Dc dc преобразователь: Преобразователи DC-DC купить в интернет-магазине Li-Force.ru оптом и в розницу

Содержание

Обзор и тестирование DC-DC модуля на чипе ME2188A / Хабр

В этом обзоре речь пойдёт об энергоэффективном повышающем DC-DC преобразователе на 3,3 В, выполненном в виде миниатюрного модуля размером всего 10х10 мм. Преобразователь сделан на специализированном чипе ME2188A и предназначен для питания различной автономной электроники, в том числе и популярных DIY решений на nRF24L01, LoRa модулях, ESP8266 и т. д.

Я дам общий обзор чипа ME2188A и проведу тестирование описываемого модуля в различных режимах, а затем проанализирую результаты и сделаю выводы о практической применимости данного модуля для питания энергоэффективных (батарейных) DIY устройств.

▍ Чип ME2188A

Прежде чем приступать к тестированию модуля, давайте познакомимся с самой микросхемой ME2188A.

Согласно информации из даташита, серия микросхем ME2188 — это повышающие DC/DC PFM (Pulse Frequency Modulation) преобразователи с низким током покоя и низкими пульсациями выходного напряжения, выполненные по CMOS технологии и работающие на частоте 350 кГц, предназначенные для использования в приборах с батарейным питанием.

Основные заявленные характеристики чипов ME2188 серии:

  • Эффективность: до 95%
  • Частота преобразования: 350 КГц
  • Ток покоя: 13 мкА
  • Входное напряжение: 0,9-5,0 В
  • Выходное напряжение: 3,3 В (есть другие варианты ME2188A на 1,8-5,0 В)
  • Точность: ± 2%
  • Низкие пульсации и шумы
  • Выпускаются в корпусах: SOT23-3, SOT23-5, SOT23, SOT89-3, TO-92

Типовая схема включения:

В рассматриваемом модуле применён чип ME2188A в корпусе SOT89-3:


1 – GND, 2 – OUT, 3 – IN

Как вы видите, типовая схема применения чипа ME2188 очень простая и требуется добавить всего лишь два конденсатора и одну индуктивность для работы всей системы питания. Теперь давайте протестируем модуль и посмотрим как дела с ним обстоят в реальности.

▍ Модуль на ME2188A

Дизайн модуля крайне прост и повторяет типовую схему. Правда бросаются в глаза и различия: вместо одного конденсатора и на входе и на выходе стоят по два конденсатора, судя по всему, запараллеленных. Также в даташите упоминаются танталовые конденсаторы, а в модуле мы видим керамические. Имеют ли эти нюансы какое-то значение сказать трудно, но в дальнейшем мы увидим, что в работе модуля есть некоторые проблемы, возможно это связано с этими отхождениями от референсного дизайна.

На приведённом фото виден очень маленький размер модуля, что позволяет встраивать его в различные миниатюрные батарейные устройства. Размер модуля 10,7×10,6 мм.

Далее мы переходим к тестированию и выяснению реальных характеристик нашего модуля.

▍ Тестирование

Тестировать модуль я буду с привлечением тяжёлой артиллерии в виде цифрового лабораторного блока питания, тестера, электронной нагрузки и осциллографа, так что ему не удастся скрыть от нас свои недостатки.

В план тестирования будет входить:

  • выяснение напряжения старта модуля;
  • выходные напряжения во всём диапазоне входных при холостом ходе;
  • токи потребления во всём диапазоне входных напряжений;
  • выяснение нагрузочной способности в зависимости от входного напряжения;
  • ток потребления при изменении величины нагрузки;
  • и прочие тесты.

В результате тестирования и после его анализа мы сможем сделать объективные выводы о качестве решения энергоэффективного питания на чипе ME2188 и его недостатках и сможем определить область применимости этого решения.

Наш подопытный:

Вставляем модуль в макетную плату.

Добавляем провода и делаем мини-стенд для дальнейшей работы (на фото модуль «спрятался» за проводами).

▍ Выходное напряжение холостого хода


В этом тесте мы пройдёмся по всему заявленному диапазону входных напряжений и посмотрим как меняется выходное напряжение модуля и сделаем соответствующие выводы.

Таблица выходных напряжений холостого хода:

0,8 — срыв работы
0,9 — 3,29 В
1,0 — 3,29 В
1,1 — 3,29 В
1,2 — 3,29 В
1,3 — 3,29 В
1,4 — 3,29 В
1,5 — 3,30 В
1,6 — 3,30 В
1,7 — 3,30 В
1,8 — 3,30 В
1,9 — 3,30 В
2,0 — 3,30 В
2,1 — 3,30 В
2,2 — 3,31 В
2,3 — 3,31 В
2,4 — 3,31 В
2,5 — 3,32 В
2,6 — 3,32 В
2,7 — 3,32 В
2,8 — 3,34 В
2,9 — 3,35 В
3,0 — 3,36 В
3,1 — 3,37 В (нестабильно, колебания ± 0,1 В)
3,2 — 3,38 В (нестабильно, колебания ± 0,2 В)
3,3 — 3,39 В (нестабильно, колебания ± 0,3 В)

Как мы видим, при 0,8 вольтах на входе происходит срыв работы модуля и выходное напряжение критически падает. То есть напряжение 0,8 вольт модуль не поддерживает. И поскольку это граница диапазона, то и ближайшее напряжение 0,9 вольт тоже на практике использовать нельзя — возможны срывы питания. Отсюда можно сделать вывод, что реальная нижняя граница входного напряжения модуля примерно 1,0 В.

Также мы видим, что при росте входного напряжения постепенно растёт и выходное.

После перехода входным напряжением границы в 3,0 вольта выходное напряжение становится нестабильным и начинает «скакать», правда в допустимых границах, но сами скачки ничего хорошего питаемой электронике не сулят. Получается, что верхний разумный предел входного напряжения этого модуля 3,0 вольта и этот предел лучше не превышать (при работе в ненагруженных режимах).

В целом, по этому тесту можно сказать, что модуль успешно его прошёл.

▍ Ток потребления холостого хода


Теперь выясним ток потребления модуля во всём заявленном диапазоне входных напряжений. Это тест, который покажет нам насколько хорошо модуль работает на холостом ходу. Напомню, что производитель обещает нам ток потребления 13 мкА.

Таблица токов потребления холостого хода:

0,8 — 41 мкА
0,9 — 36 мкА

1,0 — 29 мкА
1,1 — 27 мкА
1,2 — 26 мкА
1,3 — 25 мкА
1,4 — 23 мкА
1,5 — 22 мкА
1,6 — 22 мкА
1,7 — 22 мкА
1,8 — 21 мкА
1,9 — 20 мкА
2,0 — 19 мкА
2,1 — 17 мкА
2,2 — 14 мкА
2,3 — 14 мкА
2,4 — 14 мкА
2,5 — 14 мкА
2,6 — 14 мкА
2,7 — 14 мкА
2,8 — 14 мкА
2,9 — нестабильно, колебания 0-20 мкА
3,0 — нестабильно, колебания 0-20 мкА
3,1 — нестабильно, колебания 0-20 мкА
3,2 — нестабильно, колебания 0-20 мкА
3,3 — нестабильно, колебания 0-20 мкА

Тут тоже выявляются некоторые интересные закономерности. Видно, что на нижнем краю диапазона (0,8-0,9 В) начинает расти ток потребления, а на верхнем краю ток начинает «прыгать», что согласуется с результатами предыдущего теста и подтверждает вывод о том, что реальный рабочий диапазон модуля 1,0-3,0 вольт.

С другой стороны, колебания тока потребления на верхней границе диапазона в данном случае могут не являться дефектом, а обусловлены работой PFM технологии накопления и отдачи энергии (что не оправдывает нестабильность выходного напряжения).

Также мы видим, что заявленные 13 мкА потребления проявляются только в диапазоне входных напряжений 2,2-2,8 вольт. Но даже разброс 14-29 мкА можно считать неплохим результатом (для батарейного питания DIY устройств).

▍ Нагрузочный тест и КПД

Теперь давайте проверим поведение модуля при различной нагрузке, его КПД и входное потребление. Этот тест покажет нам насколько модуль применим для питания различных практических схем.

В качестве неизменного входного напряжения выберем середину его диапазона — 2 вольта. Вот таблица результатов измерений в этом режиме:

Оранжевым цветом выделены значения КПД, выходящие за рамки заявленных минимальных 70 процентов, а красным выделен результат, когда КПД драматически падает до 23 процентов.

Как видно из приведённой таблицы, сколько-нибудь приемлемым током потребления для нашего модуля можно считать 130 мА, далее происходит откровенная катастрофа — КПД падает до 23 процентов, а входной ток возрастает до 600 мА (!). И это в середине рабочего диапазона входных напряжений, а по краям всё будет совсем плохо (это мы протестируем чуть позже).

В результате этого теста можно сделать вывод, что модуль в реальности поддерживает максимум 130 мА тока потребления, что никак не согласуется с цифрами в 600 мА на сайте продавца и в даташите. Это важный момент и далее мы попробуем подробнее разобраться с нагрузочной способностью рассматриваемого модуля.

▍ Подробнее о нагрузочной способности модуля

Теперь посмотрим зависимость нагрузочной способности модуля от питающего напряжения. Как вы понимаете, это важный тест, поскольку показывает как будет вести себя модуль (а вместе с ним и ваше устройство) при падении напряжения на питающих батареях.

0,9 — 20 мА (3,2 В) нестабильно

1,0 — 30 мА (3,2 В)
1,1 — 40 мА (3,1 В)
1,2 — 50 мА (3,1 В)
1,3 — 60 мА (3,1 В)
1,4 — 70 мА (3,1 В)
1,5 — 75 мА (3,1 В)
1,6 — 80 мА (3,1 В)
1,7 — 90 мА (3,1 В)
1,8 — 95 мА (3,1 В)
1,9 — 100 мА (3,1 В)
2,0 — 105 мА (3,1 В)
2,1 — 110 мА (3,1 В)
2,2 — 110 мА (3,09 В)
2,3 — 120 мА (3,07 В)
2,4 — 130 мА (3,06 В)
2,5 — 140 мА (3,05 В)
2,6 — 150 мА (3,04 В)
2,7 — 160 мА (3,03 В)
2,8 — 170 мА (3,02 В)
2,9 — 175 мА (3,01 В)
3,0 — 180 мА (3,0 В)

Или то же самое, но в графическом виде:

За критическое падение напряжения на выходе принято значение 3,0 вольта (это примерно 10% от номинала). Видно, что тут увеличивается предел нагрузочной способности модуля при повышении питающего напряжения. Но всё равно его предел — это 180 мА, а учитывая, что мы имеем дело с батарейками, которые имеют тенденцию к разрядке, то реальную нагрузочную способность вашего устройства нужно выбирать из диапазона 1,0-2,0 вольт.

Тут вступают в противоречие два параметра — напряжение на батареях и ток потребления вашей схемы (устройства) — и тут придётся находить баланс между двумя этими параметрами.

В реальности это 80 мА и падение напряжения до 1,6 вольта, а учитывая, что это предельные значения, то реалистичным будет вариант 70 мА и 1,6 вольта.

То есть, другими словами, и говоря немного проще: что-то вроде nRF24L01 и в некоторых режимах LoRa вы запитать от этого модуля сможете, а вот, например, ESP8266 — уже нет.

▍ Пульсации выходного напряжения


На скриншоте ниже представлена осциллограмма выходного напряжения тестируемого модуля под нагрузкой. Видны пульсации амплитудой чуть больше 20 мВ, что можно считать приемлемым значением в большинстве случаев.

▍ Особые замечания

В процессе тестирования и работы с модулем было замечено, что в случае выхода входных или выходных параметров за граничные критические значения, работа модуля становится нестабильной. Поэтому особое внимание стоит уделять этапу проектирования вашего устройства и режимам его работы, чтобы избежать ситуации сваливания модуля «в штопор».

▍ Выводы

Подводя итог этого обзора, можно сказать, что, в принципе, этот модуль на чипе ME2188 имеет право на существование и его можно использовать в ваших энергоэффективных устройствах, но для его использования нужно учитывать его особенности и хорошо понимать, что и зачем вы делаете. А этот обзор и проведённое тестирование помогут вам в выборе правильного решения.

К вопросу построения мощных DC-DC преобразователей напряжения

Мощный DC-DC преобразователь напряжения, работающий от низковольтного (10-50 В) источника питания (аккумуляторные батареи, водородные источники питания и т. д.), преобразует энергию постоянного тока с уровнем в сотни ампер. Не трудно убедиться, что в таких случаях статические потери энергии в полупроводниковых элементах преобразователя напряжения существенно, часто на порядок, превышают динамические. Таким образом, силовая схема преобразователя напряжения должна содержать минимальное количество последовательно включенных в цепь потребляемого тока силовых полупроводниковых приборов. Как правило, это однотактные схемы либо двухтактная схема с выводом нулевой точки первичной обмотки силового трансформатора.

Схема DC-DC преобразователя напряжения, построенного на базе известного инвертора со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора, представлена на рис. 1. В схеме для наглядности выделены индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора. Особенностью данной схемы, а также преобразователей напряжения, построенных на базе однотактных схем, является необходимость вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора на этапах проводимости силовых транзисторов.

Рис. 1. Схема DC-DC преобразователя  напряжения

Для вывода энергии индуктивностей рассеивания в схеме необходимы дополнительные элементы. Если такой вывод энергии не обеспечивается, то ЭДС самоиндукции индуктивности рассеивания трансформатора при запирании силового транзистора схемы может вызвать на нем бросок напряжения, что приведет данный прибор к выходу из строя.

Простейшие устройства, обеспечивающие ограничение напряжения на силовых транзисторах, — это RCD-цепочки, показанные на рис. 1. Помимо ограничения напряжения на силовых транзисторах они снижают потери энергии в транзисторах на этапе выключения, что при низковольтном питании не столь актуально.

Энергия, выводимая из индуктивностей рассеивания в силовые конденсаторы C1, C2, при очередном включении силовых транзисторов VS1, VS2 рассеивается в токоограничивающих резисторах R1, R2, что существенно (как будет показано ниже) снижает КПД устройства.

Режим работы RCD-цепочек, а соответственно, и уровень напряжения на силовых конденсаторах C1, C2 и силовых транзисторах VS1, VS2, в немалой степени зависит от режима работы инвертора, в частности, от коэффициента заполнения ключей, тока нагрузки и т. д. Не вдаваясь в подробности, укажем, что в зависимости от режима работы схемы наибольшее значение напряжения на силовых транзисторах схемы может значительно превышать удвоенную величину напряжения питания. Последнее заставляет использовать в схеме силовые транзисторы с повышенным допустимым напряжением и, как следствие, с увеличенным падением напряжения на силовом транзисторе в проводящем состоянии, что снижает КПД схемы.

Не проводя детального анализа работы схемы, можно оценить соответствующую мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках. Соответственно, эта мощность в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов, может быть приближенно оценена как

где введены следующие обозначения: Iн‘ — ток нагрузки, пересчитанный в первичную обмотку (принимается, что ZН имеет индуктивный характер, ток нагрузки хорошо сглажен и может быть принят постоянным на периоде работы схемы), LS1 — индуктивность рассеивания первичной обмотки, LS3‘ — пересчитанная к первичной обмотке индуктивность рассеивания вторичной обмотки, f— частота работы преобразователя, Kпр— коэффициент, характеризующий максимальное напряжение на силовые конденсаторах C1, C2 (или, что то же самое, на транзисторах преобразователя напряжения) при максимальном токе нагрузки преобразователя напряжения, и равный

    (1а)

где UC MAX— максимальное напряжение на силовых конденсаторах C1 и C2, E— величина напряжения питания.

Для оценки потерь в RCD-цепочках в соответствии с уровнем тока, частотой и индуктивностями рассеивания силового трансформатора (то есть конструкции трансформатора) необходимо получить зависимость величины индуктивностей рассеивания силового трансформатора от параметров схемы (в упрощенном варианте это могут быть частота, установленная мощность силового трансформатора, величина тока или величина напряжения).

С помощью известных методик расчета силового трансформатора [1, 2], выбрав материал для сердечника и обмоток, можно приближенно оценить величину индуктивности рассеивания обмоток. С учетом материала сердечника (феррит 2000 НМ) и обмоток (медь), конструкции силового трансформатора (броневой) были построены зависимости суммарной индуктивности рассеивания обмоток трансформатора LS 1+LS3= L, пересчитанной к первичной обмотке (предполагается, что обмотки несекционированные) от установленной мощности силового трансформатора (S) для трех рабочих частот трансформатора (10, 20 и 30 кГц) для напряжений питания 24 и 12 В (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания силового трансформатора от его установленной мощности:
а) E = 24 В,
б) E = 12 В

Имея зависимости рис. 2, можно оценить мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках (Prcd), через установленную мощность силового трансформатора (S). Далее полагаем, что мощность, передаваемая в нагрузку преобразователем напряжения (P), и установленная мощность силового трансформатора связаны известным соотношением

S = Pxkсхемы (2)

где kсхемы— коэффициент, зависящий от схемы и режима работы преобразователя напряжения [3, 4]. КПД преобразователя напряжения (определяемый в предположении, что единственными потерями являются потери, рассеиваемые в RCD-цепочках) равен:

   (3)

Можно считать, что расчетная максимальная индукция в сердечнике B(S, f), определяемая рабочей частотой и установленной мощностью силового трансформатора (при принятых для силового трансформатора конструкции и геометрических соотношениях), задает число витков первичной обмотки ω1 через напряжение на первичной обмотке. Предположим, что режимом с максимальной вольт-секундной площадью будет режим с напряжением на первичных обмотках в форме меандра с периодом, равным T (где T— период работы схемы), и амплитудой, которую можно считать равной напряжению питания E. Тогда можно записать:

     (4)

где Sс(S, f) — площадь сечения сердечника, B(S, f) — максимальная индукция в сердечнике. Таким образом, в силу известной приближенной формулы расчета индуктивностей рассеивания [1,2], для суммарной индуктивности рассеивания, пересчитанной к первичной обмотке,

    (5)

где k — коэффициент пропорциональности, lоб (S, f) — средняя длина витка обмотки.

Приняв, что КПД преобразователя напряжения определяется только потерями в RCD-цепочках, считая коммутации пренебрежимо малыми, токи обмоток и напряжения на обмотках имеющими прямоугольную форму, ток вторичной обмотки и напряжения на обмотках не имеющими пауз, можно считать, что приведенный к первичной обмотке ток нагрузки преобразователя напряжения равен

      (6)

Тогда, пользуясь оценкой мощности, проходящей через индуктивности рассеивания, приведенной выше, можно оценить мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2, подставляя вместо (LS1+LS3‘) суммарную индуктивность рассеивания силового трансформатора L:

Таким образом, в пределах сделанных предположений, PRCD не зависит от E.

На рис. 3а приведены полученные зависимости мощности PRCD для частот 10, 20 и 30 кГц от установленной мощности силового трансформатора. На рис. 3б показаны соответствующие оценки для КПД преобразователя ηRCD.

Рис. 3. Зависимость PRCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности силового трансформатора

Зависимости, приведенные на рис. 3, позволяют сделать вывод о неперспективности применения защитных RCD-цепей в мощных преобразователях напряжения с низковольтным питанием. На практике преобразователи напряжения, выполненные по схеме рис. 1, мощностью более нескольких сотен ватт не применяются.

Естественным решением, расширяющим области применения аналогичных преобразователей напряжения, является вывод энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, в питающую сеть либо в нагрузку. Вывод энергии индуктивностей рассеивания в источник питания имеет то преимущество, что передаваемая таким путем мощность может варьироваться в широких пределах независимо от величины нагрузки преобразователя напряжения. Кроме того, вывод этой энергии в питающую сеть обеспечивается гораздо более простым схемным решением. На рис. 4 показана схема, реализующая указанный принцип. Энергия, накапливаемая в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором во всех режимах работы близко к двойному напряжению питания, всегда оставаясь несколько больше его. При этом максимальные напряжения на силовых транзисторах жестко ограничены напряжением на силовом конденсаторе C1.

Рис. 4. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания

Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 на требуемом уровне обеспечивается за счет работы регулятора первого рода, выполненного на силовом транзисторе VS3, диоде VD3 и дросселе L1. Установленная мощность регулятора первого рода, естественно, меньше установленной мощности основного преобразователя напряжения и определяется энергией, выводимой из индуктивностей рассеивания силового трансформатора.

Оценим мощность, на которую должен быть рассчитан регулятор первого рода, при допущении, что все полупроводниковые элементы схемы — идеальные ключи, потери энергии в элементах схемы отсутствуют.

Эквивалентная схема для этапа вывода энергии из индуктивностей рассеивания в силовой конденсатор C1 изображена на рис. 5. Эта схема справедлива при условии малых пульсаций напряжения на силовом конденсаторе C1. Тогда напряжение на силовом конденсаторе UC может быть принято постоянным, а конденсатор C1 эквивалентно заменен источником напряжения, равным UC. Кроме того, предполагаем, что выходной выпрямитель за счет индуктивности в нагрузке стягивается в точку на всем интервале вывода энергии. При этом выводимая энергия будет наибольшей.

Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания

Энергию, выводимую в силовой конденсатор, можно представить как сумму энергии, накопленной к этому времени в индуктивностях рассеивания, и энергии, потребленной от источника питания на этапе вывода энергии в силовой конденсатор. Пренебрегая током индуктивности намагничивания, можно считать, что ток индуктивностей рассеивания спадает от величины Iн‘ до нуля линейно. Обозначая время спада тока как tсп, можно записать:

     (8)

Мощность, потребляемая от источника питания, за время вывода энергии из индуктивностей рассеивания равна:

     (9)

Накопленная к моменту запирания силового транзистора в индуктивностях рассеивания энергия может быть оценена следующим образом:

      (10)

С учетом выражений (9) и (10) мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, равна:

     (11)

где f— частота работы преобразователя напряжения.

При UC= 2xE мощность Pвспом= 2xfxLx (Iн‘)2, при большем UC мощность Pвспомменьше.

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 за один цикл вывода энергии из индуктивностей рассеивания может быть оценено из условия, что вся выводимая энергия накапливается в конденсаторе и на интервале вывода передача энергии вспомогательным преобразователем пренебрежимо мала.

Приращение энергии в силовом конденсаторе δ WC равно

где AUC — приращение напряжения на силовом конденсаторе С1. Тогда

     (13)

На рис. 6 показаны зависимости мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при UC ≈2xE.

Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем напряжения, от установленной мощности силового трансформатора (при UC ≈ 2xE)

Для проверки эффективности приведенной выше схемы со вспомогательным преобразователем было проведено моделирование ее работы в системе моделирования MicroCap.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В модели силового трансформатора, рассчитанного по указанной выше методике, учтены индуктивности рассеивания и индуктивность намагничивания. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь напряжения построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). По результатам моделирования КПД схемы — 96%. Полученный КПД, в отличие от ηRCD (3), учитывает также потери в полупроводниковых элементах схемы.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 285 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 324 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

На рис. 7 показаны полученные при моделировании осциллограммы. Преобразователь напряжения работает в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов основного преобразователя напряжения (коэффициент заполнения равен 0,87).

Рис. 7. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем

Моделирование показало, что включение ключа в одном из плеч схемы в то время, как в противоположном плече ток еще не спал, существенно замедляет спад этого тока, а также нарастание тока во включившейся обмотке. Это объясняется трансформацией напряжения на включившейся обмотке в противоположное плечо и трансформацией тока в обмотку включившегося плеча из обмотки противоположного. Поэтому предпочтительно включать ключевой прибор в одном из плеч не раньше, чем в противоположном плече ток спадет до достаточно малой величины.

Очевидно, что при уменьшении индуктивности рассеивания трансформатора снижается мощность вспомогательного источника питания, уменьшается длительность коммутации, что повышает КПД схемы и позволяет реализовать ее работу на более высокой частоте. Широко известным методом снижения индуктивности рассеивания является применение в силовом трансформаторе секционированных обмоток. На рис. 8 показаны зависимости суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при Е = 24 В для силового трансформатора с несекционированной обмоткой (аналогично рассматриваемому выше), рассчитанного на рабочую частоту 30 кГц, и для трансформаторов с секционированной обмоткой при числе элементов обмоток, равном двум [2], которые рассчитаны на частоты 30 и 50 кГц.

Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности силового трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для силового трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)

Следует заметить, что конструктивно выполнение мощного высокочастотного силового трансформатора с низковольтными (сильноточными) обмотками достаточно сложная задача.

Обычно сильноточные обмотки такого трансформатора выполняются в виде пластин с эффективной поверхностью охлаждения, часто обдуваемых с помощью внешнего вентилятора. В таких силовых трансформаторах организация дополнительного силового вывода либо организация секционирования обмоток практически не усложняет его конструкцию, а следовательно, секционирование обмоток, несомненно, перспективно в этих применениях.

На рис. 9 приведены полученные при моделировании схемы с трансформатором с секционированными обмотками осциллограммы.

Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем. Применен силовой трансформатор с секционированными обмотками

Снижение индуктивностей рассеивания предоставляет возможность сократить длительность интервалов коммутации, что в свою очередь позволяет реализовать работу преобразователя напряжения на большей частоте.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 50 кГц, вспомогательного преобразователя — 100 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1700 Вт. По результатам моделирования КПД схемы достигает 97%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем, — 77 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 97 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования здесь также может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

Недостатком рассмотренной выше схемы со вспомогательным преобразователем является то, что на интервале спада тока в обмотке этот ток протекает через источник питания Е. Вследствие чего энергия, которая поступает во вспомогательный преобразователь после каждого запирания транзистора основного преобразователя напряжения, оказывается больше, чем энергия, накопленная в индуктивности рассеивания силового трансформатора перед запиранием силового транзистора. Если исключить из контура протекания тока обмотки источник питания на интервале спада тока, то энергия, выводимая в источник  питания, уменьшится, то есть уменьшится мощность вспомогательного преобразователя. Схема с таким включением вспомогательного преобразователя показана на рис. 10. Уменьшение мощности вспомогательного преобразователя ведет к снижению стоимости и массо-габаритных показателей его элементов, упрощению его конструкции.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

В схеме на рис. 10 энергия из индуктивностей рассеивания выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором U*c несколько больше Е. C1 заряжен таким образом, что вывод отрицательной полярности подключен к средней точке силового трансформатора. Предполагается, что пульсации напряжения на C1 пренебрежимо малы по сравнению с величиной напряжения на C1. Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 осуществляется за счет регулятора третьего рода, включающего силовой транзистор VS3, диод VD3 и дроссель L1.

В предыдущей схеме (рис. 4) ток в обмотке силового трансформатора спадал под действием напряжения, равного разности напряжения на входном силовом конденсаторе вспомогательного преобразователя (C1 на рис. 4) и напряжения питания. Эта разность несколько превышала Е. В схеме на рис. 10 ток спадает под действием напряжения, равного напряжению на входном конденсаторе вспомогательного преобразователя, которое в этой схеме несколько превышает Е. Таким образом, скорости спада тока в индуктивностях рассеивания в данных схемах, при одинаковых величинах самих ин-дуктивностей рассеивания, очевидно, равны. Однако ток обмотки на этапе спада в схеме рис. 10 не протекает через источник питания Е. В эквивалентной схеме на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания, в отличие от рис. 5, необходимо учитывать лишь напряжение U*c. В соответствии со сказанным, W* потр = 0.

Для мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, можно получить:

P*вспом= 2xfxW*нак= fxLSσx(Iн‘)2. (14)

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 в схеме рис. 10 может быть оценено следующим образом:

    (15)

Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при применении таких же трансформаторов, что и для условий рис. 6, приведена на рис. 11. Как видно из (11) и (14), с учетом Uc2xE, эта мощность в два раза меньше мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, для условий рис. 6.

Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности

Было проведено моделирование в системе MicroCap работы преобразователя напряжения, построенного по схеме рис. 10.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 также использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). Параметры силового трансформатора соответствуют трансформатору с несекционированными обмотками. По результатам моделирования КПД схемы — 96%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 157 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 162 Вт.

На рис. 12 показаны полученные при моделировании осциллограммы.

Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

Выше были описаны возможные пути решения проблемы, возникающей при разработке схем ключевых преобразователей напряжения с выводом нулевой точки трансформатора — необходимости вывода энергии из индуктивностей рассеивания силового трансформатора. Требование повышения КПД преобразователя напряжения делает логичным обеспечение вывода этой энергии в первичный источник питания взамен ее рассеивания в потери. Расчеты величины данной энергии и мощности, передаваемой вспомогательными преобразователями, проведенные для параметров схем, которые можно считать типичными для современных преобразователей напряжения такого типа, позволяют считать эффективным применение описанного решения.

Схема, рассмотренная здесь второй (рис. 10), позволяет снизить мощность вспомогательного преобразователя, не ухудшая режим преобразователя напряжения по сравнению со схемой рис. 4. Поэтому в большинстве случаев применение такой схемы представляется предпочтительным. Но в силу, например, конструктивных особенностей преобразователя напряжения может оказаться целесообразным применение и схемы рис. 4. Разумеется, приведенные оценки определяются выбранными конструкцией и материалами силовых трансформаторов и могут варьироваться в широких пределах в зависимости от применяемых трансформаторов. Однако можно утверждать, что рассмотренные схемы позволяют в широком диапазоне параметров схем с выводом нулевой точки трансформатора существенно повысить КПД схемы, принципиально улучшить режим работы силовых транзисторов основного преобразователя напряжения, жестко ограничивая максимальное напряжение на них вблизи минимально необходимой величины, требуя при этом применения весьма простого дополнительного преобразователя.

Литература
  1. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Советское радио. 1971.
  2. Горский А. Н., Русин Ю. С, Иванов Н. Р., Сергеева Л. А. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.: Радио и связь. 1988.
  3. Моин В. С. Лаптев Н. Н. Стабилизированный транзисторные преобразователи. М.: Энергия. 1972.
  4. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника. 1978.

Как сделать DC/DC-преобразователи самыми эффективными

Правильный выбор DC/DC-преобразователя является залогом долгой и стабильной работы конечного изделия. Современная электроника развивается стремительными шагами, растет качество компонентов, приходят новые технологии. Меняются технологии производства и элементов питания. Источники питания становятся более долговечными, могут дольше работать при повышенных температурах. Производитель Recom всегда отличался высоким качеством продукции при доступных ценах. Преобразователи Recom широко применяются в железнодорожном транспорте, электротранспорте и в промышленности. В статье подробно рассматриваются современные тенденции развития в области DC/DC-преобразователей.

Модульные DC/DC-преобразователи с высокой плотностью мощности

Небольшие изолированные DC/DC-преобразователи применялись многие десятилетия, в высокой мере отвечая требованиям нагрузки к напряжению шины питания и обеспечивая при этом дополнительные меньшие уровни напряжения для питания аналогового интерфейса, безопасной гальванической изоляции или для разрыва земляных контуров для особо чувствительных участков схемы. Наиболее распространены были модули в корпусах SIP с однорядно расположенными выводами для монтажа в отверстия. Выходная мощность первых нестабилизированных преобразователей в компактных корпусах SIP‑7 составляла около 1 Вт, чего было вполне достаточно в то время для многих перечисленных приложений. К настоящему времени плотность мощности нестабилизированных преобразователей в еще более компактных корпусах SIP‑4 достигла 3 Вт (см. рис. 1).

Рис. 1. К настоящему времени выросла плотность мощности нестабилизированных и стабилизированных DC/DC-преобразователей

Вскоре появились полностью стабилизированные компоненты, в которых поначалу применялась обратноходовая топология с самовозбуждением, обеспечившая минимальное число компонентов. Самые новые модели с фиксированной частотой, как правило, выполнены на основе ИС, благодаря чему достигается оптимальный КПД в широком диапазоне нагрузок, высокая плотность мощности, а широкий диапазон изменения входного напряжения составляет 4:1. Кроме того, обеспечивается тонкая регулировка выходного напряжения и контроль над включением и выключением. Поначалу эталонными считались преобразователи мощностью 2 Вт в корпусах DIP‑24, но вскоре появились модели в корпусах SIP‑7 и SIP‑8 мощностью 2, 3 и 6 Вт. К настоящему времени эталонным считается мощность величиной 12 Вт (см. рис. 1).

По мере повышения уровней мощности модули стали все чаще стали использоваться для питания целых подсистем и даже законченных изделий, а не в качестве вспомогательных источников питания. Соответственно, увеличилась значимость не только силового каскада, но и способность преобразователя создать гальваническое разделение питаемых цепей. Поскольку длина пути утечки и воздушные зазоры между входными и выходными выводами корпусов SIP‑7 и SIP‑8 достаточно велики, предпочтение было отдано решению увеличивать мощность преобразователей в этих корпусах, а не сокращать размеры модулей при той же величине мощности.

 

Повышение плотности мощности с помощью новых методов конструирования

Некоторые из производителей, выпускавших DC/DC-модули в корпусах SIP‑8, заявляли о возможности работы изделий на полную номинальную мощность 9 Вт, умалчивая, что это достигалось, только если температура корпуса поддерживалась на низком уровне. Такая возможность была доступной при невысоком коэффициенте заполнения или благодаря эффективному воздушному охлаждению; при этом полезная мощность становилась существенно меньше. Например, полезная мощность 6‑Вт компонентов от компании Recom при температуре окружающей среды 75°C и конвекционном охлаждении выше, чем у 9‑Вт компонентов конкурирующей компании.

Такие случаи, когда на практике полезная мощность компонентов с меньшей номинальной мощностью выше, чем у компонентов большей номинальной мощности, свидетельствуют о том, что возможности существующей топологии достигли своего предела. И хотя плотность мощности можно повышать за счет использования более дорогих компонентов, для перехода на новый уровень мощности следует в корне изменить конструкцию преобразователей. Например, можно отказаться от неэффективной конструкции моточного трансформатора и воспользоваться полностью планарным изделием. Такое решение реализовано в новой серии DC/DC-преобразователей RS12‑Z от компании Recom [1].

Техническая реализация планарных трансформаторов, которые используют дорожки многослойной печатной платы в качестве обмоток, является достаточно сложным делом из-за слепых и скрытых переходных отверстий. Кроме того, для обеспечения надежной гальванической развязки (3 кВ DC в случае преобразователя RS12‑Z) требуется очень тщательное проектирование многослойной печатной платы. Поскольку, наконец, для каждой комбинации выводов с входным/выходным напряжением необходима другая топология печатной платы с иным отношением витков, процесс производства усложняется.

Как бы то ни было, изготовление планарных трансформаторов не является трудоемким во всем процессе сборки. Их рабочие характеристики очень хорошо воспроизводятся по сравнению с традиционными моточными трансформаторами. Таким образом, улучшается не только эффективность – тепловой режим обеспечивает эксплуатацию при полной выходной мощности величиной 12 Вт и температуре окружающей среды 75°C в диапазоне изменения входного напряжения 4:1. Тепло, генерируемое в этом преобразователе, эффективно передается в металлический корпус при малом тепловом сопротивлении. Покрытые оловом выводы корпуса увеличивают теплоотвод от печатной платы.

 

Более высокая функциональность последних разработок

Еще одним преимуществом использования современных преобразователей на базе ИС является повышение функционала, что позволяет решить некоторые серьезные проблемы. Например, как основная подсистема или источник питания изделия преобразователь должен работать стабильно при снижении входного напряжения, поступающего, как правило, с разряжающейся батареи. Стабилизированные импульсные преобразователи преобразуют постоянную входную мощность для питания постоянной нагрузки. При снижении входного напряжения ток возрастает. Если преобразователь продолжает работать при напряжении ниже минимального номинального входного напряжения, больший ток может повредить устройство. Чтобы этого не произошло, применяется блокировка питания при пониженном напряжении – защитная функция, которой оснащены многие управляющие ИС. Эта функция также отключает подачу выходного напряжения при провалах входного напряжения, когда его величина становится ниже заданного порогового значения.

Преобразователь RS12‑Z также оснащен «управляющим» выводом, или функцией включения/выключения, которая используется для перехода устройства в спящий режим с минимальным энергопотреблением. Благодаря ей можно увеличить срок службы батареи, с которой подается входное напряжение питания. Эта функция также применяется для задержки или формирования последовательности подачи выходного напряжения преобразователя при использовании нескольких шин питания. Управление может осуществляться целиком на первичной стороне или с помощью изолированных выводов через оптопары. На рисунке 2 приведен пример расположения преобразователей, в котором DC/DC-преобразователь 2 запускается вслед за тем, как на преобразователь 1 подается питание после определенной задержки, заданной отношением R1/C1, а DC/DC-преобразователь 3 включается, только если выходное напряжение 2‑го преобразователя находится в допустимых пределах.

Рис. 2. Пример работы схемы последовательной подачи напряжения на DC/DC-преобразователи

 

Многофункциональные выводы для тонкой регулировки

Для настройки выходов DC/DC-пре­обра­зователей используется тонкая регулировка, позволяющая компенсировать снижение внешнего напряжения. В типовой схеме резервирования используются параллельно установленные преобразователи, а выходные последовательные диоды Шоттки пред­отвращают влияние одного отказавшего DC/DC-преобразователя на другой (см. рис. 3). В рассматриваемом случае каждое выходное напряжение можно отрегулировать в пределах 0,3 В с помощью резисторов R1 и R2 так, чтобы напряжение питания составило требуемую номинальную величину 3,3 В. Поскольку в спецификациях указана, как правило, максимальная номинальная выходная мощность преобразователей, при тонкой регулировке выходов необходимо уменьшить выходной ток.

Рис. 3. Выходы DC/DC-преобразователей регулируются так, чтобы компенсировать снижение напряжения на диодах в схеме с резервированием

Вывод для тонкой регулировки, как правило, управляется внешним напряжением для обеспечения других функций. Например, при производстве автоматического испытательного оборудования требуется шина питания, которая циклически изменяет напряжение между допустимыми значениями для испытания отказоустойчивости системы при изменении напряжения питания. Схема на рисунке 4, которая позволяет реализовать функцию увеличения допустимых значений, состоит из генератора гармонических колебаний ИС1, который соединяется с выводом тонкой регулировки DC/DC-преобразователя RS12‑Z от Recom при заданном смещении по постоянному току для соответствия номинальному напряжению на этом выводе. Напряжение VR1 управляет амплитудой колебаний, а ИС2 суммирует ее с отрицательным фиксированным смещением, генерируя положительное смещение на выводе точной регулировки с наложенным синусоидальным сигналом.

Рис. 4. Вывод тонкой регулировки для циклического изменения напряжения на шине

Рассматриваемый вывод можно также использовать в другой внешней схеме для реализации удаленной функции измерения или для управления совместным электропитанием, если величина тока измеряется во внешней цепи преобразователей.

 

Компактные ЭМП-фильтры для DC/DC-преобразователей

При использовании в качестве главного источника питания для маломощного оборудования напряжение питания подается на DC/DC-преобразователь с внешнего источника согласно особым требованиями стандартов по ЭМС EN 55032 Class A или B. Для обеспечения такого соответствия в схемах с шумящими преобразователями или преобразователями с переменной частотой применяются дополнительные фильтрующие компоненты, которые занимают больше места на плате, чем сами преобразователи. Типовая схема фильтрации, представленная на рисунке 5, обеспечивает соответствие преобразователей RS12‑Z требованиям указанных стандартов с помощью комбинации небольших электролитических и керамических конденсаторов, а также дросселей с малой индуктивностью.

Рис. 5. Типовые ЭМП-фильтры DC/DC-преобразователей в соответствии с требованиями стандартов EN 55032 Class A и B

 

Выводы

Модульные DC/DC-преобразователи стали значительно более совершенными с момента их появления. Их плотность мощности существенно возросла, но именно широкий функционал преобразователей позволяет использовать их в качестве прецизионных источников питания для современных электронных систем. Серия RS12‑Z от компании Recom представляет собой отличный пример DC/DC-преобразователей в инновационном исполнении с номинальным входным напряжением 12, 24 и 48 В постоянного тока и полной выходной мощностью 12 Вт при 75°C.

Литература

  1.  RECOM RS12‑Z data sheet

DC/DC-преобразователи для управления в IGBT-приложениях

Поскольку альтернативная энергетика сегодня находится в центре внимания, то вопрос повышения ее эффективности становится все более критическим. В последние годы одним из главных решений, позволяющих резко увеличить эффективность (КПД) преобразователей, было существенное усовершенствование характеристик мощных силовых транзисторов типа IGBT (Insulated-gate bipolar transistor, биполярный транзистор с изолированным затвором). Транзисторы этого типа могут быстро переключать высокие напряжения (до 1000 В и более) с чрезвычайно низкими коммутационными потерями, то есть потерями на переключение. Это позволяет проектировать на их основе эффективные инверторы и повышающие импульсные преобразователи.

На рис. 1 приведены две типичные функции IGBT-транзисторов, которые эти приборы выполняют в схеме мощного силового преобразователя напряжения. Напряжение постоянного тока от солнечной батареи, как известно, не является стабильным и не приведено к некоторому максимальному уровню. Для устранения этого недостатка используется повышающий преобразователь, который поддерживает некий максимальный уровень напряжения на оптимальном уровне, а именно на уровне отслеживания точки максимальной мощности (Maximum power point tracking, MPPT). Это позволяет обеспечить максимально возможную мощность на выходе солнечной батареи и тем самым улучшить ее характеристики.

Рис. 1. Преобразователь напряжения для солнечной панели

Однако в большинстве случаев напряжение постоянного тока не может быть использовано непосредственно. Чтобы возможна была его дальнейшая передача, необходимо преобразовать его в форму напряжения переменного тока. Для этого применяются две пары транзисторов типа IGBT, включенные противофазно в виде моста. Эти транзисторы управляются сигналом с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ, в англоязычной литературе — pulse-width modulation, PWM), таким образом создается промодулированный выходной сигнал, показанный на рис. 1. После фильтрации сигнала с ШИМ низкочастотным LC-фильтром выделенное переменное напряжение синусоидальной формы уже может быть включено в общую схему раздачи питания.

Транзисторы типа IGBT служат не только для сбора и преобразования энергии от внешних источников, но и для управления нагрузками. Известно, что управление электродвигателями занимает приоритетное положение в мировой электротехнической индустрии, а частотно-регулируемые электроприводы часто являются наиболее экономичным вариантом управления их скоростью вращения. В типичном приложении (рис. 2) IGBT-транзисторы используются для того, чтобы иметь возможность регулировать частоту переменного напряжения в частотно-регулируемом электроприводе для трехфазного электродвигателя переменного тока, тем самым можно управлять скоростью вращения его ротора.

Рис. 2. Упрощенная схема драйвера на основе IGBT-транзисторов

Трехфазный шестиимпульсный драйвер с питанием от источника переменного напряжения состоит из мостового выпрямителя, шины напряжения постоянного тока и, собственно, инвертора. Шесть IGBT-транзисторов в инверторе обеспечивают регулируемое по частоте импульсное напряжение, которое подается непосредственно на трехфазный электродвигатель.

Чтобы это решение было достаточно эффективным, транзисторы типа IGBT нуждаются в должном управлении для их коммутации. С тех пор как допустимая рабочая частота переключения для этих транзисторов повысилась до 300 кГц, обычная схема их управления стала неэффективной и технически непригодной. К счастью, были разработаны специальные управляющие драйверы, которые обеспечивают быстрое переключение транзисторов типа IGBT с минимальными потерями. Так, если драйвер на транзисторе подключен к плавающей по напряжению высоковольтной силовой цепи, то он должен быть изолирован от низковольтных цепей управления. Это достигается применением гальванической опторазвязки (оптрона), которая обеспечит разделение по цепи обратной связи. Таким образом, источник питания силового драйвера получается гальванически развязанным от DC/DC-преобразователя. Однако, чтобы удовлетворить все специфические требования по управлению IGBT-транзисторами, необходимо иметь два отдельных источника напряжения.

Чтобы минимизировать коммутационные потери транзисторов типа IGBT, необходимо, чтобы их включение выполнялось максимально быстро. При этом скорость нарастания выходного напряжения будет зависеть от скорости заряда собственной емкости затвора транзистора. Фактически было установлено, что для надежного включения IGBT-транзистора достаточно иметь напряжение +15 В. Но, с другой стороны, если транзистор типа IGBT включать слишком быстро, то произойдет токовое перерегулирование, которое вызовет паразитный токовый выброс. Это приведет не только к генерации электромагнитных помех, но и к повреждению самого транзистора и, соответственно, к выходу из строя подключенной к нему схемы. Чтобы сгладить этот выброс, необходимо увеличить время включения транзистора путем увеличения сопротивления в цепи затвора (рис. 3). Однако, если время включения увеличено, то это сразу же приведет к росту коммутационных потерь — это и есть одна часть дилеммы.

Рис. 3. Цепь управления IGBT-транзистором

Режим выключения IGBT-транзистора еще более усложняет решение проблемы. Скорость выключения определяется собственной емкостью затвора транзистора. Чем быстрее емкость затвора будет разряжена, тем быстрее транзистор будет выключен. Чтобы ускорить разряд собственной емкости затвора с целью уменьшения потерь на переключение, к нему прикладывается отрицательное напряжение. Логически рассуждая, можно считать приемлемым напряжение выключения –15 В. Таким образом, можно было бы использовать один DC/DC-преобразователь напряжения постоянного тока, который обеспечит выходное напряжение ±15 В. То есть один такой преобразователь будет использоваться для генерации как положительных, так и отрицательных импульсов.

Однако если транзистор будет выключен слишком быстро, то опять-таки из-за проблем перерегулирования будет иметь место паразитный токовый выброс. Предполагают, что такие выбросы уменьшают ожидаемый срок службы транзисторов типа IGBT. Поэтому необходимо уменьшить скорость выключения транзистора, и сделать это легче всего, уменьшая величину отрицательного напряжения на затворе. Фактически считается приемлемым иметь управляющее напряжение для выключения равным –9 В. Как полагают, это является хорошим компромиссным решением. Хотя время переключения немного увеличится, что приведет к некоторому росту коммутационных помех, паразитные выбросы становятся более управляемыми.

Итак, имеется уже полная дилемма: или использовать преобразователь с выходными напряжениями ±15 или ±9 В и соглашаться на компромисс — увеличение коммутационных потерь, или иметь паразитные выбросы напряжения. Еще, как вариант, можно использовать два отдельных DC/DC-преобразователя на 15 В и на –9 В, чтобы выполнить описанную выше оптимизацию, но это неизбежно увеличит стоимость компонентов и конечные затраты по проекту.

Однако есть третий путь — это использование асимметричного DC/DC-преобразователя с двумя оптимальными выходными напряжениями, который был бы специально разработан и предназначен для IGBT-приложений. Именно такой преобразователь типа R05P21509D и именно по этой причине был выведен на рынок компанией RECOM.

Асимметричное выходное напряжение этих DC/DC-преобразователей имеет идеальные уровни, которые оптимизируют характеристики переключения транзисторов типа IGBT. Но необходимо рассмотреть и учесть еще один важный момент для правильного выбора преобразователя. Мало того, что эти преобразователи необходимы для формирования оптимальных напряжений для включения и выключения, они также должны обеспечить и гальваническую развязку, которая предохраняет цепь управления от воздействия высоких напряжений силовой цепи. Без такой адекватной изоляции все устройство просто выйдет из строя. Но что такое адекватная изоляция?

Прочность изоляции, характеризующаяся напряжением пробоя, обычно приводится в спецификациях на DC/DC-преобразователи. Инженерная практика говорит о том, что достаточным и приемлемым является напряжение пробоя, как минимум в два раза превышающее рабочее напряжение высоковольтной шины. Как отмечалось в начале статьи, IGBT-приложения могут иметь напряжение на высоковольтной шине постоянного тока 1000 В и более. Таким образом, можно было бы считать, что прочность изоляции в 2000 В для шины, например, в 1000 В была бы более чем достаточной. Однако важно помнить, что во время коммутации транзисторов типа IGBT имеются выбросы (рис. 4).

Рис. 4. Характеристики переключения транзистора типа IGBT:
а) включение;
б) выключение

Кроме того, есть еще и паразитные емкости, разряд которых определен характеристиками переключения транзисторов. Таким образом, фактические уровни напряжения при переключении реально могут быть намного выше. Главное препятствие для их определения — это сложность в проведении измерения этих выбросов в реальном изделии. Собственная индуктивность средств измерения фактически ставит это под угрозу, делая определение паразитных выбросов практически невозможным. Начиная с некоторых уровней напряжений, определение необходимой прочности изоляции уже не поддается точному прогнозированию. Поэтому наилучший выход — это иметь прочность изоляции максимально возможной, насколько это приемлемо. Например, типичное значение прочности изоляции для DC/DC-преобразователя, работающего на высоковольтную шину напряжения постоянного тока напряжением в 1000 В, должно иметь показатели на уровне 6000 В. Это необходимо, чтобы обеспечить надежную изоляцию и, как результат, продлить срок службы конечного изделия в целом.

В то время как прочность изоляции является, без сомнения, важным и критическим параметром, сам тип исполнения такой изоляции, определенный конструкцией трансформатора, одинаково важен и критичен. Обычно основная изоляция в DC/DC-преобразователях обеспечивается исключительно изоляционным покрытием проводов трансформатора. Однако возможные трещины этого изоляционного покрытия могут привести к пробою и последующему катастрофическому отказу конечного изделия. Наилучшим является вариант использования дополнительной основной изоляции, физически отделяющей первичную (входную) и вторичную (выходную) обмотки. В этом случае, даже если и имело место нарушение изоляции проводов, то электрическая прочность изоляции будет обеспечена зазором между первичной и вторичной обмотками. С тех пор как IGBT-приборы начали применять на очень высоких частотах, проблема обеспечения изоляции стала еще важнее. Поэтому рекомендуется, чтобы основная изоляция использовалась обязательно: это продлит срок службы системы в целом.

Когда DC/DC-преобразователь выбран правильно, схема драйвера электродвигателя на базе транзисторов типа IGBT значительно упрощается. Дополнительно к этому увеличивается и жизненный цикл изделия, так как выбирается оптимальный режим включения/выключения транзистора. Это демпфирует силовые шины постоянного напряжения, что препятствует появлению паразитных выбросов. Кроме того, как указывалось выше, критическими являются как тип изоляции, так и ее электрическая прочность. Это также увеличивает надежность и срок службы конечного изделия.

Компания RECOM недавно освоила и вывела на рынок семейство преобразователей для IGBT-применений, которые выполняют все изложенные требования для IGBT-приложений.

Принцип работы и технические характеристики преобразователей напряжения DC-DC

Любым электроустройствам требуется для работы напряжение питания. Основная проблема заключается в том, что не всегда имеется в наличии источник электропитания с необходимыми параметрами. В цепях переменного тока данная задача решается путем использования трансформатора. При работе с постоянным напряжением требуется применение электронных устройств.

Импульсный источник питания

Линейные стабилизаторы имеют простую схемотехнику, но низкий КПД, особенно при большой разнице в значении напряжений, а также работают только как понижающие источники.

Понятие о преобразователях DC DC

Как следует из названия, данный тип устройств преобразует входное напряжение постоянного тока в такое же на выходе, но другого номинала. DC – английская аббревиатура, Direct Current – постоянный ток.

Поскольку для работы трансформатора принципиальным является наличие переменного напряжения, то в указанных преобразователях используется иной принцип. DCDC устройства представлены двумя основными типами:

  1. Инверторные, в которых вначале выполняется преобразование постоянного напряжения в переменное, высокой частоты, которое поступает на малогабаритный высокочастотный трансформатор.
  2. Импульсные, у которых основными элементами являются накопительный дроссель и конденсатор.

Строго говоря, все перечисленные устройства относятся к импульсным, но указанные различия позволяют отнести их к разным группам.

Характеристики

Основными характеристиками, важными потребителю, являются:

  • Диапазон напряжений на входе;
  • Уровень выходного напряжения;
  • Максимальный ток нагрузки;
  • Ток холостого хода;
  • КПД преобразователя;
  • Уровень пульсаций на выходе;
  • Уровень электромагнитных помех;
  • Гальваническая развязка входа и выхода.

Указанные параметры во многом зависят от конструктивных особенностей конструкции.

Внешний осмотр, элементная база

Первоначально dc dc преобразователи строились на дискретных аналоговых элементах. Схемы подобных устройств отличались высокой сложностью и были под силу только подготовленным специалистам.

По мере совершенствования элементной базы, в частности, с появлением специализированных интегральных микросхем, стало возможным создавать устройства с минимальным количеством деталей, к тому же не требующие настройки и регулировки.

Популярная микросхема ШИМ контроллера

Усложняя элементарную схему из технической документации на ИМС, можно существенно улучшить эксплуатационные показатели преобразователя. В частности, добавление мощного ключевого транзистора увеличивает максимальный ток нагрузки, в отличие от прямого включения ИМС.

Принцип работы импульсного преобразователя

Разработано несколько типов конструкций преобразователей, которые отличаются принципом работы:

  • step-down (buck converter) – устройства, способные понижать входное напряжение до заданного;
  • step-up (boost converter) – используются тогда, когда необходимо повысить напряжение на выходе относительно входного;
  • buck-boost converter – способен работать как на понижение, так и на повышение напряжения;
  • SEPIC (single-ended primary-inductor converter) – имеет аналогичные параметры, но работает по другому принципу;
  • inverting converter – основное назначение – инверсия полярности напряжения.

Практически все конструкции используют в работе свойство индуктивности к накоплению энергии. Цепь с катушкой индуктивности (дросселем) управляется ключом, роль которого выполняет быстродействующий транзистор. Различия в схемах заключаются во взаимном расположении дросселя, накопительной емкости и ключевого элемента.

Step-down

Схема содержит индуктивность, расположенную после ключевого элемента и включенную последовательно с нагрузкой. При открытом ключе через дроссель начинает протекать ток. Диод в это время закрыт. После закрытия ключа ток не прекращается мгновенно, а продолжает циркулировать в том же направлении, но уже через открытый диод.

Step-down конвертер

В дальнейшем цикл работы повторяется. Емкость на выходе позволяет сглаживать пульсации выходного напряжения.

Step-up

Данный повышающий преобразователь напряжения также содержит дроссель, соединенный последовательно с нагрузкой, но располагается он до ключа. При открытом ключе через индуктивность течет ток, который линейно растет. После закрытия ключа ток продолжает идти уже через открытый диод в нагрузку. При этом напряжение на входе складывается с ЭДС самоиндукции дросселя.

Step-up конвертер

Остальные схемы имеют аналогичную схемотехнику.

Во всех случаях диод блокирует нагрузку от ключа в необходимом месте цикла преобразования. Падение напряжения на диоде вызывает рассеивание дополнительной мощности, что снижает КПД устройства. Поэтому вместо обыкновенных диодов с падением около 0.7В используют быстродействующие диоды Шоттки, падение напряжения на которых составляет 0.4В.

Параметры импульсных преобразователей

Импульсные источники отличаются специфичными параметрами, в отличие от традиционных конструкций:

  1. Отрицательное входное сопротивление. При повышении входного напряжения ток потребления снижается. Вызвано это сокращением времени открытого состояния ключевого элемента.

Важно! По этой причине импульсные источники питания более надежно работают при повышенном напряжении на входе (в допустимых пределах).

  1. Импульсные помехи. Источником помех является ключ преобразователя, поскольку в момент коммутации возникают резкие броски тока. Для снижения помех требуется наличие фильтров не только на выходе, но и на входе устройства.
  2. Диапазон входного напряжения может быть довольно большим, поскольку состояние выхода находится в зависимости от времени нахождения ключа в открытом и закрытом состояниях.
  3. Вход и выход гальванически связаны. Этот факт накладывает особые требования по безопасности.

Широтно-импульсная модуляция

Регулировка выходных параметров осуществляется управлением длительностью открытого и закрытого состояния ключевого элемента. Наиболее распространен принцип широтно-импульсной модуляции.

Транзистор коммутируется высокочастотными импульсами постоянной частоты. Время открытия и закрытия определяется шириной импульсов. Следящая схема контролирует выходное напряжение, сравнивая его с опорным. Сигнал рассогласования поступает на модулятор, регулирующий параметры импульсов управления.

Широтно-импульсная модуляция

В современных конструкциях все эти функции возложены на специализированную интегральную микросхему, благодаря чему схемотехника импульсных блоков питания с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) отличается простотой и надежностью.

Преобразователь напряжения DС-DC с гальванической развязкой

Классическая схема DC-DC устройств отличается существенным недостатком, который заключается в гальванической связи входа и выхода. В связи с этим имеется высокая вероятность удара электрическим током.

Для повышения безопасности перечисленные выше схемы могут комплектоваться разделительным трансформатором, который осуществляет гальваническую развязку входных и выходных цепей.

Обратите внимание! Наличие трансформатора позволяет проектировать устройства с несколькими значениями выходного напряжения.

Разделительный трансформатор импульсных источников имеет небольшие габариты и массу, поскольку работает на высокой частоте.

Импульсный трансформатор

Обратная связь для контроля за выходными параметрами осуществляется через дополнительную обмотку трансформатора либо через оптрон.

Повышающий преобразователь с разделительным трансформатором вместо дросселя называется обратноходовым (flyback converter).

Испытания

Испытания импульсных устройств производят во всем диапазоне входного напряжения при номинальной нагрузке на выходе. Измерениям подлежат такие параметры:

  • Значение выходного напряжения;
  • Стабилизация при изменении тока нагрузки;
  • Величина помех на входе и выходе.

Источники питания, собранные по типовым схемам на современной элементной базе, отличаются высокими эксплуатационными характеристиками, просты в сборке и настройке. Большой ассортимент ШИМ контроллеров позволяет собирать схемы с любыми параметрами в зависимости от требований.

Видео

Преобразователь постоянного тока

<Что такое преобразователь постоянного тока?> | Основы электроники

Как следует из названия, преобразователь постоянного тока в постоянный преобразует одно напряжение постоянного тока в другое.

Рабочее напряжение различных электронных устройств, таких как интегральные схемы, может варьироваться в широком диапазоне, поэтому необходимо обеспечить напряжение для каждого устройства.

Понижающий преобразователь выдает более низкое напряжение, чем исходное напряжение, а повышающий преобразователь обеспечивает более высокое напряжение.

Линейные или импульсные регуляторы

Преобразователи постоянного тока также называются линейными или импульсными регуляторами, в зависимости от метода преобразования.

Устройство для преобразования в более низкое напряжение
Понижающий или понижающий преобразователь
Устройство для преобразования в более высокое напряжение
Повышающий или повышающий преобразователь
Устройство, способное преобразовывать в более высокое или более низкое напряжение
Повышающее напряжение Понижающий преобразователь
Устройство для подачи отрицательного напряжения
Отрицательное напряжение или инвертирующий преобразователь

Переменный ток и постоянный ток

Что такое переменный ток?

Сокращение от «Переменный ток». Переменный ток относится к току, величина и полярность (направление) которого меняются со временем.

Часто выражается в герцах (Гц), единице частоты в системе СИ, которая представляет собой число колебаний в секунду.

Что такое постоянный ток?

Постоянный ток, что означает постоянный ток, характеризуется током, полярность которого не меняется с течением времени.

Однако есть небольшие изменения величины, которые также являются постоянными и называются пульсирующими токами.

Управление питанием/Источник питания IC Страница группы продуктов

Преобразователь постоянного тока (переключающий регулятор) На страницу продукта

Линейка преобразователей постоянного тока ROHM состоит из множества продуктов.Преобразователи постоянного тока Buck используют высокоэффективную конструкцию, идеально подходящую для шин входного напряжения. Предоставляется ряд функций, включая управление текущим режимом, фиксированное время включения и управление h4Reg TM , что обеспечивает совместимость с различными заданными потребностями. ROHM предлагает лучшие в отрасли преобразователи постоянного тока и оценочные платы, которые позволяют клиентам разрабатывать и дифференцировать свои схемы питания. Мы даем четкое объяснение выбора идеального преобразователя постоянного тока из нашей широкой линейки.

Космические преобразователи постоянного тока | ВПТ, ООО

15.от 5 до 17,5 регулируемый
1.5
1.5 SVRCH3800S 16-40 Single 3.3, 5, 12, 15 100 KRAD (SI), включая Eldrs 85 MEV / MG / CM² Да TBD
1.5 1,5 SVRCH3800D 16-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 100 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² Да TBD
6 SVLSA2800S 15-50 Одноместный 3.3, 5, 5.2, 12, 15 60 крад (Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Н/Д Подлежит уточнению
6 6 SVSA2800S 15-50 Single 3.3, 5, 5.2, 12, 15 60 KRAD (SI), включая ELDR 44 MEV / мг / см² N / A 5962- 11219
6 SVSA2800D 15-50 Dual ± 5, ± 7, ± 12, ± 15 60 крад (Si), включая ELDR 44 MEV / мг / см² N / A 5962-11216
6 SVRSA2800S 18-40 Одноместный 3.3, 5, 12, 15 100 крад (Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Да 5962-15217
6 SVRSA2800D 18-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 100 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² да 5962-15218
15 15 SVRHF2800S 18-40 Single 3.3, 5, 12, 15 100 KRAD (SI), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² да 5962-13231
15 SVRHF2800D 18-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 100 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² Да 5962-13232
20 SVHF2800S 15-50 Одноместный 2.5, 3.3, 5, 5.2, 12, 15 60 крад (Si), включая ELDRS 44 МэВ/мг/см² Н/Д 5962-11218
20 20 SVHF2800D 15-50 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 Krad (Si), включая Eldrs 44 MEV / мг / см² N / A 5962-111215
20 SVLHF2800S SVLHF2800S 15-50 Single 3.3, 5, 12, 15 60 Krad (Si), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A TBD
20 20 SVLHF2800D 15-50 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 Krad (Si), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A TBD
20 SVLHF5000S 30-60 Одноместный 3.3, 5, 12, 15, 28 60 крад (Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Н/Д TBD
20 SVLHF5000D 30-60 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 Krad (Si), включая ELDR 85 MEV / мг / см² N / A TDB
40
40 SVTR2800S 15-50 Одноместный 3.3, 5, 8, 12, 15 60 Krad (Si), включая ELDR 44 MEV / MG / CM² N / A 5962- 11220
40
40 SVTR2800D 15-50 Dual ± 5, ± 8, ± 12, ± 15 60 крад (Si), включая ELDR 44 MEV / мг / см² N / A 5962-11223
40 SVLTR2800S 15-50 Одноместный 3.3, 5, 12, 15 60 крад(Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Н/Д 5962-16214
40
40 SVLTR2800D 15-50 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 крад (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² N / A 5962-16215
40 40 SVLTR5000S 30-60 Single 3.3, 5, 12, 15 60 KRAD (SI), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A TBD
40 40 SVLTR5000D 30-60 Single 5, 12, 15 60 KRAD (SI), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A TBD
40 SVRTR2800S 18-40 Одноместный 3.3, 5, 12, 15 100 крад (Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Да 5962-13209
40 40 SVRTR2800D 18-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 100 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² да 5962-13210
100 100 SVRFL2800S 18-40 Single 3.3, 5, 12, 15 100 KRAD (SI), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² да 5962-13233
100 SVRFL2800D 18-40 18-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 100 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² да 5962-13234
120 SVFL2800S 16-40 Одноместный 3.3, 5, 12, 15 60 крад(Si), включая ELDRS 44 МэВ/мг/см² Н/Д 5962-11217
120
120 SVFL2800D 16-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 крад (Si), включая Eldrs 44 MEV / мг / см² N / A 5962-11214
120 120 SVLFL2800S 16-40 Single 3.3, 5, 12, 15 60 Krad (Si), включая ELDRS 85 MEV / MG / CM² N / A 5962-19210
120 120 SVLFL2800D 16-40 Dual ± 5, ± 12, ± 15 60 Krad (Si), включая Eldrs 85 MEV / мг / см² N / A 5962-16211
384 384 384 SGRB10012 85 В до 113 V непрерывного, 120 В переходных данных Одноместный 12-16 Регулируемый 100 KRAD (SI), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A н/д 100 крад (Si), включая ELDRS 85 МэВ/мг/см² Н/Д Н/Д
400
400 SGRB10020S 95 В до 105 В непрерывной, 120 В переходной Одноместный от 16 до 23,5 Регулируемый 100 KRAD (SI), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A н/д
400 400 400 SGRB10028S 95 В до 105 В непрерывной, 120 В переходный период Одноместный 12- 28 Регулируемый 100 KRAD (Si), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A н/д
400
400 SGRB12028S 98 В до 136 В непрерывной, 141 В переходный период односпальные 12-28 регулируемые 100 крад (Si), включая ELDR 85 MEV / MG / CM² N / A н/д

Типы коммутационных преобразователей постоянного тока

Мы сравниваем различные типы преобразователей постоянного тока в постоянный, в том числе линейные и линейные.режим переключения, buck, boost, buck-boost и изолированный на основе трансформатора, чтобы вы могли выбрать правильный.

Линейный и режим переключения

Преобразователь постоянного тока в постоянный — это класс источника питания, который преобразует источник постоянного тока (DC) с одного уровня напряжения на другой. Существует два типа преобразователей постоянного тока в постоянный: линейные и переключаемые. Линейный преобразователь постоянного тока в постоянный использует резистивное падение напряжения для создания и регулирования заданного выходного напряжения, преобразователь постоянного тока в постоянный с переключением периодически накапливает входную энергию, а затем высвобождает эту энергию на выходе с другим напряжением.Хранение может быть либо в компоненте магнитного поля, таком как индуктор или трансформатор, либо в компоненте электрического поля, таком как конденсатор. Преобразователи на основе трансформатора обеспечивают изоляцию между входом и выходом.

Импульсные преобразователи

обладают тремя основными преимуществами:

  • Эффективность преобразования энергии намного выше.
  • Поскольку частота коммутации выше, размер пассивных компонентов меньше, а меньшие потери упрощают управление температурным режимом.
  • Энергия, накопленная катушкой индуктивности в импульсном стабилизаторе, может быть преобразована в выходные напряжения, которые могут быть меньше входного (понижающий или понижающий), больше входного (повышающий) или повышающе-понижающий с обратной полярностью (инвертор). .
  • В отличие от импульсного преобразователя, линейный преобразователь может генерировать только напряжение ниже входного. Несмотря на множество преимуществ, у импульсных преобразователей постоянного тока есть и некоторые недостатки. Они шумят по сравнению с линейной схемой и требуют управления энергией в виде контура управления. К счастью, современные микросхемы контроллера с переключением режимов упрощают задачу управления.

    Преобразователи постоянного тока в постоянный без изоляции

    По сути, импульсный преобразователь постоянного тока в постоянный или регулятор представляет собой схему, в которой используется переключатель питания, катушка индуктивности, диод и конденсатор для передачи энергии от входа к выходу.Они могут быть организованы различными способами для реализации описанных ранее типов понижающего, повышающего или повышающе-понижающего (инвертора).

    Понижающий/понижающий преобразователь

    В типичном неизолированном понижающем или понижающем преобразователе выходное напряжение V OUT зависит от входного напряжения V IN и рабочего цикла переключения D ключа питания.

     

    Рис. 1. Базовая топология понижающего или понижающего преобразователя постоянного тока в постоянный.

    Повышающий/повышающий преобразователь

    В преобразователе DC/DC с фундаментальным усилением используется такое же количество пассивных компонентов, но они устроены таким образом, чтобы повышать входное напряжение таким образом, чтобы выходное напряжение было выше входного.

    Рис. 2. Топология фундаментального повышающего преобразователя постоянного тока.

    Понижающе-повышающий преобразователь

    Типичная схема постоянного/постоянного тока с повышающим напряжением позволяет повышать или понижать входное напряжение постоянного тока в зависимости от рабочего цикла. Выходное напряжение указано как:

    В ВЫХОД = -В ВХОД *D/(1-D)

    Как видно из приведенного выше уравнения, выходное напряжение всегда имеет обратную полярность по отношению к входному.Следовательно, повышающе-понижающий преобразователь также известен как инвертор напряжения.

     

    Рис. 3. Типичная топология повышающе-понижающего преобразователя постоянного тока.

    Изолированные DC/DC преобразователи

    Существует два основных типа трансформаторных изолирующих преобразователей постоянного тока в постоянный: прямоходовой и обратноходовой. В обоих этих типах трансформатор обеспечивает изоляцию между входом и выходом.

    Обратноходовой тип работает как повышающе-понижающий, но использует трансформатор для накопления энергии:  

     

    Рис. 4. Топология обратноходового преобразователя постоянного тока на базе трансформатора.

    В прямой топологии трансформатор используется традиционным способом для передачи энергии от первичной обмотки к вторичной, когда выключатель замкнут.

    В этих примерах переключающий МОП-транзистор представлен идеальным переключателем, а схема управления опущена. Это преобразователи несинхронного типа. Однако когда традиционный диодный выпрямитель заменяется полевым МОП-транзистором для выпрямления, это называется синхронным выпрямлением, а преобразователь называется синхронным преобразователем постоянного тока в постоянный.

    Хотите узнать больше об источниках питания? Чтобы узнать больше о том, как импульсные источники питания могут оптимизировать вашу конструкцию, ознакомьтесь с нашим описанием работы импульсных источников питания. Также вы можете выяснить, нужен ли вашему проекту источник бесперебойного питания. Требуется решение переменного/постоянного тока? Эта статья поможет вам сделать правильный выбор.

    Системы преобразователей постоянного тока Глоссарий | Electronic Design

    Это полезные термины, которые следует знать, когда речь идет о преобразователях постоянного тока.

    Преобразователь Brick: Модули преобразователя постоянного тока обеспечивают гальваническую изоляцию, повышенную производительность при переходных процессах нагрузки и возможность модульного обновления. Физический размер преобразователей кирпича может немного отличаться, но конфигурация контактов стандартна, что позволяет использовать несколько источников.

    Шинный преобразователь: Шинные преобразователи обычно выдают нестабилизированное пониженное напряжение от 9,6 до 14 В с номинальной развязкой между входом и выходом 2000 В постоянного тока. Они идеально подходят для архитектуры промежуточной шины постоянного тока 12 В со слабой регулировкой, которая питает различные неизолированные преобразователи в точке нагрузки.

    ИС контроллера: ИС контроллера управляет выходным сигналом преобразователя постоянного тока, используя внешний выход силового каскада (обычно силовые полевые МОП-транзисторы). Силовой каскад может быть интегрирован в ту же ИС, что и схема контроллера, хотя встроенные силовые МОП-транзисторы имеют более высокое сопротивление, чем внешние устройства.

    Архитектура распределенного питания: Архитектура распределенного питания преобразует входящее питание переменного тока во вторичное напряжение шины постоянного тока с использованием входного источника питания.Это напряжение шины постоянного тока может составлять 12, 24 или 48 В и обычно меньше 60 В. Это напряжение шины распределяется по всей системе, подключаясь к модулям преобразователя постоянного тока (точки нагрузки), связанным с конкретными подсистемами или цепями. открытки.

    Альянс открытых стандартов распределенной мощности (DOSA): Производители преобразователей постоянного тока создали DOSA, чтобы обеспечить будущую совместимость продуктов и стандартизацию на рынке преобразователей энергии. Его цель — установить стандарты для широкого диапазона форм-факторов, занимаемой площади, наборов функций и функциональных возможностей силовых преобразователей, чтобы стимулировать разработку продуктов и облегчить независимые альтернативные источники продуктов.

    Эффективность: Эффективность — это отношение выходной мощности к входной (в процентах), измеренное при заданном токе нагрузки при номинальных условиях сети (POUT/PIN).

    Внешний блок питания: Внешний блок питания представляет собой изолированный источник переменного/постоянного тока, используемый в распределенных архитектурах питания, который обычно обеспечивает выходное напряжение постоянного тока от 36 до 75 В (номинальное значение 48 В).

    Архитектура промежуточной шины (IBA): IBA вводит уровень распределения мощности между внешним источником питания переменного/постоянного тока и точкой нагрузки.В нем используется преобразователь с изолированной шиной, который выдает нестабилизированное напряжение от 9,6 до 14 В для питания неизолированных преобразователей в точке нагрузки.

    Изоляция: Изоляция — это электрическое разделение между входом и выходом источника питания. Неизолированный источник имеет путь постоянного тока между входом и выходом источника питания, тогда как в изолированном источнике питания используется трансформатор для устранения пути постоянного тока между входом и выходом.

    Линейное регулирование: Линейное регулирование — это изменение значения выходного напряжения преобразователя постоянного тока в результате изменения входного напряжения, выраженное как изменение в ± мВ или ± %.

    Регулирование нагрузки: Регулирование нагрузки — это изменение значения выходного напряжения преобразователя постоянного тока в результате изменения нагрузки от разомкнутой цепи до максимального номинального выходного тока, выраженное как изменение в ± мВ или ± %.

    Подстройка выходного напряжения: Подстройка выходного напряжения — это возможность «подстройки» выходного напряжения, диапазон регулировки которой обычно составляет около ±10%. Одним из распространенных применений является компенсация падения напряжения распределения постоянного тока в системе.Подстройка может быть как вверх, так и вниз от номинальной настройки с помощью внешнего резистора или потенциометра.

    Периодическое и случайное отклонение (PARD): PARD — нежелательное периодическое (пульсация) или апериодическое (шум) отклонение выходного напряжения источника питания от его номинального значения. Он выражается в мВ от пика к пику или в среднеквадратичном значении для указанной полосы пропускания.

    Преобразователь точки нагрузки (POL): Эти модули преобразователя обычно устанавливаются на печатных платах (PCB), где они обеспечивают регулирование POL.Это становится все более важным, поскольку процессоры работают при низком напряжении, более высоких токах и более высоких тактовых частотах. Они используются в системах с распределенной архитектурой питания и промежуточной шинной архитектуре.

    Шина управления питанием (PMBus): Этот открытый стандартный протокол управления питанием имеет полностью определенный язык команд, облегчающий обмен данными с силовыми преобразователями и другими устройствами в энергосистеме. Он реализуется через стандартный последовательный интерфейс SMBus и позволяет программировать, контролировать и отслеживать в реальном времени совместимые продукты преобразования энергии.

    Последовательность подачи питания: В системах с несколькими рабочими напряжениями может потребоваться последовательное включение и отключение источников питания, то есть напряжения должны подаваться и отключаться в определенной последовательности. В противном случае система может быть повреждена.

    Частотно-импульсная модуляция (ЧИМ): ЧИМ изменяет частоту последовательности импульсов в соответствии с мгновенной амплитудой модулирующего сигнала в интервалах дискретизации. Амплитуда и ширина импульсов остаются постоянными.

    Широтно-импульсная модуляция (ШИМ): ШИМ изменяет ширину прямоугольного частотного сигнала в ответ на изменение обратной связи по постоянному управляющему напряжению. В преобразователе постоянного тока эта обратная связь позволяет преобразователю поддерживать постоянное выходное напряжение.

    Нормативные стандарты: В отдельных странах обычно требуется соответствие национальным или международным стандартам для преобразователей постоянного тока. Разные страны могут требовать соблюдения разных стандартов. Темы включают электромагнитные помехи/электромагнитное соответствие (EMI/EMC), безопасность, электростатический разряд (ESD), звуковой шум, а также шум и гармоники в сети электропитания.

    Дистанционное определение: Прямое подключение выхода источника питания к его нагрузке приводит к падению напряжения, которое создает разницу между выходом источника питания и фактическим напряжением нагрузки, что может привести к неправильному напряжению обратной связи. Входы удаленных датчиков, подключенные к нагрузке, пропускают очень малый ток, поэтому напряжение, подаваемое обратно в источник питания, является точным напряжением нагрузки.

    Ограничение использования опасных веществ (RoHS): Эта директива ограничивает использование опасных веществ в электрическом и электронном оборудовании.Обозначенная как 2002/95/EC, она обычно упоминается как Директива об ограничении использования опасных веществ. Он вступил в силу в июле 2006 года и включает блоки питания.

    Плавный пуск: Плавный пуск — это ограничение пускового тока, обеспечиваемое схемой, которая замедляет начальный рост тока, а затем обеспечивает нормальную работу.

    Импульсный источник питания (SMPS): SMPS преобразует входящий постоянный ток в коммутируемую частоту от 60 кГц до более 2 МГц.Затем коммутируемая частота выпрямляется и фильтруется для получения выходного сигнала постоянного тока. Такой подход обеспечивает более высокий КПД, чем линейный источник питания.

    Синхронный выпрямитель: В синхронном выпрямителе обычно используется пара мощных МОП-транзисторов, которые включаются и выключаются для выпрямления коммутируемого напряжения. Это обеспечивает более высокий КПД, чем использование выпрямительных диодов, поскольку потери проводимости МОП-транзисторов ниже, чем у диодов.

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.