Фазовращатель схема на оу: Фазовращатель на оу схема

Содержание

Фазовращатель на оу схема

Схема устройства подавления акустической обратной связи показана на рисунке. Отклонения фазового смещения от 90е приводит к появлению низкочастотных биений и нежелательной окраске спектра звукового сигнала. Инвертированный и неинвертиро- ванный полупериоды звукового сигнала поочередно пропускаются через соответствующие ключи и складываются на ОУ DA1. Тактовая частота, смещенная на 90е, имеет свой перемно- житель, собранный нв ОУ DA1. Сигнал с выхода этого перемножителя также поступает нв вход ОУ DA1. Цепи R40C12 и R41C13 служат для развязки перемножителей.


Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам. ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: ФАЗОВРАЩАТЕЛИ и ЛИФТ КЛАПАНОВ. Рассмотрим VVT, VVT-i, CVVT, VTC, VANOS, VTEC, MIVEC и прочие

Фазовращатель. Усилитель переменного напряжения


Фильтры применяются для выделения постоянной составляющей в изменяющемся от времени сигнале. Фильтрация требуется, например, для выходного напряжения выпрямителей, выходного напряжения широтно-импульсного регулятора. Схема представлена на рис. ОУ работает в линейном режиме все свойства действуют. Исходные уравнения:.

Решение этого дифференциального уравнения ищется в виде экспоненты. Схема, обеспечивающая идеальный фазовый сдвиг, должна передавать сигнал, не изменяя его амплитуду, но сдвигая его фазу на определенный заданный угол. На выход фазовращателя подан синусоидальный сигнал U вх частотой 1 кГц и амплитудой 1 В. Сигнал на выходе U вых имеет ту же частоту и амплитуду, что и входной сигнал, но запаздывает относительно U вх на 90 o. Фазовый угол зависит только от R вх и С вх и от частоты F входного сигнала U вх.

Они связаны следующими соотношениями:. При изменении R вх от 1 до кОм изменяется приблизительно от до o. Таким образом, фазовращатель может сдвигать угол в диапазоне до o.

Если R вх и С вх в схеме поменять местами, то фазовый угол будет положительный. Логарифмические и антилогарифмические схемы используются для выполнения аналогового умножения и деления, сжатие сигнала и отыскание значений логарифмов и показательных функций. Для получения логарифмической характеристики усилителя необходимо иметь устройство с логарифмической характеристикой и включать его в цепь обратной связи. Устройство, обладающее такой характеристикой.

Является полупроводниковый p-n переход. Как диод так и транзистор можно использовать для получения логарифмической зависимости. Из уравнения , получим. Напряжение мВ при 25 о С. U вых достигает в близи 0. Если необходимо иметь большее значение выходного напряжения, то его надо усилить. Логарифмический усилитель в зависимости от типа диода будет иметь логарифмическую характеристику при изменении входного тока в пределах трех декад. Логарифмический усилитель имеет выходное напряжение только одной полярности, которая определяется направлением включения диода.

Для получения большого диапазона входного напряжения можно использовать в качестве логарифмического элемента в цепи ОС транзистор, включенный по схеме с ОБ. Выходное напряжение схемы будет отрицательно при положительном выходном напряжении. Благодаря потенциальному заземлению инвертирующего входа резистор R 1 преобразует напряжение U вх в ток. Этот ток протекает через транзистор Т 1 и создает на его эмиттере потенциал, который на величину падения напряжения U БЭ ниже потенциала земли.

Транзистор Т 2 служит для температурной компенсации. Источник тока, выполненный на ПТ Т 3 задает входной ток, служащий для установки выходного напряжения на ноль. Второй ОУ является не инвертирующим, его коэффициент усиления по напряжению должен быть приблизительно равен 16, для того чтобы напряжение на выходе изменялось в отношении -1,0 В на декаду входного тока.

В качестве Т 1 и Т 2 используется согласованная пара транзисторов. Такая схема обеспечивает точную логарифмическую зависимость выходного напряжения в пределах 7 или более декад от 1 нА до 10 нА при условии, что транзистор имеет небольшие токи утечки, а ОУ — малый входной ток смещения. Для получения хорошей характеристики при малых входных токов входной ОУ следует точно настроить на ноль сдвига. Конденсатор С 1 служит для частотной стабилизации при включении ОС, так как усиление по напряжению в контуре ОС определяет транзистор Т 1.

Диод Д 1 предотвращает пробой и разрушении перехода база — эмиттер Т 1 в случае появление отрицательного напряжения на входе, так как Т 1 не обеспечивает цепь ОС при положительном входном напряжении ОУ. Файловый архив студентов. Логин: Пароль: Забыли пароль? Email: Логин: Пароль: Принимаю пользовательское соглашение. FAQ Обратная связь Вопросы и предложения. Добавил: Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права?

Сообщите нам. Курс лекций по электронике. Скачиваний: Аналоговые микросхемы. Основные схемы включения оу. Вспомогательные схемы для триггеров. Активные фильтры Фильтры применяются для выделения постоянной составляющей в изменяющемся от времени сигнале. Фильтры первого порядка Схема представлена на рис. Фазовращатель Схема, обеспечивающая идеальный фазовый сдвиг, должна передавать сигнал, не изменяя его амплитуду, но сдвигая его фазу на определенный заданный угол.

Схема: Рис. В общем виде выражение для выходного напряжения схемы фазовращателя имеет вид. Логарифмические схемы Логарифмические и антилогарифмические схемы используются для выполнения аналогового умножения и деления, сжатие сигнала и отыскание значений логарифмов и показательных функций Схема логарифмического преобразователя и усилителя.


Лабораторная работа N2

Изначально у меня возникла затея включить расчёты элементов фазосдвигающих цепей в состав описания низкочастотных генераторов гармонических колебаний. Однако, шевельнув мозгами и вспомнив дела молодые всякие там лесли, флэнжеры, фэйзеры, фазовые формирователи SSB , решил не жмотиться, а разродиться отдельной передовицей, посвящённой непосредственно фазовращателю, как самостоятельной единице. Фазовращающими цепями или фазовращателями называются четырёхполюсники, обеспечивающие постоянный или регулируемый сдвиг по фазе между входным и выходным переменными напряжениями. Простейшие схемы фазовращателей представляют собой пассивные дифференцирующие или интегрирующие звенья, построенные на RC, или RL — цепях. Амплитудные и фазочастотные зависимости представленных схем приведены на Рис. Левые диаграммы соответствуют схемам б и в Рис. Как видно из диаграмм, представленным простейшим фазосдвигающим цепочкам присущ существенный недостаток — изменение коэффициента передачи К при изменении частоты входного сигнала.

на ОУ КУД2, у которого используется фазовращатель и Принципиальная схема такого квадрапреобразователя показана на.

Самодельный трансивер прямого преобразования

Трансиверы прямого преобразования ТПП отличаются простотой конструкции при достаточно хороших параметрах и издавна привлекали внимание радиолюбителей. В немалой степени этому способствовали статьи и книги известного конструктора и популяризатора техники прямого преобразования В. Полякова RA3AAE , особенно , ставшая настольной книгой и учебником для целых поколений радиолюбителей. Ранее журнал Радио уже публиковал несколько удачных конструкций однодиапазонных ТПП с фазовым подавлением зеркальной боковой полосы , построенных по традиционной, ставшей уже классической, схемотехнике на основе LC низкочастотных фазовращателей НЧФВ. Основными недостатками подобных решений можно отнести однодиапазонность, невысокое, по сегодняшним меркам, подавление зеркальной боковой полосы, трудоемкость намотки многовитковых катушек и настройки НЧФВ, подверженность магнитным наводкам, что представляло определенные трудности при повторении конструкции радиолюбителями, особенно начинающими. Особо хочется отметить ТПП на м , в котором ценой определенных компромиссов автору удалось убрать трудоемкие элементы и создать легко повторяемую конструкцию, что в немалой степени способствовало приобщению к радиолюбительской связи на КВ сотен начинающих радиолюбителей. Благодаря появлению в широкой продаже новых быстродействующих цифровых микросхем и качественных малошумящих ОУ появилась возможность реализовать новый подход в построении однополосных ТПП, используя в качестве смесителя цифровые коммутаторы и применив в остальной схеме хорошо отработанную схемотехнику функциональных узлов на ОУ. Предлагаемый Вашему вниманию вариант основной платы ТПП является логическим продолжением и реализацией этого подхода в построении однополосных ТПП, подробного описанного в. Автор ставил перед собой задачу сделать конструкцию на современной элементной базе, легко повторяемую в домашних условиях и не требующую каких либо сложных регулировочных и настроечных работ или парка измерительных приборов — достаточно обычного цифрового мультиметра, желательно с функцией измерения емкости. Для успешного повторения требуются только аккуратность и терпение.

Научный форум dxdy

Всего на сайте: тыс. Схема, обеспечивающая идеальный фазовый сдвиг, должна передавать сигнал, не изменяя его амплитуду, но сдвигая его фазу на определенный заданный угол. На выход фазовращателя подан синусоидальный сигнал U вх частотой 1 кГц и амплитудой 1 В. Сигнал на выходе U вых имеет ту же частоту и амплитуду, что и входной сигнал, но запаздывает относительно U вх на 90 o. Фазовый угол зависит только от R вх и С вх и от частоты F входного сигнала U вх.

Фазовращатель позволяет задать на определенной частоте необходимый фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями без изменения модуля функции передачи.

Регулируемый фазовращатель

Схема фазовращателя на 24 кГц P1, P2 — цифровые потенциометры, С3 и С4 — их паразитные емкости. Опера LM Схема не очень удачная, так как требовательна к выбору опера, иначе может возбуждаться. С LM вроде все нормально работает, до тех пор пока сигнал не привышает по амп.

Easyelectronics.ru

Фильтры применяются для выделения постоянной составляющей в изменяющемся от времени сигнале. Фильтрация требуется, например, для выходного напряжения выпрямителей, выходного напряжения широтно-импульсного регулятора. Схема представлена на рис. ОУ работает в линейном режиме все свойства действуют. Исходные уравнения:.

Регулируемый фазовращатель содержит конд-р 3, переменный резистор 4, операционный усилитель 5. На фиг.1 приведена электрическая функциональная схема регулируемого фазовращателя, на фиг,2 —.

Это элемент схемы, который изменяет фазу синусоидального сигнала без изменения его амплитуды в идеале. Работает по-разному, всё зависит от частоты. На сравнительно низких частотах фазовращатель можно сделать на операционном усилителе по вот такой схеме:.

ФФ первого порядка рис. ФФ первого порядка. На низких частотах конденсатор С практически не влияет на работу схемы, и она работает как повторитель с единичным коэффициентом передачи. На высоких частотах конденсатор С представляет собой короткое замыкание, и схема выполняет роль инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления Из этого следует, что для получения одинакового коэффициента передачи на низких и высоких частотах резисторы должны быть равными. Если резистор сделать переменным, схема превращается в регулируемый фазовращатель. Передаточная функция: Фазовый сдвиг при : Для получения плоской АЧХ с постоянным и не зависящим от частоты коэффициентом передачи резисторы и должны быть равными.

Недостаток : в зависимости от полярности напряжения на Rн оно подключается как бы параллельно к Rд1 и Rд2 и уменьшает их величину относительно общей точки, что в свою очередь приводит к уменьшению соответствующего напряжения питания и увеличению противоположного.

Получить такие сигналы нетрудно — нужно воспользоваться усилителем с общим эмиттером, коэффициент усиления которого равен — 1 рис. Напряжение покоя на коллекторе устанавливают равным вместо привычного значения. Это делается с уже известной нам целью получить симметричный выходной сигнал без срезов на любом из выходов. Напряжение на коллекторе может изменяться от до , а на эмиттере — от потенциала земли до. Обращаем ваше внимание на то, что для симметричного усиления выходы схемы следует нагружать одинаковыми или очень большими импедансами. Схема расщепления фазы с единичным коэффициентом усиления. Схема расщепления фазы с постоянной амплитудой.

Туполева 72 P. Булгаков, P. Гафуров, Д.


Что такое фазовращатель? Как работает? Где и для чего используется?

Это элемент схемы, который изменяет фазу синусоидального сигнала без изменения его амплитуды (в идеале). То есть если на входе есть сигнал Uвх = Asin(ωt+φ), то на выходе фазовращателя будет сигнал Uвых = Asin(ωt+φ’), где φ’ отличается от φ.

Работает по-разному, всё зависит от частоты. На сравнительно низких частотах фазовращатель можно сделать на операционном усилителе по вот такой схеме:

Не штука убедиться, что модуль коэффициента передачи такого звена равен 1 во всём диапазоне частот. Столь же очевидно, что на низких частотах ((ω << 1/RC), когда конденсатор С выступает как разры (и поэтому неинвертирующий вход ОУ заземлён), усилитель инвертирует сигнал, то есть сдвигает его фазу на -180 градусов, а на высоких частотах (ω >> 1/RC), когда конденсатор — это просто короткое замыкание, на оба входа поступает одинаковый сигнрал и усилитель работает как повторитель, то есть фазу вообще не меняет. Ну а в промежуточном диапазоне фаза постепенно меняется от -180 до 0.

На высоких частотах, сотни мегагерц и гигагерцы, где операционные усилители уже не работают (перестают быть операционными), применяют другие методы. Например, просто RC-звено, или какие-то схемы второго и более высоких порядков (когда используются не только конденсаторы, но и катушки индуктивности или трансформаторы). На совсем высоких, СВЧ, применяют ферритовые фазовращатели или линии задержки (микрополосковые или какие-то ещё), для которых сдвиг фазы определяется соотношением периода сигнала и времени задержки.

Любопытным приёмом может быть использование схемы фазовой автоподстройки частоты. В такой схеме не то чтоб «сигнал проходит, и его фаза меняется», а генерируется новый сигнал, фаза которого сдвинута относительно фазы входного опорного сигнала на некоторый угол, который можно менять.

Применение — ну, может быть самым разнообразным… Простпейшее применение — компенсация сдвига фазы, вызванная реактивностью линии передачи сигнала. Весьма полезна при передаче сигналов сложной формы (видеосигнал, к примеру). Может применяться для компенсации задержки распространения сигнала через какие-то элементы тракта. Одно изх самых эффективных и эффектных применений — это радиолокаторы с фазированной антенной решёткой. Ведь зачем нужна параболическая форма тарелки? Она нужна для того, чтобы плоский волновой фронт превратить в сферический с тем, чтоб он сошёлся в одной точке — фокусе антенны. Если рассматривать приходящий сигнал как совокупность лучей, каждый с одной и той же фазой, то для параболической антенны фаза собираемых в фокусе лучей будет одной и той же, что и даёт эффект увеличения амплитуды за счёт их интерференции. А теперь возьмём плоское зеркало, но такое, что каждый его элементик может отражать свой лучик с регулируемым фазовым сдвигом. Тогда не штука индивидуально подобрать этот фазоый сдвиг так, чтобы в некоторой точке у нас опять фаза отражённых от этой плоской структуры лучей была одной и той же, а значит — мы опять получим усиление сигнала за счёт интерференции. То есть по своим «антенным свойствам» такая структура ничем не хуже параболического зеркала.

Ну фишка тут в том, что для жёсткого параболического фокус там, где есть. И изменить диаграмму направленности можно только поворотом всей антенны. А вот для фазированной антенной решётки фокус там, где мы его сделаем. Положение фокальной точки определяется тем, на сколько сдвигается фаза отражённого сигнала в элементах такой решётки. Сдвиг фаз вот такой — фокус в одном месте. Распределение сдвига фаз другое — фокус в другом месте. Причём изменять фазовые сдвиги можно практически мгновенно, в какую-то вшивую долю секунды. Тем самым можно практически мгновенно перестраивать диаграмму направленности такой антенны. Более того, такая способность — мгновенная перестройка диаграммы направленности — позволяет одному радиолокатору вести одновременно вести несколько целей. Ведь время между посылкой зондирующего импульса и приходом отражённого от цели сигнала куда больше, чем время на перестройку диаграммы направленности, и это время, в общем-то, потерянное. Обычному радиолокатору с фиксированной диаграммой направленности в это время делать нечего, он тупо ждёт. Ну так хрена ли ждать просто так? Можно пока что ещё куда-то посветить. И поскольку когда цель обнаружена и расстояние до ней известно, как известно и направление на цель, то локатор совершенно точно знает, в какой момент куда надо направлять свою диаграмму, а в остальное время он может смотреть за другими целями.

Вот так и устроены радиолокаторы современных самолётов и локаторы систем противоракетной обороны, способные вести одновременно до шести целей.

Гнератор на ОУ | Авторская платформа Pandia.ru

Приборы помощники

экономичнО и просто

Промышленные и любительские транзисторные генераторы звуковой частоты обычно выполняются по схеме моста Вина с частотнозадающей RC-цепочкой, а амплитуда колебаний стабилизируется термистором или лампой накаливания. Такая система стабилизации требует от выходного каскада значительной дополнительной мощности и тщательной настройки режимов работы всех узлов ГЗ. Кроме того, для транзисторных генераторов требуются электролитические конденсаторы большой емкости (1000— 4000 мкФ) и дефицитный термистор.

От подобных недостатков свободен генератор звуковой частоты на операционных усилителях (сокращенно ОУ), поэтому его проще собрать и настроить.

Принципиальная схема генератора звуковой частоты представлена на рисунке 1. Прибор состоит из двухкаскадно-го фазовращателя (DAI, DA2), инвертора (DA3), усилителя стабилизации амплитуды колебаний (DA4), выходного каскада (DA5), частотомера (DA6, DA7) со стрелочным индикатором PF1, измерителя уровня выхода (DA8) с вольтметром PV1 и стабилизированного блока питания.

Фазовращатель на операционном усилителе создает фазовый сдвиг 90° для частоты f0 =1/2nRC, где R — сумма сопротивлений постоянного резистора R2 и переменных резисторов R3, R4. Причем с изменением фазы коэффициент передачи фазовращателя постоянно равен 1 во всем диапазоне частот. При одинаковых значениях емкостей конденсаторов С1—СЗ и С6— С8 и синхронном изменении сопротивлений сдвоенными переменными резисторами R3, R10 и R4, RU, фазовый сдвиг на выходе DA2 для частоты f0 составит 180°. Инвертор осуществляет дополнительный фазовый сдвиг на угол 180° для всех частот диапазона при коэффициенте усиления большем 1, и после прохождения цепи положительной обратной связи с выхода DA3 на вход DA1 сигнал получает общий фазовый сдвиг 360 °. На частоте квазирезонанса f0 возникают колебания синусоидальной формы.

Нужный поддиапазон частот выбирают переключателем SA1, а сдвоенными переменными резисторами R4, R11 («Грубо») и R3, R10 («Точно») плавно перестраивают частоту.

Каскад на DA4 усиливает уровень сигнала генератора до величины примерно 2 В, достаточной для управления стабилизатором амплитуды и последующей подачи сигнала на выходной каскад. В качестве стабилизатора служит полевой транзистор VT1, которым управляет напряжение, получаемое после детектирования сигнала диодом VD1.

С выхода DA4 электрические колебания через подстроечный резистор R25 и регулятор уровня R26 поступают на выходной каскад DA5, а затем на делитель напряжения R32—R36. Нужный предел выходного напряжения выбирают переключателем SA2 и подают на гнездо XS1.

С выхода DA4 сигнал направляют также на каскад DA6 усилителя-ограничителя, в цепь отрицательной обратной связи которого включены диоды VD2, VD3, способствующие получению постоянного выходного напряжения. В этом каскаде синусоидальные колебания преобразуются в прямоугольные с амплитудой примерно 0,6 В и затем через один из конденсаторов С9—СП и переключатель SA1.3 поступают на MCDA7 частотомера. Благодаря глубокой отрицательной обратной связи по цепи измерительного моста VD4—VD7, включенного между выходом и инвертирующим входом DA7, получаем линейную шкалу частотомера. Переключателем SA1.4 коммутируют подстроенные резисторы R16— R18, с помощью которых подбирают пределы показаний прибора PF1 на каждом поддиапазоне. Подстроенным резистором R23 стрелку прибора устанавливают на 0.

Измеритель уровня выхода на DA8 выполнен аналогично каскаду DA7 и осуществляет контроль на пределе 1 В, причем шкала вольтметра PV1 также линейная.

Блок питания состоит из выпрямителя двухполярного напряжения на диодах VD14—VD17 и параметрических стабилизаторов на транзисторах VT2, VT3 и стабилитронах VD12, VD13.

Рис. I. Принципиальная схема генератора звуковой частоты.

ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЗ:

Диапазон частот 20 Гц—20 кГц разбит на три поддиапазона,

Гц: 20—200, 200—2000, 2000—20 000

Максимальный выходной сигнал, В….. 1

Пределы плазмой регулировки выходного сигнала, В…….. .0,01; 0,1; 1

Коэффициент нелинейных искажений выходного сигнала не более, %………. 0,1

Потребляемая от сети мощность, Вт…. 3

Детали и конструкция. В генераторе применены постоянные резисторы МЛТ-0,25; R32—R36 выходного делителя необходимо подобрать с допуском ± 1 %; подстроечные резисторы — С5-2, переменные резисторы R3, R10 и R4, R11 — сдвоенные типа СПЗ-4д.

Конденсаторы — МБМ или КТ-1, С1— СЗ, С6—С8 набирают из типовых, соединяя их параллельно, электролитические конденсаторы марки К50-6.

Измерительные приборы PF1 и PV1 — с током полного отклонения 100 мкА. Шкалу PF1 переделывают для удобства отсчета частоты 0—200 Гц.

Переключатели можно применить типа ПМ или кнопочные П2К — по три кнопки с зависимой фиксацией в обойме.

Рис. 2. Монтажная плата измерительного прибора со схемой расположения элементов.

Рис. 3. Внешний вид ГЗ.

Силовой трансформатор рассчитан на мощность 3—5 Вт и напряжение вторичных обмоток 2 X 13 В с допустимым током не менее 50 мА. Можно использовать малогабаритный блок питания ПМ-1 для электрифицированных игрушек. Его корпус нужно разобрать, снять сердечник трансформатора и смотать с каркаса вторичную обмотку, а затем намотать новую 2X340 витков проводом ПЭВ 0,2 и собрать сердечник. Из этого же блока используют и диодный мост. Для улучшения теплоотвода транзисторы VT2, VT3 устанавливают на небольшие уголки-радиаторы.

Основные элементы генератора смонтированы на печатной плате (рис. 2), изготовленной из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5—2 мм. Постоянные резисторы устанавливают вертикально, а подстроечные — торцом к плате: в ней через крепежные отверстия продевают луженый медный провод 0 0,5—0,7 мм и припаивают его в четырех отверстиях, расположенных по краям зтлх резисторов.

Блок питания смонтирован на отдельной плате, установленной у задней стенки прибора. Внешний вид его показан на рисунке 3. Корпус изготовлен из листового дюралюминия толщиной 2 мм.

Налаживание прибора начинается с проверки блока питания. Стабилитроны VD12, VD13 подбирают с одинаковым напряжением стабилизации.

Затем настраивают каскады DA1— DA4. Установив переключатель SA1 на первый поддиапазон, подсоединяют к выходу DA4 осциллограф и, вращая ось сдвоенного переменного резистора R4, R11 («Частота грубо»), убеждаются в наличии колебаний синусоидальной формы. Если на краях поддиапазона амплитуда сигнала меняется более 5% от значения на средних частотах, необходимо подобрать сопротивление резистора R14 в пределах 10—20 кОм.

Далее переключатель SA1 переводят на второй и третий поддиапазоны и удостоверяются в наличии колебаний. Если они неустойчивые, значение R20 увеличивают до 13 кОм. После проверки генерации параллельно резистору R32 делителя подключают вольтметр, и под-строечным резистором R25 устанавливают максимальный уровень выходного сигнала 1 В. Подсоединив к гнездам разъема XS1 осциллограф, проверяют работу регулятора уровня R26 и делителя R32—R36, а затем переходят к настройке частотомера и вольтметра. Осциллограф подключают к выходу DA6. Если форма сигнала на любых частотах не близка к прямоугольной, увеличивают сопротивление резистора R7.

Для настройки частотомера необходим осциллограф и звуковой генератор. В осциллографе отключают развертку и на вход «X» пластин подают напряжение от контрольного звукового генератора с уровнем, достаточным для отклонения луча по горизонтали на половину экрана трубки. Конденсатором емкостью 100—500 мкФ закорачивают неинверти-рующий вход DA7, а подстроечным резистором R23 устанавливают электрический нуль измерителя частоты. Далее переключатель SA1 переводят на первый поддиапазон и с выхода генератора подают напряжение 1 В на вход «Y» осциллографа. По шкале контрольного ГЗ устанавливают частоту 200 Гц, с помощью регуляторов R4, R11 и R3, R10 такую же частоту подбирают на изготовленном приборе, наблюдая на экране осциллографа фигуры Лиссажу. При совпадении частот возникнет изображение круга (эллипса). Подстроечным резистором R16 стрелку прибора PF1 переводят на деление 200 Гц. После этого на шкале контрольного ГЗ устанавливают частоту 20 Гц и затем регуляторами «Грубо» и «Точно» такую же частоту подбирают на настраиваемом приборе, следя, чтобы стрелка PF1 попала на деление 20 Гц. Процесс настройки повторяют для второго и третьего поддиапазонов на частотах 2000 и 20 000 Гц. Если у радиолюбителя есть частотомер, настроить генератор можно и без осциллографа.

Вольтметр настроить проще. Неинвер-тирующий вход DA7 отпаивают от делителя, соединяют с общим проводом, а подстроечным резистором R29 стрелку вольтметра PV1 устанавливают на 0. Восстановив нарушенную цепь, подстроечным резистором R28 стрелку PV1 переводят на деление 1 В.

В. ЭЙНБИНДЕР,

г Ленинград

Моделист-конструктор

OCR Pirat

Практические схемы высококачественного звуковоспроизведения

Научно-популярное издание
Д.И.АТАЕВ, В.А.БОЛОТНИКОВ
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ

ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННОГО ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
© Издательство «Радио и связь», 1986

ПРЕДИСЛОВИЕ

Высококачественное воспроизведение звука получило всеобщее призна­ние за естественность звучания и возможность получения точного представле­ния о музыкально-эстетическом качестве прослушиваемого произведения в до­машних условиях.

Современные устройства звуковоспроизведения представляют собой слож­ный комплекс, состоящий из ряда автономных систем (акустические системы, источники звуковых сигналов, системы усиления сигналов и т. п.), которые непрерывно совершенствуются. Одно из центральных мест в этом комплексе за­нимает электронный усилитель звуковых сигналов. Усилитель состоит из отдель­ных функциональных узлов, таких как: предусилитель с частотной коррекцией, фильтры, нормирующие усилители, квадрафонические декодеры, оконечные ли­нейные усилители и т. д. Каждый из этих узлов имеет самостоятельное зна­чение и характеризуется своими показателями качества, влияющими на качест­во всего усилителя в целом.

Тонкого ценителя высококачественного звуковоспроизведения всегда инте­ресуют схемы практических устройств, позволяющих получить большую выход­ную мощность при едва заметных искажениях и малых уровнях шумов и тем самым создать аппаратуру с хорошими техническими и эксплуатационными ха­рактеристиками. Предлагаемая книга посвящена практическим вопросам пост­роения отдельных функциональных узлов электронных усилителей высшего класса.

Из большого многообразия схем функциональных узлов канала усиления, опубликованных в зарубежных журналах за период с 1970 по 1984 г., а также разработанных авторами, в книге приведены наиболее перспективные, имею­щие четкие различительные признаки и обеспечивающие весьма высокие показа­тели. Схемы, заимствованные из зарубежных публикаций, пересчитаны, дора­ботаны с учетом принципа совместимости и экспериментально проверены на оте­чественной элементной базе.

Приведенные схемы позволяют создать полный усилитель звуковой частоты с техническими характеристиками, удовлетворяющими требованиям современ­ных Hi — Fi устройств (частотный диапазон не менее 20 Гц… 20 кГц, коэффи­циент гармоник меньше 0,1%, отношение сигнал-шум больше 60 дБ). Каждая схема снабжена таблицей технических характеристик, полученных в результате испытаний. Если получение высоких технических характеристик для отдельных узлов зависит от конструктивной компоновки схемы, то для таких узлов вме­сте с электрической схемой приводится чертеж печатной платы.

В основу изложения материала книги положен следующий принцип. Элект­рическая схема канала усиления звуковых сигналов разбита на девять основ­ных функциональных узлов, каждый из которых выполняет завершенные функ­ции и имеет минимальное число взаимны:; связей. Функциональные узлы выполняются в виде завершенных конструктивных модулей. Для каждого узла номинальное входное напряжение, входное и выходное сопротивления унифи­цированы таким образом, чтобы обеспечить их электрическую совместимость.

Для получения конструктивной совместимости модулей разводка цепей свя­зи узлов унифицирована, т. е. разводка однотипных сигналов (питание, общего провода, вход, выход и т. п.) выполнена и маркирована одинаково.

Практическая направленность книги определила некоторые особенности из­ложения материала. Так, описание принципов построения схем и работы уст­ройств базируется только на чисто качественных представлениях. Приводимые формульные соотношения даются без выводов, но с пояснениями их использо­вания на практике.

Книга содержит практические схемы функциональных узлов и рекомендации по достижению высоких показателей качества для отдельных функциональных узлов и всего усилительного тракта в целом. Она может быть полезна широ­кому кругу квалифицированных радиолюбителей и радиоспециалистоз, разра­батывающих высококачественную бытовую и профессиональную звуковоспро­изводящую аппаратуру.
Отзывы о книге просим направлять по адресу: 101000 Москва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».

ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ И ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ

ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Современные усилители, применяемые для высококачественного зву­ковоспроизведения, представляют собой сложное радиоэлектронное устройство, состоящее из последовательно включенных функционально завершенных узлов. Структурную схему современного усилителя высококачественного звуковоспро­изведения (УВЗ) можно представить в виде совокупности различных модулей, представляющих собой функционально законченные части усилительного уст­ройства (рис. 1). К ним относятся селекторы входных сигналов, предусилите-лн-корректоры, микрофонные усилители, фильтры, регуляторы громкости и ба­ланса, шумоподавители, регуляторы тембра, квадрапреобразователи, усилители мощности, источники питания и различные узлы автоматики. В дальнейшем эти модули условимся называть функциональными узлами (ФУ). Они обеспечи­вают селекцию сигналов многих первичных источников (микрофонов, электро­фонов, магнитофонов, тюнеров и т. п.), корректируют частотные характеристи­ки отдельных источников звуковых сигналов, нормируют уровни сигналов, от­деляют полезный сигнал от сопутствующих мешающих составляющих, регули­руют уровень и тембр звука, усиливают мощность сигналов, а также выполня­ют ряд других функций.


Автоматизированное проектирование СВЧ фазовращателя | Статья в журнале «Молодой ученый»

Библиографическое описание:

Мусаева, У. А. Автоматизированное проектирование СВЧ фазовращателя / У. А. Мусаева. — Текст : непосредственный // Молодой ученый. — 2013. — № 3 (50). — С. 83-88. — URL: https://moluch.ru/archive/50/6291/ (дата обращения: 25.04.2022).

Одной из ключевых особенностей СВЧ устройств является необходимость эмпирических регулировок и подстроек их характеристик с помощью винтов, диафрагм в волноводах. Классическая схема процесса разработки СВЧ устройств изображена на рис.1. Разработка начинается с анализа технических требований и выбора первоначальной конфигурации цепи. Первоначальная конфигурация выбирается на основании имеющихся исходных данных и предшествующего опыта.

Рис. 1. Схема процесса разработки СВЧ устройств.

Для определения различных параметров этой цепи используются процедуры анализа и синтеза. Затем разрабатывается предварительный лабораторный макет и измеряются и характеристики. Измеренные характеристики сравниваются данными техническими Требованиями, если заданные требования не выполняются, то макет дорабатывается. Доработка может включать регулировку, настройку и подстройку макета. Затем вновь проводятся измерения, результаты которых сравниваются заданными требованиями. Последовательный процесс доработки измерений и сравнения результатов с заданными требованиями повторяется до тех пор, пока не будут достигнуты желаемые характеристики. Иногда заданные технические требования противоречат практически достижимым характеристикам схемы. Окончательная конфигурация воспроизводится при изготовлении опытного образца. Описанный процесс разработки СВЧ устройств занимает достаточно много времени. В настоящее время он намного усложняется по следующим причинам:

  1. увеличение сложности современных систем требует более тщательного и точного проектирования приборов и устройств. Следовательно, чрезвычайно возрастает значение исследования влияния допусков в проектируемых устройствах,

  2. в настоящее время для выполнения заданных функций существует множество разнообразных активных и пассивных компонентов. Если разработка представляет собой процесс повторяющихся экспериментов, то выбор подходящего прибора или типа передающей структуры становится затруднительным.

  3. в устройства, изготовленные по технологии ИС СВЧ, очень трудно вводить какие бы то ни было изменения.

В таких случаях используется метод машинного проектирования. Типичная схема процесса машинного проектирования показана на рис.2.

Рис. 2. Схема процесса автоматизированного проектирования СВЧ устройств.

Как уже было сказано, процесс машинного проектирования состоит из трех важных этапов:

  1. моделирование,

  2. анализ,

  3. оптимизация.

Моделирование представляет собой математическое описание различных активных и пассивных компонентов, позволяющее получить числовую модель, которая может управляться машиной. Для машинного проектирования СВЧ цепей должны быть разработаны модели большого числа активных и пассивных компонентов.

В качестве активных компонентов используются полупроводниковые приборы, биполярные транзисторы и полевые транзисторы с затвором Шотки, точечные диоды и диоды Шотки, варакторы к р-i-n-диоды, а также диоды Ганна и лавинно-пролетные диоды.

Пассивными элементами СВЧ цепей служат отрезки линий передачи различной структуры, компоненты с сосредоточенными параметрами, диэлектрические резонаторы, невзаимные устройства и планарные (двумерные) элементы. В качестве линий передачи могут использоваться коаксиальные линии, волноводы, полосковые, микрополосковые, копланарные, щелевые линии или комбинации этих линий. Трудности моделирования ограничивают использование техники автоматизированного проектирования на СВЧ. Детальное моделирование активных приборов, является весьма сложной задачей, занимающей значительное время. Поэтому возникает необходимость упрощения эквивалентных схем и получения выражений в замкнутой форме, точность которых достаточна для проектирования. Эти выражения для микрополосковых, щелевых и копланарных линий, а также для неоднородностей в микрополосковых линиях содержатся в книге [2].

В процессе анализа определяются номинальные характеристики исследуемой конфигурации цепи для данного набора входных параметров. Машинный анализ является наиболее развитым и широко используемым этапом машинного проектирования. Анализ СВЧ цепей включает в себя расчет S-параметров полной схемы на основе заданных значений S-параметров ее компонентов. Очень часто СВЧ схемы могут быть представлены в виде каскадного соединения четырехполюсников. В этих случаях матрица, описывающая полную схему, может быть получена перемножением матриц ABCD (или матриц передачи) составляющих ее четырехполюсников. Для более сложных топологий используются методы соединений многополюсников. Согласно этим методам необходимо осуществлять обращение матриц, которое эффективно выполняется с использованием методов разреженных матриц.

Так как четырехполюсные компоненты в СВЧ устройствах встречаются очень часто, эти способы описания схем детально исследуются. Очень удобны при измерениях и описаниях характеристик компонентов СВЧ матрицы рассеяния. Они применяются также в общем случае описания 2-х полюсных цепей.

Устройство СВЧ в обобщенном виде можно представить многополюсником, как показано на рис 3.

Матрица рассеяния определяет взаимосвязь между переменными ап (пропорциональными входящим волнам на л-й паре полюсов) и bп (пропорциональными выходящим волнам n-й пары полюсов)

где и напряжения, соответствующие входящим и выходящим волнам в линии передачи (или волноводе), соединенном с n-й парой полюсов, Zonволновое сопротивление линии (или волновода).

Рис. 3. Обобщенная схема с N входами.

Для расчета коэффициентов матрицы рассеяния не требуется знание величин и . Соотношения между ап и bп для четырехполюсников могут быть записаны в виде:

В общем случае для схемы с п парами полюсов имеем

где S — матрица размером п х п (для четырехполюсника эта матрица имеет размер 2 X 2), называемая матрицей рассеяния схемы.

Целью данной статьи является рассмотрение методики расчета дискретного фазовращателя.
Общая структурная схема для расчета дискретного фазовращателя приведена на рис.4. Четырехполюсники 1 и 6 отображают согласующие цепи коммутатора, представляющего собой соединение шестиполюсников 2, 5 и четырехполюсников 3,4. Шестиполюсники 2 и 5- это цепи связи, которые представляют собой параллельное или последовательное развитие.

Четырехполюсники 3 и 4 — каналы коммутатора, состоящие из выключателей на переключающих диодах.

Алгоритм нахождения матрицы рассеяния структурной схемы следующий. Соединения шестиполюсников 2 и 5 и четырехполюсников 3 и 4, т. е. коммутатор, можно представить в виде двух шестиполюсников А и В (рис.5), выходные плечи которых соединены между собой. Элементы матрицы рассеяния такого соединения имеют вид:

где ;

;

;

;

- элементы МР шестиполюсника А(В).

Двухканальный переключатель представляет собой шестиполюсник, образовавшийся от соединения шестиполюсника 2 и трех четырехполюсников 1,3,4 (рис. 4.) В случае синфазного двухканального переключателя шестиполюсник 2 представляет параллельное разветвление, а в случае противофазного — последовательное.

Рис.4. Структурная схема дискретного фазовращателя.

Рис.5. Разбиение схемы на два шестиполюсника.

Используя метод подсхем, найдем матрицу рассеяния структурной схемы двухканального переключателя [1]:

Шестиполюсник 2 представляет собой Т- образное соединение в плоскости H (параллельная цепь) описывается матрицей:

Шестиполюсник 5 (последовательная цепь) описывается матрицей:

Таким образом, разработанный алгоритм расчета матрицы рассеяния позволяет построить фазовращатели с высокой точностью фазового сдвига и низким уровнем паразитной амплитудной модуляции. Имеющиеся в опыте погрешности в фазовом сдвиге и паразитной амплитудной модуляции объясняются рядом причин — разбросом параметров диодов, смещением установки диодов, конструктивно — технологическими погрешностями линий передач и т. д.


Литература:

  1. Физика волновых процессов и радиотехнические системы. 2’ том, 1999. У. А. Абдулаева, А. Р. Тагилаев. Принципы построения высокочастотных широкополосных высокоточных многодискретных фазовращателей, с.50.

  2. К. А. Гупта, Р. Гардж, Р. Чадха. Машинное проектирование СВЧ устройств. — М.: радио и связь, 1987г.

  3. Ж. Будурис, П. Шеневье. Цепи сверхвысоких частот. — М.: Советское радио, 1979г.

Схемы фазового сдвига — Применение операционного усилителя

Схемы фазового сдвига производят фазовые сдвиги, которые зависят от частоты и поддерживают постоянное усиление.

Фаза Цепи переключения

 

схемы фазового сдвига производят фазовые сдвиги, которые зависят от частоты и поддерживать постоянную прибыль. Эти схемы также называются фильтрами с постоянной задержкой. или всепроходные фильтры.Эта постоянная задержка относится к тому факту, что разница во времени между входом и выходом остается постоянным, когда частота изменяется в течение диапазон рабочих частот.

Это называется всепроходным, потому что обычно поддерживается постоянное усиление для всех частоты в рабочем диапазоне. Два типа цепей для отставания фазовые углы и опережающие фазовые углы.

 

Цепь фазовой задержки:

Фаза логарифмическая схема построена с использованием операционного усилителя, включенного как в инвертирующем, так и в не инвертирующие режимы.Для анализа работы схемы предполагается, что вход напряжение v1 управляет простым инвертирующим усилителем с инвертирующим входом на (-) выводе операционного усилителя и неинвертирующего усилителя с фильтром нижних частот.

Это Также предполагается, что инвертирующее усиление равно -1, а неинвертирующее усиление после схема нижних частот  



отношение является сложным, как определено выше уравнением, и оно показывает, что оно имеет как амплитуда и фаза.Так как числитель и знаменатель комплексные сопряжены, их модули одинаковы, а общий фазовый угол равен угол числителя меньше угла знаменателя.

Цепь фазных выводов:


 

Теги : Применение операционных усилителей , Линейные интегральные схемы : Применение операционных усилителей : Схемы фазового сдвига | Применение операционного усилителя

Операционный усилитель

— индивидуальный фазовый сдвиг, обеспечиваемый операционным усилителем в конфигурации с замкнутым контуром

Операционный усилитель с разомкнутым контуром имеет чрезвычайно высокий коэффициент усиления, и, поскольку большинство операционных усилителей должны быть стабильными при работе с единичным коэффициентом усиления (с полной отрицательной обратной связью), он имеет внутреннюю так называемую «компенсацию», встроенную в усилитель.Для LM324 это компонент внутри красной рамки ниже: —

Cc не очень большой (несколько пФ), но он делает отклик без обратной связи похожим на отклик, полученный от идеального интегратора операционного усилителя. Cc является доминирующей составляющей, которая влияет на усиление, уменьшающееся от усиления по постоянному току (несколько сотен тысяч до миллиона и более) до единицы на частоте от нескольких сотен тысяч кГц до МГц и более. Достойная картина коэффициента усиления и фазовой характеристики другого операционного усилителя с разомкнутым контуром — это от TL081: —

Значительно выше частоты 10 Гц он имеет характерный спад частоты 6 дБ/октаву (или 20 дБ/декаду), и к тому времени, когда частота достигает немногим более 1 МГц, усиление «линейно» падает до единицы.

Это именно то, что вы получите от интегратора. Допустим, у вас есть идеальный операционный усилитель , и вы решили сделать «несовершенный» операционный усилитель (или интегратор). У вас должен быть входной резистор и конденсатор обратной связи, например: —

Также показан резистор обратной связи (параллельно C), который «моделирует» величину коэффициента усиления по постоянному току (R2/R1). Таким образом, от постоянного тока до нескольких Гц доминирующими компонентами являются R1 и R2, но постепенно C начинает оказывать большее влияние, и это сдвигает фазовый сдвиг от нуля до того, что мы ожидаем от интегратора (90 градусов).

Итак, представьте, что R2 был намного, намного ниже (как для типичного резистора обратной связи в усилителе с обратной связью), и спросите себя, на какой частоте фазовый сдвиг начинает приближаться к 90 градусам. Было бы намного, намного выше. Другими словами, если R2 доминирует над импедансом C (или Cc), то фазовый сдвиг будет таким, как вы ожидаете от конфигурации инвертирующего операционного усилителя.

Понимание фазового сдвига в аналоговых схемах

Узнайте о фазовом сдвиге и о том, как это фундаментальное электрическое явление связано с различными конфигурациями цепей.

В этой статье рассказывается о фазовом сдвиге, эффекте схемы, вызывающем опережение или отставание напряжения или тока от ее входа к ее выходу. В частности, нас интересует, как реактивные нагрузки и сети повлияют на фазовый сдвиг цепи. Фазовый сдвиг может иметь всевозможные последствия, работаете ли вы с генераторами, усилителями, петлями обратной связи, фильтрами и т.п. Вы ожидаете, что схема инвертирующего операционного усилителя будет иметь фазовый сдвиг на 180°, а вместо этого она возвращает синфазный сигнал и вызывает неприятные проблемы с генерацией.Проверка схемы может еще больше изменить эффект. Возможно, у вас есть резонансный резервуар, который используется в контуре обратной связи для генератора, но он обеспечивает фазовый сдвиг только на 90°, тогда как вам нужно 180°. Бак менять надо, а как?

 

Фазовый сдвиг для реактивных нагрузок

Частотно-зависимый фазовый сдвиг возникает из-за реактивных компонентов: конденсаторов и катушек индуктивности. Это относительная величина, и поэтому она должна быть задана как разность в фазе между двумя точками.В этой статье «фазовый сдвиг» будет относиться к разнице фаз между выходом и входом. Говорят, что конденсатор вызывает отставание напряжения от тока на 90°, а катушка индуктивности вызывает отставание тока от напряжения на 90°. В векторной форме это представлено + j или -j в индуктивном и емкостном реактивном сопротивлении соответственно. Но емкость и индуктивность существуют у всех проводников в той или иной степени. Так почему же все они не вызывают сдвиг фазы на 90°?

Все наши эффекты фазового сдвига будут моделироваться цепями RC и RL.Все цепи можно смоделировать как источник с некоторым импедансом источника, питающим цепь и нагрузкой, следующей за цепью. Полное сопротивление источника также называют его выходным сопротивлением. Мне проще всего говорить о входном и выходном импедансе, а также о каскадах, поэтому позвольте мне перефразировать: все схемы можно смоделировать как выход одного каскада с некоторым выходным импедансом, питающим текущий каскад и нагруженным входным импедансом. следующего этапа. Это важно, потому что сводит сложные сети к гораздо более простым схемам RLC, фильтрам и делителям напряжения.

Взгляните на следующую схему.

 

Рис. 1.  Конденсатор, шунтирующий предыдущий каскад, и нагрузка 10 кОм.

Это будет модель некоторой схемы источника (например, усилителя) с выходным сопротивлением 50 Ом, которая имеет нагрузку 10 кОм и шунтируется конденсатором 10 нФ. Здесь должно быть ясно, что схема, по сути, представляет собой RC-фильтр нижних частот, состоящий из резисторов R1 и C1. Из базового анализа схемы мы знаем, что фазовый сдвиг напряжения в RC-цепи будет варьироваться от 0° до -90°, и моделирование подтверждает это.

 

Рис. 2. График Боде выходного сигнала нашей схемы шунтирующих конденсаторов.

 

Для низких частот выходная фаза не зависит от конденсатора. Когда мы добираемся до частоты среза (f c ) RC-фильтра, фаза падает на -45°. Для частот за пределами частоты среза фаза приближается к своему асимптотическому значению -90°.

Этот ответ моделирует фазовый сдвиг, вызванный каждым шунтом конденсатором .Шунтирующий конденсатор вызовет фазовый сдвиг от 0° до -90° на резистивной нагрузке. Конечно, важно знать и о затухании.

Аналогичный взгляд на последовательный конденсатор (например, колпачок связи по переменному току) показывает типичный эффект для этой конфигурации.

 

Рис. 3.  Конденсаторная цепь…

 

Рисунок 4.  … И его график Боде

 

В данном случае фазовый сдвиг начинается с +90°, а фильтр верхних частот.За пределами частоты среза мы, в конечном счете, достигаем 0°. Таким образом, мы видим, что последовательный конденсатор всегда будет вносить вклад между фазовым сдвигом от +90° до 0°.

Усилитель с общим эмиттером

Имея в своем распоряжении эту информацию, мы можем применить RC-модель к любой цепи, которую пожелаем. Например, этот усилитель с общим эмиттером.

 

Рис. 5.  Усилитель с общим эмиттером с сопротивлением вырождению эмиттера (смещение не показано)

 

Отклик этого усилителя плоский примерно до 10 МГц.

 

Рис. 6. Диаграмма Боде для усилителя с общим эмиттером

 

Только после 10 МГц или около того мы видим изменения фазового сдвига — ниже этого он составляет 180°, чего мы и ожидаем, поскольку конфигурация с общим эмиттером представляет собой инвертирующий усилитель. Выходное сопротивление усилителя без учета эффекта Раннего равно R2 = 3 кОм, что довольно много. Теперь на выходе ставим шунтирующий конденсатор. Что мы можем ожидать от фазы?

Рис. 7. Усилитель с общим эмиттером и шунтирующим конденсатором

 

Исходя из нашего опыта, мы ожидаем, что будет частота среза 53 Гц, ниже которой должен быть фазовый сдвиг 180° (без влияния конденсатора), а выше — 180° — 90° = 90° фазовый сдвиг. (а также много потерь). Моделирование подтверждает наши подозрения:

 

Рис. 8. Диаграмма Боде для выходного сигнала усилителя с общим эмиттером с емкостной нагрузкой

 

Обратите внимание, что это эквивалентно тому, как если бы фаза была от -180° до -270°.Теперь мы начинаем понимать, что управление емкостной нагрузкой может вызвать неожиданные фазовые изменения, которые могут нанести ущерб неожиданному усилителю с обратной связью.

В более распространенном сценарии на выходе обнаруживается конденсатор последовательной связи, как показано на следующей схеме.

Рисунок 9.  Усилитель с общим эмиттером и последовательным конденсатором связи по переменному току

 

Я изменил значения схемы и добавил резистивную нагрузку 100 кОм. Теперь у нас есть фильтр верхних частот, состоящий из C1 и R3, с частотой среза всего 1.6 Гц. Мы ожидаем, что фазовый сдвиг будет на -90° ниже 1,6 Гц и на -180° значительно выше, и это подтверждается моделированием.

 

Рисунок 10. Диаграмма Боде для усилителя CE с конденсатором связи по переменному току

 

Это был бы хороший выбор разделительного конденсатора для звуковых сигналов, потому что область фазового сдвига -90° (и, следовательно, затухание) значительно ниже 10 Гц.

Такие эффекты, конечно, не ограничиваются конденсаторами.Катушки индуктивности будут иметь противоположную реакцию: шунтирующие катушки индуктивности вызывают фазовый сдвиг от 0° (ниже f c ) до +90° (значительно выше f c ), тогда как последовательные катушки индуктивности вызывают сдвиг фаз между 0° (выше f c ) и -90° (ниже f c ) фазовый сдвиг. Однако мы должны быть осторожны, чтобы не создавать проблемных соединений с землей, потому что катушки индуктивности будут короткими на постоянном токе.

Рис. 11. Выходная катушка индуктивности в усилителе с общим эмиттером. Эта последовательная катушка индуктивности будет иметь очень небольшое влияние на цепь на низких частотах.Высоким частотам может не повезти.
 

Заключение

Мы заложили основу для понимания фазового сдвига в аналоговых схемах. Рассматривая выход цепи как источник с выходным импедансом, мы можем эффективно моделировать влияние реактивной нагрузки на фазу цепи. Таким образом можно моделировать как пассивные, так и активные схемы, что дает нам полезные инструменты для простого анализа и проектирования. В следующей статье мы проверим эти концепции, применив их к схемам операционных усилителей и резонансным цепям.

Учебное пособие по операционным усилителям

Advanced

Расширенное руководство по операционным усилителям

Эта статья будет объяснять расширенное поведение операционных усилителей, включая открытые усиление контура, усиление замкнутого контура, усиление контура, запас по фазе и получить маржу. Он расширяет (часто неправильно) предположения, сделанные об операционных усилителях, которые точна на постоянном токе. Текст включает в себя симуляции в LTspice ® .Если вы новичок в LTspice, туториалы могут быть нашел на этом сайте.

Операционные усилители (ОУ) являются краеугольным камнем аналоговой электроники. На низких частотах, представления о том, как работает операционный усилитель, очень просты и их схемы легко анализировать. Однако основы, которым учат только в большинстве средних школ распространяется на производительность операционного усилителя при постоянном токе. На более высоких частоты основы часто не применимы и попытка проанализировать цепь переменного тока с правилами проектирования постоянного тока часто приводит к путанице.

Эта статья потратит лишь самое короткое время посмотрите на характеристики постоянного тока операционных усилителей, затем перейдите объяснить, как эти характеристики меняются с увеличение частоты.

Идеальный операционный усилитель

Учебники учат, что идеальный операционный усилитель имеет следующие характеристики:

Бесконечное входное сопротивление

Нулевой выходной импеданс

Входное напряжение смещения нуля постоянного тока

Бесконечное усиление

Бесконечная пропускная способность

Хотя не каждый операционный усилитель имеет высокую пропускную способность, входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление и нулевой постоянный ток входное напряжение смещения, довольно легко найти операционный усилитель, который приблизится к этим потребностям для конкретное применение схемы.Однако никаких операционных усилителей имеют бесконечный коэффициент усиления или пропускную способность, и на самом деле коэффициент усиления спадает на очень низких частотах, и это имеет влияние на предположения, сделанные об идеальной операции усилитель

Операционный усилитель постоянного тока

На рис. 1 показана простая схема операционного усилителя. неинвертирующее усиление 10,

РИС. 1

Версию этой схемы для LTspice можно скачать здесь: нет Инвертирующий операционный усилитель.

Коэффициент усиления неинвертирующего операционного усилителя равен

.

На рис. 1 RF равно 9k, а RI равно 1k, поэтому применение 10 мВ пиковое входное напряжение на неинвертирующую клемму На рис. 1 показано напряжение 10х, которое появляется на выход, т.е. 100мВ

В качестве альтернативы, если 2 входных клеммы регулируются на такое же напряжение, это создает ток 10 мкА через R2.Этот ток может исходить только от выход (поскольку входные клеммы не являются источником ток) означает, что R1 должен развивать напряжение 90 мВ, что означает, что выходное напряжение будет 90 мВ + 10 мВ = 100 мВ.

Если посмотреть на эту схему с другой стороны, делитель потенциала от выхода обратно к инвертирующий вход. Если схема регулирует, чтобы сохранить 2 входа одинаковые, затем

так

Таким образом, существует несколько способов определения усиление операционного усилителя.

Теперь всегда предполагается, что два входа клеммы находятся под одним и тем же напряжением (без учета постоянного напряжение смещения). На самом деле напряжение на входные клеммы состоят из двух компонентов: постоянного тока напряжение смещения и гораздо меньшая составляющая, зависит от коэффициента усиления разомкнутого контура усилителя и именно этот второй компонент большинство людей игнорирует что приводит к путанице при анализе ОУ в переменном токе

Операционный усилитель на частотах переменного тока

РИС. 2

В следующих абзацы, для ясности будем считать что входное напряжение смещения усилителя равно нуль. Коэффициент усиления без обратной связи усилителя равно выходному напряжению, деленному на дифференциальное напряжение на двух входах (на рис. 2 это напряжение в узле OUT, деленное на напряжение Vdiff).Коэффициент усиления замкнутого контура равен к напряжению в узле OUT, деленному на напряжение в узле IN, как обсуждалось выше. Независимо от конфигурации схемы операционный усилитель всегда работает с коэффициентом усиления без обратной связи . Как схема дизайнеры, мы решили разместить компоненты вокруг усилитель, чтобы дать нам определенный коэффициент усиления с обратной связью , но усилитель всегда пытается усилить напряжение Vdiff с помощью коэффициента усиления без обратной связи , чтобы получить напряжение в узле OUT.

Другой способ взглянуть на это состоит в том, что для любого заданного напряжение на узле OUT, будет очень маленькое напряжение, Vdiff, на входных узлах, величина равна V(OUT), деленному на открытый усиление петли. В теории операционных усилителей, преподаваемой в школе, усиление без обратной связи предполагается бесконечным, поэтому дифференциальное напряжение, тогда Vdiff бесконечно мало (нуль). До тех пор, пока коэффициент усиления разомкнутого контура усилитель остается высоким, это напряжение намного меньше чем входное напряжение, и им можно пренебречь.Однако, если коэффициент усиления разомкнутого контура усилителя снижается, это напряжение начинает увеличиваться, и это обсуждаются ниже.

Коэффициент усиления без обратной связи предполагается бесконечным и хотя он очень высок при постоянном токе, он быстро спадает после постоянного тока, и это влияет на производительность переменного тока операционный усилитель Характеристика разомкнутого контура LT1012 показано на ФИГ. 3а

РИС. 3а

График LTspice для этого показан на фиг. 3b с сплошная зеленая линия, показывающая усиление, и пунктирная зеленая линия, показывающая фазу.Схема LTspice можно скачать здесь: Операционный усилитель с открытым контуром Характеристики

РИС. 3b

На частотах ниже примерно 0,3 Гц усиление без обратной связи составляет около 126 дБ (около 2 миллионов). Вне 0,3 Гц, усиление разомкнутого контура начинается с 20 дБ. за десятилетие увеличение частоты означает, что усиление разомкнутого контура уменьшается в 10 раз для каждого десятикратное увеличение частоты.Этот скат точно так же, как простой RC-фильтр с вырезом частота отключения на 0,3 Гц, где отклик затухает при 20 дБ за декаду выше частоты среза.

Если

затем для поддержания определенного выходного напряжения на V(OUT), если усиление без обратной связи начинает уменьшаться, вход напряжение Vdiff должно увеличиться.

На низких частотах напряжение Vdiff на рис. 2 будет быть небольшим из-за высокого коэффициента усиления разомкнутого контура операционного усилитель Однако на более высоких частотах (выше 0,3 Гц) напряжение Vdiff становится все больше и больше по мере открытия коэффициент усиления контура становится все меньше и меньше.

На рис. 4а сигнал 10 мВ подается на схему в 2 и на выходе появляется сигнал 100 мВ, поэтому мы имеем усиление 10, как и ожидалось.С входом частота 0,01Гц дифференциальное напряжение, Вдифф, измеренное на входе составляет 52 нВ. Мы можем видеть из На фиг.3а показано, что усиление разомкнутого контура усилителя при 0,01 Гц составляет примерно 126 дБ (2 миллиона), поэтому Vdiff должно быть 100 мВ, разделенное на 2 миллиона (50 нВ), что является.

РИС. 4а

На рис. 4b частота увеличена до 1 Гц, и все остальные параметры схемы остаются неизменными.Из ФИГ. 3а, мы видим, что коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя составляет около 115 дБ (около 550 000). это немного легче увидеть на фиг. 3б. Дифференциальное напряжение, Vdiff, измеренный на входе, теперь составляет 182 нВ. Этот соответствует выходному напряжению (100 мВ), деленному на усиление без обратной связи на частоте 1 Гц (550 000). Обратите внимание также что на фиг. 4а обе формы волны находятся в фазе, тогда как на фиг. 4b имеется фазовый сдвиг между входным сигналом и выход.

РИС. 4b

На фиг.4c частота увеличена до 100 Гц. Коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя на частоте 100 Гц составляет 75 дБ. (5700). Дифференциальное напряжение, измеренное на вход составляет 17,5 мкВ, что соответствует выходу напряжение (100 мВ), деленное на коэффициент усиления без обратной связи при 100 Гц (5700).Выходное напряжение также фазное смещен относительно входа.

РИС. 4с

Так же для доработки поменяв резистор обратной связи на рис. 2 от 9k до 99k дает усилителю коэффициент усиления из 100. На рис. 4d показано влияние на выход и дифференциальное напряжение.

РИС. 4d

Объем производства увеличился в 10 раз (т. ожидаемо), но то же самое имеет и дифференциальное напряжение.Этот следует ожидать, поскольку коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя остается неизменной на заданной частоте. Если выходное напряжение увеличивается в 10 раз, для учитывая усиление без обратной связи, это означает, что дифференциальная входное напряжение также должно увеличиться в 10. Это будет иметь важные последствия, и эти будет объяснено позже.

Интересно отметить, что хотя LT1012 имеет очень низкое напряжение смещения, имитационная модель по-видимому, имеет практически нулевое смещение входа постоянного тока напряжение, что значительно упрощает наш анализ.

Таким образом, можно видеть, что дифференциальный вход напряжение увеличивается с уменьшением коэффициента усиления без обратной связи и выход подвергается фазовому сдвигу выше 0,3 Гц, что это частота, при которой начинается усиление разомкнутого контура скатиться (частота обрыва).

Следует также отметить, что, как и простой RC фильтра фазовый сдвиг происходит на частотах около частота разрыва.Для одного порядка RC фильтр (тот, где усиление падает на 20 дБ за декаду) фазовый сдвиг будет только когда-либо достигать 90 градусов. Фиг.4с показывает фазовый сдвиг на 90 градусов, и если бы мы увеличьте частоту выше 100 Гц, показанной на РИС. 4с, фазовый сдвиг останется равным 90 градусам.

На рис. 3 видно, что наклон открытой петлевое усиление изменяется выше 1 МГц и начинает затухать более 20 дБ за декаду.Этот эффект аналогичен второй RC-фильтр с частотой прерывания 1 МГц. Этот второй RC-фильтр вводит еще 90 фазовый сдвиг градусов, приводящий к фазе 180 градусов сдвиг на частотах, значительно превышающих 1 МГц.

Важно помнить, что хотя Vdiff сдвинута по фазе относительно выхода, его амплитуда очень мала по сравнению с входной напряжение 10мВ.Напряжение на обеих входных клеммах по-прежнему примерно 10 мВ, и до тех пор, пока Vdiff мало по сравнению с входным напряжением, нам не нужно слишком много беспокойтесь о фазовом сдвиге.

Фазовый сдвиг

Коэффициент усиления без обратной связи LT1012 имеет частоту отклик фильтра нижних частот одного порядка. А аналогичный ФНЧ (на этот раз с перерывом частота 1 кГц) показана на РИС. 5.

РИС. 5а

Моделирование этой схемы в LTspice может быть скачал здесь: Первый Орден Фильтр нижних частот.

Частотную характеристику этого фильтра можно увидеть на рис. 5б. Частота прерывания возникает, когда выход На 3 дБ ниже, чем входной сигнал, обозначенный сплошной линией зеленая линия ниже и отсчитывайте от левой оси.

РИС. 5b

Для фильтра нижних частот одного порядка фазовый сдвиг при частоте излома 45 градусов, как показано пунктирной зеленой линией выше и считайте правая ось. В качестве приближения для первого порядок ФНЧ, фазовый сдвиг в 10 раз меньше чем частота изломов около 0 градусов и при в 10 раз больше, чем частота обрыва, фаза сдвиг составляет 90 градусов, и это видно на фиг. 5b.

Математический вывод амплитуды и фазы смену можно увидеть здесь: Амплитуда и фазовый сдвиг фильтра нижних частот

Фильтр нижних частот имеет отклик фазы 90 282, отстающий от 90 283. Это означает, что выходное напряжение достигает своего пика после входное напряжение, и это можно увидеть на РИС.4с. выше, хотя это не сразу очевидно. напряжение на неинвертирующем входе является форсирующим функция поэтому находится в нулевой фазе. Сигнал проходит через операционный усилитель и испытывает отставание по фазе и это появляется на инвертирующем входе. Синий форма волны на фиг. 4с измеряется от не инвертирующий терминал к инвертирующему терминалу и явно опережает зеленую форму волны. Следовательно, если синяя форма волны была измерена от инвертирующего терминал к неинвертирующему терминалу, это было бы отстает от зеленого сигнала.

На рис. 6 показан аналогичный 2-полюсный фильтр с одним полюсом на 1 кГц и один на 100 кГц. Это видно из фиг.7 что первый полюс вносит бросок на 20 дБ за десятилетие и в худшем случае фазовый сдвиг 90 градусов как ожидается, а второй полюс вводит еще 20 дБ за декаду спада и еще одна фаза 90 градусов сдвиг.

На частоте первого излома фазовый сдвиг будет 45 градусов, а во втором будет 135 градусов. (90 градусов + 45 градусов).

РИС. 6

РИС. 7

Некоторые усилители, в том числе LT1012, имеют характеристика разомкнутого контура с 2 частотами прерывания (аналогично показанному на фиг. 7).С LT1012, частота первого разрыва составляет 0,3 Гц, поэтому вводится 45 градусный фазовый сдвиг при 0,3 Гц (и фазовый сдвиг 90 градусов сдвиг на частотах выше 3Гц) и второй перерыв частота составляет 1 МГц, и в этот момент разомкнутая петля характеристика будет иметь фазовый сдвиг 135 градусов. Фазовый сдвиг разомкнутого контура будет стремиться к 180 градусов по мере приближения частоты к 10 МГц.

Усиление контура

Общая система обратной связи, как и в большинстве операционных усилителей. цепей, представлен на РИС. 8.

РИС. 8

Входы «+» и «-» представляют неинвертирующий и инвертирование входов операционного усилителя. Блок усиления A 0 представляет коэффициент усиления разомкнутого контура усилителя и β — доля выходного сигнала, возвращаемого обратно (через входные и обратные резисторы).Видно, что

так

так

так

Если A 0 большое, то общий закрытый петлевое усиление приближается к

поскольку βА 0 большой по сравнению с «1» и A 0 на числитель и знаменатель сокращаются.Следовательно усиление системы приближается к величине, обратной доля обратной связи (β).

Это можно увидеть на рис. 1. Доля обратной связи равна простой резистивный делитель, представленный

поэтому общий выигрыш равен 10.

Теперь мы собираемся представить концепцию петли . Получите .Следует отметить, что усиление петли , усиление без обратной связи и усиление с обратной связью это 3 разных параметра и не должно быть смущенный. Loop Gain — это не то, что измеряется в бытовой электронике, но это полезно в объяснении того, как операционные усилители могут начать плохо себя вести при высокие частоты.

Ссылаясь на фиг. 2, мы знаем, что коэффициент усиления без обратной связи определяется как:

А усиление замкнутого контура определяется как

.

Теперь мы собираемся определить усиление контура как коэффициент усиления без обратной связи, A 0 , умноженный на доля обратной связи, β i.е. прибыль идет вокруг петля. Это легко представить на рис. 8.

Если коэффициент усиления контура равен βA 0 и мы известно, что коэффициент усиления замкнутого контура приближается к 1/β, можно сказать, что коэффициент усиления контура приближается к Коэффициент усиления разомкнутого контура, разделенный на коэффициент усиления замкнутого контура (т.е. βA 0 равно A 0 , деленному на 1/β) , что равно

Другими словами, петлевой коэффициент является мерой того, насколько большое входное напряжение, V(IN), по сравнению с дифференциальное напряжение, Вдиф.Однако это лишь приближение.

Чтобы найти точное значение коэффициента усиления контура, нам нужно рассмотрите РИС. 8. Глядя на РИС. 8, Vin – βVout равно фактически такой же, как Vdiff на рис. 2 (значение дифференциальное напряжение на двух входах операционных усилителей). Поскольку усиление контура является долей обратной связи (β) умножаем на усиление без обратной связи (A 0 ) мы Из рис. 8 и рис. 2 видно, что точно значение контурного усиления – это напряжение на инвертирующем клемма, , а не В (IN), разделенная на дифференциальное напряжение, Вдиф.

Мы видели из графиков на фиг. 4, что разница напряжений между инвертирующим терминалом и неинвертирующий терминал становится больше по мере частота увеличивается, что означает, что наше приближение усиления контура, равного V(IN)/Vdiff, составляет только точно, когда Vdiff мал.

Обычно мы не измеряем величину входное напряжение и сравнить его с дифференциальным напряжение, так зачем это нужно?

Итак, на рис. 4a-d мы видим, что если напряжение Vdiff мал по сравнению с V(IN), тогда он представляет нет проблем и можно игнорировать.Из уравнения выше, это представляет высокий коэффициент усиления контура . Однако, если Vdiff начинает становиться сопоставимым с V(IN) (по мере уменьшения усиления контура) он начнет мешать входному сигналу и больше не может быть игнорируется.

Мы уже видели на фиг. 3 и фиг. 5b, что если операционный усилитель имеет характеристику первого порядка (т. усиление контура спадает на 20 дБ за декаду, а фаза сдвиг не выше 90 градусов), что это не проблема.Однако, если операционный усилитель имеет второй порядок ответ, как показано на фиг. 7, то возможно, что фаза Vdiff может быть близкой к 180 градусам не по фазе с вводом на высоких частотах. Опять же это обычно не проблема, если Vdiff мал по сравнению с с V(IN), но если Vdiff сопоставим по величине с V(IN), то мы приближаемся к потенциальной точке колебание.

Иными словами, в нормальных условиях на инвертирующий вход подается обратное напряжение поэтому противостоит входному сигналу.Однако, если это напряжение инвертируется через усилитель (на рис. 8 это блок A 0 ), обратная связь сигнал появляется в фазе с входным сигналом и есть потенциал для колебаний.

Нанесение коэффициента усиления замкнутого контура на график, показанный на ФИГ.3, получаем график ФИГ.9 с закрытым коэффициент усиления контура показан красным.

РИС. 9а

Мы также можем увидеть это в LTspice на рис. 9b

.

РИС. 9b

Коэффициент усиления разомкнутого контура составляет примерно 125 дБ. представлен A 0 и замкнутым контуром Усиление составляет 20 дБ и представлено 1/β. как видно красной линией на логарифмических графиках ФИГ. 9а и ФИГ. 9b.

Теперь разница между двумя числами на логарифмический график равен отношению два числа на линейном графике.

Мы уже установили, что Loop Gain приближается к коэффициенту усиления разомкнутого контура, деленному на Коэффициент усиления с обратной связью, поэтому в логарифмическом масштабе это представлена ​​разницей между График усиления разомкнутого цикла и график усиления замкнутого цикла (я.е. разрыв между кривой разомкнутого контура и кривая с замкнутым контуром под ней), как показано на ФИГ. 9а.

Таким образом, отношение усиления разомкнутого контура к усилению замкнутого контура

Таким образом, разрыв между кривой разомкнутого контура и Кривая с замкнутым контуром βА 0 который представляет Loop Gain.βА 0 — коэффициент усиления контура системы.

Объяснение запаса по фазе и запаса по усилению

На фиг.10 рассмотрим сигнал Va, подаваемый на вход усилителя, А 0 . Он проходит через усилитель потом через обратную связь сеть, β и возвращается на дифференциальный входной каскад (Vb).В этот момент он инвертируется дифференциалом сцена. Если Va подвергается фазе 180 градусов сдвиг при прохождении каскада усиления A 0 а затем инвертируется дифференциальным каскадом, он будет теперь вернитесь в фазу с исходным сигналом.

РИС. 10

Если на данной частоте амплитуда Vb равна больше или равно амплитуде Va, то есть вероятность, что система колебаться.В этих условиях система нуждается отсутствие внешнего напряжения на Vin для создания устойчивого напряжение на Va и Vb . Глядя на фиг.10, мы видим что Vb равно Va x βA 0 , где βA 0 это контурное усиление системы, так что теперь мы можем понять, почему коэффициент усиления контура важен при определении устойчивость системы обратной связи. Если βА 0 имеет фазовый сдвиг 180 градусов и величину больше 1 цепь будет колебаться.

Это может быть связаны с уравнением

Если усиление контура, βА 0 имеет фазовый сдвиг 180 градусов (т.е. отрицательный) и свелся к единице на определенной частоте, знаменатель приведенного выше уравнения сводится к нулю и схема будет колебаться на этой частоте.

За коэффициент усиления контура равен единице, коэффициент усиления замкнутого контура равно коэффициенту усиления разомкнутого контура, поскольку коэффициент усиления контура равен определяется усилением разомкнутого контура, деленным на замкнутый контур Прирост. Видно, что устойчивость системы Таким образом, можно определить, посмотрев на точку, где Усиление разомкнутого контура и усиление замкнутого контура встречаются. Этот где коэффициент усиления контура равен единице.

На ФИГ. 11а показана реакция разомкнутого контура другого оператора. усилитель, LT1226.Видно, что в открытом цикле усиление 20дБ имеем фазовый сдвиг 180 градусов (там, где пунктирная белая линия пересекает пунктирную зеленая линия и отсчет по правой оси). Это происходит на частоте 65 МГц. Так что потенциально может быть проблема с использованием LT1226 с усилением менее 20 дБ. На рис. 11b показана схема — неинвертирующий коэффициент усиления 100 при входном напряжении 10 мВ. Это открытое Схему проверки контура можно скачать здесь: LT1226 Разомкнутый контур Цепь

РИС. 11а

РИС. 11b

Усиление без обратной связи LT1226 имеет свой первый разрыв точка на 6.5 кГц (где спад составляет 20 дБ на десятилетие) и второй на частоте около 30 МГц, где наклон изменяется от 20 дБ за декаду до 40 дБ за десятилетие. На частотах в 10 раз меньше 6,5 кГц фазовый сдвиг приближается к нулю и на частотах В 10 раз выше, чем 6,5 кГц, фазовый сдвиг приближается до 90 градусов. На частоте 6,5 МГц фазовый сдвиг составляет 45 градусов.

На рис. 12 показан входной сигнал частотой 65 кГц (в 10 раз выше чем частота обрыва разомкнутого контура).Здесь мы можем видеть что дифференциальное напряжение между операционным усилителем входы сдвинуты по фазе на 90 градусов относительно к выходному напряжению. Помните, что открыть контурное усиление равно V(OUT)/Vdiff, поэтому сравнение мы на фиг. 12 должны соответствовать фазе смещение коэффициента усиления разомкнутого контура. Действительно, на ФИГ. 11а показано усиление без обратной связи LT1226, и мы можем видеть, что при 65 кГц фазовый сдвиг действительно составляет 90 градусов.

Эту схему можно скачать здесь: Не инвертирующий LT1226 Цепь

РИС. 12

Мы видим, что напряжение Vdiff (65 мкВ) равно мало по сравнению с входным сигналом 10 мВ, поэтому выходной сигнал имеет ожидаемую амплитуду (1 В), для схемы с коэффициентом усиления 100.

Увеличение частоты в 1000 раз до 65 МГц, усиление без обратной связи составляет 21 дБ (около 11) и фазовый сдвиг составляет 180 градусов, как показано на фиг. 11а. Ввод сигнала 65 МГц дает результаты, показанные на фиг. 13

РИС. 13

Теперь у нас есть фазовый сдвиг на 180 градусов Vdiff. по отношению к выходу.Так почему же цепь не колеблется? Чтобы цепь колебалась, нам нужно фазовый сдвиг на 180 градусов вокруг петли, а также как выигрыш. У нас есть фазовый сдвиг, но есть ли у нас достаточный выигрыш? Теперь нам нужно посмотреть на сигнал в каждой из входных клемм, чтобы увидеть, есть ли достаточный прирост в цикле. До сих пор мы рассматривали напряжение на двух входах операционного усилителя (Vdiff), потому что легче измерить Vdiff, скажем, 100 нВ, а не измерять входное напряжение 10 мВ и напряжение на инвертирующем выводе, которое (10 мВ – 100 нВ).Чтобы получить истинное представление о нестабильности, мы необходимо измерить напряжение на каждом входе.

РИС. 14

На рис. 14 показано напряжение на инвертирующем выводе. (V(n001)), вход и выход. Вход находится на 10 мВ, но выходное напряжение пострадало из-за плохое усиление разомкнутого контура усилителя.Конечно измерение напряжения на выходе и деление дифференциальным напряжением на входах, мы должен по-прежнему достигать коэффициента усиления разомкнутого контура приблизительно 21 дБ. Следует отметить, что существует выходное напряжение смещения 40 мВ , которое должно быть удалено из показаний выходного напряжения до расчет выигрыша.

Глядя на напряжение на инвертирующем выводе, мы видно, что оно составляет одну сотую от напряжения на выход, и он находится в фазе с выходом Напряжение.Этого следует ожидать, так как существует резистивный делитель (дающий нулевой фазовый сдвиг) от выход обратно на инвертирующий терминал, состоящий из резисторы R2 и R3 и дающие затухание 100 как показано на фиг. 11b.

Мы также можем видеть, что напряжение на инвертирующем терминале (V(n001)) существенно ниже, чем входное напряжение, поэтому, хотя оно не совпадает по фазе с вход на 180 градусов, не больше V(IN) поэтому система не может колебаться.

Теперь мы можем уменьшить усиление усилителя на уменьшая, например, резистор обратной связи R2 в Фиг.11б. При этом эффект затухания резисторов R2 и R3 становится меньше, значит больше напряжение появляется на инвертирующем входе. Таким образом, теперь можно видно, что при заданной частоте, где напряжение на инвертирующий терминал перевернут по отношению к напряжение на неинвертирующем выводе, уменьшение коэффициента усиления не является хорошей идеей, так как это увеличить напряжение на инвертирующем выводе.В конечном итоге мы достигнем точки, где напряжение на инвертирующем терминале составляет 180 градусов от фазе и больше по амплитуде, чем напряжение на неинвертирующий терминал. Теперь у нас есть условие для колебаний. Вот почему многие операционные усилители имеют минимальная стабильность усиления. Если прибыль снижается ниже В этот момент операционный усилитель начнет колебаться. Этот можно увидеть на РИС. 15.

РИС. 15

Здесь R2 был уменьшен до 1k, а R3 сохранен на уровне 100. Ом, и это вызвало увеличение напряжения на инвертирующем входе.Это напряжение выше в амплитуда, чем входной сигнал 10 мВ, поэтому мы можем удалите входной сигнал 10 мВ, и схема продолжать колебаться. Это можно увидеть на ФИГ. 15. (Входная частота фактически была снижена до 1 Гц).

Выходное напряжение имеет амплитуду от пика до пика 1,049 В, а инвертирующий вход имеет амплитуду 94,67 мВ. Доля обратной связи составляет 100/(100+1000) = 0.091. Если на неинвертирующем выводе 0 В, то дифференциальное напряжение составляет 94,67 мВ. мы можем работать усиление разомкнутого контура должно быть 1,049 В / 94,67 мВ = 11,08. Таким образом, доля обратной связи, умноженная на открытую усиление контура составляет 0,091 x 11,29 = 1,01. Таким образом, мы имеем 180 фазовый сдвиг в градусах с усилением контура> 1, и эти условия возможных колебаний.

Усиление и запас по фазе являются мерой того, насколько близко к точка колебаний цепи.В других слова насколько близко к 180 градусам фазовый сдвиг или единица коэффициент усиления контура. Это мера цикла усиление схемы, , а не , усиление с обратной связью или коэффициент усиления без обратной связи.

Запас по фазе является мерой того, насколько близко усиление контура к со сдвигом фазы на 180 градусов при петлевом усилении есть единство. Если βА 0 имеет фазовый сдвиг на 180 градусов, когда он имеет величине единицы, схема имеет нулевые степени запас по фазе и будет колебаться.Если коэффициент усиления контура имеет фазовый сдвиг 160 градусов, схема имеет запас по фазе 20 градусов.

Маржа усиления является мерой того, насколько ниже единицы коэффициент усиления контура коэффициента усиления контура — это когда контур прирост, βA 0 , имеет фазовый сдвиг 180 градусов. Если петлевое усиление имеет фазовый сдвиг 180 градусов и коэффициент усиления петли 0.6, схема имеет коэффициент усиления 0,4. Цепь с петлевым усилением 0,8 имеет коэффициент усиления 0,2 и, следовательно, ближе к точка колебаний.

LTspice — это зарегистрированный товарный знак Linear Technology Корпорация

RC Генератор фазового сдвига на операционном усилителе

Генератор фазового сдвига

RC в основном состоит из усилителя и цепи обратной связи, состоящей из резисторов и конденсаторов, расположенных в виде лестницы.Следовательно, такой генератор также называется RC-генератором фазового сдвига лестничного типа.

Чтобы понять работу этого генератора, давайте сначала изучим RC-цепь, которая используется в цепи обратной связи этого генератора. На рис. 2.90 показана базовая RC-цепь.

Конденсатор и сопротивление включены последовательно. Теперь емкостное сопротивление в омах определяется как

.

Общее сопротивление цепи

р.РС. значение приложенного входного напряжения, скажем, вольт. Следовательно, ток определяется выражением

.

Из выражения для тока видно, что ток I опережает входное напряжение на угол

Выходное напряжение представляет собой падение сопротивления R, определяемое по формуле,

Напряжение на конденсаторе,

Падение находится в фазе с током, в то время как падение отстает от тока на i.е. ведет мимо. Векторная диаграмма показана на рис. 2.90 (б).

Используя правильные значения и , угол на практике устанавливается равным .

Сеть обратной связи RC

Как указывалось ранее, в пути обратной связи используется сеть RC. В осцилляторе цепь обратной связи должна ввести фазовый сдвиг на 180°, чтобы получить полный фазовый сдвиг вокруг контура, равный 360°. Таким образом, если одна RC-сеть дает фазовый сдвиг 4) = 60°, то для получения фазового сдвига 180° такие три RC-цепи должны быть соединены каскадом.

Следовательно, в RC-осцилляторе с фазовым сдвигом цепь обратной связи состоит из трех RC-секций, каждая из которых производит фазовый сдвиг на 60°, таким образом, общий фазовый сдвиг из-за обратной связи составляет 180° (3x 60°). Такая сеть обратной связи показана на рис. 2.91.

Сеть также называется многозвенной сетью . Все значения сопротивления и все значения емкости одинаковы, так что для определенной частоты каждая часть резисторов R и C дает фазовый сдвиг на 60°.

RC Генератор фазового сдвига на операционном усилителе Генератор со сдвигом фазы

R-C на операционном усилителе использует операционный усилитель в режиме инвертирующего усилителя.Таким образом, он вводит фазовый сдвиг на 180° между входом и выходом. Цепь обратной связи состоит из 3-х секций RC, каждая из которых обеспечивает фазовый сдвиг 60°. Такой RC-генератор с фазовым сдвигом на операционном усилителе показан на рис. 2.92.

Выход усилителя подается на цепь обратной связи. Выход сети обратной связи управляет усилителем. Суммарный фазовый сдвиг вокруг контура составляет 180° усилителя и 180° за счет 3-х RC секций, т.е. 360°. Это удовлетворяет требуемому условию положительной обратной связи, и схема работает как генератор.

Найдем передаточную функцию цепи обратной связи RC:

Применив КВЛ к различным шлейфам получаем,

Замена jω на s и запись уравнений в матричной форме,

Использование правила Краммера для получения I 3

Это частота, с которой колеблется цепь,

На этой частоте

Знак минус указывает на фазовый сдвиг 180 °

Теперь, чтобы получить колебания,

Таким образом, схема будет работать как генератор, который будет генерировать синусоидальную форму волны, если коэффициент усиления равен 29, а общий фазовый сдвиг вокруг контура составляет 360°.Это удовлетворяет критерию Баркгаузена для осциллятора. Эти генераторы используются в диапазоне звуковых частот, то есть от 20 Гц до 100 кГц.

Преимущества

Преимущества R-C фазовращателя,

  1. Схема проста по конструкции.
  2. Может производить вывод в диапазоне звуковых частот.
  3. Создает синусоидальный выходной сигнал. –
  4. Генератор с фиксированной частотой.

Недостатки

Изменяя значения R и C, можно изменить частоту генератора.Но значения R и C всех трех секций должны быть изменены одновременно, чтобы удовлетворить колебательные условия. Но это практически невозможно. Следовательно, генератор с фазовым сдвигом считается генератором с фиксированной частотой для всех практических целей.

И стабильность частоты плохая из-за изменений значений различных компонентов, из-за влияния температуры, старения и т.д.

[PDF] Применение в операционном усилителе — Скачать PDF бесплатно

Скачать Приложение в операционном усилителе…

Применение в операционном усилителе • Существует 2 типа применения в операционном усилителе – Линейное применение – Нелинейное применение • Линейное применение – это когда операционный усилитель работает в линейной области: – Допущения для линейного применения: • Входной ток, Ii = 0 • Входное напряжение: V+=V• Обратная связь на инвертирующем входе

1

Преобразователь масштаба • • • • • •

• •

Аналоговый инвертор и преобразователь масштаба: Схема аналогового инвертора показана на рис. Это то же самое, что инвертирующий усилитель напряжения.Предполагая, что ОУ является идеальным, дифференциальное входное напряжение равно нулю. т. е. vd = 0 Следовательно, v1 = v2 = 0 Поскольку входное сопротивление очень велико, следовательно, входной ток равен нулю. ОУ не пропускают ток. iin= если vin / R = — vO / Rf vo = — (Rf / R) vin Если R = Rf, то vO = -vin, схема ведет себя как инвертор. Если Rf / R = K (константа), то схема называется инвертирующим усилителем или преобразователем шкалы напряжений.

2

Фазовращатель Фазовращатель выдает на выходе Vo сигнал, равный входному сигналу Vi со сдвигом фазы ϕ .Если резисторы Rf и R1 в инвертирующем усилителе заменить импедансами Zf и Z1 так, чтобы Zf и Z1 были равны по величине, но различались по углу фазы, инвертирующий операционный усилитель сдвигает фазу синусоидального входного напряжения без изменения амплитуды. Таким образом, можно получить любой фазовый сдвиг от 0 до 360 градусов.

3

Инвертирующий суммирующий усилитель или сумматор

4

5

Неинвертирующий суммирующий усилитель или сумматор усилитель, вырабатывающий ток, пропорциональный входному напряжению.Константу пропорциональности обычно называют крутизной. На рис. показан преобразователь напряжения в ток, в котором нагрузочный резистор RL является плавающим (не соединен с землей). Входное напряжение подается на неинвертирующую входную клемму, а напряжение обратной связи на RL управляет инвертирующей входной клеммой. Эта схема также называется усилителем с последовательной отрицательной обратной связью по току, потому что напряжение обратной связи на RL зависит от выходного тока iL и последовательно с входным разностным напряжением vd.7

=0 Vf=Riin

Vf

8

VCIS (трансрезистивный усилитель) Преобразователь тока в напряжение Преобразователь тока в напряжение представляет собой усилитель, который создает напряжение, пропорциональное входному току. Константа пропорциональности называется трансимпедансом или транссопротивлением, единицей измерения которой являются Ω. Это приложение инвертирующего усилителя.

9

VCIS (трансрезистивный усилитель) Краткая информация Преобразователь тока в напряжение •

Трансрезистивные усилители используются для маломощных приложений для получения выходного напряжения, пропорционального входному току.

Фотодиоды и фототранзисторы, которые используются в производстве солнечной энергии, обычно моделируются как источники тока.

Преобразователи тока в напряжение можно использовать для преобразования этих источников тока в более распространенные источники напряжения.

10

Мостовой усилитель

Мостовой усилитель на двух операционных усилителях, где A1 подключен в неинвертирующей конфигурации С коэффициентом усиления (A1= 1+ R2/R1), A2 подключен как инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления равной величины (A2= R4/R3) Синусоидальное входное напряжение создает напряжения Vout1 и Vout2, которые равны по величине, но сдвинуты по фазе на 180 градусов.Нагрузка, такая как звуковой динамик, подключена между двумя выходными клеммами операционных усилителей и является плавающей. Напряжение на нагрузке в два раза больше, чем если бы оно производилось от одного операционного усилителя. 11

Усилители со связью по переменному току Инвертирующие и неинвертирующие усилители реагируют как на переменный, так и на постоянный ток. для изучения только частоты переменного тока. реакции, или если входной сигнал переменного тока накладывается на некоторый уровень постоянного тока, необходимо блокировать постоянную составляющую с помощью конденсатора связи по переменному току. Два типа усилителя переменного тока 1) Инвертирующий 2) Неинвертирующий

Инвертирующий усилитель переменного тока

Неинвертирующий усилитель переменного тока 12

Повторитель напряжения переменного тока •C1 и C2 выбраны для работы в качестве короткого замыкания для всех рабочих частот.• R1 и R2 Обеспечивают путь для входного постоянного тока к неинвертирующей входной клемме. • C2 ведет себя как пусковой конденсатор. Подключение R1 к выходной клемме Для работы на переменном токе. •Ri= R1/(1-Avf), где Avf – усиление замкнутого контура повторителя напряжения, которое почти равно единице (0,997), таким образом можно достичь очень высокого импеданса. 13

Интегратор

14

15

Дифференциатор

16

%PDF-1.4 % 6 0 объект > поток application/pdf2016-08-30T12:03:48-04:002016-08-30T12:03:48-04:002016-08-30T12:03:48-04:00SetaPDF-компонент слияния v2.6.2.671 ©Setasign 2005-2016 (www.setasign.com) конечный поток эндообъект 5 0 объект

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.