Низковольтный унч на транзисторах. Низковольтный усилитель НЧ на транзисторах: схемы, особенности, применение — Производство и поставка электростанций, Бензиновые и дизельные генераторы от 1 до 100 кВт. Мини ТЭЦ на базе двигателя Стирлинга.

Как работает низковольтный УНЧ на транзисторах. Какие схемы используются для создания усилителей с питанием от 1-3 В. Преимущества и недостатки низковольтных УНЧ. Где применяются такие усилители.

Содержание

Принцип работы низковольтного УНЧ на транзисторах

Низковольтный усилитель низкой частоты (УНЧ) на транзисторах предназначен для работы от источников питания с напряжением 1-3 В. Основные особенности работы таких усилителей:

Использование транзисторов с малым напряжением насыщения
Применение схем с непосредственной связью между каскадами
Оптимизация режимов работы транзисторов для снижения потребляемого тока
Использование комплементарных пар транзисторов в выходном каскаде
Применение глубокой отрицательной обратной связи для улучшения характеристик

За счет этих схемотехнических решений удается получить усиление звукового сигнала даже при очень низком напряжении питания.

Преимущества низковольтных УНЧ

Основные достоинства усилителей НЧ с низковольтным питанием:

Возможность работы от одного элемента питания (батарейки или аккумулятора)
Малое энергопотребление, большое время автономной работы
Простота схемотехники, малое количество деталей
Небольшие габариты и вес готового устройства
Низкая стоимость компонентов и готового изделия

Недостатки низковольтных УНЧ

К ограничениям таких усилителей можно отнести:

Небольшую выходную мощность (обычно до 100-200 мВт)
Относительно высокий уровень нелинейных искажений
Узкий динамический диапазон
Сложность стабилизации режимов работы
Необходимость применения специальных низкоомных головок

Области применения низковольтных УНЧ

Усилители НЧ с низковольтным питанием нашли широкое применение в следующих устройствах:

Портативные радиоприемники
Плееры и MP3-проигрыватели
Слуховые аппараты
Детские игрушки со звуковыми эффектами

Портативные колонки для смартфонов и планшетов
Носимые устройства (смарт-часы, фитнес-браслеты и т.п.)
Маломощные радиостанции

Как выбрать компоненты для низковольтного УНЧ

При разработке низковольтного усилителя НЧ важно правильно подобрать компоненты:

Транзисторы — использовать типы с малым напряжением насыщения (0,1-0,2 В)
Резисторы — применять маломощные типы с точностью не хуже 5%
Конденсаторы — выбирать низковольтные типы с малыми токами утечки
Динамики — использовать низкоомные (4-8 Ом) головки с высокой чувствительностью

Правильный выбор компонентов позволит получить максимальную эффективность усилителя при минимальном энергопотреблении.

Настройка низковольтного УНЧ

Для получения оптимальных характеристик низковольтный усилитель НЧ требует тщательной настройки:

Установка рабочей точки транзисторов подбором резисторов смещения
Настройка тока покоя выходного каскада
Проверка и коррекция частотной характеристики
Измерение и минимизация нелинейных искажений
Оптимизация КПД путем подбора напряжения питания

Тщательная настройка позволит получить максимальное качество звучания при минимальном энергопотреблении.

Перспективы развития низковольтных УНЧ

Несмотря на развитие интегральных усилителей, дискретные низковольтные УНЧ на транзисторах продолжают совершенствоваться:

Применение новых типов транзисторов с улучшенными параметрами
Использование цифровых методов коррекции искажений
Разработка гибридных схем на транзисторах и микросхемах
Оптимизация схемотехники с помощью компьютерного моделирования
Применение новых материалов для изготовления компонентов

Это позволяет улучшать характеристики низковольтных усилителей и расширять области их применения.

Радиосхемы. — Низковольтный УНЧ

Низковольтный УНЧ

категория Аудиотехника материалы в категории

Подкатегория Схемы усилителей на транзисторах

A. ПАНЬШИН, г. Москва
Радио, 2002 год, № 9

За предыдущие годы в журнале «Радио» и других изданиях было опубликовано много описаний радиоприемников, работающих при напряжении питания 1,2…1,5 Вив основном на головные телефоны. В настоящее время, с развитием технологии производства полупроводниковых приборов, имеется возможность сделать эти приемники громкоговорящими.
В литературе описаны микросхемы УЗЧ, работающие при напряжении питания 1,0…1,5 В на низкоомную нагрузку, в частности NJM2076S, допускающую мостовое включение. К сожалению, в продаже такую микросхему найти не удалось. Впрочем, использование дискретных элементов имеет свои некоторые преимущества в виде возможности подбора деталей и регулировки для оптимизации работы устройства.

Работа УЗЧ, напряжение питания которых равно 1,0. ..1,5 В, имеет свои особенности: малый динамический диапазон усиления по напряжению, высокий уровень нелинейных искажений, сложность стабилизации тока покоя и напряжения средней точки выходного каскада, снижение усилительных свойств биполярных транзисторов при низких коллекторных напряжениях.

Схема трехкаскадного двухполупериодного УЗЧ на семи транзисторах представлена на рисунке. Он работоспособен при напряжении питания от 0,7 до 3,2 В при токе покоя 7…10 мА. При напряжении питания 2,8, 1,5 и 1,0 В максимальная выходная мощность равна соответственно 110, 40 и 12 мВт при работе на звуковую головку сопротивлением 8 Ом.

Входной каскад выполнен на транзисторе VT2, сигнал подается на его базу через конденсатор С1. Нагрузкой этого каскада являются резистор R3 и эмиттерные переходы транзисторов VT3 и VT4 предо ко немного каскада. С транзистора VT3 усиленный сигнал подается на базу транзистора VT6 — верхнего плеча выходного каскада. Нагрузкой VT4 служит резистор R6. Через разделительный конденсатор СЗ усиленный сигнал подается на затвор транзистора VT5 и далее на базу VT7. Эти два транзистора образуют нижнее плечо выходного каскада. Конденсаторы С2, С4, С5 препятствуют самовозбуждению У3Ч на высокой частоте.

Полевой транзистор VT1 и резисторы R1, R2, R7, R9 образуют цепь отрицательной обратной связи, которая регулирует ток базы VT2. Подстроенным резистором R9 устанавливают напряжение средней точки выходного каскада за счет изменения напряжения на затворе VT1. Резистор R1 уменьшает глубину ООС, чтобы избежать «перерегулировки» напряжения средней точки выходного каскада, его сопротивление зависит от крутизны характеристики VT1 и подбирается при настройке.

В УЗЧ применена раздельная регулировка тока покоя верхнего и нижнего плеч выходного каскада. Ток покоя транзистора VT7 стабилизирован полевым транзистором VT5. Ток покоя VT6 устанавливается автоматически при удержании напряжения средней точки действием ООС по постоянному току, которая охватывает все каскады УЗЧ, за исключением VT5 и VT7.

Детали и настройка. Постоянные резисторы — МЛТ-0,125, R9 — СП4-3 Конденсаторы С6 и С7 — К50-38, остальные — керамические КМ6 или импортные. Транзисторы VT1, VT5 — КПЗОЗА, КПЗОЗЖ, VT2 — VT4 — КТ3102А, КТ3102Б с коэффициентом передачи тока базы 150…200; VT6 — КТ681 A; VT7 — КТ680А с коэффициентом передачи тока базы 150…200. Допустимо, если коэффициент усиления по току транзистора VT3 будет больше, чем у VT4, a VT6 больше, чем y VT7.

Сборку УЗЧ нужно начинать с подбора пары транзисторов VT5 и VT7 — при напряжении 1 В ток коллектора VT7 должен быть в пределах 6…10 мА. Затем распаивают все детали, кроме R1.

Настройку УЗЧ производят при напряжении питания 1,0…1,5 В. Подстроечным резистором R9 устанавливают на коллекторах VT6 и VT7 напряжение, равное половине напряжения питания. Затем уменьшают или увеличивают напряжение питания, при этом напряжение средней точки относительно минуса питания изменится в том же направлении, но в большей степени, чем нужно. Сопротивление резистора R1 подбирают таким, чтобы при напряжении питания 0,8…1,6 В напряжение на коллекторах VT6 и VT7, равное половине напряжения питания, удерживалось бы с точностью до 0,05 В — от этого зависит уровень нелинейных искажений УЗЧ, особенно при низком его значении (0,8…1,2 В).

Затем подают сигнал звуковой частоты на вход усилителя, при самовозбуждении подбирают емкость С2. Если обнаружатся искажения типа «ступенька» и нет возможности заменить транзисторы VT5 или VT7, нужно подключить резистор R5, как показано на схеме. При этом возрастет ток покоя VT7 и всего УЗЧ. Сопротивление резистора R5 нужно выбрать наибольшим, при котором прекратятся искажения.

Если предполагается работа УЗЧ при напряжении питания 1,8…3,2 В, настройку производят в этом диапазоне напряжений. С повышением напряжения питания от 2,4 до 3,2 В из-за изменения режимов транзисторов VT1 — VT3 напряжение средней точки начинает отставать на 0,15…0,2 В, что не имеет большого значения. Достаточно точно установить напряжение на коллекторах VT6 и VT7 при наименьшем напряжении питания.

РадиоКот :: Экстремально низковольтный УНЧ.

РадиоКот >Схемы >Аудио >Усилители >

Экстремально низковольтный УНЧ.

Данная конструкция — попытка реализовать свою давнюю мечту: сделать бестрансформаторный усилитель низкой частоты, работающий от одного гальванического элемента или аккумулятора.
Конечно, оптимальный вариант для усилителя с таким низким питанием — трансформаторный выходной каскад. Он позволяет получить гораздо большую выходную мощность. Но малогабаритный НЧ трансформатор — весьма нетехнологичная деталь, очень трудоемкая в выполнении. Именно поэтому проектировался бестрансформаторный усилитель.
Еще один момент. Данная схема не собиралась «вживую», а лишь моделировалась в MicroCap8. И хотя испытания в модели показали ее работоспособность, это не исключает проявления каких-либо неожиданных проблем на практике.
Область применения такого усилителя в первую очередь — в громкоговорящих приемниках с низковольтным питанием (конструкция для начинающих радиолюбителей). Низковольтных приемников имеется великое множество, а вот бестрансформаторных усилителей — нет. Подойдет он и для проекта 1-вольтового трансивера немецких радиолюбителей, то, что у них нарисовано — не проще, и не лучше.

Итак, предлагаемый усилитель рассчитан на работу при напряжении питания 1.5 … 1.1 В на нагрузку в виде динамической головки 8 Ом (и даже 4 Ома).
Мощность на 8-омной головке получится около 30-40 мВт, на 4-омной раза в два больше.

Принципиальная схема:

Усилитель состоит из входного каскада на транзисторах VT1,VT2 и несколько нетрадиционного двухтактного выходного каскада на транзисторах VT3,VT4,VT5,VT6. Весь усилитель охвачен отрицательной обратной связью через резистор R4.
На транзисторах VT7,VT8 собран стабилизатор напряжения величиной 1.1 В (он стабилизирует ток покоя выходного каскада при изменении напряжения питания).
Благодаря отрицательной обратной связи режимы всех транзисторов устанавливаются автоматически. Может лишь потребоваться установка тока покоя выходного каскада (величиной 2…4 мА) с помощью резистора R3. Его уменьшение увеличивает ток покоя, увеличение — уменьшает.
Коэффициент усиления напряжения определяется отношением R4/R1. Его не следует делать слишком большим — возрастут искажения, но до 10-20 довести вполне реально. А надо ли больше усилителю мощности?

Детали.
Поскольку речь идет о мощностях 20-40 мВт, то везде в усилителе можно применить любые современные маломощные кремниевые транзисторы, подходящие по проводимости, или старые добрые КТ315-КТ361 с любой буквой. Однако на месте выходных транзисторов VT5,VT6 желательно применить что-то помощнее, с маленьким напряжением насыщения, может, КТ814-КТ815, или что-то современное.
Возможное возбуждение на высокой частоте можно попытаться устранить подключением конденсатора небольшой емкости (100-2000 пФ) между коллектором и базой транзистора VT1 (VT3,VT4) или между выходом усилителя и общим проводом, и т. д. Это скорее искусство, чем наука.

Результат моделирования в MicroCap при напряжении источника питания 1.2 В:

Красная линия — входной сигнал, синяя — выходной, зеленая — потребляемый от источника питания ток.

Файлы:
Модель для MicroCap 8.

Вопросы, как всегда в Форум.

Как вам эта статья?	Заработало ли это устройство у вас?

Эти статьи вам тоже могут пригодиться:

ПИТАНИЕ УСИЛИТЕЛЯ

Когда речь заходит про усилители звука, мы сразу представляем мощную конструкцию с питанием в десятки вольт и иногда столько же ампер. Но ведь бывают ситуации, когда нужно наоборот понизить питание усилителя до минимально возможного значения, желательно вообще до одной пальчиковой батарейки. Это может быть при использовании такого УНЧ в МП3 плеере, мобильном телефоне или другом аналогичном устройстве с низковольтным питанием. Данная схема УНЧ и представляет собой бестрансформаторный усилитель низкой частоты, работающий от одного гальванического элемента 1,5В. Часто в таких случаях используют трансформаторный выходной каскад, который позволяет получить бОльшую выходную мощность. Но на дворе 21-й век, поэтому обойдёмся без всяких трансформаторов.

Предлгаемый усилитель рассчитан на работу при питании в пределах 0,9-3В на нагрузку сопротивлением 8 Ом. Конечно мощность получится около 50 мВт, но во многих случаях и этого хватает.

Принципиальная схема усилителя с низковольтным питанием показана на рисунке выше. Для проверки работоспособности собираем УНЧ на макетной плате.

УНЧ состоит из входного каскада на транзисторе BC547 и составного выходного каскада на транзисторах BC557, BC547. Установка тока покоя выходного каскада производится с помощью резистора смещения базовой цепи входного транзистора — 220к. Его уменьшение увеличивает ток покоя, увеличение — уменьшает.

В данном усилителе можно применить любые маломощные кремниевые транзисторы, подходящие по проводимости, в том числе и КТ315-КТ361.

Но для максимального снижения напряжения желательно применить германиевые, с малым напряжениям падения. Например отечественные транзисторы серии МП или аналогичные импортные.

Эксперименты с различным питанием данного усилителя показали, что он сохраняет работоспособность даже при 0,85 вольт! На схеме УНЧ стоит по входу микрофон, так что если нужно подать сигнал с другого источника звука — ставим вместо него регулятор громкости. Для тестирования к УНЧ подключалась динамическая головка на 1 ватт. Стены конечно не тряслись — но слушать музыку было можно:)

Форум по усилителям с низковольтным питанием

Форум по обсуждению материала ПИТАНИЕ УСИЛИТЕЛЯ

Простейшие усилители низкой частоты на транзисторах

Усилители низкой частоты (УНЧ) используют для преобразования слабых сигналов преимущественно звукового диапазона в более мощные сигналы, приемлемые для непосредственного восприятия через электродинамические или иные излучатели звука.

Заметим, что высокочастотные усилители до частот 10… 100 МГц строят по аналогичным схемам, все отличие чаще всего сводится к тому, что значения емкостей конденсаторов таких усилителей уменьшаются во столько раз, во сколько частота высокочастотного сигнала превосходит частоту низкочастотного.

Простой усилитель на одном транзисторе

Простейший УНЧ, выполненный по схеме с общим эмиттером, показан на рис. 1. В качестве нагрузки использован телефонный капсюль. Допустимое напряжение питания для этого усилителя 3…12 В.

Величину резистора смещения R1 (десятки кОм) желательно определить экспериментально, поскольку его оптимальная величина зависит от напряжения питания усилителя, сопротивления телефонного капсюля, коэффициента передачи конкретного экземпляра транзистора.

Рис. 1. Схема простого УНЧ на одном транзисторе + конденсатор и резистор.

Для выбора начального значения резистора R1 следует учесть, что его величина примерно в сто и более раз должна превышать сопротивление, включенное в цепь нагрузки. Для подбора резистора смещения рекомендуется последовательно включить постоянный резистор сопротивлением 20…30 кОм и переменный сопротивлением 100… 1000 кОм, после чего, подав на вход усилителя звуковой сигнал небольшой амплитуды, например, от магнитофона или плеера, вращением ручки переменного резистора добиться наилучшего качества сигнала при наибольшей его громкости.

Величина емкости переходного конденсатора С1 (рис. 1) может находиться в пределах от 1 до 100 мкФ: чем больше величина этой емкости, тем более низкие частоты может усиливать УНЧ. Для освоения техники усиления низких частот рекомендуется поэкспериментировать с подбором номиналов элементов и режимов работы усилителей (рис. 1 — 4).

Улучшениые варианты однотранзисторного усилителя

Усложненные и улучшенные по сравнению со схемой на рис. 1 схемы усилителей приведены на рис. 2 и 3. В схеме на рис. 2 каскад усиления дополнительно содержит цепочку частотнозависимой отрицательной обратной связи (резистор R2 и конденсатор С2), улучшающей качество сигнала.

Рис. 2. Схема однотранзисторного УНЧ с цепочкой частотнозависимой отрицательной обратной связи.

Рис. 3. Однотранзисторный усилитель с делителем для подачи напряжения смещения на базу транзистора.

Рис. 4. Однотранзисторный усилитель с автоматической установкой смещения для базы транзистора.

В схеме на рис. 3 смещение на базу транзистора задано более «жестко» с помощью делителя, что улучшает качество работы усилителя при изменении условий его эксплуатации. «Автоматическая» установка смещения на базе усилительного транзистора применена в схеме на рис. 4.

Двухкаскадный усилитель на транзисторах

Соединив последовательно два простейших каскада усиления (рис. 1), можно получить двухкаскадный УНЧ (рис. 5). Усиление такого усилителя равно произведению коэффициентов усиления отдельно взятых каскадов. Однако получить большое устойчивое усиление при последующем наращивании числа каскадов нелегко: усилитель скорее всего самовозбудится.

Рис. 5. Схема простого двухкаскадного усилителя НЧ.

Новые разработки усилителей НЧ, схемы которых часто приводят на страницах журналов последних лет, преследуют цель достижения минимального коэффициента нелинейных искажений, повышения выходной мощности, расширения полосы усиливаемых частот и т.д.

В то же время, при наладке различных устройств и проведении экспериментов зачастую необходим несложный УНЧ, собрать который можно за несколько минут. Такой усилитель должен содержать минимальное число дефицитных элементов и работать в широком интервале изменения напряжения питания и сопротивления нагрузки.

Схема УНЧ на полевом и кремниевом транзисторах

Схема простого усилителя мощности НЧ с непосредственной связью между каскадами приведена на рис. 6 [Рл 3/00-14]. Входное сопротивление усилителя определяется номиналом потенциометра R1 и может изменяться от сотен Ом до десятков МОм. На выход усилителя можно подключать нагрузку сопротивлением от 2…4 до 64 Ом и выше.

При высокоомной нагрузке в качестве VT2 можно использовать транзистор КТ315. Усилитель работоспособен в диапазоне питающих напряжений от 3 до 15 В, хотя приемлемая работоспособность его сохраняется и при снижении напряжения питания вплоть до 0,6 В.

Емкость конденсатора С1 может быть выбрана в пределах от 1 до 100 мкФ. В последнем случае (С1 =100 мкФ) УНЧ может работать в полосе частот от 50 Гц до 200 кГц и выше.

Рис. 6. Схема простого усилителя низкой частоты на двух транзисторах.

Амплитуда входного сигнала УНЧ не должна превышать 0,5…0,7 В. Выходная мощность усилителя может изменяться от десятков мВт до единиц Вт в зависимости от сопротивления нагрузки и величины питающего напряжения.

Настройка усилителя заключается в подборе резисторов R2 и R3. С их помощью устанавливают напряжение на стоке транзистора VT1, равное 50…60% от напряжения источника питания. Транзистор VT2 должен быть установлен на теплоотводя-щей пластине (радиаторе).

Трекаскадный УНЧ с непосредственной связью

На рис. 7 показана схема другого внешне простого УНЧ с непосредственными связями между каскадами. Такого рода связь улучшает частотные характеристики усилителя в области нижних частот, схема в целом упрощается.

Рис. 7. Принципиальная схема трехкаскадного УНЧ с непосредственной связью между каскадами.

В то же время настройка усилителя осложняется тем, что каждое сопротивление усилителя приходится подбирать в индивидуальном порядке. Ориентировочно соотношение резисторов R2 и R3, R3 и R4, R4 и R BF должно быть в пределах (30…50) к 1. Резистор R1 должен быть 0,1…2 кОм. Расчет усилителя, приведенного на рис. 7, можно найти в литературе, например, [Р 9/70-60].

Схемы каскадных УНЧ на биполярных транзисторах

На рис. 8 и 9 показаны схемы каскодных УНЧ на биполярных транзисторах. Такие усилители имеют довольно высокий коэффициент усиления Ку. Усилитель на рис. 8 имеет Ку=5 в полосе частот от 30 Гц до 120 кГц [МК 2/86-15]. УНЧ по схеме на рис. 9 при коэффициенте гармоник менее 1% имеет коэффициент усиления 100 [РЛ 3/99-10].

Рис. 8. Каскадный УНЧ на двух транзисторах с коэффициентом усиления = 5.

Рис. 9. Каскадный УНЧ на двух транзисторах с коэффициентом усиления = 100.

Экономичный УНЧ на трех транзисторах

Для портативной радиоэлектронной аппаратуры важным параметром является экономичность УНЧ. Схема такого УНЧ представлена на рис. 10 [РЛ 3/00-14]. Здесь использовано каскадное включение полевого транзистора VT1 и биполярного транзистора VT3, причем транзистор VT2 включен таким образом, что стабилизирует рабочую точку VT1 и VT3.

При увеличении входного напряжения этот транзистор шунтирует переход эмиттер — база VT3 и уменьшает значение тока, протекающего через транзисторы VT1 и VT3.

Рис. 10. Схема простого экономичного усилителя НЧ на трех транзисторах.

Как и в приведенной выше схеме (см. рис. 6), входное сопротивление этого УНЧ можно задавать в пределах от десятков Ом до десятков МОм. В качестве нагрузки использован телефонный капсюль, например, ТК-67 или ТМ-2В. Телефонный капсюль, подключаемый при помощи штекера, может одновременно служить выключателем питания схемы.

Напряжение питания УНЧ составляет от 1,5 до 15 В, хотя работоспособность устройства сохраняется и при снижении питающего напряжения до 0,6 В. В диапазоне напряжения питания 2… 15 В потребляемый усилителем ток описывается выражением:

1(мкА) = 52 + 13*(Uпит)*(Uпит),

где Uпит — напряжение питания в Вольтах (В).

Если отключить транзистор VT2, потребляемый устройством ток увеличивается на порядок.

Двухкаскадные УНЧ с непосредственной связью между каскадами

Примерами УНЧ с непосредственными связями и минимальным подбором режима работы являются схемы, приведенные на рис. 11 — 14. Они имеют высокий коэффициент усиления и хорошую стабильность.

Рис. 11. Простой двухкаскадный УНЧ для микрофона (низкий уровень шумов, высокий КУ).

Рис. 12. Двухкаскадный усилитель низкой частоты на транзисторах КТ315.

Рис. 13. Двухкаскадный усилитель низкой частоты на транзисторах КТ315 — вариант 2.

Микрофонный усилитель (рис. 11) характеризуется низким уровнем собственных шумов и высоким коэффициентом усиления [МК 5/83-XIV]. В качестве микрофона ВМ1 использован микрофон электродинамического типа.

В роли микрофона может выступать и телефонный капсюль. Стабилизация рабочей точки (начального смещения на базе входного транзистора) усилителей на рис. 11 — 13 осуществляется за счет падения напряжения на эмиттерном сопротивлении второго каскада усиления.

Рис. 14. Двухкаскадный УНЧ с полевым транзистором.

Усилитель (рис. 14), имеющий высокое входное сопротивление (порядка 1 МОм), выполнен на полевом транзисторе VT1 (истоковый повторитель) и биполярном — VT2 (с общим).

Каскадный усилитель низкой частоты на полевых транзисторах, также имеющий высокое входное сопротивление, показан на рис. 15.

Рис. 15. схема простого двухкаскадного УНЧ на двух полевых транзисторах.

Схемы УНЧ для работы с низкоОмной нагрузкой

Типовые УНЧ, предназначенные для работы на низкоомную нагрузку и имеющие выходную мощность десятки мВт и выше, изображены на рис. 16, 17.

Рис. 16. Простой УНЧ для работы с включением нагрузки с низким сопротивлением.

Электродинамическая головка ВА1 может быть подключена к выходу усилителя, как показано на рис. 16, либо в диагональ моста (рис. 17). Если источник питания выполнен из двух последовательно соединенных батарей (аккумуляторов), правый по схеме вывод головки ВА1 может быть подключен к их средней точки напрямую, без конденсаторов C3, С4.

Рис. 17. Схема усилителя низкой частоты с включением низкоомной нагрузки в диагональ моста.

Если вам нужна схема простого лампового УНЧ то такой усилитель можно собрать даже на одной лампе, смотрите у нас на сайте по электронике в соответствующем разделе.

Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1), 2003 год.

Исправления в публикации: на рис. 16 и 17 вместо диода Д9 установлена цепочка из диодов.

TDA2288M

Схемы усилителей мощности низкой частоты чаще всего повторяются радиолюбителями. Среди множества схем таких усилителей мощности, есть некоторые, которые повторяются очень часто. Развитие электроники позволило создать весьма компактные усилители мощности в маленьком корпусе, лампам на смену пришли транзисторы, транзисторы в свою очередь стали уступать место более дешевым и простым микросхемам усилителей НЧ.

Рассматриваемая микросхема из себя представляет двухканальный (стереофонический0 усилитель низкой частоты с выходной мощностью до 1,2 ватт на канал. Конструктивная особенность микросхемы позволяет работать в мостовом режиме. Одноканальная (монофоническая) схема позволяет получить на выходе совсем недурную выходную мощность 2,5 ватт. Микросхема может использоваться для питания маломощных динамических головок или же для питания низкоомных наушников. Одной из важных достопримечательностей данного усилителя — компактность и малая потребляемость, возможность работы от низковольтных источников питания (аккумулятор, батарейка), что позволяет использовать микросхему для маломощных портативных (походных) колонок.

Несмотря на простую конструкцию, усилитель звучит весьма неплохо. За свои достоинства, данная микросхема нашла широкое применение в бытовых устройствах. Она активно применяется в CD проигрывателях, MP3 плеерах и в колонках для ПК в качестве звукового усилителя мощности.

Микросхема работает без перегрева, в охлаждении не нуждается если напряжение питания не превышает 6-8 Вольт. Диапазон входных напряжений достаточно широк 3-15 Вольт, но не стоит подавать на микросхему более 12 Вольт. Напряжение от двух-трех пальчиковых батареек вполне достаточно для питания такого усилителя, так, что можете использовать микросхему как высококачественный усилитель для наушников.

Отличный вариант для портативной колонке к мобильному телефону или планшету. Для питания желательно использовать аккумуляторы — как литиевые, так и никелевые батарейки. Одного аккумулятора от мобильного телефона достаточно для 5-8 часов работы микросхемы — неплохойый вариант если любите ходить в поход с друзьями.

Понравилась схема — лайкни!

ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УНЧ

Смотреть ещё схемы усилителей

УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ УСИЛИТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

УСИЛИТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ СТАТЬИ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ

Простой усилитель низкой частоты | soundbass

Этот усилитель можно встроить в любую маломощную аппаратуру с низковольтным питанием: приёмники, рации, слуховые аппараты и другая подобная аппаратура.

Технические характеристики:
Максимальная выходная мощность (Нагрузка 8Ом, 1кГц) = 0,3 Вт
Номинальное напряжение питания (0,3Вт, 8 Ом) = 3в
THD+N (при максимальной выходной мощности, 1кГц) = 1 – 1,5%

Принципиальная схема усилителя:

Устройство и принцип работы

Усилитель состоит из двух узлов: входной каскад на транзисторе Т1 и выходной двухтактный на транзисторах Т2 – Т5. Сигнал, усиленный транзистором Т1 поступает в нагрузку R1 и выходной каскад. Транзисторы выходного каскада образуют два так называемых «плеча» выходного каскада. Транзисторы в этих «плечах» разной структуры, что является обязательным условием для данного усилителя. Поскольку транзистор КТ315 открывается положительным, а КТ361 отрицательным напряжением, то и «плечи» выходного каскада образованные ими усиливают лишь ту полуволну сигнала, поступающего с транзистора Т1, которая «открывает» транзисторы образующие их. Получается так: Т3 и Т4 усиливают положительные полуволны сигнала, Т2 и Т5 отрицательные. В точке соединения эммитеров транзисторов Т4 и Т5 происходит объединение сигнала и его подача в нагрузку. Так как для данного усилителя характерны искажения типа ступенька, которые неизбежно появятся при работе данного усилителя, для их ослабления включается резистор R2. Этот резистор создаёт небольшое напряжение смещения на базах транзисторов и ослабляет искажения сигнала.

Данный усилитель требует тщательной настройки, а именно:
Подбором резистора R1 устанавливается начальный ток покоя транзисторов (ток протекающий через транзисторы при отсутствии сигнала). Подбором этого резистора необходимо установить ток покоя на уровне 5 — 7 мА.
Подбором сопротивления резистора R5 необходимо установить напряжение в точке соединения транзисторов выходного каскада равное половине питающего напряжения, то есть 1.5 В.

Возможные дополнения

Если то устройство к которому подключается усилитель не имеет регулятора тембра или сигнал снимаемый с него слаб, можно собрать предварительный усилитель.

Если в регуляторе тембра нет необходимости, то его можно исключить из схемы.
На резисторе R4 собран пассивный регулятор тембра ВЧ – НЧ одним резистором. Резистор R3 — регулятор громкости. Всё усиление сигнала ложится на транзистор. Пусть вас не смущает отсутствие конденсатора между резистором R3 и коллектором транзистора. Всё работает и так.
Используемые детали и возможная замена.

Номер	Тип	Возможная замена
Т1	КТ3102В	КТ3102 а – д, КТ312, 315, 316.
Т2	КТ361Б	КТ361 а – е.
Т3	КТ315Б	КТ315 а – е.
Т4	КТ817В	КТ815, 817 а – в.
Т5	КТ816В	КТ816, 814 а – в.

Данный усилитель собирался навесным монтажом, поэтому файла печатной платы нет. Хотя нарисовать печатку для этого усилител совсем не сложно.

Источник:cxem.net
Автор: Андрей Липкин ([email protected])

НИЗКОВОЛЬТНЫЙ ЛАМПОВЫЙ УНЧ

УНЧ этот представляет собой простой усилитель для наушников, позволяющий начинающим радиолюбителям собрать собственный усилитель, а затем наслаждаться его ламповым звуком. Конструкция такого прибора представляет собой не только сборку печатной платы, но и использование старых устройств в качестве доноров для новой конструкции. Цель также заключалась в том, чтобы сделать как можно более малыми затраты на изготовление усилителя.

Схема электрическая усилителя к наушникам с радиолампами

Основой схемы является лампа ECC82 (аналог 12AU7). Лампа представляет собой двойной триод и очень популярна в мире аудиоустройств, поскольку она относительно долговечна и может работать в диапазоне низких напряжений. Такие лампы можно найти в усилителях и приборах старого типа, они даже использовались при конструировании вольтметров — время их правильного функционирования исчисляется десятилетиями.

Усиление лампы ECC82 составляет около 17, что является небольшим значением по сравнению с 12AX7, для которой коэффициент усиления равен 100. В предлагаемом решении с усилителем лампа ECC82 будет работать в общей катодной системе, а сигнал будет усиливаться примерно на 10 дБ. Лампы ECC82 обычно работали при анодном напряжении 120 В или более, но с вполне приличным результатом они также работают в схемах более низкого напряжения. Конечно если найдете 12AU7 — результат будет лучше.

Радиолампа будет работать в области 6 вольт, что позволяет достичь приличного выходного сигнала в диапазоне 12 В. Поскольку усилитель работает в несимметричной конфигурации, то отрицательное напряжение не подается.

Сама лампа ECC82 имеет 9 контактов в соответствии со стандартом. Тут можете увидеть их цоколевку на чертеже. Отличительной особенностью является тот факт, что это действительно две «лампы» — триода — помещенные в один корпус. Кроме того, накал может питаться от 6,3 или 12,6 В постоянного или переменного тока. В этом усилителе накал идет от постоянного напряжения, чтоб уменьшить шум.

В предлагаемом усилителе источником питания является свинцовая батарея 12 В с емкостью 1,5 Ач. Поскольку ток потребления усилителя составляет 400 мА, можно ожидать стабильной работы устройства в течение нескольких часов без подзарядки аккумулятора. Кроме того, батареи являются хорошим источником питания для усилителей к наушникам из-за отсутствия шумов и скачков напряжения, которые могут повлиять на качество выходного сигнала.

Сама схема УНЧ состоит из двух каскадов: первого — усилителя на основе электронной трубки, а второго — повторителя на МОП-транзисторе с источником постоянного тока на основе м/с LM317. Поскольку большинство наушников имеют сопротивление менее 50 Ом, для их нормальной работы необходим небольшой ток. МОП-транзистор может быть заменен обычным биполярным транзистором, но это отрицательно скажется на стабильности работы усилителя.

Входной сигнал подается через конденсатор на сетку лампы и появляется на аноде усиленным, а фаза изменяется на 180 градусов. Такой сигнал подается непосредственно на затвор транзистора MOSFET, а затем поступает на выход наушников через электролитический конденсатор. МОП-транзистор работает в классе А и непрерывно проводит ток около 120 мА. Микросхема LM317 работает как источник постоянного тока с установленным значением тока 120 мА.

Печатную плату для усилителя смотрите выше.

На входе лампового УНЧ можно добавить потенциометр для регулировки громкости, или управлять уровнем НЧ на источнике звука (ПК, плеер).

После запуска устройства нити накала должны засветиться. Затем с помощью потенциометра P1 отрегулируйте напряжение смещения до тех пор, пока напряжение на источнике транзистора MOSFET не станет равным половине напряжения питания.

Регулировка должна быть повторена после нескольких часов работы. Затем проверьте напряжение постоянного тока на выходе наушников, оно не должно превышать 10 мВ.

Переключатели

— Как активировать транзистор pn2222 с очень низким напряжением Переключатели

— Как активировать транзистор pn2222 с очень низким напряжением — Электротехника

Сеть обмена стеков

Сеть Stack Exchange состоит из 178 сообществ вопросов и ответов, включая Stack Overflow, крупнейшее и пользующееся наибольшим доверием онлайн-сообщество, где разработчики могут учиться, делиться своими знаниями и строить свою карьеру.

Посетить Stack Exchange

0
+0
Авторизоваться Подписаться

Electrical Engineering Stack Exchange — это сайт вопросов и ответов для профессионалов в области электроники и электротехники, студентов и энтузиастов.Регистрация займет всего минуту.

Зарегистрируйтесь, чтобы присоединиться к этому сообществу

Кто угодно может задать вопрос

Кто угодно может ответить

Лучшие ответы голосуются и поднимаются наверх

Спросил 4 года, 7 месяцев назад

Просмотрено 700 раз

\ $ \ begingroup \ $

Хотите улучшить этот вопрос? Добавьте подробности и проясните проблему, отредактировав этот пост.

Закрыт 4 года назад.

Как активировать транзистор pn2222 с очень низким напряжением 0,15 В или 150 мВ от небольшого двигателя-генератора постоянного тока. Я бы хотел, чтобы транзистор включился, как только генератор начнет вырабатывать ток. проблема, с которой я столкнулся, заключается в том, что источник питания проходит через транзистор и вращает двигатель / генератор. Я хочу, чтобы генератор подал питание на базу транзистора, чтобы активировать некоторые светодиоды.Это небольшой 6-вольтовый моторчик в качестве ветрогенератора. Я также пробовал твердотельное реле на 3А, но для него требуется управляющее напряжение не менее 3 В. Было бы разумно попробовать транзистор Ge вместо Si.

Спасибо

Аутичный

11.1k22 золотых знака2424 серебряных знака5050 бронзовых знаков

Создан 30 янв.

\ $ \ endgroup \ $ 11 \ $ \ begingroup \ $

Невозможно переключить транзистор только с 0.15 Вольт. Вам нужно больше 0,2 для Ge. Я думаю, что винт меньшей площади будет вращаться быстрее и генерировать более высокое напряжение.

Создан 30 янв.

\ $ \ endgroup \ $ 4 Электротехнический стек Exchange лучше всего работает с включенным JavaScript

Ваша конфиденциальность

Нажимая «Принять все файлы cookie», вы соглашаетесь с тем, что Stack Exchange может хранить файлы cookie на вашем устройстве и раскрывать информацию в соответствии с нашей Политикой в отношении файлов cookie.

Принимать все файлы cookie Настроить параметры

arduino — Переключатель транзистор с низким напряжением и током

Да; В лучшем случае hFe BJT будет около 100, что означает ваш 0.017 мА превратится в 1,7 мА, чего недостаточно для питания катушки реле.

Есть еще одна проблема: тока на выходе Arduino будет недостаточно для управления катушкой реле, поскольку типичная спецификация составляет 25 мА на вывод, а типичные реле используют ток 35-100 мА для своих катушек.

Я сомневаюсь в вашем предположении: какое «0,2 В» вам нужно для переключателя? Как вы думаете, что это значит? Откуда это число? В частности, когда переключатель разомкнут, разрыв напряжения на переключателе будет примерно равен VCC, так как сопротивление переключателя будет близко к бесконечности.Когда переключатель замкнут, напряжение на переключателе будет близко к нулю, так как переключатель будет иметь близкое к нулю сопротивление.

Существуют различные решения основной проблемы «как включить микроконтроллер с помощью кнопки, а затем держать его включенным, пока это не будет сделано». Вы можете использовать N-канальный МОП-транзистор нижнего плеча для включения катушки реле. На затворе MOSFET будет выпадение, а переключатель подтянет его к VCC. Цифровой выход MCU также будет подключен к этому затвору MOSFET с резистором ограничения тока, который ниже, чем понижающий, но достаточно высокий, чтобы не мешать переключателю при низком уровне.Я бы предложил 10 кОм для понижающего напряжения и 1 кОм для цифрового контактного резистора, и переключатель идет прямо от затвора MOSFET к VCC. Обратите внимание, что MCU должен иметь возможность подтягивать затвор MOSFET как к высокому, так и к низкому уровню, поэтому диод в этом случае не будет работать.

Если вы можете уточнить, что на самом деле означает требование «0,2 В» и что оно на самом деле исходит, это тоже будет полезно. Практически все характеристики напряжения относятся к номинальным значениям изоляции, и 0,2 В не входят в эти пределы.Другие номиналы зависят от дуговых разрядников, и они обычно также составляют 16 В или выше. Помимо этого, основным важным фактором для переключателей является величина прерываемого тока, которая обычно составляет не менее десятков миллиампер.

Подумайте об этом: причина, по которой вам нужен дифференциал 0,2 В «между переключателями», заключается в том, что вы хотите использовать АЦП, чтобы выяснить, какой из многих переключателей использовался для запуска MCU? Если это так, то для 5 В дифференциал 0,2 В достигается за счет соотношения резисторов, а не абсолютных значений.Резистор 24 Ом и резистор 1 Ом делят 5 В на 4,8 В и 0,2 В, точно так же, как резистор 24 кОм и резистор 1 кОм делят 5 В на 4,8 В и 0,2 В, хотя и с разной величиной тока, протекающего через них!

Переключатели

— Транзистор с низким падением напряжения / переключатель mosfet — 3,3 В 200 мА

Чтобы дополнить точку зрения Олина о пригодности современного полевого транзистора, я добавлю еще пару к тому миксу, который я недавно использовал. Ссылки идут на Mouser (возможно, Mouser NL, но Mouser сообразительный, если вы находитесь в Австралии или США, он должен легко переноситься):

Они несколько «безумнее», но из-за их приемлемых цен на 10 и 100 я часто запасаю их для переключения питания, просто чтобы сэкономить на потерях.У меня в наличии два типа каждого, потому что, если это необходимо для дизайна, мне нужны варианты для «второго источника».

Вам нужны эти безумные характеристики? Нет. Но варианты позволяют сделать выбор.

МОП-транзисторы низкого уровня (N-канал) с сопротивлением сопротивления менее 50 мОм при напряжении питания 2,5 В:

IRLML6244: пробой 20 В, абсолютный максимум 5,1 А (Vgs = 2,5 В), SOT23, 27 мОм или меньше при 2,5 В затвор-исток]
DMN2041L: пробой 20 В, абсолютный максимум 5,2 А (Vgs = 2,5 В), SOT23, 41 мОм или меньше при 2,5 В затвор-исток.

полевые МОП-транзисторы высокого напряжения (P-канал) с сопротивлением сопротивления менее 50 мОм при напряжении питания 2,5 В:

DMP2035U: Пробой -20 В, абсолютный максимум -3,6 А (Vgs = -2,5 В), SOT23, 45 мОм или меньше при -2,5 В затвор-исток, а также указано -1,8 В.
BSL202SN: -20V Пробой, абсолютный максимум -5.9A (Vgs = -2.5V), TSOP-6, 36мОм или меньше при -2.5V затвор-исток.

Для удобства я сделаю то же самое с IRLM2502 (нижняя сторона / N-канал):

IRLM2502: Пробой 20 В, абсолютный максимум 3.6 А (2,5 В / г), SOT23, 80 мОм или менее при 2,5 В. затвор-исток.

Напряжение пробоя означает напряжение, при котором сток-исток полевого МОП-транзистора может выйти из строя и начать проводить, даже когда он выключен. Так что это действительно должно быть немного выше максимального рабочего напряжения в большинстве разумных конструкций. В вашем случае я бы выбрал как минимум 8 В, но все типы выше — 20 В, так что это нормально.

Сопротивление включения, RdsOn, представляет собой сопротивление в канале, когда напряжение затвор-исток (напряжение на затворе по сравнению с напряжением на источнике) является заданным числом.Я процитировал вам все значения MAX, часто современные полевые МОП-транзисторы будут очень близки к типичному значению, но если вы что-то проектируете, вы всегда должны смотреть на числа наихудшего случая.

И максимальный ток будет сильно зависеть от приложенного напряжения затвора. Если Vgs выше, максимальный ток будет увеличиваться до точки, когда контакты устройства или внутренний канал больше не могут обрабатывать.

Потери внутри полевого МОП-транзистора будут зависеть от RdsOn и текущего стока.Если у вас есть сопротивление 50 мОм (= 0,05 Ом) в MOSFET, когда через него проходит 200 мА, то напряжение на нем будет:

В = I * R = 0,2 А * 0,05 Ом = 0,01 В = 10 мВ

Что совершенно незначительно. Бьюсь об заклад, ваш источник питания 3,3 В даже не более точен, чем «где-то между 3,2 и 3,4 вольт», если у вас нет стабильного и надежного лабораторного источника питания, который всегда работает, или если вы изначально не используете 1% или меньше точный регулятор.

По мощности конечно потери будут:

P = V * I = 0.01 В * 0,2 А = 0,002 Вт = 2 мВт

Что опять … вааааай ниже любого запаса, который я когда-либо видел в чем-то, использующем более 10 мА.

6 но их трудно объяснить должным образом в таком коротком ответе, и они всегда будут «тратить» этот базовый ток в вашем приложении, если вы не каскадируете и не объединяете их разумными способами, но тогда это становится еще более сложным и большим.И они, вероятно, в любом случае не будут дешевле, чем вышеупомянутые полевые МОП-транзисторы, так что в этом случае вам действительно будет намного лучше использовать полевой МОП-транзистор.

Произошла ошибка при настройке пользовательского файла cookie

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности. Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.

Настройка вашего браузера для приема файлов cookie

Существует множество причин, по которым cookie не может быть установлен правильно. Ниже приведены наиболее частые причины:

В вашем браузере отключены файлы cookie.Вам необходимо сбросить настройки своего браузера, чтобы он принимал файлы cookie, или чтобы спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
Ваш браузер спрашивает вас, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались. Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, нажмите кнопку «Назад» и примите файлы cookie.
Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Если вы подозреваете это, попробуйте другой браузер.
Дата на вашем компьютере в прошлом. Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie.Чтобы исправить это, установите правильное время и дату на своем компьютере.
Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie. Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

Почему этому сайту требуются файлы cookie?

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу. Чтобы предоставить доступ без файлов cookie потребует, чтобы сайт создавал новый сеанс для каждой посещаемой страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.

Что сохраняется в файле cookie?

Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в cookie; никакая другая информация не фиксируется.

Как правило, в файле cookie может храниться только информация, которую вы предоставляете, или выбор, который вы делаете при посещении веб-сайта. Например, сайт не может определить ваше имя электронной почты, пока вы не введете его. Разрешение веб-сайту создавать файлы cookie не дает этому или любому другому сайту доступа к остальной части вашего компьютера, и только сайт, который создал файл cookie, может его прочитать.

Гибкие низковольтные высокочастотные органические тонкопленочные транзисторы

Abstract

Основным драйвером развития органических тонкопленочных транзисторов (TFT) за последние несколько десятилетий была перспектива применения электроники на нетрадиционных подложках, требующих низких -температурная обработка. Ключевым требованием для многих таких приложений является высокочастотное переключение или усиление при низких рабочих напряжениях, обеспечиваемых литий-ионными батареями (~ 3 В). Однако на сегодняшний день большинство органических TFT-технологий демонстрируют ограниченные динамические характеристики, если не применяются высокие рабочие напряжения для уменьшения высоких контактных сопротивлений и больших паразитных емкостей.Здесь мы представляем гибкие низковольтные органические TFT с рекордными статическими и динамическими характеристиками, включая контактное сопротивление всего 10 Ом · см, отношение тока включения / выключения до 10 ¹⁰, подпороговое колебание всего 59 мВ / декаду. , задержки сигнала менее 80 нс в инверторах и кольцевых генераторах, а также частоты прохождения до 21 МГц, и все это при использовании инвертированной компланарной структуры TFT, которая может быть легко адаптирована к стандартным отраслевым литографическим методам.

ВВЕДЕНИЕ

Гибкая электроника ( 1 — 3 ) в настоящее время является отраслью с оборотом 20 миллиардов долларов в год, что в основном обусловлено недавней тенденцией производства дисплеев для смартфонов с активной матрицей на органических светодиодах (AMOLED) на полиимиде. подложки.Из 600 миллионов дисплеев AMOLED, произведенных в 2018 году, примерно 60% были изготовлены из полиимида, а не из стекла, и эта доля, по прогнозам, будет расти ( 4 ). Среди многих проблем, связанных с этим переходом, было снижение рабочей температуры технологии тонкопленочных транзисторов (TFT) на основе низкотемпературного поликристаллического кремния (LTPS) с 550 ° до 450 ° C, чтобы сделать его совместимым с полиимидными подложками без ущерба для Характеристики TFT ( 5 ).Дальнейшее продвижение к полностью изгибаемым и сворачиваемым дисплеям с активной матрицей на более широком спектре полимерных подложек стимулировало поиск альтернативной технологии TFT, которая имеет процесс с более низким тепловым бюджетом по сравнению с LTPS. ТПТ с аморфным оксидом металла, например, на основе оксида индия-галлия-цинка (IGZO), уже добились определенного успеха на рынке и обычно превосходят органические TFT с точки зрения подвижности носителей заряда и динамических характеристик. Однако часто по-прежнему требуются технологические температуры выше 150 ° C, тогда как органические TFT часто можно изготавливать при температурах ниже 100 ° C ( 6 ).Наиболее важной проблемой, препятствующей внедрению органических TFT в высокочастотные низковольтные приложения, такие как мобильные AMOLED-дисплеи, является то, что контактное сопротивление между контактами истока и стока и органическим полупроводником ( R _C) часто очень велико. высокий по сравнению с IGZO и LTPS TFT ( 7 ). Основная причина того, что малое контактное сопротивление настолько критично для высокочастотных приложений TFT, заключается в том, что по мере уменьшения длины канала ( L ) для увеличения максимальной рабочей частоты TFT переходит в режим ограничения контакта, при котором контактное сопротивление составляет значительная часть общего сопротивления TFT.Это фактически сводит на нет любые потенциальные преимущества, например, увеличения собственной подвижности носителей (μ ₀) в канале из органических полупроводников. Нормированные на ширину канала контактные сопротивления ( R _C W ) органических TFT обычно находятся в диапазоне от 10 ² до 10 ⁵ Ом · см. Несколько факторов влияют на контактное сопротивление, включая архитектуру TFT ( 8 — 12 ), морфологию полупроводниковой тонкой пленки на границе контакта ( 9 , 13 ) и барьер для инжекции энергии, возникающий из-за несовпадение работы выхода контактного металла и уровней переноса органических полупроводников.Часто наблюдается эффективная высота барьера в несколько сотен мэВ и более ( 8 , 14 ). Несмотря на значительные усилия по улучшению инжекции заряда в органических TFT с помощью различных методов за последние 20 лет, только несколько отчетов показали контактное сопротивление ниже 100 Ом · см (рис. 1D). За исключением полимерных TFT с электролитным затвором, представленных Braga et al. ( 15 ) (обозначено звездочкой на рис. 1D), самое низкое контактное сопротивление, зарегистрированное для органических TFT до сих пор (29 Ом · см), было достигнуто в перевернутых копланарных TFT за счет использования очень тонкого диэлектрика затвора и золотого источника и контакты стока, модифицированные хемосорбированным слоем пентафторбензолтиола (ПФБТ) ( 12 ).Улучшение контактного сопротивления по сравнению с сопоставимыми перевернутыми шахматными транзисторами (56 Ом · см) было связано в первую очередь с более сильным влиянием электрического поля, создаваемого приложенными потенциалами в компланарной архитектуре устройства ( 11 ). Наименьшее контактное сопротивление, зарегистрированное для расположенных в шахматном порядке органических TFT (46,9 Ом · см), было достигнуто при использовании двухслойных высококристаллических монослоев органических полупроводников в сочетании с контактным легированием с использованием 2,3,5,6-тетрафтор-7,7,8,8 -тетрацианохинодиметан (F ₄ -TCNQ) ( 16 ).Оба этих результата, хотя и представляют собой существенный прогресс в поисках низкого контактного сопротивления в органических TFT, все же по крайней мере на порядок больше по сравнению с IGZO TFT ( 17 ) и на несколько порядков по сравнению с кремниевыми транзисторами ( 18 ).

Рис. 1 Гибкие органические транзисторы с малым контактным сопротивлением и высокочастотными характеристиками.

( A ) Фотография органических TFT и схем, изготовленных при максимальной температуре процесса 100 ° C на гибкой прозрачной подложке PEN.( B ) Схематическое сечение TFT и химических структур органических материалов, используемых при их изготовлении: n- тетрадецилфосфоновая кислота (TDPA), используемая для самоорганизующегося монослоя (SAM) в гибридном затворе оксида алюминия / SAM диэлектрик, PFBT, используемый для обработки золотых контактов истока и стока для уменьшения контактного сопротивления, а также низкомолекулярные органические полупроводники DPh-DNTT и C ₁₀ -DNTT. ( C ) Фотография тонкопленочного транзистора, имеющего длину канала 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт 4 мкм и ширину канала 200 мкм.( D ) Обзор литературы по нормированному по ширине контактному сопротивлению ( R _C W ) в органических TFT. Пунктирные линии с координатами 10 ² и 10 ⁵ Ом · см указывают типичный диапазон контактных сопротивлений, указанных для органических TFT. ( E ) Обзор литературы по задержке распространения сигнала на каскад (τ) кольцевых генераторов на основе органических TFT в зависимости от напряжения питания. ( F ) Обзор литературы по наивысшим нормированным по напряжению транзитным частотам ( f _T / V ) органических TFT, изготовленных на жестких и гибких подложках.Сплошные горизонтальные линии показывают нормированные по напряжению транзитные частоты LTPS TFT, используемых в дисплеях смартфонов, и современных низкотемпературных IGZO TFT; пунктирная линия указывает приблизительно минимальные требования к мобильным дисплеям (3 МГц V ^-1). Ссылки см. В таблице S1. (A и C) Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка.

Здесь мы дополнительно демонстрируем возможности нашего ранее описанного метода изготовления низковольтных органических TFT с рекордно низким контактным сопротивлением ( 12 ) для улучшения статических и динамических характеристик как отдельных TFT, так и схем.Тонкопленочные транзисторы и схемы были изготовлены на листах гибкого полиэтиленнафталата (PEN) с использованием кремниевых трафаретных масок высокого разрешения (см. Рис. 1, от A до C) для создания рисунка на всех слоях устройства ( 19 — 21 ). Низкомолекулярные органические полупроводники 2,9-дидецил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (C ₁₀ -DNTT) или 2,9- дифенил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (DPh-DNTT) использовался в качестве активного слоя ( 22 ). Анализ передаточных характеристик тонкопленочных транзисторов в линейном режиме работы методом линии передачи (TLM) показывает нормированное по ширине контактное сопротивление 35 Ом · см, что хорошо согласуется с нашим предыдущим отчетом для аналогичных изготовленных тонкопленочных транзисторов ( 12 ).Комбинируя это низкое контактное сопротивление с небольшой длиной канала и малым перекрытием затвор-контакт, TFT и схемы демонстрируют рекордные статические и динамические характеристики по нескольким параметрам. TFT показывают отношения тока включения / выключения до 10 ¹⁰ и подпороговые колебания до (59 ± 2) мВ / декаду, в пределах погрешности измерения теоретического предела 58,6 мВ / декаду при температуре, при которой проводились измерения. проведено (292 К). Инверторы со смещенной нагрузкой переключаются с постоянной времени нарастания и спада 19 и 56 нс соответственно.11-каскадный кольцевой генератор работает с задержкой распространения сигнала на каскад 79 нс при напряжении питания 4,4 В. Динамические характеристики отдельных TFT, включая частоту единичного тока усиления (транзита), были измерены с использованием двухпортовой сети. анализ набора TFT, работающих в режиме насыщения. Путем анализа зависимости частоты пролета от длины канала было определено нормированное по ширине контактное сопротивление (10 ± 2) Ом · см; Тот факт, что это значение меньше контактного сопротивления, определенного ТЛМ в линейном режиме, связано с неомической природой контактного сопротивления.Наконец, частота прохождения до 21 МГц была измерена при напряжениях затвор-исток и сток-исток -3 В, что соответствует рекордной нормированной по напряжению частоте прохождения 7 МГц / В. Эти характеристики представляют собой важное доказательство концепций разработки маломощных гибких схем с использованием органических TFT и приложений в гибких дисплеях AMOLED ( 23 — 25 ). Обзор литературы и сравнение с нашими результатами приведены для контактного сопротивления, задержки каскада кольцевого генератора и нормализованной по напряжению переходной частоты на рис.1 (от D до F).

РЕЗУЛЬТАТЫ И ИХ ОБСУЖДЕНИЕ

Статические характеристики TFT

Статические рабочие характеристики TFT DPh-DNTT, изготовленных на гибких подложках PEN, суммированы на рисунке 2. На рисунке 2A показаны характеристики передачи DPh-DNTT TFT с длиной канала 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт ( L _{ov, всего} = L _{ov, GS} + L _{ov, GD}) 4 мкм и ширина канала 200 мкм . Передаточные кривые показывают незначительный гистерезис и ток утечки затвора менее 10 пА в диапазоне измерения напряжения затвор-исток ( В, _GS).При измерении в режиме насыщения, т. Е. При напряжении сток-исток -2 В, ток стока показывает почти идеальную квадратичную зависимость от напряжения перегрузки затвора (разницы между напряжением затвор-исток и пороговым напряжением), отношение тока включения / выключения составляет 10 ¹⁰, а эффективная подвижность носителей, практически не зависящая от напряжения затвора (μ _eff), составляет ~ 3,6 см ² В ⁻¹ с ⁻¹ (см. рис. 2B ). Подпороговое колебание определяется как (59 ± 2) мВ / декаду путем подбора экспоненциальной области тока стока между В _GS = -0.5 В и −0,8 В (см. Рис. 2C). Отметим, что для температуры измерения 292 K это находится в пределах погрешности измерения теоретического минимума (58,6 мВ / декада), заданного как ln (10) kT / q , где k — постоянная Больцмана, а q — элементарный заряд. Выходные характеристики показывают ожидаемое линейное поведение и поведение насыщения (см. Рис. 2D). Воспроизводимость процесса изготовления показана на рис. S2, где измерены передаточные характеристики 10 номинально идентичных TFT DPh-DNTT с длиной канала 1.Показаны 5 мкм. На рисунке S3 показано сравнение передаточных и выходных характеристик TFT на основе DPh-DNTT и C ₁₀ -DNTT, иллюстрирующее тот факт, что аналогичные характеристики TFT могут быть получены с несколькими полупроводниками.

Рис. 2 Статические характеристики транзистора.

( A ) Измеренные характеристики передачи DPh-DNTT TFT, изготовленного на подложке из PEN, имеющей длину канала ( L ) 8 мкм, полное перекрытие затвор-контакт ( L _{ov, всего} = L _{ov, GS} + L _{ov, DS}) 4 мкм и шириной канала ( W ) 200 мкм.( B ) Корень квадратный из абсолютного тока стока и эффективной подвижности носителей заряда (μ _eff), вычисленных на основе передаточных характеристик, измеренных при напряжении сток-исток ( В _DS), равном −2 В как функция напряжения затвор-исток ( В _GS). Синяя пунктирная линия указывает на идеальную квадратичную зависимость тока стока в режиме насыщения от напряжения перегрузки затвора ( В _GS -V _th).( C ) Извлечение подпорогового колебания ( SS ) из прямой и обратной разверток передаточных кривых. Среднее подпороговое колебание (59 ± 2) мВ / декаду находится в пределах погрешности измерения предела, установленного тепловым напряжением при температуре измерения ( T ) 292 K. Пороговое напряжение ( V _th), определяемое здесь как напряжение затвор-исток, при котором ток стока составляет 100 пА, составляет (-0,75 ± 0,01) В. ( D ) Измеренные выходные характеристики того же TFT.( E ) TLM-анализ линейных передаточных характеристик гибких DPh-DNTT TFT с длиной канала от 1 до 10,5 мкм для четырех различных напряжений затвор-овердрайв. ( F ) Нормированное по ширине канала контактное сопротивление ( R _C W ) и собственная подвижность канала (μ ₀), извлеченные из анализа TLM и нанесенные на график как функция напряжения перегрузки затвора.

TLM-анализ передаточных характеристик транзисторов DPh-DNTT TFT с шириной канала 50 мкм и длиной канала от 1.0-10,5 мкм в линейном режиме показывает нормированное по ширине контактное сопротивление 35 Ом · см и собственную подвижность канала (μ ₀) 4,3 см ² В ^-1 с ^-1 на затворе — повышающее напряжение -2,5 В (см. рис. 2, E и F). Эти результаты аналогичны результатам в нашем предыдущем отчете ( 12 ), что подтверждает хорошую воспроизводимость процесса изготовления.

Статические и динамические характеристики схемы

Рабочие характеристики инвертора на основе транзисторов DPh-DNTT и 11-ступенчатого кольцевого генератора на основе транзисторов C ₁₀-DNTT, изготовленных на гибких подложках PEN, приведены на рисунках .3 и 4 соответственно. Критические размеры TFT идентичны в обеих схемах (длина канала 1 мкм; полное перекрытие затвор-контакт 4 мкм), и в обеих схемах используется конструкция со смещенной нагрузкой ( 26 ). Преимущество этой конструкции по сравнению с конструкциями с одной шиной питания состоит в том, что напряжение затвор-исток нагрузочного TFT может постоянно поддерживаться выше порогового напряжения, что способствует более быстрой разрядке выходного узла через нагрузочный TFT, когда выходной узел переключается из высокого состояния (выходное напряжение около напряжения питания) в низкое состояние (выходное напряжение около 0 В).В результате характерное время спада и, следовательно, общая задержка переключения цепей со смещенной нагрузкой может быть меньше, чем у униполярных цепей без такого дополнительного источника питания. Дополнительным преимуществом конструкции со смещенной нагрузкой является то, что она создает возможность настраивать напряжение отключения (то есть входное напряжение, при котором происходит переход на выходе) независимо от напряжения питания. Чтобы проиллюстрировать это, на рис. 3 (A и B) мы показываем передаточные кривые инвертора. На фиг. 3A передаточная кривая измерена для напряжения питания ( В, , _DD), равного 2 В, и напряжения смещения ( В, , _{, смещение,}), равного -1 В, т.е.е., с нагрузкой TFT, смещенной немного выше порогового напряжения. На рисунке 3B показаны передаточные кривые того же инвертора, измеренные для напряжения питания 1 В и напряжения смещения в диапазоне от -1 до 0 В, демонстрируя, что напряжение отключения (обозначенное на рисунке 3B светлыми кружками) может быть настроено в диапазоне примерно 15% от напряжения питания.

Рис. 3 Статические и динамические характеристики инвертора.

( A ) Статические передаточные характеристики инвертора на основе двух DPh-DNTT TFT в схеме со смещенной нагрузкой, изготовленной на гибкой подложке PEN для напряжения питания ( В _DD) 2 В и напряжения смещения ( V _{bia s}) -1 В.TFT имеют длину канала ( L ) 1 мкм и полное перекрытие затвор-контакт 4 мкм. На вставках представлена принципиальная схема и фотография инвертора. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) Статические передаточные характеристики того же инвертора для напряжений смещения в диапазоне от -1 до 0 В. Белые кружки указывают напряжение отключения. ( C ) Динамические характеристики инвертора в ответ на прямоугольный входной сигнал с частотой 2 МГц, скважностью 50% и амплитудой 2.5 В. Характерные постоянные времени нарастания и спада задержек переключения (τ _{нарастание}, τ _{падение}) были определены путем подгонки простых экспоненциальных функций к измеренной форме выходного сигнала. ( D ) Константы времени нарастания и спада, измеренные для напряжений питания ( В _DD) 1,5, 2,0 и 2,5 В. Амплитуда прямоугольного входного сигнала была идентична напряжению питания и составляла В. _{смещение} = −V _DD для каждого измерения.

Рис. 4 Характеристики динамической схемы.

( A ) Принципиальная схема и фотография 11-каскадного кольцевого генератора на основе инверторов со смещенной нагрузкой, изготовленных на основе PEN. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) СЭМ-микрофотография области канала отдельного C ₁₀ -DNTT TFT в кольцевом генераторе. Все TFT в схеме имеют длину канала ( L ) 1 мкм и полное перекрытие затвор-контакт ( L _{ov, всего}) 4 мкм.( C ) Измеренный выходной сигнал кольцевого генератора, работающего с напряжением питания ( В _DD) 4,4 В. Задержка распространения сигнала на каскад (τ) 79 нс определяется путем подгонки синусоидальной волны к выходной сигнал. ( D ) Задержка ступени и эквивалентная частота ( f _eq = 1 / 2τ) в зависимости от напряжения питания.

Динамические характеристики инвертора оценивались путем подачи прямоугольного входного сигнала с частотой ( f ) 2 МГц и амплитудой ( В, _в), равной 1.5, 2,0 или 2,5 В (и регулируя напряжение питания и напряжение смещения так, чтобы В _DD = — В _{смещение} = В _в для всех измерений). Характерные постоянные времени нарастания и спада (τ _подъем и τ _спад) событий переключения были определены путем подгонки простых экспоненциальных функций к измеренным переходам выходного напряжения. Наименьшие постоянные времени (19 и 56 нс) наблюдались при напряжении питания 2,5 В (см. Рис.3С). Зависимость постоянных времени от напряжения питания показана на рис. 3D.

Результаты 11-ступенчатого кольцевого генератора на основе TFT C ₁₀ -DNTT приведены на рис. 4. На рис. 4 (от A до C) показаны схема и фотография схемы, сканирующая электронная микроскопия (SEM ) изображение области канала одного из TFT и измеренный выходной сигнал кольцевого генератора. Задержка распространения сигнала (τ), которая была определена путем подгонки синусоидальной волны к измеренному выходному сигналу, составляет 143 нс на каскад при напряжении питания 1.6 В и 79 нс на каскад для напряжения питания 4,4 В (см. Рис. 4D). Это наименьшая на сегодняшний день задержка сигнала для кольцевого генератора на основе органических транзисторов TFT при напряжении питания менее 50 В (см. Рис. 1E) ( 27 ). По задержке распространения сигнала можно вычислить эквивалентную частоту ( f _eq = 1 / 2τ), которая дает оценку средней частоты, с которой TFT переключаются в кольцевом генераторе, и которая может использоваться для приближения транзитная частота TFT ( f _T) с точностью примерно до 2 ( 7 ).Для напряжения питания 4,4 В мы получаем эквивалентную частоту 6,3 МГц, соответствующую нормированной по напряжению питания эквивалентной частоте 1,4 МГц V ^-1.

Анализ двухпортовой сети

Хотя динамические характеристики кольцевого генератора позволяют измерить среднюю частоту переключения TFT, используемых в схеме, более подробную информацию о динамических свойствах отдельных TFT можно получить с помощью двухпортового сетевой анализ ( 2 ).В частности, измерения параметра рассеяния (параметр S ) привлекательны тем, что позволяют однозначно оценивать высокочастотные характеристики органических TFT ( 28 , 29 ). Эти измерения могут, например, обеспечить доступ к различным вкладам в общую емкость затвора ( C _G) путем преобразования параметров S в параметры проводимости ( Y ) ( 30 ) и измерения частота отсечки (или прохождения) единичного тока усиления ( f _T) отдельных TFT ( 28 ).Используя этот метод, мы выполнили подробные динамические характеристики TFT DPh-DNTT с длиной канала от 0,6 до 10,5 мкм, полным перекрытием затвор-контакт 10 мкм и шириной канала 100 мкм (см. Рис. 5A). Все измерения проводились с постоянным напряжением затвор-исток и сток-исток, равным −3 В, с наложением небольшой амплитудной составляющей (см. Рис. 5B). Чтобы оценить высокочастотные характеристики диэлектрика затвора, мы оценили емкость затвор-сток ( C _GD) по параметрам Y , отметив, что в условиях насыщения | Y ₂₁ | = 2π fC _GD по модели Мейера (см.рис.5C) ( 2 , 31 ). Во всех TFT, которые были измерены, нормированная по площади емкость затвор-сток оказалась постоянной с частотой (с уменьшением менее чем на 20% до максимальной частоты измерения 200 МГц) и близко соответствует значению, ожидаемому для единица площади затвор-диэлектрическая емкость ( C _diel) 0,7 мкФ см ⁻² ( 31 ).

Рис. 5 Двухпортовый сетевой анализ гибких органических транзисторов.

( A ) Фотография органического TFT, предназначенного для анализа двухпортовой сети, изготовленного на подложке PEN. Все рассматриваемые здесь TFT имеют полное перекрытие затвор-контакт ( L _{ov, всего}) 10 мкм и ширину канала ( W ) 100 мкм. Фото: Джеймс В. Борхерт, Институт исследования твердого тела Макса Планка. ( B ) Принципиальная схема двухпортовой сети с TFT в качестве тестируемого устройства. ( C ) Дренажный компонент общей емкости затвора ( C _GD), нормированный на площадь перекрытия затвор-сток ( WL _{ov, GD}) и нанесенный на график как функция частоты измерения ( f ) для всех TFT в двухпортовом сетевом анализе.Емкость затвор-сток C _GD была рассчитана из измеренных параметров полной проводимости (| Y ₂₁ | = 2π fC _GD). ( D ) Величина усиления по току слабого сигнала (| h ₂₁ |) TFT с длиной канала ( L ) в диапазоне от 0,7 до 10,5 мкм и с номинально идентичными затвор-исток и затвор перекрытия со стоком ( L _{ov, GS} = L _{ov, GD}) в зависимости от частоты измерения.Частоты прохождения ( f _T) определяются как частота, на которой | ч ₂₁ | = 0 дБ (красная линия). ( E ) Транзитная частота ( f _T) в зависимости от длины канала ( L ). Красная линия соответствует уравнению. 1 к данным измерений (синие кружки), что дает нормированное по ширине контактное сопротивление ( R _C W ), равное (10 ± 2) Ом · см, и собственную подвижность канала (μ ₀), равную ( 6 ± 1) см ² V ⁻¹ с ⁻¹.( F ) СЭМ-микрофотография области канала асимметричного DPh-DNTT TFT с длиной канала ( L ) 0,6 мкм, перекрытием затвор-исток ( L _{ov, GS}) 1,7 мкм и перекрытие затвор-сток ( L _{ov, GD}) 8,3 мкм. ( G ) Измеренное усиление по току слабого сигнала (| h ₂₁ |) того же TFT, построенное как функция частоты измерения, с указанием частоты распространения ( f _T) 21 МГц.( H ) Измеренные передаточные характеристики и крутизна ( g _m), построенные как функция напряжения затвор-исток того же TFT.

Для получения транзитной частоты ( f _T) параметры S были использованы для расчета гибридного параметра, соответствующего усилению тока слабого сигнала (| h ₂₁ | = | i _D | / | i _G |) (см. Рис.5, D и G).На рис. 5D, поскольку перекрытия затвор-контакт были приблизительно эквивалентными для всех TFT, можно было определить частоту прохождения непосредственно как частоту, на которой | ч ₂₁ | = 0 дБ. Частоты прохождения, определенные для этого набора TFT, находились в диапазоне от 17,8 МГц для канала длиной 0,7 мкм до 0,7 МГц для длины канала 10,5 мкм. Зависимость частоты прохождения от длины канала ( L ), нормированного по ширине контактного сопротивления ( R _C W ) и собственной подвижности канала (μ ₀) определяется как (см. сечение S1) fT = μ0 (VGS − Vth) 2π (L + 12μ0CdielRCW (VGS − Vth)) (Lov, total + 23L) (1)

Так как диэлектрическая емкость затвора единичной площади ( C _diel ) и полное перекрытие затвор-контакт ( L _{ov, всего}) номинально идентичны для всех рассматриваемых здесь TFT, контактное сопротивление и собственная подвижность канала могут быть извлечены путем подбора уравнения1 к эмпирической зависимости транзитной частоты от длины канала, принимая в качестве свободных параметров R _C W и μ ₀. Рисунок 5E показывает, что превосходное соответствие экспериментальным данным достигается при использовании R _C W = (10 ± 2) Ом · см и μ ₀ = (6 ± 1) см ² V ^{— 1} с ⁻¹. Существует заметное расхождение между контактным сопротивлением, определенным с помощью TLM (35 Ом · см; см. Рис.2F) и метод транзитной частоты, показанный на фиг. 5E. Это несоответствие, вероятно, связано с тем, что боковые электрические поля, приложенные при измерениях параметра S , существенно больше, чем поля, приложенные во время TLM. Контактное сопротивление органических тонкопленочных транзисторов нередко демонстрирует зависимость от бокового поля ( 32 ). Этот эффект может быть вызван различными неидеальностями границы раздела металл-органический полупроводник, такими как инжекция заряда, ограниченная диффузией, и снижение силы изображения ( 33 , 34 ).

Эффекты паразитной периферийной емкости могут возникать в полевых транзисторах, когда полупроводниковый слой выходит за края устройства ( 35 ). При работе TFT в режиме насыщения эти эффекты изолированы от истока TFT, так что уменьшается перекрытие затвор-исток ( L _{ov, GS}) при сохранении полного контакта затвор-контакт. перекрытие ( L _{ov, всего}) и постоянная длины канала приведут к меньшей общей емкости затвора и, следовательно, к более высокой транзитной частоте ( 36 ).Путем изготовления асимметричного TFT с меньшим размером L _{ov, GS} 1,7 мкм ( L _{ov, всего} = 10 мкм) и длиной канала 0,6 мкм, частота передачи 21 МГц при V _GS = V _DS = −3 В, по сравнению с 17,8 МГц для TFT с симметричным перекрытием затвор-контакт (см. Рис. 5, от F до H). Насколько нам известно, это самая высокая на сегодняшний день транзитная частота для органических транзисторов, изготовленных на гибкой подложке.Нормированная к напряжению питания (7 МГц V ⁻¹), это самая высокая нормализованная по напряжению транзисторная частота, зарегистрированная на сегодняшний день для любых органических транзисторов (см. Рис. 1F и таблицу S1) ( 16 , 37 , 38 ). Кроме того, TFT показывает нормированную на ширину канала крутизну ( г _м / Вт) до 6,4 См / м, подпороговую крутизну 66 мВ / декаду и эффективную подвижность носителей 2,7 см ² В ^-1 с ^-1, все записи для органических TFT с субмикронной длиной канала.Эти результаты демонстрируют возможность изготовления органических тонкопленочных транзисторов на гибких подложках со статическими и динамическими характеристиками, подходящими для высокочастотных мобильных электронных приложений и приближающимися к таковым для промышленных стандартных тонкопленочных транзисторов LTPS ( 5 ) и высокопроизводительных тонкопленочных транзисторов IGZO (). 6 ), при этом используется архитектура TFT, совместимая с существующими стандартными производственными процессами.

МАТЕРИАЛЫ И МЕТОДЫ

Изготовление органических TFT и схем с малыми критическими размерами

Литография по трафарету на основе кремниевых трафаретных масок высокого разрешения позволяет изготавливать органические TFT и схемы на гибких подложках с небольшими критическими размерами и отличной воспроизводимостью ( 20 , 21 ).Этот подход был использован для изготовления всех органических тонкопленочных транзисторов (см. Рис. S1) и схем, представленных в этой работе, на листах PEN толщиной 125 мкм (Teonex Q65 PEN; предоставлен W. A. MacDonald, DuPont Teijin Films, Wilton, UK). Отдельные маски использовались для рисунка межсоединений, электродов затвора, контактов истока и стока, а также слоев органических полупроводников. Маски выравнивали вручную с помощью оптического микроскопа. Чтобы обеспечить работу низковольтного TFT, гибридный диэлектрик затвора с общей толщиной примерно 6 нм был подготовлен путем воздействия на алюминиевые электроды затвора кислородной плазмой (Oxford Instruments, 30 см3 кислорода, 10 мТорр, 200 Вт, 30 с), а затем погружение подложки в 1 мМ раствор 2-пропанола n -тетрадецилфосфоновой кислоты (TDPA; PCI Synthesis, Newburyport, MA, USA), чтобы позволить самоорганизующемуся монослою (SAM) формироваться на поверхности оксида алюминия ( 39 ).Нормированная по площади диэлектрическая емкость затвора ( C _diel) этого гибридного диэлектрика затвора из оксида алюминия / SAM обычно составляет от 0,5 до 0,7 мкФ · см ^-2. Затем были нанесены золотые контакты истока и стока путем термического испарения в вакууме, а затем подложки были погружены в 10 мМ раствор PFBT (Santa Cruz Biotechnology, Гейдельберг, Германия) в этаноле (неденатурированном) или 2-пропаноле на 30 мин. PFBT образует хемосорбированный монослой, который существенно улучшает контактное сопротивление органических полупроводников, используемых в этой работе.Наконец, низкомолекулярные полупроводники 2,9-дидецил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (C ₁₀ -DNTT) или 2,9 -дифенил-динафто [2,3-b: 2 ‘, 3’-f] тиено [3,2-b] тиофен (DPh-DNTT) использовались в качестве активного слоя в канальной области TFT (Nippon Kayaku, предоставлено К. Икеда). Органические полупроводники осаждали термической сублимацией в вакууме (базовое давление 10 ^-6 мбар) при температуре подложки 80 ° C для C ₁₀ -DNTT или 90 ° C для DPh-DNTT.

Электрические измерения и морфологическая характеристика

Все электрические измерения проводились при комнатной температуре ( T = 292 K) в окружающем воздухе. Статические передаточные и выходные характеристики были измерены с помощью анализатора параметров полупроводников Agilent 4156 C Semiconductor Parameter Analyzer. Функциональный генератор Keysight 33500B, осциллограф Tektronix TDS1000 и высокоомный пробник GGB Industries Picoprobe 19C использовались для оценки динамических характеристик инверторов и кольцевых генераторов. S -параметр измерения были выполнены с использованием векторного анализатора цепей Keysight N5231A и Cascade Microtech GS-SG | Z | высокочастотные зонды. Полную информацию о методе измерения для извлечения частоты прохождения органических TFT из измерений параметра S можно найти в ( 2 ) и ( 29 ). Измерения с помощью SEM и атомно-силовой микроскопии использовались для морфологической характеристики слоев органического полупроводника и для измерения критических размеров TFT.Качество монослоев PFBT на золотых поверхностях оценивали с помощью поляризационно-модулированной инфракрасной спектроскопии отражения-поглощения (IRRAS). Для этого измерения золотая пленка была нанесена на кремниевую подложку площадью приблизительно 1 см ² и обработана монослоем PFBT в соответствии с процедурой, описанной выше. Кроме того, исходный PFBT был охарактеризован IRRAS для сравнения с монослоем PFBT. Результаты показывают, что на поверхности образуется чистый монослой PFBT, и результаты хорошо согласуются с аналогичными экспериментами, описанными ранее (см.рис.S1) ( 40 ).

Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с условиями некоммерческой лицензии Creative Commons Attribution, которая разрешает использование, распространение и воспроизведение на любом носителе, при условии, что конечным результатом будет , а не для коммерческих целей и при условии, что оригинальная работа правильно цитируется.

ССЫЛКИ И ПРИМЕЧАНИЯ

↵
↵
А. Перино, М. Джорджио, М. Кайрони, Разработка органических полевых транзисторов для работы на высоких частотах, в Гибкая углеродная электроника , V.Палермо, П. Самори, ред. (Wiley-VCH, ed. 1, 2018), 71–94.
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵
↵

Физика полупроводниковых приборов

Выражение признательности: Мы благодарим К. Такимия, Saitas, Wellness Center, Япония К. Икеда, Ю. Садамицу и С. Иноуэ (Ниппон Каяку, Токио, Япония) за предоставление органических полупроводников DPh-DNTT и C ₁₀ -DNTT; Т.Заки и Р. Рёдел за разработку силиконовых трафаретных масок; и Z. Wu за помощь в измерениях IRRAS. Финансирование: Эта работа частично финансировалась Немецким исследовательским фондом (DFG) в рамках грантов KL 2223 / 6-1, KL 2223 / 6-2 (SPP FFlexCom), KL 2223 / 7-1 и INST 35/1429. -1 (SFB 1249). R.T.W. выражает благодарность за финансирование в рамках инициативы по совершенствованию Мюнхенская инициатива по наносистемам (NIM), Центра нанонауки (CeNS), инициативы по переходу на гибридные солнечные технологии (SolTech), а также дополнительное финансирование со стороны DFG в рамках стратегии совершенства Германии [EXC-2111–3868 (MCQST) и EXC 2089 / 1–3260].M.C. и М. выражаем признательность за финансовую поддержку Европейского исследовательского совета (ERC) в рамках программы исследований и инноваций Европейского союза Horizon 2020 «HEROIC», соглашение о гранте 638059. Вклад авторов: J.W.B., U.Z., и H.K. разработал экспериментальные детали исследования. J.W.B. изготовил все приборы и провел электрические и морфологические измерения. М.Г. выполнили измерения параметра S . J.W.B. и Х.К. написал статью при участии М.К. и R.T.W. F.L. и J.N.B. изготовила кремниевые трафаретные маски, используемые для изготовления тонкопленочных транзисторов и схем. S.L. и Х.К. курировал проект. Все авторы обсудили результаты и внесли свой вклад в разработку окончательной рукописи. Конкурирующие интересы: Авторы заявляют, что у них нет конкурирующих интересов. Доступность данных и материалов: Все данные, необходимые для оценки выводов в статье, представлены в документе и / или дополнительных материалах.Дополнительные данные, относящиеся к этой статье, могут быть запрошены у авторов.

Copyright © 2020 Авторы, некоторые права защищены; эксклюзивный лицензиат Американской ассоциации содействия развитию науки. Нет претензий к оригинальным работам правительства США. Распространяется по некоммерческой лицензии Creative Commons Attribution 4.0 (CC BY-NC).

Магазин IET — Проектирование схем малой мощности и низкого напряжения с транзистором FGMOS

В наличии

Цифровая библиотека IET
Это название доступно в электронном виде
в Цифровой библиотеке IET
Эстер Родригес-Вильегас

Обусловленные потребительским спросом на более компактные и портативные электронные устройства, которые предлагают больше функций и дольше работают от существующих аккумуляторных блоков, передовые электронные схемы должны быть еще более энергоэффективными.От разработчика схем это требует понимания новейших технологий низкого напряжения и малой мощности (LV / LP), в одной из наиболее многообещающих из которых используется МОП-транзистор с плавающим затвором (FGMOS).
В то время как обычный МОП-транзистор имеет только один вход, транзисторы FGMOS часто имеют несколько входов. Этот факт, наряду с некоторыми другими замечательными свойствами этого очень интересного устройства, предлагает разработчику множество дополнительных степеней свободы, которые могут значительно повысить энергоэффективность.Правильно используя транзисторы FGMOS — устанавливая соответствующие отношения между их входами — можно достичь компромиссов в конструкции, которые невозможны с обычными устройствами MOS. Это особенно верно, когда потребляемая мощность и напряжение питания являются основными конструктивными ограничениями.
Эта книга демонстрирует, как транзисторы FGMOS могут использоваться в конструкциях с низким напряжением и низким энергопотреблением. Показанные методы обеспечивают инновационные решения, часто в ситуациях, когда пределы рассматриваемой технологии были значительно ниже значений, рекомендованных производителем.
Об авторе
Эстер Родригес-Виллегас — преподаватель группы схем и систем факультета электротехники и электроники Имперского колледжа в Лондоне. Родилась в Испании, окончила факультет физики Севильского университета, получив премию Сан-Альберто. В том же университете она получила степень доктора философии. Получив грант на профессиональные исследования от правительства Испании, она присоединилась к Национальному центру микроэлектроники, где проработала почти шесть лет.До переезда в Имперский колледж Родригес-Вильегас в течение двух лет был адъюнкт-профессором Севильского университета.
Год публикации: 2006 г.
Страницы: 320
ISBN-13: 978-0-86341-617-0
Формат: HBK
Усилитель звука низкого напряжения — Электросхема.com
Этот экспериментальный (3) транзисторный усилитель мощности класса A выдает 25 мВт при нагрузке 8 Ом или 50 мВт при нагрузке 4 Ом при использовании только источника питания 1,5 В. При таком низком напряжении есть много вопросов, которые следует учитывать и чему нужно учиться. Насколько мне известно, следующая информация является новой для мира.
Фон
Месяца назад я выразил намерение написать статью о применении низковольтных транзисторов для другого из моей серии Single Transistor Amplifier Revisited.Затем несколько недель назад Даниэла, участница нашего форума, задала простой, но глубокий вопрос: «Какое минимальное рабочее напряжение транзистора?» Хотя г-н Мариан попытался сузить круг вопросов, ответов не было. Это последовало за аналогичной статьей о работе 555 при низком напряжении.
Теоретический минимум и практический минимум напряжения
Для кремниевого биполярного транзистора начальное требование к напряжению должно превышать напряжение перехода Vbe, равное 0.6В. Затем, чтобы можно было регулировать это напряжение через последовательный резистор, напряжение источника должно быть примерно вдвое или примерно 1,2 В. (Практическое правило для шунтирующих регуляторов напряжения состоит в том, что рекомендуется, чтобы напряжение источника было вдвое больше регулируемого напряжения.) Это, возможно, теоретический минимум Vcc. Практический минимум учитывает источники питания низкого напряжения — в этом случае вездесущая одноэлементная батарея 1,5 В, возможно, является стандартным источником питания низкого напряжения — это источник питания для моей схемы.
Экспериментальная схема
Я много месяцев раздумывал над этой идеей и наконец дошел до ее макета. Хотя он работает хорошо, я не предполагаю, что он так полезен из-за ограниченного срока службы батареи. Я просто предполагаю, что это действительно отличный эксперимент, который показывает, что происходит при низких напряжениях.
Несмотря на то, что мощность относительно низкая (25 мВт), громкость звука достаточная, и в наушниках он будет довольно громким. Помимо этого, эффективность громкоговорителя и акустика корпуса играют важную роль в выходной громкости.Частотная характеристика хороша за счет использования прямой связи — она ограничена на нижнем уровне от C1 до 8 Гц, а на верхнем — до более 50 кГц. Ток покоя выходного каскада протекает через громкоговоритель — не рекомендуется для приложений с более высокой мощностью.
Прямое соединение схемы транзисторов (NPN, PNP, NPN) обеспечивает превосходную базовую мощность, необходимую для насыщения выходного транзистора.
КПД составляет около 20%, что близко к теоретическому максимуму 25% для усилителя класса А.Обратите внимание, что в отличие от класса B или AB, ток питания усилителя класса A остается неизменным независимо от уровня выходного сигнала — это делает его настоящим убийцей батарей!
Выходной каскад MPS650
http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/M/P/S/6/MPS650.shtml
Первый транзистор, который я попробовал, был 2N4401, но насыщение было очень плохим и поэтому мощность была недостаточной. ограничено. MPS650 похож на 2N4401 на стероидах — это не обычное устройство TO-92, поскольку его номинальный ток составляет 2 А и может легко насыщать 100 мА до 0.1В. С таким же успехом может работать силовой транзистор на 4 А.
Осциллографы
Обратите внимание на выход синусоидального сигнала с низким уровнем искажений — он звучит так же чисто, как и выглядит.
Отрицательный отзыв
Также обратите внимание на напряжение основного привода на Q3 — оно совсем не синусоидальное — чудо отрицательной обратной связи — без отрицательной обратной связи искажение недопустимо. Отрицательная обратная связь уменьшает Av на коэффициент усиления разомкнутого контура  усиление замкнутого контура, или 190/5, и уменьшает искажения на такой же коэффициент.
Явления низкого напряжения
Обратите внимание на низкий коэффициент усиления каждого каскада, как показано на схеме. При низком напряжении страдает усиление напряжения. Av разомкнутого контура всего 190. Обратите внимание, что при нормальном напряжении, например 6 В, такая степень усиления по напряжению может быть достигнута с помощью одного транзистора. Коэффициент усиления по напряжению Q2 (Av = 1,4) особенно низок из-за того, что его сопротивление нагрузки является основанием для напряжения перехода эмиттер Q3.
Фазовая компенсация
Этот усилитель было очень сложно стабилизировать — никогда раньше у меня не было таких трудностей.Наконец, я остановился на конденсаторе 0,01 мкФ между базой и коллектором Q3. Однако мне не удалось очистить базовый сигнал возбуждения — наблюдаю толстый рваный след на осциллографе — это показатель колебаний низкого уровня. Некоторые вариации компенсации фактически вызвали колебания с блокировкой подцикла — это заставляет меня подозревать, что базовая цепь Q3 на самом деле имеет отрицательное сопротивление, подобное туннельному диоду. По мере увеличения базового возбуждения напряжение коллектора уменьшается, и Vbe также уменьшается, что приводит к увеличению базового возбуждения, которое, в свою очередь, дополнительно снижает напряжение коллектора — это связано с необычно высоким эффектом hRE при низких напряжениях.Если это действительно так, этот эффект можно использовать для создания осциллятора — о чем я никогда раньше не слышал.
Другие рассматриваемые устройства
Мне бы очень хотелось увидеть, как германиевые или полевые МОП-транзисторы работают при низких напряжениях. Я считаю, что германий лучше при низких напряжениях, но я давно с ними не экспериментировал. Однако это еще одна из бесконечного поля потенциальных экспериментов.
Предупреждение — ОПАСНО, ультразвуковой шум!
Прежде чем слушать это через наушники, проверьте выходное напряжение переменного тока с помощью цифрового мультиметра или осциллографа, чтобы убедиться, что оно не колеблется.Даже если вы не слышите колебаний (возможно, 100 кГц), это не означает, что это безопасно для ваших ушей. Ультразвуковой шум — это совершенно недокументированный риск для здоровья.
Обратите внимание, что эта тема может быть хорошей темой для исследовательской работы — ознакомьтесь с этой ссылкой для получения дополнительной информации.