Диаграмма направленности антенной решетки: Характеристики луча и множитель линейной решетки

Что такое диаграмма направленности антенной решетки. Как рассчитывается множитель линейной решетки. Какие факторы влияют на характеристики луча фазированной антенной решетки. Как определяется ширина луча антенны.

Основные принципы формирования луча фазированной антенной решетки

Фазированная антенная решетка состоит из множества отдельных антенных элементов, расположенных в определенном порядке. Путем изменения фазы сигналов отдельных элементов можно управлять направлением главного луча антенны без ее механического поворота.

Ключевые параметры, влияющие на диаграмму направленности антенной решетки:

• Количество элементов решетки
• Расстояние между элементами
• Фазовый сдвиг между соседними элементами
• Амплитудное распределение по элементам

Формула для расчета фазового сдвига между соседними элементами в зависимости от угла отклонения луча:

ΔΦ = (2πdsinθ)/λ

где d — расстояние между элементами, θ — угол отклонения луча, λ — длина волны.

Множитель линейной антенной решетки

Множитель линейной антенной решетки определяет зависимость диаграммы направленности от геометрии решетки и фазового распределения по ее элементам. Для эквидистантной линейной решетки из N элементов нормализованный множитель рассчитывается по формуле:

F(θ) = (1/N) * |sin(Nπdsinθ/λ) / sin(πdsinθ/λ)|

Основные свойства множителя решетки:

• Максимум при θ = 0 (направление оси решетки)
• Наличие побочных максимумов (боковых лепестков)
• Сужение главного лепестка при увеличении числа элементов
• Появление дифракционных максимумов при d > λ/2

Характеристики луча антенной решетки

Основные характеристики луча фазированной антенной решетки:

• Ширина луча по уровню половинной мощности (HPBW)
• Ширина луча по уровню нулей (FNBW)
• Уровень боковых лепестков
• Коэффициент направленного действия (КНД)

Ширина луча по уровню половинной мощности приближенно может быть рассчитана по формуле:

HPBW ≈ 0.886λ / (Nd * cosθ)

где N — число элементов, d — расстояние между ними, θ — угол отклонения луча.

Факторы, влияющие на диаграмму направленности

На форму диаграммы направленности антенной решетки оказывают влияние следующие факторы:

• Количество элементов решетки — чем больше элементов, тем уже главный лепесток
• Расстояние между элементами — при d > λ/2 появляются дифракционные максимумы
• Амплитудное распределение — позволяет управлять уровнем боковых лепестков
• Фазовое распределение — определяет направление главного максимума
• Диаграмма направленности отдельного элемента

Методы расчета диаграммы направленности

Основные подходы к расчету диаграммы направленности антенной решетки:

1. Аналитический метод — на основе формулы множителя решетки
2. Численное моделирование — методом конечных элементов или методом моментов
3. Экспериментальное измерение в безэховой камере

Аналитический метод позволяет быстро оценить основные параметры, но не учитывает взаимное влияние элементов. Численное моделирование дает более точные результаты, но требует значительных вычислительных ресурсов.

Оптимизация диаграммы направленности

Основные методы оптимизации диаграммы направленности антенной решетки:

• Подбор оптимального амплитудного распределения для снижения уровня боковых лепестков
• Использование неэквидистантного расположения элементов
• Применение нелинейного фазового распределения
• Оптимизация формы апертуры решетки

Выбор конкретного метода зависит от требований к параметрам антенны и ограничений на ее конструкцию. Часто применяется комбинация различных подходов.

Особенности широкополосных антенных решеток

При работе антенной решетки в широкой полосе частот возникают следующие эффекты:

• Изменение ширины луча при перестройке частоты
• Появление частотных искажений из-за временных задержек
• Ухудшение согласования элементов на краях диапазона

Для обеспечения стабильных характеристик в широкой полосе применяются:

• Широкополосные излучатели
• Частотно-независимые схемы питания
• Методы частотной компенсации диаграммы направленности

Применение фазированных антенных решеток

Основные области применения фазированных антенных решеток:

• Радиолокационные станции
• Системы спутниковой связи
• Базовые станции сотовой связи
• Радиоастрономия
• Системы радиоэлектронной борьбы

Преимущества фазированных решеток:

• Быстрое электронное сканирование луча
• Возможность формирования нескольких независимых лучей
• Адаптивное формирование диаграммы направленности
• Повышенная надежность за счет избыточности элементов

Благодаря своим уникальным возможностям, фазированные антенные решетки находят все более широкое применение в современных радиотехнических системах.

Характеристики луча и множитель линейной решетки

Питер Делос (Peter Delos), Боб Бротон (Bob Broughton), Джон Крафт (Jon Kraft)

Диаграммы направленности фазированной антенной решетки Часть 1: Характеристики луча
и множитель линейной решетки

Статья опубликована в журнале «Компоненты и технологии » №9 2020

Введение
Широкое распространение фазированных антенных решеток в коммерческих, аэрокосмических и оборонных приложениях приводит к тому, что работу с данными конструкциями доверяют инженерам, которые лишь поверхностно знакомы с принципом работы данных устройств. Термин «фазированная антенная решетка», как и сама конструкция, далеко не новы, их теоретическая часть разрабатывалась на протяжении нескольких десятилетий, однако большинство существующих публикаций ориентировано преимущественно на специалистов,
хорошо разбирающихся в математическом анализе и электромагнитных полях. В связи с тем, что фазированные антенные решетки все чаще используются в системах по работе со смешанными сигналами, многим разработчикам пригодилось бы простое объяснение понятий и принципов построения их диаграмм направленности. Как оказалось, существует достаточно много аналогий между поведением фазированных антенных решеток и системами с временной дискретизацией, с которыми инженеры, работающие в области смешанных сигналов, встречаются практически каждый день. Данная статья не предназначена для инженеров‑проектировщиков антенн, ее цель скорее помочь разработчикам, работающим с подсистемами или компонентами, используемыми в фазированных решетках. Статья поможет в некоторой степени визуализировать принципы, определяющие, как-то или иное действие инженера может повлиять на диаграмму направленности фазированной антенной решетки.

Направление луча
Для начала рассмотрим интуитивно понятный пример управления лучом фазированной решетки. На рис. 1 представлено падение волнового фронта на четыре антенных элемента с двух разных направлений. В приемном тракте после получения сигнала с каждого антенного элемента включается временная задержка, после чего все четыре сигнала суммируются. На рис. 1а временная задержка соответствует разнице по времени достижения волнового фронта каждого антенного элемента. Включение задержки приводит к тому, что четыре сигнала оказываются синхронизированными по фазе, и результирующий сигнал на выходе сумматора возрастает. На рис. 1б применяется тот же принцип и величина временной задержки, однако в этом случае волновой фронт перпендикулярен элементам антенны и сигналы с элементов оказываются смещены по фазе, что приводит к уменьшению уровня результирующего сигнала на выходе сумматора.

Рис. 1. Значение угла луча при установке временной задержки:
а) временная задержка соответствует разнице по времени достижения волнового фронта каждого антенного элемента;
б) при тех же условиях волновой фронт перпендикулярен элементам антенны и сигналы с элементов смещены по фазе

В фазированных решетках в качестве временной задержки выступает некая измеряемая величина, зависящая от расстояния между элементами и угла луча. Однако данную задержку можно сымитировать при помощи фазового сдвига сигнала, что является довольно полезным решением, когда речь заходит о практическом применении. Влияние задержки и фазового сдвига на положение луча будет рассмотрено далее, а пока обратим внимание на способы реализации самого фазового сдвига, а затем выведем формулу, которая бы показала его влияние на параметры луча.
На рис. 2 представлена схема фазированной антенной решетки с использованием сдвига фаз для управления лучом вместо временной задержки. Ось визирования (θ = 0°) направлена перпендикулярно лицевой стороне антенны, таким образом угол θ принимает положительное значение справа от оси визирования и отрицательное — слева.

Рис. 2. Принцип работы фазированной решетки с использованием сдвига фаз
вместо временных задержек

Для того чтобы упростить понимание и визуализировать величину фазового сдвига между соседними элементами решетки, используем набор прямоугольных треугольников, как это показано на рис. 3. Фазовый сдвиг между соседними элементами обозначен на рисунке как ΔΦ.

Рис. 3. Расчет фазового сдвига ΔΦ в зависимости от угла поворота луча:
а) взаимосвязь соседних элементов антенны с точки зрения геометрии;
б, в) сумма углов θ+j = 90°, что позволяет нам вычислить величину L — расстояние,
на которое происходит распространение волны

На рис. 3a определена взаимосвязь соседних элементов антенны с точки зрения геометрии. Каждый элемент отделен от соседнего расстоянием, обозначенным на схеме литерой d, его также называют шагом антенной решетки. Луч отклонен от оси визирования на угол θ или на угол j, если считать отклонение от условной горизонтальной линии. Из рис. 3б мы видим, что сумма углов θ+j = 90°. Данное соотношение позволяет нам вычислить величину L — расстояние, на которое происходит распространение волны, как L = dsin (θ). Временная задержка в таком случае будет равна времени, которое потребуется волновому фронту для преодоления расстояния L. Если мы примем величину L за длину волны, что подходит по определению, то временную задержку можно будет вычислить по формуле ∆t = L/c, где c = 3×10 ⁸ м/с, величина фазового сдвига в таком случае определяется в соответствии с принципом рис. 3в:
ΔΦ = (2πdsinθ)/λ.

Если шаг антенной решетки составляет ровно половину длины волны сигнала, то уравнение определения фазового сдвига можно упростить до вида:
ΔΦ = πsinθ, при d = λ/2. (2)

В качестве примера, используем данные уравнения для расчета фазового сдвига для решетки из двух элементов, расположенных на расстоянии 15 мм друг от друга. Если волновой фронт с частотой 10,6 ГГц падает под углом 30° (θ = 30° = 0,52 рад) от оси визирования, то оптимальное значение фазового сдвига будет определяться как:
λ = c/f = (3×108 м/с)/10,6 ГГц = 0,0283 м,
∆Φ = (2πdsinθ)/λ = 2π х 0,015 х sin (0,52)/0,0283 м = 1,67 рад = 95°.

Таким образом, если волновой фронт падает под углом θ = 30°, то при сдвиге фазы соседнего элемента на 95° мы можем добиться того, что сигналы с элементов системы будут складываться когерентно, что максимизирует усиление антенны в данном конкретном направлении.

Рис. 4. Фазовый сдвиг ΔΦ в зависимости от угла отклонения луча (θ) для трех случаев соотношения d/λ

Для лучшего понимания зависимости фазового сдвига от положения луча на рис. 4 приведены графики, построенные на основе формулы (1) при различных соотношениях d/λ. В том случае, когда d = λ/2, вблизи оси визирования график имеет наклон 3:1, что обусловлено множителем π, как это показано в формуле (2). Данный график также демонстрирует, что фазовый сдвиг между элементами величиной 180° обеспечивает теоретическое отклонение луча от оси визирования на 90°. Это идеальный случай, и на практике осуществить такое отклонение невозможно. Также следует обратить внимание, что при d > λ/2, вне зависимости от величины фазового сдвига, отклонение луча на 90° никогда не будет достигнуто. Далее в статье мы увидим, что при d > λ/2 на диаграмме направленности антенны появляются нежелательные лепестки, но уже сейчас становится понятно, что со случаем, когда d > λ/2, происходит что-то не то.

Эквидистантная линейная антенная решетка
Приведенные выше уравнения ориентированы на применение для систем с двумя элементами. Однако на практике фазированная антенная решетка может состоять из тысяч элементов, расположенных в нескольких плоскостях. Для упрощения расчетов будем рассматривать только решетки с расположением элементов в одной плоскости, то есть линейные антенные решетки.
Линейная антенная решетка представляет собой решетку, состоящую из N элементов. Расстояние между элементами может иметь различное значение, но чаще всего на практике используются эквидистантные антенные решетки, то есть решетки с равным расстоянием между элементами (рис. 5).

Рис. 5. Эквидистантная линейная антенная решетка (N = 4)

Несмотря на довольно простую структуру, данный тип решетки обеспечивает прекрасную основу для понимания процесса формирования диаграммы направленности антенны в зависимости от различных условий. Кроме того, принципы, служащие основой для построения диаграммы при использовании линейной антенной решетки, также могут быть применимы и для систем с двупространственным распределением элементов.

Противостояние ближнего и дальнего поля
Итак, как же мы можем использовать ранее созданные уравнения для N = 2 элементов в случае, когда антенная решетка состоит из N = 10 000? Если посмотреть на рис.  6, то станет понятно, что угол падения фронта сигнала на каждый следующий элемент отличается от предыдущего.

Рис. 6. Источник РЧ-сигнала, расположенный рядом с линейной антенной решеткой

Когда источник сигнала находится рядом с решеткой, угол падения сигнала отличается для каждого элемента. В таких случаях говорят, что источник сигнала находится в ближнем поле, или ближней зоне антенны. Мы, конечно, можем рассчитать угол падения для каждого элемента отдельно, и иногда это необходимо сделать, например, если требуется глубокая калибровка антенны или расположение источника невозможно изменить, но куда более простым вариантом является расположение источника сигнала в дальнем поле антенны (рис. 7).

Рис. 7. Источник РЧ-сигнала расположен вдали от линейной антенной решетки

При расположении источника сигнала в дальнем поле большой радиус сферического волнового фронта приводит к тому, что линии распространения волн сигнала на подступах к антенной решетке оказываются параллельны. Как следствие, углы отклонения луча будут равны, и каждый соседний элемент будет иметь длину пути, которую необходимо преодолеть фронту сигнала на dsinθ больше, чем у его соседа. Данный вывод значительно упрощает расчеты и означает, что выведенные ранее уравнения (1) и (2) могут быть применены для расчета линейных решеток с несколькими тысячами элементов при условии, что они имеют одинаковый шаг.
Но как вычислить, где начинается дальнее поле? Начало дальнего поля можно условно принять за величину, определяемую по формуле:
Дальнее поле >2D²/λ, (3)

где D — диаметр антенны ((N-1) х d для эквидистантной линейной решетки).
Для линейных решеток с небольшим количеством компонентов (небольшое значение D) или при работе с низкочастотными сигналами (большая λ) расстояние до дальнего поля имеет небольшую величину, однако если количество элементов в решетке составляет несколько тысяч, а сама система работает исключительно на высоких частотах, расстояние до начала дальнего поля может измеряться десятками, а то и сотнями километров. Столь большое расстояние значительно затрудняет тестирование и калибровку системы. В таких случаях рекомендуется выполнить более подробный расчет и построение модели при расположении источника сигнала в ближнем поле, а затем скорректировать их при построении решения для использования в реальных условиях, в том числе с расположением источника в дальнем поле.

Усиление, направленность и апертура антенны
Прежде чем мы перейдем к расчету и построению диаграмм, не лишним будет определить усиление, направленность и апертуру антенны. Начнем с небольшого пояснения относительно усиления и направленности антенны, поскольку их часто меняют местами из-за сходных формул расчета. Данные величины определяются путем сравнения с показателями изотропной антенны — идеальной антенны, которая излучает равномерно во всех направлениях. Направленность антенны — это сравнение максимальной измеренной мощности Pmax в определенном направлении со средней мощностью, излучаемой во всех направлениях, Pav. Когда направление не определено, направленность вычисляется по формуле:
D = Pmax/Pav. (4)

Направленность — это важная характеристика, используемая при сравнении антенн, поскольку именно она определяет способность фокусировать энергию в одном направлении.
Усиление рассчитывается по той же формуле, однако помимо максимальной измеренной мощности Pmax и мощности, излучаемой во всех направлениях, Pav в нее также добавляется коэффициент потерь:
G = kD, (5)

где k = Prad/Pin, Prad — это общая излучаемая мощность, Pin — входная мощность антенны, k — коэффициент потерь.
Перенесем диаграмму направленности антенны в трехмерную плоскость и рассмотрим направленность антенны как функцию ширины луча (рис. 8).

Рис. 8. Диаграмма направленности антенны, спроецированная на сферу

Общая площадь поверхности сферы равна 4π2, поверхность сферы, наблюдаемая из ее центра, образует телесный угол 4π стерадиан. Следовательно, плотность мощности изотропной антенны будет равна (Вт/м2):
Prad/4πr2. (6)
Существует два угла направления (или угла положения) для площади сферы. В радиолокационных системах их обычно называют азимутом и углом места. Ширина луча может быть описана как функция углов направления θ1 и θ2, которые создают на сфере область ΩA — ширину луча в стерадианах. Значение ΩA можно аппроксимировать как ΩA ≈ θ1 х θ2.
С учетом определения ΩA как области на сфере, организованной углами направления, направленность антенны можно определить по формуле:
D = 4π/ΩA ≈ 4π/θ1 х θ2. (7)

Третья характеристика антенны, которая также заслуживает внимания — это апертура. Апертура антенны — это часть площади сферы для приема электромагнитных волн. Размер данной площади зависит от длины волны. Апертура изотропной антенны определяется по формуле:
Aisotropic = λ2/4π. (8)

Эффективная (реальная) апертура антенны будет завесить также от уровня ее усиления и определяться по формуле:
Ae = Gλ2/4π. (9)

Собрав все части вместе, мы увидим, что усиление антенны можно рассматривать как функцию угла, который определяет диаграмму направленности и учитывает эффективность (или потери) в антенне.

Рис. 9. Множитель элемента и массива решетки

Множитель линейной решетки
В данном разделе мы попробуем определить оптимальную временную задержку (или разность фаз) между элементами решетки для достижения максимальной направленности антенны. Но сначала желательно получить определение полного усиления антенны и понять принципы управления им. Для получения полного усиления нам необходимо обратить внимание на два параметра: коэффициент усиления каждого отдельного элемента решетки, также называемого множителем элемента (Ge), и влияние, которое мы можем оказать посредством формирования луча при помощи элементов решетки, называемого также множителем массива элементов, или множителем решетки (Ga). В таком случае полное усиление антенной решетки будет определяться о формуле (в дБ):
G (θ) = Ge (θ)+Ga (θ). (10)

Множитель элемента Ge — это, по сути, диаграмма направленности одного элемента в решетке. Данный множитель определяется геометрией и конструкцией антенны и не зависит от условий эксплуатации или электротехнических характеристик. Множитель важно принимать во внимание, так как он способен ограничить усиление всей решетки. Поскольку мы не можем воздействовать на множитель элемента посредством изменения электрических величин, примем его как некую константу, которая, тем не менее, оказывает непосредственное влияние на величину полного усиления фазированной решетки. В статье мы предполагаем, что все отдельные элементы решетки имеют одинаковый множитель.
Другой важный параметр — множитель решетки Ga, который рассчитывается на основе геометрии решетки (d для эквидистантной линейной решетки) и «веса» луча (амплитуда и фаза). Вывод формулы множителя решетки, а также их вариаций для линейной антенной решетки не является сложной задачей, однако во избежание перегрузки статьи читателю
лучше обратиться за подробностями к публикациям, указанным в списке литературы. Для дальнейшего расчета мы будем ориентироваться на уравнения, выведенные в статье ранее, что приведет к лучшей согласованности с нашими определениями, приведенными на рис. 2 и 3.
Так как основная проблема состоит в определении изменения усиления решетки, наиболее оптимальным вариантом будет построить график зависимости нормализованного множителя от единичного усиления. Нормализованный множитель решетки в свою очередь можно представить в виде следующей формулы:

где θ — угол луча.
Ранее мы уже определяли угол луча θ0 как функцию фазового сдвига между элементами, следовательно, мы также можем представить формулу нормализованного множителя решетки как:

Для того чтобы приведенное выше уравнение могло быть применимо к существующей системе, необходимо соблюсти следующие условия:
• элементы решетки расположены на одинаковом расстоянии;
• между элементами имеется равный фазовый сдвиг;
• все элементы имеют одинаковую амплитуду.
Используя полученные уравнения, построим график множителя решетки для нескольких размеров решетки (рис.  10, 11).

Рис. 10. График функции нормализованного множителя линейной решетки с шагом элементов d = λ/2 и количеством элементов 8, 16 и 32 соответственно

Рис. 11. График функции нормализованного множителя линейной решетки с шагом элементов d = λ/2 и количеством элементов 32 при разных углах луча

Проанализировав рис. 11 и 12, можно сделать следующие выводы:
• Амплитуда первого бокового лепестка от оси визирования составляет -13 дБ независимо от количества элементов. Это связано с функцией sin в уравнении множителя решетки. Амплитуда данных лепестков может быть увеличена за счет постепенного увеличения коэффициента усиления по элементам.
• Ширина луча уменьшается с увеличением количества элементов решетки.
• Ширина луча увеличивается по мере того, как луч отклоняется от оси визирования.
• Количество лучей увеличивается по мере увеличения количества элементов.

Рис. 12. Определение ширины луча антенны (линейная решетка N = 8, d = λ/2, θ = 30°)

Ширина луча
Ширина луча представляет собой показатель углового разрешения антенн. Чаще всего ширина луча определяется либо шириной луча половинной мощности (HPBW), либо шириной первого нулевого луча (FNBW). Для того чтобы определить HPBW, необходимо измерить величину угла на уровне ниже на 3 дБ от пика, как показано на рис. 12.
Используя приведенное выше уравнение нормализованного множителя решетки, вычислим точное значение HPBW, установив нормализированный множитель равным уровню половинной мощности (3 дБ или 1/√2).
Предположим, что θ = 0°, N = 8 и d = λ/2, тогда:

Вывод из уравнения ∆Φ дает 0,35 рад. Подставив данное значение в уравнение (1), можно определить угол θ:

В данном случае θ — это пиковое значение до точки 3 дБ, что составляет половину HPBW. Для того чтобы получить окончательное значе ние HPBW, просто удвоим его. Это дает нам HPBW величиной 12,8°.
Если повторить тот же прием для множителя решетки, равного 0, мы получим ширину первого нулевого луча FNBW = 28,5°.
Для эквидистантных линейных антенных решеток аппроксимация HPBW [1, 2] задается следующей формулой:

На рис.  13 показана зависимость ширины луча от угла отклонения для решеток с разной размерностью при расстоянии между элементами, равном λ/2.

Рис. 13. Зависимость ширины луча от угла отклонения при расстоянии между элементами λ/2 и количестве элементов 16, 32 и 100 соответственно

Проанализировав график, можно отметить некоторые аспекты, касающиеся размерности решеток:
• Для точности управления лучом в 1° требуется минимум 100 элементов. Если точность важна как по азимуту, так и по углу места, решетка должна состоять из 10 000 элементов. Точность 1° достигается только по оси визирования в условиях, близких к идеальным. Поддержание точности в 1° при работе в полевых условиях потребует еще большего увеличения количества элементов решетки.
• Решетки из 1000 элементов имеют достаточно широкое распространение. Примером таких решеток служат решетки квадратной формы со стороной, состоящей из 32 элементов, что в сумме дает 1024 элемента. Такие решетки могут обеспечить точность управления лучом на уровне 4° вблизи оси визирования.
• Решетки из 256 элементов серийного производства, которые имеют относительно невысокую цену, могут иметь точность наведения луча менее 10°, что вполне приемлемо для широкого спектра приложений.
• Также следует обратить внимание на тот факт, что для любого из описанных случаев ширина луча удваивается при смещении на 60°. Это связано с cosθ в знаменателе и углом падения фронта сигнала на элементы; размер решетки кажется меньшим в поперечном сечении, если смотреть на него под углом.

Объединение множителей элемента и решетки
В предыдущем разделе основное внимание было уделено только множителю решетки. Но чтобы вычислить общее усиление антенны, нам также потребуется и множитель элемента. На рис. 14 показан пример, в котором множитель элемента, или нормализованное усиление элемента Ge (θ), принимает форму косинуса. График спада косинуса довольно часто встречается при анализе фазированных решеток и может быть достаточно просто визуализирован. У оси визирования график имеет максимальную площадь и по мере
удаления от нее уменьшается в соответствии с функцией косинуса.

Рис. 14. Множитель элемента и множитель решетки образуют общую диаграмму направленности антенны

Множитель решетки GA (θ) был взят для линейной решетки из 16 элементов с шагом λ/2 и однородной диаграммой направленности. Общий график, обозначенный на рисунке синим цветом, представляет собой график функции, полученной в результате перемножения множителя элемента и множителя решетки, то есть сложения в графиков в шкале дБ.
Проанализировав график и отклонение луча от оси визирования можно сделать следующие выводы:
• амплитуда общего графика уменьшается в соответствии с графиком множителя элемента;
• лепестки, расположенные по бокам оси визирования, не теряют амплитуду;
• характеристики боковых лепестков элементов решетки ухудшаются за пределами оси визирования.

Декартова и полярная системы координат
До сих пор мы строили диаграммы направленности антенн в декартовой системе координат. Но более распространенным решением является построение диаграмм в полярных координатах, поскольку они более репрезентативны с точки зрения энергии, излучаемой антенной в пространство. Рис. 15 — это переориентированная в полярную систему координат версия рис. 12, данные и значения на этих рисунках полностью совпадают. Следует иметь возможность и умение построить диаграмму направленности для антенны в любом представлении, поскольку оба они используются в литературе и специальной документации. Для данной и последующих статей серии мы будем использовать преимущественно декартову систему координат, поскольку в этом представлении проще сравнивать ширину луча и характеристики боковых лепестков диаграммы.

Рис. 15. Диаграмма направленности антенны в полярных координатах для N = 8, d = T/2, ∅ = 30°

Двунаправленность антенной решетки
В данной статье текст и графики приведены для антенных решеток, которые принимают cигнал. Но что изменится, если антенна будет настроена на передачу? К счастью, большинство антенных решеток являются двунаправленными и все диаграммы, уравнения и терминология одинаковы для передачи и приема. При построении диаграмм лучше ориентироваться по текущей ситуации — иногда легче представить луч, принимаемый антенной решеткой, а иногда, например, в случае изучения формы лепестков, может оказаться проще думать, что антенная решетка работает в передающем режиме.

Заключение
Статья является первой частью серии, в ней была описана концепция и основные принципы управления лучом с помощью фазированной решетки, выведены основополагающие формулы и построены графики на их основе. Кроме того, в статье были рассмотрены множитель решетки, множитель элемента и сделаны выводы о том, как количество элементов, расстояние между ними и угол луча влияют на работу антенны. Последним пунктом статьи было сравнение диаграмм направленности антенн в декартовых и полярных координатах.
В следующих публикациях серии будут более подробно рассмотрены диаграммы направленности фазированных антенных решеток и их искажения. Мы изучим, как изменение
формы антенны влияет на боковые лепестки, как формируются лепестки решетки, как влияет сдвиг фазы на временную задержку в широкополосных системах. Серия завершится анализом разрешения блока задержки и того, как он может создавать боковые лепестки квантования и ухудшать разрешение луча.

Литература
1. Balanis C. A. Antenna Theory: Analysis and Design. 3rd Edition. Wiley, 2005.
2. Mailloux R. J. Phased Array Antenna Handbook. 2rd Edition. Artech House, 2005.
3. O’Donnell R. M. Radar Systems Engineering: Introduction. IEEE, June 2012.
4. Скольник (Skolnik), Меррилл (Merrill). Radar Handbook. 3rd Edition. McGraw-Hill, 2008.

Диаграмма направленности антенной решетки с неэквидистантным расположением приемных элементов | Зимина

Диаграмма направленности (ДН) – одна из основных характеристик антенного устройства. Аналитическое описание диаграммы направленности является актуальным при разработке новых радиолокационных станций (РЛС), поскольку позволяет синтезировать антенные системы с заранее известным расположением максимумов и нулей в зависимости от решаемых задач. Практически важным представляется создание многоканального автокомпенсатора помех (МКП) с использованием компенсационных каналов (КК), сформированных из произвольно выбранных приемных элементов фазированной антенной решетки (ФАР). Такое построение антенной решетки (АР) позволяет обеспечить многофункциональность полотна АР, а также позволяет сформировать КК с пространственно распределенными фазовыми центрами, что улучшает адаптацию такого автокомпенсатора к различному пространственному распределению помех и способствует более качественному их подавлению.

Для решения поставленной задачи был выбран вариант расположения элементов антенны на некотором условном прямоугольном полотне АР. Целью данной работы является получение общей формулы диаграммы направленности плоской антенной решетки с неэквидистантным расположением ее элементов.

1. Постановка задачи

Рассмотрим фазированную антенную решетку, схема расположения элементов которой приведена на рисунке 1. Из соображений практического выполнения подрешеток ее приемные элементы расположены неэквидистантно по полотну антенны. Для каждого из четырех блоков рассматриваемых элементов, размещенных вдоль четырех сторон полотна антенны, имеет место свое начальное расстояние от фазового центра антенны ({y_0H, y_0B}, {z_0Л, z_0П}). Расстояния между горизонтально и вертикально расположенными элементами равны {y_1H, y_1B} и {z_1Л, z_1П} соответственно.

Рис. 1. Схема расположения приемных элементов фазированной антенной решетки

Получим аналитическую формулу диаграммы направленности антенны компенсационных каналов.

2. Задание систем координат и углов прихода сигналов

Для вычисления диаграмм направленности будем считать, что ось z расположена вдоль вертикальной стороны полотна антенны, ось y расположена вдоль нижней горизонтальной стороны полотна антенны. Ось x расположим перпендикулярно полотну антенны. При задании направления осей было предположено, что они составляют правую тройку. Начало координат расположим в левом нижнем углу полотна антенны. Будем считать, что фазовый центр антенной решетки расположен в начале координат.

Зададим углы прихода сигналов. Пусть азимутальный угол прихода сигналов φ отсчитывается от оси Х и изменяется в горизонтальной плоскости в интервале [–π/2; π/2]. Пусть угол места θ отсчитывается от оси Х и изменяется в вертикальной плоскости в интервале [–π/2; π/2]. Отрицательные значения углов означают левую и нижнюю полуплоскости, положительные – правую и верхнюю полуплоскости соответственно. Направление φ = 0; θ = 0 совпадает с осью Ох, расположенной по нормали к плоскости антенной решетки.

3. Диаграмма направленности антенной решетки по мощности с неэквидистантным расположением приемных элементов

Диаграмма направленности (множитель решетки) АРКК в горизонтальном направлении имеет вид [1, 2]:

Здесь N_Г^ААР = N_ГН + N_ГВ – число горизонтально расположенных элементов АРКК, N_ГН – число элементов в нижней линейке элементов, N_ГВ – число элементов в верхней линейке элементов), ψ_Гi – набег фазы на i-м горизонтальном элементе.

Поскольку имеются две горизонтальные линейки элементов, то и ряд (1) состоит из двух частей, описывающих набег фазы на этих линейках элементов:

– набег фазы сигнала на нижней и верхней горизонтальных линейках элементов соответственно.

Подставляя (3) в (2) и проводя преобразования, имеем:

и вычисляя значения сумм в (4), получаем формулу множителя решетки по азимутальному углу для неэквидистантной антенной решетки:

Выполняя аналогичные вычисления, можно получить выражение множителя АР по углу места:

Здесь:

Выражения (9)–(10) описывают набеги фазы на левой и правой вертикальных линейках элементов.

Умножая формулу (7) на (8) и вычисляя модуль полученного комплексного выражения, получим вид диаграммы направленности по мощности антенной решетки с неэквидистантным расположением элементов:

Из структуры формулы (11) можно видеть, что диаграмма направленности состоит из произведения диаграмм направленности горизонтально расположенных и вертикально расположенных элементов (две фигурные скобки).

Рассмотрим частные случаи.

1. Антенная решетка эквидистантная и симметричная – расстояния между элементами, число элементов в верхнем и нижнем блоках горизонтально расположенных элементов и в левом и правом блоках вертикально расположенных элементов, соответственно, одинаковое:

В этих предположениях из формулы (11) получаем:

Выражение (12) описывает ДН эквидистантной плоской антенной решетки [1], которая представляет собой частный случай неэквидистантной ФАР. Таким образом, общее выражение (11) диаграммы направленности неэквидистантной антенной решетки в предположениях, описывающих эквидистантную антенну, сводится к классической формуле диаграммы направленности, описанной в учебниках.

2. Рассмотрим частные случаи неэквидистантной ФАР. Антенная решетка симметричная и неэквидистантная – число элементов и расстояния между всеми горизонтально расположенными и вертикально расположенными элементами, соответственно, одинаковые. Расстояние линеек элементов до фазового центра антенны различное.

В этом случае ДН антенны по мощности имеет вид:

Из выражения (13) следует, что диаграмма направленности неэквидистантной симметричной антенной решетки подобна ДН эквидистантной антенны, только в ней появляется дополнительное число локальных минимумов. В зависимости от задач использования АР в РЛС возможно создавать ДН с требуемым количеством или максимумов, или нулей.

Применение данной теории особенно актуально, если в процессе обработки сигналов в зависимости от текущей помеховой обстановки выбирать из элементов плоской неэквидистантной АР соответствующий контур, позволяющий сформировать нули в направлениях действующих в данный момент помех.

4. Использование формул диаграмм направленности для формирования нулей ДН антенной решетки

В принципе существует немало способов, используя теоретические формулы диаграмм направленности (11) и (13), сформировать нули в заданных направлениях, однако в каждом случае будут оставаться еще «побочные эффекты» выбранных решений в виде «лишних» нулей либо максимумов. Чтобы точно решить поставленную задачу, необходимо разместить неэквидистантным образом приемные элементы антенны не только на периметре ее полотна, но и по всему полотну. Тогда за счет увеличения числа настраиваемых расстояний между элементами появляется теоретическая возможность сформировать максимумы и нули ДН в любых направлениях.

Проиллюстрируем полученные формулы двумя примерами.

1. Пусть необходимо синтезировать АР с максимумами ДН по углу места в направлениях от 10º до 60º с интервалом в 10º. При построении рассматривалась 16-элементная антенная решетка, содержащая по четыре элемента в каждой из двух горизонтальных и двух вертикальных линеек элементов (N_Г = N_В = 4). Разность расстояний от фазового нуля до левой и правой вертикальных линеек элементов составляла z_0Л – z_0П = k_1λ – k_2λ = 5,737 · λ. Расстояния между приемными элементами вертикальных линеек элементов антенны составляли z₁ = 11,474 · λ. Длина волны λ = 104 мм. На рисунке 2 представлен график диаграммы направленности F(дБ) антенной решетки в зависимости от угла места θ. Из рисунка можно видеть, что в интервале углов θ ∈ [0; π/2] по углу места диаграмма направленности имеет 5 главных максимумов θ_max ≈ 10°; 20°; 31°; 44°; 60°, которые с точностью от нескольких тысячных градуса – нескольких градусов совпадают с максимумами, которые нужно было исходно сформировать.

Рис. 2. Нормированная диаграмма направленности F (дБ) антенной решетки в зависимости от угла места θ (случай синтеза ДН, имеющей максимумы в направлениях от 10 до 60 градусов с интервалом в 10 градусов)

2. Пусть необходимо синтезировать АР с нулями ДН в направлениях от 6º до 70º с интервалом в 12º и максимумом в направлении 60º по углу места. При построении рассматривалась 16-элементная антенная решетка, содержащая по четыре элемента в каждой из двух горизонтальных и двух вертикальных линеек элементов (N_Г = N_В = 4). Разность расстояний от фазового нуля до левой и правой вертикальных линеек элементов составляла z_0Л – z_0П = 4,783 · λ. Расстояния между приемными элементами вертикальных линеек элементов антенны составляли z₁ = 1,155 · λ. Длина волны λ = 104 мм. На рисунке 3 представлен график диаграммы направленности F(дБ) антенной решетки в зависимости от угла места θ. Из рисунка можно видеть, что в интервале углов θ ∈ [0; π/2] по углу места диаграмма направленности имеет 5 требуемых нулей и 2 «лишних» нуля в направлениях θ_min ≈ 6°; 18°; 26°; 31°; 40°; 47°; 70° и максимум в направлении 60º.

Рис. 3. Нормированная диаграмма направленности F (дБ) антенной решетки в зависимости от угла места θ (случай синтеза ДН, имеющей нули в направлениях от 6 до 70 градусов с интервалом в 12 градусов и максимум в направлении 60 градусов)

Таким образом, используя для формирования нулей в зависимости от текущей помеховой обстановки различные контуры с элементами из плоской ФАР, можно получать различного вида диаграммы направленности антенной решетки, позволяющие неадаптивным образом подавлять помехи.

Заключение

В представленной статье была получена общая формула диаграммы направленности антенной решетки с неэквидистантным расположением приемных элементов. Данная формула позволяет аналитически сформировать диаграмму направленности с нужным количеством максимумов и нулей, не прибегая к компьютерному моделированию. Наличие неэквидистантности дает возможность сформировать дополнительные нули диаграммы направленности. Проведенный анализ позволил сделать следующие выводы:

1. Формула диаграммы направленности неэквидистантной антенной решетки является более общей по сравнению с классическим выражением ДН эквидистантной плоской антенны и дает возможность рассматривать частные случаи неэквидистантных антенных решеток с различным числом приемных элементов и различными расстояниями между ними.

2. В неэквидистантной симметричной антенной решетке с одинаковым количеством приемных элементов на противоположных сторонах периметра антенны и различным начальным набегом фазы по каждой стороне периметра – диаграмма направленности отличается от ДН эквидистантной антенны наличием дополнительных нулей, что позволяет разместить их в дополнительных направлениях, по которым требуется обеспечить подавление помех.

3. Для большей точности при синтезе экстремумов диаграммы направленности антенной решетки необходимо задавать более мелкий шаг их размещения, поскольку это уменьшает искажения, вносимые функцией арксинуса.

4. Данный подход и приведенные в статье формулы позволяют моделировать любую антенную решетку с произвольным пространственным расположением ее элементов.

Управление фазированными антенными решетками

В области проектирования систем беспроводной связи и радиолокации инженеры постоянно сталкиваются с растущими требованиями к архитектуре антенн, необходимыми для улучшения рабочих характеристик. Большое количество новых устройств возможно создать только с помощью антенн, которые будут потреблять меньше энергии и иметь более низкий профиль, чем стандартные механически управляемые антенны-тарелки. Эти требования дополняют возможность быстро изменять местоположение антенны в направлении новых угроз или приемников сигналов, передавать несколько потоков данных и обеспечить работу в течение более длительного срока службы, стараясь добиться при этом максимальной экономической эффективности. В некоторых приложениях нужно подавить входящий блокирующий сигнал и обеспечить низкую вероятность перехвата. Такие задачи решаются с помощью антенн на основе фазированных решеток, широко распространенных в данной отрасли. Присущие ранним фазированным антенным решеткам недостатки были устранены с помощью передовых полупроводниковых технологий, позволивших значительно уменьшить размер, вес и энергопотребление этих решений.

Введение

Беспроводные электронные системы, в которых для отправки и приема сигналов предусмотрены антенны, используются уже более 100 лет. Они продолжают совершенствоваться, поскольку все более актуальной становится потребность в точности, эффективности и более сложных характеристиках. В прошлые годы там, где была важна направленность, для передачи и приема сигналов широко применялись антенны-тарелки, и многие из подобных систем до сих пор хорошо работают при относительно низких затратах после многих лет оптимизации. Этим антеннам, имеющим механический поворотный механизм для изменения направления излучения, свойственны определенные недостатки, к которым относятся медленное управление, большие размеры, более низкая долговременная надежность и обеспечение только одной желаемой диаграммы направленности или потока данных. В результате инженеры разработали усовершенствованную технологию фазированной антенной решетки, позволяющую улучшить эти параметры и добавить новые функциональные возможности. Антенны с фазированной решеткой имеют электронное управление и многочисленные преимущества по сравнению со стандартными антеннами с механическим управлением, среди которых можно отметить низкий профиль, меньший объем, повышенную долговременную надежность, быстрое управление и возможность формирования нескольких лучей. Благодаря указанным преимуществам технология сможет быть применена в области военной техники, спутниковой связи и телекоммуникационных системах 5G, включая подвижную связь.

Технология фазированных антенных решеток

Фазированная антенная решетка представляет собой совокупность антенных элементов, размещенных вместе таким образом, что диаграмма направленности каждого отдельного элемента сочетается с диаграммами соседних антенн для формирования эффективной диаграммы направленности, называемой «главный лепесток». Главный лепесток передает излучаемую энергию в требуемое место, при этом антенна также предназначена для подавления сигналов, распространяемых в нежелательных направлениях, образуя нули и боковые лепестки. Антенная решетка предназначена для максимизации энергии, излучаемой в основном лепестке, и одновременного уменьшения до приемлемого уровня энергии, излучаемой в боковых лепестках. Направлением излучения можно манипулировать, изменяя фазу сигнала, подаваемого на каждый антенный элемент.

Рис. 1. Базовый принцип работы элементов фазированной антенной решетки

На рис. 1 показано, как для линейной решетки, регулируя фазу сигнала в каждой антенне, можно формировать эффективный луч в нужном направлении. В результате каждая антенна в решетке имеет независимые параметры настройки фазы и амплитуды с целью формирования желаемой диаграммы направленности. Принцип быстрого управления лучом в фазированной антенной решетке без механически движущихся частей достаточно легко понять. С помощью полупроводниковой микросхемы можно изменить фазу антенного элемента за наносекунды, что позволяет мгновенно изменить направление диаграммы направленности излучения для быстрого реагирования на новые источники или приемники сигнала. Аналогичным образом можно обеспечить эффективное подавление с целью поглощения источника помех, что сделает объект невидимым, например, такой принцип используется в самолетах-невидимках. Эти изменения в перераспределении диаграмм направленности или изменения на эффективные нули могут быть выполнены практически мгновенно, поскольку мы можем изменять фазу электрически с помощью устройств на основе микросхем, а не механических частей. Дополнительным преимуществом антенны с фазированной решеткой по сравнению с механической антенной является возможность испускать несколько лучей одновременно, благодаря чему удается отслеживать несколько целей или управлять несколькими потоками пользовательских данных. Это достигается за счет цифровой обработки сигналов нескольких потоков данных на частотах основной полосы.

В стандартной конструкции такой решетки предусмотрены полосковые антенны, собранные в одинаково разнесенные ряды и столбцы в конфигурации 4×4, то есть такая решетка состоит из 16 элементов. Компактная решетка в конфигурации 4×4 с полосковыми антеннами в качестве излучателей показана на рис. 2. Подобная антенная решетка, применяемая в наземных радиолокационных системах, может быть довольно большой и насчитывать свыше 100 000 элементов.

Рис. 2. Изображение диаграммы направленности антенной решетки в конфигурации 4×4

Существуют конструктивные компромиссы, которые необходимо учитывать, лавируя между размером решетки и энергопотреблением каждого излучающего элемента, оказывающего влияние на направленность луча и эффективную излучаемую мощность. Характеристики антенны можно спрогнозировать, взглянув на некоторые общие показатели качества работы. Зачастую проектировщики антенн обращают внимание на усиление антенны и эффективную изотропно-излучаемую мощность (EIRP), а также на отношение Gt/Tn. При этом существуют базовые уравнения, используемые для описания таких параметров, представленных в следующих выражениях. Мы можем видеть, что усиление антенны и EIRP прямо пропорциональны количеству элементов решетки. С учетом этого в наземных радарных станциях могут использоваться решетки крупного размера.

где N — количество элементов; Ge — усиление элемента; Gt — усиление антенны; Pt — полная мощность передатчика; Pe — мощность одного элемента; Tn — шумовая температура.

Другим ключевым аспектом проектирования антенны с фазированной решеткой является расстояние между элементами антенны. Определившись с целями системы путем выбора количества элементов, нужно обратить внимание, что диаметр решетки в значительной степени обусловлен ограничениями для каждого расстояния между рядами, приблизительно составляющего менее половины длины волны, что предотвращает образование побочных лепестков (дифракционных максимумов решетки). Побочные лепестки определяют энергию, излучаемую в нежелательных направлениях. Это предъявляет жесткие требования к электронике, входящей в состав решетки, в связи с чем она должна быть компактной, иметь низкое энергопотребление и небольшой вес. Из-за полуволнового интервала возникают довольно сложные задачи проектирования при разработке устройств, действующих на более высоких частотах, где расстояние между рядами становится меньше. Это приводит к тому, что степень интеграции микросхем, предназначенных для функционирования на более высоких частотах, становится все более высокой, корпусированные решения становятся все более совершенными, а методы управления температурным режимом упрощаются, несмотря на усложнение самой конструкции.

Поскольку мы разрабатываем антенну полностью с нуля, может возникнуть большое количество задач, сопряженных с проектированием решетки, в том числе задачи по маршрутизации линий управления, по управлению питанием и температурным режимом, а также задачи, связанные с импульсными схемами, с условиями окружающей среды и т. д. Сегодня в отрасли наблюдается переход к низкопрофильным решеткам, имеющим меньший объем и вес. В традиционной архитектуре используются небольшие печатные платы, размещаемые перпендикулярно на обратной стороне антенной платы. Последние 20 лет такой подход непрерывно улучшался, при этом размеры печатных плат постоянно сокращались, соответственно, уменьшалась глубина антенны. Проекты следующего поколения отходят от такой архитектуры в сторону плоскостного метода, который подразумевает, что каждая микросхема обладает достаточной степенью интеграции, позволяющей разместить ее на задней стороне антенной платы, тем самым значительно уменьшая глубину антенн и облегчая их установку в портативные устройства или авиационное оборудование. На левом изображении рис. 3 показаны размещенные на верхней стороне платы элементы антенны с золотым покрытием, а на изображении справа — аналоговый интерфейс антенны на нижней стороне платы. Это лишь часть антенны, где может быть размещен каскад преобразования частоты, выполняющийся, например, на стороне антенны, и распределительная сеть для маршрутизации сигналов от одного высокочастотного входа ко всем элементам решетки. Таким образом, становится очевидным, что микросхемы с большей степенью интеграции позволяют решить ряд задач, связанных с проектированием антенн и, поскольку антенны уменьшаются благодаря применению более компактных электронных компонентов, для процесса разработки антенны требуется новая полупроводниковая технология, которая поможет сделать решения жизнеспособными.

Рис. 3. Изображение плоской антенной решетки, на которой показаны элементы антенны, расположенные на верхней стороне печатной платы, и микросхемы, расположенные на нижней стороне печатной платы

Сравнение цифрового способа формирования диаграммы направленности с аналоговым способом

В большинстве антенн с фазированной решеткой, разработанных в прошлые годы, применялся аналоговый способ формирования диаграммы направленности, в рамках которого регулировка фазы выполняется в области ВЧ или ПЧ и для всех элементов антенны имеется лишь один набор преобразователей данных. Но сегодня наблюдается повышенный интерес к цифровому способу формирования диаграммы направленности, когда для каждого элемента антенны поступает один и тот же поток данных, а регулировка фазы происходит в цифровой форме в ПЛИС или в других преобразователях данных. Цифровой способ формирования диаграммы направленности имеет много преимуществ, например, возможность легко испускать несколько лучей или даже почти мгновенно изменять их количество. Такая функциональность может быть полезна во многих приложениях, что способствует скорейшему принятию этой технологии. Постоянные улучшения в области преобразователей данных позволили сократить их рассеиваемую мощность и расширить рабочий диапазон до более высоких частот, причем возможности высокочастотной дискретизации в L‑ и S‑диапазоне позволяют использовать указанную технологию в радиолокационных системах.

При сравнении аналогового и цифрового способов формирования диаграммы направленности необходимо учитывать несколько факторов, но анализ при таком сравнении, как правило, выполняется на основе информации о количестве требуемых лучей, рассеиваемой мощности и экономической эффективности. Цифровой способ формирования диаграммы направленности обычно характеризуется более высоким рассеиванием мощности, поскольку на каждый элемент приходится по преобразователю данных, но такой подход более универсален с точки зрения простоты создания нескольких лучей. Преобразователи данных также должны иметь более широкий динамический диапазон, ведь формирование диаграммы направленности, которая подавляет блокирующие сигналы, выполняется только после оцифровки. С помощью аналогового способа формирования диаграммы направленности можно создавать и несколько лучей, но тогда для каждого луча требуется по дополнительному каналу регулировки фазы. Например, чтобы создать систему, поддерживающую формирование 100 лучей, нужно умножить количество высокочастотных фазовращателей для системы с одним лучом на 100, поэтому стоимость системы при сравнении решения на основе преобразователей данных с решением на основе микросхем фазовой подстройки может изменяться в зависимости от количества лучей. Так же и аналоговый способ формирования диаграммы направленности, в рамках которого могут использоваться пассивные фазовращатели, изначально характеризуется меньшей рассеиваемой мощностью, но по мере увеличения количества лучей рассеивание мощности тоже будет увеличиваться, если для управления распределительной сетью понадобятся дополнительные каскады усиления. Распространенным компромиссом становится гибридный подход формирования диаграммы направленности, который предполагает наличие подрешеток аналогового способа формирования диаграммы направленности, после которых идут цифровые каскады обработки сигналов подрешеток. Это перспективная технология, и она будет развиваться в ближайшие годы.

Полупроводниковая технология

Стандартная импульсная радиолокационная система передает сигнал, который может отражаться от объекта, при этом радар ожидает возврата этого сигнала, чтобы сформировать поле обзора антенны. В прошлом такое интерфейсное решение для антенны состояло из дискретных компонентов, как правило, выполненных на основе арсенида галлия. Электронные компоненты, используемые в качестве структурных элементов для этих фазированных антенных решеток, показаны на рис. 4. К ним относятся фазовращатель, предназначенный для регулировки фазы каждого антенного элемента, аттенюатор, способный подстраивать уровень сигнала, усилитель мощности, применяемый для передачи сигнала, и малошумящий усилитель, используемый для приема сигнала, а также ключ, необходимый для переключения между трактами передачи и приема. В устройствах прошлого поколения каждая из этих микросхем могла иметь корпус размером 5×5 мм, а усовершенствованные решения могли иметь монолитную одноканальную арсенид-галлиевую микросхему, обеспечивающую такую функциональность.

Рис. 4. Пример стандартного высокочастотного интерфейса антенны с фазированной решеткой

Недавнее распространение фазированных антенных решеток стало возможным благодаря полупроводниковой технологии. Усовершенствованные узлы на основе SiGe (кремний-германий), БиКМОП и SоI (кремний на изоляторе), а также КМОП-микросхемы на монолитных подложках позволили объединить в единую микросхему цифровые схемы для организации системы управления решеткой и тракт высокочастотного сигнала для регулировки фазы и амплитуды. Сегодня возможно создание предназначенных для микроволнового оборудования многоканальных микросхем формирования диаграммы направленности, регулирующих усиление и фазу в 4‑канальной конфигурации с использованием до 32 каналов. Для устройств с более низким энергопотреблением может применяться микросхема на основе кремния, представляющая собой монолитное решение, сочетающее все вышеперечисленные функции. В оборудовании высокой мощности применяются усилители мощности на основе нитрида галлия, у которых значительно увеличена плотность мощности, благодаря чему они могут встраиваться в элементы фазированных антенных решеток, для которых ранее использовались усилители мощности на основе ламп бегущей волны или относительно маломощные усилители на основе арсенида галлия.

В области авиационного оборудования мы наблюдаем тенденцию к созданию плоских архитектур с повышенным КПД, который предлагает технология GaN (нитрид галлия). Благодаря нитриду галлия стал возможен перевод больших наземных радаров от антенн, управляемых оборудованием с лампами бегущей волны, на антенны с фазированной решеткой. Теперь у нас есть монолитные микросхемы на основе нитрида галлия, способные обеспечивать мощность более 100 Вт при КПД 50%. Сочетание этого уровня КПД с малым коэффициентом заполнения импульса радарных приложений позволяет создавать решения для поверхностного монтажа, благодаря чему можно значительно уменьшить размер, вес и стоимость антенной решетки. Дополнительным преимуществом, помимо возможности технологии GaN в обеспечении большей мощности, является уменьшение размеров по сравнению с существующими арсенид-галлиевыми дискретными решениями. Сравнивая арсенид-галлиевый усилитель мощностью 6–8 Вт для работы в X‑диапазоне с решением на основе GaN, можно сказать, что последний вариант будет занимать вполовину меньше площади. Подобное сокращение занимаемой площади становится значительным преимуществом при необходимости встраивания этой электроники в элемент фазированной антенной решетки.

Микросхемы Analog Devices для фазированных антенных решеток с аналоговым управлением

Компания Analog Devices разработала интегрированные микросхемы для аналогового формирования диаграммы направленности, предназначенные для различных областей применения, в том числе для радаров, спутниковой связи и телекоммуникационного оборудования 5G. Микросхема формирования диаграммы направленности в диапазоне X/Ku ADAR1000 представляет собой 4‑канальное устройство, действующее в частотном диапазоне 8–16 ГГц в режиме дуплексной передачи с временным разделением каналов, при этом в составе одной микросхемы объединены передатчик и приемник. Такое решение оптимально для радиолокационных систем, для оборудования спутниковой связи Ku-диапазона, где данная микросхема может быть настроена для работы либо в режиме приемопередатчика, либо только в режиме приемника. Эта 4‑канальная микросхема имеет корпус QFN для поверхностного монтажа размером 7×7 мм, что позволяет ее легко встраивать в плоские антенные решетки, при этом она будет рассеивать лишь 240 мВт на канал в режиме передачи и 160 мВт на канал в режиме приема.

Каналы приемопередатчика и приемника выведены для непосредственного подключения, благодаря чему микросхему можно сопрягать с интерфейсным модулем (FEM), который предлагает Analog Devices. На рис. 5 изображены диаграммы регулировки усиления и фазы с полным 360‑фазным охватом, где показана возможность изменения фазы с шагом менее 2,8°, а также возможность изменения усиления лучше, чем на 31 дБ. ADAR1000 имеет встроенную память для хранения информации до 121 состояния луча, одно состояние содержит все параметры фазы и усиления для всей микросхемы. Передатчик обеспечивает усиление приблизительно 19 дБ по мощности в режиме насыщения 15 дБм, где усиление тракта приема составляет приблизительно 14 дБ. Другим ключевым показателем является изменение фазы при регулировании усиления, которое составляет приблизительно 3° на 20 дБ диапазона. Аналогичным образом изменение усиления при регулировании фазы составляет около 0,25 дБ во всем 360‑градусном охвате, что облегчает задачи калибровки.

Рис. 5. Усиление/потери и регулирование фазы/усиления ADAR1000 в режиме передачи при частоте 11,5 ГГц

Эта микросхема формирования диаграммы направленности разработана для аналоговых фазированных антенных решеток или гибридных архитектур, в которых объединены аналоговые и цифровые цепи формирования диаграммы направленности. Analog Devices предлагает наиболее полное решение, охватывающее всю сигнальную цепочку от антенны до цифровой области, в которое входят преобразователи данных, элементы преобразования частоты, микросхема аналогового формирования диаграммы направленности, а также интерфейсный модуль. Такой объединенный набор микросхем позволяет Analog Devices сочетать различные функциональные элементы и соответствующим образом оптимизировать микросхемы с целью упрощения процесса проектирования антенны для своих заказчиков (рис.  6).

Рис. 6. Узнать больше о возможностях ADI в области фазированных антенных решеток можно на analog.com/ru/phasedarray

«Формирование луча диаграммы направленности антенной решётки»

Практически все антенные системы современных радиолокаторов – это фазированная антенная решетка (ФАР). В общем случае ФАР состоит из полотна излучателей и системы распределения фаз и амплитуд. Разработка антенной решетки является трудоемким процессом, который обычно проводится математическими методами. После расчета математической модели и изготовления на ее основе макета, необходимо провести измерения решетки или ее фрагмента. Чтобы подать на каждый антенный элемент сигнал с точно заданным распределением фазы и амплитуды, требуется система питания с фазовращателями. Однако на этапе макетирования антенной решетки можно воспользоваться многоканальным фазовокогерентным генератором, который позволит с высокой точностью установить необходимые значения фазы и амплитуды на каждом канале для формирования диаграммы направленности решетки и управления ею.

Важными характеристиками многоканальных генераторов является разброс фаз и амплитуд от канала к каналу. Данные соотношения влияют на итоговую диаграмму направленности антенной решетки.

Известно, что за формирование диаграммы направленности отвечают такие факторы как: количество элементов ФАР, их пространственное расположение, а также распределение фаз и амплитуд токов в элементах решетки.

Рисунок 1: Формирование луча ДН АФАР

Количество элементов ФАР и их расположение являются факторами, обеспечиваемые конструктивом решетки. Поэтому эти параметры являются стабильными величинами. Однако, фазово-амплитудные распределения токов будут зависеть от качества цепи питания ФАР, а в случае запитывания ФАР от многоканальных генераторов – от точности установки фаз и амплитуд на каждом канале.

Изменение фазовых соотношений на элементах антенной решетки позволяет управлять лучом, то есть проводить сканирование. В зависимости от сектора сканирования фазовое управление лучом антенной решетки позволяет отказаться от механических приводов, необходимых для обзора пространства.

Фазовое сканирование осуществляется с использованием различных фазовращателей, включенных в цепь питания антенной решетки. В случае использования многоканальных генераторов фазовращатели не требуются, так как управлять фазой можно на выходе каждого из каналов генератора. Но, в данном случает должна быть обеспечена фазокогерентность каналов, чтобы избежать случайной фазовой ошибки, что может вызвать искажение диаграммы направленности, например, случайное отклонение главного максимума.

Основной вывод из сказанного выше: при тестировании антенных решеток с помощью многоканальных генераторов предъявляются жесткие требования к фазовой и амплитудной стабильности каналов генерации.

Классическая схема реализации многоканального фазово-когерентного генератора представлена на рисунке 2. Для этого используются несколько одноканальных генераторов, объединенных в единый комплекс

Рисунок 2

После объединения генераторов воедино потребуется калибровка их фаз. Для этого необходимо достаточно дорогостоящее оборудование, например, осциллограф с синхронизированными по времени каналами.

Иной подход в многоканальной генерации предлагает швейцарская компания Anapico. В ассортименте ее продукции есть трех-, четырех- фазово-когерентные генераторы. Каждый генератор (рисунок 3) представляет собой единый компактный прибор, габаритами не более стандартного одноканального генератора иного производителя.

Так как рассчитывается, что данные генераторы будут работать в системах с большим количеством каналов, то для удобства монтажа их в одну стойку предусмотрена. возможность исполнения данных генераторов в стоечном виде (рисунок 3).

Из ассортимента компании Anapico можно подобрать многоканальный генератор под конкретные задачи тестирования. Генераторы различаются по частотному диапазону, количеству каналов, а также набору опций.

Многоканальные генераторы MCSG-ULN включены в Госреестр СИ.

Использование многоканальных генераторов для тестирования ФАР дает такие преимущества, как:

• максимальная оптимизация времени тестирования;
• оптимизация цены, низкая стоимость владения;
• минимизация человеческого фактора;
• минимизация вероятных отказов в кабельных соединениях
• минимальные сроки разработки и внедрения ФАР;
• высокая эргономика рабочего места;

Многоканальные генераторы сигналов Anapico MCSG6, MCSG12, MCSG20, MCSG33, MCSG40 обеспечивают следующие преимущества:

• Неограниченное количество фазово-когерентных каналов
• Фазово-непрерывный сигналы
• Сигналы с фазово-когерентной перестройкой частоты
• Сигналы с памятью фазы

Имитация сканирования луча диаграммы направленности антенной решетки

Неограниченные возможности объединения каналов

Фазово-когерентная перестройка частоты

По всем интересующим вопросам Вы можете обращаться к нашим менеджерам любым удобным способом: воспользоваться формой обратной связи на сайте, по телефону: +7 (383) 203-10-00 или по e-mail: [email protected].

26.01.2021

|

Категории: Контрольно-измерительное оборудование

|

Тэги: AnaPico

Основы радиолокации — Цифровое диаграммообразование

Цифровое диаграммообразование

aналоговой сумматор

Рисунок 1. Аналоговое формирование диаграммы направленности антенны

aналоговой сумматор

Рисунок 1. Аналоговое формирование диаграммы направленности антенны

Цифровое диаграммообразование

Аналоговое формирование луча

Способ формирования луча антенны радиолокатора, называемый аналоговым (англ. Analog Beam Forming, ABF), заключается в том, что эхо-сигналы, принятые каждым отдельным элементом фазированной антенной решетки, объединяются на уровне несущей радиочастоты. Полученные таким способом сигналы подаются на вход одного или нескольких (до четырех) приемных каналов, где выполняется преобразование сигналов с переносом спектра в основную полосу частот (или на промежуточную частоту). После этого в аналого-цифровом преобразователе выполняется оцифровка видеосигнала или сигнала на промежуточной частоте.

цифровой сумматор

Рисунок 2. Цифровое формирование диаграммы направленности антенны

цифровой сумматор

Рисунок 2. Цифровое формирование диаграммы направленности антенны

Цифровые антенные решетки (ЦАР)

Цифровое формирование луча или цифровое диаграммообразование (англ. Digital Beam Forming, DBF) может быть реализовано на уровне излучающих элементов или их небольших групп (уровень подрешетки). Архитектура цифрового диаграммообразования состоит из совокупности цифровых приемников, по одному на каждый излучающий элемент антенны. Преобразование на промежуточную частоту и оцифровка принятых сигналов реализованы для каждого элемента антенны (или их небольших групп). Шумы и искажения сигналов в каждом таком приемнике декоррелированы по отношению к другим приемникам.

Таким способом одной антенной системой может быть сформировано множество независимых лучей, ориентированных в разных направлениях. Для этого в состав системы входит специальный процессор формирования диаграммы. Достоинства цифрового формирования луча:

• улучшенный динамический диапазон приемника;
• управление несколькими лучами;
• более эффективное и быстрое управление амплитудой и фазой сигналов.

Рисунок 3. Стандартизированный приемо-передающий модуль SMTRM (предоставлен компанией Cassidian, бывшей EADS Defence & Security Ulm)

Рисунок 3. Стандартизированный приемо-передающий модуль SMTRM (предоставлен компанией Cassidian Ulm,
бывшей EADS Defence & Security)

Стандартизированный приемо-передающий модуль

Приемо-передающие модули являются ключевыми компонентами технологии цифрового формирования луча. Эти модули включают в себя часть усилителя мощности передатчика и некоторые части приемника. Модули могут производиться серийно для достижения лучшего соотношения «эффективность – стоимость». Благодаря компактной конструкции модулей потери в линиях при обработке сигналов незначительны. Стандартизированные приемо-передающий модули могут использоваться в разных радиолокаторах с небольшими индивидуальными доработками. Например, такие модули используются в многофункциональном радиолокаторе управления огнем Х-диапазона системы противовоздушной обороны MEADS (Medium Extended Air Defence System), в наземном обзорном радиолокаторе BÜR немецких вооруженных сил, космическом радиолокаторе TerraSAR-X и в радиолокаторе E-Captor истребителя Eurofighter.

Стандартизированный приемо-передающий модуль SMTRM представляет собой помещенную в герметичный корпус печатную плату длиной 64,5 мм, шириной 13,5 мм и высотой 4,5 мм. Эта плата содержит усилитель мощности, выполненный в виде двух монолитных интегральных схем, запитываемых с разными фазовыми сдвигами, ферритовый циркулятор для переключения приемного и передающего трактов, монолитный интегрированный ограничитель и малошумящий предусилитель. Принятый сигнал будет преобразовываться на промежуточную частоту. Все цепи выполнены на основе арсенид-галлиевой (GaAs) полупроводниковой технологии.

Процессор формирования диаграммы

Одновременное получение различных диаграмм направленности антенны стало возможным при использовании цифровых приемников, поскольку только цифровой сигнал может быть повторен (скопирован) требуемое количество раз без потерь. На практике принятый сигнал вначале преобразовывается на промежуточную частоту, а затем оцифровывается. Для промежуточной частоты 75 МГц требуется аналого-цифровой преобразователь с частотой дискретизации около 100 МГц.

Рисунок 4. Структурная схема процессора формирования диаграммы

Рисунок 4. Структурная схема процессора формирования диаграммы

Рисунок 4. Структурная схема процессора формирования диаграммы

На Рисунке 4 изображена структурная схема типового процессора формирования диаграммы. Каждый элемент фазированной антенной решетки имеет собственный приемный канал с последующим аналого-цифровым преобразователем и цифровым понижающим преобразователем (Digital Down Converter, DDC). Для корректного суммирования в каждом канале имеется специальный фильтр для выравнивания частотной характеристики и регулировки времени распространения в этом канале. Такой фильтр называют фильтром с конечной импульсной характеристикой (finite impulse response, FIR). Этот фильтр настроен на специальную процедуру калибровки. Для выполнения такой калибровки в приемный канал подается известный радиочастотный тестовый сигнал с линейной частотной модуляцией по всей ширине полосы частот либо белый шум известной интенсивности. Весовая обработка для подавления боковых лепестков выполняется также в этом фильтре. Данные со всех аналого-цифровых преобразователей приемных каналов в виде комплексного сигнала (I и Q составляющих) через совокупность распараллеленых фазовращателей на сумматоры. Количество сумматоров определяет количество одновременно формируемых диаграмм направленности антенны на прием. На рисунке количество сумматоров равно 100.

Способ и устройство формирования управляемой по ширине диаграммы направленности антенны рлс

Изобретение относится к радиолокации, в частности к антенным устройствам РЛС. Достигаемый технический результат — управление по ширине диаграммой направленности (ДН) антенны, что достигается использованием для передачи основной ДН антенны, а для приема — суммарной и разностной диаграмм из основной и двух боковых со смещением их осей в обе стороны от основной ДН на половину ее ширины по нулевому уровню. Устройство, реализующее способ, включает в свой состав, кроме отражателя и облучателя с СВЧ-трактом, два дополнительных приемных облучателя, соединенных с СВЧ-трактом основного облучателя дополнительными трактами с использованием суммирующего моста, имеющего в своем составе управляемое согласующее устройство для изменения фазы смешиваемых сигналов и СВЧ-переключатели, препятствующие поступлению в дополнительные приемные тракты генерируемой передатчиком РЛС энергии при ее излучении антенной. 2 c. п.ф-лы, 5 ил., 2 табл.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к антенным устройствам радиолокационных станций (РЛС).

В радиолокационной технике антенна служит необходимым связующим звеном между электромагнитными волнами, распространяющимися в свободном пространстве, и колебаниями, генерируемыми передатчиком и принимаемыми приемником РЛС.

Дальность действия РЛС зависит в значительной степени от характеристик антенн, в первую очередь от таких как коэффициент направленного действия при передаче и эффективная площадь антенны при приеме. Для одной и той же антенны эти параметры связаны между собой линейно. Для РЛС кроме указанных характеристик играют большую роль также точность определения направления на цель и уровень боковых лепестков диаграммы направленности антенны.

В большинстве РЛС используется антенна, концентрирующая излучаемую энергию в относительно малом пространственном угле и принимающая энергию лишь с некоторых направлений. Как правило, в современных РЛС для излучения и приема используется одна и та же антенна.

Одной из основных характеристик антенны РЛС, как сказано выше, является коэффициент направленного действия (КНД) или диаграмма направленности (ДН). Диаграммой направленности антенны называется пространственное распределение электромагнитного поля антенны в относительных единицах. В частности, ДН по мощности представляет собой зависимость мощности, проходящей через единичную площадь в единичном пространственном угле, от угловых координат в пространстве.

Коэффициент направленного действия G или коэффициент направленности антенны по мощности зависит от апертуры (площади) антенны — A, длины волны — и коэффициента потерь — и определяется из выражения (см. Справочник по радиолокации под ред. М.Сколник, М.: Сов. радио, 1977 г., т.2, стр.64): G = 4A/². (1) С другой стороны, КНД антенны РЛС жестко связан с шириной ДН в вертикальной — _в и горизонтальной _г плоскостях соотношением (там же стр. 56): В литературе (см. Справочник по основам радиолокационной техники под ред. В. В. Дружинина. Воениздат.М.1983 г.) приводятся следующие зависимости ширины ДН зеркальных антенн от конструкции и размеров антенны (см. таблицу 1).

В радиолокации нашли широкое применение зеркальные антенны, основными элементами которых являются облучатель и зеркальный отражатель, чаще всего с отражающей поверхностью в форме параболоида.

Параболические антенны позволяют формировать узкие диаграммы направленности, а также изменять направление оси ДН антенны относительно оси зеркала путем смещения облучателя из фокуса параболического отражателя. Использование в параболической антенне нескольких смещенных из фокуса облучателей позволяет получить широкую многолучевую ДН.

С помощью дополнительных облучателей удается также уменьшить боковые лепестки антенны (см. В.М.Гинсбург, И.Н.Белова. Расчет параболических антенн. Сов. радио. 1959 г.).

Параболические антенны являются прототипом предлагаемого способа и устройства.

Одним из существенных недостатком описанных параболических антенн является невозможность изменять, главным образом уменьшать, ширину ДН антенны без изменения ее геометрических размеров, т.е. без изменения конструкции.

Сущность изобретения состоит в том, что предлагается способ формирования управляемой по ширине ДН антенны РЛС, отличающийся тем, что с целью обеспечения возможности управления шириной ДН антенны как в сторону ее увеличения, так особенно и в сторону уменьшения на (16-30)% и повышения тем самым точности пеленгования без изменения геометрических размеров антенны формируют результирующую приемопередающую диаграмму направленности антенны раздельно для излучения и для приема радиоволн, для чего при излучении радиоволн используют основную ДН антенны, а для приема радиоволн используют сумму или разность основной и двух идентичных основной боковых, со смещенными осями, расположенными по разные стороны от основной ДН на угол порядка половины ширины ДН основной антенны по нулевому уровню, в зависимости от ширины и формы основной ДН.

Предлагаемое устройство в виде параболической антенны РЛС с управляемой по ширине ДН, включающей отражатель и облучатель, отличается тем, что с целью обеспечения реализации указанного выше способа управления шириной ДН, особенно ее уменьшения и повышения точности пеленгования, в состав антенны включены два дополнительных приемных облучателя, расположенных в плоскости основного облучателя по обе стороны от него, соединенных дополнительными СВЧ-трактами с приемопередающим трактом основного облучателя антенны через суммирующий СВЧ-мост, причем каждый из дополнительных СВЧ-трактов имеет в своем составе СВЧ-переключатель, препятствующий поступлению в дополнительный СВЧ-тракт излучаемой передатчиком мощности из тракта основного облучателя, а также дистанционное управляемое согласующее устройство, обеспечивающее изменение фазы сигнала в дополнительном тракте относительно фазы принимаемого сигнала в тракте основного обучателя от совпадающей до противоположной для осуществления сложения или вычитания дополнительных сигналов в заданных пропорциях с основным при их смешивании в смесителе при поступлении в приемный тракт РЛС и обеспечения, соответственно, расширения или уменьшения ширины приемопередающей ДН антенны РЛС.

Фиг. 1. Диаграммы направленности антенны для основного — 1 и дополнительных — 2 и 3 облучателей.

Фиг. 2. Разностная — 1 и суммарная — 2 диаграммы направленности антенны при приеме сигналов.

Фиг. 3. Приемопередающие диаграммы направленности основной антенны — 1, разностной — 2 и суммарной — 3.

Фиг.4. Состав основных устройств предлагаемой антенны РЛС.

Фиг.5. Схема распространения радиоволн при излучении и приеме сигналов в предлагаемом антенном устройстве.

На фиг.4 обозначены: 1 — параболический отражатель; 2 — основной облучатель; 3 — дополнительные приемные облучатели; 4 — угол смещения дополнительных облучателей от оси отражателя; 5 — основной СВЧ приемопередающий тракт;
6 — СВЧ-тракт дополнительных облучателей;
7 — суммирующий СВЧ-мост;
8 — СВЧ-переключатель прием-передача;
9 — согласующее устройство.

Предлагаемый способ формирования управляемой по ширине ДН антенны РЛС основан на известных физических принципах формирования диаграмм направленности параболических антенн за счет размеров, конструкции и взаимного расположения параболического отражателя и облучателей. В связи с этим нет необходимости в подробном описании принципов работы и конструктивных элементов параболических антенн РЛС (см. указанную выше литературу).

Основное отличие в принципах формирования предлагаемого антенного устройства заключается в раздельном формировании характеристик направленности антенного устройства при излучении энергии и приеме отраженного сигнала.

При излучении СВЧ-энергии она поступает в СВЧ-тракт от передатчика только к основному облучателю антенны и излучается в пространство. Диаграмма направленности при излучении соответствует кривой 1 на фиг.1.

При приеме отраженных целью сигналов используются основной — 1 и два идентичных основному дополнительных — 2 и 3 на фиг. 1 приемных облучателя, расположенных по обе стороны от основного со смещением по углу относительно оси отражателя примерно на половину ширины ДН основной антенны по нулевому уровню.

Принятые дополнительными приемными облучателями сигналы смешиваются синфазно или в противофазе с сигналами основного облучателя. В результате смешивания сигналов формируется суммарная или разностная результирующая приемная диаграмма направленности антенны. На фиг.2 представлены разностная 1 и суммарная 2 диаграммы направленности антенны при приеме сигналов для основного и двух дополнительных облучателей, диаграммы направленности антенны при использовании которых представлены на фиг.1.

Пунктирной линией на фиг.2 показана основная ДН антенны, характеризующая уровни излучаемой мощности.

Для получения результирующих приемопередающих ДН необходимо перемножить почленно по направлениям уровни амплитуд в приемных и передающей ДН.

Результирующие приемопередающие ДН основной антенны в существующем варианте излучения и приема — 1, разностной — 2 и суммарной — 3 представлены на фиг.3.

Для технической реализации предложенного способа используются существующие и широко использующиеся в радиолокации узлы и элементы.

Состав основных устройств предлагаемой антенны РЛС представлен на фиг.4.

Антенна включает в свой состав параболический отражатель — 1 и три облучателя, из которых один основной — 2 используется как для излучения энергии, так и для приема отраженных сигналов, а два дополнительных — 3, расположенных симметрично по обе стороны от основного и смещенных от оси облучателя 2 на угол 4, используются только для приема отраженных сигналов.

Основной облучатель 2 соединен с приемопередатчиком РЛС при помощи СВЧ-тракта 5.

Каждый из дополнительных облучателей 3 соединен с СВЧ-трактом 5 дополнительными СВЧ-трактами 6 через суммирующий СВЧ-мост 7. Для предотвращения попадания генерируемой передатчиком РЛС мощности из основного тракта 5 в дополнительные 6 в их состав включены СВЧ-переключатели прием-передача 8, аналогичные по конструкции и характеристикам СВЧ-переключателю, защищающему приемник данной РЛС от попадания генерируемой энергии в приемник РЛС при излучении.

Для изменения фазы принимаемых дополнительными облучателями 3 сигналов относительно фазы в основном СВЧ-тракте 5 в состав СВЧ-трактов дополнительных облучателей 6 включены дистанционно управляемые согласующие устройства 9.

Функционирует предлагаемое антенное устройство следующим образом.

Генерируемый передатчиком РЛС сигнал поступает по основному приемопередающему СВЧ-тракту 5 к основному облучателю 2 и от параболического отражателя 1 излучается в пространство. Поступлению генерируемых сигналов в СВЧ-тракты дополнительных облучателей 6 препятствуют СВЧ-переключатели 8.

Отраженные целью сигналы от параболического отражателя 1 поступают в основной отражатель 2 и со смещением на угол 4 в дополнительные приемные облучатели 3. От основного облучателя 2 принятые сигналы по тракту 5 поступают к суммирующему СВЧ мосту 7.

Принятые дополнительными приемными облучателями 3 сигналы по СВЧ-тракту 6 поступают через согласующее устройство 9 и СВЧ-переключатель 8 на суммирующий мост 7. Согласующее устройство 9 обеспечивает заданное изменение фазы принимаемых облучателями 3 сигналов от совпадающей до противоположной.

В результате, после суммирующего СВЧ-моста 7 в основной приемопередающий тракт 5 поступают три сигнала — основной и два дополнительных, смещенных по фазе относительно основного на заданный устройством 9 угол.

Результирующий сигнал будет суммой или разностью основного сигнала и двух дополнительных. При полном совпадении фаз смешивания сигналов приемопередающая ДН антенна будет соответствовать суммарной ДН на фиг. 2 — кривой 3. При сложении сигналов в противофазе получим разностную ДН — кривая 2 на фиг. 3. При разности фаз суммируемых сигналов, равных 90^o, результирующая ДН антенны будет соответствовать основной ДН — кривая 1 на фиг.3.

Таким образом, изменяя фазу дополнительных сигналов относительно основного от 0 до 180^o, можно плавно изменять ширину ДН предлагаемой антенны от максимальной — кривая 3 до минимальной — кривая 2.

Из изложенного следует, что предлагаемое устройство работоспособно и обеспечивает реализацию предлагаемого способа формирования управляемой по ширине ДН антенны РЛС.

Предлагаемое устройство может быть также изготовлено с согласующим устройством только для одного фиксированного положения суммирования сигналов, например на положение для получения только разностной ДН антенны. Такая конструкция антенны обеспечивает повышение точности РЛС при сохранении прежних габаритов параболического отражателя антенны или уменьшение размеров параболического отражателя, а следовательно, массогабаритных характеристик антенного поста и конструкций для его размещения, при сохранении прежней точности пеленгования.

Для количественной оценки реальных пределов изменения ширины ДН антенны предлагаемой конструкции нами были произведены расчеты на ЭВМ диаграмм направленности антенн с различной шириной ДН по методике, изложенной в указанной выше книге В.М.Гинсбург, И.Н.Белова. Расчет параболических антенн. Расчеты проводились при условии равномерного облучения поверхности параболического отражателя.

Результаты сведены в таблицу 2.

Анализ результатов расчетов показывает, что предлагаемый способ формирования ДН с управляемой шириной обеспечивает изменение ширины ДН антенны РЛС как в сторону увеличения, так и в сторону ее уменьшения. Базируясь на данных таблицы 2, можно сделать вывод, что предлагаемый способ позволяет увеличивать ширину ДН антенны на 30 — 50% и уменьшать ее на 15 — 30%. При этом суммарный диапазон изменения ширины ДН по отношению к ширине основной ДН составляет от 50 до 75 процентов.

Общий диапазон изменения ширины ДН от минимальной до максимальной составляет от 1.6 до 2-х раз.

Изложенное позволяет сделать вывод, что предлагаемый способ и устройство могут найти широкое применение в радиолокационной технике.

Рассмотрим примеры практического использования данного изобретения.

Одним из возможных направлений является использование изобретения в РЛС обнаружения с управляемой по ширине диаграммой направленности. Известно, что для ухудшения условий обнаружения целей с помощью РЛС необходимо увеличить число облучаемых цель и интегрируемых при обработке в приемном устройстве импульсов. С этой точки зрения поиск целей лучше осуществлять со сравнительно широкой диаграммой направленности. Однако после обнаружения цели определение направления на нее целесообразно производить с использованием более узкой ДН для повышения точности пеленгования.

Предлагаемые способ и устройство позволяют осуществлять поиск целей с использованием широкой ДН, а после обнаружения цели переключать антенну на узкую ДН, обеспечивая повышение точности определения направления на цель.

Такой режим работы целесообразно иметь, например, в навигационных РЛС морских судов, самолетов и т.п.

Другим направлением использования данного изобретения может быть создание антенны РЛС с уменьшенными размерами отражателя антенны и, следовательно, всего антенного поста или антенны с существующими габаритами и уменьшенной ДН, обеспечивающей повышение точностных характеристик РЛС.

В этом случае необходимо, чтобы при приеме радиоволн происходило суммирование сигналов только в противофазе. Результаты расчетов показали возможность повышения точности пеленгования на 15 — 30% или уменьшения на эту же величину габаритов антенны.

Конструкция антенны для обеспечения работы при одном фиксированном отношении фаз смешиваемых сигналов упрощается. Из устройства исключаются управляемые согласующие устройства, а соотношение фаз смешиваемых сигналов обеспечивается относительной длиной и характеристиками СВЧ-трактов от облучателей до суммирующего моста.

При использовании данного способа необходимо учитывать, что предлагаемые способ и устройство при уменьшении ширины ДН антенны сохраняют прежним коэффициент направленности антенны.

При уменьшении габаритов антенны по сравнению с существующими обеспечивается, при сохранении прежней точности пеленгования целей, существенное снижение массогабаритных характеристик как антенны, так и конструкций для ее размещения на объекте. Однако при этом пропорционально габаритам уменьшается и КНД антенны, что необходимо учитывать при оценке общих характеристик РЛС.

Использование предлагаемых способа и устройства особенно целесообразно при конструировании РЛС для малоразмерных носителей, таких как малые корабли, яхты, самолеты и т. п., для которых массогабаритные характеристики часто являются решающими при выборе оборудования.

Представляет интерес использование предлагаемых способа и устройства при конструировании коротковолновых антенн РЛС с возвратно-наклонным зондированием, горизонтальные размеры которых измеряются десятками и сотнями метров.

Формула изобретения

1. Способ формирования управляемой по ширине диаграммы направленности антенны РЛС, при котором для формирования приемопередающей диаграммы направленности антенны размещают в фокальной плоскости зеркала антенны систему облучателей, формируют диаграмму направленности в дальней зоне путем выбора числа облучателей, величины их углового смещения из фокуса, а также установкой необходимых фаз и амплитуд отдельных облучателей при их суммировании в приемопередающем тракте РЛС, отличающийся тем, что используют для формирования передающей и приемной диаграмм направленности антенны различное число облучателей из установленной системы облучателей, формируют передающую диаграмму направленности за счет использования для излучения радиоволн одного, основного, облучателя, расположенного в фокусе зеркала, формируют приемную диаграмму направленности, отличную от передающей, для чего используют при приеме отраженных сигналов указанный основной и два дополнительных облучателя, расположенных по обе стороны от основного и смещенных из фокуса зеркала на угол, равный половине ширины диаграммы направленности антенны по нулевому уровню,
защищают приемные тракты дополнительных облучателей от проникновения энергии передатчика при излучении радиоволн, регулируют фазу сигналов в трактах дополнительных облучателей относительно фазы сигнала в тракте основного облучателя, смешивают сигналы, принятые основным и дополнительными облучателями, управляют шириной приемной и приемопередающей диаграмм направленности антенны от минимальной до максимальной, плавно изменяя фазу принимаемых сигналов в трактах дополнительных облучателей относительно фазы сигнала основного облучателя от противоположной, когда указанные сигналы вычитаются, а результирующая приемная диаграмма направленности в дальней зоне является разностной диаграммой основного и двух дополнительных облучателей, а приемопередающая является результатом перемножения передающей и полученной результирующей приемной диаграмм, до совпадающей, когда указанные сигналы при приеме суммируются, результирующая приемная диаграмма направленности в дальней зоне является суммарной от основного и двух дополнительных облучателей, а приемопередающая — произведением передающей и суммарной приемной.

2. Устройство формирования управляемой по ширине диаграммы направленности антенны РЛС, имеющей зеркальный отражатель и систему облучателей, наряду с основным, расположенным в фокусе зеркала, размещенных симметрично относительно основного по разные стороны от его оси, с таким выбором фаз и амплитуд отдельных облучателей, который обеспечивает синфазное сложение отдельных лепестков в дальней зоне, причем фазы могут регулироваться либо фазовращателями в общем тракте между облучателями, либо в самих облучателях, отличающееся тем, что система облучателей включают три облучателя со своими трактами, один из которых, основной, расположенный в фокусе зеркала антенны, обеспечивает излучение и прием радиоволн, два других, дополнительных, расположенных по обе стороны от основного с угловым смещением от оси основного на угол, равный половине ширины передающей диаграммы направленности антенны по нулевому уровню, обеспечивают только прием радиоволн, в состав приемопередающего тракта основного облучателя включен суммирующий мост, обеспечивающий подсоединение к указанному тракту основного облучателя двух трактов дополнительных облучателей,
в состав каждого из трактов дополнительных облучателей включены переключатели прием — передача, препятствующие проникновению в указанные тракты дополнительных облучателей излучаемой передатчиком мощности из тракта основного облучателя, а также дистанционно управляемые согласующие устройства, обеспечивающие плавное изменение фазы принимаемых дополнительными облучателями сигналов относительно фазы сигналов, принимаемых основным облучателем, благодаря чему обеспечивается плавное изменение ширины результирующей приемной и приемопередающей диаграмм направленности антенны РЛС за счет смешивания при приеме радиоволн сигналов основного и двух дополнительных облучателей с различной фазой и перемножения сформированной приемной диаграммы на диаграмму направленности основного облучателя, использующуюся при облучении целей, причем минимальная ширина приемопередающей диаграммы получается при смешивании принимаемых сигналов в противофазе, а максимальная — при смешивании сигналов в фазе с плавным изменением ширины диаграммы при промежуточных соотношениях фаз.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6

MM4A Досрочное прекращение действия патента Российской Федерации на изобретение из-за неуплаты в установленный срок пошлины за поддержание патента в силе

Дата прекращения действия патента: 06.09.2002

Номер и год публикации бюллетеня: 15-2004

Извещение опубликовано: 27.05.2004        

Умножение диаграммы направленности антенн с фазированной решеткой

Основное внимание : Умножение диаграммы направленности решетки: общая диаграмма направленности N идентичных антенн является произведением вектора излучения одной антенны и коэффициента решетки.

Антенные решетки

Фердинанд Браун изобрел фазированную антенную решетку в 1905 году. Он получил Нобелевскую премию по физике в знак признания их вклада в развитие беспроводной телеграфии.

Антенная решетка представляет собой набор многочисленных связанных антенных элементов, которые работают вместе для передачи или приема радиоволн, как если бы они были одной антенной. Антенны с фазированной решеткой используются для фокусировки излучаемой мощности в определенном направлении. Угловая диаграмма направленности фазированной решетки зависит от количества элементов антенны, их геометрического расположения в решетке и относительных амплитуд и фаз элементов решетки.

Антенны с фазированной решеткой можно использовать для направления излучаемого луча в определенном направлении путем регулировки относительных фаз элементов решетки.

Основным свойством антенных решеток является поступательный фазовый сдвиг.

Свойство преобразования Фурье со сдвигом во времени

Давайте на мгновение сосредоточимся на свойстве преобразования Фурье со сдвигом во времени. Свойство время – сдвига подразумевает, что сдвиг в время соответствует 9{-j \omega t_0}X(\omega) \quad \quad (1)\]

Свойство поступательного фазового сдвига

Теперь обратимся к перемещению/смещению в пространстве элементов антенны. 3 r, \quad \quad \ mathbf{k} = k\hat{r} \quad \quad (3) \] 9{j \mathbf{k} l_0} \mathbf{F}\left(\mathbf{k} \right) } \quad \quad (4) \]

Примечание : Знак экспоненты в преобразовании Фурье не имеет значения (он просто указывает чередование фаз в противоположном направлении), если во всем анализе используется одно и то же соглашение. .

Из уравнения (4) можно сделать вывод, что относительное расположение элементов антенны по отношению друг к другу вызывает относительные фазовые изменения векторов излучения, которые затем могут вносить конструктивный вклад в одних направлениях или деструктивный в других.

Коэффициент решетки и умножение диаграммы направленности

На рисунке 2 показан более общий случай идентичных антенных элементов, размещенных в трехмерном пространстве на различных радиальных расстояниях , … и коэффициенты антенного облучателя соответственно равны a ₀ , a ₁ , a ₂ , a ₃ ,… факторы, вносящие вклад в коэффициент решетки фазированной антенной решетки

Плотности тока отдельных антенных элементов равны

\[\begin{aligned} J_{l_0}(r) &= a_0 J(r – l_0) \\ J_{l_1}(r) &= a_1 J(r – l_1) \\ J_{l_2}(r) &= a_2 J(r – l_2) \\ & \vdots \end {aligned} \quad \quad (5)\]

Суммарная плотность тока антенной решетки структура

\[J_{total} = a_0 J(r – l_0) + a_1 J(r – l_1) + a_2 J(r – l_2) + \cdots \quad \quad (6)\]

Применение свойство поступательного фазового сдвига в уравнении (4), полный вектор излучения 9{j \mathbf{k} l_i} \\ &= \mathbf{F} \left(\mathbf{k} \right) \mathbf{A} \left(\mathbf{k} \right)\end{align} \]

\[ \boxed{\mathbf{F}_{всего} \left(\mathbf{k} \right) = \mathbf{F} \left(\mathbf{k} \right) \mathbf{A } \left(\mathbf{k} \right) \quad \quad (\text{умножение шаблона массива}) } \quad \quad (7)\]

Количество A(k) называется коэффициент массива , который включает относительные поступательные фазовые сдвиги и относительные коэффициенты подачи элементов массива. 9{j k \left( \hat{\theta} \times \hat{\phi} \right) l_i} \quad \quad (\text{коэффициент массива}) } \quad \quad (9)\]

Свойство умножения диаграммы направленности массива утверждает, что общая диаграмма направленности антенной решетки, состоящей из N одинаковых антенн, является произведением вектора излучения одного отдельного антенного элемента (также называемого коэффициентом элемента ) и массива коэффициент .

Влияние коэффициента решетки на усиление мощности и интенсивность излучения 92 S_x(f)\]

Иллюстрация с использованием линейной решетки полуволновых дипольных антенн

Линейные антенны представляют собой электрически тонкие антенны, диаметр проводника которых очень мал по сравнению с длиной волны излучения  λ .

Линейная антенна, ориентированная вдоль оси z, имеет вектор излучения (поле), компоненты которого расположены в направлениях радиального расстояния и полярного угла. То есть интенсивность излучения U(θ,ɸ) и коэффициент усиления G(θ,ɸ) зависят только от полярного угла θ . Другими словами, интенсивность излучения и усиление мощности являются всенаправленными (независимыми от азимутального угла ɸ ).

На рис. 3 показана антенная решетка с линейными полуволновыми диполями, расположенными по оси x на равном расстоянии друг от друга.

 af3(nx, ny, nz, dx, dy, dz, alphax, alphay, alphaz) 

 emw.gaindBEfar + 20*log10(emw.af3(8, 8, 1, 0,48, 0,48, 0, 0, 0, 0)) + 10*log10(1/64) 

 -2*pi*0,48*cos(pi/3) 

 emw.gaindBEfar + 20*log10(emw.af3(8, 8, 1, 0,48, 0,48, 0, -2*pi*0,48*cos(фаза+pi/2), 0, 0)) + 10* log10(1/64)