Lc последовательный фильтр с трансформаторной связью выход: Военно-техническая подготовка

Полупроводниковая схемотехника

Полупроводниковая схемотехника

Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. М.: Мир, 1982. — 512 с. В книге специалистов из ФРГ приведены параметры и описана структура современных полупроводниковых приборов и интегральных микросхем с различной степенью интеграции. Изложены принципы построения и методы расчета основных схем автоматики, радиоэлектроники и вычислительной техники. Для специалистов в области электронной и вычислительной техники, студентов соответствующих специальностей вузов и радиолюбителей. Оглавление Предисловие редактора перевода Часть I. Основные положения 1. Пояснение применяемых величин 2. Пассивные RC- и LRC- цепи 2.1. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ 2.1.3. ДЛИТЕЛЬНОСТЬ ФРОНТА ИМПУЛЬСА И ЧАСТОТА СРЕЗА ФИЛЬТРА 2.2. ФИЛЬТР ВЕРХНИХ ЧАСТОТ 2.3. КОМПЕНСИРОВАННЫЙ ДЕЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 2.4. ПАССИВНЫЙ ПОЛОСОВОЙ RC-ФИЛЬТР 2.5. МОСТ ВИНА-РОБИНСОНА 2.6. ДВОЙНОЙ Т-ОБРАЗНЫЙ ФИЛЬТР 2.7. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР 3. Диоды 3.2. СТАБИЛИТРОНЫ 3.3. ВАРИКАПЫ 4. Транзистор и схемы на его основе 4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 4.2.2. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 4.2.3. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.2.4. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО НАПРЯЖЕНИЮ 4.2.5. УСТАНОВКА РАБОЧЕЙ ТОЧКИ 4.3. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ 4.4. СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ, ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 4.5. ТРАНЗИСТОР КАК ИСТОЧНИК СТАБИЛЬНОГО ТОКА 4.5.2. БИПОЛЯРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ 4.5.3. СХЕМА «ТОКОВОГО ЗЕРКАЛА» 4.6. СХЕМА ДАРЛИНГТОНА 4.7. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 4.7.2. РЕЖИМ БОЛЬШОГО СИГНАЛА 4.7.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4. 7.4. НАПРЯЖЕНИЕ РАЗБАЛАНСА 4.8. ИЗМЕРЕНИЕ НЕКОТОРЫХ ПАРАМЕТРОВ ПРИ МАЛОМ СИГНАЛЕ 4.9. ШУМЫ ТРАНЗИСТОРА 4.10. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ 5. Полевые транзисторы 5.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ МАЛЫХ СИГНАЛОВ 5.3. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ 5.4. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ 5.4.1. СХЕМА С ОБЩИМ ИСТОКОМ 5.4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЗАТВОРОМ 5.4.3. СХЕМА С ОБЩИМ СТОКОМ, ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 5.5. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР КАК СТАБИЛИЗАТОР ТОКА 5.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 5.7. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР В КАЧЕСТВЕ УПРАВЛЯЕМОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ 6. Операционный усилитель 6.1. СВОЙСТВА ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 6.2. ПРИНЦИП ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ 6.3. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 6.4. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 7. Внутренняя структура операционных усилителей 7.2. ПРОСТЕЙШИЕ СХЕМЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 7.3. СТАНДАРТНАЯ СХЕМА ИНТЕГРАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 7.4. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ 7.4. 2. ПОЛНАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.3. ПОДСТРАИВАЕМАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.4. СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ 7.4.5. КОМПЕНСАЦИЯ ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКИ 7.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 8. Простейшие переключающие схемы 8.1. ТРАНЗИСТОРНЫЙ КЛЮЧ 8.2. БИСТАБИЛЬНЫЕ РЕЛАКСАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 8.2.2. ТРИГГЕР ШМИТТА 8.3. МОНОСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 8.4. НЕСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 9. Базовые логические схемы 9.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ 9.2. СОСТАВЛЕНИЕ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.2.1. ТАБЛИЦА КАРНО 9.3. ПРОИЗВОДНЫЕ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4. СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4.1. РЕЗИСТИВНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (РТЛ) 9.4.2. ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ДТЛ) 9.4.3. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ТТЛ) 9.4.4. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ИНЖЕКЦИОННАЯ ЛОГИКА 9.4.5. ЭМИТТЕРНО-СВЯЗАННАЯ ЛОГИКА (ЭСЛ) 9.4.6. n-КАНАЛЬНАЯ МОП-ЛОГИКА 9.4.7. КОМПЛЕМЕНТАРНАЯ МОП-ЛОГИКА (КМОП) 9.4.8. ОБЗОР 9. 4.9. СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ 9.5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ 9.5.2. ТРИГГЕРЫ ТИПА M-S (MASTER-SLAVE) 9.5.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ ТРИГГЕР 9.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА 9.6.2. ПОСТОЯННЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ПЗУ) 9.6.3. ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ МАТРИЦЫ (ПЛМ) 10. Оптоэлектронные приборы 10.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ФОТОМЕТРИИ 10.2. ФОТОРЕЗИСТОР 10.3. ФОТОДИОДЫ 10.4. ФОТОТРАНЗИСТОРЫ 10.5. СВЕТОДИОДЫ 10.6. ОПТРОНЫ Часть II. Применения 11. Линейные и нелинейные аналоговые вычислительные схемы 11.1. СХЕМА СУММИРОВАНИЯ 11.2. СХЕМЫ ВЫЧИТАНИЯ 11.2.2. СХЕМА ВЫЧИТАНИЯ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 11.3. БИПОЛЯРНОЕ УСИЛИТЕЛЬНОЕ ЗВЕНО 11.4. СХЕМЫ ИНТЕГРИРОВАНИЯ 11.4.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.2. ЗАДАНИЕ НАЧАЛЬНЫХ УСЛОВИЙ 11.4.3. СУММИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.4. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.5. СХЕМЫ ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ 11.5.3. СХЕМА ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ С ВЫСОКИМ ВХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ 11. 6. РЕШЕНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УРАВНЕНИЙ 11.7. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 11.7.2. ЭКСПОНЕНТА 11.7.3. ВЫЧИСЛЕНИЕ СТЕПЕННЫХ ФУНКЦИЙ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМОВ 11.7.4. ФУНКЦИИ SIN X И COS X 11.7.5. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ 11.8. АНАЛОГОВЫЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ 11.8.2. УМНОЖЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМИЧЕСКИХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ 11.8.3. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЮЩАЯ ИЗМЕНЕНИЕ КРУТИЗНЫ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ 11.8.4. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ С ИЗОЛИРОВАННЫМИ ЗВЕНЬЯМИ 11.8.5. БАЛАНСИРОВКА СХЕМ УМНОЖЕНИЯ 11.8.6. СХЕМЫ ЧЕТЫРЕХКВАДРАНТНОГО УМНОЖЕНИЯ 11.8.7. ПРИМЕНЕНИЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ И ИЗВЛЕЧЕНИЯ КВАДРАТНЫХ КОРНЕЙ 11.9. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КООРДИНАТ 11.9.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДЕКАРТОВЫХ КООРДИНАТ В ПОЛЯРНЫЕ 12. Управляемые источники и схемы преобразования полного сопротивления 12.1. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.2. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.3. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12. 3.2. ИСТОЧНИКИ ТОКА С ЗАЗЕМЛЕННОЙ НАГРУЗКОЙ 12.3.3. ЭТАЛОННЫЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ТРАНЗИСТОРАХ 12.3.4. ПЛАВАЮЩИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА 12.4. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ОТРИЦАТЕЛЬНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ (NIC) 12.6. ГИРАТОР 12.7. ЦИРКУЛЯТОР 13. Активные фильтры 13.1. ТЕОРЕТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ 13.1.1. ФИЛЬТР БАТТЕРВОРТА 13.1.2. ФИЛЬТР ЧЕБЫШЕВА 13.1.3. ФИЛЬТРЫ БЕССЕЛЯ 13.1.4. ОБОБЩЕННОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ 13.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ВЕРХНИЕ 13.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.4.2. ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.3. ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.4. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.5. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ ВЕРХНИХ И НИЖНИХ ЧАСТОТ БОЛЕЕ ВЫСОКОГО ПОРЯДКА 13.6. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРА НИЖНИХ ЧАСТОТ В ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР 13. 6.1. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.6.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА 13.7. РЕАЛИЗАЦИЯ ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.7.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.3. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.4. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.8. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ЗАГРАЖДАЮЩИЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ 13.9. РЕАЛИЗАЦИЯ ЗАГРАЖДАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.9.1. ЗАГРАЖДАЮЩИЙ LRC-ФИЛЬТР 13.9.2. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С ДВОЙНЫМ Т-ОБРАЗНЫМ МОСТОМ 13.9.3. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С МОСТОМ ВИНА-РОБИНСОНА 13.10. ФАЗОВЫЙ ФИЛЬТР 13.10.2. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.10.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.11. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЙ УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ФИЛЬТР 14. Широкополосные усилители 14.1. ЗАВИСИМОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО ТОКУ ОТ ЧАСТОТЫ 14.2. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННИХ ЕМКОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРА И ЕМКОСТЕЙ МОНТАЖА 14. 3. КАСКОДНАЯ СХЕМА 14.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КАК ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5. СИММЕТРИЧНЫЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5.2. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ИНВЕРТОРОМ 14.5.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С КОМПЛЕМЕНТАРНОЙ КАСКОДНОЙ СХЕМОЙ 14.5.4. ДВУХТАКТНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.6. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 14.6.2. ДВУХТАКТНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 14.7. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 15. Усилители мощности 15.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ КАК УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 15.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 15.2.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ В РЕЖИМЕ AB 15.2.3. СПОСОБЫ ЗАДАНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ 15.3. СХЕМЫ ОГРАНИЧЕНИЯ ТОКА 15.4. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ ПО СХЕМЕ ДАРЛИНГТОНА 15.5. РАСЧЕТ МОЩНОГО ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА 15.6. СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ 15.7. ПОВЫШЕНИЕ НАГРУЗОЧНОЙ СПОСОБНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 16. Источники питания 16. 1. СВОЙСТВА СЕТЕВЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ 16.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ 16.2.1. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.2. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.3. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ДЛЯ ДВУХ СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.2. СХЕМА С РЕГУЛИРУЮЩИМ УСИЛИТЕЛЕМ 16.3.3. ИНТЕГРАЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.4. СТАБИЛИЗАТОР С МАЛЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ ПОТЕРЬ 16.3.5. СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЙ, СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ 16.3.6. СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ С ИЗМЕРИТЕЛЬНЫМИ ВЫВОДАМИ 16.3.7. ЛАБОРАТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 16.3.8. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД ЛАБОРАТОРНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ С БОЛЬШОЙ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 16.4. ПОЛУЧЕНИЕ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 16.4.2. ПОЛУЧЕНИЕ МАЛЫХ ОПОРНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.5. ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 16.5.2. ПЕРВИЧНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 17. Аналоговые коммутаторы и компараторы 17.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КОММУТАТОРЫ 17.2.2. ДИОДНЫЙ КОММУТАТОР 17.2.3. КОММУТАТОР НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 17. 3. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ НА БАЗЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 17.3.2. КОММУТАТОР НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ С ПЕРЕМЕНОЙ ЗНАКА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 17.3.3. КОММУТАТОР НА БАЗЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ 17.4. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ С ПАМЯТЬЮ 17.5. КОМПАРАТОРЫ 17.5.2. КОМПАРАТОР С ПРЕЦИЗИОННЫМ ВЫХОДНЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ 17.5.3. ДВУХПОРОГОВЫЙ КОМПАРАТОР 17.6. ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.2. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.3. ПРЕЦИЗИОННЫЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 18. Генераторы сигналов 18.1. LC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.1.2. ГЕНЕРАТОР С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА МАЙССНЕРА) 18.1.3. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ИНДУKТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА ХАРТЛИ) 18.1.4. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА КОЛПИТЦА) 18.1.5. LC-ГЕНЕРАТОР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ 18.1.6. ДВУХТАКТНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА 18.2.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С LC-КОЛЕБАТЕЛЬНЫМ КОНТУРОМ 18. 2.3. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ БЕЗ LC-КОНТУРА 18.3. СИНУСОИДАЛЬНЫЕ RC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.3.2. МОДЕЛИРОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УРАВНЕНИЯ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 18.4. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ (ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ) 18.4.2. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР С УПРАВЛЯЕМОЙ ЧАСТОТОЙ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА 18.4.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР 18.5. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.1. НИЗКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 19. Комбинационные логические схемы 19.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДОВ 19.1.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЕ КОДЫ 19.1.3. КОД ГРЕЯ 19.2. МУЛЬТИПЛЕКСОР И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОР 19.3. КОМБИНАЦИОННОЕ УСТРОЙСТВО СДВИГА 19.4. КОМПАРАТОРЫ 19.5. СУММАТОРЫ 19.5.1. ПОЛУСУММАТОР 19.5.2. ПОЛНЫЙ СУММАТОР 19.5.3. СУММАТОРЫ С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ПЕРЕНОСОМ 19.5.4. СЛОЖЕНИЕ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫХ ЧИСЕЛ 19.5.5. ВЫЧИТАНИЕ 19.5.6. СЛОЖЕНИЕ ЧИСЕЛ С ЛЮБЫМИ ЗНАКАМИ 19.6. УМНОЖИТЕЛИ 19.7. ЦИФРОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 20. Интегральные схемы со структурами последовательностного типа 20.1. ДВОИЧНЫЕ СЧЕТЧИКИ 20.1.1. АСИНХРОННЫЙ (ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.1.2. СИНХРОННЫЙ (ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК В КОДЕ 8421 20.2.1. АСИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.2.2. СИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.3. СЧЕТЧИК С ПРЕДВАРИТЕЛЬНОЙ УСТАНОВКОЙ 20.4. РЕГИСТРЫ СДВИГА 20.4.2. КОЛЬЦЕВОЙ РЕГИСТР 20.4.3. РЕГИСТР СДВИГА С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ВВОДОМ 20.4.4. РЕГИСТР СДВИГА С ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫМ НАПРАВЛЕНИЕМ СДВИГА 20.5. ПОЛУЧЕНИЕ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ 20.6. ПЕРВОНАЧАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА АСИНХРОННОГО СИГНАЛА 20.6.2. СИНХРОНИЗАЦИЯ ИМПУЛЬСОВ 20.6.3. СИНХРОННЫЙ ОДНОВИБРАТОР 20.6.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР ИЗМЕНЕНИЙ 20.6.5. СИНХРОННЫЙ ТАКТОВЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ 20.7. СИСТЕМАТИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫХ СХЕМ 20.7.2. ПРИМЕР СИНТЕЗА ПЕРЕКЛЮЧАЕМОГО СЧЕТЧИКА 20.7.3. СОКРАЩЕНИЕ ЕМКОСТИ ПАМЯТИ 21. Микро-ЭВМ 21.1. ОСНОВНАЯ СТРУКТУРА МИКРО-ЭВМ 21. 2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ МИКРОПРОЦЕССОРА 21.3. НАБОР КОМАНД 21.4. ОТЛАДОЧНЫЕ СРЕДСТВА 21.5. ОБЗОР МИКРОПРОЦЕССОРОВ РАЗЛИЧНОГО ТИПА 21.6. МОДУЛЬНОЕ ПОСТРОЕНИЕ МИКРО-ЭВМ 21.7. ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА 21.7.1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.3. ИНТЕРФЕЙС МАГИСТРАЛИ «ОБЩАЯ ШИНА» 21.7.4. ПРОГРАММИРУЕМЫЙ СЧЕТЧИК 21.7.5. ПОДКЛЮЧЕНИЕ ПЕРИФЕРИЙНЫХ МОДУЛЕЙ СЕМЕЙСТВА 8080 К МАГИСТРАЛЯМ СЕМЕЙСТВА 6800 21.7.6. ОБЗОР ПЕРИФЕРИЙНЫХ УСТРОЙСТВ 21.8. МИНИМАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ 21.8.2. ОДНОКРИСТАЛЬНАЯ МИКРО-ЭВМ 22. Цифровые фильтры 22.1. ТЕОРЕМА О ДИСКРЕТИЗАЦИИ (ТЕОРЕМА О ВЫБОРКАХ) 22.1.2. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 22.2. ЦИФРОВАЯ ФУНКЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ФИЛЬТРА 22.3. БИЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ 22.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ 22.4.2. СТРУКТУРА ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 22.4.3. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 23. Передача данных и индикация 23.1. СОЕДИНИТЕЛЬНЫЕ ЛИНИИ 23.2. ЗАЩИТА ДАННЫХ 23.2.2. КОД ХЕММИНГА 23. 3. СТАТИЧЕСКИЕ ЦИФРОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.1. ДВОИЧНЫЕ ИНДИКАТОРЫ НА СВЕТОДИОДАХ 23.3.2. ДЕКАДНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.3. ИНДИКАЦИЯ В ШЕСТНАДЦАТЕРИЧНОМ КОДЕ 23.4. МУЛЬТИПЛЕКСНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.1. МНОГОРАЗРЯДНЫЕ 7-СЕГМЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.2. МАТРИЦА ТОЧЕК 24. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи 24.1. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.1.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ПЕРЕКИДНЫМИ КЛЮЧАМИ 24.1.3. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ПОСТОЯННОГО ИМПЕДАНСА (МАТРИЦА ТИПА R-2R) 24.1.4. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ДЛЯ ДЕКАДНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.2. ПОСТРОЕНИЕ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ЭЛЕКТРОННЫМИ КЛЮЧАМИ 24.2.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ТОКОВЫМИ КЛЮЧАМИ 24.3. ЦА-ПРЕОБРАЮВАТЕЛИ ДЛЯ СПЕЦИАЛЬНЫХ ПРИМЕНЕНИЙ 24.3.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ 24.3.3. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КАК ГЕНЕРАТОР ФУНКЦИЙ 24.4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 24.5. ТОЧНОСТЬ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.6. ПОСТРОЕНИЕ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 25. Измерительные схемы 25. 1. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ 25.1.2. ИЗМЕРЕНИЕ РАЗНОСТИ ПОТЕНЦИАЛОВ 25.1.3. ИЗОЛИРОВАННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 25.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА 25.2.1. ИЗОЛИРОВАННЫЕ ОТ ЗЕМЛИ АМПЕРМЕТРЫ С МАЛЫМ ПАДЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 25.2.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА ПРИ ВЫСОКОМ ПОТЕНЦИАЛЕ 25.3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 25.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОГО ЗНАЧЕНИЯ 25.3.3. ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ 25.3.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР 26. Электронные регуляторы 26.2. ТИПЫ РЕГУЛЯТОРОВ 26.2.1. П-РЕГУЛЯТОР 26.2.2. ПИ-РЕГУЛЯТОР 26.2.3. ПРОПОРЦИОНАЛЬНО-ИНТЕГРАЛЬНО-ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР 26.2.4. НАСТРАИВАЕМЫЕ ПИД-РЕГУЛЯТОРЫ 26.3. УПРАВЛЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫМИ ОБЪЕКТАМИ 26.4. ОТСЛЕЖИВАЮЩАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ (АВТОПОДСТРОЙКА) 26.4.1. ЭЛЕМЕНТЫ ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.2. СИНХРОННЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.3. ЧАСТОТНО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР 26.4.4. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР С ПРОИЗВОЛЬНО УВЕЛИЧИВАЕМЫМ ДИАПАЗОНОМ ИЗМЕРЕНИЙ 26.4.5. ФАЗОРЕГУЛЯТОР В КАЧЕСТВЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТ

Подключение входа и выхода (биполярные транзисторы)

Добавлено 1 января 2018 в 19:25

Чтобы решить проблему создания необходимого постоянного напряжения смещения для входного сигнала усилителя, не прибегая к установке батареи последовательно с источником сигнала переменного напряжения, мы использовали делитель напряжения, подключенный к источнику питания постоянного напряжения. Чтобы заставить его работать в сочетании с входным сигналом переменного напряжения, мы «подключили» источник сигнала к делителю через конденсатор, который действовал как фильтр верхних частот. При такой фильтрации низкий импеданс источника сигнала переменного напряжения не может «закоротить» на корпус напряжение, падающее на нижнем резисторе делителя напряжения. Решение простое, но не без недостатков.

Наиболее очевидным является тот факт, что использование конденсатора фильтра для подключения источника сигнала к усилителю означает, что усилитель может усиливать сигналы только переменного напряжения. Постоянное напряжение, подаваемое на вход, будет блокироваться конденсатором связи так же сильно, как напряжение смещения с делителя блокируется от источника входного сигнала. Кроме того, поскольку емкостное реактивное сопротивление зависит от частоты, низкочастотные сигналы переменного тока будут усиливаться не так сильно, как высокочастотные сигналы. Несинусоидальные сигналы будут искажаться, поскольку конденсатор реагирует по-разному на каждую из составляющих гармоник сигнала. Самым заметным примером этого может служить низкочастотный прямоугольный сигнал на рисунке ниже.

Емкостная связь вызывает искажение низкочастотного прямоугольного сигнала

Кстати, эта же проблема возникает, когда входы осциллографа устанавливаются в режим «AC» (закрытый вход), как показано на рисунке ниже. В этом режиме конденсатор связи последовательно соединен с измеряемым сигналом, чтобы исключить любое смещение отображаемой формы сигнала по вертикали из-за постоянного напряжения в этом сигнале. Это отлично работает, когда составляющая переменного напряжения в измеряемом сигнале имеет довольно высокую частоту, и конденсатор не оказывает большого сопротивления сигналу. Однако если сигнал имеет низкую частоту или содержит значительные уровни гармоник в широком диапазоне частот, отображение формы сигнала на осциллографе будет неточным (рисунок ниже). Низкочастотные сигналы можно просмотреть, установив осциллограф в режим «DC» (открытый вход).

Со связью по постоянному току осциллограф правильно показывает форму прямоугольного сигнала, поступающего от генератора сигналовНизкие частоты: при использовании связи по переменному току фильтрация верхних частот конденсатором связи искажает форму прямоугольного сигнала, поэтому осциллограмма не является точным представлением реального сигнала

В приложениях, где ограничения емкостной связи (рисунок выше) недопустимы, можно использовать другое решение: прямое соединение. Прямое соединение позволяет избежать использования конденсаторов или любых других частотно-зависимых компонентов связи в пользу резисторов. Схема усилителя с прямым подключением показана на рисунке ниже.

Непосредственное подключение усилителя: прямое соединение к громкоговорителю

Этот вид связи, без конденсатора для фильтрации входного сигнала, не зависит от частоты. Сигналы постоянного и переменного напряжения будут усиливаться транзистором с одним и тем же коэффициентом усиления (сам транзистор может иметь тенденцию усиливать некоторые частоты лучше других, но это совсем другая тема!).

Если прямая связь работает как с постоянным, так и переменным напряжениями, то зачем использовать емкостную связь? Одна из причин может заключаться в том, чтобы избежать нежелательного постоянного напряжения смещения в усиливаемом сигнале. Некоторые сигналы переменного тока могут быть наложены на неконтролируемое постоянное напряжение прямо в источнике, а неконтролируемое постоянное напряжение сделает невозможным надежное смещение транзистора. Фильтрация верхних частот, выполняемая конденсатором связи, в этом случае очень пригодится, чтобы избежать проблем со смещением.

Другой причиной использования емкостной связи, вместо прямой, является малая величина вносимого ею затухания сигнала. Прямое соединение через резистор обладает недостатком – уменьшением или ослаблением уровня входного сигнала, поэтому только часть сигнала достигает базы транзистора. Во многих приложениях необходимо вносить какую-то величину затухания, чтобы избежать «перегрузки» транзистора по уровню входного сигнала, что могло бы ввести транзистор в режимы отсечки и насыщения, поэтому любое ослабление в схеме связи в любом случае полезно. Однако в некоторых приложениях для максимального усиления по напряжению требуется отсутствие потерь сигнала во входной цепи базы транзистора, а прямое соединение с делителем напряжения смещения не удовлетворяет этому требованию.

До сих пор мы обсудили пару методов подключения входного сигнала к усилителю, но не решили проблему связи выхода усилителя с нагрузкой. Пример схемы, используемый для иллюстрации входной связи, хорошо послужит и для иллюстрации проблем, связанных с выходной связью.

В нашем примере схемы нагрузка – это громкоговоритель. Большинство динамиков являются электромагнитными устройствами: то есть они используют силу, создаваемую легкой электромагнитной катушкой, подвешенной в сильном поле постоянного магнита, для перемещения конуса из тонкой бумаги или пластика, создавая в воздухе колебания, которые наши уши интерпретируют как звук. Приложенное напряжение одной полярности перемещает конус наружу, а напряжение противоположной полярности будет перемещать конус внутрь. Чтобы использовать полную свободу движения конуса, на динамик должно поступать чистое (без смещения) переменное напряжение. Смещение постоянным напряжением приложенное к катушке динамика смещает конус от его естественного центрального положения, что ограничивает его движение назад и вперед, которое он мог бы выдержать от приложенного переменного напряжения без повреждений. Однако в нашем примере схемы (рисунок выше) к динамику прикладывается напряжение только одной полярности, поскольку динамик соединен последовательно с транзистором, который может проводить ток только в одном направлении. Это было бы неприемлемо для любого мощного аудиоусилителя.

Нам нужно как-то изолировать динамик от смещения постоянным напряжением от тока коллектора, чтобы он получал только переменное напряжение. Одним из способов достижения этой цели является соединение коллекторной схемы транзистора с динамиком через трансформатор (рисунок ниже).

Трансформаторная связь отделяет постоянное напряжение от нагрузки (динамика)

Напряжение, наводимое во вторичной (со стороны динамика) обмотке трансформатора, будет строго зависеть от изменений тока коллектора, поскольку взаимная индукция трансформатора работает только на изменениях тока обмотки. Другими словами, только переменная составляющая тока коллектора будет подключена к вторичной обмотке, питающей динамик. Динамик будет «видеть» на своих выводах истинный переменный ток без какого-либо постоянного смещения.

Выходная трансформаторная связь работает и обладает дополнительным преимуществом – возможностью обеспечить согласование импедансов транзисторной схемы и катушки динамика при заданных соотношениях обмоток. Однако трансформаторы могут быть большими и тяжелыми, особенно для мощных приложений. Кроме того, сложно спроектировать трансформатор для обработки сигналов в широком диапазоне частот, что почти всегда требуется в аудиоприложениях. Хуже того, постоянный ток через первичную обмотку добавляет намагничивания сердечника только с одной полярностью, что приводит к тому, что сердечник сильнее насыщается в одном полупериоде полярности переменного тока, чем в другом. Эта проблема напоминает ту, с которой мы столкнулись при непосредственном последовательном подключении динамика к транзистору: смещение постоянным током приводит к ограничению амплитуды выходного сигнала, которую система может выдавать без искажений. Как правило, трансформатор может быть сконструирован таким образом, чтобы обрабатывать без проблем большее значение постоянного тока смещения, чем громкоговоритель, поэтому в большинстве случаев трансформаторная связь по-прежнему является жизнеспособным решением. В качестве примера трансформаторной связи смотрите связь между Q4 и динамиком в схеме первого массового радиоприемника Regency TR1 (глава 9).

Другой способ изолировать динамик от смещения постоянным током в выходном сигнале состоит в том, чтобы немного изменить схему и использовать конденсатор связи аналогично подаче на усилитель входного сигнала (рисунок ниже).

Конденсатор связи не пропускает постоянный ток в нагрузку

Схема на рисунке выше напоминает более традиционную схему усилителя с общим эмиттером, причем коллектор транзистора подключен к аккумулятору через резистор. Конденсатор действует как фильтр верхних частот, передавая большую часть переменного напряжения на громкоговоритель, блокируя всё постоянное напряжение. Опять же, номинал этого конденсатора связи выбирается таким образом, чтобы его импеданс на частоте ожидаемого сигнала был минимален.

Блокировка постоянного напряжения от выхода усилителя, будь то через трансформатор или конденсатор, полезна не только при соединении усилителя с нагрузкой, но и при соединении одного усилителя с другим усилителем. «Каскадные» усилители часто используются для получения большей мощности, чем та, что была бы возможна при использовании одного транзистора (рисунок ниже).

Три каскада усилителей с общим эмиттером, связанных с помощью конденсаторов

Хотя каждый каскад можно связать с другим напрямую (через резистор, а не через конденсатор), это сделает весь усилитель очень чувствительным к изменениям напряжения смещения первого каскада, поскольку это постоянное напряжение будет усиливаться вместе с сигналом переменного тока до последнего каскада. Другими словами, смещение первого каскада повлияет на смещение второго каскада и так далее. Однако если каскады соединены с помощью емкостной связи (как показано на рисунке выше), смещение одного каскада не влияет на смещение следующего каскада, поскольку постоянное напряжение блокируется от перехода на следующий каскад.

Трансформаторная связь между каскадами также возможна, но используется реже из-за некоторых проблем, присущих трансформаторам и упомянутым ранее. Одним из примечательных исключений из этого правила являются радиочастотные усилители (рисунок ниже) с небольшими трансформаторами связи, имеющими воздушные сердечники (что делает их невосприимчивыми к эффектам насыщения), которые являются частью резонансной системы для блокировки частот нежелательных гармоник от перехода на следующие каскады. Использование резонансных схем предполагает, что частота сигнала остается постоянной, что характерно для радиосхем. Кроме того, эффект «маховика» LC-контуров позволяет работать для большей эффективности в классе C.

Пример трансформаторной связи в 3-х каскадном резонансном радиочастотном усилителе

Обратите внимание на трансформаторную связь между транзисторами Q1, Q2, Q3 и Q4 в схеме Regency TR1 в главе 9. Три трансформатора промежуточной частоты (ПЧ) в пунктирных прямоугольниках проводят сигнал ПЧ от коллектора к базе следующего транзистора усилителя ПЧ. Усилители промежуточной частоты представляют собой радиочастотные усилители, хотя и на частоте, отличающейся от той, что подается на антенный РЧ (RF) вход.

Сказав всё это, следует упомянуть, что в многокаскадной схеме транзисторного усилителя возможно использование прямого соединения. В тех случаях, когда усилитель, как ожидается, будет обрабатывать сигналы постоянного тока, это единственная альтернатива.

Тенденция электроники к более широкому использованию интегральных микросхем стимулировала использование прямого соединения, вместо емкостной и трансформаторной связи. Единственным легко производимым компонентом интегральной схемы является транзистор. Могут также производиться стабильные резисторы. Хотя транзисторы всё же предпочтительнее. Возможны и интегральные конденсаторы, но только на несколько десятков пикофарад. Большие конденсаторы «не интегрируемы». При необходимости они могут использоваться в качестве внешних компонентов. То же самое касается и трансформаторов. Поскольку интегральные транзисторы являются недорогими, то ими по максимуму заменяются проблемные конденсаторы и трансформаторы. В микросхемах, как можно больше, используются прямые соединения. Если это необходимо, то при конструировании микросхем учитываются внешние конденсаторы и трансформаторы. Результатом этого является то, что современный радиоприемник на микросхеме (смотрите главу 9) совсем не похож на первоначальный радиоприемник Regency TR1 (глава 9).

Даже дискретные транзисторы недороги по сравнению с трансформаторами. Громоздкие аудиотрансформаторы могут быть заменены транзисторами. Например, схема с общим коллектором (эмиттерный повторитель) может служить для согласования выходного импеданса с такой низкоомной нагрузкой, как динамик. Также большие конденсаторы связи возможно заменить на транзисторные схемы.

Мы по-прежнему хотели бы проиллюстрировать текст с помощью аудиоусилителей с трансформаторной связью. Эти схемы просты. В них небольшое количество компонентов. И эти схемы хорошо подходят для обучения – они просты для понимания.

Схема на рисунке ниже (a) представляет собой упрощенную схему двухтактного аудиоусилителя с трансформаторной связью. В двухтактных парах транзисторы поочередно усиливают положительную и отрицательную составляющие входного сигнала. При отсутствии сигнала на входе ни один из транзисторов не проводит электрический ток. Положительный входной сигнал даст положительный сигнал на верхнем конце вторичной обмотки входного трансформатора, что заставит верхний транзистор проводить электрический ток. Отрицательный сигнал на входе создаст положительный сигнал на нижнем конце вторичной обмотки входного трансформатора, который приведет нижний транзистор в режим проводимости. Таким образом, транзисторы усиливают чередующиеся полупериоды сигнала. Как показано на рисунке ниже (a), ни один из транзисторов не будет проводить ток при входном сигнале ниже 0,7 В(пик). Практическая схема соединяет среднюю точку на вторичной обмотке не с корпусом, а с резисторным делителем напряжения на 0,7 В (или выше), чтобы перевести оба транзистора с помощью смещения в класс B.

(a) Двухтактный усилитель с трансформаторной связью. (b) Усилитель на комплементарной паре с прямым соединением заменяет трансформаторы на транзисторы.

Схема на рисунке выше (b) – это современная версия, которая заменяет трансформаторы на транзисторы. Транзисторы Q1 и Q2 являются усилителями с общими эмиттерами, инвертирующими усиленный сигнал от базы к коллектору. Транзисторы Q3 и Q4 известны как комплементарная пара, потому что эти транзисторы NPN и PNP усиливают чередующиеся полуволны сигнала (положительную и отрицательную, соответственно). Параллельное соединение баз позволяет получить фазовое разделение без входного трансформатора (как на рисунке (a)). Громкоговоритель является эмиттерной нагрузкой Q3 и Q4. Параллельное соединение эмиттеров NPN и PNP транзисторов исключает необходимость в выходном трансформаторе со средней точкой (как на рисунке (a)). Низкий выходное сопротивление эмиттерного повторителя служит для согласования 8-омного сопротивления динамика с предыдущим каскадом с общим эмиттером. Таким образом, недорогие транзисторы заменяют собой трансформаторы. Полную схему смотрите схему аудио усилителя 3 Вт с комплементарной симметрией и прямой связью в главе 9.

Подведем итоги:

• Емкостная связь на входе усилителя действует как фильтр верхних частот. Это приводит к тому, что на более низких частотах входного сигнала коэффициент усиления по напряжению усилителя уменьшается. Усилители с емкостной связью практически не реагируют на входные сигналы постоянного тока.
• Прямое соединение с последовательным резистором вместо последовательного конденсатора устраняет проблему частотно-зависимого усиления, но имеет недостаток – уменьшение усиления для всех частот сигнала за счет ослабления входного сигнала.
• Трансформаторы и конденсаторы могут использоваться для соединения выхода усилителя и нагрузки, чтобы исключить попадание на нагрузку постоянного напряжения. Многокаскадные усилители часто используют емкостную связь между каскадами, чтобы устранить проблемы влияния смещения одного каскада на смещение следующего.

Оригинал статьи:

• Input and Output Coupling

Теги

Биполярный транзисторГальваническая развязкаДвухтактный усилительЕмкостная связьОбучениеРазвязкаТрансформаторная развязкаТрансформаторная связьУсилитель на комплементарной пареЭлектроника

Назад

Оглавление

Вперед

трансформатор — LC-фильтр для инвертора

\$\начало группы\$

Я разрабатываю инвертор мощностью 1500 Вт. С входным напряжением 24 В постоянного тока и выходным напряжением 220 В переменного тока, 60 Гц. В настоящее время у меня есть топология, показанная в схеме 1. Это приводит к прямоугольной волне с частотой 60 Гц. Но мне нужно, чтобы на выходе была чистая синусоида с частотой 60 Гц. МОП-транзисторы M1 и M2 управляются с частотой 60 Гц с помощью ШИМ и НЕ_ШИМ. Чтобы получить на выходе чистую синусоиду, я подумал об использовании LC-фильтра, как показано на схеме 2. Я начал с попытки вычислить значения L и C через:

 F=1/2*pi*sqrt(LC).
 

Однако значения, которые я получил для L, учитывая значение емкости 10 мкФ и F = 60 Гц, не привели к синусоиде.

Я неправильно выбрал частоту среза?

Я знаю, что режим переключения мосфетов должен быть SPWM с высокой частотой, но в данный момент у меня нет возможности это изменить. Я должен заставить это работать с переключением переключателей на 60 Гц с использованием LC-фильтра.

^{смоделируйте эту схему – Схема создана с помощью CircuitLab}

^{смоделировать эту схему}

РЕДАКТИРОВАТЬ

Я хотел бы сказать вам, что мне удалось сделать свой проект. Но нужно было изменить топологию проекта. Я решил использовать полный мост, а не двухтактный. Чтобы создать синусоиду, я использую синусоидальный ШИМ-сигнал (с переменной скважностью) и с частотной модуляцией на частоте 60 Гц.

Результаты на изображении ниже.

^{имитация этой схемы}

• трансформатор
• силовая электроника
• фильтр
• инвертор

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

МОП-транзисторы M1 и M2 управляются с частотой 60 Гц с помощью PWM и NOT_PWM.

Нет, он не будет работать очень хорошо, если нагрузка не будет постоянной, и, следовательно, можно контролировать добротность при резонансе, чтобы не вызывать больших реактивных токов (приводящих к серьезным искажениям), а также не создавать массивных выходных перенапряжений из-за несоответствующая легкая нагрузка.

Таким образом, даже если вы получили правильную нагрузку и успешно настроили L и C для получения добротности от низкой до средней на частоте 60 Гц, вы обнаружите, что не можете использовать управление широтно-импульсной модуляцией из-за как устроен двухтактный привод на выходе.

Ваши сигналы никогда не могут быть чисто \$PWM\$ и \$\overline{PWM}\$, если рабочий цикл не составляет 50% в этом типе схемы; это должно быть более сложным, чем это, чтобы гарантировать, что вы не приведете сердечник трансформатора к сильному насыщению.

Мой вам совет: стисните зубы и спроектируйте его правильно (высокочастотный ШИМ), потому что попытка настройки на частоте 60 Гц (совпадающей с частотой управляющих напряжений MOSFET) закончится большим количеством дыма и разочарованием.

Вот почему мы используем режим ШИМ с более высокой частотой; тогда LC-фильтры имеют частоту среза, которая находится между 60 Гц и частотой переключения, и по своей сути не вызывают проблем, упомянутых выше.

\$\конечная группа\$

5

\$\начало группы\$

Фильтрация сетевых частот (50-60Гц) требует тяжелого железа, особенно при таких достаточно высоких уровнях мощности. В общем, вы бы сделали это только в том случае, если бы проектировали схему на электронных лампах старой школы, где последовательное регулирование напряжения для уменьшения пульсаций было дорогим и тратило много энергии впустую. В полупроводниковых схемах в этом нет необходимости.

Все, что вам нужно сделать, это сгенерировать синусоидальный сигнал ШИМ на гораздо более высокой несущей частоте, пропустить его через небольшой высокочастотный трансформатор, а затем использовать синхронный выпрямитель, включенный на частоте сети, для восстановления синусоидального сигнала на выходе. Инверторный трансформатор мощностью 1500 Вт для частоты переключения 1 МГц легко умещается на ладони и не имеет большого веса. Вы можете намотать его самостоятельно литцендратом.

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Я быстро смоделировал в LTSpice LC-цепь с нагрузкой 500 Ом, управляемую «модифицированной синусоидой», состоящей из 150-вольтовых импульсов длительностью 8 мс с периодом 20 мс для частоты 50 Гц. Я использовал катушку индуктивности 100 мГн и конденсатор 33 мкФ. X(L) составляет 34 Ом, а X(C) составляет 96,4 Ом при 50 Гц. Синусоидальное напряжение составляет около 170 VRMS.

Конденсатор емкостью 100 мкФ делает цепь резонансной, поэтому будьте осторожны при построении такой резонансной цепи. Он стабилизируется на уровне около 1000 VRMS!

\$\конечная группа\$

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

. Низкочастотный фильтр

— какой импеданс нагрузки использовать для LC-фильтра перед трансформатором?

спросил 8 лет, 7 месяцев назад

Изменено 8 лет, 7 месяцев назад

Просмотрено 2к раз

\$\начало группы\$

У меня есть схема инвертора, в которой я хочу отфильтровать выходной сигнал с помощью LC-фильтра. Допустим, основной компонент, который мне нужен, это 60 Гц.

При разработке низкочастотного LC-фильтра мне необходимо использовать импеданс нагрузки. В данном случае это 100 Ом, и он находится на высокой стороне трансформатора. LC-фильтр будет на нижней стороне трансформатора.

Должен ли я использовать значение импеданса со стороны высокого уровня в моих расчетах нижних частот LC или я должен использовать эквивалентный импеданс, который будет виден со стороны низкого уровня для расчетов нижних частот LC?

Ниже показан пример схемы.