Импульсный стабилизатор напряжения на полевом транзисторе. Импульсные стабилизаторы напряжения на полевых транзисторах: принцип работы и схемы включения

Важно! Если установить обратную связь (отрицательную), отмеченное изменение будет регулировать рабочий режим управляющего устройства. В частности, при увеличении напряжения между затвором и стоком полевого транзистора ток через исток уменьшается. Тем самым без иных дополнительных действий обеспечивается стабилизация выходных параметров источника.

На практике применяют разные инженерные решения. В частности, для подключения светодиодных светильников производители предлагают импульсные источники питания. Эти устройства выполняют свои функции с помощью частотного преобразования и модуляции сигнала.

Импульсный стабилизатор тока

Для упрощения в данной статье рассмотрена линейная стабилизация. Устройства, созданные по этой схеме, не создают сильные электромагнитные помехи. В этом – главное отличие от импульсных аналогов.

Минимальное количество функциональных элементов в схемах этой категории подразумевает разумную стоимость. При выборе такого варианта нетрудно изучить рабочие режимы, особенности настройки.

В радиотехнических приборах этого типа p-n переходы расположены особым образом. Для регулировки прохождения тока через центральный канал изменяются напряжение и соответствующее электромагнитное поле. Разницу потенциалов создают на стоке и затворе.

Принцип действия полевого и биполярного транзисторов

На рисунке показаны принципиальные отличия, по сравнению с биполярным транзистором. При использовании полевой структуры управляющий ток отсутствует, а входное сопротивление становится значительно больше. При такой схеме прибор потребляет минимум энергии, но не способен обеспечить усиление сигнала. Впрочем, для решения обозначенной задачи (стабилизации) увеличивать напряжение не нужно.

В области между зонами р типа формируется канал. Для прохождения тока создается разница потенциалов «сток-исток». Управляют переходом изменением напряжения «затвор-исток» – Uзи.

Для изучения функциональности полевого транзистора можно рассмотреть две схемы подключения. В первом варианте соединяют исток и затвор проводником, выравнивая соответствующий потенциал: Uзи= 0. Повышением напряжения Uси (сток-исток) обеспечивают прохождение тока в рабочей зоне.

Напряжение равно нулю

В показанном на рисунке состоянии прибор функционирует как типичный проводник. Специфическое название на графике «Омическая область» определяет зону пропорционального увеличения силы тока по мере увеличения разницы потенциалов. При переходе в режим насыщения количества свободных зарядов недостаточно для поддержания отмеченного изменения.

Уменьшение потенциала на затворе

На этом рисунке канал прохождения зарядов сужают дополнительным источником питания, который уменьшает Uзи<0. На определенном уровне (напряжение отсечки) ток не проходит.

Устройство полевого транзистора

На рисунке показаны зоны p и n типа. Регулировкой напряжения Uси изменяют сопротивления канала (силу тока). Как показано выше, при необходимости можно закрыть эту цепь.

В идеальном примере источник питания обеспечивает стабильность тока, если электрическое сопротивление цепи нагрузки меняется от нуля (КЗ) до бесконечности. Однако в действительности рабочие параметры проводимости (напряжения) ограничены определенным диапазоном. Схема на полевом транзисторе с последовательным подключением к зарядному устройству, солнечной батарее или другому «реальному» источнику обеспечит поддержание тока в линии на заданном уровне.

При создании радиотехнических устройств с применением ламп типовой анодный блок питания не обеспечивает необходимую стабильность выходных параметров. Добавление резистора в цепь увеличивает потери, не позволяет точно корректировать изменение мощности в нагрузке.

Электрическая схема простого стабилизатора

Своими руками несложно собрать этот стабилизатор тока на полевом транзисторе. С его помощью обеспечивается точность заданных параметров в диапазоне не более 6% от номинала.

Стабилизатор напряжения на полевом транзисторе

Простая схема для регулировки и стабилизации напряжения показана на рисунке. Такую схему можно выполнить даже неопытному в электронике любителю. На вход подается 50 вольт, при этом на выходе получается 15,7 В.

Схема стабилизатора.

Главной деталью этого прибора стал полевой транзистор. В его качестве можно применять IRLZ 24 / 32 / 44 и аналогичные ему полупроводники. Чаще всего их изготавливают в корпусе ТО – 220 и D2 Pak. Его стоимость составляет менее одного доллара. Этот мощный полевик имеет 3 вывода. Он имеет внутреннее строение металл–изолятор–полупроводник.

Стабилизатор на микросхеме ТL 431 в корпусе ТО – 92 обеспечивает настраивание величины выходного напряжения. Мощный полевой транзистор мы оставили на охлаждающем радиаторе и проводами припаяли к монтажной плате.

Напряжение на входе для такой схемы 6-50 В. На выходе получаем от 3 до 27 В, с возможностью регулировки переменным сопротивлением на 33 кОм. Ток выхода большой, и составляет величину до 10 А, зависит от радиатора.

Выравнивающие конденсаторы С1, С2 емкостью от 10 до 22 мкФ, С2 – 4,7 мкФ. Без таких деталей схема будет функционировать, однако не с таким качеством, как необходимо. Нельзя забывать про допустимое напряжение электролитических конденсаторов, которые должны быть установлены на выходе и входе. Мы взяли емкости, которые выдерживают 50 В.

Такой стабилизатор способен рассеивать мощность не выше 50 Вт. Полевик необходимо монтировать на радиатор охлаждения. Его площадь целесообразно выполнять не меньше 200 см². При установке полевика на радиатор нужно промазать место касания термопастой, для лучшего теплоотвода.

Можно применять переменный резистор на 33 кОм типа WH 06-1. Такие резисторы имеют возможность точной настройки сопротивления. Они бывают импортного и отечественного производства.

Для удобства монтажа на плату припаивают 2 колодки, вместо проводов. Так как провода быстро отрываются.

Вид платы дискретных компонентов и переменного сопротивления вида СП 5-2.

Стабильность напряжения в результате получается неплохой, а напряжение выхода колеблется на несколько долей вольта долгое время. Монтажная плата получается компактных размеров и удобна в работе. Дорожки платы окрашены зеленым цапонлаком.

Мощный стабилизатор на полевике

Рассмотрим сборку схемы стабилизатора, предназначенного для блока питания большой мощности. Здесь улучшены свойства прибора с помощью мощного электронного ключа в виде полевого транзистора.

При разработке мощных силовых стабилизаторов любители чаще всего применяют специальные серии микросхем 142, и ей подобные, которые усилены несколькими транзисторами, подключенными по параллельной схеме. Поэтому получается силовой стабилизатор.

Схема такой модели прибора изображена на рисунке. В нем использован мощный полевик IRLR 2905. Он служит для переключения, однако в этой схеме он применен в линейном режиме. Полупроводник имеет незначительное сопротивление и обеспечивает ток до 30 ампер при нагревании до 100 градусов. Он нуждается в напряжении на затворе до 3 вольт. Его мощность достигает 110 ватт.

Полевиком управляет микросхема TL 431. Стабилизатор имеет следующий принцип действия. При подсоединении трансформатора на вторичной обмотке возникает переменное напряжение 13 вольт, которое выпрямляется выпрямительным мостом. На выравнивающем конденсаторе значительной емкости появляется постоянное напряжение 16 вольт.

Это напряжение проходит на сток полевого транзистора и по сопротивлению R1 идет на затвор, при этом открывая транзистор. Часть напряжения на выходе через делитель попадает на микросхему, при этом замыкая цепь ООС. Напряжение прибора повышается до тех пор, пока входное напряжение микросхемы не дойдет границы 2,5 вольт. В это время микросхема открывается, уменьшая напряжение затвора полевика, то есть, немного закрывая его, и прибор работает в режиме стабилизации. Емкость С3 делает быстрее выход стабилизатора на номинальный режим.

Величина напряжения выхода устанавливается 2,5-30 вольт, путем выбора переменным сопротивлением R2, его величина может меняться в больших пределах. Емкости С1, С2, С4 дают возможность стабильному действию стабилизатора.

Для такого прибора наименьшее падение напряжения на транзисторе составляет до 3 вольт, хотя он способен работать при напряжении около нуля. Такой недостаток возникает поступлением напряжения на затвор. При малом падении напряжения полупроводник не будет открываться, так как на затворе должно быть плюсовое напряжение по отношению к истоку.

Для снижения падения напряжения цепь затвора рекомендуется подключать от отдельного выпрямителя на 5 вольт выше, чем напряжение выхода прибора.

Хорошие результаты можно получить при подключении диода VD 2 к мосту выпрямления. При этом напряжение на конденсаторе С5 повысится, так как падение напряжения на VD 2 станет ниже, чем на диодах выпрямителя. Для плавного регулирования напряжения выхода постоянное сопротивление R2 нужно заменить переменным резистором.

Величину выходного напряжения определяют по формуле: U _вых = 2,5 (1+R2 / R3). Если применить транзистор IRF 840, то наименьшее значение напряжения управления на затворе станет 5 вольт. Емкости выбирают танталовые малогабаритные, сопротивления – МЛТ, С2, Р1. Выпрямительный диод с небольшим падением напряжения. Свойства трансформатора, моста выпрямления и емкости С1 подбирают по нужному напряжению выхода и тока.

Полевик рассчитан на значительные токи и мощность, для этого необходим хороший теплоотвод. Транзистор служит для монтажа на радиатор путем пайки с промежуточной пластиной из меди. К ней припаивают транзистор с остальными деталями. После монтажа пластину размещают на радиаторе. Для этого пайка не нужна, так как пластина имеет значительную площадь контакта с радиатором.

Если использовать для наружной установки микросхему П_431 С, сопротивления Р1, и чип-конденсаторы, то их располагают на печатной плате из текстолита. Плату паяют к транзистору. Настройка прибора сводится к монтажу нужного значения напряжения. Необходимо проконтролировать прибор и проверить его, имеется ли самовозбуждение на всех режимах.

Микросхемы фирмы Linear Technology для импульсных стабилизаторов напряжения питания Текст научной статьи по специальности «Философия, этика, религиоведение»

122 силовая электроника www.finestreet.ru

Игорь БЕЗВЕРХНИИ

[email protected]

Микросхемы фирмы Linear Technology

для импульсных стабилизаторов напряжения питания

Импульсные стабилизаторы по сравнению с обычными линейными стабилизаторами имеют ряд достоинств, которые обеспечиваются ключевым режимом работы регулирующего элемента (биполярного или полевого транзистора). В этой связи за стабилизаторами такого типа закрепилось английское название Switching Regulators (дословный перевод — стабилизаторы с переключением). В настоящей статье представлен обзор микросхем для импульсных стабилизаторов производства Linear Technology.

В последние 15-20 лет импульсные стабилизаторы напряжения нашли широчайшее применение в электронной аппаратуре различного назначения: от измерительной и коммуникационной техники, автоматики, ПК и сотовых телефонов до телевизоров и бытовой техники, включая даже пылесосы. Импульсные стабилизаторы зачастую являются основой узлов, которые принято называть БС/БС-преобразователями. Они имеют высокий КПД и намного меньшие потери на нагрев регулирующего элемента (РЭ), чем обычные линейные стабилизаторы. Это происходит потому, что РЭ импульсных стабилизаторов работает в ключевом режиме, а значит, имеет меньшую площадь поверхности и размеры радиатора, на котором устанавливается микросхема или внешний РЭ стабилизатора. Маломощные импульсные стабилизаторы могут не иметь радиатора вообще.

Основные разновидности импульсных стабилизаторов

Регулирующий элемент импульсного стабилизатора представляет собой ключевой каскад на биполярном или полевом транзисторе. Выходное напряжение стабилизатора формируется на накопительном конденсаторе и будет тем больше, чем больше времени в течение каждого периода управляющих импульсов этот конденсатор заряжается. Дроссель в большинстве схем импульсных стабилизаторов обеспечивает возврат (рекуперацию) энергии по питанию, обеспечивая высокий КПД схемы. В зависимости от того, какие требования предъявляются к импульсному стабилизатору, его РЭ (выходной ключ) может быть включен по-разному [1, 2]. Отечественные специалисты (включая автора этих строк)

начали свое знакомство с импульсными стабилизаторами с устройства, которое принято называть понижающим импульсным стабилизатором. Он применялся в блоках питания ряда отечественных малогабаритных чернобелых телевизоров. Упрощенная схема такого стабилизатора показана на рис. 1. В англоязычной технической литературе подобные стабилизаторы называют импульсными стабилизаторами типа Buck или Step-Down.

Рис. 1. Упрощенная схема понижающего

импульсного стабилизатора (Buck regulator)

Когда выходной ключ S1 замкнут, накопительный конденсатор C1 заряжается через дроссель L1. При этом ток заряда C1 ограничивается ЭДС самоиндукции, которая возникает в дросселе L1 и имеет знаки «+» — слева, «-» — справа. По мере роста тока заряда C1 ЭДС самоиндукции в дросселе L1 уменьшается. При запирании выходного ключа S1 ЭДС самоиндукции в дросселе L1, стараясь поддержать ток, меняет полярность («+» — справа, «-» — слева). Эта ЭДС обеспечивает дополнительный подзаряд C1 через диод D1. Напряжение на C1 зависит от входного напряжения и будет тем больше, чем больше длительность импульса открывающего ключ S1 и меньше пауза между импульсами. Отношение периода повторения импульсов (T) к длительности импульса (%) называется скважностью (q). Скважность можно опреде-

лить по формуле: q = T/%. Отсюда формула для вычисления выходного напряжения для схемы рис. 1 будет выглядеть так:

Цвых= ад (1)

В зарубежной литературе вместо скважности используется обратная ей величина — коэффициент заполнения (Duty Cycle), который сокращенно обозначается как DC и измеряется, как правило, в процентах (DC = 100%/q). Именно DC (Duty Cycle) нормируется для микросхем импульсных стабилизаторов и преобразователей фирмы Linear Technology. Используя этот параметр и особенности зарубежной символики, перепишем формулу (1) в виде:

Vout= VIN х (DC)/100%. (2)

Ключом S1 управляет устройство управления (см. рис. 1), которое представляет собой широтно-импульсный модулятор (ШИМ). Процесс стабилизации выходного напряжения осуществляется следующим образом. Предположим, что иВых по какой-либо причине увеличивается. Это приведет к уменьшению длительности и увеличению скважности управляющих импульсов от ШИМ. Из формул (1) и (2) следует, что выходное напряжение иВых уменьшится до прежнего значения. В случае уменьшения выходного напряжения стабилизатора иВых схема сработает аналогично, но «с точностью до наоборот».

На рис. 2 представлена упрощенная схема импульсного стабилизатора с повышением выходного напряжения (стабилизатор типа Boost или Step-Up).

Как работает эта схема? Когда ключ S1 открыт, через дроссель L1 протекает нарастающий ток и в сердечнике дросселя накаплива-

силовая электроника

123

иВых = UBx/(1 1/q)

или, если DC выражен в процентах, то:

(3)

S1

Устройство

управления

(ШИМ)

1

L1

Ч«-D1 = =

С1

Рис. 2. Упрощенная схема повышающего импульсного стабилизатора (Boost regulator)

ется энергия в виде разворачивающегося магнитного поля. При запирании ключа 81 магнитное поле в сердечнике дросселя будет сворачиваться и в дросселе возникнет ЭДС самоиндукции («+» — слева, «-» — справа), которая складывается со входным напряжением ЦВх. Этим суммарным повышенным напряжением через диод D1 будет заряжаться накопительный конденсатор С1. Выходное напряжение этого стабилизатора определятся по формуле:

Vout = Vin/(1 — (DC)/100%). (4)

Из формул (3) и (4) следует, что выходное напряжение обратно пропорционально скважности (q) управляющих импульсов и пропорционально коэффициенту заполнения (DC). Выходное напряжение такого стабилизатора будет тем больше, чем больше времени будет заряжаться накопительный конденсатор, то есть чем дольше будет заперт ключ S1. Применяя последовательность рассуждения, подобную той, которую мы использовали, рассматривая предыдущую схему, несложно сообразить, как происходит стабилизация выходного напряжения в этой схеме.

Широкое распространение нашли также инвертирующие импульсные стабилизаторы (стабилизаторы типа Buck-Boost или Inverting), которые преобразуют положительное напряжение на входе в отрицательное на выходе или наоборот. Упрощенная схема инвертирующего импульсного стабилизатора, преобразующего положительное входное напряжение в отрицательное выходное, показана на рис. 3.

Когда ключ S1 открыт, через дроссель L1 протекает нарастающий ток и в сердечнике

Рис. 3. Упрощенная схема инвертирующего импульсного стабилизатора (Buck-Boost regulator), преобразующего положительное входное напряжение в отрицательное выходное

дросселя накапливается энергия в виде разворачивающегося магнитного поля. — 1) (5)

или, если DC выражен в процентах, то:

Vout = -(Vin * (DC))/(100% — (DC)). (6)

Теоретически инвертирующий импульсный стабилизатор, преобразующий входное отрицательное напряжение в положительное выходное, отличается от последнего рассмотренного (рис. 3) только полярностью диода и, конечно, полярностью входного и выходного напряжений.

Представленные выше схемы построения импульсных стабилизаторов — это базовые схемы, но встречаются схемы с иным включением выходного ключа. Рассмотрим вкратце основные из них.

На рис. 4 изображена упрощенная схема стабилизатора, который является разновидностью повышающего импульсного стабилизатора, но с той особенностью, что ток переключения выходного ключа будет несколько меньше выходного тока.

Такой стабилизатор называют стабилизатором типа Currrent-Boosted Boost. Он оптимально работает в том случае, если выход-

ное напряжение незначительно превышает входное. При значительной разнице этих напряжений выходной ключ может выйти из строя потому, что на этом ключе, когда он закрыт, будет очень большое напряжение. Оно равно сумме входного напряжения (иВх) и ЭДС на всей индуктивности L1, а напряжение на аноде диода равно сумме входного (иВх) и ЭДС, наведенной только на верхней части дросселя L1.

Стабилизатор типа Currrent-Boosted Buck, упрощенная схема которого изображена на рис. 5, является разновидностью понижающего импульсного стабилизатора. Выходной ток этого импульсного стабилизатора больше тока переключения выходного ключа. Это достигается с помощью трансформатора T1.

Одним из недостатков рассмотренных импульсных стабилизаторов является отсутствие гальванической развязки между входом и выходом приведенных схем. Этого недостатка лишены стабилизаторы, собранные на основе обратноходовых (Flyback) и прямоходовых (Forward) импульсных преобразователей, общие провода (шасси) первичных и вторичных цепей которых гальванически развязаны с помощью трансформатора. В некоторых схемах для обеспечения гальванической развязки цепей управления и обратной связи дополнительно используются оптроны (оптопары). Обратноходовые и прямоходовые импульсные стабилизаторы могут быть как понижающими, так и повышающими.

Обратноходовые импульсные преобразователи (Flyback Converters) достаточно разнообразны и настолько распространены, что их можно встретить практически в каждом современном телевизоре и видеомагнитофоне. Тем не менее вспомним, как включается электронный ключ в такой схеме (рис. 6).

Особенностью обратноходовых импульсных стабилизаторов и преобразователей

Т1 D1

s’d І Устройство С UBbix J7″ С1

J (ШИМ)

Рис. 6. Упрощенная схема обратноходового импульсного стабилизатора (Flyback regulator)

Рис. 4. Упрощенная схема повышающего импульсного стабилизатора, ток переключения ключа которого меньше, чем выходной ток (Currrent-Boosted Boost regulator)

Рис. 5. Упрощенная схема понижающего импульсного стабилизатора, ток переключения ключа которого меньше, чем выходной ток (Currrent-Boosted Buck regulator)

124

силовая электроника

является такая фазировка обмоток трансформатора, что во время прямого хода (когда выходной ключ Sl открыт) тока в цепях вторичных выпрямителей нет. В это время происходит накопление энергии в сердечнике трансформатора в виде разворачивающегося магнитного поля. При запирании ключа Sl (обратный ход) магнитное поле в сердечнике трансформатора будет сворачиваться, и во вторичной обмотке возникнет ЭДC («+» — вверху, «-» — внизу), заряжающая накопительный конденсатор через диод. Принципы стабилизации выходного напряжения аналогичны рассмотренным ранее. Обратноходовые стабилизаторы и преобразователи имеют один недостаток — в сердечнике трансформатора, при открывании выходного ключа, запасается много энергии в виде магнитного поля, для чего требуется большая площадь сечения этого сердечника. Поэтому трансформатор такого преобразователя будет иметь несколько увеличенные габариты.

Импульсные стабилизаторы на основе прямоходовых импульсных преобразователей (Forward Converters) используются несколько реже, но они имеют повышенный КПД и лишены указанного выше недостатка (схема, рис. 7),

Правда, для достижения этого в импульсный трансформатор добавили еще одну обмотку, а в схему ввели еще два диода и дроссель. Прямоходовой импульсный стабилиза-

Рис. 7. Упрощенная схема прямоходового импульсного стабилизатора (Forward regulator)

тор работает следующим образом. Во время прямого хода, когда выходной ключ S1 открыт, через первичную обмотку (I) трансформатора T1, протекает нарастающий ток, который наводит во вторичной обмотке (II) ЭДС («+» — вверху, «-» — внизу). Эта ЭДС через диод D1 и дроссель L1 заряжает конденсатор C1. При этом диоды D2 и D3 заперты. Тока в цепи дополнительной обмотки трансформатора T1 нет. Когда ключ S1 запирается (обратный ход), магнитное поле в сердечнике трансформатора сворачивается, и в обмотках трансформатора возникают ЭДС, «минусы» которых будут на выводах, обозначенных точкой. Диод D1 закрыт. Цепи первичной и вторичной обмоток разомкнуты, а ЭДС, наведенная в дополнительной обмотке, будет создавать ток через источник входного напряжения и диод D3, обеспечивая возврат энергии по питанию (рекуперацию). Кроме того, энергия, запасенная во время прямого хода в дросселе L1, во время обратного хода будет создавать в этом дросселе ЭДС самоиндукции («+» — справа, «-» — слева). Эта ЭДС обеспечивает дополнительный подзаряд C1 через диод D2.

Для питания ряда устройств, например в автомобиле, необходимо поддерживать стабильным напряжение питания в тех случаях, когда входное напряжение стабилизатора может быть как больше, так и меньше выходного. Для этих целей используются стабилизаторы типа SEPIC (single-ended primary inductance converter — одновыводной первичный преобразователь на индуктивности). Упрощенная схема импульсного стабилизатора типа SEPIC изображена на рис. 8. Он работает почти так же, как стабилизатор типа Boost. Нормальная работа этого стабилизатора как понижающего (Buck) при иВх > иВых обеспечивается конденсатором C2 и дросселем L2. Причем для нормальной работы оба дросселя схемы L1 и L2 должны иметь одинаковую индуктивность.

Таблица 1. Особенности переключения ключей импульсного стабилизатора типа Buck-Boost в режимах Buck, Boost и Buck/Boost

Ключи (S)

A B C D

Buck ^Вых < UВх) переключаются с тактовой частотой заперт открыт

Buck/Boost ^Вых * UВх) переключаются в зависимости от разности входного и выходного напряжений, как в режиме Buck или как в режиме Boost

Boost ^Вых > UВх) открыт заперт переключаются с тактовой частотой

В последнее время вместо стабилизаторов типа SEPIC все чаще используются стабилизаторы типа Buck-Boost (рис. > Ute, он работает как стабилизатор типа Boost (рис. Юб). Это обеспечивается за счет сравнения величин входного и выходного напряжений стабилизатора устройством управления, которое содержит компаратор и коммутирует ключи в соответствии с таблицей l.

Если сравнить схемы стабилизаторов типа Buck на рис. Ша и рис. l, то можно заметить, что главное их отличие в том, что ключ SB (рис. Ша) установлен вместо Dl (рис. l). Аналогичное сравнение стабилизаторов типа Boost рис. Юб и рис. 2 показывает, что главное отличие этих схем в том, что ключ SD (рис. Шб) установлен вместо Dl (рис. 2),

Что предлагает Linear Technology

Фирма Linear Technology выпускает микросхемы для импульсных стабилизаторов (Switching Regulators) много лет. В настоящее время Linear Technology производит ЗЗ0 микросхем, которые представлены на сайте фир-

Рис. 10. Упрощенная схема импульсного стабилизатора типа Buck-Boost в режимах: а) Buck и б) Boost

силовая электроника 125

Таблица 2а. Особенности микросхем Linear Technology для импульсных стабилизаторов (Switching Regulators)

Таблица 2б. Особенности микросхем Linear Technology для импульсных стабилизаторов (Switching Regulators)

Встроенные выходные ключи Двойной выход

»№ п/п м е п сх * а к ми Входное напряжение, В Ток переключения, А Особенности построение и применения Корпуса

Мин. Макс.

LT1070 40 есть Boost, Flyback, Sepic нет T5

LT1071 40 2,5 есть Boost, Flyback, Sepic нет T5

LT1072 40 1,25 есть Boost, Flyback, Sepic нет T5, N-8, J8, SO-8, SO-16

LT1073 30 есть Boost нет N-8, SO-8

LT1074 7,3 45 5,5 есть Buck нет DD-5, DD-7, T5, T7

10 LT1076 7,3 45 есть Buck нет DD-5, DD-7, T5, T7

11 LT1076-5 7,3 45 есть Buck нет DD-5, DD-7,T5,T7

13 LT1107 30 есть Boost, Buck, Inverting нет J8,N-8,SO-8

14 LT1108 30 есть Boost, Buck, Inverting нет J8,N-8,SO-8

15 LT1111 30 есть Boost нет N-8,SO-8

16 LT1170 40 есть Boost, Flyback, Sepic нет N-8, J8, SO-8, SW-16, T5, DD-5

18 LT1171 40 2,5 есть Boost, Flyback, Sepic нет N-8, J8, SO-8, SW-16, T5, DD-5

20 LT1172 40 1,25 есть Boost, Flyback, Sepic нет N-8, J8, SW-16, T5, DD-5

22 LT1173 30 есть Boost нет N-8,SO-8

23 LT1176 7,3 35 1,2 есть Boost, Flyback, Sepic нет N-8,SO-20

24 LT1182 30 1,2 есть CCFL есть SO-16

26 LT1186F 3,5 30 0,9 есть CCFL нет SO-16

27 LT1268 30 7,5 есть Boost, Flyback, Sepic нет DD-5, T5

29 LT1269 3,5 30 есть Boost, Flyback, Sepic нет DD-5, T5, SW-20

30 LT1270 3,5 30 есть Boost, Flyback, Sepic нет DD-5, T5

32 LT1300 1,8 10 есть Boost, Flyback, Sepic нет N-8,SO-8

34 LT1302 10 2,8 есть Boost, Flyback, Sepic нет SO-8, N-8

35 LT1303 1,8 10 есть Boost, Flyback, Sepic нет SO-8

37 LT1307 12 0,6 есть Boost, Flyback, Sepic нет MS-8, N-8, SO-8

39 LT1308A 10 есть Boost, Flyback, Sepic нет SO-8

41 LT1310 2,75 18 2,1 есть Boost, Flyback, Sepic нет MS-10E

43 LT1317 1,5 12 0,8 есть Boost, Flyback, Sepic нет MS-8, SO-8

45 LT1339 60 30 нет Buck нет SO-20

46 LT1370 2,7 30 есть Boost, Flyback, Sepic, Inverting нет DD-7, T7

50 LT1372 2,7 30 есть Boost, Flyback, Sepic, Inverting нет SO-8,TSSOP-16

54 LT1374 25 4,5 есть Boost, Flyback, Sepic, Inverting нет SO-8, DD-7, T5, TSSOP-16

56 LT1375 25 1,5 есть Boost, Flyback, Sepic, Inverting нет N-8,SO-8,SO-16

58 LT1377 2,7 30 есть Buck, Boost, Flyback, Sepic, Inverting нет SO-8,TSSOP-16

60 LT1506 15 4,5 есть Buck нет SO-8,DD-7

62 LT1533 2,7 23 1,25 есть Push-Pull нет SO-16

63 LT1534 2,7 23 есть Boost, Flyback, Sepic нет SO-16

65 LT1572 30 1,25 есть Boost, Flyback, Sepic нет SO-16

66 LT1610 0,6 есть Boost, Flyback, Sepic нет MS-8, SO-8

67 LT1611 1,1 10 0,8 есть Inverting, Flyback, Sepic нет ThinSOT

68 LT1612 2 5,5 0,6 есть Buck нет SO-8,MS-8

69 LT1613 1 10 0,8 есть Boost, Sepic, Flyback нет ThinSOT

70 LT1614 1 12 1,2 есть Inverting, Sepic, Flyback нет MS-8,SO-8

71 LT1615 1,2 15 0,35 есть Boost, Sepic, Flyback нет ThinSOT

73 LT1616 3,6 25 0,63 есть Buck нет ThinSOT

74 LT1617 1,2 15 0,35 есть Inverting, Sepic, Flyback нет ThinSOT

76 LT1618 1,6 18 2 есть Boost, Buck, Sepic, Flyback нет MS-10, DFN-10

77 LT1619 1,9 18 10 нет Boost, Sepic, Flyback нет MS-8, SO-8

78 LT1676 7,4 60 0,55 есть Buck нет SO-8

79 LT1680 4 60 10 нет Boost нет N-16, SW-16

80 LT1681 9 72 20 нет Forward нет SO-20

81 LT1683 4 20 5 нет Push-Pull, Inverting нет SSOP-20

83 LT1737 5 22 нет Flyback, Sepic нет GN-16, SO-16

84 LT1738 4 20 5 нет Boost, Inverting, Sepic, Flyback нет SSOP-20

85 LT1765 3 25 3 есть Buck, Inverting нет SO-8, TSSOP-16E

86 LT1766 5,5 60 1,5 есть Buck, Inverting нет TSSOP-16, TSSOP-16E

Z ж

/п £ £ Тип микросхемы Входное напряжение, В Ток переключения, А Встроенные в ходные ключ Особенности построение и применения войной выход Корпуса

Мин. Макс. Д

87 LT1767 3 25 1,5 есть Buck, Inverting нет MS-8, MS-8E

88 LT1768 8 24 1,5 нет CCFL нет SSOP-16

89 LT1776 7,4 40 0,7 есть Buck нет N-8,SO-8

90 LT1777 7 48 0,7 есть Buck нет SO-16

91 LT1786F 3,5 30 0,9 есть CCFL нет SO-16

92 LT1930 2,6 16 1,2 есть Boost, Sepic, Flyback нет ThinSOT

96 LT1932 1 10 0,55 есть Boost нет ThinSOT

97 LT1933 3,6 36 0,75 есть Buck нет ThinSOT

98 LT1934 3,2 34 0,34 есть Buck нет ThinSOT

100 LT1935 2,1 16 3,2 есть Boost, Sepic, Flyback нет ThinSOT

101 LT1936 3,6 36 2,2 есть Buck нет MSOP-8E

102 LT1937 2,5 10 0,32 есть Boost нет ThinSOT, SC70

103 LT1940 3,6 25 1,8 есть Buck да TSSOP-16E

105 LT1941 3,5 25 2 есть Buck, Boost, Sepic, Flyback, Inverting есть TSSOP-28

106 LT1942 2,6 16 0,75 есть Boost, Inverting, Sepic, Flyback есть QFN-24

107 LT1943 4,5 22 3,2 есть Boost, Inverting, Sepic, Flyback, Buck есть TSSOP-28E

110 LT1945 1 15 0,35 есть Boost, Sepic, Flyback, Inverting есть MS-10

111 LT1946 2,45 16 2,1 есть Boost, Sepic, Flyback нет MS-8

113 LT1947 2,6 6 1,4 есть Boost, Inverting есть MS-10

114 LT1949 1,5 12 1,13 есть Boost, Sepic, Flyback нет SO-8, MS-8

115 LT1950 3 25 10 нет Boost, Sepic, Flyback нет SSOP-16

116 LT1952 14,25 25 нет Forward, Boost, Flyback нет SSOP-16

118 LT1956 5,5 60 1,5 есть Buck, Inverting нет TSSOP-16, TSSOP-16E

119 LT1959 4 15 4,5 есть Buck нет SO-8,DD-7

120 LT1961 3 25 2 есть Boost, Sepic, Flyback нет MS-8E

121 LT1976 3,3 60 1,5 есть Buck нет TSSOP-16, TSSOP-16E

123 LT3420 1,8 16 1,4 есть Flyback нет MS-10

125 LT3430 5,5 60 3 есть Buck, Inverting нет TSSOP-16E

126 LT3431 5,5 60 5 есть Buck, Inverting нет TSSOP-16E

127 LT3433 4 60 0,5 есть Boost, Buck нет TSSOP-16

128 LT3434 3,3 60 4,7 есть Buck нет TSSOP-16

129 LT3436 3 25 4 есть Boost, Sepic, Flyback нет TSSOP-16E

130 LT3439 2,8 20 1 есть Push-Pull нет TSSOP-16

131 LT3460 2,5 16 0,42 есть Boost, Sepic, Flyback нет SC70, ThinSOT

132 LT3461 2,5 16 0,42 есть Boost нет ThinSOT

134 LT3462 2,5 16 0,42 есть Inverting, Sepic нет ThinSOT

136 LT3463 2,4 15 0,25 есть Inverting, Boost, Sepic есть DFN-10

138 LT3464 2,3 10 8 о 0, есть Boost нет ThinSOT

139 LT3465 2,7 16 0,34 есть Boost нет ThinSOT

141 LT3467 2,4 16 1,1 есть Boost, Sepic, Flyback нет ThinSOT

143 LT3468 2,5 16 1,2 есть Flyback нет ThinSOT

146 LT3470 4 40 0,3 есть Buck нет ThinSOT

147 LT3471 2,4 16 2,05 есть Boost, Inverting, Sepic, Flyback есть DFN-10

148 LT3472 2,2 16 0,4 есть Boost, Inverting, Sepic, Flyback есть DFN-10

149 LT3473 2,2 16 1,2 есть Boost нет DFN-8

151 LT3477 2,3 25 3 есть Buck, Boost, Buck-Boost нет QFN-20, TSSOP-20

152 LT3479 2,5 24 4,5 есть Boost, Inverting, Sepic, Flyback нет DFN-14, TSSOP-16

153 LT3483 2,5 16 0,2 есть Inverting, Sepic нет ThinSOT

154 LT3710 8 24 нет Buck нет TSSOP-16

155 LT3724 4 60 5 нет Buck, Boost, Sepic, Inverting нет TSSOP-16E

156 LT3781 8 72 20 нет Forward нет SSOP-20

157 LT3782 6 40 30 нет Boost нет SSOP-28

158 LT3800 4 60 15 нет Buck нет TSSOP-16E

159 LT3804 8 25 нет Buck есть TSSOP-28

160 LT4430 3 20 нет Optocoupler Driver нет ThinSOT

161 LTC1143 3,5 16 20 нет Buck есть SO-16

162 LTC1159 4 40 10 нет Buck, Inverting нет SO-16, N-16, SSOP-20

мы [3] как Switching Regulators. Особенности этих микросхем представлены в таблице 2 (сокращенный вариант).

Следует заметить, что в таблице 2 имеются микросхемы, которые можно отнести к импульсным стабилизаторам только условно — например микросхемы для создания электронных балластов люминесцентных ламп с холодными катодами (CCFL — cold cathode fluorescent lamp). В этой таблице приведены такие параметры микросхем, как минимальное и максимальное значения входного напряжения, ток переключения, указаны такие

особенности, как наличие встроенного выходного ключа (обычно МДП-транзистора) и др. В седьмой колонке таблицы «Особенности построения и применения» приводятся типы стабилизаторов, которые можно изготовить на данной микросхеме, а также рекомендуемые области применения. В этой колонке для компактности используются следующие английские термины и сокращения:

• Boost — повышающий импульсный стабилизатор.

• Buck — понижающий импульсный стабилизатор.

• Buck-Boost — импульсный стабилизатор, входное и выходное напряжения которого обычно приблизительно равны, но могут и различаться. Причем входное напряжение может быть как больше, так и меньше выходного. Одно время стабилизатором Buck-Boost называли инвертирующий стабилизатор.

• CCFL — микросхемы драйверов электронных балластов люминесцентных ламп с холодными катодами.

• Charge Pump — импульсный стабилизатор без дросселя с цепью емкостной подкачки.

126 силовая электроника

Таблица 2в. Особенности микросхем Linear Technology для импульсных стабилизаторов (Switching Regulators)

Таблица 2г. Особенности микросхем Linear Technology для импульсных стабилизаторов (Switching Regulators)

з s

№№ п/п Тип микросхемь напряжение, В Ток переключения, А Встроенные в ходные ключ Особенности построение и применения войной выход Корпуса

Мин. Макс.

163 LTC1174 13,3 0,34 есть Buck, Inverting нет N-8,SO-8

163 LTC1263 13 1,2 есть Buck, Inverting нет SO-14

166 LTC1430A 13 нет Buck нет SO-8, SSOP-16

167 LTC1433 3,3 13,3 0,6 есть Buck, Inverting нет TSSOP-16, TSSOP-20

169 LTC1433A 3,3 36 13 нет Buck нет SO-16

170 LTC1436A 3,3 36 нет Buck нет SSOP-24, SSOP-28

172 LTC1473 18 0,4 есть Buck, Inverting нет MS-8, SO-8

173 LTC1304A 10 есть Buck нет SO-8

174 LTC1330 3,3 13 нет Buck, Sepic, Inverting, Boost, Flyback нет SO-8

173 LTC1374 13,3 0,34 есть Buck, Inverting нет SO-16

176 LTC1622 9,8 нет Buck нет MS-10

177 LTC1624 3,3 36 10 нет Buck, Boost, Sepic, Inverting, Flyback нет SO-8

17S LTC1623 3,7 36 10 нет Buck, Inverting нет SSOP-16

179 LTC1627 2,63 8,3 0,8 есть Buck нет SO-8

1S0 LTC162S 36 20 нет Buck есть QFN-28, SSOP-28

1S3 LTC1629 36 240 нет Buck нет SSOP-28

1S3 LTC1649 2,7 10 нет Buck нет SO-16

1S6 LTC1697 2,8 3,3 1,6 есть CCFL нет MS-10

1S7 LTC169S 12,6 нет Secondary Side Controller нет SO-16

1SS LTC1699-S0 2,7 3,3 нет VID Programmer нет MS-8, SSOP-16

191 LTC1700 0,9 нет Boost нет MS-10

192 LTC1701 2,3 0,9 есть Buck нет ThinSOT

194 LTC1702A 20 нет Buck есть SSOP-24

193 LTC1703 23 нет Buck есть SSOP-28

196 LTC1704 3,13 20 нет Buck есть SSOP-16

199 LTC1706-19 2,7 3,3 нет VID Programmer нет MS-10

204 LTC1707 2,9 8,3 0,8 есть Buck нет SO-8

203 LTC170S-PG 36 23 нет Buck есть SSOP-36

206 LTC1709 36 40 нет Buck нет SSOP-36

211 LTC1733 3,3 36 20 нет Buck, Flyback нет TSSOP-16, SSOP-16

213 LTC1736 36 20 нет Buck нет SSOP-24

214 LTC1733 4,7 12 20 нет Buck нет SSOP-20

213 LTC1771 2,8 20 нет Buck нет MS-8, SO-8

216 LTC1772 2,3 9,8 нет Buck нет ThinSOT

21S LTC1773 2,63 8,3 нет Buck нет MS-10

219 LTC1773 3,7 36 20 нет Buck нет SSOP-16

220 LTC177S 36 20 нет Buck нет SSOP-16

222 LTC1779 2,3 9,8 0,3 есть Buck нет ThinSOT

223 LTC1S71 2,3 36 10 нет Boost, Flyback, Sepic нет MS-10

223 LTC1S72 2,3 9,8 10 нет Boost, Flyback, Sepic нет ThinSOT

227 LTC1S73 2,7 7 23 нет Buck есть SSOP-28

22S LTC1S74 2,3 9,8 20 нет Buck есть SSOP-16

229 LTC1S73 2,63 6 1,6 есть Buck нет TSSOP-16

230 LTC1S76 3,3 36 20 нет Buck есть SSOP-36

231 LTC1S77 2,63 10 0,8 есть Buck нет MS-8

232 LTC1S7S 2,63 6 0,8 есть Buck нет MS-8

233 LTC1S79 2,63 10 1,6 есть Buck нет TSSOP-16

234 LTC1909-S 4 36 23 нет Buck нет SSOP-28

233 LTC1922-1 3,8 10,3 40 нет Full Bridge нет SSOP-20, N-20

236 LTC1929 4 36 40 нет Buck нет SSOP28

23S LTC3231 2,7 3,3 есть Charge Pump нет MS-10

239 LTC3232 2,7 3,3 есть Charge Pump есть DFN-12

240 LTC3400 0,83 3 0,83 есть Boost нет ThinSOT

244 LTC3402 0,3 3 2,3 есть Boost нет MS-10

243 LTC3403 2,3 3 0,7 есть Buck нет DFN-8

246 LTC3404 2,63 6 0,8 есть Buck нет MS-8

247 LTC3403A 2,63 6 0,4 есть Buck нет ThinSOT

— …….. Z s

№№ п/п Тип микросхемь Входное напряже-ние, В Ток переключения, А Встроенные в ходные ключ Особенности построение и применения войной выход Корпуса

Мин. Макс. Ct

238 LTC3407 2,3 3,3 0,73 есть Buck есть MS-10, DFN-10 I

260 LTC3408 2,3 3 0,7 есть Buck нет ThinSOT

261 LTC3409 1,6 3,3 0,73 есть Buck нет DFN-8 I

262 LTC3411 2,3 3,3 1,7 есть Buck нет DFN-10, MS-10

263 LTC3412 2,3 3,3 3 есть Buck нет TSSOP-16E 1

264 LTC3413 2,3 3,3 3 есть Buck, DDR нет TSSOP-16E

266 LTC3416 2,23 3,3 6,4 есть Buck нет TSSOP-20 і

267 LTC3418 2,23 3,3 12 есть Buck нет QFN-38

268 LTC3421 0,3 4,3 4,2 есть Boost нет QFN-24 |

269 LTC3423 0,3 3 1,6 есть Boost нет MS-10

270 LTC3424 0,3 3 2,8 есть Boost нет MS-10 |

271 LTC3423 0,3 4,3 7 есть Boost нет QFN-32

272 LTC3426 1,6 4,3 2 есть Boost, Sepic нет ThinSOT

273 LTC3428 1,6 4,3 3 есть Boost нет DFN-10

274 LTC3429 0,3 4,4 0,83 есть Boost нет ThinSOT

273 LTC3440 2,3 3,3 1 есть Buck, Boost, Buck-Boost нет MS-10

276 LTC3441 2,4 3,3 2 есть Buck, Boost, Buck-Boost нет DFN-12 |

279 LTC3443 2,3 3,3 0,73 есть Buck есть QFN-24

280 LTC3447 2,3 3,3 1 есть Buck нет DFN-10 |

281 LTC3448 2,3 3,3 1 есть Buck нет DFN-8

282 LTC3430 1,4 4 0,09 есть Boost, Inverting есть QFN-16 |

283 LTC3433 2,7 3,3 1,6 есть Buck-Boost нет QFN-16

284 LTC3436 1,8 3,3 0,9 есть Buck есть QFN-24 |

283 LTC3438 1,3 6 1,4 есть Boost нет DFN-12

287 LTC3439 1,3 3,3 0,073 есть Boost нет ThinSOT

288 LTC3348 2,3 3,3 1,2 есть Buck есть DFN-10, MS-8E

289 LTC3700 2,63 9,8 10 нет Buck есть MS-10 |

290 LTC3701 2,3 10 3 нет Buck есть SSOP-16

291 LTC3703 9,3 100 10 нет Buck, Boost нет SSOP-16, SSOP-28 |

293 LTC3704 2,3 36 10 нет Inverting нет MS-10

294 LTC3707 4,3 28 20 нет Buck есть SSOP-28 |

296 LTC3708 4 36 30 нет Buck есть QFN-32

297 LTC3709 3 31 40 нет Buck нет QFN-32 |

298 LTC3711 4 36 20 нет Buck нет SSOP-24

299 LTC3713 1,3 36 20 нет Buck есть SSOP-24 |

302 LTC3717 4 36 20 нет Buck, DDR нет SSOP-16

304 LTC3718 1,3 36 20 нет Buck, DDR есть SSOP-24 |

303 LTC3719 4 36 40 нет Buck нет SSOP-36

306 LTC3720 4 36 20 нет Buck есть SSOP-28 |

307 LTC3722-1 3,8 10,3 40 нет Full Bridge нет SSOP-24

309 LTC3723-1 10 есть Push-Pull нет SSOP-16 |

313 LTC3728 4 36 23 нет Buck есть QFN-32, SSOP-28

316 LTC3729 4 36 240 нет Buck нет SSOP-28 |

319 LTC3731 4 36 60 нет Buck нет QFN-32, SSOP-36

324 LTC3736 2,73 9,8 3 нет Buck есть QFN-24, SSOP-24 |

327 LTC3738 3,8 36 60 нет Buck нет QFN-38

328 LTC3770 4 32 13 нет Buck нет QFN-32, SSOP-28 |

329 LTC3772 2,73 9,8 8 нет Buck нет DFN-8, ThinSOT

330 LTC3776 2,73 9,8 3 нет Buck, DDR есть QFN-24, SSOP-24 |

332 LTC3780 4 36 20 нет Buck, Boost, Buck-Boost нет QFN-32, SSOP-24

333 LTC3801 2,3 9,8 3 нет Buck нет ThinSOT

333 LTC3802 3 30 23 нет Buck есть SSOP-28, QFN-32

336 LTC3803 2 нет Flyback нет ThinSOT

338 LTC3806 2 нет Flyback нет DFN-12

339 LTC3808 2,73 9,8 3 нет Buck нет DFN-16, SSOP-16 |

340 LTC3809 2,43 9,8 7 нет Buck нет DFN-10, MS-10

342 LTC3828 4 28 23 нет Buck есть SSOP-28, QFN-32 |

343 LTC3830 3 8 20 нет Buck нет SO-8, SSOP-16

347 LTC3832 3 8 20 нет Buck нет SO-8 |

349 LTC3900 4,3 11 нет Secondary Side Controller нет SO-8

DDR — для питания микросхем памяти DDR.

Flyback — обратноходовой преобразователь.

Forward — прямоходовой преобразователь. Full Bridge — с мостовым выходом. Inverting — инвертирующий стабилизатор (преобразует положительное напряжение в отрицательное или, наоборот, отрицательное в положительное).

Optocoupler Driver — драйвер управления оптопарой (для импульсных источников питания).

• Push-Pull — с двухтактным выходом.

• Secondary Side Controller — контроллер вторичной части стабилизатора (преобразователя).

• Sepic — импульсный стабилизатор, выходное напряжение которого может быть как больше, так и меньше входного.

• VID Programmer — импульсный стабилизатор с программируемым значением выходного напряжения.

Особенностями и параметрами, приведенными в таблице 2, удобно пользоваться для предварительного выбора микросхем и схем-

ных решений при разработке импульсных стабилизаторов и источников питания (полную версию таблицы 2 вы можете посмотреть на сайте: http://www.finestreet.ru/_pub/ table_54_50.zip). ■

Литература

1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. М.: Мир, 1982.

2. Nelson C. LT1070 Design Manual. Application Note 19 Linear Technology. June 1986.

3. www.linear.com

Линейный стабилизатор на полевом транзисторе

Современного человека в быту и на производстве окружает большое количество электротехнических приборов и оборудования. Для устойчивой, стабильной работы всей этой техники требуется бесперебойная подача электроэнергии. Однако из-за скачков сетевого напряжения, приборы довольно часто выходят из строя. Во избежание подобных ситуаций, применяются специальные устройства, в том числе и стабилизатор тока на полевом транзисторе. Его использование гарантирует нормальную работу электротехники, предотвращает аварии и поломки.

Работа стабилизаторов тока

Качественное питание всех электротехнических устройств можно гарантированно обеспечить лишь, используя стабилизатор тока. С его помощью компенсируются скачки и перепады в сети, увеличивается срок эксплуатации приборов и оборудования.

Основной функцией стабилизатора является автоматическая поддержка тока потребителя с точно заданными параметрами. Кроме скачков тока, удается компенсировать изменяющуюся мощность нагрузки и температуру окружающей среды. Например, с увеличением мощности, потребляемой оборудованием, произойдет соответствующее изменение потребляемого тока. В результате, произойдет падение напряжения на сопротивлении проводки и источника тока. То есть, с увеличением внутреннего сопротивления, будут более заметны изменения напряжения при увеличении токовой нагрузки.

В состав компенсационного стабилизатора тока с автоматической регулировкой входит цепь отрицательной обратной связи. Изменение соответствующих параметров регулирующего элемента позволяет достичь необходимой стабилизации. На элемент оказывает воздействие импульс обратной связи. Данное явление известно, как функция выходного тока. В зависимости от регулировок, стабилизаторы разделяются на непрерывные, импульсные и смешанные.

Среди множества стабилизаторов очень популярны стабилизаторы тока на полевых транзисторах. Подключение транзистора в данной схеме осуществляется последовательно сопротивлению нагрузки. Это приводит к незначительным изменениям тока нагрузки, в то время, как входное напряжение подвержено существенным изменениям.

Устройство и работа полевого транзистора

Управление полевыми транзисторами осуществляется посредством электрического поля, отсюда и появилось их название. В свою очередь электрическое поле создается под действием напряжения. Таким образом, все полевые транзисторы относятся к полупроводниковым приборам, управляемым напряжением.

Канал этих устройств открывается только с помощью напряжения. При этом, ток не протекает через входные электроды. Исключение составляет лишь незначительный ток утечки. Отсюда следует, что какие-либо затраты мощности на управление отсутствуют. Однако на практике не всегда используется статический режим, в процессе переключения транзисторов задействована некоторая частота.

В конструкцию полевого транзистора входит внутренняя переходная емкость, через которую протекает некоторое количество тока во время переключения. Поэтому для управления затрачивается незначительное количество мощности.

В состав полевого транзистора входит три электрода. Каждый из них имеет собственное название: исток, сток и затвор. На английском языке эти наименования соответственно будут выглядеть, как source, drain и gate. Канал можно сравнить с трубой, по которой движется водяной поток, соответствующий заряженным частицам. Вход потока происходит через исток. Выход заряженного потока происходит через сток. Для закрытия или открытия потока существует затвор, выполняющий функцию крана. Течение заряженных частиц возможно лишь при условии напряжения, прилагаемого между стоком и истоком. При отсутствии напряжения тока в канале также не будет.

Таким образом, чем больше значение подаваемого напряжения, тем сильнее открывается кран. Это приводит к увеличению тока в канале на участке сток-исток и уменьшению сопротивления канала. В источниках питания применяется ключевой режим работы полевых транзисторов, позволяющий полностью закрывать или открывать канал.

Полевые транзисторы в стабилизаторах тока

Стабилизаторы тока предназначены для поддержания параметров тока на определенном уровне. Благодаря этим свойствам, данные приборы успешно используются во многих электронных схемах. Чтобы понять принцип действия, следует рассмотреть некоторые теоретические вопросы.

Известно, что в идеальном источнике тока присутствует ЭДС, стремящаяся к бесконечности и бесконечно большое внутреннее сопротивление. За счет этого удается получить ток с требуемыми параметрами, независимо от сопротивления нагрузки.

Идеальный источник способен создавать ток, остающийся на одном уровне, несмотря на изменяющееся сопротивление нагрузки в диапазоне от короткого замыкания до бесконечности. Для поддержания значения тока на неизменном уровне, величина ЭДС должна изменяться, начиная от величины больше нуля и до бесконечности. Основным свойством источника, позволяющим получать стабильное значение тока, является изменение сопротивления нагрузки и ЭДС таким образом, чтобы значение тока оставалось на одном и том же уровне.

Но, на практике поддержка источником требуемого уровня тока происходит в ограниченном диапазоне напряжения, возникающего на нагрузке. Реальные источники тока используются вместе с источниками напряжения. К таким источникам относится обычная сеть на 220 вольт, а также аккумуляторы, блоки питания, генераторы, солнечные батареи, поставляющие потребителям электрическую энергию. С каждым из них может быть последовательно включен стабилизатор тока на полевом транзисторе, выход которого выполняет функцию источника тока.

Простейшая конструкция стабилизатора состоит из двухвыводного компонента, с помощью которого происходит ограничение протекающего через него тока, до необходимых параметров, устанавливаемых изготовителем. Своим внешним видом он напоминает диод малой мощности, поэтому данные приборы известны как диодные стабилизаторы тока.

Несложная схема для регулирования, а также стабилизации напряжения представлена на картинке выше, её сможет собрать даже новичок в электронике. К примеру, на вход подано 50 вольт, а на выходе получаем 15,7 вольт или другое значение до 27V.

Схема регулируемого стабилизатора

Основной радиодеталью данного устройства является полевой (MOSFET) транзистор, в качестве которого можно использовать IRLZ24/32/44 и другие подобные. Наиболее часто они производятся компаниями IRF и Vishay в корпусах TO-220 и D2Pak. Стоит около 0.58$ грн в розницу, на ebay 10psc можно приобрести за 3$ (0,3 доллара за штуку). Такой мощный транзистор имеет три вывода: сток (drain), исток (source) и затвор (gate), он имеет такую структуру: металл-диэлектрик(диоксид кремния SiO2)-полупроводник. Микросхема-стабилизатор TL431 в корпусе TO-92 обеспечивает возможность настраивать значение выходного электрического напряжения. Сам транзистор я оставил на радиаторе и припаял его к плате с помощью проводков.

Входное напряжение для этой схемы может быть от 6 и до 50 вольт. На выходе же получаем 3-27V с возможностью регулирования подстрочным резистором 33k. Выходной ток довольно большой, до 10 Ампер, в зависимости от радиатора.

Сглаживающие конденсаторы C1,C2 могут иметь ёмкость 10-22 мкФ, C3 4,7 мкФ. Без них схема и так будет работать, но не так хорошо, как нужно. Не забываем про вольтаж электролитических конденсаторов на входе и выходе, мною были взяты все рассчитаны на 50 Вольт.

Мощность, которую сможет рассеять такой стабилизатор напряжения не может быть более 50 Ватт. Полевой транзистор обязательно устанавливается на радиатор, рекомендуемая площадь поверхности которого не менее 200 квадратных сантиметров (0,02 м2). Не забываем про термопасту или подложку-резинку, чтобы тепло лучше отдавалось.

Возможно использование подстрочного резистора 33k типа WH06-1, WH06-2 они имеют достаточно точную регулировку сопротивления, вот так они выглядят, импортный и советский.

Для удобства на плату лучше припаять две колодки, а не провода, которые легко отрываются.

Печатная плата для дискретных элементов и переменного резистора типа СП5-2 (3296).

Стабильность неплоха и напряжение изменяется только на доли вольта на протяжении длительного времени. Готовая платка получилась компактна и удобна. Так как я планирую длительное время использовать это устройство для защиты дорожек окрасил всё дно платы зеленым цапонлаком. Автор материала — Егор.

Обсудить статью СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ

При построении источников питания с сильноточными стабилизаторами напряжения электронщики, как правило, используют специализированные интегральные микросхемы, как с опорным, так и с регулируемым напряжением. Часто применяются схемы с параллельно включенными стабилизаторами для усиления мощности .

Линейный стабилизатор постоянного напряжения на полевом транзисторе

Полезная модель относится к области электротехники и может быть использована в качестве сильноточного линейного стабилизатора постоянного напряжения для питания различного вида нагрузок. Устройство содержит источник постоянного напряжения 1, в цепь одного из выводов которого включен регулирующий полевой транзистор 2. Напряжение смещения подается через резистор 3 к затвору транзистора 3, подключенному также к выходу узла отрицательной обратной связи 4 и источнику смещения, компенсирующему пороговое напряжения на затворе. Управляющий вход узла ООС 4 присоединен к резистивному делителю напряжения 5. Источник смещения состоит из генератора прямоугольного напряжения 6 с выходным комплиментарным ключом и узла умножения его выходного напряжения. Узел умножения включает в себя первый конденсатор 7, соединенный через первый диод 8 с первым выходным выводом, и через второй диод 9 — с точкой соединения второго резистора 10 и второго конденсатора 11. При подключении устройства к источнику постоянного напряжения открывается регулирующий полевой транзистор 2, а комплиментарный ключ, включенный на выходе генератора 6, начинает коммутировать его выходное напряжение, обеспечивая заряд конденсатора 7 до уровня выходного напряжения Uвых., а конденсатора 11 — до уровня 2 Uвых. Через резистор 10 напряжение конденсатора 11 подается на затвор транзистора 2, компенсируя величину его порогового напряжения и обеспечивая его работу при низких уровнях напряжения (20-30 мВ). Для нормального функционирования схемы при высоких постоянных напряжениях питания (более 15 В) принудительно ограничивают напряжение питания генератора 6 с помощью стабилитрона 13, шунтирующего конденсатора 12 и токоограничивающего резистора 14. После запуска генератора 6 на затвор регулирующего транзистора поступает напряжение источника смещения, равное удвоенному напряжению стабилизации стабилитрона 13. Введение источника смещения, компенсирующего пороговое напряжение на затворе полевого транзистора, позволяет снизить потери мощности на транзисторе и повысить КПД устройства. Выполнение этого источника в виде узла умножения напряжения и генератора прямоугольных импульсов с выходным комплиментарным ключом позволило это реализовать в схеме линейного стабилизатора постоянного напряжения в его интегральном исполнении, т.е. обеспечить достижение технического результата. 1 з.п. ф-лы, 2 ил.

Полезная модель относится к области электротехники и может быть использована в качестве сильноточного линейного стабилизатора постоянного напряжения для питания различного вида нагрузок.

Известны схемы линейных стабилизаторов постоянного напряжения на транзисторах, включенных последовательно в шины питания. При использовании в подобных схемах мощных полевых транзисторов имеют место большие потери мощности из-за большого порогового напряжения на их затворах. Для того, чтобы компенсировать это напряжение используются дополнительные источники смещения, подключенные к затворам транзисторов «500 схем для радиолюбителей. Источники питания» А.П.Сельен, Изд. Наука и техника, 2005 г. «Стабилизатор напряжения на мощном полевом транзисторе»). При питании схем от сети переменного тока дополнительные источники смещения выполняют на базе входных трансформаторов (путем подключения к дополнительным либо непосредственно к их вторичным обмоткам). Однако при питании схем от источников постоянного напряжения (не содержащих входных трансформаторов) формирование дополнительного источника смещения вызывает затруднения.

Наиболее близким к полезной модели устройством является линейный стабилизатор постоянного напряжения, содержащий полевой транзистор, включенный последовательно в шину питания. К выходным выводам стабилизатора подсоединен резистивный делитель напряжения, через который часть выходного напряжения подается на блок отрицательной обратной связи (ООС), который воздействует на величину напряжения затвора транзистора (International IR Rectifier AN-970 «Применение силовых полевых транзисторов в линейных стабилизаторах с малым падением напряжения»). Недостатком известного технического решения является большое пороговое напряжение на затворе полевого транзистора, что влечет за собой большие потери мощности на транзисторе, приводящие к снижению КПД всего устройства.

Техническим результатом, которого можно достичь при реализации полезной модели, является повышение КПД за счет снижения потерь мощности на полевом транзисторе.

Технический результат достигается за счет того, что в линейном стабилизаторе постоянного напряжения на полевом транзисторе, содержащем источник постоянного напряжения, первый вывод которого соединен через силовую цепь полевого транзистора с первым выходным выводом, а второй — со вторым выходным выводом, являющимся общим выводом схемы, при этом к выходным выводам подключен делитель напряжения, точка соединения резисторов которого присоединена ко входу узла отрицательной обратной связи, выходом подключенного к затвору полевого транзистора, соединенному также с источником смещения, в состав которого входит генератор прямоугольного напряжения с выходным комплиментарным ключом, цепи питания которого связаны с выходными выводами, и узел умножения его выходного напряжения, включающий в себя первый конденсатор, соединенный через первый диод с первым выходным выводом, и через второй диод — с точкой соединения второго резистора и второго конденсатора, связанного с вторым выходным выводом, при этом свободный вывод второго резистора является выходом узла умножения напряжения. Кроме того, параллельно цепи питания генератора прямоугольного напряжения могут быть подсоединены третий конденсатор и стабилитрон соответственно, при этом указанная связь цепи питания генератора прямоугольного напряжения и второго конденсатора с выходными выводами осуществлена через третий резистор.

В проанализированных источниках информации описан способ снижения потерь мощности на полевом транзистора линейного стабилизатора путем компенсации порогового напряжения на его затворе с помощью источника смещения («500 схем для радиолюбителей. Источники питания» А.П.Сельен, Изд. Наука и техника, 2005 г.). Однако из этой информации однозначно не следует возможность выполнения компенсирующего источника при питании стабилизаторов от источников постоянного напряжения не содержащих входных трансформаторов, что позволяет сделать вывод о соответствии технического решения критерию «новизна».

На Фиг.1 приведена электрическая схема линейного стабилизатора постоянного напряжения низкого уровня (менее 15 В).

На Фиг.2 приведена электрическая схема линейного стабилизатора постоянного напряжения высокого уровня (более 15 В).

Устройство (Фиг.1, 2) содержит источник постоянного напряжения 1, один из выводов которого соединен с первым силовым выводом полевого транзистора 2, второй силовой вывод которого соединен с первым выходным выводом схемы, второй выходной вывод которой является общим выводом схемы. Первый силовой вывод полевого транзистора присоединен через первый резистор 3 к его затвору, подключенному также к выходу узла отрицательной обратной связи (ООС) 4 и источнику смещения. Управляющий вход узла ООС 4 присоединен к делителю напряжения на резисторах 5. Источник смещения состоит из генератора прямоугольного напряжения 6 с выходным комплиментарным ключом и узла умножения его выходного напряжения. Узел умножения включает в себя первый конденсатор 7, соединенный через первый диод 8 с первым выходным выводом и через второй диод 9 — с точкой соединения второго резистора 10 и второго конденсатора 11. Свободный вывод резистора 10 является выходом узла умножения напряжения. Параллельно цепи питания генератора прямоугольного напряжения 6 (Фиг.2) подсоединены третий конденсатор 12 и стабилитрон 13 соответственно, а связь выводов питания генератора прямоугольного напряжения и второго конденсатора 11 с выходными выводами осуществлена через третий резистор 14.

Устройство работает следующим образом.

При подключении устройства к источнику постоянного напряжения открывается регулирующий полевой транзистор 2 и на выходных выводах формируется выходное напряжение, поступающее также на выводы питания генератора прямоугольных импульсов 6. Комплиментарный ключ генератора 6 начинает коммутировать его выходное напряжение, обеспечивая заряд конденсатора 7 до уровня выходного напряжения Uвых., а конденсатора 11 — до уровня 2 Uвых. Через резистор 10 напряжение конденсатора 11 подается на затвор транзистора 2, компенсируя величину его порогового напряжения и обеспечивая его работу с минимальными потерями мощности.

Схему, изображенную на Фиг.1, целесообразно применять при относительно низких (до 15 В) значениях входного напряжения, при которых источник смещения снижает напряжение сток-исток транзистора до 20-30 мВ.

При относительно высоких постоянных напряжениях (более 15 В) использование данной схемы не целесообразно, т.к. в этом случае на выходе схемы умножения и, следовательно, затворе полевого транзистора формируется слишком большой сигнал, который препятствует открытию регулирующего транзистора.

Для обеспечения нормального функционирования схемы при высоких постоянных напряжениях питания (Фиг.2) принудительно ограничивают напряжение питания генератора 6 с помощью стабилитрона 13, шунтирующего конденсатора 12 и токоограничивающего резистора 14. После запуска генератора 6 на схему умножения поступает более низкое входное напряжение, равное напряжению стабилизации стабилитрона 13, а не Uвых. При этом на затвор регулирующего транзистора поступает напряжение источника смещения, равное удвоенному напряжению стабилизации стабилитрона 13 (10 В), обеспечивая его нормальную работу при напряжении сток-исток 20-30 мВ.

Таким образом, подключение источника смещения, компенсирующего пороговое напряжение на затворе полевого транзистора, позволяет снизить потери мощности на транзисторе и повысить КПД устройства, причем выполнение источника смещения в виде блока умножения напряжения и генератора прямоугольных импульсов с выходным комплиментарным ключом позволило реализовать использование этого источника в схеме линейного стабилизатора постоянного напряжения при его интегральном исполнении.

Благодаря высокому КПД полезная модель может быть рекомендована для питания широкого спектра потребителей электроэнергии стабилизированного постоянного напряжения.

1. Линейный стабилизатор постоянного напряжения на полевом транзисторе, содержащий источник постоянного напряжения, первый вывод которого соединен через силовую цепь полевого транзистора с первым выходным выводом, а второй — со вторым выходным выводом, являющимся общим выводом схемы, при этом к выходным выводам подключен делитель напряжения, точка соединения резисторов которого присоединена ко входу узла отрицательной обратной связи, выходом подключенного к затвору полевого транзистора, соединенному также с источником смещения, в состав которого входит генератор прямоугольного напряжения с выходным комплиментарным ключом, цепи питания которого связаны с выходными выводами, и узел умножения его выходного напряжения, включающий в себя первый конденсатор, соединенный через первый диод с первым выходным выводом, и через второй диод — с точкой соединения второго резистора и второго конденсатора, связанного с вторым выходным выводом, при этом свободный вывод второго резистора является выходом узла умножения напряжения.

2. Линейный стабилизатор постоянного напряжения на полевом транзисторе по п.1, отличающийся тем, что параллельно цепи питания генератора прямоугольного напряжения подсоединены третий конденсатор и стабилитрон соответственно, а указанная связь цепи питания генератора прямоугольного напряжения и второго конденсатора с выходными выводами осуществлена через третий резистор.

Полезные ссылки на схемы, компоненты, сайты

Как отмыть печатные платы от канифоли, флюса, грязи, окислов в ультразвуке

Электроника для автомобиля, что делать если в генераторе утечка, как устранить разряд аккумулятора

Отступление от темы или полезные самоделки

Ставим реле и утечки в генераторе нет.

Регулятор мощности на тиристоре и однопереходном транзисторе

Защита стабилизатора линейного или импульсного, от перегрева при КЗ

Схема мощного стабилизатора тока на 100 — 200А (КР140УД20, КТ827)

Источник питания с плавной инверсией выходного напряжения +/-5В

Схема блока питания на кр142ен1, ен2, и типовая схема включения

Схема блока питания на кр142ен3, ен4, и типовая схема включения

Схема источника напряжения на к142ен5, кр142ен5

Импульсные стабилизаторы напряжения на основе К142ен5 (с непрерывным регулированием)

Примеры применения схем на к142ен6

Читать далее про стабилизатор К142ЕН6, КР140ЕН6…   К142ен8, КР142ЕН8

Схема двуполярного источника напряжения на к142ен12, кр142ен18 практические схемы

Увеличение мощности микросхемы 142ен (например на к142ен5)

Схема без защиты от КЗ

Ставим дополнительный транзистор.

Транзистор в таких схемах играет роль мощного ключа: до тех пор, пока потребляемая мощность нагрузки в пределах нормы, то микросхема работает в штатном режиме.
При увеличении тока нагрузки увеличивается падение напряжения на резисторе R1, транзистор начинает открываться, ограничивая тем самым ток через микросхему.
Причем основная функция схемы- стабилизация напряжения при этом сохраняется: при увеличении входного напряжения снижается входной ток, а следовательно и управляющее напряжение на транзисторе и наоборот.
Однако такая схема имеет один недостаток: она не имеет защиты от КЗ в нагрузке. Более того- в случае КЗ, ток через резистор R1 возрастет до максимума, отперев тем самым и транзистор.

Схема с защитой от КЗ, (например на кр142ен8 )

Введение в схему второго транзистора (VT2) позволило защитить ключевой транзистор от перегрузки.

Токовым датчиком в данной схеме служит резистор R1, сопротивление которого подбирается таким образом, чтобы транзистор VT1 открывался при токе нагрузки около 100мА.
Далее, под воздействием нагрузки, начнет расти ток и на резисторе R2. При большом падении напряжения на нем откроется транзистор VT2, который зашунтирует транзистор VT1.

Полезные и интересные статьи

Читать про стабилизаторы серии к142, к1114, к1145, к1168, 286

На предыдущую страницу  На главную страницу  На следующую страницу

Стабилизаторы

Обзор переключения при нулевом напряжении и важность

Например, система управления технологическим процессом может требовать регулирования от 24 до 3,3 В — промежуток, который обычно приходится покрывать с помощью двух ступеней регулирования, тем самым увеличивая пространство на плате, стоимость и проблемы с надежностью. Более того, ограниченная частота переключения является недостатком, поскольку она вынуждает инженеров использовать более крупные магнитные и другие пассивные компоненты для схем фильтрации, увеличивая размер решения и работая против удельной мощности.

Одним из решений, позволяющих вернуться к более высокой частоте переключения при более высоком входном напряжении и падении напряжения, является переключение при нулевом напряжении (ZVS).Этот метод, как и практически все современные импульсные регуляторы напряжения, использует работу на основе широтно-импульсной модуляции (PWM), но с дополнительной отдельной фазой к синхронизации PWM, чтобы обеспечить работу ZVS. ZVS позволяет регулятору напряжения задействовать «мягкое переключение», избегая потерь переключения, которые обычно возникают во время обычной работы ШИМ и синхронизации.

В этой статье описывается ZVS и объясняются его преимущества.

Потери при резком переключении

Большинство современных неизолированных понижающих стабилизаторов напряжения несут высокие коммутационные потери из-за одновременного возникновения сильноточного напряжения и напряжения, налагаемого на переключатель интегрированного металлооксидного полупроводникового полевого транзистора (MOSFET) регулятора во время включения и выключения. выключение переходов.Эти потери увеличиваются с увеличением частоты переключения и входного напряжения и ограничивают максимальную рабочую частоту, КПД и удельную мощность.

Жесткое переключение происходит во время перекрытия между напряжением и током при включении и выключении полевого МОП-транзистора. Производители регуляторов напряжения стараются минимизировать перекрытие, чтобы, в свою очередь, минимизировать потери при переключении, увеличивая скорость изменения тока (di / dt) и напряжения (dv / dt) в форме волны переключения. На рисунках 1 и 2 показаны места возникновения коммутационных потерь и реальная форма волны коммутации с быстро изменяющимся напряжением, предназначенная для минимизации этих потерь.

Обратной стороной быстрого переключения является увеличение электромагнитных помех (EMI), исходящих от схемы регулятора напряжения.

Одним из способов минимизировать влияние электромагнитных помех, при этом используя преимущества быстрого переключения для повышения эффективности, является выбор импульсного регулятора, который использует улучшенную технику жесткого переключения, называемую квазирезонансным переключением (также известное как переключение «впадины»).Infineon Technologies предлагает ряд мощных полевых МОП-транзисторов, таких как серия CoolMOS, для квазирезонансных импульсных стабилизаторов напряжения с обратной связью.

Во время квазирезонансного переключения MOSFET включается, когда напряжение на стоке и истоке минимально (в впадине), чтобы минимизировать потери переключения. Это позволяет устройству работать с более умеренной скоростью изменения напряжения или тока и, таким образом, снижает EMI. Еще один положительный побочный эффект квазирезонансного переключения заключается в том, что, поскольку переключение срабатывает при обнаружении впадины, а не на фиксированной частоте, возникает некоторая степень дрожания частоты, расширяющая спектр РЧ-излучения и дальнейшее снижение электромагнитных помех.

Квазирезонансное переключение действительно имеет тот недостаток, что вызывает более высокие потери при легких нагрузках, но эта проблема устраняется в современных устройствах за счет использования схемы ограничения частоты для ограничения максимальной рабочей частоты. На рисунке 3 показан квазирезонансный сигнал переключения для обратноходового преобразователя, в котором полевой МОП-транзистор переключается в долинах.

Мягкое переключение при нулевом напряжении

Квазирезонансное переключение — хороший метод повышения эффективности преобразователя напряжения, но его можно еще улучшить, реализовав полное мягкое переключение.Во время мягкого переключения напряжение падает до нуля (а не до минимума) перед включением или выключением MOSFET, что устраняет любое перекрытие между напряжением и током и сводит к минимуму потери. (Этот метод также можно использовать для переключения полевого МОП-транзистора, когда ток, а не напряжение, достигает нуля. Это известно как переключение при нулевом токе (ZCS).) Дополнительным преимуществом является то, что плавные формы сигнала переключения минимизируют электромагнитные помехи (рисунок 4).

Мягкое переключение (ZVS) лучше всего можно определить как обычное преобразование мощности ШИМ во время работы полевого МОП-транзистора, но с «резонансными» переключениями. Этот метод можно рассматривать как мощность ШИМ, использующую постоянное время выключения, которое изменяет частоту преобразования, или время включения для поддержания регулирования выходного напряжения. Для заданной единицы времени этот метод аналогичен преобразованию фиксированной частоты с регулируемым рабочим циклом.

Регулировка выходного напряжения достигается путем регулировки эффективного рабочего цикла (и, следовательно, времени включения), путем изменения частоты преобразования.Во время выключения ZVS цепь L-C регулятора резонирует, пересекая напряжение на переключателе от нуля до его пикового значения и снова снижаясь до нуля, когда переключатель может быть повторно активирован, а также ZVS без потерь. Переходные потери MOSFET равны нулю, независимо от рабочей частоты и входного напряжения, что означает значительную экономию энергии и значительное повышение эффективности (рисунок 5). Такие свойства делают ZVS хорошим методом для проектирования высокочастотных и высоковольтных преобразователей.¹

Два других преимущества ZVS заключаются в том, что он уменьшает спектр гармоник любого EMI (центрируя его на частоте переключения) и позволяет работать на более высоких частотах, что приводит к уменьшению шума, который легче фильтровать, и использованию компонентов фильтра меньшего размера.

Одним из недостатков является то, что нет гарантии (особенно на высоких частотах), что полевой МОП-транзистор рассеял всю свою энергию перед отключением. В долгосрочной перспективе эта «накопленная» энергия может вызвать отказ компонентов, особенно в регуляторе напряжения с быстрым переключением. Производители силовых модулей решают эту проблему, добавляя параллельно переключателю быстрый внутренний диод, чтобы гарантировать отвод всей энергии из транзистора (рис. 6) .²

Коммутация при нулевом напряжении в действии

На рисунке 7 показана схема понижающей топологии ZVS. Эта схема идентична обычному понижающему стабилизатору, за исключением дополнительного фиксирующего переключателя, подключенного к выходной катушке индуктивности. Переключатель добавлен, чтобы позволить использовать энергию, накопленную в выходном дросселе, для реализации ZVS.

Понижающий преобразователь ZVS работает в трех основных состояниях. Они определяются как Q1 на фазе, Q2 на фазе и фазе фиксации.Q1 включается при нулевом токе и когда напряжение сток-исток почти равно нулю. Ток нарастает в MOSFET и выходной катушке индуктивности до пикового значения, которое определяется временем включения Q1, напряжением на катушке индуктивности и величиной индуктивности. Во время фазы включения Q1 энергия накапливается в выходной катушке индуктивности, а заряд подается на выходной конденсатор. Во время фазы включения Q1 рассеиваемая мощность в Q1 определяется сопротивлением открытого МОП-транзистора, и потери при переключении незначительны.

Затем Q1 быстро отключается с очень коротким временем проводимости внутреннего диода (добавляя незначительное рассеивание мощности).Во время коммутации тока на внутренний диод Q1 действительно испытывает потери при выключении, пропорциональные пиковому току индуктора. Затем включается Q2, и энергия, накопленная в выходной катушке индуктивности, передается на нагрузку и выходной конденсатор. Когда ток в катушке индуктивности достигает нуля, синхронный МОП-транзистор Q2 остается включенным достаточно долго, чтобы накопить в выходной катушке индуктивности некоторую энергию от выходного конденсатора.

Как только контроллер определит, что в катушке индуктивности накоплено достаточно энергии, синхронный полевой МОП-транзистор выключается и включается фиксирующий переключатель, фиксируя узел VS на уровне VOUT.Фиксирующий переключатель изолирует выходной ток катушки индуктивности от выходного, при этом сохраненная энергия циркулирует в виде тока практически без потерь. В течение (очень небольшого) времени фиксации фазы на выходе подается выходной конденсатор.

Когда фаза фиксации заканчивается, размыкается переключатель фиксации. Энергия, запасенная в выходной катушке индуктивности, резонирует с параллельной комбинацией выходных емкостей Q1 и Q2, заставляя узел VS звонить в направлении V _IN . Это кольцо разряжает выходную емкость Q1, уменьшает заряд затвор-сток (Миллера) Q1 и заряжает выходную емкость Q2.Это позволяет Q1 включаться без потерь, когда узел VS почти равен V _IN .³

Силовые модули с ZVS

Vicor — яркий пример компании, которая приняла топологию ZVS. Компания подготовила технический документ, в котором объясняется, как ZVS работает в приложениях с понижающим стабилизатором без изолированной точки нагрузки (POL).

Понижающие стабилизаторы Cool-Power ZVS компании образуют семейство изолированных модулей преобразователя DC-DC ZVS с высокой плотностью размещения, объединяющих контроллер, силовые переключатели, планарные магниты и вспомогательные компоненты в корпусе для поверхностного монтажа высокой плотности.

Эти силовые модули предлагаются в трех рабочих диапазонах входного напряжения; 48 В для приложений связи, 28 В для жестких и высокотемпературных приложений и 24 В для промышленных приложений. Модули оснащены множеством программируемых функций, включая регулировку выходного напряжения и возможность программируемого плавного пуска (Рисунок 8).

Компания утверждает, что ZVS повышает эффективность до 12 процентов по сравнению с устройствами конкурентов (рис. 9).

Другие производители предлагают модульные контроллеры, которые можно использовать для стратегий управления ZVS для полномостовых преобразователей. Например, Linear Technology поставляет для этой цели LTC3722. Этот ШИМ-контроллер со сдвигом фазы обеспечивает все функции управления и защиты, необходимые для реализации высокоэффективного полномостового преобразователя мощности ZVS.Схема адаптивного ZVS задерживает сигналы включения для каждого MOSFET независимо от допусков внутренних и внешних компонентов. Чип может быть использован в качестве основы для регуляторов напряжения с КПД до 93%.

Со своей стороны Texas Instruments (TI) предлагает коммутационный контроллер DC-DC для регулирования ZVS, UCC28950. Этот контроллер может осуществлять контроль полномостового преобразователя с активным управлением выходным каскадом синхронного выпрямителя. Сигналы первичной стороны позволяют программировать задержки для обеспечения работы ZVS в широком диапазоне тока нагрузки и входного напряжения, в то время как ток нагрузки регулирует задержки переключения синхронного выпрямителя вторичной стороны, максимизируя эффективность системы.

Повышение плотности энергии

Регуляторы высокой плотности изо всех сил пытаются удовлетворить требования современных электронных систем, в первую очередь из-за коммутационных потерь, снижающих производительность полевых МОП-транзисторов регулятора. ZVS устраняет эти потери и может применяться в большинстве схем преобразования энергии, но наиболее выгоден для тех, которые работают от высоковольтного входа. Значительное повышение эффективности может быть получено в высоковольтных, полумостовых и полномостовых ZVS-приложениях по сравнению с их эквивалентами с ШИМ-управлением.

Более того, технология ZVS позволяет использовать переключатели с более низким номинальным напряжением, поскольку нет переходного перенапряжения, а обратное напряжение, подаваемое на первичные переключатели, ограничено максимумом пикового входного напряжения. Это позволяет инженерам использовать компоненты с превосходными характеристиками, такими как более низкие потери проводимости, более низкие токи возбуждения и более высокая плотность энергии.

Для получения дополнительной информации о деталях, обсуждаемых в этой статье, используйте ссылки для доступа к страницам с информацией о продуктах на веб-сайте Digi-Key.

Использованная литература:

1. « Импульсный резонансный преобразователь мощности при нулевом напряжении », Билл Андрейчак, Texas Instruments, 1999.
2. «Преимущества CoolMOS ™ в топологиях SMPS с жестким и мягким переключением », Infineon Technologies, ноябрь 2011 г.
3. «Высокопроизводительный понижающий стабилизатор ZVS устраняет препятствия на пути увеличения пропускной способности мощности в приложениях с точкой приложения нагрузки с широким диапазоном входных сигналов. », К. Р. Шварц, Викор, август 2012 г.

Отказ от ответственности: мнения, убеждения и точки зрения, выраженные различными авторами и / или участниками форума на этом веб-сайте, не обязательно отражают мнения, убеждения и точки зрения Digi-Key Electronics или официальную политику Digi-Key Electronics.

Компромиссы при выборе высокочастотного импульсного регулятора

С 1980-х годов импульсные преобразователи напряжения постоянного тока («импульсные регуляторы») стали популярными для приложений с батарейным питанием из-за присущей им более высокой эффективности по сравнению с линейными регуляторами.Этот атрибут позволяет батареям работать дольше, а схемам оставаться холоднее.

Со временем производители увеличили частоту переключения регулятора с нескольких сотен килогерц до трех или четырех мегагерц. Ключевым преимуществом работы на более высокой частоте является то, что она позволяет использовать меньшие внешние компоненты, такие как катушки индуктивности и конденсаторы, экономя место на плате и затраты на компоненты.

К сожалению, высокочастотные устройства менее эффективны, чем их аналоги с более медленным переключением, что вынуждает инженеров искать компромисс между размером и стоимостью и меньшим сроком службы батареи.Однако в новом поколении высокочастотных регуляторов напряжения используются преимущества современных технологических процессов для улучшения характеристик.

В этой статье более подробно рассматриваются компромиссы при проектировании источника питания на основе высокочастотного стабилизатора и описываются некоторые примеры новых высокоэффективных микросхем от основных поставщиков кремниевых компонентов.

Переключатель эффективности

Линейные регуляторы — это простые и эффективные устройства для регулирования напряжения батареи в соответствии с требованиями чувствительного кремния.Однако у них есть два основных недостатка. Во-первых, эффективность снижается по мере увеличения разницы между входным и выходным напряжением. Во-вторых, линейные регуляторы могут только понижать («понижать»), а не повышать («повышать») или инвертировать напряжение. Этот отказ от повышения напряжения может оставить неиспользованный потенциал в батареях, когда устройство больше не может получать питание (см. Статью TechZone « Понимание преимуществ и недостатков линейных регуляторов »).

Эти недостатки привели к росту популярности импульсных регуляторов.Импульсные регуляторы, входящие в массовую отрасль в 1980-х годах, используют переключающий элемент с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), состоящий из одного или двух металлооксидных полупроводниковых полевых транзисторов (MOSFET) в паре с одним или двумя катушками индуктивности и конденсаторами для хранения и фильтрации энергии.

Когда транзистор включен и проводит ток, падение напряжения на его пути питания минимально. Когда транзистор выключен и блокирует высокое напряжение, ток через его путь питания почти отсутствует. Следовательно, транзистор близок к идеальному переключателю и рассеиваемая мощность сведена к минимуму.

Высокая эффективность, низкое рассеивание мощности и высокая удельная мощность (из-за их небольшого размера) являются основными причинами, по которым разработчики используют импульсные регуляторы вместо линейных регуляторов, особенно в сильноточных приложениях. Кроме того, импульсные регуляторы могут повышать, понижать и инвертировать напряжения. Многие производители предлагают широкий ассортимент модульных микросхем, которые объединяют первичные элементы импульсного стабилизатора в единое устройство, компактное, надежное и простое в разработке.

КПД такого устройства (выходная мощность / входная мощность x 100) обычно превышает 80 процентов и может достигать 95 процентов. Потраченная впустую мощность обычно рассеивается в виде тепла.

В то время как рабочая частота определяет количество циклов переключения в единицу времени, именно рабочий цикл (D) сигнала ШИМ определяет процент времени, в течение которого переключающий элемент проводит, и, следовательно, в свою очередь, выходное напряжение (В _OUT ) по формуле V _OUT = D x V _IN .Однако рабочая частота существенно влияет на конструкцию и характеристики регулятора.

Для различных приложений производители поставляют импульсные стабилизаторы, работающие в диапазоне частот от 100 кГц до 4 МГц. В области низких частот, например, Linear Technology поставляет LT1574. Это импульсный стабилизатор с режимом тока 200 кГц, подходящий для 9–5 В, 5–3,3 В и инвертирующего режима, который, по словам компании, полезен для чувствительных к шуму продуктов.

LTC3601 занимает верхнюю позицию в линейке продуктов компании. Микросхема представляет собой импульсный стабилизатор тока, способный обеспечивать выходной ток до 1,5 А. Диапазон рабочего напряжения питания составляет от 4 до 15 В, а рабочая частота программируется до 4 МГц, что, по словам компании, позволяет использовать небольшие катушки индуктивности для поверхностного монтажа.

Компромисс высоких частот коммутации

На рис. 1 показан типичный импульсный стабилизатор в понижающей конфигурации.В этой схеме индуктор действует как накопитель энергии. Когда транзистор запитан, ток течет от входного источника через транзистор и катушку индуктивности к выходу. Магнитное поле в индукторе накапливается, накапливая энергию. Падение напряжения на катушке индуктивности (которое пропорционально скважности транзистора) противодействует (или «колеблется») части входного напряжения. Когда транзистор выключается, катушка индуктивности противодействует изменению, изменяя свою электродвижущую силу (ЭДС) и подает ток на саму нагрузку через диод.

Рисунок 1: Типовой импульсный стабилизатор в понижающей конфигурации. (Любезно предоставлено Linear Technology)

Аналогичные вещи происходят с повышающим преобразователем. В частности, ток течет от входа, когда транзистор включен. Он проходит через катушку индуктивности и транзистор, а энергия накапливается в магнитном поле индуктора. Ток через диод отсутствует, а ток нагрузки обеспечивается за счет заряда конденсатора. Затем, когда транзистор выключен, катушка индуктивности противодействует любому падению тока, меняя свою ЭДС, повышая напряжение и ток источника.Ток течет от источника через катушку индуктивности и диод к нагрузке, а также заряжает конденсатор (см. Статью TechZone « Роль индуктора в завершении решения на основе силового модуля»).

Хотя выходное напряжение не зависит напрямую от частоты переключения, скорость переключения оказывает значительное влияние на конструкцию источника питания. Как правило, более высокая частота переключения позволяет использовать индуктивность меньшего размера (а также конденсаторы входного и выходного фильтров).Это связано с тем, что размер катушки индуктивности в первую очередь определяется величиной пульсаций тока, разрешенной в спецификации данного импульсного регулятора. Для данной индуктивности ток пульсаций уменьшается с увеличением частоты переключения. Следовательно, можно использовать катушку индуктивности все меньшего размера, чтобы поддерживать такое же количество пульсаций тока при увеличении частоты импульсного стабилизатора, что снижает размер и стоимость источника питания.

Работа на более высоких частотах также дает импульсному стабилизатору более широкую полосу пропускания, увеличивая переходную характеристику устройства (рис. 2).

Рисунок 2: Работа на более высоких частотах улучшает переходную характеристику (устройство 2,2 МГц вверху, устройство 550 кГц внизу). [Предоставлено Texas Instruments] ²

Еще одно преимущество переключения на частоту до 4 МГц состоит в том, что оно позволяет разработчикам избегать критических чувствительных к шуму полос частот, таких как AM-радио. Однако есть компромисс. Например, электромагнитные помехи (EMI) могут быть проблематичными при работе на высоких частотах переключения.EMI от импульсного регулятора пропорционален квадрату частоты переключения — другими словами, если частота переключения удваивается, EMI может увеличиться в четыре раза. Уделяя пристальное внимание компоновке печатной платы (PCB) и выбору компонентов, можно уменьшить проблемы с электромагнитными помехами² (см. Статью TechZone «Выбор конденсатора — ключ к правильной конструкции регулятора напряжения »).

Более высокая частота коммутации также означает большие потери мощности, требующие больше места на плате или радиатора для отвода тепла.Потери при переключении увеличиваются с большей частотой из-за большего количества событий переключения с постоянной энергией за раз. ³ Некоторые из этих потерь связаны с полевым МОП-транзистором импульсного стабилизатора, для включения или выключения которого требуется определенное время. Это приводит к перекрытию напряжения и тока во время переходных процессов переключения. На рисунке 3 показаны типичные формы сигналов переключения полевого МОП-транзистора с импульсным стабилизатором. Основные коммутационные потери связаны с зарядкой и разрядкой паразитной емкости полевого МОП-транзистора с зарядом (Q _GD ).Потери переключения полевого МОП-транзистора (P _SW ) пропорциональны частоте переключения преобразователя (f _S ) _{по формуле:}

Рисунок 3: Типичная форма сигнала переключения и потери в полевом МОП-транзисторе понижающего стабилизатора. (Любезно предоставлено Linear Technology)

Хотя более высокая частота переключения позволяет использовать меньшую катушку индуктивности, она также увеличивает потери непосредственно в этом компоненте. Потери переменного тока в индукторе в основном создаются магнитным сердечником.В высокочастотном импульсном регуляторе материалом сердечника обычно является порошковое железо или феррит. Порошковое железо страдает большими потерями, чем феррит, но в любом случае потери в основном связаны с магнитным гистерезисом.

К другим потерям, связанным с переменным током, относятся потери драйвера затвора и потери проводимости основного диода с мертвым временем. Расчет коммутационных потерь обычно непрост, но легче увидеть, что они пропорциональны частоте коммутации.

Для приложений с током нагрузки более 10 А большинство понижающих импульсных стабилизаторов работают в диапазоне от 100 кГц до 2 МГц.Например, TPS53353 компании Texas Instruments (TI), синхронно-понижающий импульсный стабилизатор, выдает до 20 А при 1,5–15 В при входном напряжении от 4,5 до 25 В и имеет регулируемую частоту переключения от 250 кГц до 1 МГц.

При токе нагрузки ниже 10 А, когда рассеиваемая мощность меньше, частота переключения может увеличиваться до 3 или 4 МГц. Maxim, например, предлагает MAX8560, синхронно-понижающий стабилизатор с частотой переключения 4 МГц. Устройство может работать от 2.Входное напряжение от 7 до 5,5 В и выходное напряжение от 0,6 до 2,5 В при токе до 500 мА.

Оптимальная частота для каждой конструкции является результатом тщательного компромисса по размеру, стоимости, эффективности и другим параметрам производительности.

Сужение щели

Фактические коммутационные потери в регуляторе зависят от топологии, компонентов и области применения. Не так давно синхронный понижающий преобразователь, работающий от входа 12 В и производящий на выходе 3,3 В / 10 А, мог потерять один процент в эффективности на каждые 100 кГц увеличения частоты.Следовательно, для аналогичных устройств, если импульсный стабилизатор на 200 кГц имел КПД 93 процента, продукт на 500 кГц показал бы КПД 90 процентов, в то время как импульсный стабилизатор на 2 МГц изо всех сил пытался достичь 75 процентов.

Хорошая новость заключается в том, что производители силовых модулей недавно сосредоточили свои усилия на повышении эффективности высокочастотных импульсных стабилизаторов — с некоторыми впечатляющими результатами.

Улучшение в первую очередь связано с более низкими потерями проводимости и коммутации в полевых МОП-транзисторах.Эти потери были уменьшены за счет улучшения добротности (FOM) силового транзистора, что приводит к более низкому сопротивлению канала и меньшему заряду затвора. Новые методики проектирования позволили создать конструкции регуляторов с более быстрыми фронтами переключения, что еще больше снизило потери при переходах на полевые МОП-транзисторы.

Эти изменения сократили разрыв между высокочастотными импульсными стабилизаторами и низко- и среднечастотными устройствами. TI, например, предлагает две версии своего LM26420. Модуль представляет собой сдвоенный высокочастотный синхронный понижающий стабилизатор на 2 А, работающий в диапазоне входных сигналов от 3 до 5.5 В. Выходное напряжение колеблется от 0,8 до 4,5 В с выходным током 2 А на регулятор. Устройство доступно в версиях 550 кГц и 2,2 МГц.

На рисунке 4 показано, что при преобразовании входного напряжения 5 В в выходное напряжение 1,2 В при 2 А пиковая эффективность только на три процента меньше для варианта с частотой 2,2 МГц (87 процентов) по сравнению с устройством 550 кГц. .

Рисунок 4: КПД TI LM26420 на разных частотах переключения (устройство 2,2 МГц вверху, устройство 550 кГц внизу).[Предоставлено Texas Instruments]

Аналогичным образом, Intersil предлагает свой ISL8002 в версиях 1 или 2 МГц. ISL8002 — это синхронно-понижающий импульсный стабилизатор, который может обеспечивать до 2 А постоянного выходного тока от входного источника питания от 2,7 до 5,5 В. При частоте переключения 1 МГц, при V _IN = 3,3 В, V _OUT = 1,5 В и выходной нагрузке 200 мА КПД составляет 94 процента. При тех же условиях эксплуатации версия 2 МГц показывает эффективность 92%.

Со своей стороны, STMicroelectronics предлагает двухрежимный повышающий-понижающий импульсный стабилизатор 2,5 МГц с столь же впечатляющей эффективностью. STBB2 обеспечивает выходное напряжение от 1,2 до 4,5 В при входном напряжении от 2,4 до 5,5 В. При V _IN = 4,5 В, V _OUT = 2,9 В и выходной нагрузке 200 мА эффективность составляет 91 процент. В помощь дизайнерам компания также предлагает свой STEVAL-ISA109V2, предназначенный для помощи в оценке STBB2 (Рисунок 5).

Рисунок 5: Оценочная плата импульсного стабилизатора STMicroelectronics STBB2.

Меньше компромиссов

нравятся инженерам-конструкторам, поскольку они позволяют создавать более компактные конструкции и улучшать переходные характеристики. Однако в обмен на эти преимущества разработчик ранее столкнулся с более жесткой проблемой EMI и снижением эффективности, сокращением срока службы батарей и повышением рабочих температур.

Однако благодаря улучшенной конструкции и более совершенным технологическим процессам современные силовые модули устранили по крайней мере один из этих недостатков.Благодаря тщательному выбору инженер теперь может пользоваться преимуществами более компактной конструкции, не испытывая при этом 10–15-процентного дефицита КПД. Современные высокочастотные компоненты теперь всего на несколько процентов менее эффективны, чем импульсные регуляторы, работающие на четверти частоты.

Для получения дополнительной информации о деталях, обсуждаемых в этой статье, используйте ссылки для доступа к страницам продуктов на веб-сайте Digi-Key.

Артикул:

1. « Основные концепции линейного регулятора и импульсных источников питания, » Генри Дж.Чжан, Линейная технология, Примечания по применению 140, октябрь 2013 г.
2. « Преимущества и проблемы высокочастотных регуляторов », Texas Instruments, Отчет по применению AN-1973, апрель 2013 г.
3. « Влияние высокой частоты переключения на понижающие регуляторы », ON Semiconductor.

Отказ от ответственности: мнения, убеждения и точки зрения, выраженные различными авторами и / или участниками форума на этом веб-сайте, не обязательно отражают мнения, убеждения и точки зрения Digi-Key Electronics или официальную политику Digi-Key Electronics.

Коммутационный модуль Mosfet, модуль переключателя Mosfet низкого напряжения 3 В 5 В Низкое управление Высокое напряжение 12 В 24 В 36 В Модуль полевого транзистора: Amazon.com: Industrial & Scientific

• Убедитесь, что это подходит введя номер вашей модели.
• Управление может быть напрямую подключено к микроконтроллеру Io, а Mcu может использовать Pwm для управления скоростью двигателя, яркостью света и т. Д.
• Входом управляет 2-контактный пульт, а наземный пульт управления может быть напрямую подключен к переключателю управления.
• Управляющий ток 1-5 мА Управляющее напряжение отличается, разница в токе в основном связана с потерей светодиода.
• Плата использует оптическую изоляцию, полностью отделенную от 2 клемм напряжения.
• Входной и выходной винтовой клеммный блок хоста, терминал управления использует контакты 2,54 мм, а проводка удобна.

Характеристики

— обзор

Линейные регуляторы

«Линейные регуляторы», эквивалентно называемые «последовательно-проходными регуляторами» или просто «последовательными регуляторами», также производят регулируемую выходную шину постоянного тока из входной шины.Но они делают это, последовательно размещая транзистор между входом и выходом. Кроме того, этот «последовательный транзистор» (или «проходной транзистор») работает в линейной области своих вольт-амперных характеристик — таким образом, действуя как своего рода переменное сопротивление . Как показано на самой верхней схеме рисунка 1.2, этот транзистор буквально «сбрасывает» (сбрасывает) нежелательное или «избыточное» напряжение на себе.

Рисунок 1.2. Основные типы линейных и импульсных регуляторов.

Избыточное напряжение — это явно разница « В _IN — В _O » — и этот термин обычно называют «запас» линейного регулятора. Мы можем видеть, что запас по высоте всегда должен быть положительным числом , таким образом подразумевая V _O < V _IN . Следовательно, линейные регуляторы, в принципе, всегда имеют «понижающий» характер — это их наиболее очевидное ограничение.

В некоторых приложениях (например,g., портативное электронное оборудование с батарейным питанием), мы можем захотеть, чтобы выходная шина оставалась хорошо регулируемой, даже если входное напряжение падает очень низко — скажем, до 0,6 В или менее от установленного выходного уровня В _О . В таких случаях минимально возможный запас (или «выпадение») , достигаемый каскадом линейного регулятора, может стать проблемой.

Ни один переключатель не является идеальным, и даже если он удерживается полностью проводящим, на нем есть некоторое падение напряжения.Таким образом, отключение — это просто минимально достижимое «прямое падение» на коммутаторе. Регуляторы, которые могут продолжать работать (т. Е. Регулировать свою мощность), с В _IN , едва превышающим В _O , называются регуляторами « low -dropout» или «LDO». Но учтите, что на самом деле нет точного падения напряжения, при котором линейный регулятор «официально» становится LDO. Таким образом, этот термин иногда довольно свободно применяется к линейным регуляторам в целом. Однако практическое правило заключается в том, что падение напряжения около 200 мВ или ниже квалифицируется как LDO, тогда как более старые устройства (обычные линейные регуляторы) имеют типичное падение напряжения около 2 В.Существует также промежуточная категория, называемая «квази-LDO», у которых выпадение напряжения составляет около 1 В, то есть что-то среднее между ними.

Линейные регуляторы, помимо принципиальной понижающей, имеют еще одно ограничение — низкий КПД. Давайте разберемся, почему это так. Мгновенная мощность, рассеиваемая в любом устройстве, по определению является перекрестным произведением В × I , где В, — это мгновенное падение напряжения на нем, а I — мгновенный ток через него.В случае последовательного транзистора в устойчивых условиях применения как В, , так и I фактически постоянны по времени — В, в данном случае является запасом В _IN — В _O и I ток нагрузки I _O (так как транзистор всегда находится в серии с нагрузкой). Итак, мы видим, что коэффициент рассеяния В, × I для линейных регуляторов при определенных условиях может составлять значительную часть полезной выходной мощности P _O .А это просто означает «низкая эффективность» ! Кроме того, если мы внимательно рассмотрим уравнения, мы поймем, что мы также ничего не можем с этим поделать — как мы можем возражать против чего-то столь же простого, как V × I ? Например, если на входе 12 В, а на выходе 5 В, то при токе нагрузки 100 мА рассеивание в регуляторе обязательно Δ В × I _O = (12–5) В × 100 мА = 700 мВт. Однако полезная (выходная) мощность составляет В _O × I _O = 5 В × 100 мА = 500 мВт.Следовательно, КПД составляет P _O / P _IN = 500 / (700 + 500) = 41,6%. Что мы можем с этим поделать? Винить Георга Ома?

С другой стороны, линейные регуляторы очень «тихие» — не демонстрируют шумов и электромагнитных помех (EMI), которые, к сожалению, стали «визитной карточкой» или «торговой маркой» современных импульсных регуляторов. Для импульсных регуляторов нужны фильтры — обычно как на входе, так и на выходе, чтобы подавить некоторые из этих шумов, которые могут мешать работе других устройств поблизости, что может привести к их неисправности.Обратите внимание, что иногда обычные входные / выходные конденсаторы преобразователя могут сами служить этой цели, особенно когда мы имеем дело с «маломощными» (и «низковольтными») приложениями. Но в целом нам могут потребоваться каскады фильтров, содержащие как индуктивности, так и конденсаторы . Иногда может потребоваться каскадирование этих каскадов, чтобы обеспечить еще большее ослабление шума.

Решение проблем преобразования и рассеивания энергии на кристалле в многоядерных системах на кристалле на основе обычного кремния и новых нанотехнологий

Абстракция

Интегральные схемы (ИС) переходят в конструкцию системы на кристалле (SOC).SOC позволяет реализовать в одном кристалле различные малые и большие электронные системы. Этот подход позволяет миниатюризировать конструктивные блоки, что приводит к транзистору высокой плотности. интеграция, более быстрое время отклика и более низкие производственные затраты. Чтобы воспользоваться преимуществами SOC и поддерживаем миниатюризацию транзисторов, инновационную подачу мощности и мощности схемы управления рассеиванием имеют первостепенное значение. В этой диссертации основное внимание уделяется встроенным технологиям. интеграция систем подачи энергии и управление рассеиваемой мощностью для увеличения срок службы элементов накопителя энергии.Мы исследуем эту проблему с двух разных ангелов: Встроенные регуляторы напряжения и силовые стробирующие устройства. Встроенные регуляторы напряжения уменьшают паразитные эффекты и обеспечивают более быструю и эффективную подачу питания для микропроцессоров. Власть методы стробирования, с другой стороны, уменьшают потери мощности, понесенные схемными блоками. в режиме ожидания. Рассеивание мощности (Ptotal = Pstatic и Pdynamic) в дополнительном оксиде металла. Полупроводниковая (CMOS) схема поступает из двух источников: статического и динамического.Квадратичный зависимость от динамической коммутируемой мощности и более чем линейная зависимость от статической мощность как форма утечки затвора (подпороговый ток) существует. Для уменьшения динамической мощности потери, мощность источника питания должна быть уменьшена. Значительное снижение рассеиваемой мощности возникает, когда части микропроцессора работают при более низком уровне напряжения. Это сокращение в питании напряжение достигается через регуляторы напряжения или преобразователи. Регуляторы напряжения бывают используется для обеспечения стабильного питания микропроцессора.Обычный внекристальный Импульсный регулятор напряжения содержит пассивный плавающий дроссель, который трудно поддается реализован внутри микросхемы из-за чрезмерного рассеивания мощности и паразитных эффектов. Кроме того, индуктор занимает очень большую площадь стружки, затрудняя процесс масштабирования. Эти ограничения делают конструкцию регулятора пассивной индуктивности на кристалле очень непривлекательной. для интеграции SOC и многоядерных / многоядерных сред. Чтобы обойти проблемы, три альтернативных метода на основе активных элементов схемы для замены пассивного LC-фильтра понижающего преобразователя.Первое безиндукторное напряжение коммутации на кристалле Архитектура регулятора основана на каскадном ФНЧ с множественной обратной связью (MFB) 2-го порядка. фильтр (ФНЧ). Эта конструкция имеет возможность модулировать несколько настроек напряжения с помощью импульса. с модуляцией (ШИМ). Второй подход — это дополнительная конструкция с использованием гибридного Схема с низким падением напряжения для снижения пульсаций на выходе импульсного регулятора в более широком диапазоне Диапазон частот. Третий подход к проектированию позволяет интегрировать всю мощность система управления в рамках единого набора микросхем за счет сочетания высокоэффективной коммутации регулятор с линейным регулятором с прерывистой эффективностью (эффективная площадь), для надежной и высокоэффективное регулирование на кристалле.Статическая мощность (Pstatic) или подпороговая мощность утечки (Pleak) увеличивается с увеличением масштабирование технологий. Для уменьшения рассеяния статической мощности используются методы стробирования мощности. реализовано. Стробирование мощности — один из популярных методов управления мощностью утечки во время периоды ожидания в маломощных высокоскоростных ИС. Он работает с использованием транзисторов на основе переключатели для отключения части схемного блока и перевода их в режим ожидания. Эффективность Схема силового стробирования включает минимальное значение Ioff и высокое значение Ion для транзистора сна.А конструкция схемы обычного транзистора сна требует дополнительного заголовка, нижнего колонтитула или и того, и другого переключатели для выключения логического блока. Этот дополнительный транзистор вызывает задержку сигнала и увеличивает площадь чипа. Мы предлагаем два инновационных дизайна для сна следующего поколения. конструкции транзисторов. Для работы выше порога мы представляем конструкцию транзистора сна. на основе полностью обедненного кремния на изоляторе (FDSOI). Для подпороговой схемы операции, мы реализуем транзистор сна с использованием недавно разработанного кремниевого полевой транзистор сегнетоэлектрик-изолятор (SOFFET).В обоих проектах способность управление пороговым напряжением через напряжение смещения на заднем затворе делает оба устройства более эффективными. более гибкая конструкция транзисторов сна, чем массивный полевой МОП-транзистор. Предлагаемые подходы упростить сложность конструкции, уменьшить площадь микросхемы, исключить падение напряжения из-за сна транзистор, и улучшить рассеиваемую мощность. Кроме того, конструкция обеспечивает динамическое контролируемый Vt на время, когда схема должна быть в спящем режиме или режиме переключения.

Содержание

Введение — Предпосылки и обзор литературы — Полностью интегрированный импульсный стабилизатор напряжения на кристалле — Гибридный стабилизатор напряжения LDO на основе каскадного многоступенчатого контура обратной связи второго порядка — Двухкаскадная встроенная система управления питанием с одним и двумя выходами — Спящий режим Конструкция транзистора с использованием FDSOI с двойным затвором — Конструкция транзистора спящего режима в подпороговой области — Заключение

(PDF) Гибридный переключатель микроэлектромеханической системы / полевого транзистора для системы поглощения энергии