Инвертирующий преобразователь напряжения: ICL7660CBAZ, [SO-8] Intersil, | DC-DC

Методика построения непрерывных моделей импульсных преобразователей напряжения постоянного тока — Компоненты и технологии

В статье рассмотрена методика получения предельных непрерывных моделей импульсных преобразователей напряжения постоянного тока, соответствующих исчезающе малому периоду коммутации.

Введение

Импульсные преобразователи напряжения постоянного тока трех основных типов, представленные на рис. 1–3, широко используются в источниках вторичного электропитания (ИВЭП) [1]. Как известно, ИВЭП представляют собой замкнутые системы автоматического управления, а точнее — системы стабилизации с весьма жесткими требованиями к статическим и динамическим режимам. Поэтому при расчетах ИВЭП необходимы достаточно корректные математические модели преобразователей. Поскольку они представляют собой нелинейные импульсные системы, структура которых изменяется в течение периода коммутации, точные математические модели преобразователей оказываются весьма сложными и практически непригодными для инженерных расчетов. Представление преобразователей безынерционными элементами со статическими характеристиками, описываемыми известными формулами [1]:

(здесь γ = τ/T — относительная длительность нахождения ключа К в положении 1 в течение периода коммутации Т), не только не учитывает их динамических свойств, но и статические свойства отражает с существенными погрешностями.

В то же время исследования показали [2], что при уменьшении периода коммутации нелинейные импульсные системы приближаются по свойствам к непрерывным нелинейным, а иногда и линейным системам. Учитывая весьма высокую частоту коммутации современных импульсных преобразователей, задача построения их непрерывных моделей, достаточно точно отражающих как статические, так и динамические свойства, оказывается весьма актуальной.

При проектировании ключевых источников электропитания (DС/DС-преобразователей) широко применяют непрерывные линейные модели импульсных преобразователей для малых отклонений от установившегося режима. В монографии П. Четти [3, с. 75], например, приведены линеаризованные непрерывные модели основных типов преобразователей. Однако методика их получения, основанная больше на физике процессов, чем на строгой математике, базируется на допущении отсутствия у дросселя активного сопротивления. Вследствие этого теряются существенные особенности преобразователей. Например, установившийся режим повышающего и инвертирующего преобразователей, полученный без учета сопротивления дросселя, существенно отличается от реального. Особенно существенно это отличие при относительной длительности подключения дросселя к источнику питания, близкой к 1. Очевидно, что и линеаризованная модель для малых отклонений от установившегося режима отличается от реальной.

Ниже описана методика построения непрерывных моделей преобразователей постоянного тока при любой сложности входного и выходного фильтров, с учетом активного сопротивления дросселей и т. д. Модели применимы при достаточно высокой частоте коммутации. Это ограничение не является слишком жестким, поскольку преобразователи как раз и создаются для использования полезной непрерывной составляющей выходного напряжения при малых пульсациях.

Рис. 1

Рис. 2

Рис. 3

Получение непрерывной модели импульсных преобразователей напряжения постоянного тока

В общем случае преобразователь описывается разными дифференциальными уравнениями при первом (1) и втором (2) положениях ключа К (рис. 1, 2, 3). Полагая ключ К идеальным, а элементы схем линейными с постоянными параметрами, можно записать уравнения преобразователя в векторно-матричной форме:

где X^T = [x₁, x₂, …, x_m] — вектор фазовых координат, представляющих собой токи в дросселях и напряжениях на конденсаторах, А₁ и А₂ — m × m матрицы, элементами которых являются параметры элементов преобразователя (сопротивления, индуктивности и емкости), h₁ и h₂—m-мерные векторы, ^Т — знак транспортирования, U₁

Несложно получить разностное уравнение, связывающее значения вектора фазовых координат Х(t) в моменты, соответствующие началам двух соседних периодов переключений: X((n+1)T) и X(nT) (n—целое число), — и их установившееся значение Х_∞ , к которому они стремятся при n → ∞

При уменьшении Т (Т → 0) и γ = τ / T = const установившийся режим приближается к предельному установившемуся режиму, при котором отсутствуют пульсации фазовых координат, т. е. при U₁ = сonst они становятся постоянными. В большинстве реальных случаев вследствие высокой частоты коммутации пульсации фазовых координат достаточно малы и происходят вокруг фазовых координат предельной непрерывной модели, соответствующей

Для установившегося режима при Т → 0 и γ = τ / T = const получено следующее значение фазовых координат:

Можно считать, что при достаточно высокой частоте коммутации ключа f = 1/T (T ≈ 0), характерной для современных преобразователей напряжения постоянного тока, установившийся режим с точностью до малых первого порядка малости относительно Т определяется выражением (4). Пульсации в предельном установившемся режиме, очевидно, исчезают. Это позволяет полагать, что при Т → 0 и изменении γ = τ / T фазовые координаты преобразователя тоже изменяются непрерывно. Процесс изменения фазовых координат при этом можно описать дифференциальным уравнением. Для его получения найдено отношение первой разности ΔX(nT) = X((n+1)T)–X(nT) к периоду коммутации Т:

дающее приближенное значение производной вектора фазовых координат. Переход к пределу при Т → 0 в отношении (5) дает точное значение производной вектора фазовых координат:

Заметим, что из векторного уравнения эквивалентной непрерывной системы при γ = const (U₁ = const) получаем установившийся режим (8), который совпадает с предельным установившимся режимом преобразователя при Т → 0 , определяемым выражением (4), что говорит в пользу правильности использованного подхода.

Из полученных выражений (6), (7) следует, что при γ = const импульсный преобразователь для входного воздействия U₁ можно рассматривать как линейную непрерывную систему с постоянными параметрами.

При изменении γ изменяются параметры линейной системы. Таким образом, при изменении γ и при достаточно высокой частоте коммутации (T ≈ 0) импульсный преобразователь можно рассматривать как непрерывную систему, описываемую дифференциальным уравнением (6). Параметры этой системы (элементы матрицы А и вектора h) изменяются при изменении входного воздействия, каковым является относительная длительность импульсов γ = τ /

Непрерывная модель повышающего преобразователя

Расчетная схема преобразователя, представленная на рис. 4а, описывается следующими двумя системами дифференциальных уравнений:

где r и L — сопротивление и индуктивность дросселя Др (рис. 1).

Рис. 4

Параметры источника входного напряжения — выходные активное сопротивление и индуктивность — в рассматриваемом случае следует прибавить к активному сопротивлению r и индуктивности дросселя L соответственно. Поскольку ток источника питания не прерывается, С-фильтр на входе преобразователя не обязателен. Защиту ключа от перенапряжений в моменты переключений осуществляют снабберные цепи, в модели не учитываемые.

Согласно (2), x¹ = i, x₂ = u_н — фазовые координаты преобразователя,

Подстановка в формулы (7) дает

или

Согласно (8), получаем установившийся режим

Таким образом, установившиеся потребляемый ток и выходное напряжение при T ≈ 0 имеют значения

Согласно последнему выражению, повышающий преобразователь в статике представляет собой управляемый источник напряжения, ЭДС и выходное сопротивление которого зависят от γ согласно формулам:

Статическая характеристика повышающего преобразователя, описываемая первой из формул (1), справедлива лишь в режиме холостого хода R_н = ∞ и γ < 1. Под нагрузкой (R_н < ∞) проявляется переменное выходное сопротивление преобразователя, резко возрастающее с приближением γ к 1. Вследствие этого статическая характеристика повышающего преобразователя под нагрузкой U₂ = f (γ) имеет максимум при

равный

а при γ → 1 согласно (13) U₂ → 0.

Причина указанных особенностей статической характеристики нагруженного преобразователя — в отличном от нуля активном сопротивлении дросселя

При малом времени подпитки конденсатора С, равном (1–γ)T и уменьшающемся с ростом γ , амплитуда тока подпитки должна неограниченно расти. Вследствие ограничения (17) это невозможно и вызывает уменьшение выходного напряжения преобразователя при увеличении γ сверх γ_max.

При работе повышающего преобразователя в замкнутой системе стабилизации выходного напряжения необходимо ограничивать величину γ, чтобы не превышать γ_max, т. к. в противном случае увеличение γ, сверх γ_max приведет в замкнутой системе к уменьшению выходного напряжения до нуля.

При расчете замкнутых систем стабилизации напряжения с повышающим преобразователем, помимо ограничения γ необходимо учитывать существенную его нелинейность, состоящую в зависимости элементов матрицы А(11) от относительной длительности импульсов γ . Системе дифференциальных уравнений непрерывной модели повышающего преобразователя (11) соответствует эквивалентная схема, представленная на рис. 4б. Следует подчеркнуть, что переменные эквивалентной схемы

Непрерывная модель инвертирующего преобразователя

Расчетная схема преобразователя, представленная на рис. 5а, описывается следующими дифференциальными уравнениями:

Рассматриваемая модель соответствует предположению о неограниченной мощности источника входного напряжения. В реальных условиях ограниченной мощности источника его прерывистый ток вызывает значительную ЭДС самоиндукции в индуктивности выходного сопротивления. Для защиты от перенапряжений на вход преобразователя включают емкостной фильтр, обеспечивающий замыкание тока источника в момент переброса ключа из положения 1 в положение 2. Модель преобразователя, учитывающая выходное сопротивление источника и емкостной фильтр, рассмотрена отдельно.

Согласно (2), x₁ = i, x₂ = u_н,

Аналогично предыдущему находим согласно (7)

или

Установившийся режим преобразователя, согласно (8), определяется выражением:

Рис. 5

Установившиеся потребляемый ток и выходное напряжение инвертирующего преобразователя имеют значения:

Согласно последнему из выражений, инвертирующий преобразователь в статике представляет собой регулируемый источник напряжения, ЭДС которого и выходное сопротивление зависят, как и у повышающего преобразователя, от γ, согласно формулам:

Как и в случае повышающего преобразователя, статическая характеристика инвертирующего преобразователя, описываемая второй из формул (1), справедлива лишь в режиме холостого хода (R_н = ∞) и γ < 1. Под нагрузкой (R_н < ∞) проявляется переменное выходное сопротивление преобразователя, согласно выражению (23) резко возрастающее при γ → 1.

Как и у повышающего преобразователя, статическая характеристика инвертирующего преобразователя имеет экстремум, а при γ → 1 и R_н < ∞ стремится к 0. Выходное напряжение преобразователя имеет максимальную величину при

где x — положительный корень квадратного уравнения

имеющий величину больше 1/2 и стремящийся к 0 при r/R_н → 0.

При использовании инвертирующего преобразователя в замкнутых системах стабилизации напряжения, помимо необходимости ограничивать величину γ , нужно учитывать и существенную нелинейность непрерывной модели преобразователя, проявляющуюся в зависимости от γ не только матрицы А, как в повышающем преобразователе, но и элементов вектора h (24).

Для инвертирующего преобразователя на рис. 5б представлена эквивалентная схема. Как и в эквивалентной схеме повышающего преобразователя, с действительными переменными совпадают только i и u_н, причем для uн изменено направление. Вследствие этого полученное из эквивалентной схемы значение u_нуст отличается знаком от второй формулы (22). Токи i_н′ и i_c′ также имеют другие знаки, а по модулю превосходят реальные в 1/(1–γ) раз.

Непрерывная модель понижающего преобразователя

Расчетная схема преобразователя при идеальном источнике питания, представленная на рис. 6а, описывается следующими дифференциальными уравнениями:

Согласно (2), x₁ = i, x₂ = u_н,

Следуя (7), получаем:

или

Рис. 6

Установившийся режим, согласно (8), определяется выражением

Потребляемый преобразователем ток и выходное напряжение в установившемся режиме имеют значения:

Очевидно, что понижающий преобразователь можно рассматривать как управляемый источник напряжения с постоянным выходным сопротивлением, равным активному сопротивлению дросселя r и ЭДС, определяемой третьим из выражений (1).

Непрерывная модель понижающего преобразователя линейна. Матрица А имеет постоянные элементы, а вектор h можно также считать постоянным, отнеся множитель γ к входному напряжению U₁.

Для понижающего преобразователя на рис. 6б представлена эквивалентная электрическая схема. Очевидно, что все токи и напряжения схемы, а не только фазовые координаты i и u_н, совпадают с реальными токами и напряжениями непрерывной модели.

Полученный результат совпал с известным, следующим из соображений, основанных на учете только полезной составляющей импульсов длительностью τ = γ T и амплитудой U₁. Эта полезная составляющая определяется средним за период следования импульсов напряжением, равным γU₁.

Непрерывные модели понижающего и инвертирующего преобразователей получены для идеального источника входного напряжения. Предложенная методика позволяет легко учесть влияние выходного сопротивления и индуктивности реального источника входного напряжения и защитного емкостного фильтра на входе преобразователя.

Учет ограниченной мощности источника входного напряжения и входного фильтра преобразователя

Расчетная схема преобразователя, представленная на рис. 7, описывается системой четырех дифференциальных уравнений:

Рис. 7

Согласно (2), x₁ = i, x₂ = u_н , x₃ = i_и, x₄ = u_ф,

или

Как и выше A и h (33) определены, согласно (7), а установившийся режим преобразователя (34) — согласно (8).

Заметим, что задачу обращения матрицы A в символьной форме и умножение на вектор можно заменить более простым решением системы линейных уравнений:

Из формулы (34) непосредственно следуют выражение для тока, потребляемого от источника питания:

и выходного напряжения преобразователя:

Таким образом, с учетом параметров источника питания и входного фильтра инвертирующий преобразователь в установившемся режиме (в статике) можно рассматривать как управляемый источник напряжения с той же ЭДС (вторая из формул (1)) и больщим выходным сопротивлением, возрастающим с увеличением γ:

Так же как и при идеальном источнике входного напряжения, статическая характеристика преобразователя U₂ = f (γ) принимает нулевое значение при γ = 0 и γ = 1 и имеет максимум при

где x — положительный корень квадратного уравнения

имеющий величину больше 1/2 и стремящийся к 0 при g → 0.

В случае приближения R_н к r_и γ_max приближается к 1/2, а максимальное значение U₂ стремится к величине U₁/(3+4r/R_н) < U₁/3. Значения R_н, незначительно превышающие r и r_и, ненамного практического интереса, поскольку соответствуют низкому КПД источника питания.

Во всех рассмотренных случаях параметры реактивных элементов (дросселей и конденсаторов) не влияют на установившийся режим предельной непрерывной модели преобразователя. В реальных преобразователях они определяют размах пульсаций токов и напряжений.

В переходных режимах полученные дифференциальные уравнения предельных непрерывных моделей позволяют достаточно точно определить закон изменения полезных составляющих фазовых координат реальных преобразователей, на которые накладываются их высокочастотные пульсации.

Оценка точности предельной непрерывной модели преобразователя

Аналитическая оценка точности непрерывной модели преобразователя — весьма сложная математическая задача, решение которой вряд ли представляет большой интерес для инженерной практики. Поэтому ограничимся сопоставлением результатов расчета процессов по дискретной и непрерывной модели на ЭВМ.

В качестве примера рассмотрим повышающий преобразователь 100/200 В с параметрами L = 6,914 × 10^–3 Гн, r = 0,2 Ом, R_н = 40 Ом, С = 14,14 × 10^–6 Ф, Т = 2 × 10^–5 c.

Решая уравнение статической характеристики (13) при U₁ = 100 B и U₂ = 200 B, получаем два значения γ_max:

Рис. 8

Меньшее из них, γ₁ = 0,5112, соответствует восходящей ветви статической характеристики, а большее γ₂ = 0,9888 — падающей ветви (рис. 8). Поэтому принимаем γ₀ = γ₁.

В качестве «пробного» воздействия на повышающий преобразователь выберем изменение γ по закону

которое позволит наблюдать процесс установления выходного напряжения U₂ = 220 B и его установившиеся колебания, вызванные гармоническими колебаниями отклонения γ от γ₀.

Реакция реального преобразователя и его непрерывной модели на воздействие (39) получена в системе Matlab 6.5/Simulink 5. На рис. 9 представлены дискретная и непрерывная модели преобразователя. Входное воздействие обеих моделей непрерывное, получаемое суммированием постоянного воздействия величиной 0,5112 и синусоидального с амплитудой 0,025 и частотой 100 Гц (39) с блока Sine Wave. В дискретной модели непрерывный сигнал превращается в дискретные значения γ с помощью широтно-импульсного модулятора с единичной амплитудой линейного сигнала развертки и периодом Т = 20 мкс. Ключ К моделируется двумя блоками Ideal Switch. Обязательные снабберные RC-цепи и внутреннее сопротивление открытого ключа r_к (r_к = 0,001 Oм, R_сн = 100 Ом, С_сн = 1×10^–9 Ф) выбраны так, чтобы модель ключа приближалась к идеальному ключу, поскольку непрерывная модель преобразователя построена для идеального ключа К. В состав непрерывной нелинейной модели преобразователя, описываемой уравнениями (11), входят два блока умножения (Product) и два интегратора (1/S). Блоки усиления Gain, Gain1, Gain2, Gain3, согласно (11), имеют следующие значения коэффициентов: k = r = 0,2, k₁ =1/R_н = 1/40, k₂ =1/C = 1/14.14e–6, k₃ = 1/L = 1/6.914e–3 соответственно.

Рис. 9

На рис. 10 представлены осциллограммы выходных напряжений непрерывной и дискретной моделей, полученные с помощью Scope1. Там же в масштабе увеличения показана гармоническая составляющая входного сигнала. Из рис. 10 очевидно, что выходной сигнал непрерывной модели практически является «средней линией» выходного сигнала дискретной модели, содержащего пульсации выходного напряжения. Следовательно, предельная непрерывная модель преобразователя с достаточной точностью описывает поведение полезной составляющей выходного напряжения реального преобразователя. Заметим, что при большем отличии модели ключа от идеального (увеличении r_к и более существенном влиянии снабберных цепей, т. е. при меньших значениях R_сн и больших С_сн) появляется некоторое отклонение. Устранить его можно путем учета свойств реального ключа в непрерывной модели преобразователя. Это, очевидно, усложнит непрерывную модель, но вряд ли будет оправдано вследствие обычно достаточной близости реального ключа К к идеальному и малости ошибок, вызываемых отличием реального ключа от идеального.

Рис. 10

Динамические свойства преобразователя, весьма важные при его работе в замкнутой системе, оценим по отработке им гармонической составляющей выходного сигнала. Как видно из рис. 10, колебание полезной составляющей выходного напряжения близко к гармоническому. Некоторое небольшое различие его амплитуд в положительном и отрицательном полупериодах объясняется большей крутизной статической характеристики при увеличении γ от значения γ₀, чем при уменьшении его от значения γ₀ (рис. 8). Из рис. 10 легко определить отставание нулевой фазы колебаний выходного напряжения от нулевой фазы колебаний Δγsinωt-φ(ω) и амплитуду выходных колебаний ΔU_2m(ω). По результатам экспериментов для частот от 0 до 1 кГц построены фазо-частотная характеристика (ФЧХ) φ(ω) и относительная амплитудно-частотная характеристика (АЧХ):

Они представлены на рис. 11. Из характера φ(ω) и А(ω) следует, что построение замкнутых систем стабилизации напряжения рассмотренного преобразователя вызывает определенные трудности (невысокая точность), поскольку обеспечить достаточный запас устойчивости при высоком коэффициенте усиления в замкнутом контуре весьма сложно из-за очень быстрого увеличения фазового запаздывания до 180° при практически неизменной АЧХ преобразователя. Очевидно, что при увеличении отклонений от γ₀ проявление нелинейности преобразователя будет усиливаться.

Рис. 11

Выводы

1. Предложенная методика позволяет достаточно просто получать непрерывные модели преобразователей с учетом их существенных особенностей.
2. В практически важных случаях высокой частоты коммутации импульсные преобразователи напряжения постоянного тока для полезной составляющей выходного напряжения можно рассматривать как непрерывные системы, описываемые обыкновенными дифференциальными уравнениями.
3. Повышающий и инвертирующий преобразователи описываются нелинейными дифференциальными уравнениями, коэффициенты которых зависят от относительной длительности импульсов γ, являющейся для преобразователя «параметрическим» управляющим воздействием.
4. По предельной непрерывной модели преобразователя в большинстве практических случаев можно определять полезную составляющую выходного напряжения с достаточной точностью.
5. Динамические свойства повышающего и инвертирующего преобразователей неблагоприятны для их применения в замкнутых системах регулирования напряжения.

Литература

1. Источники вторичного электропитания / Под ред. Ю. И. Конева. М.: Радио и связь. 1983.
2. Коршунов А. И. Асимптотика свойств нелинейной импульсной системы при повышении частоты // Проблемы управления и автоматики. 1995. № 3.
3. Чети П. Проектирование ключевых источников электропитания. М.: Энергоатомиздат. 1990.

Преобразователи электрических величин — CoderLessons.com

Напряжение и ток являются основными электрическими величинами. Они могут быть преобразованы друг в друга в зависимости от требований. Преобразователь напряжения в ток и преобразователь тока в напряжение — две схемы, которые помогают в таком преобразовании. Это также линейные применения операционных усилителей. В этой главе они обсуждаются подробно.

Преобразователь напряжения в ток

Преобразователь напряжения в ток или преобразователь V в I — это электронная схема, которая принимает ток в качестве входа и производит напряжение в качестве выхода. В этом разделе обсуждается преобразователь напряжения в ток на основе операционного усилителя.

Преобразователь напряжения в ток на основе операционного усилителя создает выходной ток, когда напряжение подается на его неинвертирующий вывод. Принципиальная электрическая схема преобразователя напряжения в ток на основе операционного усилителя показана на следующем рисунке.

В показанной выше схеме входное напряжение Vi подается на неинвертирующий входной вывод операционного усилителя. Согласно концепции виртуального короткого замыкания , напряжение на инвертирующей входной клемме операционного усилителя будет равно напряжению на его неинвертирующей входной клемме. Таким образом, напряжение на инвертирующей входной клемме операционного усилителя будет составлять Vi.

Узловое уравнение в узле инвертирующего входного терминала —

 гидроразрываViR1−I0=0

=>I0= гидроразрываVtR1

Таким образом, выходной ток I0 преобразователя напряжения в ток представляет собой отношение его входного напряжения Vi и сопротивления R1.

Мы можем переписать приведенное выше уравнение как —

 гидроразрываI0Vi= гидроразрыва1R1

Вышеупомянутое уравнение представляет отношение выходного тока I0 и входного напряжения Vi, и оно равно обратной величине сопротивления R1 Соотношение выходного тока I0, а входное напряжение Vi называется Transconductance .

Мы знаем, что соотношение выхода и входа цепи называется усилением. Таким образом, коэффициент усиления преобразователя напряжения в ток является Transconductance, и он равен обратной величине сопротивления R1.

Преобразователь тока в напряжение

Преобразователь тока в напряжение или преобразователь I в V — это электронная схема, которая принимает ток в качестве входа и производит напряжение в качестве выхода. В этом разделе обсуждается преобразователь тока в напряжение на основе операционного усилителя.

Преобразователь тока в напряжение на основе операционного усилителя создает выходное напряжение при подаче тока на его инвертирующий вывод. Принципиальная схема преобразователя тока в напряжение на основе операционного усилителя показана на следующем рисунке.

В схеме, показанной выше, неинвертирующий входной терминал операционного усилителя подключен к земле. Это означает, что на его неинвертирующую входную клемму подается нулевое напряжение.

Согласно концепции виртуального короткого замыкания , напряжение на инвертирующей входной клемме операционного усилителя будет равно напряжению на его неинвертирующей входной клемме. Таким образом, напряжение на инвертирующей входной клемме операционного усилителя будет равно нулю.

Узловое уравнение в узле инвертирующего терминала —

−Iя+ гидроразрыва0−v0RF=0

−Iя= гидроразрываv0RF

V0=−RTIя

Таким образом, выходное напряжение преобразователя тока в напряжение V0 является (отрицательным) произведением сопротивления обратной связи Rf и входного тока It. Обратите внимание, что выходное напряжение V0 имеет отрицательный знак , который указывает на наличие разности фаз 180 ⁰ между входным током и выходным напряжением.

Мы можем переписать приведенное выше уравнение как —

 гидроразрываv0Ii=−Rе

Вышеупомянутое уравнение представляет отношение выходного напряжения V0 и входного тока Ii, и оно равно отрицательному значению сопротивления обратной связи, Rf. Соотношение выходного напряжения V0 и входного тока Ii называется Transresistance .

Мы знаем, что соотношение выхода и входа схемы называется усилением . Таким образом, коэффициент усиления преобразователя тока в напряжение является его транс-сопротивлением и равен (отрицательному) сопротивлению обратной связи Rf.

DC-DC преобразователи

Инвертирующий преобразователь — Студопедия

В нём дроссель подключен параллельно источнику и нагрузке. Когда ключ S замкнут, ток от источника течёт через дроссель и быстро растёт. Когда ключ размыкается, ток продолжает течь через нагрузку R и диод D. ЭДС самоиндукции дросселя приложена в обратную сторону, по сравнению с напряжением источника. Поэтому напряжение к нагрузке также приложено в обратном направлении. Когда ключ S замкнут — диод D закрывается, а нагрузка питается зарядом конденсатора C^[5].

Во всех трёх схемах диод D может быть заменён на ключ^[6], замыкаемый в противофазе к основному ключу. Во многих случаях, особенно в низковольтных стабилизаторах, это позволяет увеличить КПД. Такую схему называют синхронным выпрямителем см. синхронное выпрямление (англ.)

ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ВХОДА И ВЫХОДА

В импульсных преобразователях, работающих от сети переменного тока, необходимо использовать трансформаторы для гальванической развязки нагрузки от сети. В ряде случаев такая развязка необходима для обеспечения электробезопасности.

Импульсные преобразователи с гальванической развязкой имеют ряд особенностей.

1. Включение в схему трансформатора дает возможность получения высокого коэффициента преобразования.

2. Появляется возможность получения нескольких выходных напряжений разного уровня и разной полярности.

Преобразователи с гальванической развязкой можно разделить на однотактные и двухтактные. В однотактных преобразователях энергия передается на выход только в течение одного такта полного цикла преобразования. В двухтактных преобразователях используются обе части цикла преобразования.

Если энергия передается в нагрузку при замкнутом ключе, то такой преобразователь называют прямоходовым. Если энергия передается на выход при разомкнутом ключе, то преобразователь называют обратноходовым.

Недостаток преобразователей с гальванической развязкой — меньший КПД, чем у импульсных регуляторов, рассмотренных в ходе предыдущей лекции.

Прямоходовые преобразователи

Однотактный прямоходовой преобразователь. Простейшая схема прямоходового преобразователя показана на рис. 11.1. Первичная цепь преобразователя содержит ключ K и трансформатор. Вторичная цепь образована вторичной обмоткой трансформатора, диодами VD1 и VD 2, дросселем, сглаживающим трансформатором и сопротивлением нагрузки.

Ключ в первичной цепи периодически замыкается и размыкается. Управление ключом осуществляется с помощью управляющих импульсов..

2. В момент *и ключ размыкается. Напряжение обмоток трансформатора изменяет полярность на обратную. За счет этого диод VD1 закрывается, а VD 2 открывается. Во вторичной цепи ток замыкается в контуре, образованном диодом VD 2 , дросселем L, конденсатором С и сопротивлением нагрузки ^R.

Нетрудно показать, что напряжение на выходе прямоходового преобразователя

Здесь ^D = J₁₁/T — коэффициент заполнения импульсов, ^w1 и ^w2 -число витков первичной и вторичной обмоток. Изменяя коэффициент заполнения импульсов, мы можем регулировать величину выходного напряжения. Таким образом, регулировочная характеристика рассмотренного преобразователя аналогична характеристике понижающего импульсного регулятора.

Заметим, что передача энергии в нагрузку происходит только на интервале ⁰ — t и, когда ключ замкнут. Поэтому преобразователь на рис. 11.1 называется однотактным прямоходовым.

При рассмотрении процессов в прямоходовом преобразователе мы полагали, что трансформатор идеальный. Иными словами, мы считали, что ток намагничивания очень мал и не оказывает влияния на процессы в преобразователе. В реальной схеме наличие тока намагничивания приведет к резкому возрастанию напряжения на зажимах ключа при его размыкании. Поэтому простейшую схему на рис. 11.1 необходимо изменить так, чтобы была возможность передать энергию, накопленную в индуктивности намагничивания, в источник либо в нагрузку.

Рассмотрим возможные пути решения этой проблемы.

На рис. 11.2 показана схема прямоходового преобразователя, в которой параллельно первичной обмотке трансформатора включены диод VD 3 и стабилитрон VD 4 . Элемент ^Lm учитывает индуктивность намагничивания.

После запирания ключа ток намагничивания m замыкается через диод VD 3 и стабилитрон. За интервал времени, в течение которого ключ разомкнут, ток намагничивания должен уменьшиться до нуля. В противном случае сердечник трансформатора будет намагничиваться все больше с каждым циклом работы ключа.

Определим условие, при котором не будет происходить недопустимого намагничивания сердечника трансформатора.

Полагая, что изменение напряжений происходит по линейному закону, запишем равенство:

Энергия, рассеиваемая в стабилитроне, ухудшает КПД преобразователя. Из последнего выражения следует, что для уменьшения потерь энергии необходимо увеличивать индуктивность намагничивания ^L_M.

Более эффективные способы ограничения перенапряжений заключаются в передаче накопленной энергии источнику. Один из вариантов прямоходового преобразователя, осуществляющего передачу энергии источнику, показан на рис. 11.3. Для передачи энергии, накопленной в сердечнике трансформатора, служит последовательная цепь, образованная дополнительной обмоткой и диодом VD3. Число витков дополнительной обмотки равно ^w3. Ее часто называют восстанавливающей

На первом интервале ^0—t и ключ замкнут. Диод VD3 закрыт, и схема работает так же, как преобразователь на рис. 11.1.

При размыкании ключ на втором интервале в дополнительной обмотке индуктируется ЭДС, диод VD3 открывается, и ток замыкается в контуре, образованном восстанавливающей обмоткой, диодом VD3 и источником E.

Большая часть энергии, накопленной в сердечнике на первом интервале, возвращается источнику.

Схема на рис. 11.3 оказалась очень удобной при построении прямоходовых преобразователей, мощность которых составляет десятки и сотни ватт. Ее используют и для реализации многоканальных устройств с несколькими выходами. Один из вариантов многоканального прямоходового преобразователя показан на рис. 11.4.

Двухтактный прямоходовой преобразователь. Схема двухтактного преобразователя показана на рис. 11.5. Первичная цепь образована источником напряжения, первичной обмоткой трансформатора и двумя ключами. Каждый ключ замкнут половину периода, поэтому исключается возможность насыщения сердечника трансформатора.

Вторичная цепь преобразователя представляет двухполупериодный выпрямитель со сглаживающим фильтром. Во вторичной цепи может быть использована и мостовая схема выпрямителя.

Одно из важных преимуществ двухтактных преобразователей перед однотактными — более эффективное использование трансформатора. В двухтактной схеме на рис. 11.5 индукция в сердечнике изменяется от ^—Bmx до +^Bmx , тогда как в однотактном преобразователе приращение индукции значительно меньше ^DB = ^Bmax ^—Br. Поэтому для наведения такой же ЭДС в однотактной схеме требуется магнитопровод, имеющий значительно большее сечение. По этой и другим причинам КПД двухтактных преобразователей значительно выше, чем у однотактных. Еще одно существенное преимущество -меньшие размеры трансформатора и сглаживающего фильтра.

Схемы прямоходовых преобразователей отличаются большим разнообразием принципов построения Мы ограничились рассмотрением только наиболее распространенных устройств.

Обратноходовой преобразователь

Схема простейшего обратноходового преобразователя показана на рис. 11.6. В качестве магнитного элемента используется дроссель с двумя обмотками. Двухобмоточный дроссель выполняется либо на замкнутом магнитопроводе с небольшой магнитной проницаемостью, либо на магнитопроводе с зазором.

Первичную цепь преобразователя образуют источник Е, ключ и обмотка дросселя, число витков которой равно ^w1. Первичная обмотка дросселя используется для накопления энергии. Вторичная цепь включает вторую обмотку дросселя, диод VD, конденсатор С и сопротивление нагрузки.

Разобьем цикл преобразования на два такта.

В первом такте преобразования (интервал ⁰ — tи) ключ замкнут и происходит накопление энергии в сердечнике дросселя. Диод VD заперт, напряжение на нагрузке поддерживает конденсатор С.

Во втором такте после размыкания ключа накопленная энергия передается через обмотку ^w₂ и диод в нагрузку и конденсатор. ^—T, когда ключ разомкнут.

Одно из достоинств обратноходового преобразователя заключается в том, что нет необходимости в дополнительном сглаживающем дросселе. Однако это приводит к тому, что амплитуда пульсаций выходного напряжения велика по сравнению с прямоходовой схемой, поэтому необходим сглаживающий конденсатор большей емкости.

Ток намагничивания в конце первого интервала должен быть достаточно большим, поскольку от его величины зависит, какая энергия будет передана во вторичную цепь. При этом сердечник дросселя на должен насыщаться, т.к. в противном случае ток в ключе станет слишком большим. Поэтому в дросселе используют сердечник с воздушным зазором либо магнитопровод, выполненный из материалов, имеющих линейную характеристику намагничивания при больших значениях H. Таким свойством обладают порошковое железо, некоторые виды аморфных сплавов.

Однотактные обратноходовые преобразователи получили наибольшее распространение в случаях, когда мощность нагрузки не превышает 150 Вт. Такую мощность имеют многие бытовые приборы. Поэтому область применения таких преобразователей весьма велика.

Синхронное выпрямление

Напряжение питания современных микропроцессоров не превышает 3 В. В низковольтных источниках питания потери проводимости диодов составляют значительную долю выходной мощности. Для уменьшения потерь диоды в схемах источников заменяют МОП-транзисторами. Эффект от замены заключается в том, что сопротивление открытого канала низковольтного МОП-транзистора очень мало (менее 0.1 Ом). Соответственно, малы и потери проводимости.

Во многих схемах преобразователей без гальванической развязки, рассмотренных в ходе предыдущей лекции, в качестве ключей используются два МОП-транзистора. Необходимо, чтобы нижний транзистор открывался только после того, как полностью закроется верхний транзистор. Такое управление МОП-ключами имитирует работу диода и называется синхронным управлением.

Применение синхронного выпрямления в низковольтных источниках питания позволяет значительно увеличить КПД и удельную мощность преобразователя.

Подробно вопросы реализации импульсных преобразователей с синхронным выпрямлением рассмотрены в [7].

Корректоры коэффициента мощности

Коэффициент мощности равен отношению активной мощности к полной. При резистивной нагрузке коэффициент мощности имеет максимальное значение, равное единице. Однако многие потребители значительно снижают значения коэффициента мощности. К их числу относятся асинхронные двигатели, импульсные источники питания с емкостным фильтром на входе, лампы дневного света с индуктивным балластом и др.

Для линейных потребителей, напряжение и ток которых синусоидальны, коэффициент мощности зависит только от угла сдвига фаз между напряжением и током. В нелинейных устройствах, таких как выпрямители и импульсные преобразователи, на величину коэффициента мощности влияет форма кривых напряжения и тока. Ток, потребляемый импульсными преобразователями, имеют форму коротких импульсов большой амплитуды. Действующее значение такого тока значительно превосходит среднее значение тока в нагрузке. Следствием является уменьшение коэффициента мощности преобразователя, которое может составлять 0.5 — 0.7. Кроме того, импульсные токи порождают интенсивные электромагнитные помехи.

Требования к нормам на коэффициент мощности потребителей электрической энергии регламентируется стандартами. В европейских странах действуют стандарты, разработанные Международной электротехнической комиссией (МЭК). Они предъявляют жесткие требования к потребителям по коэффициенту мощности и гармоническому составу потребляемого тока.

Для повышения коэффициента мощности потребителей электрической энергии используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Применение ККМ позволяет обеспечить электромагнитную совместимость импульсных преобразователей с питающей сетью, улучшить режим работы сети (меньшие потери на нагрев проводов).

Пассивные корректоры коэффициента мощности выполняют на конденсаторах и коммутирующих диодах. Такие корректоры применяются при индуктивном характере нагрузки. Такой нагрузкой являются асинхронные двигатели, источники питания ламп дневного света и др.

На рис. 11.7 приведена схема пассивного корректора коэффициента мощности для питания лампы дневного света. В этой схеме параллельно лампе дневного света ЛДС с дросселем Др включена компенсирующая схема на диодах VD1, VD2, VD3 и конденсаторах ^С1, ^С2. Диоды обеспечивают коммутацию конденсаторов при изменении мгновенного значения напряжения питания. Емкости конденсаторов подбираются такими, чтобы компенсировать индуктивный характер нагрузки.

Пассивный корректор на рис. 11.7 обеспечивает коэффициент мощности, превышающий 0.9.

Основной недостаток пассивных корректоров — невозможность их использования в схемах импульсных источников питания.

В качестве активного корректора коэффициента мощности используют схему повышающего импульсного преобразователя, работающую в режиме, близком к режиму прерывистого тока. Упрощенная структурная схема такого ККМ показана на рис. 11.8. Замыкание и размыкание ключа осуществляется устройством управления (контроллером). На рис. 11.8 ДТ -датчик тока, ^b — коэффициент передачи делителя напряжения: b= RJ (R₁ + R₁).

Частота коммутации ключа во много раз выше частоты сети, поэтому можно считать, что на интервале переключения входное напряжение не меняется. В этом случае ток дросселя изменяется по линейному закону. После размыкания ключа ток дросселя линейно убывает. Когда ток становится близким к нулю, по сигналу от датчика тока ключ вновь замыкается. Таким образом, кривая тока представляет последовательность пилообразных импульсов, частота повторения которых значительно выше частоты сети (рис. 11.9).

Приращение тока за время замкнутого состояния ключа составит

Из последнего выражения следует, что огибающая амплитуд импульсов входного тока повторяет форму входного напряжения. Среднее значение тока в дросселе имеет синусоидальную форму и почти совпадает с выпрямленным напряжением. Таким образом, схема на рис. 11.8 обеспечивает высокое значение коэффициента мощности.

Выводы

1. В импульсных преобразователях, работающих от сети переменного тока, используют трансформаторы для гальванической развязки нагрузки от сети.

2. Преобразователи с гальванической развязкой можно разделить на однотактные и двухтактные. В однотактных преобразователях энергия передается на выход только в течение одного такта полного цикла преобразования. В двухтактных преобразователях используются обе части цикла преобразования

3. Если энергия передается в нагрузку при замкнутом ключе, то такой преобразователь называют прямоходовым. Если энергия передается на выход при разомкнутом ключе, то преобразователь называют обратноходовым.

4. Для уменьшения потерь диоды в схемах импульсных источников заменяют МОП-транзисторами. Эффект от замены заключается в том, что сопротивление открытого канала низковольтного МОП-транзистора очень мало, следовательно, малы и потери проводимости.

5. Для повышения коэффициента мощности потребителей электрической энергии используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Применение ККМ позволяет обеспечить электромагнитную совместимость импульсных преобразователей с питающей сетью, улучшить режим работы сети.

Микросхема MC34063 схема включения | Практическая электроника

MC34063 – универсальная микросхема для самых простых импульсных преобразователей. На ней без применения внешних переключающих транзисторов можно строить понижающие, повышающие и инвертирующие преобразователи. А это основные типы преобразователей, не имеющих гальванической развязки.

Основные технические характеристики MC34063

• Широкий диапазон значений входных напряжений: от 3 В до 40 В;
• Высокий выходной импульсный ток: до 1,5 А;
• Регулируемое выходное напряжение;
• Частота преобразователя до 100 кГц;
• Точность внутреннего источника опорного напряжения: 2%;
• Ограничение тока короткого замыкания;
• Низкое потребление в спящем режиме.

Понять как работает микросхема проще всего по структурной схеме.
Разберем по пунктам:

1. Источник опорного напряжения 1,25 В;
2. Компаратор, сравнивающий опорное напряжение и входной сигнал с входа 5;
3. Генератор импульсов сбрасывающий RS-триггер;
4. Элемент И объединяющий сигналы с компаратора и генератора;
5. RS-триггер устраняющий высокочастотные переключения выходных транзисторов;
6. Транзистор драйвера VT2, в схеме эмиттерного повторителя, для усиления тока;
7. Выходной транзистор VT1, обеспечивает ток до 1,5А.

Генератор импульсов постоянно сбрасывает RS-триггер, если напряжение на входе микросхемы 5 – низкое, то компаратор выдает сигнал на вход S сигнал устанавливающий триггер и соответственно включающий транзисторы VT2 и VT1. Чем быстрее придет сигнал на вход S тем больше времени транзистор будет находиться в открытом состоянии и тем больше энергии будет передано со входа на выход микросхемы. А если напряжение на входе 5 поднять выше 1,25 В, то триггер вообще не будет устанавливаться. И энергия не будет передаваться на выход микросхемы.

Производители этой микросхемы (например Texas Instruments) в своих datasheets пишут, что её работа основана на широтно-импульсной модуляции (PWM). Даже если и можно назвать то, что делает MC34063 ШИМом, то очень уж примитивным.

• Самый главный недостаток MC34063 – отсутствие встроенного усилителя ошибки. Поэтому пульсации выходного напряжения получаются достаточно большими. И не просто так в рекомендациях по применению предлагается на выход преобразователя устанавливать дополнительный LC-фильтр.
• Второй недостаток – не простое подключение внешнего МДП транзистора.

Мое же мнение, что если требуется низкий уровень пульсаций, либо большая мощность преобразователя, то лучше использовать другие микросхемы – с внутренним усилителем ошибки и с драйвером работающим с полевыми транзисторами.

MC34063 для нетребовательных к пульсациям и мощности применений!

MC34063 повышающий преобразователь

Например я данную микросхему использовал чтобы получить 12 В питание интерфейсного модуля от ноутбучного порта USB (5 В), таким образом интерфейсный модуль работал когда работал ноутбук ему не нужен был свой источник бесперебойного питания.
Также имеет смысл использовать микросхему для питания контакторов, которым нужно более высокое напряжение, чем другим частям схемы.
Хотя MC34063 выпускается давно, но возможность работы от 3 В, позволяет её использовать в стабилизаторах напряжения питающихся от литиевых аккумуляторов.
Рассмотрим пример повышающего преобразователя из документации. Эта схема рассчитана на входное напряжение 12 В, выходное — 28 В при токе 175мА.

• C1 – 100 мкФ 25 В;
• C2 – 1500 пФ;
• C3 – 330 мкФ 50 В;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 180 мкГн;
• R1 – 0,22 Ом;
• R2 – 180 Ом;
• R3 – 2,2 кОм;
• R4 – 47 кОм;
• VD1 – 1N5819.

В данной схеме ограничение входного тока задается резистором R1, выходное напряжение определяется соотношением резистором R4 и R3.

Понижающий преобразователь на МС34063

Понизить напряжение значительно проще – существует большое количество компенсационных стабилизаторов не требующих катушек индуктивности, требующих меньшего количества внешних элементов, но и для импульсного преобразователя находиться работа когда выходное напряжение в несколько раз меньше входного, либо просто важен КПД преобразования.
В технической документации приводиться пример схемы с входным напряжение 25 В и выходным 5 В при токе 500мА.

• C1 – 100 мкФ 50 В;
• C2 – 1500 пФ;
• C3 – 470 мкФ 10 В;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 220 мкГн;
• R1 – 0,33 Ом;
• R2 – 1,3 кОм;
• R3 – 3,9 кОм;
• VD1 – 1N5819.

Данный преобразователь можно использовать для питания USB устройств. Кстати можно повысить ток отдаваемый в нагрузку, для этого потребуется увеличить емкости конденсаторов C1 и C3, уменьшить индуктивность L1 и сопротивление R1.

МС34063 схема инвертирующего преобразователя

Третья схема используется реже двух первых, но не менее актуальна. Для точного измерения напряжений или усиления аудио сигналов часто требуется двуполярное питание, и МС34063 может помочь в получении отрицательных напряжений.
В документации приводиться схема позволяющая преобразовать напряжение 4,5 .. 6.0 В в отрицательное напряжение -12 В с током 100 мА.

• C1 – 100 мкФ 10 В;
• C2 – 1500 пФ;
• C3 – 1000 мкФ 16 В;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 88 мкГн;
• R1 – 0,24 Ом;
• R2 – 8,2 кОм;
• R3 – 953 Ом;
• VD1 – 1N5819.

Обратите внимание, что в данной схеме сумма входного и выходного напряжения не должна превышать 40 В.

Аналоги микросхемы MC34063

Если MC34063 предназначена для коммерческого применении и имеет диапазон рабочих температур 0 .. 70°C, то её полный аналог MC33063 может работать в коммерческом диапазоне -40 .. 85°C.
Несколько производителей выпускают MC34063, другие производители микросхем выпускают полные аналоги: AP34063, KS34063. Даже отечественная промышленность выпускала полный аналог К1156ЕУ5, и хотя эту микросхему купить сейчас большая проблема, но вот можно найти много схем методик расчетов именно на К1156ЕУ5, которые применимы к MC34063.

Если необходимо разработать новое устройство и какжется MC34063 подходит как нельзя лучше, то соит обратить внимание на более современные аналоги, например: NCP3063.

СОДЕРЖАНИЕ 1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ НА ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ КОНДЕНСАТОРАХ

1211ЕУ1/1А ДВУХТАKТНЫЙ KОНТРОЛЛЕР ЭПРА

ЕУ/А ОСОБЕННОСТИ w Двухтактный выход с паузой между импульсами w Вход переключения частоты w Kомпактный корпус w Минимальное количество навесных элементов w Малая потребляемая мощность w Возможность применения

 Ix - I - Irf = 0 

 Ix = Irf 

 Vo = Ix.Rf 

 Vo = RF.Ix