Мощные моп транзисторы. Мощные МОП-транзисторы 2П7160: характеристики и применение в современной электронике

Какие основные параметры имеют мощные МОП-транзисторы 2П7160. Где они применяются. Каковы их преимущества перед другими типами транзисторов. Как правильно выбрать и использовать МОП-транзисторы 2П7160 в электронных схемах.

Основные характеристики мощных МОП-транзисторов 2П7160

Мощные МОП-транзисторы серии 2П7160 представляют собой современные полупроводниковые приборы, обладающие рядом важных преимуществ:

• Высокое рабочее напряжение — до 600 В
• Большой максимальный ток — до 70 А
• Низкое сопротивление открытого канала — от 0,006 Ом
• Высокая допустимая мощность рассеяния — до 150 Вт
• Металлостеклянный корпус, обеспечивающий надежную герметизацию
• Приемка «ВП» для применения в ответственной аппаратуре

Транзисторы 2П7160 выпускаются в нескольких модификациях, различающихся максимальным напряжением сток-исток, током и мощностью. Это позволяет подобрать оптимальный вариант для конкретной задачи.

Области применения МОП-транзисторов 2П7160

Благодаря своим характеристикам, мощные МОП-транзисторы 2П7160 находят широкое применение в различных областях современной электроники:

• Импульсные источники питания
• Преобразователи напряжения
• Драйверы электродвигателей
• Системы управления солнечными батареями
• Устройства коммутации в многоканальных системах
• Аппаратура специального назначения
• Космическая и авиационная техника

Высокая надежность и стойкость к внешним воздействиям делают эти транзисторы особенно востребованными в ответственных применениях, где требуется длительный срок службы.

Преимущества МОП-транзисторов 2П7160 перед биполярными приборами

По сравнению с биполярными транзисторами, МОП-транзисторы серии 2П7160 обладают рядом важных преимуществ:

• Управление напряжением, а не током
• Отсутствие эффекта накопления заряда
• Более высокое быстродействие
• Меньшие потери на управление
• Более высокая устойчивость к пробою
• Возможность параллельного включения

Эти свойства позволяют создавать на основе МОП-транзисторов 2П7160 более эффективные и надежные схемы, особенно работающие в импульсном режиме на высоких частотах.

Особенности применения МОП-транзисторов 2П7160

При использовании мощных МОП-транзисторов 2П7160 в электронных устройствах следует учитывать некоторые их особенности:

• Чувствительность к статическому электричеству
• Необходимость защиты затвора от перенапряжений
• Важность правильного теплоотвода
• Зависимость параметров от температуры

Соблюдение рекомендаций производителя по применению позволяет в полной мере реализовать высокие характеристики этих транзисторов и обеспечить надежную работу устройств на их основе.

Сравнение МОП-транзисторов 2П7160 с аналогами

Мощные МОП-транзисторы 2П7160 по своим параметрам не уступают, а по некоторым характеристикам превосходят зарубежные аналоги. Рассмотрим сравнение с популярными транзисторами IRFP460:

• Максимальное напряжение сток-исток: 2П7160 — до 600 В, IRFP460 — 500 В
• Максимальный постоянный ток стока: 2П7160 — до 46 А, IRFP460 — 20 А
• Сопротивление открытого канала: 2П7160 — от 0,006 Ом, IRFP460 — 0,27 Ом
• Максимальная рассеиваемая мощность: 2П7160 — до 150 Вт, IRFP460 — 280 Вт

Как видно, отечественные транзисторы 2П7160 имеют преимущества по ключевым параметрам, что позволяет эффективно применять их в современных разработках.

Рекомендации по выбору МОП-транзисторов 2П7160

При выборе конкретного типа МОП-транзистора 2П7160 для применения в электронном устройстве следует учитывать следующие факторы:

• Максимальное рабочее напряжение в схеме
• Требуемый рабочий ток
• Частота коммутации
• Допустимые потери мощности
• Условия охлаждения
• Требования по надежности

Правильный выбор транзистора с запасом по основным параметрам позволит обеспечить надежную работу устройства в течение длительного срока. При необходимости можно использовать параллельное включение нескольких транзисторов для увеличения рабочего тока.

Особенности монтажа МОП-транзисторов 2П7160

При монтаже мощных МОП-транзисторов 2П7160 на печатную плату или радиатор необходимо соблюдать следующие правила:

• Использовать антистатические меры защиты
• Обеспечить надежный тепловой контакт с радиатором
• Применять теплопроводящую пасту
• Не превышать допустимый момент затяжки крепежа
• Использовать качественный паяльный инструмент

Правильный монтаж транзисторов позволит реализовать их высокие характеристики и обеспечить долговременную надежную работу устройства. Особое внимание следует уделить качеству теплоотвода при работе на больших токах.

Перспективы развития мощных МОП-транзисторов

Технология мощных МОП-транзисторов продолжает активно развиваться. Основные направления совершенствования включают:

• Снижение сопротивления открытого канала
• Увеличение плотности тока
• Повышение рабочих напряжений
• Улучшение частотных свойств
• Повышение стойкости к внешним воздействиям

Это позволит в будущем создавать еще более эффективные и надежные электронные устройства на основе МОП-транзисторов. Транзисторы серии 2П7160 уже сейчас обеспечивают характеристики на уровне лучших мировых образцов.

Мощные полевые транзисторы 2П7160 АЕЯР.432140.374ТУ в металлостеклянных корпусах с приемкой ВП

Мощные переключательные МОП транзисторы с n-каналом используются в различных областях электронной техники: устройствах коммутации многоканальных систем, вторичных источниках питания, схемах управления электродвигателями, системах терморегулирования и приводах солнечных батарей, космических аппаратах и другой специальной аппаратуре.

Транзисторы обладают повышенной стойкостью к воздействиям спецфакторов.

МОП транзисторы изготавливаются в плоских металлостеклянных корпусах с планарными выводами КТ-97A, КТ-97B, КТ-97C. Масса транзистора в корпусе КТ-97A — 5 г, КТ-97B — 8,5 г, КТ-97C — 10 г.

Основные электрические параметры

Наимено­вание изделия	Тип корпуса	Покры­тие кор­пуса	UСИ max, B	IС max, A	IС(И) max, A	RСИ отк, Ом	PС max, Вт
2П7160А 2П7160А1	КТ-97C	Au Ni	30	46	70	0,006 (IС = 20 А, UЗИ = 12 В)	125
2П7160Б 2П7160Б1	КТ-97A	Au Ni	100	20	50	0,048 (IС = 15 А, UЗИ = 10 В)	75
2П7160В 2П7160В1	КТ-97B	Au Ni	200	35	70	0,080 (IС = 12 А, UЗИ = 10 В)	125
2П7160Г 2П7160Г1	КТ-97C	Au Ni	400	23	46	0,200 (IС = 10 А, UЗИ = 10 В)	150
2П7160Д 2П7160Д1	КТ-97C	Au Ni	500	20	46	0,230 (IС = 10 А, UЗИ = 10 В)	150
2П7160Е 2П7160Е1	КТ-97B	Au Ni	60	35	70	0,008 (IС = 15 А, UЗИ = 10 В)	150
2П7160Ж 2П7160Ж1	КТ-97A	Au Ni	100	20	50	0,036 (IС = 15 А, UЗИ = 10 В)	100
2П7160И 2П7160И1	КТ-97C	Au Ni	200	35	70	0,055 (IС = 12 А, UЗИ = 10 В)	150
2П7160К 2П7160К1	КТ-97C	Au Ni	600	20	46	0,270 (IС = 10 А, UЗИ = 10 В)	150

Каждый типономинал содержит две группы вариантов исполнения:

• вариант исполнения в корпусах с покрытием на основе золота;
• вариант исполнения в корпусах с покрытием на основе никеля (в окончании обозначения типономинала цифра «1».

Условное обозначение транзисторов при заказе и в конструкторской документации другой продукции:

Транзистор 2П7160А АЕЯР.432140.374ТУ.

Транзистор 2П7160А1 АЕЯР.432140.374ТУ.

Транзистор рекомендуется прижать к теплоотводу прижимом.

Рекомендуемый крутящий момент не более 28 Н·см для корпуса КТ-97А, не более 36 Н·смдля корпуса КТ-97В, не более 48 Н·см для корпуса КТ-97С.

Для улучшения теплового контакта рекомендуется наносить на нижнее основание корпуса транзисторов пасту типа КПТ-8 ГОСТ 19783-74.

Технология PT IGBT компании APT против мощных полевых МОП транзисторов

В данной статье приводится сравнение динамических характеристик, потерь на переключение и проводимости мощных полевых МОП транзисторов и биполярных транзисторов с изолированным затвором PT (Punch Through) новой технологии IGBT Advanced Power Technology Power MOS 7®. Также рассматривается использование последних в некоторых типовых, наиболее распространенных схемах включения.

О компании Advanced Power Technology

Компания Advanced Power Technology (APT) является признанным лидером в разработке и производстве высококачественных силовых полупроводниковых приборов. Диапазон продукции Advanced Power Technology достаточно широк и объединяет в себе различные направления. Это и дискретные устройства – биполярные транзисторы с изолированным затвором, мощные полевые транзисторы, диоды на основе барьера Шоттки и диоды с быстрым восстановлением; и модульные сборки на основе кристаллов дискретных элементов. Кроме того, APT выпускает устройства с повышенными эксплуатационными характеристиками для военной и аэрокосмической промышленности и мощные высокочастотные транзисторы.

Сегодня мы постараемся поподробнее рассмотреть одно из направлений силовых полупроводниковых приборов – линию дискретных биполярных транзисторов с изолированным затвором РТ IGBT, выполненных по новой технологии Advanced Power Technology Power MOS 7®.

Структура РТ IGBT

Всем известно, что биполярные транзисторы с изолированным затвором обладают преимуществами легкого управления полевых МОП транзисторов и низкими потерями проводимости, характерными для биполярных транзисторов. Традиционно IGBT используют в применениях, где необходимо работать с высокими токами и напряжениями. Сегодня Advanced Power Technology представляет новое поколение РТ IGBT, которое позволяет сбалансировать потери на переключение и проводимости, и использовать биполярные транзисторы с изолированным затвором в области высоких частот, где обычно применяются полевые МОП транзисторы, одновременно обеспечивая высокий КПД.

Общая структура РТ IGBT представлена на рис. 1. Как видно из рисунка, структура РТ IGBT практически идентична структуре других топологий биполярных транзисторов с изолированным затвором.

Рис. 1. Структура РТ IGBT.

 

Особенностью структуры РТ IGBT является наличие комбинации инжектирующего слоя p+ и буферного слоя n+. Благодаря высокой инжектирующей способности слоя p+, буферный слой контролирует коэффициент передачи транзистора при помощи ограничения числа дырок, которые были изначально введены в область дрейфа. В связи с тем, что время жизни неосновных носителей в буферном слое намного ниже, чем в области дрейфа, буферный слой поглощает захваченные дырки в момент выключения.

В дополнение к работе буферного слоя n+, «хвостовой» ток в PT IGBT контролируется ограничением общего времени жизни неосновных носителей до того, как они рекомбинируют. Это свойство называется управлением временем жизни неосновных носителей. Облучение электронами в процессе производства создает дополнительные рекомбинационные центры во всем пространстве кристалла кремния, которые существенно уменьшают время жизни неосновных носителей и, следовательно, хвостовой ток. Дырки быстро рекомбинируют, даже при условии отсутствия напряжения в устройстве, характерного для режима мягкого переключения.

Устройства нового поколения PT IGBT Power MOS 7® выделяются среди прочих IGBT высокой скоростью переключений. Этому способствует металлическая полосковая топология затвора. В результате применения данной топологии, устройства обладают очень низким внутренним эквивалентным сопротивлением затвора (EGR), доли Ом; гораздо меньшим, чем у устройств с поликремниевым затвором. Низкое сопротивление затвора дает возможность быстрее осуществлять переключения и, следовательно, уменьшить потери. Полосковая металлическая топология обеспечивает равномерное и быстрое возбуждение затвора, уменьшая нагрев при переходных процессах и повышая надежность. И наконец, полосковая структура затвора более устойчива к дефектам, которые неизбежно возникают во время производства, и улучшает выносливость и надежность устройства, особенно в режиме работы транзистора при высоком токе и высокой температуре.

Управление PT IGBT Power MOS 7® очень похоже на управление традиционными полевыми МОП транзисторами. При прямой замене полевых транзисторов устройствами PT IGBT Power MOS 7® в высокочастотных применениях, можно использовать те же уровни, даже если они составляют всего 10В. Хотя, в этих случаях, рекомендуемые значения управляющего напряжения затвора, для уменьшения потерь при включении, составляет 12 – 15В, как для биполярных транзисторов с изолированным затвором, так и для полевых МОП транзисторов.

Потери на переключение и потери проводимости.

Динамические характеристики включения биполярных транзисторов с изолированным затвором практически идентичны характеристикам полевых МОП транзисторов. При выключении, есть различия, связанные с наличием хвостового тока. Подавить хвостовой ток полностью не удается, и поэтому у IGBT импульсная энергия выключения намного больше энергии включения. Стремление получить высокие динамические характеристики и сокращение потерь на переключение приводит к росту потерь проводимости, поэтому перед разработчиками часто стоит проблема выбора оптимального соотношения. Чтобы уменьшить потери проводимости, импульсная энергия должна увеличиваться и наоборот, а снижение напряжения приводит к росту потерь на переключение.

Рис. 2. Зависимость импульсной энергии Eoff от напряжения VCE(on).

На рисунке 2 изображён выбор оптимального соотношения между импульсной энергией выключения Еoff и напряжением коллектор-эмиттер в открытом состоянии транзистора VCE(on). Представлены зависимости для двух поколений IGBT: характеристика предыдущего поколения IGBT и характеристика нового поколения Advanced Power Technology РТ IGBT Power MOS 7®. При использовании устройств нового поколения РТ IGBT удается снизить энергию выключения на 30-50% без значительного увеличения VCE(on). Результатом этого является повышение КПД в импульсных источниках питания, использующих PT IGBT новой технологии Advanced Power Technology Power MOS 7®.

Рабочие частоты и токи

Одним из самых удобных методов сравнения производительности различных устройств, таких, например, как IGBT и полевые МОП транзисторы, является зависимость рабочей частоты от тока. Удобство метода заключается в том, что можно увидеть не только потери проводимости, но и потери на переключение, и оценить тепловое сопротивление.

На рисунке 3 изображены кривые зависимости частоты и тока для трех устройств: одного PT IGBT и двух мощных полевых МОП транзисторов. Все три устройства являются устройствами нового поколения Power MOS 7® производства АРТ.

Рис. 3. Зависимость рабочей частоты от тока

 

АРТ30GP60В – это биполярный транзистор с изолированным затвором нового семейства PT IGBT Power MOS 7®, с рабочим напряжением 600В и номинальным значением прямого тока IC2 = 49А в корпусе ТО-247. Устройства АРТ6038ВLL и АРТ6010В2LL – это полевые МОП транзисторы APT Power MOS 7®, с рабочим напряжением 600В и номинальными значениями прямых токов ID = 17 и 54А соответственно. Транзистор АРТ6038ВLL выполнен в корпусе ТО-247, а АРТ6010В2LL в корпусе Т-МАХ (схожий с ТО-247).

В качестве условий тестирования были выбраны следующие параметры: режим жесткого переключения с индуктивной нагрузкой, рабочее напряжение 400В, температура перехода Tj=175С, температура корпуса TC=75С, рабочий цикл 50% и общее сопротивление затвора 5 Ом. Совместно с каждым устройством использовался диод сверхбыстрого восстановления на 15А, 600В в качестве фиксирующего диода. Тестируемая схема представляла собой типовую топологию для индуктивных нагрузок.
Устройства АРТ30GP60В и АРТ6038ВLL имеют одинаковые размеры кристалла, а размер кристалла АРТ6010В2LL примерно в 3 раза больше. Обычно, стоимость устройства зависит от площади кристалла, поэтому устройства с требуемыми характеристиками построенные на меньшем по площади кристалле, стоят, как правило, дешевле.

Предположим, что нам необходимо обеспечить импульсный ток 8А на частоте 200кГц. Исходя из зависимостей на рис. 3, становится ясно, что полевой МОП транзистор АРТ6038ВLL – наилучший выбор, т. к. он может работать со значительно большими частотами, чем другие устройства. Теперь предположим, что требуется обеспечить ток 20А на частоте 200кГц. Такой ток будет способен обеспечить как PT IGBT АРТ30GP60В, так и полевой МОП транзистор АРТ6010В2LL. Однако PT IGBT АРТ30GP60В будет стоить в три раза меньше, чем транзистор АРТ6010В2LL, в связи с уменьшенным размером кристалла. Полевой МОП транзистор АРТ6038ВLL полностью отпадает. При токе свыше 37А, PT IGBT имеет все преимущества, даже не смотря на то, что обладает меньшим размером кристалла; при таких рабочих частотах температура перехода IGBT будет ниже, чем у полевого МОП транзистора. Этот пример идет вразрез с общепринятым мнением, что полевые МОП транзисторы всегда работают эффективнее, чем IGBT, и высокая эффективность подразумевает высокую стоимость.

Для более корректного анализа стоит сделать еще несколько замечаний.

Во-первых, значение прямого тока ID полевого МОП транзистора АРТ6038ВLL составляет 17А, но в нашем случае этот транзистор вряд ли сможет обеспечить ток более 10 А. При других условиях, таких, например, как короткий рабочий цикл, транзистор сможет обеспечить прямой ток близкий к номинальному значению. Номинальное значение прямого тока не может показать нам реальное значение тока для нашего применения, т.к. измеряется оно в непрерывном режиме (без потерь на переключение) и при определенной температуре. В основном номинальное значение прямого тока показывает относительную величину тока и потери проводимости в устройстве.

Во-вторых, общее сравнение показывает, что значение прямого тока ID полевого МОП транзистора АРТ6010В2LL (при непрерывном режиме с температурой корпуса 25С) близко к значению прямого тока IC2 IGBT АРТ30GP60В (при непрерывном режиме с температурой корпуса 110С), 54 и 49 А соответственно. Эти характеристики весьма схожи между собой, производительность этих двух устройств тоже практически одинаковая. Оба устройства могут работать на частоте 200кГц при рабочих токах в половину меньших номинальных значений тока.

В-третьих, биполярные транзисторы обладают большей плотностью тока, чем полевые МОП транзисторы, благодаря чему IGBT используют кристаллы меньшего размера с тем же уровнем мощности, что и МОП транзисторы. Из-за значительного увеличения сопротивления в открытом состоянии, полевые МОП транзисторы обладают гораздо меньшей плотностью тока при рабочих напряжениях свыше 300В. И здесь гораздо целесообразнее использовать IGBT.

В завершении, надо отметить что необходимо понимание относительной эффективности того или иного устройства при применении в различных условиях. На высоких частотах и сравнительно низких токах, предпочтение отдается, как правило, полевым МОП транзисторам (или же РТ IGBT малых размеров). IGBT является лучшим решением в применениях, где требуется больший ток, так как потери проводимости умеренно увеличиваются с увеличением тока, в то время как значения потерь проводимости мощного полевого МОП транзистора пропорциональны квадрату значения тока. В большинстве частотных и токовых диапазонов могут применяться различные устройства, однако, последнее поколение PT IGBT Power MOS 7® выступает как самое недорогое решение для разработчиков.

Температурные эффекты

Скорость включения в импульсном режиме работы и потери для биполярных транзисторов с изолированным затвором и полевых МОП транзисторов практически не зависят от температуры. Между тем, в режиме жесткого переключения, обратный ток восстановления диода увеличивается с увеличением температуры, что увеличивает потери на переключение. Скорость выключения полевых МОП транзисторов также, в сущности, не связана с температурой, но скорость выключения IGBT ухудшается и потери на переключение, соответственно, увеличиваются с ростом температуры. Тем не менее в транзисторах PT IGBT Power MOS 7® потери сохраняются практически на прежнем уровне, благодаря контролю над временем жизни неосновных носителей.

Одним из основных недостатков обычных IGBT-транзисторов является отрицательный температурный коэффициент (ТК) по напряжению насыщения (VCE(on)), что нарушает баланс токов при параллельном соединении транзисторов.

На рис.4 представлены зависимости, характеризующие температурный коэффициент IGBT APT65GP60B2.

Рис. 4. Температурный коэффициент IGBT APT65GP60B2

 

Из рисунка 4 видно, что температурный коэффициент слегка меняется в зависимости от тока коллектора, от отрицательного значения при токе меньше 65А (нулевому ТК соответствует ток 75А на рис. не показан) до положительного при токе большем 75А. На это свойство специально был сделан упор при разработке PT IGBT Advanced Power Technology Power MOS 7® нового поколения. Данное свойство позволяет достаточно просто осуществлять параллельное включение устройств.

В отличие от PT IGBT полевые МОП транзисторы обладают жестким положительным температурным коэффициентом, что приводит к потере проводимости при соединении более чем двух устройств, при условии их работы в температурном диапазоне 25-125С.

Применение в системах импульсных источников питания (SMPS).
Усилительный преобразователь в режиме жесткого переключения.

Рис. 5. Исполнение в схеме SMPS. Зависимость частоты усиления от тока.

 

На рис 5. дано сравнение зависимостей рабочей частоты и прямого тока устройств PT IGBT АРТ15GP60В (IC2 = 27А) и полевого МОП транзистора АРТ6029BLL (ID = 21А). Условия были выбраны те же, что и ранее: режим жесткого переключения с индуктивной нагрузкой, рабочее напряжение 400В, температура перехода Tj=175?С, температура корпуса TC=75С, рабочий цикл 50% и общее сопротивление затвора 5 Ом. Совместно с каждым устройством использовался диод сверхбыстрого восстановления на 15А, 600В в качестве фиксирующего диода. Из приведенных зависимостей видно, что каждое устройство может работать с частотой 200 кГц и током 14 А. При более высоких токах, более привлекательной альтернативой является использование IGBT, т.к. при этом его рабочая частота выше, чем полевого МОП транзистора. IGBT АРТ15GP60В обладает меньшими размерами кристалла, и соответственно дешевле. При значениях тока ниже 14А, полевой МОП транзистор может работать с более высокой частотой, и это означает, что использование полевого МОП транзистора в этих условиях эффективнее, чем использование IGBT.

Фазосдвигающий мост

На рисунке 6 приведена зависимость максимальной рабочей частоты и тока для устройств, схожих с предыдущими. АРТ6029BFLL – это транзистор из семейства FREDFET (полевой МОП транзистор со встроенным быстрым диодом) и АРТ15GP60BDF1 – COMBI IGBT (IGBT со встроенным диодом быстрого восстановления). Оба устройства могут использоваться в построении мостовых схем.

Рис. 6. Зависимость рабочей частоты от тока для фазосдвигающего моста

 

Анализируемая схема представляет собой ключ нулевого напряжения, что характерно для режима жесткого переключения. Из рисунка 6 видно, что кривые зависимости частоты от тока просто смещены в область более высоких значений тока, если сравнивать с рисунком 5 для усилительного преобразователя в режиме жесткого переключения. На самом деле необходимо отметить, что кривые IGBT смещены дальше, чем кривые полевого МОП транзистора. Это обусловлено тем, что IGBT обладает меньшими потерями проводимости, чем полевой МОП транзистор. При рабочем токе свыше 13А, основные потери полевого МОП транзистора обусловлены потерями проводимости. При значении тока 15А, у полевого МОП транзистора АРТ6029BLF теряется 75 Вт мощности в связи с потерями проводимости, в то время как у PT IGBT АРТ15GP60BDF1 около 14 Вт. Потери на переключение преобладают над потерями проводимости IGBT вплоть до уровня рабочего тока 40А. При токе свыше 40А, потери проводимости IGBT становятся больше чем потери на переключение.

Когда значение рабочей частоты ниже 300кГц, IGBT обладает преимуществом режима мягкого включения в схеме фазосдвигающего моста, т.к. допустимое максимальное значение рабочего тока больше, чем у полевого МОП транзистора. Малые потери на переключение IGBT в результате мягкого переключения, дополнены малыми потерями проводимости. Таким образом, семейство Power MOS 7® PT IGBT находит свое применение как в схемах мягкого, так и жесткого переключения.

Заключение.

Новое поколение транзисторов с изолированным затвором Advanced Power Technology PT IGBT Power MOS 7® обладает совокупностью значительно улучшенных динамических характеристик, малыми потерями проводимости и универсальной способностью мягкого переключения. Дополнив эти преимущества немаловажным фактором – невысокой стоимостью – новое поколение транзисторов PT IGBT Power MOS 7® действительно может заменить полевые МОП транзисторы в применениях импульсного электропитания. Теперь уже трудно сказать, насколько долго продержаться высоковольтные полевые МОП транзисторы в составе устройств питания. Скорее всего, в будущем, биполярные транзисторы с изолированным затвором займут их место.

Литература:

Application Note — APT0302: “Latest Technology PT IGBTs vs. Power MOSFETs”

Скачать в PDF

[PDF] Расчет надежных транзисторов для повышения производительности цифровых схем с использованием алгоритмов оптимизации

• title={Надежный размер транзистора для улучшения характеристик цифровых схем с использованием алгоритмов оптимизации}, автор={Пратик Гупта и Харшини Мандадапу и Шириша Гуришетти и Зия Аббас}, журнал = {20-й Международный симпозиум по качественному электронному дизайну (ISQED)}, год = {2019}, страницы = {85-91} }
  • Пратик Гупта, Харшини Мандадапу, Зия Аббас
  • Опубликовано 1 марта 2019 г. полученные с использованием алгоритма имитации отжига и алгоритма искусственной пчелиной колонии, и их результаты были сравнены с номинальными результатами для различных наноразмерных цифровых схем CMOS. Цель состоит в том, чтобы свести к минимуму мощность утечки, сохранив при этом другие параметры производительности, такие как задержки распространения и область ограничения. Моделирование выполняется с использованием инструмента HSPICE для 45 нм и ниже с использованием Metal gate High k Predictive… 

    См. в IEEE

    web2py.iiit.ac.in

    Меметический алгоритм, основанный на алгоритме PVT, учитывающем вариации, Схема надежного определения размера транзистора для проектирования оптимальной цифровой стандартной ячейки с задержкой мощности

    В документе представлена ​​эффективная методика оптимизации КМОП на основе размера транзистора цепей для достижения маломощных, высокопроизводительных и высокопроизводительных проектных целей и разумно использует процедуру локального поиска на основе порога для улучшения конвергенции в ее присущей генетической природе.

    PVT и инвариантный подход к деградации при старении Автоматизированный подход к оптимизации маломощных высокопроизводительных СБИС на КМОП-схемах

    Мощность утечки и задержки распространения с использованием алгоритмов оптимизации, таких как оптимизация роя светлячков и генетический алгоритм выращивания соседей, оптимизированы с учетом изменений в процессе, напряжении, температуре и деградации из-за старения (PVTA), ориентированных на маломощные или высокопроизводительные приложения.

    Проектирование маломощных КМОП СБИС с использованием многокритериальной оптимизации в генетических алгоритмах

    • Махнур Магрури, М. Долатшахи

    • Информатика, инженерия

    • 2021

    Результаты проектирования, полученные с помощью предложенного алгоритма в MATLAB, очень хорошо согласуются с результатами моделирования схемы в HSPICE.

    Novel methodology to determine leakage power in standard cell library design

    • K. Charafeddine, Faissal Ouardi

    • Computer Science, Materials Science

      Heliyon

    • 2020

    Transistor Sizing based PVT-Aware Low Power Optimization using Роевой интеллект

    • P. Saha, Hema Sai Kalluru, Zia Abbas

    • Компьютерная наука

      2021 34 -я Международная конференция по дизайну VLSI и 2021 20 -я Международная конференция по встроенным системам (VLSID)

    • 2021

    . подход к определению размеров ячеек критического и некритического пути для многокаскадных CMOS-схем с использованием алгоритма интеллектуального анализа роя для улучшения общей производительности схемы за счет оптимизации характеристик отдельных базовых ячеек.

    Приблизительные вычислительные архитектуры и алгоритмы для приложений, устойчивых к ошибкам

    • Салман Ахмед, Мохаммед Салман Ахмед

    • Информатика

    • 2021

    В этой статье рассматриваются следующие основные направления: разработка эффективных вычислений и оптимизация производительности. приблизительного множителя с использованием алгоритма умножения Toom-Cook, который может дать значительное преимущество с точки зрения производительности, мощности и площади.

    ПОКАЗАНЫ 1-10 ИЗ 21 ССЫЛОК

    СОРТИРОВАТЬ ПОРелевантности Наиболее влиятельные документыНедавность

    Оптимальный размер транзистора для максимального выхода в конструкции стандартной ячейки с учетом изменений

    Применение математической оптимизации к конструкции стандартных ячеек, которые устойчивы к изменениям даже в наихудших рабочих условиях достигается оптимальный размер отдельных транзисторов в ячейке для максимизации статистического выхода.

    Транзисторный расчет пользовательских высокопроизводительных цифровых схем с учетом параметрического выхода

    Результаты показывают, что для схем, чувствительных к изменениям процесса, состоящих из тысяч независимо настраиваемых транзисторов, статистически чувствительный тюнер может дать более надежные решения с более высоким выходом по сравнению с детерминированной настройкой схемы и, таким образом, является привлекательной альтернативой методам Монте-Карло, которые обычно используются для определения размера транзисторов в таких схемах.

    Анализ рассеиваемой мощности и оптимизация цифровых КМОП-схем глубокого субмикронного размера

    В этом документе представлена ​​простая аналитическая модель для оценки рассеиваемой мощности в режиме ожидания и переключения в цифровых КМОП-схемах глубокого субмикронного размера. Модель основана на транзисторе Berkeley Short-Channel IGFET…

    Методы многокритериальной оптимизации для схем СБИС

    Различные методы предоставления аналитических моделей мощности и задержки для использования в алгоритмах оптимизации, а также класс надежных и масштабируемых методов для решения задач многокритериальной оптимизации (MOP) в представлена ​​цифровая схема.

    Анализ снижения подпороговых утечек в цифровых КМОП схемах

    • Дипаксубраманян Б.С., Нуньес А.

    • Информатика, инженерия

      2007 г. 50-й Среднезападный симпозиум по схемам и системам

    • 2007 г.

    Всесторонний обзор и анализ различных методов снижения подпороговой мощности утечки, которые применимы к современным устройствам с батарейным питанием, с акцентом на статические КМОП-схемы, показывают явный компромисс между утечкой мощность и другие рабочие параметры схемы.

    Резервный и активный контроль и минимизация токов утечки в КМОП-схемах СБИС

    Методы оптимизации схем и автоматизации проектирования введены для обеспечения контроля над утечками в КМОП-схемах, а также представлены методы активного контроля утечек.

    Схема расчета тока утечки на основе напряжения и ее применение к конструкциям наноразмерных MOSFET и FinFET со стандартными ячейками (влияние нагрузки) на токи утечки по сравнению с результатами моделирования SPICE BSIM.

    Влияние масштабирования технологии на мощность утечки в наноразмерных объемных цифровых стандартных ячейках CMOS

    • Зия Аббас, М. Оливьери

    • Информатика

      Микроэлектроника. J.

    • 2014

    Анализ геометрического и нелинейного программирования как алгоритмов оптимизации для маломощных схем СБИС

    Производительность и точность алгоритмов общего геометрического программирования (GGP) и нелинейного программирования (NLP) для оптимизации схем СБИС малой мощности, изучены и сопоставлены и показано, что алгоритм GGP с методом Logical Effort демонстрирует более высокую точность и приемлемое быстродействие по сравнению с алгоритмами NLP.

    Методы моделирования и сокращения утечки подпороговых значений

    • J. Kao, S. Narendra, A. Chandrakasan

    • Engineering

      ICCAD 2002

    • 2002

    AS AS Scales, Subthreshold Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Leakage Expentially Engemilly Engemilly Engemilly Engemilly Engember Learnly Engemilly Engember Learnliellibly. значительная часть общей рассеиваемой мощности. Инструменты САПР, помогающие моделировать подпороговые утечки и управлять ими…

    Проектирование схемы переключения транзисторов — Jotrin Electronics

    Схемы переключения транзисторов в наши дни широко распространены в схемотехнике. В классических интегральных схемах 74LS, 74ALS и других интегральных схемах используются схемы переключения транзисторов внутри, но они имеют только общие возможности управления. Схемы переключения транзисторов делятся на две основные категории: классические схемы переключения транзисторов TTL и схемы переключения ламп МОП.

    Здесь мы познакомим вас со схемами включения, в том числе схемами включения транзисторов ТТЛ, схемами управления зуммерами — пассивными зуммерами и т.д.

    1. Схемы переключения транзисторов

    Схемы переключения транзисторов ТТЛ делятся на схемы переключения слабого сигнала и схемы переключения мощности в зависимости от возможности управления. По триодному включению он делится на эмиттерную землю (триодный эмиттер ПНП подключается к источнику питания) и импульсно-следящие схемы включения.

    а. Схема включения заземления эмиттера

    Базовая схема на приведенной выше схеме немного далека от фактической расчетной схемы: из-за накопления заряда на базе триода происходит переход от в выключенное состояние (при выключении триода скорость выделения базового заряда замедляется из-за наличия резистора R1), поэтому Ic сразу не становится равной нулю). Это означает, что схема переключателя заземления эмиттера связана с временем выключения и не может быть непосредственно применена к высокочастотному переключению.

    Принцип работы: Когда транзистор внезапно открывается (внезапно скачет сигнал IN), C1 мгновенно появляется как короткое замыкание, быстро обеспечивая ток базы для транзистора, тем самым ускоряя проводимость транзистора. Когда транзистор внезапно закрывается (внезапно срабатывает сигнал IN), C1 на мгновение открывается, обеспечивая путь с низким импедансом для высвобождения заряда базы, тем самым ускоряя закрытие транзистора.

    Значение C обычно составляет от десятков до сотен пикофарад. R2 в схеме гарантирует, что транзистор останется закрытым, когда на входе IN нет высокого уровня. r4 гарантирует, что транзистор остается закрытым, когда на входе нет низкого уровня IN. r1 и r3 используются для ограничения базового тока.

    Принцип работы: Поскольку Vf диода TVS меньше, чем Vbe 0,2~0,4 В, поэтому большая часть тока базы протекает от диода, затем к триоду и, наконец, к земле, когда триод включен, поэтому ток, протекающий на базовый транзистор, мал, и накопленный заряд мал. При выключении транзистора (внезапно скачет сигнал IN) разрядный заряд становится меньше, а действие выключения естественно ускоряется.

    При проектировании реальной схемы триод Vceo и Vcbo необходимо учитывать для соответствия напряжению, а триод — для соответствия потребляемой мощности коллектора. Используйте ток нагрузки и hfe (для расчета возьмите минимальное значение hfe транзистора) для расчета сопротивления базы (оставьте запас от 0,5 до 1, умноженный на ток базы). Обратите внимание на выдерживаемое обратное напряжение специального диода.

    б. Схема включения эмиттерного повторителя

    Эмиттерный повторитель, также известный как эмиттерный повторитель, представляет собой типичный усилитель с отрицательной обратной связью. По транзисторному соединению это обычный коллекторный усилитель. Сигнал поступает с базы и выводится с эмиттера. Резистор Re, подключенный к эмиттеру транзистора, играет важную роль в схеме. Он действует как зеркало, отражая следующие характеристики выхода и входа.

    Использование входного напряжения = ube + usc. Обычно Usc > Ube, без учета Ube, usr ≈ usc. Это означает, что усиление напряжения эмиттерного ограничительного повторителя примерно равно 1, т. е. амплитуда входного напряжения примерно равна амплитуде выходного напряжения. При увеличении Usr увеличиваются и ib и, т. е. увеличивается напряжение эмиттера ue (usc). И наоборот, когда Usr уменьшается, Usc также уменьшается. Это указывает на то, что выходное напряжение находится в фазе с входным напряжением именно потому, что выходное напряжение равно входному напряжению и также находится в фазе. Выходное напряжение близко соответствует входному напряжению. Мы называем эту схему «повторителем предела излучения» со следующими характеристиками.

    Эмиттерный повторитель может получить большой выходной ток (т. е. = (1+β)ib) при малом входном токе. Поэтому он имеет функцию усиления тока и усиления мощности. Важно различать, что обычная многокаскадная схема усилителя с общим эмиттером не усиливает ток, а усиливает напряжение, в отличие от излучения.

    2. Цепь управления зуммером — пассивный зуммер

    Когда BUZZ имеет высокое напряжение, транзистор T1 (триод N-типа) открыт, и звучит зуммер.

    3. Ввод/вывод управления включением питания – с использованием транзисторов и МОП-ламп

    МОП-транзисторов: тип полевых МОП-транзисторов может быть расширенного или обедненного типа, P-канального или N-канального общего типа. Однако единственными практическими приложениями являются усовершенствованные МОП-лампы с N-каналом и P-канальные МОП-лампы, то есть NMOS и PMOS.

    Для этих двух усовершенствованных ламп MOS обычно используется NMOS, характеризующийся низким сопротивлением во включенном состоянии. Он обычно используется в импульсных источниках питания и моторных приводах.

    Состояние ON: NMOS проводит, когда Vgs больше определенного значения. Когда Vgs меньше определенного значения, работает PMOS.

    Потери при переключении: Будь то NMOS или PMOS, после проводимости возникает сопротивление проводимости, что приводит к неизбежным потерям. А сейчас сопротивление МОП-лампы во включенном состоянии обычно составляет несколько десятков мОм.

    МОП-лампа AO3401: Р-канальная трубка с полевым эффектом

    При условии: , как правило, не более -12 В может быть AO3401. Ниже приведен импеданс при различных падениях напряжения.

    
    

    Ниже приведена схема управления переключением в инженерных приложениях.

    а. Управление питанием через контакт IO — две МОП-лампы 3401

    Вот две МОП-лампы 3401 без управления переключением. Сразу после включения питания VDD равно входному напряжению. В этот момент вы можете подавать питание двумя способами. Если J5 не имеет входного напряжения, он питается от VBUS, а через F1 выводится 5В. В следующей схеме можно использовать переключатель вместо R10, Q201 всегда включен, а внутреннее падение напряжения на диоде составляет около 0,5 В.

    Примечание: Два триода ориентированы по-разному: у Q200 S слева, а D справа. Q201 имеет D слева и S справа.

    Когда J5 имеет напряжение, Q200 проводит, а Q201 также удовлетворяет условиям проводимости, напряжение составляет 0,1 В.
    

    
    

    Примечание: правая сторона VBUS отключена.

    б. Схема регулятора напряжения и регулятора напряжения на трубке МОП

    Принцип работы: VCC может поступать с левой стороны VDD5V_Control или питания порта PS2 ПК Vpc_IN. VCC использует высокое напряжение.

    Оригинальная схема.

    Левая сторона Vpc_IN питается от PS2, а правая сторона питается от VCC. когда PS2 питается, левая сторона составляет 5 В, а правая сторона составляет около 4,5 В, что может соответствовать требованиям к напряжению машины, а когда порт PS2 закрыт, машина может работать нормально.

    Чтобы уменьшить падение напряжения на PS2, можно выбрать следующую схему.

    Когда на порт PS2 подается питание, тройная трубка Q412 включена, Q411 включена, а напряжение VCC близко к Vpc_IN. В настоящее время машина использует напряжение порта PS2 (около 5 В). Когда PS2 не подключен, ток не может течь от машины к порту PS2.

    Тестовые записи с указанными выше параметрами.

    Последние две строки показывают, что: падение напряжения на диоде внутри МОП-диода составляет около 0,6 В, а ток утечки Зенера позволяет транзистору проводить ток. PN-переход может проводить около 0,6 В.

    Заключение: Входное напряжение составляет 3,3 В, и транзистор проводит, что указывает на то, что сопротивление R436 слишком велико и его необходимо уменьшить. Ток утечки стабилитрона увеличивается с увеличением входного напряжения, но когда напряжение на обоих концах достигает 3,9V ток должен превышать 1 мА.

    Чтобы обеспечить стабилизацию входного напряжения на уровне около 5В, необходимо увеличить ток и уменьшить сопротивление, а при входном напряжении ниже 4,7В триод необходимо отключить.

    Соответствует входному напряжению PS2 в [4,6-5 В] для достижения эффекта регулирования напряжения. Затем подключите большую клавиатуру к машине. Когда питание машины выходит из строя, клавиатура может работать нормально. Электроинструмент также работает нормально, когда он работает.

    Обнаружены проблемы: Проверка качества показала, что терминал не может быть выключен. Было обнаружено, что напряжение на Vpc_In остается после выключения терминала. vcc (4,84 В) проходит через Q411 и генерирует 4,8 В на Vpc_In. А падение напряжения у D405 около 0,3В. Когда Vpc_IN внезапно отключается, питание VCC включено в момент отключения, триод включен, все VCC заливается в клемму, а триод остается включенным.

    Диапазон напряжения питания PS2 определить непросто. Когда напряжение на клеммах велико, цепь является прямопроводящей. Кроме того, напряжение Vpc_IN должно быть меньше определенного значения, чтобы транзистор Q412 не открывался.

    Например, характеристики IRF530: Общий VGS принимает 12-15В, плюс-минус 20В плавает между ними.

    Но это неправильно, потому что Vgs слишком мал.

    Следующие вопросы необходимо учитывать для высоковольтного MOS микроконтроллера с ШИМ-управлением (состояние насыщенной проводимости VGS близко к 10 В).

    Преобразование уровня: Высокоуровневое выходное напряжение микроконтроллера не превышает 5В, обычно 12-15В, поэтому схема драйвера должна иметь возможность преобразования уровня.

    Преобразование фазы: МОП-транзистор, как упоминалось выше, используется в качестве инвертора, поэтому преобразование фазы основано на фазе нагрузки и выходе микроконтроллера. Если требуется, чтобы выход МОП МОП проводил, схема драйвера должна быть синфазной.

    Частота переключения: различные схемы привода имеют разные частотные характеристики. Для частоты коммутации до 1,5 м с простым триодом простая схема с автономным управлением трудно удовлетворить требованиям, поэтому необходимо выбрать специальную микросхему привода. Также обычная оптопара не может работать в состоянии переключения выше частоты десятков К. Если хотите 6N137 изолировать получше, то есть специальные с оптоизоляцией и приводной оптопарой, до 1,5М все равно не дотянуться.

    Ток привода: MOS не потребляет энергию привода в состоянии покоя, но вход является емкостным. Чтобы выполнить переключение как можно скорее, чтобы уменьшить потери при переключении, необходимо заряжать Cgs с максимальной скоростью, поэтому схема привода имеет очень важный параметр Пиковый ток привода, например 200 мА, 600 мА, 1 А, 2 А, 4 А, 6А.

    Рабочее напряжение схемы драйвера: как правило, максимальное напряжение VGS не может превышать 20 В, поэтому рабочее напряжение схемы драйвера не должно превышать 18 В. Вышеуказанная схема должна добавить 15 В; конечно, вы можете уйти от 40V.

    Проблемы с DV/DT: электромагнитные помехи увеличатся, поскольку MOS легко повреждается при высоком DV/DT. Для решения этих проблем иногда необходимо увеличить время нарастания/спада выходного сигнала схемы драйвера. Простой способ сделать это — добавить небольшой резистор между выходом драйвера и G-полюсом.

    4. Преобразование уровня сигнала

    а. Улучшение базового транзисторного ключа схемы

    Иногда установленный нами низкий уровень может не позволить транзистору выключиться, особенно когда входной уровень близок к 0,6 В. Для преодоления этого критического состояния необходимо принять корректирующие меры для убедитесь, что транзистор должен быть выключен. На следующем рисунке показана улучшенная схема, предназначенная для обоих случаев.

    Цепь слева на рисунке выше Диод включен последовательно между базой и эмиттером так, что 0,6 В увеличивает значение входного напряжения для проводимости тока базы. Таким образом, транзистор не будет проводить проводимость, даже если значение Vin близко к 0,6 В из-за неисправности источника сигнала. Поэтому переключатель может оставаться в выключенном состоянии.

    Схема в правой части приведенной выше схемы содержит вторичный отключающий резистор R2, который разработан с соответствующими значениями R1, R2 и Vin, чтобы гарантировать, что переключатель отключается при критическом входном напряжении. Как показано на диаграмме выше, R1 и R2 образуют последовательную цепь делителя напряжения до того, как переход база-эмиттер будет включен (IB0), поэтому R1 должен пропускать фиксированное (изменяющееся с Vin) напряжение. А базовое напряжение должно быть ниже значения Vin. Даже если Vin близко к пороговому значению (Vin = 0,6 В), базовое напряжение все равно будет снижено ниже 0,6 В вспомогательным отключающим резистором, подключенным к отрицательному источнику питания. Благодаря тщательному расчету номиналов резисторов R1, R2 и VBB, на базе по-прежнему будет достаточно напряжения для включения транзистора независимо от вспомогательного отключающего резистора, пока Vin находится в высоком диапазоне.

    б. Ускорительный конденсатор

    1) Резистор RB подключается параллельно ускоряющему конденсатору

    В приложениях, где требуется быстрое переключение, скорость переключения транзисторного ключа должна быть увеличена. На следующем рисунке показан распространенный метод. Этот метод работает только параллельно с резистором RB на ускоряющем конденсаторе, поэтому, когда Vin поднимается от нулевого напряжения и посылает ток на базу, конденсатор не может быть мгновенно заряжен, поэтому то же самое короткое замыкание. Однако в это время от конденсатора к базе течет кратковременный сильный ток, что ускоряет проводимость переключающей трубки. В дальнейшем, пока не завершится зарядка, конденсатор так же, как и обрыв цепи, что не влияет на нормальную работу триода.

    Как только входное напряжение падает с высокого уровня до нулевого уровня напряжения, конденсатор переключает переход база-эмиттер в обратное смещение за очень короткий период, в результате чего транзисторный переключатель быстро отключает зарядку до положительного напряжения из-за на роль левого конца конденсатора, поэтому в момент падения входного напряжения напряжение на конденсаторе не изменится мгновенно и останется на фиксированном значении, поэтому входное напряжение сразу же упадет, так что переход база-эмиттер станет с обратным смещением, быстро закрывая транзистор. Правильно подобранные ускоряющие конденсаторы могут сократить время переключения транзисторного ключа до менее чем нескольких микросекунд, а большинство ускоряющих конденсаторов имеют порядок сотен пФ.

    2) Это очень похоже на схему усилителя небольшого сигнала, только с одним выходным разделительным конденсатором меньше.

    Иногда нагрузку триодного ключа не добавляют напрямую между коллектором и блоком питания, а подключение показано на рисунке ниже. Это соединение очень похоже на схему усилителя слабого сигнала, за исключением того, что на один выходной разделительный конденсатор меньше. Это соединение противоположно обычному соединению. Когда транзистор закрыт, нагрузка включена. Когда транзистор открыт, нагрузка отключается. Эти две формы цепей распространены, и мы должны уметь их разрешать.

    Одним из наиболее распространенных применений транзисторных переключателей является управление индикаторами, которые указывают на рабочее состояние определенной точки цепи, подается ли питание на контроллер двигателя, проходит ли определенный концевой выключатель или цифровая цепь под напряжением. в высоком состоянии.

    3) Состояние выхода цифрового триггера с транзисторным ключом

    На следующем рисунке показано состояние выхода цифрового триггера с транзисторным ключом. Если выход триггера высокий (обычно 5 вольт), транзисторный переключатель проводит и оставляет световой индикатор, поэтому оператор может узнать текущую работу триггера, глядя на свет без необходимости его обнаруживать. с метром.

    Иногда мощность выходного тока источника сигнала (например, триггера) слишком мала для управления транзисторным ключом. В это время, чтобы избежать перегрузки источника сигнала и неправильной работы, необходимо использовать усовершенствованную схему, показанную ниже. Когда на выходе высокий уровень, сначала управляйте эмиттером с помощью транзистора Q1, чтобы усилить ток, а затем проводником Q2, чтобы управлять светом. Поскольку входное сопротивление эмиттера и входного каскада довольно велико, триггер должен обеспечивать небольшой входной ток. Цифровой триггер может работать удовлетворительно.