Схема импульсного: Простой мощный импульсный блок питания для питания радио электро-аппаратуры

Содержание

Схема импульсного блока питания — четыре версии на чипе IR2153

Схема импульсного блока питания — 4 рабочие схемы

Схема импульсного блока питания, но не одна, а сразу четыре. В этом материале будет представлено вам несколько схем импульсных источников питания, выполненных на популярной и надежной микросхеме IR2153. Все эти проекты были разработаны известным пользователем Nem0. Поэтому я здесь буду писать от его имени. Показанные здесь все схематические решения были пару лет назад лично автором собраны и протестированы.

Но вот сейчас, в середине 2018 года, автор решил вновь предложить их вам для повторения, схемы абсолютно рабочие. В данной статье к сожалению не каждая схема имеет для наглядности фото уже готового прибора, но это пока все, что есть.

В общем начнем пока с так называемого «высоковольтного» блока питания:

Схема традиционная, которую использует Nem0 в большинстве своих конструкций импульсников. Драйвер получает питание напрямую от электросети через сопротивление. Это в свою очередь способствует уменьшению рассеиваемой на этом сопротивлении мощности, сравнительно с подачей напряжения от цепи 310v.

Схема импульсного блока питания располагает функцией плавного включения напряжения, что существенно ограничивает пусковой ток. Модуль плавного пуска запитывается через конденсатор С2 понижающий сетевое напряжение 230v.

В блоке питания предусмотрена эффективная защита предотвращения короткого замыкания и пиковой нагрузки во вторичном силовом тракте. Роль датчика тока выполняет постоянный резистор R11, а регулировку тока срабатывания защиты выполняется с помощью подстроечника R10. Во время отсечки тока защитой, начинает светится светодиод, сигнализирующий о том, что защита сработала. Выходное двух полярное выпрямленное напряжение составляет +/-70v.

Трансформатор выполнен с одной первичной обмоткой, состоящей из пятидесяти витков, а 4 вторичные обмотки, содержат по двадцать три витка. Диаметр медной жилы и магнитопровод трансформатора расчитываются в зависимости от заданной мощности определенного блока питания.

Теперь рассмотрим следующий блок питания:

Эта версия блока питания во много схожа с описанной выше схемой, хотя в ней имеется существенное отличие. Дело в том, что здесь напряжение питания на драйвер поступает от специальной обмотки трансформатора, через балластный резистор. Все остальные компоненты в конструкции практически одинаковы.

Мощность на выходе этого источника питания обусловлено как характеристикой трансформатора и параметрами микросхемы IR2153, но и ресурсом диодов в выпрямителе. В данной схеме были задействованы диоды КД213А, у которых обратное максимальное напряжение 200v и прямой максимальный ток 10А. Для обеспечения корректной работы диодов при больших токах, их нужно устанавливать на радиатор.

Отдельного внимания заслуживает дроссель Т2. Наматывают его на совместном кольцевом магнитопроводе, в случае необходимости можно использовать другой сердечник. Намотка делается эмаль-проводом с сечением рассчитанным согласно току в нагрузке. Также и мощность импульсного трансформатора определяется в зависимости от того, какую выходную мощность вы хотите получить. Очень удобно делать расчеты трансформаторов с помощью специальных компьютерных калькуляторов.

Теперь третья схема импульсного блока питания на мощных полевых транзисторах IRFP460:

Этот вариант схемы уже имеет конкретную разницу относительно предыдущих моделей. Главные отличия, это система защиты от КЗ и перегруза здесь собрана с использованием трансформатора по току. И есть еще одна разница, это наличие в схеме пары предвыходных транзисторов BD140. Именно эти транзисторы дают возможность отрезать большую входную емкость мощных полевых ключей, относительно выхода драйвера.

Есть еще маленькое отличие, это гасящий напряжение резистор, относящейся к модулю плавного включения, установлен он в цепи 230v. В предыдущей схеме он расположен в силовом тракте +310v. Кроме этого в схеме имеется ограничитель перенапряжения, служащий для гашения остаточного импульса трансформатора. Во всем остальном никаких различий между приведенными выше схемами у этой больше нет.

Четвертая схема импульсника:

В этой схеме все упрощено до придела, здесь нет защиты от короткого замыкания, но собственно она не особо и нужна. В этом варианте блока питания, ток на выходе вторичной цепи 260v уменьшается на сопротивлении R6. Резистор R1 обрезает пиковый ток при пуске, а также сглаживает сетевые искажения.

Скачать: Дополнительные файлы

6.4. Схемы импульсных модуляторов. 6. Импульсная работа радиопередатчиков. Устройства генерирования и формирования радиосигналов. Учебное пособие

6.4.1. Модуляторы с частичным разрядом накопительного конденсатора

6.4.1.1. Схема модулятора с шунтирующим нагрузку активным сопротивлением

6.4.1.2. Схема модулятора с шунтирующими нагрузку дросселем и диодом

6.4.1.3. Подмодулятор

6.4.2. Модуляторы с полным разрядом искусственной линии

6.4.2.1. Колебательный заряд линии от источника постоянного тока

6.4.2.2. Схема модулятора с зарядным диодом

Импульсные модуляторы в зависимости от способа их построения и особенностей работы можно разделить на несколько групп, каждая из которых характеризуется определенными признаками. Основными признаками являются тип накопителя, тип коммутирующего прибора, характер заряда накопителя, место формирования модулирующего импульса. Главным из них следует считать тип накопителя, так как именно им определяется выбор всех элементов схемы импульсного модулятора. По типу накопителя энергии различают два основных вида модуляторов:

  • с частичным разрядом накопительного конденсатора;
  • с полным разрядом искусственной линии.

6.4.1. Модуляторы с частичным разрядом накопительного конденсатора

Импульсные модуляторы с частичным разрядом накопительного конденсатора весьма широко применяются в радиотехнических устройствах. Такие модуляторы формируют импульсы, близкие по форме к прямоугольным. В качестве коммутирующего прибора в них используются электронные лампы, которые являются безынерционными приборами. Это позволяет формировать импульсы с практически любой частотой следования. Кроме того, имеется возможность легко изменять длительность и частоту следования импульсов.

Рассмотрим два типа схем модуляторов с частичным разрядом накопительного конденсатора, предназначенных для модуляции магнетронного генератора – модулятор с шунтирующим нагрузку активным сопротивлением (рис.6.15а) и модулятор с шунтирующими нагрузку дросселем и параллельным ему диодом (рис.6.15б).

6.4.1.1. Схема модулятора с шунтирующим нагрузку активным сопротивлением

Рис. 6.15

На рис.6.15а пунктиром показаны паразитные емкости схемы. Паразитная ёмкость С1 образована выходной емкостью монтажа, а паразитная емкость С2 определяется входной емкостью генератора (магнетрона), емкостью монтажа и др.

Включенное последовательно с источником постоянного напряжения сопротивление R1 является ограничительным, оно необходимо для того чтобы при открытом коммутаторе источник питания не нагружался его малым сопротивлением, поэтому величина R

1 должна быть достаточно большой. Однако, через это сопротивление происходит заряд накопительного конденсатора, поэтому при чрезмерном увеличении R1 потребуется увеличение напряжения источника питания и понизится КПД зарядной цепи (см.6.3.4.1). Обычно R1=(10-20)Rм, где Rм – статическое сопротивление магнетрона в рабочей точке, которое бывает порядка 1000 Ом. Сопротивление R2 служит для создания цепи заряда накопителя, так как генератор СВЧ обладает односторонней проводимостью. Это сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы ток через него был во много раз меньше рабочего тока генератора СВЧ; обычно R2@ 10 Rм.

Сопротивление R2 служит для создания цепи заряда накопителя, так как генератор СВЧ обладает односторонней проводимостью. Это сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы ток через него был во много раз меньше рабочего тока генератора СВЧ. Работа схемы происходит следующим образом. Во время паузы между импульсами модуляторная лампа заперта большим отрицательным напряжением E

g. В это время накопительный конденсатор С заряжается от источника постоянного напряжения Е через сопротивления R1 и R2, и напряжение на нем Uc возрастает до Ucmax (рис.6.16а). При этом паразитная емкость C1 заряжается через сопротивление R1 от источника питания Е. К концу паузы между импульсами напряжения на накопительном конденсаторе C и на паразитной емкости С1 достигают величин, близких к Е, а напряжение на магнетроне почти равно нулю. С приходом на управляющую сетку модуляторной лампы положительного прямоугольного импульса от подмодулятора (рис.6.16б) модуляторная лампа отпирается, и через нее протекают токи разряда накопительного конденсатора С и паразитной емкости С1, а также ток от источника питания Е через ограничительное сопротивление R
1
.

Рис.6.16

Накопительный конденсатор вначале разряжается через модуляторную лампу, паразитную емкость С2 и сопротивление R2. При этом паразитная емкость С2 быстро заряжается, и напряжение на магнетроне нарастает от нуля до порогового напряжения Е0. Время нарастания напряжения на магнетроне от нуля до порогового значения называется длительностью фронта импульса напряжения модулятора tф0. С того момента, когда напряжение на магнетроне достигает порогового значения, разряд накопительного конденсатора происходит через магнетрон, модуляторную лампу, а также через паразитную емкость С2 и сопротивление R2. При этом напряжение на магнетроне быстро увеличивается от порогового Е0 до его значения Еа в рабочей, а ток магнетрона нарастает от нуля до значения I

a0 в рабочей точке. Время нарастания тока магнетрона от нуля до значения Ia0 называется длительностью фронта импульса тока магнетрона tфi (рис.6.16в).

Вследствие разряда накопительного конденсатора напряжение на магнетроне после достижения максимума, равного Еа, начинает медленно уменьшаться и к концу импульса подмодулятора снижается на небольшую величину DЕа; при этом и ток магнетрона уменьшается на величину DIa (рис.6.16в). Время, в течение которого напряжение на магнетроне изменяется на величину DЕа , называется длительностью плоской части (вершины) импульса модулятора t.

После окончания действия положительного импульса подмодулятора модуляторная лампа снова оказывается запертой большим отрицательным напряжением на сетке Eg. С этого момента возобновляются процессы заряда накопительного конденсатора и паразитной емкости С1

, и начинается разряд паразитной емкости С2. Вначале емкость С2 разряжается через магнетрон и сопротивление R2, а также через источник питания Е, ограничительное сопротивление R1 и накопительный конденсатор С (рис.6.15б). При этом напряжение на магнетроне быстро уменьшается до порогового значения Е0 , после чего ток магнетрона становится равным нулю. Время спада тока магнетрона от его величины в конце плоской части импульса до нуля называется длительностью спада импульса тока магнетрона tci (рис.6.16в). После того, как напряжение на магнетроне стало равным пороговому, а ток магнетрона стал равным нулю, разряд емкости С2 происходит только через сопротивление R2 и через источник питания Е, сопротивление R1 и накопительный конденсатор. Напряжение на магнетроне при этом спадает от величины Е0 до нуля (рис.6.16в). Время спада напряжения магнетрона от величины Е0 до нуля называется длительностью спада напряжения модулятора tс0. Таким образом, длительность импульсов модулятора определяется длительностью импульсов, поступающих на управляющую сетку модуляторной лампы от подмодулятора. При этом, даже в случае, когда импульсы подмодулятора имеют идеально прямоугольную форму, импульсы модулятора будут иметь форму, отличную от прямоугольной.

Рассмотрим основные количественные соотношения, при этом будем считать, что нагрузка модулятора (магнетрон) выбрана.

Ёмкость накопительного конденсатора определяется формулой (6.3), а максимальное напряжение на накопительном конденсаторе — формулой (6.2), где

Rз = R1 +R2.

Длительность фронта импульса напряжения равна:

tф0 = R0C0ln (). (6.10)

Здесь E0= Uн — напряжение на нагрузке (на магнетроне) при t = tф0, R0=,

R= , R’i — динамическое сопротивление модуляторной лампы на рабочем участке характеристики, С0= С12 — общая паразитная емкость модулятора, Iamax — максимальное значение анодного тока через модуляторную лампу. Длительность фронта импульса напряжения можно оценить и по приближенной формуле:

tф0 » 1,1×(ЕаС0)/Iamax. (6.10’)

Длительность спада импульса напряжения:

tс0 = 3RC0 , (6.11)

где

R ³ 10 RM . (6.12)

Здесь RМ — статическое сопротивление магнетрона в рабочей точке, которое бывает обычно порядка 1000 Ом, а полная паразитная емкость модулятора C2, как правило, лежит в пределах 100-200пФ, поэтому согласно выражению (6.9) tc0=6мкс. Такая большая длительность спада импульса напряжения на магнетроне может оказаться недопустимой. Для получения меньшей длительности спада импульсов напряжения вместо сопротивления R2 параллельно магнетрону ставят дроссель и диод (рис.6.15б).

Следует иметь в виду, что суммарный анодный импульсный ток Ia, протекающий через лампу равен:

Ia = I1+ I2 + Iа0 ,

где I1 — ток от источника анодного напряжения лампы, I2 — часть разрядного тока через зарядное сопротивление R2 при работе магнетрона, Iа0 — анодный ток магнетрона в импульсе.

Наибольшее напряжение на лампе в импульсе равно:

eаmax= eamin + Еа ,

где eamin— падение напряжения лампе в рабочей точке (рис.6.7), Еа — напряжение на выходе модулятора (на магнетроне). Для повышения надежности при выборе модуляторной лампы рекомендуется брать запас по току не менее 15%, а по напряжению — не менее 20%.

6.4.1.2. Схема модулятора с шунтирующими нагрузку дросселем и диодом

Изображенная на рис 6.15б полная схема модулятора с шунтирующими магнетрон дросселем и диодом (с учётом паразитных ёмкостей) в отличие от предыдущей обеспечивает малую длительность спада модулирующего импульса. Рассмотрим физические процессы в схеме модулятора при наличии индуктивности L в зарядной цепи. Здесь накопительный конденсатор С заряжается от источника питания Е через сопротивление R1, диод D и дроссель L. Поскольку заряд протекает медленно, индуктивность L не оказывает влияния на этот процесс. Можно считать, что напряжение на магнетроне в интервале между импульсами подмодулятора равно нулю. С приходом положительного импульса на сетку модуляторной лампы она открывается, и начинается формирование фронта импульса напряжения на нагрузке. При этом, как и в предыдущей схеме, паразитная емкость C1 разряжается, а паразитная емкость C2 заряжается, и напряжение на ней растет. Влияние индуктивности L и здесь незначительно, так как за время фронта импульса ток не успевает сколько-нибудь заметно нарасти.

Во время действия плоской части импульса напряжение на нагрузке снижается, что обусловлено, во-первых, частичным разрядом накопительного конденсатора С, а во-вторых, нарастанием тока в катушке индуктивности L (рис.6.17б).

Рис.6.17

В начале импульса этот ток равен нулю, так как накопительный конденсатор заряжен. За малое время фронта ток не успевает заметно измениться. При достижении напряжения на нагрузке значения Еа ток iL в дросселе начинает практически линейно расти (рис.6.17) по закону:

iL,

где rL— активное сопротивление дросселя. Так как << 1, то к концу импульса он становится равным:

ILmax@ (6.13)

Таким образом, форма вершины импульса в этой схеме зависит не только от величины емкости накопительного конденсатора, но и от величины индуктивности L – чем она больше, тем меньше снижение плоской вершины модулирующего импульса.

После окончания импульса подмодулятора лампа запирается, и паразитная емкость C2 начинает разряжаться. Когда напряжение на магнетроне становится меньше порогового E0, магнетрон прекращает работать, то есть RМ=¥. После этого за счет запаса электромагнитной энергии в индуктивности L и паразитной емкости C0 в схеме возникает переходный процесс. Так как характеристическое сопротивление r параллельного контура, образованного индуктивностью L и полной паразитной емкостью схемы C0 (рис.6.15в), всегда намного меньше параллельных ему сопротивлений запертых диода и магнетрона, то переходный процесс имеет колебательный характер, и спад импульса получается очень крутым, что весьма благоприятно. Если бы диода в схеме не было, этот колебательный процесс продолжался бы достаточно долго (по пунктирной линии рис.6.17а), причем, можно показать, что амплитуда колебаний превышает величину анодного напряжения Еа, что недопустимо.

Диод Д в схеме рис.6.15в включен таким образом, что во время первого полупериода колебательного напряжения, возникающего вслед за основным импульсом (и имеющего обратную полярность), он проводит и шунтирует контур LC0 своим малым внутренним сопротивлением Riд. Если внутреннее сопротивление диода меньше характеристического сопротивления параллельного контура образованного L и C0 , то оно шунтирует этот контур, переходный процесс становится апериодическим, и напряжение на контуре быстро спадает до нуля по экспоненте (на рис.6.17а это показано сплошной линией).

При формирование плоской вершины импульса ток через индуктивность L достигает заметной величины, которая в конце плоской части импульса становится равным IL=()t. Поэтому в модуляторе с дросселем и диодом относительное изменение напряжения и тока магнетрона во время плоской части импульса больше, чем в схеме модулятора с шунтирующим магнетрон активным сопротивлением. Это является недостатком схемы модулятора с дросселем и диодом. Наибольший за время импульса ток через дроссель ILmax должен быть намного меньше тока магнетрона. Обычно принимают

ILmax=(0,005¸0,10) Iao .

Тогда:

L=(10¸20) Rмt (6.14)

Спад модулирующего импульса можно разбить на три участка. На первом участке напряжение на магнетроне при уже закрытой модуляторной лампе спадает от значения (Еа — DЕа) в конце вершины до Е0, после чего магнетрон прекращает работать. Это время спада импульса тока магнетрона tci. На этом участке, когда модуляторная лампа уже закрыта, а магнетрон еще работает, паразитная емкость С2 разряжается главным образом через магнетрон, так как токи через сопротивление R1 и дроссель L малы по сравнению с током магнетрона. Длительность спада импульса тока магнетрона оказывается такой же, как в схеме с шунтирующим магнетрон активным сопротивлением.

На втором участке напряжение на магнетроне спадает от Е0 до нуля. И магнетрон, и диод при этом не работают. На этом участке спада модулирующего импульса паразитная емкость С2 разряжается в основном через дроссель L. Как указывалось выше, здесь в схеме имеет место колебательный процесс.

На третьем участке напряжение на магнетроне меняет знак, и диод проводит ток. Здесь разряд должен иметь апериодический характер, поэтому величина внутреннего сопротивления диода должна удовлетворять неравенству

Riд< . (6.15)

Схема модулятора с дросселем и диодом может обеспечить длительность спада модулирующего импульса tc0 = (0,1 – 0,2)t. Однако из-за диода увеличивается паразитная емкость C2 и усложняется схема модулятора. Поэтому иногда вместо диода последовательно с дросселем включают активное сопротивление R. При этом послеимпульсный колебательный процесс в контуре LC0R сохраняется, однако амплитуда колебаний невелика и имеет резко выраженный затухающий характер.

Если принять, что ток через дроссель в течение времени t»t нарастает линейно, то его эффективное значение может быть вычислено с достаточной степенью точности по формуле:

ILeff @

Режим работы магнетрона контролирует прибор, измеряющий среднее значение импульсного тока. Этот прибор включают так, как показано на рис.6.15г, где этот прибор измеряет зарядный ток, равный среднему значению импульсного тока магнетрона. В самом деле, за время заряда tзар @ Т накопительный конденсатор приобретает заряд Dqзар = CUc. Среднее значение зарядного тока равно:

iзар.ср.=

Среднее значение импульсного тока магнетрона (если импульс имеет прямоугольную форму) равно:

iм.ср. = ,

где Ia — ток магнетрона в импульсе. Но Iat = qзар, так как во время импульса накопитель отдает весь приобретенный во время паузы заряд. Емкость блокировочного конденсатора Сбл (рис.6.15г) выбирают так, чтобы его сопротивление Хсбл на частоте F было намного меньше сопротивления rпр рамки прибора, т.е. 1/Ωt << rпр.

Модуляторная лампа здесь выбирается так же, как в схеме с резистором в зарядной цепи.

6.4.1.3. Подмодулятор

Для управления электронным коммутатором применяются специальные устройства, называемые подмодуляторами, в которых формируются импульсы напряжения определенной амплитуды, формы и мощности, подаваемые затем на управляющую сетку коммутаторной лампы. Форма этих импульсов должна быть близка к прямоугольной. Длительность и частота следования импульсов подмодулятора определяют длительность и частоту следования модулирующих импульсов. В большинстве случаев основным каскадом подмодулятора является заторможенный блокинг-генератор, хотя в принципе может быть использована любая из многочисленных импульсных схем. В состав подмодулятора могут также входить усилительные, согласующие и развязывающие каскады.

Исходными данными для расчета подмодулятора являются требования к импульсу, отпирающему коммутаторную лампу, и к стабильности длительности и частоты следования импульсов. Длительность импульса подмодулятора обычно принимается tп @ tф0 + tci + t (см. рис.6.16а и 6.16б). Так как tci << tф0 , а tф0 @0,1t, то tп @ 1,1t. Расчет подмодулятора сводится к расчету отдельных каскадов типовых импульсных схем – блокинг-генераторов, усилителей, катодных повторителей и т.п.

6.4.2. Модуляторы с полным разрядом искусственной линии

Рис.6.18

В импульсных модуляторах с полным разрядом ёмкостного накопителя — искусственной линии — в качестве коммутатора используются ионные приборы, главным образом, водородные тиратроны. Мы рассмотрим наиболее распространенную схему модулятора с одинарной искусственной линией в качестве накопителя (рис.6.18).

6.4.2.1. Колебательный заряд линии от источника постоянного тока

Для повышения КПД зарядной цепи искусственных линий, используемых в качестве ёмкостных накопителей энергии и работающих в режиме полного разряда, в этой схеме использован колебательный заряд линии от источника постоянного тока, который мы и рассмотрим. Поскольку заряд искусственной линии происходит во время пауз между импульсами сравнительно медленно, то влияние индуктивных элементов линии на процесс заряда незначительно. Поэтому можно считать, что во время заряда искусственная линия представляет собой емкость , которая для цепочечной линии (рис.6.13) равна сумме емкостей конденсаторов, всех ячеек. Тогда упрощенную эквивалентную схему заряда искусственной линии для рассматриваемого случая можно представить так, как это показано на рис.6.19а, где — зарядный дроссель, Е — источник питания, а — суммарные потери в зарядной цепи. Дифференциальное уравнение для зарядного тока имеет вид:

Е =,

здесь E– напряжение, которое в общем случае могло остаться на линии, оно может быть как положительным, так и отрицательным, Е= , где q0 – остаточный заряд на линии при t=0.

Параметры зарядной цепи выбираются так, чтобы заряд был колебательным. Это имеет место при условии:

rЗ < 2ρз , (6.16)

где ρз– волновое сопротивление зарядной цепи6 ρз == ω0Lз =.

При колебательном заряде линии зарядный ток равен:

, (6.17)

где — декремент затухания цепи, . Напряжение на формирующей линии равно:

Uc= E +.

Обычно d<<w0 , поэтому напряжение на формирующей линии можно представить выражением

(6.18)

Если линия нагружена сопротивлением, равным волновому, то и

(6.19)

На рис.6.19б показаны графики изменения зарядного тока и напряжения на линии при колебательном заряде. Первый максимум напряжения имеет место при , то есть при , где — период свободных колебаний за рядной цепи. Желательно, чтобы коммутирующий прибор производил коммутацию в момент времени, когда напряжение на накопителе имеет максимальное значение. Для этого период следования коммутирующих импульсов Т должен быть равен половине периода свободных колебаний зарядной цепи:

Отсюда определяется индуктивность зарядного дросселя:

, (6.20)

где F — частота следования импульсов.

Рис.6.19

Если величина индуктивности зарядного дросселя выбрана правильно, то напряжение на накопителе в момент коммутации, когда t=0,5Tз, будет максимальным:

, (6.21)

где = ρз/rз — добротность зарядной цепи. Обычно , поэтому максимальное напряжение на накопителе , то есть почти вдвое больше напряжения источника питания. Это увеличение напряжения объясняется тем, что к концу первой четверти периода собственных колебаний, когда зарядный ток достигает максимума, а напряжение на линии – приблизительно напряжения источника питания (рис.6.19б), индуктивности зарядного дросселя запасается энергия . Эта энергия поддерживает дальнейшее протекание тока заряда в течение следующей четверти периода собственных колебаний, напряжение на накопителе продолжает увеличиваться до величины , пока не израсходуется вся энергия, запасенная в индуктивности , и зарядный ток не изменит своего направления.

КПД зарядной цепи равен:

ηз= ,

где Wист – энергия, отданная источником питания накопителю – линии – в процессе заряда, Wс — энергия, запасенная накопителем.

Wист= ЕEqзар,

Здесь qзар – заряд, полученный накопителем от источника.

Wс = 0,5СлUcmax.

Тогда

ηз =

Обычно Qзар=10–20, при этом ηз = 0,92–0,96. Таким образом, при колебательном заряде линии от источника постоянного тока КПД зарядной цепи достаточно высок.

6.4.2.2. Схема модулятора с зарядным диодом

Для получения стабильной величины напряжения заряда накопителя требуется высокая точность срабатывания коммутирующего прибора. В схеме модулятора, изображенной на рис.6.18, в зарядной цепи последовательно с зарядным дросселем включен диод Д1, благодаря которому разряд накопителя будет происходить всегда при одном и том же напряжении, равном максимальному напряжению . Напряжение на накопителе достигает максимального значения при t=Tз/2. При t>Tз /2 зарядный ток изменяет направление на обратное. Так как диод не пропускает тока обратного направления, то разряд накопителя через источник питания при t>Tз/2, невозможен, и напряжение на накопителе остается неизменным и равным вплоть до момента коммутации. Для того чтобы коммутация происходила всегда после того, как напряжение заряда накопителя достигнет максимального значения, обычно принимают равным (0,8¸0,9)Т, поэтому в схеме с фиксирующим диодом индуктивность зарядного дросселя Lз вычисляют по формуле:

(6.22)

Уменьшение индуктивности зарядного дросселя по сравнению с величиной, определяемой формулой ( 6.20) , нежелательно, так как при этом напряжение на линии будет нарастать чересчур быстро и может достигнуть значительной величины раньше, чем произойдет полная деионизация тиратрона. В этом случае возможно повторное зажигание тиратрона задолго до появления на его сетке поджигающего импульса.

Схема модулятора с фиксирующим диодам позволяет изменять частоту следования импульсов. Если период следования импульсов изменяется в пределах от до , то параметры зарядной цепи следует подобрать так, чтобы выполнялось условие . КПД зарядной цепи в схеме с фиксирующим диодом

несколько ниже, так как при включении диода снижается добротность зарядной цепи Qзар.

Цепь разряда накопителя

Цепь разряда накопителя в схеме рис.6.18 содержит искусственную линию, коммутирующий прибор и нагрузку — генератор СВЧ. В тех случаях, когда в качестве генератора СВЧ используется магнетрон, связь модулятора с генератором осуществляет с помощью выходного импульсного трансформатора.

Импульсный трансформатор

Импульсный трансформатор согласует низкоомное выходное сопротивление

модулятора, равное волновому сопротивлению линии r, с высокоомным входным сопротивлением генератора СВЧ, которое в данном случае принимается равным статическому сопротивлению магнетрона в рабочей точке RМ. Поэтому коэффициент трансформации импульсного трансформатора должен быть равен:

nи = (6.23)

Для неискаженной трансформации модулирующего импульса величина nи должна на быть не более пяти. То обстоятельство, что импульсный трансформатор является повышающим, позволяет понизить напряжение источника питания. Кроме того, трансформатор изменяет полярность модулирующего импульса, то есть знак выходного напряжения относительно земли.

Искусственная линия

При выборе числа ячеек N накопительной линии необходимо учитывать возможное искажение формы импульса при его трансформации, поэтому, принимая во внимание (6.8), N рассчитывают по формуле:

N=0,4 , (6.24)

где k=0,5¸0,8.

Цепи коррекции формы импульса

1. Согласующая цепь

Во время формирования фронта модулирующего импульса, когда напряжение на магнетроне еще не достигло величины порогового , искусственная линия разряжается на рассогласованную нагрузку, поскольку сопротивление магнетрона бесконечно велико. При этом в начальной части модулирующего импульса получится значительный выброс, что может привести к перенапряжению в схеме и нарушению стабильной работы. Для обеспечения постоянства нагрузки модулятора при формировании фронта и начальной части вершины импульса на выходе модулятора включается согласующая цепь R1C1. При включении этой цепи со стороны первичной обмотки (рис.6.18) сопротивление R1 должно быть равно волновому сопротивлению искусственной линии:

(6.25)

Емкость конденсатора C1 выбирается такой величины, чтобы время установления напряжения на нем равнялось времени формирования фронта модулирующего импульса. Если принять , то при этом

(6.26)

2. Цепь снятия послеимпульсного напряжения.

Для уменьшения амплитуды послеимпульсного выброса (обусловленного энергией, накопленной в импульсном трансформаторе) в модуляторах используют специальные цепи. На схеме рис.6.18 показана простейшая цепь снятия послеимпульсного напряжения, состоящая из диода Д3 и сопротивления R3. Работа этой цепи аналогична работе диода в рассмотренной выше схеме модулятора с частичным разрядом накопительного конденсатора и параллельными нагрузке дросселем и диодом. Полное активное сопротивление цепи снятия послеимпульсного напряжения должно быть такой величины, чтобы по окончании действия основного импульса переходный процесс в паразитном контуре , где Lm — индуктивность намагничивания импульсного трансформатора, был апериодическим. Для этого требуется, чтобы

, (6.27)

где Riд3— внутреннее сопротивление диода Д3; сопротивление R3 ставится для уменьшения тока через диод.

3. Цепь снятия напряжения перезаряда линии.

Рис.6.20

Нарушение режима согласования выхода модулятора со входом генератора сказывается главным образом на форме модулирующего импульса и на его величине. Выше было показано, что если сопротивление нагрузки меньше волнового сопротивления линии напряжение на нагрузке имеет знакопеременный характер (рис.6.21в). При работе на рассогласованную нагрузку напряжение на линии при колебательном заряде описывается уравнением (6.18) :

.

В момент коммутации, то есть при , напряжение на линии . Так как при ( R’г — приведённое к первичной обмотке импульсного трансформатора сопротивление генератора СВЧ) остаточное напряжение на линии отрицательно, то максимальное напряжение на линии равно:

Из формулы (6.6) следует, что при разряде линии на рассогласованную нагрузку остаточное напряжение равно:

,

поэтому при искрении магнетрона, когда , и . Если рассогласование остается и в последующие периоды работы, то напряжение на линии будет увеличиваться (рис.6.20), что может привести к выходу из строя элементов модулятора. Для устранения этого явления используется цепь снятия напряжения перезаряда линии, которая состоит из диода Д2 и добавочного сопротивления R2, включенных на входе формирующей линии (рис.6.18). При нарушении согласования эта цепь должна за короткий интервал времени tсн разрядить линию и обеспечить нормальные начальные условия для следующего зарядного цикла. Время tсн должно составлять 1-2% времени заряда линии, которое приблизительно равно периоду следования импульсов Т. Если время перезаряда линии tсн принять равным 3(RiД2 +R2) Cд , то

, (6.28)

где RiД2 — внутреннее сопротивление диода Д2 , — полная емкость линии. Величина сопротивления R2, выбирается так, чтобы ток через диод Д2 был не больше допустимого.

Подмодулятор

Управление ионным коммутатором осуществляется подмодулятором, который в данном случае является генератором поджигающих импульсов. Для поджига водородного тиратрона требуется импульс положительной полярности с амплитудой напряжения до нескольких сотен вольт. Форма поджигающего импульса значения не имеет, к ней предъявляется лишь требование достаточно большой крутизны фронта для уменьшения разброса во времени зажигания водородного тиратрона. Требования к поджигающему импульсу (амплитуда выходного напряжения и выходного тока, длительность импульса tип и скорость нарастания фронта) приводятся в паспорте тиратрона.

Генератор поджигающих импульсов водородных тиратронов обычно имеет на выходе катодный повторитель. Между катодным повторителем и тиратроном включают фильтр нижних частот, частота среза которого равна fср= 1/ t ип.

Цепи питания магнетрона

Для того, чтобы вторичная обмотка трансформатора накала магнетрона не находилась под высоким импульсным напряжением, в схеме на рис.6.18 модулирующее напряжение подается на магнетрон через трансформатор с двумя вторичными обмотками, которые по импульсному напряжению соединены параллельно конденсатором С1 (клеммы 1 и 2) и конденсаторами С2 и С3 (клеммы 3 и 4). Причем, клеммы 3 и 4, а следовательно, и клеммы 5 и 6 накального трансформатора, по импульсному напряжению соединены с корпусом, поэтому максимальный потенциал вторичной обмотки по отношению к корпусу практически равен амплитудному значению напряжения накала магнетрона. Особенностью такой схемы является то, что по вторичной обмотке импульсного трансформатора протекает ток накала магнетрона . Конденсатор С1 предназначен для устранения возможного неравенства импульсного напряжения между секциями вторичной обмотки импульсного трансформатора. Его емкость должна быть выбрана так, чтобы он имел достаточно большое сопротивление для тока накала магнетрона. Обычно C1»1 мкФ. Емкость конденсаторов С2 и С3 должна быть такой, чтобы напряжение DU, нарастающее на этих конденсаторах за время импульса магнетрона, не могло вызвать пробоя в накальном трансформаторе; DU принимают равным 50В. Через каждую из половин вторичной обмотки импульсного трансформатора протекает половина импульсного тока магнетрона i=0,5Ia. Емкости С2 и С3 определяются формулой:

(6.29)

Конденсатор С4 предохраняет прибор, измеряющий среднее значение тока магнетрона Iaср= Ia/q, где q — скважность, от переменных составляющих импульсного тока, эффективное значение которых Iaeff= Ia/, т.е. в раз больше среднего значения. Емкость этого конденсатора выбирают так, чтобы его сопротивление для составляющей с частотой F было во много раз меньше сопротивления рамки прибора, контролирующего средний ток магнетрона.

ЭМП-фильтры для контроллеров импульсных DC/DC источников питания

Стефан Кляйн (Stefan Klein) и Ранжит Браманпалли (Ranjith Bramanpalli), инженеры, Wurt Electonik

Чтобы обеспечить высокую эффективность, потери мощности у современных источников питания (ИП) должны быть невелики. Современные импульсные ИП и контроллеры импульсных DC/DC источников питания обеспечивают высокую эффективность, но если используемая схема и топология печатной платы не отвечают строгим требованиям, напряжение радиопомех может вырасти. В статье обсуждается реализация входных и выходных фильтров, позволяющих уменьшить помехи в DC/DC-преобразователях ИП.

Необходимость во входном фильтре

Любой импульсный источник питания создает радиопомехи, которые препятствуют нормальному функционированию других электронных устройств. Одной из главных причин возникновения напряжения помех является входной ток, который протекает через входную емкость контроллера импульсного ИП. При этом на эквивалентном последовательном сопротивлении (ESR) возникает падение напряжения. Таким образом, напряжение пульсации VRIPPLE конденсатора складывается из падения напряжения на емкости и на ESR конденсатора.

Измерение напряжения помех

Входной фильтр уменьшает амплитуду напряжения помех, подавляет гармонические составляющие и играет важную роль в уменьшении напряжения радиопомех до приемлемого уровня. Например, согласно стандарту EN61000–6-4 предельное значение пикового напряжения на частоте 150 кГц составляет 79 дБмкВ. На рынке пассивных компонентов предлагается широкий ассортимент фильтров с высокими вносимыми потерями, например в диапазоне 70–100 дБ. О днако на практике заявленные значения редко достигаются, т. к. потери этих фильтров измеряются при 50.О м нагрузке, а импедансы источников питания отклоняются от указанных величин. Таким образом, возникает необходимость в разработке фильтров, отвечающих потребностям реальных приложений.

Прежде всего, следует определить тип проектируемого входного фильтра с учетом разницы между дифференциальным и синфазным шумом. Для подавления дифференциального шума фильтр устанавливают на вход импульсного контроллера. Еще на этапе проектирования фильтра напряжение помех можно измерять с помощью схемы стабилизации импеданса линии (LISN) и анализатора спектра. На рисунке 1 показана применяемая в таких случаях схема испытаний. С ее помощью измеряются дифференциальные шумы, т. к. опорным напряжением является потенциал земли импульсного ИП, а не шина заземления.


Рис. 1. Схема для испытаний

Схема LISN служит для развязки переменного напряжения помех. Внутренний фильтр нижних частот LISN-схемы предотвращает сбои в работе других электронных устройств, которые подключены к общему источнику питания. На рисунке 2 показана осциллограмма напряжения помех VNOISE (дБмкВ) понижающего DC/DC-контроллера, который работает на коммутационной частоте 2 МГц; входное напряжение составляет 10 В, а эффективное значение входного тока равно 07 А.


Рис. 2. Напряжение помех в отсутствие входного фильтра

Величина напряжения помех VNOISE определяется следующей формулой:

Из рисунка 2 видно, что основная гармоника соответствует частоте переключения. Амплитуда гармоник в верхнем мегагерцовом диапазоне становится меньше, но все-таки превышает пороговую величину. При 116 дБмкВ у основной гармоники – максимальная амплитуда. Таким образом, VRIPPLE можно определить следующим образом:

Поскольку VRIPPLE = 631 мВ, это значит, что на входе требуется фильтр.

Влияние управляющего контура

Далее мы обсудим работу входного фильтра, который используется в упомянутом выше контроллере импульсного источника питания. Фильтр нижних частот состоит из дросселя (WE-PD2, неэкранированный, L = 1 мкГн, собственная резонансная частота (SRF) =110 МГц, RDC = 49 мОм) и электролитического конденсатора (серия FK, C = 10 мкФ, U = 35 В DC). Фильтр установлен перед входным конденсатором контроллера импульсного DC/DC источника питания (см. рис. 3).


Рис. 3. Схема фильтра

Прежде всего, следует выбрать собственную резонансную частоту дросселя, поскольку он теряет фильтрующую способность в верхнем частотном диапазоне из-за паразитной емкости. Во избежание насыщения сердечника его допустимый ток должен превышать пиковый ток на входе, по крайней мере, на 10%. С этой целью рекомендуется использовать резистор RDC, который позволяет минимизировать падение постоянного напряжения. Далее выбирается величина индуктивности с учетом того, что частота среза фильтра равна 1/10 от значения коммутационной частоты контроллера, т. е. намного меньше частоты среза импульсного контроллера, благодаря чему ослабляется амплитуда основной и большей части других гармоник. Поскольку у высококачественного фильтра резонанс имеет ярко выраженный характер, этот эффект необходимо ослабить.

Чтобы обеспечить стабильную работу контура контроллера импульсного источника питания, необходимо разнести рабочую частоту преобразователя и резонансную частоту фильтра. При совпадении этих частот на входе контроллера появляются колебания, из-за которых он теряет способность быстро менять величину входного напряжения. Причина такого поведения – в отрицательном входном сопротивлении контроллера импульсного ИП. Т еоретически, равенство POUT = PIN применимо и к контроллеру. Это значит, что при неизменных начальных условиях входной ток контроллера IIN уменьшается с увеличением входного напряжения UIN, что обусловлено наличием отрицательного входного сопротивления контроллера ZIN:

Поскольку это соотношение получено на основе анализа больших сигналов, а в контроллере импульсного ИП используются зависящие от частоты компоненты, величина входного сопротивления является динамической, и потому требуется анализ поведения системы при малых сигналах. Рекомендуется, чтобы выходной импеданс входного фильтра ZFILTER был намного меньше входного импеданса контроллера ZIN: ZFILTER<<ZIN.

Поскольку в большинстве случаев использование этого фильтра не приводит к возникновению электромагнитных полей, можно в качестве примера выбрать неэкранированный фильтр WE-PD2.

При определении емкости фильтра следует исходить из того, что максимальная допустимая величина рабочего напряжения конденсатора фильтра приблизительно на 25% выше напряжения питания, поскольку у всех конденсаторов со временем номинальное напряжение снижается. По мере увеличения напряжения величина емкости и, следовательно, эффективность фильтра уменьшается, что зависит от используемого диэлектрика. Чтобы собственная резонансная частота была высокой, рекомендуется, чтобы его эквивалентная последовательная индуктивность (ESL) была небольшой. В качестве исключения можно воспользоваться ESR большой величины, т. к. это позволяет уменьшить добротность фильтра и ослабить перерегулирование на частотах близких к резонансной. Рекомендуется, чтобы емкость фильтра была относительно велика, а индуктивность мала, т. к. при относительно высокой индуктивности частота собственного резонанса уменьшается. Лучшим выбором в качестве конденсатора для фильтра является электролитический конденсатор. Во избежание рассогласования импедансов необходимо правильно установить элементы фильтра. Из-за наличия входного конденсатора входной импеданс контроллера меньше, чем у импульсного источника питания, и потому дроссель фильтра следует установить между ИП и входным конденсатором контроллера. Таким образом, конденсатор фильтра подключается после дросселя параллельно источнику питания. Дроссель фильтра сглаживает ток пульсаций, а конденсатор фильтра шунтирует напряжение помех. На рисунке 4 представлены результаты измерения напряжения помех при использовании дополнительного входного фильтра.


Рис. 4. Результат использования входного фильтра

Дроссель фильтра WE-PD2 и его конденсатор обеспечили отличное подавление помех даже при малых значениях индуктивности 1 мкГн и емкости 10 мкФ. А мплитуда основной гармоники уменьшилась на 30 дБ, а амплитуды более высоких порядков исчезли в фоновом шуме. Величину индуктивности фильтра WE-PD2 можно повысить, чтобы добиться большего затухания. В конце концов, можно сделать так, чтобы вносимые потери фильтра превысили 40 дБ.

Таким образом, без входного фильтра не обойтись, а его параметры рассчитываются на этапе разработки приложения. Дифференциальные помехи подавляются LC-фильтром в контроллере DC/DC импульсного источника питания, а напряжение помех можно уменьшить до приемлемого уровня. Хорошо рассчитанный входной фильтр и правильно подобранные пассивные элементы фильтра обеспечивают большие вносимые потери. При этом сохраняется устойчивое функционирование контроллера импульсного источника питания.

Требования к выходному фильтру

В выходном напряжении импульсных ИП присутствуют остаточные пульсации, которые влияют на работу электронных устройств и вызывают электромагнитные помехи. Для нейтрализации помех применяются выходные фильтры, которые при определенных условиях влияют на управляющий контур.

Чтобы компенсировать влияние выходного фильтра и связанные с этим потери выходной мощности на элементах фильтра требуется компенсация этого контура. Какая бы схема контроллера импульсного ИП ни использовалась, в выходном токе присутствуют нежелательные остаточные пульсации, которые возникают из-за паразитного сопротивления ESR и паразитной индуктивности ESL выходного конденсатора. Величина относительно большой остаточной пульсации, сигналы которой принимают разную форму, зависит от типа выбранного конденсатора. Например, при использовании стандартного электролитического конденсатора возникает пульсация напряжения величиной до нескольких сотен мВ в зависимости от выходного напряжения контроллера импульсного ИП.

При использовании керамического конденсатора напряжение остаточной пульсации составляет всего несколько десятых мВ. Н екоторым аналоговым и ВЧ -системам требуется стабильное сглаженное напряжение питания без помех. При этом не следует пренебрегать высокочастотной составляющей гармонических колебаний в выходном напряжении, т. к. из-за нее может вырасти уровень электромагнитного излучения.

Выходной фильтр может ослабить остаточные пульсации и высокочастотные составляющие.

Ос лабление пульсаций

На практике для ослабления остаточных пульсаций до уровня в несколько мВ и подавления высокочастотных компонентов применяется, как правило, LC-фильтр нижних частот. На рисунке 5 показана схема такого фильтра, который можно реализовать с помощью неэкранированного дросселя WE-PD2 и стандартного электролитического конденсатора.


Рис. 5. Простая схема фильтра нижних частот


Рис. 6. Двухкаскадный выходной фильтр

Если помехи должны полностью отсутствовать на выходе, наряду с LC-фильтром нижних частот применяется ФНЧ во втором каскаде (см. рис. 6). Недорогой двухкаскадный фильтр можно реализовать с помощью дросселя WE-PD2 и SMD-феррита серии WE-MPSB.

Компоненты LFILTER и CFILTER1 работают как ФНЧ , который фильтрует сигнал тактовой частоты контроллера импульсного ИП и подавляет гармонические колебания. Далее ВЧ -составляющие выходного напряжения контроллера преобразуются в тепло с помощью ферритовой бусины SMD, а CFILTER2 ослабляет их амплитуду. Выходной фильтр этого типа уменьшает величину остаточной пульсации до нескольких мВ и обеспечивает питание даже чувствительных аналоговых цепей.

Прямые потери по току на выходном фильтре

Помимо потерь выходной мощности из-за импульсного контроллера большие потери выходной мощности по постоянному току возникают на выходном фильтре, что приводит к снижению эффективности контроллера импульсного источника питания. Из-за сопротивления RDC дросселей и ферритов возникает значительное падение напряжения на выходном фильтре и, соответственно, уменьшается выходное напряжение (см. рис. 7).


Рис. 7. Падение напряжения на индуктивности фильтра

В зависимости от размеров дросселя сопротивление RDC может принимать разные значения в диапазоне от нескольких мОм до нескольких Ом, что, разумеется, не может не сказываться на величине выходного тока. Даже у сильноточного SMD-феррита значение сопротивления RDC может достигать 0,04 Ом. Чтобы поддерживать требуемое напряжение, выходное напряжение подается через обратную связь с делителя напряжения на ИС контроллера. Чтобы уменьшить потери выходного напряжения, обусловленные выходным фильтром, его можно установить в управляющий контур (см. рис. 8).


Рис. 8. Реализация выходного фильтра в управляющей цепи

Стабильность управляющей схемы

Дроссель фильтра, феррит и конденсаторы фильтра вызывают нежелательный фазовый сдвиг, из-за которого нарушается стабильность функционирования управляющей схемы. В результате этого сдвига уменьшается амплитуда и запас устойчивости по фазе. В крайних случаях работа схемы становится нестабильной, и возникают колебания выходного напряжения. Чтобы обеспечить устойчивое функционирование необходимо, чтобы запас по амплитуде превышал 12 дБ, а по фазе – 45°. Управляющая схема считается динамически устойчивой, если коэффициент обратной связи (КОС ) падает до 0 дБ до того, как соответствующий фазовый сдвиг составит –180°. При этом амплитудная характеристика КОС должна пересечь ось х, т. е. принять значение 0 дБ при наклоне 20 дБ/декаду.


Рис. 9. Диаграмма Боде устойчивого импульсного контроллера

На рисунке 9 показана диаграмма Боде устойчивого понижающего преобразователя. В этом примере запас по амплитуде равен 32 дБ, а по фазе – 56°.

Если выходной фильтр не отвечает критериям устойчивой работы импульсного преобразователя, требуется компенсация управляющего контура, которая обеспечит стабильность выходного напряжения.

Переходная характеристика

Выходное напряжение должно оставаться стабильным при изменениях напряжения на входе импульсного преобразователя. Аналогично, в случае внезапного снижения или повышения выходного тока выходное напряжение должно быть быстро отрегулировано. На рисунке 10 показана переходная характеристика импульсного контроллера с регулируемой устойчивостью (кривая желтого цвета) с выходным напряжением 5 В при внезапном изменении нагрузочного тока с 0 до 1 А (зеленая кривая).


Рис. 10. Переходная характеристика устойчивого импульсного контроллера

При внезапном изменении нагрузочного тока управляющая схема должна быстро скорректировать выходное напряжение до заданного уровня. Выходное напряжение не должно значительно меняться в результате отклика на скачок – иначе из-за перенапряжения могут повредиться электронные цепи. В идеальном случае после скачка нагрузки выходное напряжение быстро корректируется до установленной величины; при этом отсутствуют выбросы и даже звон. Звон на этапе компенсации обусловлен нестабильной работой импульсного преобразователя. Функционирование контроллера импульсного ИП считается устойчивым, если он достаточно быстро реагирует на скачкообразное изменение нагрузки и своевременно компенсирует это изменение.

Выводы

Итак, если выходной фильтр установлен в управляющем контуре, его характеристическое уравнение имеет 2.й порядок или выше, что зависит от типа фильтра. Цепь компенсации должна иметь не меньший порядок, что приводит к увеличению инерционности управляющего контура. Таким образом, не рекомендуется включать выходной фильтр в управляющий контур. Выходное напряжение преобразователя следует снимать до выходного фильтра.

Целесообразно также выбирать дроссели фильтра и ферриты с наименьшими сопротивлениями RDC, чтобы уменьшить потери в выходном фильтре.
 
Техническая поддержка: [email protected]

Схема импульсного источника питания

Импульсный источник питания (рис. 2) состоит из выпрямителей сетевого напряжения, задающего генератора, формирователя прямоугольных импульсов регулируемой длительности, двухкаскадного усилителя мощности, выходных выпрямителей и схемы стабилизации выходного напряжения.

Рис. 2. Схема импульсного источника питания.

Задающий генератор выполнен на микросхеме типа К555ЛАЗ (элементы DD1 .1, DD1 .2) и вырабатывает прямоугольные импульсы частотой 150 кГц. На элементах DD1.3, DD1.4 собран RS-триггер, на выходе которого частота вдвое меньше — 75 кГц. Узел управления длительностью коммутирующих импульсов реализован на микросхеме типа К555ЛИ1 (элементы DD2.1, DD2.2), а регулировка длительности осуществляется с помощью оптрона U1.

Выходной каскад формирователя коммутирующих импульсов собран на элементах DD2.3, DD2.4. Максимальная мощность на выходе формирователя импульсов достигает 40 мВт. Предварительный усилитель мощности выполнен на транзисторах VT1, VT2 типа КТ645А, а оконечный — на транзисторах VT3, VT4 типа КТ828 или более современных. Выходная мощность каскадов — 2 и 60…65 Вт, соответственно.

На транзисторах VT5, VT6 и оптроне U1 собрана схема стабилизации выходного напряжения. Если напряжение на выходе источника питания ниже нормы (12 В), стабилитроны VD19, VD20 {КС182+КС139) закрыты, транзистор VT5 закрыт, транзистор VT6 открыт, через светодиод (U1.2) оптрона протекает ток, ограниченный сопротивлением R14; сопротивление фотодиода (U1.1) оптрона минимально.

Сигнал, снимаемый с выхода элемента DD2.1 и поступающий на входы схемы совпадения DD2.2 напрямую и через регулируемый элемент задержки (R3 — R5, С4, VD2, U1.1), в силу его малой постоянной времени поступает практически одновременно на входы схемы совпадения (элемент DD2.2).

На выходе этого элемента формируются широкие управляющие импульсы. На первичной обмотке трансформатора Т1 (выходах элементов DD2.3, DD2.4) формируются двухполярные импульсы регулируемой длительности.

Если по какой-либо причине напряжение на выходе источника питания будет увеличиваться сверх нормы, через стабилитроны VD19, VD20 начнет протекать ток, транзистор VT5 приоткроется, VT6 — закроется, уменьшая ток через светодиод оптрона U1.2.

При этом возрастает сопротивление фотодиода оптрона U1.1. Длительность управляющих импульсов уменьшается, и происходит уменьшение выходного напряжения (мощности). При коротком замыкании нагрузки светодиод оптрона гаснет, сопротивление фотодиода оптрона максимально, а длительность управляющих импульсов — минимальна. Кнопка SB1 предназначена для запуска схемы.

При максимальной длительности положительные и отрицательные управляющие импульсы не перекрываются во времени, поскольку между ними существует временная просечка, обусловленная наличием резистора R3 в формирующей цепи.

Тем самым снижается вероятность протекания сквозных токов через выходные относительно низкочастотные транзисторы оконечного каскада усиления мощности, которые имеют большое время рассасывания избыточных носителей на базовом переходе.2, вторичная обмотка имеет 3×6 витков провода ПЭВ-2 1,28 мм (параллельное включение). При подключении обмоток трансформаторов необходимо правильно их фазировать. Начала обмоток показаны на рисунке звездочками.

Источник питания работоспособен в диапазоне изменения сетевого напряжения 130…250 В. Максимальная выходная мощность при симметричной нагрузке достигает 60…65 Вт (стабилизированное напряжение положительной и отрицательной полярности 12 S и стабилизированное напряжение переменного тока частотой 75 кГц, снимаемые,со вторичной обмотки трансформатора Т3). Напряжение пульсаций на выходе источника питания не превышает 0,6 В.

При налаживании источника питания сетевое напряжение на него подают через разделительный трансформатор или фер-рорезонансный стабилизатор с изолированным от сети выходом. Все перепайки в источнике допустимо производить только при полном отключении устройства от сети.

Последовательно с выходным каскадом на время налаживания устройства рекомендуется включить лампу накаливания 60 Вт на 220 В. Эта лампа защитит выходные транзисторы в случае ошибок в монтаже. Оптрон U1 должен иметь напряжение пробоя изоляции не менее 400 В. Работа устройства без нагрузки не допускается.

Схема простого импульсного источника питания

В данной статье приводится описание схемы простого импульсного источника питания, который может выполнять роль лабораторного блока питания. Источник питания собран на базе микросхемы UC3842.

Блок питания 0…30 В / 3A

Набор для сборки регулируемого блока питания…

На ее базе построено много блоков питания для факсов, телевизоров, видеомагнитофонов и иной техники. Данную популярность UC3842 приобрела по причине небольшой стоимости, хорошей надежности, простоте схематического решения и наименьшей необходимой обвязке.

Описание работы импульсного источника питания

На входе источника питания (рис. 5.34), размещен сетевой выпрямитель, состоящий из предохранителя FU1 на ток 5 А, варистора Р1 на 275 вольт, для предохранения блока питания от скачков напряжения в сети, терморезистора R1 на 4,7 Ом, емкости С1, диодного моста VD1…VD4 на диодах FR157 (2 А, 600 В) и емкости фильтра С2 (220 микрофарад на 400 В).

Терморезистор R1 в холодном положении обладает сопротивлением 4,7 Ом, и при включении питания, ток заряда емкости С2 стабилизируется данным сопротивлением (4,7 Ом). Дальше сопротивление нагревается по причине текущего сквозь него тока, и его величина уменьшается до десятых долей ома. Причем он фактически не оказывает влияния на последующее функционирование схемы.

Сопротивление R7 создает напряжение питания для UC3842 в момент пуска источника питания. Обмотка II трансформатора Т1, емкость С8, диод VD6, диод VD5 и сопротивление R6 создают так называемую петлю ОС, которая обеспечивает питание в режиме работы, и по причине которой начинается стабилизация выходных напряжений. Емкость С7 служит фильтром.

Портативный паяльник TS80P

TS80P- это обновленная версия паяльника TS80 Smart, работающий от USB…

Радиоэлементы R4, С5 определяют времязадающую цепь для внутреннего генератора сигналов UC3842. Делитель на резисторах R2, R3 определяет напряжение стабилизации, создаваемое петлей ОС.  Сопротивление R9 – ограничивает ток, сопротивление R13 предохраняет полевой транзистор VT1 в случае обрыва сопротивления R9. Резистор R11 представляет собой измерительное сопротивление для вычисления тока протекающий сквозь транзистор VT1.

Элементы R10, C10 создают интегрирующую цепь, сквозь которую напряжение с сопротивления R11, являющееся эквивалентом тока протекающий сквозь транзистор VT1, идет на второй компаратор ИМС (UC3842). Элементы С9, VD7, VD8, R8, С11 и R12 определяют необходимую форму импульсов, ликвидируют паразитную генерацию фронтов и предохраняют транзистор от сильных импульсов напряжения.

Конструкция и детали импульсного источника питания

Трансформатор преобразователя собран на ферритовом сердечнике имеющим каркас ETD39 фирмы Siemens + Matsushita. Данный набор выделяется центральным круглым керном феррита и увеличенным зазором для толстых проводов. Каркас из пластмассы обладает выводы для 8-и обмоток. Намоточные данные трансформатора приведены в табл. 5.5.

Входной блок источника питания изображена на рис. 5.35. Она имеет гальваническую развязку с входной частью и состоит из трех функционально идентичный блока, включающий в себя выпрямитель, LC-фильтр и линейный стабилизатор. Первый модуль — стабилизатор на 5 В и ток 5 ампер — изготовлен на ИМС линейного стабилизатора А2 SD1083/84 (DV, LT). Данная микросхема обладает электросхемой включения, корпус и характеристики, схожие с МС КР142ЕН12, но рабочий ток составляет 7,5 А для SD1083 и 5 А для SD1084.

Следующий модуль — стабилизатор на 12/15 В (1 А) — изготовлен на ИМС линейного стабилизатора A3 7812 (12 В) или 7815 (15 В). Российский аналоги этих ИМС — КР142ЕН8 с подходящими буквами (Б, В), а в свою очередь К1157ЕН12/15.

И третий модуль — стабилизатор -12/15 В (1 А) — изготовлен на ИМС линейного стабилизатора А4 7912 (12 В) или 7915 (15 В). Отечественные аналоги данных микросхем — К1162ЕН12Д5.

Сопротивления R14, R17, R18 нужны для подавления избыточного напряжения на холостом ходу. Емкости С12, С20, С25 подобранны с небольшим запасом по напряжению из-за вероятного увеличения напряжения на холостом ходу. Желательно применить емкости С17, С18, С23, С28 марки К53-1А или К53-4А. Все ИМС крепят на персональные пластинчатые теплоотводы с площадью более 5 см2.

Паяльный фен YIHUA 8858

Обновленная версия, мощность: 600 Вт, расход воздуха: 240 л/час…

Импульсный паяльник своими руками: схема, устройство, принцип работы

Импульсные паяльники зарекомендовали себя как удобный, экономичный и безопасный инструмент радиомонтажника. Магазины предлагают множество моделей на любой вкус и кошелек.

Самостоятельное изготовление такого устройства может быть продиктовано не столько соображениями экономии, сколько жаждой познания и тягой к самореализации домашних мастеров. В этой статье мы расскажем об устройстве и особенностях импульсного паяльника и опишем несколько способов его самостоятельного изготовления.

Импульсный паяльник своими руками

Устройство паяльника работающего по импульсному принципу

Импульсный паяльник устроен относительно просто. Он состоит из:

  • Жало — рабочий орган, представляет собой V- образный отрезок медной проволоки толщиной от 1 до 3 миллиметров, закрепленный в держателе.
  • Источник питания — подает на жало электрический ток низкого напряжения .
  • Рукоятка пистолетного типа.
  • Кнопка включения устройства.
  • Сетевой кабель с вилкой.
  • Лампочка или светодиод подсветки рабочей зоны (необязательно, но очень удобно)

Самый сложный узел — это источник питания. Он преобразует сетевое напряжение в 220 В 50 герц в низкое напряжение высокой частоты (20-40 килогерц). Входная цепь источника через кнопку включения соединена с сетевым кабелем, а к выходной цепи подключены контакты жала. Существуют различные схемы блоков питания импульсных паяльников.

Устройство импульсного паяльника

Источник питания может быть встроенным в рукоятку. Закрепленный в корпусе трансформатор обладает большим весом и заметными размерами. При длительной работе это будет сильно утомлять оператора. В некоторых вариантах исполнения источник питания выполняют в виде отдельного блока. Это повышает безопасность и удобство пользования прибором. Кнопка включения устройства вмонтирована в рукоятку.

Основные конструктивные отличия от обычного паяльника:

  • Наличие блока питания.
  • Наличие кнопки включения.
  • Отсутствие нагревательного элемента.
  • Нет необходимости в подставке — температура паяльника повышается только на время пайки, после отпускания кнопки он очень быстро остывает до комнатной температуры .

Конкретные конструкции самодельных импульсных паяльников могут отличаться друг от друга в зависимости от того, какие устройства легли в их основу.

Принцип действия

В основу работы устройства положен простой физический принцип нагревания проводника при пропускании через него сильного электрического тока.

При включении устройства нажатием кнопки кнопкой замыкается входящая цепь блока питания, высокое напряжение преобразуется трансформатором в низкое напряжение на вторичной обмотке, в выходной цепи возникает ток, который быстро нагревает жало. При отпускании кнопки цепь размыкается, ток перестает течь и нагрев прекращается.

Сила тока в рабочей цепи достигает 25-50 ампер при невысоком напряжении около 2 вольт. Вторичная обмотка трансформатора должна быть намотана проводом, должна иметь сечение в несколько раз больше, чем сечение проволоки жала. То же самое касается токопроводящих шин, соединяющих концы жала с вторичной обмоткой. Это предотвратит их перегрев и непроизводительные затраты энергии на их нагревание.

Вместо трансформатора в последнее время все шире стали применяться импульсные источники питания. Они позволяют в несколько раз снизить вес и габариты блока при той же производительности.

Источники тока для питания импульсных паяльников

Перед началом самостоятельного изготовления паяльника следует, исходя из доступных материалов, определиться с выбором типа источника.

Традиционно импульсный паяльник в качестве источника питания использовал мощный понижающий трансформатор и назывался так только из-за кратковременного режима работы.

Такое устройство просто по конструкции, но обладает большим весом и габаритами.

Источник питания

Ставшие доступными не так давно импульсные блоки питания устроены намного сложнее. Они сначала выпрямляют поступающее на их вход низкочастотное сетевое напряжение, далее преобразуют его в высокочастотное (20-40 килогерц) и уже его подают на первичную обмотку трансформатора. Высокочастотные трансформаторы в несколько раз меньше по массе и габаритам, чем низкочастотные, поэтому весь импульсный источник питания, несмотря на сложное устройство, занимает места в несколько раз меньше, чем один низкочастотный трансформатор.

Резюмируя, можно сказать, что трансформаторные источники просты и надежны, но тяжелы и громоздки.

Импульсные существенно сложнее по устройству, но позволяют сэкономить вес и габариты.

Процесс переделки понижающего трансформатора

Выбирая понижающий трансформатор, следует помнить, что его мощность должна быть от 50 до 150 ватт. Меньшая приведет к перегреву и выходу устройства из строя, большая — к неоправданному утяжелению и громоздкости.

Импульсный паяльник на основе трансформатора

Первичную обмотку переделывать не нужно, а вторичную следует удалить, разобрав пластины. Точный расчет вторичной обмотки не требуется, важнее обеспечить максимальное сечение ее провода или шины. Обычно наматывают от двух до шести витков. Сечение должно быть в пределах от 6 до 10 мм2.

Важно! Витки вторичной обмотки не должны касаться друг друга и сердечника трансформатора.

Если вторичная обмотка выполняется медной шиной, ее концы можно оставить подлиннее и использовать в качестве токопроводов, закрепив жало непосредственно к ним. Отсутствие лишних соединений повысит надежность работы и улучшит температурный режим устройства.

После окончания намотки и монтажа обязательно проверьте обмотку тестером на отсутствие замыкания

Импульсный паяльник из понижающего трансформатора

Переделка электронного трансформатора

Импульсный источник питания для паяльника берется «как есть» и подвергается минимальным переделкам. Чаще всего применяют импульсный блок питания для галогенных ламп на напряжение 12 вольт и мощностью 60 ватт, но подойдет и любой с близкими параметрами.

Поскольку в современных блоках питания используются неразборные тороидальные трансформаторы, намотанные на ферритовом кольце и прочно закрепленные на плате, то старую вторичную обмотку не удаляют, а просто отключают.

Новую вторичную обмотку делают из всего одного витка медной шины большого сечения, аккуратно просовывая ее в центральное отверстие выходного трансформатора.

Если у нашедшегося под рукой провода или шины сечение недостаточное, то следует сделать две вторичные обмотки из одного витка, подключив их к токопроводам параллельно.

В целом процесс переделки своими руками электронного трансформатора в импульсный паяльник получается проще, чем в случае низкочастотного трансформатора.

Изготовление жала паяльника

Жало — самый простой, но, тем не менее, ответственный узел паяльника.

Жало паяльника

Медная проволока должна быть диаметром 1-2 миллиметра, крепить ее к токопроводным шинам следует болтовыми соединениями с шайбами. Если под рукой найдутся цанговые соединения на такой диаметр- то паяльник приобретет намного более эстетичный вид.

После нескольких пробных паек, возможно, придется изменить диаметр проволоки. Слишком тонкая будет перегреваться сама, и перегревать припаиваемые детали, слишком толстая, напротив, будет медленно прогреваться, задерживая основную работу.

Подбором толщины проволоки надо добиться разогрева жала до стабильной температуры за 5-7 секунд. Чрезмерное увеличение толщины приведет к росту потребляемой мощности и к перегреву вторичной обмотки выходного трансформатора. В ходе пробных паек нужно обязательно проверять степень ее нагрева, не допуская тления или даже воспламенения изоляции.

Преимущества и недостатки

Импульсный паяльник, собранный своими руками, будет выгодно отличаться от других типов паяльников следующим:

  • Малый расход электроэнергии. Она не тратится на обогрев мастерской, а расходуется только в момент пайки.
  • Безопасность. Жало в нерабочем состоянии мгновенно остывает, таким устройством нельзя обжечься, поджечь что-либо на рабочем столе или проплавить изоляцию.
  • Удобство использования, ремонта и обслуживания. Жало можно изготовить заменить за считанные минуты. Кроме того, жалу можно придать любую форму для выпаивания деталей в труднодоступных местах или среди плотного монтажа.

Кроме достоинств, этому типу устройств присущ и недостаток: большой вес и размеры утомляют руку при длительном использовании. Чтобы избежать этого, применяют импульсный источник питания и даже выносят его в отдельный блок.

Изготовление импульсного микросхемного паяльника

Для изготовления паяльника, которым можно выпаивать и впаивать в печатные платы микросхемы и другие электронные компоненты, отличающиеся особой чувствительностью к перегреву, в конструкцию устройства добавляют специально переделанный резистор, играющий роль защитного устройства. Хорошо подойдет резистор типа МЛТ сопротивлением 8 ом и рассеиваемой мощностью 0,5-2 ватта

Паяльник для микросхем своими руками

Кроме того, потребуется:

  • Полоска двухстороннего фольгированного текстолита 10Х30 миллиметров.
  • Кусок стальной проволоки толщиной 0,8 мм.
  • Медная проволока для жала.
  • Корпус шариковой ручки.
  • Импульсный блок питания 12-15 вольт 1 ампер.

Последовательность изготовления следующая:

  1. Снять лакокрасочное покрытие с резистора, нагрев его в муфельной печи или газовой горелкой.
  2. надфилем или лобзиком отпилить один из выводов .
  3. просверлить в этом месте отверстие диаметром 1,1 мм, достигнув внутренней полости. Второй вывод следует подключить к источнику питания, он же будет крепить устройство к ручке.
  4. Расширить отверстие в корпусе сопротивления на конус так, чтобы исключить контакт жала и внутренних стенок резистора, к этому месту надо будет припаять второй провод к блоку питания.
  5. Стальную проволоку надо согнуть пополам, выгнуть в месте сгиба кольцо по диаметру резистора (должно садиться очень плотно) и загнуть его под прямым углом.
  6. Кольцо залудить, надеть на резистор и припаять так, чтобы концы стальной проволоки были направлены в одну сторону с оставшимся выводом.
  7. Из полоски текстолита вырезать плату таким образом, чтобы на широкой части с разных сторон было две контактные площадки для припаивания концов проволоки и второго вывода резистора соответственно, средняя должна плотно входить в корпус ручки, а узкая — иметь контактные площадки для подпайки проводов от блока питания.
  8. Припаять концы проволоки и вывод сопротивления к плате, с дугой стороны припаять провода от блока питания
  9. В отверстие резистора плотно вставить кусочек термостойкого изолятора (той же керамики, например), чтобы исключит контакт жала со вторым выводом.
  10. Вставить медное жало в отверстие. Жалу можно придать любую удобную для пайки форму, изогнуть, сплющить, заточить и т.д.
  11. Пропустить провода через корпус ручки, вставить в него плату и подсоединить провода к блоку питания.

Устройство паяльника для микросхем

Работа таким импульсным микросхемным паяльником, сделанным своими руками, безопасна для микросхем и не утомляет руку.

Отличия от обычного паяльника

Основные отличия импульсного паяльника от обычного заключаются в следующем:

  • Нагревательный элемент как таковой отсутствует. Нагревается само жало за счет проходящего по нему сильного тока. Жало включают в цепь вторичной обмотки трансформатора.
  • Быстрый прогрев жала (несколько секунд).
  • Экономичность (электроэнергия расходуется только в момент пайки).
  • Безопасность. Паяльник нагревается на несколько секунд и так же быстро остывает.
  • Возможность регулировать мощность (в некоторых схемах)

Импульсный и обычный паяльники

Из негативных отличий следует отметить неприменимость такого устройства для пайки микросхем и других элементов, чувствительных к перегреву и к поражению статическими зарядами.

Делаем самодельный электропаяльник импульсного типа

Рассмотрим пошаговую инструкцию по самостоятельному изготовлению паяльника трансформаторного типа.

  1. Подобрать подходящий трансформатор. Подойдет любой силовой от блока питания старой электронной техники мощностью 50-150 ватт.
  2. Аккуратно разобрать его и снять обмотки. С вторичной можно не церемониться, а с первичной надо обойтись осторожно — она войдет в состав изделия.
  3. Изготовить и поместить поверх первичной вторичную обмотку из медной шины сечением не менее 20 мм Достаточно одного витка, надо оставить концы шины длиной не менее 15 см.
  4. Для изоляции следует использовать стеклоткань или термоусадочные трубки.
  5. К концам шин на болтовых креплениях присоединить V- образный кусок медной проволоки толщиной 1,5-2 мм (подбирается опытным путем)
  6. Из дерева или текстолита вырезать рукоятку, в ней закрепить кнопку включения. И трансформатор.
  7. Подсоединить к первичной обмотке сетевой кабель через кнопку.

Самодельный электропаяльник импульсного типа

Такой импульсный паяльник, сделанный своими руками, по сравнению с заводскими образцами будет хоть и выглядеть невзрачно, зато работать — ничуть не хуже.

Паяльник на базе энергосберегающей лампы

Домашние умельцы разработали еще одну схему создания импульсного паяльника — из энергосберегающей лампы. Сама лампа в конструкцию не входит, потребуются ее комплектующие.

Схема для сборки паяльника на базе энергосберегающей лампы

Перечень необходимых узлов и материалов:

  • Преобразователь (или балласт) от люминесцентного светильника.
  • Трансформатор с 220 вольт на любое низкое напряжение.
  • Медная проволока толщиной 2-3 миллиметра.
  • Крепеж.
  • Провода.
  • Сетевой шнур с вилкой.

В схему балласта от люминесцентного светильника вмешиваться не следует, она будет работать «как есть». Стабильность работы устройства и его безопасность обеспечивается средствами электронной схемы — терморезистор защитит от перегрева, а предохранитель — от короткого замыкания.

Первичная обмотка рабочего трансформатора подключается к выходным контактам балласта

Рабочий трасформатор следует намотать на любом доступном ферритовом кольце. Первичная обмотка содержит 10-120 витков прбода толщиной 0,5 мм.

Устройство электропаяльника

Вторичная- это один виток толстой медной проволоки сечением 3-3,5 мм2 К ней на болтовых или цанговых зажимах крепится жало из V- образного куска медной проволоки диаметром 1,5-2 мм.

Важно: проволока вторичной обмотки должна быть толще, чем проволока жала. Иначе будет греться не жало, а обмотка.

Рукоятка и корпус выполняется из любого доступного материала.

Сборка генератора импульсов | Журнал Nuts & Volts


Если вы работаете с цифровыми и логическими схемами (а мы все так делаем), этот прибор пригодится вам для проектирования, устранения неполадок и калибровки электронных схем. Хотя у меня есть довольно дорогой коммерческий генератор функций, я обнаружил, что этот генератор импульсов — тот, к которому я обращаюсь большую часть времени. Генератор довольно прост в сборке и имеет простую конструкцию. Для этого требуется шесть интегральных схем и два транзистора.Кроме того, вам понадобится блок питания 15 вольт на 200 мА.

Вы можете построить этот блок, как показано, или добавить/удалить этапы, если вы предпочитаете что-то более индивидуальное для ваших нужд. За два года использования я не почувствовал необходимости менять дизайн, так как он хорошо работал во всех ситуациях.

Я разместил это устройство в коробке размером 7 x 4 x 5 дюймов. Если вы строите его точно так, как показано, не используйте коробку меньшего размера, так как вы будете теснить элементы управления на передней панели. Прежде чем мы перейдем к конструкции, я чувствую, что необходимо описать теорию работы.

Как это работает

Ссылаясь на схему ( рис. 1 ), сердцем устройства является генератор скорости U4 и генератор ширины U3B. Частота мультивибратора U4 устанавливается в шесть ступеней выбором конденсатора S6a, S6b.

РИСУНОК 1. Сердцем устройства являются генератор скорости U4 и генератор ширины U3B.


Это, в свою очередь, регулируется потенциометром P2, чтобы обеспечить полный охват между диапазонами. Изменение RATE составляет от двух микросекунд до одной секунды непрерывно со значениями R9 и P2, дающими примерно 10-процентное перекрытие между диапазонами.Выходной сигнал прямоугольной формы отправляется через U5a,b (логический элемент И), который обеспечивает буферизацию на U4. Один вентиль посылает сигнал на J3 (внутренний триггер). Другой вентиль посылает сигнал на U2b-P5, который изолирует различные входы друг от друга с помощью функции вентиля ИЛИ.

Положительный фронт с выхода U2b запускает генератор ширины U3b. Между прочим, все эти схемы запускаются положительным фронтом. U3b является моностабильным мультивибратором, и его выходная ширина определяется выбором конденсатора через S7a, S7b.Как и в U4, он регулируется потенциометром P3 (также обеспечивающим 10-процентное перекрытие) для обеспечения непрерывной конвергенции шириной от одной микросекунды до 100 миллисекунд. Выход U3b отправляется через U2c на базу Q1. В сочетании с S4, U5c и d обеспечивают выбор положительных или отрицательных импульсов (Q или Q не).

Уровень импульса в этой точке составляет пиковое значение 15 вольт, и работа эмиттерного повторителя Q1 состоит в том, чтобы управлять регулятором уровня импульса P4 и схемой преобразования R14, R15 для управления уровнем ТТЛ U6 для быстрых времен нарастания и спада, необходимых для этого. семейство цепей.

С выхода регулятора уровня импульсов импульс подается на Q2 через R16. Q2 — это усилитель тока для управления нагрузками с очень низким импедансом. Его выходное сопротивление составляет порядка 10 Ом, и он легко управляет нагрузкой 50 Ом при пятивольтовом логическом уровне.

Основной выход на J4 связан по переменному или постоянному току в зависимости от выбора S5. Выход в этой точке от нуля до 14 вольт, пик. R17 — это подтягивающий резистор, помогающий сократить время спада. R16 был выбран произвольно, чтобы уменьшить перерегулирование и звон.

Переключатель S2 (пуск-стоп) предоставляет несколько вариантов. В рабочем положении генератор скорости U4 работает непрерывно и обеспечивает запуск для U3b. В положении остановки срабатывание U3b может быть любым из следующих:

  • Внешний запуск через J1
  • Одиночный выстрел срабатывает через S3 (single) — один импульс на нажатие
  • Внешнее управление через J2
  • Внутренний запуск с помощью S1 (burst) — один пакет на одно нажатие

U1 и U2 являются идентичными высокоскоростными компараторами и принимают любую форму волны от постоянного тока до 1 МГц.Их диапазон входного напряжения составляет от 1,3 до 15 вольт, пиковое. Входное сопротивление составляет один МОм. U3a является генератором длины пакета и будет посылать одну группу импульсов каждый раз, когда S1 нажимается. Фактическое количество импульсов определяется настройками управления на передней панели и длительностью пакета, выбранной потенциометром P1. В своем устройстве я выбрал для этой схемы диапазон от 0,1 до 20 миллисекунд. Вы можете изменить свою, изменив постоянную времени RC P1, C3.

C1 и C2 обеспечивают дешевое средство устранения дребезга контактов S1 и S3 соответственно.Основной выход (J4) имеет время нарастания импульса 10 наносекунд и совместим с комплементарной схемой металл-оксид-полупроводник (CMOS) или биполярной схемой. Выход ТТЛ (J5) совместим с этим типом схемы, как упоминалось ранее. Возможностей, встроенных в этот генератор, хватило для всех моих нужд. Теперь о строительстве.

Строительство

Как я уже упоминал ранее, коробка, которую я использовал, была настолько мала, насколько вы хотите. Мне даже пришлось смонтировать большинство компонентов блока питания на его заднем внутреннем углу, а выключатель питания — на задней панели.

РИСУНОК 2. Выключатель питания расположен на задней части корпуса.


Я не буду останавливаться на конструкции блока питания, так как вы можете использовать любую понравившуюся вам конфигурацию, вплоть до включения настенного трансформатора, если это необходимо. Просто убедитесь, что он соответствует требованиям схемы от 18 до 22 вольт и минимум 200 мА.

Я построил настоящую схему на специальной плате с дорожками, которые можно было бы использовать с сокетами типа DIP.Я всегда использую сокеты в своих проектах для будущих модификаций или устранения неполадок. Эта плата имела размеры 3,25 х 5,5 дюймов и располагалась, как показано на рис. 3 . Почти все компоненты были установлены на плате, за исключением компонентов с C5 по C15, о которых я расскажу позже.

РИСУНОК 3. Размеры платы 3,25 x 5,5 дюйма.


Q2 был выбран за его высокую скорость работы и мощность. Большинство быстродействующих переключающих транзисторов будут работать нормально, и даже скромный 2N3904 удовлетворительно показал себя в этой схеме.C16 должен быть установлен близко к этому коллектору. В этой конструкции не возникло никаких проблем с расположением схем, даже с сгруппированными и прошитыми проводами на передней панели. J1, J2 и J3 доступны через вырез в задней стенке корпуса.

Что касается времязадающих конденсаторов от C5 до C15, я решил установить их между площадками поворотных переключателей S6 и S7. Когда соответствующие регуляторы переменных (P2 и P3) находятся в калиброванном положении (полностью против часовой стрелки), скорости и ширины будут соответствовать положениям переключателей на передней панели.Это следующие:

   RATE:
     2 мкс, 10 мкс, 100 мкс, 1 мс, 10 мс, 100 мс

   WIDTH:
     1 мкс, 10 мкс, 100 мкс, 1 мс, 10 мс

РИСУНОК 4. Скорость и ширина отмечены на передней панели.


Элементы управления переменной переместят вас от одного диапазона к другому с 10-процентным перекрытием для обеспечения полного охвата. В положении калибровки точность будет зависеть от того, насколько значения конденсатора близки к требуемым значениям.

На некоторых диапазонах прибил на первом же подобранном конденсаторе. На других приходилось подкрадываться к нему с двумя конденсаторами (один большой, один маленький). Я стремился к однопроцентной точности на всех диапазонах, и добиться этого было несложно. Нет смысла пытаться добиться большей точности, чем эта, поскольку стабильность конденсатора не гарантирует, что время останется таким же стабильным. Если вы хотите большей стабильности и точности, вам придется использовать дорогие полистирольные или аналогичные конденсаторы.

Эти предельные точности на самом деле не нужны, так как вы обычно будете использовать этот прибор в сочетании с другим испытательным оборудованием (осциллографами и т.) для перекрестной проверки. В перечне деталей указаны целевые значения конденсаторов с C5 по C15. Эти значения могут различаться в вашей конкретной схеме, но предлагают близкую отправную точку.

Кроме того, потенциометры (P2 и P3) можно шунтировать резисторами высокого номинала, чтобы слегка изменить их значения и привести синхронизацию нижнего конца (P2 и P3, полностью по часовой стрелке) в большее соответствие с ожидаемыми скоростями и ширинами в этих точках. . Важной функцией этих двух схем является не столько точность передней панели, сколько полное покрытие коммутируемых диапазонов.

Фактический выходной ток возбуждения, создаваемый генератором, зависит от транзистора Q2 и рабочего цикла (процент времени, в течение которого Q2 остается на высоком уровне напряжения). Для показанного транзистора он будет выдавать 500 мА при 10-процентном рабочем цикле без ухудшения характеристик импульса. Например, 2N3904 будет выдавать 100 мА при тех же условиях.

Для U6 (транслятор cmos в TTL) я использовал шестнадцатеричный инвертор только потому, что это было удобно. Подходит любая конфигурация ворот TTL; просто убедитесь, что выход остается неинвертированным по отношению к входу.

По завершению, если возникнут проблемы, начните с проверки источников питания (+15 и +5 вольт). Затем посмотрите на генератор скорости U4, чтобы убедиться, что он работает. U4 будет работать, когда U2a-P9 положительный, и остановится, когда он отрицательный. Помимо генератора и из-за простоты схемы, вы можете переходить поэтапно, используя стандартные методы устранения неполадок.

Когда вы закончите этот проект, у вас будет источник генерации импульсов с широким диапазоном выходных сигналов:

     Частота плавная регулировка от двух микросекунд до одной секунды

     Ширина плавная регулировка от одной микросекунды до одной миллисекунды

     Триггер непрерывный, одиночный импульс, внутренний или внешний

     Выход адекватный привод практически для любой схемы (от нуля до 14 вольт, пик)

Лично для меня это был интересный и забавный проект, и он оказался важной частью моего испытательного стенда.Не торопитесь строить это, делайте профессиональную работу, и вы будете так же довольны, как и я. НВ


ПЕРЕЧЕНЬ ДЕТАЛЕЙ

Резисторы
[5% 1/4 Вт]
Конденсаторы
[25 вольт или выше]
Полупроводники
Р1 10К С1 0,05 мкФ Д1,Д2,Д3 ИН914
Р2 1,2К С2 0.05 мкФ RB1 [мост] [электронная почта защищена]
Р3 15К С3 0,05 мкФ Q1 2N3904
Р4 10К С4 0,05 мкФ Q2 2SC730
Р5 2.2К С5 5,5 мкФ [неэлектролитический] У1 LM319 [двойной компаратор]
Р6 2.2К С6 0,56 мкФ У2 CD4075 [тройной логический элемент ИЛИ с 3 входами]
Р7 22К С7 0,056 мкФ У3 CD4528 [двойной моностабильный]
Р8 5.1К С8 0,0056 мкФ У4 CD4011 [счетверенный вентиль И-НЕ]
Р9 9.1К С9 560 пФ У5 CD4081 [четверка И ворота]
Р10 22К С10 51 пФ У6 SN7404 [шестнадцатеричный преобразователь]
Р11 5.1К С11 5,7 мкФ [неэлектролитический] У7 7815C [+15В рег.]
Р12 22К С12 0,56 мкФ У8 78L05C [+5В рег.]
Р13 22К С13 0,056 мкФ Разное
Р14 1,8К С14 0,0039 мкФ Р1 1.0 Ом [ДЛИНА ИМПУЛЬСА]
Р15 680 Ом С15 130 пФ Р2 100K [ПЕРЕМЕННАЯ СКОРОСТЬ]
Р16 470 Ом С16 0,22 мкФ Р3 50K [ИЗМЕНЯЕМАЯ ШИРИНА]
Р17 С17 1,0 мкф-50 В Р4 1K [УРОВЕНЬ]
Р18 22К С18 0.05 мкФ С1, С3 Мгновенное NC
С19 1000 мкФ-35 В С2, С4, С5, С8 Переключатель SPDT
С20 100 мкФ С6, С7 Вафля [2 деки] 6 позиций
J1-J5 Розетка BNC
Пилот Светодиод с внутр. Резистор
Т1 120 В первичный; 15–20 В
вторичная @ 0,25 А

Синтез генетической последовательностной логической схемы с генератором тактовых импульсов | BMC Systems Biology

Динамическая модель синтетических генетических логических схем

Применяя математические модели для описания биохимических реакций генетических систем, можно синтезировать синтетическую генетическую схему с определенной функцией с точки зрения системы.

Рассмотрим динамическую модель синтетической генетической логической схемы с L генами, описываемой классом нелинейных дифференциальных уравнений Хилла[7]

m˙i=αifiu-λimi+αi,0,p˙i=βimi-γipi ,i=1,…,L

(1)

где м и и р и обозначают соответственно концентрации мРНК и белка для гена i , λ и и γ и — скорости деградации мРНК и белка соответственно, α и — скорость транскрипции мРНК, β и — скорость синтеза белка, α i ,0 – базовая производительность, f и (⋅) — функция активности промотора, которая описывает нелинейное поведение транскрипции и отражает силу взаимодействия между регулируемым белком и РНК-полимеразой (РНКп), а u — концентрация транскрипционного фактора (ТФ), который продуцируется другими ген(ы) или индуктор(ы) для контроля скорости транскрипции генов-мишеней.

Для гена с операторным сайтом, который может связывать репрессор или активатор TF, функции активности промотора описаны как

и

, где f НЕ и f Buffer — функции активности промотора для логики NOT и Buffer[26, 30] соответственно, n — коэффициент Хилла, который обозначает кооперативность связывания между TF и ​​соответствующим оператором, а K — константа Хилла, которые пропорциональны к длине или аффинности сайтов связывания TF, встроенных в промоторную область генов-мишеней.Для логического вентиля НЕ входом является репрессор, и ген производит белок только в отсутствие репрессора; в противном случае присутствие репрессора препятствует связыванию РНКп и промотора. Для генетического буфера входом является активатор, который способствует связыванию РНКп и промотора с образованием белка. Каркасы для двух логических вентилей показаны на рисунках 1 ​​(а) и (б) соответственно.

Рисунок 1

Выражения класса генетических логических элементов. (а) ворота НЕ; (б) Буфер; (с) И ворота; (г) Ворота ИЛИ; (e) вентиль XOR; (f) логический элемент И-НЕ; и (g) ворота NOR.

Для генов с двумя операторными сайтами, которые могут связывать два ТФ-репрессора или ТФ-активатора, функции активности промоторов описываются в соответствии с их логическими функциями как

(4)

ДЛЯU1,U2=u1K1n1+u2K2n2+u1K1n1u2K2n21+u1K1n1+u2K2n2+u1K1n1u2K2n2

(5)

fXORu1,u2=u1K1n1+u2K2n21+u1K1n1+u2K2n2+u1K1n1u2K2n2

(6)

fNANDu1,u2=1+u1K1n1+u2K2n21+u1K1n1+u2K2n2+u1K1n1u2K2n2

(7)

и

fNORu1,u2=11+u1K1n1+u2K2n2+u1K1n1u2K2n2

(8)

, где f И , ф ИЛИ , ф XOR , ф НЕ-И и f NOR являются, соответственно, активными функциями промотора логических элементов AND, OR, XOR, NAND и NOR, u 1 и и 2 – концентрации репрессорных или активаторных ТФ, K 1 и К 2 — константы Хилла для u 1 и и 2 соответственно и н 1 и n 2 — соответствующие коэффициенты Хилла.Для логических вентилей AND, OR и XOR транскрипционное поведение регулируется двумя TF-активаторами с разными сайтами связывания. Два репрессорных ТФ контролируют генетическую экспрессию логических вентилей И-НЕ и ИЛИ-НЕ. Каркасы их конструкции показаны на рис. 1(c)-(g).

В [38, 39] промотор и RBS рассматриваются как часть промотора-RBS для регуляции генетической экспрессии, поскольку время полужизни мРНК короче, чем у соответствующего белка. Можно переписать (1) как

p˙i=ρifiu-γipi+ρ0,i,i=1,…,L

(9)

где

ρi=αiβiλi,ρ0,i=α0,iβiλi

Здесь, ρ и и р 0, и — новый синтез и базовая скорость производства белка.Динамическая модель 2 L дифференциального уравнения (1) сводится к динамической системе с L дифференциальным уравнением (9). Для реальной реализации путем извлечения соответствующих частей промотор-RBS из библиотеки промотор-RBS синтетическая генетическая схема может быть реализована в генетических системах.

Синтетические генетические последовательные логические схемы

В цифровых логических схемах выходные данные последовательных логических схем зависят не только от текущих входных данных, но также и от прошлых входных данных.Для синхронных последовательных схем тактовый сигнал используется в качестве метронома для координации действий схем, которые колеблются между состояниями высокого и низкого уровня. Схемы с инициированными тактовыми сигналами становятся активными либо по переднему фронту, либо по заднему фронту, либо по обоим переднему и заднему фронтам. Для последовательной логической схемы, запускаемой по переднему фронту тактового сигнала, она становится активной, когда ее тактовый импульс переходит от низкого уровня к высокому (от 0 до 1), и игнорирует переход от высокого к низкому (от 1 до 0).

В генетических логических схемах колебательный сигнал, создаваемый репрессилятором, не идеален в качестве тактового сигнала для использования в схемах, основанных на изменении нарастающего или спадающего фронта тактового сигнала для перехода между состояниями. Наш предлагаемый подход состоит в том, чтобы представить идею схемы формирования формы волны в электронике для генетических логических схем и преобразовать синтезированный сигнал генетических колебаний в четкий тактовый сигнал или сигнал ШИМ с различными рабочими циклами. Регулируя размер рабочего цикла, можно генерировать тактовый импульс с нарастающим или спадающим фронтом, частота которого соответствует частоте колебаний.Для использования тактового импульса разработанный генетический счетчик, основанный на топологии электронной последовательной логической схемы, запускается для генерации тактового сигнала, частота которого обратно кратна генетическому колебанию.

Синтетический генетический осциллятор

Явление осцилляции в биологических системах обнаружено на различных уровнях биологической организации. Его практическая функция заключается в контроле дозировки лекарств или в качестве синхронного механизма межклеточной коммуникации.Возможность генерации зависит не только от топологии сети, но и от параметров системы. В настоящее время простейший синтетический генетический осциллятор может быть синтезирован из одного гена, репрессирующего сам себя с помощью петли отрицательной обратной связи с задержкой. Расширение простейшего осциллятора, называемого репрессилятором, состоит из трех генов ( lacI , tetR , cI ), которые репрессируют друг друга в цепи цикла. Продукт первого гена-репрессора, lacI из E.coli ингибирует транскрипцию второго гена-репрессора, tetR , из устойчивого к тетрациклину транспозона Tn10, белковый продукт которого, в свою очередь, ингибирует экспрессию третьего гена-репрессора, cI , из фага λ . Наконец, cI ингибирует экспрессию lacI , завершая цикл отрицательной обратной связи [10]. Динамическая модель репрессилятора может быть описана как

p˙i=ρifNOT,ipj-γipi

(10)

где р и и р и являются концентрациями белков для ( I , J ) ≡ ( LACI , CI ), ( Tetr , LACI ) или ( CI , TETR ).Для другого дизайна колебательное поведение может быть вызвано рядом генов-репрессоров и активаторов, в которых количество генов-репрессоров должно быть нечетным.

Чтобы разработать генетический осциллятор с желаемыми колебаниями, можно реализовать сеть регуляции генов для отслеживания эталонного синусоидального сигнала, заданного

.

, где и д – сигнал колебаний с желаемой амплитудой А , базисной частотой ω 0 , фаза φ и y d ,0 — базовый уровень, обеспечивающий неотрицательную концентрацию белка.Для получения более подробной информации о разработке синтетических генетических осцилляторов с помощью алгоритмов оптимизации см. [35].

Схема формирования сигнала

В электронике схема формирования сигнала предназначена для преобразования входного сигнала в требуемую форму в соответствии с характеристической кривой входа и выхода (I/O). Для колебательного входа и тактового выхода характеристическая кривая ввода/вывода желаемой схемы формирования сигнала показана на рисунке 2. Ступенчатая функция (пунктирная линия) с пороговым уровнем y Т используется в электронике.Для входного сигнала, значение которого превышает пороговый уровень, он рассматривается как «логический высокий». В противном случае это называется «логический низкий уровень». Однако в биологических системах идеальной ступенчатой ​​функции не существует. Вместо этого можно использовать сигмовидную функцию (сплошная линия на рис. 2). На характеристической кривой ввода-вывода сигмовидной функции можно выделить две рабочие области: насыщение и переход. Входной сигнал в области насыщения можно обрезать и удерживать на высоком или низком уровне для аппроксимации.В переходной области усиление в рабочей точке y Т должно быть больше (нормализовано) 1, потому что это гарантирует, что вход, который больше или меньше порогового уровня, будет усилен или уменьшен. При каскадировании следующей сигмовидной функции входной сигнал колебаний будет постепенно достигать области насыщения и оставаться на высоком или низком уровне.

Рисунок 2

Идея схемы формирования генетической волны.

В соответствии с этой идеей можно использовать схему формирования сигнала для регулирования периода логического высокого/низкого уровней колебательного сигнала в синусоидальном цикле и генерирования ШИМ-сигнала с различным коэффициентом заполнения, определяемым

.

, где D — рабочий цикл, T 0 – базовый период сигнала колебаний (11) с 2 π / ω 0 и Т на — это период «логического максимума» в базовом периоде.Для сигналов ШИМ с различными рабочими циклами пороговое значение получается с учетом

yT=Asinω0t+φ+yd,0,t=th±Ton2

(13)

с

th=1ω0sin-11-φω0,th∈0T0

(14)

Для выбора порогового уровня, приближающегося к y d ,0  +  A генерируется тактовый импульс, служащий передним триггерным фронтом, показанный на рисунке 3(a).Для тактового импульса, рассматриваемого как спадающий триггерный фронт, показанный на рисунке 3(b), можно выбрать пороговый уровень, близкий к y . д ,0  -  А . Аналогичным образом синтезируется ШИМ-сигнал с рабочим циклом 50%, т. е. тактовый сигнал, частота которого соответствует частоте генетического генератора, и показан на рисунке 3(c) при выборе базового уровня сигнала y . д ,0 . Другими словами, сигналы ШИМ с различными рабочими циклами могут быть синтезированы из колебательного сигнала через схему формирования формы сигнала с различными пороговыми уровнями.

Рисунок 3

Идеальные сигналы ШИМ. (a) нарастающий триггерный фронт; (b) спадающий фронт срабатывания; и (c) 50% рабочего цикла.

Реализация генетической схемы формирования формы волны

В спроектированных генетических логических схемах предлагается использовать генетический буфер[30] в качестве буфера между двумя каскадными генетическими схемами для улучшения передачи логического сигнала. Он используется здесь, чтобы помочь в разработке схемы генетического формирования сигнала:

p˙k=ρkfBuffer,kuk,Kk,nk-γkpk+ρ0,k,k=1,…,M

(15)

Его стационарное решение легко получить как

pk,ss=ρkγkfBuffer,kuk,Kk,nk+ρ0,kγk,k=1,…,M

(16)

где р к — выходная концентрация k th Buffer, p к , сс обозначает его равновесную концентрацию, u к , К к и и к — входная концентрация, константа Хилла и коэффициент Хилла k -го буфера, а ρ к , γ к и р 0, к — это, соответственно, скорость синтеза, распада и базальная скорость.Второй член правой части (16) является минимальным уровнем и ρ к / γ к — это разница между минимальным и максимальным уровнями. Концентрация на выходе генетического буфера равна половине максимальной концентрации на выходе, когда концентрация на входе равна K к и, следовательно, К к относится к пороговому уровню y Т .

На каждом этапе соответствующие входы и пороговые уровни задаются как

uk=yd,k=1pk-1,1

(17)

и

Kk=yT,k=1ρk-1+ρ0,k-12γk-1,1

(18)

На первом этапе входным сигналом является колебательный сигнал в (11), а пороговый уровень выбирается в соответствии с желаемой скважностью в (13). Для следующего этапа входным сигналом является выходная концентрация предыдущего буфера, а пороговым уровнем является половина максимального выходного уровня в предыдущем буфере.Топология предложенной нами генетической цепи формирования формы волны показана на рисунке 4. Сигнал колебаний от продукции белка любым геном репрессилатора активирует первый ген в цепи формирования генетической формы волны, продукция которой активирует следующий ген. Шаг за шагом колебание можно преобразовать в четкий тактовый сигнал или сигнал ШИМ. Однако проблема медленной сходимости к максимальному уровню возникает для большего порогового уровня K к .Чтобы решить эту проблему, можно снова каскадировать буфер с расчетными параметрами (16) на последнем этапе генетической схемы формирования сигнала, чтобы компенсировать выходной уровень.

Рисунок 4

Топология разработанной генетической схемы формирования сигнала.

Коэффициент усиления в рабочей точке К к получается из

Ak=∂pk,ss∂ukuk=Kk=ρknk4γkKk

(19)

где А к — это прирост к -го буфера.Прирост пропорционален коэффициенту Хилла n к и скорость синтеза ρ к и обратно пропорциональна константе Хилла K к и скорость распада γ к в рабочей точке u к  =  К к .Для обеспечения необходимого условия усиления в рабочей точке K к должно быть больше 1. Сначала выбирают соответствующую константу Хилла для желаемого синтезированного ШИМ-сигнала, а затем выбирают подходящий коэффициент Хилла n к , скорость синтеза ρ к и скорость распада γ к удовлетворительно (19).Из параметров системы на предыдущем этапе переходят к выбору соответствующих параметров системы на следующем этапе, удовлетворяющих (18) и (19). Согласно [38, 39], для реализации предложенной генетической логической схемы в реальности можно найти применимые компоненты промотор-RBS из сконструированной библиотеки промотор-RBS, характеристические кривые ввода/вывода которых способны удовлетворять (18) и (19) .

Схема схемы генетического делителя частоты

Делитель частоты в электронике — это устройство, генерирующее выходной сигнал, частота которого обратно кратна частоте входного сигнала.Для достижения этой функции используется последовательная логическая схема, счетчик, который состоит из серии триггеров и запускается тактовым импульсом для генерации тактовых сигналов с многократным базовым периодом. На рис. 5 показан идеальный тактовый сигнал при запуске по переднему фронту тактового сигнала с желаемым базовым периодом.

Рисунок 5

Идеальные тактовые сигналы с (а) базовым периодом; (б) двойной базальный период; и (c) четырехкратный базальный период.

Генетический триггер JK

Генетические триггеры JK, основанные на топологии цифровых логических схем в электронике, делятся на триггеры, запускаемые передним фронтом, и триггеры, запускаемые задним фронтом, как показано на рисунке 6. Для триггеров, запускаемых передним фронтом генетический триггер JK, его модель описана как

Рисунок 6

Класс синхронизируемых генетических JK-триггеров. (a) — срабатывающий по переднему фронту; и (b) — запускаемый задним фронтом.

p˙W=ρWfANDpK,pCLK,KW,nW-γWpW,p˙V=ρVfANDpJ,pCLK,KV,nV-γVpV,p˙R=ρRfANDpW,pQ,KR,nR-γRpR,p˙S=ρSfANDpV,pQ ¯,KS,nS-γSpS,p˙Q=ρQfNORpR,pQ¯,KQ,nQ-γQpQ,p˙Q¯=ρQ¯fNORpS,pQ,KQ¯,nQ¯-γQ¯pQ¯

(20)

где р ЦЛК — концентрация тактового импульса от низкого к высокому, p Ш , р В , р Р , р С , р В и pQ¯ обозначают, соответственно, концентрации белков генов W , V , R , S , Q и Q¯.Генетический триггер JK, запускаемый нарастающим фронтом, становится активным только тогда, когда тактовый импульс переходит от низкого к высокому. Существует четыре генетических вентиля И и два вентиля НЕ-ИЛИ, топология показана на рисунке 7. Белки p К и р ЦЛК активируют транскрипцию гена W . Белки p Дж и р ЦЛК активируют транскрипцию гена V .Продукция генов W и Q активирует транскрипцию гена R , а продукция генов V и Q¯ активирует транскрипцию гена S . Белки p Р и pQ¯ ингибируют транскрипцию гена Q и белков p С и р В ингибируют транскрипцию гена Q¯.

Рисунок 7

Топология генетического JK-триггера, запускаемого восходящим фронтом.

Для генетического JK-триггера, запускаемого задним фронтом, модель описывается формулой

R=ρRfNANDpW,pQ,KR,nR-γRpR,p˙S=ρSfNANDpV,pQ¯,KS,nS-γSpS,p˙Q=ρQfNANDpS,pQ¯,KQ,nQ-γQpQ,p˙Q¯=ρQ¯fNANDpR ,pQ,KQ¯,nQ¯-γQ¯pQ¯

(21)

где р ЦЛК — концентрация тактового импульса от высокого к низкому.Эта схема состоит из шести генетических вентилей И-НЕ, топологическая структура которой показана на рисунке 8.

Рисунок 8

Топология генетического JK-триггера, запускаемого задним фронтом.

Генетический счетчик

Для синтеза тактового сигнала с частотой, обратно кратной частоте генетического осциллятора, можно использовать схему синхронного генетического счетчика. Схема счетчика в электронике работает по переднему или заднему фронту тактового сигнала и подсчитывает количество тактовых импульсов.Основываясь на этой функции, сначала генерируется серия тактовых импульсов с использованием предложенной нами генетической схемы формирования сигнала, а затем используется сигнал тактового импульса для запуска генетического счетчика. В соответствии с картой Карно в теории цифровой логики можно определить входные сигналы каждого генетического JK-триггера и топологию схемы генетического счетчика. Для синтеза тактовых сигналов с 2 δ -кратным базисным периодом, в котором δ является положительным целым числом, схема синхронного генетического счетчика с числом δ генетических JK-триггеров, запускаемых нарастающим фронтом, построена с помощью

.

p˙W1=ρW1fANDpK1,pCLK1,KW1,nW1-γW1pW1,p˙V1=ρV1fANDpJ1,pCLK1,KV1,nV1-γV1pV1,p˙R1=ρR1fANDpW1,pQ1,KR1,nR1-γR1pR1,p˙S1=ρS1fANDpV1,p˙S1=ρS1fANDpV1,p˙R1 ¯1,KS1,nS1-γS1pS1,p˙Q1=ρQ1fNORpR1,pQ¯1,KQ1,nQ1-γQ1pQ1,p˙Q¯1=ρQ¯1fNORpS1,pQ1,KQ¯1,nQ¯1-γQ¯1pQ¯1 ,⋮p˙Wδ=ρWδfANDpKδ,pCLK1,KWδ,nWδ-γWδpWδ,p˙Vδ=ρVδfANDpJδ,pCLK1,KVδ,nVδ-γVδpVδ,p˙Rδ=ρRδfANDpWδ,pQδ,KRδ,nRδ-γRδpRδ,p˙Sδ=ρSδfANDpVδ, pQ¯δ,KSδ,nSδ-γSδpSδ,p˙Qδ=ρQδfNORpRδ,pQ¯δ,KQδ,nQδ-γQδpQδ,p˙Q¯δ=ρQ¯δfNORpSδ,pQδ,KQ¯δ,nQ¯δ-γQ¯δpQ¯ δ,p˙G1=ρG1fANDpK2,pQ2,KG1,nG1-γG1pG1,⋮p˙Gδ-2=ρGδ-2fANDpKδ-1,pQδ-1,KGδ-2,nGδ-2-γGδ-2pGδ-2,

(22)

с входом каждого генетического JK-триггера, заданного как

pJ1=pK1=1,pJ2=pK2=pQ1,pJ3=pK3=pG1,⋮pJδ=pKδ=pGδ-2

(23)

где pCLK1 – сигнал тактового импульса от низкого к высокому, pQ1,pQ2,pQδ – соответственно тактовый сигнал с удвоенным, учетверенным и 2 δ кратным базальным периодом.На рис. 9 показана топология синхронного генетического счетчика для тактовых сигналов с 2 δ -кратным базисным периодом.

Рисунок 9

Топология синхронного генетического счетчика тактовых сигналов с 2 δ -кратный базальный период.

Для синтеза тактового сигнала с тройным базисным периодом синхронный генетический счетчик с двумя генетическими JK-триггерами, запускаемыми нарастающим фронтом, и генетическим JK-триггером, запускаемым задним фронтом, строится по формуле

p˙W1=ρW1fANDpK1,pCLK1, KW1,nW1-γW1pW1,p˙V1=ρV1fANDpJ1,pCLK1,KV1,nV1-γV1pV1,p˙R1=ρR1fANDpW1,pQ1,KR1,nR1-γR1pR1,p˙S1=ρS1fANDpV1,pQ¯1,KS1,nS1-γS1pS1, p˙Q1=ρQ1fNORpR1,pQ¯1,KQ1,nQ1-γQ1pQ1,p˙Q¯1=ρQ¯1fNORpS1,pQ1,KQ¯1,nQ¯1-γQ¯1pQ¯1,p˙W2=ρW2fANDpK2,pCLK1, KW2,nW2-γW2pW2,p˙V2=ρV2fANDpJ2,pCLK1,KV2,nV2-γV2pV2,p˙R2=ρR2fANDpW2,pQ2,KR2,nR2-γR2pR2,p˙S2=ρS2fANDpV2,pQ¯2,KS2,nS2-γS2pS2, p˙Q2=ρQ2fNORpR2,pQ¯2,KQ2,nQ2-γQ2pQ2,p˙Q¯2=ρQ¯2fNORpS2,pQ2,KQ¯2,nQ¯2-γQ¯2pQ¯2p˙W3=ρW3fNANDpK3,pCLK2,KW3, nW3-γW3pW3,p˙V3=ρV3fNANDpJ3,pCLK2,KV3,nV3-γV3pV3,p˙R3=ρR3fNANDpW3,pQ3,KR3,nR3-γR3pR3,p˙S3=ρS3fNANDpV3,pQ¯3,KS3,nS3-γS3pS3,p˙ Q3=ρQ3fNANDpS3,pQ¯3,KQ3,nQ3-γQ3pQ3,p˙Q¯3=ρQ¯3fNANDpR3,pQ3,KQ¯3,nQ¯3-γQ¯3pQ¯3p˙G1=ρG1fORpQ2,pQ3,KG1,nG1- γG1pG1,

(24)

с входом каждого генетического JK-триггера, заданного как

pK1=pK2=1,pJ1=pQ¯2,pJ2=pQ1,pJ3=pQ2,pK3=pQ¯2

(25)

, где pCLK1 — сигнал тактового импульса от низкого к высокому, pCLK2 — сигнал тактового импульса от высокого к низкому, а pG1 — тактовый сигнал с тройным базальным периодом.Топология синхронного генетического счетчика для тактового сигнала с тройным базальным периодом показана на рисунке 10, а соответствующие идеальные сигналы показаны на рисунке 11.

Рисунок 10

Топология синхронного генетического счетчика для тактового сигнала с тройным базисным периодом. (a) Сигнал тактового импульса от низкого к высокому; (b) Сигнал тактового импульса от высокого к низкому; (c) Выходной сигнал pQ1 первого генетического JK-триггера; (d) Выходной сигнал pQ2 второго генетического триггера JK; (e) Выходной сигнал pQ3 третьего генетического триггера JK; и (f) Выходной сигнал логического ИЛИ (d) и (e) .

Рисунок 11

Идеальные сигналы для синтеза тактового сигнала с тройным базисным периодом. (a) Сигнал тактового импульса от низкого к высокому; (b) Сигнал тактового импульса от высокого к низкому; (c) Выходной сигнал pQ1 первого генетического JK-триггера; (d) Выходной сигнал pQ2 второго генетического триггера JK; (e) Выходной сигнал pQ3 третьего генетического триггера JK; и (f) Выходной сигнал логического ИЛИ (d) и (e) .

Вышеприведенный подход является общим, аналогичным образом можно определить соответствующие входы каждого генетического JK-триггера на основе теории инженерной цифровой логики[40] и каскадировать эти базовые триггеры, чтобы они напоминали другие типы генетических триггеров. счетчики с нужной рабочей частотой.

Что такое импульсный штекер?

Свечи

Pulse — это новейшая технология высокоэффективного зажигания. По сути, это свеча зажигания с внутренней импульсной схемой, которая увеличивает пиковый ток искры до 20 000 раз по сравнению с традиционной свечой зажигания.

Чем импульсная свеча отличается от свечи зажигания?

Их физические размеры такие же, как у штатной свечи зажигания. Однако импульсные свечи включают конденсатор, который накапливает поступающую электрическую энергию от системы зажигания и высвобождает ее в виде более короткого более мощного импульса энергии. Вместо 50 Вт пиковой мощности, типичной для свечи зажигания, импульсные свечи обеспечивают до 1 000 000 Вт пиковой мощности. Это позволяет импульсным свечам Pulstar сжигать топливо более эффективно, чем традиционные свечи зажигания.

Как работают импульсные пробки?

Когда зажигание сигнализирует о свече зажигания, она начинает ионизировать искровой промежуток. Это означает, что напряжение в промежутке накапливается до тех пор, пока не может образоваться искра. Во время этой фазы ионизации, которая длится около 5 миллионных долей секунды, поступающее напряжение (которому некуда деваться) нагревает компоненты зажигания, включая свечу зажигания. Это зря потраченная энергия. Когда напряжение зажигания преодолевает сопротивление в искровом промежутке, создается искра с начальным разрядом примерно 50 Вт.После создания искра остается между электродами с очень малой мощностью в течение 30 миллионных долей секунды. Вместо того, чтобы нагревать детали воспламенения во время фазы ионизации, свечи Pulse накапливают эту энергию в интегральной схеме внутри свечи. Когда мощность зажигания преодолевает сопротивление в искровом промежутке, импульсная схема разряжает всю свою накопленную мощность — 1 миллион ватт — за 2 миллиардные доли секунды. Это эффективно воспламеняет гораздо большую часть воздушно-топливной смеси, что исключает пропуски зажигания.Эффективное сжигание большего количества воздушно-топливной смеси в камере сгорания значительно увеличивает экономию топлива, приемистость и мощность.

Купить свечи Pulstar Pulse для вашего автомобиля

Двойной триггер формирует простой генератор импульсов с задержкой

В некоторых приложениях требуется регулировка тактовой частоты, например, генерация точных тактовых импульсов для АЦП с временным чередованием или регулировка задержки в различных приложениях точной синхронизации и задержки импульсов.Эта идея дизайна описывает генератор импульсов с задержкой, использующий D-триггер с двойной КМОП-матрицей (рис. 1). Схема обеспечивает прецизионные временные задержки входного импульса триггера. Управляющее напряжение постоянного тока выбирает временную задержку в пределах диапазона полной шкалы. Когда передний фронт импульса запускает вход, выход схемы генерирует импульс, передний фронт которого задерживается на величину, равную выбранной временной задержке, T D плюс фиксированная собственная задержка распространения T PD . Кроме того, постоянная времени R 4 C 2 определяет ширину выходного импульса.

Прецизионный источник постоянного тока I O и конденсатор C 1 задают полный диапазон задержки. Когда Q 3 выключен, источник тока заряжает конденсатор C 1 , генерируя линейно-пилообразное напряжение с наклоном, равным I O /C 1 . Задержка — это время, которое требуется рампе для повышения от начального напряжения до значения управляющего напряжения.

В этом приложении крутизна линейного изменения составляет 10 мВ/1 мкс, так что диапазон полной задержки составляет 256 мкс для управляющего напряжения от 0 до 2.56В. Полную задержку можно установить, изменив I O либо через R 1 +R 2 , либо через конденсатор C 1 . Для наилучшей точности источник тока может варьироваться от 10 мкА до 1 мА, емкость конденсатора может варьироваться от 1 нФ до 1 мкФ, а соответствующая полная задержка может варьироваться от 2,56 мкс до 256 мс. Используйте прецизионный пленочный конденсатор для C 1 .

Основой источника тока является шунтирующий прецизионный источник опорного напряжения микромощности, IC 3 , создающий опорное напряжение 1.233В с начальной точностью 0,2%. LM4041 производства Texas Instruments через прецизионные резисторы R 1 и R 2 смещает транзисторы с дарлингтоновской связью Q 1 и Q 2 с опорным током I O =V REF /(( 1 +R 2 )=100 мкА. Конфигурация Дарлингтона гарантирует, что базовый ток пренебрежимо мал, а выходной ток коллектора может достигать точности 0,3% в худшем случае. Вы можете использовать любой слабосигнальный транзистор, но для лучшей точности используйте биполярные транзисторы с высоким коэффициентом усиления, низким уровнем и низким уровнем шума (транзисторы с биполярным переходом), такие как 2N5087 или BC557C.

IC 1A представляет собой однократную схему (ссылка 1). Ширина выходного импульса, T W , равна R 4 C 2 × ln(V DD /V TH ), где V TH — пороговое напряжение цифровой КМОП. Поскольку V TH ≈V DD /2, то T W ≈R 4 C 2 ×0,69. Диод D 1 сокращает время восстановления. После включения питания Q 3 находится в состоянии насыщения, поглощая выход источника тока, и, как только входной импульс запускает схему, выход Q IC 1B становится низким, отключая Q 3 , запуск пандус.Когда линейное изменение превышает управляющее напряжение, выход компаратора IC 2A становится высоким, а нарастающий фронт запускает однократное срабатывание IC 1A и включает Q 3 через IC 1B , позволяя разрядить конденсатор. С 1 . Когда входной импульс запускает схему, любой другой запускающий импульс, возникающий перед задним фронтом задержанного выходного импульса, не создает выходной импульс; другими словами, схема не перезапускается. Эта функция позволяет вам одновременно делить и задерживать синхронизирующий сигнал входа.

Хотя IC 1 и IC 2 могут работать от источника питания от 3 до 16 В, минимальное напряжение питания схемы составляет 5 В; в противном случае Q 1 и Q 2 приближаются к насыщению, генерируя менее линейное изменение напряжения. Компаратор напряжения IC 2A , STMicroelectronics TS3702, имеет диапазон синфазных входных напряжений, включающий землю, что позволяет контролировать входные напряжения вплоть до 0 В.

Однако для правильной работы схемы минимальное управляющее напряжение должно быть больше напряжения насыщения Q 3 .Для компонентов на рисунке 1 измеренное значение равно 12 мВ. Если вы хотите уменьшить это напряжение, вы можете использовать цифровой N-канальный МОП-транзистор с низким сопротивлением во включенном состоянии. Дополнительный входной фильтр нижних частот, состоящий из R 6 и C 4 , помогает очистить от шума управляющее постоянное напряжение.

Если ЦАП управляет управляющим входом, вы можете построить генератор задержки с цифровым программированием. Подходящим недорогим 8-разрядным ЦАП является AD558 от Analog Devices, который имеет внутреннюю прецизионную опорную ширину запрещенной зоны для обеспечения выходного напряжения от 0 до 2.56 В, что делает 1 LSB равным 1 мкс. Он работает от 5 до 16 В с временем установления 1 мкс. Ток покоя схемы, I DD , меньше 300 мкА, потому что все микросхемы микромощные.

Новый низкочастотный моноцикловый пикосекундный генератор импульсов на основе ступенчатого восстанавливающего диода

Abstract

В этой статье представлен высокопроизводительный сверхширокополосный моноцикловый генератор пикосекундных импульсов с низким уровнем звона, сформированный с использованием ступенчатого восстанавливающего диода (SRD), смоделированный в программном обеспечении ADS и сгенерированный в ходе экспериментов.Генератор импульсов состоит из трех частей: ступенчатого восстанавливающего диода, полевого транзистора и диода Шоттки, используемых для устранения положительного и отрицательного звона импульса. Результаты моделирования подтверждают проект. Результаты измерений показывают форму выходного сигнала с размахом амплитуды 1,88 и длительностью импульса 307 пс с минимальным звоном -22,5 дБ, что обеспечивает хорошую симметрию и низкий уровень звона. Достигается высокая степень согласования между смоделированными и измеренными результатами.

Образец цитирования: Zhou J, Yang X, Lu Q, Liu F (2015) Новый низкочастотный моноциклический пикосекундный генератор импульсов на основе ступенчатого восстанавливающего диода.ПЛОС ОДИН 10(8): e0136287. https://doi.org/10.1371/journal.pone.0136287

Редактор: Мария Розария Скарфи, Национальный исследовательский совет, ИТАЛИЯ

Поступила в редакцию: 27 декабря 2014 г.; Принято: 2 августа 2015 г.; Опубликовано: 26 августа 2015 г.

Авторские права: © 2015 Zhou et al. Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с лицензией Creative Commons Attribution License, которая разрешает неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе при условии указания автора и источника

Доступность данных: Все соответствующие данные находятся в пределах бумага.

Финансирование: проект , поддерживаемый Китайской программой перспективных оборонных исследований в области науки и техники, Китай (грант № 40405050402, 40402040101-4 и 51307020202).

Конкурирующие интересы: Авторы заявили об отсутствии конкурирующих интересов.

Введение

Сверхширокополосный узкий импульс является важным аспектом любого исследования, касающегося сверхширокополосного (СШП) радара и системы беспроводной связи СШП [1–3] благодаря его приложениям с высоким разрешением и простой архитектуре системы.Для целей обнаружения, идентификации и сканирования путем анализа передаваемых и принимаемых сигналов были разработаны многочисленные импульсные радары [4–5]. Узкий импульс UWB может быть дополнительно разделен на классы ступенчатого импульса, гауссовского импульса и одноциклового импульса. Все эти импульсы имеют широкий частотный спектр [6]. Ступенчатый импульс и гауссовский импульс подходят для использования в приемниках, потому что их составляющие с высоким постоянным током трудно излучать антенной. С другой стороны, однотактный импульс можно использовать в передатчиках из-за отсутствия в нем постоянных составляющих и минимального количества низкочастотных составляющих.

В последние годы в нескольких исследованиях сообщалось о методах генерации сверхширокополосных импульсов, включая генератор на основе туннельного диода [7], генератор на основе генератора [8], генератор на основе транзистора [9] и генераторы на основе ступенчатого восстанавливающего диода (SRD) [7]. 1–2, 10–13]. Компоненты следует тщательно выбирать в соответствии с уникальными требованиями каждой системы и в зависимости от мощности и ширины выходного импульса. SRD-основанный метод является наиболее популярным методом проектирования для всех видов решений для генерации импульсов благодаря его эффективной способности заострять фронт импульса [12] и его преимуществу в простоте изготовления.Однако многие исследователи столкнулись с одной и той же проблемой, а именно с высоким уровнем звона импульса, что нежелательно сказывается на разрешающей способности зондирующих радаров. В предыдущем исследовании [14] мы ввели гауссовский импульс субнаносекундной ширины, используя модель SRD с шунтирующим подключением, что привело к уровню звонка около -15 дБ. В ходе экспериментов [15] были достигнуты лучшие результаты с уровнем звона -22 дБ при использовании резистивных шлейфов для подавления звенящего хвоста. Тем не менее, единственным недостатком является то, что амплитуда импульса от пика до пика очень мала (550 мВ) по сравнению с другими методами.

В этой статье мы намерены разработать низкочастотный моноцикловый пикосекундный импульс и продвинуть нашу предыдущую работу [14, 16] с целью генерирования сигнала, который обладает как более низким уровнем звона, так и приемлемой амплитудой. Остальная часть этой статьи структурирована следующим образом. В разделе II кратко представлена ​​модель SRD. Раздел III описывает расчетную схему генератора импульсов. Результаты испытаний, полученные при моделировании и эксперименте, представлены в разделе IV, а выводы — в разделе V.

SRD Модель

2.1 Структура и характеристики SRD

SRD представляет собой диод с PN-переходом, примесь которого имеет необычное распределение, как показано на рис. 1. Между высоколегированным слоем P + и высоколегированным слоем N + находится низколегированный слой N-типа. Это типичная медленно меняющаяся структура соединения. Характеристики прямой проводимости и обратной отсечки, вызванные возбуждением синусоидальной волны, будут представлены обычному диоду.В случае SRD формы сигналов тока и напряжения различны и показаны на рис. 2. Когда SRD преобразует прямое возбуждающее напряжение в отрицательное возбуждающее напряжение, сильный обратный ток течет непрерывно, пока не прекратится в какой-то момент времени, таким образом образуя крутое ступенчатое напряжение. Узкий импульс может быть сгенерирован таким образом.

Принципы этого явления следующие:

  1. Когда SRD находится в положительном смещении, обе стороны PN-перехода насыщаются многими неосновными носителями.Особое распределение примесей в SRD способствует увеличению этих инжектированных неосновных носителей и созданию тормозящих полей по обеим сторонам перехода, вызывая импеданс в распространении неосновных носителей, тем самым формируя концентрацию неосновных носителей в узких областях вблизи перехода. Кроме того, увеличенная продолжительность жизни неосновных носителей такова, что они не могут воссоединиться в течение периода положительного смещения.
  2. Когда положительное смещение преобразуется в отрицательное, сохраненные неосновные носители будут течь в направлении, противоположном направлению инжекции, таким образом образуя сильный обратный ток.Когда произошло извлечение всех неосновных носителей, обратный ток внезапно снижается до чрезвычайно низкого уровня, отключая диод и формируя ступенчатое напряжение.

2.2 Анализ эквивалентной схемы SRD

Эквивалентная схема SRD изображена на рис. 3, где C f представляет собой диффузионную емкость прямого смещения, C r обозначает емкость обедненного слоя обратного смещения, R f сопротивление диода, R s обозначает последовательное сопротивление диода, а V 0 , барьерный потенциал перехода.Эквивалентная схема показывает два типа рабочего состояния при прямом и обратном смещениях. При напряжении прямого смещения эквивалентная схема состоит из больших C f и R f , тогда как эквивалентная схема состоит из маленьких C r при напряжении обратного смещения.

Обычно параметры SRD охватывают γ , C 0 , V 0 и τ .Согласно выводу Коцебу: (1) Где τ — время жизни неосновной несущей, а C f можно вычислить с помощью τ и сопротивления прямого включения R f . Прямое сопротивление Ом f можно рассчитать путем измерения характеристик SRD I В . Типичные характеристики I V и кривые прямого сопротивления показаны на рис. 4. Из рисунка видно, что прямое сопротивление SRD R f вычисляется путем измерения SRD I V . характеристики, поэтому можно вычислить и прямую емкость C f γ , C 0 , V 0 и другими параметрами диода модель диода может быть представлена ​​легко и эффективно. Поскольку модель является более точной, возможны последующие улучшения конструкции оборудования, а также более высокая скорость производства в конструкции.

M-Pulse Microwave MP4023 используется в качестве SRD в этой статье. Параметры τ – 15 нс, t t (время перехода) – 50 пс, C r – в пределах 0.2~0,5 пФ, а R s — 0,8 Ом. Значение C f можно рассчитать по существующим параметрам и кривой I-V , как показано на рис. 4. Когда значения всех компонентов в эквивалентной схеме SRD известны, модель Spice может быть построена в соответствии с зависимости между количеством электричества SRD и напряжением, как показано в уравнении (2) [13].

(2)

На рис. 5 представлена ​​схема моделирования в ADS, где SDD обозначает взаимосвязь между током, напряжением и их перепадами для разных портов в N-портовом компоненте.Свойства компонента можно выразить, определив отношения между портами с помощью их алгебраических выражений. Представляя соотношение напряжение-ток в уравнении (1) с SDD и определяя параметры SRD C f и C r , которые были получены выше в качестве входных данных, мы можем получить имитационную модель.

Схема генератора импульсов

3.1 Общая конструкция

Для формирования необходимого гауссового узкого импульса схема генератора импульсов разработана на основе прототипа в [2], в котором малая амплитуда выходного сигнала подчеркивает неизбежный недостаток.Чтобы решить эту проблему, мы добавили модуль FET для усиления выходного импульсного сигнала. Кроме того, другая функция модуля FET состоит в том, чтобы выступать в качестве буфера между модулем генерации сигнала и модулем формирования сигнала. На рис. 6 показана общая схема генератора импульсов, состоящая из схемы формирования импульсов, схемы развязки и усиления, а также схемы формирования. Схема генерирования импульсов содержит связанную цепь, схему согласования, ступенчатый восстанавливающий диод (SRD) и микрополосковую линию короткого замыкания.Разделительно-усилительная цепь состоит из модуля FET, а формирующая цепь состоит из диода Шоттки. Сводка параметров основного компонента на рис. 6 приведена в таблице 1, а другие значения сопротивлений и емкостей отмечены на рисунке.

3.2 Схема генерации импульсов

Входной периодический сигнал прямоугольной формы возбуждает SRD через связанную цепь и цепь согласования. Схема автоматического смещения SRD, состоящая из связанной цепи и R L , устраняет необходимость в дополнительной цепи смещения постоянного тока, тем самым уменьшая общий размер схемы, обеспечивает хороший контроль накопления заряда и обеспечивает оптимальный выходной сигнал. импульса высокой амплитуды.Схема согласования используется для достижения максимальной передачи мощности, поскольку входное сопротивление SRD находится в диапазоне 10–20 Ом, а входное сопротивление всей системы составляет 50 Ом. Кроме того, после прохождения сигнала через SRD может быть сгенерирован чрезвычайно быстрый ступенчатый импульс. Кроме того, он будет давать узкий импульс с длинным хвостом и шириной за счет вычитания шагового импульса прямого распространения из отраженного импульса шага после прохождения через микрополосковую линию короткого замыкания. Поэтому процесс должен осуществляться последующими контурами.

Следующий вопрос требует особого рассмотрения в процессе проектирования. Длина микрополосковой линии короткого замыкания определяется шириной импульса, как показано в уравнении (3). (3) Где t A обозначает ширину импульса, l представляет длину микрополосковой линии короткого замыкания, а (c — скорость света), ε re — эффективный диэлектрик постоянный. Согласно уравнению (3), длину линии короткого замыкания можно получить после достижения ширины импульса t A .

3.3 Разделительная и усилительная цепи

Функция модуля FET имеет два аспекта: первая и более важная роль заключается в усилении импульсного сигнала, а вторая — в изоляции схемы генерирования импульсов от схемы формирования импульсов, что можно увидеть на рис. 6. Работа Принцип работы усилителя следующий: положительное постоянное напряжение смещения подается на электрод стока полевого транзистора через V dd1 , а импульсный сигнал, генерируемый MP4023, подключается к электроду сетки.До прихода узкого импульса полевой транзистор работает в зоне насыщения и не работает. Однако при поступлении отрицательного импульса полевой транзистор работает в зоне линейного усиления за счет отрицательного напряжения смещения и усиливает узкий импульсный сигнал. После усиления полевым транзистором узкий импульс будет иметь большую амплитуду и преобразовываться из отрицательного импульса в положительный импульс.

3.4 Функция диода Шоттки

Уровень звона импульсного сигнала дополнительно снижается за счет диода Шоттки в цепи формирования, служащего быстродействующим переключателем, который пропускает только импульс, превышающий определенный порог.Этот порог определяется постоянным напряжением смещения В d . Отрицательное напряжение смещения может снизить форму импульса в целом и теоретически устранить любой положительный и отрицательный звон. Несмотря на это, это невозможно, так как время переключения диода Шоттки не может быть равно нулю. Таким образом, явление звона все еще существует на выходе, и значение V d определяется значением звона. В этом проекте V d устанавливается на -0.9В, как показано на рис. 6.

Моделирование и экспериментальные результаты

В соответствии с моделью SRD и разработанной схемой, как показано на рис. 6, мы моделируем генератор импульсов в программном обеспечении ADS. На рис. 7 показана форма выходного импульса при моделировании. На рисунке модель SRD применена к генератору импульсов. Можно видеть, что ширина импульса составляет около 300 пс, а амплитуда импульса составляет около 1,96 В. Форма сигнала при моделировании удовлетворительная, поскольку почти все хвосты и звон были устранены.

Подробный уровень звонка R l можно рассчитать по уравнению (4), которое было уменьшено до -23,55 дБ с амплитудой звонка от пика до пика около 130 мВ.

(4)

Схема генератора импульсов выполнена на тефлоновых платах. Его диэлектрическая проницаемость составляет 9,6, плотность 0,8 мм, а сопротивление микрополосковой линии составляет 50 Ом. Конструкция схемы компактна, как показано на рис. 8. Входной сигнал представляет собой прямоугольную волну с частотой 10 МГц, а форма волны контролируется осциллографом DSO Lecroy Wave Master 8600A 6 ГГц, как показано на рис. 9.Амплитуда импульса составляет 1,88 В, а ширина импульса — 307 пс. Сравнение экспериментального результата с результатом моделирования показывает, что амплитуда импульса в тесте меньше, чем в моделировании, а звон импульса в тесте больше, чем в моделировании. Уровень импульса звона составляет -22,5 дБ, с размахом амплитуды звона 135 мВ. В целом два основных результата совпадают. Более того, генерируемый узкий импульс отличается высокой симметричностью и отсутствием огромных хвостов и звона.

Кроме того, чтобы оценить производительность предлагаемого генератора импульсов, сравнение различных генераторов импульсов СШП, построенных из дискретных компонентов, которые использовались в недавних исследованиях, было дано, как показано в Таблице 2. Можно сделать вывод, что наша конструкция очень низкий уровень звонка [2, 10, 12, 13] и узкий импульс [10, 12, 13]. В [2] схема была более сложной и продемонстрировала увеличение потребляемой мощности за счет второго диода Шоттки смещения постоянного тока. Однако можно сказать, что по сравнению с литературой, отмеченной в [12, 14], которые также имеют относительно низкие результаты звона, наш разработанный импульс достигает приемлемой амплитуды.

Заключение

Модель SRD построена с использованием программного обеспечения для моделирования ADS в этой статье. Исследователи также проектируют, моделируют, конструируют и тестируют генератор пикосекундных импульсов сверхширокополосной ширины. Предложенный генератор оказался конструктивно компактным, дешевым в изготовлении и простым в реализации. Ширина и амплитуда тестируемого импульса составляют 307 пс и 1,88 В соответственно. Результаты испытаний согласуются с результатами моделирования. Таким образом, предлагаемый генератор может быть адаптирован для практических приложений и может быть введен либо в компоненты, излучающие сверхширокополосные импульсы, либо в приемники дискретизации с понижающим преобразованием.Мы пришли к выводу, что данная модель имеет большой потенциал для широкого использования.

Авторские взносы

Задумал и разработал эксперименты: JZ XY FL. Проведены эксперименты: QL FL. Проанализированы данные: JZ XY QL. Предоставленные реагенты/материалы/инструменты для анализа: JZ. Написал статью: JZ XY.

Каталожные номера

  1. 1. Lee JS, Nguyen C, Scullion T (2001) Новый унипланарный субнаносекундный моноциклический импульсный генератор и преобразователь для микроволновых приложений во временной области.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 49: 1126–1129.
  2. 2. Han J, Nguyen C (2002) Новый сверхширокополосный генератор ультракоротких одноцикловых импульсов с уменьшенным звоном. IEEE Microwave Wireless Components Letters 2: 206–208.
  3. 3. Han J, Nguyen C (2006) о разработке компактного субнаносекундного перестраиваемого моноциклического импульсного передатчика для приложений UWB. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 54: 285–293.
  4. 4. Бенедетто Ф., Бенедетто М.Р., Де Бласис М.Р., Джунта Г. (2005)Надежность метода обработки сигналов для обнаружения и классификации повреждений дорожного покрытия с использованием георадара.Журнал датчиков IEEE, 5: 471–480.
  5. 5. Де Анджелис А., Диониги М., Москитта А., Карбоне П., (2009) Недорогая сверхширокополосная система определения дальности для помещений, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement. 58: 3935–3942.
  6. 6. Эндрюс Дж. Р., (2003) Источники, антенны и распространение сверхширокополосных сигналов, Тематическая конференция IEEE по технологиям беспроводной связи. 15–17: 439–440.
  7. 7. Ruai YY, Konishi Y, Allen ST, Reddy M, Mark JW, (1994) Генератор импульсов на резонансном туннельном диоде с бегущей волной, IEEE Microwave and Guided Wave Letters.4: 220–222.
  8. 8. Teshirogi T, Saito S, Uchino M, Ejima M, Hamaguchi K, Ogawa H, Kohno R, (2005) Пакетный генератор без остаточной несущей для автомобильных сверхширокополосных радаров, Electronics Letters. 41: 535–536.
  9. 9. Гердинг М., Муш Т., Шик Б., (2004) Генерация коротких электрических импульсов на основе биполярных транзисторов, Достижения в области радионауки. 2: 7–12.
  10. 10. Хан Дж., Нгуен С. (2005) Гибридный смеситель для выборки со связанными щелевыми линиями, интегрированный с генератором импульсов на диодах с пошаговым восстановлением для сверхширокополосных приложений, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques.53: 1875–1882 гг.
  11. 11. Протива П., Мрквица Дж., Махак Дж., (2010) Компактный ступенчатый диодный генератор субнаносекундных импульсов, Письма о микроволновых и оптических технологиях. 52: 438–440.
  12. 12. Kamal1 A, Bhattacharya A, Tamrakar M, Roy C, (2014) Генераторы сверхширокополосных импульсов на основе диодов с низким уровнем звонка и недорогим ступенчатым восстановлением для приложений GPR, Microwave and Optical Technology Letters. 56:2289–2294.
  13. 13. Ся Т., Венкатачалам А.С., Драйвер Х. (2012) Высокопроизводительный сверхширокополосный моноциклический генератор импульсов с низким уровнем звона, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement.61: 261–266.
  14. 14. Zhou JM, Gao XW, Fei YC, (2006) Новая CAD-модель ступенчатого восстанавливающего диода и генерации сверхширокополосных сигналов, IEICE Electronics Express. 3: 534–539. doi.org/10.1587/elex.3.534
  15. 15. Ма Т.Г., Ву С.Дж., Ченг П.К., Чоу С.Ф., (2007) Сверхширокополосный моноциклический генератор импульсов с шунтирующими шлейфами с двойной резистивной нагрузкой, Письма по микроволновым и оптическим технологиям. 49: 459–462.
  16. 16. Лю Б.С., Чжоу Дж. М., Чжоу Дж. (2012) Усовершенствованный сверхширокополосный генератор сверхкоротких одноцикловых импульсов, Advanced Materials Research.588–589: 781–784.

Кнопка подавления дребезга и схема генератора одиночных импульсов в разработке FPGA — Технология FPGA

Схема подавления дребезга кнопок и схема генератора одиночных импульсов при разработке FPGA

Генераторы одиночных импульсов обычно используются при разработке FPGA. Некоторые статьи ввели схемы, генерирующие одиночные импульсы. Ширина и фаза импульса генерируемых одиночных импульсов не могут быть синхронизированы с часами и могут использоваться только в тех случаях, когда требования не являются строгими.Тема я над которым я сейчас работаю, требуется ключевой генератор одиночных импульсов с тем же ширина как тактовый цикл и та же фаза, что и тактовый цикл. Ключевой сингл генератору импульсов требуется ключ для генерации одиночного импульса, но большинство разработок платы с чипами FPGA обеспечивают высокочастотные тактовые импульсы, и будет проблемы с дрожанием при нажатии клавиш. Для этого автор специально разработал схему подавления дребезга ключей, чтобы устранить дрожание и обеспечить стабильный ключ сигнал для генерации одиночного импульса.

1 Принцип схемы защиты от дребезга ключей

Чтобы сделать модуль схемы защиты от дребезга ключей простым и трансплантируемым, функция устранения дребезга клавиш реализована в виде счетчика.

Модуль счетчика n определяется по ширине импульса сигнал дрожания и размер периода импульса дискретизации сигнала CLK. подсчет модуль n = период выборки сигнала задержки/импульса. Как правило, время джиттера ключа составляет от 5 до 10 мс или даже больше. Системные часы предоставлены автором макетная плата составляет 24 МГц, рассчитывается по формуле, когда значение модуля счетчика занимает 20 бит, когда счет достигает 219, то есть h8 0000 задержка составляет около 22 мс.В течение расчетного периода считается быть сигналом дрожания ключа, и выборка не производится; счетчик останавливается подсчета, а сигнал дискретизации считается стабильным ключевым сигналом. В таким образом, сигнал джиттера с временем ключа менее 22 мс может быть отфильтровано.

Введите импульсный сигнал выборки CLK и введите ключевой сигнал KEY. Когда На входе KEY низкий уровень, счетчик начинает считать вверх. Когда счет достигает h8 0000, старший бит Q19 в счетчике равен 1, счетчик прекращает считать, и выход Q19 используется как стабильный выход ключа.Во время подсчета период, выход Q19 равен 0; KEY input high power Счетчик очищается и Q19 выход равен 0. Таким образом, схеме требуется 22 мс, чтобы получить действительный сигнал.

2 Принцип работы схемы генератора одиночных импульсов с ключом

Генератор одиночных импульсов с ключом использует вышеупомянутую схему для решить проблему дребезга ключей и получить стабильный сигнал. Используйте два D-триггера и логический элемент И для генерации одиночного импульса, как показано на рисунке 1.

D-триггер U2A срабатывает после получения стабильного сигнала D1=1. На клемму Q1 триггера U2A подается положительный импульс, синхронизированный с CLK. Выход Q1 на D-триггер U3A, получить положительный импульс, задержанный на один тактовый цикл чем Q1, и инвертировать выход Q2, чтобы получить отрицательный импульс. Выходы Q1 и Qn2 в качестве входа логического элемента И будет выводить одиночный импульс с шириной импульса в два раза больше, чем исходный такт.

Чтобы сделать ширину одиночного импульса равной тактовой период и ту же фазу, что и тактовый период, схема на рисунке 1 улучшилось, как показано на рисунке 2.

На рис. 2 вентиль НЕ добавляется до того, как часы отправляются на D-триггер, так что терминал Q1 генерирует положительный импульс, синхронизированный с nCLK (CLK’s сигнал обратного импульса), логический элемент И выдает одиночный импульс, а CLK равен половине разность тактов, как D. Вход D4 триггера U4A срабатывает при нарастающий фронт CLK U4A, так что ширина одиночного импульса равна такой же, как тактовый цикл, и реализуется одинаковая ширина импульса. И задерживается на половину тактового цикла, чтобы выходной импульс соответствовал тактовому циклу, чтобы добиться регулировки фазы.Временная диаграмма всего одиночного импульса генератор показан на рис. 3 (t1 и t2 на рис. 3 — моменты, когда любой клавиша нажата и клавиша поднята).

3 Описание языка Verilog HDL на основе счетчика генератор импульсов под ПЛИС

Схема счетчика дребезга ключей на рис. 1, ее код языка Verilog HDL для описать следующим образом:

Сброс n_rst и ключ n_Kd в коде активны низким уровнем.Verilog HDL языковой код ключевого генератора одиночных импульсов выглядит следующим образом:

D-триггер DFF также используется в коде, код для реализации этого модуля относительно прост ключевой генератор одиночных импульсов, генерирует импульс шириной, равной тактовому импульсу, и выводит одиночный импульс соответствующий тактовому циклу, и решает проблему устранения дребезга клавиш. Оно может быть применены к различным FPGA, которые должны генерировать один дизайн схемы импульса.Схема подавления дребезга ключей может быть независимо применена к другой схеме FPGA. конструкции. Счетчик 20 b, разработанный в этой статье, основан на предметные потребности. В других конструкциях значение модуля счетчика может быть рассчитано в соответствии с временем дрожания ключа, и счетчик может быть рассчитан для проектирования счетчик.

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.