Понижающий преобразователь. Понижающий DC-DC преобразователь: принцип работы, схемы, применение

Abstract

Импульсные источники питания обладают более высокой эффективностью, чем традиционные линейные источники питания. Они могут повышать, понижать и инвертировать. Некоторые конструкции могут изолировать выходное напряжение от входного.

Введение

Выключатель питания был ключом к практичным импульсным регуляторам. До изобретения вертикального выключателя питания на основе оксида металла и полупроводника (VMOS) переключающие источники питания, как правило, были непрактичными.

Основной функцией индуктора является ограничение скорости нарастания тока через выключатель питания. Это действие ограничивает пиковый ток, который в противном случае был бы ограничен только сопротивлением переключателя. Ключевым преимуществом использования катушки индуктивности в импульсных стабилизаторах является то, что катушка индуктивности накапливает энергию. Эта энергия может быть выражена в джоулях как функция тока:

• E = ½ × L × I²

Линейный регулятор использует резистивное падение напряжения для регулирования напряжения, теряя мощность (падение напряжения, умноженное на силу тока) в виде тепла. Катушка индуктивности импульсного стабилизатора имеет падение напряжения и соответствующий ток, но ток на 90 градусов не совпадает по фазе с напряжением. Из-за этого энергия сохраняется и может быть восстановлена ​​в фазе разряда цикла переключения. Это приводит к гораздо более высокой эффективности и гораздо меньшему нагреву.

Что такое импульсный регулятор?

Импульсный регулятор – это схема, в которой используется переключатель питания, катушка индуктивности и диод для передачи энергии от входа к выходу.

Основные компоненты схемы переключения могут быть переставлены таким образом, чтобы образовать понижающий (понижающий) преобразователь, повышающий (повышающий) преобразователь или инвертор (обратноходовой). Эти конструкции показаны на рисунках 1, 2, 3 и 4 соответственно, где рисунки 3 и 4 такие же, за исключением полярности трансформатора и диода. Схемы обратной связи и управления могут быть аккуратно размещены вокруг этих цепей, чтобы регулировать передачу энергии и поддерживать постоянный выходной сигнал в нормальных рабочих условиях.

Рис. 1. Топология понижающего преобразователя.

Рис. 2. Простой повышающий преобразователь.

Рис. 3. Инвертирующая топология.

Рис. 4. Топология обратноходового трансформатора.

Зачем использовать импульсный регулятор?

обладают тремя основными преимуществами по сравнению с линейными регуляторами. Во-первых, эффективность переключения может быть намного выше. Во-вторых, поскольку при передаче теряется меньше энергии, требуются меньшие компоненты и меньшее управление температурой. В-третьих, энергия, накопленная катушкой индуктивности в импульсном регуляторе, может быть преобразована в выходные напряжения, которые могут быть больше, чем входное (повышение), отрицательное (инвертор), или даже может быть передана через трансформатор для обеспечения гальванической развязки по отношению к вход (рис. 4).

Учитывая преимущества импульсных стабилизаторов, может возникнуть вопрос, где можно использовать линейные регуляторы? Линейные регуляторы обеспечивают более низкий уровень шума и большую полосу пропускания; их простота иногда может предложить менее дорогое решение.

Следует признать, что у импульсных регуляторов есть недостатки. Они могут быть шумными и требуют управления энергопотреблением в виде контура управления. К счастью, решение этих проблем управления интегрировано в современные микросхемы контроллера с переключением режимов.

Фаза заряда

Базовая конфигурация форсирования показана на рис. 5. Если предположить, что ключ был разомкнут в течение длительного времени и что падение напряжения на диоде отрицательное, напряжение на конденсаторе равно входному напряжению. Когда переключатель замыкается, входное напряжение +V _IN подается на катушку индуктивности, а диод предотвращает разрядку конденсатора +V _OUT на землю. Поскольку входное напряжение является постоянным, ток через катушку индуктивности линейно возрастает со временем со скоростью, пропорциональной входному напряжению, деленному на индуктивность.

Рис. 5. Фаза зарядки: когда переключатель замыкается, ток через катушку индуктивности возрастает.

Фаза разряда

На рис. 6 показана фаза разряда. Когда ключ снова размыкается, ток катушки индуктивности продолжает течь в выпрямительный диод, заряжая выход. По мере увеличения выходного напряжения наклон тока di/dt, несмотря на индуктор, меняется на противоположный. Выходное напряжение увеличивается до тех пор, пока не будет достигнуто равновесие или:

• В _L = L × di/dt

Другими словами, чем выше напряжение дросселя, тем быстрее падает ток дросселя.

Рисунок 6. Фаза разряда: когда ключ размыкается, ток течет к нагрузке через выпрямительный диод.

В установившемся режиме работы среднее напряжение на катушке индуктивности за весь цикл переключения равно нулю. Это означает, что средний ток через индуктор также находится в установившемся режиме. Это важное правило, регулирующее все топологии переключения на основе катушки индуктивности. Сделав еще один шаг вперед, мы можем установить, что для заданного времени заряда t _ON , заданное входное напряжение и схема в равновесии, существует определенное время разряда, t _OFF , для выходного напряжения. Поскольку среднее напряжение катушки индуктивности в установившемся режиме должно быть равно нулю, мы можем рассчитать для повышающей схемы:

• В _IN × t _ВКЛ = t _ВЫКЛ × В _L

И потому что:

• В _ВЫХ = В _ВХОД + В _Л

Затем мы можем установить связь:

• В _ВЫХ = В _ВХОД × (1 + t _ВКЛ /t _ВЫКЛ )

Использование соотношения для рабочего цикла (D):

• t _ВКЛ /(t _ВКЛ + t _ВЫКЛ ) = D

Затем для контура наддува:

• В _ВЫХ = В _ВХОД /(1-D)

Аналогичные выводы можно сделать для понижающей схемы:

• В _ВЫХ = В _ВХОД × D

А для схемы инвертора (обратноходовой):

• В _ВЫХ = В _ВХОД × D/(1-D)

Методы управления

Из расчетов для повышающего, понижающего и инверторного преобразователя (обратноходового) видно, что изменение рабочего цикла управляет установившимся выходным сигналом по отношению к входному напряжению. Это ключевая концепция, регулирующая все схемы переключения на основе индуктора.

ШИМ в режиме напряжения

Наиболее распространенным методом управления, показанным на рисунке 7, является широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Этот метод берет выборку выходного напряжения и вычитает ее из опорного напряжения, чтобы установить небольшой сигнал ошибки (V _ОШИБКА ). Этот сигнал ошибки сравнивается с линейным сигналом осциллятора. Компаратор выдает цифровой выход (ШИМ), который управляет выключателем питания. Когда выходное напряжение схемы изменяется, V _ERROR также изменяется и, таким образом, вызывает изменение порога компаратора. Следовательно, ширина выходного импульса (ШИМ) также изменяется. Это изменение рабочего цикла затем перемещает выходное напряжение, чтобы уменьшить сигнал ошибки до нуля, тем самым завершая контур управления.

Рис. 7. Изменяющийся сигнал ошибки генерирует сигнал переключения с широтно-импульсной модуляцией.

На рис. 8 показана практическая схема, использующая топологию форсирования, сформированную с помощью MAX1932. Эта ИС представляет собой интегрированный контроллер со встроенным программируемым цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП). ЦАП устанавливает выходное напряжение в цифровом виде через последовательный канал. R5 и R8 образуют делитель, измеряющий выходное напряжение. Резистор R6 фактически разомкнут, когда напряжение ЦАП равно опорному напряжению (1,25 В). Это связано с тем, что на резисторе R6 нулевое напряжение и, следовательно, нулевой ток. Когда выход ЦАП равен нулю (земля), R6 фактически параллелен R8. Эти два условия соответствуют минимальному и максимальному диапазону регулировки выходного напряжения 40 В и 90В соответственно.

Рис. 8. MAX1932 представляет собой интегральную повышающую схему с управлением по напряжению.

Затем сигнал делителя вычитается из внутреннего опорного напряжения 1,25 В, а затем усиливается. Затем этот сигнал ошибки выводится на контакт 8 в качестве источника тока. Вместе с дифференциальной входной парой это образует крутизну усилителя. Такое расположение используется потому, что выходной сигнал усилителя ошибки имеет высокий импеданс (источник тока), что позволяет регулировать усиление схемы путем изменения резисторов R7 и C4. Эта компоновка также обеспечивает возможность подстройки коэффициента усиления контура для обеспечения приемлемого запаса устойчивости. Затем сигнал ошибки на выводе 8 направляется на компаратор и выводится для управления переключателем питания. R1 представляет собой токоизмерительный резистор, измеряющий выходной ток. Когда ток становится недопустимо высоким, схема ШИМ отключается, тем самым защищая схему.

Тип переключения (топология) на рисунках 7 и 8 классифицируется как контроллер режима напряжения (VMC), поскольку обратная связь регулирует выходное напряжение. Для анализа можно предположить, что если коэффициент усиления контура бесконечен, выходное сопротивление идеального источника напряжения равно нулю.

Токовый ШИМ

Другим часто используемым типом управления является управление по току (CMC). Этот метод регулирует выходной ток, и при бесконечном коэффициенте усиления контура выход представляет собой источник с высоким импедансом. В CMC токовая петля вложена в более медленную петлю напряжения, как показано на рисунке 9.; линейное изменение генерируется наклоном тока индуктора и сравнивается с сигналом ошибки. Таким образом, при просадке выходного напряжения ККМ подает больший ток в нагрузку. Преимуществом CMC является его способность управлять током индуктора. В VMC ток индуктора не измеряется. Это становится проблемой, потому что индуктор вместе с конденсатором выходного фильтра образует резонансный резервуар, который может звенеть и даже вызывать колебания. Управление режимом тока определяет ток индуктора для устранения несоответствий. Хотя это и трудно осуществить, тщательно подобранные компоненты компенсации могут эффективно компенсировать этот резонанс в VCM.

Рис. 9. Токовый режим широтно-импульсной модуляции.

Регуляторы наддува в точке нагрузки (POL)

Схема на рисунке 10 использует CMC с контроллером MAX668. Эта повышающая схема аналогична схемам на рисунках 7 и 8, за исключением того, что резистор R1 определяет ток дросселя для CMC. R1 и некоторые внутренние компараторы обеспечивают ограничение тока. R5 в сочетании с C9 фильтрует помехи переключения на чувствительном резисторе, чтобы предотвратить ложное срабатывание ограничения тока. Внутренний порог ограничения тока MAX668 фиксирован; изменение резистора R1 регулирует настройку ограничения тока. Резистор R2 задает рабочую частоту. MAX668 — это универсальная интегральная схема, которая может обеспечивать широкий диапазон преобразований постоянного тока в постоянный.

Внешние компоненты MAX668 могут быть рассчитаны на высокое напряжение, что обеспечивает большую гибкость для приложений с высокой мощностью.

Рис. 10. MAX668 для повышающей схемы с управлением по току.

Для портативных устройств с низким входным напряжением, требующих меньшего энергопотребления, рекомендуются MAX1760 и MAX8627 (выходной ток 1 А). Эти последние устройства используют внутренние полевые транзисторы и измеряют ток, используя сопротивление полевых транзисторов для измерения тока индуктора (резистор датчика не требуется).

Повышающий преобразователь nanoPower

широко используются в бытовой электронике для повышения и стабилизации проседающего напряжения литий-ионных аккумуляторов под нагрузкой. Новым и растущим потребительским рынком является Интернет вещей (IoT), «облачная» сеть беспроводных взаимосвязанных устройств, которые часто включают в себя аудио, видео, умный дом и носимые приложения. Тенденция IoT в сочетании с «зеленой» энергией (стремление сократить потери энергии и перейти к возобновляемым формам производства энергии) требует, чтобы небольшие устройства работали автономно в течение длительных периодов времени, потребляя при этом мало энергии. Синхронный повышающий преобразователь MAX17222 nanoPower отвечает всем требованиям. MAX17222 предлагает диапазон входного напряжения от 400 мВ до 5,5 В, пиковое ограничение тока дросселя 0,5 А и выходное напряжение, которое выбирается с помощью одного стандартного резистора 1%. Роман True Shutdown 9Режим 0220 ™ дает токи утечки в диапазоне наноампер, что делает это устройство поистине nanoPower!

На рис. 11 показаны основные элементы MAX17222 в отношении токов отключения и покоя.

Рис. 11. Ток отключения и покоя MAX17222.

Функция True Shutdown отключает выход от входа без прямого или обратного тока, что приводит к очень низкому току утечки. Входной ток покоя (I _QINT ) для MAX17222 составляет 0,5 нА (разрешение открытия после запуска), а выходной ток покоя (I _QOUT ) составляет 300 нА.

Понижающие регуляторы

На рис. 12 показана упрощенная версия архитектуры Maxim Quick-PWM™. Чтобы проанализировать эту понижающую схему, мы начнем с сигнала обратной связи ниже порога регулирования, определяемого эталоном. Если КЗ по прямому току отсутствуют, то сразу же включается однократный таймер t _ON , рассчитывающий время включения для ДТ. это т _{Расчет ON} основан на делении выходного напряжения на входное, что приблизительно соответствует времени включения, необходимому для поддержания фиксированной частоты переключения, определяемой константой K. По истечении времени однократного таймера t _ON включается DH. выключено, а DL включено. Затем, если напряжение все еще ниже порога регулирования, ЦТ немедленно включается снова. Это позволяет току катушки индуктивности быстро увеличиваться в соответствии с требованиями нагрузки. После достижения равновесия с нагрузкой среднее напряжение на катушке индуктивности должно быть равно нулю. Поэтому мы вычисляем:

Рисунок 12. Упрощенная блок-схема управления Quick-PWM от Maxim.

• t _ВКЛ × (V _ВХОД — V _ВЫХ ) = t _ВЫКЛ × V _ВЫХ

Перестановка:

• V _OUT /(V _IN — V _OUT ) = t _ON /t _OFF

Добавление 1 к обеим сторонам и сбор условий:

• В _ВЫХ /В _ВХОД = t _ВКЛ /(t _ВКЛ + t _ВЫКЛ )

Поскольку коэффициент заполнения равен D:

• t _ВКЛ /(t _ВКЛ + t _ВЫКЛ ) = D

Для понижающей цепи:

• D = В _ВЫХ /В _ВХОД

Запатентованный компанией Maxim метод управления Quick-PWM предлагает некоторые преимущества по сравнению с PWM. Управление Quick-PWM генерирует новый цикл, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования. Следовательно, тяжелые переходные процессы заставляют выходной сигнал падать, немедленно запуская новый цикл. Это действие приводит к отклику на скачок нагрузки 100 нс. Также важно отметить, что в отличие от понижающей схемы на рис. 1, на рис. 12 вместо диода в разрядном пути используется полевой МОП-транзистор (Q2). Такая конструкция снижает потери, связанные с падением напряжения на диоде; сопротивление канала MOSFET во включенном состоянии удваивается как измерение тока. Поскольку для стимуляции переключения схемы требуются пульсации выходного напряжения, для поддержания стабильности требуется конденсатор выходного фильтра с некоторым ESR. Архитектура Quick-PWM также может быстро реагировать на изменения линейного входа, напрямую передавая сигнал входного напряжения на вычислитель времени включения. Другие методы должны ждать, пока выходное напряжение просядет или поднимется, прежде чем предпринимать какие-либо действия, а это часто бывает слишком поздно.

Понижающий контроллер питания памяти DDR

Практическое применение Quick-PWM показано на рис. 13. MAX8632 — это встроенный блок питания памяти DDR. Наряду с понижающей схемой Quick-PWM (VDDQ) MAX8632 интегрирует высокоскоростной линейный регулятор (VTT) для управления переходными процессами шины, характерными для систем памяти DDR. Линейный регулятор имеет определенные преимущества перед переключателями: линейные стабилизаторы не имеют дросселя для ограничения скорости нарастания тока, поэтому очень высокая скорость нарастания тока может обслуживать переходные процессы нагрузки. Более медленные схемы потребуют больших конденсаторов для обеспечения тока нагрузки, пока источник питания не сможет увеличивать ток для обслуживания нагрузки.

Более детальное изображение (PDF, 76kB)

Рис. 13. MAX8632 использует архитектуру Maxim Quick-PWM и линейный стабилизатор для обеспечения полной системы питания DDR. Устройство может использоваться в качестве основного графического процессора или стандартного источника питания основной логики.

Эффективность

Одним из самых больших факторов потерь мощности для коммутаторов является выпрямительный диод. Рассеиваемая мощность — это просто прямое падение напряжения, умноженное на проходящий через него ток. Обратное восстановление кремниевых диодов также может привести к потерям. Эти потери мощности снижают общую эффективность и требуют управления температурным режимом в виде радиатора или вентилятора.

Чтобы свести к минимуму эти потери, импульсные стабилизаторы могут использовать диоды Шоттки, которые имеют относительно низкое падение напряжения в прямом направлении и хорошее обратное восстановление. Однако для максимальной эффективности вы можете использовать переключатель MOSFET вместо диода. Эта конструкция известна как «синхронный выпрямитель» (см. рис. 12, 13 и 14). Выключатель синхронного выпрямителя разомкнут, когда главный выключатель замкнут, и наоборот. Для предотвращения перекрестной проводимости (одновременно включены верхний и нижний выключатели) схема переключения должна быть «размыкание перед замыканием». Из-за этого диод по-прежнему требуется проводить в течение интервала между размыканием главного выключателя и замыканием выключателя синхронного выпрямителя (мертвое время). Когда полевой МОП-транзистор используется в качестве синхронного переключателя, ток обычно течет в обратном направлении (от истока к стоку), и это позволяет встроенному в корпус диоду проводить ток в течение мертвого времени. Когда переключатель синхронного выпрямителя замыкается, ток протекает через канал MOSFET. Из-за очень низкого сопротивления канала для мощных полевых МОП-транзисторов стандартное прямое падение напряжения на выпрямительном диоде может быть уменьшено до нескольких милливольт. Синхронное выпрямление может обеспечить КПД значительно выше 90%.

Рис. 14. Синхронное выпрямление для понижающей схемы. Обратите внимание на встроенный в корпус MOSFET диод.

Режим пропуска повышает эффективность легкой нагрузки

Во многих современных контроллерах переключения есть функция пропуска. Режим пропуска позволяет регулятору пропускать циклы, когда они не нужны, что значительно повышает эффективность при малых нагрузках. Для стандартной понижающей схемы (рис. 1) с выпрямительным диодом отсутствие запуска нового цикла просто позволяет току или энергии катушки индуктивности разрядиться до нуля. В этот момент диод блокирует любое обратное протекание тока индуктора, и напряжение на индукторе падает до нуля. Это называется «прерывистым режимом» и показано на рис. 15. В режиме пропуска новый цикл инициируется, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования. В режиме пропуска и прерывистой работе частота коммутации пропорциональна току нагрузки. Ситуация с синхронным выпрямителем, к сожалению, несколько сложнее. Это связано с тем, что ток катушки индуктивности может измениться на противоположный в переключателе MOSFET, если затвор остается открытым. В MAX8632 встроен компаратор, который определяет, когда ток через катушку индуктивности меняется на противоположный, и размыкает ключ, позволяя внутреннему диоду полевого МОП-транзистора блокировать обратный ток.

Рис. 15. В прерывистом режиме дроссель полностью разряжается, после чего напряжение на дросселе остается равным нулю.

На рис. 16 показано, что режим пропуска обеспечивает повышенную эффективность при малой нагрузке, но за счет шума, поскольку частота коммутации не является фиксированной. Метод управления с принудительной ШИМ поддерживает постоянную частоту переключения и изменяет соотношение циклов зарядки и разрядки по мере изменения рабочих параметров. Поскольку частота коммутации фиксирована, спектр шума относительно узок, что позволяет простым методам фильтрации нижних частот или узкополосным режекторным фильтрам значительно снизить размах напряжения пульсаций. Поскольку шум может быть помещен в менее чувствительную полосу частот, ШИМ популярен в телекоммуникациях и других приложениях, где шумовые помехи вызывают беспокойство.

Рис. 16. Эффективность с режимом пропуска и без него.

Понижающий преобразователь высокой мощности

MOSFET теперь интегрированы с контроллерами для формирования однокристальных решений, таких как схема MAX1945, показанная на рис. 17. Эта микросхема имеет металлическую пластину на нижней стороне, которая отводит тепло от кристалла, поэтому 28-контактный корпус TSSOP может рассеивать 1 Вт, что позволяет схеме подавать на нагрузку более 10 Вт. Благодаря частоте переключения 1 МГц размер выходной катушки индуктивности и конденсаторов фильтра можно уменьшить, что еще больше сэкономит ценное пространство и количество компонентов. По мере того, как технологии переключателей питания MOSFET продолжают совершенствоваться, производительность переключаемых режимов будет улучшаться, что приведет к дальнейшему снижению стоимости, размера и проблем управления температурой.

Рис. 17. MAX1945 — это внутреннее коммутационное устройство на 6 А с уменьшенным количеством деталей и компактными размерами для экономии места на плате.

Понижающий преобразователь POL малой мощности

Высокоэффективные понижающие (понижающие) преобразователи MAX1836/MAX1837 обеспечивают заданное выходное напряжение 3,3 В или 5 В при напряжении питания до 24 В. С помощью внешних резисторов обратной связи выходное напряжение можно регулировать от 1,25 В до VIN. Внутренний коммутирующий MOSFET с ограничением по току обеспечивает ток нагрузки до 125 мА (MAX1836) или 250 мА (MAX1837). Уникальная схема управления с ограничением по току, работающая с рабочими циклами до 100 %, сводит к минимуму падение напряжения (120 мВ при 100 мА). Кроме того, эта схема управления снижает ток питания при малых нагрузках до 12 мкА. Высокие частоты переключения позволяют использовать миниатюрные катушки индуктивности для поверхностного монтажа и выходные конденсаторы. Понижающие преобразователи MAX1836/MAX1837 с внутренним переключающим МОП-транзистором доступны в 6-выводных корпусах SOT23 и TDFN размером 3 мм x 3 мм, что делает их идеальными для недорогих, маломощных и ограниченных по размеру приложений.

Понижающий преобразователь nanoPower

MAX3864xA/B — семейство понижающих (понижающих) DC-DC преобразователей со сверхнизким током потребления 330 нА, работающих от входного напряжения от 1,8 В до 5,5 В и поддерживающих токи нагрузки до 175 мА, 350 мА, 700 мА с максимальной эффективностью. до 96%. В режиме отключения ток отключения составляет всего 5 нА. Устройства обеспечивают сверхнизкий ток покоя, малый общий размер решения и высокую эффективность во всем диапазоне нагрузок. MAX3864xA/B идеально подходят для аккумуляторных приложений, где требуется длительное время автономной работы. Семейство MAX3864xA/B использует уникальную схему управления, которая обеспечивает сверхнизкий ток покоя и высокую эффективность в широком диапазоне выходных токов. Устройства MAX3864xA/B предлагаются в компактном корпусе 1,42 x 0,89 мм.мм 6-контактный пакет уровня пластины (WLP) (2×3 выступа, шаг 0,4 мм), а также 2 мм x 2 мм, 6-контактный корпус µDFN.

Резюме

Хотя методы переключения более сложны в реализации, схемы переключения почти полностью заменили линейные источники питания в широком диапазоне портативных и стационарных конструкций. Это связано с тем, что коммутационные схемы обеспечивают более высокую эффективность, меньшие по размеру компоненты и меньше проблем с управлением температурным режимом.

Основы, работа, дизайн и применение

Содержание

• 1 Введение
• 2 Принцип работы понижающего преобразователя
  • 2.1 Режим I: переключатель S1 включен, а диод FD выключен
• 3 Приложения

Понижающий преобразователь представляет собой преобразователь постоянного тока, предназначенный для выполнения пошагового преобразования приложенного постоянного тока. В понижающем преобразователе подаваемый фиксированный вход постоянного тока уменьшается до определенного выходного постоянного напряжения, т. е. выходное напряжение понижающего преобразователя всегда меньше входного напряжения. Итак, понижающий преобразователь еще называют понижающим преобразователем или повышающим прерывателем.

Эффективное преобразование энергии в объемном преобразователе продлевает срок службы батареи и снижает выделение тепла. Таким образом, он в основном предпочтителен для производства небольших гаджетов. Его можно использовать во многих крутых приложениях. Он широко используется в SMPS (импульсный источник питания), где требуемое выходное постоянное напряжение меньше, чем входное постоянное напряжение.

Существуют различные полупроводниковые устройства, такие как силовые MOSFET, силовые BJT, IGBT и GTO, которые используются в качестве переключателей в схемах понижающего преобразователя. Тиристоры обычно не используются для преобразователей постоянного тока, потому что при использовании тиристора требуется другая внешняя цепь связи. В то время как силовой МОП-транзистор или БТИЗ можно отключить, поддерживая нулевой потенциал между затвором и выводом истока силового МОП-транзистора или затвором и выводом коллектора БТИЗ.

Работа понижающего преобразователя основана на принципе накопления энергии в катушке индуктивности. Падение напряжения на катушке индуктивности пропорционально изменению электрического тока, протекающего через устройство. Переключающий транзистор используется между входом и выходом для непрерывного включения и выключения на высокой частоте. Для поддержания непрерывного выхода схема использует энергию, хранящуюся в катушке индуктивности.

Принципиальная схема типичного понижающего преобразователя показана на рисунке ниже.

В этой схеме входное напряжение подключено к управляемому полупроводниковому устройству, которое работает как переключатель. На принципиальной схеме изображен тот переключатель, который является силовым MOSFET. В схеме используется еще один переключатель, который представляет собой обратный диод (FD). Переключатель и диод FD подключены к низкочастотному LC-фильтру, чтобы уменьшить пульсации тока и напряжения, которые помогают генерировать регулируемый выход постоянного тока.

Здесь нагрузка чисто резистивная. Входное напряжение и ток через нагрузку постоянны. А нагрузку можно рассматривать как источник тока.

Управляемый переключатель включается и выключается с помощью ШИМ (широтно-импульсной модуляции). ШИМ может быть временным или частотным. Модуляция на основе времени в основном используется для понижающих преобразователей, потому что она проста в создании и использовании. В этом типе ШИМ-модуляции частота остается постоянной. В то время как частотная модуляция имеет широкий диапазон частот для достижения желаемого управления переключателем и имеет сложную конструкцию LC-фильтра нижних частот.

Есть два режима работы понижающего преобразователя. Это:

1. Режим I: переключатель 2 включен, а диод FD выключен
2. Режим II: переключатель 2 выключен, а диод FD включен

В этом режиме работы переключатель S1 находится в замкнутом состоянии, т. Таким образом, переключатель S1 пропускает через себя ток. Принципиальная схема для этого режима показана на рисунке выше.

Когда постоянное напряжение постоянного тока приложено к входной клемме схемы, ток в цепи протекает через замкнутый ключ S1, тогда как диод FD находится в состоянии обратного смещения. Из-за этого тока в цепи катушка индуктивности «L» накапливает энергию в виде магнитного поля. Конденсатор подключен, как показано на принципиальной схеме. Ток также протекает через конденсатор, и, следовательно, конденсатор накапливает заряд. Напряжение на конденсаторе появляется на нагрузке и равно выходному напряжению Vo.

Допустим, переключатель  S1 включен на время Ton и выключен на время Toff.

Тогда общий период времени T представляет собой комбинацию времени Ton и Toff.

$$
\text { т.е. } \mathrm{T}=T_{o n}+T_{o f f}
$$

Тогда частота переключения определяется как:

$$
f_{\text {переключение} }=\frac{1}{T}
$$

А рабочий цикл определяется как:

$$
\mathrm{D}=\frac{T_{o n}}{T}
$$

Применив КВЛ в приведенной выше схеме, получим:

$$
V_s=V_L+V_{\text {out}}
$$

$$
V_L=V_s-V_{\text {out}}
$$

Также имеем:
$$
V_L \equiv \underline{\underline{L}} \frac{d I_L}{d t}
$$

$$
V_L=\mathrm{L} \frac{d I_L}{d t}=V_s-V_ {\text {out}}
$$

$$
\frac{d I_L}{d t}=\frac{V_S-V_{\text {out}}}{L}
$$

Начиная с переключателя S1 находится в закрытом состоянии некоторое время:

$$
T_{o n}=\mathrm{DT} \text {, поэтому } \Delta \mathrm{t}=\mathrm{DT}
$$

Тогда

Это уравнение дает изменение тока в цепи, когда переключатель S1 замкнут. то есть в режиме I.

состояние ВКЛ. Таким образом, переключающий диод FD позволяет протекать через него току, тогда как переключатель S1 блокирует протекание через него тока. Принципиальная схема для этого режима показана на рисунке выше.

Мы знаем, что индуктор в цепи хранит энергию в виде магнитного поля. Когда S1 разомкнут, катушка индуктивности действует как источник. Следовательно, диод FD закрывается. В этом режиме работы индуктор высвобождает энергию, накопленную в предыдущем режиме, когда переключатель S1 был замкнут. Во время высвобождения энергии, накопленной в катушке индуктивности, полярность катушки индуктивности меняется на противоположную, что приводит к тому, что обратный диод (FD) переходит в состояние прямого смещения. Таким образом, он позволяет протекать току в цепи через диод FD. Путь протекания тока показан на рисунке выше.

Течение тока в цепи будет продолжаться до тех пор, пока энергия, накопленная в катушке индуктивности, не будет полностью разрушена. Когда катушка индуктивности полностью разряжается, обратный диод (FD) переходит в состояние обратного смещения, и, следовательно, диод FD будет открыт. Мгновенно переключатель S1 замкнется. Таким образом, цикл будет продолжаться.

Теперь, применяя КВЛ в приведенной выше схеме, где мы сохранили исходное соглашение для анализа схемы, получаем:

$$
V_L+V_{\text {out }}=0
$$

$$
V_L=-V_{\text {out}}
$$

Также имеем:
$$
V_L=\mathrm{L} \frac{d i_L}{d t}
$ $

$$
V_L=\mathrm{L} \frac{d i_L}{d t}=-V_{o u t}
$$

Из вышеизложенного известно, что:

$$
\mathrm{T }=T_{o n}+T_{o f f}
$$

$$
\mathrm{T}=\mathrm{DT}+T_{o f f}
$$

$$
\mathrm{T}-\ mathrm{DT}=T_{o f f}
$$

$$
(1-\mathrm{D}) \mathrm{T}=T_{o f f}
$$

$$
T_{o f f}=(1-\mathrm{D}) \mathrm{T}
$$

$$
T_{o f f}=\Delta \mathrm{t}=(1 -\mathrm{D}) \mathrm{T}
$$

Теперь из приведенного выше уравнения:

$$
V_L=\mathrm{L} \frac{d i_L}{d t}=-V_{o u t}
$$

$$
\mathrm{L} \frac{\Delta i_L}{(1-D) T}=-V _{\text {out}}
$$

$$
\Delta i_L= -\frac{V_{\text {out}}}{L}(1-\mathrm{D}) \mathrm{T}
$$

Это уравнение дает скорость изменения тока через катушку индуктивности при переключении S1 находится в выключенном состоянии, то есть в режиме II.
Поскольку чистое изменение тока через индуктор за один полный цикл равно нулю, т. е. сумма скорости изменения тока в режиме I и режиме II становится равной нулю.

$$
\text { т.е.} \Delta i_L(\text {Mode I})+\Delta i_L(\text {Mode} \mathrm{II})=0
$$

$$
\left[ \left(\frac{V_s-V_{\text {out}}}{L}\right) D T\right]+\left[-\frac{V_{\text {out}}}{L}(1- \mathrm{D}) \mathrm{T}\right]=0
$$

Упрощая, получаем:
$$
\frac{V_{\text {out }}}{V_s}=\mathrm{D}
$$

Мы знаем, что значение рабочего цикла D изменяется от 0 до 1. Для этого диапазона D выход напряжение ниже входного. Таким образом, понижающий преобразователь понижает входное напряжение.

Форма сигнала понижающего преобразователя показана на рисунке ниже:

Понижающий преобразователь в основном используется для преобразования высокого постоянного напряжения в низкое постоянное напряжение.