Параметры биполярного транзистора: Характеристики биполярных транзисторов — Статьи об энергетике

Содержание

8 Основные параметры биполярных транзисторов

Параметры и обозначения параметров биполярных транзисторов устанавливаются ГОСТ 20003-74. Все параметры биполярных транзисторов можно разбить на четыре группы.

  1. Параметры постоянного тока. Они характеризуют неуправляемые токи транзистора, связанные с обратными токами переходов. К ним относятся:

    1. Обратный ток коллектора (IКБ0) – ток через коллекторный переход при заданном обратном напряжении коллектор-база и разомкнутом выводе эмиттера.

    2. Обратный ток эмиттера (IЭБ0) – ток через эмиттерный переход при заданном обратном напряжении эмиттер-база и разомкнутом выводе коллектора.

    3. Обратный ток коллектор-эмиттер

      (IКЭ0) – ток в цепи коллектор-эмиттер при заданном обратном напряжении коллектор-эмиттер и разомкнутом выводе базы.

Обратные токи коллектора и эмиттера зависят от температуры переходов и могут быть определены по приблизительным эмпирическим формулам:

(5.34)

где и — обратные токи коллектора и эмиттера при температуре 250С;

k – коэффициент, равный 0,06…0,09 1/0С для германия и 0,08…0,12 1/0С для кремния;

ТП – температура перехода, 0С.

  1. Малосигнальные параметры. Они характеризуют работу транзистора при воздействии малого сигнала и подробно рассмотрены в разделе 5.

Обычно в справочниках приводятся значения h-параметров для схемы включения с общей базой или общим эмиттером. Для пересчета используют выражение:

(5.35)

Малосигнальные параметры транзистора зависят от схемы его включения, режима работы, температуры и частоты. Так, параметр h21Е прямо пропорционален, а параметр h11Б обратно пропорционален току коллектора. Это необходимо учитывать, если режим работы транзистора отличается от режима измерения параметров.

  1. Высокочастотные параметры. Они характеризуют работу транзисторов на высоких частотах. К ним относятся:

    1. Граничная частота по определенному параметру (fГР) – это частота, выше которой транзистор не может быть использован как усилительный элемент. Граничная частота коэффициента передачи тока при включении с общим эмиттером – это частота, при которой модуль коэффициента передачи тока при включении с общим эмиттером равен единицы.

    2. Предельная частота по определенному параметру – это частота, при которой этот параметр уменьшится на 3 дБ по сравнению с первоначальным (низкочастотным) значением.

      Предельная частота передачи тока при включении с общей базой – это частота, при которой модуль коэффициента передачи тока меньше на 3 дБ по сравнению со значением на низкой частоте. Предельная частота по крутизне характеристики – это частота, при которой модуль крутизны передаточной характеристики при включении с общим эмиттером меньше на 3 дБ по сравнению с его значением на низкой частоте.

    3. Максимальная частота генерации (fмах) – это наибольшая частота, при которой транзистор способен генерировать в автогенераторе.

    4. Емкость коллекторного перехода (СК) – это емкость между выводами базы и коллектора при заданных обратных напряжениях эмиттер-база и режиме с общим эмиттером. Емкость коллекторного перехода является функцией напряжения коллектор-эмиттер:

(5.36)

где СКсправ – емкость коллекторного перехода, приведенная в справочнике для определенного напряжения коллектор-эмиттер UКЭ.

    1. Сопротивление базы (rБ) – это сопротивление между выводом базы и переходом база-эмиттер.

    2. Постоянная времени обратной связи на высокой частоте К) – это произведение сопротивления базы на емкость коллекторного перехода.

    3. Коэффициент шума Ш) – это отношение мощности шумов на выходе транзистора к той ее части, которая обусловлена тепловыми шумами сопротивления источника сигнала. Коэффициент шума указывается только для малошумящих транзисторов.

  1. Максимально допустимые параметры. Эти параметры ограничивают область допустимых режимов работы транзистора. Превышение максимально допустимых параметров резко снижает надежность работы транзистора. Основными максимально допустимыми параметрами являются:

    1. Постоянное (импульсное) напряжение коллектор-эмиттер.

    2. Постоянное (импульсное) напряжение коллектор-база.

    3. Постоянный (импульсный) ток коллектора.

    4. Постоянная (импульсная) рассеиваемая мощность.

    5. Температура перехода.

    6. Диапазон температур окружающей среды.

    7. Общее тепловое сопротивление корпуса транзистора (переход — окружающая среда). Оно определяется из:

, (5.37)

где ТП

и ТСР – температура перехода и окружающей среды соответственно;

РП –мощность рассеиваемая на переходе.

Параметры и эквивалентная схема биполярного транзистора

Схемы ОБ, ОЭ, ОК. Свойства, характеристики усилительных каскадов
в зависимости от схемы включения.

Одной из основных функций, реализуемых аналоговыми устройствами, является усиление сигнала.
Усилительным устройством является любое устройство, предназначенное для повышения мощности входного сигнала, а в качестве активных элементов чаще всего применяются полупроводниковые элементы — транзисторы.

Занимаясь проектированием электронных устройств, желательно выбирать транзисторы с такими расчётом, чтобы частотные характеристики позволяли им работать на частотах, не превышающих значений (0,2…0,3), а лучше 0,1 от граничной (единичной) частоты усиления fт.

При выполнении этого простого правила, появляется возможность воспользоваться упрощённой моделью, а другими словами — малосигнальной эквивалентной схемой транзистора, изображённой на Рис.1.

Схема приведена для npn полупроводников, для транзисторов pnp структуры — всё остаётся без изменений, меняется лишь направление источника тока.

Параметры элементов эквивалентной схемы можно определить на основе справочных данных на транзистор либо, при их отсутствии, некоторого набора незамысловатых формул.

Рис.1

Итак:
rб = τос / Cк — объёмное сопротивление базы, где τос — постоянная времени внутренней обратной связи транзистора, а Cк — ёмкость коллектор-база транзистора.
Причём, если параметр Ск фигурирует практически в любом справочнике, то «постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте» указывается отнюдь не везде и не для каждого транзистора.

Однако, тут важно понимать то, что величина объёмного сопротивления базы БТ определяется чисто геометрическими особенностями конструкции транзистора и находится в обратной пропорции к объёму переходов (а соответственно и мощности) полупроводника. А покопавшись по справочникам и систематизировав поученную информацию, появляется возможность сформулировать формулу, позволяющую приблизительно оценить величину объёмного сопротивления базы любого транзистора:
rб(Ом) ≈ 10 / Рмакс(Вт), где Рмакс — максимальная рассеиваемая мощность транзистора.

Едем дальше:
rэ(Ом) = 25,6 / Iэ(мА) — активное сопротивление эмиттера , где Iэ — ток эмиттера.

rк = ∆Uкэ / ∆Iк (при Iб

= const) — дифференциальное сопротивление обратно
смещённого коллекторного перехода
.
Наличие данного сопротивления не позволяет транзистору являться идеальным источником тока и обуславливает наличие пресловутого эффекта Эрли — эффекта зависимости тока коллектора (при постоянном токе базы) от напряжения Uкэ. Величина сопротивления коллекторного перехода гк обратна пропорциональна току эмиттера, определяется экспериментально и иногда приводится производителями полупроводников в виде статической характеристики зависимости тока коллектора Iк от изменения напряжения Uкэ.

На Рис.2 приведён пример такой зависимости для npn транзистора BC546.

Что мы видим? При токе базы, равном 50мкА, а соответственно при токе коллектора Iк = h31э х Iб ≈ 260 х 50 = 13мА, график кривой практически не имеет наклона, что даёт нам возможность считать сопротивление rк очень большим (не менее десятка мегаом).

При Iб = 100мкА (Iэ ≈ 26мА), rк = ∆Uкэ/∆Iк ≈ (14В — 3В)/(30мА-26мА) = 2,75мОМ.

Ну и т.д. и т.п. Чем больше ток транзистора, тем ниже значение сопротивления rк.
Рис.2

На эквивалентной схеме у нас фигурирует два конденсатора:
Ск — ёмкость обратно смещённого коллекторного перехода и Сэ — диффузионная ёмкость эмиттера являются справочными характеристиками, повсеместно фигурируют в Datasheet-ах производителей и являются важной неотъемлемой частью, определяющей частотные свойства полупроводников.

Далее на повестке — источник тока, который описан в эквивалентной схеме величиной Iк = α x Iэ , где α = β / (1 + β) .
А для того, чтобы понять чему равен ток эмиттера Iэ, и как он зависит от входного сигнала, необходимо рассмотреть различные схемы включения транзистора. Всего таких схем применяется три: схема с общим эмиттером (ОЭ), схема с общей базой (ОБ) и схема с общим коллектором (ОК). Все эти схемы показаны на Рис.3.


Рис.3

Для схемы с общей базой (Рис.3 слева) входным сигналом является напряжение, поданное между эмиттером и базой транзистора, поэтому:
Rвх ≈ rэ ;
Iэ = Uвх / (Rист + rэ), где Rист — выходное сопротивление источника сигнала ;
Iк = α x Iэ = Iэ x β / (1 + β) ;
Rвых = (rк + rэ) ll Rк ;
Ku = α x Rк / (rэ + Rист) ≈ Rк / (rэ + Rист) ;
Ki = β / (1 + β) .
Схема с ОБ применяется в основном в высокочастотных приложениях, так как по своим частотным свойствам она имеет преимущества перед схемой ОЭ.
Недостатками данной схемы являются отсутствие усиления по току и существенно меньшее входное сопротивление, чем в схеме ОЭ.

Для схемы с общим эмиттером (Рис.3 в центре):
Rвх = rэ x (1 + β) ;
Iб = Uвх / Rвх ;
Iэ = Iб + Iк = Iб x (1 + β) ;
Iк = α x Iэ = Iэ x β / (1 + β) = Iб x β ;
Rвых = Rк ll [rэ + rк / (1 + β)] ;
Ku = — β x Rк / [(β + 1) x rэ] ≈ Rк / rэ ;
Ki = β .
Каскады с общим эмиттером (ОЭ) являются наиболее распространёнными, т.к. обеспечивают усиление входного сигнала как по напряжению, так и по току. При этом они имеют значительно большее значение входного сопротивления, чем схемы с ОБ.
Схема ОЭ инвертирует сигнал, т. е. между выходным и входным напряжением имеется фазовый сдвиг 180°.
Недостатками данной схемы являются худшие по сравнению со схемой ОБ частотные свойства. Объясняется это явление тем, что в схеме с ОЭ ёмкость Ск образует частотозависимую обратную связь с выхода на вход так, что возникает интегрирующая цепь, ограничивающая усиление на высоких частотах.
Внутреннее сопротивление rк в схеме с ОЭ также является резистором обратной связи, ответвляющим часть сигнала с выхода на вход. Это, в свою очередь, является причиной снижения выходного сопротивления усилителя по сравнению с ОБ.

И, наконец, схема с общим коллектором (Рис.3 справа), она же эмиттерный повторитель:
Rвх = (rэ + Rэ) x (1 + β) ;
Iб = Uвх / Rвх ;
Iэ = (β + 1) x Iб ;
Iк = α x Iэ = Iэ x β / (1 + β) = Iб x β ;
Rвых = rэ + Rист / (1 + β) ;
Ku = Rэ / [Rэ + rэ + Rист / (1 + β)] ;
Ki = β + 1 .

Как уже было сказано — данные формулы расчёта малосигнальных схем являются приблизительными, не учитывают частотных свойств транзисторов и могут обеспечить приемлемую точность вычислений только в случае выбора полупроводников с большим запасом по максимальной частоте.
К тому же практически все параметры, представленные в справочных источниках, приводятся для определённых (тестовых) начальных токов транзисторов и могут иметь значительные расхождения при переводе полупроводника в другой, сильно отличающийся от тестового, режим.

А на следующих страницах рассмотрим практические схемы транзисторных каскадов ОБ, ОЭ и ОК, а также приведём методики по расчёту сопутствующих им элементов.

 

H параметры биполярного транзистора

Биполярный транзистор в схемотехнических приложениях представляют как четырехполюсник и рассчитывают его параметры для такой схемы. Для транзистора как четырехполюсника характерно два значения тока I 1 и I 2 , и два значения напряжения U 1 и U 2 рис. В зависимости от того, какие из этих параметров выбраны в качестве входных, а какие — в качестве выходных параметров, можно построить три системы формальных параметров транзистора как четырехполюсника. Это системы z — параметров, y — параметров и h — параметров. Рассмотрим их более подробно, используя линейное приближение. Зададим в качестве входных параметров биполярного транзистора как четырехполюсника токи I 1 и I 2 , а напряжения U 1 и U 2 будем определять как функции этих токов I 1 и I 2.


Поиск данных по Вашему запросу:

H параметры биполярного транзистора

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам. ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Характеристики транзистора (Транзистор- это просто 17)

Расчет параметров биполярного транзистора


Главная Случайная страница. Как сделать разговор полезным и приятным Как сделать объемную звезду своими руками Как сделать то, что делать не хочется? Как сделать погремушку Как сделать неотразимый комплимент Как сделать так чтобы женщины сами знакомились с вами Как сделать идею коммерческой Как сделать хорошую растяжку ног?

Как сделать наш разум здоровым? Как сделать, чтобы люди обманывали меньше Вопрос 4. Как сделать так, чтобы вас уважали и ценили? Как сделать лучше себе и другим людям Как сделать свидание интересным? Для транзистора как четырехполюсника характерны два значения тока I1 и I2 и два значения напряжения U1 и U2.

В зависимости от того, какие из этих параметров выбраны в качестве входных, а какие в качестве выходных, можно построить три системы формальных параметров транзистора как четырехполюсника.

Это системы z-параметров, y-параметров и h-параметров. Эквивалентная схема четырехполюсника: а биполярный транзистор в схеме с общей базой; б биполярный транзистор в схеме с общим эмиттером.

Поэтому для системы h-параметров в качестве входных параметров задаются ток I1 и напряжение U2, а в качестве выходных параметров рассчитываются ток I2 и напряжение U1, при этом система, описывающая связь входных I1, U2 и выходных I2, U1 параметров, выглядит следующим образом:.

В таблице 2 приведены эти связи, позволяющие рассчитывать h-параметры для схемы включения с общей базой, если известны эти параметры для схемы с общим эмиттером. Для определения h-параметры необходимо задать рабочую точку, например А I бА , U кэА , в которой требуется найти параметры. На входной характеристике находим точку А, соответствующую заданной рабочей точке рис.

Выбираем вблизи рабочей точки А две вспомогательные точки А 1 и А 2 приблизительно на одинаковом расстоянии , определим по ними DU бэ и DI б и рассчитаем входное дифференциальное сопротивление, по формуле:. Если рабочая точка не совпадает ни с одной траекторией приведенной на графике, то такую траекторию надо провести самостоятельно, между и по аналогии с соседними значения тока базы которых известно, и присвоить ей свое значение тока базы равное I бА. Date: ; view: ; Нарушение авторских прав.

Главная Случайная страница Полезное: Как сделать разговор полезным и приятным Как сделать объемную звезду своими руками Как сделать то, что делать не хочется? Биполярный транзистор как четырехполюсник, h-параметры.


Малосигнальная модель с h -параметрами для биполярных транзисторов

Главная Случайная страница. Как сделать разговор полезным и приятным Как сделать объемную звезду своими руками Как сделать то, что делать не хочется? Как сделать погремушку Как сделать неотразимый комплимент Как сделать так чтобы женщины сами знакомились с вами Как сделать идею коммерческой Как сделать хорошую растяжку ног? Как сделать наш разум здоровым?

Необходимо только иметь в виду, что значения h-параметров зависят от схемы включения транзистора. Для указания схемы включения к цифровым.

H-параметры биполярного транзистора

Применяется в электронных устройствах для усиления или генерации электрических колебаний, а также в качестве коммутирующего элемента например, в схемах ТТЛ. К каждому из слоёв подключены проводящие невыпрямляющие контакты [1]. С точки зрения типов проводимостей эмиттерный и коллекторный слои не различимы, но при изготовлении они существенно различаются степенью легирования для улучшения электрических параметров прибора. Коллекторный слой легируется слабо, что повышает допустимое коллекторное напряжение. Кроме того, сильное легирование эмиттерного слоя обеспечивает лучшую инжекцию неосновных носителей в базовый слой, что увеличивает коэффициент передачи по току в схемах с общей базой. Слой базы легируется слабо, так как располагается между эмиттерным и коллекторным слоями и должен иметь большое электрическое сопротивление. Общая площадь перехода база-эмиттер выполняется значительно меньше площади перехода коллектор-база, что увеличивает вероятность захвата неосновных носителей из базового слоя и улучшает коэффициент передачи. Так как в рабочем режиме переход коллектор-база обычно включён с обратным смещением, в нём выделяется основная доля тепла, рассеиваемого прибором, и повышение его площади способствует лучшему охлаждению кристалла.

Малосигнальные параметры биполярного транзистора и эквивалентные схемы

При любой схеме включения транзистор может быть представлен в виде активного четырехполюсника рис. Для транзисторов чаще всего используются h-параметры, так как они наиболее удобны для измерений. Система уравнений, показывающая связь напряжений и токов с h-параметрами, имеет вид Рис. Схема транзистора, представленного в виде активного четырехполюсника Физический смысл соответствующих коэффициентов следующий: — входное сопротивление при коротком замыкании на выходе; — коэффициент обратной связи по напряжению; — коэффициент передачи тока при коротком замыкании на выходе; — выходная проводимость при холостом ходе на входе. По эквивалентным схемам транзистора можно найти, от чего зависит каждый из коэффициентов.

Для анализа и расчета цепей с биполярными транзисторами используют, так называемые, h-параметры транзистора. В усилительных устройствах входным и выходным сигналами являются приращения входных и выходных напряжений и токов.

Расчет h-параметров биполярного транзистора по статическим характеристикам

Все описанное выше касалось работы транзистора при постоянных напряжениях и токах его электродов. Свойства транзистора в этом случае определяются так называемыми малосигнальными параметрами. На практике наибольшее применение получили малосигнальные h-параметры читается: аш-параметры. В данном случае это означает, что при определении параметра h21 приращения входного напряжения и входного тока выбираются при неизменном постоянном значении выходного напряжения Uвых. Параметр h21 характеризует входное сопротивление биполярного транзистора и измеряется в омах.

Биполярный транзистор как четырехполюсник, h-параметры. Графическое определение h -параметров

Сравнив статистику посещения сайта за два месяца ноябрь и декабрь года , в MediaTek выяснили, что число посетителей ресурса из России увеличилось в 10 раз, а из Украины? Таким образом, доля русскоговорящих разработчиков с аккаунтами на labs. Амбициозная цель компании MediaTek — сформировать сообщество разработчиков гаджетов из специалистов по всему миру и помочь им реализовать свои идеи в готовые прототипы. Уже сейчас для этого есть все возможности, от мини-сообществ, в которых можно посмотреть чужие проекты до прямых контактов с настоящими производителями электроники. Начать проектировать гаджеты может любой талантливый разработчик — порог входа очень низкий. Компания Компэл, приглашает вас принять участие в семинаре и тренинге? Светодиод — это диод который излучает свет. Биполярный транзистор в схемотехнических приложениях представляют как четырехполюсник и рассчитывают его параметры для такой схемы.

Точной моделью для биполярных транзисторов, широко используемой при анализе на малых сигналах, является модель в h-параметрах, показанная.

4.3. Система h-параметров биполярных транзисторов

H параметры биполярного транзистора

В радиолюбительской практике часто приходится подбирать транзисторы для их замены на аналогичные или выбирать нужные транзисторы при конструировании какого нибудь изделия по желаемым параметрам. Поэтому без справочников по транзисторам никак не обойтись. В них приведены основные параметры транзисторов как по постоянному, так и переменному току. Но не все знают, что они обозначают.

Биполярный транзистор

ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Расчет эмиттерного повторителя. Определение параметров транзистора.

Именно h-параметры приводятся во всех справочниках. Параметры системы h удобно измерять. Два из h-параметров определяются при коротком замыкании для переменного тока на выходе, т. Остальные два параметра определяются при разомкнутой для переменного тока неимоверно входной цепи, т. Биполярный транзистор в схемотехнических приложениях представляют как четырехполюсник и рассчитывают его параметры для такой схемы.

Связь между малыми приращениями токов и напряжений, действующих в транзисторе, устанавливается так называемыми характеристическими параметрами. Эти параметры определяются схемой включения транзистора.

4.1.4. H-параметры транзистора

Для их исследования, а также для расчёта электронных схем, где применяют транзисторы, разработана особая методика. Транзистор способен усиливать по мощности подводимые к нему сигналы , поэтому он относится к группе активных четырёхполюсников, для эквивалентных схем которых характерно наличие генераторов тока или напряжения. Ниже,на рисунке 1, изображены теоретически рассматриваемые варианты включений биполярного транзистора. На приведенных выше схемах включений изображено по четыре клеммы две входных и две выходных , то есть можно сказать что каждая из них представляет собой четырёхполюсник. При работе на малых сигналах транзистор рассматривают как линейный активный четырёхполюсник который может быть охарактеризован при помощи z, y или h — параметров. Между z, y или h — параметрами есть связи, которые описываются специальными формулами перехода, в соответствующей справочной литературе. Поскольку h -параметры получили наибольшее распостранение на них и акцентируем наше внимание.

h-параметры транзистора

Точной моделью для биполярных транзисторов, широко используемой при анализе на малых сигналах, является модель в h -параметрах, показанная на рис. Эта модель с соответствующими значениями используется для анализа схем с общим эмиттером ОЭ , общим коллектором ОК или общей базой ОБ. Наша задача состоит в том, чтобы разработать версию этой модели, пригодную для использования в PSpice.


Параметр — биполярный транзистор — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 2

Параметр — биполярный транзистор

Cтраница 2

Из полученных выше соотношений легко установить связь между широкополосностью усилителя и параметрами используемых биполярных транзисторов.  [16]

Методы, лежащие в основе работы приборов, измеряющих параметры полевых транзисторов, близки к методам измерения ряда параметров биполярных транзисторов.  [17]

Полученные выражения для узловых напряжений достаточно громоздки и сложны для решения, поэтому необходимо сделать некоторые допущения для упрощения их решения. Параметром биполярных транзисторов h при анализе часто пренебрегают, полагая, что он крайне мал.  [19]

Основные параметры транзисторов, необходимые для расчета импульсных схем, определяются по справочным данным. Рассмотрим несколько характерных примеров расчета параметров биполярных транзисторов.  [20]

При моделировании линейных электронных схем после расчета режима рабочей точки для сокращения машинного времени ис-чюльзуются малосигнальные модели биполярных транзисторов. Ск, Сэ — соответствуют стандартизованным справочным значениям параметров биполярных транзисторов.  [21]

Одновременно происходит уменьшение времени жизни неосновных носителей. Поскольку полевые транзисторы нечувствительны к изменению времени жизни неосновных носителей, их параметры меньше меняются при действии радиации, чем параметры биполярных транзисторов. Из полевых транзисторов более стабильны по отношению к радиации МДП-транзисторы. Это обусловлено тем, что у полевых транзисторов с р-я-переходом, кроме проводимости канала, меняется еще и обратный ток р — — перехода, а соответственно и входное сопротивление. Дополнительную стойкость к радиации в МДП-транзисторах создает экранировка области канала металлическим электродом затвора.  [23]

Обычно биполярные транзисторы мало чувствительны к магнитному полю, так как поперечное магнитное поле приводит только к искривлению траекторий движения неосновных носителей заряда, идущих через базу от эмиттера к коллектору, что эквивалентно уменьшению эффективной подвижности неосновных носителей в базе транзистора. В связи с малой толщиной базы в обычных биполярных транзисторах практически все инжектированные эмиттером носители достигают коллектора, несмотря на искривление траекторий их движения магнитным полем. Другой физической причиной изменения параметров биполярных транзисторов в магнитном поле является изменение сопротивления базы транзистора.  [25]

На рис. 1.4 показана структура полевого транзистора с р-п переходом и каналом / ьтипа, выполненным из дополнительного примесного слоя с малой степенью легирования. При создании транзисторов с изолированным затвором или МДП-транзисторов совместно с биполярными транзисторами определенную трудность представляет наращивание подзатворного окисла толщиной примерно 0 1 мкм. Этот термический процесс должен оказывать минимальное влияние на параметры биполярных транзисторов. Технология получения МДП-транзисторов, структура которых приведена на рис. 1.5, состоит в следующем: вначале формируется слой слаболегированной примеси / 7-типа в областях кремния, предназначенных для изготовления МДП-транзисторов с каналом и-типа, а затем совместно с п-р — п транзисторами создаются истоковые и стоковые области МДП-транзисторов.  [27]

Земли и, что особенно опасно, солнечных вспышек. При воздействии протонного излучения одним из существенных показателей действия радиации в биполярных транзисторах является значительное увеличение базового тока и уменьшение коэффициента передачи тока, которые обусловлены возникновением дополнительных центров рекомбинации в транзисторе. Наиболее существенную роль играет рекомбинация в областях пространственного заряда эмиттера, поэтому эти области являются определяющими в биполярном транзисторе при радиационном воздействии. Поскольку при падении рабочего тока в микрорежиме увеличивается ширина запирающего слоя эмиттерного перехода, то следует ожидать увеличения роли радиационного излучения на параметры биполярного транзистора.  [28]

Страницы:      1    2

Параметры биполярного транзистора в схеме с общей базой

1. ЦЕЛЬРАБОТЫ.

    Снять статические характеристики и определить основные параметры биполярного транзистора в схеме с общей базой.

2. КРАТКИЕТЕОРЕТИЧЕСКИЕСВЕДЕНИЯ.

 Транзистор — это электропреобразовательный прибор, пригодный для усиления мощности и имеющий три или более выводов.

Действие транзистора основано на управлении движением носите­лей заряда в полупроводниковом кристалле. Наиболее распространены

транзисторы с тремя выводами – полупроводниковые триоды. Благодаря способности усиливать электрическую мощность, транзисторы находят широкое применение в радиотехнике и электронике. По характеру переноса носителей заряда различают транзисторы биполярные и полевые Перенос заряда вбиполярных транзисторах осуществляется носителями заряда обоих знаков, а в полевых — носителями одного знака. Название прибора «транзистор» составлено из двух ан­глийских слов: «transfer»- переносить, преобразовывать и «resistor»- со­противление.

Биполярный транзистор — это полупроводниковый прибор с двумя или несколькими взаимодействующими электрическими переходами и тремя или более выводами, усилительные свойства которого обусловле­ны явлениями инжекции и экстракции неосновных носителей заряда (ННЗ).

    В настоящее время широко используются биполярные транзисторы с двумя pn-переходами. Они состоят из чередующихся областей (слоев), имеющих электропроводности различных типов. При получении в кристалле полупроводника двух взаимодействующих переходов возможно различное чередование слоев. Различают р-nи npnтранзисторы, которые отличаются в основном при включении в схему полярностью напряжений и направлениями рабочих токов. Упрощенные транзисторов, показаны на рис.1. Средний слой транзистора называют базой (Б) , один из крайних — эмиттером (Э), второй — коллекто­ром (К).

   База — область, в которую инжектируются ННЗ.

   Эмиттер — область, назначение которой — инжекция носителей в базовую область.

     Коллектор — область, предназначенная для экстракции ННЗ из базовой области.

В n-р-n-транзисторе эмиттер инжектирует электроны в базу, а коллектор их собирает (коллектирует). PN-переход между эмиттером и базой называют эмиттерным, а между базой и коллектором — коллекторным. Слои транзистора имеют не только разный тип проводимости, но и различную концентрацию легирующих примесей. Сильнее всего легируется легируется эмиттер, база легируется слабо, коллектор может быть легирован как сильнее, так и слабее базы, в зависимости от назначения

Рис.1.    Упрощенные структуры и условные обозначения транзисторов с                                    указанием направления токов при работе в нормальном активном режиме

транзистора. Обычно эмиттер имеет меньшую площадь чем коллектор.

В усилительном режиме работы транзистора эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный — в обратном. Это ак­тивная область работы (Uэб>0, Uкб<0)1. Транзистор также может работать в области насыщения, когда на обоих переходах прямое напряжение (транзистор открыт, Uэб>0, Uкб>0), и в области отсечки, когда на обоих переходах обратное напряжение (транзистор закрыт, Uэб<0, Uкб<0). Од­нотипность слоев коллектора и эмиттера позволяет при включении ме­нять их местами. Такое включение называется инверсным. При инверсном включении параметры реального транзистора (за исключением специ­альных симметричных транзисторов) существенно отличаются от пара­метров при нормальном включении. В инверсной активной области на­пряжение на эмитгерном переходе обратное, а на коллекторном — прямое (Uэб<0, Uкб>0). Активная область или активный режим используются при работе транзистора в усилителях или генераторах. Области насыщения и отсечки характерны для работы транзистора в ключевом режиме. Ин- версное включение применяется в схемах двунаправленных переключате­лей, использующих симметричные транзисторы, в которых обекрайние области имеют одинаковые свойства и геометрические размеры. При вы­соком обратном напряжении на коллекторном переходе возможен также режим лавинного умножения носителей заряда, в котором работают спе­циальные лавинные транзисторы, использующиеся в схемах быстродей­ствующих переключателей.

Основные параметры биполярного транзистора. — Мегаобучалка

Коэффициент усиления по току – соотношение тока коллектора IС к току базы IB. Обозначается β, hfe или h31e, в зависимости от специфики расчетов, проводимых с транзисторов.

β — величина постоянная для одного транзистора, и зависит от физического строения прибора. Высокий коэффициент усиления исчисляется в сотнях единиц, низкий — в десятках. Для двух отдельных транзисторов одного типа, даже если во время производства они были “соседями по конвейеру”, β может немного отличаться. Эта характеристика биполярного транзистора является, пожалуй, самой важной. Если другими параметрами прибора довольно часто можно пренебречь в расчетах, то коэффициентом усиления по току практически невозможно.

Входное сопротивление – сопротивление в транзисторе, которое «встречает» ток базы. Обозначается Rin (Rвх). Чем оно больше — тем лучше для усилительных характеристик прибора, поскольку со стороны базы обычно находиться источник слабого сигнала, у которого нужно потреблять как можно меньше тока. Идеальный вариант – это когда входное сопротивление равняется бесконечность.

Rвх для среднестатистического биполярного транзистора составляет несколько сотен КΩ (килоом). Здесь биполярный транзистор очень сильно проигрывает полевому транзистору, где входное сопротивление доходит до сотен ГΩ (гигаом).

Выходная проводимость — проводимость транзистора между коллектором и эмиттером. Чем больше выходная проводимость, тем больше тока коллектор-эмиттер сможет проходить через транзистор при меньшей мощности.

Также с увеличением выходной проводимости (или уменьшением выходного сопротивления) увеличивается максимальная нагрузка, которую может выдержать усилитель при незначительных потерях общего коэффициента усиления. Например, если транзистор с низкой выходной проводимостью усиливает сигнал в 100 раз без нагрузки, то при подсоединении нагрузки в 1 КΩ, он уже будет усиливать всего в 50 раз. У транзистора, с таким же коэффициентом усиления, но с большей выходной проводимостью, падение усиления будет меньше. Идеальный вариант – это когда выходная проводимость равняется бесконечность (или выходное сопротивление Rout = 0 (Rвых = 0)).

Частотная характеристика – зависимость коэффициента усиления транзистора от частоты входящего сигнала. С повышением частоты, способность транзистора усиливать сигнал постепенно падает. Причиной тому являются паразитные емкости, образовавшиеся в PN-переходах. На изменения входного сигнала в базе транзистор реагирует не мгновенно, а с определенным замедлением, обусловленным затратой времени на наполнение зарядом этих емкостей. Поэтому, при очень высоких частотах, транзистор просто не успевает среагировать и полностью усилить сигнал.

Полевой транзистор. Полевой транзистор с управляющим PN-переходом JFET

Полевой транзистортранзистор, в котором сила проходящего через него тока регулируется внешним электрическим полем,т. е напряжением. Это принципиальное различие между ним и биполярным транзистором, где сила основного тока регулируется управляющим током.

 

Поскольку у полевого транзистора нет управляющего тока, то у него очень высокое входное сопротивление, достигающее сотен ГигаОм и даже ТерраОм (против сотен КилоОм у биполярного транзистора).

Еще полевые транзисторы иногда называют униполярными, поскольку носителями электрического заряда в нем выступают только электроны или только дырки. В работе же биполярного транзистора, как следует из названия, участвует одновременно два типа носителей заряда – электроны и дырки.

Классификация полевых транзисторов

Полевые транзисторы (FET:Field-Effect-Transistors) разделяются на два типа полевой транзистор с управляющим PN-переходом (JFET:Junction-FET) и полевой транзистор с изолированным затвором (MOSFET:Metal-Oxid-Semiconductor-FET).

Каждый из типов может быть как с N–каналом, так и с P-каналом. У транзисторов с N-каналом в роли носителей электрического заряда выступают электроны. У транзисторов с P-каналом – дырки. В этой статье речь пойдет о полевом транзисторе с управляющим PN-переходом JFET c N-каналом. Принцип работы транзистора P-типа аналогичен, только меняется полярность источников напряжения.

Модели мощных биполярных транзисторов и определение их параметров

Обычно силовой транзистор в преобразовательных устройствах представляется сопротивлением конечной величины во включенном состоянии и бесконечным — в выключенном. Такая простейшая модель транзисторного ключа позволяет рассчитывать процессы в преобразовательных устройствах, если длительность коммутационных процессов много меньше длительности включенного и выключенного состояния ключа. В противном случае, а также для расчета режимов работы силового транзистора необходимы более точные модели: простая для приближенного анализа и проектирования (аналитического или численно-аналитического в математической системе [1]) и более точная для проверочного анализа в системе схемотехнического моделирования [2]. В литературе (например, [3]) описано несколько основных моделей для большого сигнала (ключевого режима) и большое число их модификаций. Одной из простых является передаточная модель Эберса-Молла (модель Логана) или просто передаточная модель (ПМ). Эта модель применяется в наиболее полной и распространенной системе схемотехнического моделирования PSpice [2]. ПМ является нелинейной и непригодна для аналитического (ручного) анализа, однако на основе ПМ можно построить простую кусочно-линейную модель (КЛМ), которая подходит для такого анализа. Система PSpice имеет также более точную (и сложную) модель Гуммеля-Пуна (ГПМ) [2, 3]. В этой же системе содержится пакет определения параметров модели Гуммеля-Пуна по справочным или экспериментальным характеристикам силового транзистора PSpice Model Editor (PSME). Изготовители силовых транзисторов обычно дают в Интернете библиотеку параметров ГПМ для своих транзисторов (обширная библиотека имеется также в PSpice), однако часто эти параметры не соответствуют справочным характеристикам транзистора (см. ГПМ_Б в табл. 2 и 3), поэтому приходится применять PSME для их определения.

Таблица 2. Результаты расчетов времен переключения силового транзистора TIP41В

Таблица 3. Времена переключения транзистора МЛ 6110

В известной литературе нет сведений о том, как определять параметры ПМ и КЛМ, когда эти модели применимы, что делать, если не хватает справочных данных для определения параметров ГПМ в PSME. Авторы данной статьи попытаются ответить на эти вопросы.

Сначала будет рассмотрена ПМ, которая может применяться и в MathCAD и в PSpice, и методика определения ее параметров. Далее, на ее основе строится КЛМ и методика определения ее параметров. На основе ПМ и КЛМ предлагается более точная модифицированная передаточная модель (МПМ) для расчетов в MathCAD и методика определения ее параметров. В последней части статьи будут рассмотрены вопросы применения ГПМ, встроенной в PSpice, и усовершенствования методики определения ее параметров. Все расчеты иллюстрируются на примерах двух силовых транзисторов фирмы Motorola: сравнительно низковольтном TIP41B (6 A, 80 В) и высоковольтном MJ16110 (15 A, 400 В).

Для определения параметров всех моделей используются типовые характеристики мощных транзисторов, которые приводятся в справочниках (на сайтах фирм-изготовителей). В справочнике [4] приводятся для всех транзисторов следующие типовые характеристики: в активной нормальной области Hfe(Ic) @Uce, в области насыщения Ube(Ic) @Ni= Ic/Ib, Uce(Ic) @Ni= Ic/Ib, Uce(Ib) @Ic, зависимости барьерных емкостей Ceb(–Ue), Ccb(–Uc), времена задержки включения, нарастания, задержки выключения и спада тока коллектора в схеме ключа с резистивной нагрузкой Td @Ic,Ib1,Ib2; Trs @Ic,Ib1,Ib2; Ts @Ic,Ib1,Ib2; Tfl @Ic,Ib1,Ib2. Для некоторых типов (например, TIP41B) приводятся также типовые зависимости Td(Ic) @Ni,Ib2; Trs(Ic) @Ni,Ib2; Ts(Ic) @Ni,Ib2; Tfl(Ic) @Ni,Ib2. Для других типов (например, MJ16110) приводятся типовые зависимости Tc(Ic) @Ni,Ib2; Tsv(Ic) @Ni,Ib2; Tfi(Ic) @Ni,Ib2 (а иногда и характеристики динамического насыщения) в схеме ключа с индуктивной нагрузкой. Для некоторых типов (например, TIP41B) приводится минимальное значение частоты среза Ft. В таблице 1 приведены справочные данные [4] типового транзистора TIP41B для четырех значений тока коллектора. Эти данные используются далее для определения параметров моделей.

Таблица 1. Справочные данные силового транзистора TIP41В

Передаточная модель. На рис. 1 приведена эквивалентная схема ПМ n-p-n транзистора.

Рис. 1. Эквивалентная схема передаточной модели Эберса — Мопла

Параметры Bf, Br, Rb, Rc, Re постоянны, а If, Ir, Ce, Cc являются функциями напряжений:

Здесь обозначено Ue= U b’e’, Uc= U b’c’.

В таком виде ПМ может использоваться для расчетов в математической системе MathCAD [1] (в системе PSpice немного сложнее записываются Ceb(Ue), Ccb(Uc)). Напомним, что если в списке параметров модели указываются только перечисленные выше параметры (Bf, Br, Rb, Rc, Re, Is, Ne, Nc, Cje, Mje, Vje, Cjc, Mjc, Vjc), то PSpice автоматически использует ПМ (параметр Vt — тепловой потенциал — заложен в PSpice, и его указывать не нужно). Параметры модели можно определить по характеристикам транзистора как в MathCAD, так и в PSME. Рассмотрим определение параметров ПМ в PSME [2] на примере транзистора TIP41B для режима Ic = 1 A (примерно середина рабочего диапазона). Заметим, что параметры ПМ нельзя получить непосредственно переписыванием их значений из ГПМ (например, из библиотечной PSpice-модели). В таблице параметров в PSME всем параметрам, кроме ПМ, присваиваем их значения по умолчанию (в PSpice) и фиксируем. Из справочных характеристик (показаны далее) Ube(Ic) @Ni = Ic/Ib, Uce(Ic) @Ni = Ic/Ib, Ceb(–Ue), Ccb(–Uc) задаем по несколько точек, а из Hfe(Ic) @Uce и Ts(Ic) @Ni, Ib2 — по одной точке, соответствующей выбранному режиму (1 А). В последнем окне задаем из справочника Ft_min = 3 МГц (типовое значение не указано). Для проверки полученной модели рассчитаем в PSpice названные выше статические характеристики, а также времена переключения в справочном режиме (в схеме с резистивной нагрузкой Vcc = 30 В, Ic = 1 А, N i = Ic/Ib = 10, Vbe_off = –5 В, времена нарастания и спада управляющего тока 5 нс) и сравним со справочными. Рассчитанные статические характеристики Ube(Ic), Uce(Ic) практически совпадают со справочными, но времена нарастания и спада тока примерно в три раза превышают справочные, что связано с применением заниженного по сравнению с типовым значения Ft_min. Поэтому возвращаемся в PSME и в последнем окне задаем скорректированное значение Ft = 10 МГц. Скорректированная ПМ имеет следующие параметры (в формате Pspice):

Is=0.56p Bf=72 Nf=1 Br= 17.7 Nr=1 Re=0 Rb= 1 Rc= 0.11 Cje= 213p Vje= 0.42 Mje= 0.287 Cjc= 120p Vjc= 0.35 Mjc= 0.2 Tf= 16n Tr= 92n

Она дает (в точке Ic = 1 A) при расчете названных времен ошибки менее 10% (Ts на 30% больше справочного). Однако при расчете времен переключения в других режимах ошибка может достигать 200% (например, Ts при 6 А), что связано с неучтенными зависимостями Bf, Tf, Tr от режима (см. результаты расчетов в графе ПМ табл. 2). В предпоследнем столбце табл. 2 приведена максимальная относительная ошибка (в процентах), а в последнем столбце — среднеквадратичная относительная ошибка. Аналогичные результаты получаются при определении параметров ПМ в MathCAD.

По названным выше справочным характеристикам нельзя однозначно определить все параметры ПМ (тем более ГПМ), так как в зависимости от начальных приближений и ограничений на минимальные и максимальные значения параметров получаются различные значения параметров. Особенно это касается Br и Re. Для однозначного их определения необходимы дополнительные характеристики (например, снятые в инверсном включении транзистора). В большинстве случаев точные значения параметров не важны, достаточно иметь такое их сочетание, чтобы обеспечивалась необходимая точность аппроксимации основных характеристик.

Кусочно-линейная модель (КЛМ). КЛМ необходима для аналитических и численно-аналитических (в MathCAD) приближенных расчетов, в том числе при схемотехническом проектировании. Для каждой из четырех областей работы (отсечки, активной нормальной, активной инверсной, насыщения) транзистор представляется своей эквивалентной схемой, которая может быть получена на основе схемы ПМ (рис. 1). Для области отсечки (оба перехода смещены в обратном направлении) остаются только барьерные емкости переходов, которые нужно усреднить на рабочем участке напряжений. Например, если коллекторное напряжение изменяется в пределах от V1 до V2, то средняя емкость коллектора

Эквивалентная схема для активной нормальной области (эмиттерный переход смещен в прямом, а коллекторный в обратном направлении) показана на рис. 2.

Рис. 2. Линейная эквивалентная схема для активной нормальной области

Рис. 3. Линейная эквивалентная схема для области насыщения

Здесь If> 0 — промежуточная переменная, накопитель эквивалентен емкости с нулевым напряжением, Bf, Veo, Ri, Ro — статические параметры, Tf — среднее время пролета носителей. Эквивалентная схема для области насыщения (оба перехода смещены в прямом направлении) показана на рис. 3. Она получается путем суперпозиции эквивалентных схем для активной нормальной и активной инверсной областей. Значения статических параметров можно получить как непосредственно по характеристикам транзистора, так и через параметры ПМ. Параметр Bf берется в рабочей точке из характеристики Hfe(Ic) @Uce. Параметры Veo, Ri определяются по Ube(Ic) @Ni = Ic/Ib, а Ro по Uce(Ic) @Ni = Ic/Ib. Параметр Br (коэффициент передачи в инверсном включении) непосредственно из справочных характеристик не определяется. Точное значение его важно лишь при попадании рабочей точки в активную инверсную область, что бывает редко. Поэтому его значение можно взять или типовым (0,2–1), или из ПМ (если она есть). Параметры Tf и Tr берутся из ПМ или приближенно рассчитываются по справочным параметрам Trs, Tfl и Ts. Чтобы получить соответствующие формулы, рассчитаем по КЛМ названные времена в типовой тестовой схеме транзисторного ключа с резистивной нагрузкой. При большом входном токе (Ib >> Ic/Bf) расчеты можно проводить упрощенно, применяя для интегрирования соответствующих дифференциальных уравнений метод трапеций. Для этапа физической задержки, когда Ue изменяется от Vbe_off до Veo, получаем

Из эквивалентной схемы ключа для активной нормальной области

На этапе физического времени нарастания If растет от 0 до Ic, а Uc падает с Vcc до нуля, и по формуле трапеций получаем

На этапе задержки Tdr ток If растет от 0 до Ic.0,1, и из предыдущего уравнения и выражения для Tdf получаем

На этапе нарастания Trr ток If растет от Ic*0,1 до Ic*0,9 и

При выключении транзистора инверсным током из эквивалентной схемы ключа для области насыщения получаем

Решая эти уравнения при соответствующих начальных условиях, можно получить выражения для If(t) и Ir(t), каждое из которых состоит из постоянной составляющей и двух экспонент с сильно различающимися постоянными времени. Большая из них равна

или, с учетом Tr>> Tf и Bf>> Br, приближенно

Tsp = Тr × Вr

При условии |Ib2| << Ic, пренебрегая экспонентой с малой постоянной времени и учитывая Ir(Tsf) = 0, получаем известную формулу для времени рассасывания

Расчетное время задержки выключения приближенно

Время спада тока с уровня 0,9.Ic до 0,1.Ic рассчитывается аналогично времени нарастания, но при Ib = –Ib2

Теперь из формул для Trr и Tfr по заданным в справочнике Trs и Tfl можно рассчитать среднее значение Tf, а из формулы для Tsr при заданном Ts рассчитать Tr. Определенные таким образом (при токе 0,1 А) параметры КЛМ для TIP41B имеют следующие значения: Bf = 100 Br = 0.4 Veo = 0.7 Ri = 1.2 Ro = 0.117 Tfp = 32.8n Trp = 4740n Cea = 0.13n Cca = 0.057n. Данная модель позволяет достаточно точно рассчитать статические ВАХ Ube(Ic), Uce(Ic) для глубокого насыщения (Ib> Ic/10). Если теперь для проверки рассчитать по приведенным выше формулам зависимости времен Tdr, Trr, Tsr, Tfr от тока и сравнить их со справочными, то различие получается большим (примерно как для ПМ), что связано с зависимостями параметров модели от тока, которые не учтены в КЛМ. Результаты расчета по КЛМ существенно улучшаются, если для каждого значения тока брать свое значение Bf из справочной зависимости Hfe(Ic), которая всегда дается. Результаты этих расчетов показаны в графе КЛМ таблицы 2. Практически все результаты расчетов завышены по отношению к справочным, так как параметры определялись при минимальном Ic. Если определять параметры при токе около 1 А, то ошибок получается значительно меньше, но результаты расчетов занижаются по отношению к справочным.

Модифицированная передаточная модель (МПМ). Так как ПМ дает неудовлетворительные результаты при расчете коммутационных процессов, то предлагается ее модифицировать путем учета зависимостей Bf, Tf, Tr от режима. МПМ служит для уточненных численных расчетов простых схем в системе MathCAD. Эквивалентная схема остается прежней (рис. 1). Выражения для If(Ue), Ir(Uc), Ce(Ue),Cc(Uc), приведенные ранее для ПМ, также не изменяются, но учитываются зависимости Bf, Tf, Tr от токов. Зависимость Bf(If) имеет максимум. Для нее имеется хорошая аппроксимация

 Чтобы аргумент логарифма был всегда положительным, даже при малых отрицательных If здесь и далее к числителю логарифма добавляется число 1е-6, заведомо большее Is (минимального значения If). Параметры Bfmax, Bf1, Bf2 легко рассчитываются с помощью блока Given-Minerr в MathCAD по справочной характеристике Hfe(Ic) (рис. 4). Статические параметры Is, Nf, Nr, Br, Rb, Rc рассчитываются также с помощью блока Given-Minerr по справочным характеристикам Ube(Ic) и Uce(Ic) (рис. 5), как для ПМ, но с учетом Bf(If). Аналогично определяются параметры Cje, Vje, Mje, Cjc, Vjc, Mjc по справочным характеристикам Cib(U), Cob(U). Чтобы получить Tf(If), рассчитаем Tf для нескольких значений Ic с помощью КЛМ (см. ранее выражения для Trr и Tfr) по справочным Trs(Ic) и Tfl(Ic). Полученная характеристика имеет минимум и аппроксимируется выражением

Параметры Tfmin, T1, T2 определяются также с помощью блока Given-Minerr по рассчитанной характеристике Tfi(If). Это интегральное значение Tfi может использоваться в КЛМ, когда во время переключения оно постоянно. При анализе по нелинейной модели (МПМ) нужно использовать дифференциальные значения Tfd(If)= dQf/dt= d(Tfi.If}/dt. Откуда получаем

Чтобы получить Tr(Ir), рассчитаем Tre для нескольких значений Ic с помощью КЛМ (см. ранее) по справочной характеристике Ts(Ic). Эта характеристика (Tre) имеет минимум и аппроксимируется выражением

Для каждого Ic рассчитывается (приближенно)

Параметры Trmax, W1, W2 рассчитываются по Tre. Дифференциальные значения Trd(Ir) = dQr/dt = d(Tri.Ir}/dt. Откуда получаем

В выражениях для Ce(Ue) и Cc(Uc) (см. ПМ) теперь нужно использовать Tfd(If(Ue)) и Trd(Ir(Uc)). Определенные таким образом параметры МПМ для TIP41B имеют следующие значения: статические: Is = 10.8nA Nf = 1.59 Nr = 2 Bfmax = 150 Bf1 = 0.7 Bf2 = 0.235A Br = 0.281 Rb = 0.947 Rc = 0.112; динамические: Tfmin = 16.2n T1 = 0.253 T2 = 0.977 Trmax = 7370n W1 = 0.072 W2 = 0.86mA Cje = 0.22n Vje = 0.33 Mje = 0.275 Cjc = 0.126n Vjc = 0.217 Mjc = 0.196.

Настоящая модель позволяет достаточно точно рассчитать статические ВАХ как для области насыщения, так и для активной нормальной области (в отличие от ПМ и КЛМ), а также коммутационные процессы при не очень большом запирающем токе базы (Ib2< Ic/2). Результаты численного интегрирования в MathCAD для транзисторного ключа с применением МПМ с этими параметрами приведены в графе МПМ таблицы 2. Ошибки расчетов по этой модели значительно меньше, чем для предыдущих.

Модель Гуммеля-Пуна (ГПМ) является основной моделью биполярных транзисторов в системе PSpice. Она учитывает зависимости Bf(If), Br(Ir), Tf(If, Uc), причем параметры этих зависимостей можно определить в PSME, они приводятся в библиотечных моделях. Модель позволяет также учесть эффекты модуляции сопротивлений базы и коллектора, однако в библиотечных моделях они не приводятся, и определить их в PSME нельзя. Как уже отмечалось ранее, значения параметров библиотечных моделей не позволяют достаточно точно рассчитать характеристики типовых силовых транзисторов, которые приводятся в справочниках (возможно, они даются для других экземпляров транзисторов). Например, применение библиотечной модели транзистора TIP41B при расчете статических характеристик Bf(Ic), Uce(Ic) дает результаты, близкие к справочным, однако расчетная Ube(Ic) существенно отличается от справочной (при больших токах). Особенно велики различия расчетных и справочных динамических характеристик Trs(Ic), Ts(Ic), Tfl(Ic), как это видно в графе ГПМ_Б таблицы 2. Подобные результаты получаются и для других типов транзисторов. Поэтому библиотечные значения параметров модели обычно мало пригодны даже для ориентировочных расчетов (во всяком случае, их нужно проверять), и пользователь должен уметь определять параметры модели по типовым характеристикам (или для своего экземпляра транзистора по экспериментальным характеристикам).

Рассмотрим методику определения параметров PSpice модели (ГПМ) по названным ранее справочным характеристикам с помощью PSME. Определение статических параметров и параметров емкостей (в первых шести окнах PSME) затруднений не вызывает. Желательно вводить не менее четырех точек каждой характеристики. Расчетные характеристики вместе с заданными точками выводятся на графиках. Во втором окне определяется параметр, который влияет на наклон коллекторных ВАХ в активной области. Для ключевых (импульсных) транзисторов этот эффект не очень важен, к тому же требуемая для этого проводимость в справочниках не приводится, поэтому второе окно можно пропустить. Трудности возникают при определении Tr в седьмом окне. В ГПМ Tr считается постоянным (в отличие от МПМ), а зависимость Ts от тока учитывается зависимостью Br от тока, поэтому при определении Tr пересчитываются параметры окна 4. Возможно, из-за этого трудно добиться совпадения введенных точек и расчетной кривой в окне 7. Приходится менять ограничения на некоторые параметры, например, для TIP41B подобрано Ikr_max = 0,15 А, которое нужно задать в соответствующем столбце максимальных значений. Однако даже при хорошем совпадении точек и кривой в окне 7 расчет Ts на PSpice в типовой схеме ключа дает сильно завышенные значения. Поэтому рекомендуется задавать значения Ts примерно на 20% меньше действительных (справочных). Еще сложнее определяются параметры зависимости tf(Ic, Uc) в окне 8. Здесь нужно задать точки характеристики Ft(Ic), которая в справочниках обычно не приводится, однако для многих силовых транзисторов, в том числе для TIP41B (см. табл. 1), даются зависимости времен Td(Ic), Trs(Ic), Ts(Ic), Tfl(Ic). Предлагается два метода определения параметров Tf, Xtf, Itf, Vtf зависимости tf(Ic, Uc) по справочным Trs(Ic) и Tfl(Ic). В первом методе Ft(Ic) определяется по зависимости Tfd(If), полученной ранее для МПМ:

Точки этой характеристики записываются в соответствующую таблицу окна 8. Параметр Vtf влияет на зависимость tf(Ic, Uc) от напряжения. Для низковольтных транзисторов (100 В и меньше) ее можно не учитывать, для чего значение Vtf нужно взять больше напряжения питания (или равным максимальному в PSME) и сделать его неактивным (или зафиксировать). Полученные таким образом параметры ГПМ следующие: IS=1.0195p BF=152.4 VAF=500 IKF= 1.72 ISE=8.65p NE=1.46 BR=19.98 VAR=100 IKR=99.9m ISC=1.1525p NC=2.0384 NK=.57744 RB=.978 RC=98.6m CJE=213.16p VJE=.4197 MJE=.287 CJC=119.69p VJC=.35 MJC=.2 TF=15.654n XTF=4.177 VTF=100k ITF=95.4 TR=104n.

К сожалению, добиться хорошего совпадения введенных точек и расчетного графика на восходящей ветви Ft(Ic) не удается (по-видимому, PSME разработана для маломощных транзисторов). Поэтому результаты проверочных расчетов Trs(Ic) и Tfl(Ic) на малых токах получаются существенно заниженными по сравнению со справочными (см. графу ГПН_Е в табл. 2). Очевидный недостаток рассмотренного метода — необходимость проведения расчетов в другой системе. Поэтому предлагается второй метод определения параметров Tf, Xtf, Itf, Vtf по справочным Trs(Ic) и Tfl(Ic) с применением пакета PSpice Optimizer (PSO), который входит в систему OrCAD [2]. Как и ранее, в первых семи окнах PSME определяются соответствующие параметры модели. Для низковольтных транзисторов параметру Vtf присваивается большое значение, а остальные три параметра задаются в тексте модели варьируемыми: Tf={Tf}, Xtf={Xtf}, Itf={Itf}. В пакете системы создается схема, состоящая из четырех схем транзисторных ключей с различными резистивными нагрузками, соответствующими токам насыщения 0,1 А, 0,6 А, 1 А, 6 А. В списке оптимизируемых параметров указываем начальные и текущие значения параметров: Tf=20n (примерное значение из ПМ), значения Xtf=10, Itf=10 из PSME по умолчанию. Далее в окне Pspice меню вызывается (Run Optimizer) пакет PSO и в окне редактирования вызывается спецификация (условия оптимизации). В появившемся окне для данного параметра спецификации указываются имя (например, Tr1), вес (1), условия (внутренняя), желаемое значение (430n), допуск (43n), вид анализа (Tran), адрес файла анализа (с расширением .sim или .cir). В последней графе указывается, какая функция рассчитывается (risetime(ic(Q1)) — время нарастания тока коллектора первого транзистора, то есть при токе насыщения 0,1 А). Подобные условия задаются для всех оставшихся трех времен нарастания и четырех времен спада. После этого возвращаемся в PSO и запускаем программу. В ходе оптимизации показываются текущие значения оптимизируемых параметров схемы, оптимизируемых параметров модели транзистора и ошибка. Результаты оптимизации приведены в графе ГПМ_О таблицы 2. Полученные значения параметров модели следующие: Tf = 18n Vtf = 300 Xtf = 1.17 Itf = 17.97. Остальные параметры ГПМ прежние. Результаты оптимизации зависят от начальных приближений для параметров модели, от весовых коэффициентов, от допусков на параметры схемы. Поэтому для уменьшения ошибки можно сделать несколько расчетов для различных начальных приближений и различных весовых коэффициентов.

Рассмотрим теперь модели и методику определения параметров их высоковольтных транзисторов на примере транзистора MJ16110. Главной особенностью высоковольтных транзисторов является эффект динамического насыщения. При включении транзисторного ключа этот эффект сказывается в затягивании процесса включения при малых напряжениях. В справочниках обычно указываются значения коллекторного напряжения при включении в определенном режиме для нескольких моментов времени (например, для MJ16110 приведено Uce(1u) = 6 В, Uce(2u) = 3 В при Ic =10 A, Ib1 = 1 A). В моделях транзистора этот эффект учитывается в зависимости параметра Tf от напряжения. ПМ рассматривать не будем, так как в ней параметр Tf постоянен. Параметры КЛМ определяются так же, как и для низковольтных транзисторов (см. пример транзистора TIP41B). Таким образом, для высоковольтного транзистора MJ16110 определены параметры КЛМ: Veo = 0.652, Ri = 0.202, Vso = 0.07, Ro = 0.023, B = 16, Br = 1.033, Cea = 4.62n, Cca = 1.12n, Tfp = 27n Trp = 2660n. Статические параметры определялись по статическим входным и выходным характеристикам, а динамические (Tfp и Trp) — по временам переключения (см. табл. 3) для ключа с резистивной нагрузкой в режиме Vcc = 250 В, Ic = 10 A, Rl = Vcc/Ic, Ib1 = 1 A, Ib2 = 2 A. Для учета динамического насыщения введем зависимость:

Здесь параметры модели Vceo и Xt определяются из справочных данных по динамическому насыщению U1= Uce(t1), U2= Uce(t2). Для их расчета составим дифференциальные уравнения для включения ключа с резистивной нагрузкой (см. выше) и проинтегрируем их приближенно от нуля до t1 и от t1 до t2. В результате получаем два алгебраических уравнения, откуда определяем Vceo = 9,06 В и Xt = 117. Однако при таком определении параметров расчетная кривая Uce(t) идет в основном ниже точной, поэтому проще задаться некоторым значением Vceo больше 9,06, но меньше 0,1.Vcc, например 0,05.Vcc, и рассчитать Xt из:

Необходимо теперь скорректировать Trp, так как увеличение Tfp в Xt раз приводит к большому увеличению времени задержки выключения. Новое значение Trp можно рассчитать из уравнения

Таким образом получено Vceo = 0,1.Vcc/2 = = 12,5 В, Xt = 75,7, Trp = 844n. Результаты расчета по КЛМ приведены в таблице 3. Более точно динамическое насыщение можно учесть в МПМ, введя зависимость Tf от напряжения непрерывной функцией, например Tfd(If).(1+Xt.exp(Uc/Vtf)).

Рассмотрим теперь учет динамического насыщения в ГПМ. Расчет на PSpice времен переключения для ключа на MJ16110 по библиотечной модели дает большие ошибки (см. графу ГПМ_Б в табл. 3), поэтому определим параметры ГПМ сами. По справочным характеристикам во всех (кроме последнего) окнах PSME определим параметры ГПМ. Для расчета параметров Tf, Vtf, Xtf, Itf, в которых можно учесть динамическое насыщение, воспользуемся программой PSO системы OrCAD (см. ранее). Так как параметр Tr с помощью PSME определяется по Ts плохо (особенно для высоковольтных транзисторов), то включим Tr в список искомых параметров. В тексте модели обозначим эти параметры как варьируемые. В графическом редакторе создадим схему ключа с указанными выше параметрами и зададим начальные приближения Tf=30n (из КЛМ), Vtf=3 (малое значение!), Xtf=10, Itf=10 (по умолчанию). При определении этих параметров воспользуемся справочными данными Trs, Tfl, Ts, Uce(1u), Uce(2u) (см. табл. 3). Для этого в окне «Спецификация редактора PSO» для каждого искомого параметра указываем его имя, величину, допуск, обозначение вычисляемой функции, например Trs, 330n, 30n, risetime(Ic(Q1)) или U1, 6, 0,6, YatX(V(Q1;c),1u). Полученные в результате оптимизации значения искомых параметров переносим в текст модели транзистора и проводим моделирование схемы ключа на PSpice. Итак, получаем:

.MODEL MJ16110 NPN IS=16.932E-12 BF=50.96 VAF=1.E6
+ IKF=10.234 ISE=3.6577E-9 NE=1.569 BR=9.928 VAR=1.E9
+ IKR=10.E-3 ISC=256.41E-12 NC=1.6639 NK=.54291
+ RB=.26863 RC=64.148E-3 CJE=8.996E-9 VJE=.35 MJE=.33668
+ CJC=1.E-9 VJC=.35 MJC=.47185 TR=3.6u; 64.574E-6
+ TF=32n XTF=3.47 VTF=2.25 ITF=0.106

Результаты моделирования схемы ключа с этой моделью приведены в графе ГПМ_О таблицы 3. Большая ошибка при расчете Td (как и для других моделей), возможно, связана с ошибкой в справочном значении Td. Остальные результаты расчетов по ГПМ_О удовлетворительные.

 

Заключение

Предложенная методика позволяет применять КЛМ для приближенных расчетов схем как с низковольтными, так и высоковольтными силовым транзисторами.

Обнаружено занижение времен переключения с использованием ГПМ в пакете Pspice при малых токах.

Выявлен недостаток пакета PSME, не позволяющего определять динамические параметры ГПМ по временам переключения транзисторного ключа.

Предложена методика определения динамических параметров ГПМ как низковольтных, так и высоковольтных транзисторов по справочным временам переключения с помощью пакета PSpice Optimizer в среде OrCAD.    

Литература
  1. Дьяконов В. П. MathCAD 8/2000: Специальный справочник. СПб: Питер. 2000.
  2. Разевиг В. Д. Система проектирования OrCAD 9.2. М.: Солон-Р. 2001.
  3. Носов Ю. Р. и др. Математические модели элементов интегральной электроники. М.: Сов. радио. 1976.
  4. Motorola Bipolar Power Transistor Data DL111/D REV 7.

Биполярный переходной транзистор (BJT) Модель

Тип модели

Транзистор

Модель Подвид

БДЖТ

Префикс SPICE

В

Формат шаблона списка соединений SPICE

@DESIGNATOR %1 %2 %3 @MODEL &"КОЭФФИЦИЕНТ ПЛОЩАДИ" &"ПУСКНЫЕ УСЛОВИЯ" ?"НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ B-E"|[email protected]"НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ B-E", @"НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ C-E"| ?TEMPERATURE|[email protected]|

Параметры (определяемые на уровне компонента)

Следующие параметры уровня компонента определяются для этого типа модели и перечислены на вкладке Parameters диалогового окна Sim Model .Чтобы получить доступ к этому диалоговому окну, просто дважды щелкните запись для ссылки на имитационную модель в области Models диалогового окна Component Properties .

Коэффициент площади

указывает количество эквивалентных параллельных устройств указанной модели. Этот параметр влияет на ряд параметров модели.

Начальное состояние

установите на OFF, чтобы обнулить напряжение на клеммах во время анализа рабочей точки.Может быть полезен в качестве помощи в конвергенции.

Начальное напряжение B-E

Нулевое время напряжения на клеммах база-эмиттер (в вольтах).

Начальное напряжение C-E

Нулевое время напряжения на клеммах коллектор-эмиттер (в вольтах).

Температура

температура, при которой должно работать устройство (в градусах Цельсия).Если значение не указано, будет использоваться значение по умолчанию, присвоенное параметру TEMP на странице SPICE Options диалогового окна Analyses Setup (по умолчанию = 27).

Параметры (определяемые в файле модели)

Ниже приведен список параметров, которые можно сохранить в связанном файле модели:

ИС

транспортный ток насыщения (в амперах). (По умолчанию = 1.0e-16).

БФ

идеальная максимальная форвардная бета (по умолчанию = 100).

НФ

коэффициент эмиссии прямого тока (по умолчанию = 1).

ВАФ

вперед Раннее напряжение (в вольтах). (по умолчанию = бесконечность).

ИКФ

Угол

для прямого бета-спада сильного тока (в амперах). (по умолчанию = бесконечность).

ИСЭ

Ток насыщения утечки B-E (в амперах). (По умолчанию = 0).

СВ

Коэффициент выбросов при утечке B-E (по умолчанию = 1,5).

БР

идеальная максимальная обратная бета (по умолчанию = 1).

NR

коэффициент эмиссии обратного тока (по умолчанию = 1).

ВАР

обратное Раннее напряжение (в вольтах). (по умолчанию = бесконечность).

ИКР

Уголок

для обратного бета-спада сильного тока (в амперах). (по умолчанию = бесконечность).

МСК

Ток насыщения утечки B-C (в амперах).(По умолчанию = 0).

НЗ

Коэффициент утечки B-C (по умолчанию = 2).

РБ

Базовое сопротивление при нулевом смещении (в Омах). (По умолчанию = 0).

IRB

ток, при котором базовое сопротивление падает наполовину до минимального значения (в амперах).(по умолчанию = бесконечность).

ПКМ

минимальное базовое сопротивление при больших токах (в Омах). (по умолчанию = РБ).

RD

Сопротивление эмиттера

(в Ом). (По умолчанию = 0).

RC

Сопротивление коллектора

(в Омах). (По умолчанию = 0).

CJE

Емкость истощения при нулевом смещении

BE (в фарадах). (По умолчанию = 0).

VJE

B-E встроенный потенциал (в вольтах). (по умолчанию = 0,75)

MJE

Экспоненциальный коэффициент соединения B-E (по умолчанию = 0,33).

ТФ

идеальное время прохождения вперед (в секундах).(По умолчанию = 0).

XTF

Коэффициент

для зависимости TF от смещения (по умолчанию = 0).

ВТФ

Напряжение

, описывающее зависимость TF от VBC (в вольтах). (по умолчанию = бесконечность).

МФТ

сильноточный параметр для воздействия на TF (в амперах).(По умолчанию = 0).

ПТФ

избыточная фаза при частоте = 1,0/(TF*2PI) Гц (в градусах). (По умолчанию = 0).

ЗАО

BC Емкость истощения при нулевом смещении (в Фарадах). (По умолчанию = 0).

ВЕК

B-C встроенный потенциал (в вольтах).(по умолчанию = 0,75).

МЖК

Экспоненциальный коэффициент соединения B-C (по умолчанию = 0,33).

XCJC

доля емкости истощения B-C, подключенной к внутреннему базовому узлу (по умолчанию = 1).

ТР

идеальное время обратного прохождения (в секундах).(По умолчанию = 0).

ЗАО

емкость коллектор-подложка при нулевом смещении (в фарадах). (По умолчанию = 0).

ВЖС

Встроенный потенциал соединения подложки

(в вольтах). (по умолчанию = 0,75).

МЖС

Экспоненциальный коэффициент соединения подложки (по умолчанию = 0).

XTB

прямая и обратная экспонента бета-температуры (по умолчанию = 0).

ЭГ

Энергетическая щель

для влияния температуры на IS (в эВ). (по умолчанию = 1,11).

XTI

экспонента температуры для влияния на IS (по умолчанию = 3).

КФ

коэффициент мерцающего шума (по умолчанию = 0).

АФ

экспонента мерцающего шума (по умолчанию = 1).

ФК

Коэффициент

для формулы емкости истощения при прямом смещении (по умолчанию = 0,5).

ТНОМ

Температура измерения параметра

(в °C) — если значение не указано, будет использоваться значение по умолчанию, присвоенное TNOM на странице «Параметры SPICE» диалогового окна «Настройка анализов» (по умолчанию = 27).

Примечания

  1. Модель для BJT представляет собой адаптацию интегральной модели управления зарядом Гаммеля и Пуна. Эта расширенная версия исходной модели Гаммеля-Пуна включает несколько эффектов при высоких уровнях смещения. Если некоторые параметры не указаны, модель по умолчанию автоматически принимает более простую модель Эберса-Молля.
  2. Ground используется в качестве узла субстрата.
  3. Значения для начального напряжения B-E и начального напряжения C-E применяются только в том случае, если параметр Use Initial Conditions включен на странице Transient/Fourier Analysis Setup диалогового окна Analyses Setup .
  4. Фактор площади влияет на следующие параметры модели:
  • транспортный ток насыщения ( IS )
  • уголок для сильноточного спада прямого бета ( IKF )
  • Ток насыщения утечки B-E ( ISE )
  • уголок для обратного бета сильноточного спада ( IKR )
  • Ток насыщения утечки B-C ( ISC )
  • Базовое сопротивление нулевого смещения ( RB )
  • ток, когда базовое сопротивление падает наполовину до минимального значения ( IRB )
  • минимальное базовое сопротивление при больших токах ( RBM )
  • сопротивление эмиттера ( РЭ )
  • Сопротивление коллектора
  • ( RC )
  • B-E емкость истощения с нулевым смещением ( CJE )
  • сильноточный параметр для воздействия на TF ( ITF )
  • Емкость истощения при нулевом смещении B-C ( CJC )
  • емкость коллектор-подложка с нулевым смещением ( CJS )

Если коэффициент площади опущен, значение равно 1.предполагается 0.

  1. Ссылка на нужный файл модели (*.mdl) указана на вкладке Model Kind диалогового окна Sim Model . Имя модели используется в списке соединений для ссылки на этот файл.
  2. Если параметр имеет указанное значение по умолчанию (как часть определения модели SPICE), это значение по умолчанию будет использоваться, если специально не введено значение. Значение по умолчанию должно быть применимо к большинству симуляций. Как правило, вам не нужно изменять это значение.

Примеры

Рассмотрим BJT на изображении выше со следующими характеристиками:

  • Контакт 1 (коллектор) подключен к сети C
  • Pin2 (база) подключен к сети GND
  • Контакт 3 (эмиттер) подключен к сети E
  • Обозначение: Q1
  • Связанный файл имитационной модели: 2N3904. леев.

Если для параметров в диалоговом окне Sim Model не введены значения, записи в списке соединений SPICE будут следующими:

*Список соединений схемы:
Q1 C 0 E 2N3904
.
.
*Модели и подсхема:
.МОДЕЛЬ 2N3904 NPN(IS=1.4E-14 BF=300 VAF=100 IKF=0.025 ISE=3E-13 BR=7.5 RC=2.4
+ CJE=4.5E-12 TF=4E- 10 CJC=3.5E-12 TR=2.1E-8 XTB=1.5 KF=9E-16 )

, и механизм SPICE будет использовать указанную информацию о параметрах, определенную в файле модели, наряду со значениями параметров по умолчанию, присущими модели, для тех параметров, которые не указаны в файле.

Если на вкладке Параметры диалогового окна Sim Model были указаны следующие значения параметров:

  • Коэффициент площади = 3
  • Начальное состояние = ВЫКЛ.
  • Температура = 24

, тогда записи в списке соединений SPICE будут такими:

*Список соединений схемы:
Q1 C 0 E 2N3904 3 OFF  TEMP=24
.
.
*Модели и подсхемы:
.МОДЕЛЬ 2N3904 NPN(IS=1.4E-14 BF=300 VAF=100 IKF=0.025 ISE=3E-13 BR=7.5 RC=2.4

+ CJE=4.5E-12 TF=4E-10 CJC=3.5E- 12 TR=2.1E-8 XTB=1.5 KF=9E-16 )

В этом случае механизм SPICE будет использовать эту информацию в сочетании с указанными параметрами, определенными в файле модели (и любыми значениями по умолчанию для неуказанных параметров).

Поддержка PSpice

Многие параметры, которые могут быть включены в связанный файл модели для этого типа устройства, являются общими как для Spice3f5, так и для PSpice.Те, которые поддерживаются, можно найти в предыдущем разделе Параметры (определяемые в файле модели) .

Для этого типа устройства поддерживаются следующие параметры на основе PSpice , а не :

Китайская

Температурный коэффициент квазинасыщения для подвижности дырок

Д

температурный коэффициент квазинасыщения для скорости несущей дырки с ограничением рассеяния

ГАММА

коэффициент легирования эпитаксиальной области

МКС

подложка p-n ток насыщения

НК

сильноточный коэффициент спада

НР

подложка коэффициент эмиссии p-n

QCO

коэффициент заряда эпитаксиальной области

КВАЗИМОД

флаг модели квазинасыщения для температурной зависимости

РКО

сопротивление эпитаксиальной области

ТРБ 1

Температурный коэффициент РБ (линейный)

ТРБ 2

Температурный коэффициент РБ (квадратичный)

ТРЦ 1

Температурный коэффициент RC (линейный)

ТРЦ 2

Температурный коэффициент RC (квадратичный)

ТРЭ 1

Температурный коэффициент RE (линейный)

ТРЭ 2

Температурный коэффициент RE (квадратичный)

ТРМ1

Температурный коэффициент RBM (линейный)

ТРМ2

Температурный коэффициент RBM (квадратичный)

ВГ

экстраполированное напряжение запрещенной зоны квазинасыщения при 0° K

ВО

Напряжение колена мобильности несущей

XCJC2

доля CJC, внутренне связанная с

руб.

XCJS

часть CJS, подключенная внутри к Rc

Q: Биполярный транзистор

Q: Биполярный транзистор
Следующий: R: Резистор Up: Описание схемы Предыдущий: М: МОП-транзистор &nbsp Содержимое

Подразделы


Q xxxxxxx nc nb ne ns mname { область } { аргументы }
.Метка BJT nc nb ne ns mname { область } { аргументы }

биполярный переходной транзистор,

Nc , nb , ne , и ns коллектор, база, узлы эмиттера и подложки соответственно. Mname это модель название.

Площадь — безразмерный множитель площади.

Параметры rstray и norstray определяют, будет ли включены последовательные сопротивления.rstray используется по умолчанию. Norstray эквивалентен установке параметров модели rc, re, и rb все в ноль.

Ввод значения параметра 0 не равнозначен не указанию Это. Это поведение несовместимо со SPICE. В SPICE значение 0 часто интерпретируется как не указанное, в результате чего как-то иначе вычислить. Если вы хотите, чтобы он был рассчитан, не указывайте его.

Другое тонкое отличие от SPICE заключается в том, что Gnucap может опускать некоторые ненужные части модели, которые могут повлиять на некоторые сообщаемые ценности.Он не должен влиять ни на напряжения, ни на токи. Например, если затвор и водосток связаны, Cgs будет исключен из модели, поэтому напечатанное значение для Cgdovl и Cgd будет равно 0, что не согласен со SPICE. Это не имеет значения, потому что закороченный конденсатор может хранить без заряда.

Базовые параметры, совместимые со Spice

Площадь = x
Развязка. (По умолчанию = 1) Это параметр масштабирования с нет соответствующих фактических единиц.
ВЫКЛ
(по умолчанию = не указано) Если это слово указано, начальное предположение будет считать, что устройство выключено.
ТЕМП = x
Температура перехода. (По умолчанию = глобальная температура.)
ICVBE = x
Исходное состояние, Vbe. (По умолчанию = NA) Используйте это в качестве начального условие, когда указана опция UIC. Синтаксис отличается от Spice, но функция такая же.
ICVCE = x
Исходное состояние, Vce. (По умолчанию = NA) Используйте это в качестве начального условие, когда указана опция UIC.Синтаксис отличается от Spice, но функция такая же.
ИС = х
Ток насыщения транспорта на область. (по умолчанию = 1e-16)
БФ = х
Идеальная максимальная форвардная бета. (по умолчанию = 100)
НФ = х
Коэффициент выброса прямого тока. (по умолчанию = 1)
ВАФ = х
Вперед Раннее напряжение.(По умолчанию = Infinite) Альтернативное имя — VA.
ИКФ = х
Угловой ток спада бета-излучения вперед. (по умолчанию = бесконечно)
ИСЭ = х
Ток насыщения утечки B-E. (по умолчанию = c2 * есть)
С2 = х
Масштабный коэффициент утечки B-E. (по умолчанию = 0)
СВ = х
B-E Коэффициент эмиссии при утечке. (По умолчанию = 1.5)
БР = х
Идеальная максимальная обратная бета. (по умолчанию = 1)
NR = x
Коэффициент выброса обратного тока. (по умолчанию = 1)
ВАР = x
Обратное раннее напряжение. (По умолчанию = Infinite) Альтернативное имя — VB.
ИКР = х
Угловой ток обратного бета-спада. (по умолчанию = бесконечно)
МСК = х
Ток насыщения утечки B-C.(по умолчанию = c4 * есть)
С4 = х
Масштабный коэффициент утечки B-C. (по умолчанию = 0)
НЗ = x
Коэффициент утечки B-C. (по умолчанию = 2)
РБ = х
Базовое сопротивление нулевого смещения. (по умолчанию = 0)
IRB = x
Ток для базового сопротивления=(rb+rbm)/2″. (По умолчанию = бесконечно) Ток где базовое сопротивление падает на полпути к своему минимальному значению.
КБМ = х
Минимальное базовое сопротивление при большом токе. (по умолчанию = рб)
RE = x
Сопротивление эмиттера. (по умолчанию = 0)
РК = х
Сопротивление коллектора. (по умолчанию = 0)
КЭЭ = х
Емкость истощения B-E при нулевом смещении. (по умолчанию = 0)
VJE = х
B-E встроенный потенциал.(По умолчанию = .75) Альтернативное имя — PE.
MJE = х
Коэффициент классификации соединения B-E. (По умолчанию = .33) Альтернативное имя — ME.
ТФ = х
Идеальное время транзита вперед. (по умолчанию = 0)
XTF = x
Коэффициент зависимости TF от смещения. (по умолчанию = 0)
ВТФ = х
Напряжение, дающее зависимость TF от VBC.(по умолчанию = бесконечно)
ИТФ = х
Высокая токовая зависимость ТФ. (по умолчанию = 0)
ПТФ = ​​ х
Превышение фазы при частоте = 1,0/(TF*2PI) Гц. (по умолчанию = 0)
КСК = х
Емкость истощения B-C при нулевом смещении. (по умолчанию = 0)
ВСК = х
B-C встроенный потенциал. (По умолчанию = 0,75) Альтернативное имя — ПК.
МДК = х
Коэффициент классификации соединения B-C. (По умолчанию = .33) Альтернативное имя — MJ.
XCJC = х
Доля емкости B-C, подключенной к внутреннему базовому узлу. (по умолчанию = 1)
ТР = х
Идеальное время обратного транзита. (по умолчанию = 0)
ЗАО = х
Емкость C-S при нулевом смещении. (По умолчанию = 0) Альтернативное имя — CCS.
VJS = х
Подложка со встроенным потенциалом. (По умолчанию = 0,75) Альтернативное имя это ПС.
МДС = х
Коэффициент градации соединения подложки. (По умолчанию = 0) Альтернативное имя является МС.
XTB = x
Показатели прямой и обратной бета-температуры. (по умолчанию = 0)
ЭГ = х
Энергетическая щель для температурной зависимости IS.(по умолчанию = 1,11)
XTI = х
Температурный показатель для влияния на искробезопасность. (по умолчанию = 3)
ФК = х
Коэффициент для формулы емкости истощения при прямом смещении. (по умолчанию = 0,5)
TNOM = x
Температура измерения параметра, Цельсия. (по умолчанию = 27)
VBEInt
Внутреннее напряжение база-эмиттер.
VBCInt
Внутреннее напряжение база-коллектор.
VBXInt
Напряжение внешней базы к внутренней базе.
VCSInt
Внутреннее напряжение коллектор-подложка.
ВБС
Напряжение база-подложка.
ВБЭ
Напряжение база-эмиттер.
ВБК
Напряжение база-коллектор.
ВКС
Напряжение коллектор-подложка.
ВКБ
Напряжение коллектор-база.
ВКЭ
Напряжение коллектор-эмиттер.
ВЭС
Напряжение эмиттер-подложка.
ВЭБ
Напряжение эмиттер-база.
ВЭК
Напряжение эмиттер-коллектор.
ВБ
Напряжение база-земля.
ВК
Напряжение коллектор-земля.
ВЭ
Напряжение эмиттер-земля.
VS
Напряжение «подложка-земля».
ВБИ
Внутреннее напряжение между базой и землей.
ЛИК
Внутреннее напряжение коллектор-земля.
ВЭИ
Внутреннее напряжение эмиттер-земля.
ДВС
Ток коллектор-эмиттер.
ICEOffset
Смещенная часть ДВС.
ГО
Выход (коллектор-эмиттер) проводимость.
ГМ
Транскондуктивность.
ИПИ
Ток база-эмиттер.
IPIOffset
Смещенная часть IPI.
GPI
Проводимость база-эмиттер.
ИМУ
База-коллектор тока.
IMUOffset
Смещенная часть IMU.
ГМУ
Проводимость база-коллектор.
ИБ
Базовый ток.
GX
Проводимость базового сопротивления растеканию.
РХ
Базовое сопротивление растеканию.
ИС
Ток коллектора.
ИЭ
Ток эмиттера.
QBX
Внешняя база-коллектор заряда.
CQBX
Внешняя емкость база-коллектор.
CBX
Внешняя емкость база-коллектор (CQBX).
QBC
Внутренняя база-коллектор заряда.
CQBC
Внутренняя емкость база-коллектор.
ЦБК
Внутренняя емкость база-коллектор (CQBC).
КМУ
Внутренняя емкость база-коллектор (CQBC).
Система контроля качества
Коллекторно-подложный заряд.
CQCS
Емкость коллектор-подложка.
УГС
Емкость коллектор-подложка (CQCS).
QBE
Заряд база-эмиттер.
CQBE
Емкость база-эмиттер.
CBE
Емкость база-эмиттер. (CQBE).
ИПЦ
Емкость база-эмиттер.(CQBE).
Р
Мощность.
ПД
Мощность рассеяна. Энергия рассеивалась в виде тепла. Это всегда положительный и не включает источник питания. Это должно быть так же, как P, потому что транзисторы не могут генерировать энергию.
ПС
Источник питания. Мощность, получаемая деталью. Это всегда позитив и не считает свое рассеяние. Должно быть 0, потому что транзисторы не могут генерировать энергию.

Все параметры внутренних элементов (Ice, Ipi, Imu, Rc, Re, Yb, Cbx, Cbc, Ccs, Cbe) доступны. Чтобы получить к ним доступ, соедините метки внутреннего элемента с этим устройством, разделенные точкой. Cbe.Q6 является емкостью база-эмиттер Q6.

В этом выпуске нет датчиков, доступных для анализа переменного тока, за исключением для внутренних элементов.



Следующий: R: Резистор Up: Описание схемы Предыдущий: М: МОП-транзистор &nbsp Содержимое
Эл Дэвис 2002-03-26

Биполярный транзистор с гомопереходом

Биполярный транзистор с гомопереходом Подразделы

В следующей таблице приведены параметры модели для BJT (Spice Гаммель-Пун).

Рисунок 10.10: символ биполярного транзистора и модель большого сигнала для вертикального устройства

Модель SGP (SPICE Gummel-Poon) в основном транспортная модель, т. Е. Идеальная передача, зависящая от напряжения. токи (прямой и обратный) являются эталонными токами в модель. Идеальные части базового тока определяются в зависимости от идеальные передаточные токи. Идеальный прямой ток передачи начинается течет при подаче положительного управляющего напряжения на базу-эмиттер узел.Это определяется:

(10.84)

Идеальные компоненты базового тока определяются идеальной передачей токи. Неидеальные компоненты определяются независимо специальные токи насыщения и коэффициенты эмиссии.


Идеальный обратный ток передачи возникает при подаче положительного управляющее напряжение на переходе база-коллектор (например, в активном инверсный режим). Это определяется:

(10.89)

Опять же, идеальная составляющая тока базы через базу-коллектор соединение определяется относительно идеального обратного переноса текущий и неидеальный компонент определяется специальным ток насыщения и коэффициент эмиссии.


С помощью этих определений можно рассчитать общую базу ток, протекающий в устройство, используя все компоненты базового тока.

(10.94)

Общий ток передачи можно рассчитать с помощью нормализованный базовый заряд и идеальный прямой и обратный передавать токи.

(10.95)

Нормированный базовый заряд не имеет размерности и имеет значение за . Он используется для моделирования двух эффектов: Влияние модуляции ширины базы на ток передачи (Ранние эффект) и идеальное отклонение токов передачи при больших токах, то есть уменьшение усиления по току при больших токах.

(10.96)

Этот термин используется для описания раннего эффекта и ответственный за сильноточные эффекты.

    и  (10.97)

Ток передачи зависит от нормализованный базовый заряд и прямой ток передачи и ток обратной передачи. Именно поэтому оба требуются частные производные.

Прямая крутизна тока передачи получается дифференцированием его по . обратная крутизна может быть рассчитана путем дифференцирования ток передачи по отношению к .

Будучи прямой проводимостью идеального форварда ток передачи и является обратной проводимостью идеальный обратный ток передачи.

Остальные производные в уравнении. (10,98), (10,99), (10.119) и (10.120) можно записать как

Для расчета базового сопротивления, зависящего от смещения в модели SGP есть два разных пути. Если модель параметр не задан, он определяется нормированным базовый заряд. В противном случае указывает базовый ток при при котором базовое сопротивление падает на полпути к минимуму (т.е. в постоянная составляющая) базовое сопротивление .

(10.104)

с (10.105)

Рисунок 10.11: сопровождаемая модель постоянного тока внутреннего BJT

С моделью сопровождаемого DC, показанной на рис. 10.11 МПЯО элементы матрицы, а также элементы текущего вектора различаются.

(10.106)

Для реализации влияния параметра избыточной фазы — обозначающий фазовый сдвиг коэффициента усиления по току на транзитная частота — метод, разработанный П.Б. Вейл и Можно использовать L.P.McNamee [14]. Они предлагают использовать полином Бесселя второго порядка для изменения прямого тока передачи:

(10.110)

Этот полином сформулирован так, чтобы он очень напоминал задержку во временной области. для кривой Гаусса, похожей на физическое явление проявляется действием биполярного транзистора.

Применяя обратное преобразование Лапласа к ур. (10.110) и, используя методы конечных разностей, ток передачи может быть написано как

(10.111)

с
и
(10.115)

Соответствующая модифицированная производная записывается как
(10.116)

Следует отметить, что реализация избыточной фазы при переходный анализ (и, следовательно, в анализе переменного тока) выполняется для только передняя часть тока передачи.

С неэквидистантными временными шагами интегрирования при переходном анализе настоящее ур. (10.113) и (10.114) дают


тогда как обозначает текущий временной шаг и в Предыдущая.

Оригинальная модель SPICE

Исходная реализация модели SGP определяет выходную проводимость и значение крутизны. Таким образом, симулятор SPICE может вычислить схему BJT, используя один управляемый напряжением Источник тока. Эти определения приведены здесь.

Есть два возможных способа вычисления матрицы MNA SGP. модель.Один с использованием одного источника тока, управляемого напряжением, с сопровождаемый выходной проводимостью, а другой с использованием двух независимых источники тока, управляемые напряжением (см. рис. 10.11). Оба возможности равнозначны.

Рисунок 10.12: сопровождаемая модель постоянного тока внутреннего BJT в SPICE

С моделью сопровождаемого DC, показанной на рис. 10.12 это можно построить полную матрицу MNA внутреннего BJT и текущий вектор.

(10.121)

Уравнения для действительных проводимостей в обеих эквивалентных схемах для внутреннего BJT уже даны.

Рисунок 10.13: Модель малого сигнала внутреннего BJT

Емкости истощения переходов в модели SGP записываются как следует:

Емкость истощения база-коллектор делится на две составляющие: внешний и внутренний.

Диффузионная емкость база-эмиттер может быть получена с помощью следующее уравнение.

    с  (10.130)

Таким образом, диффузионная емкость зависит от зависящего от смещения эффективного время прямого транзита, которое определяется как:

(10.131)

С

(10.132)

окончательно можно записать диффузионную емкость база-эмиттер как:

(10.133)

Поскольку заряд база-эмиттер в ур. (10.130) также зависит от напряжения на переходе база-коллектор. необходимо также найти соответствующую производную:

(10.134)

что оказывается так называемой трансемкостью. Это дополнительно требует:

(10.135)

Диффузионная емкость база-коллектор записывается следующим образом:

(10.136)

Чтобы взять параметр избыточной фазы во внимание прямая крутизна будет комплексной величиной.

(10.137)

Сделав эти расчеты, теперь можно определить малый Y-параметры сигнала собственного биполярного транзистора. Матрица Y-параметров может преобразовать в S-параметры.

(10.138)

с

Внешняя емкость, подключенная между внутренней узел коллектора и внешний базовый узел моделируются отдельно, если он отличен от нуля и если есть ненулевое базовое сопротивление.

Оригинальная модель SPICE

Исходный вариант SPICE вышеуказанного эквивалента слабого сигнала схема с крутизной и выходной проводимостью изображен на рис. 10.14.

Рисунок 10.14: Модель малого сигнала внутреннего BJT в SPICE

Соответствующая матрица MNA (Y-параметры) во время слабого сигнала анализ можно записать как

(10.143)

Омические сопротивления и генерируют тепловые шум характеризуется следующими спектральными плотностями.

(10.144)

Рисунок 10.15: шумовая модель собственного BJT

Дробовой шум, мерцающий шум и взрывной шум, генерируемые базой постоянного тока ток характеризуется спектральной плотностью

(10.145)

Дробовой шум, генерируемый током коллектора постоянного тока в эмиттер характеризуется спектральной плотностью

(10.146)

Корреляционная матрица шумового тока четырехпортового внутреннего тогда биполярный транзистор можно записать как

(10.147)

Это матричное представление может быть преобразовано в шумовую волну представление корреляционной матрицы используя формулы приведено в разделе 2.4.2 на стр. .

Температура явно проявляется в экспоненциальном члене биполярного уравнения модели транзистора. Кроме того, параметры модели изменены, чтобы отражать изменения температуры. Ссылка температура в этих уравнениях обозначает номинальную температуру определяется моделью биполярного транзистора.

где зависимость уже описана в раздел 10.2.4 на стр. . температурная зависимость и определяется

Через параметры и соответственно Температурная зависимость неидеальных токов насыщения определяется

Температурная зависимость емкостей истощения при нулевом смещении , и определяются

Коэффициент площади, используемый в модели биполярного транзистора, определяет количество эквивалентных параллельных устройств указанной модели. Параметры модели биполярного транзистора, на которые влияет фактор:





Этот документ был создан Stefan Jahn на 30-12-2007 с использованием latex2html.

4.2: Транзистор с биполярным переходом

В предыдущей работе мы обнаружили, что PN-переход является основой базового диода. При нормальных рабочих условиях граница раздела между материалами N-типа и P-типа лишена свободных зарядов и называется обедненной областью.Разные уровни Ферми материалов N-типа и P-типа приводят к «энергетическому холму» между ними, и без внешнего потенциала правильной полярности переход не будет пропускать ток. Требуемая величина зависит от используемого материала, но всегда дело в том, что материал P (анод) должен быть положительным по отношению к материалу N (анод). Мы расширяем эту идею, добавляя вторую часть материала N к другой стороне материала P, создавая своего рода «бутерброд» N-P-N.Это показано на рисунке \(\PageIndex{1}\).

Рисунок \(\PageIndex{1}\): Базовая конфигурация транзистора с биполярным переходом NPN.

Эта диаграмма нарисована, чтобы облегчить понимание работы устройства, расширяя нашу предыдущую работу с диодами. Напротив, настоящие BJT построены в виде «слоеного пирога», NP-N снизу вверх 1 . Конечно, пространственная ориентация устройства не влияет на его работу, поэтому для наших целей это не является серьезной проблемой.Три вывода называются эмиттером, базой и коллектором. Коллектор является самой большой из трех областей, в то время как основание относительно тонкое и слабо легированное.

Выше абсолютного нуля произойдет рекомбинация и сформируются две обедненные области, как показано на рисунке \(\PageIndex{2}\). Сравните этот рисунок с основным чертежом соединения PN в начале главы 2, рисунок 2.1.1.

Рисунок \(\PageIndex{2}\): Начисления в NPN BJT (базовая область расширена для отображения деталей).

4.2.1: простая двухдиодная модель

Поскольку это устройство содержит две области истощения, можно создать значительно упрощенную модель с использованием двух диодов, как показано на рисунке \(\PageIndex{3}\). Пожалуйста, имейте в виду, что это очень ограниченная модель (как мы скоро увидим).

Рисунок \(\PageIndex{3}\): Диодная модель NPN BJT.

Если бы вы тестировали биполярный транзистор NPN с помощью омметра, по два провода одновременно, эта модель успешно предсказывала бы результаты.Если красный (положительный) вывод омметра подсоединить к базе, а черный (отрицательный) вывод подсоединить либо к эмиттеру, либо к коллектору, будет показано низкое сопротивление. Это связано с тем, что омметр будет умеренно смещать в прямом направлении переход база-эмиттер или база-коллектор. Точно так же, если выводы перепутаны, измеритель покажет высокое сопротивление, потому что рассматриваемый переход будет смещен в обратном направлении. Если два вывода подключены к эмиттеру и коллектору, результат будет высоким независимо от полярности.Это связано с тем, что один из двух переходов будет смещен в обратном направлении, что приведет к отсутствию тока через любой из них из-за последовательного соединения.

4.2.2: Смещение BJT

Теперь рассмотрим добавление внешних источников для смещения транзистора. Мы начинаем с добавления двух источников постоянного тока с соответствующими токоограничивающими резисторами, как показано на рисунке \(\PageIndex{4}\).

Рисунок \(\PageIndex{4}\): Двойное обратное смещение.

Эта цепь состоит из двух контуров, один между база-эмиттер и второй между база-коллектор.В петле BE источник питания эмиттера \(V_{EE}\) смещает диод база-эмиттер в обратном направлении. Аналогичная ситуация возникает в петле B-C, где питание коллектора смещает диод база-коллектор в обратном направлении. В результате ток практически нигде в цепи не течет. Если два источника питания поменять полярность, то оба диода будут смещены в прямом направлении, и мы увидим, что токи, протекающие в обеих петлях, зависят от точных значений источников питания и соответствующих резисторов. Пока без сюрпризов. Теперь рассмотрим, смещаем ли мы диод база-эмиттер в прямом направлении и одновременно смещаем диод база-коллектор в обратном направлении, как показано на рисунке \(\PageIndex{5}\).

Рисунок \(\PageIndex{5}\): смещение вперед-назад.

С простой парой диодов мы ожидаем, что петля BE покажет высокий ток, а петля BC покажет незначительный ток. С BJT такого не происходит. Вместо этого мы видим большой ток в обеих петлях, и эти токи почти равны по величине. Как это происходит?

Ключом к пониманию этой ситуации является то, что основа BJT тонкая и слабо легированная. Напротив, модель с двумя диодами разделяет базу на два отдельных куска материала, и в этом вся разница.Чтобы лучше понять, что здесь происходит, давайте более подробно рассмотрим эту схему прямого-обратного смещения, но на этот раз заменив схему транзистора на рисунке \(\PageIndex{2}\). См. рисунок \(\PageIndex{6}\).

Рисунок \(\PageIndex{6}\): Прямое-обратное смещение, поток электронов.

Поток электронов облегчит это объяснение, поэтому мы нарисуем направления тока пунктирными линиями. С левой стороны диаграммы электроны выходят из источника питания эмиттера и входят в эмиттер N.Здесь они являются мажоритарным носителем. Истощение база-эмиттер создает энергетический холм точно так же, как это было с одним PN-переходом. Пока есть достаточный потенциал от источника питания эмиттера, электроны будут выталкиваться в базу. Эти электроны будут пытаться рекомбинировать с большинством базовых дырок, однако, поскольку база физически тонкая и слабо легированная, только небольшой процент инжектированных электронов будет рекомбинировать с базовыми дырками и покинет базовый вывод обратно на землю. Этот ток называется током базы или током рекомбинации.Между тем, подавляющее большинство оставшихся электронов (от 95% до более 99%) найдут свой путь в обедненную область база-коллектор, а затем в коллектор. Оказавшись в коллекторе, электроны снова становятся основным носителем и возвращаются к положительной клемме источника питания коллектора. Энергетическая диаграмма транзистора представлена ​​на рисунке \(\PageIndex{7}\). Сравните это с энергетической диаграммой одиночного PN-перехода, приведенной в начале главы 2, рис. 2.1.2.

Рисунок \(\PageIndex{7}\): Энергетическая диаграмма БЯТ.

На первый взгляд может показаться, что выводы эмиттера и коллектора можно поменять местами без каких-либо изменений в работе. В реальных устройствах это обычно невозможно, потому что области эмиттера и коллектора оптимизированы и физически не идентичны. Таким образом, размещение транзисторов в схеме задом наперед, с перепутанными выводами эмиттера и коллектора, обычно приводит к непредсказуемому поведению.

На основании предыдущего обсуждения и того, что мы уже знаем о PN-переходах, мы можем резюмировать характеристики транзистора следующим образом:

  • Из KCL, \(I_E = I_C + I_B\).
  • \(I_C \gg I_B\), поэтому \(I_E \приблизительно I_C\).
  • Переход база-эмиттер смещен в прямом направлении, поэтому \(V_{BE} \приблизительно 0,7\) V (кремний).
  • Переход база-коллектор имеет обратное смещение, поэтому \(V_{CB}\) велико.
  • Обычный ток течет в коллектор и базу и выходит из эмиттера.

Мы также можем определить пару рабочих параметров транзистора. Отношение тока коллектора к току эмиттера называется \(\alpha\) (альфа).\(\alpha \) обычно больше 0,95. Несколько более полезным параметром является отношение тока коллектора к току базы. Это называется \(\beta\) (бета) и также может быть найдено в спецификациях транзисторов как \(h_{FE}\) (\(h_{FE}\) является одним из четырех гибридных параметров). Его также обычно называют текущим усилением (если \(I_B\) находится во входном сигнале, а \(I_C\) — в выходном сигнале, то \(\beta \) представляет величину усиления или усиления сигнала). Для транзисторов с малым сигналом \(\beta\) обычно находится в диапазоне от 100 до 200, хотя может быть и больше.Для мощных транзисторов \(\beta\) имеет тенденцию быть меньше, больше похоже на 25 к 50. Представлено в виде формул, которые мы имеем:

\[\alpha = I_C / I_E \метка{4.1}\]

\[\бета = I_C / I_B \метка{4.2}\]

И немного математики,

\[\альфа = \бета / (\бета +1) \не число\]

\[\beta = \alpha / (1−\alpha ) \nonnumber\]

\[I_C = \бета I_B \номер\]

Наконец, мы подошли к схематическому символу NPN BJT, как показано на рисунке \(\PageIndex{8}\).Обычный вариант помещает корпус устройства в круг. В соответствии со стандартом стрелка указывает на материал N и в направлении легкого обычного тока.

Рисунок \(\PageIndex{8}\): символ схемы NPN

4.2.3: Транзистор с биполярным переходом PNP

PNP-версия BJT создается путем замены материала для каждого слоя. Результатом является логическая инверсия NPN относительно направления тока и полярности напряжения.То есть обычный ток течет в эмиттер, а из коллектора и базы (вторя электронному потоку НПН). Кроме того, напряжения на устройстве имеют обратную полярность, например, \(V_{BE} \приблизительно −0,7\) В. Все остальные характеристики остаются неизменными, поэтому такие уравнения, как \ref{4.1} и \ref{4.2}, по-прежнему актуальны. применимый. Практически любая схема на основе NPN имеет аналог PNP. Схематический символ PNP переворачивает стрелку излучателя. Поскольку основой теперь является материал N, стрелка указывает на основу.Это показано на рисунке \(\PageIndex{9}\).

Рисунок \(\PageIndex{9}\): символ схемы PNP

Ссылки

1 Гомер говорит: «Ммм, сэндвич с слоеным пирогом NPN…»

Введение в BJT (транзистор с биполярным переходом), схема выводов, работа, характеристики и применение

Здравствуйте, дорогие студенты, надеюсь, у вас все хорошо. В сегодняшнем уроке мы рассмотрим Введение в BJT (транзистор с биполярным переходом) .Транзистор был создан Дж. Барденом, У. Шокли и У. Браттерином в 1947 году. Название транзистора дал этому компоненту Джон Р. Пирс. На момент создания он был известен как вакуумный триод твердотельного типа, но известен как транзистор. Это электронный компонент, в основном используемый для целей усиления и переключения.

Как следует из названия, он состоит из двух переходов, называемых переходом эмиттер-база и переходом коллектор-база. В сегодняшнем посте мы подробно рассмотрим работу, конструкцию и некоторые связанные параметры BJT (транзистора с биполярным переходом).Итак, давайте начнем с Введение в BJT (транзистор с биполярным переходом).

Введение в BJT (транзистор с биполярным переходом)
  • BJT означает биполярный переходной транзистор. Это электронное устройство с 3 выводами, используемое в различных схемах усиления. Он также известен как инструменты текущего контроля.
  • Три вывода: эмиттер, база и коллектор, а также два p-n перехода.
  • Переход, образованный базой и эмиттером, называется переходом база-эмиттер, а сочетание базы и коллектора образует переход база-коллектор.
  • Существует еще 2 типа BJT: первый — NPN, а второй — PNP. Эти типы разработаны в соответствии с уровнем допинга.
  • Поскольку он использовался для процесса усиления, для этого требовался внешний источник постоянного тока,
  • На рисунке ниже показаны символ и внутренняя структура BJT.

BJT Рабочий
  • Для понимания работы транзистора BJT давайте обсудим внутреннюю структуру транзистора NPN.
  • На приведенном ниже рисунке видно, что эмиттерная часть транзистора n-типа сильно легирована и имеет большое количество свободных электронов.
  • Свободные электроны n-области войдут в базу P-типа меньшей площади через переход база-эмиттер с прямым смещением. На рисунке представлена ​​широкой стрелкой.
  • В базе транзистора меньше отверстий, которые также являются основными носителями, показанными белыми кружками.
  • Некоторые электроны, попавшие в область базы, объединяются с дырками и движутся подобно валентным электронам в базе и в эмиттере в виде дырочного тока, показанного на рисунке красными стрелками.
  • Электроны, объединенные с дыркой, выходят из структуры базы, они движутся подобно свободным электронам в металлической основе и генерируют внешний базовый ток.
  • Из-за меньшей площади базы большая часть вошедших в базу электронов не соединяется с дырками.
  • Когда электроны движутся к переходу база-коллектор, который находится в состоянии обратного смещения, эти электроны движутся к коллектору из-за положительного напряжения на коллекторе.
  • Электроны вошли в область коллектора во внешней цепи и после этого вошли в эмиттер транзистора с базовым током, как показано на рисунке.
  • Ток эмиттера несколько больше тока коллектора из-за меньшего тока базы, который делится от полного тока, поступающего в область базы от эмиттера

БЮТ Токи
  • На приведенном ниже рисунке для транзисторов NPN и PNP показано направление тока и символ.
  • Стрелка на эмиттере транзистора указывает направление условного тока.
  • На рисунках транзисторов NPN и PNP видно, что ток эмиттера равен току базы и коллектора.

I E = I C + I B

  • I B меньше по сравнению с током эмиттера и коллектора.

Характеристики и параметры BJT
  • Есть 2 основных параметра, которые описывают характеристики биполярного транзистора. Первый – это β DC , который называется коэффициентом усиления по постоянному току, и α DC .
  • На приведенном ниже рисунке транзистор подключен к смещению постоянного тока, и показаны как конфигурации NPN, так и PNP.
  • В этой схеме переход база-эмиттер смещен в прямом направлении через V BB , а переход база-коллектор смещен в обратном направлении через V cc.

DC Beta (β DC ) и DC Alpha (β DC )
  • Коэффициент усиления по постоянному току транзистора представляет собой отношение постоянного тока коллектора к постоянному току базы. Обозначается как (β DC ).

DC )= I C /I B

  • Обычно коэффициент усиления по постоянному току составляет от менее двадцати до двухсот или более.
  • В даташите на транзистор DC ) обозначается как эквивалентный гибридный (h) фактор, h FE .

h FE = β DC

  • Отношение между постоянным током коллектора и постоянным током эмиттера известно как dc alpha или (αDC).
  • Обычно бета в большей степени используется в транзисторных схемах, чем альфа.

a DC = I C / I E

  • обычно значение DC начинается с 0.95 до 0,99 или больше, но всегда остается меньше единицы.
  • Меньше единицы из-за того, что значение тока коллектора меньше тока эмиттера.
Модель BJT DC
  • На приведенном ниже рисунке показана схема NPN-транзистора, на которой ненасыщенный биполярный транзистор представлен в виде модуля с токовым входом и зависимым источником тока в качестве выхода.
  • Входная цепь , диод в состоянии прямого смещения, через который протекает базовый ток.
  • На выходе находится зависимый источник тока, форма которого аналогична ромбу, имеет значение, зависящее от базового тока I B на входе и равное β DC IB.

Анализ цепи BJT
  • На рисунке ниже вы можете увидеть базовую схему схемы смещения транзистора.

  • I E – постоянный ток эмиттера.
  • I C – постоянный ток коллектора.
  • В BE — значение напряжения на базе по отношению к эмиттеру.
  • В СВ – значение напряжения на коллекторе по отношению к базе.
  • В CE значение постоянного напряжения на коллекторе по отношению к эмиттеру.
  • В приведенной выше схеме переход база-эмиттер смещен в прямом направлении через V BB , а переход база-коллектор смещен в обратном направлении через V CC .
  • База-эмиттерный переход в режиме прямого смещения ведет себя как диод в режиме прямого смещения и имеет значение падения напряжения на нем 0,7 вольт.

В БЭ =0,7

  • В реальном транзисторе значение V BE может быть 0,9 вольта и зависеть от тока.
  • Если применить КВЛ на вышеуказанной схеме, то получим значение R B

V RB = V BB – V BE ——(1)

  • По закону Ома.

В РБ = И В Р В

  • Если мы поместим значение V RB в приведенное выше уравнение, то получим.

I B R B = V BB – V BE

  • Для значения базового тока мы просто это.

I B = (V BB -V BE )/ R B

  • Значение на коллекторе по отношению к заземленному эмиттеру указано как.

V CE = V CC – V RC

  • Здесь указано значение потери напряжения относительно R C .

В RC = I C R C

  • Значение коллектора по отношению к эмиттеру.

V CE = V CC -I C R C

  • В приведенном выше уравнении Ic равно β DC I B
  • Здесь указано напряжение на переходе коллектор-база.

V CB = V CE – V BE

Кривые характеристик коллектора BJT
  • Используя приведенную ниже схему, можно построить кривую характеристики коллектора, которая объясняет изменение тока коллектора при изменении напряжения коллектор-эмиттер V CE для определенного значения тока базы.

  • Также видно, что V BB и V CC являются источниками переменного напряжения . добавить фото bjt схема
  • Предположим, что значение V BB таково, что базовый ток I B и Vcc равны нулю.
  • В этом состоянии переход база-эмиттер и база-коллектор находится в состоянии прямого смещения, поскольку напряжение базы составляет почти 0,7 В, а напряжение на эмиттере и коллекторе равно нулю.
  • I B протекает через переход база-эмиттер, так как путь с меньшим сопротивлением к земле и току коллектора равен 0.
  • Если оба перехода транзистора смещены в прямом направлении, транзистор находится в области насыщения.
  • Состояние транзистора, при котором ток коллектора имеет свое экстремальное значение и не зависит от тока базы.
  • С увеличением Vcc, V CE увеличиваются с увеличением тока коллектора.
  • Это показано на кривой, обозначенной (b) на рисунке ниже, между точками A и B. Ток коллектора увеличивается из-за увеличения Vcc, так как V CE имеет значение меньше 0.7 вольт из-за прямого смещения коллекторного перехода.
  • В идеальном случае, когда напряжение V CE превышает 0,7 В, переход база-коллектор находится в состоянии обратного смещения, а диод теперь работает в активной области.
  • Когда переход база-коллектор находится в состоянии обратного смещения, ток коллектора выравнивается и имеет постоянное значение для определенного значения тока базы, в то время как V CE постоянно увеличивается.
  • На самом деле I C всплеск очень слабый, так как V CE всплеск из-за расширения области истощения база-коллектор.
  • Это вызывает меньшее количество отверстий в базе из-за увеличения β DC .
  • Он представлен кривой b между точками B и C.
  • В этой части кривой характеристическая кривая тока коллектора может быть уточнена этим выражением. I C = β DC I B
  • Если V CE имеет очень высокое значение, переход база-коллектор с обратным смещением сейчас находится в состоянии пробоя, и Ic очень быстро увеличивается, как показано справа от точки C кривой, обозначенной (b).
  • В этой области пробоя диод не работает.
  • Семейство кривых характеристик коллектора формируется, когда I C vs V CE рассчитаны для множества значений I B , как показано на рисунке (c).
  • Когда I B   равно 0, транзистор находится в области отсечки, хотя, как показано, ток утечки коллектора очень мал.
  • Отсечка известна как непроводящее состояние транзистора.Величина тока утечки коллектора для I B нуля завышена на графике для пояснения.

Зона отсечки BJT
  •  Как мы обсуждали выше, когда ток базы равен нулю, транзистор работает в области отсечки. Это показано на рисунке ниже
  • .
  •    В этой базе схемы соединения разомкнуты, что приводит к нулевому значению тока базы.
  •   В этом состоянии значение тока коллектора ICEO очень меньше из-за термически генерируемых носителей.Поскольку значение ICEO очень мало, оно будет проигнорировано при анализе схемы, так что VCE = VCC.
  •   И переход база-эмиттер, и переход база-коллектор не смещены в прямом направлении в области отсечки.

 BJT Насыщенность
  •  Когда переход база-эмиттер находится в состоянии прямого смещения, IB увеличивается, значение Ic также увеличивается в соответствии с этим уравнением (IC =βDCIB), а VCE уменьшается из-за увеличения тока коллектора в соответствии с этим уравнением VCE =VCC – ICRC.Это поясняется на рисунке ниже.
  • Когда значение VCE достигает насыщения, переход база-коллектор находится в состоянии прямого смещения, и Ic больше не будет увеличиваться с увеличением тока базы.
  • При насыщении уравнение IC=βDCIB неверно. VCE(sat) для точки выхода транзистора ниже колена кривых коллектора и обычно составляет всего несколько десятых вольта.

Линия нагрузки постоянного тока BJT
  • Отсечка и насыщение могут быть описаны относительно характеристической кривой с использованием линии нагрузки.
  • На приведенном ниже рисунке показана линия нагрузки постоянного тока, построенная на группе кривых, соединяющих точку отсечки и точку насыщения.
  • Самая нижняя линия нагрузки находится в идеальном отсечке, где I C = 0 и V CE = V CC . Самая верхняя точка нагрузочной линии находится в точке насыщения, где I C = IC (насыщение) и V CE = VCE (насыщение).
  • Между отсечкой и насыщением линии нагрузки находится активная область работы транзистора.

Подробнее о β DC
  • β DC является очень важным фактором биполярного транзистора, поэтому мы должны знать о нем больше.
  • Это непостоянный параметр, его значение изменяется при изменении температуры и тока коллектора.
  • Установив постоянную температуру перехода и увеличив ток коллектора, увеличьте значение β DC до крайней точки.
  • Дальнейшее увеличение тока коллектора за пределами этой крайней точки уменьшает βDC.
  • Если значение тока коллектора является постоянным и изменяется, значение тока β DC изменяется в прямой зависимости от температуры.
  • При повышении температуры β DC
  • На рисунке ниже показано соотношение β DC с током коллектора и температурой перехода для BJT.
  • Добавить фото
  • В даташите на транзистор β указан DC при конкретных значениях тока коллектора.
  • При одном и том же значении Ic и температуре β DC имеет разное значение для разных типов транзисторов из-за различий в производственном процессе.

Максимальные номиналы транзисторов BJT
  • Как и в случае с другими электронными инструментами, биполярные транзисторы имеют некоторые ограничения.
  • Эти ограничения определяются в виде экстремальных значений и обычно указываются в технических характеристиках устройств.
  • Обычно максимальные характеристики BJT указываются в виде VCB, VCE, VEB, Ic и рассеиваемой мощности.
  • Коэффициент VCE и Ic должен быть меньше максимальной рассеиваемой мощности.
  • Значение VCE и Ic не может быть экстремальным одновременно.
  • , если VCE является максимальным, то ток коллектора может быть оштрафован как.

Ic= P D(max) /V CE

  • Если значение тока коллектора максимальное, VCE можно определить по этому уравнению.

В CE = P D(max) /Ic

  • Для BJT кривая максимальной рассеиваемой мощности может быть построена на кривой характеристики коллектора, как показано на рисунке ниже.
  • Эти расчеты также упоминаются в виде таблицы.
  • Предположим, что P D(max) составляет пятьсот милливатт, V CE(max) составляет двадцать вольт и IC(max) составляет пятьдесят миллиампер.
  • Кривая показывает, что этот конкретный транзистор не может работать в заштрихованной части графика.

Снижение номинальных характеристик BJT P D (макс.)
  • PD(max) часто указывается при температуре двадцать пять градусов по Цельсию.Для более высоких температур значение PD(max) мало.
  • В листе данных BJT обычно указывается коэффициент снижения номинальных характеристик для расчета PD(max) при температуре выше двадцати пяти градусов Цельсия.
  • Например, коэффициент снижения номинальных характеристик, равный двум милливаттам на градус Цельсия, показывает, что максимальная рассеиваемая мощность уменьшается до двух милливатт на каждый градус Цельсия повышения температуры

BJT Лист данных

  • На рисунке ниже показано техническое описание транзистора 2N3904 NPN.
  • Вы можете видеть, что значение крайнего VCEO составляет сорок вольт.

Итак, друзья, это подробный пост о BJT. В этом посте я объяснил каждый параметр, связанный с BJT. Если есть вопросы задавайте в комментариях, спасибо за прочтение,

Автор: Генри
//www.theengineeringknowledge.com

Я профессиональный инженер, выпускник известного инженерного университета, также имею опыт работы инженером в различных известных отраслях.Я также являюсь автором технического контента, мое хобби — исследовать новые вещи и делиться ими с миром. Через эту платформу я также делюсь своими профессиональными и техническими знаниями со студентами инженерных специальностей.

Почтовая навигация

Использование биполярного транзистора VBIC модели

Используя модель биполярного транзистора VBIC

Использование биполярного транзистора VBIC модели

Модель VBIC (Vertical Bipolar Inter-Company) — это новая модель биполярного транзистора для Star-Hspice.Вы можете использовать VBIC, указав параметр LEVEL=4 для модели биполярного транзистора.

VBIC решает многие проблемы модели SPICE Gummel-Poon:

.
  • Более точное моделирование Раннего эффекта
  • Паразитная подложка транзистора
  • Модуляция сопротивления коллектора
  • Лавинное умножение в коллекторном переходе, паразитные емкости перекрытия база-эмиттер в двойных полибиполярных транзисторах и самонагрев.

Понимание истории VBIC

VBIC был разработан инженерами нескольких компаний.Подробные уравнения для всех элементов приведены в упомянутой публикации. Актуальную информацию и исходный код можно найти на веб-сайте:

.
http://www-sm.rz.fht-esslingen.de/institute/iafgp/neu/VBIC/index.html

Наша реализация соответствует стандарту VBIC. В этой версии 99.4

реализованы или включены самонагрев и избыточные фазы.

Эквивалентная схема большого сигнала для VBIC показана в анализе переходных процессов. Конденсаторы CBCO, CBEO и резисторы RCX, RBX, RE, RS являются линейными элементами, все остальные элементы схемы замещения нелинейными.

Параметры VBIC

Параметры модели по умолчанию для BJT, УРОВЕНЬ 4 перечисляет параметры модели, которые вы можете установить. Параметры модели по умолчанию для BJT, УРОВЕНЬ 4 также содержат значения по умолчанию для параметров. В таблице и в предыдущей публикации, на которую ссылаются, используются одни и те же имена параметров.

Рисунок 16-14: Анализ переходных процессов

Если значения параметров, заданных пользователем, выходят за допустимые пределы, эти параметры будут сброшены на новые значения, и будут напечатаны предупреждения, если не установлена ​​опция NOWARN.

Анализ шума

Учитываются следующие источники шума:

  • Тепловой шум резисторов RBX, RCX, RE, RS, RBP, RCI, RBI
  • Дробовый шум токов IBE, IBEP, ICC, ICCP
  • Мерцающий шум от токов IBE, IBEP

Шум из-за IBEX и IGC не включен в эту предварительную версию (ни в стандартный VBIC), но будет включен в следующую версию.

Учет самонагрева и избытка фазы

После учета эффекта самонагрева синтаксис элемента устройства становится следующим:

Qxxx nc nb ne
mname <обычные параметры>

где nT — узел для температуры.Если этот узел задан, но ns не задан, необходимо указать флаг «tnodeout», чтобы указать, что четвертый узел является узлом температуры, а не узлом субстрата. Для включения саморазогрева, помимо задания узла Т, в карточке модели параметр модели Rth должен быть отличен от нуля.

Избыток фазы влияет только на анализ характеристик переменного тока и переходных процессов. Чтобы включить этот эффект, параметр модели TD должен быть ненулевым. Но для анализа переходных процессов включать избыточную фазу не рекомендуется из-за того, что сходимость модели очень чувствительна к величине TD.

Пример

Пример без эффекта самонагрева.

Использование:

Q1 21 22 22 22 VBIC <параметры>

.МОДЕЛЬ VBIC NPN <параметры>

Полный нетлист:

*Пример VBIC, анализ постоянного тока

.OPTIONS NODE POST NOPAGE

.ШИРИНА ВНЕ=80

.DC QVcolem 0 5 0,1 SWEEP QVbasem 0,7 0,86 0,05

.ТЕМП -20,0 +25. +100.

.PRINT DC I1(Q1) I2(Q1) I3(Q1) I4(Q1)

.ПЕЧАТЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА В(102) В(202)

Vbas 101 0 QVbasem

Vcol 102 0 QVcolem

Vsub 104 0 0.

Веми 103 0 0.

Р1 101 201 10

Р2 102 202 10

Р4 104 204 10

Р3 103 203 10

Q1 202 201 203 204 VBIC_EXAMPLE

.модель VBIC_EXAMPLE npn LEVEL=4

+ afn=1 ajc=-0,5 aje=0,5 ajs=0,5

+ avc1=0 avc2=0 bfn=1 cbco=0 cbeo=0 cjc=2e-14

+ cjcp=4e-13 cje=le-13 cjep=le-13 cth=0

+ эа=1.12 eaic=1,12 eaie=1,12 eais=1,12 eanc=1,12

+ eane=1,12 eans=1,12 fc=0,9 gamm=2e-11 hrcf=2

+ ibci=2e-17 ibcip=0 ibcn=5e-15 ibcnp=0

+ ibei=1e-18 ibei=0 iben=5e-15 ibenp=0

+ ikf=2e-3 ikp=2e-4 ikr=2e-4 is=le-16 isp=le-15 itf=8e-2

+ kfn=0 mc=0,33 me=0,33 мс=0,33

+ nci=1 ncip=1 ncn=2 ncnp=2 nei=1 nen=2

+ nf=1 nfp=1 nr=1 pc=0,75 pe=0,75 ps=0,75 qco=le-12 qtf=0

+ rbi=4 rbp=4 rbx=1 rci=6 rcx=1 re=0.2 рс=2

+ rth=300 tavc=0 td=2e-11 tf=10e-12 tnf=0 tr=100e-12

+ tnom=25 tref=25 vef=10 ver=4 vo=2

+ vtf=0 wbe=1 wsp=1

+ xii=3 xin=3 xis=3 xrb=0 xrc=0 xre=0 xrs=0 xtf=20 xvo=0

*.КОНЕЦ

Пример с эффектом самонагрева.

*# ВЕРСИЯ: 99.4

.option absmos=1e-12 relmos=1e-6 relv=1e-6 absv=1e-9

вк с 0 0

вб б 0 0

ве 0 0

против с 0 0

vc1 c1 c 0

vb1 b1 b 0

ve1 e1 e 0

vs1 с1 с 0

*Вт т 0 1 мегабайт

.темп 27

Q1 c1 b1 e1 s1 t mod1 area=1 tnodeout

.model mod1 npn УРОВЕНЬ=4

+ Tnom=27 RCX=10 RCI=60 VO=2 GAMM=2.e-11

+ HRCF=2 RBX=10 RBI=40 RE=2

+ RS=20 RBP=40 IS=1e-16 NF=1.00000e+00

+ NR=1.00000e+00 FC=9.00000e-01 CBEO=0

+ CJE=1.e-13 PE=0,75 ME=0,33

+ AJE=-5.00000e-01 CBCO=0 CJC=2e-14

+ QCO=1e-12 CJEP=1e-13 PC=7.50000e-01

+ МС=3.30000e-01 AJC=-5.00000e-01 CJCP=4e-13

+ PS=7.50000e-01 MS=3.30000e-01 AJS=-5.00000e-01

+ IBEI=1e-18 WBE=1,0000 NEI=1,00000e+00

+ IBEN=5e-15 NEN=2.00000e+00 IBCI=2e-17

+ NCI=1.00000e+00 IBCN=5e-15 NCN=2.00000e+00

+ AVC1=2 AVC2=15 Интернет-провайдер=1e-15

+ WSP=1.000e+00 NFP=1.00000e+00 IBEIP=0

+ IBENP=0 IBCIP=0 NCIP=1.00000e+00

+ IBCNP=0 NCNP=2.00000e+00 VEF=10

+ VER=4 IKF=0,002 IKR=0.0002 ИКП=0,0002

+ TF=1.e-11 QTF=0 XTF=20

+ VTF=0 ITF=0,08 TR=1e-10

+ КФН=0 АФН=1.0e+00

+ BFN=1.0000e+00 XRE=0 XRB=0

+ XRC=0 XRS=0 XVO=0

+ EA=1.12000e+00 EAIE=1.12000e+00

+ EANE=1.12000e+00 EANC=1.12000e+00

+ EANS=1.12000e+00 XIS=3.00000e+00

+ XII=3.00000e+00 XIN=3.00000e+00

+ TNF=0 TAVC=0

+ РУТ=300 КУ=0

+ ТД=0

**+ ПД=2.е-11

.dc vc 0,0 5,0001 0,05 vb 0,7 1,0001 0,05

.print я (вк) я (вб) в (т)

.конец

где v(t) распечатать температуру устройства, используя узел T.

Табл. 16-5: Параметры модели по умолчанию для BJT, УРОВЕНЬ 4

Имя (Псевдоним)

Блок

По умолчанию

Описание

АФН

1

Экспонента мерцающего шума для текущего

АЕК

-0.5

Параметр переключения емкости база-коллектор

АЕ

-0,5

Параметр переключения емкости база-эмиттер

АЖС

-0,5

Параметр переключения емкости подложка-коллектор

АВК1

В-1

0

База-коллектор слаболавинный параметр 1

АВК2

В-1

0

База-коллектор слаболавинный параметр 2

БФН

1

Экспонента шума мерцания для зависимости 1/f

CBCO (CBC0)

Ф

0

Внешняя емкость перекрытия база-коллектор

CBEO (CBE0)

Ф

0

Внешняя емкость перекрытия база-эмиттер

CJC

Ф

0

Собственная емкость нулевого смещения база-коллектор

CJCP

Ф

0

Емкость нулевого смещения подложка-коллектор

CJE

Ф

0

Емкость нулевого смещения база-эмиттер

CJEP

Ф

0

Внешняя емкость нулевого смещения база-коллектор

КТН

Дж/К

0

Теплоемкость

ЕА

эВ

1.12

Энергия активации для IS

ЕАИК

эВ

1.12

Энергия активации для IBCI/IBEIP

ЭАИЭ

эВ

1.12

Энергия активации для IBEI

ЕАИС

эВ

1.12

Энергия активации для IBCIP

ВАНК

эВ

1.12

Энергия активации для IBCN/IBENP

ЕАНЭ

эВ

1.12

Энергия активации для IBEN

EANS

эВ

1.12

Энергия активации для IBCNP

ФК

0,9

Предел разрядной емкости прямого смещения

ГАММ

0

Эпи-параметр легирования

HRCF

1

RC фактор сильного тока

ИБКИ

А

1е-16

Идеальный ток насыщения база-коллектор

ИБКИП

А

0

Идеальный паразитный ток насыщения база-коллектор

ИБКН

А

1е-15

Неидеальный ток насыщения база-коллектор

IBCNP

А

0

Неидеальный паразитный ток насыщения база-коллектор

ИБЭИ

А

1е-18

Идеальный ток насыщения база-эмиттер

ИБЭИП

А

0

Идеальный паразитный ток насыщения база-эмиттер

ИБЕН

А

1е-15

Неидеальный ток насыщения база-эмиттер

ИБЭНП

А

0

Неидеальный паразитный ток насыщения база-эмиттер

ИКФ

А

2е-3

Прямой коленный ток

ИКП

А

2е-4

Паразитический коленный ток

ИКР

А

2е-4

Обратный коленный ток

ИС

А

1е-16

Транспортный ток насыщения

Интернет-провайдер

А

1е-16

Паразитический транспортный ток насыщения

ИТФ

А

1е-3

Коэффициент зависимости TF в Ic

КФН

0

Постоянная шума мерцания база-эмиттер

МС

0.33

Коэффициент градации база-коллектор

МЭ

0,33

Градационный коэффициент база-эмиттер

МС

0,33

Коэффициент качества субстрат-коллектор

НКИ

1

Идеальный коэффициент эмиссии база-коллектор

НКИП

1

Идеальный паразитный коэффициент излучения база-коллектор

НКН

2

Неидеальный коэффициент эмиссии база-коллектор

NCNP

2

Неидеальный паразитный коэффициент эмиссии база-коллектор

НЭИ

1

Идеальный коэффициент излучения база-эмиттер

НЕН

2

Неидеальный коэффициент излучения база-эмиттер

НФ

1

Коэффициент прямого выброса

НФП

1

Паразитный коэффициент прямого излучения

1

Коэффициент обратной эмиссии

ПК

В

0.75

База-коллектор встроенный потенциал

ПЭ

В

0,75

Встроенный потенциал база-эмиттер

PS

В

0,75

Подложка-сборник встроенный потенциал

QCO (QC0)

С

0

Параметр эпизаряда

КТФ

0

Вариант ТФ с широтно-базовой модуляцией

РБИ

Ом

1e-1

Собственное базовое сопротивление

руб.

Ом

1e-1

Паразитное базовое сопротивление

РБК

Ом

1e-1

Внешнее базовое сопротивление

РКИ

Ом

1e-1

Собственное сопротивление коллектора

RCX

Ом

1e-1

Внешнее сопротивление коллектора

РЭ

Ом

1e-1

Сопротивление эмиттера

рупий

Ом

1e-1

Сопротивление подложки

РУТ

К/Вт

0

Термическое сопротивление

ТАВК

1/К

0

Температурный коэффициент AVC2

ТД

с

0

Время задержки прямой избыточной фазы

ТФ

с

1е-11

Время транзита вперед

ФНО

1/К

0

Температурный коэффициент NF

т.р.

с

1е-11

Время обратного транзита

ТРЭФ (ТНОМ)

о С

27

Номинальная температура измерения параметров (пожалуйста, не используйте псевдоним TNOM, хотя это разрешено)

ВЭФ

В

0

Вперед Раннее напряжение

ВЕР

В

0

Обратное раннее напряжение

ВО (В0)

В

0

Эпи дрейфовое напряжение насыщения

ВТФ

В

0

Коэффициент зависимости ТФ от Vbc

ВБЕ

1

Часть IBEI от Vbei, 1-WBE от Vbex

ВСП

1

Фрагмент ICCP от Vbep, 1-WSP от Vbci

XII

3

Температурный показатель IBEI/IBCI/IBEIP/IBCIP

СИНЬ

3

Температурный показатель IBEN/IBCN/IBENP/IBCNP

СИ

3

Температурный показатель IS

СРБ

1

Температурный показатель базового сопротивления

XRC

1

Температурный показатель сопротивления коллектора

СРЭ

1

Температурный показатель сопротивления эмиттера

XRS

1

Температурный показатель сопротивления подложки

ХТФ

0

Коэффициент зависимости смещения ТФ

XVO (XV0)

0

Температурный показатель VO

Примечания по использованию VBIC

1.Установите LEVEL на 4, чтобы идентифицировать модель как модель биполярного транзистора VBIC.

2. Модель УРОВНЯ 4 не масштабируется ни с какими параметрами площади, и еще не масштабируется с M.

3. Установка этих параметров на ноль означает бесконечность значений: HRCF, IKF, IKP, IKR, ITF, VEF, VER, VO, VTF.

4. Параметры CBC0, CBE0, QC0, TNOM, V0 и XV0 являются псевдонимами для CBCO, CBEO, QCO, TREF, VO и XVO соответственно. Авант! не рекомендует использовать TNOM в качестве имени параметра модели, поскольку оно используется в качестве имени комнатной температуры по умолчанию в Star-Hspice.

5. Комнатная температура по умолчанию составляет 25 градусов в Star-Hspice, но 27 в некоторых других симуляторах. Если параметры модели биполярного переходного транзистора VBIC указаны на уровне 27 градусов, к модели следует добавить TREF=27, чтобы параметры модели интерпретировались правильно. Это вопрос выбора, устанавливать ли номинальную температуру моделирования на 27, добавляя .OPTION TNOM=27 в список соединений. Это следует делать при тестировании Star-Hspice по сравнению с другими симуляторами, которые используют 27 в качестве комнатной температуры по умолчанию.

6. Моделирование полюса-нуля этой модели не поддерживается.

7. Для этой версии реализации все семь внутренних резисторов должны иметь значения больше или равные 1,0е. -3 . Значениям меньше этого будет присвоено значение 1.0e. -3.


Руководство по эксплуатации Star-Hspice — выпуск 2001.2 — июнь 2001 г.

Расчет параметров базы биполярного транзистора для общего распределения примесей в базе — Тель-Авивский университет

TY — JOUR

T1 — Расчет параметров базы биполярного транзистора для общего распределения примесей в базе

AU — Говер, Авраам

AU — Grinberc, Jan

AU — Seidman, Ady

PY — 1972/8

Y1 — 1972/8

N2 основание.Процедура состоит в решении уравнения тока в виде ряда по времени рекомбинации (1/τ). Коэффициенты разложения ряда вычисляются для гауссовского распределения до первого порядка вместе с результирующим базовым альфа-коэффициентом переноса и временем прохождения. Также учитывается изменение подвижности в зависимости от концентрации примеси. Получены явные выражения для частот отсечки и избыточного фазового сдвига (ωT, ωa, ω8, m) с использованием коэффициентов разложения в ряд до второго порядка.Вычисление этих параметров для случая экспоненциального распределения с учетом и без учета изменения коэффициента диффузии приводит к новым выражениям и значениям.

AB — Предлагается процедура, с помощью которой можно вычислить параметры усиления по постоянному и переменному току для общего распределения примесей в базе. Процедура состоит в решении уравнения тока в виде ряда по времени рекомбинации (1/τ). Коэффициенты разложения ряда вычисляются для гауссовского распределения до первого порядка вместе с результирующим базовым альфа-коэффициентом переноса и временем прохождения.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.