10 DC-DC преобразователей для DIY проектов и самоделок с Aliexpress
Платы-преобразователи напряжения широко распространены и позволяют с легкостью получить нужное напряжение на выходе. Они могут использоваться для создания небольших блоков питания, подключения светодиодных ламп и светильников, для питания различных устройств от бортовой сети автомобиля и прочего. Небольшие размеры и высокая эффективность модулей позволяют встраивать их в готовые корпуса приборов и аппаратов. Применение очень широкое, поэтому предлагаю ознакомиться с некоторыми из них.
USB преобразователь
Маломощный повышающий DC-DC преобразователь, преобразующий напряжение USB-порта 5В в 9 или 12 вольт. Ток нагрузки должен составлять не более 1А, а сам USB порт выдавать честные 2А без заметной просадки напряжения. Идеально подходят для питания роутеров или приставок. Есть вариант простого переходника с USB на DC Port.
Регулируемый USB преобразователь
Представляет собой некоторый аналог предыдущего преобразователя, но уже с другой элементной базой и регулируемым напряжением на выходе.
Это универсальный понижающее-повышающий DC-DC преобразователь, напряжение на выходе от 1 до 24 вольт. При питании от USB 2А ток на выходе варьируется от 0,5А до 1А.
USB преобразователь с QC 2.0/3.0
Интересный DC-DC преобразователь с поддержкой протоколов быстрой зарядки QC 2.0/3.0. имеет компактные размеры и отлично подходит для постройки своего надежного адаптера для заряда смартфона или планшета. Многие ставят такие преобразователи в прикуриватель автомобиля. Диапазон рабочего напряжения 6-32В, выходная мощность до 32Вт. Без поддержки быстрой зарядки на выходе 5В/3.5А. Присутствует защита по току и от короткого замыкания.
Понижающий преобразователь XL4005
Дешевый и эффективный понижающий DC-DC преобразователь с рабочим током до 5А. КПД преобразователя высокое, отчего потери на нагрев минимальные, но все же без радиатора долговременно нагружать более 3А не стоит. Входное напряжение 4-38В, выходное 1,5-36В. Регулировка осуществляется многооборотистым переменным резистором.
Понижающий преобразователь XL4015
Дальнейшее развитие предыдущего преобразователя. В этом модуле добавили регулятор ограничения тока, что позволяет с легкостью использовать его для заряда литиевых аккумуляторов и сборок, а также в качестве драйвера светодиодов. Рабочие параметры практически аналогичные, на входе до 38В, на выходе до 36В. Рабочий ток 5А, но желательно приклеить радиатор или использовать обдув.
Мощный понижающий преобразователь XL4016
Мощный понижающий DC-DC преобразователь с широким диапазоном рабочего напряжения от 5В до 40В и током до 9А. Суммарная мощность преобразователя составляет около 300Вт. В максимальном режиме желательно использовать принудительный обдув компонентов. Применяется для постройки самодельных блоков питания или в качестве светодиодного драйвера.
Понижающий преобразователь Mini360
Один из лучших понижающих DC-DC преобразователей. КПД у него намного выше, чем у популярного LM2596, а компактные размеры позволяют встраивать его в различные приборы.
На плате имеется подстроечный резистор при помощи которого регулируется напряжение на выходе. Ток на выходе до 3А, желательно не нагружать более 2А.
Повышающий модуль MT3608
Повышающий DC-DC преобразователь с рабочим напряжением от 5В до 24В. Поднятие напряжение осуществляется за счет тока, поэтому чем выше разница напряжений, тем выше ток на входе. Заявлен до 2А на выходе, но это предельный режим. Ток 1А при разнице в 5-10 вольт отлично работает. Применяют в переделках РУ-игрушек, модулей питания приборов и прочих устройствах.
Мощный повышающий преобразователь
Мощный понижающий DC-DC преобразователь с суммарной мощностью около 400Вт. Диапазон рабочего напряжения составляет от 9В до 50В, ток до 15А. Продавец явно указывает, что при токах более 8А необходимо использовать принудительный обдув компонентов. Применяется для постройки самодельных блоков питания, светодиодных драйверов, в качестве автомобильного источника питания ноутбуков и других приборов.
Автомобильный преобразователь
Автомобильный повышающий DC-DC преобразователь с напряжения 12В до 24В. На странице продавца можно выбрать модель на нужный ток, максимальный ток составляет 10А. Преобразователь выполнен в литом корпусе с алюминиевыми ребрами охлаждения и может работать даже во влажной среде.
Удачных покупок!
Обычные объявленияНайдено 91 объявление Найдено 91 объявлениеХотите продавать быстрее? Узнать как | |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
| |||||
ПОВЫШАЮЩИЙ DC-DC ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Собрал недавно один цифровой прибор на микроконтроллере, и встал вопрос о его питании в походных условиях, ему надо напряжение 12 вольт, а ток примерно 50 мА. Тем более, он очень чувствителен к пульсации напряжения и из нескольких импульсных блоков питания, от какой-то аппаратуры он работать не захотел. Поискав в интернете, нашел один из самых оптимальных и дешевых вариантов: повышающий преобразователь DC-DC на микросхеме MC34063. Для расчёта можно использовать программу — калькулятор. Вставил параметры которые нужны (он может работать как повышающий и понижающий) и получил вот такой результат:
Напряжение питания микросхемы не должно превышать 40 вольт, а ток не более 1.5 А. Печатные платы есть в сети и под smd детали, но у меня их нет в наличии, поэтому решил делать свою. Обратите внимание, что там нарисованы два сопротивления по 0.2 Ом. У меня был только 5-ти ваттный, поэтому и делал под него, но если бы нашел по меньше впаял бы в другое место, а лишнее отрезал.
Вместо сопротивления на R1- 1.5 кОм, поставил подстроечный на 5 кОм, чтобы регулировать выходное напряжение. Кстати, регулирует в довольно приличных пределах от 7 до 16, можно и больше но конденсатор выходной стоит на 16 вольт, поэтому дальше не поднимал.
А теперь коротко работе преобразователя. Подал 3 вольта, отрегулировал (R1) выход 12 вольт — и это напряжение он держит при снижении питания до 2.5 вольта, и поднятии до 11 вольт!
Остаётся ещё добавить, что при питании от 2,5 В и нагрузке 20 мА, схема потребляет 220 мА. Другие характеристики, а также чертёж печатной платы, вы можете посмотреть на форуме.
Форум по преобразователям
Форум по обсуждению материала ПОВЫШАЮЩИЙ DC-DC ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
| |||
Микросхемы для импульсных DC-DC преобразователей со встроенным ключом фирмы NSC — Компоненты и технологии
Несмотря на большую популярность законченных модульных DC/DC-преобразователей, часто возникает необходимость в разработке импульсных конвертеров под конкретный проект с минимальными размерами и максимальной эффективностью преобразования. Нереально создать универсальные источники питания (ИП) на все возможные случаи, поэтому многие производители выпускают разнообразные специализированные микросхемы для конкретных приложений. Они имеют высокую надежность, хороший КПД преобразования и низкую стоимость. Широкий спектр специализированных микросхем для построения DC/DC-преобразователей выпускает компания National Semiconductor. В этой статье рассматриваются представители микросхем конвертеров со встроенными силовыми ключами для индуктивных понижающих DC/DC-преобразователей.
Принцип управления контроллера преобразователя является главной частью, определяющей работу конвертера, поэтому выбор правильной топологии оптимизирует параметры и эффективность работы схемы. При проектировании импульсных стабилизаторов возникают два противоречивых момента. С одной стороны, желательно минимизировать количество внешних компонентов для упрощения схемы и уменьшения габаритов. С другой стороны, желательно предоставить разработчику возможность оптимизации параметров DC/DC-конвертера с помощью широкого выбора внешних компонентов. К примеру, это может быть регулировка частоты преобразования при помощи изменения номинала внешнего резистора. Этим и определяется широкий диапазон выпускаемых микросхем для построения импульсных DC/DC-преобразователей.
National Semiconductor подразделяет свои микросхемы для Buck (понижающих) конвертеров на три группы:
- конвертеры с допустимым входным напряжением более 25 В;
- конвертеры с допустимым входным напряжением от 7 до 25 В;
- конвертеры с допустимым входным напряжением менее 7 В.
Кроме того, выходные ключи могут быть как встроенными, так и внешними. В первом случае ИС называют регуляторами, а во втором — контроллерами для DC/DC-преобразователей, подчеркивая этим необходимость подключения внешних ключевых транзисторов в выходном каскаде.
Основные параметры микросхем Buck-конвертеров со встроенными ключами и допустимым входным напряжением более 25 В приведены в таблице 1.
Таблица 1. Buck-конвертеры National Semiconductor со встроенными ключами (Uвx. макс. > 25 В)
Большинство регуляторов этой группы имеют миниатюрные корпуса и позволяют создать DC/DC-конверторы сширокими диапазонами входных напряжений (до 100 В).
Серия LM267x — стабилизаторы с входным напряжением 8–40 В, выходными токами до 5 А и фиксированной частотой коммутации 260 или 400 кГц. Режим управления — упреждающее регулирование по напряжению. Выпускаются варианты как с фиксированным значением выходного напряжения (3,3; 5 или 12 В), так и с регулируемым в пределах 1,2–37 В. Наличие встроенной коррекции цепи обратной связи позволяет достичь хороших параметров по точности выходного напряжения при минимальном числе внешних компонентов. Относительно высокая частота коммутации дает возможность уменьшить габариты элементов выходного фильтра.
Микросхемы серии LM2500х — семейство регуляторов с входным напряжением до 42 В, обладающих всеми функциями для построения высокоэффективных недорогих импульсных преобразователей с максимальным током в нагрузке от 0,5 до 2,5 А. В составе серии отсутствуют микросхемы с фиксированным выходным напряжением — выходное напряжение регулируется номиналами внешних резисторов. Частота коммутации изменяется от 50 кГц в зависимости от соотношения входного и выходного напряжений.
Рассмотрим новый регулятор LМ26001, схема включения которого и основные функции показаны на рис. 1.
Рис. 1. Типовая схема включения и основные функции регулятора LМ26001
Эта микросхема спроектирована для применения в преобразователях, где необходимо сохранить максимальную эффективность в «спящем» режиме, а также в режиме с малой или отсутствующей нагрузкой. Рабочая частота ШИМ может быть определена в диапазоне от 150 до 500 кГц номиналом внешнего резистора или синхронизирована внешним сигналом с входа SYNC. Сигнал на входе ENABLE позволяет включить или отключить преобразователь (управляемый режим «shutdown»). Кроме того, ИС имеет возможность формировать сигнал PowerGood, а режим «мягкого» запуска может задаваться внешним конденсатором. Состояние входа FPWM определяет возможность перехода ИС в «спящий» режим. Ток потребления в «спящем» режиме составляет менее 40 мкА, а в отключенном режиме — порядка 10 мкА.
Второй «яркий» представитель понижающих конвертеров с входным напряжением более 25 В — синхронный регулятор LM3100, относящийся к семейству Simple Switcher, его рекомендуемая схема включения и некоторые особенности приведены на рис. 2. Синхронный преобразователь — это вариант, при котором вместо диода в качестве нижнего ключа применяется MOSFET-транзистор, что обеспечивает очень малые потери преобразования при больших потребляемых токах и низких выходных напряжениях. Основное назначение LM3100 — DC/DC-преобразователи с высоким значением КПД и низкой стоимостью для выходных токов до 1,5 А и выходных напряжений от 0,8 В. При этом, несмотря на большой максимальный рабочий ток (до 1,6 А), микросхема LМ3100 имеет очень компактный корпус eTSSOP-20. Гистерезисный принцип управления с фиксированным временем открытого состояния верхнего ключа Constant ON-Time (COT) не требует наличия внешних цепей компенсации обратной связи и позволяет быстро отслеживать и компенсировать резкие изменения во входном напряжении и в нагрузке. Высокая частота преобразования позволяет уменьшить размеры внешних пассивных компонентов. LM3100 способен работать с керамическими и прочими конденсаторами с очень низким внутренним сопротивлением. Зависимость КПД от выходного тока при различных входных напряжениях отображена на рис. 3.
Рис. 2. Типовая схема включения и особенности регулятора LМ3100
Рис. 3. Зависимость КПД от тока нагрузки для разных входных напряжений LM3100
Диапазон рабочих температур всех микросхем первой группы из таблицы 1 составляет –40…+125 °С.
Основные параметры микросхем Buck-конвертеров со встроенными ключами и допустимым входным напряжением от 7 до 25 В приведены в таблице 2.
Таблица 2. Buck-конвертеры National Semiconductor с встроенным ключом (Uвхода макс. от 7 до 25 B)
Стабилизаторы LM273x позволяют разрабатывать источники питания с быстрой переходной характеристикой, хорошими характеристиками по точности и с минимумом внешних компонентов. Малое время переключения ключевого транзистора обеспечивает стабильность даже низких значений выходных напряжений. В преобразователях LM273х используется режим управления по току и внутренняя коррекция сигнала обратной связи, что обеспечивает эффективную стабилизацию в широком диапазоне входных напряжений и токов нагрузки. Стабилизаторы имеют вход отключения нагрузки и встроенную схему плавного старта, снижающую броски тока при включении питания. Рабочая частота у микросхем этой группы LM2736X и LM2734X составляет 1,6 МГц, а у LM2736Y и LM2734Y рабочая частота равна 550 кГц. Разработчик может выбрать микросхему с высокой частотой преобразования 1,6 МГц (с окончанием Y), что позволит ему уменьшить габариты внешних пассивных компонентов, но при этом, из-за больших потерь на переключение, снизится эффективность при малых токах нагрузки. Разработчик также может остановиться на версии этих регуляторов с частотой преобразования 550 кГц (с окончанием X), и при этом, в ущерб размерам индуктивности и фильтрующих конденсаторов, получить более высокий КПД в широком диапазоне выходных токов. Существенная разница в потерях преобразования двух версий регуляторов наблюдается при малых токах нагрузки — от 10 до 100 мА. Все сказанное выше хорошо иллюстрирует рис. 4.
Рис. 4. Типовая схема включения LM2734X и LM2734Y и зависимости КПД преобразования от тока нагрузки
LM269x — семейство регуляторов, ориентированных на использование в недорогих вторичных источниках питания с высоким КПД. Схема обратной связи не требует корректирующей цепи, что обеспечивает быструю переходную характеристику и упрощает применение микросхем. Частота коммутации задается номиналом внешнего резистора, регулируется в пределах от 50 до 800 кГц и остается постоянной независимо от изменения входного напряжения или сопротивления нагрузки. Режим управления — обратная связь по напряжению.
Диапазон рабочих температур всех микросхем второй группы из таблицы 2 — от –40 до +125 °С.
Основные параметры индуктивных Buck-конвертеров с входным напряжением меньше 7 В сведены в таблицу 3.
Таблица 3. Buck-конвертеры National Semiconductor со встроенным ключом (Uвхода макс. меньше 7 B)
Как видно из таблицы 3, регуляторы третьей группы для низких допустимых входных напряжений (меньше 7 В) производитель подразделяет на две подгруппы — синхронные и несинхронные. Максимальная частота преобразования новых микросхем без синхронного преобразователя достигает 3 МГц.
Серия LM367x — серия низковольтных стабилизаторов с малыми значениями выходных токов. Режим управления коэффициентом заполнения — упреждающее регулирование по напряжению. Миниатюрные регуляторы серии LM367х предназначены для применения в схемах с питанием от батарейных элементов или от низковольтных шин питания. Стабилизаторы этой серии являются оптимальным решением для различных мобильных устройств. На рис. 5 представлена типовая схема включения регулятора LM3673.
Рис. 5. LM3673 — типовая схема включения
Особенностью стабилизаторов серии LM367x является автоматическое переключение между двумя режимами управления ключевым элементом: режимом широтно-импульсной модуляции и режимом частотно-импульсной модуляции. В режиме ШИМ устройство работает на фиксированной частоте 2000 кГц (для LM3670 — 1000 кГц). При этом обеспечивается низкий уровень шумов и высокий КПД. Режим ЧИМ является оптимальным при малых токах нагрузки, поскольку снижает потребляемый стабилизатором ток. Переключение из режима ЧИМ в режим ШИМ происходит при превышении током в нагрузке значения 70–80 мА. Обратное переключение происходит при снижении тока в нагрузке ниже 30–35 мА.
Семейство интегральных стабилизаторов серии LM283х — высокочастотные понижающие преобразователи, выполненные в миниатюрных корпусах SOT23 или LLP. Микросхемы обеспечивают все необходимые функции для построения низковольтных локальных DC/DC-преобразователей с быстрой переходной характеристикой и высокой точностью стабилизации при минимальной занимаемой площади на печатной плате. Стабилизаторы семейства LM283x просты в применении, поскольку требуют минимального количества внешних компонентов. На рис. 6 представлена типовая схема включения представителя этого семейства — регулятора LM2832.
Рис. 6. Типовая схема включения LM2832
Особенностью этой серии является высокое значение удельной мощности как результат использования технологии BiCMOS 0,5 мкм. Кроме того, малое время переключения силового выходного транзистора (30 нс) позволяет формировать сверхмалые значения выходного напряжения во всем диапазоне входного напряжения. Высокое значение частоты коммутации позволяет использовать катушки с малой индуктивностью, в том числе катушки для поверхностного монтажа. Стабилизаторы серии LM283x используют режим управления по току и встроенные цепи коррекции сигнала обратной связи, что позволяет обеспечивать точность стабилизации не хуже 2% даже при сверхмалых значениях выходного напряжения.
Основные области применения: локальное питание для FPGA, силовые устройства USB, модемы и т. п.
В статье были рассмотрены понижающие импульсные регуляторы напряжения. В этом классе устройств National Semiconductor выпускает весьма широкую гамму приборов. Приемлемая цена, высокая надежность, возможность использования онлайновой программной оболочки WEBENCH для расчета и подбора элементов DC/DC-преобразователя делает эти изделия весьма привлекательными для широкого круга разработчиков.
Литература
- www.national.com/appinfo/power/files/national_power_designer111.pdf
- www.national.com/pf/LM/LM2832.html
- www.national.com/pf/LM/LM26001.html
- www.national.com/pf/LM/LM2734.html
Повышающий преобразователь напряжения с мощностью до 400Вт. Преобразователи напряжения. Купоны на скидки. Характеристики, внутреннее устройство и обзоры преобразователей
Как-то так получается, что я очень редко пишу обзоры повышающих преобразователей напряжения, а уж чтобы относительно мощный, так вообще вроде впервые. Но так как меня часто спрашивают о подобных преобразователях, то я купил такой специально для обзора.В заголовке указана цена и стоимость доставки, мне в итоге доставка вышла немного меньше, так как покупал для обзоров не только этот преобразователь, но и понижающий, а также разные мелкие товары.
Преобразователь компактный, как и предыдущие упакован был в антистатический пакет.
Технические характеристики со страницы товара в родном переводе
Входное напряжение: DC8.5V-50V
Входной ток: 15А (макс.) превышает 8А, пожалуйста, увеличьте тепловыделение
Тихий ток: 10 мА (12 В литр 20 в, выходное напряжение, чем выше ток, тем более тихий)
Выходное напряжение: 10-60 в постоянно регулируется
Постоянный диапазон: 0,2-12 А
Температура: от-40 до + 85 градусов (температура окружающей среды слишком высокая, пожалуйста, увеличьте тепловыделение)
Рабочая частота: 150 кГц
Эффективность преобразования: до 96%
Защита от перегрузки по току: Да
Защита от обратной полярности на входе: нет
Установка: резьбовые отверстия 4 2,55 мм
Размер модуля: 67 мм x48мм X 28 мм (ДхШхВ)
Один модуль: 60g
Судя по всему под «тихим током» подразумевается потребление без нагрузки, а под «тепловыделением» охлаждение. В остальном все понятно и так, входное 8.5-50 вольт, выходное 10-60 вольт, ток по входу до 15А, по выходу до 12А.
Есть упоминание защиты по току, но я об этом расскажу отдельно так как есть нюансы.
1, 2. На входе и выходе установлены обычные, дешевые клемники, что при токах до 12-15А выглядит как-то слабовато, лучше провода вообще подключить напрямую.
3. Как элемент защиты от КЗ в нагрузке или преобразователе установили предохранитель на 15 ампер, предохранитель просто запаян в плату.
4. Конденсаторы что на входе, что на выходе 220мкФ 63В, по паре на каждую сторону.
1. Для регулировки стоит два подстроечных резистора, слева регулировка напряжения, справа регулировка тока, отмечу что если регулировка тока реализована корректно, то регулировку напряжения сделали наоборот, т.е. вращение вправо уменьшает напряжение, а не увеличивает.
2. Применен один из самых распространенных ШИМ контроллеров — TL494, можно сказать классика.
3. Силовой транзистор 160N75F03, 75 вольт, 4мОм, 120А.
4. Диодная сборка MBR20100CT, оба силовых компонента установлены на отдельных радиаторах через изоляторы.
Снизу пусто, совсем пусто и кстати видно что оба регулятора установлены в нижнем плече делителя но с небольшой разницей, делитель ОС по напряжению включен в цепь выходного напряжения, а делитель ОС по току в цепь задания опорного напряжения для второго усилителя ошибки, т.е. сигнал с шунта идет прямо на вход ШИМ контроллера.
Возможно потому и получилась путаница с направлением вращения так как в случае с ОС по напряжению увеличение номинала резистора увеличивает чувствительность ОС, а в случае с током уменьшает.
А теперь к тестам и разным странностям в работе.
1. Стартует преобразователь как и заявлено, при 8.5 вольта на входе.
2. Но если подать 8.4 вольта и менее то получаем первую странность, без нагрузки подскакивает ток потребления и выходное напряжение становится уже не 20 вольт, как было установлено, а 85… Чуть поднимаем напряжение, легкий щелчок и имеем опять 20.
3. Минимально можно установить 11.77 вольта.
4. Если поднять напряжение выше чем установленное, то на выходе оно также начнет расти независимо от установки, это особенность StepUp преобразователей, по крайней мере с обычным диодом на выходе. Именно из-за этой особенности он не сможет ограничивать ток при КЗ на выходе.
5, 6. Максимум на выходе получил 67 вольт, напряжение стабильно что при 12, что при 24 вольта. Следует помнить, что конденсаторы стоят на 63 вольта.
Также у меня возник закономерный вопрос насчет питания ШИМ контроллера и входного напряжения. Насколько я помню, у TL494 максимальное напряжение питания 40 вольт, а заявлено входное до 50, но под радиатором нашелся компонент похожий на стабилизатор напряжения.
Так и есть, питается ШИМ контроллер напряжением 17.5 вольта, думаю это напряжение выбрано чтобы обеспечить 15-16 вольт в затворе силового транзистора, кстати на плате просматривается его драйвер на двух транзисторах.
Подал 50 вольт, ничего не сгорело 🙂
Из-за особенности данной топологии для проверки регулировки тока использовал нагрузку в виде светодиодной матрицы.
Ток регулируется относительно плавно и можно сказать что от нуля, по крайней мере можно установить около 30мА, но если попытаться установить еще меньше, то он будет нулевым.
Матрица была заявлена как 100Вт при 33-35 вольт потому я ограничился порогом в 3 ампера, при этом также можно выставить любое промежуточное. Напомню, что такой способ регулировки яркости светодиодов не совсем корректен так как может плыть цветовая температура.
Для проверки зависимости тока от входного напряжения установил ограничение 1.5А и входное напряжение 20 вольт, затем снизил напряжение до 10 вольт, ток немного упал, потом поднял до 30 вольт и опять ток был немного ниже установленного, но что интересно, когда опять выставил входное 20 вольт ток вернулся к предварительно установленному значению. Думаю просто немного плывет опорное напряжение, но как по мне, то не критично.
Поведение преобразователя в разных режимах.
1, 2. Входное 10 вольт, на выходе 40, без проблем получил сначала 2, а потом 2.5 ампера выходного тока, при этом по входу ток был около 11А.
3, 4. Но увидел неприятную особенность, при попытке поднять ток нагрузки до 2.7 ампера источник предсказуемо ушел в режим ограничения тока, но преобразователь пытался работать дальше, при этом на входе было 6 вольт, на выходе соответственно около 5.2-5.4, но ток по входу был 12А, а по выходу 2.7А. Судя по всему транзистор перешел в линейный режим работы и рассеивалось на нем весьма прилично. Через очень малое время напряжение по входу упало еще ниже.
Заметил я данную проблему уже когда отбирал фото так как обычно просто фотографирую процесс тестирования и не всегда замечаю что происходит.
В ходе предыдущего теста преобразователь прилично разогрелся, дал ему немного остыть и продолжил играться.
1. Входное 12 вольт, выход 19 вольт, ток 6А
2. Входное 12 вольт, выходное 24 вольта, ток 5А
3. Входное 24 вольта, выходное 36 вольт, ток 7А
4. Входное 30 вольт, выходное 48, ток 6.5А
В тестах преобразователь вел себя нормально, причем чувствовалось что запас еще есть, также обратил внимание что обычно больше греется диодная сборка чем транзистор.
Далее по задумке должен был идти тест измерения КПД, я выключил нагрузку и пошел за листиком и ручкой для записей, когда пришел, то краем глаза заметил странное моргание показания блока питания (он остался включенным). Ток скакал от нуля до 12А, также менялось и напряжение.
Выключил, попробовал запустить снова, но БП всегда уходил в режим СС, при этом напряжение на выходе почти не менялось и составляло около 3-4 вольт.
Присмотрелся к преобразователю и увидел что расплавился пластмассовый изолятор крепежного винта, т.е. предположу такой сценарий — я экспериментировал с разными нагрузками, потом выключил нагрузку, но сделал это тогда, когда преобразователь ушел в линейный режим и не заметил этого, отошел буквально на минуту, а когда пришел, транзистор получил тепловой пробой и блок питания соответственно ограничивал ток. При этом транзистор ушел не в жесткое КЗ, а имел некое сопротивление и даже пытался работать, но увы, с ним уже все.
Мне хотелось продолжать эксперименты потому сначала попробовал поставить новенький IRF3205, преобразователь без проблем заработал, но у IRF3205 напряжение максимум 55 вольт, против 75 у родного. В итоге вспомнил что есть у меня 110N8F6 оставшиеся от электронной нагрузки, они имеют напряжение до 80 вольт, правда сопротивление у них в полтора раза больше.
Вообще здесь была еще одна дилемма, IRF3205 имеет больше сопротивление, но заметно меньше емкость затвора, у 110N8F6 наоборот, сопротивление немного ниже, но емкость затвора больше (9.1нФ), в идеале было бы поставить родные, они мне даже как-то понравились по параметрам как в плане сопротивления (4мОм), так и в плане емкости (6.7нФ), но у меня их нет 🙁
Кроме того добавил теплопроводящую пасту, изначально её не было. Можно было оставить как есть, но резинки имеют структуру вафельного полотенца, т.е. квадратики с углублениями, потому решил что паста не помешает. Кроме транзистора нанес пасту и под диодную сборку.
Предвижу вопрос, а не лучше ли изолировать радиатор от платы, а не транзистор от радиатора. С точки зрения отвода тепла да, так лучше, но так вы попутно получите антенну излучающую в эфир на частоте преобразования, как минимум от радиатора транзистора.
КПД измерялся в разных режимах, для начала входное 12 вольт, выходное 19 и 24 вольта, максимальная мощность по выходу была 131Вт.
Здесь и в следующем тесте шкала по горизонтали кратна току в 0.5А.
Здесь сразу три теста, входное 24 и выходное 36 вольт, а также входное 30/36 вольт и выходное 48 вольт.
Видно что преобразователь в таком режиме добрался до заявленных 96%, максимальная мощность нагрузки в тесте была 333Вт (48 вольт 8 ампер).
Заметил что есть зависимость выходного напряжения от тока нагрузки, для примера на тесте с выходным напряжением 48 вольт и током 0.5-8А.
В ходе теста на прогрев плата просто лежала на столе без активного охлаждения.
Тест проводился в двух режимах, сначала при входном 12 и выходном 24 вольта, ток нагрузки 2, 3.7 и 4.5А, первые два теста по 20 минут, третий 10 минут.
Преобразователь вел себя очень даже неплохо, собственно потому я и провел третий тест с током 4.5А.
Больше всего грелся выходной диод, 85 градусов, транзистор и дроссель имели температуру примерно на 7-10 градусов меньше.
Второй тест был при входном 30 и выходном 48 вольт, два прогона по 20 минут с токами 3 и 4.5А.
Ну здесь температура уже существенно выше, а так как и разница вход/выход больше, то увеличился нагрев транзистора и его температура превысила порог в 100 градусов.
Для большей наглядности сделал три графика потерь на преобразователе в трех режимах — 12-19В, 24-36В и 30-48В, шкала внизу кратна току нагрузки в 0.5А.
Соответственно на основании этого графика и предыдущих измерений можно оценить максимальные режимы и температуры.
Размах пульсаций по выходу измерялся как и у предыдущих преобразователей, с подключением параллельно щупу конденсаторов 1 и 0.1мкФ.
Вообще я ожидал что размах пульсаций будет большим, это характерная черта StepUp преобразователей, но как-то не думал что все будет настолько плохо.
Для начала входное напряжение 12 вольт, выходное 24, ток нагрузки 0, 1.7, 3.4 и 5.1А, при этом пульсации под нагрузкой были от 0.4 до 1 вольта!
Далее сокращенный тест в других режимах
1, 2. Входное 12 вольт, выходное 19, токи 3.5 и 7А
3, 4. Входное 24, выходное 36 вольт, токи 3.5 и 7А
5, 6. Входное 30, выходное 48 вольт, токи 3.5 и 7А.
Фактически при указанных напряжениях и токах нагрузки выходная мощность составляла примерно 40-50 и 80-100%.
В последнем режиме размах составил 1.2 вольта. Да, конечно можно сказать что основной размах не такой и большой, а полный составляют короткие импульсы, но они довольно широкие. Виной всему и сама топология преобразователя и поганые конденсаторы и неоптимальная разводка платы.
Ну и под конец сравнительное фото четырех преобразователей, три понижающих и один повышающий
1. 10 (8) ампер
2. 20 (15) ампер
3. 12 (10) ампер
4. обозреваемый
Теперь выводы и боюсь они будут неутешительными.
Нет, преобразователь работает и по своему даже неплохо, но есть куча недоработок которые могут осложнить ему жизнь и надо их учитывать при эксплуатации.
1. При входном напряжении ниже чем 8.4 вольта работает нестабильно выдавая на выход повышенное напряжение
2. При снижении входного напряжения под нагрузкой может перейти в линейный режим работы, спасает только отключение по входу. Проявляется с БП имеющим режим ограничения тока, с аккумуляторами вряд ли будет, но необходимо следить чтобы напряжение по входу не падало ниже 9-10 вольт.
3. Нагрев можно сказать что умеренный, но зависит от режима работы
4. Пульсации, для нормальной работы надо менять выходные конденсаторы на конденсаторы, а не их массогабаритные макеты, также хорошо бы поставить LC фильтр по выходу.
5. Защита от КЗ только в виде предохранителя, помните что выходное напряжение не может быть ниже входного более чем на 0.5-0.6 вольта.
Что сразу надо доработать:
1. Заменить выходные конденсаторы
2. Нанести теплопроводящую пасту и проверить прижим транзистора и диодной сборки
3. Для повышения КПД можно поставить более эффективную диодную сборку.
4. Желательно заменить или вообще убрать родные клемники.
Если коротко, работать будет, возможно даже будет работать неплохо, но если во время работы под нагрузкой напряжение сильно просядет и БП уйдет в режим СС, то будет беда. При работе от аккумуляторов должен работать неплохо, но пульсации по выходу лучше все таки фильтровать.
Как вариант, можно использовать для заряда аккумуляторов, например заряжать батарею 18-20 вольт от 12 вольт аккумулятора автомобиля.
Подключаем без нагрузки, выставляем необходимое напряжение, потом выкручиваем влево регулировку тока (пока подстроечный резистор не начнет щелкать или просто около 20 оборотов), подключаем разряженную батарею (нагрузку) через амперметр выставляем ток заряда.
На этом все, надеюсь что было полезно.
Стабилизация напряжения: обратная связь в DC/DC
О чем же, собственно, пойдет речь? В техническую литературу и журнальные статьи прокралась калька с английского языка regulated output, и DC/DC-преобразователи стали разделять на просто DC/DC-преобразователи и «регулируемые» DC/DC-преобразователи, или DC/DC-преобразователи «с регулируемым выходом» (в буквальном переводе). Так вот, под ошибочно используемым термином «регулируемые» скрываются DC/DC-преобразователи с петлей, или, правильнее, с контуром регулирующей обратной связи, который управляет уровнем выходного напряжения. Именно этот контур обеспечивает ответную реакцию схемы управления импульсного преобразования напряжения на самые разнообразные возмущения, связанные с изменением не только входного напряжения (необязательно плавного) преобразователя, но и его нагрузки и температуры. Другими словами, данный контур отвечает за стабилизацию выходного напряжения. И потому, как уже было сказано, одним из наиболее важных моментов при проектировании DC/DC-преобразователей является правильный выбор и соответствующий ему расчет обратной связи. А кроме того, еще и правильный выбор методологии компенсации в петле обратной связи. Если параметры контура обратной связи (в англ. терминологии — feedback loop) будут рассчитаны неверно, то преобразователь может оказаться нестабильным или иметь сбои при регулировании, то есть, как мы уже определились, при стабилизации выходного напряжения или тока в условиях возмущающих воздействий.
Итак, назначение и основная функция петли обратной связи в DC/DC-преобразователе — поддержание выходного напряжения или тока на заданном фиксированном уровне, зависящего только от значения опорного напряжения, с которым он сравнивается в петле регулирования. Оно не должно зависеть ни от нагрузки, ни от входного напряжения, ни от изменения условий окружающей среды. На первый взгляд это звучит просто и реализуется относительно легко, но… лишь для статических или медленно изменяющихся условий при функционировании преобразователя. Однако для обработки динамически изменяющихся или, что еще хуже, ступенчато изменяющихся указанных выше условий разработка петли обратной связи становится весьма непростой задачей.
Один из наиболее важных компромиссов, который должен быть найден, — достижение приемлемого баланса между стабильностью выходного напряжения преобразователя при статических и динамических условиях его эксплуатации. Или между приемлемым уровнем пульсации, малым диапазоном нечувствительности регулирования (диапазон фактических отклонений, где преобразователь может не изменять свои выходные величины), заданной точностью поддержания выходного напряжения и ответом на динамические изменения рабочих условий. Здесь имеются в виду быстрота его реакции, малое время установления и минимальный выброс при переходных процессах. Кроме того, контур управления должен быть устойчив при всех заданных условиях эксплуатации, в том числе при малой нагрузке или даже в случае ее отсутствия. Таким образом, результат разработки петли обратной связи является одним из ключевых факторов, определяющих общие характеристики DC/DC-преобразователя со стабилизацией выходного напряжения.
Стабилизация без контура обратной связи
Не все DC/DC-преобразователи, обладающие в той или иной степени стабилизацией выходного напряжения, применяют обратную связь, выполненную в виде отдельной схемы. Здесь она все равно имеется, но косвенная, как свойство топологии. Так, базовый автогенератор Ройера (англ. Royer relaxation oscillator), используемый в примере, показанном на рис. 1, не имеет регулирующей петли обратной связи.
Рис. 1. Двухтактный преобразователь Ройера без петли регулирования
Автоколебательная схема действует на частоте, которая определяется физическими характеристиками трансформатора и зависит только от входного напряжения, в соответствии со следующим соотношением:
Здесь NP — это число витков первичной обмотки; В — представляет собой магнитный поток насыщения; а AE — площадь поперечного сечения трансформатора. Формула может быть преобразована для вычисления частоты автоколебаний f:
Использованный в формуле коэффициент 4 отличается от стандартного уравнения трансформатора, в котором используется коэффициент 4,44. Это связано с тем, что автогенератор Ройера выдает меандр, а не синусоидальный сигнал. Само выходное напряжение непосредственно зависит от соотношения числа витков на первичной обмотке NP по отношению к числу витков на вторичной обмотке NS:
Из приведенных соотношений мы можем видеть, что и выходное напряжение, и рабочая частота не являются в данном случае фиксированными и зависят от входного напряжения. Поэтому в идеале нерегулируемые DC/DC-преобразователи могут быть использованы только при стабильном входном напряжении.
Однако на практике есть еще и скрытые механизмы обратной связи, обеспечивающие характеристики автогенератора Ройера выше, чем в теории. Первичные, вторичные обмотки, а также обмотки обратной связи, так или иначе, взаимодействуют между собой из-за наличия индуктивностей рассеяния и емкостной связи. Обмотки могут быть расположены на сердечнике для увеличения или уменьшения этих взаимодействий или экранирования одной обмотки от влияния другой. Например, нерегулируемые преобразователи могут быть выполнены таким образом, чтобы быть устойчивыми к короткому замыканию. Это достигается путем намотки их вторичных обмоток между первичными обмотками и обмотками обратной связи. Такая намотка приводит к тому, что в случае короткого замыкания на выходе в трансформаторе образуется своеобразный защитный экран, который уменьшает связь между первичной и вторичной обмотками. Когда выход замкнут накоротко, то преобразователь продолжает генерировать колебания, но уже при сильно сниженной мощности, так что его ключи могут спокойно выдержать работу в этом режиме. В случае полного короткого замыкания рассматриваемый преобразователь будет функционировать с нагревом, но выдержит данный режим и не выйдет из строя. Как только короткое замыкание будет устранено — преобразователь вернется к своему нормальному режиму работы с полной выходной мощностью.
Замкнутые контуры обратной связи
Зависимость уровня выходного напряжения от величины входного напряжения может быть наиболее эффективно устранена с помощью введения регулирующей петли обратной связи. В общем представлении сигнал обратной связи подается на усилитель ошибки, который сравнивает фактический уровень выходного напряжения (как правило, уменьшенный делителем) с неким опорным значением (его формирует высокостабильный источник напряжения) и корректирует выходное напряжение так, чтобы привести его в заданное соответствие. Поскольку коррекция всегда работает в противофазе по отношению к отклонению (если выходное напряжение слишком высоко, то действие направлено на его уменьшение, а если оно слишком низко, то на его увеличение), такая обратная связь называется негативной, или отрицательной. Если же петля обратной связи окажется позитивной, или положительной, то любые ошибки будут усиливаться и выходное напряжение либо будет пульсировать, либо быстро перейдет к возможному для нее минимальному или максимальному уровню. Обеспечение такого режима, при котором во время переходных процессов условия для положительной обратной связи никогда бы не возникали, является одним из самых сложных аспектов разработки петли регулирующей обратной связи.
Совершенством обратной связи является тот факт, что в выходном напряжении будут компенсированы как все изменения входного напряжения, так и любые изменения, вызванные изменением нагрузки на преобразователь. Для обоих моментов используется одна и та же корректирующая петля обратной связи. Еще одно преимущество замкнутых контуров обратной связи заключается в том, что вход и выход не обязательно должны иметь одни и те же физические величины для регулирования. Так, контур обратной связи может быть использован для обеспечения постоянного тока на выходе от источника непостоянного по уровню входного напряжения. В этом случае усилитель ошибки в соответствии с сигналом обратной связи просто регулирует выходную мощность. Подобная регулировка выполняется на основании выходного тока, а не уровня выходного напряжения. В действительности в этом случае преобразователь становится транскондуктивным усилителем (то есть усилителем тока, управляемым напряжением) вместо обычного усилителя напряжения. Но в общем случае значение тока все равно переводится в пропорциональный току уровень напряжения, так что в любом случае сравниваются напряжения.
Для анализа схемной реализации петли обратной связи возьмем в качестве примера простой неизолированный понижающий стабилизатор напряжения. Его типичная электрическая принципиальная схема может быть следующей (рис. 2).
Рис. 2. Упрощенная схема понижающего преобразователя с функцией стабилизации напряжения
С точки зрения функциональных блоков рис. 2 может быть преобразован до следующей функциональной схемы, представленной на рис. 3.
Рис. 3. Блок-схема петли обратной связи
Каждый функциональный блок будет иметь собственный коэффициент передачи (усиления) К. Силовой ключ (как правило, полевой транзистор) будет иметь усиление KPWR, выходной фильтр, выполненный на индуктивности L1 и конденсаторе C1, будет иметь коэффициент усиления KFILT(S), элемент обратной связи (резистивный делитель, образован резисторами R1 и R2) будет иметь усиление KFB. Хотя мы все время говорим про коэффициент усиления, не будем забывать, что он может быть и менее единицы, то есть показывать ослабление, а не усиление сигнала. Полученный в результате сигнал обратной связи сравнивается с опорным напряжением VREF в точке суммирования, а ошибка суммирования усиливается усилителем ошибки A1 с коэффициентом усиления KEA(S). Выходное напряжение усилителя ошибки используется для управления ШИМ-модулятором (основа любого DC/DC-преобразователя), в свою очередь имеющим коэффициент усиления KMOD. Некоторые из этих усилительных блоков будут иметь большое усиление, а некоторые из них, наоборот, ослаблять сигнал, но общий коэффициент усиления разомкнутой петли обратной связи, или, как ее еще называют, контура (суммарное усиление), положительный и, как правило, составляет около 1000.
Коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи:
Простая схема, показанная на рис. 2, будет иметь резонанс (полюс), вызванный наличием выходного LC-фильтра. Частота этого резонанса определяется как:
Дополнительный резонанс (нуль), вызванный наличием эквивалентного последовательного сопротивления ESR (англ. ESR — Equivalent Series Resistance) конденсатора, определяется как:
На частотах выше fPO, коэффициент усиления уменьшается со скоростью –40 дБ/декада. Это связано с амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) выходного LC-фильтра, который представляет собой фильтр второго порядка. Точка fC, в которой АЧХ достигает единицы (усиление равно 0 дБ), является частотой излома, или, как ее еще иногда называют, частотой перехода. На частоте fZO эффект фильтра первого порядка обеспечивает RC-фильтр, образованный ESR конденсатора фильтра, он изменяет крутизну АЧХ усиления на –20 дБ/декада. График нормированного коэффициента усиления от частоты показывает, что и крутизна АЧХ, и изменение фазы (фазо-частотная характеристика, ФЧХ) контура обратной связи зависят от частоты.
ФЧХ претерпевает дополнительное изменение на 180°, вызванное подключением цепи обратной связи к инвертирующему входу усилителя ошибки A1.
Рис. 4. Нормированная диаграмма зависимости усиления и фазы от частоты для схемы преобразователя, приведенной на рис. 2
Как видно из фазовой диаграммы, схема неустойчива на частоте перехода, поскольку изменение фазы здесь составляет –180° или –360°, если учитывать в целом. Это заставит преобразователь войти в область положительной обратной связи, и на его выходе появятся затухающие высокочастотные колебания, которые на техническом жаргоне называются «звон», или при определенных условиях может начаться даже паразитный незатухающий автоколебательный процесс.
При увеличении коэффициента усиления в каскаде усилителя ошибки частота, на которой результирующий коэффициент усиления равен 1, может быть смещена в более безопасную область. Запас по фазе (а это разница между результирующей общей фазой и фазой в –180° на системной частоте fC) и запас по усилению (это усиление системы в точке фазы, равной –180°) определяют, насколько стабильна петля обратной связи (рис. 5).
Рис. 5. Запас по усилению и фазе
Роль компенсации в цепи обратной связи
Чем дальше находится выбранная системная частота перехода от собственной частоты среза преобразователя, тем более стабильным будет его выходное напряжение. В этом случае он имеет лучший запас по коэффициенту усиления и фазе, но при этом и медленнее его реакция на возмущения. Запас по фазе около 45° обеспечивает хороший отклик с небольшим переходным процессом и без звона.
Кроме того, обеспечить устойчивость можно простым перемещением системной частоты среза в безопасную зону. Это достигается простым увеличением коэффициента усиления усилителя ошибки во всей полосе рабочих частот. Таким образом, фазовый сдвиг усилителя ошибки может быть не зависящим от частоты, что достигается добавлением элементов компенсации в цепь обратной связи операционного усилителя (рис. 6).
Рис. 6. Некомпенсированный (слева) и компенсированный (справа) усилитель ошибки
Значения номиналов компонентов компенсации могут быть выбраны таким образом, чтобы фаза сигнала переворачивалась и добавляла запас по фазе в точке критической частоты перехода, тем самым увеличивая стабильность преобразователя. Это позволяет использовать выходной фильтр с меньшим демпфированием, тем самым ускоряется реакция DC/DC-преобразователей во время переходных процессов без риска чрезмерного перерегулирования или возникновения паразитной генерации (рис. 7).
Рис. 7. Соотношения между усилением и фазой в схеме усилителя ошибки с компенсацией, показанной на рис. 5
Дополнительные пояснения дает рис. 8.
Рис. 8. Компенсированные (сплошная линия) по отношению к однополюсной (показана пунктиром) характеристики (АЧХ и ФЧХ) контура обратной связи для схемы, представленной на рис. 6
Здесь пунктирная линия показывает зависимость коэффициента усиления и фазы от частоты для усилителя ошибки с дополнительным усилением, но без компенсации. А сплошная линия демонстрирует дополнительное усиление и фазовый сдвиг, полученные за счет компонентов компенсации.
Максимально возможный сдвиг фазы, который может быть получен за счет компенсации, составляет 180° (–90…+90°). Кроме того, чтобы компенсировать нули и полюса выходного фильтра, в цепь компенсации также должно быть включено дополнительное число полюсов и нулей.
При правильно спроектированной цепи обратной связи реакция на сброс/наброс нагрузки или ступенчатое изменение нагрузки либо входного напряжения (без какого-либо ущерба для стабильности в функционировании петли обратной связи) может быть ускорена в 3–4 раза.
Нестабильность правой полуплоскости
В топологиях, где выходной дроссель работает с непрерывным током через диод, — например, в повышающих, повышающе-понижающих, обратноходовых и прямоходовых преобразователях, — время проводимости диода добавляет задержку в цепи обратной связи. Это связано с тем, что когда нагрузка резко возрастает, то для передачи большей энергии в катушку индуктивности рабочий цикл должен быть временно увеличен. Тем не менее рабочий цикл большой длительности приводит к уменьшению времени проводящего состояния (tOFF) диода, так что средний ток через диод во время tOFF фактически уменьшается (рис. 9, справа). По мере того как выходной ток протекает через диод, этот ток также уменьшается. Данное условие сохраняется до тех пор, пока средний ток дросселя медленно увеличивается, а ток диода достигает заданного значения.
Рис. 9. Феномен правой полуплоскости
Это явление, когда ток через диод должен сначала уменьшиться, прежде чем он станет увеличиваться, известен как нестабильность правой полуплоскости (англ. Right Half Plane instability или RHP instability), потому что выходной ток временно находится в противофазе с рабочим циклом. Например, в простом повышающем преобразователе (рис. 10) частота временного дополнительного нуля находится в соответствии с выражением:
Рис. 10. Повышающий импульсный стабилизатор, упрощенная схема
RHP-нестабильность практически невозможно компенсировать, поскольку этот ноль изменяется еще и с током нагрузки. Решение состоит в том, чтобы выбрать параметры петли обратной связи с частотой среза существенно ниже самой низкой частоты появления RHP нулей (это имеет определенный недостаток, поскольку приводит к ухудшению времени реакции DC/DC-преобразователя на ступенчатое изменение нагрузки). Для того чтобы устранить подобную проблему в целом, необходимо использовать понижающе-повышающий преобразователь в режиме прерывистых токов (режим DCM).
Компенсация наклона
Еще одной возможной причиной нестабильности петли обратной связи является субгармоническая бифуркация, или нестабильность, вызванная раздваиванием. Основная причина такой нестабильности — ШИМ-компаратор, который сравнивает уровень напряжения обратной связи с возрастающим пилообразным напряжением. Для того чтобы разобраться, обратимся к блок-схеме, приведенной на рис. 11.
Рис. 11. Блок-схема ШИМ-контроллера, работающего в режиме управления по напряжению (Voltage Mode Control)
Проблема здесь может возникнуть по той причине, что с каждым циклом переключения энергия в дросселе не исчезает полностью, так что ток, когда это не нужно, течет обратно в цепь обратной связи. Кроме того, это может быть просто переключением компаратора из-за наличия помех на его входе. Эффект аналогичен тому, как если бы ШИМ-модулятор формировал раздвоенный (это и есть бифуркация), или двойной, импульс.
Рис. 12. Временная диаграмма, иллюстрирующая субгармоническую нестабильность
Решение проблемы субгармонической неустойчивости называется компенсацией крутизны, или наклона (англ. Slope Compensation) (рис. 12). Такая компенсация заключается в том, чтобы добавить искусственный пилообразный сигнала (как правило, для этого используется спадающий ток дросселя, а иногда сигнал для компенсации берется непосредственно от напряжения на частотозадающем конденсаторе). Для того чтобы избежать ложных срабатываний или повторного запуска ШИМ-компаратора, это напряжение добавляется непосредственно к напряжению обратной связи (рис. 13).
Рис. 13. Компенсация наклона (пунктирная линия) и сигнал обратной связи (сплошная линия)
Определение стабильности петли обратной связи экспериментальным путем
Стабильность поведения контура обратной связи можно определить экспериментально с помощью прибора для построения диаграммы Боде (получения логарифмической амплитудно-фазовой частотной характеристики), которая является представлением частотного отклика линейной стационарной системы в логарифмическом масштабе. Для того чтобы ввести сигнал возмущения в контур управления, можно использовать внешний генератор синусоидального сигнала со звуковым трансформатором, через который и подается возмущающий сигнал (рис. 14). Частота этого внешнего синусоидального сигнала линейно возрастает вплоть до уровня возмущения на выходе, равного по уровню возмущающему сигналу. Усиление в данном случае равно 1, и, таким образом, частота возмущающего сигнала должна быть равна частоте перехода fc контура обратной связи. Разность фаз между возмущающим сигналом и выходным сигналом и является запасом по фазе. При дальнейшем увеличении частоты до тех пор, пока разность фаз не достигнет –180°, может быть найден запас по усилению.
Рис. 14. Схема для экспериментального построения диаграммы Боде
Определение стабильности петли обратной связи с использованием преобразования Лапласа
Альтернативой экспериментальному методу определения стабильности является математическое вычисление нулей и полюсов. Для этого нам необходимо знать передаточную функцию преобразователя.
Для простого понижающего преобразователя, показанного на рис. 1, передаточная функция равна:
Параметр, обозначенный как s, здесь указывает на то, что переменная передаточной функции имеет частотную зависимость. Передаточная функция может быть решена с помощью преобразования Лапласа, но для того, чтобы понять это преобразование, сначала нужно рассмотреть преобразование Фурье.
Преобразование Фурье — это особая форма преобразования Лапласа. Фурье установил, что любой периодический сигнал является суммой синусоидальных сигналов различной частоты, фазы и амплитуды (ряд Фурье). Преобразование представляет собой переход из временной области в частотную область (и наоборот). Результат преобразования Фурье для периодического сигнала представляет собой эквивалент ряда Фурье, или спектр. На рис. 15 наглядно показаны первые шесть гармоник периодического сигнала прямоугольной формы.
Рис. 15. Графическое представление разложения в ряд Фурье для сигнала прямоугольной формы
Преобразование Фурье является интегралом функции с пределами интегрирования от минус до плюс бесконечности. Это можно записать в виде:
При отображении в S-плоскости переменная преобразования Фурье становится равной s = jω, а результатом будут только мнимые (комплексные) переменные.
Преобразование Лапласа является расширенным вариантом преобразования Фурье. Переменная преобразования Лапласа находится в комплексной плоскости, а интегрирование начинается с нуля, а не с минус бесконечности. При этом функция времени F(t) заменяется ее изображением, как функция от частоты F(s). Это означает, что данное преобразование может быть использовано для анализа ступенчатых или полубесконечных сигналов, таких как импульс или экспоненциальная последовательность с затуханием. Преобразование Лапласа можно записать в виде:
При переходе в S-плоскость переменная преобразования Фурье заменяется на s = σ + jω.
Используя преобразование Лапласа, можно математически смоделировать петлю обратной связи и генерацию нулей и полюсов на S-плоскости диаграммы. Вертикальная ось является мнимой, а горизонтальная ось — действительной. Чем выше или ниже они перемещаются по мнимой оси, тем быстрее возникают колебания. Чем дальше перемещение по отрицательной действительной оси, тем быстрее затухание, а чем далее перемещение по вещественной положительной оси, тем быстрее нарастание, что и поясняет рис. 16.
Рис. 16. График расположения нулей и полюсов в S-плоскости показывает соответствующие типичные временные диаграммы поведения системы
Нули всегда лежат на действительной оси. Комплексно сопряженные пары полюсов в левой половине S-плоскости объединяются так, чтобы сформировать отклик, который является затухающей синусоидальной функцией вида
где А и θ — это начальные условия, σ — скорость затухания, а ω — угловая частота в рад/с.
Пара полюсов, которая лежит на мнимой оси ±jω (без действительного компонента), генерирует колебания с постоянной амплитудой. Расстояние полюса от начала координат указывает на то, как происходит затухание отклика. Чем полюс ближе к началу координат, тем меньше скорость затухания. Если полюс находится на нуле, это означает, что перед нами система постоянного тока.
Если полюс находится в правой полуплоскости, система неустойчива (это соответствует понятию неустойчивости правой полуплоскости — RHP, описанному ранее).
Определение стабильности цифровой петли обратной связи с помощью билинейного преобразования
Если для формирования компенсации в петле обратной связи используется цифровой сигнальный процессор DSP (англ. DSP — Digital Signal Processor), стабильность такого цифрового контура может быть достигнута с помощью преобразования Лапласа для систем с дискретными сигналами.
В такой цифровой системе в качестве входного сигнала предусмотрен уже не непрерывный во времени сигнал, а дискретный в виде выборок с определенной частотой, называемой частотой дискретизации. Таким образом, значения переменных в s-плоскости должны быть преобразованы в дискретные значения Z-плоскости с выборкой по времени с помощью билинейного преобразования, известного как преобразование Тастина.
Результатом данного отображения является то, что устойчивая область в Z-плоскости превращается в окружность с радиусом, равным 1, в так называемую единичную окружность (рис. 17).
Рис. 17. Единичная окружность Z-плоскости
Удаленный правый край окружности (w = 0) представляет собой постоянный ток. Удаленный левый край окружности представляет собой частоту наложения спектров. Любые полюса, которые лежат вне этого круга, будут неустойчивыми. Полюса петли обратной связи теперь могут быть нанесены в Z-плоскости. Положения полюсов представляют нормированные отклики на частоту дискретизации, в отличие от сигналов непрерывных по времени, как это представлялось в S-плоскости.
Цифровая компенсация, во-первых, использует частоту дискретизации цифрового сигнального процессора, которая намного выше, чем системная частота перехода, так что любые расчеты являются точными. Для того чтобы найти значения параметров компенсации, здесь возможны два общих подхода. Первый — переработка в цифровую форму параметров компенсации на основе первичной разработки аналоговой системы управления, а второй — прямая разработка уже непосредственно цифрового управления. При переносе аналогового управления в цифровой вариант первоначально устанавливается линейная модель импульсного преобразователя. Причем компенсация петли обратной связи моделируется обычно в S-плоскости. А потом, для того чтобы завершить проектирование уже цифровой компенсации, результаты полученной аналоговой компенсации отображаются в z-плоскость. При непосредственном подходе к проектированию цифрового управления дискретная модель импульсного преобразователя является полностью моделируемой с использованием цифрового управления, а решение в части компенсации рассчитывается непосредственно в Z-плоскости. Это требует применения точных моделей всех аналоговых элементов, а моделирование осуществляется с помощью таких программ, как Spice или Matlab.
Результат обоих методов один и тот же — рассчитанная матрица значений сохраняется как таблица преобразования. DSP или микроконтроллер будут получать оцифрованный входной сигнал, вводить его для вычисления в матрицу, а на выходе иметь полученное значение либо как аналоговый сигнал управления, либо, что используется чаще всего, как скорректированный выходной сигнал управления непосредственно самого ШИМ-драйвера. В последнем случае схемы компаратора и цепи формирования ШИМ также будут синтезированы в цифровом виде. Это исключает ошибки контура аналогового управления, связанные с компенсацией наклона, и нестабильность RHP. Если требуется обрабатывать иной режим работы компенсации обратной связи на отклик, то цифровой контроллер может плавно переключаться между таблицами преобразования без сброса выхода преобразователя. Это уникальная способность, не свойственная аналоговым контроллерам. Таким образом, количество компромиссов, которым нужно следовать при выборе необходимой характеристики компенсации, значительно снижается.
Именно это отсутствие компромиссов и способность буквально мгновенно переключаться между быстрой переходной характеристикой или стабильным выходом и делает цифровой контур обратной связи таким привлекательным. Поскольку стоимость микроконтроллеров продолжает снижаться, то все больше и больше DC/DC-преобразователей будут мигрировать в сторону контроллеров с полностью цифровыми или гибридными петлями обратной связи.
Цифровая петля обратной связи
На схеме, приведенной на рис. 18, показан упрощенный DC/DC-преобразователь, выполненный на базе микроконтроллера. Все его временные диаграммы находятся под цифровым управлением, как сам мостовой преобразователь, так и его выходной синхронный выпрямитель.
Рис. 18. DC/DC-преобразователь с цифровым управлением, выполненный на базе микроконтроллера
Микроконтроллер содержит встроенные операционные усилители, таким образом, входы датчиков могут быть подключены непосредственно к самому микроконтроллеру. Поскольку микроконтроллер получает информацию относительно входного напряжения, выходного напряжения и выходного тока, нет необходимости в дополнительных внешних цепях, которые требуются для контроля короткого замыкания или перегрузки. Контроль входного напряжения позволяет осуществить как контролируемый запуск (мягкий старт), так и программируемую блокировку с адаптивным гистерезисом в случае питания преобразователя недопустимо пониженным входным напряжением. Четвертый входной операционный усилитель используется для контроля температурного режима. Это может быть контроль либо температуры внутри самого DC/DC-преобразователя, либо температуры удаленной нагрузки. Последующая реакция в случае чрезмерного возрастания температуры программируется в соответствии с техническими требованиями приложения. Например, для того чтобы уменьшить тепловыделение, здесь может быть использована остановка с защелкой, отключение и автоматический перезапуск системы после охлаждения (ее или полезной нагрузки), а также ограничение мощности. Подключение внешних данных позволяет реализовать такие рабочие условия, которые будут обновляться буквально на лету. Возможны и различные варианты предварительно запрограммированных действий, которые должны быть выбраны соответствующим образом. Кроме того, имеющаяся двунаправленная шина связи разрешает отправлять сообщения о неисправностях и обновления статуса.
Рис. 19. Блок-схема программного обеспечения для контроллера DC/DC-преобразователя с цифровым программным управлением на базе микроконтроллера
На рис. 19 в общем виде показана внутренняя работа системы. Различные подпрограммы контроллера используют просмотровые таблицы в виде матриц для вычисления соответствующего управляющего воздействия в режиме реального времени. Характеристическое уравнение для режима управления по току (CMC) имеет вид (11) (при обращении к первоисточнику [1] учтите, что в формулах 11 и 12 его автором был допущен ряд неточностей).
Здесь: VOUT — внутренний контур регулирования, VOUT* — внешний контур регулирования , RA — токовый пропорциональный компенсатор усиления, а Ki и KP могут быть получены из матрицы (12).
В соответствии с условиями эксплуатации системный контроллер может переключаться «в» или «из» различных матричных таблиц. Преимуществом применения цифрового контроллера также является значительное уменьшение общего количества элементов в его спецификации и обеспечение интеллектуального управления выходным напряжением и током.
Итак, мы рассмотрели практически все основные вопросы, связанные с такой проблемой, как обеспечение стабильности выходного напряжения и что нужно учитывать для ее достижения. Данная статья поможет понять, как осуществить правильный выбор компонентов обратной связи и ее компенсации. Это особенно важно не только для понимания происходящих процессов, но и для выбора элементов компенсации контура обратной связи. Для многих преобразователей эти элементы являются внешними, их выбирают исходя из конкретных условий применения определенной микросхемы контроллера DC/DC-преобразователя.
Литература- Steve Roberts. DC/DC BOOK OF KNOWLEDGE: Practical tips for the User. Second Edition, 2015.
Функциональные особенности микросхемы: • Эффективный синхронный повышающий преобразователь с КПД 96% Основные сферы применения: • Все переносные устройства с питанием от батареек (от одной, двух, трех щелочных, NiCd или NiMH, или от одного элемента Li-Ion или Li-Polymer). Микросхемы семейства TPS6102x предназначены для организации питания переносных устройств, которые должны работать от одной, двух, трех щелочных, NiCd или NiMH батареек, или от одного элемента Li-Ion или Li-Polymer. Выходные токи при питании от одной щелочной батарейки (1.5V) могут достигать до 200 mA, и батарейка при этом может разряжаться до 0.9V. Устройство может также генерировать 5V при 500 mA от напряжения 3.3V или от одного элемента Li-Ion. Повышающий преобразователь основан на контроллере ШИМ (PWM) фиксированной частоты, с использованием синхронного выпрямителя, чтобы достичь максимальной эффективности. При малых токах нагрузки преобразователь входит в режим экономии мощности (power save mode, PSM), благодаря чему сохраняется высокая эффективность работы в широком диапазоне потребляемых токов нагрузки. Режим PSM можно запретить, принуждая преобразователь работать на фиксированной частоте переключения. Максимальный пиковый ток повышающего преобразователя ограничен значением 800, 1500 или 1800 mA в зависимости от версии устройства (см. таблицу сравнения устройств ниже).
Примечания: (1) Свяжитесь с заводом-изготовителем, чтобы проверить доступность версий с фиксированным выходным напряжением. Выходное напряжение TPS6102x все еще остается регулируемым, даже когда входное напряжение начинает превышать номинальное выходное напряжение. Уровень выходного напряжения можно программировать внешним делителем напряжения на резисторах, или уровень может быть фиксированным (в зависимости от модели микросхемы). Преобразователь может быть запрещен для минимизации потребления тока от батареи. В состоянии «выключено» нагрузка полностью отключается от батареи. Реализован режим малого уровня помех (low-EMI mode) для уменьшения звона электромагнитного излучения, когда преобразователь входит в режим прерывания подключения (discontinuous conduction mode). Микросхема поставляется в миниатюрном 10-выводном корпусе VSON PowerPAD™ размером 3 x 3 мм, с теплоотводящей контактной площадкой на донце. [Цоколевка корпуса и назначение выводов]
Предельные допустимые значения. Значения в таблице ниже даны в условиях работы на открытом воздухе.
Примечание: превышение предельно допустимых значений может привести к необратимому повреждению микросхемы. Эти параметры даны только для оценки, и работа микросхемы в этих условиях не подразумевается. Работа устройства в течение долгого времени в условиях предельных значений может повлиять на его надежность. Устойчивость к статическому электричеству (ESD)
Примечания: (1) Документ JEDEC JEP155 устанавливает, что 500-V HBM (модель тела человека) позволяет безопасно осуществлять производство в стандартном процессе управления ESD. Производство с меньшим чем 500-V HBM возможно с необходимыми предосторожностями.
Температурные характеристики:
Примечание (1): для дополнительной информации по традиционным и новым температурным метрикам см. документ IC Package Thermal Metrics, SPRA953. Типовые значения даны при температуре кристалла TJ = 25°C (если не указано нечто другое).
Рис. 1. TPS61020: зависимость максимального выходного тока от входного напряжения. Рис. 2. TPS61020: зависимость эффективности от выходного тока. Рис. 3. TPS61025: зависимость эффективности от выходного тока. Рис. 4. TPS61027: зависимость эффективности от выходного тока. Рис. 5. TPS61025: зависимость эффективности от входного напряжения. Рис. 6. TPS61027: зависимость эффективности от входного напряжения. Рис. 7. TPS61025: зависимость выходного напряжения от выходного тока. Рис. 8. TPS61027: зависимость выходного напряжения от выходного тока. Рис. 9. Зависимость тока VBAT без нагрузки от входного напряжения. Рис. 10. Зависимость тока VOUT без нагрузки от входного напряжения. Рис. 11. Схема для измерения параметров. Список компонентов: U1 TPS6102xDRC [Подробное описание] TPS6102x основан на ШИМ-контроллере, работающем с фиксированной частотой, и синхронном выпрямителе, чтобы достичь максимальной эффективности. Входное, выходное напряжение, и падение напряжения на ключе NMOS отслеживается и передается в регулятор. Таким образом, изменения рабочих условий преобразователя непосредственно влияют на скважность импульсов ШИМ. При малых токах нагрузки преобразователь входит в режим экономии энергии (Power Save Mode, PSM), чтобы обеспечить эффективную работу в широких диапазонах изменения нагрузки. Этот режим можно запретить, при этом преобразователь будет принудительно работать на фиксированной частоте переключения. [Функциональная блок-схема] Блок контроллера. Схема контроллера основана на топологии множественных обратных связей (multiple feed forward). Напряжения на входе, выходе и падение напряжения на ключе NMOS отслеживаются, и эта информация перенаправляется в регулятор. Поэтому изменения рабочих условий регулятора немедленно отражаются на скважности ШИМ, не проходя через косвенный и долгий путь через петлю обратной связи управления и усилитель ошибки. Петля обратной связи, определяемая усилителем ошибки, отвечает только за обработку малых изменений сигнала ошибки. На вход усилителя ошибки подается напряжение обратной связи на вывод FB, или если микросхема версии с фиксированным напряжением, напряжение от внутреннего резисторного делителя. Это напряжение сравнивается с внутренним опорным напряжением, чтобы генерировать точное и стабильное выходное напряжение. Пиковый ток через ключ NMOS также отслеживается, чтобы ограничить максимальный ток через ключ и индуктивность. Внутренний датчик температуры предотвращает перегрев микросхемы, когда на ней рассеивается чрезмерная мощность. Синхронный выпрямитель. В микросхему интегрирован синхронный выпрямитель на N- и P-канальных транзисторах MOSFET. Из-за того, что обычно используемый выпрямитель на диоде Шоттки заменен низкоомными каналами сток-исток ключа PMOS, общий КПД преобразователя достигает 96%. Чтобы избежать смещения уровня земли из-за больших токов ключа NMOS, используются два раздельных вывода для подключения земли. Опорным уровнем для всех функций управления служит шина земли (GND). Исток ключа NMOS подключен к PGND. Обе земли должны подключаться друг к другу на печатной плате только в одной точке, максимально близко к выводу GND. Применяется специальная схема для отключения нагрузки от входа, когда преобразователь выключен. В обычных схемах синхронных выпрямителей обратный диод затвора верхнего транзистора PMOS смещен в прямом направлении в состоянии выключено, что позволяет течь току от батареи на выход. Однако эта микросхема использует специальную схему, которая берет катод обратного диода затвора верхнего транзистора PMOS и отключает его от источника, когда работа регулятора запрещена (EN = low). Достоинство такого решения в том, что разработчик системы, работающей от батареи, избавлен от проблемы разряда батареи, когда конвертер выключен. Не требуются добавлять никакие дополнительные компоненты в дизайн, чтобы гарантировать отключение батареи от выхода преобразователя. Регулировка вниз. Обычно повышающие преобразователи регулируют выходное напряжение только тогда, когда оно выше, чем входное. Микросхема TPS6102x работает по-другому. Например, она может регулировать 3.0 на выходе, когда входное напряжение поставляется от двух свежих щелочных (alkaline) батареек, которые дают входное напряжение 3.2V. Другой пример — питание светодиодов (LED) прямым напряжением 3.6V от полностью заряженной Li-Ion банки с выходным напряжением 4.2V. Чтобы правильно управлять напряжением в таких ситуациях, в TPS6102x реализован понижающий режим регулирования. Если входное напряжение достигает или превышает выходное, преобразователь меняет свой режим работы. При этом схема управления меняет поведением выпрямляющих транзисторов PMOS. Она устанавливает падение напряжения на PMOS достаточно высоким для регулирования выходного напряжения. Это означает, что потери мощности в преобразователе повышаются. Это нужно учитывать при расчете нагрева микросхемы. Режим преобразования вниз автоматически выключается, как только входное напряжение упадет на напряжение около 50 mV ниже выходного напряжения. Для правильной работы регулирования вниз выходное напряжение не должно быть запрограммировано на уровень меньше 50% от максимального входного напряжения, которое может быть подано. Device Enable. Микросхема переходит в рабочий режим, когда на входе EN высокий уровень. Она переходит в режим «выключено» (shutdown mode), когда уровень EN притянут к GND. В shutdown mode регулятор прекращает переключения, все внутренние схемы управления выключаются, в том числе и компаратор детектирования разряженной батареи (low-battery comparator), и нагрузка изолируется от входа преобразователя (т. е. от батареи, как это описано в секции, посвященной синхронному выпрямителю). Это также означает, что выходное напряжение в состоянии «выключено» может упасть ниже входного. При старте преобразователя скважность переключения и пиковый ток ограничиваются, чтобы уменьшить импульс тока, потребляемый от батареи при включении. Undervoltage Lockout. Функция блокировки при пониженном напряжении (Undervoltage Lockout) предотвращает запуск устройства, если напряжение питания на VBAT меньше приблизительно 0.8V. Когда система работает, и батарея разрядилась, устройство автоматически войдет в режим «выключено» (shutdown mode), если напряжение на VBAT упадет ниже примерно 0.8V. Эта функция реализована для того, чтобы предотвратить случаи неправильного функционирования преобразователя. Мягкий старт и защита от короткого замыкания. Когда работа микросхемы разрешается, начинается первый внутренний шаг запуска — фаза предзаряда (precharge phase). Во время предзаряда ключ выпрямителя замкнут, пока выходной конденсатор в нагрузке не зарядится до уровня, близкого к значению входного напряжения. Во время этой фазы ток через выпрямляющий ключ ограничен. Этот ток ограничения увеличивается с ростом выходного напряжения. Эта схема также ограничивает выходной ток при коротком замыкании на выходе. Рис. 12 показывает типовую зависимость тока предзаряда (precharge current) от выходного напряжения для определенных входных напряжений: Рис. 12. Токи предзаряда и короткого замыкания. После того, как выходной конденсатор зарядится до входного напряжения, микросхема начнет управлять переключениями. Если входное напряжение ниже 1.4V, то микросхема работает с фиксированной скважностью 50%, пока выходное напряжение не достигнет 1.4V. После этого скважность устанавливается в зависимости от соотношения уровней входного и выходного напряжений. До тех пор, пока выходное напряжение не достигнет номинального значения, ограничение тока через ключ повышающего преобразователя устанавливается на 40% от своего номинального значения, чтобы предотвратить высокие пиковые токи от батареи при включении. Как только выходное напряжение достигнет своего уровня, регулятор получает полный контроль и ограничение тока ключа обратно устанавливается на 100%. Схема детектора разряженного состояния батареи (LBI/LBO). Low Battery Detector (выводы LBI/LBO) обычно используется для мониторинга напряжения батареи и генерации флага ошибки, когда напряжение батареи упадет ниже установленного пользователем порога. Эта функция активна только когда работа микросхемы разрешена. Когда она запрещена, выход LBO находится в состоянии высокого сопротивления. Порог срабатывания на LBI составляет 500 mV. Во время нормального функционирования LBO остается в высоком сопротивлении, когда напряжение, поступающее на LBI, выше этого порога. LBO активируется и переходит в лог. 0, когда уровень на LBI становится ниже 500 mV. Напряжение батареи, на котором схема детектора срабатывает, можно запрограммировать резистивным делителем, подключенным к выводу LBI. Резистивный делитель масштабирует вниз напряжение батареи до уровня 500 mV, который сравнивается с пороговым напряжением LBI. Вход LBI имеет встроенный гистерезис 10 mV. См. секцию с описанием практического применения для дополнительной информации по программированию порога LBI. Если схема детектирования низкого уровня батареи не используется, то вывод LBI должен быть подключен к GND (или к VBAT), и вывод LBO можно оставить не подключенным. Не оставляйте вывод LBI без подключения к чему-либо. Low-EMI Switch. В микросхеме интегрирован узел, который удаляет звон, обычно появляющийся на цепи SW, когда преобразователь входит в режим прерывания тока (discontinuous current mode). В этом случае ток через индуктивность падает до нуля, и выпрямляющий ключ PMOS выключается, чтобы предотвратить обратный ток, протекающий от выходного конденсатора обратно в батарею. Из-за того, что есть оставшаяся энергия, которая сохраняется в паразитных компонентах деталей и индуктивности, генерируется звон на выводе SW. Интегрированный антизвоновый ключ притягивает это напряжение к VBAT, тем самым подавляя звон. Режим экономии энергии (Power Save Mode, PSM). Вывод PS может использоваться для выбора разных режимов работы. Чтобы разрешить экономию энергии, PS должен быть установлен в низкий уровень. Этот режим используется для повышения эффективности работы при легкой нагрузке. В режиме экономии преобразователь работает только когда выходное напряжение падает ниже установленного порога. Это приводит к подъему выходного напряжения с одним или несколькими импульсами, после чего микросхема снова входит в режим экономии энергии, пока выходное напряжение превышает пороговое напряжение. Этот режим можно запретить, установкой уровня PS на VBAT. В режиме преобразования вниз режим экономии энергии всегда активен, и микросхема не может быть переведена в переключение с фиксированной частотой на легкой нагрузке. Программирование выходного напряжения. Выходное напряжение TPS61020 DC-DC можно подстроить внешним резисторным делителем. Типовое значение напряжение на выводе составляет 500 mV. Максимальное рекомендуемое значение выходного напряжения составляет 5.5V. Ток через резистивный делитель должен быть примерно в 100 раз больше, чем ток вывода FB. Типовой ток вывода FB около 0.01 µA, и напряжение на R4 обычно 500 mV. На основе этих двух значений рекомендуемое значение R4 должно быть меньше 500 kΩ, чтобы ток делителя был 1 µA или больше. Из-за наличия внутренней схемы компенсации значение этого резистора должно быть в диапазоне 200 kΩ. Отсюда значение резистора R3 для необходимого выходного напряжения (VO) можно вычислить по Формуле 1:
Если например выходное напряжение должно быть 3.3V, то для R3 должен быть выбран резистор 1.0 MΩ (см. рис. 1 и 11). Если по любой причине значение выбранного резистора R4 значительно ниже 200 kΩ, то рекомендуется параллельно резистору R3 подключить конденсатор, потому что микросхема иногда в таких условиях показывает нестабильное регулирования выходного напряжения. Требуемое значение емкости конденсатора можно вычислить по Формуле 2:
Программирование порога детектора разряда батареи LBI/LBO. Ток через резистивный делитель должен быть примерно в 100 раз больше тока вывода LBI. Типовой ток в вывод LBI составляет 0.01 µA, и напряжение срабатывания на R2 равно пороговому напряжению LBI, генерируемому внутри микросхемы, которое равно 500 mV. Таким образом, рекомендуемое значение для R2 должно быть в диапазоне 500 kΩ. Следовательно значение R1, в зависимости от желаемого минимального напряжения батареи VBAT, можно вычислить по формуле 3.
Выход схемы контроля за разрядом батареи это простой открытый сток, который замыкается на GND, когда напряжение батареи падает ниже запрограммированного порога на выводе LBI. На выходе LBO нужен верхний подтягивающий резистор с рекомендуемым значением 1 MΩ. Если вывод LBO не используется, то он может быть оставленным без подключения или замкнут на GND. [Указания по практическому применению] Микросхемы TPS6102x разработаны для работы от входного напряжения питания между 0.9V (когда батарея разрядилась от 1.2V) и 6.5V с максимальным ограниченным током до 1.8 A (зависит от типа микросхемы). Устройства работают в режиме ШИМ для средней или высокой нагрузки, и в режиме экономии энергии при слабой нагрузке. В режиме ШИМ преобразователь TPS6102x обычно работает на частоте 600 кГц. Когда ток нагрузки снизился, преобразователь входит в режим экономии энергии, снижая частоту переключения и минимизируя ток потребления микросхемы, чтобы достичь высокой эффективности во всем диапазоне нагрузок. Режим экономии энергии можно запретить, когда на вывод PS подан высокий уровень, принуждая преобразователь работать на фиксированной частоте. На рис. 13 показано типовое приложение TPS6102x с входным диапазоном напряжений от 1.2V до 6.5V и выходным током 800 mA. Рис. 13. Типовая практическая схема повышающего преобразователя с возможностью подстройки выходного напряжения. DC-DC преобразователи TPS6102x предназначены для систем, получающих питание от одной до трех щелочных, NiCd, NiMH батареек с типичным предельным входным напряжением от 0.9V до 6.5V. TPS6102x также могут использоваться в системах, которые питаются от однобаночной Li-Ion или Li-Polymer батареи с напряжением между 2.5V и 4.2V. Может использоваться любой другой источник напряжения с типичным выходным напряжением между 0.9V и 6.5V в системах, где используется TPS6102x. Выбор индуктивности. Повышающий преобразователь обычно требует два основных пассивных компонента для накопления энергии в процессе преобразования. На выходе нужны повышающая напряжение индуктивность и накопительный конденсатор. Для выбора индуктивности рекомендуется ограничивать предельный пиковый ток силового ключа в выбранной конфигурации. Например, порог ограничения тока TPS61029 равен 1800 mA при выходном напряжении 5V. Самый большой пиковый ток через индуктивность и ключ зависит от выходной нагрузки, входного напряжения (VBAT) и выходного напряжения (VOUT). Оценить максимальный средний ток через индуктивность можно по формуле 4:
Например, для выходного тока 200 mA при 3.3V, через индуктивность будет течь как минимум средний ток 920 mA при минимальном входном напряжении 0.9V. Второй параметр для выбора индуктивности — желаемые пульсации тока в индуктивности. Обычно желательно работать с пульсациями тока меньше 20% от среднего тока индуктивности. Меньшая величина пульсаций снижает потери магнитного гистерезиса индуктивности, а также снижает пульсации напряжения на выходе и излучение электромагнитных помех (EMI). Но при этом время регулирования при изменении тока нагрузки увеличивается. Дополнительно повышенное значение индуктивности повышает общую стоимость системы. С этими параметрами можно вычислить значение индуктивности по формуле 5:
Параметр f это частота переключения, и ΔIL это ток пульсации в индуктивности, например 20% × IL. В этом примере желаемая величина индуктивности 5.5 µH. С этой вычисленной величиной и вычисленными токами можно выбрать подходящую индуктивность. В типовом применении рекомендуется индуктивность 6.8 µH. Микросхема оптимизирована для работы с индуктивностями в диапазоне между 2.2 µH и 22 µH. Тем не менее в некоторых приложениях может использоваться индуктивность с более высоким значением, в этом случае рекомендуется провести анализ стабильности работы. Следует обратить внимание на то, что изменения нагрузки и потери в схеме могут привести к повышенным токам, которые оцениваются по формуле 5. Также потери в индуктивности происходят из-за потерь на магнитный гистерезис и потери в меди, это основные параметры, которые влияют на общую эффективность схемы. С преобразователями TPS6102x используются индуктивности следующих серий: Таблица 2. Список типов индуктивностей.
Выбор входного конденсатора. Рекомендуется ставить на входе конденсатор как минимум 10 µF, чтобы улучшить поведение регулятора при переходных процессах и снизить помехи EMI общей системы питания. Параллельно рекомендуется подключить керамический или танталовый конденсатор 100 nF, размещенный вблизи IC. Выбор выходного конденсатора. Главный параметр для определения выходного конденсатора — максимально допустимые пульсации выходного напряжения конвертера. Эти пульсации определяются двумя параметрами конденсатора, емкостью и внутренним сопротивлением потерь (ESR). Минимальную необходимую емкость конденсатора для заданных пульсаций (принимая, что ESR близки к нулю), можно вычислить по формуле 6:
Параметр f это частота переключения, и ΔV это максимально допустимые пульсации. При выбранном уровне пульсаций 10 mV должен использоваться конденсатор с минимальной емкостью 24 µF. Общие пульсации будут выше из-за ESR выходного конденсатора. Этот дополнительный компонент пульсация можно вычислить по формуле 7:
Дополнительные пульсации 16 mV появляются из-за того, что используемый танталовый конденсатор имеет низкое ESR 80 mΩ. Общие пульсации будут суммой шумов формул 6 и 7, в этом примере это получится 26 mV. Дополнительные пульсации также вызваны изменениями нагрузки. Это означает, что выходной конденсатор должен предоставить полный ток в нагрузку во время фазы накачки индуктивности. Разумное значение выходной емкости зависит от скорости изменений нагрузки и тока нагрузки во время изменений на выходе. С вычисленным минимальным значением 24 µF и принятыми условиями переходных процессов рекомендуемая выходная емкость должна быть в диапазоне от 47 до 100 µF. По экономическим причинам это обычно танталовый конденсатор. Таким образом, петля управления оптимизирована для использования выходных конденсаторов с ESR выше 30 mΩ. Дополнительно должен быть добавлен выходной керамический конденсатор 2.2 µF, подключенный параллельно танталовому выходному конденсатору. Микросхема не была рассчитана на работу только с керамическими емкостями, если не добавлен последовательный резистор с керамическим конденсатором, чтобы иммитировать требуемую величину. Слишком малое ESR емкости на выходе приведет к нестабильной работе преобразователя. Если источник питания размещен на расстоянии больше нескольких дюймов от устройства, может потребоваться дополнительный конденсатор в дополнение к керамическим блокировочным конденсаторам. Типичный выбор — электролитический или танталовый конденсатор на 47 μF. Рис. 14. TPS61025: выходное напряжение в режиме непрерывного регулирования (Continuous Mode). Рис. 15. TPS61027: выходное напряжение в режиме непрерывного регулирования (Continuous Mode). Рис. 16. TPS61025: выходное напряжение в режиме экономии энергии (Power Save Mode). Рис. 17. TPS61027: выходное напряжение в режиме экономии энергии (Power Save Mode). Рис. 18. TPS61025: ответ на изменение нагрузки. Рис. 19. TPS61027: ответ на изменение нагрузки. Рис. 20. TPS61025: ответ на изменение линии. Рис. 21. TPS61027: ответ на изменение линии. Рис. 22. TPS61025: запуск после подачи сигнала разрешения работы. Рис. 23. TPS61027: запуск после подачи сигнала разрешения работы. Рис. 24. Получение максимальной выходной мощности при питании от одной щелочной (Alkaline) батарейки. Список компонентов: U1 TPS61027DRC, L1 EPCOS B82462-G4682, C1 и C2 X7R,X5R Ceramic, C3 Low ESR Tantalum. Рис. 25. Получение для максимальной выходной мощности при питании от двух или трех щелочных батареек или от одной банки Li-Ion. Список компонентов: U1 TPS61027DRC, L1 EPCOS B82462-G4682, C1 и C2 X7R,X5R Ceramic, C3 Low ESR Tantalum. Рис. 26. Генерация одного основного и одного маломощного дополнительного повышенного напряжения. Список компонентов: U1 TPS61027DRC, L1 EPCOS B82462-G4682, C1C2C5C6 X7R,X5R Ceramic, C3 Low ESR Tantalum, DS1 BAT54S. Рис. 27. Генерация одного основного и одного маломощного дополнительного отрицательного напряжения. U1 TPS61027DRC, L1 EPCOS B82462-G4682, C1C2C5C6 X7R,X5R Ceramic, C3 Low ESR Tantalum, DS1 BAT54S. [Рекомендации по разводке печатной платы] Для всех импульсных источников питания очень важна разводка печатной платы, особенно из-за больших импульсных токов и высоких частот переключения. Если плата спроектирована неправильно, то регулятор будет показывать проблемное поведение и давать повышенный уровень помех (EMI). Таким образом, используйте в разводке широкие и короткие проводники для главных путей распространения тока и для общей шины питания. Используйте отдельный узел земли для цепи питания и отдельную землю для управления, чтобы минимизировать эффекты влияния шумов по шине земли. Соединяйте эти два узла в одном месте, максимально близко к выводам земли микросхемы. Большинство критических путей распространения тока для всех повышающих преобразователей проходят через переключающие транзисторы FET, транзисторы FET синхронного выпрямителя, выходные конденсаторы, и обратно в землю через ключевой транзистор FET. Таким образом, оба входных конденсатора и их соединительные проводники должны размещаться в том же слое печатной платы, что и микросхема, как можно ближе к её выводам VOUT и PGND. Особенно на выходных напряжениях выше 4.5V добавление RC-демпфера (snubber) от вывода SW к выводу PGND может помочь в дополнительном уменьшении паразитной индуктивности, ухудшающей критический путь тока. См. указания по применению SLVA255 для дополнительной информации по реализации демпфера. Кроме того, входной конденсатор должен быть размещен как можно ближе между выводами VBAT и PGND микросхемы. Размещение индуктивности близко к выводу SW с соединением её широким и короткими трассами поможет повысить эффективность и минимизировать EMI. Чтобы развести землю цепи управления также рекомендуется использовать короткие проводники, отделенные от проводников земли мощного питания. Это позволит избежать смещения уровня земли, который может возникнуть из-за сложения мощных токов земли и тока управления. Ниже на рисунке показан рекомендуемый образец разводки. Рис. 28. Рекомендуемая разводка печатной платы. [Охлаждение] Реализация низкопрофильных интегральных схем в корпусах поверхностного монтажа с близко расположенными выводами требует особого внимания к рассеиванию тепла. Улучшение качества охлаждения можно достичь за счет за счет правильной разработки печатной платы, специального монтажа компонентов на плате и организации потока воздуха в системе. Максимальная рекомендованная температура кристалла (junction temperature, TJ) для микросхем TPS6102x составляет 125°C. Термосопротивление 10-выводного корпуса VSON 3 × 3 мм (DRC) RΘJA = 47.2°C/W, если используется пайка площадки PowerPAD. Указанная работа регулятора гарантируется при максимальной температуре окружающего воздуха (ambient temperature, TA) 85°C. Таким образом, максимальная рассеиваемая мощность составляет около 847 mW. Большая мощность может рассеиваться, если ниже максимальная окружающая температура.
Примечания: 1. Все линейные размеры даны в миллиметрах. Любые размеры в круглых скобках даны только как оценочные. Размеры и допуски соответствуют ASME Y14.5M. [Ссылки] 1. TPS6102x Boost Converter Down Conversion Mode site:ti.com. | ||||||
DS-1000-1000 Вт преобразователь напряжения типа 3, повышающий и понижающий трансформатор напряжения — преобразователь напряжения типа 3 на 1000 Вт, повышающий и понижающий трансформатор напряжения
В настоящее время недоступен.
Мы не знаем, когда и появится ли этот товар в наличии.
- Убедитесь, что он подходит, введя номер своей модели.
- Преобразователь напряжения типа 3 мощностью 1000 Вт, повышающий и понижающий трансформатор напряжения
Технические характеристики этого элемента
| Фирменное наименование | МЕЖДУНАРОДНОЕ ВИДЕО И ЭЛЕКТРОНИКА |
|---|---|
| Номер модели | DS-1000 |
| Количество элементов | 1 |
| Номер детали | DS-1000 |
| Код UNSPSC | 41120000 |
Предлагаемый преобразователь постоянного тока в постоянный (SL-DS-DC).| Скачать научную диаграмму
Контекст 1
… предлагаемый преобразователь (SL-DS-DC) показан на рис. 1. SL-DS-DC состоит из двух катушек индуктивности, трех конденсаторов, семи диодов и двух полевых МОП-транзисторов. …
Контекст 2
… напряжение диода ниже в предлагаемой топологии, за исключением SC / SL-SBC. Эффективность предлагаемого преобразователя сравнима, за исключением каскадного повышающего преобразователя и SC / SL-SBC, как показано на Фиг.10. Хотя каскадный повышающий преобразователь имеет более высокий КПД, но более высокий коэффициент усиления не может быть достигнут из-за паразитов….
Контекст 3
… после проверки предложенного преобразователя, преобразователь тестируется на аппаратной платформе, как показано на рис. 11. Преобразователь оценивается для двух различных входных напряжений, чтобы доказать его потенциал. …
Контекст 4
… также перечислены в таблице 2. A. AT V g = 40 В, R 0 = 200, D = 0,15, P 0 = 200 Вт В первом рабочем состоянии параметры следующие: входное напряжение V g = 40 В, сопротивление нагрузки R 0 = 200, рабочий цикл D = 0,15.Профиль выходного напряжения, выходного тока, входного напряжения и входного тока показан на рис. 12а. Достигнутое выходное напряжение составляет 200 В, а ток нагрузки — 1 А, что означает, что выходная мощность составляет 200 Вт. …
Контекст 5
… отображаются этот номинал, ток катушки индуктивности и сумма тока катушки индуктивности на Фиг.12-12b. Ток индуктора i L является непрерывным, что показывает, что преобразователь работает в режиме CCM. …
Контекст 6
… Напряжение конденсаторов C 1 и C 2 также показано на фиг. 12b. Оба напряжения конденсатора равны и имеют среднее значение 88 В, что соответствует уравнению (10) и уравнению (11). …
Контекст 7
… напряжение конденсатора равно и имеет среднее значение 88 В, что соответствует уравнению (10) и уравнению- (11). Ток для всех диодов, переключателей и конденсаторов показан на фиг.13a, фиг.13b и фиг.13c. Из профиля токов конденсаторов следует отметить, что конденсаторы имеют большой ток во время зарядки, тогда как небольшой ток во время разряда….
Контекст 8
… Напряжение диодов и переключателей показано на фиг.14а и 14б, а конденсаторы показаны на фиг.16а, 16б и 16в. Из профиля токов конденсаторов следует отметить, что конденсаторы имеют большой ток во время зарядки, тогда как небольшой ток VOLUME 9, 2021 во время разрядки. …
Контекст 9
… Напряжение диодов и переключателей показано на фиг. 14a и 14b, а конденсаторы показаны на фигурах 16a, 16b и 16c.Из профиля токов конденсаторов следует отметить, что конденсаторы имеют большой ток во время зарядки, тогда как небольшой ток VOLUME 9, 2021 во время разрядки. …
Контекст 10
… Напряжение диодов и переключателей показано на рисунках 17a и 17b. В первую очередь, преобразователь испытывается на предмет изменения нагрузки. Реакция на ступенчатое увеличение нагрузки показана на Фиг.18. …
Контекст 11
… Напряжение диодов и переключателей показано на Рис. 17a и Рис. 17b. В первую очередь, преобразователь испытывается на предмет изменения нагрузки.Реакция на ступенчатое увеличение нагрузки показана на Фиг.18. Ток нагрузки увеличивается с 0,5 А до 1 А. В отличие от этого, также выполняется ступенчатое уменьшение нагрузки, как показано на Фиг.19. …
Контекст 12
… реакция на скачкообразное увеличение нагрузки показана на Рис. 18. Ток нагрузки увеличивается с 0,5 А до 1 А. В отличие от этого, также выполняется ступенчатое уменьшение нагрузки, как показано на Фиг.19. Ток нагрузки снижен с 1 А до 0,5 А. Из обоих рисунков видно, что предлагаемый преобразователь работает при постоянном выходном напряжении и удовлетворительном входном напряжении при изменении нагрузки….
Контекст 13
… входное напряжение увеличивается / уменьшается на 5 В. Из рисунков 20 и 21 видно, что выходное напряжение и выходной ток постоянны, следовательно, выходное напряжение мощность постоянна в обоих случаях. Таким образом, предлагаемый преобразователь удовлетворительно работает и при изменении входа. …
1. Введение
микромашиныМикромашиныorg / 0000-0002-0940-6440Diaz-SaldiernaLuis Humberto * Leyva-RamosJesusPerez-PinalFrancisco J. Академический редакторChoYoung-HoАкадемический редакторInstituto Potosino de Investigación Científica y Tecnológica, Santos y Tecnológica, No. [email protected]* Переписка: [email protected]; Тел .: + 52-444-834-2000130620210620211266892605202110062021 © 2021 Авторы. 2021 Лицензиат MDPI, Базель, Швейцария. Эта статья представляет собой статью в открытом доступе, распространяемую в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution (CC BY) (https: // creativecommons.org / licenses / by / 4.0 /).В этой статье предлагается повышающий преобразователь с высоким повышением и неизолированной конфигурацией. Эта конфигурация имеет квадратичный коэффициент усиления по напряжению, подходящий для обработки энергии из альтернативных источников. Он состоит из двух повышающих преобразователей, включая передаточный конденсатор, подключенный в структуру непоследовательной передачи мощности между входом и выходом. Благодаря этому достигается высокий КПД по мощности. Кроме того, преобразователь имеет общую землю и непульсирующий входной ток.Разработаны расчетные условия и анализ энергоэффективности. Для целей управления выводятся билинейные и линейные модели. Предусмотрена экспериментальная проверка на лабораторном прототипе мощностью 500 Вт. Предложенная конфигурация и аналогичные квадратичные конфигурации сравниваются экспериментально с использованием того же количества компонентов, чтобы продемонстрировать повышение энергоэффективности. В результате энергоэффективность прототипа составила более 95% при номинальной нагрузке.
возобновляемые источники энергииdc-dc силовой электронный преобразователь энергоэффективность1.ВведениеВ настоящее время равномерный рост потребления энергии и озабоченность по поводу окружающей среды во всем мире привели к увеличению производства электроэнергии за счет возобновляемых источников, таких как фотоэлектрические и топливные элементы [1,2]. Выходное напряжение этих альтернативных источников низкое и нерегулируемое [3,4]; поэтому для получения высокого и регулируемого выходного напряжения необходим интерфейс с преобразователями мощности постоянного тока. [5]. С другой стороны, эти источники энергии могут получить необратимые повреждения, если в требуемом токе появятся сильные колебания [6,7].Согласно вышеизложенному, импульсные преобразователи постоянного тока в постоянный ток для возобновляемых источников энергии должны иметь высокий коэффициент усиления по напряжению, низкие пульсации входного тока и высокий КПД [8].
Обычный повышающий преобразователь был предложен для возобновляемых источников энергии [9,10]; однако для достижения высокого прироста напряжения требуются более длительные рабочие циклы. Вышеупомянутое вызывает большие скачки напряжения, проблемы с временем обратного восстановления диодов и высокие потери проводимости на активном переключателе из-за внутренних сопротивлений [11,12].
В открытой литературе доступно несколько конфигураций для дальнейшего увеличения коэффициента усиления по напряжению без больших рабочих циклов. Повышающий преобразователь с квадратичным коэффициентом преобразования обсуждается в [13]. Эта конфигурация основана на штабелируемых переключающих ячейках с модульной структурой, которая может быть расширена для повышения выходного напряжения. Этот преобразователь показывает пульсирующий входной ток; поэтому для возобновляемых источников энергии необходим связанный конденсатор [14]. Квадратичный повышающий преобразователь с двумя стандартными повышающими преобразователями, соединенными последовательно (QBC-SC), предложен в [15].Мощность течет каскадом от входного источника к первому преобразователю; затем мощность поступает на второй преобразователь, а затем на нагрузку.
Квадратичная зависимость коэффициента преобразования обеспечивает высоковольтное усиление для этой конфигурации. Квадратичный повышающий преобразователь с одним переключателем (QBC-SS) обсуждается в [16]. Он похож на QBC-SC, мощность проходит последовательно через два преобразователя и нагрузку; однако он включает в себя только один переключатель. QBC-SS, который включает в себя удвоитель напряжения для достижения дополнительного усиления напряжения (QBC-TR), предлагается в [17].Он включает в себя удвоитель напряжения для достижения дополнительного прироста напряжения. Удвоитель напряжения состоит из двух конденсаторов, двух диодов и связанной катушки индуктивности, которая обеспечивает дополнительный коэффициент усиления по сравнению с коэффициентом квадратичного преобразования. В [18] предложен повышающий преобразователь с питанием по току и квадратичным коэффициентом усиления по напряжению (QBC-CF). Этот преобразователь имеет два режима работы. Энергия от входного источника хранится в двух индукторах; после этого энергия передается на два выходных конденсатора. Квадратичный коэффициент усиления достигается последовательным расположением конденсаторов, где выходное напряжение является суммой напряжений обоих конденсаторов.Количество диодов и способ зарядки обоих катушек индуктивности влияют на энергоэффективность. В [19] предложен повышающий преобразователь с активной коммутируемой цепью индуктор-конденсатор (LC). Конфигурация состоит из двух катушек индуктивности, которые заряжаются параллельно через два активных переключателя, один диод и один конденсатор. В этой конфигурации используется необычное заземление. Энергия, накопленная в обеих катушках индуктивности, последовательно передается на выходной конденсатор и нагрузку. Структура этой конфигурации позволяет увеличить коэффициент преобразования по сравнению с коэффициентом усиления квадратичного повышающего преобразователя.С другой стороны, ко входу преобразователя необходимо подключить конденсатор связи, поскольку входной ток имеет пульсирующую форму. Две конфигурации повышения на основе квадратичного преобразователя и преобразователя Cuk показаны в [20]. Эти конфигурации предлагают дополнительное усиление напряжения за счет добавления коэффициента увеличения квадратичного усиления напряжения. Они подразделяются на два типа в зависимости от коэффициента усиления по напряжению каждой конфигурации. Оба преобразователя имеют разное заземление. Изолированный повышающий преобразователь, который включает в себя конфигурации прямого и обратного хода, предложен в [21].Этот преобразователь основан на квадратичной конфигурации с увеличенным коэффициентом усиления напряжения из-за отношения витков трансформатора; однако входной ток имеет пульсирующую форму.
Квадратичный повышающий преобразователь — это возможный вариант для обработки энергии, вырабатываемой возобновляемыми источниками, поскольку он имеет более высокий коэффициент преобразования напряжения. Квадратичные коэффициенты преобразования могут обеспечить более высокий выигрыш по напряжению при скважности менее 0,7. Эта конфигурация генерирует непульсирующий входной ток, который имеет решающее значение для возобновляемых источников, таких как топливные и фотоэлектрические элементы.Схема обычного квадратичного повышающего преобразователя (QBC-SC) изображена на рисунке 1.
Основным недостатком традиционной квадратичной конфигурации является последовательная передача мощности между входным источником и нагрузкой, что приводит к низкой общей эффективности. Вышесказанное подразумевает переработку энергии, генерируемой источником; таким образом, достигается медленное распространение энергии между входом преобразователя и нагрузкой. С другой стороны, повторная обработка энергии приводит к увеличению потерь мощности из-за паразитных характеристик элементов преобразователя.Эта проблема описана на рисунке 2, где мощность передается через два повышающих преобразователя QBC-SC. Как можно видеть, поток мощности осуществляется последовательно между входным источником и нагрузкой, где конденсатор C1 действует как входной источник второго преобразователя.
В данной работе предлагается повышающий преобразователь с квадратичным коэффициентом усиления напряжения, общим заземлением и непоследовательной передачей мощности для повышения эффективности. Эта конфигурация состоит из двух обычных повышающих преобразователей с передаточным конденсатором между обоими преобразователями.Этот конденсатор обеспечивает параллельную передачу энергии между преобразователями и выходом. Основное преимущество — повышение энергоэффективности за счет непоследовательной передачи мощности. Более того, эту конфигурацию можно использовать для обработки энергии из альтернативных источников без необходимости добавлять фильтр для уменьшения пульсаций входного тока.
Организация работы следующая. Описание и работа предложенной конфигурации показаны в разделе 2. Установившиеся режимы и конструкция преобразователя разработаны в разделе 3.Энергетическая эффективность предлагаемой конфигурации анализируется в разделе 4. Билинейная и линейная модели предлагаемого преобразователя разработаны в разделе 5. Критерии проектирования предлагаемого преобразователя показаны в разделе 6. Экспериментальная проверка с лабораторным прототипом мощностью 500 Вт представлена в разделе Раздел 7. Заключительные замечания приведены в Разделе 8.
2. Работа преобразователяПредлагаемая конфигурация изображена на рисунке 3. Входное напряжение представлено буквой E, токи и напряжения через L1 и L2 обозначены iL1, vL1, iL2 и vL2 соответственно.Напряжения и токи через Cp и C0 обозначаются vCp, iCp, v0 и iC0 соответственно. С другой стороны, напряжения через S1, DS1, S2 и DS2 обозначаются vS1, vDS1, vS2 и vDS2. Наконец, ток через нагрузку R обозначается I0.
Анализ проводится с учетом следующих моментов:
Исследование разработано для работы в режиме непрерывной проводимости (CCM).
Пассивные элементы (L1, L2, Cp, C0), активные переключатели (S1, S2) и пассивные переключатели (DS1, DS2) считаются идеальными компонентами.
Активные переключатели работают в одном рабочем цикле D. Таким образом, D1 = D2 = D, fs = 1 / Ts — частота переключения, а Ts — период сигнала ШИМ, который приводит в действие активные переключатели.
Для установившегося режима Ts = tON + tOFF, где tON = DTs и tOFF = (1 − D) Ts.
Из-за сделанных выше предположений предлагаемая конфигурация работает в двух режимах. Передача мощности от входа к выходу предлагаемой конфигурации показана на рисунке 4. Как можно видеть, непоследовательная передача мощности между входным источником и нагрузкой происходит из-за передаточного конденсатора Cp.
Два режима работы преобразователя описаны ниже:
Режим I [tON]: оба активных переключателя (S1, S2) включены. Диоды DS1 и DS2 не проводят; затем входной источник E подает энергию на катушку индуктивности L1. Катушка индуктивности L2 заряжается через конденсатор Cp энергией, запасенной в конденсаторе C0, который также подает энергию на нагрузку. Схема, описывающая этот режим работы, представлена на рисунке 5.
Режим II [tOFF]: Оба активных переключателя (S1, S2) выключены.В течение этого интервала выходной конденсатор C0 и нагрузка R получают энергию, запасенную в катушке индуктивности L1, через конденсатор Cp. Катушка индуктивности L2 подает энергию на выход (C0 и R) через диод DS2. Схема, описывающая этот режим работы, представлена на рисунке 6.
Анализ, моделирование и выражения в установившемся режиме легко разработать в двух рабочих режимах. С другой стороны, конденсатор Cp действует как элемент передачи мощности между первым преобразователем и выходным конденсатором C0.Благодаря такой конструкции избегается каскадная передача мощности между первым и вторым преобразователями; таким образом, повышается КПД преобразователя.
3. Анализатор преобразователяНа рис. 7 показаны теоретические формы сигналов предлагаемой конфигурации. Входной ток преобразователя iL1 имеет непульсирующую форму волны, а его амплитуда пульсаций зависит от значения индуктивности.
3.1. Коэффициент усиления преобразователяПрименение принципа баланса вольт-секунда к L1 и L2 приводит к: (1) EDTs + (E + VCp − V0) (1 − D) Ts = 0 (−VCp + V0) DTs − VCp (1 − D ) Ts = 0
Используя последние уравнения, можно получить выражение для VCp: (2) VCp = V0-E (1-D) = DV0
Из приведенного выше выражения коэффициент усиления по напряжению M равен: (3) M = V0E = 1 (1 − D) 2
Согласно уравнению (3) коэффициент усиления по напряжению M имеет квадратичный коэффициент преобразования.
3.2. Условия установившегося состоянияДля расчета индуктивностей L1 и L2 анализируется период, когда активные переключатели включены, см. Рисунок 5. Для достаточно больших индуктивностей токи линейно возрастают от минимального до максимального значения в течение tON; тогда напряжения на выводах индуктора L1 и на выводах индуктора L2 равны, соответственно: (4) VL1 = L1ΔIL1tON = EVL2 = L2ΔIL2tON = −VCp + V0
Подставляя tON = DTs, VCp = DV0 и V0 = E / (1 − D) 2 в уравнение (4), выражения для пульсаций тока индуктора следующие: (5) ΔiL1 = EDL1fsΔiL2 = ED (1 − D) L2fs
Учитывая равенство входной и выходной мощности (EIL1 = V02 / R), можно вычислить средний ток через L1.С другой стороны, средний ток L2 можно вычислить, используя соотношение IL2 = (1-D) IL1; тогда соответствующие выражения для IL1 и IL2 следующие: (6) IL1 = ER (1 − D) 4IL2 = ER (1 − D) 3
Максимальные и минимальные значения тока, достигаемые первой и второй катушками индуктивности, могут быть получены следующим образом: (7) IL1MAX = IL1 + ΔIL12, IL1MIN = IL1 − ΔIL12IL2MAX = IL2 + ΔIL22, IL2MIN = IL2 − ΔIL22
В импульсных преобразователях важно определить критические значения индуктивности для работы в CCM [22].Критические значения индуктивности предлагаемой конфигурации могут быть вычислены с использованием соотношений: (8) 0 = IL1 − ΔIL120 = IL2 − ΔIL22 тогда индуктивности для работы CCM равны: (9) L1> DR (1-D) 42fsL2> DR (1-D) 22fs
Изменение заряда конденсатора определяется как ΔQC = CΔvC, где ΔQC обозначает площадь под кривой тока, когда конденсатор накапливает энергию, C обозначает емкость, а ΔvC — пульсации напряжения (см. Рисунок 7). Для tON конденсатор Cp заряжается током iL2 (iL2 = iCp).С другой стороны, конденсатор C0 заряжается током L1 в момент tOFF. В этом интервале ток через C0 равен iC0 = iL1 − I0, то есть: (10) ΔQCp = ∫t0t1iL2 (t) dt = CpΔvCpΔQC0 = ∫t1t2 [iL1 (t) −I0] dt = C0ΔvC0 где tON = t1 − t0 и tOFF = t2 − t1. Вычисляя ΔQC для Cp и C0, получаем следующие выражения для пульсации конденсатора: (11) ΔvCp = VCpR (1 − D) 3CpfsΔv0 = V0D (2 − D) R (1 − D) C0fs
В соответствии с уравнениями (5) и (11) пульсации тока катушки индуктивности и напряжения конденсатора могут быть выбраны для определенной амплитуды.Выбор значения пульсации очень важен, особенно при токе первой катушки индуктивности (ΔiL1). Вышесказанное связано с требованиями к возобновляемым источникам, например, к топливным и фотоэлектрическим элементам, которые не допускают сильных колебаний требуемых токов. Большая величина пульсаций тока на высокой частоте (> 10 кГц) вызывает деградацию катализатора пластин топливных элементов. Кроме того, токи топливных элементов не должны иметь ни сильной пульсации, ни отрицательного профиля.
3.3. Нагрузка на полупроводниковые приборыТекущие значения нагрузки на активные и пассивные переключатели вычисляются с использованием уравнений (5), (6) и (7).Текущие нагрузки на S1, DS1, S2 и DS2 составляют: (12) IS1 = IDS1 = E [2L1fs + DR (1 − D) 4)] 2R (1 − D) 4L1fsIS2 = IDS2 = E [2L2fs + DR ( 1 − D) 2)] 2R (1 − D) 3L2fs
Используя рисунок 5, значения напряжения на активных и пассивных переключателях вычисляются как: (13) VS1 = −VDS1 = V0 (1 − D) VS2 = −VDS2 = V0
Уравнение (13) показывает, что напряжение напряжения на S1 и DS1 увеличивается, когда рабочий цикл уменьшается. Напряжение на S2 и DS2 не зависит от рабочего цикла.
3.4. Сравнение с другими квадратичными преобразователямиТеперь дается сравнение предлагаемого преобразователя с другими квадратичными конфигурациями, описанными в разделе «Введение».Количество компонентов и коэффициент усиления по напряжению каждого преобразователя показаны в таблице 1. Можно заметить, что QBC-CS, QBC-SS и предлагаемый преобразователь состоят только из восьми компонентов, в то время как QBC-CF включает девять компонентов, а QBC- Т.Р. двенадцать компонентов. Более того, коэффициенты усиления по напряжению имеют такое же соотношение, за исключением QBC-TR, которое зависит от коэффициента трансформации трансформатора n = N2 / N1.
4. Изучение энергоэффективностиТеперь представлены анализ и выражения для расчета потерь мощности каждого элемента для предлагаемого преобразователя.Согласно [23], соответствующая схема, включающая паразитные характеристики всех элементов конфигурации, показана на рисунке 8. Сопротивления RL1, RL2, RCp, RC0, RD1, RD2, RON1 и RON2 являются эквивалентными последовательными сопротивлениями (ESR). L1, L2, Cp, C0, DS1, DS2, S1 и S2 соответственно. Напряжения VFDS1 и VFDS2 представляют собой прямые падения напряжения DS1 и DS2. Напряжение затвора для S1 и S2 равно Vg. В интервале tON оба активных переключателя находятся в проводящем состоянии. Соответствующая схема для этого интервала изображена на рисунке 9.С другой стороны, соответствующая схема для интервала tOFF (оба активных переключателя не проводят ток) изображена на рисунке 10.
Используя принцип баланса вольт-секунд для L1 и L2, выводятся два выражения для VCp. Из этих двух выражений можно найти соотношение для вычисления рабочего цикла (Dloss) и потерь каждого компонента преобразователя. Чтобы точно определить потери, связанные с паразитными параметрами преобразователя, необходимо пересчитать рабочий цикл (Dloss> D).Полученное уравнение для Dloss имеет поведение четвертого порядка: (14) Dloss4 + aDloss3 + bDloss2 + cDloss + d = 0 где: a = −4RV0 + RVFDS1 + 4RVFDS2 + RD2 − RON2V0RV0 + RVFDS2b = 6RV0 + 3RVFDS1 + 6RVFDS2 + 3RD2V0 + RL2V0−2RON2V0 + ERRV0 + RVFERDS2c = (ROND−2−3) ROND2−3 3RVFDS1−4RVFDS2RV0 + RVFDS2d = RV0 + RVFDS1 + RD1V0 + RVFDS2 + RD2V0 + RL1V0 + RL2V0 − ERRV0 + RVFDS2 чтобы получить коэффициент заполнения Dloss, необходимо решить уравнение (14) и выбрать соответствующий корень.
Выражения для потерь мощности каждого элемента показаны в таблице 2 (включая потери проводимости и переключения).Емкости диодного перехода DS1 и DS2 равны Cj_DS1 и Cj_DS2 соответственно. Временные интервалы: trr1 = tr1 + tON1, trr2 = tr2 + tON2, tff1 = tf1 + tOFF1 и tff2 = tf2 + tOFF2, где tr1, tON1, tr2, tON2, tf1, tOFF1, tf2 и tOFF2 — время нарастания. , включите время задержки включения, время спада и выключите время задержки выключения S1 и S2 соответственно. Входные емкости S1 и S2 равны Ciss1 и Ciss2 соответственно. Текущие среднеквадратичные значения могут быть получены как: IL1RMS2 = V02R2 (1 — Dloss) 4, IL2RMS2 = V02R2 (1 — Dloss) 2IS1RMS2 = IL1RMS2Dloss, ID1RMS2 = IL1RMS2 (1 — Dloss) IS2RMS2 = IL2RMS2Dloss (ID2RMS2Dloss) ) ICPRMS2 = V0Dloss (Dloss2 − Dloss + 1) R2 (1 − Dloss) 6IC0RMS2 = V02Dloss (2 − Dloss) 2R2 (1 − Dloss) 3
Общая потеря мощности составляет: (15) PTloss = Ploss_L1 + Ploss_L2 + Ploss_CP + Ploss_C0 + Ploss_D1 + Ploss_D2 + Ploss_S1 + Ploss_S2 + Ploss_dvr1 + Ploss_S2.
Выражение для вычисления энергоэффективности: (16) η = P0P0 + PTloss где P0 определяется как P0 = V02 / R.
5. Моделирование преобразователяСреднее моделирование обычно используется для описания поведения силовых электронных схем [24]. Модель ШИМ-переключателя — полезный метод для описания электрического поведения преобразователей постоянного тока в постоянный.
Модель нелинейного среднего преобразователяДифференциальные уравнения для каждого режима могут быть получены из рисунков 5 и 6 соответственно.Дифференциальные уравнения для режима I и режима II: (17) i˙L1 = 1L1Ei˙L2 = 1L2 − vCp + v0v˙Cp = 1vCpiL2v˙C0 = 1C0 − iL2 − v0R (18) i˙L1 = 1L1vCp − v0 + Ei˙L2 = 1L2 − vCp + v0v˙Cp = 1vCpiL2v˙C0 = 1C0 − iL2 − v0R
Используя функцию переключения в качестве весового коэффициента, средняя нелинейная модель может быть получена как: (19) i˙L1i˙L2v˙Cpv˙C0 = 00 (1 − d) L1− (1 − d) L100− 1L2dL2− (1 − d) Cp1Cp00 (1 − d) C0 − dC00−1RC0iL1iL2vCpvC0 + 1L1000e
Приведенное выше описание можно обобщить следующим образом: (20) x˙ (t) = A (d) x + B (d) e где вектор состояния равен x (t) = [iL1, iL2, vCp, v0] ⊤∈R + 4, управляющий сигнал d∈ (0,1) и входное напряжение e∈R.Модель, описанная в (19), является билинейной, поскольку сигнал d умножается на все переменные состояния.
Линеализация нелинейных систем — полезный метод анализа сложных динамических систем высокого порядка и управления ими. Этот процесс описывает поведение преобразователя при малых возмущениях вокруг рабочей точки, где возмущения применяются к входным сигналам [25].
В соответствии с вышеизложенным, каждая переменная состояния и входной сигнал представляют собой сумму компонентов постоянного и переменного тока, которые можно разложить следующим образом: (21) iL1 = IL1 + i˜L1iL2 = IL2 + i˜L2vCp = VCp + v˜C1vC0 = VC0 + v˜C0d = D + d˜e = E + e˜ где IL1, IL2, VCp, VC0, D, E представляют компоненты постоянного тока, а i˜L1, i˜L2, v˜Cp, v˜C0, d˜, e˜ представляют собой компоненты переменного тока.В установившемся режиме компоненты переменного тока равны нулю.
Линеаризация вокруг точки равновесия (22) ε: = (IL1, IL2, VCp, VC0) ∈R + 4
Линейное представление систем, показанных в (19), можно переписать как: (23) x˜˙ = Ax˜ + Bu˜ где x˜∈R + 4 — вектор состояния, а u˜ = [d˜, e˜] ⊤∈R + 2 — вектор с входами. A — постоянная матрица в R4X4, а B — постоянная матрица в R4X2. Средняя линейная инвариантная во времени модель: (24) i˜˙L1i˜˙L2v˜˙Cpv˜˙C0 = 00 (1 − D) L1− (1 − D) L100−1L2DL2− (1 − D) Cp1Cp00 ( 1 − D) C0 − dC00−1RC0i˜L1i˜L2v˜Cpv˜C0 + EL1 (1 − D) 1L1EL2 (1 − D) 20ERCp (1 − D) 40 − E (2 − D) RC0 (1 − D) 40d˜e˜
6.Конструкция преобразователяТеперь будет описана конструкция преобразователя мощности на 500 Вт с использованием процедуры, показанной в разделе 3. Входное напряжение E составляет 30 В, выходное напряжение V0 установлено на 220 В, а нагрузка R составляет 96,8 Ом. Частота переключения fs = 100 кГц выбрана с идеальным рабочим циклом D = 0,63. Критерий выбора частоты переключения был основан на выборе пассивных элементов, значение которых увеличивается при низких частотах переключения. Из-за вышеизложенного энергоэффективность снижается при выборе высоких значений индуктивности и емкости.С другой стороны, обычно значение частоты переключения, используемой для преобразователей постоянного и переменного тока средней и высокой мощности, находится в диапазоне от 25 кГц до 100 кГц. Соответствующие параметры разработанного преобразователя приведены в таблице 3.
Теоретическая энергоэффективность при номинальной нагрузке предложенной конфигурации составляет 95,4%, что было получено с использованием (14) — (16). Параметры таблицы 2 были рассчитаны с использованием таблицы данных полупроводниковых устройств, использованных для создания прототипов. Значения ESR двух катушек индуктивности и двух конденсаторов были измерены с помощью измерителя модели LCR-821 от GW Insteak.Теоретический рабочий цикл, включая потери мощности, составляет Dloss = 0,635.
На рисунке 11 показано сравнение между идеальным коэффициентом усиления, полученным с помощью выражения (3), и коэффициентом усиления, указанным в выражении (14), где учтены все потери. Можно заметить, что оба графика похожи до тех пор, пока рабочий цикл не достигнет 0,8; после этого неидеальности создают разницу, как показано на графике.
7. Экспериментальная проверкаВ этом разделе представлена экспериментальная проверка с лабораторным прототипом мощностью 500 Вт.Прототип был разработан в соответствии с параметрами, приведенными в таблице 3, и он показан на рисунке 12. Прототип преобразователя QBC-SC и QBC-SS показан на рисунке 13. Оба преобразователя были построены в одном прототипе, только один переключатель. был заменен на диод и наоборот.
Экспериментальная установка преобразователя описана на рисунке 14. Зависимость коэффициента усиления по напряжению (V0 / E) составляет 220 В / 30 В, а пиковое значение линейного сигнала составляет 5 В. Кроме того, QBC-SC (Рисунок 15) и прототипы QBC-SS (Рисунок 16) были построены для сравнения экспериментальных значений КПД трех конфигураций.
Для честного сравнения, все преобразователи были построены с использованием одних и тех же компонентов. Для QBC-SS активный переключатель S1 был заменен диодом Шоттки DSA90C200HB.
Параметры QBC-SC и QBC-SS показаны в таблице 4. Параметры были получены с использованием выражений, разработанных в [26]. Теоретические и экспериментальные графики для сравнения КПД показаны на рисунке 17. Теоретический график был получен с использованием уравнений (14) — (16), в то время как экспериментальные графики трех преобразователей были получены для коэффициента усиления напряжения 220 В / 30 В и изменяя нагрузку от 484 Ом (100 Вт) до 96.8 Ом (500 Вт), с шагом 100 Вт. Значения напряжения и тока были получены с использованием осциллографа модели MDO3034 и токового пробника модели TCP303 от Tektronix. Как видно, теоретические и экспериментальные графики для предлагаемого преобразователя аналогичны, только с небольшими вариациями. Экспериментальный КПД предлагаемого преобразователя составляет от 97,8% (20% номинальной нагрузки) до 95,1% (номинальная нагрузка). Можно заметить, что предложенная конфигурация предлагает улучшение энергоэффективности за счет непоследовательной передачи мощности.Одна часть энергии, обрабатываемой первым преобразователем, поступает непосредственно на выход через передаточный конденсатор, не подвергаясь повторной обработке вторым преобразователем. Круговая диаграмма потерь при пробое для номинальной нагрузки показана на рисунке 18. Ясно, что самые большие потери происходят в диодах и катушках индуктивности, в то время как потери в переключателе незначительны из-за низкого значения ESR обоих переключателей.
Катушка индуктивности и выходные токи прототипа показаны на рисунке 19. Среднее значение iL1 равно 17.5 А, среднее значение iL2 составляет 6,3 А, а для I0 — 2,7 А. На рисунке 20 показаны входные напряжения и напряжения конденсаторов. Значение E составляет 30 В, среднее напряжение на передаточном конденсаторе VCp равно 139 В, в то время как среднее выходное напряжение конденсатора V0 составляет 220 В.
Формы напряжения в активном переключателе S1 и диоде DS1 показаны на рисунке 21. Напряжение на S1 и DS1 составляет 98 В. Формы напряжения в активном переключателе S2 и диоде DS2 показаны на рисунке 22, где Напряжение напряжения на S2 и DS2 составляет 222 В.
Пульсации напряжения и тока прототипа показаны на рисунке 23. Значение Δv0 составляет 2,8 В (1,30%), значение ΔvCp составляет 2,2 В (1,60%), значение ΔiL2 составляет 1,7 А (27%), а значение ΔiL1 составляет 3 А (17,1%).
8. Заключительные замечанияВ этой работе предлагается повышающая конфигурация с квадратичным коэффициентом преобразования и непоследовательной передачей мощности. Он состоит из двух обычных повышающих преобразователей с двумя активными переключателями, работающими с одинаковым рабочим циклом.В этой конфигурации используется передаточный конденсатор, чтобы избежать повторной обработки энергии между обоими преобразователями. Предлагаемая конфигурация может использоваться для обработки энергии из систем возобновляемой генерации благодаря широкому коэффициенту преобразования напряжения, непульсации входного тока и более высокой эффективности по сравнению с другими квадратичными конфигурациями. Установившиеся значения и анализ энергоэффективности выводятся для целей проектирования. Преобразователь мощности с выходным напряжением 220 В и мощностью 500 Вт спроектирован по методике, приведенной в этой работе.Экспериментальная проверка с лабораторным прототипом демонстрируется, чтобы подтвердить теоретические результаты, приведенные внутри. Сравнение экспериментальной энергоэффективности с QBC-SC и QBC-SS показывает, что предложенная конфигурация предлагает улучшение энергоэффективности. Получена средняя линейная инвариантная во времени модель. Эта модель является полезным инструментом для целей управления, поскольку могут быть получены передаточные функции всех переменных состояния. Подходящим методом управления для предлагаемого преобразователя является управление в режиме среднего тока, которое состоит из двух контуров обратной связи (внутренней и внешней).Внутренний контур использует ток индуктора, а внешний контур использует выходное напряжение для целей регулирования. Эта конфигурация может быть построена с использованием одного активного переключателя; однако снижается энергоэффективность.
Вклад авторовКонцептуализация, L.H.D.-S. и J.L.-R .; методология, L.H.D.-S .; программное обеспечение, L.H.D.-S .; проверка, L.H.D.-S. и J.L.-R .; формальный анализ, J.L.-R .; расследование, L.H.D.-S. и J.L.-R .; письмо — подготовка оригинального черновика, L.H.D.-S .; написание — просмотр и редактирование, J.L.-R .; визуализация, L.H.D.-S .; наблюдение, J.L.-R .; администрация проекта, J.L.-R .; привлечение финансирования, J.L.-R. Все авторы прочитали и согласились с опубликованной версией рукописи.
ФинансированиеЭто исследование получило финансирование от Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACyT).
Конфликт интересовАвторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.
Список литературы 1. СингхК.А.ЧаудхариК.Проектирование и разработка новой трехфазной одноступенчатой системы преобразования энергии ветра AC-DCIET Power Electron.20211430231210.1049 / pel2.120342. SaganeitiL.PilogalloA.FaruoloG.ScorzaF.MurganteB.Territorial Fragmentation and Renewable Energy Source Plants: What Relationship? Sustainability202012182810.3390 / su120518283. Мохан Аппиконда М. Калиаперумаль Д. Модель графа потока сигналов и управление повышающим преобразователем с двумя входами и умножителем напряжения cellInt. J. Electron. Commun.202012515334510.1016 / j.aeue.2020.1533454. LutaD.N.RajiA.K. Методы MPPT оптимизации на основе нечетких правил и роя частиц для стека топливных элементов20191293610.3390 / en120509365. TsengK.ChengC.ChenC. Повышающий преобразователь с высоким повышением частоты с чередованием для распределенной генерации с использованием возобновляемых и альтернативных источников энергии IEEE J. Emerg. Sel. Вверх. Power Electron.2017571372210.1109 / JESTPE.2016.26116416. HoangK.D.LeeH. Точное распределение мощности со сбалансированным уровнем заряда батареи в распределенной микросети постоянного тока IEEE Trans. Ind. Electron.2019661883189310.1109 / TIE.2018.28381077. KongX.KhambadkoneA.M. Анализ и реализация высокоэффективного полномостового преобразователя с чередованием токового питания для системы топливных элементов IEEE Trans.Power Electron.20072254355010.1109 / TPEL.2006.8899858. HasanpourS.BaghramianA.MojallaliH.A Модифицированный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный ток на основе SEPIC с квазирезонансной работой для приложений возобновляемой энергииIEEE Trans. Ind. Electron.2019663539354910.1109 / TIE.2018.28519529. Парада СаладоJ.G.Herrera RamirezC.A.Soriano SanchezA.G.Rodriguez LiceaM.A. Контроллер нелинейной стабилизации для повышающего преобразователя с постоянной мощностью нагрузки как в непрерывном, так и в прерывистом режимах проводимости Микромашины20211251210.3390 / mi1205052210. Диас-Салдьерна, Л.Х. Леева-Рамос, Дж. Лангарика-Кордова, Д. Моралес-Салданья, Дж. А. Стратегия управления импульсными регуляторами для приложений питания топливных элементов. IET Renew. Power Gener.20171179980510.1049 / iet-rpg.2016.071711. Хоссейни, С. М. Гази, Р. Никбахар, А. Эйди, М., Новая сеть квази Z-источника с переключаемыми конденсаторами с усиленным повышающим напряжением, IET Power Electron.20211241242110.1049 / pel2.1204512. Шрилакшми М.П.МоумитаД.ВивекА. Проектирование и разработка нового высокоэффективного двунаправленного преобразователя постоянного тока в постоянный ток с высоким коэффициентом усиления для интерфейса хранения данных. IEEE Trans.Ind. Electron.20196644113. Valdez-ResendizJ.E.Rosas-CaroJ.C.Mayo-MaldonadoJ.C.Llamas-TerresA.Квадратичный повышающий преобразователь на основе наращиваемых ступеней переключения IET Power Electron.2018111373138110.1049 / iet-pel.2017.027814. Лангарика-Кордова Д. Диаз-Салдиерна Л. Х. Лейва-Рамос Дж. Обработка энергии топливных элементов с использованием квадратичного повышающего преобразователя для высоких коэффициентов преобразования Труды 6-го Международного симпозиума IEEE 2015 г. по силовой электронике для систем распределенной генерации (PEDG) Аахен, Германия 22–25 Июнь 2015 г.15.Моралес-Салдана, Дж. А. Карбахал-Гутьеррез, Э. Лейва-Рамос, Дж. Моделирование импульсных каскадных преобразователей постоянного тока в постоянный ток IEEE Trans. Aerosp. Электрон. Syst.20023829529910.1109 / 7.99324916. LuoF.L.YeH.Преобразователи каскадного повышения с положительным выходомIEE Proc. Электр. Power Appl.2004151510.1049 / ip-epa: 2004051117. WangY.QiuY.BianQ.GuanY.XuD.WangY.A Однокнопочный квадратичный повышающий преобразователь постоянного тока с высоким повышением IEEE Trans. Ind. Electron.2019664387439710.1109 / TIE.2018.286055018. Марсала, Г. Пуччи, М. Раббени, Р.VitaleG. Анализ и разработка преобразователя постоянного тока с высоким усилением и уменьшенными пульсациями тока для PEM FCProceedings на конференции IEEE Vehicle Power and Propulsion 2011, Чикаго, Иллинойс, США, 6–9 сентября 2011 года19. GuY.ChenY.ZhangB.QiuD.XieF. Высокий повышающий преобразователь постоянного тока с активной коммутируемой LC-сетью для фотоэлектрических системIEEE Trans. Energy Convers.20193432132910.1109 / TEC.2018.287672520. PiresB.F.CordeiroA.FoitoD.SilvaJ.F. Высокий повышающий преобразователь постоянного тока для транспортных средств на топливных элементах на основе объединенного квадратичного повышения – ĆukIEEE Trans.Veh. Технол.2019687521753010.1109 / TVT.2019.292185121. TsengK.-C.HuangH.-S.ChengC.-A. Интегрированный повышающий-прямой-обратноходовой преобразователь с высоким повышением для приложений преобразования энергии из экологически чистой энергии IET Power Electron.202114273710.1049 / pel2.1200322. БабаеиЕ.ВаресиК.Восоуги Н. Расчет критической индуктивности понижающего DC – DC преобразователя с n входом IET Power Electron.2016192434244410.1049 / iet-pel.2016.010423. Лопес-Сантос, О. Мартинес-Саламеро, Л. Гарсия, Г. Валдеррама-Блави, Г. Меркури, Д. О. Анализ эффективности квадратичного повышающего преобразователя со скользящим режимом управления IET Power Electron.2013636437310.1049 / iet-pel.2012.041724. Ван Дейк, Э. Спруйт, Дж. Н. О’Салливан, Д. М. Клаассенс, Дж. Б. Моделирование ШИМ-переключателей преобразователей постоянного тока в постоянный ток IEEE Trans. Power Electron.19951065966510.1109 / 63.47128525. Карбахал-Гутьеррес, Э. Э. Моралес-Салдана, Дж. А. Лейва-Рамос, Дж. Моделирование квадратичного понижающего преобразователя с одним переключателем IEEE Trans. Aerosp. Электрон. Syst.2005411450145610.1109 / TAES.2005.156189526. Ортис-Лопес, М.Г. Лейва-Рамос, Дж. Карбахал-Гутьеррез, Э. Моралес-Салдана, Дж. А. Моделирование и анализ переключаемых каскадных преобразователей с одним активным коммутатором IET Power Electron.2008147848710.1049 / iet-pel: 20070379 Рисунки и таблицы Рисунок 1Квадратичный повышающий преобразователь с последовательной передачей мощности.
Потоки мощности QBC-SC: (a) эквивалентная схема, когда оба индуктора накапливают энергию, и (b) эквивалентная схема, когда оба индуктора выдают энергию.
Квадратичный повышающий преобразователь с непоследовательной передачей мощности.
Потоки мощности предложенной конфигурации: (a) эквивалентная схема, когда оба индуктора накапливают энергию, и (b) эквивалентная схема, когда оба индуктора выдают энергию.
Цепь для интервала tON.
Цепь для интервала tOFF.
Осциллограммы тока и напряжения преобразователя во времени Ts.
Эквивалентная схема с паразитами элементов.
Эквивалентная схема для интервала tON.
Эквивалентная схема для интервала tOFF.
Сравнение идеального усиления и усиления, включая потери мощности.
Лабораторный образец предлагаемого преобразователя.
Лабораторный образец преобразователей QBC-SC и QBC-SS.
Схема эксперимента предлагаемого преобразователя.
Схема прототипа QBC-SC для экспериментального сравнения КПД с предлагаемым преобразователем.
Схема прототипа QBC-SS для экспериментального сравнения КПД с предлагаемым преобразователем.
Сравнение энергоэффективности. (Сверху вниз) (a) Предлагаемый преобразователь, (b) теоретический КПД, (c) QBC-SC и (d) QBC-SS.
Круговая диаграмма распределения потерь при номинальной нагрузке.
Осциллограммы тока прототипа. (Сверху вниз) Ток нагрузки I0 (1 А / дел), ток второй катушки индуктивности iL2 (5 А / дел) и ток первой катушки индуктивности iL1 (10 А / дел) (10 мкс / дел).
Осциллограммы напряжения прототипа. (Сверху вниз) Напряжение выходного конденсатора v0 (100 В / дел), напряжение передаточного конденсатора vCp (100 В / дел) и входное напряжение E (20 В / дел) (10 мкс / дел).
Осциллограммы напряжения на входе преобразователя. (Сверху вниз) Формы сигналов напряжения в DS1 (50 В / дел) и S1 (50 В / дел) (10 мкс / дел).
Осциллограммы напряжения на выходе преобразователя. (Сверху вниз) Формы сигналов напряжения в DS2 (100 В / дел) и S2 (100 В / дел) (10 мкс / дел).
Пульсации напряжения и тока прототипа.(Сверху вниз) Пульсации выходного конденсатора Δv0 (5 В / дел), пульсации передаточного конденсатора ΔvCp (5 В / дел), пульсации второй катушки индуктивности ΔiL2 (2,5 А / дел) и пульсации первой катушки индуктивности ΔiL1 (5 А / дел) ( 10 мкс / дел).
Сравнение предлагаемого преобразователя с другими квадратичными конфигурациями.
| Компоненты | Предлагаемый преобразователь | QBC-CSRef.[15] | QBC-SSRef. [16] | QBC-CFRef. [17] | QBC-TRRef. [18] |
|---|---|---|---|---|---|
| Конденсаторы | 2 | 2 | 2 | 4 | 2 |
| Катушки индуктивности | 2 | 2 | 2 | 1 | 2 |
| Диоды | 2 | 2 | 3 | 5 | 4 |
| Переключатели | 2 | 2 | 1 | 1 | 1 |
| Трансформаторы | 0 | 0 | 0 | 1 | 0 |
| Усиление (CCM) | 1 (1-D) 2 | 1 (1-D) 2 | 1 (1-D) 2 | 1 + п (1-D) 2 | 1 (1-D) 2 |
Расчет потерь мощности.
| Катушки индуктивности | Ploss_L1 = IL1RMS2RL1 |
| Ploss_L2 = IL2RMS2RL2 | |
| Конденсаторы | Ploss_CP = ICPRMS2RCP |
| Ploss_C0 = IC0RMS2RC0 | |
| Диоды | Ploss_D1 = ID1RMS2RD1 + IL1VFD1 + 12Cj_D1VS1 |
| Ploss_D2 = ID2RMS2RD2 + IL2VFD2 + 12Cj_D2VS2 | |
| Переключатели | Ploss_S1 = IS1RMS2RON1 + 12 (trr2 + tff2) IL2VS2 |
| Ploss_S2 = IS2RMS2RON2 + 12 (trr2 + tff2) IL2VS2 | |
| Драйверы | Ploss_dvr1 = 12Ciss1Vg2fs |
| Ploss_dvr2 = 12Ciss2Vg2fs |
Параметры предлагаемого преобразователя.
| L1 = 90 мкГн | L2 = 330 мкГн | Cp = 20 мкФ | C0 = 20 мкФ |
| IL1 = 16,6 А | IL2 = 6,1 А | VCp = 138 В | V0 = 220 В |
| ΔiL1 = 2А | ΔiL2 = 1.5A | ΔvCp = 2 В | Δv0 = 2,6 В |
| rI = 12,6% | rI = 25,2% | rV = 1,4% | rV = 1,2% |
, где r I = 100 × (∆I L / I L ) и r V = 100 × (∆V C / V C ).
micromachines-12-00689-t004_Таблица 4Таблица 4Параметры преобразователей QBC-SC и QBC-SS.
| L1 = 90 мкГн | L2 = 330 мкГн | C1 = 20 мкФ | C0 = 20 мкФ |
| IL1 = 16,6 А | IL2 = 6.1A | VCp = 81 В | V0 = 220 В |
| ΔiL1 = 2А | ΔiL2 = 1,5 А | ΔvCp = 2 В | Δv0 = 0,7 В |
| rI = 12,6% | rI = 25,2% | rV = 2.4% | rV = 0,3% |
Примечание издателя: MDPI сохраняет нейтралитет в отношении юрисдикционных претензий на опубликованных картах и филиалов организаций.
Повышающий преобразователь — ЧИМ, DC-DC 15 В, 50 мА
% PDF-1.4 % 1 0 объект > эндобдж 6 0 объект / ModDate (D: 20200916081733 + 02’00 ‘) / Производитель (Acrobat Distiller 19.0 \ (Windows \)) / Название (Повышающий преобразователь — ЧИМ, DC-DC 15 В, 50 мА) >> эндобдж 2 0 obj > эндобдж 3 0 obj > эндобдж 4 0 объект > ручей BroadVision, Inc.2020-09-16T08: 17: 33 + 02: 002019-08-15T11: 18: 51 + 08: 002020-09-16T08: 17: 33 + 02: 00application / pdf
4.Модули POL 5-14,4Vin, 0,6-5,5Vout, 2x12A, MicroDLynx | Дата: 29.10.2020 | Размер: 1,19 МБ | Номер публикации: DS-UVXS1212 |
4,5–14 В пост. Тока, выход 0,51–5,5 В пост. Тока, 2×6 А, разъем для микрофона POL | Дата: 28.10.2020 | Размер: 2.67 МБ | Номер публикации: DS-UDXS0606A0X |
4.5-14Vin, 0.6-5.5Vout, выход 2x6A, POL | Дата: 28.10.2020 | Размер: 2,27 МБ | Номер публикации: DS-UVXS0606 |
Лист данных.IND011SIP Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выходное напряжение от 0,6 до 5,5 В; Максимальная мощность 11 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 416,65 КБ | Номер публикации: IND011SIP |
Лист данных. IND016 Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; 1.От 0 до 5,5 В на выходе; Максимальная мощность 16,5 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 463,69 КБ | Номер публикации: IND016 |
Лист данных. IND027W Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 3 до 9 В постоянного тока; Максимальная мощность 18 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 405.24 КБ | Номер публикации: IND027W |
Лист данных. IND027XW Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 24 В постоянного тока; Выход от 3 до 18 В постоянного тока; Максимальная мощность 45 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 429.91 КБ | Номер публикации: IND027XW |
Лист данных.IND033 Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 0,8 до 5,5 В постоянного тока; Максимальная мощность 33 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 487,12 КБ | Номер публикации: IND033 |
Лист данных. IND045W Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 3 до 8 В постоянного тока; Максимальная мощность 34 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 435.75 КБ | Номер публикации: IND045W |
Лист данных. IND045XW Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 24 В постоянного тока; Выход от 3 до 18 В постоянного тока; Максимальная мощность 45 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 397.94 КБ | Номер публикации: IND045XW |
Лист данных.IND060SIP Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выходное напряжение от 0,6 до 5,5 В; Максимальная мощность 11 Вт | Дата: 12.05.2021 | Размер: 387,52 КБ | Номер публикации: IND060SIP |
Лист данных. IND065BHV Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 32 до 54 В постоянного тока; Максимальная мощность 65 Вт | Дата: 13.05.2021 | Размер: 488.55 КБ | Номер публикации: IND065BHV |
Лист данных. IND065BLV Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 16 до 34 В постоянного тока; Максимальная мощность 65 Вт | Дата: 13.05.2021 | Размер: 528,57 КБ | Номер публикации: IND065BLV |
Лист данных.IND066 Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выходное напряжение от 0,6 до 5,5 В; 66 Вт, максимальная мощность | Дата: 13.05.2021 | Размер: 480,54 КБ | Номер публикации: IND066 |
Лист данных. IND072 Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; 0.Выход от 6 до 3,3 В постоянного тока; 66 Вт, максимальная мощность | Дата: 13.05.2021 | Размер: 541,67 КБ | Номер публикации: IND072 |
Лист данных. IND080 Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 12 В постоянного тока; Выход от 0,8 до 2 В постоянного тока; Максимальная мощность 80 Вт | Дата: 13.05.2021 | Размер: 571.25 КБ | Номер публикации: IND080 |
Лист данных. IND108W Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 24 В постоянного тока; Выход от 3 до 8 В постоянного тока; Максимальная мощность 80 Вт | Дата: 13.05.2021 | Размер: 497,13 КБ | Номер публикации: IND108W |
Лист данных.IND108XW Hornet: неизолированные модули регулятора напряжения постоянного и постоянного тока; Вход 24 В постоянного тока; Выход от 3 до 18 В постоянного тока; Максимальная мощность 108 Вт | Дата: 13.05.2021 | Размер: 502,5 КБ | Номер публикации: IND108XW |
18-85Vin, 18,5-60Vout, неизолированный пониженно-повышающий преобразователь 400 Вт | Дата: 19.11.2020 | Размер: 1.14 МБ | Номер публикации: JRCS016 |
А понижающий преобразователь постоянного тока в постоянный с высокой эффективностью, подходящий для возобновляемых источников энергии
Ссылки
[1] Рагхавендран С., Читти Бабу Б., Пьегари Л. Анализ, проектирование и экспериментальная проверка модифицированного простого плавного переключения постоянного тока повышающий преобразователь. Int J Emerging Electric Power Syst. 2015; 16: 331–37. Поиск в Google Scholar
[2] Nejabatkhah F, Danyali S., Hosseini SH, Sabahi M, Niapour SAM.Моделирование и управление новым повышающим преобразователем постоянного тока в постоянный с тремя входами для гибридной системы питания PV / FC / аккумулятор. IEEE Trans Power Electron. 2012; 27: 2309–24.10.1109 / TPEL.2011.2172465 Поиск в Google Scholar
[3] Sabzali AJ, Ismail EH, Behbehani HM. Интегрированный повышающий высоковольтный преобразователь двойного повышения – sepicDC – DC для топливных элементов и фотоэлектрических систем. Возобновляемая энергия. 2015; 82: 44–53.10.1016 / j.renene.2014.08.034 Искать в Google Scholar
[4] Мааландиш М., Хоссейни С.Х., Гасемзаде С., Бабаи Э., Алишах Р.С., Джалилзаде Т.Шестифазный повышающий преобразователь постоянного / постоянного тока с высоким коэффициентом усиления и пониженным напряжением. ИЭПП Пауэр Электрон. 2017. DOI: 10.1049 / iet-pel.2016.102910.1049 / iet-pel.2016.1029 Искать в Google Scholar
[5] Banaei MR, Bonab HAF. Новаторская конструкция для одноключного неизолированного бестрансформаторного пониженно-повышающего преобразователя постоянного тока. IEEE Trans Ind Electron. 2017; 64: 198–205.10.1109 / TIE.2016.2608321 Поиск в Google Scholar
[6] Hu Y, Cao W, Ji B, Si J, Chen X. Новые многокаскадные преобразователи постоянного тока в постоянный для фотоэлектрических систем, подключенных к сети системы.Renew Energ. 2015; 74: 247–54.10.1016 / j.renene.2014.08.009Поиск в Google Scholar
[7] Саадат П., Аббасзаде К. Однокнопочный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный ток с высоким повышением, основанный на квадратичном повышении. IEEE Trans Ind Electron. 2016; 63: 7733–42.10.1109 / TIE.2016.25
Поиск в Google Scholar[8] Нури Т., Хоссейни С.Х., Бабаи Э. Анализ напряжений напряжения и тока обобщенного повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный. ИЭПП Пауэр Электрон. 2014; 7: 1347–61.10.1049 / iet-pel.2013.0496 Искать в Google Scholar
[9] Нури Т., Хоссейни С.Х., Бабаи Э., Эбрахими Дж.Неизолированный трехфазный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный, подходящий для систем возобновляемой энергетики. Electric Power Syst Res. 2016; 140: 209–24.10.1016 / j.epsr.2016.06.020 Поиск в Google Scholar
[10] Ahmad F, Rasool A, Ozsoy EE, abanoviç A, Elitaş M. Надежный каскадный контроллер для повышения и преобразователи цук. Мир J Eng. 2017; 14: 459–66.10.1108 / WJE-10-2016-0118Поиск в Google Scholar
[11] Мааландиш М., Пурджафар С., Хоссейни С.Х., Калантари, NT. Устранение тока утечки с помощью улучшенного неизолированного девятиуровневого инвертора для солнечных панелей, подключенных к сети.J Energy Manage Technol. 2017; 1: 46–55. Поиск в Google Scholar
[12] Ли В., Хе Х. Обзор неизолированных повышающих DC / DC преобразователей в фотоэлектрических приложениях, подключенных к сети. IEEE Trans Ind Electron. 2011; 58: 1239–50.10.1109 / TIE.2010.2049715 Поиск в Google Scholar
[13] Zhang Y, Dong Z, Liu J, Li X, Ding K. Высокий повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный на основе нескольких ячеек диодно-конденсаторная цепь и индуктор связи. В: Future Energy Electronics Conference и ECCE Asia (IFEEC 2017-ECCE Asia), 2017 IEEE 3rd International.IEEE, 2017; 1328–33. Поиск в Google Scholar
[14] De Almeida Cacau RG, Lazzarin TB, Villanueva MCT, Barbi I. Неизолированный DC-DC преобразователь с высоким повышением, основанный на интеграции обычного повышающего напряжения конвертеры. В: Промышленная электроника (ISIE), 25-й международный симпозиум IEEE 2016 г. IEEE, 2016; 408–20. Поиск в Google Scholar
[15] Zhu X, Zhang B, Li Z, Li H, Ran L. высокая повышающая конверсия.IEEE J Emerging Sel Top Power Electron. 2017; 5: 1020–30.10.1109 / JESTPE.2016.2641928 Поиск в Google Scholar
[16] Эль Хатеб А.Х., Рахим Н., Селварадж Дж., Уильямс Б.В. Преобразователь постоянного тока в постоянный с низкой пульсацией входного тока для максимального извлечения фотоэлектрической энергии. IEEE Trans Ind Electron. 2015; 62: 2246–56.10.1109 / TIE.2014.2383999 Поиск в Google Scholar
[17] Шмитц Л., Мартинс, округ Колумбия, Коэльо РФ. Обобщенный повышающий DC-DC преобразователь с усиленной ячейкой. IEEE Trans Circuits Syst I: Regul Pap.2017; 64: 480–93.10.1109 / TCSI.2016.2603782 Поиск в Google Scholar
[18] Рамья К.К., Джегатесан В. Разработка и анализ изолированных и неизолированных двунаправленных преобразователей для высоковольтных приложений. COMPEL- Int J Comput Math Electr Electron Eng. 2016; 35: 1592–603.10.1108 / COMPEL-04-2016-0162 Поиск в Google Scholar
[19] Лин ЦК, Ян Л.С., Ву Г.В. Исследование неизолированного двунаправленного преобразователя постоянного тока в постоянный. ИЭПП Пауэр Электрон. 2013; 6: 30–37.10.1049 / iet-pel.2012.0338Поиск в Google Scholar
[20] Poovarasan P, Saraswathi M, Nandhini R.Анализ повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный с высоким коэффициентом усиления для приложений возобновляемой энергетики. В: Вычисления мощности, энергетической информации и связи (ICCPEIC), Международная конференция 2015 г. IEEE, 2015: 0320–24. Поиск в Google Scholar
[21] Банаи М.Р., Арди Х., Фарахор А. Анализ и реализация нового повышающего DC / DC преобразователя с одним переключателем. ИЭПП Пауэр Электрон. 2014; 7: 1906–14.10.1049 / iet-pel.2013.0762Поиск в Google Scholar
[22] Сараванан С., Рамеш Бабу Н. Проектирование и разработка повышающего DC-DC преобразователя с одним переключателем.IEEE J Emerging Sel Top Power Electron. 2018; 6: 855–63.10.1109 / JESTPE.2017.2739819Поиск в Google Scholar
[23] Надери А., Аббасзаде К. Высоконадежный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный с подавлением пульсаций входного тока. ИЭПП Пауэр Электрон. 2016; 9: 2394–403.10.1049 / iet-pel.2015.0723 Искать в Google Scholar
[24] Tofoli FL, de Castro Pereira D, de Paula WJ, Sousa Oliveira DD, Jr. Исследование неизолированного высокого напряжения повышающие DC – DC топологии на основе повышающего преобразователя. ИЭПП Пауэр Электрон. 2015; 8: 2044–57.10.1049 / iet-pel.2014.0605Поиск в Google Scholar
[25] Tang Y, Wang T, He Y. Преобразователь активной сети на основе переключаемых конденсаторов с высоким коэффициентом усиления по напряжению. IEEE Trans Power Electron. 2014; 29: 2959–68.10.1109 / TPEL.2013.2272639 Поиск в Google Scholar
[26] Sabzali AJ, Ismail EH, Behbehani HM. Интегрированный повышающий высокое напряжение с двойным повышающим преобразователем постоянного тока в постоянный для топливных элементов и фотоэлектрических систем. Renew Energ. 2015; 82: 44–53.10.1016 / j.renene.2014.08.034 Поиск в Google Scholar
[27] Хоссейни С.Х., Джалилзаде Т., Ростами Н., Мааландиш М.Новая топология для повышающих преобразователей постоянного тока в постоянный. В: Электротехника и электроника (ELECO), 2017 10-я международная конференция, IEEE, 2017: 259–63. Поиск в Google Scholar
Повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный с использованием UC3843 — Технология
Хесам Мошири, Ансон Бао
Преобразователи постоянного тока в постоянный очень популярны среди энтузиастов электроники и широко используются в промышленности. Существует три основных типа неизолированных преобразователей постоянного тока в постоянный: понижающий, повышающий и понижательно-повышающий.В этой статье / видео я использовал основные компоненты, такие как знаменитый чип UC3843, силовой диод Шоттки и N-канальный МОП-транзистор, чтобы разработать компактный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный. Входное напряжение может составлять всего 9 В, что делает его пригодным для различных приложений, таких как преобразование 12 В в 18 В для питания портативного компьютера с использованием одной батареи 12 В.
Я использовал библиотеки компонентов Altium Designer 21 и SamacSys для разработки схемы и печатной платы. Печатные платы были изготовлены компанией PCBWay в зеленой паяльной маске.Также я исследовал коэффициент шума схемы с помощью осциллографа Siglent SDS2102X Plus / SDS1104X-E и мультиметра Siglent SDM3045X. Итак, приступим!
Технические характеристики
Входное напряжение: 9-16 В
Выходное напряжение: 28 В макс. (Можно увеличить, см. Текст)
Выходной ток: 4 А макс.
Выходной шум (без нагрузки): 5 мВ среднеквадр.
Выходной шум (2 А нагрузка): 27 мВ среднеквадр.
A. Анализ схемы
На рисунке 1 показана принципиальная схема повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный.Как видно, сердцем схемы является микросхема UC3843 [1].
Рисунок 1
Принципиальная схема повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный UC3843
C1 и C2 использовались для уменьшения входных шумов. L1, D1 и Q1 создают сеть ускоренного преобразования. L1 — это катушка индуктивности от 8 до 10 А, 100 мкГн. D1 — диод Шоттки MBR20100CT [2] (два параллельных диода в одном корпусе). Q1 — это N-канальный МОП-транзистор IRFZ44 [3]. Сопротивление включения (RDS (ON)) Mosfet составляет всего около 28 миллиом, и он может выдерживать до 50 А при 25 ° C.Таким образом, эти характеристики делают эти компоненты подходящими для этого проекта.
IC1 — контроллер цепи повышающего преобразователя. Согласно таблице данных UC3943: «UC3842 / UC3843 / UC3844 / UC3845 — это ШИМ-контроллер с фиксированной частотой в токовом режиме. Они специально разработаны для автономных приложений и преобразователей постоянного тока с минимальным количеством внешних компонентов. Эти интегральные схемы имеют подстроечный генератор для точного управления рабочим циклом, опорный сигнал с температурной компенсацией, усилитель ошибки с высоким коэффициентом усиления, токоизмерительный компаратор и сильноточный тотемно-полюсный выход для управления силовым полевым МОП-транзистором.”
C3, C4, C5, C6 и C7 используются для уменьшения выходного шума. Обычно выход повышающего преобразователя более шумный, чем понижающий преобразователь, особенно при использовании дискретных компонентов. Однокристальный понижающий / повышающий контроллер менее шумный, однако выходное напряжение и ток этих контроллеров ограничены.
R1 — многооборотный потенциометр 10K, который можно настроить для регулировки выходного напряжения. Вы можете увеличить уровень выходного напряжения, уменьшив значение R5. Выходное напряжение определяется по следующей формуле:
Vout = 2.5 (1 + R1 / R5)
Итак, очевидно, что когда R5 равен 1 кОм, то максимальное выходное напряжение находится где-то в диапазоне от 27 до 28 В. если мы уменьшим значение R5 до 820R или 680R, то максимальное выходное напряжение будет примерно от 32 до 33 В или от 39 до 40 В. Я не рекомендую увеличивать выходное напряжение больше, чем это, потому что уровень напряжения + шума может выходить за допустимые пределы номинального напряжения конденсаторов (50 В), которые, конечно, на практике могут быть ниже 50 В (из-за производственных допусков).R2 и R3 размещены параллельно, что создает предварительную нагрузку, помогающую стабилизировать выходное напряжение.
B. Компоновка печатной платы
На рисунке 2 показана компоновка печатной платы конструкции. Это двухслойная печатная плата, состоящая из компонентов SMD и сквозных отверстий. Вид с верхнего слоя, нижнего слоя, шелкографии и паяльной маски (верхний слой) — все это показано на рисунке 2.
Рисунок 2
Компоновка печатной платы повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный
Как я уже упоминал Говоря абстрактно, я использовал программное обеспечение Altium Designer [4] для разработки схемы и печатной платы.В этом проекте у меня не было схематического обозначения, посадочного места печатной платы и 3D-модели нескольких компонентов. Поэтому вместо того, чтобы тратить свое время на разработку библиотек компонентов с нуля и повышать риск ошибок и несоответствий, я использовал бесплатные библиотеки компонентов SamacSys с рейтингом IPC и импортировал их прямо в проект Altium PCB с помощью плагина SamacSys Altium [5] . SamacSys предоставляет плагины для большинства программ САПР для электронного проектирования [6], а не только для Altium Designer.На рисунке 3 показано поддерживаемое программное обеспечение САПР для электронного проектирования.
Рисунок 3
SamacSys Поддерживаемое программное обеспечение САПР для электронного проектирования (плагины)
В частности, я использовал библиотеки SamacSys для IC1 [7], Q1 [8] и D1 [9], которые вы можете рассмотреть в справочных материалах. Другой вариант — загрузить библиотеки компонентов с сайта componentsearchengine.com и импортировать их вручную. Тебе решать. На рисунке 4 показаны выбранные компоненты в плагине SamacSys Altium.
Рисунок 4
Выбранные компоненты в плагине SamacSys Altium
C. Сборка и тестирование
На рисунке 5 показана собранная печатная плата сверху и снизу. Это прототип схемы. В последней ревизии я добавил два параллельных резистора в качестве предварительной нагрузки. Некоторые компоненты являются сквозными, а некоторые — SMD. С пайкой компонентов у вас не должно возникнуть проблем, однако вы можете заказать плату в сборе.
Рисунок 5
Печатная плата в сборе (вид сверху и снизу)
Как правило, в регуляторах напряжения (источниках питания) важны два параметра: линейное регулирование и регулирование нагрузки.Линейное регулирование — это способность источника питания поддерживать заданное выходное напряжение при изменении входного линейного напряжения. Он выражается в процентах изменения выходного напряжения относительно изменения входного линейного напряжения. Регулирование нагрузки — это способность источника питания поддерживать заданное выходное напряжение при изменении нагрузки. Это не означает, что допуск применяется при резких изменениях нагрузки, это означает, что в пределах допустимого диапазона нагрузки регулирование может измениться на эту величину.Пожалуйста, посмотрите видео на YouTube, где я это тестирую. Лучшим инструментом для подготовки этих измерений является нагрузка постоянного тока. На момент написания этой статьи я еще не получил нагрузку постоянного тока, которой является Siglent SDL1020X-E [10]. В ближайшее время я проанализирую этот преобразователь, использующий нагрузку постоянного тока, но пока, по крайней мере, мы можем частично протестировать его и изучить выходные шумы.
На рисунке 6 показан выходной шум повышающего преобразователя без нагрузки. Я использовал функцию анализа мощности осциллографа Siglent SDS2102X Plus [11].Конечно, вы можете использовать и более дешевый осциллограф Siglent SDS1104X-E [12], однако плюс — это нечто большее. Это устройство для подражания. На осциллограмме можно увидеть несколько длинных всплесков индуктивности, которые вряд ли исходят от выходной линии. Поэтому я оставил среднеквадратичное значение в качестве индикатора.
Рисунок 6
Выходной шум преобразователя постоянного тока в постоянный с использованием осциллографа Siglent SDS2102X Plus
На рисунке 7 показан выходной шум преобразователя постоянного тока в постоянный при нагрузке 2А.Как и выше, я не думаю, что эти всплески длинных позиций на самом деле происходят из-за предложения. Когда я отхожу от зонда, эти шипы значительно исчезают. Я рекомендую вам использовать конденсаторы как можно ближе к вашей нагрузке.
Рисунок 7
Выходной шум преобразователя постоянного тока в постоянный (нагрузка 2А)
D. Спецификация материалов
На рисунке 8 показана спецификация материалов схемы. L1 — это индуктор от 47 мкГн до 100 мкГн, который вы можете построить или купить.Я построил его сам, поэтому я не могу предложить для этого какой-либо конкретный номер детали. Однако убедитесь, что ваша катушка индуктивности может выдерживать токи от 8 до 10 А. Вы можете использовать медный провод диаметром 1 мм и тороидальный ферритовый сердечник. Используемый размер сверла для отпечатка индуктора — 1,3 мм.
Рисунок 8
Спецификация материалов (кроме L1)
Вы можете скачать Gerbers или заказать 10 высококачественных печатных плат всего за 5,0 долларов США
Если вы хотите заказать полностью собранную печатную плату (плюс БЕСПЛАТНАЯ доставка) для этого проекта загрузите файл bom или обратитесь по адресу: anson @ pcbway.com
E. Ссылки
[1]: UC3843 Лист данных: https://www.ti.com/lit/ds/symlink/uc3843.pdf?HQS=ti-null-null-sf-df- pf-sep-wwe & ts = 1626017670986 & ref_url = https% 253A% 252F% 252Fcomponentsearchengine.com% 252F
[2]: лист данных MBR20100CT: https://www.diodes.com/assets/Datasheets/MBR20100C : Таблица данных IRFZ44: https://componentsearchengine.com/Datasheets/2/IRFZ44EPBF.pdf
[4]: Altium Designer: https://www.altium.com/altium-designer
[5]: плагин SamacSys Altium : https: // www.samacsys.com/altium-designer-library-instructions
[6]: Поддерживаемые плагины SamacSys: https://www.samacsys.com/pcb-part-libraries
[7]: схематический символ UC3843, посадочное место печатной платы, 3D модель: https://componentsearchengine.com/part-view/UC3843D8TR/Texas%20Instruments
[8]: схематический символ IRFZ44, посадочное место печатной платы, 3D-модель: https://componentsearchengine.com/part-view/IRFZ44EPBF/Infineon
[9]: схематический символ MBR20100, посадочное место печатной платы, 3D-модель: https: // componentsearchengine.
