Стабилизатор на ОУ MC34072AMTTBG: двухполярный
Содержание
- Введение
- Усовершенствованный двуполярный стабилизатор на ОУ и мощных полевых транзисторах с токовой защитой и ультранизким уровнем пульсаций
- Таблица
- Принципиальные схемы стабилизаторов
- Альтернативная замена
- Разводка платы и внешний вид устройства
- Результаты испытаний стабилизаторов
- Заключение
- Литература
Введение
Алексей Кузьминов, Москва
Усовершенствованный двуполярный стабилизатор на ОУ и мощных полевых транзисторах с токовой защитой и ультранизким уровнем пульсаций
Стабилизатор на ОУ: в статье автора (см. Рисунок 1 в ) приведены функциональные схемы стабилизаторов, основанные на ОУ и мощных р- и п-канальных полевых транзисторах, включенных по классической схеме (входное напряжение подается на сток, выходное снимается с истока) и по схеме с «перевернутым транзистором» (входное напряжение подается на исток, выходное снимается со стока), то есть, всего четыре варианта.
В этой же статье показано, что если в стабилизаторе положительной полярности использовать п-канальный полевой транзистор, включенный по классической схеме (Рисунок 1а), а в стабилизаторе на ОУ отрицательной полярности — также п-канальный транзистор, но «перевернутый» (Рисунок 1г), то такая схема обладает преимуществом, поскольку в ней используются только n-канальные транзисторы, которые при прочих равных условиях, во-первых, дешевле р-канальных и, во-вторых, имеют лучшие характеристики (например, большую крутизну и меньшее сопротивление сток-исток в открытом состоянии).
Таблица
Однако, как показал эксперимент автора статьи «стабилизатор на ОУ«, на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов оказывают влияние отнюдь не выдающиеся характеристики транзисторов, а способ их включения. В частности, если в двуполярном стабилизаторе на ОУ оба транзистора (р- и n-канальный) включены по классической схеме (Рисунки 1а и 1в), то пульсации выходных напряжений могут быть существенно снижены.
Объяснением этому, по-видимому, служит относительно большая функциональная симметрия двух стабилизаторов (положительного и отрицательного напряжений), а также идентичный принцип их работы. Что касается стоимости р-канальных транзисторов, то, хотя она и выше стоимости n-канальных, но не настолько существенно, чтобы не использовать р-канальные транзисторы вообще. А вот для достижения большей функциональной симметрии стабилизаторов желательно в них использовать р- и п-канальные транзисторы с близкими параметрами.
В основном к таких параметрам относится крутизна передаточной характеристики (gfs). показывающая, на сколько ампер изменится ток стока при изменении напряжения затвор-исток на 1 вольт, и измеряющаяся в этих же единицах (А/В или сименсах — См), а также сопротивление сток (D) — исток (S) транзистора в открытом (on) состоянии (RDS(on))>
измеряющееся в омах (а, точнее, в мОм). Остальные характеристики транзисторов существенного влияния на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов не имеют.
В Таблице 1 приведены характеристики некоторых наиболее распространенных мощных р- и n-канальных полевых транзисторов (gfs и (RDS(on)), причем, транзисторы в ней расположены таким образом, чтобы каждому р-канальному транзистору соответствовал п-канальный транзистор с идентичными (или близкими) параметрами. Например, если использовать транзистор SUP90P06 (gfs = 40 А/В, RDS(on) = 8 мОм), то ему должен соответствовать транзистор IRF3205 (gfs = 44 А/В, RDS<on) = 8 мОм) и т.п. Кроме того, в Таблице 1 транзисторы расположены в порядке уменьшения крутизны gfs.
Таким образом, резюмируя вышесказанное, дальнейшее изложение будет построено следующим образом. Вначале будут приведены принципиальные схемы, как самого двуполярного стабилизатор на ОУ, так и некоторых вспомогательных устройств, предназначенных для его работы, затем будут приведены разводка плат и фотографии реального устройства. Далее будет рассказано об испытании устройства и полученных результатах.
Принципиальные схемы стабилизаторов
Как видно из Рисунка 1а, схема стабилизатора +14 В практически повторяет схему аналогичного стабилизатора, подробно описанного в [1] (см. Рисунок 3), в связи с чем, на взгляд автора, в пояснениях не нуждается. Разница заключается только в использовании иного транзистора VT1 (IRF3205 вместо IRF3205Z с существенно большей крутизной) и иных номиналах резисторов делителя R9, R10, R11 (соответствующих R3, R4, R5), позволяющих более точно выставить выходное напряжение стабилизатора.
А вот схема стабилизатора -14 В (Рисунок 1б) существенно изменена, поскольку в ней использован уже р-канальный транзистор (VT1). Однако если внимательно присмотреться к схеме Рисунок 1б, то можно обнаружить, что она практически идентична схеме Рисунок 1а. Разница заключается в использовании р-канального транзистора VT1 (вместо п-канального в схеме Рисунок 1а), в противоположной полярности включения электролитических конденсаторов (С2, С5, С8), диодов (VD2, VD3), стабилитронов (VD4), источников стабильного тока (DA2) и инфракрасных светодиодов оптосимисторов DA3.
Благодаря функциональной идентичности двух схем (Рисунки 1а и 1б) и получается их относительная функциональная симметрия, о которой говорилось выше и которая приводит к существенному снижению уровня пульсаций выходных напряжений стабилизаторов (см. далее). В схемах Рисунок 1 жирным обозначены силовые проводники (сечением не менее 1.5 мм2).
В схеме Рисунок 1 показаны номера выводов для микросхемы ОУ MC34072AMTTBG в сверхминиатюрном корпусе WQFN10 размером 2.6×2.6 мм. Вместо нее можно использовать микросхему ОУ МС33072Р с теми же характеристиками, но в корпусе DIP8. Номера выводов для МС33072Р, естественно, иные, однако, чтобы не усложнять схему, на Рисунке 1 они не указаны (их можно найти в справочном листке или на разводке — см. далее).
Альтернативная замена
К вспомогательным схемам относятся: схема альтернативной замены источника стабильного тока на микросхеме DA2 (LM334Z) на диодный стабилизатор тока VD5 (J511) — Рисунок 2, схема индикации наличия выходных напряжений стабилизаторов и перегрузки (Рисунок 3), подробно описанная в [1], схема подключения стабилизаторов к выпрямителям и выходному разъему (Рисунок 4), схема альтернативной замены диодов выпрямителей (Рисунок 5а) и, наконец, схема принудительного разряда электролитических конденсаторов с помощью кнопок (Рисунок 5б) при повторном включении питания, если возникнет перегрузка (об этом режиме также подробно рассказано в [1]).
В связи с простотой вспомогательных схем, на взгляд автора, в подробном описании их функционирования нет необходимости.
Разводка платы и внешний вид устройства
Из разводки платы (Рисунок 6), сделанной автором с помощью программы Sprint Layout 6.0, и ее фотографий (Рисунок 7), можно составить представление о ее размерах и внешнем виде. Поскольку разводка платы с микросхемой MC34072AMTTBG приведена на Рисунке 6 в чисто иллюстративных целях (по ней изготовить плату невозможно), разводка платы с микросхемой МС33072Р не приводится. Для изготовления же плат в разделе «Загрузки» дана ссылка на файл разводки в формате *.lay6 для обеих плат (на базе MC34072AMTTBG и МС33072Р). Фотография платы с микросхемой МС33072Р для экономии места в статье также не приводится (плата имеет примерно такой же вид, как и плата, показанная на Рисунке 7).
Здесь следует отметить один нюанс, касающийся как самой разводки, так и изготовления плат, и, возможно, повлиявший на существенно сниженный уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов.
Хотя разводка, показанная на Рисунке 6, и односторонняя, т.е. вторая сторона платы не используется, эту вторую сторону можно использовать как дополнительный «земляной» контур.
В этом случае плата будет уже двусторонней, причем, поскольку компоненты навесного монтажа расположены на слое платы, противоположном слою дорожек, и припаяны к контактным площадкам через сквозные отверстия, на слое, где расположен «земляной» контур, для выводов компонентов навесного монтажа, не контактирующих с «землей», должны быть предусмотрены своего рода «прогалины».
Как развести и изготовить подобную плату своими силами, подробно описано в статье автора [2]. В приведенном в дополнительных материалах к статье файле разводки используются обе стороны, однако, если изготовление двусторонней платы по каким-то причинам затруднено, платы могут быть изготовлены полностью односторонними. В этом случае, возможно, уровень пульсаций выходных напряжений будет чуть и увеличен, однако, по опыту автора, — не более чем в 1.
5-2 раза.
Результаты испытаний стабилизаторов
Испытания стабилизаторов проводились по той же методике, что и в [1], которая там подробно описана, поэтому здесь не приводится. На Рисунке 8 показаны осциллограммы пульсаций входных и выходных напряжений стабилизаторов. Если сравнить эти осциллограммы с осциллограммами, приведенными на Рисунке 12 в [1], то можно заметить, что уровень пульсаций выходных напряжений снизился в 2 раза (для +14 В -160 мкВ против 320 мкВ в [1], и для -14 В -240 мкВ против 480мкВ). Здесь, как говорят, комментарии излишни.
Подсчитаем, во сколько раз размах пульсаций выходных напряжений меньше размаха пульсаций входных. Для Рисунка 8а имеем: 980 мВ/0.16 мВ = 6125 или 75.74 дБ = * 76 дБ. Для Рисунка 86: 1000 мВ/0.24 мВ = = 4167 или 72.39 дБ * 72 дБ.
Изменения выходных напряжений стабилизаторов в зависимости от изменения тока нагрузки в диапазоне от 0 (без нагрузки) до 9.5 А не отличаются от тех, что приведены в [1], и составляют не более ±10 мВ.
Что касается применений описанного дву-полярного стабилизатора, то их может быть несколько, однако автор использовал его для питания мощного двухканального УМЗЧ [3]. Вероятно, у читателя могут возникнуть сомнения в использовании ИП с такими относительно низкими значениями выходных напряжений (±14 В), поскольку, как правило, для питания достаточно мощных (40 — 50 Вт ) УМЗЧ используются напряжения существенно выше (±25 В — ±35 В). Приведенные ниже некоторые соображения, на взгляд автора, эти сомнения могут рассеять.
При двуполярном питании напряжениями ±14 В УМЗЧ, сконструированный на базе хорошо известной микросхемы мощного ОУ LM3886 (или его сдвоенного аналога LM4780), работающего в мостовом режиме, этот ОУ способен без искажений воспроизвести сигнал амплитудой на 2.5 В меньше напряжений питания (2.5 В — так называемое напряжение ограничения или Clipping Voltage), т.е. его амплитуда не может превышать 14 В-2.5 В = 11.5 В.
Но уже при амплитуде 9 В (т.е. на 2.5 В меньше 11.
5 В, или с запасом в 2.5 В) на нагрузке 4 Ом при использовании этого ОУ в мостовом режиме (см., например, [3]) амплитуда синусоидального сигнала будет удвоена и составит 18 В, выходной ток — 4.5 А, а действующее значение его мощности (как нетрудно подсчитать) будет равно 40.5 Вт. Если использовать два канала, то ток достигнет 9 А, однако не будет превышать максимальный ток 9.5 А, на который рассчитан описываемый стабилизатор на ОУ.
Для справки: предельная синусоидальная мощность акустических систем 35 АС-016 с номинальным электрическим сопротивлением 4 Ом (по паспорту) составляет 35 Вт. Так что мощности 40.5 Вт вполне хватит (и даже еще останется). К тому же реальная мощность звукового сигнала, а точнее, — музыкального (с теми же максимальными мгновенными значениями амплитуд, что и у синусоидального сигнала) существенно меньше синусоидальной мощности, а при воспроизведении музыкального сигнала в 3/4 громкости (мощности) акустической системой 35 АС-016 уже начинают дрожать стекла…
Заключение
Применение в описанном двуполярном ИП полевых транзисторов двух типов проводимости, включенных по классическим схемам стабилизаторов, снижает уровни пульсаций выходных напряжений до 1/4 мВ и ниже на максимальных токах до 9.
5 А. При использовании в выпрямителе сглаживающих конденсаторов емкостью всего 44,000 мкФ отношение размаха пульсаций входных напряжений стабилизаторов (около 1 В) к размаху пульсаций выходных составляет не менее 4000 или не менее 72 дБ.
Литература
1. Кузьминов А. Двуполярный стабилизатор на ОУ и мошных полевых транзисторах с токовой защитой.
2. Кузьминов А. Как использовать фольгу обратной стороны односторонней печатной платы в качестве общего провода.-Радио, 2019, №2.
3. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ Часть 3. — Современная электроника, 2017, №6.
Загрузки: Файл разводки в формате *.1ау6
Двухполярный стабилизатор напряжения с водяным охлаждением
Компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного действия последовательного типа обладают невысоким КПД, однако большим коэффициентом стабилизации и низким выходным сопротивлением. Поэтому они всё ещё имеют широкое распространение.
Однако им свойственна низкая надёжность при перегрузке или замыкании в нагрузке. Это особенно опасно для транзисторных устройств, поэтому приходится вводить в стабилизаторы сложные узлы защиты с датчиками тока. В рассматриваемом в этой статье мощном двухполярном стабилизаторе напряжения выходной ток ограничен. Устройство не боится перегрузок и может работать на фильтрующие конденсаторы большой ёмкости.
Анализ схем УМЗЧ позволяет сделать вывод о том, что для питания их выходных ступеней стабилизаторы напряжения непрерывного действия применяют редко. Причины этого — высокая стоимость таких стабилизаторов, большие энергетические потери при их применении, а главное — «и так сойдёт», ведь работает и без стабилизатора.
Когда стабилизатора нет, напряжение питания усилителя меняется в зависимости от нагрузки в широких пределах (в AV-ресивере «Pioneer-714» — 30…50 В). Дело в том, что среднее выходное напряжение выпрямителя с ёмкостным фильтром сильно зависит оттока нагрузки. Причём конденсаторы фильтра заряжаются импульсами в каждом полупериоде сетевого напряжения.
Процесс может занять несколько полупериодов, и это частично передаётся в нагрузку УМЗЧ.
В радиолюбительской литературе неоднократно высказывалось мнение о необходимости питать УМЗЧ от стабилизированного источника для обеспечения более естественного звучания. Действительно, при максимальной выходной мощности усилителя размах пульсаций напряжения нестабилизированного источника достигает нескольких десятков вольт. Это незаметно на пиковых значениях высокочастотных составляющих звуковых сигналов, но сказывается при усилении их низкочастотных составляющих большого уровня, пики которых имеют большую длительность. В результате фильтрующие конденсаторы успевают разрядиться, снижается напряжение питания, а значит, и пиковая выходная мощность усилителя. Если же снижение напряжения питания таково, что приводит к уменьшению тока покоя выходных транзисторов усилителя, это может вызывать дополнительные нелинейные искажения.
Кардинальный способ подавления пульсаций и нестабильности напряжения питания — его стабилизация.
Стабилизатор снижает пульсации напряжения на линиях питания на один-два порядка, что позволяет без труда получить максимальную амплитуду выходного сигнала усилителя. Кроме снижения уровня фона частотой 50 (100) Гц, уменьшаются также нелинейные искажения и вероятность ограничения сигнала на пиках громкости. Увеличивается запас по предельно допустимым параметрам транзисторов выходной ступени усилителя. Снижается вероятность проникновения сетевых помех на выход усилителя.
Кроме того, применение стабилизатора позволяет упростить усилитель, что благотворно сказывается на звуке. Ещё один плюс — функцию защиты выходной ступени усилителя от перегрузки тоже можно поручить стабилизатору.
Из минусов — реализация мощного и надёжного стабилизатора напряжения непрерывного действия становится существенной финансовой проблемой и технически непростой задачей. Помимо этого, возникает необходимость отводить от силовых транзисторов стабилизатора большое количество тепла. Суммарные КПД и рассеиваемая мощность усилителя вместе со стабилизатором гораздо хуже, чем без него.
Для повышения качества источника питания в нём желательно применить сетевой трансформатор с пониженной индукцией. Как известно, пусковой ток обычных трансформаторов достигает значений, значительно превосходящих рабочий ток. Уменьшение амплитуды индукции в магнитопроводе вдвое значительно повышает надёжность, уменьшает поток рассеивания трансформатора и уменьшает его пусковой ток до значения, не превышающего номинальный ток холостого хода. Однако меньшая индукция приводит к увеличению необходимого числа витков обмоток и, как следствие, к ухудшению массогабаритных показателей трансформатора, его стоимости и возрастанию потерь энергии на активном сопротивлении обмоток. Но ведь речь идёт о действительно высококачественном звуковоспроизведении, не так ли? А звучание усилителя, питающегося стабилизированным напряжением, существенно лучше по сравнению со звучанием того же усилителя без стабилизатора.
Двухполярный стабилизатор напряжения, схема которого изображена на рисунке, предназначен для питания УМЗЧ.
Рис. Двухполярный стабилизатор напряжения
Основные технические параметры
Число каналов стабилизации ………………………2
Выходные напряжения, В ………….+41 и -41
Максимальный ток нагрузки каждого канала, А …………… 4
Размах пульсаций при токе нагрузки 4 А, мВ……………4,7
Рассеиваемая мощность при максимальном токе нагрузки, Вт………………180
Он состоит из двух независимых стабилизаторов напряжения положительной и отрицательной относительно общего провода полярности. Верхняя часть схемы относится к стабилизатору положительной полярности, а нижняя — отрицательной полярности. Схема стабилизатора отрицательной полярности представляет собой, по существу, зеркальное отражение схемы стабилизатора положительной полярности. Поэтому подробно рассмотрим только стабилизатор напряжения положительной полярности.
Переменное напряжение, снимаемое с обмотки II трансформатора T1, выпрямляет двухполупериодный выпрямитель на сдвоенных диодах Шотки VD3 и VD4 SR30100P, имеющих изолированный корпус, поэтому их удобно крепить на общем теплоотводе.
Через помехоподавляющий дроссель L1 выпрямленное напряжение поступает на сглаживающие и помехоподавляющие конденсаторы C8-C16 и далее на уравнивающие эмиттерные токи параллельно соединённых транзисторов VT1-VT9 резисторы R3-R11. Эти резисторы имеют довольно большое сопротивление, что способствует эффективной «изоляции» коллекторных цепей транзисторов VT1 -VT9 от сетевых помех.
Вместе с транзистором VT20 транзисторы VT1-VT9 образуют мощный составной транзистор с большим коэффициентом усиления тока. Базовый ток транзистора VT20 втекает в коллектор транзистора VT22. Транзистором VT22 управляет напряжение с выхода ОУ DA3.1.
К выходу стабилизатора подключены соединённые последовательно стабилитроны VD13, VD14, суммарное напряжение стабилизации которых служит образцовым для рассматриваемого стабилизатора. Вместо стабилитронов можно установить резистор такого сопротивления, чтобы вместе с резистором R29 он обеспечивал нулевой потенциал в точке их соединения при номинальном выходном напряжении стабилизатора. Но по сравнению со стабилитронами это менее эффективный вариант. Сдвинутый стабилитронами или резистором потенциал в системе стабилизации представляет собой сигнал рассогласования и поступает на инвертирующий вход ОУ DA3.1, неинвертирующий вход которого соединён с проводом «0».
Имейте в виду, что провода «О» и «Общ.» должны быть соединены между собой и с общим проводом питаемого от стабилизатора устройства (усилителя) на плате последнего. Это значительно уменьшает уровень наводок и помех в стабилизированном напряжении. Резистор R21 обеспечивает работоспособность стабилизатора, когда к нему не подключён усилитель.
В процессе работы ОУ непрерывно сравнивает потенциал на своём инвертирующем входе с нулевым потенциалом на неинвертирующем входе. Далее он так управляет транзистором VT22, а вместе с ним и составным транзистором VT20, VT1-VT9, чтобы на выходе стабилизатора поддерживалось заданное напряжение.
Предположим, напряжение на выходе стабилизатора уменьшилось вследствие увеличения тока нагрузки. Потенциал на инвертирующем входе ОУ DA3.1 станет отрицательным относительно неинвертирующего, и напряжение на выходе ОУ увеличится. Это приведёт к увеличению коллекторного тока транзистора VT22, а с ним базового и эмиттерного тока транзистора VT20. В результате увеличится суммарный коллекторный ток транзисторов VT1-VT9, компенсируя приращение тока нагрузки. Выходное напряжение вернётся к прежнему значению.
Устройство мягкого старта на транзисторе VT19 и реле K1 обеспечивают плавное нарастание напряжения на батарее конденсаторов C28-C30, С34- C63 при подключении стабилизатора (первичной обмотки трансформатора T1) к сети. В этот момент через резистор R2 начинает течь ток, заряжающий конденсатор C27. Когда через 30…35 с напряжение, приложенное к стабилитрону VD9, достигает 36 В, он открывается. Это приводит к открыванию транзистора VT19 и срабатыванию реле K1, которое переключает резисторы, ограничивающие выходной ток стабилизатора.
Пока реле не сработало, этот ток ограничен резистором R32 до 450. ..650 мА, что устраняет бросок тока зарядки батареи конденсаторов С28-СЗО, С34-С63 общей ёмкостью более 100000 мкФ. Сработавшее реле подключает параллельно резистору R32 резистор R35. С этого момента стабилизатор может отдавать в нагрузкуток, достигающий 4 А.
При случайном замыкании выхода стабилизатора с общим проводом ток тоже не превысит 4 А, но резко увеличится мощность, рассеиваемая на транзисторах Vt1-VT9. Однако она не превысит 25 Вт на каждый транзистор. Из этого следует, что стабилизатор напряжения надёжен и не боится замыканий в нагрузке.
Чтобы точно установить уровни ограничения тока, необходимо временно заменить резистор R32 переменным резистором сопротивлением около 500 кОм, а резистор R35 не устанавливать. Движок переменного резистора переведите в положение максимального сопротивления. Замкнув выход стабилизатора амперметром, включите стабилизатор и плавно уменьшайте сопротивление переменного резистора, наблюдая за показаниями амперметра. При достижении требующегося безопасного пускового тока выключите стабилизатор, измерьте введённое сопротивление переменного резистора и замените его постоянным резистором такого же сопротивления.
Затем вместо резистора R35 подключите переменный резистор сопротивлением 100 кОм, а к выходу стабилизатора через амперметр — максимальную нагрузку. Включите стабилизатор и дождитесь срабатывания реле. После этого начинайте плавно уменьшать сопротивление переменного резистора. При достижении номинального напряжения стабилизации и заданного максимального тока нагрузки выключите стабилизатор, измерьте введённое сопротивление переменного резистора и замените его постоянным.
Такую же процедуру нужно выполнить и со стабилизатором отрицательного напряжения. Нельзя просто устанавливать резисторы R33 и R36 такого же сопротивления, как соответственно R32 и R35. Дело в том, что коэффициенты передачи тока у транзисторов, применённых в обоих стабилизаторах, существенно различаются. Например, у транзисторов 2SA1943 он — около 140, а у 2SС5200 — только 85.
Трансформаторы T1 и T2 — заказные с пониженной индукцией и вторичными обмотками на 2×54 В (со средними выводами) при токе нагрузки 5 А. Трансформаторы устанавливают каждый со своей стороны в самой нижней части теплообменника (акваблока) системы водяного охлаждения стабилизатора. Акваблок служит своеобразным шасси, на котором размещены все узлы устройства. Перед установкой трансформаторов для них формуют с помощью эпоксидной смолы идеально плоские посадочные площадки. Затем резьбовыми шпильками М12 трансформаторы прижимают к акваблоку.
В режиме холостого хода напряжение на выходах выпрямителей (входах собственно стабилизаторов) — 76 В. При подключении к выходу стабилизатора нагрузки сопротивлением 10 Ом оно падает до 64 В. Если необходим больший ток нагрузки, например 10 А, то номиналы резисторов R3-R20 следует уменьшить до 10 Ом.
Диоды-супрессоры VD1 и VD2 предназначены для гашения перенапряжений во время переходных процессов, сопровождающих включение стабилизатора в сеть.
При правильном монтаже и сборке стабилизатор начинает работать без каких-либо проблем. При непрерывной нагрузке током 4 А на транзисторах VT1-VT9 рассеивается мощность около 60 Вт (по 6 Вт на каждом транзисторе). На каждом из резисторов R3-R11 — по 4 Вт. Совместно стабилизаторы напряжения положительной и отрицательной полярности рассеивают около 180 Вт. Две пары стабилизаторов для питания усилителей левого и правого стереоканалов, установленные на общем акваблоке, рассеивают 360 Вт.
Акваблок состоит из двух отрезков дюралюминиевой шины сечением 100×10 мм и длиной 1000 мм, стянутых винтами по периметру. Для герметизации стыка между шинами применён автомобильный герметик. На внутренней поверхности каждой шины отфрезерованы по две параллельные канавки размерами 960x15x4 мм, по которым течёт охлаждающая вода. Общее сечение водопроводящего канала — 15×8 мм, его суммарная длина — 1920 мм, расход воды — 0,75 л/мин, температура воды на входе акваблока — 24 °C, на выходе — 29 °C. Вода поступает из водопровода через одноступенный фильтр.
Четырёхлетний опыт эксплуатации такой открытой системы водяного охлаждения показал стабильность её тепловых параметров. Но систему можно сделать и закрытой с циркуляцией дистиллированной воды через акваблок и внешний автомобильный радиатор.
Транзисторы VT1-VT18 смонтированы на печатной плате с алюминиевой подложкой, прижатой к акваблоку с применением теплопроводной пасты. Температура поверхности платы — около 34 °C. Транзисторы 2SA1943 и 2SС5200 нагреваются до температуры около 50 °C. Испытания показали, что эта температура в течение трёх часов работы оставалась неизменной.
Описанная система охлаждения компактна, эффективна и абсолютно бесшумна. Она позволяет отводить около киловатта тепловой мощности. В качестве сигнализатора аварийного отсутствия проточной воды в системе в подводящем её трубопроводе установлен датчик давления ДРД-40. Он идеально подходит для стандартной водопроводной сети. При аварийном отключении воды контакты этого датчика размыкаются и отключают стабилизатор от электрической сети.
Кроме того, необходимо установить датчики температуры на одном или нескольких транзисторах 2SA1943, которые, как показала практика, нагреваются сильнее, чем транзисторы 2SС5200. Такие же датчики рекомендуется установить и на трансформаторах.
Автор: В. Федосов, г. Краснодар
Стабилизирующие транзисторы в малошумящих усилителях
| Скачать эту статью в формате .PDF Этот тип файла включает в себя графику и схемы высокого разрешения, если это применимо. |
Малошумящие усилители (МШУ) образуют входной каскад приемной части почти любой системы связи. Основной задачей этих подсхем является усиление полезного сигнала без ухудшения отношения сигнал/шум. В большинстве случаев полезный сигнал очень слабый. Коэффициент шума считается основным показателем качества транзисторов, используемых в таких приложениях. Он определяет минимальное количество шума, добавляемого в транзисторном каскаде. Коэффициент шума не является точным показателем, так как он зависит от смещения и особенно от условий согласования входных сигналов.
Согласно многим учебникам по СВЧ, нет ничего проще, чем спроектировать согласующую цепь для конкретного транзистора. Инженеру просто нужно знать S-параметры и шумовые параметры в соответствующей точке смещения для этого транзистора. Тем не менее, проблема проектирования может возникнуть, если стабильность является проблемой. Согласование шума обычно выполняется путем настройки согласования входного шума и выходного усиления, что является стандартной процедурой во многих учебниках (например, ссылка 1, гл. 4.1.2). Существует не так много возможностей, чтобы повлиять или даже улучшить фактор стабильности. В результате устойчивость часто проверяют только после завершения проектирования.
Здесь повторяется «традиционный» способ сопоставления шумов. Для данного транзистора в интересующей точке смещения имеется набор параметров S и шума, S нм и N. Согласование шума, τ M , берется из набора параметров шума, N, на рабочей частоте. Соответствие нагрузки, τ L (индекс L означает нагрузку), затем рассчитывается для максимального усиления. При этой процедуре игнорируется вопрос стабильности.
, где r n = R n /Z 0 . Обратите внимание, что Z 0 — волновое сопротивление транзистора (в большинстве случаев 50 Ом). На этом этапе следует подчеркнуть два момента:
- Как видно из уравнения. 1, только входной импеданс τ S определяет коэффициент шума F с точки зрения применения. Ф MIN , r n и τ M являются характеристиками транзистора в выбранной точке смещения. Чтобы получить минимальный доступный коэффициент шума, F MIN , τ S должны быть установлены на T M .
- F не зависит от импеданса нагрузки, τ L
Стабильность данного транзистора в основном описывается K-фактором, который рассчитывается следующим образом:
Поскольку во многих учебниках объясняется, почему K > 1 означает безусловную стабильность, эта информация здесь не повторяется (см. 3 для дальнейшего пояснения). При описанной процедуре полезно, чтобы транзистор был безусловно стабилен на любой частоте. К сожалению, для многих устройств это не так. Во многих приложениях разработчик схемы выбирает транзистор в соответствии с параметрами, представленными в его спецификации, такими как доступный коэффициент усиления, точка пересечения третьего порядка (IP3), рабочее напряжение, F МИН и другие. Последним шагом является проверка Sparameters транзистора на стабильность. На этапе проектирования может быть обнаружено, что транзистор склонен к колебаниям. Эти знания особенно вредны, когда они получены на этапе производства.
К счастью, можно «стабилизировать» транзистор при разработке МШУ. Общее правило состоит в том, чтобы уменьшить усиление всего МШУ. Такой подход поможет увеличить К-фактор и тем самым стабилизировать МШУ. С точки зрения схемотехники существуют следующие возможности:
- Несоответствие выходных данных. Такой подход уменьшит коэффициент усиления каскада и улучшит стабильность.
Но это также может привести к проблемам с согласованием на следующем этапе LNA. Кроме того, S22 может быть поврежден. Глядя на числитель уравнения. 2 видно, что такой подход может не помочь увеличить К-фактор. - Ввести некоторое количество резистивной обратной связи. В схеме с общим эмиттером/истоком обратная связь применяется между базой/затвором и коллектором/стоком. В большинстве случаев также потребуется конденсатор, чтобы блокировать разные уровни постоянного тока друг от друга. Поскольку этот метод также изменяет входные параметры, значительные изменения параметров шума требуют некоторых модификаций.
- Нагрузить выход (коллектор/сток) резистивно на землю. Эта техника дает много преимуществ. Усиление уменьшается на некоторую величину, а S22 улучшается, если резистивная нагрузка выполняется в нужной области. Эти два эффекта работают в одном направлении, улучшая К-фактор. Кроме того, этот метод может быть легко включен в схему смещения выходного сигнала.
Отправной точкой последнего метода является s2p-файл транзистора модели NE661M04 от NEC/California Eastern Laboratories (www. cel.com) в формате файла Touchstone, включая параметры шума. Устройство для этого примера представляет собой кремниевый биполярный транзистор, обеспечивающий безусловную стабильность в представленной конструкции МШУ.
Для разработки МШУ необходимо сначала определить целевые характеристики. Поскольку в этом примере должна быть показана стабилизирующая часть этапа проектирования, здесь приведены только линейные характеристики слабого сигнала:
- Частота: 2 ГГц (узкополосная конструкция)
- Усиление (S21): >16 дБ
- Коэффициент шума:
- Стабильность: безусловно стабильная (K>1 для всех частот)
По сравнению с расчетной центральной частотой первоначальная проверка S-параметров на первом этапе показывает, что коэффициент K остается меньше единицы на более высоких частотах. В этом случае транзистор останется нестабильным при обычной процедуре, просто установив согласование шума на входе и согласование усиления на выходе. Линейный испытательный стенд ADS и дисплей данных показаны на рис. 1 и рис. 2 соответственно.
На дисплее данных четыре S-параметра представлены в зависимости от частоты, сопровождаемой коэффициентом шума и К-фактором (нижний правый дисплей). К-фактор остается ниже единицы примерно на частоте 2,5 ГГц и, следовательно, также на предполагаемой рабочей частоте 2 ГГц. Поведение транзистора потенциально нестабильно.
Такое поведение может привести к проблемам в МШУ. Если этот МШУ является первым усилителем в сигнальной цепочке, подключенной к антенне, на его входное сопротивление может влиять нагрузка, создаваемая антенной. Такие эффекты, как настройка или ухудшение качества антенны из-за прикосновения пользователя к маленькому мобильному телефону или попадания снега на рупор LNB, могут повлиять на импеданс источника LNA. Конечно, импеданс можно проверить методом кружков стабильности. Однако, если МШУ не является безусловно стабильным на всех частотах, эти внешние взаимодействия не только ухудшат коэффициент шума. Они также могут вызвать колебания транзистора, которые могут сместить точку смещения (в основном в сторону увеличения потребляемого тока) или даже разрушить транзистор.
Page Title
На втором этапе транзистор будет стабилизирован. Как указывалось ранее, эта стабилизация будет выполняться с помощью резистора, который шунтирует выход (коллектор или сток используемого транзистора) на землю. Затем значение резистора настраивается и проверяется, достигло ли оно единицы К-фактора. Изменение линейных параметров, особенно S22 и S21, улучшится, так что К-фактор увеличится. Поскольку этот метод всегда является компромиссным, его следует тщательно обдумать.
Схема ADS для схемы МШУ показана на рис. 3.
Результаты моделирования, отображаемые при настройке выходного шунтирующего резистора, представлены на рис. 4. , уменьшается. Кривые на этом экране начинаются с Rstab, установленного на бесконечность (красная линия: те же результаты, что и раньше), а затем устанавливаются на 600 Ом с шагом вниз до 100 Ом с шагом 100 Ом.
Коэффициент усиления (S21) уменьшается по мере уменьшения стабилизирующего резистора. Напротив, К-фактор значительно увеличивается. Обратите внимание, что коэффициент усиления не должен уменьшаться настолько, чтобы поместить К-фактор в «безопасную» область за пределами единицы. Возвратные потери на выходе также оказывают влияние, поскольку на выходе применяется шунтирующий резистор. Когда на выходе применяется Rstab 300 Ом, усиление (S21) уменьшается примерно на 0,5 дБ с 17,2 до 16,7 дБ.
С помощью этого резистора К-фактор увеличивается до безопасного значения, превышающего единицу, для всех частот. Транзистор ведет себя безусловно стабильно в этом приложении. На коэффициент шума это влияет незначительно (в пределах десятых долей дБ). Таким образом, эти изменения можно игнорировать. Кроме того, S11 практически не затрагивается.
На третьем этапе проект дополняется «новыми S-параметрами», включая Rstab. Rstab включен в S-параметры транзистора. Его можно рассматривать как новый набор S-параметров. Узкополосное согласование с сосредоточенным элементом, входным шумом и коэффициентом усиления на выходе выполняется на рабочей частоте (рис. 5 и 6).
Совпадение проводится так, как если бы оно было проведено без каких-либо изменений. Сначала рассчитывается импеданс нагрузки (из полученных S-параметров со «стабилизацией» и заданной нагрузки источника из шумовых параметров). Затем импедансы выполняются с помощью сосредоточенных элементов.
Значения конденсаторов и индуктивностей довольно странные. Поэтому результаты точной математики должны быть смоделированы с реальными моделями пассивных компонентов. Чтобы получить некоторую выгоду от моделирования, конденсаторы, в частности, должны быть смоделированы с индуктивностью последовательных конденсаторов. Далее следует четвертый этап проектирования, хотя здесь он опущен. Важным моментом, который следует подчеркнуть, является то, что К-фактор повышается с помощью ранее объясненной техники. Этот метод также применим к другим транзисторам и другим спецификациям.
Практические соображения
Существуют различные способы реализации стабилизирующего резистора Rstab, показанные на рис. 7а. В следующих пояснениях обратите внимание, что согласующие цепи на входе и выходе опущены для ясности. Конденсаторы на входе и выходе, которые используются для отсечки по постоянному току к предыдущему и последующему каскадам, также не показаны. Даже если в примерах применения показан биполярный транзистор, имейте в виду, что эти примеры также работают с полевыми транзисторами.
Наиболее распространенным методом смещения является применение катушки индуктивности от выходного ВЧ-порта устройства к источнику постоянного тока, шунтированному конденсатором (рис. 7б). Главный вопрос заключается в том, как включить стабилизирующий резистор Rstab. (Рис. 7c) показывает прямую реализацию Rstab. Поскольку резистор гальванически настроен на землю, он работает как смоделированный вплоть до постоянного тока. Недостатком является то, что от источника питания потребляется дополнительный постоянный ток I=Vcc/Rstab. Однако, когда вся система не питается от батарей, эта проблема может не представлять серьезной проблемы.
Реализация на (рис. 7d) показывает обратное рассмотрение (рис. 7c). Здесь Rstab не обеспечивает никакого распределения постоянного тока. Его частотная характеристика определяется конденсатором C. Поскольку источник постоянного тока обычно шунтируется конденсаторами большой емкости (до диапазона F), это определение не является проблемой. Если напряжение питания показывает правильный уровень для прямого смещения транзистора, эта конфигурация кажется наиболее выгодной. Обратите внимание, что Rstab закорочен смещающей катушкой индуктивности Lc. Поэтому с точки зрения постоянного тока им можно пренебречь.
Если напряжение питания слишком высокое, вступают в действие конфигурации (рис. 7e) и (рис. 7f) . Rstab используется для сброса некоторого напряжения. Как только ток коллектора (стока) зафиксирован, можно рассчитать падение напряжения. Если ток коллектора (стока) можно настроить таким образом, чтобы требуемое падение напряжения можно было получить с помощью Rstab, конфигурация будет выглядеть так (рис. 7e). Если требуется более высокое падение напряжения, необходимое общее значение резистора можно разделить между Rstab и R1. Обратите внимание, что между резисторами необходим конденсатор, чтобы сделать Rstab эффективным с точки зрения RF.
| Скачать эту статью в формате .PDF Этот тип файла включает в себя графику и схемы высокого разрешения, если это применимо. |
Техническое описание UPC574 — монолитный биполярный стабилизатор напряжения на интегральной схеме
Детали, техническое описание, цитата по номеру детали: UPC574
| Деталь | UPC574 |
| Категория | Дискретные => Транзисторы => Биполярные |
| Описание | Монолитный биполярный стабилизатор напряжения интегральной схемы для электронного тюнера |
| Компания | NEC Electronics Inc. |
| Техническое описание | Загрузить UPC574 Техническое описание |
| Крест. | Аналоги: 48-A91, CX098, GL574, KA33V, SN76550N, TAA550 |
| Цитата | Где купить |
| Функции, приложения |
| МОНОЛИТНЫЙ БИПОЛЯРНЫЙ ИНТЕГРАЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ ДЛЯ ЭЛЕКТРОННОГО ТЮНЕРА Это монолитный интегральный стабилизатор напряжения, специально разработанный в качестве источника напряжения для электронных тюнеров. ХАРАКТЕРИСТИКИНизкий температурный коэффициент Низкое динамическое сопротивление Типовое опорное напряжение 33 В Информация в этом документе может быть изменена без предварительного уведомления. Документ № S13200EJ4V0DS00 (4-е издание) (предыдущий № IC-1006) Дата публикации 19 января98 N CP(K) Напечатано в Японии АБСОЛЮТНО-МАКСИМАЛЬНЫЕ НОМИНАЛЫ (TA = 25C, если не указано иное.)Параметр Zener Current Power Dissipation Диапазон рабочих температур окружающей среды Диапазон температур хранения Обозначение PD TA Tstg Номинальные значения 10 200 (TA до +125 Единица измерения мВт C Внимание! Воздействие абсолютных максимальных значений в течение длительного времени может повлиять на надежность устройства; превышение номинальных значений может привести к необратимому повреждению. Параметр Стабилизированное напряжение Стабилизированное напряжение Температурный дрейф Обозначение динамического сопротивления = 5 мА, до +75C Условия МИН. 1,0 0 ТИП. МАКСИМУМ. 35 +1,0 Единица В мВ/Кл Рассеиваемая мощность в зависимости от температуры окружающей среды 80 60 Динамическое сопротивление в зависимости от тока ЗенераСтабилизированное напряжение Температурный дрейф в зависимости от тока Зенера Стабилизированное изменение напряжения и изменение напряжения питания в зависимости от тока Зенера +1,0 |
| Сопутствующие продукты с одинаковыми техническими данными |
| УПК574ДЖ |
| Некоторые номера деталей того же производителя NEC Electronics Inc. | стабилизатор напряжения тока интегральной схемы
| УПК574ДЖ монолитовый биполярный для электронного тюнера |
| Цепь селектора UPC574JHS |
| УПК574ДЖМС |
| UPC659A 8-разрядный аналого-цифровой преобразователь для обработки видео с опорным генератором и ограничительной схемой |
| UPC659AGS-E1 8-битный аналого-цифровой преобразователь для обработки видео с зажимной схемой |
| UPC659AGS-E2 |
| UPC667 10-битный цифро-аналоговый преобразователь |
| UPC7073 Upc7073 Аналоговая абонентская линия Lsi Bs-slic |
| UPC7073GT Функция B. s Analog Slic |
| UPC741 Операционный усилитель общего назначения |
| Одиночный операционный усилитель UPC741A |
| Операционный усилитель общего назначения UPC741C |
| Одиночный операционный усилитель UPC741CMS |
| UPC741G2 Операционный усилитель общего назначения |
| Одиночный операционный усилитель UPC741G2-E1 |
| УПК741Г2-Е2 |
| УПК741Г2-Т1 |
| УПК741Г2-Т2 |
| uPC767 |
| UPC7800A Регуляторы положительного напряжения с тремя клеммами |
| УПК7805АХФ |
EP1-B3G4S: Двойное реле для реверсивного управления двигателем и соленоидом PS2525L-2-E4 : Большой входной сигнал переменного тока Тип отклика Входной сигнал с несколькими оптронами Siries UPD178018GC-XXX-3B9 : 8-битный контроллер DTS UPD17P236M3MC-5A4: 4-битный однокристальный микроконтроллер для небольшого универсального инфракрасного пульта дистанционного управления UPD30102 : CISC->uPD Vr4102(tm) 64-/32-битный микропроцессор UPD784044GC: 16-битный однокристальный микроконтроллер RD2. 2SA1744: кремниевый эпитаксиальный транзистор PNP ДЛЯ высокоскоростного переключения NP84N075KUE : МОП-транзистор с полевым эффектом, переключающий N-канальный силовой МОП-транзистор на полевых транзисторах RD15EB5 : 500 мВт DHD стабилитрон Do-35 |
