Стабилизатор на полевом транзисторе: Страница не найдена — Amperof.ru

Содержание

Стабилизатор напряжения на мощном полевом транзисторе.

В различной литературе неоднократно описывались различные схемы стабилизаторов к различным блокам питания. В этой статье автор приводит описание аналогового стабилизатора напряжения для блока питания повышенной мощности. В схеме стабилизатора напряжения, удалось значительно улучшить параметры, применив в качестве силового элемента мощный переключательный полевой транзистор.

В основном при построении сильноточных стабилизаторов напряжения радиолюбители обычно используют специализированные микросхемы серии 142 и аналогичные, «усиленные» одним или несколькими, включенными параллельно, биполярными транзисторами. Если для этих целей применить мощный переключательный полевой транзистор, то удастся собрать более простой сильноточный стабилизатор. Схема одного из вариантов такого стабилизатора приведена на рис.1.

Рис.1.

В нем в качестве силового применен мощный полевой транзистор IRLR2905.

Хотя он и предназначен для работы в ключевом (переключательном) режиме, в данном стабилизаторе он используется в линейном режиме. Транзистор имеет в открытом состоянии весьма малое сопротивление канала (0,027 Ом), обеспечивает ток до 30А при температуре корпуса до 100 °С, обладает высокой крутизной и требует для управления напряжения на затворе всего 2,5…3 В [1]. Мощность, рассеиваемая транзистором, может достигать 110 Вт. Полевым транзистором управляет микросхема параллельного стабилизатора напряжения КР142ЕН19 (TL431). Ее назначение, устройство и параметры подробно описаны в статье [2]. Работает стабилизатор (рис. 1) следующим образом. При подключении сетевого трансформатора Т1 к сети на его вторичной обмотке появляется переменное напряжение около 13В (эффективное значение). Оно выпрямляется диодным мостом VD1, и на сглаживающем конденсаторе большой емкости (обычно несколько десятков тысяч микрофарад) выделяется постоянное напряжение около 16 В.

Оно поступает на сток мощного транзистора VT1 и через резистор R1 на затвор, открывая транзистор.

Часть выходного напряжения через делитель R2R3 подается на вход микросхемы DA1, замыкая цепь ООС. Напряжение на выходе стабилизатора возрастает вплоть до того момента, пока напряжение на входе управления ву микросхемы DA1 не достигнет порогового, около 2,5 В. В этот момент микросхема открывается, понижая напряжение на затворе мощного транзистора, т. е. частично закрывая его, и устройство входит в режим стабилизации. Конденсатор СЗ ускоряет выход стабилизатора на рабочий режим. Значение выходного напряжения можно установить в пределах от 2,5 до 30В подбором резистора R2, его значение может изменяться в широких пределах. Конденсаторы С1, С2 и С4 обеспечивают устойчивую работу стабилизатора.

Для описанного варианта стабилизатора минимальное падение напряжения на регулирующем мощном транзисторе VT1 составляет 2,5…3В, хотя потенциально этот транзистор может работать при напряжении сток-исток, близком к нулю. Обусловлен данный недостаток тем, что управляющее напряжение на затвор поступает из цепи стока, поэтому при меньшем значении падения напряжения на нем, транзистор открываться не будет, ведь на затворе открытого транзистора должно быть положительное напряжение относительно истока.

Рис.2.

Чтобы уменьшить падение напряжения на регулирующем транзисторе, цепь его затвора целесообразно питать от отдельного выпрямителя с напряжением на 5… 7В больше, чем выходное напряжение стабилизатора. Если нет возможности сделать дополнительный выпрямитель, то в устройство можно ввести дополнительный диод и конденсатор (рис. 2). Эффект от такой простой доработки может быть большим. Дело в том, что напряжение, поступающее на сток транзистора, является пульсирующим, имеет значительную переменную составляющую, которая увеличивается при увеличении потребляемого тока. Благодаря диоду VD2 и конденсатору С5 напряжение на затворе будет примерно равно пиковому значению пульсирующего, т.е. может быть на несколько вольт больше, чем среднее или минимальное. Поэтому стабилизатор оказывается работоспособным при меньшем среднем напряжении сток-исток.

Рис.3.

Лучшие результаты удастся получить, если диод VD2 подключить к выпрямительному мосту (рис. 3). В этом случае напряжение на конденсаторе С5 увеличится, поскольку падение напряжения на диоде VD2 будет меньше, чем падение напряжения на диодах моста, особенно при максимальном токе. При необходимости плавной регулировки выходного напряжения постоянный резистор R2 следует заменить переменным или подстроечным резистором. Значение выходного напряжения можно определить по формуле: Uвых = 2,5(1+R2/R3).

Детали

В устройстве допустимо применить подходящий транзистор из списка в вышеприведенном справочном листке, желательно выделенный желтым цветом. Если использовать, к примеру, IRF840, то минимальное значение управляющего напряжения на затворе будет составлять 4,5… 5В. Конденсаторы — малогабаритные танталовые, резисторы — МЛТ, С2-33, Р1-4. Диод VD2 — выпрямительный с малым падением напряжения (германиевый, диод Шоттки). Параметры трансформатора, диодного моста и конденсатора С1 выбирают исходя из необходимого выходного напряжения и тока.

Рис.4.

Хотя транзистор и рассчитан на большие токи и большую рассеиваемую мощность, для реализации всех его возможностей необходимо обеспечить эффективный теплоотвод. Примененный транзистор предназначен для установки на радиатор с помощью пайки. В этом случае целесообразно использовать промежуточную медную пластину толщиной несколько миллиметров, к которой припаивают транзистор и на которой можно установить остальные детали (рис. 4). Затем, после окончания монтажа, пластину можно разместить на радиаторе. Пайки при этом уже не требуется, поскольку пластина будет иметь большую площадь теплового контакта с радиатором.

Рис.5.

Если применить для поверхностного монтажа микросхему DA1 типа TL431С, резисторы типа Р1 -12 и соответствующие чип-конденсаторы, то их можно разместить на печатной плате (рис. 5) из односторонне фольгированного стеклотекстолита. Плату припаивают к выводам транзистора и приклеивают к упомянутой медной пластине клеем. В качестве такой пластины можно использовать, например, корпус с фланцем от испорченного мощного биполярного транзистора, скажем, КТ827, применив при этом навесной монтаж.

Настройка

Налаживание стабилизатора сводится к установке требуемого значения выходного напряжения. Надо обязательно проверить устройство на отсутствие самовозбуждения во всем диапазоне рабочих токов. Для этого напряжения в различных точках устройства контролируют с помощью осциллографа. Если самовозбуждение возникает, то параллельно конденсаторам С1, С2 и С4 следует подключить керамические конденсаторы емкостью 0,1 мкФ с выводами минимальной длины. Размещаются эти конденсаторы как можно ближе к транзистору VT1 и микросхеме DA1.

И. Нечаев

Литература:

1. Мощные полевые переключательные транзисторы фирмы International Rectifier. — Радио, 2001, №5, с. 45.

2.И. Нечаев. Необычное применение микросхемы КР142ЕН19А. — Радио, 2003, № 5, с. 53,54.

Стабилизатор тока на полевом транзисторе

Современного человека в быту и на производстве окружает большое количество электротехнических приборов и оборудования. Для устойчивой, стабильной работы всей этой техники требуется бесперебойная подача электроэнергии. Однако из-за скачков сетевого напряжения, приборы довольно часто выходят из строя. Во избежание подобных ситуаций, применяются специальные устройства, в том числе и стабилизатор тока на полевом транзисторе. Его использование гарантирует нормальную работу электротехники, предотвращает аварии и поломки.

Работа стабилизаторов тока

Качественное питание всех электротехнических устройств можно гарантированно обеспечить лишь, используя стабилизатор тока. С его помощью компенсируются скачки и перепады в сети, увеличивается срок эксплуатации приборов и оборудования.

Основной функцией стабилизатора является автоматическая поддержка тока потребителя с точно заданными параметрами. Кроме скачков тока, удается компенсировать изменяющуюся мощность нагрузки и температуру окружающей среды. Например, с увеличением мощности, потребляемой оборудованием, произойдет соответствующее изменение потребляемого тока. В результате, произойдет падение напряжения на сопротивлении проводки и источника тока. То есть, с увеличением внутреннего сопротивления, будут более заметны изменения напряжения при увеличении токовой нагрузки.

В состав компенсационного стабилизатора тока с автоматической регулировкой входит цепь отрицательной обратной связи. Изменение соответствующих параметров регулирующего элемента позволяет достичь необходимой стабилизации. На элемент оказывает воздействие импульс обратной связи. Данное явление известно, как функция выходного тока. В зависимости от регулировок, стабилизаторы разделяются на непрерывные, импульсные и смешанные.

Среди множества стабилизаторов очень популярны стабилизаторы тока на полевых транзисторах. Подключение транзистора в данной схеме осуществляется последовательно сопротивлению нагрузки. Это приводит к незначительным изменениям тока нагрузки, в то время, как входное напряжение подвержено существенным изменениям.

↑ Вооружённым глазом

Теперь посмотрим на осциллограммы напряжений на входе и выходе фильтра.


Размах от пика до пика 6 В. На входе фильтра – выпрямительный мост и ёмкость 120 мкФ, на выходе две ёмкости 120 мкФ, ток потребляемый усилителем 0,1 А.


Размах пульсаций на выходе примерно 6 мВ (соответствует синусоидальному сигналу примерно 2 мВ), форма пульсаций более гладкая, подавление пульсаций около 1000 раз! (масштаб на фото, конечно, разный).
Для подавления возможных помех на радиочастотах можно поставить дополнительный LC-фильтр. Для меня в этом не было необходимости – фон и помехи на слух отсутствовали. В усилителях более высокого класса дополнительный LC-фильтр (с небольшой малогабаритной индуктивностью) желателен.

Устройство и работа полевого транзистора

Управление полевыми транзисторами осуществляется посредством электрического поля, отсюда и появилось их название. В свою очередь электрическое поле создается под действием напряжения. Таким образом, все полевые транзисторы относятся к полупроводниковым приборам, управляемым напряжением.

Канал этих устройств открывается только с помощью напряжения. При этом, ток не протекает через входные электроды. Исключение составляет лишь незначительный ток утечки. Отсюда следует, что какие-либо затраты мощности на управление отсутствуют. Однако на практике не всегда используется статический режим, в процессе переключения транзисторов задействована некоторая частота.

В конструкцию полевого транзистора входит внутренняя переходная емкость, через которую протекает некоторое количество тока во время переключения. Поэтому для управления затрачивается незначительное количество мощности.

В состав полевого транзистора входит три электрода. Каждый из них имеет собственное название: исток, сток и затвор. На английском языке эти наименования соответственно будут выглядеть, как source, drain и gate. Канал можно сравнить с трубой, по которой движется водяной поток, соответствующий заряженным частицам. Вход потока происходит через исток. Выход заряженного потока происходит через сток. Для закрытия или открытия потока существует затвор, выполняющий функцию крана. Течение заряженных частиц возможно лишь при условии напряжения, прилагаемого между стоком и истоком. При отсутствии напряжения тока в канале также не будет.

Таким образом, чем больше значение подаваемого напряжения, тем сильнее открывается кран. Это приводит к увеличению тока в канале на участке сток-исток и уменьшению сопротивления канала. В источниках питания применяется ключевой режим работы полевых транзисторов, позволяющий полностью закрывать или открывать канал.

Простые импульсные блоки питания

Извните, что отвечаю с опозданием на Ваши комментарии, но зато — попробую ответить на все сразу. Блоки питания по приведенным схемам хороши в работе до 0,5 кВт. Именно до этого значения типы транзисторов, используемых в схеме, не нуждаются в замене.

По поводу полумостовых схем с применением специализированных микросхем. Как правило, использование микросхем дает ряд преимуществ таких, как: постоянство частоты, возможность стабилизации выходного напряжения. Кроме того, большинство современных микросхем имеют встроенные узлы защиты от перенапряжения и токовой перегрузки. Но теряется простота изготовления. Для микросхем нужны отдельные источники питания либо способность запускаться в режиме малого потребления, как, например у UC3825. Топология монтажа, особенно при работе с полевыми транзисторами, должна быть тщательно продумана (никто, правда, не отменял продумывание монтажа и в более простых схемах), навесной монтаж противопоказан в принципе.

Приведенные же схемки я просто собираю навесом и не испытываю неудобств с отсутствием повторяемости. Угроза выхода из строя такой простой схемки невелика в условиях нормальной эксплуатации. Недостатки — изменение частоты при изменении нагрузки, отсутствие какой-либо защиты, нет стабилизации. Но для многих целей стабилизация и не нужна. При сильном желании ввести стабилизацию можно всегда. Несколько таких схем были собраны мною для лабораторных БП. На нестабилизированный выход собственно преобразователя ставился регулируемый стабилизатор напряжения (в нескольких случаях — импульсный), со всеми необходимыми защитными функциями, присущими лабораторным БП.

Поверьте, нестабилизированный преобразователь + модуль регулируемого стабилизатора лучше, чем регулируемый ШИМ-преобразователь, который не многим по силам собрать и заставить работать так, как задумано. Защита легко внедряется в эти схемы с небольшими дополнительными затратами и некоторым ухудшением КПД преобразователя.

По поводу феррита.

3000НМ или 2000НМ — выбор за конструктором. Трансформатор, выполненный на К3000НМ будет работать с намоточными данными, расчитанными для феррита К2000НМ при условии одинаковых геометрических параметров. Индукционные и частотные параметры этих ферритов приблизительно одинаковы.

По фильтрам.

Пардон, но каждый сам решает, какие фильтры, сколько и куда поставить. Без фильтров, разумеется, такие схемы лучше не эксплуатировать. На рисунке самой схемы их нет лишь потому, что фильтры должны присутствовать в аналогичных схемах по умолчанию. Т.к. их можно сейчас найти без проблем в готовом виде и в любом количестве, решил их просто не рисовать. Пришлось бы писать еще и моточные данные. Следует заметить, что подобные схемы нужно еще и экранировать. Фильтры препятствуют лишь проникновению помехи в проводник, сами являясь при этом излучателем «эфирной» электромагнитной помехи.

Спасибо.

Важность пребывания транзистора в режиме насыщения

Первым серьезным вызовом этому идеализированному анализу данной схемы является тот факт, что всё разваливается, когда транзистор не находится в режиме насыщения. Если Q2 находится в области триода (т.е. в линейной), ток стока будет сильно зависеть от Vсток-исток (VDS). Другими словами, у нас больше нет источника тока, потому что на ток смещения влияет Vит. Мы знаем, что напряжение затвор-сток Q2, чтобы поддерживать насыщение, должно быть меньше порогового напряжения.

Другой способ сказать это: Q2 покинет область насыщения, когда напряжение стока станет на Vпорог вольт ниже, чем напряжение затвора. Мы не можем указать точное число, потому что и напряжение на затворе, и пороговое напряжение будут варьироваться от одной реализации к другой.

Пример: напряжение затвора, необходимое для генерации требуемого тока смещения, составляет около 0,9 В, а пороговое напряжение составляет 0,6 В; это означает, что мы можем поддерживать насыщение до тех пор, пока Vит остается выше ~ 0,3 В.

Схема регулируемого стабилизатора

Основной радиодеталью данного устройства является полевой (MOSFET) транзистор, в качестве которого можно использовать IRLZ24/32/44 и другие подобные. Наиболее часто они производятся компаниями IRF и Vishay в корпусах TO-220 и D2Pak. Стоит около 0.58$ грн в розницу, на ebay 10psc можно приобрести за 3$ (0,3 доллара за штуку). Такой мощный транзистор имеет три вывода: сток (drain), исток (source) и затвор (gate), он имеет такую структуру: металл-диэлектрик(диоксид кремния SiO2)-полупроводник. Микросхема-стабилизатор TL431 в корпусе TO-92 обеспечивает возможность настраивать значение выходного электрического напряжения. Сам транзистор я оставил на радиаторе и припаял его к плате с помощью проводков.2\]

Ток стока прямо пропорционален отношению ширины к длине, и, таким образом, мы можем увеличить или уменьшить Iсмещ, просто сделав отношение W/L в Q2 выше или ниже, чем в Q1. Например, если мы хотим, чтобы ток смещения был в два раза больше опорного тока, все, что нам нужно сделать, это сохранить длины каналов одинаковыми и увеличить ширину канала в Q2 в два раза. (Это может показаться не таким простым, если вы привыкли работать с дискретными полевыми транзисторами, но указание размеров канала является стандартной практикой при проектировании микросхем).

Также очень просто использовать эту схему для «токового управления». Следующая схема иллюстрирует концепцию токового управления:


Рисунок 5 – Токовое управление

Это включение MOSFET транзисторов позволяет генерировать множество токов смещения от одного опорного тока. Более того, каждый из этих токов может быть разным – их можно индивидуально изменять, просто регулируя соотношения ширины канала к его длине.

Импульсный стабилизатор на полевых транзисторах

Несложная схема для регулирования, а также стабилизации напряжения представлена на картинке выше, её сможет собрать даже новичок в электронике. К примеру, на вход подано 50 вольт, а на выходе получаем 15,7 вольт или другое значение до 27V.

Схема регулируемого стабилизатора

Основной радиодеталью данного устройства является полевой (MOSFET) транзистор, в качестве которого можно использовать IRLZ24/32/44 и другие подобные. Наиболее часто они производятся компаниями IRF и Vishay в корпусах TO-220 и D2Pak. Стоит около 0.58$ грн в розницу, на ebay 10psc можно приобрести за 3$ (0,3 доллара за штуку). Такой мощный транзистор имеет три вывода: сток (drain), исток (source) и затвор (gate), он имеет такую структуру: металл-диэлектрик(диоксид кремния SiO2)-полупроводник. Микросхема-стабилизатор TL431 в корпусе TO-92 обеспечивает возможность настраивать значение выходного электрического напряжения. Сам транзистор я оставил на радиаторе и припаял его к плате с помощью проводков.

Входное напряжение для этой схемы может быть от 6 и до 50 вольт. На выходе же получаем 3-27V с возможностью регулирования подстрочным резистором 33k. Выходной ток довольно большой, до 10 Ампер, в зависимости от радиатора.

Сглаживающие конденсаторы C1,C2 могут иметь ёмкость 10-22 мкФ, C3 4,7 мкФ. Без них схема и так будет работать, но не так хорошо, как нужно. Не забываем про вольтаж электролитических конденсаторов на входе и выходе, мною были взяты все рассчитаны на 50 Вольт.

Мощность, которую сможет рассеять такой стабилизатор напряжения не может быть более 50 Ватт. Полевой транзистор обязательно устанавливается на радиатор, рекомендуемая площадь поверхности которого не менее 200 квадратных сантиметров (0,02 м2). Не забываем про термопасту или подложку-резинку, чтобы тепло лучше отдавалось.

Возможно использование подстрочного резистора 33k типа WH06-1, WH06-2 они имеют достаточно точную регулировку сопротивления, вот так они выглядят, импортный и советский.

Для удобства на плату лучше припаять две колодки, а не провода, которые легко отрываются.

Печатная плата для дискретных элементов и переменного резистора типа СП5-2 (3296).

Стабильность неплоха и напряжение изменяется только на доли вольта на протяжении длительного времени. Готовая платка получилась компактна и удобна. Так как я планирую длительное время использовать это устройство для защиты дорожек окрасил всё дно платы зеленым цапонлаком. Автор материала — Егор.

Обсудить статью СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ

Простая схема для регулировки и стабилизации напряжения показана на рисунке. Такую схему можно выполнить даже неопытному в электронике любителю. На вход подается 50 вольт, при этом на выходе получается 15,7 В.

Главной деталью этого прибора стал полевой транзистор. В его качестве можно применять IRLZ 24 / 32 / 44 и аналогичные ему полупроводники. Чаще всего их изготавливают в корпусе ТО – 220 и D2 Pak. Его стоимость составляет менее одного доллара. Этот мощный полевик имеет 3 вывода. Он имеет внутреннее строение металл–изолятор–полупроводник.

Стабилизатор на микросхеме ТL 431 в корпусе ТО – 92 обеспечивает настраивание величины выходного напряжения. Мощный полевой транзистор мы оставили на охлаждающем радиаторе и проводами припаяли к монтажной плате.

Напряжение на входе для такой схемы 6-50 В. На выходе получаем от 3 до 27 В, с возможностью регулировки переменным сопротивлением на 33 кОм. Ток выхода большой, и составляет величину до 10 А, зависит от радиатора.

Выравнивающие конденсаторы С1, С2 емкостью от 10 до 22 мкФ, С2 – 4,7 мкФ. Без таких деталей схема будет функционировать, однако не с таким качеством, как необходимо. Нельзя забывать про допустимое напряжение электролитических конденсаторов, которые должны быть установлены на выходе и входе. Мы взяли емкости, которые выдерживают 50 В.

Такой стабилизатор способен рассеивать мощность не выше 50 Вт. Полевик необходимо монтировать на радиатор охлаждения. Его площадь целесообразно выполнять не меньше 200 см 2 . При установке полевика на радиатор нужно промазать место касания термопастой, для лучшего теплоотвода.

Можно применять переменный резистор на 33 кОм типа WH 06-1. Такие резисторы имеют возможность точной настройки сопротивления. Они бывают импортного и отечественного производства.

Для удобства монтажа на плату припаивают 2 колодки, вместо проводов. Так как провода быстро отрываются.

Вид платы дискретных компонентов и переменного сопротивления вида СП 5-2.

Стабильность напряжения в результате получается неплохой, а напряжение выхода колеблется на несколько долей вольта долгое время. Монтажная плата получается компактных размеров и удобна в работе. Дорожки платы окрашены зеленым цапонлаком.

Мощный стабилизатор на полевике

Рассмотрим сборку схемы стабилизатора, предназначенного для блока питания большой мощности. Здесь улучшены свойства прибора с помощью мощного электронного ключа в виде полевого транзистора.

При разработке мощных силовых стабилизаторов любители чаще всего применяют специальные серии микросхем 142, и ей подобные, которые усилены несколькими транзисторами, подключенными по параллельной схеме. Поэтому получается силовой стабилизатор.

Схема такой модели прибора изображена на рисунке. В нем использован мощный полевик IRLR 2905. Он служит для переключения, однако в этой схеме он применен в линейном режиме. Полупроводник имеет незначительное сопротивление и обеспечивает ток до 30 ампер при нагревании до 100 градусов. Он нуждается в напряжении на затворе до 3 вольт. Его мощность достигает 110 ватт.

Полевиком управляет микросхема TL 431. Стабилизатор имеет следующий принцип действия. При подсоединении трансформатора на вторичной обмотке возникает переменное напряжение 13 вольт, которое выпрямляется выпрямительным мостом. На выравнивающем конденсаторе значительной емкости появляется постоянное напряжение 16 вольт.

Это напряжение проходит на сток полевого транзистора и по сопротивлению R1 идет на затвор, при этом открывая транзистор. Часть напряжения на выходе через делитель попадает на микросхему, при этом замыкая цепь ООС. Напряжение прибора повышается до тех пор, пока входное напряжение микросхемы не дойдет границы 2,5 вольт. В это время микросхема открывается, уменьшая напряжение затвора полевика, то есть, немного закрывая его, и прибор работает в режиме стабилизации. Емкость С3 делает быстрее выход стабилизатора на номинальный режим.

Величина напряжения выхода устанавливается 2,5-30 вольт, путем выбора переменным сопротивлением R2, его величина может меняться в больших пределах. Емкости С1, С2, С4 дают возможность стабильному действию стабилизатора.

Для такого прибора наименьшее падение напряжения на транзисторе составляет до 3 вольт, хотя он способен работать при напряжении около нуля. Такой недостаток возникает поступлением напряжения на затвор. При малом падении напряжения полупроводник не будет открываться, так как на затворе должно быть плюсовое напряжение по отношению к истоку.

Для снижения падения напряжения цепь затвора рекомендуется подключать от отдельного выпрямителя на 5 вольт выше, чем напряжение выхода прибора.

Хорошие результаты можно получить при подключении диода VD 2 к мосту выпрямления. При этом напряжение на конденсаторе С5 повысится, так как падение напряжения на VD 2 станет ниже, чем на диодах выпрямителя. Для плавного регулирования напряжения выхода постоянное сопротивление R2 нужно заменить переменным резистором.

Величину выходного напряжения определяют по формуле: U вых = 2,5 (1+R2 / R3). Если применить транзистор IRF 840, то наименьшее значение напряжения управления на затворе станет 5 вольт. Емкости выбирают танталовые малогабаритные, сопротивления – МЛТ, С2, Р1. Выпрямительный диод с небольшим падением напряжения. Свойства трансформатора, моста выпрямления и емкости С1 подбирают по нужному напряжению выхода и тока.

Полевик рассчитан на значительные токи и мощность, для этого необходим хороший теплоотвод. Транзистор служит для монтажа на радиатор путем пайки с промежуточной пластиной из меди. К ней припаивают транзистор с остальными деталями. После монтажа пластину размещают на радиаторе. Для этого пайка не нужна, так как пластина имеет значительную площадь контакта с радиатором.

Если использовать для наружной установки микросхему П_431 С, сопротивления Р1, и чип-конденсаторы, то их располагают на печатной плате из текстолита. Плату паяют к транзистору. Настройка прибора сводится к монтажу нужного значения напряжения. Необходимо проконтролировать прибор и проверить его, имеется ли самовозбуждение на всех режимах.

JLCPCB — это крупнейшая фабрика PCB прототипов в Китае. Для более чем 600000 заказчиков по всему миру мы делаем свыше 15000 онлайн заказов на прототипы и малые партии печатных плат каждый день!

Anything in here will be replaced on browsers that support the canvas element

Мощный стабилизатор тока и напряжения на TL494

Этот стабилизатор обладает неплохими характеристиками, имеет плавную регулировку тока и напряжения, хорошую стабилизацию, без проблем терпит короткие замыкания, относительно простой и не требует больших финансовых затрат. Он обладает высоким кпд за счет импульсного принципа работы, выходной ток может доходить до 15 ампер, что позволит построить мощное зарядное устройство и блок питания с регулировкой тока и напряжения. При желании можно увеличить выходной ток до 20-и и более ампер.

В интернете подобных устройств, каждое имеет свои достоинства и недостатки, но принцип работы у них одинаковый. Предлагаемый вариант — это попытка создания простого и достаточно мощного стабилизатора.

За счет применения полевых ключей удалось значительно увеличить нагрузочную способность источника и снизить нагрев на силовых ключах. При выходном токе до 4-х ампер транзисторы и силовой диод можно не устанавливать на радиаторы.

Номиналы некоторых компонентов на схеме могут отличаться от номиналов на плате, т.к. плату разрабатывал для своих нужд.

Диапазон регулировки выходного напряжения от 2-х до 28 вольт, в моем случае максимальное напряжение 22 вольта, т.к. я использовал низковольтные ключи и поднять напряжение выше этого значения было рискованно, а так при входном напряжении около 30 Вольт, на выходе спокойно можно получить до 28-и Вольт. Диапазон регулировки выходного тока от 60mA до 15A Ампер, зависит от сопротивления датчика тока и силовых элементов схемы.

Устройство не боится коротких замыканий, просто сработает ограничение тока.

Собран источник на базе ШИМ контроллера TL494, выход микросхемы дополнен драйвером для управления силовыми ключами.

Хочу обратить ваше внимание на батарею конденсаторов установленных на выходе. Следует использовать конденсаторы с низким внутренним сопротивлением на 40-50 вольт, с суммарной емкостью от 3000 до 5000мкФ.

Нагрузочный резистор на выходе применен для быстрого разряда выходных конденсаторов, без него измерительный вольтметр на выходе будет работать с запаздыванием, т.к. при уменьшении выходного напряжения конденсаторам нужно время, для разрядки, а этот резистор быстро их разрядит. Сопротивление этого резистора нужно пересчитать, если на вход схемы подается напряжение больше 24-х вольт. Резистор двух ваттный, рассчитан с запасом по мощности, в ходе работы может греться, это нормально.

Как это работает:

ШИМ контроллер формирует управляющие импульсы для силовых ключей. При наличии управляющего импульса транзистор, и питание по открытому каналу транзистора через дроссель поступает на накопительный конденсатор. Не забываем, что дроссель является индуктивной нагрузкой, которым свойственно накапливание энергии и отдача за счет самоиндукции. Когда транзистор закрывается накопленный в дросселе заряд через диод шоттки продолжит подпитывать нагрузку. Диод в данном случае откроется, т.к. напряжение с дросселя имеет обратную полярность. Этот процесс будет повторяться десятки тысяч раз в секунду, в зависимости от рабочей частоты микросхемы ШИМ. По факту ШИМ контроллер всегда отслеживает напряжение на выходном конденсаторе.

Стабилизация выходного напряжения происходит следующим образом. На неинвертирующий вход первого усилителя ошибки микросхемы (вывод 1) поступает выходное напряжение стабилизатора, где оно сравнивается с опорным напряжением, которое присутствует на инверсном входе усилителя ошибки. При снижении выходного напряжения будет снижаться и напряжение на выводе 1, и если оно будет меньше опорного напряжения, ШИМ контроллер будет увеличивать длительности импульсов, следовательно транзисторы больше времени будут находиться в открытом состоянии и больше тока будет накачиваться в дроссель, если же выходное напряжение больше опорного, произойдет обратное — микросхема уменьшит длительность управляющих импульсов. Указанным делителем можно принудительно менять напряжение на неинвертирующщем входе усилителя ошибки, этим увеличивая или уменьшая выходное напряжение стабилизатора в целом. Для наиболее точной регулировки напряжения применён подстроечный многооборотный резистор, хотя можно использовать обычный.

Минимальное выходное напряжение составляет порядка 2 вольт, задается указанным делителем, при желании можно поиграться с сопротивлением резисторов для получения приемлемых для вас значений, не советуется снижать минимальное напряжение ниже 1 вольта.

Для отслеживания потребляемого нагрузкой тока установлен шунт. Для организации функции ограничения тока задействован второй усилитель ошибки в составе ШИМ контроллера тл494. Падение напряжения на шунте поступает на неинвертирующий вход второго усилителя ошибки, опять сравнивается с опорным, а дальше происходит точно тоже самое, что и в случае стабилизации напряжения. Указанным резистором можно регулировать выходной ток.

Токовый шунт изготовлен из двух параллельно соединённых низкоомных резисторов с сопротивлением 0,05Ом.

Накопительный дроссель намотан на желто белом кольце от фильтра групповой стабилизации компьютерного блока питания.

Так как схема планировалась на довольно большой входной ток, целесообразно использовать два сложенных вместе кольца. Обмотка дросселя содержит 20 витков намотанных двумя жилами провода диаметром 1,25мм в лаковой изоляции, индуктивность около 80-90 микрогенри.

Диод желательно использовать с барьером Шоттки и обратным напряжением 100-200 вольт, в моем случае применена мощная диодная сборка MBR4060 на 60 вольт 40 Ампер.

Силовые ключи вместе с диодом устанавливают на общий радиатор, притом изолировать подложки компонентов от радиатора не нужно, т.к. они общие.

Подробное описание и испытания блока можно посмотреть в видео

Стабилизатор напряжения на мощном полевом транзисторе 13В (IRLR2905)

При построении сильноточных стабилизаторов напряжения радиолюбители обычно используют специализированные микросхемы серии 142 и аналогичные, «усиленные» одним или несколькими, включенными параллельно, биполярными транзисторами. Если для этих целей применить мощный переключательный полевой транзистор, то удастся собрать более простой сильноточный стабилизатор,

Схема одного из вариантов такого стабилизатора приведена на рис. 3.28.0. Со вторичной обмотки трансформатора переменное напряжение около 13 В (эффективное значение) поступает на выпрямитель и сглаживающий фильтр. На конденсаторах фильтра оно равно 16 В. Это напряжение поступает на сток мощного транзистора VT1 и через резистор R1 на затвор, открывая транзистор.

Часть выходного напряжения через делитель R2, R3 подается на вход микросхемы DA1, замыкая цепь ООС. Напряжение на выходе стабилизатора возрастает вплоть до того момента, пока напряжение на входе управления микросхемы DA1 не достигнет порогового, около 2,5 В. В этот момент микросхема открывается, понижая напряжение на затворе мощного транзистора, т.е. частично закрывая его, и, таким образом, устройство входит в режим стабилизации. Лучшие результаты удастся получить, если диод VD2 подключить к выпрямительному мосту (рис. 3.28.6). В этом случае напряжение на конденсаторе С5 увеличится, поскольку падение напряжения на диоде VD2 будет меньше, чем падение напряжения на диодах моста, особенно при максимальном токе.

При необходимости плавной регулировки выходного напряжения постоянный резистор R2 следует заменить переменным или подстроенным резистором.

В стабилизаторе в качестве регулирующего элемента применен мощный полевой транзистор IRLR2905. Хотя он и предназначен для работы в ключевом (переключательном) режиме, в данном стабилизаторе он используется в линейном режиме. Транзистор имеет в открытом состоянии весьма малое сопротивление канала (0,027 Ом), обеспечивает ток до 30 А при температуре корпуса до 100°С, обладает высокой крутизной и требует для управления напряжения на затворе всего 2,5…3 В. Мощность, рассеиваемая транзистором, может достигать 110 Вт.

Полевым транзистором управляет микросхема параллельного стабилизатора напряжения КР142ЕН19 (импортный аналог TL431). Конденсаторы — малогабаритные танталовые, резисторы — MJ1T, С2-33, диод VD2 — выпрямительный с малым падением напряжения (германиевый, диод Шоттки). Параметры трансформатора, диодного моста и конденсатора С1 выбирают исходя из необходимого выходного напряжения и тока. Хотя транзистор и рассчитан на большие токи и большую рассеиваемую мощность, для реализации всех его возможностей необходимо обеспечить эффективный теплоотвод.

Налаживание сводится к установке требуемого значения выходного напряжения. Надо обязательно проверить устройство на отсутствие самовозбуждения во всем диапазоне рабочих токов. Для этого напряжения в различных точках устройства контролируют с помощью осциллографа. Если самовозбуждение возникает, то параллельно конденсаторам CI, С2 и С4 следует подключить керамические конденсаторы емкостью 0,1 мкФ с выводами минимальной длины. Размещаются эти конденсаторы как можно ближе к транзистору VT1 и микросхеме DA1.

Печатная плата устройства приведена на рис. 3.29. Эта плата рассчитана на установку малогабаритных деталей в корпусах для поверхностного монтажа, в том числе и микросхема КР142ЕН19 требует замены на импортный аналог в корпусе SO-8.

В случае, если полевой транзистор найти не удалось, стабилизатор можно выполнить по другой схеме (рис. 3.30), на мощных биполярных транзисторах, с использованием той же микросхемы. Правда, максимальный ток нагрузки у этого варианта стабилизатора не более 3…4 А. Для повышения коэффициента стабилизации применен стабилизатор тока на полевом транзисторе, в качестве регулирующего элемента применен мощный составной транзистор. Трансформатор должен обеспечивать на вторичной обмотке напряжение не менее 15 В при максимальном токе нагрузки.

Шим стабилизатор напряжения на полевом транзисторе

Регулировка оборотов электродвигателей в современной электронной технике достигается не изменением питающего напряжения, как это делалось раньше, а подачей на электромотор импульсов тока, разной длительности. Для этих целей и служат, ставшие в последнее время очень популярными — ШИМ (широтно-импульсно модулируемые) регуляторы. Схема универсальная — она же и регулятор оборотов мотора, и яркости ламп, и силы тока в зарядном устройстве.

Схема ШИМ регулятора

Указанная схема отлично работает, печатная плата прилагается.

Без переделки схемы напряжение можно поднимать до 16 вольт. Транзистор ставить в зависимости от мощности нагрузки.

Можно собрать ШИМ регулятор и по такой электрической схеме, с обычным биполярным транзистором:

А при необходимости, вместо составного транзистора КТ827 поставить полевой IRFZ44N, с резистором R1 — 47к. Полевик без радиатора, при нагрузке до 7 ампер, не греется.

Работа ШИМ регулятора

Таймер на микросхеме NE555 следит за напряжением на конденсаторе С1, которое снимает с вывода THR. Как только оно достигнет максимума — открывается внутренний транзистор. Который замыкает вывод DIS на землю. При этом на выходе OUT появляется логический ноль. Конденсатор начинает разряжаться через DIS и когда напряжение на нем станет равно нулю — система перекинется в противоположное состояние — на выходе 1, транзистор закрыт. Конденсатор начинает снова заряжаться и все повторяется вновь.

Заряд конденсатора С1 идет по пути: «R2->верхнее плечо R1 ->D2«, а разряд по пути: D1 -> нижнее плечо R1 -> DIS. Когда вращаем переменный резистор R1, у нас меняются соотношения сопротивлений верхнего и нижнего плеча. Что, соответственно, меняет отношение длины импульса к паузе. Частота задается в основном конденсатором С1 и еще немного зависит от величины сопротивления R1. Меняя отношение сопротивлений заряда/разряда — меняем скважность. Резистор R3 обеспечивает подтяжку выхода к высокому уровню — так так там выход с открытым коллектором. Который не способен самостоятельно выставить высокий уровень.

Рекомендации по сборке и настройке

Диоды можно ставить любые, конденсаторы примерно такого номинала, как на схеме. Отклонения в пределах одного порядка не влияют существенно на работу устройства. На 4.7 нанофарадах, поставленных в С1, например, частота снижается до 18кГц, но ее почти не слышно.

Если после сборки схемы греется ключевой управляющий транзистор, то скорее всего он полностью не открывается. То есть на транзисторе большое падение напряжения (он частично открыт) и через него течет ток. В результате рассеивается большая мощность, на нагрев. Желательно схему параллелить по выходу конденсаторами большой емкости, иначе будет петь и плохо регулировать. Чтобы не свистел — подбирайте С1, свист часто идет от него. В общем область применения очень широкая, особенно перспективным будет её использование в качестве регулятора яркости мощных светодиодных ламп, LED лент и прожекторов, но про это в следующий раз. Статья написана при поддержке ear, ur5rnp, stalker68.

Обсудить статью СХЕМА ШИМ РЕГУЛЯТОРА

Самодельные распашные ворота для частного дома — электроника и механика. Электрическая схема и фото процесса монтажа.

Простая схема для регулировки и стабилизации напряжения показана на рисунке. Такую схему можно выполнить даже неопытному в электронике любителю. На вход подается 50 вольт, при этом на выходе получается 15,7 В.

Главной деталью этого прибора стал полевой транзистор. В его качестве можно применять IRLZ 24 / 32 / 44 и аналогичные ему полупроводники. Чаще всего их изготавливают в корпусе ТО – 220 и D2 Pak. Его стоимость составляет менее одного доллара. Этот мощный полевик имеет 3 вывода. Он имеет внутреннее строение металл–изолятор–полупроводник.

Стабилизатор на микросхеме ТL 431 в корпусе ТО – 92 обеспечивает настраивание величины выходного напряжения. Мощный полевой транзистор мы оставили на охлаждающем радиаторе и проводами припаяли к монтажной плате.

Напряжение на входе для такой схемы 6-50 В. На выходе получаем от 3 до 27 В, с возможностью регулировки переменным сопротивлением на 33 кОм. Ток выхода большой, и составляет величину до 10 А, зависит от радиатора.

Выравнивающие конденсаторы С1, С2 емкостью от 10 до 22 мкФ, С2 – 4,7 мкФ. Без таких деталей схема будет функционировать, однако не с таким качеством, как необходимо. Нельзя забывать про допустимое напряжение электролитических конденсаторов, которые должны быть установлены на выходе и входе. Мы взяли емкости, которые выдерживают 50 В.

Такой стабилизатор способен рассеивать мощность не выше 50 Вт. Полевик необходимо монтировать на радиатор охлаждения. Его площадь целесообразно выполнять не меньше 200 см 2 . При установке полевика на радиатор нужно промазать место касания термопастой, для лучшего теплоотвода.

Можно применять переменный резистор на 33 кОм типа WH 06-1. Такие резисторы имеют возможность точной настройки сопротивления. Они бывают импортного и отечественного производства.

Для удобства монтажа на плату припаивают 2 колодки, вместо проводов. Так как провода быстро отрываются.

Вид платы дискретных компонентов и переменного сопротивления вида СП 5-2.

Стабильность напряжения в результате получается неплохой, а напряжение выхода колеблется на несколько долей вольта долгое время. Монтажная плата получается компактных размеров и удобна в работе. Дорожки платы окрашены зеленым цапонлаком.

Мощный стабилизатор на полевике

Рассмотрим сборку схемы стабилизатора, предназначенного для блока питания большой мощности. Здесь улучшены свойства прибора с помощью мощного электронного ключа в виде полевого транзистора.

При разработке мощных силовых стабилизаторов любители чаще всего применяют специальные серии микросхем 142, и ей подобные, которые усилены несколькими транзисторами, подключенными по параллельной схеме. Поэтому получается силовой стабилизатор.

Схема такой модели прибора изображена на рисунке. В нем использован мощный полевик IRLR 2905. Он служит для переключения, однако в этой схеме он применен в линейном режиме. Полупроводник имеет незначительное сопротивление и обеспечивает ток до 30 ампер при нагревании до 100 градусов. Он нуждается в напряжении на затворе до 3 вольт. Его мощность достигает 110 ватт.

Полевиком управляет микросхема TL 431. Стабилизатор имеет следующий принцип действия. При подсоединении трансформатора на вторичной обмотке возникает переменное напряжение 13 вольт, которое выпрямляется выпрямительным мостом. На выравнивающем конденсаторе значительной емкости появляется постоянное напряжение 16 вольт.

Это напряжение проходит на сток полевого транзистора и по сопротивлению R1 идет на затвор, при этом открывая транзистор. Часть напряжения на выходе через делитель попадает на микросхему, при этом замыкая цепь ООС. Напряжение прибора повышается до тех пор, пока входное напряжение микросхемы не дойдет границы 2,5 вольт. В это время микросхема открывается, уменьшая напряжение затвора полевика, то есть, немного закрывая его, и прибор работает в режиме стабилизации. Емкость С3 делает быстрее выход стабилизатора на номинальный режим.

Величина напряжения выхода устанавливается 2,5-30 вольт, путем выбора переменным сопротивлением R2, его величина может меняться в больших пределах. Емкости С1, С2, С4 дают возможность стабильному действию стабилизатора.

Для такого прибора наименьшее падение напряжения на транзисторе составляет до 3 вольт, хотя он способен работать при напряжении около нуля. Такой недостаток возникает поступлением напряжения на затвор. При малом падении напряжения полупроводник не будет открываться, так как на затворе должно быть плюсовое напряжение по отношению к истоку.

Для снижения падения напряжения цепь затвора рекомендуется подключать от отдельного выпрямителя на 5 вольт выше, чем напряжение выхода прибора.

Хорошие результаты можно получить при подключении диода VD 2 к мосту выпрямления. При этом напряжение на конденсаторе С5 повысится, так как падение напряжения на VD 2 станет ниже, чем на диодах выпрямителя. Для плавного регулирования напряжения выхода постоянное сопротивление R2 нужно заменить переменным резистором.

Величину выходного напряжения определяют по формуле: U вых = 2,5 (1+R2 / R3). Если применить транзистор IRF 840, то наименьшее значение напряжения управления на затворе станет 5 вольт. Емкости выбирают танталовые малогабаритные, сопротивления – МЛТ, С2, Р1. Выпрямительный диод с небольшим падением напряжения. Свойства трансформатора, моста выпрямления и емкости С1 подбирают по нужному напряжению выхода и тока.

Полевик рассчитан на значительные токи и мощность, для этого необходим хороший теплоотвод. Транзистор служит для монтажа на радиатор путем пайки с промежуточной пластиной из меди. К ней припаивают транзистор с остальными деталями. После монтажа пластину размещают на радиаторе. Для этого пайка не нужна, так как пластина имеет значительную площадь контакта с радиатором.

Если использовать для наружной установки микросхему П_431 С, сопротивления Р1, и чип-конденсаторы, то их располагают на печатной плате из текстолита. Плату паяют к транзистору. Настройка прибора сводится к монтажу нужного значения напряжения. Необходимо проконтролировать прибор и проверить его, имеется ли самовозбуждение на всех режимах.

В статье описываются различные варианты построения AC/DC преобразователей со стабилизацией выходного напряжения или выходного тока предназначенные для работы как на активную, так и на индуктивную нагрузку.

Широтно-импульсная модуляция (PWM, Pulse-Width Modu­lation) — это распространенный способ управления мощнос­тью, подводимой к нагрузке, методом изменения ширины (дли­тельности) импульсов или паузы между импульсами при по­стоянной или изменяющейся частоте. ШИМ широко приме­няется в промышленности и в быту для регулировки и ста­билизации напряжения или тока преобразователей, блоков питания, зарядных устройств, сварочных аппаратов и т.п.

На рис.1 отображены различные варианты ШИМ. Отно­шение периода следования электрических импульсов к их длительности называется скважностью, а для ШИМ-регуляторов — это величина обратная мощности выделяемой в нагрузке. Так для уменьшения тока нагрузки мы должны уве­личивать скважность регулируемого тока и наоборот.

Вниманию читателей предлагается схема устройства, на основе таймера NE555 (отечественный аналог 1006ВИ1) Это — источник регулируемого стабильного напряжения или тока для изолированных от земли мощных потребителей посто­янного тока, таких как, например, роторы мощных синхрон­ных машин или двигатели постоянного тока (ДПТ). На рис.2 показан стабилизатор напряжения, на рис.3 — стабилиза­тор тока. Максимальная величина тока нагрузки (в десят­ки или даже сотни ампер) определяется способностью се­тевого выпрямительного моста VD1, силового ключа VТ1 и габаритами радиатора охлаждения, на котором они установ­лены. а при индуктивной нагрузке — еще и параметрами диода VD7, ток через который, в этом случае, соизмерим с током нагрузки.

Работает стабилизатор следующим образом: при дости­жении параметра на соответствующем датчике напряжения или тока (R14 на рис.3), на резисторе RV1, а, следователь­но, и на оптроне VU1 формируется сигнал обратной связи, который блокирует работу задающего генератора DA1 и, та­ким образом, запирает силовой ключ VT1. Выходной параметр, вследствие разряда емкости и/или индуктивности, начинает снижаться и затем работа генератора возобновляется.

Из-за высокого быстродействия микросхемы, частота ком­мутирования режимов работа-блокировка получается значи­тельной и может даже превышать частоту генерации ШИМ (рис.4) и, как следствие, коэффициент стабилизации схемы будет довольно высоким.

Рассмотренный выше автоматический способ управления таймером NE555 по входу Е (выв.4) не является единствен­но возможным. Управляющий сигнал через оптрон (или ка­ким-либо другим методом) можно подавать на вход R (выв.6), т.е. на частотозадающий конденсатор С11, при этом можно регулировать скважность в достаточно широких пределах, или на вход Uн (выв.5). При этом пределы регулирования будут несколько меньше, но можно добиться так называемого эф­фекта перерегулирования. В этом случае при уменьшении се­тевого напряжения или при увеличении тока нагрузки, выход­ное напряжение не уменьшается, а увеличивается и наоборот.

О деталях преобразователя

В роли (рис.2 и рис.3) лучше всего использовать мощный IGBT или MOSFEET транзистор с номинальным то­ком не ниже максимального тока нагрузки.

Например, для построения возбудителя мощного синхрон­ного двигателя можно использовать IGBT транзистор, изоб­раженный на рис.5 – MG300Q1US11 (номинальный ток 300 А и напряжение более 1000 В). В практике ремонта оборудо­вания у электриков бывают случаи выхода со строя силовых IGBT-модулей, таких, например, как SKM150GB128D (рис.6), M150DSA120 или CM200DY-24NF (рис.7). При этом, как правило, один из двух транзисторов модуля остается ис­правным. Для нашего случая это и «спасение» ценной дета­ли, и защита бюджета от немалых расходов при приобрете­нии очень дорогих компонентов.

Цепочка R15, С15 (рис.2 и рис.3) — это снаббер, т.е. дем­пфирующее устройство, не допускающее опасного перенапря­жения при закрывании ключа. На схемах рис.8 и рис.9 снаб­бер дополнен диодом VD11, заметно уменьшающим тепловые потери на резисторе снаббера.

Диод VD7 (рис.2, рис.3) необходим для работы с индук­тивной нагрузкой. Для токов в десятки и сотни ампер можно применить быстрый спаренный диод MURP20040CT фирмы Motorola (200 А, 400 В). Для меньших токов можно использо­вать менее мощные диоды, но они должны быть «быстрыми» — серии SF, UF. HER, FR (в порядке ухудшения быстродействия). Если нагрузка не индуктивная: нагреватели, гальванические ванны и др., то этот диод можно не устанавливать.

Фирма Semikron выпускает, как бы специально для на­шего случая, очень интересный IGBT-модуль SKM400GAL128D (рис.10), в состав которого входит, кроме обычного парал­лельного транзистору диода, еще один силовой диод, «вмес­то» «верхнего» транзистора. Использовать подобный модуль можно согласно схеме на рис.11. Кстати, на этой схеме по­казано, что питать устройство можно не только фазным на­пряжением сети, но и линейным, что позволяет получать ста­бильное регулируемое постоянное напряжение на выходе до 550 В и более.

Получить повышенное напряжение можно и от однофаз­ной сети, если воспользоваться удвоителем напряжения. Для этого (см. рис.11) нужно заменить один полумост (VD4) двумя оксидными конденсаторами, включенными последователь­но вместо диодов моста (аналогично включены С2, С3 на том же рисунке). В этом случае выпрямленное напряжение составит 640 В, но мощность всей установки будет ограни­чена емкостью этих конденсаторов.

В роли R1, ограничителя зарядного тока конденсаторов сетевого фильтра, должен быть резистор, способ­ный кратковременно выдержать сетевое напряже­ние без разрушения. Следует только заметить, что чем больше сопротивление этого резистора, тем меньше может быть его мощность, но тем доль­ше будут заряжаться конденсаторы С2, С3 до го­товности к работе. Ограничителем зарядного то­ка может быть лампа накаливания на напряже­ние 230 В, а лучше — две (рис.3). Конденсаторы С21, С22 вместе с диодным мостом VD12 на рис.12 служат для замены «энергоемкого» резистора в цепи питания схемы управления (R2 на рис.2), они должны быть рассчитаны на напряжение не ниже 350 В. Их емкость определяет ток через стабилитрон VD2 и, следовательно, степень его нагрева и каче­ства стабилизации. При большем токе стабильность напря­жения питания микросхемы улучшается, но возникает необ­ходимость использования радиатора для стабилитрона.

Улучшить параметры стабилизации без установки радиа­тора и защитить схему от наводимых помех, поможет вто­рая ступень стабилизации на стабилитроне VD3 (рис.11). Будет значительно лучше, если использовать интегральный стабилизатор DA1 (рис.12).

Но самым радикальным способом улучшения стабильно­сти работы устройства будет питание схемы управления от отдельного источника питания (AC/DC преобразователь на рис.3). В качестве последнего можно использовать заряд­ное устройство от старой «мобилки» с выходным напряже­нием 8.. 12 В. Автор встречал китайские «зарядки» с напря­жением более 16 В — такие тоже подходят. Гальваническую развязку обеспечивает трансформатор в зарядном устрой­стве. Дополнительная стабилизация напряжения источника, в этом случае, тоже не помешает. Важным условием пра­вильной работы схемы является последовательность вклю­чения источника питания микросхемы — только после заряда накопительных конденсаторов С2, С3, что обеспечивает дополнительная контакт­ная группа К1.2 контактора К1 (рис.2).

Назначение стабилитронов VD9, VD10 в измерительной цепи — ограничить «сни­зу» регулировку выходного напряжения. Дело в том, что трудно представить себе прикладное назначение подобного устрой­ства с регулировкой от нуля до 300 В. да­же лабораторные источники питания с та­кими возможностями вряд ли имеют смысл. Минимальное выходное напряжение источ­ника примерно соответствует напряжению стабилизации VD9 (VD10). Так если, на­пример, требуется напряжение в пределах 200…300 В, то в роли VD11 необходима сборка из трех стабилитронов на 65…70 В каждый, напри­мер BZX55C68. Д817Б или двух на 100В (BZX55C100, Д817Г). С высоковольтными стабилитронами нужно быть осторож­ным — при большом токе через них стабилитроны сильно гре­ются, а малого тока через них может не хватить для нор­мальной работы светодиода оптрона.

Ограничить «сверху» выходное напряжение поможет ус­тановка дополнительного резистора R16 в измерительной це­пи (рис.11).

Для индуктивной нагрузки (обмотка возбуждения элект­рической машины, электромагнит металлообрабатывающего станка и т.п.) конденсатор С16 не нужен. Индуктивность дрос­селя L2 должна быть не меньше 10 мГн для минимальной частоты преобразования в десятки герц (определяется пара­метрами элементов R8, R12, С11) и может быть уменьшена для более высоких частот. Кстати, «сложность» частотозада­ющей цепи (R8, R12. С11, VD13) определяется необходимо­стью сформировать «естественную» (без обратной связи) фор­му сигнала, отличающуюся от «меандра» (это — когда скважность равна двум, см. рис.1,а, Nom.), а сделать ее с боль­шим заполнением, близким к единице (рис.1,а, Мах).

Дроссель L1 не является необходимой деталью схемы, а служит лишь для улучшения коэффициента мощности (увели­чения cosφ), что требуют энергогенерирующие компании.

На потребительские свойства этот элемент не вли­яет (кроме ухудшения массо-габаритных показате­лей). Конструкция обоих дросселей (L1, L2) не име­ет особого значения, лишь бы они не насыщались при максимальном токе (они должны быть или очень большого геометрического размера, или с немагнит­ным зазором в магнитопроводе), сечение провода должно быть рассчитано на максимальный ток, а изоляция — на максимальное напряжение.

Конденсатор С14 имеет принципиальное значе­ние — он уменьшает наводимые помехи и замедляет процессы в цепях обратной связи а, следовательно, уменьшает частоту коммутации при стабилизации вы­ходного параметра. Дело в том, что IGBT ключи не «любят» работать на частотах в десятки килогерц — им «комфортнее» если частота переключения не вы­ше 10… 15 кГц (MOSFEET транзисторы могут работать на частотах в десятки раз больших). Качество стабилизации от этого немного ухудшается, но если «надеж­ность» не пустой звук для разработчика, то это того стоит.

Первое включение и настройка устройства

Очень важно! Рассматриваемые устройства не имеют гальванической развязки от сети 230 В / 50 Гц, т.е. все эле­менты находятся под опасным для человека напряжением.

Перед подачей сетевого напряжения желательно убедить­ся в исправности регулятора. Для этого от внешнего источника напряжением 8..15 В нужно запитать микросхему, си­ловую часть и регулятор RV1 по схеме рис.13. Роль нагруз­ки может играть автомобильная лампочка с мощностью, ко­торую может обеспечить временный источник питания. После сборки временной схемы и подачи напряже­ния, лампа должна загораться с максимальным накалом при перемещении движка RV1 вверх и должна притухать до минимума при перемещении движка RV1 вниз. Если так и есть, можно (после восстановления исходной схемы) подавать высо­кое напряжение.

Улучшение потребительских свойств преобразователя

Само собой разумеется, что питать схему мож­но не только непосредственно от сети 230 В / 50 Гц, а и через силовой разделительный трансформатор со вторичной обмоткой на нужное напряжение (от 30 до 400 В), который на схемах не показан.

На практике часто возникает необходимость в защите от экстремальных условий работы источника питания — перегрузки, короткого замыкания в нагрузке, перенапряжения и т.п. Предлагаемая разработка имеет неограниченные возможнос­ти модернизации. На рис.12 изображена схема с защитой от короткого замыкания в нагрузке — в случае превышения тока через датчик тока К3, срабатывает геркон (К3.1) и, свои­ми контактами, дает отпирающий импульс на управляющий электрод тиристора VS1, который, в свою очередь, блокирует таймер DA1 и зажигает лампу HL3. В таком положении схе­ма будет находиться до отключения питания и устранения не­исправности. Датчик тока К3 представляет собой провод или шину, свитые в спираль, вдоль оси которой и на­ходится геркон К3.1. Ре­гулировка чувствительно­сти датчика производит­ся продвижением геркона вдоль оси спирали. Для токов в единицы ам­пер эта спираль содержит десятки витков, для десятков ампер — единицы витков, а для тока в сотни ампер геркон располагается поперек токо­ведущей шины и регулируется поворотом на некоторый угол от перпендикуляра — самого чувствительного его положения.

Короткие замыкания в плюсовой шине нагрузки, как и питающих шинах, представляют собой особый вид замыка­ний, с которым трудно бороться. В этом случае (рис.11) дат­чик тока К3 в плюсовой шине питания защищает не столько нагрузку, сколько источник питания, диодный мост и контак­ты К1. От перегрузок спасет подобная защита в цепи отри­цательной шины нагрузки (рис.14), рассчитанная на отклю­чающий ток, незначительно превышающий номинальный (при­мерно на 15…20%). Тогда реле Кб заблокирует только тай­мер DA1 (перегруз), а реле К3, при коротком замыкании на землю, отключает контактор К2 и, следовательно, К1 (как на рис.11). Если неисправность не устранена, разряжаются на­копительные конденсаторы и загорается «сигнальная» лам­па HL2, которую можно сопроводить надписью «Авария» или «Неготовность».

Защитить устройство от коротких замыканий в нагрузке и других токовых нарушений так же может установка индук­тивности L4 в цепи эмиттера силового ключа (рис.12). В за­висимости от номинального тока установки число витков катушки L4 может быть от единиц до десятков (аналогично дат­чику тока К3 на рис.11), с сечением провода, заведомо боль­шим необходимого (рис.15). В нормальном режиме этот эле­мент (из-за своего ничтожного активного сопротивления) не оказывает существенного влияния на режим работы, а в слу­чае «форс-мажора» формирует сигнал управления для бло­кирующего транзистора VT2.

На рис.3 изображен способ реверсирования двигателя при помощи дополнительных контакторов К4 и К5 и комму­тационных элементов SB1… SB3, но делать это желательно после остановки двигателя или на малых оборотах.

Дополнительные дроссели L5, L6 на рис.14 кроме традици­онной функции сглаживания пульсаций обладают дополнитель­ными функциями — это дифференциальные датчики тока и тем­пературно-зависимые датчики тока. При коротком замыкании в нагрузке, скорость нарастания тока (di/dt) колоссальна и ЭДС наводимая в индуктивности возрастает раньше, чем ток до­стигнет опасных значений. Быстродействующая защита тоже сработает раньше и разрушений не будет — это дифференциаль­ная защита по току. А температурная защита основана на ис­пользовании высокого температурного коэффициента сопротив­ления меди. При увеличении температуры, сопротивление об­мотки увеличивается и это воспринимается датчиком тока, как увеличение тока, что приводит к его автоматическому сниже­нию и защите от перегрева других элементов схемы. От пере­напряжения в нагрузке (например, при пробое силового клю­ча VT1) может защитить реле высокого напряжения К7 (рис.8). После втягивания это реле остается под напряжением, даже если напряжение само нормализовалось — для выявления и устранения неисправности оперативным персоналом.

На рис.9 изображен еще один способ блокировки тайме­ра при аварии, с помощью геркона, аналогичный показанно­му на рис.12. Схема немного сложнее, но имеет большее быстродействие.

Автор: Александр Шуфотинский, г. Кривой Рог
Источник: журнал Электрик №9/2017

Мощный стабилизатор тока на полевом транзисторе, стабилизированное напряжение

Стабилизатор напряжения на полевом транзисторе — схемотехника

Простая схема для регулировки и стабилизации напряжения показана на рисунке. Такую схему можно выполнить даже неопытному в электронике любителю. На вход подается 50 вольт, при этом на выходе получается 15,7 В.

Схема стабилизатора.

Главной деталью этого прибора стал полевой транзистор. В его качестве можно применять IRLZ 24 / 32 / 44 и аналогичные ему полупроводники. Чаще всего их изготавливают в корпусе ТО – 220 и D2 Pak. Его стоимость составляет менее одного доллара. Этот мощный полевик имеет 3 вывода. Он имеет внутреннее строение металл–изолятор–полупроводник.

Стабилизатор на микросхеме ТL 431 в корпусе ТО – 92 обеспечивает настраивание величины выходного напряжения. Мощный полевой транзистор мы оставили на охлаждающем радиаторе и проводами припаяли к монтажной плате.

Напряжение на входе для такой схемы 6-50 В. На выходе получаем от 3 до 27 В, с возможностью регулировки переменным сопротивлением на 33 кОм. Ток выхода большой, и составляет величину до 10 А, зависит от радиатора.

Выравнивающие конденсаторы С1, С2 емкостью от 10 до 22 мкФ, С2 – 4,7 мкФ. Без таких деталей схема будет функционировать, однако не с таким качеством, как необходимо. Нельзя забывать про допустимое напряжение электролитических конденсаторов, которые должны быть установлены на выходе и входе. Мы взяли емкости, которые выдерживают 50 В.

Такой стабилизатор способен рассеивать мощность не выше 50 Вт. Полевик необходимо монтировать на радиатор охлаждения. Его площадь целесообразно выполнять не меньше 200 см2. При установке полевика на радиатор нужно промазать место касания термопастой, для лучшего теплоотвода.

Можно применять переменный резистор на 33 кОм типа WH 06-1. Такие резисторы имеют возможность точной настройки сопротивления. Они бывают импортного и отечественного производства.

Для удобства монтажа на плату припаивают 2 колодки, вместо проводов. Так как провода быстро отрываются.

Вид платы дискретных компонентов и переменного сопротивления вида СП 5-2.

Стабильность напряжения в результате получается неплохой, а напряжение выхода колеблется на несколько долей вольта долгое время. Монтажная плата получается компактных размеров и удобна в работе. Дорожки платы окрашены зеленым цапонлаком.

Мощный стабилизатор на полевике

Рассмотрим сборку схемы стабилизатора, предназначенного для блока питания большой мощности. Здесь улучшены свойства прибора с помощью мощного электронного ключа в виде полевого транзистора.

При разработке мощных силовых стабилизаторов любители чаще всего применяют специальные серии микросхем 142, и ей подобные, которые усилены несколькими транзисторами, подключенными по параллельной схеме. Поэтому получается силовой стабилизатор.

Схема такой модели прибора изображена на рисунке. В нем использован мощный полевик IRLR 2905. Он служит для переключения, однако в этой схеме он применен в линейном режиме. Полупроводник имеет незначительное сопротивление и обеспечивает ток до 30 ампер при нагревании до 100 градусов. Он нуждается в напряжении на затворе до 3 вольт. Его мощность достигает 110 ватт.

Полевиком управляет микросхема TL 431. Стабилизатор имеет следующий принцип действия. При подсоединении трансформатора на вторичной обмотке возникает переменное напряжение 13 вольт, которое выпрямляется выпрямительным мостом. На выравнивающем конденсаторе значительной емкости появляется постоянное напряжение 16 вольт.

Это напряжение проходит на сток полевого транзистора и по сопротивлению R1 идет на затвор, при этом открывая транзистор. Часть напряжения на выходе через делитель попадает на микросхему, при этом замыкая цепь ООС. Напряжение прибора повышается до тех пор, пока входное напряжение микросхемы не дойдет границы 2,5 вольт. В это время микросхема открывается, уменьшая напряжение затвора полевика, то есть, немного закрывая его, и прибор работает в режиме стабилизации. Емкость С3 делает быстрее выход стабилизатора на номинальный режим.

Величина напряжения выхода устанавливается 2,5-30 вольт, путем выбора переменным сопротивлением R2, его величина может меняться в больших пределах. Емкости С1, С2, С4 дают возможность стабильному действию стабилизатора.

Для такого прибора наименьшее падение напряжения на транзисторе составляет до 3 вольт, хотя он способен работать при напряжении около нуля. Такой недостаток возникает поступлением напряжения на затвор. При малом падении напряжения полупроводник не будет открываться, так как на затворе должно быть плюсовое напряжение по отношению к истоку.

Для снижения падения напряжения цепь затвора рекомендуется подключать от отдельного выпрямителя на 5 вольт выше, чем напряжение выхода прибора.

Хорошие результаты можно получить при подключении диода VD 2 к мосту выпрямления. При этом напряжение на конденсаторе С5 повысится, так как падение напряжения на VD 2 станет ниже, чем на диодах выпрямителя. Для плавного регулирования напряжения выхода постоянное сопротивление R2 нужно заменить переменным резистором.

Величину выходного напряжения определяют по формуле: U вых = 2,5 (1+R2 / R3). Если применить транзистор IRF 840, то наименьшее значение напряжения управления на затворе станет 5 вольт. Емкости выбирают танталовые малогабаритные, сопротивления – МЛТ, С2, Р1. Выпрямительный диод с небольшим падением напряжения. Свойства трансформатора, моста выпрямления и емкости С1 подбирают по нужному напряжению выхода и тока.

Полевик рассчитан на значительные токи и мощность, для этого необходим хороший теплоотвод. Транзистор служит для монтажа на радиатор путем пайки с промежуточной пластиной из меди. К ней припаивают транзистор с остальными деталями. После монтажа пластину размещают на радиаторе. Для этого пайка не нужна, так как пластина имеет значительную площадь контакта с радиатором.

Если использовать для наружной установки микросхему П_431 С, сопротивления Р1, и чип-конденсаторы, то их располагают на печатной плате из текстолита. Плату паяют к транзистору. Настройка прибора сводится к монтажу нужного значения напряжения. Необходимо проконтролировать прибор и проверить его, имеется ли самовозбуждение на всех режимах.

Простой, мощный регулируемый стабилизатор напряжения


Параметры стабилизаторов напряжения

Важнейшими параметрами стабилизатора напряжения являются коэффициент стабилизации Kст, выходное сопротивление Rвых и коэффициент полезного действия η.

Коэффициент стабилизации определяют из выражения Kст= /

где uвх, uвых — постоянные напряжения соответственно на входе и выходе стабилизатора; ∆uвх — изменение напряжения uвх; ∆uвых — изменение напряжения uвых, соответствующее изменению напряжения ∆uвх.

Таким образом, коэффициент стабилизации — это отношение относительного изменения напряжения на входе к соответствующему относительному изменению напряжения на выходе стабилизатора.

Чем больше коэффициент стабилизации, тем меньше изменяется выходное напряжение при изменении входного. У простейших стабилизаторов величина Kст составляет единицы, а у более сложных — сотни и тысячи.

Выходное сопротивление стабилизатора определяется выражением Rвых= | ∆uвых/ ∆iвых|

где ∆uвых— изменение постоянного напряжения на выходе стабилизатора; ∆iвых— изменение постоянного выходного тока стабилизатора, которое вызвало изменение выходного напряжения.

Выходное сопротивление стабилизатора является величиной, аналогичной выходному сопротивлению выпрямителя с фильтром. Чем меньше выходное сопротивление, тем меньше изменяется выходное напряжение при изменении тока нагрузки. У простейших стабилизаторов величина Rвых составляет единицы Ом, а у более совершенных — сотые и тысячные доли Ома. Необходимо отметить, что стабилизатор напряжения обычно резко уменьшает пульсации напряжения.

Коэффициент полезного действия стабилизатора ηст — это отношение мощности, отдаваемой в нагрузку Рн, к мощности, потребляемой от входного источника напряжения Рвх: ηст = Рн / Рвх

Традиционно стабилизаторы разделяют на параметрические и компенсационные.

Интересное видео о стабилизаторах напряжения:

Параметрические стабилизаторы

Являются простейшими устройствами, в которых малые изменения выходного напряжения достигаются за счет применения электронных приборов с двумя выводами, характеризующихся ярко выраженной нелинейностью вольт-амперной характеристики. Рассмотрим схему параметрического стабилизатора на основе стабилитрона (рис. 2.82).
Проанализируем данную схему (рис. 2.82, а), для чего вначале ее преобразуем, используя теорему об эквивалентном генераторе (рис. 2.82, б). Проанализируем графически работу схемы, построив на вольт-амперной характеристике стабилитрона линии нагрузки для различных значений эквивалентного напряжения, соответствующих различным значениям входного напряжения (рис. 2.82, в).
Из графических построений очевидно, что при значительном изменении эквивалентного напряжения uэ (на ∆uэ), а значит, и входного напряжения uвх, выходное напряжение изменяется на незначительную величину ∆uвых.

Причем, чем меньше дифференциальное сопротивление стабилитрона (т. е. чем более горизонтально идет характеристика стабилитрона), тем меньше ∆uвых.

Определим основные параметры такого стабилизатора, для чего в исходной схеме стабилитрон заменим его эквивалентной схемой и введем во входную цепь (рис. 2.82, г) источник напряжения, соответствующий изменению входного напряжения ∆uвх (на схеме пунктир): Rвых= rд|| R0≈ rд, т.к. R0>> rд ηст = ( uвых· Iн) / ( uвх· Iвх) = ( uвых· Iн) / .

Kст= ( ∆uвх/ uвх) : ( ∆uвых/ uвых) Так как обычно Rн>> rд Следовательно, Kст≈ uвых / uвх·

Обычно параметрические стабилизаторы используют для нагрузок от нескольких единиц до десятков миллиампер. Наиболее часто они используются как источники опорного напряжения в компенсационных стабилизаторах напряжения.

Компенсационные стабилизаторы

Представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования. Характерными элементами компенсационного стабилизатора являются источник опорного (эталонного) напряжения (ИОН), сравнивающий и усиливающий элемент (СУЭ) и регулирующий элемент (РЭ).

Напряжение на выходе стабилизатора или некоторая часть этого напряжения постоянно сравнивается с эталонным напряжением.

В зависимости от их соотношения сравнивающим и усиливающим элементом вырабатывается управляющий сигнал для регулирующего элемента, изменяющий его режим работы таким образом, чтобы напряжение на выходе стабилизатора оставалось практически постоянным.

В качестве ИОН обычно используют ту или иную электронную цепь на основе стабилитрона, в качестве СУЭ часто используют операционный усилитель, а в качестве РЭ — биполярный или полевой транзистор.

Чаще всего регулирующий элемент включают последовательно с нагрузкой. В этом случае стабилизатор называют последовательным (рис. 2.83, а).


Иногда регулирующий элемент включают параллельно нагрузке, и тогда стабилизатор называют параллельным (рис. 2.83, б. Здесь СУЭ и ИОН с целью упрощения не показаны). В параллельном стабилизаторе используется балластное сопротивление Rб, включаемое последовательно с нагрузкой.


В зависимости от режима работы регулирующего элемента стабилизаторы разделяют на непрерывные и импульсные (ключевые, релейные).

В непрерывных стабилизаторах регулирующий элемент (транзистор) работает в активном режиме, а в импульсных — в импульсном.

Рассмотрим типичную принципиальную схему непрерывного стабилизатора (рис. 2.84, а).
Эта схема соответствует приведенной выше структурной схеме последовательного стабилизатора. Для того чтобы выполнить наиболее просто анализ этой схемы на основе тех допущений, которые были рассмотрены при изучении операционного усилителя,изобразим эту схему по-другому. При этом цепи питания операционного усилителя для упрощения рисунка изображать не будем.
Из схемы (рис. 2.84, б) очевидно, что на элементах R2, R3, DA и VT построен неинвертирующий усилитель на основе ОУ с выходным каскадом в виде эмиттерного повторителя на транзисторе VT, а входным напряжением для него является выходное напряжение параметрического стабилизатора напряжения на элементах R1 и VD. В соответствии с указанными выше допущениями получаем:

uR3= uст, т.е. iR3· R3= uст

uR2 = uR3 – uвых

iR2 = − iR3 = − uст/ R3

Подставляя выражение для iR2 в предыдущее уравнение, получим − uст/ R3· R2= uст – uвых. Следовательно, uвых = uст· ( 1 + R2/ R3)

Последнее выражение в точности повторяет соответствующие выражения для неинвертирующего усилителя (входным напряжением является напряжение uст).

Полезно отметить, что ООС охватывает два каскада — на операционном усилителе и на транзисторе. Рассматриваемая схема является убедительным примером, демонстрирующим преимущество общей отрицательной обратной связи по сравнению с местной.

Основным недостатком стабилизаторов с непрерывным регулированием является невысокий КПД, поскольку значительный расход мощности имеет место в регулирующем элементе, так как через него проходит весь ток нагрузки, а падение напряжения на нем равно разности между входным и выходным напряжениями стабилизатора.

В конце 60-х годов стали выпускать интегральные микросхемы компенсационных стабилизаторов напряжения с непрерывным регулированием (серия К142ЕН). В эту серию входят стабилизаторы с фиксированным выходным напряжением, с регулируемым выходным напряжением и двухполярным и входным и выходным напряжениями. В тех случаях, когда через нагрузку необходимо пропускать ток, превышающий предельно допустимые значения интегральных стабилизаторов, микросхему дополняют внешними регулирующими транзисторами.

Некоторые параметры интегральных стабилизаторов приведены в табл. 2.1, а вариант подключения к стабилизатору К142ЕН1 внешних элементов — на рис. 2.85.
Резистор R предназначен для срабатывания защиты по току, а R1 — для регулирования выходного напряжения. Микросхемы К142УН5, ЕН6, ЕН8 являются функционально законченными стабилизаторами с фиксированным выходным напряжением, но не требуют подключения внешних элементов.

Импульсные стабилизаторы напряжения в настоящее время получили распространение не меньшее, чем непрерывные стабилизаторы.

Благодаря применению ключевого режима работы силовых элементов таких стабилизаторов, даже при значительной разнице в уровнях входных и выходных напряжений можно получить КПД, равный 70 − 80 %, в то время как у непрерывных стабилизаторов он составляет 30 − 50%.

В силовом элементе, работающем в ключевом режиме, средняя за период коммутации мощность, рассеиваемая в нем, значительно меньше, чем в непрерывном стабилизаторе, так как хотя в замкнутом состоянии ток, протекающий через силовой элемент, максимален, однако падение напряжения на нем близко к нулю, а в разомкнутом состоянии ток, протекающий через него, равен нулю, хотя напряжение максимально. Таким образом, в обоих случаях рассеиваемая мощность незначительна и близка к нулю.

Малые потери в силовых элементах приводят к уменьшению или даже исключению охлаждающих радиаторов, что значительно уменьшает массогабаритные показатели. Кроме того, использование импульсного стабилизатора позволяет в ряде случаев исключить из схемы силовой трансформатор, работающий на частоте 50 Гц, что также улучшает показатели стабилизаторов.

К недостаткам импульсных источников питания относят наличие пульсаций выходного напряжения.

Рассмотрим импульсный последовательный стабилизатор напряжения (рис. 2.86).
Ключ S периодически включается и выключается схемой управления (СУ) в зависимости от значения напряжения на нагрузке. Напряжение на выходе регулируют, изменяя отношение tвкл / tвыкл, где tвкл, tвыкл — длительности отрезков времени, на которых ключ находится соответственно во включенном и выключенном состояниях. Чем больше это отношение, тем больше напряжение на выходе.

В качестве ключа S часто используют биполярный или полевой транзистор.

Диод обеспечивает протекание тока катушки индуктивности тогда, когда ключ выключен и, следовательно, исключает появление опасных выбросов напряжения на ключе в момент коммутации. LC-фильтр снижает пульсации напряжения на выходе.

Ещё одно интересное видео о стабилизаторах:


Datasheet по lm317, lm350, lm338

Прежде чем перейти непосредственно к схемам, рассмотрим особенности и технические характеристики вышеприведенных линейных интегральных стабилизаторов (ЛИС).

Все три ИМ имеют схожую архитектуру и разработаны с целью построения на их основе не сложных схем стабилизаторов тока или напряжения, в том числе применяемых и со светодиодами. Различия между микросхемами кроются в технических параметрах, которые представлены в сравнительной таблице ниже.

LM317 LM350 LM338
Диапазон значений регулируемого выходного напряжения 1,2…37В 1,2…33В 1,2…33В
Максимальный показатель токовой нагрузки 1,5А
Максимальное допустимое входное напряжение 40В 35В 35В
Показатель возможной погрешности стабилизации ~0,1% ~0,1% ~0,1%
Максимальная рассеиваемая мощность* 15-20 Вт 20-50 Вт 25-50 Вт
Диапазон рабочих температур 0° — 125°С 0° — 125°С 0° — 125°С
Datasheet LM317.pdf LM350.pdf LM338.pdf

* — зависит от производителя ИМ.

Во всех трех микросхемах присутствует встроенная защита от перегрева, перегрузки и возможного короткого замыкания.

Lm317, самая распространенная ИМ, имеет полный отечественный аналог — КР142ЕН12А.

Выпускаются интегральные стабилизаторы (ИС) в монолитном корпусе нескольких вариантов, самым распространенным является TO-220. Микросхема имеет три вывода:

  1. ADJUST. Вывод для задания (регулировки) выходного напряжения. В режиме стабилизации тока соединяется с плюсом выходного контакта.
  2. OUTPUT. Вывод с низким внутренним сопротивлением для формирования выходного напряжения.
  3. INPUT. Вывод для подачи напряжения питания.

Схемы и расчеты

Наибольшее применение ИС нашли в источниках питания светодиодов. Рассмотрим простейшую схему стабилизатора тока (драйвера), состоящую всего из двух компонентов: микросхемы и резистора. На вход ИМ подается напряжение источника питания, управляющий контакт соединяется с выходным через резистор (R), а выходной контакт микросхемы подключается к аноду светодиода.

Если рассматривать самую популярную ИМ, Lm317t, то сопротивление резистора рассчитывают по формуле: R=1,25/I0 (1), где I0 – выходной ток стабилизатора, значение которого регламентируется паспортными данными на LM317 и должно быть в диапазоне 0,01-1,5 А. Отсюда следует, что сопротивление резистора может быть в диапазоне 0,8-120 Ом. Мощность, рассеиваемая на резисторе, рассчитывается по формуле: PR=I02×R (2). Включение и расчеты ИМ lm350, lm338 полностью аналогичны.

Полученные расчетные данные для резистора округляют в большую сторону, согласно номинальному ряду.

Постоянные резисторы производятся с небольшим разбросом значения сопротивления, поэтому получить нужное значение выходного тока не всегда возможно. Для этой цели в схему устанавливается дополнительный подстроечный резистор соответствующей мощности. Это немного увеличивает цену сборки стабилизатора, но гарантирует получение необходимого тока для питания светодиода. При стабилизации выходного тока более 20% от максимального значения, на микросхеме выделяется много тепла, поэтому ее необходимо снабдить радиатором.

Стабилизаторы. Компенсационные. | Старый радиолюбитель

В прошлой статье я рассказал о принципе действия параметрических стабилизаторов. С одной стороны — они просты, с другой — обладают рядом недостатков. В этой статье я расскажу о более сложных но и более совершенных стабилизаторах компенсационного типа.

Параметрические стабилизаторы примитивны — они тупо стараются поддерживать на нагрузке напряжение, задаваемое стабилитрон. Причем стабилизатор не знает, действительно ли это напряжение таково. Ведь никаких обратных связей нет.

Компенсационные стабилизаторы выполняются с отрицательной обратной связью и представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования или системы управления по отклонению. Давайте посмотрим на блок-схему такого стабилизатора.

Рис. 1. Блок-схема компенсационного стабилизатора напряжения.

Рис. 1. Блок-схема компенсационного стабилизатора напряжения.

На схеме стразу видна обратная связь с выхода стабилизатора на регулирующий элемент. Т.е., в отличии от параметрического, компенсационный стабилизатор знает, что за напряжение у него на выходе.

В стабилизаторах компенсационного типа напряжение на выходе стабилизатора( Uвых) (или его части, снимаемой со следящего делителя (СД) непрерывно сравнивается с опорным напряжением, которое вырабатывает источник опорного напряжения (ИОН) (происходит измерение величины отклонения Uвых). При отклонении Uвых от номинального значения появляется сигнал рассогласования, воздействующих через усилитель постоянного тока (УПТ) на регулирующий элемент (РЭ). Под воздействием усиленного в Ку раз сигнала рассогласования (где Ку – коэффициент усиления УПТ) регулирующий элемент изменяет свое сопротивление постоянному току, в результате чего падение напряжения на нем изменяется таким образом, что отклонение выходного напряжения компенсируется.

Ну а теперь — к конкретной схеме.

Рис. 2. Схема компенсационного стабилизатора напряжения.

Рис. 2. Схема компенсационного стабилизатора напряжения.

Функции РЭ выполняет транзистор VT1. ИОН образован резиком R1 и стабилитроном VD1 (как видим, это параметрический стабилизатор). Следящий делитель, соответственно, состоит из резисторов R2-R4. На транзисторе VT2 собран усилитель постоянного тока (УПТ). ИОН задает для УПТ образцовое напряжение, которое вводится в цепь эмиттера транзистора VT2. На базу транзистора поступает напряжение с делителя. Если изменяется выходное напряжение, а соответственно, и напряжение на базе транзистора VT2, который сравнивая это напряжение с напряжением на эмиттере, задает РЭ такой режим работы, что сопротивление его перехода изменяется, и напряжение на нагрузке остается постоянным. С помощью переменного резистора R3 можно регулировать выходное напряжение.

Естественно, что чем больше усиление имеет УПТ, тем точнее отслеживается изменения выходного напряжения, тем выше коэффициент стабилизации.

А теперь практические схемы:

Рис. 3. Схема стабилизатора с током 300мА.

Рис. 3. Схема стабилизатора с током 300мА.

При выходном напряжении 9 В стабилизатор способен питать нагрузку током до 300 мА. Причем при изменении тока нагрузки от 20 до 300 мА выходное напряжение изменяется не более чем на 0,2 В. Если же ток превысит максимальный или в цепи нагрузки произойдет короткое замыкание, стабилизатор автоматически отключится.

От сопротивления резистора R2 зависит ток защиты, при котором выключается стабилизатор. Подстроечным резистором R4 устанавливают точнее выходное напряжение. Резистор R1 способствует запуску стабилизатора после устранения короткого замыкания, а также при подключении к источнику питания.

В качестве VT1 подойдет транзистор серий КТ814, КТ816, а VT2 — любой из серии КТ315. Постоянные резисторы — МЛТ-0,125 или МЛТ-0,25, подстроечный — малогабаритный, например СПЗ-16, СПЗ-27. Стабилитрон VD1 — Д814А (можно заменить на Д808.)

Рис. 4. Схема экономичного стабилизатора.

Рис. 4. Схема экономичного стабилизатора.

При очень хорошей экономичности — потребляемый им ток при отсутствии нагрузки не превышает 25 мкА. Он обеспечивает ток нагрузки до 0.5 A. Коэффициент стабилизации-около 500, выходное сопротивление-0,07 Ом. Отличительная особенность стабилизатора-применение в регулирующем элементе мощного полевого транзистора и работа управляющего элемента в режиме микротоков. С целью повышения экономичности источником образцового напряжения служит обратносмещенный эмиттерный переход транзистора VT3. Высокое входное сопротивление полевого транзистора и большое сопротивление резистора R1 обуславливают большой коэффициент усиления управляющего элемента, а значит и высокий коэффициент стабилизации. Стабилизатор не боится замыкания выходной цепи, потому что в этом случае ток через транзистор VT2, а значит и ток нагрузки будут ограничены начальным током стока полевого транзистора.

В стабилизаторе вместо КП903А можно применить КП903Б, КП903В. Регулирующий транзистор следует установить на теплоотвод. Транзистор КТ3102Б можно заменить на КТ3102В — КТ3102Е, КТ342Б, КТ342В; вместо КТ315А подойдет любой из КТ315Б-КТ315Ж. При токе нагрузки не более 50 mA в регулирующем элементе можно использовать КП305Г. При налаживании подбирают транзистор VT3 с требуемым напряжением стабилизации. Его можно заменить обычным стабилитроном и подобрать резистор R2 из условия обеспечения номинального тока через стабилитрон. Экономичность стабилизатора при этом конечно-же ухудшится.

Рис. 5. Схема стабилизатора с источником тока на полевом транзисторе.

Рис. 5. Схема стабилизатора с источником тока на полевом транзисторе.

Особенностью этого компенсационного стабилизатора является применение в цепи обратной связи полевого транзистора VТ3, который выполняет роль динамической нагрузки для транзистора VТ2. При увеличении тока канала транзистора VТ3 сопротивление канала возрастает, а при уменьшении тока снижается. Вследствие этого коэффициент стабилизации напряжения повышается: при изменении входного напряжения от 11 до 19 В выходное напряжение изменяется в районе плюс-минус 60 мВ. Номинальное значение выходного напряжения при использовании стабилитрона типа Д814Б равно 9 В. Номинальный ток нагрузки стабилизатора — 0,1А . Регулирующий элемент-транзистор VТ1 смонтирован на радиаторе в виде алюминиевой пластины размером 35х40 мм; его статический коэффициент передачи тока около 50. VT1 — КТ604БМ, КТ815; VT2 — КТ361; VT3 — КП303 Д-Е.

Рис. 6. Схема стабилизатора с высоким коэффициентом стабилизации.

Рис. 6. Схема стабилизатора с высоким коэффициентом стабилизации.

Особенностью стабилизатора является то, что его ОУ, включенный в цепь обратной связи, питается не от отдельного источника, а непосредственно с выхода стабилизатора. Коэффициент стабилизации устройства — около 1000, выходное сопротивление не превышает 0,01 Ом, КПД — 45%. Номинальный ток нагрузки не менее 0,2 А. https://bestschemes.ru/стабилизатор-напряжения-на-оу/

А вот схема стабилизатора с коэффициентом стабилизации 70000.

Рис. 7. Схема стабилизатора на полевом транзисторе.

Рис. 7. Схема стабилизатора на полевом транзисторе.

Кроме высокого коэффициента стабилизации этот стабилизатор обладает очень низким выходным сопротивлением — 0,003 Ом. Схема была опубликована в журнале Радио и многократно перепечатывалась. Я нашел ее здесь https://www.qrz.ru/schemes/contribute/power/stabilizator_s_polevym_tranzistorom_9w150ma_kp903551ud1.html

Об интегральных стабилизаторах — в следующей статье.

Всем здоровья и успехов!

Произошла ошибка при настройке пользовательского файла cookie

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности. Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.


Настройка браузера на прием файлов cookie

Существует множество причин, по которым файл cookie не может быть установлен правильно. Ниже приведены наиболее распространенные причины:

  • В вашем браузере отключены файлы cookie. Вам необходимо сбросить настройки браузера, чтобы принять файлы cookie, или спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
  • Ваш браузер спрашивает, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались. Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, нажмите кнопку «Назад» и примите файл cookie.
  • Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Попробуйте другой браузер, если вы подозреваете это.
  • Дата на вашем компьютере в прошлом. Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie. Чтобы это исправить, установите правильное время и дату на своем компьютере.
  • Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie. Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

Почему этому сайту требуются файлы cookie?

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу. Предоставить доступ без файлов cookie потребует от сайта создания нового сеанса для каждой посещаемой вами страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.


Что сохраняется в файле cookie?

Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в файле cookie; никакая другая информация не фиксируется.

Как правило, в файле cookie может храниться только та информация, которую вы предоставляете, или выбор, который вы делаете при посещении веб-сайта. Например, сайт не может определить ваше имя электронной почты, если вы не решите ввести его. Разрешение веб-сайту создавать файлы cookie не дает этому или любому другому сайту доступ к остальной части вашего компьютера, и только сайт, создавший файл cookie, может его прочитать.

Патент США на стабилизатор тока, включающий улучшенные полевые транзисторы. Патент (Патент № 4,399,374, выдан 16 августа 1983 г.)

Изобретение относится к стабилизатору тока, содержащему улучшающие полевые транзисторы, первый и второй параллельные пути тока соединены друг с другом по току через первую и вторую цепи связи по току, которые определяют различное соотношение токи в первом и втором пути тока с одной общей точкой (величиной), не равной нулю, при которой стабилизируются токи в первом и втором пути.

В биполярной форме (см., в частности, DT-OS № 21 57 756=PHN 5337) такие схемы широко используются. Тогда первая схема связи по току представляет собой токовое зеркало, которое определяет линейную зависимость между токами в первой и второй цепях тока, а вторая схема связи по току представляет собой токовое зеркало с резистором в эмиттерной цепи одного из транзисторов токовое зеркало для обеспечения вырождения, чтобы получить нелинейную зависимость между токами в двух токовых путях.

Стабилизаторы тока также часто требуются в интегральных схемах, оснащенных полевыми транзисторами. Использование транзисторов обедненного типа не представляет проблемы, поскольку полевой транзистор обедненного типа можно заставить функционировать как источник тока посредством соединения между электродом затвора и электродом истока. При использовании полевых транзисторов усовершенствованного типа это невозможно.

Известно, что можно и само по себе «перевести» упомянутый биполярный стабилизатор в версию с полевыми транзисторами, используя полевые транзисторы для транзисторов.Однако использование упомянутого резистора в этом случае менее привлекательно, поскольку ток, при котором стабилизируется цепь, имеет квадратичную зависимость от номинала упомянутого резистора, так что стабилизатор очень чувствителен к изменениям разброса значения сопротивления и таким Резистор обычно занимает много места в интегральной схеме. Этих проблем можно избежать, заменив указанный резистор полевым транзистором (улучшенного типа), работающим как резистор, но это приведет лишь к смещению проблем, поскольку в этом случае затвор указанного полевого транзистора должен быть смещен стабильным напряжением. источника, что опять же требует стабилизатора напряжения, который также может быть подвержен распространению.

Целью изобретения является создание схемы типа, упомянутого в преамбуле, которая подвергается минимальному рассеянию за счет использования одинаковых и одинаково смещенных элементов для стабилизации. Для этого изобретение отличается тем, что первая схема токовой связи содержит полевые транзисторы с проводимостью первого типа, а вторая схема связи по току содержит первый полевой транзистор со вторым типом проводимости, противоположным первому типу проводимости, канал которого включен в первый путь тока, и второй полевой транзистор указанного второго типа проводимости, канал которого включен во второй путь тока, причем истоковые электроды первого и второго полевых транзисторов соединены с первым общей точки и стабилизатор тока, содержащий средство для определения фиксированного соотношения между напряжением затвор-исток первого полевого транзистора и напряжением затвор-исток второго полевого транзистора.

Стабилизатор в соответствии с изобретением не имеет указанных проблем, поскольку для стабилизации используются только полевые транзисторы без дополнительного источника напряжения смещения и поскольку стабилизация определяется технологическими параметрами, которые коррелируются по технологической зависимости.

Первый вариант реализации стабилизатора тока в соответствии с изобретением может дополнительно отличаться тем, что указанные средства содержат соединение между электродами затвора первого и второго транзисторов и по меньшей мере третий полевой транзистор второго типа проводимости, электрод затвора которого соединен с электродом стока и канал которого включен между электродом истока первого транзистора и первой общей точкой.

Второй вариант осуществления стабилизатора тока в соответствии с изобретением может дополнительно отличаться тем, что указанное средство содержит усилитель повторителя напряжения, вход которого соединен с электродом затвора второго транзистора и выход которого, на котором фиксированная часть напряжения на входе указанного усилителя подключена к электроду затвора первого транзистора.

Третий вариант осуществления стабилизатора тока в соответствии с изобретением может дополнительно отличаться тем, что указанные средства содержат усилитель повторителя напряжения, вход которого соединен с электродом затвора первого транзистора, а выход — на напряжение, подаваемое на вход, оказывается усиленным с фиксированным коэффициентом, подключен к электроду затвора второго транзистора.

Далее изобретение будет описано более подробно со ссылкой на чертеж, на котором:

РИС. 1 представлен стабилизатор тока с полевым транзистором, как известно, в биполярном исполнении,

РИС. 2 представляет собой схему, иллюстрирующую работу схемы по фиг. 1,

РИС. 3 показан первый вариант стабилизатора в соответствии с изобретением

.

РИС. 4 представляет собой схему, иллюстрирующую работу схемы по фиг. 3,

РИС.5 показан второй вариант стабилизатора в соответствии с изобретением

.

РИС. 6 представляет собой усовершенствование стабилизатора по фиг. 3,

РИС. 7 представляет собой усовершенствование стабилизатора по фиг. 6 по импедансу стабилизации,

РИС. 8 показан третий вариант стабилизатора в соответствии с изобретением, а

РИС. 9 — вариант стабилизатора по фиг. 8.

РИС. 1 — вариант стабилизатора тока на полевых транзисторах, который часто используется в биполярном исполнении.Он содержит токовое зеркало на p-канальных транзисторах 4 и 5. Это токовое зеркало сопряжено с токовым зеркалом на n-канальных транзисторах 1 и 2, причем токовое зеркало выполнено нелинейным за счет включения резистора R в цепь. исток транзистора 1.

РИС. 2 представлены токи I 1 и I 2 , протекающие по путям тока, образованным последовательным соединением каналов транзисторов 1 и 4 и последовательным соединением каналов транзисторов 2 и 5 соответственно, в зависимости от напряжения затвор-исток Vgs транзистора 2.Транзисторы 1 и 2 включены при Vgs=V T , что является пороговым напряжением используемых n-канальных транзисторов 1 и 2. Ток I 1 как функция Vgs вначале изменяется более плавно из-за наличия резистора R. Подбирая β, которое представляет собой отношение ширины и длины канала полевого транзистора, транзистора 1 должно быть больше, чем β. транзистора 2 два тока пересекутся в точке А, где I.sub.1 = I 2 . Если токовое зеркало, состоящее из транзисторов 4 и 5, определяет соотношение I 1 =I 2 между токами, то схема стабилизируется в точке А. Если коэффициент β. транзистора равно транзистору 2, кривые не будут пересекаться. Точка стабилизации все еще может быть получена, если .beta. Транзистор 5 выбирается таким, чтобы он был в n раз больше, чем у транзистора 4, так что рабочая точка становится I 2 =nI 1 . Комбинация двух неравенств в .бета. также возможно.

Недостаток схемы на фиг. 1 — применение резистора R.

РИС. 3 показан вариант осуществления схемы в соответствии с изобретением, который идентичен показанному на фиг. 1, но в котором резистор R заменен n-канальным полевым транзистором с соединенными между собой электродами затвора и электрода стока.

РИС. 4 представляет токи I 1 и I 2 как функцию напряжения затвор-исток V gs2 транзистора 2.Ток I 2 начинает течь, когда V gs2 > V T , а ток I 1 для V gs2 > 2 V T . I 2 как функция V gs2 была выбрана так, чтобы иметь более постепенное изменение путем выбора упомянутого коэффициента β. транзисторов 1 и 3 больше, чем у транзистора 2 (транзисторы 1 и 3 не обязательно должны иметь одинаковые размеры канала!). Тогда токи I 1 и I 2 имеют точку пересечения A, которая является точкой стабилизации, если токовое зеркало, содержащее транзисторы 4 и 5, налагает неединичное отношение токов I.sub.1 и I.sub.2. В схеме на фиг. 3, аналогично схеме на фиг. 1, можно также выбрать равными β транзисторов 1, 2 и 3, чтобы функции I 1 и I 2 не пересекались на диаграмме фиг. 4. Тогда стабилизация возможна, если транзистор 5 имеет β. что в n раз больше, чем у транзистора 4, так что схема стабилизируется при I 1 =nI 2 . Также в этом случае может использоваться комбинация двух возможностей.

РИС.5 представляет вариант схемы фиг. 3. В этой схеме электроды затворов транзисторов 1 и 2 не соединены между собой, а подключены к инвертирующему и неинвертирующему входам дифференциального усилителя 11, выход которого подключен к электродам затворов транзисторов 4 и 5. электроды затвора и стока транзистора 5 при этом не соединяются между собой. Схема на фиг. 5, дополнительные функции аналогичны показанным на фиг. 3, потому что усилитель 11, управляя электродами затворов транзисторов 4 и 5, регулирует токи I.sub.1 и I 2 так, чтобы напряжения на затворных электродах транзисторов 1 и 2 были равны.

В качестве иллюстрации дополнительный транзистор 9, электрод затвора которого соединен с электродом стока, включен между транзистором 3 и общей точкой 7 в схеме на фиг. 5. Это почти не меняет работу схемы. На схеме фиг. 4 это привело бы к тому, что нулевая точка кривой I 1 находилась бы при напряжении V gs2 = 3 В T .

Улучшение стабилизированного тока по отношению к независимости от напряжения питания может быть достигнуто путем применения к токовому зеркалу, состоящему из транзисторов 4 и 5, того же шага, что и к токовому зеркалу, состоящему из транзисторов 1 и 2.Это было сделано в схеме на фиг. 6, аналогичный показанному на фиг. 3, но в котором между электродом истока транзистора 5 и общей точкой 8 включен p-канальный транзистор 6 с соединенными между собой электродами затвора и стока.

Возможны многие модификации и усовершенствования стабилизатора тока в соответствии с изобретением, аналогичные часто используемым в биполярном варианте схемы на фиг. 1. Фиг. 7 в качестве примера показана схема фиг.6, в котором для увеличения импеданса стабилизатора тока p-канальный транзистор 9 и n-канальный транзистор 10 соответственно соединены каскадом с транзисторами 4 и 2 соответственно. Соединение между электродом затвора и электродом стока транзисторов 1 и 5 в этом случае опускается, а для транзисторов 2 и 4 выполняется такое соединение.

Принцип работы схем в соответствии с изобретением всегда заключается в том, что транзистор 1 включен в цепь тока для I.sub.1, получает в качестве напряжения затвор-исток определенную долю (половину для схем на фиг. 3, 6 и 7 и одну треть для схемы на фиг. 5) напряжения затвор-исток транзистора 2 в путь тока для тока I 2 , так что характеристики V gs2 -I (см. фиг. 4) будут иметь разные нулевые точки, если они связаны с Vgs одного из двух транзисторов, и это путем определения размеров транзисторы 1 и 2 и/или 4 и 5 по-разному получают точку стабилизации.

Этот принцип согласно изобретению, заключающийся в том, что транзистор 1 получает часть напряжения затвор-исток транзистора 2, реализован в схемах на фиг.3, 5, 6 и 7, путем включения одного или нескольких подобных транзисторов со взаимосвязанными цепями стока и затвора в цепь истока транзистора 1, но в равной степени может быть достигнуто путем измерения напряжения затвор-исток транзистора 2 и подачи части его на затвор транзистора 1, исток которого подключается непосредственно к истоку транзистора 2 или, наоборот, путем измерения напряжения затвор-исток транзистора 1 и подачи этого напряжения, усиленного с фиксированным коэффициентом, на электрод затвора транзистора 2 .ФИГ. 8 и 9 показывают примеры этого.

Схема на фиг. 8 содержит усилитель 20, который измеряет напряжение исток-затвор транзистора 2 и подает его, ослабленное с коэффициентом k, на электрод затвора транзистора 1. Чтобы гарантировать, что ток стока транзистора 1 в данном примере не ток к выходу усилителя 20, что было бы в случае, если бы его электрод затвора был соединен с его электродом стока, электрод затвора транзистора 1 не соединен с электродом стока.Вместо этого электрод затвора транзистора 2 подключен к электроду стока транзистора 2. Для сохранения низкоомного тока комбинации, включающей транзисторы 1 и 2, на стороне транзистора 1, что необходимо по причинам стабильности, потому что в стабилизаторе типа фиг. 1, и в соответствии с изобретением входная цепь токового зеркала, включающая транзисторы 4 и 5, должна быть образована схемой стока транзистора 5, а входная цепь комбинации транзисторов 1 и 2 должна быть образована схемой стока транзистора 5. транзистор 1, транзистор 10 был включен в соответствии с модификацией, показанной на фиг.7.

Напряжение затвор-исток транзистора 2 подается на n-канальный транзистор 12, который, таким образом, пропускает тот же самый ток или ток, который находится в фиксированной зависимости от него. Ток стока n-канального транзистора 15 «отражается» на электрод стока транзистора 12 через токовое зеркало, содержащее p-канальные транзисторы 13 и 14. Электрод затвора p-канального транзистора 16, который управляет затвором транзистор 15 через резистивный делитель, содержащий резисторы 17 и 18, подключен к электроду стока указанного транзистора 12.Таким образом, транзистор 15 будет иметь такой же ток стока, что и транзистор 12, так что транзистор 15 будет иметь тот же ток стока, что и транзистор 2. Следовательно, напряжение затвор-исток транзистора 15 равно напряжению транзистора 2. Доля его, определяемое резистивным делителем, содержащим резисторы 17 и 18, составляет напряжение истока затвора для транзистора 1, так что стабилизация осуществляется так же, как в стабилизаторах на фиг. 3, 5, 6 и 7. Усилитель 20 подключен между клеммами источника питания +V.sub.DD и -V.sub.SS.

Поскольку исток транзистора 2 соединен с электродом транзистора 12, а также с электродами транзисторов 15 и 1, точка 7 также подключена к клемме источника питания -V SS . Таким образом, в точке 7 имеется стабилизированный ток (если только резисторы 17 и 18 не имеют такого большого сопротивления, что ток истока транзистора 16 пренебрежимо мал по отношению к суммарному току истока транзисторов 12, 15, 1 и 2, который суммарный ток истока кратно току истоков транзисторов 1 и 2).В точке 8 доступен стабилизированный ток. Точка 8 также может быть соединена с положительной клеммой питания +VDD. Тогда доступен стабилизированный ток, например, как показано пунктиром на фиг. 8, путем «отражения» тока, протекающего в транзисторах 4 и 5, с помощью p-канального транзистора 21 или путем «отражения» тока, протекающего в транзисторе 2 (или, в зависимости от случая, 1), с помощью n-канального транзистора 22. Это способ соединения стабилизированного тока, конечно, также может быть использован в других вариантах осуществления.

РИС. 9 показан вариант схемы фиг. 8 измеряется напряжение на транзисторе 1, электроды затвора и истока которого соединены между собой, и, усиленное с фиксированным коэффициентом, подается на электроды затвор-исток транзистора 2. Просто в качестве иллюстрации усилитель 20 показан немного изменен. Вместо p-канального транзистора 16 используется n-канальный транзистор 19, электрод затвора которого соединен с электродами стока транзисторов 15 и 13. Вход токового зеркала, состоящего из транзисторов 13 и 14, перенесен на транзистор 14 посредством соединяя электрод затвора с электродом истока.Поскольку транзистор 19 управляет электродом затвора транзистора 15, достигается то, что и в этом случае напряжение затвор-исток транзистора 15 равно напряжению транзистора 12. Электрод затвора транзистора 12 соединен с электродом затвора транзистора 12. транзистор 1, так что транзистор 15 имеет то же напряжение затвор-исток, что и транзистор 1. Поскольку транзистор 19 управляет электродом затвора транзистора 15 через делитель напряжения 17, 18, напряжение на электроде истока транзистора 19 является постоянным коэффициентом, определяемым соотношением резисторов 17 и 18 выше, чем напряжение затвор-исток транзистора 15 и, следовательно, чем у транзистора 1.Это более высокое напряжение подается на электрод затвора транзистора 2, и стабилизатор работает аналогично стабилизатору на фиг. 8.

Следует отметить, что в схеме на фиг. 1 использование резистора R было отмечено как недостаток. Однако использование резисторов 17 и 18 не является недостатком. Указанные резисторы практически не дают никакого разброса, поскольку значение имеют не абсолютные значения, а отношение номиналов указанных резисторов. Кроме того, их значения могут быть выбраны независимо от желаемого значения стабилизированного тока, т.е.е. таким образом, чтобы их было удобно интегрировать по своим размерам. Дополнительным преимуществом схем на фиг. 8 и 9 заключается в том, что для приложений, где требуется очень точное значение стабилизированного тока, это может быть достигнуто путем подстройки резисторов делителя напряжения, например, с помощью лазера.

Очевидно, что различные схемы также могут быть инвертированы в зависимости от их типов проводимости, например, путем использования n-канальных транзисторов для транзисторов 4 и 5 и p-канальных транзисторов для транзисторов 1, 2 и 3 в схема на фиг.3, с учетом направления тока и полярности напряжения.

Патент США на стабилизатор тока, включающий улучшенные полевые транзисторы. Патент (Патент № 4,399,375, выдан 16 августа 1983 г.)

Изобретение относится к стабилизатору тока, содержащему усовершенствованные полевые транзисторы, в которых первый и второй параллельные пути тока связаны друг с другом по току через первую и вторую цепи связи по току, которые определяют различное соотношение между токами в первого и второго токовых путей, и с одной общей точкой (величиной), не равной нулю, при которой стабилизируются токи в первом и втором токовых путях.

Такие схемы широко используются в биполярных версиях (см. в том числе ДТ-ОС № 21 57 756). Тогда первая схема связи по току представляет собой токовое зеркало, определяющее линейную зависимость между токами в первой и второй цепях тока, а вторая схема связи по току представляет собой токовое зеркало с резистором, включенным в эмиттерную цепь одного из транзисторов токовое зеркало для обеспечения вырождения, чтобы получить нелинейную зависимость между токами в двух токовых путях.

Стабилизаторы тока также часто требуются в интегральных схемах, оснащенных полевыми транзисторами. Использование транзисторов типа обеднения не представляет проблемы, поскольку полевой транзистор типа обеднения может работать как источник тока посредством соединения между электродом затвора и электродом истока. Однако это невозможно при использовании полевых транзисторов усиливающего типа.

Возможно и известно само по себе «перевод» указанного биполярного стабилизатора в вариант с полевыми транзисторами путем замены транзисторов полевыми транзисторами.Однако использование указанного резистора в этом случае менее привлекательно, поскольку ток, при котором стабилизируется цепь, имеет квадратичную зависимость от значения указанного резистора, так что стабилизатор очень чувствителен к изменениям разброса значений сопротивления и т.п. резистор обычно занимает много места в интегральной схеме. Этих проблем можно избежать, заменив упомянутый резистор полевым транзистором (улучшенного типа), работающим как резистор, но это просто сдвинет проблему, потому что тогда электрод затвора этого полевого транзистора должен быть смещен с помощью резистора. стабильный источник напряжения, что опять же требует стабилизатора напряжения, который также может быть подвержен разбросу.

Целью изобретения является создание схемы типа, упомянутого в преамбуле, которая требует минимального расширения и может быть просто реализована без использования резистора в качестве стабилизирующего элемента. Для этого изобретение отличается тем, что первая схема токовой связи содержит полевые транзисторы с проводимостью первого типа, а вторая схема связи по току содержит первый полевой транзистор со вторым типом проводимости, противоположным первому. , канал которого включен в первый токовый тракт, и второй полевой транзистор второго типа проводимости, канал которого включен во второй токовый тракт, у которого первый и второй полевые транзисторы электроды истока подключены к первой общей вывод, стабилизатор тока содержит средство для определения по существу постоянной разности между напряжением затвор-исток первого полевого транзистора и напряжением затвор-исток второго полевого транзистора.

Стабилизатор в соответствии с изобретением не создает указанных проблем, поскольку исключается использование резистора в качестве стабилизирующего элемента.

Принцип схемы в соответствии с изобретением заключается в том, что разница между напряжением затвор-исток одного транзистора и напряжением затвор-исток другого транзистора практически постоянна, так что вольтамперные характеристики, если они относятся к напряжение исток-затвор первого или второго транзистора будет иметь другую нулевую точку, и благодаря разным размерам первого и второго транзисторов и/или транзистора первой схемы связи по току достигается точка стабилизации.

Изобретение может быть дополнительно охарактеризовано тем, что указанные средства содержат биполярный полупроводниковый переход.

Предпочтительный вариант реализации такого стабилизатора тока дополнительно отличается тем, что биполярный полупроводниковый переход представляет собой переход база-эмиттер биполярного транзистора, базовый электрод которого соединен с электродом затвора второго полевого транзистора, а эмиттерный электрод подключен к электроду затвора первого полевого транзистора и к источнику тока смещения, при этом электрод затвора второго транзистора соединен с электродом стока первого транзистора в рекуперативном смысле.

В этом отношении выгодно, чтобы источником тока смещения был третий полевой транзистор второго типа проводимости, выполненный в виде токового зеркала вместе с транзистором стабилизатора тока.

Кроме того, этот вариант осуществления отличается тем, что электрод затвора третьего полевого транзистора соединен с электродом затвора второго полевого транзистора, электрод истока с электродом истока указанного второго полевого транзистора, а электрод стока электрод к эмиттерному электроду биполярного транзистора.

Такой стабилизатор тока, в котором первая цепь связи по току представляет собой устройство токового зеркала, может дополнительно отличаться тем, что входная цепь указанного устройства токового зеркала включена в стоковую цепь первого транзистора, а выходная цепь в стоковую схемы второго транзистора, что электрод затвора четвертого транзистора первого типа проводимости подключен к точке между выходной цепью токового зеркала и цепью стока второго транзистора.Цепь стока четвертого транзистора через канал пятого транзистора второго типа проводимости подключена к выводу питания, при этом пятый транзистор совместно с третьим транзистором и шестым транзистором выполнен в виде токового зеркала и составляет входную цепь этого токового зеркала, причем электрод стока шестого транзистора соединен с первым общим выводом, а электрод стока третьего транзистора — с эмиттером биполярного транзистора.

В этом отношении выгодно, чтобы коллекторный электрод биполярного транзистора был подключен непосредственно к клемме источника питания.

Таким образом, биполярный транзистор можно просто реализовать в интегральной схеме с полевыми транзисторами. Для этой цели стабилизатор тока дополнительно отличается тем, что полевые транзисторы выполнены в полупроводниковом слое первого типа, нанесенном на подложку второго типа, путем формирования в указанном слое диффузоров истока и стока второго типа. упомянутого первого типа, и что биполярный транзистор образован диффузией, которая должна быть сформирована в изолированной части упомянутого слоя первого типа, упомянутая диффузия второго типа образует эмиттер упомянутого биполярного транзистора, упомянутая изолированная часть слоя первого типа, составляющего основу, и подложку, составляющую коллектор.

Далее изобретение будет описано более подробно со ссылкой на чертеж, на котором:

РИС. 1 представлен известный стабилизатор тока на полевом транзисторе,

РИС. 2 показана схема, иллюстрирующая работу схемы, показанной на фиг. 1,

РИС. 3 — принципиальная схема стабилизатора тока в соответствии с изобретением

.

РИС. 4 представляет собой схему, иллюстрирующую работу схемы по фиг. 3,

РИС.5 представляет первый вариант схемы в соответствии с изобретением,

РИС. 6 представляет второй вариант осуществления схемы в соответствии с изобретением, а

РИС. 7 представляет собой вид в разрезе части интегральной схемы с полевыми транзисторами, иллюстрирующий, как биполярный транзистор реализован в такой интегральной схеме.

РИС. 1 показан вариант стабилизатора тока на полевых транзисторах, который часто используется в биполярном исполнении.Он содержит токовое зеркало с p-канальными транзисторами 4 и 5, которое соединено с токовым зеркалом, состоящим из n-канальных транзисторов 1 и 2, нелинейность которого обеспечивается включением резистора R в цепь истока транзистор 1.

РИС. 2 представляет токи I 1 и I 2 , протекающие по путям тока, образованным последовательным соединением каналов транзисторов 1 и 4 и последовательным соединением каналов транзисторов 2 и 5 соответственно, как функция напряжения затвор-исток Vgs.sub.2 транзистора 2. Транзисторы 1 и 2 включены, когда Vgs 2 =V T , что является пороговым напряжением используемых n-канальных транзисторов 1 и 2. Ток I 1 как функция Vgs сначала изменяется более плавно благодаря наличию резистора R. Подбирая β, которая представляет собой константу, пропорциональную отношению ширины и длины канала полевого транзистора, транзистора 1 должно быть больше, чем β. транзистора 2 две кривые пересекутся в точке А, где I.sub.1 = I 2 . Если токовое зеркало, содержащее транзисторы 4 и 5, определяет указанное соотношение I 1 =I 2 между этими токами, то схема стабилизируется в точке А. Если коэффициент β. транзистора 1 и транзистора 2 кривые не будут пересекаться. Однако точку стабилизации все же можно получить, если β. транзистора 5 делают в n раз больше, чем у транзистора 4, так что рабочая точка становится I 2 =nI 1 . Комбинация двух неравенств в .бета. также возможно.

Недостаток схемы на фиг. 1 — применение резистора R.

РИС. 3 показан вариант осуществления схемы по фиг. 1, в котором резистор R заменен источником 3 постоянного напряжения V0.

РИС. 4 представляет токи I 1 и I 2 как функцию напряжения затвор-исток Vgs 2 транзистора 2. Ток I 2 будет протекать при Vgs 2 >V T и ток I 1 для V gs2 >V T +V.суб.О. I 2 как функцию V gs2 выбирают для более плавного изменения путем выбора упомянутого коэффициента β. транзистора 1 должно быть больше, чем у транзистора 2. Кривые I 1 и I 2 затем пересекаются в точке A, которая является точкой стабилизации, если токовое зеркало, состоящее из транзисторов 4 и 5, налагает единичное отношение на токи I 1 и I 2 . В схеме на фиг. 3, аналогично схеме на фиг. 1, можно выбрать равные β транзисторов 1 и 2, чтобы функции I.sub.1 и I 2 на схеме фиг. 4 не пересекаются. Тогда стабилизация возможна, если транзистор 5 имеет β. что в n раз больше, чем у транзистора 4, так что схема стабилизируется при I 1 =nI 2 . Опять же можно использовать комбинацию двух возможностей.

Источник напряжения 3 может быть просто образован диодом. Тогда напряжение V O соответствует напряжению V d на диоде при стабилизированном значении тока I 1 , причем напряжение V .d в этом случае является по существу постоянным вблизи точки стабилизации A (см. фиг. 4). При очень малых токах напряжение V d уменьшается, что на диаграмме, представленной на этом рисунке, означает коррекцию кривой тока I 1 в соответствии со штриховой линией. На практике такой источник напряжения в сочетании с полевыми транзисторами можно рассматривать как источник постоянного напряжения, поскольку даже при сравнительно малых токах напряжение на диоде почти не зависит от тока по сравнению с зависимостью тока (I.п.1) от напряжения исток-затвор полевого транзистора (1).

Вместо источника постоянного напряжения в истоковой цепи транзистора 1 источник напряжения может быть также включен между электродами затворов транзисторов 1 и 2. Если для этого используется переход база-эмиттер транзистора, это позволяет смещать упомянутый переход от источника тока, так что упомянутая слабая зависимость от тока отсутствует. Поскольку на практике указанная зависимость не представляет проблем и поскольку сам стабилизатор обеспечивает постоянный ток, это можно использовать, получая смещение для биполярного транзистора от самого стабилизатора.Получая указанный ток от транзистора 2, т.е. заставляя его следовать за током I 2 , пунктирная коррекция на фиг. 4, становится еще меньше, потому что сразу после запуска устройства стабилизации тока напряжение на переходе база-эмиттер упомянутого транзистора быстро увеличивается до довольно постоянного значения.

РИС. 5 показан первый вариант выполненного таким образом стабилизатора тока. По сравнению со схемой на фиг. 3 источник напряжения 3, включенный в истоковую цепь транзистора 1 на фиг.3, заменен биполярным транзистором 9, базовый электрод которого подключен к электроду затвора транзистора 2, эмиттерный электрод которого подключен к электроду затвора транзистора 1, а электрод коллектора подключен к положительному выводу источника питания + В ДД. В качестве источника эмиттерного тока для биполярного транзистора 8 используется n-канальный полевой транзистор 6, электроды истока и затвора которого соединены соответственно с электродами истока и затвора транзистора 2, так что он вместе с транзистором 2 работает как текущее зеркало для текущего I.под.2. Электрод стока транзистора 1 соединен с электродом затвора транзистора 2, а не с электродом затвора транзистора 1, что в принципе также возможно, для того чтобы биполярный транзистор 9 мог получать ток базы из тока стока транзистора 1. транзистора 1. Если электрод затвора транзистора 1 был соединен с электродом стока того же транзистора, это должно осуществляться, например, через истоковый повторитель, чтобы гарантировать, что ток эмиттера транзистора 9 не смешивается с током стока. Я.под.1 транзистора 1 и должны быть предприняты шаги для обеспечения транзистора 9 током базы. Кроме того, работа идентична схеме на фиг. 3, где V O — напряжение база-эмиттер биполярного транзистора 9. Преимущество подключения коллектора транзистора 9 к положительному напряжению питания состоит в том, что в интегральной схеме, в которой каналы n- канальные полевые транзисторы выполнены в p-слое на n-канальной подложке, которая подключена к положительному напряжению питания V.sub.DD, биполярный транзистор 9 может быть получен очень просто путем формирования исходной диффузии n-типа в p-слое, так что упомянутый p-слой функционирует как база, упомянутая диффузия n-типа как эмиттер, а подложка как коллектор, который, таким образом, автоматически подключается к положительному напряжению питания. Таким образом, реализовать вертикальный npn-транзистор в интегральной схеме с полевыми транзисторами очень просто.

РИС. 6 показана модификация схемы по фиг. 5, в котором транзистор 6 источника эмиттерного тока соединен не с общим выводом 7 своим истоковым электродом, а с заземляющим выводом, при этом электрод затвора соединен с электродом затвора транзистора 11.В данном примере точка 8 соединена с положительным напряжением питания +VDD. Общие электроды затворов транзисторов 4 и 5 соединены не с электродом стока транзистора 5, а с электродом стока транзистора 4. Вместо того, чтобы управлять транзисторами 4 и 5 током стока транзистора 2, электрод стока транзистора 5 подключен к электроду затвора p-канального транзистора 10, электрод истока которого подключен к положительному напряжению питания VDD, а электрод стока подключен к электроду стока и электроду затвора транзистора 11, который вместе с транзистором 6 подает эмиттерный ток для транзистора 9, а транзистор 12 выполнен в виде токового зеркала.Электрод стока транзистора 12 подключен к выводу 7.

Схема работает следующим образом: если транзистор 2 потребляет ток, транзистор 10 включается, так что через транзистор 11 и транзистор 12 ток поступает на вывод 7, в результате чего транзистор 5 управляется через транзистор 1 и транзистор 4, поэтому что в конечном итоге транзисторы 2 и 5 пропускают ток I 2 (электрод затвора транзистора 10 не потребляет ток), а транзисторы 1 и 4 потребляют ток I.под.1, схема, стабилизирующая себя в точке А на характеристике в соответствии с фиг. 4, где V0 — напряжение база-эмиттер транзистора 9.

Для того, чтобы запустить схему — поскольку I 1 =I 2 =0 также является стабильной ситуацией — диод 13 с обратным смещением может быть включен между электродом затвора транзистора 11 и положительной клеммой питания. +V DD , при этом ток утечки указанного диода достаточно высок, чтобы гарантировать запуск схемы, чтобы она работала в желаемой стабильной точке.

В варианте осуществления по фиг. 6, стабилизированный ток I 1 или I 2 не может сниматься с выводов 7 и 8. Однако эти стабилизированные токи всегда можно вывести с помощью методов токовых зеркал — также в схемах на фиг. 3 и 5, например, подключением полевого транзистора электродом исток-затвор параллельно электроду исток-затвор транзистора 1, 2, 4 или 11.

РИС. 7 показана часть поперечного сечения интегральной схемы, иллюстрирующая, как биполярный транзистор 9 реализован в интегральной схеме с полевыми транзисторами, имеющими подложку 14 n-типа.На указанную подложку нанесен эпитаксиальный слой 15 p-типа, который разделен на отдельные области (15а, 15b) областями 16. В другом типе процесса вместо использования эпитаксиального слоя 15, области 15а и 15b также могут быть реализованы за счет формирования в подложке 14 глубоких диффузий p-типа («кармана»). -эффект транзистора получается в районе 15а. Электрод стока получают путем формирования диффузионного n-типа 17 с выводом 20, а электрод затвора — путем формирования электрода 19 на изолирующем промежуточном слое 23 между электродами стока и истока.Вертикальный npn-транзистор образован подложкой 14, областью 15b р-типа, снабженной выводом 22, и диффузионным 17 n-типа, снабженным выводом 21, которые в указанном порядке составляют коллектор , база и эмиттер npn-транзистора.

Как статический заряд влияет на напряжение переключения органических транзисторов

Схема сканирования SKPM

Органические полевые транзисторы (OFET) — это развивающаяся технология отображения и датчиков с более дешевой обработкой и меньшим энергопотреблением.Их пороговое напряжение (V T ), напряжение, при котором OFET явно «включен», должно быть точно настроено. Сканирующая микроскопия с зондом Кельвина (SKPM) дает профиль поверхностного напряжения по всему диапазону органического полевого транзистора (OFET), включая затвор, изолятор, полупроводник и электроды сток-исток до и после работы, который можно преобразовать в профиль плотности заряда. Результаты показывают очень различное поведение трех репрезентативных полимеров и указывают, какие материалы и интерфейсы стабилизируют заряд и предотвращают посторонний заряд во время работы.

Боковая геометрия транзистора количественно коррелировала статический заряд с изменениями порогового напряжения (VT) без нарушения материалов транзистора или интерфейсов, а также показала поразительные различия между различными полимерными материалами затвора. Это укажет на более эффективный выбор изолятора затвора для печатных транзисторов со стабилизированным, определенным VT и вдохновит на новые структуры материалов для других приложений.

Данные сканирования, показывающие относительные поверхностные потенциалы на цветовой шкале в зависимости от подачи и зарядки образца

AV T сдвиг в OFET обычно наблюдается во время нормальной работы устройства, явление, известное как напряжение смещения.Основным последствием этого явления является низкая производительность и, в конечном счете, выход из строя схемы, работа которой зависит от точно настроенных напряжений. Физическое происхождение этой нестабильности V T широко обсуждается в литературе, при этом признается, что преобладающим механизмом является захват заряда, но нет разногласий относительно того, были ли подвижные заряды захвачены в OSC или в диэлектрике. Это мотивирует картирование межфазных потенциалов в OFET для выявления статического заряда, захваченного в материале затвора, и, в конечном итоге, разработки новых структур материала, в которых можно контролировать этот захват.

OFET обычно изготавливаются из сложенных друг в друга пленок. Здесь мы сделали боковые OFET, чтобы можно было визуализировать различия в электрическом потенциале и плотности заряда. Мы использовали пентаценовый полупроводник и полистирол в качестве изолятора затвора. Материалы были поляризованы из-за напряжения смещения во время работы OFET или на этапе зарядки. Накопление заряда указывалось без изменения OFET как поверхностное напряжение с SKPM и коррелировало со сдвигом V T . Плотность заряда, рассчитанная по произведениям сдвига емкости-V T , согласуется с данными из SKPM и применением уравнения Пуассона.

Для сравнения, поли(2-трифторметилстирол) имел большую устойчивость к напряжению смещения, а поли(метилметакрилат) показал больший ток утечки. Таким образом, материалы на основе полистирола с большей вероятностью допускают проникновение заряда для преднамеренной настройки V T , в то время как фторированные полимеры создают более сильные барьеры для нежелательного улавливания статического заряда в диэлектриках. Эти базовые характеристики используются при разработке новых полимерных гетероструктур, в которых статический заряд может быть размещен именно там, где это необходимо для определенных функций, и не может вызвать нестабильность характеристик.

Родственные

Простой процесс создания безгистерезисных и полностью стабилизированных графеновых полевых транзисторов

Работа графеновых полевых транзисторов (GFET) с химическим осаждением из паровой фазы (CVD) очень чувствительна к факторам окружающей среды, таким как подложка, остатки полимера, условия окружающей среды и другие вещества, адсорбированные на поверхности графена, из-за их высокой плотности дефектов. . В результате CVD GFET часто демонстрируют большой гистерезис и нестабильность, зависящую от времени.Эти проблемы становятся основным препятствием на пути систематического изучения графеновых устройств. Мы сообщаем о простом процессе для решения этих проблем, который можно использовать для изготовления стабильных высокопроизводительных CVD GFET с симметричными вольт-амперными характеристиками ( I V ) и эффективной подвижностью носителей на расстоянии более 6000 см 2 V −1 с −1 . Этот процесс объединил несколько последовательных этапов процессов, включая предварительный отжиг в вакууме, нанесение пассивирующего слоя и окончательный отжиг в вакууме, и устранил ~ 50% источников заряда, в основном возникающих в результате реакций восстановления воды.

У вас есть доступ к этой статье

Подождите, пока мы загрузим ваш контент… Что-то пошло не так. Попробуй снова?

Полевой транзистор с расширенным затвором для определения кортизола, гормона стресса1c: ворота проходят через внешний электрически подключенный платиновый электрод, который должным образом функционализирован однослойным графеновым листом, украшенным выбранными аптамерами для обнаружения кортизола в пределах длины Дебая. Платиновый/графеновый электрод затем погружают в измерительный раствор, где стандартный электрод сравнения Ag/AgCl используется для электрического смещения затвора полевого МОП-транзистора через раствор. Были проведены эксперименты с эталонным буфером и растворами с различными известными концентрациями кортизола.После улавливания кортизола результирующие изменения тока стока MOSFET записываются и анализируются. Значительное преимущество этой предлагаемой конфигурации заключается в использовании чрезвычайно стабильного и воспроизводимого стандартного узла технологии CMOS 0,18 мкм для полевого транзистора в качестве преобразователя при отдельной функциональности расширенного электрода.

Эта конфигурация дает возможность получить полностью трехмерную сенсорную систему «лаборатория на кристалле» (рис. 1b внизу) с активным детектирующим элементом в BEOL, особым слоем Pt/графена/аптамера и электродом сравнения (e .g., другой электрод из фторированного металла/графена) в BEOL процесса CMOS. Такой 3D-чип совместим с недавно предложенной концепцией лаборатории на коже (LOS) 46 , подходящей для сбора и анализа концентраций биомаркеров в человеческом поте. Такая концептуальная система LOS (рис. 1c справа) включает в себя интегрированную микрожидкостную систему SU-8, которая позволяет тестируемой жидкости течь как по плоскому хлорированному электроду сравнения, так и по листу графена/аптамера.

Процесс переноса графена на рабочий электрод описан в подробных экспериментальных данных в дополнительном примечании 3.Во-первых, тонкий слой поли(метилметакрилата) наносится центрифугированием на выращенную графеновую пленку на медной подложке с последующим процессом запекания и травлением ростовой подложки 0,1 М раствором персульфата аммония. Всплывший полимер/графен несколько раз промывают деионизированной (ДИ) водой, а затем вылавливают на платиновый электрод (см. его конфигурацию в дополнительном примечании 2), действующий как расширенный затвор. На последнем этапе полимер растворяют в ацетоне и применяют промывку изопропанолом.После процесса переноса подготовленный электрод функционализируют аптамерами. На рис. 2d, e показаны полученные на сканирующем электронном микроскопе (СЭМ) изображения перенесенного графена на платину до и после функционализации аптамеров, подтверждающие однородность и чистоту перенесенного графена на платиновый электрод и функционализацию графена аптамерами. Кроме того, СЭМ подтверждают отсутствие дефектов и трещин на графене после процесса функционализации; видимые темные линии на рис.2г, д обозначают границу крупных зерен графена, образующихся в процессе его изготовления. Более темные участки изображения после функционализации связаны с иммобилизацией аптамеров.

Рис. 2: Этапы функционализации графенового электрода с помощью аптамеров и связанный с ними экспериментальный импеданс и визуализация.

a Схема технологического процесса с последовательными этапами функционализации графенового электрода. b Изображение оценочной наноразмерной толщины слоев функционализации. c Кривые EIS на разных этапах функционализации. d СЭМ-изображение голого перенесенного графена поверх платинового электрода. e СЭМ-изображение перенесенного графена после функционализации аптамерами. Как поясняется в дополнительном примечании 1, последовательность аптамера, использованная в этой работе, представляет собой 5′-амин-AG CAG CAC AGA GGT CAGATG CAA ACC ACA CCT GAG TGG TTAGCG TAT GTC ATT TAC GGACC-3′.

Функционализация и характеристика поверхности графенового электрода

Химия и различные этапы модификации электрода, а также последующее присоединение мишеней показаны на рис.2а. Для эффективной функционализации электрода в качестве линкерной молекулы между аптамерами и графеновым листом используется сложный эфир 1-пиренмасляной кислоты N -гидроксисукцинимида (PBSE) толщиной 0,75 нм. PBSE может прикрепляться к поверхности графена своими углеродными кольцами посредством взаимодействий π π . Кроме того, длина аминогруппы, которая добавляется к 5′-концу аптамера, чтобы он мог участвовать в реакции EDC (1-этил-3-(диметиламинопропил)карбодиимид)-NHS (N-гидроксисукцинимид) с PBSE, равно 0.91 нм. Таким образом, общее расстояние между аптамером и поверхностью графена составляет 1,66 нм (рис. 2б). Учитывая тот факт, что длина Дебая в физиологической солевой среде (1× PBS), разбавленном 0,1× PBS и 0,01× PBS составляет около 0,7, 2,4 и 7,4 нм соответственно 47 , длина Дебая в 0,05× PBS, которая мы использовали в качестве решения для измерения отклика датчика, должно быть между 2,4 и 7,4 нм. Таким образом, этот метод позволяет нам удерживать аптамеры-зонды вблизи проводящей поверхности и предотвращать превышение λ D , а аптамеры могут индуцировать свои отрицательные заряды на поверхности электрода с расширенным затвором.Окончательный модифицированный электрод электрически соединен с затвором длинного n-канального полевого МОП-транзистора, изготовленного по технологии CMOS 0,18 мкм.

Чтобы тщательно оценить влияние этапов функционализации, после каждого этапа на изготовленных структурах была проведена систематическая серия экспериментальных исследований, основанных на измерениях ЭИС, атомно-силовой микроскопии (АСМ) и рентгеновской фотоэлектронной спектроскопии (РФЭС). (см. экспериментальные подробности этих методов в дополнительных примечаниях 4, 5 и 6).На рисунке 2c показаны результаты EIS в виде графиков Найквиста для платино-графенового электрода до и после адсорбции PBSE, а также после последующей иммобилизации аптамеров на PBSE. Измерения проводились в 0,05× буферном растворе PBS, содержащем 5  мМ Fe 3+ /Fe 4+ . Сопротивление переносу заряда, R ct , извлечено из графика Найквиста как диаметр полукруга, наблюдаемого в диапазоне высоких частот. Этот параметр описывает резистивное поведение сопряженного платино-графенового электрода при контакте с раствором электролита.В целом значения R ct указывают на степень покрытия поверхности и затруднение переноса заряда на границе раздела электролит/электрод. Для нашего электрода значение R ct оголенного сопряженного платино-графенового электрода оценивается в 21 кОм. Это значение увеличивается до 31 кОм после адсорбции PBSE на поверхности графена. Более того, после иммобилизации аптамеров было измерено значение 39 кОм. Увеличение R ct ясно указывает на то, что покрытие поверхности увеличивается и приводит к более высокому затруднению поверхности на каждом этапе функционализации поверхности электрода.

Характеристики функционализированной поверхности электрода с расширенным затвором с помощью АСМ и РФЭС представлены на рис. 3. На рис. 3a–c показаны изображения предлагаемого электрода с помощью АСМ после каждого этапа функционализации. Как видно, после адсорбции PBSE и иммобилизации аптамеров шероховатость поверхности электрода уменьшается, что хорошо согласуется с другими аналогичными сообщениями об использовании аптамеров для функционализации электрода 48 . Формирование сплошного слоя ФБСЭ и иммобилизация монослоя аптамеров поверх графена вызывают значительное уменьшение шероховатости электрода.Перед адсорбцией PBSE поверхность графена имеет среднее значение шероховатости 59 нм, которое уменьшается до 39 нм после адсорбции PBSE поверх графена. Кроме того, после присоединения аптамера наблюдается уменьшение шероховатости примерно до 29 нм. Кроме того, для дальнейшего подтверждения структурной целостности функционализации ворот была выполнена XPS.

Рис. 3: АСМ 3D морфология платинового электрода и характеристика XPS.

a После переноса графена, b после связывания PBSE, c после функционализации аптамеров. d f Соответствующие графики XPS и подгонка для различной функционализации платинового электрода.

На рис. 3d–f представлены результаты XPS-анализа неизолированного электрода с однослойным графеновым листом и образцов обработанного графена. Характерный пик N1s при 401,6 эВ соответствует присутствию лигандов сложного эфира NHS PBSE, что полностью соответствует предыдущим отчетам 49 . Сдвиг энергии связывания пика 401,6 эВ после иммобилизации аптамеров на 0,8 эВ приписывается гомоолигонуклеотидам тимина, используемым в качестве моделируемых зондов.Кроме того, пик N1s, расположенный при 399,3 эВ, может быть отнесен к доле зондов, находящихся в контакте с подложкой.

Для дальнейшего подтверждения правильной иммобилизации аптамеров на поверхности графена была записана передаточная характеристика n -канального МОП-транзистора после иммобилизации аптамеров и воздействия кортизола на полностью функционализированный электрод (см. подробные экспериментальные данные и результаты, представленные в дополнительном примечании 8 и дополнительном рис.2). После того, как вышеупомянутая функционализация электрода была завершена, EG-FET использовали для определения различных концентраций кортизола в физиологическом буфере (буфер PBS 0,05×).

Измерение кортизола

Рабочий механизм предлагаемого датчика и его качественные характеристики описаны ниже. Наша гипотеза обнаружения заряда состоит в том, что отрицательно заряженные аптамеры приближаются к поверхности проводящего электрода в пределах длины Дебая из-за явления сворачивания, которое возникает из-за связывания кортизола с аптамерами.Это событие связывания заставляет нити сворачиваться и приближаться к поверхности 38 . Следовательно, поверхностный потенциал электрода ψ модулируется концентрацией кортизола в растворе. Из-за связи, существующей между пороговым напряжением В Тл и поверхностным потенциалом на границе между электролитом и чувствительной пленкой 50 , ψ, любое изменение концентрации кортизола, С, вызывает изменение В Т детектора EG-FET:

$$V_{{\mathrm{T}}\;({\mathrm{EGFET}})} = V_{{\mathrm{T}}\ ; ({\ mathrm {FET}})} — \ frac {{\ phi _ {\ mathrm {M}}}} {q} + E_ {{\ mathrm {REF}}} + \ chi ^ {{\ mathrm {Соль}}} — \psi (C)$$

(1)

где В TFET – пороговое напряжение MOSFET, ɸ M – работа выхода металлического затвора относительно вакуума, E REF – потенциал электрода сравнения, х золь — поверхностный дипольный потенциал буферного раствора.Таким образом, при подаче напряжения на внешний затвор поверхностный потенциал ψ модифицируется количеством отрицательных зарядов, индуцированных свернутыми аптамерами, что приводит к сдвигу вправо REF кривые n -канальный MOSFET.

Стоит отметить, что электрический диполь х золь на границе между металлическим затвором и электролитом и потенциал на двойном электрохимическом слое — это два явления, которые модулируют потенциал затвора на МОП.На значение х золь влияют различные микроскопические явления, такие как распределение зарядов в иммобилизованных химических частицах и ионная физическая сорбция и хемосорбционный обмен между модифицированным затвором и электролитом. В результате может измениться пороговое напряжение и, следовательно, ухудшиться чувствительность EG-FET 51 . Кроме того, чувствительное распознавание малых молекул в низких концентрациях с использованием датчиков FET может иметь особые проблемы, связанные с эффектами скрининга и размера.Чувствительное обнаружение малых молекул в низких концентрациях с помощью метода FET на основе углеродных нанотрубок или графена является сложной задачей из-за уменьшенного эффекта электрического поля небольшого размера и малого заряда аналита и еще более сложно для незаряженных аналитов 52 .

Чтобы проверить работу предлагаемой архитектуры устройства для определения кортизола и извлечь его чувствительность, была экспериментально исследована реакция датчика на различную концентрацию кортизола в буферном растворе (подробности экспериментальной установки см. в дополнительном примечании 7).С этой целью передаточные характеристики I D V GS преобразователя EG-FET при различных концентрациях кортизола в приготовленных буферных растворах в диапазоне от 1 нМ до 10 мкМ (соответствует биожидкости человека, такие как плазма и пот), систематически регистрировались при низком напряжении стока (100  мВ), что обеспечивает работу в линейной области. Цель состоит в том, чтобы достичь высокой чувствительности во всем диапазоне концентраций кортизола (более четырех порядков) с нижним пределом в диапазоне нМ.Таким образом, отклик датчика EG-FET был изучен в различных режимах заряда канала инверсии: (i) область слабой инверсии (где напряжение электрода сравнения ( В REF ) меньше, чем В T и ток задается диффузионным механизмом) и (ii) область сильной инверсии работы (когда V REF больше, чем V T и ток задается дрейфовым механизмом).

Хорошо известно, что модуляция проводимости датчиков на основе полевых транзисторов при связывании мишени коррелирует с концентрацией при фиксированных напряжениях на затворе и стоке.На рисунке 4а показано, что после инкубации различных концентраций кортизола кривые I DS V REF смещаются в правильном направлении по мере увеличения концентрации кортизола. Заметным достижением функционализации нашего датчика является то, что кривые I DS V REF демонстрируют незначительный гистерезис, обычно ниже 4  мВ (рис. 4b), и небольшую вариацию между повторными измерениями с тем же уровнем кортизола. концентрация.Выделение сдвигов напряжения осуществляется при постоянном токе как в подпороговом режиме работы ( В REF  <  В T ), так и в режиме сильной инверсии ( В REF  > 6) T ) в широком диапазоне концентраций кортизола, от 1 нМ до 10 мкМ. В дополнительном примечании 9 и на рис. S3 мы сообщаем данные о характеристиках датчика кортизола с более высоким разрешением в диапазоне низких концентраций, от 1 до 100 нМ, подтверждая тенденцию отклика датчика и извлеченную чувствительность.

Рис. 4: Экспериментальная электрическая проверка предложенного датчика кортизола и извлеченные значения чувствительности.

a I D V G передаточные характеристики датчика кортизола в полулогарифмической и линейной шкале для различных концентраций кортизола. b Изучение дрейфа и гистерезиса. c Чувствительность по напряжению, S V , для различных уровней тока в подпороговом и линейном режимах работы. d Экспериментальное трехмерное отображение извлеченной чувствительности по напряжению в зависимости от концентрации и тока стока (весь спектр экспериментов). e Сравнение текущей чувствительности в двух рабочих режимах, сплошные символы указывают на реальные данные, а пунктирные линии указывают ожидаемую текущую чувствительность на основе калиброванного моделирования. f Трехмерное отображение чувствительности по току, S I , для различных приложенных напряжений (все рабочие диапазоны) и концентрации аналита на основе калиброванного компактного моделирования с использованием унифицированной модели уравнения.(2). г Прогнозная модель тока стока (сплошная линия), основанная на уравнении (2) по сравнению с концентрацией кортизола по сравнению с точками данных (символами) при слабой ( V REF  = −0,2 V), умеренной ( V REF  = 0,1 V) и сильной инверсии ( V V V) REF  = 0,4 В). h Фотография кремниевой микросхемы CMOS 0,18 мкм, разработанной и использованной в данной работе; центральные площадки — это верхние контакты затвора датчиков FET.

Два типа чувствительности извлекаются для оценки добротности датчика: (i) чувствительность к напряжению, \(S_{\mathrm{V}} = \frac{{dV_{{\mathrm{REF}}} }}{{d {\ it {\ mathrm {log}}} _ {10} \ left ( {\ mathrm {Conc}} \ right)}} | _ {I _ {\ mathrm {D}} = {\ mathrm {const}}}\), что соответствует изменению приложенного эталонного напряжения для получения одного и того же тока стока для различной концентрации кортизола, и (ii) чувствительность к току, \(S_{\mathrm{I}} = 100\ ,x\frac{{{\Delta}I}}{{I_0}} = 100\,x\frac{{|I_i — I_0|}}{{I_0}}\), где I i значение тока при фиксированном напряжении затвора для заданной концентрации, а I 0 — ток при базовой более низкой концентрации.

В подпороговом режиме S V колеблется между 11,9 и 14,7 мВ/декада для различных уровней постоянного тока стока, при варьирует от 12,4 до 14,0 мВ/декаду. Наш датчик FET демонстрирует одинаковую чувствительность к напряжению для обоих рабочих режимов со стабильным значением S V и превосходной линейностью (рис. 4c – d) для обнаружения кортизола в течение 4 декад концентрации, демонстрируя полную сенсорную способность разработанного уловителя на основе аптамера. механизм.LOD датчика составляет 0,2 нМ. Величина LOD зависит от чувствительности датчика. Как обсуждалось ранее, чувствительность ограничена дополнительными явлениями, влияющими на х золь . Кроме того, сообщается, что поверхность графена имеет тенденцию притягивать некоторые биологические молекулы 53 . Поэтому для функционализации электрода используется высокая концентрация аптамера (100  мкМ), чтобы максимально плотно покрыть поверхность графена аптамерами и свести к минимуму свободные графеновые пространства и, следовательно, уменьшить любое неспецифическое присоединение молекул к поверхности. поверхность графена.Следует отметить, что слишком плотная популяция аптамеров на поверхности графена может ограничивать их свободный изгиб после прикрепления к кортизолу в результате нарушения пространства соседними аптамерами. Это явление создает компромисс и ограничивает чувствительность этого датчика и соответствующий уровень детализации.

Заметная разница в характеристиках датчика в двух режимах получена для S I из-за экспоненциальной зависимости между подпороговым током стока и пороговым напряжением в слабой инверсии по сравнению с сильной инверсией, где ток квазилинейно зависит от порогового напряжения.Эта разница четко показана на рис. 4e, где S I были оценены для двух разных регионов (с соответствующими планками погрешностей). Хотя относительное изменение тока достигает значений около 80% для самой высокой концентрации кортизола в подпороговом режиме, оно ограничивается примерно 20% в режиме сильной инверсии. Такая экспоненциальная зависимость в режиме слабой инверсии играет важную роль, учитывая относительные изменения тока для различных концентраций, открывая путь к более высокому разрешению датчика в этом режиме.{\frac{{ — V_{{\mathrm{DS}}}}}{{U_{\mathrm{T}}}}}} \right)$$

(2)

где \(\eta = \delta V_{{\mathrm{GS}}}/\delta \psi _{\mathrm{S}}\) — коэффициент корпуса транзистора (\(= 1 + C_{{\ mathrm{ox}}}/C_{{\mathrm{dep}}}\) > 1), U T  =  kT / q — тепловое напряжение, K n (\frac{W}{L}\mu _0C_{{\mathrm{ox}}}\), W / L — отношение ширины канала к длине, µ 0 — низкопольное подвижность, а C ox и C dep — оксидная емкость затвора и емкость истощения соответственно.Экспериментальные кривые I D V GS при заданной концентрации кортизола превосходно аппроксимируются этой моделью во всем рабочем диапазоне (см. Дополнительное примечание 10 и рис. S4a – b). Уравнение (2) уникально адаптировано для исследования датчика FET, поскольку оно отражает роль порогового напряжения, коэффициента тела и температуры в одном унифицированном уравнении, которое можно упростить до традиционных уравнений для режимов работы (см. Дополнительное примечание 10) , основанный в основном на физических параметрах.На рис. 4д сравниваются дискретные экспериментальные значения токовой чувствительности S I с единой моделью токовой чувствительности во всех режимах работы. На основании калиброванного уравнения (2) мы нанесли на карту S I для всего диапазона приложенных напряжений и концентраций аналита, как показано на рис. 4f. Этот основанный на физике калиброванный анализ очень полезен для выбора оптимального смещения сенсора для желаемой S I , чувствительности, а также для компромисса с наименьшим энергопотреблением или наименьшим отношением сигнал/шум, согласно к окончательному применению датчика.{\ frac {{ — V_ {{\ mathrm {DS}}}}} {{U _ {\ mathrm {T}}}}}) $ $

(3)

, где m — фактор неидеальности, который характеризует эффективность сенсора и потенциально может фиксировать специфические поверхностные явления ленгмюровской адсорбции, тогда как C ref — это самая низкая концентрация (1 нМ), исследованная в серии экспериментов, представленных на рис. 4а, принятый в качестве нормирующего эталона. Точность уравнения (2), справедливое во всех областях работы датчика, подтверждается на рис.4g с использованием массива полевых транзисторов изготовленного чип-датчика, показанного на рис. 4h. Точность полной модели дополнительно подтверждается на дополнительном рисунке S5. Это первое унифицированное аналитическое выражение, способное точно предсказать реакцию FET-сенсора на кортизол, аналитически зафиксировать характеристики сенсора и оптимизировать отношение сигнал/шум и энергопотребление.

Наконец, два других важных показателя качества предлагаемого датчика кортизола были изучены и описаны здесь: (i) селективность датчика, которая описывает специфичность датчика по отношению к мишени в присутствии мешающего соединения, и (ii) дрейф реакции, вызванный воздействием окружающей среды, с течением времени.Они оба имеют решающее значение для разработки точного датчика и для его использования для получения высококачественных надежных данных на практике. Селективность датчика по отношению к другим типам гормонов человека и эффект дрейфа описаны для изготовленного датчика в дополнительных примечаниях 11 и 12. Чтобы изучить селективность, мы исследовали влияние гормона тестостерона, другого гормона надпочечников со структурой, аналогичной кортизол и кортизон, форма кортизола, метаболизируемая в периферических тканях. Предлагаемый датчик подвергался воздействию различных контролируемых концентраций тестостерона в диапазоне биожидкостей человека и кортизона в диапазоне концентраций, аналогичных измерению кортизола.Затем передаточные характеристики EG-FET были записаны и представлены на дополнительном рисунке 6. Для кривых I DS -V REF не наблюдается значительной тенденции по мере увеличения концентрации тестостерона или кортизона, что подтверждает высокую селективность функционализации нашего аптамера. Кроме того, дрейф отклика сенсора исследовали путем погружения сенсора в инкубационный буфер на 30 мин три раза подряд и записи отклика сенсора.Процедура и результаты показаны в дополнительном примечании 12 и на рис. S7, показывая, что через 1,5 часа не наблюдалось значимой тенденции в тестах I DS V REF , что свидетельствует о том, что предложенный датчик кортизола основанный на функционализации аптамера, имеет очень стабильный, независимый от дрейфа ответ.

Полиэтилен высокой плотности — инертная добавка со стабилизирующим действием на органические полевые транзисторы

Опубликовано

Автор(ы)

Альберто Скаккабароцци, Джеймс Башам, Лиян Ю, Пол Уэсткотт, Веймин Чжан, Арам Амассиан, Иэн МакКаллох, Марио Кайрони, Дэвид Дж.Гундлах, Натали Стингелин

Аннотация

Технологии органической электроники привлекли значительный интерес за последние десятилетия и стали многообещающими альтернативами традиционным неорганическим платформам для конкретных приложений. Однако, чтобы в полной мере использовать разрекламированный потенциал пластиковой электроники, необходимо выполнить другие условия, помимо электронных функций, включая хорошую механическую стабильность, простоту обработки и высокую надежность устройства.Возможным методом преодоления этих проблем является использование смесей изоляционных и полупроводниковых полимеров, которые, как было показано, демонстрируют благоприятные реологические и механические свойства, обычно обеспечиваемые изолирующим компонентом, без негативного влияния на оптоэлектронные характеристики полупроводника. Здесь мы демонстрируем, что бинарные смеси, включающие полукристаллический полиэтилен высокой плотности (ПЭВП) в сочетании с органическими полупроводниками p-типа и n-типа, позволяют изготавливать органические тонкопленочные транзисторы со значительно улучшенной стабильностью устройства и, в некоторых сценариях, улучшенным устройством. представление.Мы наблюдаем, например, значительно меньшие наклоны подпорогового уровня и резкое снижение эффектов напряжения смещения в устройствах, изготовленных из производного полимера дикетопирролопиррола р-типа при смешивании с ПЭВП, а также значительно повышенную подвижность носителей заряда и срок годности в случае транзисторов, изготовленных из со смесями между HDPE и полимером n-типа поли[N,N0-бис(2-октилдодецил)-нафталин-1,4,5,8-бис(дикарбоксимид)2,6-диил]-альт-5,50- (2,20-битиофен)}, то есть P(NDI2OD-T2), также известный как N2200, по сравнению с чистым материалом, подчеркивая широкие, универсальные преимущества, которые может иметь смешивание полупроводниковых частиц с полукристаллическим товарным полимером.

Цитата

Журнал химии материалов C

Ключевые слова

органическая электроника, тонкопленочные транзисторы, полимеры

Цитата

Скаккабароцци, А. , Бэшем, Дж., Ю, Л. , Уэсткотт, П. , Чжан, В. , Амасян, А. , МакКаллох, И. , Кайрони, М. , Гундлах, Д. и Стингелин, Н. (2020), Полиэтилен высокой плотности — инертная добавка со стабилизирующим действием на органические полевые транзисторы, Journal of Materials Chemistry C, [онлайн], https://doi.org/10.1039/D0TC03173A, https://tsapps.nist.gov/ публикация/get_pdf.cfm?pub_id=930704 (По состоянию на 8 января 2022 г.)

Дополнительные форматы цитирования

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *