Как измерить S-параметры СВЧ транзисторов. Какие существуют методы измерения S-параметров. Как применять S-параметры при проектировании СВЧ устройств. Какие преимущества дает использование S-параметров.
Что такое S-параметры транзисторов СВЧ
S-параметры (параметры рассеяния) являются важной характеристикой СВЧ транзисторов и других четырехполюсников, работающих на высоких частотах. Они описывают поведение устройства с точки зрения падающих и отраженных волн на его входе и выходе.
Основные S-параметры транзистора:
- S11 — коэффициент отражения на входе
- S22 — коэффициент отражения на выходе
- S21 — коэффициент прямой передачи (усиление)
- S12 — коэффициент обратной передачи
S-параметры позволяют полностью охарактеризовать свойства транзистора на СВЧ и используются при проектировании усилителей, смесителей и других устройств.
Методы измерения S-параметров СВЧ транзисторов
Существует несколько методов измерения S-параметров транзисторов на сверхвысоких частотах:
1. Метод двух направленных ответвителей
Это классический метод, использующий два направленных ответвителя на входе и выходе транзистора для разделения падающих и отраженных волн. Требует точной калибровки измерительной системы.
2. Метод шестиполюсника
Использует шестиполюсное устройство с тремя детекторами мощности на каждом порту транзистора. Позволяет измерять амплитуды волн, но не фазы.
3. Метод векторного анализатора цепей
Современный метод с использованием векторного анализатора для автоматизированного измерения полного комплекта S-параметров по амплитуде и фазе. Обеспечивает высокую точность при правильной калибровке.
Применение S-параметров при проектировании СВЧ устройств
S-параметры широко используются разработчиками СВЧ техники для следующих целей:
- Расчет коэффициентов усиления и отражения усилителей
- Согласование входных и выходных импедансов
- Анализ устойчивости активных устройств
- Оптимизация шумовых характеристик малошумящих усилителей
- Моделирование СВЧ устройств в САПР
Использование измеренных S-параметров позволяет повысить точность проектирования и сократить число итераций при разработке.
Преимущества использования S-параметров
Применение S-параметров при проектировании СВЧ устройств дает ряд важных преимуществ:
- Высокая точность описания свойств компонентов на СВЧ
- Возможность измерения параметров без разрыва линий передачи
- Удобство использования в матричных расчетах многокаскадных устройств
- Наглядность представления частотных характеристик
- Широкая поддержка в современных САПР СВЧ техники
Все это делает S-параметры незаменимым инструментом при разработке современных СВЧ устройств и систем.
Особенности измерения S-параметров мощных СВЧ транзисторов
При измерении S-параметров мощных СВЧ транзисторов возникают определенные сложности, связанные с их нелинейностью и саморазогревом. Для получения корректных результатов необходимо учитывать следующие особенности:
- Измерения проводятся в импульсном режиме для уменьшения саморазогрева
- Уровень мощности тестового сигнала выбирается в линейной области характеристики
- Требуется точная калибровка с учетом держателя транзистора
- Применяются специальные методики деэмбеддинга паразитных элементов
- Используются мощные векторные анализаторы цепей с высокой развязкой портов
Соблюдение этих требований позволяет получить достоверные S-параметры мощных СВЧ транзисторов для их дальнейшего использования при проектировании.
Применение S-параметров для моделирования нелинейных эффектов
Хотя классические S-параметры описывают линейные свойства устройств, существуют подходы для учета нелинейности с их помощью:
- Измерение S-параметров при разных уровнях мощности входного сигнала
- Использование X-параметров — расширения S-параметров для сильных сигналов
- Построение поведенческих моделей на основе измеренных S-параметров
- Экстракция эквивалентных схем транзисторов из S-параметров
Эти методы позволяют более точно моделировать поведение СВЧ устройств в нелинейном режиме, что важно, например, при разработке усилителей мощности.
Измерение S-параметров в миллиметровом диапазоне частот
С освоением все более высоких частот возникает потребность в измерении S-параметров в миллиметровом и субмиллиметровом диапазонах. Это создает ряд сложностей:
- Необходимость использования волноводных измерительных трактов
- Повышенные требования к точности позиционирования компонентов
- Сложность калибровки из-за малых размеров устройств
- Влияние паразитных эффектов держателей и переходов
- Высокая стоимость измерительного оборудования
Тем не менее, развитие технологий позволяет проводить измерения S-параметров на частотах до сотен гигагерц, что открывает новые возможности для разработки устройств миллиметрового диапазона.
Измерение S-параметров СВЧ транзистора при высоких уровнях мощности методом пространственно удаленной нагрузки
Рис. 1 Рис. 2. мощность, составляет единицы Ом и может быть определено из соотношения: , (1)
РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА ВЫХОДНОГО КАСКАДА Александр Титов Домашний адрес: 634050, Россия, Томск, пр. Ленина, 46, кв. 28. Тел. 51-65-05, E-mail: [email protected] (Радиомир, 2004, 11) Традиционно
Подробнее1.1 Усилители мощности (выходные каскады)
Лекция 9 Тема 9 Выходные каскады 1.1 Усилители мощности (выходные каскады) Каскады усиления мощности обычно являются выходными (оконечными) каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и предназначены
ПодробнееАнализаторы цепей векторные ZND
Приложение к свидетельству 60055 об утверждении типа средств измерений Лист 1 Анализаторы цепей векторные ZND ОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ Назначение средства измерений Анализаторы цепей векторные
ПодробнееТЕМА 6 ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ.
ТЕМА 6 ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ. Электронный усилитель — устройство, преобразующее маломощный электрический сигнал на входе в сигнал большей мощности на выходе с минимальными искажениями формы. По функциональному
Подробнее1.1 Усилители мощности (выходные каскады)
Лекция 7 Тема: Специальные усилители 1.1 Усилители мощности (выходные каскады) Каскады усиления мощности обычно являются выходными (оконечными) каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и предназначены
Рисунок 1 Частотная характеристика УПТ
Лекция 8 Тема 8 Специальные усилители Усилители постоянного тока Усилителями постоянного тока (УПТ) или усилителями медленно изменяющихся сигналов называются усилители, которые способны усиливать электрические
ПодробнееАнализаторы цепей векторные ZVL3-75
Приложение к свидетельству 58179 об утверждении типа средств измерений Лист 1 Анализаторы цепей векторные ZVL3-75 Назначение средства измерений ОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ Анализаторы цепей векторные
ПодробнееАнализаторы цепей векторные ZNB20, ZNB40
Приложение к свидетельству 53995 об утверждении типа средств измерений Лист 1 ОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ Анализаторы цепей векторные ZNB20, ZNB40 Назначение средства измерений Анализаторы цепей векторные
ПодробнееАвтоматизированное Рабочее Место. ООО НПЦ «РЭИС» , РФ, г.москва, Зеленоград, Панфиловский пр-кт, д.10
Автоматизированное Рабочее Место ООО НПЦ «РЭИС» 124460, РФ, г.москва, Зеленоград, Панфиловский пр-кт, д.10 Автоматизированное рабочее место (АРМ) Автоматизированное рабочее место (АРМ) это аппаратнопрограммный
ПодробнееАнализаторы цепей векторные ZNLE3, ZNLE6
Приложение к свидетельству 71705 Лист 1 об утверждении типа средств измерений ОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ Анализаторы цепей векторные ZNLE3, ZNLE6 Назначение средства измерений Анализаторы цепей векторные
ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Векторный рефлектометр «CABAN R140» Технические характеристики Векторный рефлектометр «CABAN R140» предназначен для измерения комплексного коэффициента отражения в различных коаксиальных трактах в диапазоне
ПодробнееRC-ГЕНЕРАТОР ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Московский государственный университет им. М.В.Ломоносова Физический факультет Кафедра общей физики Л а б о р а т о р н ы й п р а к т и к у м п о о б щ е й ф и з и к е (электричество и магнетизм) Лабораторная
ПодробнееРисунок 1 Частотная характеристика УПТ
Лекция 8 Тема: Интегральные усилители 1 Усилители постоянного тока Усилителями постоянного тока (УПТ) или усилителями медленно изменяющихся сигналов называются усилители, которые способны усиливать электрические
ПодробнееГлава 5. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Глава 5. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 5.1. ПРИНЦИП УСИЛЕНИЯ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ Назначение и классификация усилителей. Усилители переменного напряжения являются наиболее распространенным типом электронных
ПодробнееЛекция 2 ЦЕПИ С ДИОДАМИ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
109 Лекция ЦЕПИ С ДИОДАМИ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ План 1. Анализ цепей с диодами.. Источники вторичного электропитания. 3. Выпрямители. 4. Сглаживающие фильтры. 5. Стабилизаторы напряжения. 6. Выводы. 1. Анализ
ПодробнееПример проведения измерений
Измерение S22 в «горячем» режиме с импульсными сигналами на анализаторе цепей R&S ZVA Пример проведения измерений 1 Вступление При разработке активных устройств, в том числе усилителей, стоит проблема
Порядок выполнения работы
Проект ГПО ТОР 0703 Оценка влияния импеданса 2-ой гармоники на мощностные характеристики. Руководитель проекта: Дмитриев В. Д., доцент кафедры ТОР. Проект выполнила: Имшинецкая З.С., гр. 148-2. Введение:
ПодробнееВход Усилитель. Обратная связь
Лекция 5 Тема 5 Обратная связь в усилителях Обратной связью () называют передачу части энергии усиливаемого сигнала из выходной цепи усилителя во входную. На рисунке 4 показана структурная схема усилителя
ПодробнееАПЕРИОДИЧЕСКИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Нижегородский государственный университет им. Н. И. Лобачевского Радиофизический факультет Кафедра радиоэлектроники Отчет по лабораторной работе: АПЕРИОДИЧЕСКИЙ УСИЛИТЕЛЬ Выполнили: Проверил: студенты
ПодробнееУсилители УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Усилители УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ Обратная связь находит широкое использование в разнообразных устройствах полупроводниковой электроники. В усилителях введение обратной связи призвано улучшить ряд
ПодробнееОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИИ
V ОПИСАНИЕ ТИПА СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИИ СОГЛАСОВАНО ководитель ГЦИ СИ, итель генерального директора ВНИИ 0! РИ» Ваттметры поглощаемой мощности СВЧ 141 Р-У 31, 1{1 Р-У 5б Внесен в Государственный реестр средств
ПодробнееГлава 5.. Регистрационный S Взамен Изготовлены по технической документации
Подробнее15.4. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
15.4. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ Сглаживающие фильтры предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Их основным параметром является коэффициент сглаживания равный отношению коэффициента пульсаций
ПодробнееТипы продукции. Аксессуары
Типы продукции Контрольно-измерительная аппаратура Простые приборы Готовые, не конфигурируемые приборы (M3M-18, генератор шума) Продажа со склада или через магазины Сложные приборы Конфигурируемые приборы,
ПодробнееР < Р0; (30 50/+ 500% 50-80). В
1.6. Широкополосные усилители малых сигналов Для усиления малых сигналов чаще всего используют монолитные интегральные схемы (ИС). В настоящее время серийно выпускается много типов ИС для разнообразных
ПодробнееCпособ измерения s-параметров транзисторов СВЧ в линейном режиме. :: ПВ.РФ Международный промышленный портал
Автoры: Ряcный Юрий Ваcильевич, Бoриcoв Алекcандр Ваcильевич, Лocкутoв Андрей Никoлаевич, Чашкoв Михаил Сергеевич.
Изoбретение oтнocитcя к технике измерения на СВЧ и мoжет быть иcпoльзoванo для измерения S-параметрoв паccивных и активных четырехпoлюcникoв СВЧ. Спocoб измерения S-параметрoв транзиcторов СВЧ в линейном режиме заключаетcя в cледующем: выделяют падающие и отраженные волны напряжений от уcтройcтва, cодержащего cобственно транзистор и держатель транзистора, измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°. При этом с помощью 12-полюсных рефлектометров измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе упомянутого устройства для двух значений разности фаз между падающими волнами. Затем транзистор удаляют из упомянутого устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора. Далее из схемы удаляют держатель транзистора, измеряют комплексные коэффициенты отражения выходов 12-полюсных рефлектометров и отношение падающих волн напряжений генератора. Полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров испытуемого транзистора и определяют S-параметры данного транзистора. Технический результат — уменьшение времени измерения и повышение точности измерения S-параметров транзисторов СВЧ. 1 ил.
Изобретение относится к технике измерения на СВЧ и может быть использовано для измерения S-параметров пассивных и активных четырехполюсников СВЧ.
Известен способ измерения S-параметров транзисторов СВЧ [1], при котором измеряют падающие и отраженные от транзистора волны напряжений при изменении разности фаз между падающими волнами от 0° до 360° и определяют S-параметры как центры замкнутых контуров, вычерчиваемых в соответствии с уравнениями вида bi/ai=Sii+Sij(ai/ai), i, j=1, 2 и bi/aj=Sij+Sii(ai/aj), i, j=1, 2.
Недостатками известного способа является то, что процесс измерения требует длительного времени и измеренные S-параметры транзистора имеют низкую точность. Один из указанных недостатков связан с тем, что для построения четырех замкнутых контуров необходимо получить большой массив измеренных отношений падающих и отраженных волн при изменении фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°, второй недостаток связан с тем, что измеряются не S-параметры транзистора, а измеряются S-параметры устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора.
Целью заявляемого способа является уменьшение времени измерения и повышение точности измерения S-параметров транзистора.
Поставленная цель достигается тем, что в известном способе измерения S-параметров, по которому выделяют падающие и отраженные от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, волны напряжений и измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°, согласно изобретению выделяют падающие и отраженные волны напряжений от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, и измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе устройства, содержащего держатель транзистора и собственно транзистор, для двух значений разности фаз между падающими волнами, затем транзистор удаляют из устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора, полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров транзистора и определяют S-параметры транзистора.
Работа заявляемого способа поясняется структурной электрической схемой устройства, представленной на чертеже.
Способ измерения S-параметров транзисторов СВЧ в линейном режиме, по которому выделяют падающие и отраженные волны напряжений от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0-360°, отличающийся тем, что при помощи 12-полюсных рефлектометров измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе упомянутого устройства для двух значений разности фаз между падающими волнами, затем транзистор удаляют из упомянутого устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора, далее из схемы удаляют держатель транзистора, измеряют комплексные коэффициенты отражения выходов 12-полюсных рефлектометров и отношение падающих волн напряжений генератора, полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров испытуемого транзистора и определяют S-параметры данного транзистора.
Эффективное использование S-параметров. Эммулирование поведения электронных компонентов на определенных частотах — Компоненты и технологии
Одним из основных инструментов процесса разработки радиоэлектроники является использование измерений S-параметров. Эти измерения можно использовать в современных средствах автоматизированного проектирования радиоэлектроники (CAD) в качестве составной части процесса моделирования цепей. S-параметры описывают компонент в виде «черного ящика» и используются для эмулирования поведения электронных компонентов на определенных частотах. Существует много возможностей использования S-параметров в разработке и анализе цепей как с активными, так и с пассивными компонентами. Задача данной статьи — показать, как можно интегрировать S-параметры в процесс разработки с использованием CAD-систем.
S-параметры использовались для моделирования цепей буквально со времени своего появления. Практически всегда их можно применять при использовании методов синтеза и анализа, ориентированных на разработку ВЧ и СВЧ электроники. Во многих средствах моделирования есть блоки S-параметров, в которых можно задать значение каждого параметра отдельно. Рассмотрим пример, демонстрирующий, как можно использовать S-параметры для разработки малошумящего усилителя (МШУ).
S-параметры обеспечивают значения, требующиеся для таких видов анализа, как Stability and Gain Circles (круговые диаграммы стабильности и усиления). Однако для разработки МШУ потребуются также параметры малосигнального шума, такие как Nfmin, Sopt и Rn, для того, чтобы круговые диаграммы шума при каждом конкретном коэффициенте шума можно было построить в среде проектирования. Набор S-параметров и параметров шума, измеренных на частоте 1 ГГц, показаны в таблице.
Таблица. S-параметры и параметры шума сигналов низкого уровня
В данной статье для всех примеров моделирования использовалась среда разработки ADS (Advanced Design System) от Agilent Technologies. На рис. 1 показана схема с отмеченными на ней S-параметрами и параметрами шума.
Рис. 1. Моделирование, включающее настройку параметров шума
После запуска моделирования с данными можно работать в режиме пост-обработки, чтобы получить нужную информацию для разработки МШУ, как это показано на рис. 2.
Рис. 2. Круговые графики шума и возможного усиления на диаграмме Смита
Этот пример анализа показывает большие возможности и гибкость использования S-параметров. Это очень полезно при проектировании, так как S-параметры можно измерить с помощью векторного анализатора цепей VNA (Vector Network Analyzer), а затем использовать в проектировании. Чтобы еще полнее использовать данную возможность, можно сохранить измеренные S-параметры по частоте в файле с форматом, который способна использовать среда проектирования. Есть два формата данных, которые можно записать с помощью VNA и использовать в среде ADS — citifile и touchstone [1]. Этот подход дает большую гибкость, чем просто S-параметры в одной точке. Обычно на устройства, для которых не существует компактной или SPICE-модели, у разработчиков есть данные, которые они получают либо от производителей компонентов, либо из лабораторий по тестированию. В этой статье упор делается на формат touchstone, поскольку он более распространен, чем citifile.
Разработчики могут найти большое количество результатов измерения S-параметров на сайтах производителей в Интернете. Кроме того, у них могут быть даже результаты измерений, производившихся их собственной компанией. В принципе, это лучше, чем ничего. Однако проблема в том, что они были измерены в условиях, отличающихся от тех, для которых предназначена разработка. И это может внести в процесс моделирования значительные ошибки. Например, конденсатор может иметь различные значения резонансной частоты на различных типах печатных плат из-за характеристик монтажных площадок и самой печатной платы (например, толщины, диэлектрической постоянной и т. д.). Те же проблемы обнаруживаются и у полупроводниковых приборов (таких как транзистор в МШУ). Чтобы избежать этих проблем, необходимо проводить лабораторные измерения с установкой компонентов на печатную плату того типа, который будет использоваться в производстве.
Еще одна проблема с файлами touchstone возникает, когда пользователи пытаются запустить моделирование на частотах, находящихся вне диапазона, предусмотренного в файле данных. ПО может либо экстраполировать данные, либо остановить моделирование. Существует два популярных метода экстраполяции: использование ближайшей точки данных, в которой значение известно (константная экстраполяция) или использование двух ближайших известных точек данных и осуществление линейной экстраполяции. Оба метода являются аппроксимирующими, что при неверном использовании данного метода может вызывать серьезные ошибки и даже проблемы со сходимостью моделирования. (См. два примера на рис. 3.)
Рис. 3. Результаты измерения S-параметров катушки индуктивности (a) и ПАВ-фильтра (b)
Оба файла данных на рис. 3 содержат данные для частот от 50 МГц до 6 ГГц. Обратите внимание — на результатах измерения параметров катушки индуктивности линейная экстраполяция создала точку изгиба на частоте в 50 МГц, что, как мы знаем, некорректно в соответствии с ожидаемым поведением катушки. Результаты линейной экстраполяции данных ПАВ-фильтра показывают усиление в 8,5 ГГц, что невозможно для пассивного устройства. Пользователю необходимо принимать во внимание тот частотный диапазон, который он может использовать — он описан в touchstone-файле. Это снизит вероятность некорректной экстраполяции.
Еще одним важным аспектом использования файлов данных S-параметров является то, что средство моделирования должно иметь возможность интерполяции внутри диапазона имеющихся данных. Однако бывают случаи, когда некоторые участки графика характеристик требуют более плотного размещения точек данных, иначе можно полностью упустить некоторые важные аспекты характеристики (например, высокодобротный резонансный контур). В этом случае разработчик может произвести измерения в широкой полосе, а затем сфокусироваться на узкой полосе, которая его интересует, чтобы осуществить второе измерение с большим разрешением по частоте, а потом вручную совместить эти файлы. Сами файлы являются файлами данных в формате ASCII, и их можно редактировать в любом текстовом редакторе.
S-параметры сигналов высокого уровня
Данная статья подразумевает, что S-параметры по своей природе линейны. Для пользователя CAD это означает, что описываемое ими устройство либо является пассивным, либо будет восприниматься средой проектирования как работающее в линейной области характеристики. Следовательно, при анализе S-параметров, даже в условиях нагрузки сигналами высокого уровня, выходной сигнал не будет содержать гармонических искажений. Насколько эффективны эти S-параметры «высокого уровня» при проектировании? Когда нет других моделей, S-параметры предоставляют описание типа «черного ящика» даже для анализа сигналов высокого уровня.
Частью преимущества по использованию S-параметров для анализа сигналов высокого уровня является наличие файла данных, который содержит измеренные S-параметры как функцию от мощности и частоты (также называемые S-параметрами сигналов высокого уровня). В среде ADS это реализовано в виде P2D-файла. P2D-файл вызывается специальным компонентом среды моделирования, называемым AmplifierP2D. Для сигналов высокого уровня предпочтительнее использовать именно P2D-файл, а не обычный файл touchstone, так как touchstone предназначен для одиночного уровня мощности сигнала низкого уровня, в то время как в файле P2D содержатся S-параметры по частоте и мощности. P2D-файл создается программным обеспечением. Другими словами, программная среда предоставляет возможность управления контрольно-измерительным оборудованием и создания P2D файла. Этот файл также может быть создан на основании результатов моделирования.
Теперь предлагается взглянуть на несколько примеров, чтобы проиллюстрировать полезность моделей данных P2D. Сначала мы проанализируем выходную мощность усилителя мощности в сравнении с входной при фиксированной частоте входного сигнала, как показано на рис. 4а. Файл P2D можно использовать также для моделирования выходной мощности в сравнении с частотой, как показано на рис. 4б (при фиксированной входной мощности).
Рис. 4. a) Результаты свипирования мощности AmplifierP2D; б) результаты свипирования частоты сигналов высокого уровня
Еще одно применение файлов P2D и touchstone — это анализ на системном уровне. Например, можно узнать, что произойдет с выходным сигналом после соединения вышеописанного усилителя мощности с диплексером (который представлен файлом touchstone). Цепь и результаты анализа показаны на рис. 5.
Рис. 5. Цепь усилителя и диплексера (а) и результаты моделирования (б)
Эти файлы данных можно также использовать с моделированными источниками сигналов в средстве Circuit Envelope. Файл P2D — это мгновенный снимок производительности тестируемого устройства с нагрузкой однотоновым сигналом и условно считается настроенной моделью. Это значит, что при использовании компонента AmplifierP2D в среде ADS есть возможность получить S-параметры на частоте, указанной на компоненте (помните — на выходе нет гармоник). Следовательно, очень широкая полоса модуляции может вызвать значительные ошибки, особенно если измерения в смежных каналах также представляют интерес. Например, график на рис. 6 показывает выходную мощность несущей, которая входит в P2D-модель и дискретную модель цепи. Заметьте, что внутри полосы модуляции эти графики практически идентичны, а по мере того, как сигнал уходит дальше от несущей частоты, их спектральные плотности начинают отличаться.
Рис. 6. Моделирование с использованием файла P2D со смоделированным сигналом
Еще одним важным преимуществом использования файлов P2D является ранний доступ к параметру производительности проекта. На ранних этапах проекта системному инженеру может потребоваться информация о запасе энергетического потенциала линии связи, а значит, ему нужно знать проектную производительность усилителя мощности. Обычно используется параметр из спецификации (например, усиление в точке IP3 и т. д.). Этот метод долгое время оставался основным, но что если, используя один-единственный файл, мы сможем получить доступ к реально измеренной производительности, которую можно включить в анализ? Это является примером того, как файл P2D может дать гораздо более высокий уровень точности, чем значение, указанное в спецификации. Еще одно возможное применение P2D касается защиты интеллектуальной собственности. Файлы P2D и touchstone можно сгенерировать прямо в среде моделирования. Значит, в течение производственного цикла производитель может предоставить данные, на основании которых команда системных разработчиков или клиент могут без производства реального устройства понять, насколько предлагаемая разработка соответствует остальным требованиям системы.
Точность данных в файлах моделей важна для успешного завершения всего проекта. Данные, основанные на результатах реальных измерений, точны настолько, насколько точными были сами измерения, и должны наиболее точно имитировать условия, существующие в реальной системе (смещение, температура и т. д.). Важно помнить, что цепи с параметрами, изменяющимися во времени, (например, цикл контроля мощности) или с сильными эффектами памяти не захватываются и не включаются в P2D-модель.
Понимание того, как можно использовать файлы P2D и touchstone, очень полезно для осуществления цикла разработки ВЧ-цепей. Файлы P2D также дают дополнительное увеличение скорости моделирования. Использование моделей P2D может на несколько порядков ускорить моделирование очень сложных проектов по сравнению с дискретной разработкой благодаря наличию таблицы поиска в P2D-файле.
Литература
- S-Parameter Techniques for Faster, More Accurate Network Design. Application Note 95-1. Agilent Technologies.
- Abrie, Pieter L. D. RF and Microwave Amplifiers and Oscillators. Artech House. 1999.
- Gonzalez G. Microwave Transistor Amplifiers Analysis and Design. Prentice Hall. 1997.
- ADS2005A manual. www.eesof.tm.agilent.com
- S-Parameter Design. Application Note 154. Agilent Technologies.
Способ измерения s-параметров транзисторов свч в линейном режиме
Изобретение относится к технике измерения на СВЧ и может быть использовано для измерения S-параметров пассивных и активных четырехполюсников СВЧ. Способ измерения S-параметров транзисторов СВЧ в линейном режиме заключается в следующем: выделяют падающие и отраженные волны напряжений от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°. При этом с помощью 12-полюсных рефлектометров измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе упомянутого устройства для двух значений разности фаз между падающими волнами. Затем транзистор удаляют из упомянутого устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора. Далее из схемы удаляют держатель транзистора, измеряют комплексные коэффициенты отражения выходов 12-полюсных рефлектометров и отношение падающих волн напряжений генератора. Полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров испытуемого транзистора и определяют S-параметры данного транзистора. Технический результат — уменьшение времени измерения и повышение точности измерения S-параметров транзисторов СВЧ. 1 ил.
Изобретение относится к технике измерения на СВЧ и может быть использовано для измерения S-параметров пассивных и активных четырехполюсников СВЧ.
Известен способ измерения S-параметров транзисторов СВЧ [1], при котором измеряют падающие и отраженные от транзистора волны напряжений при изменении разности фаз между падающими волнами от 0° до 360° и определяют S-параметры как центры замкнутых контуров, вычерчиваемых в соответствии с уравнениями вида bi/ai=Sii+Sij(ai/ai), i, j=1, 2 и bi/aj=Sij+Sii(ai/aj), i, j=1, 2.
Недостатками известного способа является то, что процесс измерения требует длительного времени и измеренные S-параметры транзистора имеют низкую точность. Один из указанных недостатков связан с тем, что для построения четырех замкнутых контуров необходимо получить большой массив измеренных отношений падающих и отраженных волн при изменении фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°, второй недостаток связан с тем, что измеряются не S-параметры транзистора, а измеряются S-параметры устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора.
Целью заявляемого способа является уменьшение времени измерения и повышение точности измерения S-параметров транзистора.
Поставленная цель достигается тем, что в известном способе измерения S-параметров, по которому выделяют падающие и отраженные от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, волны напряжений и измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0°-360°, согласно изобретению выделяют падающие и отраженные волны напряжений от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, и измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе устройства, содержащего держатель транзистора и собственно транзистор, для двух значений разности фаз между падающими волнами, затем транзистор удаляют из устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора, полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров транзистора и определяют S-параметры транзистора.
Работа заявляемого способа поясняется структурной электрической схемой устройства, представленной на чертеже.
Сигнал СВЧ-генератора 1 подается на вход делителя мощности 3, с выхода делителя мощности сигналы через циркуляторы 2 и 4 подаются на два измерительных канала. Первый канал содержит переменный фазовращатель 5, переменный аттенюатор 8, направленный ответвитель 10, измеритель мощности 11, вентиль 14 и 12-полюсный рефлектометр 16. Второй канал содержит переменный аттенюатор 9, направленный ответвитель 12, измеритель мощности 13, вентиль 15 и 12-полюсный рефлектометр 20. Выходы 12-полюсных рефлектометров 16 и 20 соединены с входами коаксиально-полосковых переходов 17 и 19 держателя транзистора, выход коаксиально-полоскового перехода 17 соединен с входом транзистора СВЧ 18, выход коаксиально-полоскового перехода 19 соединен с выходом транзистора 18.
Процесс измерения состоит из трех этапов. На первом этапе измеряются комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе устройства, содержащего держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ, при этом формируется система уравнений для определения S-параметров устройства. На втором этапе измеряются комплексные коэффициенты отражения коаксиально-полосковых переходов, при этом формируется система уравнений для определения S-параметров коаксиально-полосковых переходов. На третьем этапе измеряется отношение падающих волн напряжений генератора и комплексные коэффициенты отражения выходов 12-полюсных рефлектометров. После проведенных измерений вычисляются S-параметры транзистора СВЧ. На первом этапе создается линейный режим работы транзистора, при этом мощность сигнала генератора aг1, которая регулируется переменным аттенюатором 8 и контролируется измерителем мощности 11, соответствует линейному режиму работы. Фаза сигнала генератора aг1 устанавливается переменным фазовращателем в начальное положение φ0. Мощность сигнала генератора аг2, которая регулируется переменным аттенюатором 9 и контролируется измерителем мощности 13, также соответствует линейному режиму работы транзистора. 12-полюсными рефлектометрами [2] измеряются комплексные коэффициенты отражения. Затем фаза сигнала генератора aг1 изменяется переменным фазовращателем 5 до значения φ1 и 12-полюсными рефлектометрами снова измеряются комплексные коэффициенты отражения.
После этого переменным аттенюатором мощность сигнала генератора аг2 устанавливается равной нулю, и 12-полюсным рефлектометром 16 измеряется комплексный коэффициент отражения. На основе проведенных измерений формируется система уравнений для определения S-параметров устройства, содержащего держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ:
где Гвx1(φ0), Гвx1(φ1), Гвх2(φ0), Гвх2(φ1) — измеренные комплексные коэффициенты отражения в сечениях 1-1 и 2-2 для различных значений фаз сигнала aг1, Гвх1 — измеренный комплексный коэффициент отражения в сечениях 1-1 при наличии сигнала aг1 и отсутствии сигнала аг2, S11, S22, S12, S21 — S-параметры устройства, содержащего держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ, Г1, Г2 — комплексные коэффициенты отражения от выходов 12-полюсных рефлектометров, aг2/aг1, aг1/aг2 — отношение волн напряжений, падающих на вход и выход устройства, содержащего держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ.
На втором этапе транзистор удаляется из схемы, на выходах коаксиально-полосковых-переходов держателя транзистора создаются поочередно режимы холостого хода и короткого замыкания и 12-полюсными рефлектометрами измеряются комплексные коэффициенты отражения, при этом формируется система уравнений для определения S-параметров коаксиально-полосковых переходов
где Гвx1x, Гвx2x, Гвх1кз, Гвх2кз — измеренные комплексные коэффициенты отражения в сечениях 1-1 и 2-2 для режимов холостого хода и короткого замыкания на выходе коаксиальо-полосковых переходов, , , , , , , — S-параметры коаксиально-полосковых переходов.
S-параметры коаксиально-полосковых переходов определяются из уравнений (6), (7), (8), (9), полагая, что S-матрицы коаксиально-полосковых переходов унитарны:
, ,
, ,
На третьем этапе из схемы удаляется устройство, содержащее держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ, выходы 12-полюсных рефлектометров соединяются непосредственно и измеряются комплексные коэффициенты отражения при различных фазах φ0 и φ1 сигнала генератора aг1 и наличие сигнала генератора аг2, затем поочередно измеряются комплексные коэффициенты отражения при наличии сигнала aг1 и отсутствии сигнала аг2 и при наличии сигнала аг2 и отсутствии сигнала aг1. На основе проведенных измерений формируется система уравнений для определения отношения падающих волн аг2/aг1 и определения коэффициентов отражений выходов 12-поллюсных рефлектометров:
Из системы уравнений (10), (11), (12), (13) определяем отношения падающих волн напряжений, имеем
Определим S-параметры четырехполюсников из уравнений (10), (11), (12), (13), которые преобразуем сначала к виду
Вычтем из уравнений (16) и (17) уравнение (20), получим систему уравнений для определения параметров S12 и S22, решая которую, получаем параметры S12 и S22:
где ,
,
Зная параметры S12 и S22, определяем параметры S11 и S21 из уравнений (18) и (19):
где А=Гвх2(φ0)Г1-S22Г1,
,
C=Гвх2(φ0),
А1=Гвх2(φ1)Г1-S22Г1,
С1=Гвх2(φ1).
Зная S-параметры, определяем Т-параметры устройства, содержащего держатель транзистора (коаксиально-полосковые переходы и прижимные контакты) и собственно транзистор СВЧ, и Т-параметры коаксиально-полосковых переходов (T1 и Т2), затем определяем Т-параметры транзистора (Тт) из уравнения:
Зная Т-параметры транзистора, определяем S-параметры транзистора по формулам
, , ,
Список использованных источников
1. Shamsur R. Mazumder and P.D. van der Pulie. «Two-Signal» Method of Measuring the Large-Signal S-Parameter of Transistors // IEEE Trans. On Microwave Theory and Techn. — 1978. — V.MTT — 26. — №6. — p.417-420.
2. Петров В.П., Рясный Ю.В., Журавлева О.Б., Пологрудов В.П. Анализ методов калибровки 12-полюсного рефлектометра // Измер. техн. — 1985. — №10. — с.40-41.
Способ измерения S-параметров транзисторов СВЧ в линейном режиме, по которому выделяют падающие и отраженные волны напряжений от устройства, содержащего собственно транзистор и держатель транзистора, измеряют отношения падающих и отраженных волн при изменении разности фаз между падающими волнами в диапазоне 0-360°, отличающийся тем, что при помощи 12-полюсных рефлектометров измеряют только комплексные коэффициенты отражения на входе и выходе упомянутого устройства для двух значений разности фаз между падающими волнами, затем транзистор удаляют из упомянутого устройства и измеряют комплексные коэффициенты отражения на входах коаксиально-полосковых переходов держателя транзистора, далее из схемы удаляют держатель транзистора, измеряют комплексные коэффициенты отражения выходов 12-полюсных рефлектометров и отношение падающих волн напряжений генератора, полученные системы уравнений решают относительно неизвестных S-параметров испытуемого транзистора и определяют S-параметры данного транзистора.
| AD8306 | Прецизионный логарифмический усилитель-ограничитель, диапазон частот 5 МГц — 400 МГц, динамический диапазон 100 дБ | AD8306 S-Parameters
AD8307 | Логарифмический усилитель, диапазон частот от нуля до 500 МГц, динамический диапазон 92 дБ | AD8307 S-Parameters AD8309 | Демодулирующий логарифмический усилитель с выходом ограничителя, диапазон частот 5 МГц — 500 МГц, динамический диапазон 100 дБ | AD8309 S-Parameters AD8310 | Быстродействующий логарифмический усилитель с выходом напряжения, диапазон частот от нуля до 440 МГц, динамический диапазон 95 дБ | AD8310 S-Parameters AD8343 | Активный смеситель диапазона до 2.5 ГГц с высоким IP3 | AD8343 S-Parameters AD8353 | Усилительный блок ВЧ диапазона 1 МГц — 2.7 ГГц | AD8353 S-Parameters AD8354 | Усилительный блок ВЧ диапазона 1 МГц — 2.7 ГГц | AD8354 S-Parameters AD8361 | Детектор TruPwr™, ширина полосы 2.5 ГГц | AD8361 S-Parameters AD8362 | Детектор TruPwr™, диапазон частот 50 Гц – 3.8 ГГц, диапазон измерения 65 дБ | AD8362 S-Parameters AD8363 | Детектор TruPwr™, диапазон частот 50 Гц — 6 ГГц, диапазон измерения 50 дБ | AD8363 S-Parameters AD8364 | Двухканальный детектор TruPwr™, диапазон частот от НЧ до 2.7 ГГц, диапазон измерений 60 дБ | AD8364 S-Parameters AD8366 | Двухканальный усилитель диапазона частот от нуля до 600 МГц с цифровым управлением коэффициентом усиления | AD8366 S-Parameters AD8367 | 500 MHz, 45 dB Linear-in-dB Variable Gain Amplifier | AD8367 S-Parameters AD8369 | Усилитель с переменным коэффициентом усиления, цифровым управлением, диапазоном регулировки 45 дБ и полосой 600 МГц | AD8369 S-Parameters AD8370 | Усилитель с переменным коэффициентом усиления, цифровым управлением и полосой 750 МГц | AD8370 S-Parameters AD8376 | Двухканальный усилитель ПЧ с переменным коэффициентом усиления и крайне низкими искажениями | AD8376 S-Parameters AD9081 | Микросхема серии MxFE™ с четырьмя 16-разрядными ВЧ ЦАП со скоростью преобразования 12 GSPS и четырьмя 12-разрядными ВЧ АЦП со скоростью преобразования 4 GSPS | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters AD9082 | Микросхема серии MxFE с четырьмя 16-разрядными ВЧ ЦАП со скоростью преобразования 12 GSPS и двумя 12-разрядными ВЧ АЦП со скоростью преобразования 6 GSPS | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters AD9166 | DC to 9 GHz, Vector Signal Generator | AD9166 S-Parameters AD9171 | Двухканальный 16-разрядный РЧ ЦАП с блоком формирования каналов, быстродействие 6.2 GSPS | AD9171 S-Parameters AD9172 | Двухканальный 16-разрядный РЧ ЦАП с канальными преобразователями, быстродействие 12.6 GSPS | AD9172 S-Parameters AD9173 | Двухканальный 16-разрядный РЧ ЦАП с блоками формирования каналов, быстродействие 12.6 GSPS | AD9173 S-Parameters AD9174 | Двухканальный 16-разрядный РЧ ЦАП и синтезатор прямого цифрового синтеза, быстродействие 12.6 GSPS | AD9174 S-Parameters AD9175 | Двухканальный 11-/16-разрядный РЧ ЦАП с широкополосными канальными преобразователями, быстродействие 12.6 GSPS | AD9175/AD9176 S-Parameters AD9176 | Двухканальный 16-разрядный РЧ ЦАП с широкополосными канальными преобразователями, быстродействие 12.6 GSPS | AD9175/AD9176 S-Parameters AD9177 | Quad, 16-Bit, 12 GSPS RF DAC with Wideband Channelizers | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters ad9204 | 10-Bit, 20 MSPS/40 MSPS/65 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Dual Analog-to-Digital Converter | AD9204/AD9231/AD9251 S-Parameters AD9207 | 12-Bit, 6 GSPS, JESD204B/JESD204C Dual ADC | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters AD9208 | Двухканальный 14-разрядный аналого-цифровой преобразователь с интерфейсом JESD204B, быстродействие 3GSPS | AD9208 S-Parameters AD9209 | 12-Bit, 4GSPS, JESD204B/C, Quad Analog-to-Digital Converter | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters AD9213 | 12-Bit, 10.25 GSPS, JESD204B, RF Analog-to-Digital Converter | AD9213 S-Parameters AD9231 | 12-Bit, 20 MSPS/40 MSPS/65 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Dual Analog-to-Digital Converter | AD9204/AD9231/AD9251 S-Parameters AD9237 | 12-Bit, 20/40/65 MSPS 3 V Low Power A/D Converter | AD9237LFCSP Analog Input S-Parameter Data AD9251 | 14-Bit, 20 MSPS/40 MSPS/65 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Dual Analog-to-Digital Converter | AD9204/AD9231/AD9251 S-Parameters AD9255 | 14-Bit, 125 MSPS/105 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9255/AD9265 S-Parameters AD9265 | 16-Bit, 125 MSPS/105 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9255/AD9265 S-Parameters AD9608 | 10-разрядный сдвоенный аналого-цифровой преобразователь со скоростью преобразования 125/105 MSPS и питанием 1,8 В | AD9648/AD9628/AD9608 S-Parameters AD9609 | 10-Bit, 20 MSPS/40 MSPS/65 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9649/AD9629/AD9609 S-Parameters AD9627 | 12-Bit, 80 MSPS/105 MSPS/125 MSPS/150 MSPS, 1.8 V Dual Analog-to-Digital Converter | AD9627/AD9640 S-Parameters AD9628 | 12- разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) с частотой преобразования 125/105 MSPS и питанием 1,8 В | AD9648/AD9628/AD9608 S-Parameters AD9629 | 12-Bit, 20 MSPS/40 MSPS/65 MSPS/80 MSPS, 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9649/AD9629/AD9609 S-Parameters AD9635 | Dual, 12-Bit, 80 MSPS/125 MSPS Serial LVDS 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9635 S-Parameters AD9640 | 14-Bit, 80/105/125/150 MSPS, 1.8 V Dual Analog-to-Digital Converter | AD9627/AD9640 S-Parameters AD9641 | 14-Bit, 80 MSPS/155 MSPS, 1.8 V Serial Output Analog-to-Digital Converter (ADC) | AD9641/AD9644-80 S-Parameters AD9641 | 14-Bit, 80 MSPS/155 MSPS, 1.8 V Serial Output Analog-to-Digital Converter (ADC) | AD9641/AD9644-155 S-Parameters AD9642 | 14-разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) с частотой преобразования 170 MSPS/210 MSPS/250 MSPS и питанием 1,8 В | AD9642 LFCSP Analog Input S-Parameters AD9643 | 14-разрядный сдвоенный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) с частотой преобразования 170/210/250 MSPS и питанием 1,8 В | AD9643 LFCSP Analog Input S-Parameters AD9644 | 14-Bit, 80 MSPS/155 MSPS, 1.8V Dual, Serial Output A/D Converter | AD9641/AD9644-80 S-Parameters AD9644 | 14-Bit, 80 MSPS/155 MSPS, 1.8V Dual, Serial Output A/D Converter | AD9641/AD9644-155 S-Parameters AD9645 | Dual, 14-Bit, 80 MSPS/125 MSPS Serial LVDS 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9645 S-Parameters AD9648 | 14-разрядный сдвоенный аналого-цифровой преобразователь с частотой преобразования 125 MSPS/105 MSPS и питанием 1,8 В | AD9648/AD9628/AD9608 S-Parameters AD9649 | 14-Bit, 20/40/65/80 MSPS, 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9649/AD9629/AD9609 S-Parameters AD9650 | 16-разрядный двухканальный аналого-цифровой преобразователь с быстродействием 25 MSPS/65 MSPS/80 MSPS/105 MSPS | AD9650 S-Parameter AD9653 | Quad, 16-Bit, 125 MSPS Serial LVDS 1.8 V Analog-to-Digital Converter | AD9653 S-Parameters AD9655 | Двухканальный 16-разрядный АЦП с последовательным интерфейсом LVDS, 125 MSPS, 1.8 В | AD9655 S-Parameters AD9680 | Двухканальный 14-разрядный АЦП с интерфейсом JESD204B, быстродействие 1000 MSPS | AD9680 S-Parameters AD9689 | Двухканальный 14-разрядный аналого-цифровой преобразователь с интерфейсом JESD204B, быстродействие 2.6 GSPS | AD9689 S-Parameters AD9695 | Двухканальный 14-разрядный аналого-цифровой преобразователь с интерфейсом JESD204B, быстродействие 1300 MSPS/625 MSPS | AD9695 S-Parameters AD9699 | 14-Bit, 3 GSPS, JESD204B, Single Analog-to-Digital Converter | AD9208 S-Parameters AD9986 | Приемопередатчик прямого преобразования ВЧ-сигналов с 4-мя трактами передачи, 2-мя трактами приема и трактом наблюдения | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters AD9988 | Приемопередатчик прямого преобразования ВЧ-сигналов с 4-мя трактами приема и 4-мя трактами передачи | AD9081/AD9082/AD9986/AD9988/AD9207/AD9209/AD9177 S-Parameters ADA4961 | УВЧ с цифровым управлением, низкими искажениями и рабочим диапазоном до 3.2 ГГц | ADA4961 S-Parameters ADAR1000 | Четырехканальный формирователь диаграммы направленности для диапазонов X и Ku, 8 ГГц — 16 ГГц | ADAR1000 S-Parameters ADF5901 | ГУН диапазона 24 ГГц с программируемым усилителем и двухканальным выходным УМ | ADF5901 S-Parameters ADF5904 | Четырехканальный приемный преобразователь с понижением частоты, диапазон 24 ГГц | ADF5904 S-Parameters ADG901 | Поглощающий/отражающий КМОП ключи с изоляцией 40 дБ на 1 ГГц, функционирующие в частотном диапазоне от 0 Гц до 4,5 ГГц | ADG901 S-Parameters ADG902 | Поглощающий/отражающий КМОП ключи с изоляцией 40 дБ на 1 ГГц, функционирующие в частотном диапазоне от 0 Гц до 4,5 ГГц | ADG902 S-Parameters ADG904 | Широкополосный КМОП мультиплексор 4:1/SP4T ключ с полосой 2.5 ГГц, изоляцией 37 дБ на 1 ГГц и напряжением питания от 1.65 В до 2.75 В | ADG904/ADG904-R S-Parameters ADG918 | Широкополосный КМОП мультиплексор 2:1/SPDT ключ с изоляцией 43 дБ на 1 ГГц и напряжением питания от 1.65 В до 2.75 В | ADG918 S-Parameters ADG919 | Широкополосный КМОП мультиплексор 2:1/SPDT ключ с изоляцией 43 дБ на 1 ГГц и напряжением питания от 1.65 В до 2.75 В | ADG919 S-Parameters ADG936 | Широкополосный двухканальный КМОП SPDT ключ c полосой 4 ГГц, изоляцией 36 дБ на 1 ГГц и напряжением питания от 1.65 В до 2.75 В | ADG936-R S-Parameters ADG936 | Широкополосный двухканальный КМОП SPDT ключ c полосой 4 ГГц, изоляцией 36 дБ на 1 ГГц и напряжением питания от 1.65 В до 2.75 В | ADG936 S-Parameters ADGM1004 | Однополюсный ключ МЭМС на четыре направления с интегрированным драйвером, рабочий диапазон от нуля до 13 ГГц, устойчивость к электростатическому разряду до 2.5 кВ | ADGM1004 S-Parameters ADGM1304 | Однополюсный ключ МЭМС на четыре направления с интегрированным драйвером, рабочий диапазон от нуля до 14 ГГц | |
Эквивалентная схема и матрица рассеяния биполярного транзистора
Упрощенная T-образная эквивалентная схема биполярного транзистора показана на рис. 8.5.
| Рис. 8.5. Эквивалентная схема транзистора | ||
Рассмотрим особенности физической эквивалентной схемы, используемой для транзисторов СВЧ диапазона.
Коэффициент усиления тока b* рассчитывается с учетом его частотной зависимости (см. раздел 8.1).
В цепях базы и эмиттера, характеризующихся сравнительно низким уровнем входного импеданса, учтены индуктивности выводов. Высокое активное сопротивление коллекторного перехода, соединенное параллельно емкости перехода, не учитывается. В то же время, упрощенно учтен распределенный характер емкости коллектора и сопротивления базы, который иллюстрируется на рис. 8.2. При такой схеме через емкость Cк2 и сопротивление rбк (сопротивление базового контакта) во входную цепь передается сигнал обратной связи с выхода транзистора. Такой сигнал зависит от частоты и от режима работы прибора, его появление может приводить к потере устойчивости транзисторного усилителя.
Помимо рассмотренной выше T-образной эквивалентной схемы, для анализа и проектирования устройств на биполярных транзисторах широко применяются различные варианты матричного представления прибора. Для СВЧ транзисторов наиболее широкое распространение получила система параметров матрицы рассеяния (S-параметров, см. рис. 8.6), где в качестве переменных величин используются напряжения падающих и отраженных волн на входе и выходе 4-полюсника, представляющего модель прибора.
| Рис. 8.6. Матрица рассеяния транзистора |
В уравнении (8.7) для S-матрицы независимыми переменными являются комплексные амплитуды напряжения падающих волн, а амплитуды напряжения отраженных волн рассчитываются через параметры матрицы:
| . | (8.7) |
Этому матричному уравнению соответствует система двух уравнений (8.8):
| . | (8.8) |
На основе данных уравнений нетрудно показать способ определения и физический смысл параметров матрицы. Например, для параметра S11 , имеем:
| . | (8.9) |
Данное выражение определяет важный параметр прибора – коэффициент отражения на входе при нулевом напряжении волны, падающей со стороны выхода, т. е. при согласовании транзистора с выходной цепью. Аналогично этому параметр S22 представляет собой коэффициент отражения на выходе при согласовании транзистора с входной цепью.
Для параметра S21 , получим:
| . | (8.10) |
Чтобы понять физический смысл данного параметра, рассмотрим мощностные соотношения для транзистора в режиме усиления. Если на выходе прибора подключена согласованная нагрузка (что является оптимальным режимом), выходную мощность можно определить из выражения
| . | (8.11) |
Для входной мощности в случае согласования на входе транзистора справедливо соотношение
| . | (8.12) |
С учетом приведенных выражений можно записать:
| , | (8.13) |
где Kp – коэффициент усиления транзистора по мощности в важном для практики режиме согласования на входе и выходе.
Аналогичным образом будет представлен коэффициент обратной передачи мощности с выхода на вход Kобр в режиме согласования:
| . | (8.14) |
Таким образом, коэффициенты матрицы рассеяния имеют ясный физический смысл и отражают важные параметры транзистора при работе в реальных усилителях. Рассмотренная S-матрица может использоваться как для малосигнальных режимов, так и при работе прибора в режиме большого сигнала, что важно для мощных транзисторов. Другим достоинством параметров матрицы рассеяния является удобство их отображения с помощью круговой диаграммы Вольперта–Смита, которая традиционно используется для анализа и проектирования СВЧ устройств [2, 17].
Узнать еще:
Система — параметр — транзистор
Система — параметр — транзистор
Cтраница 1
Система параметров транзисторов насчитывает более пятидесяти параметров и характеристик. Как и для диодов, параметры транзисторов подразделяются на параметры, имеющие предельно допустимые значения [ максимально и ( или) минимально допустимые значения ] и параметры, значения которых характеризуют свойства приборов. [1]
Выбор системы параметров транзистора имеет определенное значение, так как каждая система параметров обеспечивает более простой анализ усилительного устройства или дает некоторые преимущества по сравнению с другими системами. Например, Z-параметры определяются только в режиме холостого хода на входе и выходе транзистора. При холостом ходе на выходе транзистора режим выходной цепи транзистора изменяется незначительно и точность измерения параметров получается невысокой. Это является одной из причин использования эквивалентных схем транзисторов с гибридными параметрами. [2]
Все приведенные выше системы параметров транзисторов имеют тот недостаток, что при переходе от одной схемы включения к другой получаются несимметричные формулы, вывод которых затруднителен. Для постоянных токов можно использовать старые определения ( рис. 11 — 37), так как режим работы транзистора по постоянному току и определение его поведения на переменном токе обычно представляют собой две совершенно различные проблемы. [4]
Значительная часть сборника посвящена обсуждению системы параметров транзисторов, тиристоров и диодов и методам измерения этих параметров. [5]
Параметры модели определяют через какую-либо систему параметров транзисторов, найденных для соответствующей схемы включения. [7]
В настоящее время дискуссия о системе параметров транзисторов далеко еще не потеряла остроты. Имеются предложения о включении в ТУ г / — параметров для всех транзисторов, предназначенных для работы на частотах свыше 50 Мгц. Существование двух подходов к проблеме описания высокочастотных транзисторов и острота этой проблемы определяются в первую очередь задачами организации производства таких транзисторов. Главный вопрос при этом — какая система параметров положена в основу требований ТУ на транзисторы. [8]
Следует иметь в виду, что системой параметров транзистора можно пользоваться только при малых входных сигналах. Чтобы подчеркнуть это, их называют малосигнальными параметрами. [9]
Такая система параметров имеет больше общего с системой параметров импульсных транзисторов [157], чем с системой параметров Т Т и ДТ ( см. гл. Это обусловлено отсутствием падающего участка на ВАХ рассмотренной четырехвыводной р-п-р-п структуры. [11]
Сторонники одной рассматривают транзистор как эквивалентный четырехполюсник и в качестве системы параметров транзистора предлагают использовать одну из систем у -, h — или s — параметров. Сторонники другой точки зрения, к которым принадлежат авторы настоящей статьи, считают целесообразным характеризовать высокочастотные свойства транзистора с помощью параметров физической эквивалентной схемы. При таком подходе параметры эквивалентного четырехполюсника, удобные для анализа схем, в каждом отдельном случае могут быть более или менее точно вычислены по эквивалентной схеме. [12]
Повышение точности двухсекционных моделей возможно прежде всего путем учета зависимостей электрических параметров от токов и напряжений ветвей эквивалентной схемы. Очевидно, что учет таких зависимостей, повышая точность модели, увеличивает как количество параметров, так и объем требующихся вычислений. Так, для анализа схем на низкочастотных транзисторах, где главной причиной инерционности является накопление носителей в базе, модели NET-1 и ПАЭС могут использоваться без учета зависимостей барьерных емкостей от напряжений иэ и UK, что приводит к исключению параметров пэ, пк, фОЭ, рок из системы параметров транзистора. [13]
Страницы: 1
ПараметрыBJT
Параметры BJT| Продукты Elliott Sound | Параметры биполярного переходного транзистора |
Авторские права © 2018 — Род Эллиотт (ESP)
Страница создана в декабре 2018 г.
Обновлено в феврале 2020 г. (Коммутационные транзисторы)
Основной индекс Указатель статей
Содержание
Введение
В транзисторах есть много вещей, которые сбивают с толку как новичка, так и не новичка.Некоторые схемы просты и не требуют большего, чем закон Ома, в то время как другие кажутся намного сложнее. Парадоксально, но часто самые простые схемы вызывают наибольшее количество проблем. Прекрасным примером является схема усилителя BJT, в которой используется только один транзистор и пара резисторов (как показано на рисунке 1). Хотя эту топологию легко превзойти даже самый обычный операционный усилитель для большинства задач, она предлагает довольно простой способ определения параметров транзистора. Есть даже приложения, где это полезно, особенно там, где в схеме нет операционных усилителей, и вам нужен каскад усиления.
Чтобы определить коэффициент усиления по постоянному току (он же β / ч FE ), необходимо всего несколько простых вычислений, с тем преимуществом, что вы можете установить фактические рабочие условия транзистора при настройке теста. Это полезный инструмент, который позволяет вам понять, как работает транзистор, и легко адаптируется к задаче согласования устройств, если вам это нужно. Хотя большинству схем не нужны согласованные устройства, в некоторых случаях это улучшает производительность.
В схемах, показанных ниже, входной разделительный конденсатор выбран так, чтобы обеспечить низкую частоту -3 дБ около 10 Гц.Это не является частью процесса определения характеристик постоянного тока и необходимо только для измерения характеристик переменного тока. Хотя это не обязательно, я ожидаю, что большинство читателей захотят запустить тесты AC, и они информативны (даже если на самом деле не очень полезны). По крайней мере, для определения общей линейности полезен тест переменного тока, который включает в себя измерения искажений — действительно линейная схема не вносит искажений.
Транзистор может находиться в одном из трех возможных состояний: отключенном (ток коллектора незначительный или отсутствует), активном (или «линейном») и насыщенном (напряжение коллектора — минимально возможное).Для усиления нам нужно находиться в активной области. Области отсечки и насыщения важны только в схемах переключения. В этих случаях принято считать, что ток базы должен составлять около 1/10 тока коллектора, независимо от β транзистора. Это означает, что почти любой транзистор будет работать, если он рассчитан на ток и напряжение, используемые в цепи. Хотя часто можно увидеть вопросы о заменах, если вы знаете эти основные факты, вы можете решить для себя, что будет (или не будет) работать.
Бета; β: Это основное обозначение коэффициента усиления прямого тока транзистора. h fe : Это коэффициент усиления по току для транзистора, выраженный как параметр h (гибридный). Буква «f» означает, что это прямой перевод. характеристику, а буква «е» указывает, что это для общей конфигурации эмиттера. Маленькая буква «h» указывает на небольшое усиление сигнала. h fe и бета-версия малого сигнала одинаковы. h FE : Параметр h FE описывает усиление прямого тока в установившемся режиме постоянного или большого сигнала. Он всегда меньше h fe .
Терминология может быть разной в зависимости от того, какой исходный материал вы просматриваете. Не все согласны с тем, что указанные термины представляют характеристики, и h fe и h FE часто используются как взаимозаменяемые. В конечном счете, терминология не имеет большого значения, если вы понимаете концепцию текущего усиления.Транзисторы — это, по сути, преобразователи тока в ток, поэтому небольшой базовый ток управляет большим током коллектора. Ток эмиттера , всегда , равный сумме токов базы и коллектора.
Примечание: Эта статья не предназначена для того, чтобы показать способ построения простого транзисторного усилителя, но позволяет вам определить параметры транзистора. Схема, показанная на рисунке 1, определенно будет работать как усилитель, но для нее требуются входные и выходные конденсаторы, а входное сопротивление очень низкое.Как показано (и, возможно, удивительно), входное сопротивление составляет около 660 Ом — намного ниже, чем можно было ожидать. Это связано с обратной связью, обеспечиваемой R2, который действует как для переменного тока , так и для постоянного тока . Обратная связь по постоянному току стабилизирует рабочие условия, а обратная связь по переменному току снижает входное сопротивление. Если бы транзистор имел бесконечное усиление, входной импеданс был бы равен нулю !
1 — Определяющие характеристики
В настоящее время мы проигнорируем производительность переменного тока и просто рассмотрим требования к смещению.Схема показана ниже, и ее довольно легко проанализировать, поскольку она очень проста. Однако внешность обманчива. Не требуется много предварительных знаний, чтобы определить, что схема, показанная на Рисунке 1, будет находиться в активной области. Вам нужно только посмотреть номиналы резисторов в цепях коллектора и базы. Поскольку R2 в 24 раза больше значения R1, отсюда следует, что базовый ток будет примерно в таком же соотношении. Если транзистор имеет β около 250 (совсем не редкость), схема должна смещаться к центру диапазона питания (т.е.е. где-то между 5В и 7В).
Рисунок 1 — Смещение обратной связи коллектор-база
Проблема анализа заключается в слове «обратная связь». Все, что происходит на коллекторе, отражается обратно в базу, поэтому напряжение коллектора зависит от тока базы, который, в свою очередь, зависит от … напряжения коллектора ! Транзистор h FE изменяет соотношение между коллектором и базой, и, не зная заранее одного из параметров, просто невозможно точно предсказать, что будет делать схема.
Будет ли напряжение коллектора равным или близким к напряжению питания (отключено), заземлению (насыщено) или где-то посередине (активно)? Единственное, что мы знаем наверняка, — это то, что он будет где-то посередине между двумя крайностями. При условии, что транзистор исправен (это должно быть задано), напряжение на коллекторе не может упасть до нуля или достичь напряжения питания. В первом случае базе всегда требуется некоторый ток для транзистора, чтобы проводить, а во втором случае, если транзистор имеет ток базы, он должен, , потреблять ток коллектора.Следовательно, на резисторе коллектора всегда должно быть некоторое напряжение (даже небольшое).
Даже знание коэффициента усиления транзистора не очень помогает, потому что процесс является итеративным. Вам нужно будет сделать предположение о напряжении коллектора и выполнить несколько расчетов, чтобы увидеть, дает ли это разумный ответ, а затем скорректировать свое предположение в большую или меньшую сторону до тех пор, пока вы не придете к окончательному значению. Гораздо проще построить (или смоделировать) схему, чем пытаться угадать (несколько нелинейную) сеть обратной связи.
Как правило, можно с уверенностью предположить, что напряжение коллектора будет примерно вдвое меньше напряжения питания для транзисторной схемы, предназначенной для использования в качестве линейного усилителя. Конечно, могут быть исключения, и фактическое напряжение коллектора может сильно отличаться от вашего первого предположения. Снова посмотрите на рисунок 1 и примите β равным 240 для Q1 (на основе отношения между R1 и R2). Это означает, что его базовый ток составляет 1/240 тока коллектора. Поскольку на R1 (коллекторный резистор) около 6 В, ток должен быть около 6 мА.Это означает, что базовый ток можно оценить в 25 мкА. Напряжение на R2 (коллектор к базе) можно рассчитать по закону Ома (но мы проигнорируем напряжение база-эмиттер) …
V = I × R = 25 мкА × 240 кОм = 6 В
Если бы это было ваше первое предположение, вы были бы очень близки ! Ваша первоначальная оценка может оказаться невозможной, если вы недооцените усиление, потому что мы знаем, что напряжение на R2 не может быть больше, чем Vce — Vbe (около 5,3 В). Например, если ваше первое предположение об усилении было 150, напряжение на R2 будет слишком высоким (около 9.6 В при 40 мкА). Если вам не нужно точное определение (которое не является ни необходимым, ни полезным), этого на самом деле достаточно ! Я знаю, что сначала это может не показаться так, но учтите, что в производстве транзисторы одного и того же базового типа имеют «разброс» усиления, что означает, что никакие два транзистора не гарантируют одинаковых результатов. Напряжение между базой и эмиттером также варьируется — обычно оно составляет 650 мВ (0,65 В), но это зависит от конкретного транзистора, тока базы и температуры.
Важно то, что большая точность не имеет значения. Если схема спроектирована правильно (а на самом деле сложно сделать это «неправильно» с этой конкретной топологией схемы), она будет работать так, как задумано, почти независимо от используемого транзистора. Никогда не следует ожидать, что такая схема будет иметь выходное напряжение переменного тока более 500 мВ — 1 В (среднеквадратичное значение), при этом ее искажения должны оставаться ниже 1%.
2 — Согласование транзисторов
Может не быть очевидным, что схема, показанная на рисунке 1, на самом деле может быть чрезвычайно полезной.Это не будет как усилитель, но он позволяет очень точно согласовывать транзисторы. В первую очередь необходимо определить ожидаемый ток коллектора, и знание напряжения коллектор-база, которое будет применяться в цепи, требующей согласованных устройств, также может помочь. Например, усилитель мощности может использовать шины питания с напряжением ± 35 В, а входной каскад может работать с общим током , равным 4 мА (задается «хвостовым» током длинно-хвостовой пары). Однако на самом деле вам не нужно обеспечивать полное напряжение коллектор-база, которое в конечном итоге будет использоваться.
Теперь вы знаете, что ток через каждый транзистор должен быть 2 мА. Источник питания 20 В подходит для большинства тестов, и хорошие результаты все же можно получить при более низком напряжении. Основываясь на таблице данных транзистора, вы можете получить разумную начальную оценку h FE и использовать коллекторный резистор, который упадет примерно на 2 В при 2 мА (1 кОм). Затем выберите соответствующий резистор коллектор-база или обманите и используйте резистор 1 МОм последовательно с потенциометром 1 МОм. Транзистор следует установить в три гнезда гнезда ИС или использовать беспаечный макет.Например, если у используемых транзисторов h FE = 200, то вы знаете, что сопротивление резистора должно быть около 1,72 МОм.
Если у вас есть настройка потенциометра, при которой на резисторе 1 кОм падает 2 В, ток составляет 2 мА. Затем просто устанавливайте транзисторы, пока не найдете пару с одинаковым падением напряжения на сопротивлении коллектора и тем же напряжением база-эмиттер. Неизбежно будет небольшое несоответствие, потому что найти два, которые идентичны , маловероятно, но если они находятся в пределах (скажем) 5% друг от друга, это вполне приемлемо.При установке на печатной плате два транзистора должны быть термически связаны, и это гарантирует, что тепловые изменения одинаково влияют на оба устройства.
3 — Характеристики переменного тока
В моделировании с тремя разными типами транзисторов (2N2222, BC547 и 2N3904) выходное напряжение переменного тока составляет 161 мВ, 170 мВ и 132 мВ (среднеквадратичное значение) для входа 1 мВ от источника 50 Ом. Отклонение от максимального к минимальному усилению составляет лишь часть 2 дБ, а это очень различных устройств.Полезно взглянуть на их таблицы данных, чтобы увидеть, насколько они разные, но все они работают почти так же хорошо, как и другие, без изменения схемы. 2N3904 имеет меньшее усиление, но два других работают почти одинаково. По поводу искажений нечего кричать, но этого ожидают от каскада с высоким коэффициентом усиления без обратной связи.
Обратите внимание, что одноступенчатый усилитель, такой как этот, — это , инвертирующий , и не имеет значения, используете ли вы вентиль (вакуумную лампу), BJT, JFET или MOSFET. При работе с заземленным эмиттером, катодом или источником все устройства инвертируют.Положительный вход вызывает отрицательный выход и наоборот.
Рисунок 2 — Смещение обратной связи между коллектором и базой (измерения переменного тока)
Заманчиво думать, что усиление по переменному току транзисторного каскада определяется усилением по постоянному току (β или h FE ). Это совсем не так, хотя они связаны. Транзистор функционирует как преобразователь тока в ток, где небольшой ток на базе управляет большим током в коллекторе (и эмиттере).Хотя это описывает действия, которые происходят внутри самого устройства, мы, как правило, прикладываем большую часть наших усилий к усилителям напряжения и . Однако одно без другого не существует.
Например, мы можем легко вычислить, что β 2N3904 составляет около 200, однако, если коллектор питается от очень высокого импеданса, мы можем довольно легко получить усиление переменного напряжения более 3300. Этот метод на удивление распространен и используется почти во всех усилителях мощности в качестве каскада «усилителя класса A» (также известного как VAS — «усилитель напряжения»).Питание коллектора осуществляется от источника постоянного тока. Это обеспечивает желаемый ток, но с исключительно высоким импедансом. («Идеальный» источник тока имеет бесконечный выходной импеданс.)
Выше я говорил, что показанные здесь схемы включают обратную связь. Это может быть не сразу очевидно, но R2 (коллектор к базе) является резистором обратной связи. Обратная связь отрицательная, поэтому, если напряжение коллектора пытается подняться, доступен больший базовый ток (через R2), и транзистор включается немного сильнее, пытаясь сохранить стабильное напряжение коллектора.Эта обратная связь действует как на сигналы переменного, так и на постоянный ток, а входное сопротивление очень низкое. Фактически, входной импеданс показанной схемы составляет менее 1 кОм (в диапазоне от 650 до 750 Ом), что делает его полезным только для источников с низким импедансом. Это одна из многих причин того, что показанная схема не является распространенной — схемы с очень низким входным сопротивлением и высокими искажениями обычно не считаются полезными для большинства аудиоприложений.
Не то чтобы это помешало его использовать в те времена, когда транзисторы были дорогими и все еще находились в процессе понимания большинством разработчиков.Однако даже тогда он использовался только для «нетребовательных» приложений, где его ограничения не были замечены. Сегодня большинство людей не станет беспокоиться, потому что есть операционные усилители, которые настолько дешевы, гибки и точны, что нет смысла использовать непредсказуемую схему с таким количеством ограничений.
4 — Результаты измерений
Ради удовольствия, я настроил схему выше, как показано на рисунке. Источник питания был 12 В постоянного тока, и я использовал несколько транзисторов. Большинство из них были типа BC546 (показаны только результаты 4 тестов), но от двух разных производителей, и я также протестировал несколько устройств BC550C.Я даже тестировал BC550C с перевернутыми эмиттером и коллектором (в конце концов, они — это биполярные транзисторы ). Результаты измерений представлены в таблице (искажения не измерял). Напряжение база-эмиттер (Vbe) составляло около 680 мВ для тестов BC546, но не измерялось для BC550.
| В CE (пост. Ток) | ч FE (вычислено) | Выход переменного тока (среднеквадратичное значение) | Усиление переменного тока |
| BC546 | |||
| 5.94 В | 276 | 1,52 В | 152 |
| 5,80 В | 291 | 1,52 В | 152 |
| 5,77 В | 293 | 1,52 В | 152 |
| 7,20 В | 177 | 1,24 В | 124 (-1,8 дБ) |
| BC550C | |||
| 4,36 В | 498 | 2,04 В | 204 |
| 4.31 В | 508 | 2,04 В | 204 |
| 3,65 В | 675 | 2,12 В | 212 (+0,3 дБ) |
| 4,83 В | 414 | 1,92 В | 192 (-0,5 дБ) |
| BC550C Перевернутое положение ! | |||
| 8,39 В | 112 | 255 мВ | 25,5 |
Результаты интересные.Совершенно очевидно, что при измерении низкого напряжения коллектора транзистор имеет высокий коэффициент усиления (постоянный ток) и наоборот. Что не так очевидно, так это причина изменения выходного напряжения переменного тока при входном среднеквадратичном значении 10 мВ от генератора 50 Ом. Точно так же несколько транзисторов показывают одинаковый коэффициент усиления по напряжению, даже если очевидно, что их h FE отличается. Вы можете ожидать, что усиление переменного напряжения будет связано с транзистором h FE , но, очевидно, здесь есть нечто большее.
Частично причиной является собственное сопротивление эмиттера « r e » (обычно известное как «маленький r e»), которое составляет примерно 26 / Ie (в миллиамперах).Если ток эмиттера составляет 2,6 мА, тогда относительно составляет 10 Ом. Это неточная цифра, но в целом она достаточно близка для грубых расчетов. Поскольку оно изменяется с током эмиттера, отсюда следует, что коэффициент усиления по напряжению также изменяется вместе с током эмиттера, поэтому коэффициент усиления отличается для положительного входного сигнала (который увеличивает Ie) и отрицательного входного напряжения (который уменьшает Ie). В результате r e изменяется с уровнем сигнала, вызывая искажения. Также стоит отметить, что тест с «настоящими» транзисторами и моделирование дают удивительно близкие ответы.
Во многих ранних звуковых конструкциях использовались сравнительно высокие напряжения питания, чтобы минимизировать изменение , и за счет уменьшения изменения тока для заданного выходного напряжения. Большая часть этого стала ненужной, когда более совершенные схемы с высоким коэффициентом усиления разомкнутого контура и отрицательной обратной связью заменили простые транзисторные каскады. Они подробно описаны в статье «Альтернативы операционным усилителям».
Конечным результатом всего этого является то, что вы можете определить параметры транзистора, установив его в схему, подобную показанной здесь.Вам не нужен тестер транзисторов, и результаты, которые вы получите, будут настолько точными, насколько вам когда-либо понадобится. Это базовый анализ схем, который помогает вам понять более сложные схемы и оценить значение основных математических функций. В большинстве случаев для определения характеристик транзистора требуется немного больше, чем закон Ома.
Главный параметр (и тот, который, кажется, интересует большинство людей) — это усиление постоянного тока — h FE или β. Вам нужно всего два показания напряжения, чтобы можно было определить коэффициент усиления (при условии, что напряжение питания фиксировано и известно значение, например 12 В).Измерьте напряжение на коллекторе и базе, общей точкой является эмиттер (в конце концов, этот — это каскад с общим эмиттером). Теперь у вас есть все, что нужно для получения прибыли.
Сначала определите ток коллектора Ic. Это устанавливается напряжением на R1, которое составляет Vcc — Vce (предположим, что Vcc составляет 12 В для этого примера). Затем отработайте коллекторный ток. Я буду использовать Vce равным 6 В, но оно редко будет ровно половиной напряжения питания.
Ic = (Vcc — Vce) / R1
Ic = (12-6) / 1k = 6 мА
Теперь вы измеряете базовое напряжение и определяете ток через R2 (240 кОм).Для примера предположим, что 0,68 В. Ток в R2 — это базовый ток.
Ib = (Vce — Vb) / R2Коэффициент усиления
Ib = (6 — 0,68) / 240k = 22,17 мкА
равен Ic / Ib, то есть 6 мА / 22,17 мкА, что составляет 270. Это коэффициент усиления по постоянному току транзистора. Да, это утомительнее, чем считывание с тестера транзисторов, но это точная цифра, полученная в тестируемой цепи. Он будет меняться в зависимости от температуры и тока коллектора, поэтому в данном конкретном случае применяется только .В конечном счете, точная цифра не особенно полезна. Это даже не очень полезно в качестве «показателя качества», потому что коэффициент усиления переменного напряжения схемы не сильно меняется, даже если h FE отличается.
Вы можете использовать такую схему для согласования транзисторов, как описано в разделе 2, если это необходимо для схемы, которую вы строите. Обратите внимание, что Vbe по-прежнему является переменной, и ее необходимо сопоставить независимо от h FE .
5 — Стабилизирующее усиление напряжения
В большинстве случаев требуется определенное усиление, и это достигается добавлением еще одного резистора.На рисунке ниже я добавил эмиттерный резистор 100 Ом. Теперь усиление определяется отношением R1 к R3 плюс re (внутреннее базовое сопротивление). При 100 Ом, как показано, теоретическое усиление составляет около 9,57, но это не совсем так, потому что транзистор имеет конечное усиление, поэтому обратная связь не может дать точный результат. Однако это не так уж плохо и гораздо более предсказуемо, чем можно было бы ожидать в противном случае.
Рисунок 3 — Резистор эмиттера стабилизирует усиление
Как видно из рисунков, в идеале цепи должны быть повторно смещены, чтобы получить напряжение коллектора, близкое к 6.5 В (на резисторе эмиттера падает небольшое напряжение). Однако даже с одной и той же партией очень разных транзисторов разница между максимальным и самым низким коэффициентом усиления теперь составляет всего 0,15 дБ. Искажения также уменьшаются, но , а не , в том же соотношении, что и уменьшение усиления. Добавление эмиттерного резистора называется дегенерацией эмиттера, и это не то же самое, что отрицательная обратная связь. Это эффективно для стабилизации усиления (например), но не уменьшает искажения, а также «истинную» отрицательную обратную связь.Шум от R3 фактически усиливается этой схемой и всеми подобными устройствами, поэтому, несмотря на уменьшение усиления, шум не будет уменьшен пропорционально.
Не сразу очевидно, что входное сопротивление намного выше, более 11 кОм для каждого моделируемого транзистора. Входное сопротивление (очень грубо) определяется сопротивлением эмиттера (как внутренним, так и внешним), умноженным на коэффициент усиления постоянного тока. Однако на него также влияет отрицательная обратная связь через R2, поэтому это непростой расчет.
Коэффициент усиления дополнительно уменьшается при добавлении внешней нагрузки, поскольку она фактически включена параллельно резистору коллектора (R1). Выходное сопротивление (почти) равно значению R1. На самом деле это немного меньше из-за отрицательной обратной связи через R2 (около 990 Ом при моделировании). Вырождение эмиттера не влияет на выходной импеданс, в отличие от отрицательной обратной связи, которая уменьшает его пропорционально коэффициенту обратной связи.
Я измерил искажения как с эмиттерным резистором, так и без него.При уровне сигнала всего около 230 мВ без R3 искажение составляло 2,5%. Когда был включен R3. усиление упало до 9, и даже при выходном сигнале 900 мВ искажение составляло «всего» 0,25%. Хотя это выглядит довольно значительным улучшением, учтите, что ни один из когда-либо созданных операционных усилителей не имеет такого большого искажения на любом уровне выходного сигнала. Также стоит отметить, что симулятор на удивление хорошо оценивает искажения — для тех же условий симулятор показал около 0,24%, что очень близко к измеренному значению.
6 — Ранний эффект
Эффект Early назван в честь его первооткрывателя Джеймса Эрли. Это вызвано изменением ширины эффективной базы в BJT из-за изменения приложенного базы к напряжению коллектора. Помните, что при нормальной работе соединение база-коллектор имеет обратное смещение, поэтому увеличение обратного смещения на этом переходе увеличивает ширину обеднения коллектор-база. Это уменьшает ширину несущей части базы и увеличивает коэффициент усиления транзистора.
Эффект раннего транзистора имеет некоторое влияние на характеристики (для переменного и постоянного тока). При напряжении коллектора 5 В коэффициент усиления почти точно равен 200 (при моделировании, Ib = 20 мкА), при 10 В он возрастает до 215, а при 50 В — до 317. Как видно из графика, наклон довольно линейный. . Отсюда следует, что с изменением напряжения коллектора изменяется и эффективное значение h fe . Графики показаны для трех различных базовых токов — 15 мкА, 20 мкА и 25 мкА (в схеме показан только источник тока 20 мкА).Ток коллектора ниже 2 мА (при напряжении коллектора менее 500 мВ) не отображается, поскольку здесь он не имеет значения. Форма волны переменного тока не включена в тестовую схему или график. Примечательно, что даже при напряжении коллектора 500 мВ транзистор работает нормально.
Рисунок 4 — Схема тестирования раннего воздействия (2N2222)
Также есть изменение r e , поскольку ток коллектора изменяется, но я не пытался количественно оценить это в показанных тестах (это становится актуальным только тогда, когда ожидается напряжение усиление).Нагрузочный резистор коллектора не используется, поскольку базовый ток поддерживается на постоянном (и очень низком) значении. Во всем показанном ниже диапазоне коэффициент усиления по переменному току изменяется примерно в 1,6: 1 для диапазона тока, показанного на рисунке 5, и при напряжении коллектора от 1 до 50 В. Коэффициент усиления переменного напряжения почти прямо пропорционален току коллектора. Коэффициент усиления по переменному току был измерен, хотя это и не показано в тестовой схеме или графике. При подаче в базу сигнала 1 мкА (пика) коэффициент усиления по переменному току изменяется с минимума примерно 110 при токе коллектора 4 мА до 165 при 6.Ток коллектора 5 мА. Коэффициент усиления по напряжению не имеет отношения к этому тесту, потому что контролируется только ток.
Рисунок 5 — Ранний эффект (2N2222)
Хотя изучение Early Effect — интересное наблюдение, оно не особенно полезно для простых каскадов усиления. В более сложных схемах (особенно линейных ИС) обычно напряжение коллектора транзистора поддерживается постоянным, насколько это возможно. Это можно увидеть, например, на входном каскаде большинства усилителей мощности, где значительная часть усиления всей схемы создается во входном каскаде.Когда для входа используется пара с длинным хвостом, напряжение коллектора входных транзисторов не меняется очень сильно (если вообще изменяется), поэтому вариации усиления из-за напряжения коллектор-база сводятся к минимуму — но только при использовании в инвертирующей конфигурации.
Это относится к , а не , когда операционный усилитель работает в неинвертирующем режиме. Следовательно, для усилителя с единичным усилением напряжение между коллектором и базой может варьироваться от примерно 28 В (пиковое отрицательное входное напряжение) до всего 2 В (пиковое положительное входное напряжение).Эта модуляция напряжения может вызвать изменение усиления входных транзисторов на ± 10% или более из-за эффекта Раннего (хотя, вероятно, это не единственная причина повышенных искажений). Более высокие искажения в неинвертирующей конфигурации — хорошо известное явление для операционных усилителей, хотя в компетентных устройствах любые искажения, добавленные и , остаются значительно ниже порога слышимости. Некоторые устройства имеют настолько низкие искажения, что их практически невозможно измерить независимо от топологии.
Также стоит отметить, что если для переключения используется транзистор, вам необходимо обеспечить гораздо больший базовый ток, чем вы думаете. Это связано с тем, что при очень низких напряжениях коллектора коэффициент усиления транзистора по току намного ниже, чем указано в таблице данных. «Здравый смысл» состоит в том, чтобы гарантировать, что базовый ток для схемы переключения составляет примерно 1/10 — тока коллектора, хотя при низком токе часто можно обойтись меньшим током. Для показанного 2N2222, если коммутируемый ток коллектора составляет 50 мА, вы должны обеспечить базовый ток около 5 мА, чтобы гарантировать, что напряжение коллектора во включенном состоянии не превышает 100 мВ.В таблице данных указано, что напряжение насыщения (транзистор полностью включен) составляет 300 мВ, ток коллектора составляет 150 мА, а базовый ток — 15 мА. Это указывает на то, что h FE всего 10, чтобы получить полное насыщение. В техническом описании вы только дошли до этого места, и вам нужно провести собственные тесты, чтобы получить реалистичные цифры. Очень важно проверить несколько устройств — тест, основанный на одном транзисторе, не покажет вам вероятных результатов с разными устройствами, даже если все они из одной партии.
7 — Транзисторы коммутационные
Раньше BJT были преобладающей технологией для коммутации в цифровых системах (TTL — транзисторно-транзисторная логика). В то время как устройства CMOS (дополнительные металлооксидные полупроводники) заняли львиную долю в цифровых схемах, транзисторные переключатели остаются очень распространенным явлением. Для высокой мощности мы склонны думать о MOSFET как о наиболее распространенном переключателе, но IGBT (биполярные транзисторы с изолированным затвором) теперь являются лучшим вариантом для приложений с высоким напряжением и током.
Транзисторы, используемые в коммутационных приложениях, не работают в линейном режиме — это для усилителей. Транзистор либо выключен (нет тока коллектора, кроме небольшого тока утечки, который почти всегда можно игнорировать), либо он полностью включен в состоянии, известном как насыщение. Бета (или h FE ) важна только для того, чтобы позволить разработчику определить, какой базовый ток необходим для принудительного насыщения. Все коммутационные системы будут подвергаться большему, чем ожидалось, рассеиванию энергии в момент включения или выключения.Это потому, что переходы не мгновенные. В основном это не проблема, но это может стать важным, если сигнал переключения (управляющий транзистором) имеет медленные переходы. Если в активной области проводится слишком много времени (между «включенным» и «выключенным»), пиковое рассеивание может быть намного выше ожидаемого.
Транзисторные переключателиочень распространены для включения светодиодов и реле, а также для многих других простых коммутационных приложений. Транзисторы NPN или PNP могут использоваться в зависимости от полярности, и многие простые схемы в значительной степени полагаются на BJT в качестве переключателей.Есть несколько сюрпризов, и схемы обычно легко рассчитать, чтобы получить соответствующий базовый ток, соответствующий нагрузке. Следующая схема распространена в проектах из бесчисленных источников, а также используется для переключения реле с выходов микроконтроллера (часто только 3,3 В при довольно низком токе).
Рисунок 6 — Базовая схема переключения
Нагрузка показана как реле, но это может также быть вентилятор постоянного тока, светодиод или небольшая лампа накаливания. Мы будем знать напряжение питания и (обычно) ток нагрузки.Используя пример реле, если катушка имеет сопротивление 250 Ом и рассчитано на 12 В, мы можем определить ток по закону Ома (48 мА). Если мы используем микроконтроллер с выходами 3,3 В, нам нужно знать только «худший случай» усиления (h FE ) для транзистора, чтобы определить значение R b . Если Q1 — это BC546, мы можем взглянуть на таблицу и увидеть, что он может выдерживать 65 В (V CEO ) при токе до 100 мА. Минимальное значение h FE равно 110, поэтому для управления реле базовый ток должен быть , по крайней мере, в два раза больше минимально допустимого (большинство разработчиков стремятся к 5-10-кратному расчетному базовому току).При нагрузке 48 мА базовый ток не превышает 436 мкА, поэтому допустим 2 мА. Это немного меньше предложенного × 5, но все равно вполне нормально.
Поскольку напряжение база-эмиттер будет 0,7 В, а у нас есть базовое «питающее» напряжение 3,3 В от микроконтроллера, закон Ома говорит нам, что значение R b должно быть 1,3 кОм (2,6 В при 2 мА). Для удобства мы будем использовать ближайшее стандартное значение 1,2k (или 1k). Это простое упражнение демонстрирует, насколько легко определить значения, необходимые для 100% надежной работы.Любое другое приложение переключения так же просто.
Одна из интересных особенностей простых транзисторных ключей (в отличие от пар Дарлингтона или Шиклая) заключается в том, что напряжение коллектор-эмиттер упадет всего до нескольких милливольт. Вы можете ожидать, что напряжение коллектора будет основано на напряжении база-эмиттер, но это не так. При описанных значениях напряжение V CE будет около 110 мВ, но с увеличением тока базы оно еще больше упадет. Даже как показано на рисунке, мощность, рассеиваемая в Q1, составляет всего 5.28 мВт, что незначительно.
Конечно, это не всегда так, потому что транзистор имеет конечное время переключения, а в худшем случае — когда он «наполовину включен» (то есть напряжение коллектора 6 В при повышении или понижении). В показанной схеме будет нагрузка 24 мА при напряжении коллектора 6 В, поэтому пиковая рассеиваемая мощность составляет 144 мВт. Это намного меньше, чем максимальное непрерывное рассеивание (500 мВт), и нам не нужно ничего менять. 144 мВт — это переходное состояние, которое обычно длится менее 100 мкс, если вход переключается достаточно быстро.
Точно такой же набор простых вычислений можно использовать для любой схемы переключения транзисторов. Эти схемы очень легко спроектировать, но необходимо соблюдать все шаги, чтобы гарантировать надежность. Если бы реле было заменено вентилятором, потребляющим 200 мА, в техническом паспорте говорится, что BC546 нельзя использовать (максимум 100 мА), и выбранному транзистору потребуется больший базовый ток. BC639 может справиться с текущим и худшим случаями рассеивания мощности. Однако минимальное усиление (согласно таблице данных) составляет всего 40, поэтому вам понадобится базовый ток не менее 5 мА, но предпочтительно 10 мА.Это может быть больше, чем может предоставить микроконтроллер (или другой источник), и я оставляю это в качестве упражнения для читателя, чтобы выработать способ достижения желаемых результатов.
Помните, что для переключения вам необходимо подать , по крайней мере, , вдвое превышающий ожидаемый базовый ток, и обычно обеспечивают до десяти раз больше, чтобы вызвать полное насыщение транзисторного ключа. Схемы переключения BJT становятся менее привлекательными при очень высоком токе, потому что базовый ток эффективно «тратится».Он не влияет на ток нагрузки и является просто еще одной частью схемы, которая должна питаться от источника питания. Использование транзистора Дарлингтона является (или использовалось раньше) обычным явлением, поскольку h FE очень велик (до 1 кОм), поэтому для насыщения требуется гораздо меньший базовый ток. Однако , Дарлингтон не может снизить напряжение коллектора до уровня ниже 700 мВ, а при высоком токе оно может достигать 3 В.
Например, TIP141 рассчитан на ток коллектора 10А и усиление 1000 при 5А.Напряжение насыщения при токе коллектора 5 А и базовом токе 10 мА составляет 2 В, поэтому он будет рассеивать 10 Вт даже при переходе в режим насыщения. Это потраченная впустую мощность, которую должен обеспечивать источник питания, но она не может использоваться нагрузкой. Время переключения также довольно велико, поэтому работа на высоких скоростях не рекомендуется. Транзистор должен быть установлен на радиаторе для поддержания безопасной рабочей температуры.
Это одна из многих причин, по которым полевые МОП-транзисторы предпочтительны для переключения с высоким током.Современный МОП-транзистор может иметь сопротивление во включенном состоянии (R DS на ) примерно 40 мОм, а при нагрузке 5 А напряжение на устройстве будет всего 200 мВ, рассеивая 1 Вт. Ток затвора равен нулю в установившемся режиме, но должен быть достаточно высоким во время переключения (до 2 А или около того, в зависимости от скорости переключения). Однако этот высокий ток длится очень короткий период, обычно значительно ниже 100 мкс. Пиковое рассеивание (во время переключения) может достигать 15 Вт с описанной схемой, но в среднем будет менее 600 мВт.Сравните это с рассеиваемой мощностью 10 Вт для транзистора Дарлингтона, и легко понять, почему полевые МОП-транзисторы стали выбором №1 для коммутации. При таком низком общем рассеивании небольшого участка плоскости печатной платы обычно достаточно в качестве радиатора !
Выводы
Главное здесь — продемонстрировать основы самого простого смещения транзистора и выяснить, сколько всего можно узнать из некоторых простых наблюдений. Хотя я настоятельно рекомендую создать и протестировать его, я рекомендую использовать вместо , если для чего-нибудь.Его можно использовать для согласования, но основная цель — узнать, как транзистор работает в цепи. Реальная топология не имеет значения для транзистора. Он может выполнять только одну задачу — преобразовывать небольшой базовый ток в гораздо больший ток коллектора. Создавая его, вы узнаете, что он делает на самом фундаментальном уровне.
Также поучительно посмотреть на характеристики переменного тока. В частности, обратите внимание, что вырождение эмиттера (также известное как «местная обратная связь») не так эффективно для уменьшения искажений по сравнению с «истинной» отрицательной обратной связью.В то время как два показанных теста показывают, что коэффициент усиления по переменному току уменьшается примерно в 17 раз (коэффициент усиления по напряжению снижен со 160 до 9,3), искажения уменьшаются менее чем в 6. При отрицательной обратной связи улучшение примерно пропорционально коэффициенту уменьшение коэффициента усиления разомкнутого контура. Не менее важно, что отрицательная обратная связь также снижает шум , в то время как дегенерация эмиттера часто усугубляет его.
Ни в одну из вышеперечисленных попыток не включить никаких попыток количественно оценить коэффициент отклонения источника питания (PSRR) цепей.Это показатель того, насколько хорошо схема может ослаблять шум источника питания, пульсации и т. Д. Он не был включен по одной простой причине — он настолько плох, что означает, что стабилизированный (или очень хорошо сглаженный) источник питания необходим. Напряжение шины питания должно быть полностью свободным от каких-либо шумов, потому что полные 50% от все шумы питания попадают на выход.
Транзисторыгораздо более линейны, чем принято считать, если напряжение и / или ток коллектора не меняются. Это невозможно в реальной схеме, но большинство входных каскадов усилителей мощности и операционных усилителей работают с почти постоянным напряжением, и изменяется только ток.Ситуация меняется в каскаде усилителя класса A (также известном как VAS — каскад усилителя напряжения), но он всегда работает с (близким к) постоянным током, и на этот раз изменяется только напряжение. Большинство входных каскадов усилителей мощности и операционных усилителей вносят значительный вклад в усиление и работают только с небольшими (часто незначительными) изменениями напряжения из-за сигнала, а также с очень небольшими изменениями тока. При принудительной работе в широком диапазоне напряжений входное синфазное напряжение значительно изменяется, что приводит к более высоким искажениям (синфазным искажениям).
Выполнение тестов, подобных описанным здесь, важно не только для вашего собственного понимания, но и для обеспечения согласованности результатов, если схема будет построена другими (возможно, в рамках проекта). Например, все проекты, опубликованные на сайте ESP, учитывают обычные варианты транзисторов. Поскольку мы знаем, что никакие два компонента никогда не будут идентичными, разработчик должен учитывать типичный разброс параметров частей, полученных конструкторами. Если бы это было не так, многие проекты ESP не работали бы !
Обратите внимание, что крики «Я знал это — JFET (или клапаны / вакуумные лампы) звучат лучше!» неуместны, потому что их искажение обычно выше, чем у BJT, и здесь задействованы различные нелинейные эффекты.Нет сомнений в том, что полевые транзисторы (и в меньшей степени IMO, клапаны) имеют свое место в схемотехнике (в том числе в операционных усилителях), но «превосходное» качество звука не входит в их достоинства. Это не означает, что операционные усилители на входе JFET звучат «плохо» с любой точки зрения — существует несколько таких операционных усилителей с отличными характеристиками (и качеством звука). Каждое известное усилительное устройство является нелинейным, и различны только причины (и способы устранения). Использование ламп в схемах с очень низким уровнем искажений обычно обеспечивает производительность, даже не приближающуюся к приличному операционному усилителю.
Цепи переключения остаются очень распространенными, и для работы с низким током трудно превзойти BJT. Базовый ток низкий, и он может быть получен от низкого напряжения. Если у вас есть доступное напряжение более ~ 1,5 В, легко создать надежный коммутатор, который может легко выдерживать ток до 100 мА. Процесс проектирования прост, и результат обычно очень надежный, если конструкция оптимизирована. Они также легкодоступны и дешевы — два фактора, которые обычно желательны (особенно для крупносерийного производства).В большинстве случаев замена проста, если оригинальная деталь не известна или снята с производства.
Список литературы
Эта статья была частично вдохновлена Гарри Пауэллом (адъюнкт-профессором и ассоциированным кафедрой программ бакалавриата) из UVA (Университет Вирджинии) и основана (частично) на лаборатории «Основы 2» в области электротехники и компьютерной инженерии. Оригинал называется «Лаборатория ECE 2660 для модуля 6». Направленный материал был связан с тем, что Гарри увидел статью, описывающую тестер постоянного тока коллектора h FE для транзисторов — проект 177.
- Ранний эффект (Википедия)
- Разработка с низким уровнем искажений с помощью высокоскоростных операционных усилителей (Джеймс Л. Карки — Texas Instruments SLYT113)
- Электроника Примечания
Нет других ссылок, потому что показанные методы довольно распространены, а представленные данные были результатами моделирования и экспериментов на рабочих станциях для проверки результатов.
Основной индекс Указатель статей
| Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2005. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены. в соответствии с международными законами об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта. |
Журнал изменений: страница создана и авторские права © декабрь 2018 г./ Обновлено в феврале 2020 г. — добавлены переключающие транзисторы.
Исследования студентов | Измерение s-параметров СВЧ-транзисторов методом извлечения из тестовой оснастки | ID: zk51vm28h
- Дом
Дипломная работа
В этом дипломном проекте используется новый подход к измерению S-параметров микроволновых транзисторов путем исключения S-параметров транзисторов из S-параметров испытательного прибора.Этот конкретный тип процедуры калибровки коммерчески полезен, потому что он хорошо подходит для измерения S-параметров устройств, встроенных в микровыключатель; прямой результат требуемых калибровочных стандартов. Используемый метод представляет собой процедуру калибровки, которая сначала выводит S-параметры текстового приспособления, сначала измеряя S-параметры сквозного, короткого замыкания и задержки (отсюда и название T-S-D). Эти S-параметры затем используются для расчета S-параметров транзистора, установленного в микрополосковой испытательной установке.Метод полностью развит в приложении, где особое внимание было уделено определению и формулировке уравнений. Чтобы доказать, что этот метод работает, исследуются две проблемы. Первая проблема является теоретической: две разные схемы с потерями моделируются на основе программы анализа схем. Выполняются три дополнительных компьютерных прогона для моделирования включения «сквозного», «короткого» и «задержки» между этими гипотетическими цепями. S-параметры из этих дополнительных прогонов используются в другой программе, использующей алгоритм T-S-D для вычисления S-параметров исходных цепей с потерями.Показано согласие. Таким образом, он демонстрирует возможности процедуры T-S-D для обработки произвольных схем. Вторая проблема; для измерения S-параметров коаксиальных и микрополосковых запусков, а затем для определения S-параметров микроволнового транзистора. Эта вторая проблема более типична для практического применения процедуры T-S-D. Таким образом, он демонстрирует силу подхода T-S-D к практическому применению микрополосков. Результаты анализа показывают, что метод позволяет измерять реальные устройства, не встроенные в микрополоску; тем не менее, требуется дополнительная работа для достижения более высоких частотных характеристик.
Элементы в ScholarWorks защищены авторским правом, все права сохранены, если не указано иное.
Библиотека транзисторов с S-параметрами— ADS 2009
Библиотека транзисторов S-параметров включена во все симуляторы Advanced Design System. Библиотека состоит из файлов данных S-параметров, представляющих 4618 устройств от 14 производителей. Многие из этих файлов представляют собой одно и то же устройство, измеренное при различных рабочих смещениях постоянного тока. Все содержат S-параметры 50 Ом. Некоторые содержат параметры шума. Модели были взяты из данных, предоставленных этими производителями.
Примечание
Сама библиотека представляет собой набор двоичных файлов, S-Parameter_Library.library , под $ HPEESOF_DIR / ComponentLibs / models .
Группы библиотеки транзисторов S-параметров, доступные для выбора в окнах схемы:
Схема
В этом разделе описывается схематический дизайн компонентов библиотеки транзисторов с S-параметрами и указываются имитационные модели, которые включены в проект.
1-портовые модели
Пример компонента данных S-параметров с 1 портом показывает, как компонент данных S-параметров с 1 портом отображается при размещении в окне проектирования схемы. Условное обозначение схемы получено из стандартного изображения в каталоге $ HPEESOF_DIR / ComponentLibs / symbols . S-параметры с 1 портом представлены соответствующим условным обозначением, например DIODE, показанным в примере. Аннотация состоит из имени компонента, префикса идентификатора компонента по умолчанию (в данном случае SNP) и условия смещения.С компонентом схемы не связаны никакие параметры компонента.
Пример компонента данных S-параметров с 1 портом
Компоненты 1-портовой библиотеки данных S-параметров подходят для размещения в любой схеме Advanced Design System.
2-портовые модели
Пример 2-портового компонента данных S-параметров показывает, как выглядит 2-портовый компонент данных S-параметров при размещении в окне схемотехнического проектирования. Условное обозначение схемы получено из стандартного изображения в каталоге $ HPEESOF_DIR / ComponentLibs / symbols .2-портовые S-параметры представлены NPN, PNP, FET, MOSFET и другими стандартными символами в зависимости от конкретного устройства, связанного с файлом данных. Аннотация состоит из имени компонента, префикса идентификатора компонента по умолчанию (в данном случае SNP) и условия смещения. С компонентом схемы не связаны никакие параметры компонента.
Пример 2-портового компонента данных S-параметров
Компоненты 2-портовой библиотеки данных S-параметров подходят для размещения в любой схеме Advanced Design System.
Диапазоны частот
Теперь вы можете просматривать диапазоны частот как параметр компонента. На изображениях ниже показана эта возможность в компоненте и в параметрах редактирования компонента.
S-параметры Agilent Technologies
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
740 компонентов, установленных в группе библиотек, происходят с диска данных Agilent Technologies S-parameter Performance и Transistor Library V4.11. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые или 1-портовые данные S-параметров и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_hpa <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Alpha Industries S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
208 компонентов, установленных в библиотечной группе, поставляются EEsof поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые или 1-портовые данные S-параметров и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_aii
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Fujitsu S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
66 компонентов, установленных в библиотечной группе, происходят с диска данных Fujitsu Microwave Semiconductor Device Library, датированного маем 1992 года. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые данные S-параметров и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_fuj
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Harris S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
12 компонентов, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_hm <номер детали> <индекс> <дата извлечения> ._
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Litton S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
12 компонентов, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_lit <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
S-параметры микроволновой техники
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
27 компонентов, установленных в библиотечной группе, происходят с диска данных S-параметра GaAs Fet и библиотеки гибридного модуля усиления V1.6 Microwave Technology. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_mwt <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Mitsubishi S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
22 компонента, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_mit <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Motorola S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
Файлы 626 компонентов, установленных в группе библиотек, происходят с диска данных Motorola Scattering Parameter Library версии 2.0 DK105 / D Rev1. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Условные обозначения для компонентов: sp_mot <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
NEC S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
651 компонент, установленный в библиотечной группе, происходит из библиотеки параметров проектирования CEL на диске данных NEC Microwave Semiconductor Devices V7.0. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_nec <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Philips S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
569 компонентов, установленных в библиотечной группе, происходят с диска данных Philips Noise and S-parameter Library (V1.0). Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_phl <номер детали> <индекс> <дата извлечения> ._
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Raytheon S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
18 компонентов, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Условные обозначения для компонентов: sp_ray <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Siemens S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
Компоненты 1645, установленные в библиотечной группе, происходят из диска данных библиотеки транзисторов Siemens RF Device V2.0. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые или 1-портовые данные S-параметров и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_sms <номер детали> <индекс> <дата извлечения> ._
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Sony S-параметры
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
5 компонентов, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума.Соглашение об именах для компонентов: sp_sny <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали. Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
S-параметры Toshiba
Технические характеристики моделирования см. В разделе «Схематическое проектирование».
17 компонентов, установленных в библиотечной группе, предоставляются поставщиком. Файлы данных, связанные с компонентами, содержат линейные 2-портовые S-параметры данных и, если они предоставляются поставщиком, 2-портовые параметры шума. Соглашение об именах для компонентов: sp_tsb <номер детали> <индекс> <дата извлечения> _.
Числовой индекс используется вместе с номером детали для имени компонента, когда поставщик предоставил несколько условий рабочего смещения для детали.Индексы соответствуют рабочему условию смещения, задокументированному в описательном тексте диалогового окна, когда эта группа библиотек выбрана из списка библиотек.
Основы проектирования GaN PA на основе модели: S-параметры GaN-транзистора, анализ линейной стабильности и резистивная стабилизация
Это четвертый блог в продолжающейся серии, в которой рассматривается важность нелинейных моделей GaN HEMT для успеха в разработке быстродействующих усилителей мощности (УМ).
Введение
Согласование S-параметров используется для максимизации усиления и равномерности усиления в простых конструкциях линейных ВЧ / СВЧ-усилителей. Эти же данные S-параметра используются для разработки схем согласования и смещения, направленных на стабильность усилителя. В этом блоге обсуждается важность использования моделирования для анализа базовых S-параметров и стабильности в процессе проектирования усилителя мощности (PA) из нитрида галлия (GaN). Он знакомит с использованием моделей и методов резистивной стабилизации, чтобы помочь избежать нестабильности устройства, которая может повлиять на нелинейное и линейное моделирование.
В этом блоге мы ограничиваем наше внимание простым анализом устойчивости двух портов, полученным из линейных вычислений S-параметров. Мы будем использовать нелинейную модель силового транзистора Qorvo GaN из библиотеки Modelithics Qorvo GaN в сочетании с шаблонами моделирования и программным обеспечением Keysight Advanced Design System (ADS).
Основы проектирования GaN PA на основе моделей
Qorvo и Modelithics объединились, чтобы объяснить, как нелинейные модели и библиотека Modelithics Qorvo GaN могут улучшить ваши конструкции PA.
Читайте первые блоги здесь:
Стабильность объяснена
Стабильность относится к невосприимчивости PA к возможным паразитным колебаниям. Колебания могут быть полной мощностью, проблемами с большим сигналом или тонкими спектральными проблемами, которые могут остаться незамеченными, если их не проанализировать должным образом. Даже нежелательные сигналы за пределами предполагаемого диапазона частот могут вызвать колебания системы и снижение производительности.
Существует два типа стабильности и меры для анализа стабильности PA в вашей системе.
- Условная стабильность — конструкция системы, которая стабильна, когда вход и выход имеют заданное характеристическое сопротивление Z 0 (50 Ом или 75 Ом), но может подвергаться колебаниям (проявляя отрицательное сопротивление на входе или выходе порта) для какого-либо другого входного или выходного сопротивления.
- Безусловная стабильность — система, которая устойчива при любом возможном положительном реальном импедансе внутри диаграммы Смита. Обратите внимание, что любая конструкция системы может колебаться, если она видит отрицательный реальный импеданс (за пределами диаграммы Смита).Но вообще говоря, если система определена как безусловно устойчивая, она стабильна на всех частотах (где устройство может иметь усиление) и всех положительных реальных сопротивлениях.
Меры устойчивости
Начнем с хорошо известного «k-фактора» и меры стабильности «b», чтобы определить диапазоны частот, которые вызывают нестабильность при заданном смещении. Они задаются следующими уравнениями 1 :
k = {1- | S 11 | 2 — | S 22 | 2 + | S 11 * S 22 — S 12 * S 21 | 2 } / {2 * | S 12 * S 21 |}
и
b = 1 + | S 11 | 2 — | S 22 | 2 — | S 11 * S 22 — S 12 * S 21 | 2
Безусловная стабильность обозначается как k> 1 и b> 0.
Однако, поскольку этот критерий требует наличия двух параметров для проверки безусловной устойчивости, дается более компактная формулировка со следующим параметром «mu-prime» 2 :
mu_prime = {1 — | S 22 | 2 } / {| S 11 — con (S 22 ) * Дельта | + | S 21 * S 12 |}
Если mu_prime> 1, это указывает на безусловную (линейную) стабильность.
Согласование и настройка для достижения стабильности
Как отмечалось выше, данные S-параметров используются для разработки схем согласования для достижения стабильности усилителя.На рисунке 1 показана конфигурация однокаскадного усилителя и основные параметры, влияющие на усиление и стабильность. В области безусловной стабильности максимальное усиление достигается установкой Γ s и Γ L в условия, обеспечивающие одновременное сопряженное согласование в обоих портах. 1
Рисунок 1.
Анализ линейной устойчивости
Измерения стабильности ненастроенного транзистора
Рассмотрим пример. На рисунке 2 показана схема моделирования для линейного анализа S-параметров нелинейной модели GaN HEMT-устройства T2G6003028-FS компании Qorvo, включенного в библиотеку моделей Modelithics Qorvo GaN.
Рисунок 2.
Примечание. Условие смещения для всех симуляций в этом примечании установлено на Vds = 28 В, Vgs = -3,02 В, что соответствует току стока примерно 200 мА.
На схеме выше значки представляют параметры, которые могут быть вычислены на основе S-параметров устройства, включая стабильность k, b и mu_prime. Параметр «MaxGain1» — это максимально доступное усиление. Параметр «MaxGain1» вычисляет максимальное доступное усиление для частотных диапазонов, в которых устройство безусловно стабильно, и отображает значение, которое называется максимальным стабильным усилением.Это вычисляется просто как | S 21 | / | S 12 | для регионов условной устойчивости.
На рисунке 3 показаны параметр MaxGain1, коэффициент усиления 50 Ом (S 21 в дБ) и коэффициент стабильности k, измерение b и mu_prime, рассчитанные по схеме на рисунке 2 (в m5). Этот график показывает, что показатель стабильности b> 0, а коэффициент устойчивости k> 1. Параметры измерения стабильности показывают четкую точку излома на частоте около 1,85 ГГц (m5). Это частота перехода между областями условной и безусловной устойчивости.Для диапазона 3,5 ГГц максимальное усиление, указанное этим параметром моделирования, составляет приблизительно 18,4 дБ (маркер m3 на рисунке 3). Примечание. Максимально возможное усиление составляет 0 дБ примерно на частоте 10,4 ГГц; эта частота называется максимальной частотой или f max . Также рекомендуется анализировать стабильность от очень низкой частоты до, по крайней мере, f max , поэтому диапазон частот для этого примера был установлен на развертку от 25 МГц до 12 ГГц.
Из этого анализа можно сделать следующие выводы:
- Аппарат безоговорочно устойчив выше 1.85 ГГц.
- Частоты ниже 1,85 ГГц устройство условно стабильны.
Эти S-параметры, полученные в результате схематического моделирования (Рисунок 2), показаны на Рисунке 4. S 11 и S 22 отображаются на диаграммах Смита, в то время как полярные диаграммы используются для S 21 и S 12 .
Обратите внимание на большую разницу между усилением для входа и выхода 50 Ом (| S 21 | в дБ) и значением MaxGan1. Это связано с несоответствием, связанным с S 11 и S 22 в системе с сопротивлением 50 Ом.
Рисунок 3.
Рисунок 4.
Построение кругов устойчивости на входных и выходных плоскостях дает дополнительную информацию. Также в схему на Рисунке 2 включены значки для «S_StabCircle» и «L_StabCircle», которые соответствуют расчетам кругов устойчивости во входной и выходной плоскостях.
Значения этих кругов можно описать следующим образом. В случае круга стабильности входного сигнала на частоте 100 МГц, обозначенного маркером 7 на рисунке 5, каждая точка вдоль этого круга представляет значение Γ s , которое приведет к значению Γ из , равному 1, в соответствии со следующим соотношением.
Γ out = S 22 + S 12 * S 21 * {Γ s / (1-S 11 * Γ s )}
Ур. 1
Этот круг устанавливает границу между Γ out out> 1, значение которой состоит в том, что Γ out > 1 соответствует отрицательному сопротивлению на выходном порте, что является условием, которое может привести к колебаниям. Тогда возникает вопрос, является ли внутренняя или внешняя часть круга нестабильной (Γ из > 1) областью.Быстрая проверка в случае Γ s = 0, что соответствует точке 50 Ом. Примечание из уравнения. 1, для этого случая Γ out = S 22 , что меньше единицы на всех анализируемых частотах. Исходя из этого, мы можем сделать вывод, что внешняя часть круга — это стабильная область, а внутренняя — нестабильная.
Объяснение кругов стабильности выхода в основном такое же, за исключением того, что здесь мы строим круги точек для Γ L , для которых Γ в = 1, в соответствии с уравнением.2. С помощью аналогичных аргументов мы можем заключить, что именно внутренняя часть кругов, изображенных на правой стороне рисунка 5, соответствует нестабильным областям. Примечание. Частотный план на Рисунке 2 был уменьшен, чтобы на Рисунке 5 было видно меньше кружков для ясности.
Γ в = S 11 + S 12 * S 21 * {Γ L / (1-S 22 * Γ L )}
Ур. 2
Рисунок 5.
Анализ линейной устойчивости
Итак, что делать, если устройство не соответствует требованиям безусловной стабильности, как в нашем примере для частот ниже 1.85 ГГц?
Существует несколько методов согласования, которые помогут стабилизировать вашу схему. В этом блоге мы описываем два метода. Один резистивный, а второй — частотно-зависимая стабилизация.
- Резистивный — для стабилизации используются согласующие резисторы
- Частотно-зависимый — для стабилизации используются резисторы, катушки индуктивности и конденсаторы
Резистивная стабильность для СВЧ-акустической системы
В нашем примере можно использовать согласующие резисторы для стабилизации низкочастотных транзисторов с высоким коэффициентом усиления в большинстве микроволновых приложений.Эти резисторы могут быть последовательными или шунтирующими на входе или выходе, могут быть в параллельном контуре обратной связи или включены в цепи смещения. Для PA мы хотим максимизировать выходную мощность, поэтому лучше избегать резисторов в выходной цепи. Усилители обратной связи выходят за рамки данной статьи, поэтому мы сосредоточимся на последовательных и шунтирующих резисторах во входной сети.
На рисунке 6 показано, где во входной сети были добавлены как последовательные, так и шунтирующие резисторы. Значения настроены для достижения безусловной стабильности на всем 0.Диапазон частот от 025 до 12 ГГц. Результирующие измерения стабильности показаны на рисунке 7. Они показывают, что транзистор имеет безусловную стабильность во всем частотном диапазоне. Однако обратите внимание, что f max упало с 10,3 ГГц до примерно 8,75 ГГц. Сравнивая оценку максимального усиления на Рисунке 7 (расчетная частота 3,5 ГГц [12,3 дБ]) с полученной на Рисунке 3 без этой стабилизации (18,4 дБ), мы видим, что мы испытали ухудшение на 6 дБ в максимально доступном усилении. Это вызвано добавлением чисто резистивной цепи стабилизации входа.S-параметры резистивно стабилизированного устройства показаны на рисунке 8 с наложенными S-параметрами нестабилизированного устройства. Мы видим, что S 11 и S 12 были затронуты во всем частотном диапазоне, а S 21 также уменьшился с минимальным изменением в S 22 . Приятно наблюдать на рисунке 9, что с добавленной схемой резистивной стабилизации все круги устойчивости теперь находятся за пределами диаграммы Смита как в плоскости источника, так и в плоскости нагрузки.
Рисунок 6. (Примечание: настройка анализа такая же, как на рисунке 2)
Рисунок 7.
Рисунок 8.
Рисунок 9.
Частотно-зависимая резистивная стабильность — подход 1 (начальная схема)
Если расчетная частота выше 1,85 ГГц (например, 3,5 ГГц), мы можем реализовать частотно-зависимый резистивный подход, используя схему последовательной шунтирующей стабилизации. Давайте посмотрим, сможем ли мы уменьшить указанное выше ограничение на усиление, используя этот подход.
На рисунке 10 резистор (R1) включен в модифицированную схему смещения затвора. Кроме того, конденсатор (C3) был помещен через резистор последовательной стабилизации (R1). Величину этой емкости можно настроить, чтобы отрегулировать частоту последовательного резистора (R1) — эффективно закорачивая его (делая его невидимым). Это может помочь увеличить доступное усиление.
Рисунок 10.
Катушка индуктивности (L1) и конденсатор (C1) используются для создания фильтра нижних частот.Это предотвращает появление резистора (R1) на более высоких радиочастотах или более низких частотах для стабилизации. Анализ усиления, стабильности и S-параметров для этого решения показан на рисунках 11, 12 и 13. Как показано, частотно-зависимая сеть стабильности обеспечивает безусловную стабильность во всем частотном диапазоне, снижая при этом влияние на максимально доступное усиление. на частоте 3,5 ГГц. Обратите внимание, что усиление на частоте 3,5 ГГц теперь снижено всего примерно на 1 дБ по сравнению с нестабилизированным устройством, а также f max примерно такое же, как и у нестабилизированного устройства (~ 10.4 ГГц). Изучая сравнение S-параметров с нестабилизированным устройством, как показано на рисунке 12, мы видим, что, в отличие от резистивно-стабилизированного устройства, S-параметры изменяются не во всем частотном диапазоне, а только на более низких частотах. , по желанию. Рисунок 13 просто подтверждает, что ни один из кругов устойчивости не перекрывается с диаграммой Смита ни в плоскости источника, ни в плоскости нагрузки, как ожидалось для безусловно стабильной схемы.
Рисунок 11.
Рисунок 12.
Рисунок 13.
Стабильность в зависимости от частоты — подход 2 (предпочтительная схема)
Хотя вышеупомянутое решение для стабильности, зависящее от частоты, кажется, работает хорошо, у него может быть проблема, заключающаяся в том, что большой последовательный резистор на 265 Ом в цепи смещения затвора может иметь слишком большое падение напряжения из-за тока утечки затвора. Другая схема, обеспечивающая хорошую стабилизацию и аналогичный коэффициент усиления, показана ниже.
Рисунок 14.
Как вы можете видеть из измерений выходного сигнала ниже, вышеуказанная схема обеспечивает хорошее усиление, а также стабильность и, в качестве дополнительного бонуса, снижает любые возможные проблемы с утечкой, которые могут возникнуть. Поскольку существует множество различных конструкций GaN-транзисторов, подходы к руководству по применению; Рекомендации по проектированию схемы смещения GaN — еще один хороший ресурс, поддерживающий этот подход.
Рисунок 15.
Рисунок 16.
Рисунок 17.
Ключевые результаты
Итак, каковы основные выводы? Как показано в данных ниже, стабильность и усиление оптимизируются при использовании частотно-зависимой стабильности.
- Без стабилизации — Максимально возможное усиление 18,373 дБ на частоте 3,5 ГГц — Рисунки 2 и 3 — Безусловно стабильна на частотах выше 1,85 ГГц — Условно стабильно ниже 1,85 ГГц
- Применяется резистивная стабильность — Максимально возможное усиление 12,334 дБ на частоте 3,5 ГГц — рисунки 6 и 7 — Безоговорочно устойчиво на всем 0.Диапазон частот от 025 до 12 ГГц — Максимально возможное ухудшение усиления на 6 дБ
- НАИЛУЧШИЙ РЕЗУЛЬТАТ — Применена частотно-зависимая стабильность — Рисунки 14 и 15 — Максимально возможное усиление 17,0 дБ на частоте 3,5 ГГц — Безусловная стабильность во всем диапазоне частот от 0,025 до 12 ГГц — Увеличение максимально доступного усиления на 4,7 дБ по сравнению с резистивной стабильностью на частоте 3,5 ГГц
Резюме
Моделирование помогает решить общие проблемы проектирования, такие как стабильность, перед тестированием вашего приложения на стенде.Точно моделируя и применяя методы обеспечения стабильности, мы можем подбирать и настраивать оптимальные характеристики S-параметров при сохранении безусловной стабильности.
В заключение отметим, что в исследуемых здесь схемах стабилизации использовались идеальные сосредоточенные элементы. В реальной конструкции микроволн вам необходимо будет включить микрополосковые межсоединения и точные паразитные модели для всех компонентов RLC, независимо от того, делаете ли вы проект MMIC или гибридный дизайн на основе платы с сосредоточенными элементами.
Библиотека Modelithics Qorvo GaN
Узнайте больше о наших нелинейных моделях корпусных и матричных GaN-транзисторов Qorvo:
Для тех, у кого есть доступ к библиотеке Modelithics Qorvo GaN, вы также можете отправить электронное письмо info @ modelithics.ком запросить пример рабочего пространства ADS и / или проекта NI AWR, относящегося к этому блогу.
Список литературы
- Гильермо Гонсалес, Транзисторные усилители СВЧ : Анализ и разработка, Второе издание, Прентис-Холл, 1997.
- М. Л. Эдвардс и Дж. Х. Сински, «Новый критерий линейной 2-портовой стабильности с использованием геометрически полученных параметров», IEEE Труды по теории и технике микроволнового излучения, Vol. 40, вып.12, pp. 2303-2311, декабрь 1992 г.
- А. Суарес и Р. Кере, Анализ устойчивости нелинейных СВЧ-схем, Artech House, Норвуд, Массачусетс, 2003.
Новая интерпретация S-параметров транзистора полюсами и нулями для схемотехники RF 1C
(1)406 ОПЕРАЦИИ IEEE ПО ТЕОРИИ И ТЕХНИКАМ СВЧ, ТОМ. 49, NO. 2 ФЕВРАЛЯ 2001 ГОДА
Возможности трансформациинеоценимы при разработке сбалансированных СВЧ-схемы, такие как смесители, двухтактные усилители и частотные дублеры.
ПОДТВЕРЖДЕНИЕ
Авторы выражают благодарность М. Блеветту и Д. Грейнджеру за их техническая поддержка в изготовлении схем.
ССЫЛКИ
[1] Т. Чен и др., «Широкополосные монолитные пассивные балуны и монолитные двойной балансный микшер », IEEE Trans. Теория СВЧ, т. 39, С. 1980–1986, декабрь 1991 г.
[2] П. К. Хсу, К. Нгуен и М. Кинтис, «Одноплоскостной широкополосный двухтактный усилители на полевых транзисторах », IEEE Trans.Теория СВЧ, т. 45, с. 2150–2152, декабрь 1997 г.
[3] С. А. Маас, Ю. Рю, «Широкополосный, плоский, монолитный резистивный удвоитель частоты »в IEEE Int. Микроволновая печь. Dig., 1994, с. . 443–446.
[4] А. М. Павио и А. Кикель, «Монолитная или гибридная широкополосная связь. компенсированный балун »в IEEE Int. Микроволновая печь. Dig., 1990. С. 483–486. [5] У. Р. Бринли, А. М. Павио, К. Р. Вариан, «Новый планарный
двойной балансный микшер MMIC 6–18 ГГц »в IEEE Microwave
Монолитная схема миллиметрового диапазона.Dig., 1994. С. 139–142.
[6] М. К. Цай, «Новый компактный широкополосный балун», в IEEE Microwave и
Модуль для монолитной цепи миллиметрового диапазона. Dig., 1993. С. 123–125.
[7] К. Нисикава, И. Тойода, Т. Токумицу, «Компактная и широкополосная трехмерный балун MMIC », IEEE Trans. Теория СВЧ., т. 47, стр. 96–98, январь 1999 г.
[8] Ю. Дж. Юн и др., «Дизайн и характеристики многослойной спирали балунов для трансмиссионных линий », IEEE Trans.Теория СВЧ, т. 47, с. . 1841–1847, сентябрь 1999 г.
[9] Маршан Н., «Преобразователи линии передачи», Электроника, т. 17, нет. 12. С. 142–145, декабрь 1944 г.
[10] К. М. Цай и К. К. Гупта, «Обобщенная модель для связанных линий и его приложения к двухуровневым планарным схемам », IEEE Trans. Микроволновая печь
Теория Техн., Т. 40, pp. 2190–2099, декабрь 1992 г.
[11] Р. Швиндт и К.Нгуен, «Компьютерный анализ и проектирование планарный многослойный балун Маршана », IEEE Trans. Теория СВЧ
Техн., Т. 42, pp. 1429–1434, июль 1994.
[12] Р. Х. Янсен, Дж. Йотцо, Р. Энгельс, «Улучшенное уплотнение плоского многослойные симметрирующие устройства MMIC / MCM с использованием сосредоточенной компенсации элементов », в IEEE Int. Микроволновая печь. Dig., 1997. С. 227–280.
[13] Т. Ван и К. Ву, «Дизайн с уменьшением размера и расширением полосы. Технология одноплоскостного гибридного соединителя. Технология одноплоскостного гибридного кольца. соединитель с фазоинвертором для микрофонов M (H) », IEEE Trans.Микроволновая печь
Теория Техн., Т. 47, pp. 198–206, февраль 1999 г.
[14] С. А. Маас, Микроволновые смесители, 2-е изд. Норвуд, Массачусетс: Artech House, 1992 г.
Новая интерпретация транзистора -Параметры от Полюса и нули для проектирования схем ВЧ ИС
Шей-Ши Лу, Чин-Чун Мэн, То-Вэй Чен и Сяо-Чин Чен
Аннотация. В этой статье мы разработали интерпретацию Транзистор -параметры полюсами и нулями.Результаты предлагаемого нами Метод хорошо согласуется с экспериментальными данными для полевых транзисторов GaAs и Si . МОП-транзисторы. Концепция обратной связи между источниками использовалась в . проанализировать схему транзистора, настроенную для измерения -параметры. Наш метод может описать АЧХ всех транзисторов -параметры очень легко, а вычисленные -параметры масштабируются с размерами устройства. Также было обнаружено, что давно загаданный феномен излома из , наблюдаемых на диаграмме Смита, можно объяснить полюсами и нулями
из .
Ключевые слова — полюса, -параметры, транзисторы, нули.
I. ВВЕДЕНИЕ
Проектирование беспроводных цепей в последнее время стало важной областью всех по всему миру. Однако, что касается конструкции радиочастотных схем, Проектировщики микросхем говорят о S-параметрах, а аналоговые Разработчики схем думают категориями полюсов и нулей. Очевидно, существует разрыв между мыслительными процессами микроволновой цепи инженеры и инженеры аналоговых схем.Долгое время S-параметры были поняты с точки зрения Y- или Z-параметров. Эти Y — или Z-параметры, хотя и очень полезны при вычислении S-параметров, не могут дать представление о поведении или физическом значении S-параметров. Например, Y- или Z-параметры сложно описать частотные характеристики S-параметров напрямую или для объяснения излома поведение S22, наблюдаемое на диаграмме Смита [1], например, показанной на Рис. 1. В данной статье мы представляем интерпретацию S-параметров из точки зрения полюсов и нулей.Делая это, мы можем предсказать частотные характеристики S-параметров очень легко объясняют излом поведение S22 в диаграммах Смита. Наши расчетные значения транзистора S-параметры показали отличное согласие с экспериментальными данными. от кремниевых МОП-транзисторов с затвором 0,25 м и полевых транзисторов на основе GaAs с затвором субмикронного размера с разной шириной ворот.
II. ТЕОРИЯ
Сначала рассмотрим схему, показанную на рис. 2 (а), где полевой транзистор подключен для измерения его S-параметров. S11 и S21 могут быть измеряется установкой V2 = 0 и V1 6 = 0, в то время как S22 и S12 могут быть измеряется установкой V1 = 0 и V26 = 0.Входной порт ZO1at и ZO2
на выходном порте оба равны 50, но намеренно помечены иначе. Причина этого станет ясна позже. В целом Схема на рис. 2 (а) не проста в обращении. Однако проблема будет в намного проще решить, если эту схему рассматривать как схему с двойной обратной связью, в котором Rs — элемент локальной последовательной обратной связи, а Cgd — местный шунтирующий элемент обратной связи. Чтобы упростить схему анализа, мы временно пренебрегаем катушками индуктивности и преобразуем схему Инжир.2 (a) в Рис. 2 (b) с помощью локальной последовательной обратной связи
Рукописьполучена 9 декабря 1999 г. Работа поддержана Грант 89-E-FA06-2-4, грант NSC89-2219-E-002-044, и грант NSC88-2219-E-005-003.
С.-С. Лу, Т.-В. Чен и Х.-К. Чен работает в Департаменте электротехники. Инженерное дело, Национальный университет Тайваня, Тайбэй, Тайвань 10617, R.O.C. (электронная почта: [email protected]).
г. до н.э. Мэн работает в Департаменте электротехники города Чун-Син. Университет, Тайчжун, Тайвань 40227, R.O.C.
Идентификатор издателя S 0018-9480 (01) 01089-4. 0018–9480 / 01 10,00 $ © 2001 IEEE
(2)ОПЕРАЦИИ IEEE ПО ТЕОРИИ И ТЕХНИКАМ СВЧ, ТОМ. 49, NO. 2 ФЕВРАЛЯ 2001 407
Рис. 1. Сравнение экспериментальных и расчетных S-параметров субмикрометровый затвор GaAs FET с шириной затвора 4 мм на диаграмме Смита. -: экспериментальные данные. ——: значения, рассчитанные по нашей теории. Обратите внимание, что перегиб Явление S. указано стрелкой.
теория [2] с некоторыми необходимыми модификациями элементов схемы в виде следующие: C0 gs = 1 + g Cgs МРС (1) R0 я = Ri + RS (2) C0 ds = 1 + g кд МРС (3) R0 ds = Rds1 (1 + gmRS) (4) C0 gd = Cgd (5) g0 m = 1 + g г m1 RS (6)
, где g m = g mo 1 exp (0j!) И g mo — крутизна постоянного тока а все остальные символы имеют свои обычные значения.
Установите V2 = 0 и V1 6 = 0 для обсуждений S11 и S21. Если входной импеданс справа от ZO1 на рис. 2 (b) равен обозначается Zin, то S11 задается
S11 = Z Z in0 ZO1
в + ZO1: (7)
По определению, полюсы S11 являются корнями L (s) = Zin + ZO1 = 0.
Цинк может быть вычислен и L (s) = 0 может быть доказано, что эквивалентно
уравнение D (s) = 0, определяемое формулой D (s) = 1 + s C0 gs ZO1 + Rg + R0i + Cds0 (ZO2 + Rd) + C0 gd g0m (ZO1 + Rg) (ZO2 + Rd) + (ZO1 + Rg) + (ZO2 + Rd)) + s2 1 Cgd0 Cgs0 + Cgd0 Cds0 + Cgs0 Cds0 (ZO1 + Rg) 1 (ZO2 + Rd) + Cgs0 Cgd0 + Cgs0 Cds0 R0i 1 (ZO2 + Rd) + Cgs0 Cgd0 R0i (ZO1 + Rg) + s3 C 0 gsCgd0 Cds0 R0i (ZO1 + Rg) (ZO2 + Rd) = 0: (8)
Выражение D (s) в (8) может быть на первый взгляд сложным. потому что он включает кубическое уравнение.Однако обычно R0 i может быть исключены, а также продукт R0 i C DS 0. Таким образом, (8) сводится к
Рис. 2. Установка для измерения S-параметров транзистора. (а) Завершить схема. (б) Упрощенная схема с локальным последовательно-последовательным элементом обратной связи (R) впитывается.
квадратное уравнение следующим образом, с помощью которого два полюса! p1 и! p2 банка решается легко: D (s) = 1 + s C0 gs (ZO1 + Rg) + Cds0 (ZO2 + Rd) + C0 gd (gm0 (ZO1 + Rg) (ZO2 + Rd) + (ZO1 + Rg) + (ZO2 + Rd)) + s2 Cgd0 Cgs0 + Cgd0 Cds0 + Cgs0 Cds0 1 (ZO1 + Rg) (ZO2 + Rd) = 0: (9) Для дальнейшего обсуждения мы для удобства назовем (8) трехполюсное приближение и (9) двухполюсное приближение.В решая (9), метод аппроксимации доминирующего полюса [3] может быть используется, если действительно существует доминирующий полюс, т. е. самая низкая частота полюс как минимум на две октавы ниже другого полюса. В качестве иллюстративного Например, решения (полюсы) уравнения (9), найденные по доминирующему полюсу приближения приведены в таблице I.
Нули S11 являются корнями Z (s) = Zin0 ZO1 = 0. Это
нулевое уравнение можно рассматривать как преобразование полюсного уравнения L (s) = Zin + ZO1 = 0 с ZO1 in L (s) заменяется на 0ZO1.Эквивалентно нулевое уравнение S 11 , которое мы называем N1 (s) = 0, легко получить, заменив ZO1 inD (s) = 0 на 0ZO1. На частоте постоянного тока S11 = 1, потому что Cgs0 и Cgd0 — разомкнутые цепи и,
, следовательно, S11 можно записать следующим образом для всех частот: S11 = Z Z in0 ZO1 в + ZO1 = 1 1 N1 (с) D (с) = 1 1 1 + s ! Z1 1 + s! Z2 1 + s ! П 1 1 + с! П 2 (10)
(3)408 ОПЕРАЦИИ IEEE ПО ТЕОРИИ И ТЕХНИКАМ МИКРОВОЛН, ТОМ.49, NO. 2 ФЕВРАЛЯ 2001 ГОДА
Физический смысл S21 вдвое больше, чем коэффициент усиления по напряжению. VO2 = V1. Поскольку полюса всех четырех S-параметров одинаковы, S21 может быть легко определен при осмотре рис. 2 (b) следующим образом:
S21 = V V O2 1 1 2 = 02 утра 1 0 sC г 0 gd0 м 1 + sC0 gsR0i D (s) = 02 утра 1 0 с ! Z5 1 + s ! П 1 1 + с! П 2 (11)
где AM = g0mZO2 (Rds0 k (Rd + ZO2)) = (ZO2 + Rd) — средняя полоса
усиление V O 2 = V 1 1! Z5 = g м 0 = C gd 0.
Теперь обратим наше внимание на S22 и S12, установив V1 = 0 и
V2 6 = 0. Если выходной импеданс слева от ZO2 равен обозначается Zout, то S22 определяется как
S22 = Z Z out0 ZO2 выход + ZO2 = Rds0 + Rd0 ZO2 R0 ds + Rd + ZO2 1 N2 (с) D (с) = R R ds0 0 + Rd0 ZO2 ds + Rd + ZO2 1 1 + s ! Z3 1 + s! Z4 1 + s ! П 1 1 + с! П 2 (12)
, где N2 (s) — нулевое уравнение S22 и получается заменой ZO2 inD (s) = 0 с 0ZO2.! Z3 и! Z4 — нули S22. Фактор (R0 ds + Rd0 ZO2) = (R0ds + Rd + ZO2) является отражением
Коэффициент, который V2 «видит» на частоте постоянного тока.
Что касается S 12 , физический смысл S 12 вдвое больше, чем напряжение Коэффициент усиления VO1 = V2.S12 определяется при осмотре рис. 2 (b) следующим образом:
S12 = 2 1 R 0 ds R0 ds + Rd + ZO2 1 сК 0 gdZO1 D (s) 1 = 2 1 Rds0 R0 ds + Rd + ZO2 1 sC0 gdZO1 1 + s ! П 1 1 + с! П 2 (13)
где (R0 ds 1 sC gd 0 1 ZO1) = (R0ds + Rd + ZO2) — коэффициент усиления VO1 = V2
на низких частотах.
III. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ОБСУЖДЕНИЕ
(1) — (13) были применены к полевым транзисторам Fujitsu GaAs с другим затвором. ширина (0,5, 1, 2 и 4 мм). Влияние индукторов в цепи Рис. 2 (a) были включены заменой Rg, Rs и Rd на Rg + j! Lg, Rs + j! Ls и Rd + j! Ldin формулы, связанные соответственно. В Построены S-параметры транзистора с шириной затвора 4 мм. на диаграмме Смита, как показано на рис. 1. Отличное соответствие между Расчетные значения и экспериментальные данные [4] хорошо видны на рис.1. Метод был применен к Si MOSFET с хорошим согласием как хорошо.
АЧХ четырех S-параметров Fujitsu Полевые транзисторы из GaAs с шириной затвора 2 мм показаны на рис. 3 (а) и (б). соответственно. Характеристики устройств с шириной ворот 0,5 и 1 мм аналогичны таковым у устройства с шириной ворот 2 мм.
ТАБЛИЦА I
ВЫРАЖЕНИЯ ПОЛЮСОВ И НОЛЕЙ OFS ANDS BYDOMINANTPOLE
(НУЛЕВОЕ) ПРИБЛИЖЕНИЕ
и поэтому для наглядности не показаны на рис.3 (а) и (б). В S-параметры устройства с шириной ворот 4 мм также показывают аналогичные частотные характеристики, за исключением его S22, частотная характеристика которого, поэтому включены в рис. 3 (б), а также для сравнения. В расположение полюсов и нулей должно быть известно, чтобы обсудить характеристики частотных характеристик этих S-параметров. В общем, это включает решение кубического уравнения (8), чтобы найти три полюса, которые это, конечно, сложно. Однако, как мы упоминали ранее, если член третьего порядка пренебрежимо мал, тогда (8) превращается в квадратное уравнение (9), которую легко решить.Как ясно видно на рис. 3 (а) и (б), двухполюсное приближение, основанное на (9), действительно дает очень удовлетворительное полученные результаты. Доминант-полюсное (нулевое) приближение можно использовать для получения выражения полюсов и нулей. Результаты представлены в таблице I. можно показать, что выражение второго полюса! p2 , данные в таблице I имеет физический смысл, обратный постоянной времени параллельная комбинация Z из 0, R0 ds и Rd + ZO2. Существенное преимущество нашей теории состоит в том, что, как только выражения двух полюсов известны, легко получить выражения нулей S11 и S22.В нули S11,! Z1 и! Z2 могут быть легко получены заменой ZO1
с 0ZO1 в выражениях! P1 и! P2 соответственно. Нули офС 22 ,! Z3 , а! Z4 можно легко получить, заменив Z O2 на 0ZO2 в выражениях! P1 и! P2 соответственно.
Из (11) и двухполюсного приближения частотная характеристика S21 имеет два полюса и один ноль. Этот ноль обычно намного больше чем два полюса, что приводит к форме графика Боде jS21j
(4)ОПЕРАЦИИ IEEE ПО ТЕОРИИ И ТЕХНИКАМ СВЧ, ТОМ.49, NO. 2 ФЕВРАЛЯ 2001 409
(а)
(б)
Рис. 3. Амплитудно-частотные характеристики величины четырех S-параметров GaAs FET с затвором субмикронного размера Fujitsu с шириной затвора 2 мм. (а) S и S. (б) S и S. -: экспериментальные данные. ——: трехполюсное приближение. 4
——: двухполюсное приближение. Частотные характеристики полевых транзисторов другого размера показывают аналогичные характеристики, за исключением одного с шириной затвора 4 мм, у которого S ведет себя иначе.
, показанный на рис.3 (а). Из рис. 3 (а) первый полюс! P1 имеет физическую значение ширины полосы 3 дБ коэффициента усиления по напряжению S21.
Из (10) и двухполюсного приближения S11 имеет два полюса и два нуля. Форма АЧХ jS 11 j зависит от
относительно положения двух его нулей относительно двух полюсов. Из Таблица I, легко увидеть, что два нуля попадают между двумя полюсами. и, следовательно, на графике Боде jS11j произойдет провал, как можно видеть
на рис.3 (б).
Согласно (12) и двухполюсному приближению S22 имеет два полюса и два нуля, как и в случае S 11 . Два нуля S 22 падают между двумя полюсами на 0,5, 1 и 2 мм. Следовательно, провал наблюдается на графике Боде jS22j, как показано на рис. 3 (b), который является одним
причина, которая вызывает феномен перегиба S22, наблюдаемый у Смита. Диаграмма. Эффект перегиба в S22 для меньшего устройства (0,5 мм) или в S11
Коддля устройств всех размеров перекрывается гашением «полюс – ноль».Когда размер устройства увеличивается до 4 мм,! Z3ofS22 становится меньше чем ! P 1 и, таким образом, jS22j выглядит как наклонная ступенька, как показано на рис. 3 (б).
Альтернативное появление полюсов и нулей — еще одна причина явление перегиба S 22 , наблюдаемое на диаграмме Смита (см. рис. 1).
Согласно (13) и двухполюсному приближению S12 имеет два полюса и один ноль. Этот ноль возникает на нулевой частоте и объясняет Колоколообразная частотная характеристика jS12j на рис. 3 (а) хорошо.
IV. ВЫВОДЫ
Таким образом, S-параметры транзисторов были интерпретированы в термины полюсов и нулей. Все четыре S-параметра имеют одинаковые два полюса. Установлено, что два нуля S11 всегда попадают между двумя его нулями. полюсов и, следовательно, наблюдается провал в АЧХ jS11j.
Положения двух нулей S22 относительно двух полюсов таковы: зависит от размера устройства. Для транзисторов меньшего размера S22 ведет себя аналогично S11. Для больших транзисторов один ноль S22 становится меньше чем его первый полюс и, следовательно, наблюдается форма наклонной ступеньки, что является одной из причин явления перегиба S 22 , наблюдаемого в Диаграмма Смита.S12 имеет ноль на нулевой частоте, и это объясняет, почему АЧХ jS12j имеет форму колокола. Предлагаемые нами
Таким образом, методдает определенное представление о поведении S-параметры и, следовательно, могут быть полезны для РЧ интегральных схем (RFIC) конструкции.
ССЫЛКИ
[1] Б. Байраджтариглу, Н. Камиллери и С. А. Ламберт, «Микроволновая печь. производительность биполярного гетероперехода n-p-n и p-n-p AlGaAs / GaAs транзисторов », IEEE Trans. Теория СВЧ., т. 36, стр. 1869–1873, Декабрь 1988 г.
[2] П. Р. Грей и Р. Г. Мейер, Анализ и разработка аналогового интегрированного
Схемы. Нью-Йорк: Wiley, 1993, стр. 579–584.
[3] А. С. Седра, К. С. Смит, Микроэлектронные схемы, 4-е изд. Оксфорд, Великобритания: Oxford Univ. Press, 1993, с. 595–601.
[4] Я. Аоки и Я. Хирано, «Мощные полевые транзисторы на основе GaAs», в High Power GaAs
Усилители на полевых транзисторах, J.Л. Б. Уокер, Под ред. Норвуд, Массачусетс: Artech House, 1993, стр. 81.
кб * 9Д5Н20П Аннотация: Стабилитрон khb9d0n90n 6v транзистор khb * 2D0N60P KHB7D0N65F BC557 транзистор kia * 278R33PI KHB9D0N90N схема транзистора ktd998 | Оригинал | 2N2904E BC859 KDS135S 2N2906E BC860 KAC3301QN KDS160 2N3904 BCV71 KDB2151E хб * 9Д5Н20П khb9d0n90n Стабилитрон 6в хб * 2Д0Н60П транзистор KHB7D0N65F BC557 транзистор kia * 278R33PI Схема КХБ9Д0Н90Н ktd998 транзистор | |
KIA78 * pI Реферат: транзистор КИА78 * п ТРАНЗИСТОР 2Н3904 хб * 9Д5Н20П хб9д0н90н КИД65004АФ МОП-транзистор хб * 2Д0Н60П KIA7812API | Оригинал | 2N2904E BC859 KDS135S 2N2906E BC860 KAC3301QN KDS160 2N3904 BCV71 KDB2151E KIA78 * pI транзистор KIA78 * р ТРАНЗИСТОР 2Н3904 хб * 9Д5Н20П khb9d0n90n KID65004AF Транзистор MOSFET хб * 2Д0Н60П KIA7812API | |
2SC4793 2sa1837 Аннотация: 2sC5200, 2SA1943, 2sc5198 2sC5200, 2SA1943 транзистор 2SA2060 силовой транзистор npn to-220 транзистор 2SC5359 2SC5171 эквивалент транзистора 2sc5198 эквивалентный транзистор NPN | Оригинал | 2SA2058 2SA1160 2SC2500 2SA1430 2SC3670 2SA1314 2SC2982 2SC5755 2SA2066 2SC5785 2SC4793 2sa1837 2sC5200, 2SA1943, 2sc5198 2sC5200, 2SA1943 транзистор 2SA2060 силовой транзистор нпн к-220 транзистор 2SC5359 Транзисторный эквивалент 2SC5171 2sc5198 эквивалент NPN транзистор | |
транзистор Аннотация: транзистор ITT BC548 pnp транзистор транзистор pnp BC337 pnp транзистор BC327 NPN транзистор pnp bc547 транзистор MPSA92 168 транзистор 206 2n3904 транзистор PNP | OCR сканирование | 2N3904 2N3906 2N4124 2N4126 2N7000 2N7002 BC327 BC328 BC337 BC338 транзистор транзистор ITT BC548 pnp транзистор транзистор pnp BC337 pnp транзистор BC327 NPN транзистор pnp bc547 транзистор MPSA92 168 транзистор 206 2n3904 ТРАНЗИСТОР PNP | |
CH520G2 Аннотация: Транзистор CH520G2-30PT цифровой 47к 22к PNP NPN FBPT-523 транзистор npn коммутирующий транзистор 60в CH521G2-30PT R2-47K транзистор цифровой 47k 22k 500ma 100ma Ch4904T1PT | Оригинал | A1100) QFN200 CHDTA143ET1PT FBPT-523 100 мА CHDTA143ZT1PT CHDTA144TT1PT CH520G2 CH520G2-30PT транзистор цифровой 47к 22к PNP NPN FBPT-523 транзистор npn переключающий транзистор 60 в CH521G2-30PT R2-47K транзистор цифровой 47k 22k 500ma 100ma Ch4904T1PT | |
транзистор 45 ф 122 Реферат: Транзистор AC 51 mos 3021, TRIAC 136, 634, транзистор tlp 122, транзистор, транзистор переменного тока 127, транзистор 502, транзистор f 421. | OCR сканирование | TLP120 TLP121 TLP130 TLP131 TLP160J транзистор 45 ф 122 Транзистор AC 51 mos 3021 TRIAC 136 634 транзистор TLP 122 ТРАНЗИСТОР транзистор ac 127 транзистор 502 транзистор f 421 | |
CTX12S Аннотация: SLA4038 fn651 SLA4037 sla1004 CTB-34D SAP17N 2SC5586 2SK1343 CTPG2F | Оригинал | 2SA744 2SA745 2SA746 2SA747 2SA764 2SA765 2SA768 2SA769 2SA770 2SA771 CTX12S SLA4038 fn651 SLA4037 sla1004 CTB-34D SAP17N 2SC5586 2SK1343 CTPG2F | |
Варистор RU Аннотация: Транзистор SE110N 2SC5487 SE090N 2SA2003 Транзистор высокого напряжения 2SC5586 SE090 RBV-406 | Оригинал | 2SA1186 2SA1215 2SA1216 2SA1262 2SA1294 2SA1295 2SA1303 2SA1386 2SA1386A 2SA1488 Варистор РУ SE110N транзистор 2SC5487 SE090N 2SA2003 транзистор высокого напряжения 2SC5586 SE090 РБВ-406 | |
Q2N4401 Аннотация: D1N3940 Q2N2907A D1N1190 Q2SC1815 Q2N3055 D1N750 Q2N1132 D02CZ10 D1N751 | Оригинал | RD91EB Q2N4401 D1N3940 Q2N2907A D1N1190 Q2SC1815 Q2N3055 D1N750 Q2N1132 D02CZ10 D1N751 | |
fn651 Абстракция: CTB-34D 2SC5586 hvr-1×7 STR20012 sap17n 2sd2619 RBV-4156B SLA4037 2sk1343 | Оригинал | 2SA744 2SA745 2SA746 2SA747 2SA764 2SA765 2SA768 2SA769 2SA770 2SA771 fn651 CTB-34D 2SC5586 hvr-1×7 STR20012 sap17n 2sd2619 РБВ-4156Б SLA4037 2sk1343 | |
2SC5471 Аннотация: Транзистор 2SC5853 2sa1015 2sc1815 транзистор 2SA970 транзистор 2SC5854 транзистор 2sc1815 2Sc5720 транзистор 2SC5766 низкочастотный малошумящий транзистор PNP | Оригинал | 2SC1815 2SA1015 2SC2458 2SA1048 2SC2240 2SA970 2SC2459 2SA1049 A1587 2SC4117 2SC5471 2SC5853 2sa1015 транзистор 2sc1815 транзистор 2SA970 транзистор 2SC5854 транзистор 2sc1815 Транзистор 2Sc5720 2SC5766 Низкочастотный малошумящий транзистор PNP | |
Mosfet FTR 03-E Аннотация: mt 1389 fe 2SD122 dtc144gs малошумящий транзистор Дарлингтона V / 65e9 транзистор 2SC337 mosfet ftr 03 транзистор DTC143EF | OCR сканирование | 2SK1976 2SK2095 2SK2176 О-220ФП 2SA785 2SA790 2SA790M 2SA806 Mosfet FTR 03-E mt 1389 fe 2SD122 dtc144gs малошумящий транзистор Дарлингтона Транзистор V / 65e9 2SC337 MOSFET FTR 03 транзистор DTC143EF | |
fgt313 Реферат: транзистор fgt313 SLA4052 RG-2A Diode SLA5222 fgt412 RBV-3006 FMN-1106S SLA5096, диод ry2a | Оригинал | 2SA1186 2SC4024 2SA1215 2SC4131 2SA1216 2SC4138 100 В переменного тока 2SA1294 2SC4140 fgt313 транзистор fgt313 SLA4052 Диод РГ-2А SLA5222 fgt412 РБВ-3006 FMN-1106S SLA5096 диод ry2a | |
транзистор Аннотация: ТРАНЗИСТОР tlp 122 R358 TLP635F 388 транзистор 395 транзистор транзистор f 421 IC 4N25 симистор 40 RIA 120 | OCR сканирование | 4Н25А 4Н29А 4Н32А 6Н135 6N136 6N137 6N138 6N139 CNY17-L CNY17-M транзистор ТРАНЗИСТОР TLP 122 R358 TLP635F 388 транзистор 395 транзистор транзистор f 421 IC 4N25 симистор 40 RIA 120 | |
1999 — ТВ горизонтальные отклоняющие системы Реферат: РУКОВОДСТВО ПО ЗАМЕНЕ ТРАНЗИСТОРОВ AN363 TV горизонтальные отклоняющие системы 25 транзисторов горизонтального сечения tv горизонтального отклонения переключающих транзисторов TV горизонтальных отклоняющих систем mosfet горизонтального сечения в электронном телевидении CRT TV электронная пушка TV обратноходовой трансформатор | Оригинал | 16 кГц 32 кГц, 64 кГц, 100 кГц.Системы горизонтального отклонения телевизора РУКОВОДСТВО ПО ЗАМЕНЕ ТРАНЗИСТОРА an363 Системы горизонтального отклонения телевизора 25 транзистор горизонтального сечения тв Транзисторы переключения горизонтального отклонения Системы горизонтального отклонения телевизора MOSFET горизонтальный участок в ЭЛТ телевидении Электронная пушка для ЭЛТ-телевизора Обратный трансформатор ТВ | |
транзистор Реферат: силовой транзистор npn к-220 транзистор PNP PNP МОЩНЫЙ транзистор TO220 демпферный диод транзистор Дарлингтона силовой транзистор 2SD2206A npn транзистор Дарлингтона TO220 | Оригинал | 2SD1160 2SD1140 2SD1224 2SD1508 2SD1631 2SD1784 2SD2481 2SB907 2SD1222 2SD1412A транзистор силовой транзистор нпн к-220 транзистор PNP ПНП СИЛОВОЙ ТРАНЗИСТОР ТО220 демпферный диод Транзистор дарлингтона силовой транзистор 2SD2206A npn darlington транзистор ТО220 | |
1999 — транзистор Реферат: МОП-транзистор POWER MOS FET 2sj 2sk транзистор 2sk 2SK тип Низкочастотный силовой транзистор n-канальный массив fet высокочастотный транзистор TRANSISTOR P 3 транзистор mp40 список | Оригинал | X13769XJ2V0CD00 О-126) MP-25 О-220) MP-40 MP-45 MP-45F О-220 MP-80 MP-10 транзистор МОП-МОП-транзистор POWER MOS FET 2sj 2sk транзистор 2ск 2СК типа Низкочастотный силовой транзистор n-канальный массив FET высокочастотный транзистор ТРАНЗИСТОР P 3 транзистор mp40 список | |
транзистор 835 Аннотация: Усилитель с транзистором BC548, стабилизатор транзистора AUDIO Усилитель с транзистором BC548, транзистор 81 110 Вт, 85 транзистор, 81 110 Вт, 63 транзистор, транзистор, 438, транзистор, 649, ТРАНЗИСТОР. | OCR сканирование | BC327; BC327A; BC328 BC337; BC337A; BC338 BC546; BC547; BC548 BC556; транзистор 835 Усилитель на транзисторе BC548 ТРАНЗИСТОРНЫЙ регулятор Усилитель АУДИО на транзисторе BC548 транзистор 81110 вт 85 транзистор 81110 вт 63 транзистор транзистор 438 транзистор 649 НАПРАВЛЯЮЩАЯ ТРАНЗИСТОРА | |
2002 — SE012 Аннотация: sta474a SE140N диод SE115N 2SC5487 SE090 sanken SE140N STA474 UX-F5B | Оригинал | 2SA1186 2SA1215 2SA1216 2SA1262 2SA1294 2SA1295 2SA1303 2SA1386 2SA1386A 2SA1488 SE012 sta474a SE140N диод SE115N 2SC5487 SE090 Санкен SE140N STA474 UX-F5B | |
2SC5586 Реферат: транзистор 2SC5586, диод RU 3AM 2SA2003, СВЧ диод 2SC5487, однофазный мостовой выпрямитель ИМС с выходом 1A RG-2A Diode Dual MOSFET 606 2sc5287 | Оригинал | 2SA1186 2SA1215 2SA1216 2SA1262 2SA1294 2SA1295 2SA1303 2SA1386 2SA1386A 2SA1488 2SC5586 транзистор 2SC5586 диод РУ 3АМ 2SA2003 диод СВЧ 2SC5487 однофазный мостовой выпрямитель IC с выходом 1A Диод РГ-2А Двойной полевой МОП-транзистор 606 2sc5287 | |
pwm инверторный сварочный аппарат Аннотация: KD224510 250A транзистор Дарлингтона Kd224515 Powerex демпфирующий конденсатор инвертор сварочный аппарат KD221K75 kd2245 kd224510 применение транзистора | OCR сканирование | ||
варикап диоды Аннотация: БИПОЛЯРНЫЙ ТРАНЗИСТОР GSM-модуль с микроконтроллером МОП-транзистор с p-каналом Hitachi SAW-фильтр с двойным затвором МОП-транзистор в УКВ-усилителе Транзисторы МОП-транзистор с p-каналом Mosfet-транзистор Hitachi VHF fet lna Низкочастотный силовой транзистор | OCR сканирование | PF0032 PF0040 PF0042 PF0045A PF0065 PF0065A HWCA602 HWCB602 HWCA606 HWCB606 варикап диоды БИПОЛЯРНЫЙ ТРАНЗИСТОР модуль gsm с микроконтроллером P-канал MOSFET Hitachi SAW фильтр МОП-транзистор с двойным затвором в УКВ-усилителе Транзисторы mosfet p channel Мосфет-транзистор Hitachi vhf fet lna Низкочастотный силовой транзистор | |
Лист данных силового транзистора для ТВ Аннотация: силовой транзистор 2SD2599, эквивалент 2SC5411, транзистор 2sd2499, 2Sc5858, эквивалентный компонент транзистора 2SC5387, 2SC5570 в строчной развертке. | Оригинал | 2SC5280 2SC5339 2SC5386 2SC5387 2SC5404 2SC5411 2SC5421 2SC5422 2SC5445 2SC5446 Техническое описание силового транзистора для телевизора силовой транзистор 2SD2599 эквивалент транзистор 2sd2499 2Sc5858 эквивалент транзистор 2SC5570 компоненты в горизонтальном выводе | |
2009 г. — 2sc3052ef Аннотация: 2n2222a SOT23 ТРАНЗИСТОР SMD МАРКИРОВКА s2a 1N4148 SMD LL-34 ТРАНЗИСТОР SMD КОД ПАКЕТ SOT23 2n2222 sot23 ТРАНЗИСТОР S1A 64 smd 1N4148 SOD323 полупроводник перекрестная ссылка toshiba smd marking code транзистор | Оригинал | 24 ГГц BF517 B132-H8248-G5-X-7600 2sc3052ef 2n2222a SOT23 КОД МАРКИРОВКИ SMD ТРАНЗИСТОРА s2a 1Н4148 СМД ЛЛ-34 ПАКЕТ SMD КОДА ТРАНЗИСТОРА SOT23 2н2222 сот23 ТРАНЗИСТОР S1A 64 smd 1N4148 SOD323 перекрестная ссылка на полупроводник toshiba smd маркировочный код транзистора | |
2007 — DDA114TH Аннотация: DCX114EH DDC114TH | Оригинал | DCS / PCN-1077 ОТ-563 150 МВт 22 кОм 47 кОм DDA114TH DCX114EH DDC114TH | |
Модели и параметры транзисторов | r-Параметры
Модели и параметры транзисторов:T-Equivalent Circuit — Поскольку транзистор состоит из двух pn-переходов с общим центральным блоком, должна быть возможность использовать две эквивалентные схемы pn-перехода переменного тока в качестве моделей и параметров транзистора.На рисунке 6-9 показана эквивалентная схема переменного тока для транзистора, подключенного по схеме с общей базой. Резистор r e представляет сопротивление перехода BE, r c представляет сопротивление перехода CB, а r b представляет сопротивление области базы, которое является общим для обоих переходов. Емкости перехода C BE и C BC также включены.
Если оставить схему замещения моделей и параметров транзистора просто как комбинацию сопротивлений и емкостей, она не сможет учесть тот факт, что большая часть тока эмиттера течет из клеммы коллектора в виде тока коллектора.Чтобы представить это, генератор тока включен параллельно с r c и C BC . Генератору тока присвоено значение αI e , где α = I c / I e .
Полная схема известна как Т-эквивалентная схема или эквивалентная схема с r-параметром. Эквивалентная схема может быть преобразована в конфигурацию с общим эмиттером или общим коллектором.
Токи на рис. 6-9 обозначены I b , I c и I e (вместо I B , I C и I E ), чтобы указать, что они величины переменного тока, а не постоянного тока.Параметры схемы r c , r b , r e и α также являются величинами переменного тока.
r-Параметры:Ссылаясь на рис. 6-9, r e представляет сопротивление переменному току смещенного в прямом направлении перехода BE, поэтому оно имеет низкое значение сопротивления (обычно 25 Ом). Сопротивление обратносмещенного CB-перехода (r c ) высокое (обычно от 100 кОм до 1 МОм). Сопротивление базовой области (r b ) зависит от плотности легирования основного материала.Обычно r b находится в диапазоне от 100 Ом до 300 Ом.
C BE — это емкость pn-перехода с прямым смещением, а C BC — емкость обратносмещенного перехода. На средних и низких частотах емкостями перехода можно пренебречь. Вместо генератора тока (αI e ) параллельно с r c , генератор напряжения (αI e r c ) может быть использован последовательно с r c . Две модели транзисторов с r-параметром показаны на рис.6-10.
Определение r e :Поскольку r e — это сопротивление переменному току смещенного в прямом направлении перехода база-эмиттер BJT, его можно определить из графика зависимости I E от V BE . Как показано на Рис. 6-11,
Это аналогично определению динамического сопротивления (r d ) для диода с прямым смещением. Также, как и в случае диода, сопротивление переменному току для перехода BE транзистора может быть рассчитано с точки зрения тока, проходящего через переход.
Как и в случае r ‘ d для диода, r ’ e не включает сопротивление полупроводникового материала устройства. Следовательно, r ’ e немного меньше фактического измеренного значения r e для данного транзистора.
Уравнение 6-2 применимо только к транзисторам при температуре 25 ° C. Для определения r ’ e при более высоких или более низких температурах уравнение должно быть изменено.
h-Параметры:Было показано, что схемы моделей и параметров транзисторов могут быть представлены схемой r-параметра или T-эквивалентом.В схемах с более чем одним транзистором анализ по r-параметрам может быть практически невозможен. Гибридные параметры, или h-параметры, намного удобнее для анализа схем. Они используются только для анализа цепей переменного тока, хотя коэффициенты усиления постоянного тока также выражаются как It-параметры. Модели транзисторов с h-параметрами упрощают анализ транзисторных схем, разделяя входные и выходные каскады анализируемой схемы.
На рис. 6-12 эквивалентная схема с h-параметром с общим эмиттером сравнивается со схемой с r-параметром с общим эмиттером.В каждом случае включен внешний резистор коллектора (R C ), а также напряжение источника сигнала (v s ) и сопротивление источника (r s ). Обратите внимание, что генератор выходного тока в цепи r-параметра имеет значение αI e , что равно βI b .
Вход в схему h-параметра представлен как входное сопротивление (h , т. Е. ), включенное последовательно с источником напряжения (h re υ ce ). Глядя на схему r-параметра, видно, что изменение выходного тока I c вызывает изменение напряжения на r e .Это означает, что напряжение подается обратно с выхода на вход. В схеме h-параметра это напряжение обратной связи представлено как часть h re выходного напряжения υ ce . Параметр h и соответственно обозначается как коэффициент передачи обратного напряжения .
Выход схемы h-параметра представлен как выходное сопротивление (1 / h oe ), параллельное генератору тока (h fe I b ), где I b — (вход) базовый ток.Итак, h fe I b создается входным током I b , и он делится между выходным сопротивлением устройства 1 / h oe и резистором коллектора R C . I c — ток, передаваемый на R C . Это можно сравнить с эквивалентной схемой с параметром r, где часть тока генератора (βI b ) протекает через r c . Параметр генератора тока (h fe ) называется коэффициентом прямого переданного тока .Выходная проводимость составляет h oe , так что 1 / h oe является сопротивлением.
r π Эквивалентная схема:Приблизительная модель h-параметра транзисторной CE-схемы показана на рис. 6-13 (a). В этом случае генератор обратной связи (h re υ ce на рис. 6-12 (b)) не используется. Влияние h re υ ce обычно настолько мало, что им можно пренебречь для большинства практических целей.
Примерная схема h-параметра воспроизведена на рис.6-13 (б) с компонентами, обозначенными как r-параметры; r π = h , т.е. , βI b = h fe I b , и r c = 1 / h oe . Эта схема, известная как гибридная π-модель, иногда используется вместо схемы с h-параметром.
Определение h-параметров:e в нижнем индексе h , т.е. идентифицирует параметр как величину общего эмиттера, а i означает, что это входное сопротивление.Входные сопротивления с общей базой и общим коллектором обозначены соответственно h ib и h ic .
В качестве входного сопротивления переменного тока h , то есть , можно определить как входное напряжение переменного тока, деленное на входной ток переменного тока.
Обычно обозначается как
Это означает, что напряжение коллектор-эмиттер (V CE ) должно оставаться постоянным при измерении h , т. Е. .
Входное сопротивление также может быть определено с точки зрения изменений уровней постоянного тока;
Уравнение 6-5 может использоваться для определения h , то есть , исходя из входных характеристик транзистора с общим эмиттером.Как показано на рис. 6-14, ΔV BE и ΔI B измеряются в одной точке характеристики, и вычисляется h , т.е. .
Коэффициент обратной передачи h re также может быть определен в терминах величин переменного тока или как отношение изменений постоянного тока. В обоих случаях входной ток (I B ) должен поддерживаться постоянным.
Коэффициент передачи прямого тока h fe может быть аналогичным образом определен в терминах величин переменного тока или как отношение изменений постоянного тока.В обоих случаях выходное напряжение (V CE ) должно поддерживаться постоянным.
Уравнение 6-8 можно использовать для определения h fe из характеристик усиления тока CE. На рисунке 6-15 показано измерение ΔI C и ΔI B в одной точке характеристик для расчета h fe .
Выходная проводимость h fe — это отношение переменного тока коллектора к переменному напряжению коллектор-эмиттер, и его значение можно определить по выходным характеристикам общего эмиттера (см.рис.6-16).
h-параметр с общей базой и общим коллектором:H-параметры с общей базой и общим коллектором определяются аналогично h-параметрам с общим эмиттером.
