Параллельное соединение транзисторов: Включение в параллель мощных транзисторов-базовые резисторы? — Форум про радио

Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Методы предварительного подбора биполярных и МОСФЕТ-транзисторов для их последующего параллельного соединения в выходных каскадах усилителей мощ- ности, линейных стабилизаторов и прочих устройств

Параллельное соединение транзисторов, будь то усилитель мощности, линейный стабилизатор или какое-либо иное силовое устройство, применяется в тех случаях, когда один полупроводник не в состоянии (в силу своих электрических характеристик) передать в нагрузку требуемую величину тока, а соответственно, и мощности. Именно для увеличения предельного суммарного тока транзисторов и служит их параллельное соединение.

Однако простое соединение одноименных выводов транзисторов не даёт положительных результатов из-за неравномерного распределения тока между полупроводниками, связанного с относительно большим разбросом их характеристик. При повышении рабочей температуры неравномерное распределение тока между транзисторами становится ещё большим до тех пор, пока практически весь ток нагрузки не потечет через один из транзисторов (с наибольшим коэффициентом усиления), что неизбежно приведёт к его пробою.

А далее выход из строя одного из транзисторов неизбежно приведёт к выходу из строя и других транзисторов в цепочке.

Для выравнивания распределения токов через несколько параллельно соединённых полупроводников необходимо выполнить два действия:
1. Подобрать транзисторы с максимально близкими характеристиками;
2. Включить в их эмиттерные (или истоковые) цепи дополнительные выравнивающие резисторы небольшого сопротивления (Рис.1).

Рис.1 Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Величину сопротивлений выравнивающих резисторов следует выбирать одного номинала, исходя из падения напряжения на них при максимальном рабочем токе – около 0,7 вольта.

Теперь, что касается подбора транзисторов с максимально близкими характеристиками.

Для биполярных транзисторов нужно стремиться использовать приборы с близкими параметрами коэффициента усиления по току h31э.
Измерять h31э транзисторов желательно при токах коллектора, не сильно отличающихся от рабочих. Если это выходные транзисторы усилителя мощности – то хотя бы при токах, близких к току покоя транзисторов выходного каскада.
Поскольку мультиметры с возможностью измерения параметров транзисторов предназначены в основном для работы с маломощными полупроводниками, то для корректного результата имеет смысл воспользоваться схемой измерения, приведённой на Рис.2.

Рис.2 Измерение параметра h31э мощных биполярных транзисторов

В приведённой схеме

h31_э = I_к/I_б = I_к/[(5v — 0,7v)/R1] ≈ I_к/0,52.
Производить проверку транзистора надо как можно быстрее, потому что уже при токах коллектора свыше 100 мА он начинает нагреваться и тем самым вносить погрешности в результаты измерений.

Параллельно соединённые полевые MOSFET транзисторы необходимо предварительно подобрать по идентичности величины напряжения Uзи при заданном токе стока. Без особых затрат это можно сделать, соорудив схему, приведённую на Рис.3.

Рис.3 Предварительный подбор МОСФЕТ-транзисторов для параллельного включения

Ток истока, при котором производиться измерение напряжения Uзи, задаётся резистором R1 и при номинале 200 Ом составляет:
I_c = (12v — U_зи

)/R1 ≈ 9v/0,2k ≈ 45mA.
Резистор R1 должен быть рассчитан на мощность 0,5…1 Вт.

 

Устранение паразитных колебаний, возникающих при параллельном соединении транзисторов MOSFET

Основная проблема при параллельном включении MOSFET транзисторов это возникновение паразитных колебаний. В статье рассмотрены причины возникновения паразитных колебаний в MOSFET транзисторах компании Advanced Power Technology (APT), исследованы методы их устранения и доказано, что добавление к базе транзистора индуктивности типа ферритового цилиндра (ferrite bead) является наиболее оптимальным решением. Полученные результаты также справедливы и для транзисторов типа IGBT.

Природа паразитных колебаний

Колебания возникают при скачке напряжения стока в момент переключения транзисторов. Рисунок 1 показывает колебания, возникающие у двух параллельно соединенных MOSFET транзисторов APT5024BLL (номинальные напряжение 500В и ток 22А). Каждый транзистор в своем составе имеет резистор, сопротивлением 10Ом. Он располагается между затвором и драйвером управления затвором. Результаты эксперимента получены при напряжении сток-исток 333В, при токе 44А и температуре среды 25С. Напряжение драйвера управления затвором составляло 15В.

В качестве драйвера использовалось устройство Micrel MIC4452 с симметричной разводкой контактов затвора. Как видно из рисунка 1, на затворе возникают колебания достаточно высокой частоты. Диапазон частот колебаний лежит в пределах от 50МГц до 250МГц. Такие высокочастотные колебания недопустимы, т. к. это может стать причиной скачков напряжения на затворе, излучения радиочастотных помех, высоких потерь на переключение, способным вывести из строя конечное изделие.

 

Добавление индуктивности типа Ferrite bead

Данный тип индуктивности представляет собой ферритовый цилиндр с отверстием в оси для проводника. Находит широкое применение для подавления радиочастотных помех. Добавление индуктивного элемента Ferrite bead с резистором на затворе MOSFET транзистора  устранило паразитные колебания при минимизировании потерь на переключение.

Фактически, добавление индуктивности более эффективно, чем использование резистора на затворе, т.к. ее импеданс прямопропорционален частоте. Ширина полосы пропускания сигнала, поступающего с драйвера управления затвором, около 2МГц, тогда как частота, на которой возникают паразитные колебания, составляет 50 – 250Мгц. Поэтому, импеданс индуктивного элемента по отношению к частоте шумовых колебаний в 25-125 раз выше, чем по отношению к сигналу с драйвера.

Высокое сопротивление индуктивности достаточно эффективно блокирует помехи, вызванные протеканием тока от истока к затвору.

Более надежно, паразитные колебания могут быть устранены при использовании индуктивности достаточной величины и, наравне с ней, проводить демпфирование резистором затвора. Для подавления помех элементы Ferrite не только на параллельно установленных MOSFET транзисторах. При этом будет достигаться тот же эффект: высокочастотные шумы на затворе будут блокироваться, устраняя любые попытки к возникновению колебаний.

На рис.3 показаны переходные процессы в момент выключения двух параллельно соединенных транзисторов MOSFET — APT5024BLL. В эту серию были последовательно добавлены индуктивные элементы с резисторами сопротивлением 4.3Ом на каждом затворе. Включение параллельно соединенных транзисторов происходит с теми же колебаниями, что и выключение.

На рис.4 изображены осциллограммы при включении двух параллельных транзисторов APT50M65LLL, на затворе каждого из которых размещен резистор сопротивлением 4. 3Ом. Характеристики этих же устройств изображены на рис.5, но только уже с затворными резисторами сопротивлением 1Ом и индуктивными элементами Ferrite bead маленькой величины на каждом затворе. Колебание устранено, но при этом пришлось пожертвовать 8-ми процентным увеличением энергии, затрачиваемой на включение и незначительным увеличением задержки при включении.

 

 

Рис.6 показывает возникновение колебаний при выключении MOSFET транзисторов с одним сопротивлением на затворе без индуктивного элемента, а на рис.7 (при добавлении индуктивности к затвору) генерация исчезает. Как и на рис.4 и рис.5 использовались резисторы сопротивлениями 4.3Ом и 1Ом в комбинации с индуктивностями Ferrite bead. В этот раз индуктивные элементы меньшего сопротивления привели к уменьшению энергии, затрачиваемой на выключение, несмотря на то, что задержка на выключение возросла. Заметим, что затворы на рис.7 на грани генерации, поэтому для оптимального результата необходимо немного повысить сопротивление на затворе.

Если для устранения колебаний использовалось бы только резисторы, (рис.1 и 4), энергии, затрачиваемые на переключение транзисторов, были бы больше, чем при использовании индуктивностей Ferrite bead на каждом затворе.

Добавление индуктивных элементов – достаточно привлекательное решение. Они недороги, малы и просты при использовании. На сегодня доступен широкий ассортимент индуктивностей Ferrite bead с различными параметрами. Энергия, затрачиваемая на переключение, может быть оптимизирована экспериментальным путем различными комбинациями сопротивлений и индуктивностей. Некоторые индуктивности имеют достаточно гибкое сопротивление с монотонной частотной характеристикой. Если индуктивности достаточно большие и не имеют потерь, затворные резисторы могут не использоваться.

Альтернативные решения устранения паразитных колебаний

Контурные площадки

Может показаться лишним добавление индуктивности Ferrite bead к цепи управления затворами, решающей проблему паразитных колебаний. Лучшие решения, реализованные на практике, велят проводить уменьшение индуктивности драйвера управления затвором путем использования плотной компоновки схемы. Однако ключ с компоновкой драйвера управления затвором обладает не достаточной индуктивностью. Поэтому предпочтительным решением выглядит контурная площадка. Проблема возникает из-за ее большой площади и заключается в том, что контур выступает как антенна, которая принимает высокочастотные шумы. Длинный вывод драйвера управления затвором фактически устраняет колебание благодаря повышению паразитной индуктивности самого драйвера.

Применение стабилитронов

Установка стабилитронов между выводами затвора и истока эффективна при подавлении шумов, возникающих на низких частотах переключения, и наличии длинного вывода драйвера управления затвором. Однако, стабилитроны неэффективны при подавлении шумов на частоте в десятки мегагерц.

На рис.8 показана частотная характеристика стабилитрона (номинальное напряжение 15В, корпус DO-41). Выводы диода были обрезаны до длины 5мм, необходимой для установки диода на поверхность печатной платы. На частоте вплоть до 250МГц импеданс корпуса стабилитрона является чисто емкостным, на высших частотах преобладает индуктивное сопротивление корпуса, что позволяет диоду выступать как катушка индуктивности. Также как и у обычных диодов, емкостное сопротивление стабилитрона уменьшается с повышением напряжения обратного смещения.

Наличие стабилитрона, приложенного к затвору, повышает зависимое от напряжения и частоты емкостное сопротивление колебательного RLC – контура, где могут возникнуть паразитные колебания. Добавленное сопротивление не играет никакой роли, т.к. емкостное сопротивление стабилитрона по сравнению с входным емкостным сопротивлением MOSFET транзистора не значительно.

С тех пор, как помещение стабилитрона между затвором и истоком не стало приносить значительных результатов (при подавлении высокочастотных шумов и паразитных колебаний) стало лучшим обходиться без них. Однако они могут быть полезны для подавления низкочастотных шумов, таких, которые возникают, например, при управлении двигателем драйвером управления затворами с длинными выводами.

Заключение

Мощные MOSFET транзиторы имеют много преимуществ. При правильном применении они улучшают всю конструкцию системы, которая часто содержит меньше компонентов, легче, компактнее и имеет лучшие характеристики, чем те, которые могут быть достигнуты на приборах другого типа.

Так же, как и все мощные полупроводниковые приборы, мощные MOSFET транзисторы имеют свои собственные маленькие технические тонкости, которые необходимо соблюдать при использовании транзисторов в процессе работы:

• Паразитные колебания между двумя параллельно установленными транзисторами недопустимы, т.к. значительно уменьшается надежность, эффективность устройства.

• Индуктивности Ferrite bead очень эффективны в устранении паразитных колебаний до тех пор, пока уменьшаются потери на переключения, т. к. они действуют как частотнозависимый затворный резистор.

• Установка стабилитрона между затвором и истоком не контролирует высокочастотные паразитные колебания.

Если эти тонкости правильно понять и соблюдать, потенциальные ловушки могут быть легко преодолены при минимальных затратах. Это повышает возможности устройства и его эффективность на высоких частотах.

 

Литература:

1. AN APT-0402 Rev A “Eliminating parasitic oscillations between parallel MOSFETs”, Jonathan Dodge, P.E.

Скачать в PDF

источник питания — параллельное разделение тока транзисторов

Оцените изменчивость \$V_\text{BE}\$

Если вы вытащите и протестируете 100 соседних биполярных транзисторов с одной и той же катушки при достаточно низких токах, чтобы омическое сопротивление базы и эмиттера не были большой проблемой, вы можете увидеть разброс в \$20\:\text{mV}\$ (или \$\pm 10\:\text{mV}\$) для \$V_\text{ BE}\$ по всей группе. И это исключительная ситуация. Если вы посмотрите на запчасти от разных производителей и в разное время, это будет в два раза больше или больше.

Вы также указываете ситуацию для BJT, несущих \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$. Такие устройства часто имеют существенное (и переменное) омическое сопротивление базы и некоторое омическое сопротивление эмиттера, что может составлять почти половину \$V_\text{BE}\$! Например, я не удивлюсь, если найду \$V_\text{BE}\ge 1\:\text{V}\$, причем почти половина этого значения приходится на внутренние паразитные омические сопротивления между базой и эмиттером.

Таким образом, учитывая и другие факторы, я думаю, было бы разумно планировать спред в размере \$100\:\text{мВ}\$ (или \$\pm 50\:\text{мВ}\$) на ваших устройствах.

Последствия для \$I_\text{C}\$

В общем, если вы увеличите \$V_\text{BE}\$ примерно на \$60\:\text{мВ}\$, то ток коллектора для будет в \$10\раз\$ больше, чем раньше. Таким образом, вы уже можете видеть, что приведенное выше \$\pm 50\:\text{мВ}\$ подразумевает что-либо от 10% до 1000% для тока коллектора между устройствами. (До 100:1 между ними.) Если бы это было реализовано на практике, вы можете себе представить, что текущее разделение было бы ужасным.

Это даже не принимает во внимание тот факт, что если только один из биполярных транзисторов берет на себя большую часть общего тока, он резко нагревается и в процессе потребляет еще больше тока и нагревается еще больше. Если вы ничего не предприняли для решения этой ситуации, вам, вероятно, было бы лучше просто использовать один BJT, способный справиться со всеми текущими требованиями, и забыть о «текущем совместном использовании».

Эмиттерные резисторы для каждого BJT

Чтобы распределение тока работало хорошо (и это работает лучше, если вы использовали составной BJT, такой как Darlington или Sziklai), к каждому BJT часто добавляется эмиттерный резистор.

Вы должны запланировать падение напряжения на эмиттерном резисторе, возможно, в 4-5 раз превышающее ожидаемый разброс. В вашем случае при запланированном \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$ это означает \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$. Вы могли бы обойтись меньшим (или большим, если вы можете позволить себе тратить энергию впустую). Но не намного меньше.

Рассмотрим наихудший возможный случай: два биполярных транзистора, отстоящие друг от друга на \$100\:\text{мВ}\$ в \$V_\text{BE}\$, если их коллекторные токи равны. Без эмиттерных резисторов один из биполярных транзисторов потреблял бы 98% запланированного тока \$2\:\text{A}\$, оставляя только 2% для другого биполярного транзистора. В этом случае перегруженный биполярный транзистор перегреется и, вероятно, будет потреблять 99% или более общего тока. Не очень хорошая ситуация.

Но с \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$ в их эмиттерах этого бы не произошло. Вместо этого, говоря очень упрощенно, напряжение на одном из эмиттерных резисторов будет на \$100\:\text{мВ}\$ больше, чем на другом. Но это означает только разницу токов в эмиттерных резисторах \$\frac{100\:\text{мВ}}{470\:\text{м}\Omega}\примерно 200\:\text{мА}\ $ разница. Таким образом, у одного из них может быть \$I_\text{C}\приблизительно 1. 1\:\text{A}\$, а у другого — \$I_\text{C}\приблизительно 900\:\текст{мА}\$. Спред 20%. Это означает, что вы должны ожидать около \$\pm 10\%\$ через токи коллектора. Гораздо лучше ситуация.

Если вы можете допустить большую разницу между токами коллектора, вы можете уменьшить значение \$R\$. Если вам нужно подтянуть его сильнее, вы можете увеличить \$R\$. (Конечно, я использовал вариацию \$\pm 50\:\text{mV}\$ между BJT в качестве грубого, но полезного руководства, когда у вас нет лучшей информации. означает использовать его.)

Грубо говоря, \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}=V _{\text{BE}_\text{MAX}}-V_{\text{BE}_\text{MIN }}}{\Дельта I_\text{C}=I_{\text{C}_\text{MAX}}-I_{\text{C}_\text{MIN}}}\$. \$\Delta V_\text{BE}\$ – это наихудший случай, когда \$V_\text{BE}\$ спред, с которым вам нужно иметь дело, Разброс тока коллектора в наихудшем случае, который вы хотите разрешить. Или \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}}{2\cdot I_\text{C}\cdot \%}\$, где \$I_\text{C}\$ — ваш целевой коллектор тока, а \$\%\$ – процентное отклонение тока коллектора, которое вы можете допустить (где 0,1 – 10 %). Проще говоря, сохраняя \$\Delta V_\text{BE}=100\:\text {mV}\$ расчетный разброс для BJT, это приводит к резервированию \$500\:\text{mV}\$ для \$R\$, если вы готовы терпеть ток коллектора \$\pm 10\%\$ вариация.

Реальность, конечно, сложнее. Вышеприведенное, по общему признанию, сильно упрощено. Но он обеспечивает приближение первого уровня, которое вы можете разумно использовать.

Ваше значение \$R=100\:\text{m}\Omega\$ будет означать (из приведенного выше), что вы готовы принять \$\pm 50\%\$ вариации токов коллектора. Это может быть хорошо с вами. Или нет.

Другие подходы

Вы также можете рассмотреть возможность использования дополнительных биполярных транзисторов для «определения» тока эмиттерного резистора и усиления этой разницы в управлении каждым силовым биполярным транзистором (или компоновкой составного биполярного транзистора). немного подправить дизайн. И если вы хотите зайти так далеко, вам может быть лучше использовать эти BJT с измерением тока для управления мощными MOSFET вместо мощных BJT.

Но я оставлю такие мысли для другого вопроса.

Могу ли я использовать несколько транзисторов BJT параллельно, если один из них не может проводить достаточный ток?

\$\начало группы\$

Максимальный ток, на который рассчитаны мои транзисторы, составляет 1,5 А (от коллектора до эмиттера).

Я хочу использовать контакт GPIO Raspberry Pi для включения / выключения белой светодиодной ленты, поместив транзистор вместо заземляющего провода светодиодной ленты.

Максимальный ток светодиодной ленты составляет 2,4 А. Можно ли использовать два транзистора параллельно для подачи необходимого тока?

Ниже я приложил грубую схему того, что я имею в виду, здесь я покрасил провода, идущие к коллекторам транзисторов, зеленым, а эмиттеры — оранжевым, чтобы различать их.

Во-вторых, это безопасно?

• транзисторы
• bjt
• raspberry-pi

\$\конечная группа\$

6

\$\начало группы\$

Ваша схема непонятна, обычно она сверху вниз и слева направо. Ваш + должен быть вверху, а земля внизу. Да, вы можете запараллелить транзисторы, но вам нужно добавить эмиттерные резисторы с низким сопротивлением, чтобы они сбалансировались. Вы потеряете от 0,7 В до 1,4 В в зависимости от транзистора. Рассмотрите возможность использования N-Channel MOSFET логического уровня, вам понадобится только один, и он будет намного круче. Когда вы выбираете MOSFET, попробуйте найти что-то с Vgs не менее 2,5 В или ниже. При этом я бы поставил резистор 10K от вывода GPIO к земле и что-то около 50 Ом между затвором и выводом GPIO. Убедитесь, что все заземления соединены. Исток будет землей, сток будет выходом, а гейт — входом.

\$\конечная группа\$

4

\$\начало группы\$

Да, это можно сделать безопасным, но вам необходимо разделить базовые резисторы, которые будут питать в общей сложности 5% светодиодов при коэффициенте тока 20 или меньше.