Резонансный полумостовой преобразователь. Резонансный LLC-преобразователь: принцип работы, преимущества и применение

Как работает резонансный LLC-преобразователь. Какие преимущества дает использование LLC-топологии. Где применяются LLC-преобразователи и почему они становятся все более популярными. Какие особенности нужно учитывать при проектировании LLC-конвертеров.

Принцип работы резонансного LLC-преобразователя

Резонансный LLC-преобразователь представляет собой разновидность импульсных источников питания, использующую резонансный контур для повышения эффективности. Основными компонентами LLC-преобразователя являются:

• Инвертор на входе для преобразования постоянного напряжения в переменное
• Резонансный LLC-контур, состоящий из двух индуктивностей и конденсатора
• Трансформатор для гальванической развязки и согласования напряжений
• Выпрямитель на выходе для получения постоянного напряжения

Ключевой особенностью LLC-топологии является наличие двух индуктивностей в резонансном контуре — индуктивности рассеяния трансформатора Lr и индуктивности намагничивания Lm. Вместе с резонансным конденсатором Cr они образуют резонансный LLC-контур.

Принцип работы LLC-преобразователя заключается в следующем:

1. Инвертор формирует прямоугольные импульсы напряжения
2. Резонансный LLC-контур преобразует их в квазисинусоидальный ток
3. Трансформатор обеспечивает гальваническую развязку и трансформацию напряжения
4. Выпрямитель формирует постоянное выходное напряжение

Регулировка выходного напряжения осуществляется изменением рабочей частоты инвертора относительно резонансной частоты LLC-контура.

Преимущества использования LLC-топологии

Применение резонансного LLC-преобразователя позволяет получить ряд важных преимуществ по сравнению с традиционными импульсными преобразователями:

• Высокий КПД за счет мягкого переключения ключей
• Низкий уровень электромагнитных помех
• Возможность работы в широком диапазоне входных напряжений
• Компактные размеры благодаря интеграции магнитных компонентов
• Хорошая регулировка выходного напряжения

Основным достоинством LLC-топологии является обеспечение режимов мягкого переключения силовых ключей:

• Переключение при нулевом напряжении (ZVS) для транзисторов инвертора
• Переключение при нулевом токе (ZCS) для выпрямительных диодов

Это позволяет существенно снизить динамические потери на переключение и повысить общую эффективность преобразователя.

Области применения LLC-преобразователей

Благодаря своим преимуществам, LLC-преобразователи находят все более широкое применение в различных областях:

• Источники питания для бытовой электроники (телевизоры, мониторы, аудиотехника)
• Зарядные устройства для электромобилей и электроинструмента
• Серверные и телекоммуникационные источники питания
• Промышленные источники питания
• Светодиодные драйверы

Особенно эффективно использование LLC-топологии в приложениях со средней и высокой мощностью (от сотен ватт до нескольких киловатт), где важны высокий КПД и компактные размеры.

Ключевые особенности проектирования LLC-преобразователей

При разработке LLC-преобразователей необходимо учитывать ряд важных аспектов:

• Выбор оптимальной резонансной частоты и диапазона регулирования
• Расчет параметров резонансного контура (Lr, Lm, Cr)
• Проектирование трансформатора с заданной индуктивностью рассеяния
• Выбор ключей с малыми потерями на переключение
• Разработка схемы управления для обеспечения мягкого переключения

Правильный выбор соотношения индуктивностей Lm/Lr и коэффициента качества Q резонансного контура позволяет оптимизировать характеристики преобразователя для конкретного применения.

Сравнение LLC-преобразователя с другими топологиями

LLC-преобразователи имеют ряд преимуществ по сравнению с традиционными топологиями импульсных источников питания:

• Выше КПД, чем у обычных ШИМ-преобразователей за счет мягкого переключения
• Меньше уровень ЭМП по сравнению с жестко коммутируемыми топологиями
• Лучше регулировочная характеристика, чем у резонансных преобразователей серии LC
• Возможность интеграции индуктивностей в трансформатор в отличие от топологии LCC

При этом LLC-преобразователи сложнее в проектировании и анализе из-за нелинейного характера резонансного контура с двумя индуктивностями.

Перспективы развития LLC-преобразователей

LLC-топология продолжает активно развиваться и совершенствоваться. Основные направления развития включают:

• Повышение рабочих частот для дальнейшей миниатюризации
• Применение новых магнитных материалов для снижения потерь
• Использование GaN и SiC-транзисторов для повышения эффективности
• Разработка цифровых систем управления
• Интеграция LLC-преобразователей в модульные решения

Ожидается, что в ближайшие годы сфера применения LLC-преобразователей будет расширяться, особенно в области источников питания средней и высокой мощности.

Заключение

Резонансные LLC-преобразователи являются перспективным решением для создания высокоэффективных импульсных источников питания. Благодаря мягкому переключению и возможности интеграции магнитных компонентов, они позволяют достичь высокого КПД при компактных размерах. Несмотря на более сложное проектирование, преимущества LLC-топологии обеспечивают ее растущую популярность в различных приложениях силовой электроники.

Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая: Вступление

Недавно мне довелось разбираться со схемой резонансного полумостового LLC-преобразователя, и я подумал, что этот опыт можно использовать для создания серии статей: начать с описания основ и постепенно углубляться в тему. Мне потребовалось достаточно много времени для ознакомления с публикациями, диссертациями и руководствами, прежде чем я разобрался с работой этой схемы. Вышло так, что изучение источников информации, приведенных в списке литературы, заняло больше времени, чем написание самой статьи. Обратите внимание, что ни в одном из приведенных источников не сделан полный анализ работы этого преобразователя, имеющего много различных режимов и условий работы. Надеюсь, вы сможете получить общее представление о работе схемы с моей помощью. Эта помощь будет заключаться в фильтрации информации и акцентировании внимания на наиболее важных ключевых моментах предлагаемых документов.

Рис. 1. DC/AC резонансный преобразователь

Рис.

2. DC/AC резонансный преобразователь с трансформаторной развязкой

LLC-преобразователи являются разновидностью импульсных преобразователей напряжения (Switched Mode Power Supply, SMPS). Большинство публикаций по данной теме начинается с описания основных принципов работы LLC. Я же начну с того, что объясню, чем LLC отличается от других типов импульсных преобразователей.

• Работа обычного импульсного преобразователя состоит из двух фаз. В первой фазе происходит запасание энергии в индуктивности. Во второй фазе накопленная энергия расходуется для поддержания тока. Вы наверняка помните, что, согласно законам коммутации, ток в индуктивности не может измениться скачком (в случае корректной коммутации), точно так же, как и напряжение на конденсаторе. Этот принцип является основой работы большинства импульсных преобразователей.
• Работа LLC-преобразователя основана на создании синусоидального тока, который выпрямляется и запасается в большом конденсаторе.
  Индуктивность используется не для простого накопления энергии, а выступает в качестве резонансного элемента. Она выполняет функцию фильтра, который помогает преобразовать прямоугольный сигнал в синусоидальную форму, тогда как индуктивность намагничивания все еще работает с традиционным током треугольной формы. Это одна из особенностей, которая нуждается в дополнительном пояснении.

С рабочими режимами в LLC-преобразователях все оказывается еще сложнее, поскольку они имеют множество отличий:

• вместо того чтобы работать с фиксированной частотой коммутаций и изменять коэффициент заполнения ШИМ, LLC-преобразователи изменяют частоту, а коэффициент заполнения ШИМ постоянен и составляет 50%;
• передача энергии в LLC-преобразователях основана на рабочей точке индуктивности намагничивания;
• в LLC-преобразователях используется переменная скорость изменения напряжения в зависимости от тока нагрузки;
• в них есть две резонансные частоты, которые влияют друг на друга;
• режим непрерывного тока (Continuous current mode, CCM) для LLC-преобразователей относится к току выпрямителя, а не индуктивности, поскольку традиционная индуктивность в схеме отсутствует.

Большая часть сказанного выше может показаться сложной и непонятной, особенно для тех, кто только начинает знакомиться с силовой электроникой. Во второй части данной публикации будут рассмотрены основные источники информации, а также некоторые ключевые моменты, которые я считаю полезными. Однако рассказ о резонансных преобразователях требует рассмотрения некоторого базового вводного материала.

Импульсные регуляторы произвели революцию в области преобразования постоянного напряжения и преобразования мощности в целом. Инженеры быстро поняли, что комбинация из силового ключа, выпрямителя, индуктивности и конденсатора может с высокой эффективностью выполнять конвертацию напряжения даже при большой разнице между уровнями напряжения на входе и выходе (рис. 1). Кроме того, трансформаторы могут решить проблемы гальванической развязки и согласования большой разности уровней напряжения (рис. 2).

В идеальном мире преобразователей мощности все было бы хорошо, но, как часто бывает в реальной жизни, решение одной проблемы в конечном итоге создает проблемы в других областях. Например, геометрические размеры импульсного преобразователя во многом определяются рабочей частотой коммутаций, поэтому, если требуется уменьшить габариты электроники, то необходимо поднимать частоту. Кроме того, от преобразователей напряжения требовалось постоянное увеличение выходной мощности. Повышение частоты переключений в сочетании с ростом импульсных токов и напряжений приводили к хаосу из-за появления звонов, которые, в свою очередь, были вызваны паразитными составляющими самой схемы при работе с прямоугольными импульсами.

Для борьбы с описанными явлениями были созданы резонансные схемы с переключениями при нулевых токах (Zero Current Switching, ZCS) и нулевых напряжениях (Zero Voltage Switching, ZVS). Они оказываются менее чувствительными к паразитным составляющим. Однако главная проблема резонансных схем заключается в том, что резонанс ограничивается определенной частотой, которая приравнивается к части ширины импульса или времени включения/ выключения преобразователя. Увеличение входного напряжения или колебания тока нагрузки приведут к работе вне настроенной резонансной частоты.

Используемые в схемах компоненты также имеют собственные паразитные составляющие, которые могут варьироваться в зависимости от конструкции, рабочей точки и проводящего рисунка платы. В этом смысле LLC-преобразователи дают больше свободы, хотя они также имеют ограниченный диапазон рабочих частот и теряют эффективность при работе на частотах, отличных от настроенной частоты f1. Вы можете спросить: о какой частоте f1 идет речь?

Дело в том, что двойное «L» в названии «LLC-преобразователь» указывает на две резонансные частоты в рабочем диапазоне. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла. Пока стоит только запомнить, что выбор рабочих точек, используемых в LLC-преобразователях, обеспечивает как ZVS-, так и ZCS-переключения в силовых ключах MOSFET, а также ZCS-переключения в выпрямительных диодах. Это позволяет решить проблемы, связанные с восстановлением обратного диода выпрямителя.

Теперь, когда приведены базовые особенности работы импульсных резонансных преобразователей, дадим краткое описание используемых источников информации.

Лучшим способом облегчить себе жизнь при изучении работы LLC-схем будет ознакомление с руководством от компании ON Semiconductor [2]. Это руководство начинается с уравнения делителя напряжения, с помощью которого, используя значения импеданса двух катушек индуктивности LL и конденсатора C в сочетании с сопротивлением нагрузки, объясняется принцип работы LLC-преобразователя (рисунки 3, 4). Обратите внимание, что две индуктивности представляют собой индуктивности утечки и намагничивания трансформатора. Они образуют резонансную цепь накопителя с дополнительной последовательной емкостной составляющей. В случае с LLC величина паразитной выходной емкости MOSFET (или Coss) не играет большой роли в отличие от обычных резонансных преобразователей с ZVS и ZCS.

Рис. 3. Делитель напряжения

Рис. 4. Делитель переменного напряжения с резонансным элементом

Первая ссылка в списке литературы указывает на докторскую диссертацию Бо Янга «Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems» [1]. В ней можно найти ссылки на другие публикации, которые помогут разобраться с темой LLC и самой диссертацией. Обратите внимание, что в первой ссылке есть подссылки на четвертую часть диссертации, а также на Приложение B, где приводится важный график напряжения (эта ссылка содержит Приложения от A до D и дополнительные ссылки). Хотя этот график приводится в большинстве источников, его создание потребовало от меня напряженной работы и заполнения некоторых пробелов в знаниях (рис. 5).

Рис. 5. Зависимость коэффициента усиления преобразователя от величины fs/fr 

Ссылки 3 и 4 оказали мне решающую помощь при построении графика усиления преобразователя, поскольку в них отмечалось влияние емкостной составляющей на коэффициент передачи и объяснялось, почему отрицательный импеданс вносил неразбериху в графики. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла.

Ссылка 5 – руководство от Infineon, которое содержит подробное описание наиболее полезных шагов, выполняемых при проектировании. В этом документе сравниваются особенности переключений и выпрямления в мостовой и полумостовой схемах, а также — связанные с ними компромиссы. Я использовал мостовую и полумостовую схемы для объяснения, как связанны напряжение и ток. В мостовой схеме полевые МОП-транзисторы каскадируются для получения требуемого напряжения. Параллельное включение транзисторов необходимо для увеличения нагрузочного тока. Обычным требованием для импульсных регуляторов напряжения является исключение постоянной составляющей подмагничивания, чтобы не допускать насыщения трансформатора. Как упоминалось ранее, LLC-преобразователи отличаются тем, что мост им нужен для создания положительной и отрицательной полуволн сигнала, который, проходя фильтрацию, принимает синусоидальную форму.

Ссылка 6 от Fairchild – единственная среди найденных мной ссылок, в которой уравнение усиления также включает вторичную индуктивность рассеяния. Обратите внимание, что вторичная индуктивность рассеяния, а также сопротивление нагрузки отражаются через трансформатор и, таким образом, могут быть подстроены за счет изменения соотношения числа витков обмоток. В данном руководстве содержится ряд ключевых советов, которые помогут в разработке реальной схемы.

В документации от Infineon/Fairchild также подробно описывается конструкция трансформатора. Поскольку резонансная настройка LLC основывается как на индуктивности рассеяния, так и на намагничивающей индуктивности трансформатора, эта информация в нашем случае оказывается бесполезной.

Наши университетские друзья в Колорадо поделились некоторыми сведениями о преобразовании мощности. В частности, в курсе электротехники ЕЭК 562 Colorado State можно найти множество примеров моделирования, выполненных в MATLAB.

Говоря о моделировании, стоит отметить, что во многих источниках приводятся ссылки на модели SPICE. Я не отдаю предпочтение какой-либо конкретной ссылке и считаю, что, изучив их, можно убедиться в существовании различных режимов работы LLC-конвертера. Но стоит вновь отметить, что у LLC есть множество отличий от традиционных импульсных преобразователей.

Опытный образец, с которым я работаю, создан компанией Texas Instruments. Благодаря корректору коэффициента мощности эта система обеспечивает стабильную работу со входным напряжением 400 В DC. Исследование образца показало допустимость больших колебаний тока нагрузки и продемонстрировало влияние тока на рабочую точку и резонансную частоту.

В заключение хочется отметить, что если вы думаете, что сможете в разных статьях найти одинаковые уравнения для определения коэффициента усиления, то вы ошибаетесь. Использование переменной M позволяет учитывать факторы, отличающиеся в каждой конкретной статье, руководстве, диссертации, учебном курсе. Если у меня будет время, я составлю сравнительную таблицу, чтобы показать, чем они отличаются.

Данная статья могла показаться длинной и неконкретной. В ней содержится только вводная информация по теме LLC-преобразователей. Но теперь у вас есть ссылки для ознакомления с особенностями LLC-схемы, обещающей огромные преимущества, начиная от уменьшения или даже устранения потерь при переключениях. Вы также можете исключить огромную катушку индуктивности, поскольку она уже включена в трансформатор. Потребуется несколько статей, чтобы рассмотреть все эти преимущества.

Список следующих частей:

Литература: 

1. “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems” Bo Yang Dissertation submitted to the Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University in partial fulfillment of the requirements for the degree of Doctor of Philosophy in Electrical Engineering, Fred C. Lee, Chairman; Dushan Boroyevich; Jason Lai; Guo-Quan. Lu; Alex Q. Huang; September 12, 2003 Blacksburg, Virginia
2. Chapter 4 LLC Resonant Converter;
3. Bo Yang Dissertation Appendices.
4. “Basic Principles of LLC Resonant Half Bridge Converter and DC/Dynamic Circuit Simulation Examples”, On Semiconductor LLC Application Note AND9408/D
5. “RLC Resonant Circuits” Andrew McHutchon April 20, 2013.
6. 11 The Series RLC Resonance Circuit.
7. ‘Resonant LLC Converter: Operation and Design 250W 33Vin 400V out Design Example’AN2012-09 Sam Abdel-Rahman, Infineon Technologies North America (IFNA) Corp.
8. “Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers; couldn’t get a website URL; suggest you Google the text in brackets[“Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers].
9. “SIMULATION OF A SERIES HALF BRIDGE LLC RESONANT CIRCUIT” ECE562: Power Electronics I COLORADO STATE UNIVERSITY Fall 2011.
10. “230-V, 400-W, 92% Efficiency Battery Charger w/PFC and LLC for 36-V Power Tools” Texas Instruments Reference Design, TIDA-00355.

(PDF) РезонансноИмпульсныйИнвертор

Имитационные эксперименты проводились для резонансной и

нерезонансной моделей инверторов. Сравнение обобщенных данных ряда

экспериментов показало, что энергоэффективность моделей близка, в

частности потребленная энергия для резонансной схемы составила

16,75 Дж и для нерезонансной схемы 17,2 Дж за время работы 100 мс.

Снижение КПД для нерезонансной схемы в данном случае оказалось

незначительным, с 0,895, до 0,872. Выигрыш резонансной схемы составил

2,3%. Это меньше, чем ожидаемый выигрыш только за счет устранения

коммутационных потерь, поскольку при переходе в резонансный режим

несколько увеличивается коэффициент формы резонансного тока и

добавляется активное сопротивление резонансного дросселя.

Выводы

1. Получены выражения для определения зависимостей величин

тока потребления, нагрузки и выходного напряжения резонансно-

импульсного инвертора, позволяющие оценить энергопотребление и

рассчитать численными методами статические характеристики.

2. Сравнение энергоэффективности схем инверторов показало, что

преимущество резонансной схемы неоднозначно, оно проявляется при

повышении частоты преобразования за счет снижения в резонансной схеме

потерь в транзисторах и при использовании резонансных элементов с

малыми потерями.

3. Зависимости контурного КПД резонансно-импульсного

преобразователя показывают, что максимумы КПД приходятся на

некоторый диапазон сопротивлений нагрузки и частоты преобразования,

поэтому данный инвертор можно рекомендовать для питания заранее

определенных нагрузок, которые меняются незначительно.

4. Полученные теоретические результаты и результаты

моделирования подтверждают правильность работы модели резонансно-

импульсного инвертора и сходятся с описаниями принципа его работы в [].

★UP.Резонансный LLC конвертер

Сегодня о промышленной электронике, интернете вещей и электротехнике!

---

LLC-преобразователь представляет собой резонансный инвертор с тремя реактивными элементами, в которых входное напряжение постоянного тока превращается в прямоугольные импульсы с помощью ряда ключей, выполненных в виде полумостовой или полномостовой схемы. Для питания резонансного LLC накопителя (LLC tank), который эффективно отфильтровывает гармоники, создавая синусоидальную форму напряжения и тока. Это в свою очередь идет на трансформатор, который обеспечивает масштабирование напряжения и гальваническую изоляцию. Поток мощности преобразователя регулируется путем модулирования прямоугольной частоты относительно резонанса контура LLC накопителя.

Структурная схема LLC резонансного преобразователя.

 

В резонансном LLC преобразователе все полупроводниковые ключи имеют плавное переключение, а также переключение при нулевом напряжении (ZVS) при включении для первичных полевых МОП-транзисторов и переключение при нулевом токе (ZCS) при включении и выключении для выпрямители во вторичном контуре. Это приводит к низким уровням электромагнитных излучений (EMI). Кроме того, он может обеспечить высокую степень интеграции магнитных компонентов, что позволяет создавать преобразователи с более высокой эффективностью и удельной мощностью.

 

Ниже рассмотрим резонансный LLC преобразователь 330 Вт Texas Instruments

Показанное ниже базовое решение представляет собой компактную, безмостовую, высокоэффективную эталонную конструкцию переменного / постоянного тока с выходным напряжением 19,5 В мощностью 330 Вт. Она включает в себя внешнюю двунаправленный безмостовой преобразователь с коррекцией коэффициента мощности (PFC) на основе микросхемы UCC28180A, обеспечивающую пиковую эффективность от начала до конца > 94% при входном напряжении 90 В переменного тока и > 95,5% при входном напряжении 230 В переменного тока. DC / DC реализован с использованием этапа HB-LLC, реализованного с использованием микросхемы UCC256301. Конструкция использует микросхему UCC24624 для синхронного выпрямления на вторичной стороне для повышения эффективности.

Схема безмостового LLC резонансного преобразователя 330 Вт.

 

Характеристики безмостового LLC резонансного преобразователя 330 Вт

 

• Эффективность при полной нагрузке при 230 В переменного тока > 95,5% и > 94% при 90 В переменного тока
• Высокий коэффициент мощности > 0,99, соответствует нормам PFC и текущему коэффициенту гармоник THD согласно IEC 61000-3-2 Класс A
• Потребление < 0,25 Вт в режиме ожидания с пакетным режимом на каскадах PFC и LLC
• Функция предотвращения ZCS и функция обнаружения OVP в контроллере LLC повышает надежность и защищает системы от перегрузки по току, короткого замыкания и перенапряжения для обеспечения безопасности
• Малый форм-фактор печатной платы: 152 мм × 75 мм × 25 мм

Справочная конструкция LLC резонансного преобразователя.

 

КПД схемы показан на рисунке ниже

КПД LLC резонансного преобразователя 330 Вт.

О нетрадиционных подходах к преобразовательной технике

Большинство статических преобразователей, промышленно выпускаемых сегодня, построено с применением хорошо известных подходов к их силовым схемах, о которых мы говорили в предыдущих разделах. Однако встречаются и нетривиальные, творческие подходы к техническим решениям, которые позволяют достичь высоких результатов и упростить схемотехническую реализацию преобразовательной техники. В этом разделе мы расскажем читателю о продукции научно-производственного российско-молдавского предприятия «Элкон» (г. Кишинев) [8]. В подготовке раздела большую помощь оказали генеральный директор фирмы А. Г. Семенов и главный инженер А. А. Пенин.

Вот как представляет свою продукцию и заложенные в нее оригинальные технические идеи генеральный директор А. Г. Семенов: «Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать способ построения резонансных преобразователей с глубокой регулировкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор. На данный способ получен международный патент. Наиболее полно преимущества способа проявляются при построении мощных — от 0,5 кВт до десятков кВт — статических преобразователей. Причем наши преобразователи не требуют схем быстрой защиты от короткого замыкания на выходе, так как в них практически не возникает режима разрыва токов в любом режиме. Также устранена возможность возникновения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей) преобразователи являются источниками тока, то появилась возможность перенести конденсатор фильтра сетевого выпрямителя на выход преобразователя, что позволило достигнуть значения коэффициента мощности на уровне 0,92…0,96 в зависимости от характера нагрузки, не усложняя схему коррекцией коэффициента мощности. Частота резонансного контура остается постоянной, а это дает возможность эффективной фильтрации излучений преобразователей по всем направлениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников тока для электрохимической защиты от коррозии мощностью 600, 1500, 3000 и 5000 Ватт. КПД этих приборов, измеренный при работе в номинальных режимах, составляет 0,93…0,95. Источники противокоррозионной защиты прошли сертификационные испытания, идет их внедрение — все это подтверждает жизненность идеи».

В чем заключается новизна этого подхода к проектированию преобразовательной техники, мы и поговорим далее. Как читатели уже хорошо знают, в настоящее время приборы и устройства силовой электроники, разрабатываемые для профессионального применения, достаточно успешно оптимизируются по таким критериям, как масса, габаритные размеры, надежность, стоимость. Эти требования неуклонно ужесточаются, то есть современный заказчик уже не хочет приобретать просто преобразователь, за ценой которого он не постоит. Заказчику нужны приборы с минимальными габаритами и массой, но при этом — с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимостью [9]. С целью улучшения потребительских свойств изделий приходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах, снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения определенных результатов разработчик идет на некоторый (порой даже весьма непростой) компромисс [10]. Поэтомудальнейшая оптимизация параметров преобразовательной техники возможна только на новые принципы построения этих устройств. Резервы старых принципов уже в значительной степени, к сожалению, исчерпаны.

Чтобы читателю понять, чем принципиально отличается способ регулирования напряжения, предлагаемый фирмой «Элкон», от других способов регулировки, какая новизна заключена в этом способе, напомним о классическом построении преобразователей. Типовые преобразователи постоянного напряжения в постоянное (преобразователи DC/DC типа) строятся, как известно, по схеме: первичное звено, преобразующее постоянное напряжение в переменное высокой частоты; вторичное звено, осуществляющее преобразование переменного напряжения высокой частоты в постоянное напряжение. В составе таких преобразователей традиционно имеется регулятор, управляющий величиной выходного постоянного напряжения, или поддерживающий его на требуемом уровне.

Высокочастотное преобразование постоянного тока в переменный и обратно может осуществляться при помощи различных схем, но если говорить о двухтактных прототипах, то в этом случае обычно называют два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых ключей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной) формой тока ключей [11].

Эффективность работы преобразователей в значительной степени определяется динамическими коммутационными потерями на силовых элементах при коммутации номинальных значенийтоков. Опыт разработки преобразовательной техники даже небольшой мощности (порядка 100 Вт) показывает, что снизить эти потери удается в основном за счет использования коммутационных силовых элементов с низким временем переключения (переход от тиристоров к ЮВТ-транзисторам) и за счет формирования правильной траектории их переключения. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конечно, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками, но, тем не менее, эти характеристики далеки от идеальных. Поэтому очень часто технологические ограничения служат причиной появления значительных перенапряжений на элементах силовой схемы, а значит, и снижается надежность статического преобразователя в целом [12].

Формирование правильной траектории переключения — немаловажная задача, которая также в значительной степени может снизить коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так называемую «мягкую» коммутацию путем перераспределения энергии между собственно силовой частью коммутационного элемента (в качестве которого обычно выступает транзисторный ключ), и формирующим элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накопленной ими энергии. Напомним, что известными представителями формирующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие резисторы, снабберы. Практика разработки серийно-способных промышленных статических преобразователей показывает, что при создании устройства с номинальной мощностью в сотни-тысячи Ватт приходиться буквально сражаться за каждый Ватт эффективной мощности, максимально снижать тепловые потери [13].

Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстродействующей защиты от коротких замыканий (КЗ) в нагрузке. Проблема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродействующая защита становится весьма подверженной ложным срабатываниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к ложным срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Отсюда вывод: разработчикам приходится прикладывать много сил, чтобы спроектировать оптимальное защитное устройство.

В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный преобразователь на сегодняшний момент оказывается в некоторой степени непригодным для удовлетворения современных требований, предъявляемых к силовой преобразовательной технике. Естественно, возникает желание поиска новых способов построения силовых схем.

В последнее время инженеры обратили внимание натак называемые «резонансные» силовые схемы преобразовательной техники, как на устройства со значительными потенциальными возможностями. В резонансных преобразователях принципиально меньше динамические потери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение происходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой формой сигнала, близкойксинусоидальной [12], [14]. Резонансные преобразователи более надежны, им не требуется быстродействующая защита от КЗ в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит естественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока несколько возрастают статические потери в ключевых силовых элементах, но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к динамике переключения силовых элементов, здесь могут быть использованы «медленные» IGBT-транзисторы класса «standard», у которых напряжение насыщения меньше, чем у «быстрых» IGBT-приборов класса «warp speed». Можно даже использовать уже основательно забытые биполярные и СИТ-приборы, хотя, на взгляд автора книги, об этих приборах лучше не вспоминать.

С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобразователи получаются очень простыми и надежными. Однако до сих пор они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобразователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного напряжения [11]. Обычные преобразователи используют принцип регулирования на основе широтно-импульсной модуляции — этот метод хорошо отработан и не вызывает технически непреодолимых сложностей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и других специальных методов управления (например, частотного регулирования — за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличению динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся соизмеримыми или даже превышающими аналогичные потери в классических статических преобразователях. Использование формирующих цепей (RCD, снабберов и т. д.) оправдывает себя в ограниченном диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования. Встречается несколько более эффективный способ, основанный на значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к уменьшению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но этот способ частотного регулирования также можно записать в разряд компромиссов, а значит, считать недостаточно удовлетворяющим современным требованиям [15].

И все же резонансные преобразователи оказались настолько заманчивыми по своим перечисленным выше достоинствам, что было придумано еще несколько способов повысить КПД и глубину регулирования. Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использование дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена преобразования, а значит, снижает общий КПД [15]. Известна также конструкция с переключением витков высокочастотного трансформатора, но это решение значительно усложняет схему преобразователя, повышает его стоимость. Итог — невозможность использования этих технических решений в областях широкого потребления.

Из сказанного выше читатель может сделать вывод, что основная проблема, мешающая широкому распространению резонансных преобразователей, кроется в создании эффективного способа глубокого регулирования выходного напряжения. Если эту проблему удастся решить, устройства силовой электроники получат «второе дыхание» своих технических решений, а статические преобразователи на основе новых принципов регулирования смогут получить распространение в новых и уже освоенных областях техники.

Специалистам «Элкона» удалось в значительной степени продвинуться в исследованиях способов регулирования резонансных преобразователей путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный способ был взят за основу, так как в нем сохраняется главное достоинство резонансной схемы — коммутационные переключения при нулевом силовом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном резонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти более эффективный механизм регулирования в широком диапазоне нагрузок и приемлемом диапазоне частот. Помимо этого, удалось достигнуть одинаковых значений амплитуд токов силовых транзисторов как в режиме номинальной нагрузки, так и в режимах КЗ, отсутствия сквозных токов через силовые транзисторы даже при максимальной частоте коммутации, «мягкой» нагрузочной характеристики, гораздо более приемлемой, чем у классической резонансной схемы.

Обращаем внимание читателя, что полная, пригодная к воспроизводству, схема модернизированного резонансного преобразователя является предметом «ноу-хау» предприятия «Элкон», однако, изложенные далее основные принципы работы преобразователя помогут специалистам разобраться в сути предложенных усовершенствований и даже разработать собственную схему.

Итак, предлагаемый способ регулирования предназначается для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высокочастотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи, установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства, стабилизаторы и т. д. Способ имеет прототип [10], в котором создается колебание с собственным периодом Т₀ и периодом коммутации силовых ключей Т_к; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения, передачи части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собственных колебаний Т₀ частоты коммутации ключей Г_к, близкой к Т₀.

Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительному увеличению тепловых потерь и в целом снижает надежность преобразователя, так как при расстройке утрачивается главное достоинство резонансной схемы — коммутация при нулевых силовых токах. Все это приводит к тому, что изложенный в прототипе способ целесообразно использовать только в маломощных преобразователях.

Специалистами «Элкон» исследован более близкий к решению поставленной задачи прототип [16], в котором также создается колебание с собственным периодом Т₀ и периодом коммутации ключей Г_к, но в данном случае Т_к > Т₀. В составе схемы используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передачей части энергии в нагрузку с выпрямителем. Выходное напряжение регулируется за счет изменения периода коммутации Т_к. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного накопителя через нагрузку, а ограничение фронтов импульсов тока силовых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктивных накопителей.Т₀)/2. Еще один недостаток схемы — принудительное прекращение тока через ключи, несмотря на то, что фронт коммутации жестко задан. Поэтому здесь возникает необходимость разработки сложной схемы защиты силовых ключей при нулевых токах.

Оценив все недостатки вышеперечисленных способов, инженеры фирмы «Элкон» разработали устройство, с помощью которого можно реализовать стратегию глубокой регулировки выходного напряжения

при сохранении достоинств резонансных схем. Это устройство представляет собой типовой резонансный полумостовой преобразователь с емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем энергии) и индуктивным накопителем, включенных последовательно с нагрузкой между стойкой транзисторного полумоста и средним выводом емкостного делителя. Дополнительные индуктивные накопители включаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.

В новом способе регулировки можно найти аналогии с прототипами, опубликованными в [10] и [16]: здесь также создаются колебания с собственным периодом Т₀ и периодом коммутации Г_к, причем Т_к > Т₀. От прототипов заимствованы емкостной и индуктивный накопитель с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, осуществляется возврат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, регулировка напряжения выполняется за счет изменения Т_к. Новизна способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями создаются вторые колебания с собственным периодом Т₀ и периодом коммутации Г_к, с использованием того же емкостного накопителя и второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкостного накопителя, передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.

Главной особенностью предложенного способа является одновременное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые элементы таким образом, что суммарный ток через них не прерывается, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на максимальной частоте даже при возникновении КЗ. При этом амплитуда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значе-

ний. Этот способ «работает» во всем диапазоне периодов коммутации Т_к, что успешно решает проблемы резонансного преобразования.

Устройство, показанное на рис. 1.4.l, содержит управляющий задающий генератор (УЗГ), выходы которого соединены с затворами силовых ключей IGBT-типа (VT1 и VT2), образующих полумостовую стойку (плечо полумоста). Средняя точка соединения ключей VT1 и VT2 через емкостной накопитель (резонансный конденсатор) C1 подключена к одному из выводов трансформаторно-выпрямительного устройства (ТР-ВЫПР) с нагрузкой на выходе. Индуктивные накопители (резонансные дроссели) L1 и L2 соединены последовательно. Их общая точка соединения подключена к другому выводутрансформаторно-выпрямительного устройства. Источник питающего напряжения U_n соединен с нижним выводом дросселя L1 и эмиттером транзистора VT2. Верхний вывод дросселя L2 соединен с коллектором транзистора VT1.

На рис. 1.4.2 показаны графики, отражающие работу резонансного преобразователя. Задающий генератор УЗГ вырабатывает парафазные управляющие импульсы, показанные нарис. 1.4.2.Длительностьуправляющих импульсов составляет Т₀/2, а их период регулируется (обозначен как Т_к). Эти управляющие импульсы по очереди открываюттранзисторы VT1 и VT2. В установившемся режиме работы преобразователя, в момент времени t_l9 подается импульс управления на транзистор VT2, при этом через него начинает протекать синусоидальный импульс тока 1_{9 показанный нарис. 1.4.2,0,—такназываемые «первые колебания». Одновременно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод VD1 транзистора VT1 продолжает протекать ток /₂ — «вторые колебания».

На рис. 1.4.3 показан первый такт работы схемы, отражающий поведение ее элементов а промежутке времени t_v..t_v Резонансный конденсатор C1 с напряжением U₅, график которого приведен на рис. 1.4.2 г), перезаряжается черезтрансформаторно-выпрямительную нагрузку (ТР-ВЫПР). Первый резонансный дроссель L1 накапливает энергию. В то же время резонансный конденсатор C1 разряжается через второй резонансный дроссель L2 с напряжением U%, график которого приведен на рис. 1.4.2, д. Дроссель L2 накапливает энергию в соответствии с полярностью, указанной на графике.

На рис. 1.4.4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее поведение во временном промежутке t₂…t_y Резонансный конденсатор C1 продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1. Также конденсатор C1 перезаряжается через второй резонансный дроссель L2, который уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью.

На рис. 1.4.5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее поведение на временном промежутке t_y..t_A. Резонансный конденсатор C1 продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1 с напряжением U7, по-

Рис. 1.4.2. Графики, отражающие работу резонансного преобразователя

казанным на рис. 1.4.2, e. В то же время резонансный конденсатор C1 уже заряжается от второго резонансного дросселя L2, который продолжает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.

На рис. 1.4.6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий ее поведение на временном промежутке /₄…/₅. Резонансный конденсатор C1 продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1, который уже отдает энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же время резонансный конденсатор C1 продолжает заряжаться от второго резонансного дросселя L2.

На рис. 1.4.7 показан пятый такт работы схемы, отражающий ее поведение на временном промежутке t₅…t₆. Резонансный конденсатор C1 продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1.

На рис. 1.4.8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее поведение во временном промежутке t₆…t₇. Резонансный конденсатор C1 уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1 в источник питания U„. Ток /, при этом меняет свое направление.

На рис. 1.4.9 показан седьмой такт работы схемы во временном промежутке t₇…t_s. Импульс управления подается на транзистор VT1, при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока /₂ согласно рис. 1.4.2, в через указанный транзистор («вторые колебания»). Также продолжает протекать ток /, через антипараллельный диод VD2 транзистора VT2 — «первое колебание». Резонансный конденсатор C1 отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и первый резонансный дроссель L1 в источник питающего напряжения U„ и во второй резонансный дроссель L2.

На рис. 1.4.10 показан восьмой такт работы схемы, отражающий ее поведение на временном промежутке t_b…t₉. Резонансный конденсатор C1 и первый резонансный дроссель L1 отдают энергию через

Рис. 1.4.8. Шестой такт работы схемы

трансформаторно-выпрямительную нагрузку в источник питающего напряжения f7_n, а резонансный конденсатор C1 отдает энергию еще и во второй резонансный дроссель L2.

На рис. 1.4.11 показан девятый такт работы схемы, отражающий ее поведение на временном промежутке t₉…t_w. Все накопители отдают свою энергию.

На рис. 1.4.12 показан десятый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке /₁₀…/ц. Идет перезаряд резонансного конденсатора C1 за счет энергии второго резонансного дросселя L2.

На рис. 1.4.13 показан заключительный такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке времени t_n…t_x. Идет разряд резонансного конденсатора C1, далее процессы повторяются.

Обращаем внимание читателя, что на интервале времени t₆…t₇ происходит возврат энергии в источник, поскольку ток /j меняет свое направление, а отрицательная амплитуда тока /, определяется нагрузкой преобразователя. Именно этот факт определяет дополнительные преимущества описываемого устройства — амплитуда тока через ключи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Так-

Рис. 1.4.11. Девятый такт работы схемы

Рис. 1.4.12. Десятый такт работы схемы

же полностью отсутствует проблема «сквозных токов», что упрощает и повышает надежность схем управления ключевыми элементами. Отпадает и проблема создания быстродействующих защит для предотвращения режима КЗ.

Представленная идея была положена в основу опытных образцов и серийных изделий, которые в настоящее время производит «Элкон». К примеру, преобразователь напряжения с выходной мощностью 1,8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты подземных трубопроводов, получает питание от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы IGBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным диодом, емкость резонансного конденсатора C1 составляет 0,15 мкФ, индуктивности резонансныхдросселей L1 и L2 — по 25 мкГн. Период собственных колебаний Т₀ составляет 20 мкс, коэффициент трансформации трансформатора — 0,5 (что определяет диапазон номинальной нагрузки 0,8…2,0 Ом). Для минимального значения периода коммутации Г_к, равного 13 мкс (при частоте коммутации 77 кГц) и нагрузке 1 Ом амплитуды токов 1_Х и /₂ соответственно составляют плюс 29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов 1_Х и /₂ составили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значения составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.

На рис. 1.4.14 показано семейство регулировочных характеристик резонансного преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне

частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нулевом силовом токе. Как пишут авторы идеи, все результаты были первоначально проверены в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, затем воплощены в макете, и только после этого запущены в серию.

Для сравнения, на рис. 1.4.15 представлено семейство регулировочных характеристик аналогичного по мощности классического резонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Т_к увеличен из-за возникновения сквозных токов, и в данном случае составляет 14 мкс (при частоте коммутации 72 кГц). Для этой номинальной частоты выполняется условие режима коммутации в нуле токов. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки равна 30 А, для сопротивления 0,5 Ом амплитуда равна уже 58 А. В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится уже более 100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в нуле токов, а средний ток нагрузки превышает 180 А. Таким образом, как было указано ранее, в данном случае возникает необходимость в быстродействующей защите от КЗ для исключения выгорания силовых транзисторов и предупреждения аварийной ситуации.

Участок регулирования «А» характеризует режим коммутации в нуле токов. Но практический интерес представляет только участок регулирования «Б», когда частота коммутации меньше номинальной в

два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указанным способом для классического преобразователя значительно меньше, чем в преобразователях «Элкон», а необходимость работы на более низкой частоте коммутации ухудшает энергетические показатели классического преобразователя. Таким образом, преобразователи «Элкон» обладают практически приемлемыми регулировочными характеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.

Учитывая «мягкую» нагрузочную характеристику, возможно регулирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет фазового управления двумя преобразователями, соединенными параллельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на макете мощностью 1,2 кВт (рис. 1.4.16). Выходное напряжение при таком способе регулирования можно легко изменять от нулевого до максимального. Полученные результаты позволяют предположить, что статические преобразователи, использующие новый способ резонансного преобразования, найдут более широкое применение во всех областях техники, где используются классические статические преобразователи с номинальной мощностью на десятки и более кВт.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Полумостовой двухтактный инвертор с ШИМ, с дросселем рассеяния, резонансный

Темы: Сварочное оборудование.

Полумостовые преобразователи применяются в сварочных инверторах достаточно часто. Особенно их любят китайские производители.

И хотя, для получения приличной мощности, они требуют двойных токов, современные IGBT модули позволяют строить сварочные аппараты с достойными характеристиками, именно на основе полумоста. Простота и минимум деталей, надёжность и высокий КПД. Всё это привлекает разработчиков сварочной техники. В этой главе объединены описания трёх типов полумостовых преобразователей, схемы их очень похожи, различия только в принципах управления выходным током, ограничения тока силовых ключей и передачи энергии в нагрузку. Полная принципиальная схема полумостового сварочного инвертора с ШИМ показана на Рис.12.

Сварочник построенный по такой схеме способен отдать в дугу до 130А, частота преобразования 30-40кГц, определяется применяемыми транзисторами. Моточные данные приведены ниже.

Тр.1 Е65, №87 , ЭПКОС

1-9-10 витков, ПЭТВ-2, диаметр 2,5мм;

II — 3+3 витка (6 с отводом от середины), ПЭТВ-2, диметр 2,24 в четыре провода.

Тр.2 Б-22, 2000НМ1

I — 60 витков, ПЭВ-2, диаметр 0,3 мм;

II — 7+7 витков, ПЭВ -2, диаметр 0,56

Тр. 2хК20х12х6, 2000НМ1 одна обмотка 50 витков, ПЭВ-2, диаметр 0,3;

Др.1 К28х16х9, 2000НМ1, 15 витков монтажного провода, 1мм кв.

Тр.З К28x16x9, 2000НМ1

Все 4 обмотки одинаковые, мотаются одновременно, 30-35 витков, МГТФ-0,12.
Фазировка указана точками. Переходим к электрической схеме.
Задающий генератор собран на микросхеме UC3825, это один из лучших двухтактных драйверов, в нём есть всё, защита по току, по напряжению, по входу, по выходу. При нормальной работе его практически нельзя сжечь! Как видно из схемы ЗГ это классический двухтактный преобразователь, трансформатор которого управляет выходным каскадом. Настраивается ЗГ так, подаём питание и частотозадающим резистором настраиваем частоту 30-40к Гц, нагружаем выходную обмотку трансформатора Тр3 резистором 20-30 Ом и смотрим форму сигнала, она должна быть такой как на рис.13.

Мёртвое время или ступенька для IGBT транзисторов должно быть не менее 1,2мкс, если применяются MOSFET транзисторы, то ступенька может быть меньше, примерно 0,5мкс. Собственно ступеньку формирует частотозадающая емкость драйвера, и при деталях указанных на схеме, это около 2мкс. Подключаем к трансформатору Тр.З драйверы силовых ключей и естественно сами ключи. На затворах должны быть сигналы похожие на Рис.14, только в противофазе. При вращении резистора регулировки величины тока (на 8 ноге), длительность затворных импульсов должна меняться от 0 до тах 50%(- dead time).

При подаче положительного напряжения на 9 ногу, в пределах 0-1,5В, происходит примерно тоже самое, но более резко. В нашей схеме ограничение максимального тока ключей происходит через 9 ногу, а плавная регулировка выходного тока через 8 ногу UC3825N. Методика настройки предельно проста, подаём напряжение на блок управления, а к силовому блоку подключаем ЛАТР. Вместо силового трансформатора подключаем лампочку на 200Wх110V, и проверив наличие в затворах управляющих импульсов, начинаем постепенно поднимать напряжение приложенное к силовому блоку. Периодически останавливаясь и проверяя осциллографом, что у нас на лампочке. Если лампочка горит ровно и на экране осциллографа наблюдается картинка, похожая на Рис.13, пробуем регулировать ток. При этом лампочка должна плавно реагировать на поворот резистора, свечение должно меняться от 0 и до мах! Если этого не происходит — разобраться почему. Возможно прийдётся подобрать резисторы вокруг регулятора, ведь именно от них зависит диапазон регулировки выходного тока! На 8 ноге напряжение должно изменяться от +3В до +4В, в это время происходит изменение длительности выходных импульсов от 0 до 50%. Следующим нашим действием, будет отключение лампочки, и подключение на её место силового трансформатора, вторичная обмотка должна быть нагружена лампочкой 100Wх36V. Всё повторяем с самого начала, постепенно ЛАТРом поднимаем напряжение до 220V. Всё должно работать аналогично. Если так и есть, смело подключаем силовые диоды, отключаем ЛАТР, он нам уже не поможет. Включаем напрямую в сеть 220V, без нагрузки, через секунду должно сработать запускающее реле, замкнуть запускающую RC цепочку и подать силовое напряжение на ключи. Реле одновременно является и защитой от длительного режима К3.. Если в момент включения аппарата его выход будет замкнут, реле не включится, и мощность потребляемая аппаратом не превысит 50Вт. И так будет до того момента, пока на выходе сохраняется режим К3.

Запускающая RC -цепочка ограничивает ток потребляемый от сети, на уровне 250мА в режиме полного КЗ. Примерно тоже происходит при залипании электрода, конденсатор включенный параллельно реле, определяет время задержки на отключение. Переходим к следующему этапу настройки, для этого нужно запастись реостатом на 5кW сопротивлением 1,0 Ом. Устанавливаем регулятор тока на мах и подключаем балластник (реостат) на выход. Измеряем на нём напряжение, оно должно быть примерно 35-40В, медленно вращаем ручку регулятора тока в сторону уменьшения. Напряжение должно плавно уменьшаться. Следующее наше действие самое ответственное — настройка отсечки максимального тока ключей (защиты). Ставим подстроечный резистор «защита» в среднее положение и уменьшая сопротивление балластного реостата пытаемся найти точку срабатывания, в этот момент возможно появление попискивания в силовом трансформаторе. Делать наоборот, тоесть подстроечником находить положение срабатывания нельзя категорически. Не соблюдение этого обчно приводит к выгоранию ключей! Подстройку резистора защиты можно делать только при отключенной нагрузке! Ну, вот собственно и всё. Если на нагрузке 0,25 Ом удастся получить 26-28В, а на 0,15 Омах будет срабатывать защита, то аппарат будет чудесно варить, но только с удвоителем, или дросселем на выходе. Следующая схема -резонансный полумостовой сварочный инвертор с фазовой регулировкой выходного тока. Полная схема представлена на Рис.15. Такая схема позволяет получать в дуге ток, от 5 до 120А, этого вполне достаточно для нормальной работы электродами диаметром 1,6 — 3,0 мм, при напряжении в сети 210 — 240В.

Ниже представлены данные на трансформаторы и дроссели.

Тр.1 Е65, №87 , ЭПКОС

I-9-10 витков, ПЭТВ-2, диаметр 2,5мм;

II — .3+3 витка (6 с отводом от середины), ПЭТВ-2, диаметр 2,24 в четыре провода.

Тр.2 Б-22, 2000НМ1

I — 60 витков, ПЭВ-2, диаметр 0,3 мм;

II — 7+7 витков, ПЭВ -2, диаметр 0,56

Тр. 2хК20х12х6, 2000НМ1 одна обмотка 50 витков, ПЭВ-2, диаметр 0,3;

Др.1 Ш20х28, 2000НМ 12 витков, ПЭТВ-2, диаметр 2,5 мм, зазор от 0,3 до 0,9мм, подбирается экспериментально.

Др.2 К28х16х9, 2000НМ1, 15 витков монтажного провода, 1мм кв.

Тр.З К28х16х9, 2000НМ1 Все 4 обмотки одинаковые, мотаются одновременно, 30-35 витков, МГТФ-0,12.

Фазировка указана точками. Как видите схема очень похожа на предыдущую, но конструкция силовой части значительно проще! Это объясняется тем, что вся схема работает в резонансе и для переключения транзисторов нужно значительно меньше энергии, чем в схеме с силовым переключением.

Переключить ключ в нуле напряжения или тока значительно легче, именно этим объясняется тот факт, что на схеме Вы не увидите драйверов для силовых ключей, нет необходимости и в КСО цепочках (снабберах) защиты, нет защиты от перегрузки по току, функцию ограничения тока выполняет резонансный дроссель и собственная индуктивность рассеяния силового трансформатора.

Процесс настройки тоже немного отличается от настройки инвертора с ШИМ, хотя начало совершенно одинаково, до момента подачи управляющих импульсов в затворы силовых транзисторов.

Поскольку драйверов нет, то и осциллограмма напряжения в затворах будет выглядеть несколько иначе, смотри Рис.16. Как видим, задний фронт имеет довольно плавный спад, это разряжается затвор ключа. Для предыдущей схемы такая форма разряда затворов, была бы смертерльна на 100%! Резонансному преобразователю на это наплевать! Поэтому проверкой формы управляющих импульсов в затворах и ограничимся. Регулятором тока выставим максимальную длительность управляющих импульсов, если этого не сделать, дальнейшая настройка ничего не даст. Настроим задающий генератор на частоту 45кГц, вместо силового трансформатора, последовательно с резонансной КС цепочкой включим лампочку на 100Wх36V.

Вместо силовой сети подключаем ЛАТР, блок управления запитываем от отдельного источника, и начинаем медленно повышать напряжение на силовом блоке. Примерно при 40-50В если лампочка не горит, или горит не очень ярко, делаем остановку и изменяя частоту задающего генератора добиваемся максимальной яркости лампочки. Немагнитный зазор в резонансном дросселе должен быть при этом 0,4-0,5 мм, это примерно 4-6 слоев бумажного малярного скотча. Если всё прошло гладко, меняем лампочку на 100Wх110V и продолжаем повышать напряжение до 220В, периодически подкручивая частоту, если резонанс будет уходить. Это была предварительная настройка.

Отключаем лампочку и подключаем силовой трансформатор нагруженный лампочкой 100Wх 36V. Весь процесс повторяем сначала, постепенно ЛАТРом поднимая напряжение, а частотой подстраивая резонанс, до точки наиболее яркого горения лампы. Всё это необходимо проделать для выявления ляпов и ошибок монтажа, иначе, если подать сразу 220V, и что-то сгорит, никогда не поймёшь почему. Следующий этап, отключаем лампу и подключаем силовые диоды. ЛАТР тоже можно убрать, включаем напрямик в сеть. Через секунду должно сработать запускающее реле и на выходе появится напряжение 46-50В. Для начала надо подключить лампочку 100Wх36V и убедиться, что всё работает устойчиво, посторонних звуков нет. Свечение лампы ровное и регулятором тока плавно меняется от max до min.

Если всё именно так, меняем лампу на балластный реостат 1,0 Ом на 5 КW и продолжаем настройку. Кратковременно подключая нагрузку (1,0Ом) подстраиваем частоту до того момента, когда вольтметр покажет тах напряжение на балластнике, и при вращении частотозадающего резистора в любую сторону, напряжение будет уменьшаться. Примерно это может быть 30-З6кГц, при этом максимальное напряжение будет около 38В. Далее уменьшаем сопротивление нагрузки до 0,5 Ом, и повышая частоту находим максимум напряжения, затем всё повторяем для нагрузки, 0,25 Ом.

Все операции по настройке резонанса производить только при максимальной длительности управляющих импульсов! Конечным результатом настройки должно получиться 26-28В на нагрузке 0,25 Ом, и при дальнейшем уменьшении сопротивления нагрузки напряжение должно понижаться. Таким образом, если резонанс будет настроен на нагрузке 0,2 — 0,25 Ом, то именно в этом месте и будет максимум мощности! Максимальный выходной ток полностью зависит от резонансного дросселя, вернее от немагнитного зазора в сердечнике. Чем толще зазор, тем больше ток и выше частота. Это следует помнить, и при монтаже закрепить резонансный дроссель так, чтобы его можно было снять, разобрать и подкорректировать в случае необходимости толщину зазора.

Рабочая толщина зазора может достигать 1 — 1,5мм, но начинать настройку лучше с 0,3- 0,5 мм. Такой зазор сразу ограничит максимальные токи через ключи, и в случае возникновения аварийной ситуации, не даст им сгореть.

Дальнейшее увеличение нагрузки, при неизменной частоте вызовет падение напряжения и снижение мощности. При К3 ток может превышать мах ток дуги в 1,2 -1,5 раза, но напряжение на выходе упадёт до 2-ЗВ, и соответственно мощность не будет выделяться.

Это неоспоримый плюс резонансного инвертора, естественное ограничение мощности. При такой настройке, аппарат не боится режимов КЗ, скорость ограничения тока на порядок выше, чем при самой быстрой параметрической защите. А применение удвоителя напряжения на выходе позволяет зажигать и поддерживать дугу при самых неблагоприятных условиях! На Рис. 17-19 показаны осциллограммы напряжения в затворах ключей при изменении выходного тока в сторону уменьшения, при фазовой регулировке. И ещё один способ настройки резонанса, для продвинутых радиолюбителей.

В разрыв первичной цепи включается токовый трансформатор. Например 50 витков на колечке К28, 2000НМ. Нагружаем аппарат на предельную нагрузку, например 25В и 150А, это примерно 0,17 Ом. Ширину импульса ставим на максимум, частоту заведомо выше резонансной, в нашем случае это примерно 45-50кГц. Подключаем через ЛАТР не более 40-60В. Естественно блок управления питается отдельно, осциллограф подключаем к токовому трансформатору. Картинка выглядит, как разорванная синусоида. Потихоньку опускаем частоту до того момента, когда синусоида склеится в непрерывную линию. Вот и всё! Практически тоже самое можно наблюдать подключившись осциллографом к резонансному конденсатору, или включив последовательно в первичную цепь резистор 0,1 Ом, и подключив осциллограф параллельно ему.

Третий тип полумоста с дросселем рассеяния, представляет собой гибрид между преобразователем с ШИМ и резонансным с частотным или фазовым регулированием.

Его схема ничем не отличается от схемы с ШИМ преобразователем, введена только RC цепочка последовательно с силовым трансформатором, как в резонансном. Но это не резонансная цепочка, а просто цепь ограничения максимального тока.

Конденсатор в этой цепочке является просто симметрирующим и его ёмкость равняется 22мкФх63В, тип К73-16В. Дроссель можно поставить точно такой, как в резонансном преобразователе, от величины его индуктивности зависит максимальная мощность преобразователя.

• < Инверторный источник сварочного тока ДС 140.31
• Сварочный инвертор, видео >

ON Semiconductor

Автор: admin

3 Апр

Микросхема LV8761V компании ON Semiconductor представляет собой полный Н–мостовой драйвер коллекторного электродвигателя постоянного тока, реализующий четыре режима работы: вперед, назад, стоп и режим ожидания.

Малое сопротивление интегрированных силовых ключей в открытом состоянии, нулевой ток покоя в режиме ожидания и высокая энергоэффективность делают данное устройство идеальным для применения в системах управления коллекторными двигателями постоянного тока в офисном оборудовании.

Читать далее »

Автор: admin

27 Фев

Микросхема LV8804FV компании ON Semiconductor предназначена для управления бесколлекторными двигателями постоянного тока в вентиляторах персональных компьютеров, серверов и холодильников.

LV8804FV представляет собой бездатчиковый драйвер трехфазного электродвигателя, обеспечивающий малое энергопотребление и низкий уровень вибрации. Отсутствие необходимости применения датчика Холла позволяет уменьшить размер готового решения. Драйвер LV8804FV ориентирован на применение в приложениях, требующих высокой надежности при длительном сроке эксплуатации, таких как вентиляторы серверов и холодильников.

Читать далее »

Автор: admin

27 Фев

Гибридные микросхемы семейства STK672 компании ON Semiconductor представляют собой микрошаговые драйверы униполярного двухфазного шагового двигателя, оснащенные интегрированными силовыми ключами на MOSFET транзисторах.

Архитектура устройств базируется на униполярном ШИМ–контроллере со стабилизацией тока нагрузки и включает интегрированный контроллер микрошагов, обеспечивая широкий выбор режимов возбуждения: 2-фазный, 1-2-фазный, W1-2-фазный, 2W1-2-фазный и 4W1-2–фазный. Кроме того, устройства обеспечивают вращение ротора двигателя в прямом и обратном направлении с функцией деления шагов с разрешением до 1:16, позволяя регулировать скорость вращения простым изменением частоты тактового сигнала. Применение микросхем семейства STK672 позволяет разработчикам проектировать решения, обеспечивающие высокий крутящий момент двигателя, низкий уровень вибрации, быстрый отклик и высокий КПД приложения.

Читать далее »

Автор: admin

8 Ноя

NCP3155 представляет собой синхронный понижающий DC-DC конвертер, предназначенный для применения в приложениях с низковольтным питанием, критичных к высокой эффективности системы питания. Высокая частота переключения (до 1 МГц) позволяет использовать внешние компоненты небольших размеров.

Устройство обеспечивает выходной ток до 3 А и оснащено полностью интегрированными силовыми ключами, а также схемой защиты от короткого замыкания. Кроме того, NCP3155 интегрирует тактовый генератор, обеспечивающий фиксированную частоту коммутации 500 кГц (NCP3155A) или 1 МГц (NCP3155B), позволяя не только уменьшить размеры приложения за счет применения более компактных внешних компонентов, но и сократить затраты на его производство. Интегрированные MOSFET – транзисторы коммутаторов верхнего и нижнего плеча с малым сопротивлением открытого канала обеспечивают высокую эффективность решения. Устройства доступны в корпусах SOIC-8 размером 5 мм х 4 мм.

Читать далее »

Автор: admin

26 Сен

NCP1072 и NCP1075 представляют собой контроллеры импульсного сетевого источника питания, интегрирующие высоковольтный MOSFET–транзистор (максимальное рабочее напряжение 700 В, сопротивление открытого канала 11 Ом). Отдаваемая в нагрузку выходная мощность устройств до 15 Вт.

Внутренний ШИМ-контроллер поддерживает режим работы с фиксированной частотой с управлением по току. Устройства отличаются высоким уровнем интеграции и содержат, помимо высоковольтного силового ключа, схемы плавного запуска, низкочастотной модуляции частоты тактового генератора, защиты от короткого замыкания, пропуска циклов, ограничения максимального тока, компенсации наклона пилы, а также узел автономного динамического питания (DSS), позволяющий использовать устройства без дополнительной обмотки силового трансформатора для питания контроллера. NCP1072 и NCP1075 доступны в компактных корпусах PDIP-7 и SOT-223.

Читать далее »

Автор: admin

1 Авг

NCP59302 — 3-амперный, регулируемый линейный регулятор со сверхмалым падением выходного напряжения, обеспечивающий низковольтный, сильноточный выход с минимальным числом внешних компонентов.

Регулятор отличается высокой точностью, сверхмалым падением выходного напряжения (300 мВ (тип.) при токе нагрузки 3 А) и малым током утечки на землю. Устройство работает от входного напряжения от 2.25 В до 13.5 В и устойчиво к максимальному напряжению на входе до 18 В. Интегрированные функции защиты включают ограничитель выходного тока, схему отключения по температуре и защиту от обратного тока на выходе. NCP59302 доступен в 5-выводном корпусе D2PAK. Версии регуляторов с фиксированным выходным напряжением будут доступны в ближайшем будущем и будут дополнительно оснащены выходом флага ошибки.

Читать далее »

Автор: admin

1 Авг

Устройство интегрирует все необходимые узлы для построения компактного высокоэффективного резонансного полумостового AC-DC преобразователя напряжения. Регулирование выходного напряжения преобразователя обеспечивается изменением уровня выходного напряжения корректора коэффициента мощности

NCL30051 представляет собой специализированную интегральную схему, интегрирующую корректор коэффициента мощности и полумостовой резонансный контроллер, оптимизированный для использования в светодиодных системах освещения. Устройство реализует все функции, необходимые для построения компактного высокоэффективного гальванически развязанного источника питания для светодиодов. В NCL30051 объединены контроллер коррекции коэффициента мощности с режимом критической проводимости и фиксированным временем включения, а также контроллер резонансного полумоста с интегрированным высоковольтным драйвером затвора верхнего плеча (рабочее напряжение до 600 В).

Читать далее »

Автор: admin

23 Ноя

NCP3170 — гибкий в использовании, синхронный понижающий ШИМ-регулятор, работающий в диапазоне входного напряжения от 4.5 В до 18 В, обеспечивающий выходной ток до 3 А и минимальный уровень выходного напряжения до 0.8 В.

NCP3170 поддерживает режим управления по току. Для снижения числа внешних компонентов, многие функции, такие как схемы плавного пуска, определения нормального уровня напряжения питания (Power Good) и регулировки частоты коммутации, реализованы в самом регуляторе. NCP3170 доступен в компактном 8-выводном корпусе SOIC.

Читать далее »

Автор: admin

23 Ноя

ШИМ контроллер с высоким уровнем интеграции для автономных источников питания.

NCP1251 высокоинтегрированный ШИМ контроллер, доступный в миниатюрном 6-выводном корпусе TSOP, обеспечивает высокую надежность и эффективность автономных источников питания. Контроллер поддерживает напряжение питания до 28 В и оснащен схемой коммутации с частотой 65 кГц или 100 кГц, работающей в режиме управления по пиковому току. Когда мощность нагрузки на вторичной части начинает снижаться, контроллер, при помощи цепи обратной связи, автоматически понижает собственную частоту до минимального уровня 26 кГц. При дальнейшем падении мощности нагрузки, устройство переходит в режим пропуска импульсов, ограничивая пиковый ток.

Читать далее »

Автор: admin

26 Окт

NCP690/NCP691/NCP692 — новая серия линейных регуляторов со сверхмалым падением напряжения (VLDO), поддерживающих выходной ток до 1 А, как в исполнении с фиксированным напряжением, так и с регулируемым в диапазоне от 5 В до 1.25 В выходным напряжением.

Данные регуляторы разработаны для компактных устройств и портативных приложений с питанием от аккумуляторной батареи и обеспечивают целый ряд дополнительных возможностей, таких как функция подавления шумов источника питания (PSRR), малый ток покоя и утечки на землю, малошумящий режим работы и функции защиты от короткого замыкания и перегрева. Устройства отличаются улучшенной по сравнению со стандартными CMOS LDO-регуляторами защитой от электростатических разрядов и оптимизированы для работы с недорогими керамическими конденсаторами. NCP691 оснащены выводом разрешения (EN) по активному низкому уровню сигнала, а NCP692 по активному высокому уровню сигнала. Все три регулятора доступны в компактном, размером 3 х 3 мм, 6-выводном корпусе DFN.

Читать далее »

Резонансный источник питания

 

Использование: разработка высокочастотных импульсных источников питания. Сущность изобретения: источник питания держит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4,5 и конденсаторах 6,7 и блок 25 управления частотой, выполненный в виде последовательно соединенных узла 26 преобразования напряжения в сопротивление и узла 27 преобразования сопротивления в частоту. В выходной цепи преобразователя 1 включен резонансный контур, выполненный на дросселе 8 и конденсаторах 9, 10. Стабилизация изменения рабочей частоты преобразователя 1 в зависимости от изменения выходного напряжения. Формирование специальной формы базового тока транзисторов 4, 5 с помощью блока 25 и цепочек, выполненных на элементах 15-22, снижает потери как при включенном, ток и при выключенном транзисторах 4, 5 преобразователя 1. 3 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано при разработке высококачественных импульсных источников питания.

Известен импульсный стабилизатор напряжения, содержащий двухтактный полумостовой преобразователь напряжения, входом соединенный со входными выводами, а выходом через выпрямитель и фильтр с выходными выводами, широтно-импульсный модулятор, выходы которого подключены к управляющим входам двухтактного полумостового преобразователя напряжения, генератор прямоугольных колебаний, формирователь пилообразного напряжения, источник опорного напряжения и два транзистора (1). В известном устройстве решена техническая задача повышение КПД за счет использования для сравнения в широтно-импульсном модуляторе переменных напряжений: прямоугольного опорного и пилообразного, пропорционального входному напряжению. Получение таких напряжений и их сравнение требует меньше энергетических затрат. А использование тока источника опорного напряжения одновременно для управления транзисторами двухтактного полумостового преобразователя напряжения, наряду с применением пассивного ШИМ, дополнительно повышает КПД. Источники питания с ШИМ в настоящее время являются превалирующими. Однако они характеризуются слишком высокими потерями, поскольку относятся к схемам с так называемым жестким переключением. При жестком переключении включенный транзисторный ключ выключается в момент, когда через него протекает ток, а выключенный транзисторный ключ включается, когда на нем имеется напряжение и поэтому, чем чаще этот ключ включается и выключается, тем больше потери. При этом время переключения транзистора (длительность включения или выключения) должно быть возможно меньше. Таким образом недостатком известного устройства являются высокие потери, т.е. низкий КПД. В идеале для того, чтобы потери были минимальными, транзисторный ключ должен выключаться в тот момент, когда ток через него равен нулю (переключение при нулевом токе) и включаться, когда напряжение на нем равно нулю (переключение при нулевом напряжении). В настоящее время наилучшим решением для высокочастотных импульсных источников питания является использование резонансных схем. В отличие от источников питания с ШИМ резонансных схем «смягчают» режим переключения и таким образом способствуют уменьшению потерь на переключение. В результате резонансные источники питания при одной и той же рабочей частоте обеспечивают более высокий КПД. Известен резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединений с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами (2). Известный источник питания является аналогом, наиболее близким к предлагаемому изобретению по совокупности существенных признаков. Однако и известный источник питания обладает значительными потерями при переключении, за счет того, что блок управления частотой вырабатывает колебания прямоугольной формы и, следовательно, ток управления транзистора преобразователя также имеет прямоугольную форму. Технической задачей данного изобретения является снижение потерь при переключении транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения и снижение мощности, потребляемой блоком управления частотой. Технический результат, который может быть получен при использовании изобретения, заключается в повышении КПД резонансного источника питания. Поставленная техническая задача достигается тем, что в резонансном источнике питания, содержащем ключевой транзистор преобразователь напряжения, входом соединений с выходами выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой резисторов и свободным выводом диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьим и четвертым конденсаторах, на дополнительном транзисторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно, первый со вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и выходом первого логических инверторов, первый резистор включен параллельно выходу узла преобразователя напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с выходами, соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенный к выходным выводам. Кроме того, узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем, регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. Логические инверторы могут быть выполнены на элементах 2И-НЕ. Для обеспечения запуска преобразователя напряжения, дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром. Изобретение иллюстрируется чертежами, где на фиг. 1 представлена схема резонансного источника питания, на фиг. 2 форма базового тока транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения, на фиг. 3 его регулировочная характеристика. Резонансный источник питания (фиг. 1) содержит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, входом соединенный с выходными выводами 2, 3 и выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4, 5 и конденсаторах 6, 7, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе 8 и первом конденсаторе 9 и второго конденсатора 10, выходной трансформатор 11, первичная обмотка которая подключена параллельно конденсатору 9, а вторичная -через выпрямитель 12 и фильтр 13 соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, к которым подключена нагрузка 14, цепочки формирования базового тока, выполненные в виде последовательно соединенных базовых резисторов 15 и 16, 17, 18 и диодов 19 и 20, и на дополнительных конденсаторах 21 и 22, включенных между общей точкой резисторов 15, 16 и 17, 18 и свободными выводами диодов 19 и 20 соответственно, блокирующие диоды 23 и 24, шунтирующие силовые выводы транзисторов 4 и 5, блок управления частотой 25, выполненный в виде последовательно соединенных узлов преобразования напряжения в сопротивление 26 и узла преобразования сопротивления в частоту 27. Узел 27 преобразования сопротивления в частоту содержит парафазный мультивибратор на четырех логических инверторах 28, 29, 30, 31, третьем конденсаторе 32, четвертом конденсаторе 33, дополнительном трансформаторе 34 и трех резисторах 35, 36, 37, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, 28 с 29 и 30 с 31, третий конденсатор 32 включен между выходом логического инвертора 28 и входом логического инвертора 30, четвертый конденсатор 33 включен между выходом логического инвертора 30 и входом логического инвертора 28, первый резистор 35 включен параллельно выходу узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, через второй резистор 36 и третий резистор 37, соединенные со входами, соответственно, логического инвертора 28 и логического инвертора 30, выходы логического инвертора 29 и логического инвертора 31 соединены с первичной обмоткой 38 дополнительного трансформатора 34, вторичные обмотки 39 и 40 которого использованы в качестве выходов узла 27 преобразования сопротивления в частоту и выходы блока 25 управления частотой. Логические инверторы 28, 29, 30, 31 могут быть выполнены, например, на элементах 2И-НЕ. В качестве входа блока 25 управления частотой использован вход узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, выполненного на дополнительном транзисторе 41, выход которого использован в качестве выхода узла 26 преобразования напряжение в сопротивление, на переменном резисторе 42, использованном в качестве входа узла 26 преобразования напряжения в сопротивлении, и четвертом резисторе 43, включенном между входом и выходом узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора 42 соединен с базой дополнительного транзистора 41. Вход блока 25 управления частотой соединен с нагрузкой 14. Для обеспечения пуска ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 дополнительный трансформатор 34 снабжен пусковой обмоткой 44, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя 1 последовательно с резонансным контуром. Питание парафазного мультивибратора осуществляют от отдельного источника питания и от источника опорного напряжения (элементы 45, 46) путем подачи на него напряжения с выхода выпрямителя 12 ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 через емкостной фильтр 47. Резисторы 48, 49, 50, 51 задают необходимый рабочий режим транзисторов 4 и 5. Резонансный источник питания работает следующим образом. При включении источника питания ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения возбуждается за счет положительной обратной связи пусковой обмотки 44 дополнительного трансформатора 34 и начинает генерировать низкочастотные импульсы. На вторичной обмотке выходного трансформатора 11 появляется напряжение, которое через выпрямитель 12 запитывает микросхему на логических инверторах 28.31 парафазного мультивибратора. Мультивибратор начинает генерировать высокочастотные импульсы, которые поступают через трансформатор 34 на цепочке формирования базового тока транзисторов 4 и 5. Благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 преобразователя 1 с помощью блока 25 управления частотой и цепочек формирования базового тока (элементы 15.22) достигается уменьшение потерь в транзисторах 4 и 5 при их переключении. В момент t₁ (фиг. 2) происходит включение транзистора 4 (включение при нулевом напряжении). При таком резком скачке базового тока уменьшаются потери при включении транзистора. Транзистор включен и насыщен в течение времени t₁ t₂. При этом базовый ток линейно уменьшается до значения i_б мин. при котором транзистор еще насыщен. При значении i_б время рассасывания t_рас транзистора при его выключении будет минимальным, что приводит к уменьшению потерь при выключении транзистора. В течение времени t₂ t₃, когда базовый ток принимает отрицательные значения, время выключения транзистора за счет дополнительного уменьшения t_рас. уменьшается, благодаря чему снижаются тепловые потери при выключении транзистора. Таким образом, благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 специальной формы (фиг. 2) уменьшаются потери как при включении, так и при выключении транзисторов преобразователя 1. Когда транзистор 4 включается, ток в дросселе 8 начинает постепенно нарастать. Этот ток равен сумме тока в первичной обмотке трансформатора 11 и зарядного тока конденсатора 9. Когда напряжение на конденсаторе 9 и первичной обмотке трансформатора 11 сравняется с входным напряжением, падение напряжения на дросселе 8 станет равным нулю, после этого энергия, запасенная в дросселе 8, начинает заряжать конденсатор 9. Через интервал времени, который задается собственной резонансной частотой контура, ток в дросселе 8 и, следовательно, в транзисторе 4 станет равным нулю. Затем ток через дроссель 8 изменит направление и конденсатор 9 начинает разряжаться, поддерживая протекание тока через диод 23. При этом транзистор 4 выключается (переключение при нулевом токе). Резонансный полупериод зарядки конденсатора 10 начинается после выключения транзистора 4 и заканчивается перед включением транзистора 5. Когда оба транзистора выключены, энергия передается от дросселя 8 к конденсатору 10. По мере зарядки конденсатора 10 напряжение на транзисторе 4 увеличивается, а на транзисторе 5 уменьшается. Когда напряжение на транзисторе 5 спадает до нуля, происходит его включение без потерь, при этом диод 24 обеспечивает возврат энергии, оставшейся в дросселе 8, обратно на вход резонансного источника питания. Следующий полупериод идентичен первому и начинается, когда выключится транзистор 5. Теперь напряжение на транзисторе 5 будет возрастать, а напряжение на транзисторе 4 уменьшаться, и когда оно спадет до нуля, происходит включение транзистора 4 без потерь. Как и в других резонансных источниках питания, изменение рабочей частоты преобразователя 1 приводит к изменению выходного напряжения, причем рабочая частота преобразователя 1 выше его резонансной частоты, а рабочая точка преобразования расположена на правом склоне резонансной кривой контура (фиг. 3) на ее прямолинейном участке. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет подачи напряжения отрицательной обратной связи с нагрузки 14 в блок 25 управления частотой и формирования в этом блоке импульсов управления транзисторами 4 и 5 преобразователя 17. В блоке 25 управления частотой осуществляется преобразование напряжения в сопротивление с помощью узла 26, а затем преобразование сопротивления в частоту с помощью узла 27. Модуляция частоты происходит за счет изменения сопротивления резистора 35, шунтируемого транзистором 41. Резистор 35 и конденсаторы 32, 33 и резисторы 36, 37 выполняют функцию времязадающих элементов парафазного мультивибратора. При уменьшении выходного напряжения от значения U₀ до U₂ за счет увеличения тока нагрузки частота парафазного мультивибратора уменьшается со значения f₁ до значения f₃ (фиг. 3), при этом выходное напряжение преобразователя 1 увеличивается до значения U₁ и компенсируется уменьшение выходного напряжения источника. Таким образом, выходное напряжение резонансного источника питания останется неизменным. Аналогично происходит стабилизация выходного напряжения за счет уменьшения тока нагрузки. На резонансной (регулировочной) характеристике (фиг. 3) рабочая точка преобразования смещается по линии f₁, f₂, f₃: чем больше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте и наоборот, чем меньше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте f₂. При очень больших точка нагрузки или коротких замыканиях в нагрузке рабочая точка преобразования смещается влево за резонансную частоту f_p, уменьшая напряжение практически до нуля (точка f₄, фиг. 3). При этом защита от коротких замыканий источника питания осуществляется без применения каких-либо дополнительных элементов. Предложенная схема выполнения блока управления частотой, в частности, его узла преобразования сопротивления в частоту, является очень экономичной, т.к. отличается малым потреблением мощности. Таким образом данное изобретение позволяет повысить КПД резонансного источника питания.

Формула изобретения

1. Резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединенный с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, отличающийся тем, что блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных узла преобразования напряжения в сопротивление и узла преобразования сопротивления в частоту, в качестве транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения использованы биполярные транзисторы, базовые цепи которых снабжены цепочками формирования базового тока, выполненными в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой базовых резисторов и свободным выводам диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьем и четвертом конденсаторах, на дополнительном трансформаторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно первый с вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и входом первого логических инверторов, первый резистр включен параллельно выходу узла преобразования напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с входами соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом, в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенного к выходным выводам. 2. Источник питания по п.1, отличающийся тем, что узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление, и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. 3. Источник питания по пп.1 и 2 отличающийся тем, что логические инверторы выполнены на элементах 2И-НЕ. 4. Источник питания по пп.1 3, отличающийся тем, что дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3

% PDF-1.4 % 2 0 obj > поток application / postscriptAdobe Illustrator CS22007-08-24T10: 56: 30-07: 002007-08-24T10: 56: 30-07: 002007-08-24T10: 56: 30-07: 00

25692JPEG / 9j / 4AAQSkZJRgABAgEASABIAAD / 7QAsUGhvdG9zaMAG9 0AAAAAABAASAAAAAEA AQBIAAAAAQAB / + 4ADkFkb2JlAGTAAAAAAf / bAIQABgQEBAUEBgUFBgkGBQYJCwgGBggLDAoKCwoK DBAMDAwMDAwQDA4PEA8ODBMTFBQTExwbGxscHx8fHx8fHx8fHwEHBwcNDA0YEBAYGhURFRofHx8f Hx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8fHx8f / 8AAEQgAXAEAAwER AAIRAQMRAf / EAaIAAAHAQEBAQEAAAAAAAAAAAQFAwIGAQAHCAkKCwEAAgIDAQEBAQEAAAAAAAAA AQACAwQFBgcICQoLEAACAQMDAgQCBgcDBAIGAnMBAgMRBAAFIRIxQVEGE2EicYEUMpGhBxWxQiPB UtHhMxZi8CRygvElQzRTkqKyY3PCNUQnk6OzNhdUZHTD0uIIJoMJChgZhJRFRqS0VtNVKBry4 / PE 1OT0ZXWFlaW1xdXl9WZ2hpamtsbW5vY3R1dnd4eXp7fh2 + f3OEhYaHiImKi4yNjo + Ck5SVlpeYmZ qbnJ2en5KjpKWmp6ipqqusra6voRAAICAQIDBQUEBQYECAMDbQEAAhEDBCESMUEFURNhIgZxgZEy obHwFMHR4SNCFVJicvEzJDRDghaSUyWiY7LCB3PSNeJEgxdUkwgJChgZJjZFGidkdFU38qOzwygp 0 + PzhJSktMTU5PRldYWVpbXF1eX1RlZmdoaWprbG1ub2R1dnd4eXp7fh2 + f3OEhYaHiImKi4yNjo + DlJWWl5iZmpucnZ6fkqOkpaanqKmqq6ytrq + v / aAAwDAQACEQMRAD8A9U4q7FXYq7FXYq7FXYq7 FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7F XYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FX ynq3 / OXPnay1W8s49H01ktp5IVZhPUiNyoJpL7Yq9b / If819Z / MXStVvNUtLa0ewnjhjW19SjB0L EtzZ / DFU + 0 / 83vI2oedpPJdpdySa / FLNBJAIZQge3VnlBk48PhCHv1xVmeKuxV2KuxV2KuxV2Kux V2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2Kvze8y / 8pHqv / MZcf8nWxS9j / wCcX / zJbQdYm8rfo0XEesStdT6gZ / TFtFa27ySMY / Tfn8KH9pcUFH + QvzJ8iW2o + afzBsvJstrq WlQNdy3MmqST + vPqFysXp8WgCoXMjNy3pQ7Yqm3 / AEOj / wB + d / 3Mv + zXFNPpnFDy / V / zX88L5g1L T / LPkG51 / TtOmNt + lheLaRySxgCZUEkLA + nJyQ0Y7jFWMeWf + cjfOvmi4vbfQfy5mvptOKrfIupI npM5YKG52y7ko23tir078vfOd95p0u6m1PRpfL + q2Nw1teaVcOZHT4FkRwxSLkro4IIWmKspxV2K uxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KvP / wAzPzq8s / l3e2VrrdjqE5v4 3lt5rOOF4 / 3bBWUmSaI8hUHp3xVhn / Q4P5af9WzWv + RFr / 2VYq + StXu47zVr28iBEVzPLMgagYK7 lhWhO ++ KX0F5S0X8uNA / IrUfNlg9rc + d49Jnhvp4bxpZoDqUjW8Qkt1lZI2CSqoqgNR88UKH5AaB + Xcv5ca5N59urS30zV9Qjiiiu7s2Zl / R0YkqjLJE78WufsqcVfP128El1M9vH6MDuzQxVJ4ISSq1 JJNBtucUv0O8h + c9L85eVrLX9OasVylJo6EGKZRSWM1 / lb7 + uKGQYq + dv + cVVVvMH5jqwqrXdqCP EGS8xVhuh6Z5Lk / NrzhpPmvzJdaPoWmXM6aZAb94FJ9cqsfNyzEInQV + Zwq9P8mflz5M1 + x8x2 / l / wAyX2qeWLiRbX1JJ5HlttSt41kWa0uAU5RiO6owYUJHcYq808pecNd / La983eRPMFhPq / mLUVW2 0Vi8ri4km / cxICzf3Uiy + oCtDsV60oFe7flt5Hs / y88nNeaxdy3OqpbNc63fzSySqojUyOkYYkBI wKbCrdcVeAaf5w85aB + YPlr8yNcupo9B833VzKbRnYxQ2jTGAoUJI / dxOkie1MVeif8AOS3mjUdO 1rytpt5e32neTb5nfWLnTSUml4OtYw4 / lU14 + 9aGmKtfl1p35byebNHv / wAvvPFxKLd3 + ueW9SuJ eE0UsTI5hilWN / VWobYMNu2KvfcVdirsVdirsVdirsVdirsVdirsVdirsVdirsVdirGPzC / Lzy75 70B9I1mI / CS9pdx0E1vLSgdD + tTscVfBfm / yzfeV / M2peX74hrnTpmhaRQQrqN0kUHejoQw + eKUn xV6RpGn6jF + R + pyWVtNcTa9rlvbOsMbP + 40 + B5ix4g7ercKB9OKHfmNo2r6X5G8i6bLYzxwQ6dPq VzO0bhBNqN21FdqUDCOGIUO / TFXm + KX2l / zin / 5KWH / mOuf1rih65d3dtZ2k13cyCK2t42lnlb7K ogLMx9gBir5w / wCcWdWs4PM / naK4LW76nJDdWQlRk5xQvctIRUfsiVTirHvKXm / yJp / 5wec9V8y6 c2oaJqlxOdOumsjdx1E5YOFZWYB16ELir0vQvzn / ACy0d9UHlzSJrDRh6moajN6D26TXjIkMMNrb 0NZJlhqfhRQFLHcnFXnPmLyZcedfy41b819T1P0PNZuvXsrZJGCWttA3GOxVeolNQ603rx7lsVR2 t / nZdebvyqsPK94JrDzJql1BputXjxMsK2gZfUuy1KAOKBx / rdqYqmH5y / lHqNh + WQmuPN1xqlro oh / Q + mzW1ukZ6RBI3hUP / dE0Hen04qt8ufnfZ3PlrQtI81 + Xn13SVsfq2sRfVDcTQXFm3FbiSOQF HjlhZDy2IYN16YVY3rOjeRPNXnvyyfyh0i7gu4LxZtWvI45oLSGOORWDn1D + 7ZOLVpTwFTgV9cYq 7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq7FXYq8q / NX / nHzy9 + YGt2 + tPfS6Xfoiw3bwosizxp 9moYrxdQact9u22Kofz7 / wA49eSL78v59K8vaTBZ6xYwmTTb5EUXEssYrwnlpyk9WnE8uhNR0xV5 L + TH / OROieRfKqeWta0i5kFvcSyLc2nplyJW5MHjkaP4lNR9rpiqP / Nr88tG / M7y3beTfKOm6kdV 1C + g / d3MUKK6LyPFTHNKa + pwO4pSprirN / y0 / wCcW / KmiW0N75sVdb1kgM9sSfqUR / lCbGWncvsf 5cVe1WNhY2FslrY20Vpax7RwQIsca / JVAAxVu9iuZrOaK1n + q3LoVhuOAk9NyNm4Ns1D2xV4n + SH 5l + ePNGteZG8z6taRaT5ZKR3HGCOBZGlaZQ7Sk / AqegTir2XS9d0TVlkbS9Qtr9YSBKbWaOYIWrT l6Zalad8VU4vMnl2bUjpcWq2cmphmQ2KTxNOGQEuvpBudVCknbbFUJL588jxX7afL5i0yO / VijWj XluJgw6qYy / Kv0YqiLzzX5Xslga81ixtluYxNbGa5hjEkTfZkTkw5KexG2KodfPfkhmCr5h0xmY0 VReW5JJ7D48VXS + d / JcMrwza / pscsbFJI3u4FZWU0KsC9QQcVReneYNB1NJH03UrW9SEVma3njlC Dr8RRmp9OKqFj5u8qahdJaWGtWF3dy19O3guYZJG4gseKIxY0UE4qqXvmfy1Y3gsr3VrO1vTxpbT XEUcp5 / Z + BmDb9tsVWWfmzytfXi2VlrNjdXjlgltDcwySsVBZqIrFjQAk7Yqjb / UdP062a61C6hs 7VSA09xIsUYLGgBZyBucVS3 / ABx5L9IS / p / TfSLFBJ9bg48gKkV50rQ4qs / x75G / 6mLTP + k23 / 5r xVEz + afLEF4tlPq9lFePw4Wz3MSyt6gBSiFuR5VHHbfFURqes6PpUSTapfW9hFI3BJLmVIVZqV4g uVBNMVQMnnfyXGEMmv6agkXnGWu4ByWpHIVfcVBxVu386 + TbieO3t9e06aeZljhhju4Gd3Y0VVUO SSSaADFV2recfKOjXC22r65p + m3LjksF3dQwOR4hZGU4qj7DUtO1GEz6fdQ3kKtwMsEiyqGAB48k JFaEYqiMVdirsVdirsVdirsVfHX / ADkn + UeoeX / Mt15q0u1aTy9qrma4aJara3Ln94r0 + ykjfEp6 VPHwqpUf + cTItPf81Xa64 + vFpty9hy6 + sXjU8ff0Wk + jFS + y8UOxV2KvnX / nFeOOXX / zIjkUPG91 bK6MAVZTJeAgg9QcVeXeQ186 / l5oOj / mjohN3od5JLaa3Y7hAI5mjVZQD0Ybo9Phfbvuq9M0zWIP PH5j + c9W8mSA32peUeOnS / DHNHcvwjKM3 + 65Aw41r4GtN8VYL5S83fld5e0NPKn5h / l / Kmoxs63m qekPrbsztRj6noTR8Q1PgftXFXsvln8t / wArPMXlH9OwyHzPZR6cdP0mS ++ 3Z21v6jLBxHDjIjSG rEV6UoOpV57 / AM41 / lp5L84eR9fOu6bHc3RvPq8N5uJoV9FWUxOD8JDNX371GBUB5zXyRpH / ADki x87slxocFpB9fmnheUTTDT1RJJI4VdmLSUJ264qjfJun6Xrn5 / 2etfldZS23lKwCDVbyKOS3td0Y SqFcDaQcQEoCTvTviqe / kNDCPz1 / MsiNQY7q9WMgCqqdQeoXwGwxVl / 5pW1u35zflVK0SmR5tTVn IBJEUMTICf8AJZiR4HFXif5n2OraL + aPmXz5owCny7rdl66LsK3MAkDNT9l3jZH8eWKsx / Pzzenn zRLPT9AmJ0ix0r / E + rSA1I9QCK0genRw0h5LX37Yql17BAP + cNrBxGoc3TSFqCpf9KSpyr48Phr4 bYq15V1L8nofIOk2upeQLy91KaCCC41KSyaKCWaYhWkF7yLKtWqGA + WFU0 / PP8sxq / m7yF5O0ifh dNpt9bWl5c0aRlsIfWgjlkUKT9jjy7VrvgVIL / 8ANi71T8o / M3kDzvG0Pm7SI4ktpLgfHcCC5jJV v + Lo1HX9td / ElV6j5y / KfyX / AMq + 8z + YbywS91ZtFkns7iUU + qraWAFvHbhaBFQxBvFjWtcVYl + Q X5WeTvM / 5VLe3lmsWt / XpnttZiqLmCSBlMLI1eiEV49DirEZNW0 / yJ578zt + Z3kxvMD6revLa6rO qyqISz0MHrAxsGUrSjArSnyVe0 / kNqn5Z3dlrA8hz3EFlLOl1c6HdAhrSWROBZKl / gkCDo7AFevb FXquKuxV2KuxV2KuxV2KrJoYZ4nhmRZYZAVkjcBlZTsQQdiDiqSaT5C8kaPqLalpWgafY6ga / wCl W9tFHIoIIbiyqCvIHfj174qn2KuxVRvbhra0muFgkuWiQuLeEKZHIFeKBii1PapGKvBPyF0Hzz5P 1jzdda55Xvoota4Xdr6TW7nlbtO / on96Pif16KelRvTFWV / kR5W1Wx / LF / KfmzRJLQxyTxzwXPpP FcQ3LM / w + m79A1DWmKsV8u / kj5l8k + avNz + WZpEstQ0eZ / Lt8rDnFdpNHLFbScia7oBU7MvXuMVT DWPNv5ual5cl0HXvyuGo6nc27RfWVuIJLIvIlBIVPPhQndfU + kYqn35WeRtc8g / lJcaXfQNf6xOZ 7qSwsyjsHnVY1iVnZEYqFBY1p1pXqVUm / wCcY / KvmvynomraT5i0e40 + ae5F3DPIYmiZfTWMqCjs 3Kq16dMVS / 8Aw35xb / nJFvOT + XLz / DpX6n9YJtySPqv1b1Snq19Pnv48d6V2xVC + Yvy + 88 + QfzaH nXyLpb6noGptXVdItGVCOf8AfR + mSPhZv3kZAorbbDqq3ZeXfzG8ifmTrHnXRPLMuuaH5oVp7jTh LFFe20lxIJysigy / Ekhb7PJaHqDirI9M03z755 / MvQPNGu6A / lnQfK8dybO2uZklubi4uU4E8UoU UAKdx26muyqloHlDVde1z8ybDzDoV3p2kebTEbG6m9FlAt4zErsI5GZXD8ZEFPnhVjHlz8ofMflv 8jvMmnfouW882eY5DA1tCY + SQwyFIeTOyLworSbH9obYFUrnyf58k / 5xytPIg8tXv6eiuW5JW39P h9ca79Tn6vTi / Hxr7b4qyLyf5n / NjQPJOm + Xbj8s576XTrZbYSm9tkikEeyFkIcjalffFV01r + Y9 5 + Y3kHzDrHl + 4lbSYLxtZmtfQEUT6lG6xwxq0vJhbLIqO3ehIr3VRP8AzkF + SMfnTTm17Q4VXzTZ JugoovIUB / dN0 / eL + wx / 1TtTiqzbzzbanJ + V + qaZZWE19qN7pUthDawcOYluLcwgt6jIoVS1W3xV jX / OOWgeYvLvkR9D1 / S59Nvbe6klBmMbJIk24KGN3 + zx + KoGKpfb + bfzm0FL7S9a8lS + a9NS5ng0 7UoJ4VlmtkciM3EJEhPJKfEQPep3xVb + R35ceY9I80eY / OOt6ZD5f / TZ42WgQOriGNpPUJb0 / gHR QoHvsvTFXs2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2 KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2K uxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2Ku xV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV2KuxV // 9k =

uuid: BA14EF2D53C111DC83B6888F314AC56 Cuuid: BA14EF2E53C111DC83B6888F314AC56 Cuuid: BA14EF2C53C111DC83B6888F314AC56Cuuid: BA14EF2B53C111DC83B6888F314AC56C конечный поток эндобдж 4 0 obj > поток

конечный поток эндобдж 3 0 obj > поток

% PDF-1.3 % 1 0 объект > поток конечный поток эндобдж 2 0 obj > эндобдж 10 0 obj > эндобдж 11 0 объект > эндобдж 12 0 объект > эндобдж 13 0 объект > эндобдж 14 0 объект > эндобдж 15 0 объект > эндобдж 16 0 объект > эндобдж 17 0 объект > эндобдж 18 0 объект > эндобдж 19 0 объект > эндобдж 20 0 объект > эндобдж 21 0 объект > эндобдж 22 0 объект > эндобдж 23 0 объект > эндобдж 24 0 объект > эндобдж 25 0 объект > эндобдж 26 0 объект > эндобдж 27 0 объект > эндобдж 28 0 объект > эндобдж 29 0 объект > эндобдж 30 0 объект > эндобдж 31 0 объект > эндобдж 32 0 объект > эндобдж 33 0 объект > эндобдж 34 0 объект > эндобдж 35 0 объект > эндобдж 36 0 объект > эндобдж 37 0 объект > эндобдж 38 0 объект > эндобдж 39 0 объект > эндобдж 40 0 объект > эндобдж 9 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text] / ColorSpace> / Font >>> эндобдж 6 0 obj > поток HW ێ} Wc ~ lQȃ2 %% — A SŮƐ «hU]] SV = oV͢ />; \ E ݭ fW ϬZ5Mh> H = zKjSF> $ [n» aU [- / 7`> H $ | h] k): ׺ ޻

d8> & `hӡDЦI» aSa -hghL; «= Ɛ ۆ * G @ (KHI-LmegYpu-s_b 2 惴> νg & NkT] @ 517 $ k2 {\ AjàL # ooSJRBV & 91 WymH9N Qr7ŃrOYK53DduWdwFLOOw1zNAR % ҁq) jq /> L8 ₳ 縌 m + 㪥 nʈ S, Bod =], AV $; ^ * мм (DFRN (d

Разработка мощного LLC-резонансного полумостового преобразователя постоянного тока

Загрузите эту статью в формате PDF.

Стремление к повышению мощности и эффективности всех источников питания никогда не заканчивается, особенно когда речь идет о преобразователях для тяжелых условий эксплуатации. Некоторые примеры — источники питания, используемые в центрах обработки данных, объектах связи, промышленной автоматизации, солнечных инверторах и автомобильных зарядных устройствах.

В таких случаях преобразователи постоянного / постоянного тока обычно являются основной целью. В настоящее время существует несколько дизайнов. Как дизайнер, вы, вероятно, захотите пойти по традиционному пути дизайна.Но что, если вы узнали об альтернативном подходе, объединяющем уникальную цепь питания и микроконтроллер (MCU), который может создать действительно улучшенный продукт? Вы просто можете рассмотреть этот подход.

Рекламные ресурсы:

LLC-резонансный преобразователь

Хорошей отправной точкой для проектирования высокомощного преобразователя постоянного тока является использование LLC-резонансной полумостовой схемы. Базовая схема показана на Рисунок 1 . Входной сигнал — постоянный ток в диапазоне 400 В, который, вероятно, был получен из схемы коррекции коэффициента мощности (PFC).Затем этот входной постоянный ток подается на полумост.

% {[data-embed-type = «image» data-embed-id = «5eac3209c57e5b4f008b48aa» data-embed-element = «span» data-embed-size = «640w» data-embed-alt = «1. Показана схема полумостового LLC-резонансного преобразователя постоянного тока в постоянный ». data-embed-src = «https://img.electronicdesign.com/files/base/ebm/electronicdesign/image/2020/05/TIfig1.5eac320867994.png?auto=format&fit=max&w=1440» data-embed-caption = «1. Показана схема полумостового LLC-резонансного преобразователя постоянного тока в постоянный.»]}%

Импульсы управления затвором переключают полумостовые МОП-транзисторы с рабочим циклом 50%. Получающаяся в результате прямоугольная волна подается на первичную обмотку трансформатора. Трансформатор обычно понижает напряжение. Обычно частота переключения в диапазоне от 200 до 350 кГц.

Первичная обмотка трансформатора является частью последовательно-резонансного контура, состоящего из конденсатора C и двух индуктивностей — индуктивности намагничивания трансформатора L _м и внешней последовательно-резонансной катушки индуктивности L _р .Две индуктивности в сумме дают значение L _с :

L _с = L _r + L _м

Результирующая резонансная частота:

f = 1 / 2π√ (L _с C)

Эквивалентная схема в Рисунок 2a показывает, что полученная последовательная цепь включает сопротивление R _L . Это выходное сопротивление нагрузки и сопротивления выпрямителя, отраженные вторичной обмоткой трансформатора обратно в первичную. При резонансе в последовательной цепи индуктивное реактивное сопротивление компенсирует емкостное реактивное сопротивление.Следовательно, нагрузка, воспринимаемая полумостом, — это только сопротивление отраженной нагрузки.

% {[data-embed-type = «image» data-embed-id = «5eac32271c1f2d33008b48b0» data-embed-element = «span» data-embed-size = «640w» data-embed-alt = «2. Действие трансформатора отражает выходную нагрузку обратно в первичную цепь и создает впечатление, что нагрузка действительно является последовательным компонентом эквивалентной схемы LLC (a). Альтернативный резонансный контур (LCC) использует два конденсатора вместо двух индукторов (LLC ) (б).»data-embed-src =» https://img.electronicdesign.com/files/base/ebm/electronicdesign/image/2020/05/TIfig2.5eac3226b636f.png?auto=format&fit=max&w=1440 «data-embed- caption = «2. Действие трансформатора отражает выходную нагрузку обратно в первичную цепь и создает впечатление, что нагрузка на самом деле является последовательным компонентом эквивалентной схемы LLC (а). Альтернативный резонансный контур (LCC) использует два конденсатора вместо двух катушек индуктивности (LLC) (b). «]}%

Эквивалентная схема показывает, что возможны две резонансные частоты, одна с C и L _r , а другая один с L _м и C.Распознается только более доминирующая катушка индуктивности, и этот резонансный контур используется для регулирования и управления мощностью. Последовательная схема LLC, используемая в этом обсуждении, является типичной, но вы должны знать, что другим вариантом является использование двух конденсаторов (LCC) вместо двух катушек индуктивности (рис. 2b) .

Важным моментом является то, что последовательно-резонансный контур действует как фильтр, устраняющий высшие гармоники из прямоугольной волны, делая напряжение на трансформаторе синусоидальным.Выпрямитель на вторичной обмотке преобразует синусоидальную волну в желаемый выходной сигнал постоянного тока.

Для управления выходом частота сигнала, управляющего полумостом, изменяется. Цепи управления затвором изменяют свою частоту в узком диапазоне, поддерживая рабочий цикл 50%. Защитные полосы между положительными и отрицательными импульсами обеспечивают переключение при нулевом напряжении (ZVS). Пиковая мощность передается в точке резонанса. Изменение частоты возбуждения выше или ниже резонанса будет поддерживать выходное напряжение на желаемом уровне.

Реальная потребность в этой конструкции — источник этих сигналов управления затвором переменной частоты. Самый логичный источник — это основной MCU. Большинство контроллеров MCU обеспечивают управление рабочим циклом с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) для реализации импульсных источников питания. Предлагаемая система использует переменную частоту для регулировки выхода; MCU может удерживать выходы PWM на уровне 50-50%.

Для некоторых приложений полумостовая схема может не обеспечивать достаточный выходной сигнал. В этом случае две схемы полумоста / LLC / выпрямителя Рис. 1 могут быть объединены путем параллельного включения их входов и выходов и использования дополнительных приводов затвора на двух полумостах.Такое расположение обеспечит дополнительную мощность. В этом случае необходимо устройство разделения тока, чтобы одна цепь не создавала помех и не ухудшала работу другой.

Кстати, эталонный дизайн двухфазного LLC-резонансного преобразователя с перемежением, использующий C2000, можно получить у TI. Ознакомьтесь с этим эталонным дизайном с использованием новейших микроконтроллеров управления в реальном времени C2000.

Микроконтроллер C2000 предназначен для управления в реальном времени и преобразования мощности

Сотни различных микроконтроллеров доступны для реализации импульсных источников питания.Тем не менее, очень немногие владеют навыками управления в реальном времени (RT). Управление в реальном времени подразумевает, что MCU должен соответствовать требованиям синхронизации внешнего устройства, которым он управляет или контролирует. Также ожидается, что MCU будет достаточно быстрым, чтобы выполнять обработку между этими критическими временными точками.

Кроме того, многие приложения RT требуют использования сложных математических алгоритмов, которые могут быть выполнены своевременно при возникновении определенного внешнего события. Тогда MCU должен быть готов к другим жестким ограничениям по времени.

Микроконтроллер RT также имеет следующие преимущества:

• 32-разрядный процессор с плавающей запятой
• Прецизионный ШИМ
• Встроенный ЦАП
• Встроенные АЦП
• Компараторы
• Несколько интерфейсов (CAN, Ethernet, EtherCAT, SPI, I ² C, UART, USB 2.0)
• Конфигурируемые логические блоки (LUT)
• Многие GPIO

Еще одним важным требованием является масштабирование ресурсов управления в реальном времени для удовлетворения требований к производительности.Это может проявляться в распределенной архитектуре, которая включает выделение микроконтроллера для каждой основной функции, а затем их соединение и синхронизацию через быструю последовательную шину.

% {[data-embed-type = «image» data-embed-id = «5eac323f1c1f2d29008b4878» data-embed-element = «span» data-embed-size = «640w» data-embed-alt = «3. Вот разбивка архитектуры и основных компонентов MCU C2000 «. data-embed-src = «https://img.electronicdesign.com/files/base/ebm/electronicdesign/image/2020/05/TIfig3.5eac323e8021a.png? Auto = format & fit = max & w = 1440 «data-embed-caption =» 3. Вот разбивка архитектуры и основных компонентов микроконтроллера C2000. «]}%

Одним микроконтроллером со всеми этими уникальными функциями является модель C2000 от Texas Instruments. На рис. 3 показано основное содержание. Ознакомьтесь с ключевой технологией C2000. Руководство, чтобы увидеть множество технологий, функций и периферийных устройств в микроконтроллерах C2000 и узнать, как вы можете использовать их преимущества в своем дизайне.

Рекламные ресурсы:

(PDF) Введение в LLC-резонансные полумостовые преобразователи

LLC-резонансный полумостовой преобразователь AN2644

10/64

Однако трудно получить воспроизводимые значения, поскольку они зависят от параметров

(например, неровности поверхности обмотки или толщина прокладки) трудно контролировать.Рекомендуются другие модели

, такие как размещение обмоток на отдельных ответвлениях сердечника (с использованием сердечников E или U)

или бок о бок на одном плече, что возможно с сердечниками E и потенциометра и показано на

Рисунок 6. Они позволяют воспроизводить значения индуктивности рассеяния, поскольку связаны с геометрией

и механическими допусками бобины, которые довольно хорошо контролируются. Помимо

, эти структуры обладают геометрической симметрией, поэтому они приводят к магнитным устройствам

с превосходной магнитной симметрией.

Однако в реальной модели трансформатора на Рисунке 5 есть вторичная утечка

, индуктивность LL2, которая не учитывается в модели на Рисунке 3. Наличие LL2 не является проблемой

с точки зрения моделирования, потому что Эквивалентной схемой трансформатора

можно манипулировать так, чтобы LL2 исчез (он передается на первичную сторону, а

включается в LL1). Именно это и было сделано в модели трансформатора, показанной на рис. 3

.Затем важно подчеркнуть, что Ls и Lp не являются реальными физическими индуктивностями

(LL1, LM и LL2), их числовые значения различны (Ls ≠ LL1, Lp ≠ LM), и, наконец, виток

Передаточное число a не является физическим передаточным числом n = N1 / N2. Ls и Lp можно дать физическую интерпретацию

. Ls — это индуктивность первичной обмотки, измеренная при закороченных вторичных обмотках

, а Lp — это разность между индуктивностью первичной обмотки

, измеренной с разомкнутыми вторичными обмотками, и Ls.

Однако LL2 не свободен от побочных эффектов. Для заданного приложенного напряжения LL2 уменьшает напряжение

, доступное на вторичной обмотке, которая несет ток i2, на падение LL2 · di2 / dt.

Это эффект, который учитывается вышеупомянутой манипуляцией с моделью трансформатора

. Кроме того, в преобразователях с несколькими выходами, где индуктивность рассеяния

связана с каждой выходной обмоткой, перекрестное регулирование между различными выходами будет иметь отрицательное влияние

из-за их эффекта развязки.

Наконец, есть еще один неблагоприятный эффект, который следует учитывать в конфигурации выхода

с центральным отводом. Как показано на рисунках 3 и 5, когда одна полуобмотка является проводящей, напряжение v2 (t)

, приложенное извне к этой полуобмотке, равно Vout + VF (VF — прямое падение выпрямителя

проводящего диода). При отсутствии индуктивности рассеяния вторичной обмотки это напряжение будет обнаружено как

на вторичной обмотке идеального трансформатора и затем будет подключено один к одному с непроводящей полуобмоткой

.Следовательно, обратное напряжение, приложенное к выпрямителю с обратным смещением

, будет 2 · Vout + VF

. Если теперь ввести индуктивность рассеяния LL2, падение

LL2 · di2 / dt в сумме даст Vout + VF

. и отражается также на другую половину обмотки. В результате,

обратное напряжение, приложенное к непроводящему выпрямителю, будет увеличено на LL2 · di2 / dt.

Обратите внимание, что в случае однообмоточной вторичной обмотки с мостовым выпрямлением, напряжение, подаваемое на диоды с обратным смещением

моста, составляет только Vout + VF и не зависит от LL2.Причина

в том, что отрицательное напряжение вторичной обмотки зафиксировано на -VF извне, а не

, определяемое внутренней связью, как в случае вторичной обмотки с ответвлениями.

Стоит отметить, что 50% рабочий цикл полумоста LLC уравнивает

напряжения вторичных выпрямителей как с точки зрения обратного напряжения, как только что было видно, так и с точки зрения тока прямой проводимости

. Фактически, каждый выпрямитель несет половину общего выходного тока в

во всех рабочих условиях.Затем, по сравнению с аналогичными преобразователями ШИМ (такими как асимметричный полумост ZVS

или прямой преобразователь), в конфигурации выхода

с центральным отводом равное обратное напряжение обычно позволяет использовать более низкое напряжение блокировки. диоды. Это особенно верно при использовании обычных катодных диодов, размещенных в одном корпусе

. Более низкое напряжение блокировки означает также меньшее прямое падение для того же номинального тока

, а затем меньшие потери.

Следует, однако, сказать, что в LLC-резонансном преобразователе форм-фактор выходного тока на

хуже, поэтому батарея выходных конденсаторов нагружена сильнее. Хотя уровень напряжения составляет

Применение синхронного выпрямления в резонансных полумостовых преобразователях

Технология, разработанная для управления синхронными полевыми транзисторами в обратноходовых топологиях, может быть напрямую применена в топологиях LLC. Эта технология обеспечивает значительное повышение эффективности для приложений с низким выходным напряжением и высокими выходными токами.

Резонансные полумостовые преобразователи представляют собой экономичное и эффективное решение для автономных источников питания в диапазоне от 200 Вт до 500 Вт. Эта топология также известна как преобразователь LLC, название которого происходит от того факта, что резонансный бак состоит из двух индукторы и один конденсатор. Индуктивность намагничивания трансформатора составляет одну из катушек индуктивности. Другой индуктор может быть либо отдельным компонентом, либо встроен в силовой трансформатор в виде индуктивности рассеяния.Эта топология выигрывает от переключения при нулевом напряжении на первичных переключателях и, как таковая, традиционно применяется в приложениях с высокими входными напряжениями, где потери переключения являются более доминирующими. В LLC-преобразователях с более низким выходным напряжением потери в выходных диодах могут быть тепловой проблемой. Замена их синхронными выпрямителями может снизить потери и повысить эффективность, а также уменьшить размер за счет устранения громоздких радиаторов.

Рис. 1. Вторичная обмотка трансформатора LLC может быть сконфигурирована как удвоитель тока, чтобы сделать токи более управляемыми.

На рис. 1 показана упрощенная схема преобразователя LLC. Первичные полевые транзисторы управляются в противофазе друг с другом при рабочем цикле 50%. Частота коммутации регулируется и регулируется для регулирования выходного напряжения. Характеристики усиления силового каскада определяют частоту переключения при заданном входном напряжении и рабочей точке нагрузки. Для правильной работы преобразователь всегда должен работать в индуктивной области справа от резонанса. В приложениях с высоким током вторичная обмотка силового трансформатора часто используется как удвоитель тока ( рис.1 ). Каждая вторичная обмотка и диод проводят только половину тока, который иначе протекал бы в трансформаторе с одной вторичной обмоткой.

Существует класс контроллера / драйвера синхронного выпрямителя, который изначально предназначался для использования в преобразователях с прерывистым обратным ходом. Эти устройства по существу управляют полевым МОП-транзистором таким образом, что он включается, когда ток начинает течь от истока к стоку через основной диод, и выключается, когда ток падает ниже определенного уровня. Поскольку эти устройства позволяют току течь только в одном направлении, они имитируют действие диода с низкими потерями и могут быть названы идеальными эмуляторами диодов. На рис. 2 показано, как это обычно реализуется в обратном преобразователе.

Рис. 2. Идеальные эмуляторы диодов повышают эффективность обратноходовых преобразователей. A (вверху) показывает схему, а b (внизу) показывает формы сигналов.

В рис. 2 направление и амплитуда тока определяется путем контроля напряжения на соединении стока синхронного выпрямителя. Когда первичный полевой транзистор включен, напряжение на стоке синхронного выпрямителя переходит за пороговое значение V _THARM и активирует драйвер.Когда первичный полевой транзистор выключен, ток начинает течь через основной диод синхронного выпрямителя. Драйвер обнаруживает отрицательный потенциал (V _THON ) на стоке и включает синхронный полевой транзистор. По мере уменьшения вторичного тока уменьшается и напряжение на стоке синхронного полевого транзистора. Когда это напряжение падает ниже порогового значения (V _THOFF ), драйвер выключает синхронный полевой транзистор и ожидает включения режима следующего цикла переключения. Напряжение на выводе истока также измеряется через соединение в градусах Кельвина для более точного контроля напряжения сток-исток.

Рис. 3. Идеальные диодные эмуляторы могут быть применены в LLC-преобразователях. A (вверху) показывает схему, а b (внизу) показывает формы сигналов.

К счастью, формы сигналов вторичного напряжения и тока в LLC-преобразователях хорошо подходят для идеальных эмуляторов диодов. Вторичные обмотки действуют как источник тока, усиливая проводимость выходных диодов. Как показано в Рис. 3 , требуются два драйвера и два синхронных выпрямителя; один драйвер и один синхронный выпрямитель для каждой вторичной обмотки.Драйвер поставлен на охрану, когда противоположный вторичный выпрямитель работает. Форма волны тока, как правило, синусоидальная, обеспечивает постепенно убывающую крутизну, позволяя контроллеру синхронного выпрямителя достаточно времени для обнаружения пересечения V _THOFF и выключения синхронного полевого транзистора.

Нарастающий фронт вторичного тока может представлять потенциальную проблему. Поскольку ток начинается с нуля, напряжение от стока к истоку будет ниже порога отключения в начале цикла проводимости.Большинство драйверов синхронного выпрямителя обеспечивают функцию минимального времени включения, которая маскирует выключенный компаратор, чтобы предотвратить ложное срабатывание из-за шума. В приложениях LLC очень важно использовать драйвер синхронного выпрямителя, который обеспечивает эту функцию. Минимальное время включения должно быть достаточно длительным, чтобы гарантировать, что напряжение сток-исток превысит порог выключения.

В качестве практического примера рассмотрим приложение, которое требует вывода 12 В, 460 Вт на выходе предварительного регулятора PFC.При выходном токе 38 А токи в каждой из вторичных обмоток составляют 19 А (в среднем) и 30 А (среднеквадратичное значение) на обмотку. При прямом падении напряжения 0,5 В диоды Шоттки будут рассеивать около 19 Вт. Это потребует значительного отвода тепла. Преимущества синхронного выпрямления очевидны. В конфигурации с удвоителем тока синхронные полевые транзисторы должны быть рассчитаны как минимум на двукратное превышение выходного напряжения плюс запас. В этом случае хорошим выбором будут полевые транзисторы на 40 В. Использование трех параллельно включенных полевых транзисторов с сопротивлением 3 мОм ограничивает рассеяние до 330 мВт на каждый полевой транзистор.Будут некоторые дополнительные потери в течение коротких промежутков времени около нулевых переходов, когда основной диод проводит. Синхронные выпрямители обеспечивают экономию около 17 Вт по сравнению с использованием диодов.

Рис. 4. Синхронные выпрямители обеспечивают повышение КПД на 3% по сравнению с диодами Шоттки.

Рис. 4 показывает эффективность, измеренную на прототипе этой конструкции 12 В, 460 Вт. Синхронные выпрямители обеспечивают КПД более 94% для большей части диапазона нагрузок.Для сравнения, с диодами Шоттки КПД будет около 91% при полной нагрузке 38 А.

Потери в синхронных полевых транзисторах достаточно низки, чтобы компоненты для поверхностного монтажа можно было использовать с некоторым принудительным потоком воздуха, что исключает радиаторы, что уменьшает размер и упрощает процесс сборки. Тепловое изображение прототипа, Рис. 5 , показывает, что превышение температуры синхронных полевых транзисторов составляет менее 40 ºC. Фактически, выпрямители больше не являются самыми горячими компонентами печатной платы.

Рис. 5. При некотором принудительном потоке воздуха синхронным выпрямителям не требуются радиаторы для поддержания разумного повышения температуры (окружающего воздуха 25 ° C).

Список литературы

1. Лист данных PMP 5967

Основы топологии — Электроника 101

1. Введение 2. Пассивные компоненты 3. Активные компоненты

Функция силовой цепи состоит в том, чтобы обеспечить соответствие имеющейся мощности потребностям нагрузки.Доступная мощность поступает либо от батареи, либо от сети переменного тока, но очень немногие нагрузки могут использовать энергию в такой форме, в основном лампочки и нагреватели. Для всех других нагрузок — будь то простой балласт или сложный серводвигатель — доступная мощность должна быть преобразована в любую форму, подходящую для нагрузки, будь то простой балласт или сложный серводвигатель. Это делается с помощью блоков стабилизации мощности. Как упоминалось в разделе 3.2, подавляющее большинство силовых цепей работают в импульсном режиме.В этом контексте термин «топология» относится к определенному расположению активных и реактивных компонентов, то есть к схеме силовой части схемы. Разработчики придумали очень большое количество топологий, и некоторые из них можно найти в практических приложениях. Все они разделяют основной принцип работы: мощность «обусловлена» некоторой продуманной последовательностью цикла включения-выключения транзисторов («стратегия модуляции»), чтобы сделать ее подходящей для конкретной нагрузки. Мы кратко проанализируем понижающую, повышающую и несколько других часто используемых топологий.

4.1. Понижающий преобразователь Понижающий преобразователь представляет собой понижающий преобразователь постоянного тока, то есть выдает выходное напряжение ниже входного (рисунок 11). Катушка индуктивности и конденсатор на выходе являются неотъемлемой частью этой топологии. Входной ток всегда прерывистый, потому что переключатель включен последовательно со входом. Когда входной ток прерывистый, на входе необходим конденсатор для компенсации индуктивности линии и для обработки более высокочастотных составляющих входного тока.Этот входной конденсатор не является неотъемлемой частью топологии — в нем не было бы необходимости, если бы линия не имела индуктивности — и не показан на рисунке. Производительность этого преобразователя определяется тремя вариантами конструкции: Расчет реактивных компонентов Метод управления: фиксированная или переменная частота Рабочая частота или частотный диапазон. Эти варианты дизайна определяют: Среднеквадратичная составляющая входного тока, следовательно, размер входного конденсатора Величина пульсации в форме волны выходного напряжения Динамический отклик на изменения нагрузки или изменения входного напряжения в условиях замкнутого контура.

Рисунок 11. Понижающий преобразователь. Формы сигналов, показанные на рисунке, относятся к проводимости постоянного тока с фиксированной частотой (в катушке индуктивности). Когда переключатель выключен, индукционный ток течет в «свободном» диоде. В какой-то момент, когда нагрузка уменьшается, ток индуктора становится прерывистым. При 100% -ном рабочем цикле переключателя выходное напряжение равно входному.

4.2. Повышающий преобразователь Повышающий преобразователь представляет собой повышающий преобразователь постоянного тока, то есть выдает выходное напряжение, превышающее входное (рисунок 12). Катушка индуктивности на входе и конденсатор на выходе являются неотъемлемой частью этой топологии. Поскольку катушка индуктивности включена последовательно со входом, входной ток является непрерывным в большей части рабочего диапазона. Выходной ток является прерывистым, и выходной конденсатор должен быть рассчитан на наихудший случай пульсации тока, а также другие требования, такие как время задержки. Как и в понижающем преобразователе, производительность определяется тремя вариантами конструкции: Расчет реактивных компонентов Метод управления: фиксированная или переменная частота Рабочая частота или частотный диапазон. Эти варианты дизайна определяют: Среднеквадратичная составляющая входного тока Величина пульсации в форме волны выходного напряжения Динамический отклик на изменения нагрузки или входного напряжения. Эта топология является наиболее распространенной для корректоров коэффициента мощности. При более низкой мощности предпочтительным режимом управления является прерывистый ток по экономическим причинам. При более высокой мощности предпочтителен постоянный ток.

Рисунок 12. Повышающий преобразователь. Формы сигналов, показанные на рисунке, относятся к проводимости постоянного тока с фиксированной частотой (в катушке индуктивности). Катушка индуктивности заряжается от линейного напряжения во время работы транзистора и разряжается в выходной конденсатор, когда переключатель выключен.В какой-то момент, когда нагрузка уменьшается, ток индуктора становится прерывистым. При скважности переключателя 0% выходное напряжение равно входному напряжению .

4.3. Полумост Полумост — это понижающий преобразователь постоянного тока в переменный. Это «двухквадрантный преобразователь», поскольку ток нагрузки может течь в обоих направлениях. Это критическая особенность при возбуждении индуктивной нагрузки с формой волны переменного тока.Как и в случае понижающего преобразователя, входной ток является прерывистым, и требуется входной конденсатор для компенсации индуктивности линии и обработки более высокочастотных составляющих входного тока. Эта топология широко используется в источниках бесперебойного питания (ИБП) для генерации выходной синусоиды, как показано на рисунке 13. Ее недостатком является тот факт, что для нее требуется положительное и отрицательное напряжение относительно выходной нейтрали, как показано на рисунке. . Полный мост преодолевает это ограничение.

Рис. 13. Полумост как генератор синусоидальных сигналов в ИБП. Обратите внимание на то, как рабочий цикл переключателей модулируется на высокой частоте для достижения низкочастотной синусоиды. Также обратите внимание, что точкой отсчета для выхода является середина двух входных конденсаторов.

4.3. Полный мост Два полумоста могут генерировать выход переменного тока от одного источника напряжения без необходимости в нейтрали. Эта топология чаще всего используется в трех классах приложений:

4.3.1. Импульсные источники питания (ИИП) и сварочные аппараты Как показано на рисунке 14, мост используется для генерации высокочастотной прямоугольной волны, которая подается на изолирующий трансформатор. Работа на высокой частоте уменьшает размер трансформатора и компонентов фильтра, одновременно улучшая время отклика в замкнутом контуре и удельную мощность.Плотность мощности, превышающая 50 Вт на 3 , обычно доступна в некоторых коммерчески доступных ИИП.

Рис. 14. Полный мост обычно используется в импульсных источниках питания и сварочных аппаратах для генерации высокочастотной прямоугольной волны, которая подается на понижающий трансформатор. При типичной рабочей частоте 50 кГц трансформатор становится довольно маленьким. Его мощность регулируется для достижения желаемых сварочных характеристик.

4.3.2. Преобразователи постоянного тока в переменный и ИБП Как мы уже упоминали в начале, топология — это только половина дела. Другая половина — это стратегия контроля, о чем мы подробнее поговорим в этом разделе. Тот же самый полный мост может быть модулирован для генерации простой прямоугольной волны, как мы видели в предыдущем разделе (рисунок 14), или для генерации синусоиды путем широтно-импульсной модуляции переключателей, как показано на рисунке 15. Выходной прямоугольный сигнал редко используется как таковой; в большинстве случаев он выпрямляется и фильтруется для достижения постоянного тока. Если целью силовой цепи является генерация синусоидального сигнала линейной частоты, как в случае преобразователей постоянного тока в переменный и ИБП, ШИМ-управление переключателями мощности сжимает выходной фильтр и улучшает плотность мощности.

Рис. 15. Тот же полный мост, показанный на рис. 14, можно использовать для генерации синусоиды путем широтно-импульсной модуляции переключателей.

Одна и та же топология может использоваться с множеством различных стратегий модуляции. На рисунке 16 показана комбинация двух методов, представленных на рисунке 15. БТИЗ верхнего плеча переключаются на высокой частоте (20 кГц) и генерируют сигнал линейной частоты с помощью ШИМ-управления рабочим циклом. БТИЗ нижнего плеча переключаются на линейной частоте и переключают полярность формы волны. Эта стратегия модуляции сводит к минимуму потери в полупроводниках, поскольку только два устройства переключаются с высокой частотой без изменения входного фильтра.Повышенная эффективность и работа на высоких частотах являются критически важными компонентами для достижения высокой плотности мощности.

Рисунок 16. Два метода модуляции (прямоугольная волна и синусоида ШИМ), показанные на рисунке 14, можно комбинировать для повышения эффективности. БТИЗ верхнего плеча переключаются на высокой частоте (20 кГц) и генерируют сигнал линейной частоты с помощью ШИМ-управления рабочим циклом. БТИЗ нижнего плеча переключаются на линейной частоте и переключают полярность формы волны.

4.3.3. Реверсивные моторные приводы постоянного тока Н-мост также может использоваться для управления скоростью и направлением двигателя постоянного тока. Эту топологию иногда называют «четырехквадрантным преобразователем», потому что ток может течь в любом направлении, а напряжение на нагрузке может быть изменено на обратное. В этом, как и в упомянутых выше приложениях, большая часть производительности зависит от стратегии модуляции.Ниже в качестве примера проиллюстрированы два таких метода. На рисунке 17а оба транзистора в каждом полумосте управляются в противофазе с прямоугольной волной ШИМ. Q1 и Q4 включаются одновременно, а Q2 и Q3 включаются до конца цикла. При рабочем цикле 50% среднее напряжение на двигателе равно нулю. По мере того, как рабочий цикл увеличивается в одном или другом направлении, двигатель видит среднее напряжение на своих выводах, которое может быть положительным или отрицательным, в зависимости от рабочего цикла. Два переключателя всегда включены и подают на двигатель определенное напряжение, определяемое платой управления. Изменение направления так же естественно, как и изменение рабочего цикла. Ток может течь в обоих направлениях, и двигатель может работать или регенерировать. Обратите внимание, что в течение первой части цикла (ток транзистора) мощность подается на двигатель. В течение оставшейся части цикла мощность возвращается к источнику питания. Метод управления, показанный на рисунке 17b, использует нижние переключатели для определения направления двигателя (Q4 в примере), в то время как верхние переключатели имеют ШИМ-модуляцию для регулирования скорости.Этот метод аналогичен методу, представленному на рисунке 16. Обратите внимание, что только два переключателя управляются затвором или выключаются, в то время как два других имеют нулевое напряжение, подаваемое на затвор. В некоторых случаях направление тока определяет напряжение, подаваемое на двигатель, и оно может отличаться от того, которое задает плата управления. Смена направления требует переключения с одной пары транзисторов на другую, что является обычным источником головной боли управления. Первый метод дает лучшие характеристики сервопривода, в то время как второй метод дает гораздо меньшие пульсации тока в двигателе при той же рабочей частоте. При использовании этого метода модуляции мощность в источник питания не возвращается. Текущие свободные колеса в топовых устройствах и распадаются, что и определяется потерями.

Рисунок 17а. Реверсивное регулирование скорости двигателя постоянного тока с приводом затвора «заблокировано противофазно». Q1 и Q4 включаются одновременно, а Q2 и Q3 включаются до конца цикла. На клеммах двигателя имеется чистое положительное напряжение.Реактивная мощность возвращается в источник через Q2 и Q3 в оставшейся части цикла. Поскольку на двигатель подается полное напряжение шины с той или иной полярностью, пульсации тока в двигателе могут быть значительными. Рисунок 17b. Реверсивное регулирование скорости двигателя постоянного тока с «переключателем рулевого управления, переключателем PWM». Q2 и Q4 задают направление вращения, а Q1 и Q3 определяют скорость. Реактивная мощность не возвращается в источник питания, а вращается в верхних устройствах и очень медленно затухает.

4.4. Трехфазный мост Эта топология (рис. 18) используется почти исключительно для управления трехфазными двигателями с различными стратегиями модуляции. Двумя наиболее распространенными типами двигателей являются двигатели с постоянными магнитами и асинхронные двигатели. Для них требуются разные стратегии модуляции. Фактически, один и тот же тип двигателя может приводиться в действие с разными модуляциями: одни модуляции улучшают характеристики двигателя за счет потерь в полупроводниках, другие — наоборот.Это специализированная тема, выходящая за рамки данной краткой статьи.

Рис. 18. Трехфазный мост, обычно используемый для привода двигателей с различными типами модуляции. Показанные здесь формы сигналов представляют линейное напряжение и линейный ток синусоидальной модуляции для асинхронного двигателя.

4.5. Топологии для преодоления ограничений полупроводников За прошедшие годы было разработано множество таких топологий, некоторые для преодоления ограничений MOSFET-диода, некоторые для уменьшения коммутационных потерь IGBT, некоторые для уменьшения коммутационных потерь в целом.Снижение коммутационных потерь обычно достигается за счет некоторой формы резонанса, как мы увидим в некоторых примерах ниже. Этот режим работы часто называют «мягким переключением», в отличие от «жесткого переключения», который является стандартным режимом работы преобразователей импульсного режима, которые мы видели в предыдущих параграфах.

Как мы упоминали в разделе 3.3, IGBT — это устройства с неосновной несущей с лучшими характеристиками проводимости, чем MOSFET, но худшими характеристиками переключения.Одной из топологий, которая обычно используется для использования преимуществ проводимости без потери затрат на переключение, является последовательный резонансный полумост, показанный на рисунке 19. Два конденсатора были добавлены параллельно с IGBT. Это простое добавление коренным образом меняет способ работы этой топологии. Выход полумоста — это высокочастотная прямоугольная волна напряжения (розовая кривая), которая подается на резонансный контур, образованный катушкой и одним резонирующим конденсатором (C1 + C2).Результирующий ток (синяя кривая) квазитреугольный. Обратите внимание, что когда один IGBT включен, напряжение на его выводе является отрицательным падением на диоде, следовательно, его потери при включении практически равны нулю. Когда встречно-параллельный диод перестает проводить, напряжение на его выводах равно падению напряжения на IGBT. В этой схеме отсутствуют потери обратного восстановления.

Рис. 19. Последовательный резонансный полумостовой преобразователь.Обратите внимание на разницу с полумостом, показанным на рисунке 13: нагрузка в основном индуктивная, и два конденсатора были добавлены параллельно IGBT. Напряжение прямоугольной формы (розовая кривая) подается на резонансный контур, образованный катушкой и одним резонирующим конденсатором (C1 + C2). Результирующий ток (синяя кривая) квазитреугольный. Силовые переключатели коммутируются в ZVS (переключение при нулевом напряжении) при включении, что исключает потери при включении. Антипараллельные диоды также коммутируют при ZVS при выключении, что исключает потери восстановления.

4.6. «Синхронное выпрямление» Как было показано в разделе 3.2, полевые МОП-транзисторы блокируются в одном направлении, и при приложении напряжения затвора они выглядят как резисторы очень низкого номинала. В противоположном направлении полевые МОП-транзисторы ведут себя так же, как P-N диод (рисунок 7). Если напряжение приложено к затвору во время протекания тока через диод, эквивалентная схема становится схемой замещения резистора, включенного параллельно диоду (рисунок 20).Пока падение напряжения на резистивной части ниже, чем падение напряжения на диоде (0,6-0,8 В), ток течет в резистивной части устройства, а полевой МОП-транзистор действует как выпрямитель с очень низким падением напряжения.

Уловка состоит в том, чтобы «синхронизировать» привод затвора с направлением тока, отсюда и название этой техники. Он широко используется в регуляторах очень низкого напряжения (1-5 В). На рисунке 20 показан прямой преобразователь, в котором два выходных диода были заменены полевыми МОП-транзисторами, в которых нет другой схемы управления затвором, кроме выхода трансформатора.Этот метод управления затвором используется только для иллюстрации, потому что управление затвором недоступно, когда выход вторичной обмотки падает до нуля. Даже в этом случае схема работает, но с более высокими потерями, потому что диоды MOSFET берут верх. На практике для управления затворами при синхронном выпрямлении используются специализированные ИС. Один из таких примеров можно найти здесь: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir1169.pdf МОП-транзистор с сопротивлением в открытом состоянии 5 мОм может действовать как выпрямитель на 20 А с падением напряжения всего 100 мВ, что намного ниже, чем у диодов Шоттки.

Рисунок 20. Прямой преобразователь с синхронным выпрямлением. Два выходных диода были заменены полевыми МОП-транзисторами с низким сопротивлением в открытом состоянии. Пока подается напряжение затвора, ток будет выбирать путь с меньшим падением напряжения. Показанный на рисунке метод с автоматическим приводом на практике не используется: для этого используются специализированные ИС управления затвором.

следующий >>

5.Потери мощности

Системная ошибка

APP_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/app/

THINK_START_TIME

1628107836.6236

THINK_PATH

/ coowa / wwwroot / coowa.сеть / thinkphp /

LIB_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/thinkphp/library/

CORE_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/thinkphp/library/think/

TRAIT_PATH

/ coowa / wwwroot / coowa.net / thinkphp / библиотека / черты /

ROOT_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/

EXTEND_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/extend/

VENDOR_PATH

/ coowa / wwwroot / coowa.net / vendor /

RUNTIME_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/runtime/

LOG_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/runtime/log/

CACHE_PATH

/ coowa / wwwroot / coowa.сеть / время выполнения / кеш /

TEMP_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/runtime/temp/

CONF_PATH

/coowa/wwwroot/coowa.net/app/

.