Преобразователь напряжения на двух транзисторах. Двухтактный преобразователь напряжения на транзисторах: принцип работы, схемы, применение — Производство и поставка электростанций, Бензиновые и дизельные генераторы от 1 до 100 кВт. Мини ТЭЦ на базе двигателя Стирлинга.

Как работает двухтактный преобразователь напряжения на транзисторах. Какие схемы преобразователей наиболее эффективны. Где применяются такие преобразователи. Каковы преимущества и недостатки двухтактных преобразователей.

Содержание

Принцип работы двухтактного преобразователя напряжения

Двухтактный преобразователь напряжения представляет собой электронное устройство, позволяющее преобразовывать постоянное напряжение одного уровня в переменное или постоянное напряжение другого уровня. Основными элементами такого преобразователя являются:

Задающий генератор
Силовые ключи на транзисторах
Трансформатор
Выпрямитель и сглаживающий фильтр (для получения постоянного напряжения)

Принцип работы двухтактного преобразователя заключается в следующем:

Задающий генератор формирует прямоугольные импульсы определенной частоты (обычно 50-400 Гц).
Эти импульсы поочередно открывают силовые транзисторы.
Через первичную обмотку трансформатора протекает ток в противоположных направлениях.

Во вторичной обмотке индуцируется переменное напряжение повышенной или пониженной амплитуды.
При необходимости это напряжение выпрямляется и сглаживается.

Такая схема позволяет эффективно преобразовывать напряжение с высоким КПД.

Основные схемы двухтактных преобразователей

Существует несколько базовых схем двухтактных преобразователей напряжения на транзисторах:

1. Преобразователь на биполярных транзисторах

Это классическая схема, использующая пару биполярных транзисторов в качестве силовых ключей. Преимущества — простота, надежность. Недостатки — относительно низкий КПД из-за потерь в транзисторах.

2. Преобразователь на полевых транзисторах

Использование МОП-транзисторов позволяет снизить потери и повысить КПД. Такие схемы более эффективны, но требуют дополнительных цепей управления затворами.

3. Мостовая схема

В этой топологии используются 4 транзистора, образующих мостовую схему. Позволяет получить более высокую выходную мощность.

4. Резонансный преобразователь

Использует резонансный контур для формирования синусоидального тока через транзисторы. Обеспечивает мягкую коммутацию и минимальные потери на переключение.

Применение двухтактных преобразователей напряжения

Двухтактные преобразователи напряжения на транзисторах широко применяются в различных областях:

Источники бесперебойного питания (ИБП)
Инверторы для солнечных батарей
Системы электропитания транспортных средств
Зарядные устройства
Импульсные блоки питания
Сварочные инверторы
Преобразователи для питания электродвигателей

Их использование позволяет создавать компактные и эффективные устройства преобразования электроэнергии.

Преимущества двухтактных преобразователей

Двухтактные преобразователи напряжения на транзисторах обладают рядом важных достоинств:

Высокий КПД (до 90-95%)
Компактные размеры и малый вес
Возможность получения больших выходных мощностей
Хорошая стабилизация выходного напряжения
Возможность работы в широком диапазоне входных напряжений
Низкий уровень пульсаций выходного напряжения

Эти преимущества обусловили широкое распространение двухтактных преобразователей в современной силовой электронике.

Недостатки и ограничения двухтактных преобразователей

При проектировании и применении двухтактных преобразователей напряжения следует учитывать некоторые их недостатки:

Более сложная схемотехника по сравнению с однотактными преобразователями
Необходимость точного согласования параметров силовых транзисторов
Возможность возникновения сквозных токов при переключении
Генерация высокочастотных помех
Сложность получения высоких выходных напряжений (более 1000 В)

Однако в большинстве применений преимущества двухтактных преобразователей перевешивают их недостатки.

Расчет и проектирование преобразователей напряжения

При разработке двухтактного преобразователя напряжения необходимо выполнить следующие основные этапы расчета:

Выбор рабочей частоты преобразования
Расчет параметров трансформатора
Выбор типа и параметров силовых транзисторов
Расчет цепей управления транзисторами
Проектирование выходного выпрямителя и фильтра
Расчет тепловых режимов компонентов

При этом важно учитывать специфику конкретного применения преобразователя — требуемую мощность, входные и выходные напряжения, условия эксплуатации и т.д.

Современные тенденции в развитии преобразователей напряжения

Основные направления совершенствования двухтактных преобразователей напряжения на транзисторах:

Применение новых типов силовых полупроводников (SiC, GaN)

Повышение рабочих частот до сотен кГц
Использование цифровых систем управления
Оптимизация топологий для снижения потерь
Интеграция силовой и управляющей части на одном кристалле
Применение новых магнитных материалов в трансформаторах

Эти инновации позволяют создавать все более эффективные и компактные преобразователи напряжения для различных применений.

Заключение

Двухтактные преобразователи напряжения на транзисторах являются эффективным решением для задач преобразования электроэнергии. Их применение позволяет создавать компактные и высокоэффективные устройства. При правильном проектировании такие преобразователи обеспечивают высокий КПД, хорошую стабилизацию выходного напряжения и надежную работу в широком диапазоне условий эксплуатации.

Дальнейшее развитие элементной базы и схемотехники позволит еще больше улучшить характеристики двухтактных преобразователей и расширить области их применения.

Преобразователь напряжения на транзисторах

Двухтактный преобразователь напряжения на полевых транзисторах. Более удачная схема двухтактного преобразователя с полевыми транзисторами, выполненная с использованием специализированного ШИМ-контроллера ЕУ4, приведена на рис. При указанных на схеме номиналах частота преобразования около 20 кГц. В нормальном состоянии транзисторы VT1 и VT2 закрыты и открываются импульсами, поступающими с выхода микросхемы. Цепь CI, R2 обеспечивает плавный выход на рабочий режим. Делители напряжения на резисторах R7, R9 и R8, R10 ограничивают выходной ток микросхемы, а также величину напряжения на затворах ключей.

Поиск данных по Вашему запросу:

Преобразователь напряжения на транзисторах

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

Преобразователь напряжения на полевых транзисторах, 12В — 220В/50Гц

Простой преобразователь напряжения 1,5 – 9 вольт

Радиотехника

Простые автогенераторные преобразователи напряжения на транзисторах

Простой преобразователь напряжения 1,5 – 9 вольт

Простые преобразователи напряжения на полевых и биполярных транзисторах.

Преобразователи напряжения c 12 В на 220 В: обзор схем и вариантов реализации

Простой самодельный инвертор напряжения 12-220В на двух транзисторах

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: 700 вольт из Севшей батарейки Повышающий простой преобразователь

Преобразователь напряжения на полевых транзисторах, 12В — 220В/50Гц

Устройство радиоуправления. Задача 1. В разных радиотехнических журналах встречается немало схем преобразователей с 12 В постоянного напряжения в В переменного или любое другое значение.

Генераторы как правило выполняются на микросхемах малой степени интеграции. Для согласования работы биполярных транзисторов с такими микросхемами необходимо конструировать дополнительные каскады на транзисторах малой и средней мощности. Выходные же транзисторы, нужно ставить на довольно большие радиаторы, поскольку они пропускают через себя достаточно большие токи.

С появлением мощных полевых транзисторов появилась возможность значительно упростить такие схемы преобразователей, достигая при этом достаточно больших мощностей преобразующих напряжение устройств. Схема преобразователя напряжения на полевых транзисторах.

Микросхема КРЕУ1 имеет прямой и инверсный выход. Это выводы 4 и 6 соответственно. Уровень сигнала на этих выходах достаточен для непосредственного управления выходными транзисторами: транзисторы открываются импульсами высокого уровня.

Это сделано для того, чтобы исключить появление сквозного тока при открытии обоих ключей сразу. Чтобы получить частоту f в герцах , надо подставить:. Это свойство можно использовать для дистанционного управления или для защиты. В данной схеме эта функция не используется, поэтому вывод 1 просто соединен с общим проводом.

Трансформатор можно применить любой готовый, у которого есть две выходные обмотки на 12В. Мощность трансформатора зависит от нагрузки и должна быть в 2,5 раза выше: предположим, что мощность нагрузки 30Вт. Я использовал трансформатор ТС от старого черно-белого телевизора см.

Мощность трансформатора Вт. Преобразователь напряжения на трансформаторе ТС Правда, трансформатор пришлось перемотать. Первичку оставил, поскольку она рассчитана на В в преобразователе она служит вторичкой.

А первичку точнее две первички для преобразователя намотал самостоятельно предварительно сняв все ненужные обмотки. Мотал медным проводом в диаметре 2,5 мм. На 12 В в трансформаторе ТС необходимо намотать 38 витков. Можно намотать чуть меньше, тогда выходное напряжение будет чуть выше. Это необходимо учесть, поскольку при включении нагрузки выходное напряжение падает. Такая переделка позволяет с легкостью подключать нагрузку даже свыше Вт. Ну и полевики, конечно поставил на радиатор см.

При включении лампочки Вт радиаторы чуть теплые, а трансформатор — холодный. В качестве стабилитрона VD1 подойдет любой с напряжением стабилизации 8…10В. Электролитические конденсаторы импортные. Если нет конденсаторов на мкф, С4, С5 их можно заменить конденсаторами емкостью мкф, включив их параллельно.

Конденсатор С6 служит для подавления на выходе высокочастотных импульсов. Он может быть типа К или подобный ему импортный. При монтаже не следует забывать о том, что уже при мощности в Вт ток, потребляемый от аккумулятора по цепи 12В, может достигать 40А, поэтому провода для присоединения к аккумулятору должны быть достаточного сечения и минимально возможной длины.

Нагрузку к устройству можно подключать любую, как активную лампа накаливания, паяльник, и др. Главное чтобы соответствовало напряжению и мощности преобразователя. Перейти полю для комментария. Мощность подобных устройств зависит от многих параметров конструкции.

Главное это трансформатор и полевые транзисторы. Для увеличения мощности ставь трансформатор побольше в статье описано как его подбирать и полевики на радиаторы хорошие а еще лучше, по два транзистора в плече. Я к этому инвертору подключал электронасос мощностью 40Вт. Трансформатор у меня был гораздо меньше, и шума от него практически не было.

Поскольку электродвигатель работал нормально, то на выходе синусоида, или что-то очень близкое к ней. Для включения телевизора нужна синусоида и обеспечить достаточной мощностью. Здесь на выходе квадратики с паузой — модифицированный синус. Мотор конечно проглотит такую форму но будет греться и не очень хорошо себя чувствовать… А современным телевизорам с импульсными блоками питания глубоко по барабану какая там форма сигнала и синус им не к чему!

Както так…. В котле на дровах стоит два електродвигателя по ват,сколько нужно в каждом плече транзисторов IRL и какой мощности трансформатор? Только на 50 гц потребление около 4А холостого хода. Игрался с конденсаторами ставил и на входе трансформатора разные, и на выходе ничего не помогло. Что это может быть? Какой сигнал должен поступать на вход трансформатора?

Транзисторы должны открываются с задержкой или переключение происходит почти сразу? Для отправки комментария вам необходимо авторизоваться. Копирование материалов сайта возможно только с указанием ссылки на первоисточник — сайт meandr. Обратная связь. Устройство радиоуправления Задача 1. Рассмотрим схему простого и достаточно надежного инвертора на полевых транзисторах. Выходными ключами могут быть полевые транзисторы IRL Сопротивление открытого канала таких полевых транзисторов составляет 0, Ом.

Это позволяет при недостаточно больших мощностях устройств отказаться от громоздких теплоотводящих радиаторов. Цепь R2 — C2 используется в качестве пусковой. Преобразователь напряжения на микросхеме КРЕУ1. Neo1 к Добавить комментарий Отменить ответ Для отправки комментария вам необходимо авторизоваться.

Translation Русский English. Полезный совет Хранить жидкий и полужидкий флюс спирто-канифольный, «паяльную кислоту» и др. С помощью такой масленки можно легко и быстро нанести требуемое количество флюса на место пайки. При этом флюс расходуется значительно экономнее, уменьшается испарение его растворителя, пайка получается более чистой и аккуратной. Факт Прохоров А. Впервые экспериментально установил когерентность СВЧ-излучения электронов в ускорителе типа синхротрон.

В — годах открыл новый принцип усиления и генерации электромагнитных колебаний, основанный на использовании вынужденного излучения атомов и молекул. В году, разрабатывая квантовые стандарты частоты, совместно с Н. Басовым сформулировал основные принципы квантового усиления и генерации, а в м реализовал их при создании первого квантового генератора мазера на аммиаке, чем было положено начало новой области науки и техники — квантовой электронике.

Предложенный Прохоровым и Басовым метод получения инверсной населенности в трехуровневой схеме под воздействием внешнего источника излучения в настоящее время используется в большинстве твердотельных лазеров.

Простой преобразователь напряжения 1,5 – 9 вольт

Принципиальные схемы простых преобразователей напряжения на основе автогенераторов, построены с использованием транзисторов. В генераторах с самовозбуждением автогенераторах для возбуждения электрических колебаний обычно используется положительная обратная связь. Существуют также автогенераторы на активных элементах с отрицательным динамическим сопротивлением, однако в качестве преобразователей они практически не используются. Наиболее простая схема однокаскадного преобразователя напряжения на основе автогенератора показана на рис. Этот вид генераторов получил название блокинг-генераторов. Фазовый сдвиг для обеспечения условия возникновения колебаний в нем обеспечивается определенным включением обмоток.

На рис. представлена принципиальная схема простого преобразователя напряжения, применяемого для питания газоразрядных индикаторов в.

Радиотехника

Данный инвертор был разработан всего месяц назад и с того дня получил широкую популярность. Схема относительно проста, не содержит микросхем и сложных схематических решений — простой задающий генератор настроенный на 57Гц и силовые ключи. Еще один промышленный инвертор купленный специально для тестов и обзоров. Если сравнить, то размеры инвертора будут не больше двух пачку сигарет. Выходное напряжение составляет Вольт допуск 5 Вольт, номинал входного напряжения Вольт, по крайней мере так заявляет сам производитель. Недавно коллеги с сайта попросили нарисовать схему мощного автомобильного инвертора на ватт и вот сегодня решил выложить принцип строения мощных автомобильных инверторов. Для более наглядной демонстрации возможностей таких схематик, решил нарисовать силовую часть мощного инвертора на 4-х трансформаторах.

Простые автогенераторные преобразователи напряжения на транзисторах

Дневники Файлы Справка Социальные группы Все разделы прочитаны. Преобразователь напряжения на транзисторах. Прошу подсказать со схемкой преобразователя напряжения на транзисторах. Я к сожалению забыл её, но помню что в задающем генераторе ставил П, а на выходе П или ГТ Сделан он был, если не путаю, на двух кольцах как электроудочке но возможно и 3 кольца, ниже опишу задачу.

Этот преобразователь, как оказалось работает практически с любыми элементами. Его собрали из кучки хлама в течении, буквально минут.

Простой преобразователь напряжения 1,5 – 9 вольт

Русский: English:. Бесплатный архив статей статей в Архиве. Справочник бесплатно. Параметры радиодеталей бесплатно. Даташиты бесплатно. Прошивки бесплатно.

Простые преобразователи напряжения на полевых и биполярных транзисторах.

Преобразователи напряжения с 12 В на В интересны всем, кто много ездит и проводит немало времени в машине. Приходится запитывать и заряжать ноутбук, коммуникатор, беспроводные наушники, сотовый телефон, порой нужен даже автомобильный холодильник лучше, конечно, на 12 вольт, такие продаются. Такой преобразователь можно подключать к прикуривателю либо к аккумулятору. Подключать стоит к аккумулятору напрямую, поскольку в прикуривателе тоненькие провода, а при зарядке потребляется много тока. Для ноутбуков стоит иметь DC-DC инвертор, нет смысла преобразовывать 12 В в В, включать в инвертор блок питания ноутбука, который опять В преобразует в 19 В питание ноутбука примерно такое. Но это вводная, перейдем к практике. В схеме три функциональные узла: задающий мультивибратор вырабатывает импульсы 50 Гц, инвертор на выходе , двухтактный транзисторный ключевой усилитель мощности, повышающий трансформатор.

Преобразователи напряжения c 12 В на 220 В: обзор схем и вариантов реализации

Преобразователь напряжения на транзисторах

Схема радиолюбительской конструкции очень простого преобразователя постоянного напряжения 1,5 вольта в 9 вольт. Устал покупать поэтому решил собрать преобразователь напряжения, дабы запитать устройство от одного пальчикового аккумулятора. Схему нашел в инэте рис.

Простой самодельный инвертор напряжения 12-220В на двух транзисторах

ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Мощный преобразователь напряжения 12-220В для лампы на таймере 555 и полевом транзисторе.

Портал QRZ. RU существует только за счет рекламы, поэтому мы были бы Вам благодарны если Вы внесете сайт в список исключений. Мы стараемся размещать только релевантную рекламу, которая будет интересна не только рекламодателям, но и нашим читателям. Отключив Adblock, вы поможете не только нам, но и себе. В генераторах с самовозбуждением автогенераторах для возбуждения электрических колебаний обычно используется положительная обратная связь.

В первой части статьи были рассмотрены электрические принципиальные схемы преобразователей напряжения, построенных на биполярных транзисторах.

Добавить в избранное. Таймер выключатель Вт Магнитная рамочная антенна Цифровой индикатор уровня Схема чувствительного инерционного датчика Карманный стереоприемник Схема усилителя высокой частоты — трансивера Мощные кварцевые генераторы для мостовых измерителей Генератор высоковольтных импульсов. Ру — Все права защищены. Публикации схем являются собственностью автора. Схема простого преобразователя напряжения 12ВВ. Категория: Источники питания , Стабилизаторы Иногда возникает необходимость подключить бытовой прибор который питается от сети В, в тех местах где отсутствует электричество например, отдых, рыбалка, дача , но есть 12 В автомобильный аккумулятор. Подключить приборы В можно используя простой преобразователь напряжения 12 вольт в вольт 50 Гц.

В настоящее время интернет пестрит всевозможными схемами инверторов Вольт, которые построены на микросхемах серии TL и полевых транзисторах и нет ни одной схемы максимально простой, на отечественной элементной базе. Я решил заполнить этот пробел. Предлагаю для повторения очень простую и надежную схему инвертора преобразователя напряжения из 12В в Вольт , для энергосберегающей лампы. Схема до безобразия проста и вместе с тем очень надежна, запускается без каких либо проблем сразу, содержит всего два транзистора и три детальки в обвязке — проще не бывает.

DC/DC-преобразователи для управления в IGBT-приложениях

Поскольку альтернативная энергетика сегодня находится в центре внимания, то вопрос повышения ее эффективности становится все более критическим. В последние годы одним из главных решений, позволяющих резко увеличить эффективность (КПД) преобразователей, было существенное усовершенствование характеристик мощных силовых транзисторов типа IGBT (Insulated-gate bipolar transistor, биполярный транзистор с изолированным затвором). Транзисторы этого типа могут быстро переключать высокие напряжения (до 1000 В и более) с чрезвычайно низкими коммутационными потерями, то есть потерями на переключение. Это позволяет проектировать на их основе эффективные инверторы и повышающие импульсные преобразователи.

На рис. 1 приведены две типичные функции IGBT-транзисторов, которые эти приборы выполняют в схеме мощного силового преобразователя напряжения. Напряжение постоянного тока от солнечной батареи, как известно, не является стабильным и не приведено к некоторому максимальному уровню. Для устранения этого недостатка используется повышающий преобразователь, который поддерживает некий максимальный уровень напряжения на оптимальном уровне, а именно на уровне отслеживания точки максимальной мощности (Maximum power point tracking, MPPT). Это позволяет обеспечить максимально возможную мощность на выходе солнечной батареи и тем самым улучшить ее характеристики.

Рис. 1. Преобразователь напряжения для солнечной панели

Однако в большинстве случаев напряжение постоянного тока не может быть использовано непосредственно. Чтобы возможна была его дальнейшая передача, необходимо преобразовать его в форму напряжения переменного тока. Для этого применяются две пары транзисторов типа IGBT, включенные противофазно в виде моста. Эти транзисторы управляются сигналом с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ, в англоязычной литературе — pulse-width modulation, PWM), таким образом создается промодулированный выходной сигнал, показанный на рис. 1. После фильтрации сигнала с ШИМ низкочастотным LC-фильтром выделенное переменное напряжение синусоидальной формы уже может быть включено в общую схему раздачи питания.

Транзисторы типа IGBT служат не только для сбора и преобразования энергии от внешних источников, но и для управления нагрузками. Известно, что управление электродвигателями занимает приоритетное положение в мировой электротехнической индустрии, а частотно-регулируемые электроприводы часто являются наиболее экономичным вариантом управления их скоростью вращения. В типичном приложении (рис. 2) IGBT-транзисторы используются для того, чтобы иметь возможность регулировать частоту переменного напряжения в частотно-регулируемом электроприводе для трехфазного электродвигателя переменного тока, тем самым можно управлять скоростью вращения его ротора.

Рис. 2. Упрощенная схема драйвера на основе IGBT-транзисторов

Трехфазный шестиимпульсный драйвер с питанием от источника переменного напряжения состоит из мостового выпрямителя, шины напряжения постоянного тока и, собственно, инвертора. Шесть IGBT-транзисторов в инверторе обеспечивают регулируемое по частоте импульсное напряжение, которое подается непосредственно на трехфазный электродвигатель.

Чтобы это решение было достаточно эффективным, транзисторы типа IGBT нуждаются в должном управлении для их коммутации. С тех пор как допустимая рабочая частота переключения для этих транзисторов повысилась до 300 кГц, обычная схема их управления стала неэффективной и технически непригодной. К счастью, были разработаны специальные управляющие драйверы, которые обеспечивают быстрое переключение транзисторов типа IGBT с минимальными потерями. Так, если драйвер на транзисторе подключен к плавающей по напряжению высоковольтной силовой цепи, то он должен быть изолирован от низковольтных цепей управления. Это достигается применением гальванической опторазвязки (оптрона), которая обеспечит разделение по цепи обратной связи. Таким образом, источник питания силового драйвера получается гальванически развязанным от DC/DC-преобразователя. Однако, чтобы удовлетворить все специфические требования по управлению IGBT-транзисторами, необходимо иметь два отдельных источника напряжения.

Чтобы минимизировать коммутационные потери транзисторов типа IGBT, необходимо, чтобы их включение выполнялось максимально быстро. При этом скорость нарастания выходного напряжения будет зависеть от скорости заряда собственной емкости затвора транзистора. Фактически было установлено, что для надежного включения IGBT-транзистора достаточно иметь напряжение +15 В. Но, с другой стороны, если транзистор типа IGBT включать слишком быстро, то произойдет токовое перерегулирование, которое вызовет паразитный токовый выброс. Это приведет не только к генерации электромагнитных помех, но и к повреждению самого транзистора и, соответственно, к выходу из строя подключенной к нему схемы. Чтобы сгладить этот выброс, необходимо увеличить время включения транзистора путем увеличения сопротивления в цепи затвора (рис. 3). Однако, если время включения увеличено, то это сразу же приведет к росту коммутационных потерь — это и есть одна часть дилеммы.

Рис. 3. Цепь управления IGBT-транзистором

Режим выключения IGBT-транзистора еще более усложняет решение проблемы. Скорость выключения определяется собственной емкостью затвора транзистора. Чем быстрее емкость затвора будет разряжена, тем быстрее транзистор будет выключен. Чтобы ускорить разряд собственной емкости затвора с целью уменьшения потерь на переключение, к нему прикладывается отрицательное напряжение. Логически рассуждая, можно считать приемлемым напряжение выключения –15 В. Таким образом, можно было бы использовать один DC/DC-преобразователь напряжения постоянного тока, который обеспечит выходное напряжение ±15 В. То есть один такой преобразователь будет использоваться для генерации как положительных, так и отрицательных импульсов.

Однако если транзистор будет выключен слишком быстро, то опять-таки из-за проблем перерегулирования будет иметь место паразитный токовый выброс. Предполагают, что такие выбросы уменьшают ожидаемый срок службы транзисторов типа IGBT. Поэтому необходимо уменьшить скорость выключения транзистора, и сделать это легче всего, уменьшая величину отрицательного напряжения на затворе. Фактически считается приемлемым иметь управляющее напряжение для выключения равным –9 В. Как полагают, это является хорошим компромиссным решением. Хотя время переключения немного увеличится, что приведет к некоторому росту коммутационных помех, паразитные выбросы становятся более управляемыми.

Итак, имеется уже полная дилемма: или использовать преобразователь с выходными напряжениями ±15 или ±9 В и соглашаться на компромисс — увеличение коммутационных потерь, или иметь паразитные выбросы напряжения. Еще, как вариант, можно использовать два отдельных DC/DC-преобразователя на 15 В и на –9 В, чтобы выполнить описанную выше оптимизацию, но это неизбежно увеличит стоимость компонентов и конечные затраты по проекту.

Однако есть третий путь — это использование асимметричного DC/DC-преобразователя с двумя оптимальными выходными напряжениями, который был бы специально разработан и предназначен для IGBT-приложений. Именно такой преобразователь типа R05P21509D и именно по этой причине был выведен на рынок компанией RECOM.

Асимметричное выходное напряжение этих DC/DC-преобразователей имеет идеальные уровни, которые оптимизируют характеристики переключения транзисторов типа IGBT. Но необходимо рассмотреть и учесть еще один важный момент для правильного выбора преобразователя. Мало того, что эти преобразователи необходимы для формирования оптимальных напряжений для включения и выключения, они также должны обеспечить и гальваническую развязку, которая предохраняет цепь управления от воздействия высоких напряжений силовой цепи. Без такой адекватной изоляции все устройство просто выйдет из строя. Но что такое адекватная изоляция?

Прочность изоляции, характеризующаяся напряжением пробоя, обычно приводится в спецификациях на DC/DC-преобразователи. Инженерная практика говорит о том, что достаточным и приемлемым является напряжение пробоя, как минимум в два раза превышающее рабочее напряжение высоковольтной шины. Как отмечалось в начале статьи, IGBT-приложения могут иметь напряжение на высоковольтной шине постоянного тока 1000 В и более. Таким образом, можно было бы считать, что прочность изоляции в 2000 В для шины, например, в 1000 В была бы более чем достаточной. Однако важно помнить, что во время коммутации транзисторов типа IGBT имеются выбросы (рис. 4).

Рис. 4. Характеристики переключения транзистора типа IGBT:
а) включение;
б) выключение

Кроме того, есть еще и паразитные емкости, разряд которых определен характеристиками переключения транзисторов. Таким образом, фактические уровни напряжения при переключении реально могут быть намного выше. Главное препятствие для их определения — это сложность в проведении измерения этих выбросов в реальном изделии. Собственная индуктивность средств измерения фактически ставит это под угрозу, делая определение паразитных выбросов практически невозможным. Начиная с некоторых уровней напряжений, определение необходимой прочности изоляции уже не поддается точному прогнозированию. Поэтому наилучший выход — это иметь прочность изоляции максимально возможной, насколько это приемлемо. Например, типичное значение прочности изоляции для DC/DC-преобразователя, работающего на высоковольтную шину напряжения постоянного тока напряжением в 1000 В, должно иметь показатели на уровне 6000 В. Это необходимо, чтобы обеспечить надежную изоляцию и, как результат, продлить срок службы конечного изделия в целом.

В то время как прочность изоляции является, без сомнения, важным и критическим параметром, сам тип исполнения такой изоляции, определенный конструкцией трансформатора, одинаково важен и критичен. Обычно основная изоляция в DC/DC-преобразователях обеспечивается исключительно изоляционным покрытием проводов трансформатора. Однако возможные трещины этого изоляционного покрытия могут привести к пробою и последующему катастрофическому отказу конечного изделия. Наилучшим является вариант использования дополнительной основной изоляции, физически отделяющей первичную (входную) и вторичную (выходную) обмотки. В этом случае, даже если и имело место нарушение изоляции проводов, то электрическая прочность изоляции будет обеспечена зазором между первичной и вторичной обмотками. С тех пор как IGBT-приборы начали применять на очень высоких частотах, проблема обеспечения изоляции стала еще важнее. Поэтому рекомендуется, чтобы основная изоляция использовалась обязательно: это продлит срок службы системы в целом.

Когда DC/DC-преобразователь выбран правильно, схема драйвера электродвигателя на базе транзисторов типа IGBT значительно упрощается. Дополнительно к этому увеличивается и жизненный цикл изделия, так как выбирается оптимальный режим включения/выключения транзистора. Это демпфирует силовые шины постоянного напряжения, что препятствует появлению паразитных выбросов. Кроме того, как указывалось выше, критическими являются как тип изоляции, так и ее электрическая прочность. Это также увеличивает надежность и срок службы конечного изделия.

Компания RECOM недавно освоила и вывела на рынок семейство преобразователей для IGBT-применений, которые выполняют все изложенные требования для IGBT-приложений.

Преобразователь для электробритвы 12 В / 220 В / 16 Вт на транзисторах КТ837 | РадиоДом

Купить мужские и женские унты с бесплатной доставкой по России

Преобразователь для электробритвы 12 В / 220 В / 16 Вт на транзисторах КТ837

Преобразователь предназначен для питания от бортовой сети автомобиля электробритв с коллекторным двигателем («Харьков-5», « Агидель » и т. п.), рассчитанных на номинальное рабочее напряжение 220 В постоянного тока и потребляющих мощность до 16 Вт. Преобразователь пригоден также для питания автомобильного стробоскопа, не содержащего встроенного преобразователя напряжения.

Потребляемый преобразователем ток без нагрузки не превышает 0,4 А, под нагрузкой током 60 мА — 1,4 А. Коэффициент полезного действия — не хуже 0,75.

Преобразователь выполнен по двухтактной трансформаторной схеме на транзисторах VT1, VT2 и отличается от других подобных устройств тем, что эмиттерные переходы транзисторов включены последовательно, то есть для питания базовых цепей обоих транзисторов использована одна обмотка трансформатора Т1 (обмотка III). Диоды VD2, VD3 обеспечивают прохождение управляющего тока, минуя эмиттерный переход закрытого в тот или иной полу-период транзистора. Падение напряжения на открытом диоде вполне достаточно для надежного закрывания транзистора. Одновременно диоды служат для защиты эмиттерного перехода транзисторов от пробоя. Резистор R1 ограничивает базовый ток. Резистор R2 и конденсатор С2 составляют цепь запуска преобразователя при его включении. Частота генерации преобразователя на холостом ходу — около 850 Гц, а под нагрузкой — примерно 650 Гц.

Снимаемые со вторичной обмотки IV трансформатора импульсы выпрямляет мост, собранный на диодах VD4 — VD7, и фильтрует конденсатор С3. В моменты переключения транзисторов возникают кратковременные импульсы напряжения с большой амплитудой, приводящие к повышению выходного напряжения преобразователя в режиме холостого хода. Нагрузочный резистор R3 служит для уменьшения выходного напряжения на холостом ходе и разряжает конденсатор С3 при отключении питания преобразователя.
Примененные в преобразователе кремниевые транзисторы КТ837 рассеивают относительно небольшую мощность и обеспечивают его эффективную работу. Однако из-за больших значений их статического коэффициента и предельной частоты преобразователь склонен к переходу на паразитную генерацию с повышенной частотой (несколько десятков килогерц). Это явление особенно сильно проявлялось при работе со стробоскопическим фонарем из-за резко меняющегося тока нагрузки. Проведенные исследования показали, что наиболее эффективным способом обеспечения устойчивости работы преобразователя является включение дросселя L1 последовательно в цепь питания базовых цепей транзисторов.

Диод VD1 служит для защиты устройства при неправильной полярности подключения его входных зажимов к бортовой сети автомобиля. Если для включения преобразователя использован специальный переходник, включаемый в гнездо прикуривателя, подключение в ошибочной полярности становится невозможным и этот диод можно исключить. Трансформатор ТІ собран на магнитопроводе Ш8х16 с пластинами толщиной 0,08…0,15 мм из стали Э310, Э320 или Э330. Можно применить магнитопровод несколько большего типоразмера. Обмотки I и II содержат по 45 витков провода ПЭВ-1 0,47…0,51 мм, III — 15 витков провода ПЭВ-1 0,2…0,35 мм… IV — 900 витков провода ПЭВ-1 0,17…0,25 мм. Первой наматывают обмотку IV, затем I и II, последней — обмотку III. Все обмотки укладывают виток к витку с изоляцией между слоями. Обмотки I и II наматывают в два провода одновременно; идентичность параметров этих обмоток необходима для уменьшения выбросов вторичного напряжения. Если преобразователь предназначают и для работы со стробоскопическим фонарем, изоляцию между первичными и вторичной обмотками следует выбрать более надежной — ее рассчитывают на напряжение не менее 2 кВ.

В устройстве могут быть использованы любые транзисторы серии КТ837 с напряжением насыщения между коллектором и эмиттером не более 0,9 В, например, с индексами Г—К, П—Ф. Возможно применение и германиевых транзисторов серий П214, П215, П216 и т. п. В этом случае дроссель L1 можно исключить. Нужно, однако, отметить, что с германиевыми транзисторами преобразователь будет обладать худшими параметрами. Диод VD2, VD3 — любые из серий КД105, КД208, КД209. Диоды VD4 — VD7 (или готовый выпрямительный блок) должны быть рассчитаны на обратное напряжение не менее 800 В. Конденсатор С1 -— К50-6; С2 — любой, например, КЛС, КМ; С3 — К50-12. Дроссель L1 — серийный, ДМ-0,2 или самодельный. Транзисторы устанавливают на прямоугольные теплоотводы размерами 35x25X8 мм, изготовленные из меди или дюралюминия. Диод VD1 также следует снабдить таким же теплоотводом размерами 20х30х6 мм.
Преобразователь смонтирован на печатной плате из фольгированного стеклотекстолита толщиной 2 мм.

Чертеж платы и расположение деталей на ней показаны на вкладке. Для крепления трансформатора в плате прорезано прямоугольное отверстие. Плата установлена в прямоугольную пластмассовую коробку с крышкой. Гнездовая колодка XS1 укреплена на коробке, а выключатель питания Q1 — на плате.
Для налаживания преобразователь подключают к источнику постоянного напряжения 13 В, при этом должен быть слышен характерный свист, свидетельствующий о работе генератора. При отсутствии генерации необходимо поменять местами выводы обмотки III. Критерием нормального режима работы преобразователя может служить потребляемый на холостом ходе ток; если он больше 0,3…0,4 А, необходимо несколько уменьшить число витков обмотки III. Напряжение на выходе преобразователя без нагрузки должно быть не более 380 В, а при подключении электробритвы — не менее 200 В. Он должен надежно запускаться при напряжении питания 10 В и более.
При эксплуатации устройства необходимо сначала включить его в бортовую сеть автомобиля, а затем уже включить нагрузку.

Иначе возможно вхождение преобразователя в режим паразитной генерации. Это им опасности не представляет: потребляемый ток не превышает 0,4 А. При отключении нагрузки устройство переходит в режим нормальной генерации.

Работая с повышающими преобразователями соблюдайте правила безопасности, так как работа ведётся с опасным для организма напряжением. Выходную обмотку в процессе наладки желательно изолировать во избежание случайного контакта.

Анализ и разработка двухтранзисторного прямого преобразователя с последовательностью входов для приложений с несколькими выходами и высоким входным напряжением

title={Анализ и разработка двухтранзисторного прямоходового преобразователя с последовательностью входов для приложений с высоким входным напряжением и несколькими выходами}, автор = {Тао Мэн и Хунци Бэнь, И Линь Сун и Чунянь Ли}, Journal={Транзакции IEEE по промышленной электронике}, год = {2018}, объем = {65}, страницы = {270-279} }
- Tao Meng, H. Ben, Chunyan Li
- Published 2018
- Engineering
- IEEE Transactions on Industrial Electronics
предназначен для приложений с высоким входным напряжением и несколькими выходами. В этом преобразователе все переключатели работают синхронно, а разделение входного напряжения (IVS) каждого серийного модуля достигается автоматически за счет соединения первичных обмоток общего прямоинтегрального трансформатора. Активные процессы АС анализируются на основе модели прямоинтегрального трансформатора. Через…
Взгляд на IEEE
doi.org
Исследование архитектуры обмотки встроенного трансформатора в обратноходовом вспомогательном источнике питания с учетом паразитных емкостей анализируются интегральные трансформаторы, на основании которых в данной статье исследуются схемы обмоток интегральных трансформаторов.
Метод строительных блоков для преобразователей постоянного тока с последовательным входом
Предлагаемый метод строительных блоков позволяет комбинировать стандартизированные функциональные модули вместе, как строительные блоки, что значительно упрощает сложность преобразователя и сокращает цикл разработки системы без ущерба для высокой производительности динамического отклика и отличного эффекта совместного использования.
Обратноходовой преобразователь с последовательным вводом и пассивным демпфером на основе связанных индукторов для приложений с высоким входным напряжением и несколькими выходами
где вход-последовательный преобразователь основан на интеграции трансформатора, а пассивный…
Преобразователи тока с несколькими выходами, соединенными последовательно, с высоким коэффициентом понижения и простым управлением . Предлагаемая схема передает мощность через ток…
Обзор методов распределения напряжения/тока для последовательно-параллельно соединенных модульных систем преобразования энергии
Всесторонний обзор доступных методов распределения напряжения/тока для последовательно-параллельных систем, которые включают В этой статье представлены структуры вход-серия, выход-параллель, вход-параллель, выход-серия и вход-серия, выход-серия.
Модель с четырьмя конденсаторами для анализа емкостей между первичными обмотками в преобразователях с последовательной интеграцией входных трансформаторов
Преобразователи с последовательной интеграцией трансформаторов (ISTI) подходят для приложений с высоким входным напряжением и несколькими выходами. В этих преобразователях емкости между первичными обмотками являются уникальными…
Полномостовая DC/DC-преобразовательная система косвенного последовательного ввода-вывода с параллельным выходом на основе стратегии управления с асимметричной широтно-импульсной модуляцией
Когда короткое замыкание происходит в шине постоянного тока с высоким входным напряжением, предлагаемая система I2SOP может эффективно отключиться от шины постоянного тока и избежать разрядки конденсаторов входного фильтра составных модулей по сравнению с традиционной системой ISOP, облегчая обработку неисправностей и защищая конденсаторы входного фильтра.
Квази-Z-источник DC-DC преобразователь с двумя выходами с общим заземлением
Преобразователь объединяет квази-Z-источник и понижающий преобразователь DC-DC для получения двойного выходного порта в единой структуре и имеет общее заземление для три порта, небольшое количество компонентов и высокая надежность благодаря использованию импедансной сети.
Преобразователи постоянного тока с несколькими выходами и уменьшенным количеством активных и пассивных компонентов
Метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ) с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) используется для преобразователей с двумя выходами, которые имеют только один катушки и одного активного переключателя, а также топологии преобразователя с тремя выходами, где третий выход управляется фазовой задержкой (PD).
Преобразователь с гибкой топологией, используемый в фотогальваническом микроинверторе для более высокой взвешенной эффективности
Интеграция двух режимов работы в один PFDDC может эффективно повысить взвешенную эффективность микроинвертора PV, чтобы легко удовлетворить обязательные требования эффективности в Европе и США. .
ПОКАЗАНЫ 1-10 ИЗ 27 ССЫЛОК
СОРТИРОВАТЬ ПОРелевантности Наиболее влиятельные документыНедавность
Схема вспомогательного обратноходового источника питания с последовательным входом, основанная на интеграции трансформатора для приложений с высоким входным напряжением и исследован, который подходит для маломощных приложений с высоким входным напряжением и несколькими выходами.
В этом блоке питания общая…
Исследования по распределению напряжения для фазосдвигающих мостовых преобразователей с общим коэффициентом заполнения
Стремясь удовлетворить требования приложений с высоким входным-высоким выходным напряжением, в статье было предложено новое решение на основе преобразователя, соединенного последовательно-выход-последовательно (ISOS). ISOS…
Анализ и реализация чередующегося последовательного входа, параллельного вывода, активного преобразователя прямого зажима
- Shin-Ju Chen, Sung-Pei Yang, Meng-Fu Cho
- Engineering
- 2013
- 2002
В этом документе представлен переключатель нулевого напряжения и нулевого тока (ZVZCS), двойной двухтранзисторный прямой преобразователь (DTTFC) для приложений с высоким входным напряжением и большой мощностью. Два одинаковых двухтранзисторных…
Инверторная система с последовательным входом и параллельным выходом для приложений с высоким входным напряжением
Инверторная система с последовательным входом и параллельным выходом (ISOP) очень подходит для приложений с высоким входным напряжением и большим выходным током. Совместное использование входного напряжения (IVS) и выходного тока…
Инверторная система с последовательным и параллельным выходом для приложений с высоким входным напряжением
В этом документе представлена конфигурация и стратегия управления для последовательного и выходного инверторная система с параллельным (ISOP) соединением, состоящая из последовательного соединения нескольких инверторов на…
Модульный полномостовой ШИМ-преобразователь постоянного тока в постоянный с емкостным выходным фильтром и общим коэффициентом заполнения
В этом документе предлагается модульный изолированный преобразователь постоянного тока на основе последовательного входа и последовательного выхода. (ISOS) объединение полномостового ШИМ (FB-PWM) DC-DC преобразователя с емкостным фильтром. Основные…
Патент США на плавный переход на всех переключающих элементах двухтранзисторный прямой преобразователь Патент (Патент № 9,899,929 выдан 20.02.2018)
СВЯЗАННАЯ ЗАЯВКА/ПРЕТЕНЗИЯ ПРИОРИТЕТА
Эта заявка связана с предварительной заявкой США Сер. № 61/821,902, поданной 10 мая 2013 г., эта предварительная заявка включена в настоящий документ посредством ссылки.
ВВЕДЕНИЕ
Топология прямого подключения с двумя транзисторами является наиболее популярной топологией для автономных приложений. Приложения включают адаптеры переменного тока в постоянный для настольных компьютеров, серверов и многих других приложений среднего уровня мощности. Топология с двумя транзисторами в прямом направлении представлена на фиг. 1. Два первичных переключающих элемента, M 1 и M 2 и два выпрямителя сброса D 1 и D 2 составляют его. Во вторичной обмотке два выпрямительных элемента SR 1 и SR 2 . Во время проведения первичных выключателей, M 1 и M 2 , мощность передается на вторичные через SR 1 и Lo. В течение этого периода времени происходит прямая передача энергии вторичной обмотке. Входное напряжение Vin приложено к первичной обмотке. Если полярность трансформатора такая, как показано на фиг. 1 положительное напряжение отражается в источнике СР 1 поперек вторичной обмотки. SR 1 начнет проводить ток, и когда ток через SR 1 достигнет уровня выходного тока, который в это время протекал через SR 2 и Lo, SR 2 отключится и ток через Lo продолжать поступать через SR 1 .
Этот период проводимости называется прямой передачей энергии от входного источника Vin к выходной нагрузке Ro. За это же время в трансформаторе будет нарастать ток намагничивания. Через некоторое время, именуемый Тон для M 1 и М 2 основные выключатели выключены. В это время ток намагничивания, накопленный за время Тон для М 1 и М 2 , вызывает проводимость D 1 и D 2 , запуская сброс трансформатора Tr. Для надлежащего сброса трансформатора произведение напряжения*времени, приложенного к трансформатору в течение тонн M 1 и M 2 , должно быть равно произведению напряжение*время во время проведения D 1 и D 2 называются временем сброса трансформатора. Напряжение, приложенное к трансформатору во время Ton M 1 и M 2 , равно напряжению, приложенному к трансформатору во время проведения D 1 и D 2 , что является временем сброса. В результате время Тона для M 1 и M 2 равно Reset Time. В течение времени сброса во вторичной обмотке ток протекает через SR 2 и Lo к нагрузке. В заключение, в тонское время М 1 и M 2 энергия передается на выход через SR 1 и Lo, при этом часть энергии сохраняется в Lo, а оставшаяся часть передается в нагрузку. В то же время в токе намагничивания накапливается энергия, которая затем передается входному напряжению Vin в течение времени покоя. После времени сброса есть еще один временной интервал, который мы назовем мертвым временем, который следует за временем сброса, в течение которого в нагрузку не передается никакого значительного количества энергии. Введен параметр рабочего цикла, который представляет собой соотношение между временем тонны M 1 и М 2 и период частоты повторения. Поскольку время сброса и время переключения должны быть равны для полного сброса трансформатора, максимальный рабочий цикл в этой топологии составляет 50%.
Топология прямого направления с двумя транзисторами представлена на рис. 1. В конце времени покоя на переключающих элементах есть напряжение, которое в сумме равно Vin, Vin/2 на каждом переключателе. Уравнения, описывающие поведение эквивалентной схемы, представленной на фиг. 2, и именуемый в данной заявке резонансным контуром с начальными условиями, представлены на фиг. 2 а, б, в, г и д.
В случае прямой топологии с двумя транзисторами в конце времени сброса ток намагничивания равен нулю, а напряжение на комбинированных переключающих элементах в два раза превышает входное напряжение (см. рис. 3, рис. 3 a и ФИГ.3 b ). Напряжение на комбинированных переключающих элементах описывается формулой, представленной на фиг. 3 и . Поведение тока намагничивания описывается формулой 3 ф . ФИГ. 3 c , 3 d напряжение и ток на комбинированных переключающих элементах, которые математически описываются уравнением на фиг. 3 ф . Напряжение спадает от начальной амплитуды 2Vin до Vin при квазирезонансном переходе. На фиг. 3 d изображен ток намагничивания, который увеличивается от нуля до пика Vin/Zc. Характеристический импеданс Zc показан на фиг. 2 и . В заключение, в конце времени сброса происходит плавный переход, при котором напряжение на комбинированных переключателях переходит с 2Vin на Vin, а ток намагничивания увеличивается до Vin/Zc от нулевого уровня. Когда напряжение на объединенных переключающих элементах достигло Vin, напряжение на вторичной обмотке достигло нуля. Резонансный переход будет продолжаться, но при изменении полярности напряжения во вторичной обмотке SR 1 начнет проводить сначала через корпусной диод с последующим активным включением в затворе SR 1 . Ток намагничивания начнет течь во вторичную обмотку через SR 1 и SR 2 .
Этот режим работы характеризует прямую топологию с двумя транзисторами, и мы относим его к известному уровню техники. В предшествующей топологии с двумя транзисторами в прямом направлении после периода простоя M 1 и M 2 включаются, в то время как напряжение на них равно Vin/2. Этот режим работы называется жестким включением. При опережающем переключении Включите энергию, запасенную в паразитных емкостях переключающих элементов, М 1 и M 2 и рассеивается паразитная емкость трансформатора. Вдобавок к этому возникают большие всплески тока из-за принудительного разряда паразитной емкости, что создает шум в системе. В предшествующем уровне техники, когда переключатели М 1 и М 2 включаются и к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение, и оно отражается через вторичную обмотку, SR 2 находится в проводящем состоянии. В результате через SR 9 возникает всплеск тока.0135 2 ограничивается индуктивностью рассеяния, явлением, также известным в данной области как перекрестная проводимость. Перекрестная проводимость является очень диссипативным явлением, которое отрицательно влияет на эффективность преобразователя. Во многих приложениях, где эффективность силового преобразователя является основным приоритетом, индуктивность рассеяния трансформатора сведена к минимуму, и в результате пиковый ток через SR 2 достигает более высокого уровня, снижая эффективность. Чтобы свести к минимуму это в предшествующем уровне техники, время SR 2 очень важно. SR 2 выключается до включения M 1 и M 2 . Тем не менее, даже после того, как SR 2 выключен, внутренний диод SR 2 дополнительно проводит проводимость под воздействием Lo. Потери на перекрестную проводимость заменяются потерями обратного восстановления, связанными с внутренним диодом. За счет характеристики обратного восстановления внутреннего диода SR 2 потери могут быть значительными, хотя и меньшими, чем потери на перекрестную проводимость.
СУЩНОСТЬ НАСТОЯЩЕГО ИЗОБРЕТЕНИЯ
Настоящее изобретение включает способ прямого преобразователя и особенно полезно с двухтранзисторным прямым преобразователем.
В соответствии с этим изобретением мы можем устранить недостатки, представленные при анализе предшествующего уровня техники. Управляя синхронизацией управляющего сигнала для SR 1 и SR 2 , мы можем создать условия переключения при нулевом напряжении для M 1 и M 2 устранение потерь, связанных с разрядкой паразитных емкостей М 1 , М 2 и трансформатора. В то же время мы можем устранить не только перекрестную проводимость между M 1 , M 2 и SR 2 , но также устранить потери обратного восстановления, связанные с корпусным диодом SR 2. . Способ, используемый в данном изобретении, предлагает плавный переход на первичных переключателях, а также на вторичных переключателях в применении с очень низкой индуктивностью рассеяния. В большинстве приложений для обеспечения плавного переключения первичных переключателей трансформатор должен иметь большую индуктивность рассеяния, а в некоторых случаях в первичную или вторичную обмотку трансформатора помещают дополнительные индуктивные элементы.
В одной из своих особенностей способ изобретения может улучшить любую операцию прямой топологии для достижения эффективных резонансных переходов за счет активного замыкания намагничивающей индуктивности и устранения короткого замыкания в другой момент времени, что обеспечивает более низкие потери переключения независимо от частоты. В другом аспекте изобретения ток от выходного индуктора может стать отрицательным до выключения синхронного выпрямителя свободного хода, толкая ток обратно в первичную обмотку, чтобы создать плавный переход через переключающие элементы перед их включением. В другом аспекте изобретения источник тока используется для подачи отрицательного тока через синхронный выпрямитель свободного хода перед его выключением с целью передачи тока в первичную обмотку для разряда паразитных емкостей первичных переключателей перед их включением. .
Принципы настоящего изобретения отражены в нескольких вариантах осуществления.
В одном варианте осуществления настоящее изобретение обеспечивает способ управления резонансным переходом для прямоходового преобразователя (например, двухтранзисторного прямоходового преобразователя), имеющего трансформатор, первичные переключающие элементы в первичном и синхронном выпрямителях и выходной дроссель (катушку индуктивности) во вторичном . Изобретение обеспечивает закорачивание вторичной обмотки трансформатора при естественном кольце трансформатора для сохранения энергии намагничивания, запасенной в трансформаторе, в то время как ток намагничивания превышает ток дросселя до включения первичной обмотки, так что первичные выключатели включаются при 0 или близком к 0 напряжении. В предпочтительном варианте регулировка частоты и продолжительности включения первичных переключателей может быть отрегулирована таким образом, чтобы вышеуказанные условия, описанные в настоящем документе, удовлетворялись для ряда условий линии и нагрузки. При использовании топологий преобразователя (например, двухтранзисторных прямых топологий) диапазон условий линии и нагрузки может быть статическим или динамически изменяющимся, что будет признано специалистами в данной области техники.
В другом варианте осуществления настоящее изобретение также обеспечивает способ управления резонансным переходом для прямоходового преобразователя (например, двухтранзисторного прямоходового преобразователя), который имеет две силовые цепи, каждая из которых имеет выпрямитель свободного хода. Способ изобретения включает чередование двух силовых агрегатов, так что каждый силовой агрегат в прямом режиме обеспечивает ток для другого силового агрегата, так что его синхронный выпрямитель свободного хода имеет отрицательный ток для создания отрицательного тока через синхронные выпрямители свободного хода преобразователя. для минимизации потерь при включении.
В еще одном варианте осуществления изобретение обеспечивает способ управления резонансным переходом для прямого преобразователя (например, двухтранзисторного прямого преобразователя), который включает использование источника тока для подачи тока в синхронный выпрямитель во вторичной обмотке преобразователя с целью создания отрицательного тока во вторичной обмотке до выключения этого синхронного выпрямителя.
Эти и другие особенности настоящего изобретения станут более очевидными из следующего подробного описания и прилагаемых чертежей.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
РИС. 1 показана топология с двумя транзисторами в прямом направлении;
РИС. 2 показана эквивалентная схема для прямой топологии с двумя транзисторами, а уравнения, которые описывают поведение этой эквивалентной схемы и называются в этой заявке резонансной схемой с начальными условиями, представлены на фиг. 2 а, б, в, г и д;
РИС. 3 и 3 a — f показывают двухтранзисторную прямую топологию в конце времени сброса, где ток намагничивания равен нулю, а напряжение на комбинированных переключающих элементах в два раза превышает входное напряжение (см. фиг. 3, фиг. 3 и и РИС. 3 b ), где напряжение на комбинированных переключающих элементах описывается формулой, представленной на фиг. 3 e поведение тока намагничивания описывается формулой 3 f , а на фиг. 3 c , 3 d показывают напряжение и ток на комбинированных переключающих элементах, которые математически описываются уравнением на фиг. 3 ф;
РИС. 4-11 показывают режим работы настоящего изобретения;
РИС. 12 показан другой вариант осуществления с чередованием двух силовых цепей двухтранзисторных прямоходовых преобразователей в соответствии с принципами настоящего изобретения;
РИС. 13 показаны основные формы сигналов для двухтранзисторного прямого преобразователя по фиг. 12, в соответствии с принципами настоящего изобретения;
РИС. 14 показано, каким образом первичные переключатели варианта осуществления по фиг. 12 отключаются и цикл сброса начинается через D 1 A и D 2 А, когда Vin подается на первичный трансформатор Tr 1 в противоположной полярности, в соответствии с принципами настоящего изобретения;
РИС. 15-17 показывают схему на фиг. 12, в интервалы времени t 2 -t 3 , t 3 -t 4 и t 4 -t 5 соответственно;
РИС. 18 показан еще один вариант осуществления;
РИС. 19 показаны формы сигналов для схемы на фиг. 18; и
РИС. 20-23 показывают схему на фиг. 18, в промежутке времени 9соответственно.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Как описано выше, настоящее изобретение предлагает способ создания прямого преобразователя (например, двухтранзисторного прямого преобразователя) с более низкими потерями при переключении. Его принципы описаны здесь применительно к двухтранзисторному прямому преобразователю, и из этого описания специалистам в данной области техники будет очевиден способ, которым настоящее изобретение может быть применено к различным прямым преобразователям.
Принцип работы в данном изобретении с вариантом осуществления двухтранзисторного прямого преобразователя описан на фиг. 4, фиг. 5, фиг. 6, фиг. 7, фиг. 8, фиг. 9, фиг. 10 и фиг. 11. На фиг. 5 изображены ключевые сигналы, Vcp сигнал возбуждения для M 1 и M 2 , ток через M 1 и M 2 , напряжение Vcsr 1 и Vcsr 2 , для которых SR 1 и Sr 2 . Напряжение на первичных переключателях на фиг. 5 e , Ток намагничивания на фиг. 5 f , ток через СР 1 и ток через СР 2 .
Мы определили четыре режима работы этого варианта осуществления.
To-T 1 Как показано на РИС. 4 в это время М 1 и М 2 проводят. Входное напряжение Vin подается на первичную обмотку. Во вторичной обмотке возникает напряжение с положительной полярностью в точке. Ток протекает во вторичной обмотке через SR 9.0135 1 и Ло к нагрузке. В это время SR 1 включен. Ток намагничивания создается через трансформатор. Это интервал времени, в течение которого энергия передается во вторичную обмотку и в то же время сохраняется в выходной катушке индуктивности Lo.
Т 1 -Т 2 . Как показано на фиг. 6 в течение этого периода времени происходит сброс трансформатора. D 1 и D 2 являются проводящими, и входное напряжение Vin приложено к первичному трансформатору в противоположной полярности. Во вторичной обмотке возникает напряжение с отрицательной полярностью в точке. СР 1 не проводит. SR 2 является проводящим, и ток течет через Lo к нагрузке. В течение этого интервала времени энергия, запасенная в Lo за время T 0 -T 1 , передается в нагрузку.
Т 2 -Т 3 . В конце времени сброса, T 2 , энергия, накопленная в паразитной емкости M 1 и M 2 , как показано на фиг. 8В и фиг. 8C передается к источнику входного сигнала при квазирезонансном переходе, как показано на фиг. 2 и фиг. 3. Ток намагничивания нарастает от нуля до уровня, представленного на фиг. 3 и . При резонансном переходе напряжение на трансформаторе достигло нулевого уровня, при этом напряжение на каждом ключе равно половине входного напряжения. Резонансный переход будет продолжать разряжать паразитную емкость M 1 и M 2 до нуля, но внутренний диод SR 1 начинает проводить, и ток намагничивания отводится во вторичную обмотку, как показано на фиг. 8 и . В течение этого промежутка времени вторичная обмотка замыкается накоротко, и амплитуда тока намагничивания будет сохраняться, как видно на фиг. 9 ф . Ток через SR 2 представляет собой сумму тока намагничивания, протекающего во вторичную обмотку через SR 1 , и выходного тока. В случае, когда выходной ток в момент времени t 3 равен нулю, ток через SR 2 отрицателен и его амплитуда является током намагничивания.
Т 3 -Т 4 . При Т 3 отключается СР 2 . Когда ток течет в обратном направлении от стока к истоку, ток, протекающий через SR 2 отклонится к первичной обмотке трансформатора и начнет разряжать паразитную емкость М 1 и М 2 в сторону нуля. В случае, если ток через Lo равен нулю при T 3 , амплитуды тока, отраженного в первичной обмотке, теоретически будет достаточно для разряда паразитных емкостей до нуля. Если ток через Lo будет выше нуля, то отраженного тока в первичку будет недостаточно для перехода к нулевому напряжению на M 1 и М 2 . В случае если ток через Lo в точке T 3 отрицателен, то ток, отраженный в первичку в момент выключения SR 2 , разрядит паразитную емкость M 1 и M 2 до нуля. и время разряда будет ниже.
В заключение, чтобы получить переключение при нулевом напряжении между M 1 и M 2 , ток, протекающий через Lo в T 3 , должен быть нулевым или отрицательным. Для поддержания условия переключения при нулевом напряжении на M 1 и M 2 при любых условиях нагрузки и для предотвращения очень больших пульсаций тока через Lo необходима небольшая модуляция частоты. Это можно оптимизировать с помощью цифрового контроллера (например, как показано на схеме на рис. 4). Например, при очень больших нагрузках частота работы будет снижена. При более легких условиях нагрузки частота будет увеличена. Частота работы и время простоя между включением SR 2 и включением M 1 можно адаптировать ко всем условиям эксплуатации для достижения оптимальной эффективности.
В другом варианте осуществления этого изобретения мы устранили необходимость в очень больших пульсациях тока через выходную катушку индуктивности. В этой новой концепции мы чередуем две силовые цепи из двух транзисторных прямоходовых преобразователей, как показано на фиг. 12. Помимо выходного дросселя Lo мы добавляем два небольших дросселя Lo 1 и Lo 2 . Эти две меньшие катушки индуктивности будут иметь большую пульсацию тока, а большая выходная катушка индуктивности Lo будет иметь небольшую пульсацию тока. Ключевые формы сигналов изображены на фиг. 13. Управление первичными переключателями первой силовой передачи изображено на фиг. 13 и . Управление второй силовой передачей показано на фиг. 13 б . Ток через первичные переключающие элементы представлен на фиг. 13 с . На фиг. 13 d изображено напряжение на М 1 b , а на фиг. 13 e изображено напряжение на M 2 B. На фиг. 13 f представлен ток через SR 1 А. Ток через Lo 1 представлен на фиг. 13 г . Ток через Lo 2 изображен на РИС. 13 и . Ток через выходную катушку индуктивности Lo показан на фиг. 13 л.
Мы определили пять режимов работы этого варианта осуществления.
К-Т 1 . Как показано на фиг. 12 в это время M 1 A и M 2 B являются проводящими. Входное напряжение Vin подается на первичную обмотку Tr 1 . Во вторичной обмотке Тр 1 возникает напряжение положительной полярности в точке. Ток протекает во вторичной обмотке через SR 9.0135 1 A и Lo 1 и Lo к нагрузке. Через Lo 2 и SR 2 B также протекает другой ток в сторону нагрузки. В это время SR 1 A включен. Ток намагничивания Tr 1 создается через трансформатор Tr 1 . Это интервал времени, в течение которого энергия передается во вторичную обмотку и в то же время сохраняется в выходных дросселях Lo 1 и Lo.
Т 1 -Т 2 . Как показано на фиг. 14 первичные выключатели выключаются, и цикл сброса начинается через D 1 A и D 2 A, когда Vin подается на первичный трансформатор Tr 1 в противоположной полярности. Во вторичной обмотке Тр 1 развивается напряжение отрицательной полярности в точке. SR 1 A выключен, а SR 2 проводит ток, и ток течет через Lo 1 и Lo 2 к нагрузке. За это время ток через Lo 2 течет в обратном направлении. Когда SR 2 B выключен, ток будет передаваться обратно в первичную обмотку, разряжая паразитную емкость M 2 A и M 2 B в сторону нуля.
РИС. 15 показана схема в интервале времени T 2 — T 3 . В течение этого временного интервала TR 1 он все еще находится во времени сброса и начинает свое мертвое время. В мертвое время ток намагничивания в Tr 1 протекает во вторичную обмотку через SR 1 A и SR 2 A. Ток продолжает течь через Lo 1 , Lo и SR 2 A к нагрузке.
В течение этого интервала времени M 2 A и M 2 B включены. Входное напряжение Vin подается на первичную обмотку Tr 2 . Во вторичной обмотке возникает напряжение и включается SR 1 B. Ток протекает через SR 1 B через Lo 2 и Lo.
РИС. 16 показана схема в течение временного интервала T 3 -Т 4 . В течение этого временного интервала TR 1 он все еще находится во времени сброса и начинает свое мертвое время. В течение мертвого времени ток намагничивания в Tr 1 протекает во вторичную обмотку через SR 1 A и SR 2 A. Ток продолжает течь через Lo 1 , Lo и SR 2 A к нагрузке. . В верхней силовой передаче Tr 1 завершил цикл сброса и находится в периоде простоя. Ток намагничивания протекает во вторичную обмотку через SR 1 A и SR 2 A. Ток через Lo 1 изменил свою полярность, протекая через SR 2 A от стока к истоку. В нижней силовой передаче ток трансформатора Тр 2 , он находится в цикле сброса. Ток продолжает течь через SR 2 B и Lo 2 , как показано на фиг. 16.
РИС. 17 показана схема во время внутреннего T 4 -T 5 . При Т 4 СР 2 А отключается и протекающий через него ток передается на первичку для разряда паразитной емкости М 1 A и M 1 B к нулю. В нижней силовой передаче цикл сброса Tr 2 продолжается через D 1 B и D 2 B. Ток продолжает течь через SR 2 B и Lo 2 .
В заключение, в предыдущем варианте осуществления изобретения ток через Lo имеет малую пульсацию. Чередуя силовые передачи, мы создаем сильные пульсации тока через Lo 1 и Lo 2 , которые создают отрицательный ток через SR 2 A и SR 2 B перед SR 2 A и SR 2 B выключается. Когда SR 2 A и SR 2 B выключены, отрицательный ток передается на первичную обмотку для обеспечения плавной коммутации первичных переключателей.
Третий вариант осуществления этого изобретения описан на фиг. 18. В этом варианте мы используем источник тока, который подает узкий импульс тока через SR 2 . Источник тока может иметь любую форму, хотя мы использовали треугольную, прямоугольную или полусинусоидальную форму. Цель источника тока состоит в том, чтобы он был больше, чем ток, протекающий через SR 9. 0135 2 до включения M 1 и M 2 . Ключевые формы сигналов изображены на фиг. 19. Сигнал возбуждения для первичных переключателей изображен на фиг. 19 и . Ток через M 1 и M 2 изображен на фиг. 19 б . Ток через SR 2 показан на фиг. 19 с . Инжекция тока изображена на фиг. 10 д . Напряжение между M 1 и M 2 показано на фиг. 19 и . Выходной ток показан на фиг. 19 ф.
Мы определили пять режимов работы этого варианта.
К-Т 1 (РИС. 18). В это время М 1 и М 2 включены и на первичку подается входное напряжение. Во вторичной обмотке подается напряжение с полярностью в точке. SR 1 является проводящим, и ток течет через Lo к выходу. ИНЖИР. 19 показаны формы сигналов.
Т 1 -Т 2 (РИС. 20). После выключения первичных выключателей ток намагничивания в трансформаторе включает D 1 и D 2 , запуская цикл покоя. Выходной ток течет через SR 2 и Lo к нагрузке.
T 2 -T 3 (РИС. 21). В это время ток намагничивания закорочен во вторичной обмотке проводимостью SR 1 . Выходной ток течет дальше через Lo и SR 2 .
T 3 -T 4 (РИС. 22). Активируется источник тока, и ток linj больше, чем выходной ток. Ток меняется на противоположный через Sr 2 .
T 4 -T 5 (РИС. 23). Избыточный ток от Iinj и выходной ток отражаются в первичной обмотке и разряжают паразитную емкость до нуля.
Эти варианты осуществления настоящего изобретения могут быть применены к любому прямому преобразователю. Для оптимальной работы трансформаторы, используемые в этих преобразователях, должны иметь низкую индуктивность рассеяния. За исключением случая подачи тока, чтобы создать идеальные условия во время фазы ZVS первичных выключателей и предотвратить обратное восстановление в синхронных выпрямителях, необходимо использовать контроллер, который прогнозирует или вычисляет состояние выходного индуктора и ток намагничивания в трансформатор в зависимости от нагрузки и линии. Этот расчет также может быть предварительно рассчитан компьютером и сохранен в виде таблицы в менее сложном микрокомпьютере, который является частью управления преобразователем (для уменьшения размера или стоимости контроллера). В рамках этой оптимизации определяется частота работы преобразователя.
Таким образом, настоящее изобретение обеспечивает способ управления резонансным переходом, который закорачивает выходную обмотку прямого преобразователя с помощью выходных синхронных выпрямителей для задержки естественного перехода звона в прямом преобразователе с прерывистым режимом. Этот метод особенно полезен для снижения потерь при включении. Кроме того, настоящее изобретение обеспечивает способ управления резонансным переходом, который включает в себя чередование двух силовых передач для создания отрицательного тока через синхронные выпрямители свободного хода для минимизации потерь при включении. Кроме того, настоящее изобретение обеспечивает способ управления резонансным переходом, в котором используется источник тока для подачи тока через синхронный выпрямитель с целью создания отрицательного тока перед выключением синхронного выпрямителя.
Кроме того, очевидно, что настоящее изобретение обеспечивает способ улучшения любой операции с прямой топологией для достижения эффективных резонансных переходов путем активного замыкания индуктивности намагничивания и снятия короткого замыкания в другое время, что обеспечивает более низкие потери при переключении независимо от частоты. В другом варианте осуществления этого изобретения ток от выходной катушки индуктивности может стать отрицательным до того, как синхронный выпрямитель свободного хода будет выключен, толкая ток обратно в первичную обмотку, чтобы создать плавный переход через переключающие элементы перед их включением. В другом варианте осуществления изобретения источник тока используется для подачи отрицательного тока через синхронный выпрямитель свободного хода перед его выключением с целью передачи тока в первичную обмотку для разрядки паразитных емкостей первичных переключателей перед их включением. Можно использовать оптимизированный способ управления для настройки частоты для создания необходимых условий, требуемых вариантами осуществления изобретения.
Управление силовыми преобразователями со встроенными транзисторными ячейками с конденсаторной блокировкой
Это изобретение было сделано при государственной поддержке в рамках гранта № 429382, предоставленного Министерством энергетики США ARPA-E. Правительство имеет определенные права на изобретение.
Поскольку потребность в электроэнергии быстро растет, необходимо преобразовать и передать гораздо больше электроэнергии. В системах большой мощности, среднего или высокого напряжения номинальное напряжение силовых преобразователей может превышать максимально возможное номинальное напряжение одного полупроводникового коммутационного устройства. При последовательном соединении нескольких устройств для создания эквивалентного высоковольтного устройства возникают либо дополнительные потери схемы балансировки, либо необходимость быстрой схемы балансировки для обеспечения баланса напряжений. Использование многоуровневых топологий для снижения требований к напряжению переключателей страдает от большого размера и большого веса больших конденсаторов, которые необходимы для поддержания малых пульсаций напряжения.
Многие аспекты настоящего раскрытия могут быть лучше поняты со ссылкой на следующие чертежи. Компоненты на чертежах не обязательно выполнены в масштабе, вместо этого акцент сделан на четкой иллюстрации принципов настоящего раскрытия. Кроме того, на чертежах одинаковые ссылочные позиции обозначают соответствующие части на нескольких видах.
РИС. 1A иллюстрирует пример ячейки транзистора с блокировкой конденсаторов (ICBT) в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 1B иллюстрирует «включенное состояние» ячейки ICBT, показанной на фиг. 1А в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 1C иллюстрирует «выключенное состояние» ячейки ICBT, показанной на фиг. 1А в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 2 иллюстрирует пример преобразователя, сконфигурированного с элементами ICBT в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 3 иллюстрирует пример стробирующих сигналов, генерируемых контроллером для плеча и предплечья, в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 4 иллюстрирует примерные стробирующие сигналы для ячеек ICBT в преобразователе, показанном на фиг. 2 в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 5 иллюстрирует примерные результаты моделирования напряжений конденсаторов двух ячеек нижнего плеча в преобразователе, показанном на фиг. 2 в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 6 иллюстрирует примерные стробирующие сигналы для ячеек ICBT в преобразователе, показанном на фиг. 2, с задержками, в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 7 иллюстрирует примерные результаты моделирования напряжений конденсаторов двух ячеек нижнего плеча с помощью разработанного способа управления для преобразователя, показанного на фиг. 2 в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия.
РИС. 8 иллюстрирует способ управления в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего изобретения.
Как отмечалось выше, преобразователи мощности могут использоваться для преобразования электроэнергии из одной формы в другую, например, между переменным и постоянным током, изменением напряжения или частоты мощности или изменением других характеристик или параметров электроэнергии. По мере увеличения потребности в электроэнергии преобразователи энергии стали более широко использоваться для преобразования и передачи энергии в различных формах. Многие силовые преобразователи включают в себя ряд полупроводниковых переключающих устройств, облегчающих преобразование энергии из одной формы в другую.
В системах большой мощности, среднего или высокого напряжения номинальное напряжение преобразователей может превышать максимально возможное номинальное напряжение одного полупроводникового переключающего устройства, такого как биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) или поле металл-оксид-полупроводник транзисторы с эффектом (MOSFET). Как правило, есть два метода решения этой проблемы. Первый метод заключается в последовательном соединении нескольких силовых устройств для создания эквивалентного высоковольтного устройства. Силовыми устройствами могут быть тиристоры, полевые МОП-транзисторы, биполярные транзисторы, IGBT или аналогичные устройства. Основная задача состоит в том, чтобы обеспечить баланс напряжения между силовыми устройствами как во время кратковременного переходного процесса выключения, так и в выключенном состоянии. Однако этот метод может страдать либо большими потерями в балансировочных схемах, либо необходимостью сложных и точных схем управления.
Другой метод заключается в использовании топологии многоуровневого преобразователя для снижения требований к номинальному напряжению переключателей. Например, модульный многоуровневый преобразователь (MMC) содержит силовые модули или силовые элементы. Номинальное напряжение модулей может быть частью общего номинала преобразователя. Конденсаторы обычно используются в многоуровневых преобразователях в качестве внутреннего накопителя энергии, а пульсации напряжения конденсаторов обычно зависят от общей мощности преобразователя и частоты сети. Следовательно, в мощных системах с частотой 60 Гц требуются большие конденсаторы, чтобы поддерживать небольшие пульсации напряжения на конденсаторах, чтобы преобразователи имели высокое качество выходного напряжения.
Транзисторные элементы с блокировкой конденсатора (ICBT) представляют собой альтернативное решение. Каждая ячейка ICBT работает как единое коммутационное устройство. Последовательно соединенные ячейки ICBT работают как последовательно соединенные устройства, но создают небольшие дополнительные потери и не требуют быстрого управления балансировкой. Преобразователи с ячейками ICBT имеют модульную структуру и масштабируемость MMC, но не требуют, чтобы конденсаторы ячеек имели высокую емкость. В качестве одного примера аспекты управления преобразователем, описанные в данном документе, могут быть применены к ячейкам ICBT и силовым преобразователям, описанным в патенте США No. № 9,525,348 («патент ‘348»), озаглавленный «Преобразователь мощности со встроенными транзисторными ячейками с конденсаторной блокировкой», полное содержание которого включено сюда в качестве ссылки.
В контексте силовых преобразователей здесь описаны различные примеры, связанные с управлением силовыми преобразователями, имеющими ячейки ICBT. Например, методы управления для обеспечения эффективной и безопасной работы силовых преобразователей с ячейками ICBT, которые потенциально могут использоваться в приложениях среднего или высокого напряжения, таких как преобразователи типа «судно-берег», среднего напряжения, высокоскоростного электропривода и подключенных к сети. преобразователи, описаны. В одном примере силовой преобразователь включает в себя верхнее плечо, включающее в себя множество верхних элементов ICBT, соединенных последовательно для формирования пути последовательного соединения, и нижнее плечо, включающее в себя множество нижних элементов ICBT, соединенных последовательно в пути последовательного соединения. Контроллер может быть сконфигурирован для подачи пары управляющих сигналов на каждую из верхних ячеек ICBT и дополнительной пары управляющих сигналов на каждую из нижних ячеек ICBT для управления выходным сигналом преобразователя. Контроллер напряжения конденсатора может быть сконфигурирован для балансировки потенциала напряжения между конденсаторами ICBT, по меньшей мере, в одном из верхнего плеча и нижнего плеча.
Обращаясь к чертежам, на РИС. 1A показан пример ячейки , 100, ICBT в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия. Ячейка ICBT 100 включает основной транзистор (S _main). Ячейка ICBT 100 также включает последовательно соединенные вспомогательный транзистор (S _aux) и вспомогательный конденсатор (C _aux). Последовательно соединенные вспомогательный транзистор (S _aux) и вспомогательный конденсатор (C _aux ) подключены параллельно основному транзистору в ячейке ICBT 100 . В этом примере и основной транзистор, и вспомогательный транзистор могут быть реализованы как переключающие устройства IGBT, хотя можно полагаться на другие подходящие типы переключающих устройств, такие как полевые МОП-транзисторы. Каждая ячейка ICBT 100 работает как единое коммутационное устройство. Ячейка ICBT 100 образует эквивалентное двунаправленное по току и однонаправленное по напряжению коммутационное устройство.
РИС. 1B иллюстрирует «включенное состояние» ячейки 9 ICBT.0885 100 , показанный на РИС. 1А с путем тока через основной транзистор (основной S ). Вспомогательный конденсатор (C _aux) отключен от цепи. Ячейка ICBT 100 проводит ток с нулевым напряжением во «включенном состоянии».
РИС. 1C показано «выключенное состояние» элемента ICBT 100 с током через вспомогательный транзистор (S _aux) и вспомогательный конденсатор (C _aux). Ячейка ICBT 100 блокирует напряжение, когда находится в «выключенном состоянии». Таким образом, функция блокировки напряжения в ячейке 9 БТИЗ0885 100 обеспечивается вспомогательным конденсатором, а не транзистором. Таким образом, транзисторы в ячейке ICBT 100 должны блокировать только напряжение на вспомогательном конденсаторе, а не напряжение цепи на клеммах.
В то время как ФИГ. 1A-1C показана базовая конфигурация ячейки ICBT, включающая в себя пару переключающих устройств IGBT, могут использоваться альтернативные переключающие устройства и конфигурации. Поскольку ячейка ICBT , 100, является репрезентативной, следует понимать, что некоторые элементы могут быть исключены из элементов, показанных на фиг. 1A, и другие элементы могут быть добавлены (или на них можно положиться на практике, но они просто не показаны на фиг. 1A). Например, ячейка ICBT 100 может включать в себя параллельно включенный байпасный переключатель или другие устройства с режимом отказа от короткого замыкания. Любая подходящая конфигурация для ICBT 100 может быть использована в вариантах осуществления, описанных в настоящем документе, включая, например, описанные в патенте ‘348. Ячейка ICBT 100 может быть сконструирована с использованием таких устройств, как тиристоры, МОП-транзисторы, биполярные транзисторы и т.п.
Метод управления более подробно описан ниже. Метод управления был разработан для силовых преобразователей с ячейками ICBT, чтобы в полной мере использовать преимущества и обеспечить безопасную работу таких преобразователей. Примеры силовых преобразователей, включающих ячейки ICBT, описаны ниже, но следует понимать, что на ячейки ICBT можно положиться в любой топологии силового преобразователя, включая однонаправленные и двунаправленные преобразователи постоянного тока в переменный, переменный ток в постоянный, переменный ток в переменный и постоянный ток в постоянный. любой топологии или расположения переключающих устройств (например, понижающий, повышающий, повышающе-понижающий, полумост, полный мост и т. д.)
РИС. 2 показан пример повышающего преобразователя 200 («преобразователь 200 »), включающего в себя множество ячеек 100 a —d ICBT. Преобразователь 200 приведен в качестве примера для объяснения и демонстрации преимуществ описанных здесь концепций, но эти концепции могут быть применены к другим типам и топологиям силовых преобразователей. Преобразователь 200 включает в себя источник постоянного напряжения (V _DC), фазовую ветвь 9 на основе ICBT.0885 106 , катушка индуктивности (L ₁), выходной конденсатор (C _из) и нагрузка (R _L). Фазовая ветвь 106 включает в себя две ветви преобразователя 109 и 112 . ARM ARM 109 Включает две ячейки ICBT 100 A — B и ARM 112 Включает в себя 100 C — D9024 (9024 (9024 D9024 (9024 9024 (9024 9024 (9024 9024 (9024 9024 (9024 9024 (9024 ( . », в совокупности «Ячейки ICBT 100 «). Плечи преобразователя 109 и 112 содержат малые паразитные резисторы (R _u, R _l) и паразитные катушки индуктивности (L _u, L _l). Поскольку преобразователь , 200, является репрезентативным, следует понимать, что некоторые элементы могут быть исключены из элементов, показанных на фиг. 2, и другие элементы могут быть добавлены (или просто не показаны на фиг. 2). Например, верхняя и/или нижняя часть плеча могут иметь дополнительные элементы ICBT, соединенные последовательно, и другие варианты находятся в пределах объема вариантов осуществления.
Как показано на РИС. 2, расположенные первыми сверху в плече 109 , представляют собой переключающие устройства S _u1a и S _u1b ячейки ICBT 100 a . Под 100 a в плече 109 находится ячейка ICBT 100 b , в которую входят переключающие устройства S _u2a и S _u2b. Точно так же S _l1a и S _l1b являются коммутационными устройствами ячейки 9 ICBT.0885 100 c в нижнем рычаге 112 , а S _l2a и S _l2b являются переключателями ячейки ICBT ячейка 100 d в нижнем рычаге 8. В данном примере S _u1a , S _u2a , S _l1a и S _l2a являются главными переключателями в соответствующих ячейках и S _u1b , S _u2b , S _u2b , _l2b — вспомогательные выключатели в соответствующих ячейках. Ячейки ICBT 100 A — D также включает в себя вспомогательные конденсаторы C _U1, C _U2, C _L1 и C _L2, подключенные в серии с AUSLEEREES S -AUSLEERES SCELEEREES 9088, 8, , , , , , , , , , , , а _{, _{. S _l1b и S _l2b соответственно.}}
В одном примере преобразователь 200 имеет два уровня управления ячейками ICBT 100 , включая главный контроллер 203 и локальные контроллеры 9 ICBT.0885 209 и 212 . Как более подробно описано ниже, основной контроллер , 203, и локальные контроллеры ICBT , 209, и 212, могут быть реализованы в виде аппаратных средств, программно-аппаратных средств, программного обеспечения, исполняемого аппаратно, или в виде любой их комбинации, включая по меньшей мере один процессор или схема обработки и запоминающее устройство.
Как показано, преобразователь 200 включает главный контроллер 203 на уровне преобразователя и локальные контроллеры ICBT 209 a , 209 b , 212 a и 212 b для ячеек ICBT. Главный контроллер 203 может быть сконфигурирован для измерения напряжения нагрузки (V _L) и измерения величины тока нагрузки (i _out) на уровне преобразователя. На уровне преобразователя основной контроллер 203 сконфигурирован для управления выходом преобразователя 200 путем изменения коэффициентов заполнения переключающих устройств в ячейках ICBT 9.0885 100 , аналогичный типу управления, используемому в традиционных преобразователях. Коэффициенты заполнения могут генерироваться в конфигурации без обратной связи, не полагаясь на обратную связь, или с помощью управления по току или напряжению в замкнутом контуре. В одном примере главный контроллер 203 может быть сконфигурирован для измерения выходного напряжения (V _out) преобразователя 200 и измерения величины тока, подаваемого на нагрузку (R _L) с помощью датчика тока. 206 . Главный контроллер 203 также может быть сконфигурирован для регулировки коэффициента заполнения элементов ICBT 100 на основе желаемого или необходимого значения тока, подаваемого на нагрузку (R _L ), измеренного с помощью датчика тока 206 .
Главный контроллер 203 и локальные контроллеры 209 , 212 переключают ячейки ICBT 100 , отправляя пару управляющих сигналов на главный и вспомогательный переключатели каждой ячейки ICBT 100 . Как можно понять в контексте фиг. 2, главный контроллер генерирует пары управляющих сигналов. The ICBT cells 100 a and 100 b in the upper arm 109 receive the same control signals (G _u , G _u ) from the main controller 203 , ICBT cells 100 c и 100 d в нижнем рычаге 112 получают одинаковые управляющие сигналы (G _l , G _l ) from the main controller 203 via the local controllers 209 a , 209 b , 212 a , and 212 b , respectively . Если в идеальном случае локальные контроллеры проходят через исходный сигнал, все ячейки ICBT в одном и том же плече переключаются одновременно. Ссылаясь на фиг. 2-4 сигнал G _u будет соответствовать стробирующим сигналам , 220, и 9.0885 222 , принимаемые основными переключателями в плече, и G _u будут соответствовать сигналам стробирования 221 и 223 , принимаемым вспомогательными переключателями в плече. Точно так же сигнал G _l будет соответствовать стробирующим сигналам 224 и 226 , принимаемым главными переключателями в нижнем рычаге, а G _l будет соответствовать стробирующим сигналам 225 и 227 , принимаемым вспомогательным. переключатели в нижнем рычаге. Кроме того, как можно понять в контексте фиг. 3, ворота подают сигналы на плечо 109 дополняют нижний рычаг 112 . Также существует мертвое время между выключением основных транзисторов в одном плече и включением основных транзисторов в противоположном плече.
Каждая пара сигналов управления включает два сигнала управления, которые работают взаимодополняющим образом. Например, когда стробирующий сигнал 220 подается на главный переключатель S _u1a ячейки ICBT 100 a «включен», тогда дополнительный стробирующий сигнал 221 , подаваемый на вспомогательный переключатель S _u1b, выключен. к главному выключателю S _u1a находится в состоянии «выключено». Кроме того, существует мертвое время между выключением основного транзистора каждой ячейки 100 ICBT и включением вспомогательного транзистора в той же ячейке 100 ICBT. Следует отметить, что это лишь один из способов реализации. В одном примере главный контроллер 203 может просто отправить G _u и G _l на локальные контроллеры, а локальные контроллеры генерируют дополнительные сигналы. В другом примере главный контроллер , 203, может просто отправлять значения коэффициента заполнения на плечи преобразователя вместо стробирующих сигналов.
РИС. 4 иллюстрирует примерные стробирующие сигналы , 220, — , 227, для ячеек ICBT , 100, в преобразователе , 200, , показанном на фиг. 2, когда локальные контроллеры просто посылают сигналы управления, полученные от главного контроллера 203 без каких-либо изменений в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего изобретения. Сигналы стробирования 220 и 221 образуют пару управляющих сигналов стробирующих сигналов для ICBT 100 a . Сигналы стробирования 222 и 223 образуют пару управляющих сигналов стробирующих сигналов для ICBT 100 b . Сигналы стробирования , 224, и , 225, образуют пару управляющих сигналов стробирующих сигналов для ICBT 9.0885 100 с . Сигналы стробирования 226 и 227 образуют пару управляющих сигналов стробирующих сигналов для ICBT 100 d.
Как показано на РИС. 2, главные переключатели S _u1a и S _u2a верхнего плеча 109 принимают стробирующие сигналы 220 и 222 соответственно, которые имеют одинаковые логические переходы (G _u). Аналогично, главные выключатели S _i1a и S _i2a нижнего плеча 112 получают стробирующие сигналы 224 и 226 соответственно, которые имеют одинаковые логические переходы (G _l ), дополняющие (G _u ). Как показано, стробирующие сигналы для главных переключателей в противоположных плечах дополняют друг друга. Например, сигналы стробирования 220 и 222 для S _u1a и S _u2a в плече 109 дополняют сигналы 224 и 226 для S _l1a и S _l2a в нижнем рычаге 112 , при этом мертвое время между t ₁ и t ₂ указано пунктирными линиями. Для любой пары управляющих сигналов время простоя пары управляющих сигналов представляет собой время между моментом перехода управляющего сигнала для основного или вспомогательного переключателя из состояния «включено» в состояние «выключено» до момента перехода другого переключателя из состояния «выключено». до «включено», что определяется как время между t ₁ и t ₂ на РИС. 4.
Кроме того, как показано на РИС. 2, пара сигналов управления, подаваемая на каждую ячейку ICBT , 100, , включает в себя комплементарные стробирующие сигналы для основного переключателя и вспомогательного переключателя. Таким образом, сигналы затвора для основного переключателя и вспомогательного переключателя в одной и той же ячейке дополняются мертвым временем. Например, как показано на фиг. 4, кривые 220 и 222 для стробирующих сигналов главных выключателей S _u1a и S _u2a в верхнем рычаге 109 дополняют кривые 221 и 223 вспомогательных переключателей S _u1b и S _u2b, показанные с мертвым временем. В этом примере сигнал стробирования кониен от t=0 до t=t ₁ и «выключен» после t=t ₂ , при этом мертвое время показано между t=t ₁ и t=t ₂ . Аналогично, в нижнем рычаге 112 кривые 224 и 226 главных выключателей S _l1a и S _i2a дополняют кривые 225 и 227 вспомогательных выключателей S _l1b и S _l2b, показанные с мертвым временем.
В этом примере мертвое время в пределах участка фазы, которое находится между 220 и 224, и мертвое время в силовой ячейке, которое находится между 220 и 221, имеют одинаковую продолжительность. Однако они могут иметь разную продолжительность для улучшения характеристик во время перехода переключения.
В одном примере оценки можно предположить, что все схемы управления и возбуждения идентичны и что все переключающие устройства идентичны. Однако небольшие паразитные конденсаторы существуют между клеммами затвора устройства и землей и между клеммами стока устройства и землей в коммутационных устройствах. Например, при этом условии две ячейки ICBT 100 c и 100 d в нижнем рычаге 112 включаются и выключаются одновременно, но скорости переключения отличается из-за паразитных конденсаторов. Хотя два напряжения конденсатора V _cl1 и V _cl2 имеют одинаковые начальные значения и сумма значений напряжения не меняется, разность напряжений (V _cl2 −V _cl1 ) начинает появляться и продолжает увеличиваться. Как показано на фиг. 5 кривая 403 представляет напряжение конденсатора V _cl2 в этом состоянии, увеличивающееся с течением времени, а кривая 406 представляет напряжение конденсатора V _cl1 в этом состоянии, уменьшающееся с течением времени. Это демонстрирует, что управление напряжением конденсатора имеет важное значение, которое реализовано в локальных контроллерах, для силовых преобразователей с ячейками ICBT, таких как силовой преобразователь 9.0885 200 .
На уровне плеча преобразователя напряжением конденсатора ячейки можно управлять с помощью локальных контроллеров. Например, как показано на фиг. 2, элементами ICBT 100 можно управлять в каждом плече с помощью контроллеров 209 и 212 ICBT. Во время работы преобразователя 200 напряжение, которое должно блокировать каждое коммутационное устройство в каждой ячейке 100 ICBT, равно напряжению конденсатора в соответствующей ячейке. Для примера на фиг. 2, нижний рычаг 112 напряжения конденсаторов для 110 c и 100 d равны V _cl1 и V _cl2. Может быть важно контролировать напряжения конденсаторов, чтобы все переключающие устройства в ячейках ICBT 100 работали в пределах номинального безопасного рабочего диапазона. В отличие от конденсаторов в MMC, конденсаторы ячеек играют небольшую роль в передаче мощности в преобразователях с ячейками ICBT. В преобразователях с ячейками ICBT конденсаторы не должны накапливать и выделять большую энергию при операциях переключения и, следовательно, имеют меньшие пульсации напряжения. В результате конденсаторы ячейки не обязательно должны иметь высокие значения емкости.
Когда все ячейки ICBT 100 в одном плече отключены, сумма напряжений конденсаторов ячеек равна напряжению на шине постоянного тока за вычетом падения напряжения на паразитных импедансах в соответствующем плече фазы. Другими словами, среднее напряжение на конденсаторе зависит от режима работы преобразователя и не требует специального контроля. С другой стороны, баланс напряжения конденсаторов ячейки может быть обеспечен регулированием с обратной связью.
Конденсаторы ячеек в одном плече имеют одинаковый ток, когда все соответствующие ячейки «включены» и когда все соответствующие ячейки «выключены». Однако нельзя гарантировать, что события включения и выключения ячеек происходят в одно и то же время и имеют одинаковую продолжительность. Есть несколько основных факторов, влияющих на разницу. Во-первых, схемы управления и возбуждения имеют немного разные задержки распространения, что приводит к различиям во времени переключения. Во-вторых, коммутационные устройства имеют немного разные характеристические значения, такие как значение порогового напряжения и значение выходной емкости, что приводит к различным скоростям переключения. В-третьих, паразитные конденсаторы от выводов устройства к земле могут влиять на токи выводов устройства в результате высокого значения dv/dt на паразитных конденсаторах во время переходных процессов переключения. Все эти несоответствия и паразитные явления приводят к разным токам конденсаторов во время переходных процессов, разным количествам заряда, втекающим в конденсаторы и вытекающим из них, и, в конечном итоге, к разным напряжениям на конденсаторах. При прямом последовательном подключении переключающих устройств разность напряжений между устройствами сбрасывается при каждом включении. Но в преобразователях с ячейками ICBT перепады напряжения могут продолжать накапливаться в конденсаторах ячеек ICBT и должны контролироваться.
В соответствии с концепциями, описанными в данном документе, напряжения на конденсаторах регулируются путем добавления соответствующих задержек (to) к стробирующим сигналам, генерируемым основным контроллером уровня преобразователя 203 . Это управление напряжением конденсатора распределяется по каждой ячейке ICBT. Как показано на фиг. 2, локальные контроллеры 209 и 212 для верхнего и нижнего плеча 109 и 212 соответственно могут быть настроены на измерение напряжения конденсатора (В _c ) ячеек ICBT 100 , по отдельности. Локальные контроллеры , 209, и , 212, также могут быть сконфигурированы для измерения величины тока в верхнем и нижнем плечах с помощью датчиков тока , 215, и , 218 соответственно. Локальные контроллеры , 209, и , 212, могут предоставлять аналоговые и/или цифровые данные обратной связи, представляющие напряжения конденсаторов ячейки (V _c) и токи в верхних и нижних плечах, на главный контроллер 9.0885 203 .
Локальные контроллеры также могут быть сконфигурированы для определения для каждой ячейки ICBT 100 необходимости и времени добавления задержки в пару управляющих сигналов на основе напряжений конденсатора ячейки (V _c ) и токов в верхнем и нижние рычаги, для любого уровня несимметрии напряжения. Хотя локальные контроллеры , 209, и , 212, схематично показаны как отдельные контроллеры на фиг. 2, локальные контроллеры 209 и 212 также может быть сконфигурирован с отдельными ячейками ICBT 100 или реализован как часть основного контроллера 203 .
В качестве примера реализации местного управления можно определить, существует ли перенапряжение в каждой ячейке ICBT. Сигналы стробирования отправляются на верхнее и нижнее плечо от главного контроллера , 203, , как показано на фиг. 3. Фиг. 6 иллюстрирует примерные стробирующие сигналы , 520, — , 527, для ячеек ICBT в преобразователе, показанном на фиг. 2, с задержками, в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия. В этом примере направление тока в нижнем рычаге 112 идет от выходной клеммы фазной ветви к отрицательной шине постоянного тока, а напряжение V _cl2 второго конденсатора ячейки нижнего плеча C _l2 выше номинального значения. Для управления напряжением конденсатора нижнего плеча в этом состоянии основной контроллер 203 настроен на добавление задержки к паре управляющих сигналов для двух переключателей S _l2a и S _l2b в ячейке ICBT 100 d в нижнем рычаге 112 .
Как показано на РИС. 6, стробирующие сигналы 520 — 527 для ячеек ICBT 100 в преобразователе 200 , показанном на фиг. 2 в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего раскрытия. Подобно 220 и 221 , показанным на фиг. 2, стробирующие сигналы , 520, и , 521, образуют пару управляющих сигналов для ICBT , 100, , и . Сигналы стробирования 522 и 523 образуют пару управляющих сигналов для ICBT 100 б . Сигналы стробирования 524 и 525 образуют пару управляющих сигналов для ICBT 100 c . Сигналы стробирования 526 и 527 образуют пару управляющих сигналов для ICBT 100 d . В этом примере сигналы , 520, — , 525, не имеют задержки и соответствуют сигналам , 220, — , 225, на фиг. 4. Сигналы ворот 526 и 527 компенсируются задержкой до.
В течение периода, показанного на РИС. 6, основные переключатели S _U1A и S _U2A из двух ячейков под верхней руки 100 A и 100 B Овер на синхронном времени на ₂, B Synchrony Switch _,, , , , , , , , , , , , , , , . первой ячейки МКПТ 100 c в нижнем плече 112 выключается одновременно t ₂ , но главный выключатель S _l2a второй ячейки МКПТ 100 d в нижнем рычаге 112 регулируется с задержкой выключения. Таким образом, главный выключатель S _l2a второй ячейки ICBT 100 d в нижнем рычаге 112 остается включенным до t=t ₁ +t _D , после чего имеет такое же время простоя, что и остальные выключатели со вспомогательным выключателем S _l2b второй ячейки МБТ 100 d в нижнем плече 112 включение при t=t ₂ +т _Д . Применяя задержки, два конденсатора ячейки нижнего плеча C _l1 и C _l2 вынуждены иметь разный ток в течение короткого периода времени, уменьшая разницу напряжений конденсаторов.
РИС. 7 показаны результаты моделирования двух напряжений конденсаторов ячеек нижнего плеча V _cl1 и V _cl2 с помощью разработанного метода управления. Например, на фиг. 7 кривая 603 представляет напряжения конденсатора V _cl2 в этом состоянии во времени, а кривая 606 представляет напряжение конденсатора V _cl1 в этом состоянии с течением времени. Напряжения на конденсаторах имеют одинаковое среднее значение и небольшую пульсацию, что свидетельствует об эффективности описанных здесь методов и концепций.
Как показано на РИС. 6, задержки применяются к ячейке ICBT , 100, с более высоким напряжением конденсатора в событиях выключения, если ток нижнего плеча положительный. Задержки также могут быть применены к ячейке ICBT 100 с более высоким напряжением конденсатора при включении, если ток нижнего плеча отрицательный. Соответственно, тот же метод можно использовать для контроля напряжения конденсатора в плече. Кроме того, когда в плечах преобразователя больше ячеек, метод может применяться таким же образом.
РИС. 8 иллюстрирует примерный способ , 700, управления в соответствии с различными вариантами осуществления настоящего изобретения. Способ , 700, описан со ссылкой на пример преобразователя мощности , 200, , показанный на фиг. 2, но может применяться и расширяться для использования с другими силовыми преобразователями. Хотя метод 700 можно применять либо к верхнему рычагу 109 , либо к нижнему рычагу 112 силового преобразователя 200 , к нижнему рычагу 112 обсуждается в качестве примера. Кроме того, хотя этапы способа , 700, представлены в определенном порядке на фиг. 8, один или несколько этапов могут быть переставлены, дополнительные этапы могут быть включены, а этапы могут быть исключены из способа 700 .
На этапе 703 способ 700 включает генерацию одной пары пар управляющих сигналов для ячеек ICBT 100 a и 100 b в плече0885 109 , и еще пара пар управляющих сигналов для ячеек ICBT 100 c и 100 d в нижнем плече 112 , в фазной ветви силового преобразователя. В качестве примера со ссылкой на фиг. 2 первая ячейка ICBT 100 c и вторая ячейка 100 d показаны в нижнем плече 112 фазовой ветви 106 . Главный контроллер 203 настроен на генерацию пары управляющих сигналов (G _l , G _l ) для двух элементов ICBT 100 c и 100 d . В этом примере, как показано на фиг. 6, стробирующий сигнал G _l, направленный на главные переключатели S _l1a и S _l2a, начинается во включенном состоянии. Аналогично, комплементарный стробирующий сигнал GI, направленный на вспомогательные переключатели S _l1b и S _l2b, начинается в состоянии «выключено».
На шаге 706 метод 700 включает в себя измерение напряжения первого и второго конденсаторов первого и второго элементов ICBT в плече. Как показано на фиг. 2, напряжение на конденсаторе V _cl1 первого конденсатора C _l1 первой ячейки ICBT 100 c и напряжение на конденсаторе V _cl2 второго конденсатора C _l2 второй ячейки 85 ICBT 9085 100 d может измеряться каждым контроллером ICBT 212 a и 212 б.
На этапе 709 способ 700 включает определение наличия перенапряжения в каждой ячейке. Обращаясь к примеру, показанному на фиг. 5 кривая 403 представляет напряжение конденсатора V _cl2, увеличивающееся с течением времени, а кривая 406 представляет напряжение конденсатора V _cl1, уменьшающееся с течением времени. Без контроля разница напряжений между V _cl2 и V _cl1 со временем будет продолжать расти. При этом первый конденсатор С _l1 имеет большее значение, чем номинальное значение. Локальные контроллеры сконфигурированы для оценки значений V _cl2 и V _cl1 соответственно и определения того, что первый конденсатор C _l1 имеет большее напряжение на конденсаторе V _cl1 .
На этапе 712 способ 700 включает определение тока в плече. Как показано на фиг. 2, датчик тока , 218, может быть расположен для измерения тока в нижнем рычаге 9. 0885 112 . Контроллер , 212, ICBT сконфигурирован для измерения тока в нижнем рычаге , 112, с использованием датчика , 218, тока. Положительный или отрицательный ток указывает на состояние нижнего рычага 112 .
На этапе , 715, способ , 700, включает применение задержки к паре управляющих сигналов для элемента ICBT, имеющего большее напряжение на конденсаторе. В ответ на то, что ток является положительным, задержка применяется к паре сигналов управления, полученных ячейкой ICBT с более высоким напряжением конденсатора в плече при выключении. В ответ на то, что ток является отрицательным, задержка применяется к паре управляющих сигналов, полученных ячейкой ICBT с более высоким напряжением конденсатора в пределах плеча при включении. По примеру, так как было определено на шаге 709 первый конденсатор C _l1 имеет большее напряжение конденсатора V _cl1 , задержка применяется к паре управляющих сигналов, генерируемых для ячейки ICBT 100 d . Как показано на фиг. 6, пара управляющих сигналов для ячейки ICBT 100 c обеспечивает событие выключения для S _l1a в момент t ₁ и событие включения для S _l1b в момент t ₂, с мертвым время между ними. Однако задержка применяется к паре управляющих сигналов для ячейки 9 ICBT.0885 100 д . Таким образом, событие выключения для S _l2a при t=t ₁ +t _D и событие включения для S _l2b при t=t ₂ +t _D с мертвым время между ними.
На этапе 718 способ 700 включает выравнивание напряжений конденсаторов ICBT в плече фазной ветви. Как показано на фиг. 7, применение задержки смещения во времени уменьшает разницу напряжений конденсаторов в плече, уравновешивая напряжения.
Описанный здесь метод управления не ограничивается каким-либо конкретным типом силового преобразователя, но может применяться ко многим различным типам силовых преобразователей с ячейками ICBT, таким как однонаправленные или двунаправленные повышающие преобразователи постоянного тока, понижающие преобразователи постоянного тока, двухуровневые инверторы постоянного тока в переменный, трехуровневые инверторы постоянного тока в переменный и т. п. Для любой топологии преобразователя по крайней мере одно коммутационное устройство может быть заменено плечом преобразователя с ячейками ICBT.
Компоненты, описанные здесь, включая главный контроллер 203 и локальные контроллеры ICBT 209 и 212 , могут быть реализованы в виде аппаратных средств, программно-аппаратных средств, программного обеспечения, исполняемого аппаратно, или в виде любой их комбинации. Если они реализованы в виде аппаратных средств, описанные здесь компоненты могут быть реализованы как совокупность дискретных аналоговых, цифровых или смешанных аналоговых и цифровых схемных компонентов. Аппаратное обеспечение может включать в себя одну или несколько дискретных логических схем, микропроцессоры, микроконтроллеры или цифровые сигнальные процессоры (DSP), специализированные интегральные схемы (ASIC), программируемые логические устройства (например, программируемые пользователем вентильные матрицы (FPGA)) или сложные программируемые устройства. логические устройства (CPLD)), среди других типов схем обработки. Микропроцессоры, микроконтроллеры или DSP, например, могут выполнять программное обеспечение для выполнения аспектов управления описанных здесь вариантов осуществления. Любое программное обеспечение или программные инструкции могут быть воплощены в или на любом подходящем для исполнения энергонезависимом машиночитаемом носителе.
Примеры машиночитаемых носителей включают любые подходящие физические (т. е. постоянные или несигнальные) энергозависимые и энергонезависимые носители с произвольным и последовательным доступом, чтением/записью и только чтением, такие как жесткий диск, гибкий диск , оптические диски, магнитные, полупроводниковые (например, флэш-памяти, магниторезистивные и т. д.) и другие запоминающие устройства. Кроме того, любой описанный здесь компонент может быть реализован и структурирован различными способами. Например, один или несколько компонентов могут быть реализованы как комбинация дискретных и интегрированных аналоговых и цифровых компонентов.