Управление igbt транзистором: Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет

Содержание

Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT — Компоненты и технологии

Введение

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления — драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами — двух- и трехфазными.

Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (
Overcurrent Protection, Short Circuit Protection) и падения напряжения управления (
Under Voltage LockOut — UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.

Режимы короткого замыкания

Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ — привычная для разработчиков аббревиатура).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Рис. 1. Режимы короткого замыкания

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 2). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной мощности в кристалле. Режим КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1–10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Рис. 2

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 б и 3. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 3). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Рис. 3

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc —
Short Circuit Withstand Time.

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов для защиты от перегрузок

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер верхнего плеча

Рис. 4. Структура драйвера IR2125

На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 — CS. Напряжение срабатывания защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.

Рис. 5. Схема включения IR2125

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В — порогового напряжения компаратора схемы

ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.

Описанный способ включения транзистора имеет свои недостатки. Резистор RSENSE должен быть достаточно мощным и иметь сверхмалую индуктивность. Серийно выпускаемые витые мощные резисторы обычно имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность. Специально для прецизионного измерения импульсных токов фирма

CADDOCK выпускает резисторы в корпусах ТО-220 и ТО-247. Кроме того, измерительный резистор создает дополнительные потери мощности, что снижает эффективность схемы. На рис. 6 приведена схема, свободная от указанных недостатков. В ней для анализа ситуации перегрузки используется зависимость напряжения насыщения от тока коллектора. Для MOSFET транзисторов эта зависимость практически линейна, так как сопротивление открытого канала мало зависит от тока стока. У IGBT график Von = f(Ic) нелинеен, однако точность его вполне достаточна для выбора напряжения, соответствующего току требуемому защиты.

Рис. 6

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:

Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),

It = (Ion + Ioff)*tw.

где

Ion и Ioff — токи включения и выключения затвора,
tw = Qg/Ion — время коммутации,
Qg — заряд затвора,
f — частота следования импульсов,
Vcc — напряжение питания,
Vf — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6),
Vls — прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6),
Igbs — ток затвора в статическом режиме.

При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.

Драйвер трехфазного моста

На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты — 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Рис. 7. Схема включения IR2130

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt —
deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.

Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.

Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.

Драйвер нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 8.

Рис. 8. Структурная схема MC33153

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления — UVLO осуществляется на уровне 11 В.

Вывод 1 (
Current Sense Input) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (
Overcurrent Comparator) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (
Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (
Short Circuit Comparator), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (
Desaturation Input) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

Рис. 9. Защита по напряжению насыщения

На рис. 9 и 10 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по напряжению насыщения и току коллектора. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала ошибки. В схеме на рис. 10 показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Иногда в качестве датчика тока целесообразно применить отрезок высокоомного провода, например манганинового или нихромового. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них. Однако в этом случае предъявляются повышенные требования к помехозащищенности.

Рис. 10. Защита по току

Драйвер с гальванической развязкой

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.

Рис. 11. Структурная схема HCPL316

На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения — на рис. 12.

Рис. 12. Схема подключения HCPL316

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.

Вспомогательные схемы

В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки — до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.

В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы — токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ — 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.

Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.

Литература

  1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.
  2. Application Characterization of IGBTs. INT990.
  3. IGBT Characteristics. AN-983.
  4. Short Circuit Protection. AN-984.
  5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
  6. Motorola MC33153 Technical Data.
  7. Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.
  8. Burr Brown DCP011515 Technical Data.
  9. Иванов В. В., Колпаков А. Применение IGBT. Электронные компоненты, 1996, № 1.

Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT

Управление изолированным затвором: основные положения

В общем случае процесс перезаряда емкостей затвора может контролироваться сопротивлением, напряжением и током (рис. 1) [2].

Рис. 1. Управление затвором:
а) с помощью сопротивления;
б) напряжения;
в) тока

На практике чаще всего используется самый простой вариант (рис. 1а) с двумя раздельными резисторами для режимов включения и выключения, при этом одним из наиболее важных параметров является уровень «Плато Миллера», соответствующий плоской части характеристики затвора (рис. 2). Скорость и время коммутации задаются величиной RG при фиксированном напряжении управления VGG; чем меньше резистор затвора, тем быстрее происходит переключение. Отметим, что при использовании новейших поколений IGBT (например, Trench 4) может наблюдаться аномальная картина: при изменении RG в некотором диапазоне скорость выключения di/dt растет вместе с сопротивлением. Этот факт требует очень внимательного анализа, особенно при замене транзисторов предыдущих генераций [3].

Рис. 2. Ток и напряжение на затворе:
а) при включении;
б) выключении

К недостаткам «резистивного» метода управления можно отнести влияние разброса емкостей затвора на время коммутации и величину динамических потерь, а также упомянутую выше неопределенность зависимости di/dt от RG для некоторых типов современных транзисторов.

Прямое управление от источника напряжения (рис. 1б) устраняет данную зависимость, скорость коммутации в этом случае определяется фронтом прикладываемого к затвору сигнала dv/dt. Как следствие, на характеристике затвора наблюдается только незначительный участок «плато Миллера» или он отсутствует вообще. При использовании такого метода выходной каскад драйвера должен обеспечивать достаточный уровень напряжения и тока в течение всего времени коммутации. По сравнению со схемой 1а управление по напряжению требует применения гораздо более сложного и дорогого драйвера. Возможным компромиссом является использование комбинированного динамического метода контроля, при котором сигнал на затвор подается через резистор от регулируемого источника напряжения.

Токовое управление предусматривает использование источника «положительного» и «отрицательного» тока (рис. 1в), величина которого определяет скорость перезаряда затвора. Этот метод сопоставим с «резистивным», на практике он, как правило, используется в аварийных режимах для безопасного прерывания тока перегрузки или КЗ.

На рис. 2 показаны эпюры тока затвора iG и напряжения «затвор-эмиттер» VGE для схемы с «резистивным» контролем. Абсолютное максимальное значение напряжения управления VGG обеих полярностей определяется электрической прочностью изоляции затвора, для всех современных MOSFET/IGBT оно ограничено на уровне ±20 В. Эта величина не должна превышаться при всех условиях эксплуатации, включая аварийные режимы, что требует в ряде случаев принятия специальных мер.

Сопротивление открытого канала полевого транзистора RDS(on) и напряжение насыщения IGBT VCE(sat) снижаются при увеличении амплитуды сигнала управления. Рекомендуемая номинальная величина VGS(on) для MOSFET составляет 10 В, VGE(on) для IGBT — 15 В, все статические и динамические характеристики полупроводников нормируются при данных условиях. При этих значениях обеспечивается приемлемый компромисс между мощностью рассеяния, пиковым током включения и стойкостью к КЗ. Есть также отдельный класс полевых транзисторов, управляемых непосредственно от логических элементов (logic-level MOSFET), они включаются при VGS(on) = +5 В.

Как показано на рис. 2, блокирование IGBT должно производиться отрицательным напряжением, рекомендуемые уровни VGE_off (в зависимости от мощности прибора): -5/-8/-15 В. В течение всего времени toff (даже если напряжение управления достигает величины VGE(th)) это позволяет поддерживать отрицательный ток затвора, что необходимо для быстрого и безопасного отключения.

В некоторых источниках рекомендуется использование нулевого напряжения выключения VGEoff = 0. Однако в мощных полумостовых каскадах в этом случае возникает опасность появления сквозного тока при обратном восстановлении антипараллельного диода вследствие обратной связи по dvCE/dt (рис. 3). Крутой фронт напряжения «коллектор-эмиттер» vCE2 при восстановлении D2 приводит к образованию тока смещения iv (iv = CGC2 × dvCE/dt) через емкость Миллера, который создает падение напряжения на RG (или RGE/RG). При этом уровень наведенного на затворе сигнала может превысить порог VGE(th), вследствие чего транзистор Т2 перейдет в активную зону. Генерируемый в процессе обратного восстановления сквозной ток создает дополнительные потери мощности на ключах Т1 и Т2.

Рис. 3. Сквозной ток в полумостовом каскаде IGBT из-за ложного включения Т2 вследствие обратной связи по dv/dt:
а) электрическая схема;
б) эпюры тока и напряжения

Сказанное выше не относится к мощным MOSFET-ключам, хотя ложное срабатывание из-за наличия паразитных элементов может произойти и в них. При коммутации MOSFET точно так же возникает ток смещения, проходящий через емкость CDS к базе паразитной биполярной n-p-n-структуры. Если падение напряжения на резисторе RW в поперечном р-кармане (рис. 4) превысит пороговый уровень отпирания n-p-n-транзистора, то он откроется, и это может привести к полному разрушению MOSFET вследствие локального перегрева.

Рис. 4. Ячейка MOSFET:
а) структура с основными паразитными элементами;
б) эквивалентная электрическая схема

Однако паразитное включение полевого канала при VGS = 0 снижает величину dvDS/dt в заблокированном состоянии и таким образом ослабляет негативный эффект от наличия паразитного транзистора. Кроме того, при этом уменьшается значение dv/dt в момент запирания внутреннего диода MOSFET и, следовательно, исключается возможность его повреждения вследствие динамического стресса.

В практических схемах драйверов MOSFET иногда применяется режим запирания нулевым напряжением на время коммутации диода и отрицательным сигналом в статическом состоянии.

Ток и мощность управления

Общая мощность PGavg, необходимая для управления MOSFET/IGBT, определяется на основе значения заряда затвора QGtot, приводимого в технических характеристиках:

Пиковый ток затвора зависит от напряжения управления и сопротивления в цепи затвора:

Формула позволяет получить идеальные значения; в реальности ток всегда меньше, поскольку он ограничен выходным импедансом драйвера, индуктивностью цепи управления и входными емкостями MOSFET/IGBT. Чем меньше резистор затвора RG, тем больше разница расчетных и реальных значений IGM.

Для определения мощности управления (на один канал) используются следующие формулы):

Параметры драйвера и динамические характеристики

Как было сказано выше, статические и динамические характеристики силовых ключей во многом определяются параметрами схемы управления (табл. 1).

Таблица 1. Влияние напряжения управления и сопротивления затвора на основные характеристики MOSFET/IGBT
Характеристика VGG+ VGG- RG
RDSon, VCEsat >
ton > < <
Eon > <
toff < > <
Eoff > <
Пиковый ток включения транзистора* < >
Пиковый ток выключения диода* < >
Пиковое напряжение при включении транзистора* < >
di/dt < < >**
dv/dt < < >
Ток самоограничения ID, IC <
Стойкость к КЗ нагрузки > <

Примечания: «<» — увеличение; «>» — уменьшение; «-» — нет влияния; * — в режиме «жесткого переключения» при активно-индуктивной нагрузке; ** — не постоянно в диапазоне изменения RG при выключении.

Прямые характеристики R

DSon, VCEsat

Зависимость прямых характеристик MOSFET и IGBT от параметров управления может быть определена на основе их выходных характеристик. На рис. 5 это поясняется на примере графиков, взятых из спецификаций модулей SEMITRANS компании SEMIKRON.

Рис. 5. Прямые характеристики при разных значениях VG:
а) MOSFET;
б) IGBT

Время коммутации и энергия потерь (t

on, toff, Eon, Eoff)

Напряжение управления и сопротивление в цепи затвора влияют на время включения ton = td(on)+tr, выключения toff = td(off) + tf и продолжительность «хвостового» тока t. Поскольку для включения IGBT емкости затвора необходимо зарядить до порогового уровня, время перезаряда между циклами коммутации (задержка включения и выключения td(on) и tdff)) будет снижаться при уменьшении резистора RG.

С другой стороны, время нарастания и спада тока (tr/tf) и, следовательно, значительная часть энергии потерь Eon и Eoff в высокой степени зависят от параметров цепи управления: VGG+, VGG- и RG. В технических характеристиках IGBT приводятся графики зависимости времени коммутации и энергии переключения от сопротивления затвора; в большинстве случаев они нормированы для номинального тока и режима «жесткой» коммутации активно-индуктивной нагрузки (рис. 6).

Рис. 6. Зависимость от RG: а) временных характеристик IGBT; б) потерь переключения (режим «жесткой коммутации», активно-индуктивная нагрузка; Tj = +125 °C, Vce = 600 B, IC = 75 A, VGE = ±15 В)

Динамические характеристики оппозитного диода

На графике Eon, приведенном на рис. 6б, учтено влияние процесса обратного восстановления оппозитного диода на ток коллектора и потери включения IGBT.

Время нарастания tr тока коллектора/стока (ID/Ic) снижается с ростом тока затвора (при увеличении VGG+ или уменьшении RG). При этом также возрастает скорость коммутации dIF/dt оппозитного диода, его заряд Qrr и пиковый ток восстановления IRRM. Все эти зависимости приводятся в спецификациях силовых ключей (рис. 7 и 8). В свою очередь, увеличение Qrr и IRRM приводит к росту потерь выключения диода.

Рис. 7. Заряд Qrr:
а) и пиковый ток восстановления IRRM;
б) оппозитного диода IGBT модуля SKM100GB123D в зависимости от скорости изменения тока диода dlF/dt

Рис. 8. Потери выключения EoffD оппозитного диода в зависимости от RG при включении транзистора

Поскольку повышение dIF/dt вызывает соответствующее изменение Qrr и IRRM, а IRRM в свою очередь добавляется к IC (ID), то пиковый ток транзистора и его потери включения увеличиваются пропорционально скорости включения (рис. 6).

При увеличении напряжения выключения VGG- (или снижении RG) начинает расти ток выключения затвора. Как показано на рисунке 6а, время спада tf при этом снижается, соответственно растет di/dt. Негативным следствием увеличения скорости коммутации является появление опасных коммутационных всплесков напряжения на распределенных индуктивностях Ls силовых цепей, амплитуда которых пропорциональна di/dt и Ls. Более подробно вопросы нормирования параметров цепей управления рассмотрены в [8, 9, 10].

Базовая схема управления затвором

На рис. 9 приведена блок-схема высококачественного устройства управления полумостовым каскадом MOSFET/IGBT. В дополнение к базовым функциям такой драйвер блокирует одновременное включение транзисторов стойки (функция TOP/BOTTOM Interlock), а также осуществляет защиту от перегрузок, мониторинг основных режимов и нормирование формы входных импульсов.

Рис. 9. Базовая структура полумостового каскада со схемой управления, осуществляющей функции защиты и мониторинга

Устройство обрабатывает сигналы управления ключами верхнего (ТОР) и нижнего (ВОТ) уровня, полученные от центрального процессора, осуществляет их потенциальную изоляцию, доводит амплитуду и мощность до уровня, необходимого для перезаряда затвора на частоте коммутации. Кроме того, схема защиты анализирует аварийные состояния и формирует обобщенный сигнал неисправности, который передается во входной низковольтный каскад.

В маломощных и недорогих драйверах может отсутствовать гальваническая развязка, в этом случае для передачи сигнала управления на затвор ТОР транзистора используется каскад сдвига уровня. Как правило, в подобных устройствах питание верхних каскадов осуществляется от бутстрепных емкостей. Самая простая схема без потенциальной изоляции и сдвига уровня применяется для управления одиночными ключами нижнего уровня (например, тормозным чоппером). В этом случае задачей драйвера является только обеспечение достаточного напряжения и тока затвора.

Каскад управления затвором является ключевым узлом драйвера, определяющим его временные характеристики, требования к изоляции, уровень и мощность сигнала VGE. Он также осуществляет защиту ключа от перегрузки по току и КЗ, в ряде случаев в устройство может быть интегрирована цепь активного ограничения напряжения на коллекторе. На рис. 10 приведена базовая схема выходного каскада с раздельными цепями включения (положительным напряжением VGG+) и выключения (отрицательным напряжением VGG-) затвора. В двухтактной («пушпульной») схеме обычно используется комплементарная пара полевых или биполярных транзисторов.

Рис. 10. Выходной каскад драйвера с раздельными цепями управления включением и выключением затвора

Резистор затвора на рис. 10 разделен на две составляющие: RGon и RGoff, что позволяет независимо оптимизировать динамические характеристики в режиме включения и выключения. Такая схема также ограничивает уровень сквозного тока в цепи VGG+/VGG-, возникающего при коммутации MOSFET. Если у драйвера есть только один выход, то для разделения на RGon и RGoff используется диод, подключенный последовательно с одним из резисторов [9].

Установка резистора утечки RGE (10-100 кОм) не является обязательной, однако это полезно, например, для защиты затвора от статического разряда в тех случаях, когда выход драйвера подключается с помощью разъема и есть вероятность пропадания контакта. Кроме того, использование RGE позволяет предотвратить нежелательный заряд емкостей затвора, который может произойти в режимах, характеризующихся высоким импедансом цепи управления (коммутация, выключенное состояние, повреждение источника питания драйвера).

Низкоиндуктивная емкость (С) на выводах питания драйвера работает как буфер, позволяющий снизить динамическое выходное сопротивление драйвера и обеспечить высокое пиковое значение тока затвора при коммутации. Она также выполняет полезную функцию при пассивном ограничении напряжения на затворе с помощью диода Шоттки, подключаемого между затвором и цепью VGG+.

Кроме сказанного выше, при проектировании выходного каскада драйвера необходимо принимать во внимание следующие аспекты:

  • Цепь управления затвором должна иметь минимальную индуктивность, для чего ее рекомендуется выполнять витой парой, особенно если длина соединения превышает 5 см.
  • Следует минимизировать влияние силовых линий на цепь затвора, оно может вызваться паразитной обратной связью по выводу эмиттера или контуру заземления.
  • Следует исключить трансформаторные и емкостные связи цепей затвора и коллектора, наличие которых может привести к возникновению паразитных осцилляций.

Как видно из блок-схемы, представленной на рис. 9, в состав высококачественного устройства управления входит входной фильтр, блок нормирования формы импульсов, генератор «мертвого времени» и подавитель коротких импульсов. Все эти узлы не только вносят временную задержку, но и влияют на глубину модуляции, что необходимо учитывать при проектировании системы [8].

 

Защитные и контрольные функции драйверов

Защита силовых ключей от разного рода аварийных ситуаций является одной из важнейших функций схемы управления. Для ее реализации драйверы снабжаются блоками оперативного мониторинга перегрузки по току и КЗ, перенапряжения на коллекторе и затворе, перегрева, а также падения напряжения управления VGG+/VGG-.

Защита от перегрузки по току

Измерение тока коллектора/стока производится с помощью резистивных шунтов, токовых трансформаторов, индукционных сенсоров и т. д. Одним из самых распространенных методов мониторинга состояния токовой перегрузки является измерение напряжения насыщения транзистора. Выход из насыщения (Desaturation), при котором величина VCEsat достигает определенного порога, рассматривается как аварийная ситуация. При этом драйвер блокирует силовые транзисторы и формирует сигнал неисправности ERROR, который через изолирующий барьер передается на входной каскад и далее на контроллер. Интеллектуальные модули высокой степени интеграции (например, SKiiP компании SEMIKRON) имеют в своем составе датчики тока, информация с которых используется схемой защиты вместе с напряжением насыщения, что позволяет сократить время реакции и отключить IGBT при меньшем уровне перегрузки.

Защита от перенапряжения на затворе

Функцию ограничения напряжения на затворе рекомендуется реализовывать в любом драйвере, независимо от наличия аварийной ситуации. Кроме защиты затвора от пробоя, это позволяет ограничить ток КЗ. Подробнее данный вопрос будет рассмотрен далее.

Защита от перенапряжения на коллекторе (стоке)

Ограничение напряжения на силовых терминалах может осуществляться самим модулем (большинство MOSFET обладает стойкостью к лавинному пробою), внешними пассивными снабберами, а также активными цепями, переводящими транзистор в линейный режим при возникновении опасного перенапряжения.

В ряде интеллектуальных модулей (например, SKiiP) реализована функция запрета коммутации при достижении напряжением DC-шины порогового уровня. Эта опция не способна защитить от внешних перенапряжений, однако она позволяет исключить влияние коммутационных выбросов в критических режимах, что существенно повышает надежность работы преобразовательного устройства. Мониторинг напряжения питания производится «квази-изолированным» датчиком на основе высокоомного дифференциального усилителя, передающего аналоговый сигнал, пропорциональный VDC, на схему управления. Если величина VDC превышает заданный уровень, силовые транзисторы отключаются, и схема защиты формирует сигнал неисправности. В ряде случаев параллельно цепи питания инвертора устанавливается тормозной чоппер, активно разряжающий конденсаторы звена постоянного тока при опасном увеличении напряжения. Такая схема чаще всего применяется в приводах, где используется режим динамического торможения (электротранспорт, лифты и т. д.).

Защита от перегрева

Температура силовых кристаллов, а также изолирующей подложки рядом с чипами, корпуса модуля и радиатора может быть определена расчетным методом или с помощью сенсоров. Если термодатчик гальванически изолирован, то его выходной сигнал передается на схему управления и используется для отключения силового каскада и формирования сигнала неисправности.

Защита от падения напряжения управления V

GG+, VGG- (Under Voltage LockOut, UVLO)

Падение напряжения питания выходного каскада драйвера и, соответственно, уровня VGE нежелательно по многим причинам. В первую очередь при этом возрастает опасность перехода ключа в линейный режим работы и резкого увеличения рассеиваемой мощности. Кроме того, в этом случае теряется управляемость: транзистор не может быть полностью открыт или заблокирован. Мониторинг критического состояния производится путем измерения величин VGG+, VGG- с последующим отключением силового каскада при их снижении до опасного уровня.

 

Временные характеристики и предотвращение сквозного тока

Подавление коротких импульсов (Short Pulse Suppression, SPS)

При использовании импульсных трансформаторов или оптопар для гальванической

изоляции контрольных сигналов очень важно обеспечить защиту канала управления от воздействия помех. Отличительными признаками шумовых сигналов являются их амплитуда и длительность, которые, как правило, гораздо меньше, чем у импульсов, формируемых контроллером. Для подавления помех в состав драйверов SEMIKRON включен фильтр, не пропускающий сигналы длительностью меньше 0,2-0,5 мс.

«Мертвое время» t

dt, защита от одновременного включения (Interlock) и время блокирования tbl

Для предотвращения сквозного тока в инверторах напряжения драйвер должен исключать одновременное включение транзисторов ТОР и ВОТ полумоста. Для этой цели используется функция Interlock, имеющаяся в подавляющем большинстве современных драйверов. Эта опция не применяется в инверторах тока и трехуровневых инверторах напряжения, где открывание ключей одной стойки необходимо в некоторых рабочих состояниях.

После запирания одного из ключей полумоста включение оппозитного транзистора должно происходить с некоторой задержкой. Время tdt, называемое «мертвым», учитывает задержку включения и выключения драйвера и транзистора, в течение tdt должны закончиться все переходные процессы. В зависимости от типа транзистора и области применения «мертвое» время находится в диапазоне 2-8 мкс. В первую очередь это относится к режиму «жесткой» коммутации, для работы в резонансных режимах значение tdt снижают вплоть до 0.

При использовании напряжения насыщения VCEsat в качестве критерия токовой перегрузки схема защиты должна быть блокирована на некоторое время tbl, необходимое для полного отпирания транзистора. Чтобы реакция на неисправность была максимально быстрой, рекомендуется изменять опорный сигнал схемы защиты Vref по такому же динамическому закону, по которому происходит спад напряжения «коллектор-эмиттер» VCE. Как видно на рис. 11, в первый момент после открывания ключа величина VCE намного выше установившегося значения VCEsat, определяемого прямой характеристикой.

Рис. 11. Динамическое насыщение IGBT и пороговый уровень напряжения Vref

При использовании динамического опорного напряжения время блокирования можно существенно снизить tmin. Чтобы удовлетворить требованиям области безопасной работы для режима короткого замыкания (SC-SOA), tbl ни при каких условиях не должно превышать предельно допустимой длительности КЗ (для последних поколений IGBT максимальное значение tSCmax составляет 6 мкс) (рис. 12).

Рис. 12. Возможные сценарии выхода транзистора из насыщения

Передача и усиление сигнала управления

Сигналы управления, формируемые центральным процессором, информация о состоянии вторичных каскадов (статус и ошибка), а также выходные сигналы датчиков (ток, напряжение, температура, напряжение DC-шины) должны передаваться между узлами драйвера, имеющими различный потенциальный уровень.

В подавляющем большинстве выпускаемых драйверов для потенциальной развязки используются импульсные трансформаторы, оптопары или «квази-потенциальные» изоляторы, к которым относятся каскады сдвига уровня с бутстрепным питанием каналов верхнего уровня.

На рис. 13 показаны базовые схемы передачи сигналов управления. Самая сложная конфигурация, используемая в преобразователях высокой мощности (рис. 13а), обеспечивает потенциальную развязку импульсов S и энергии управления Р по каждому каналу. Такая топология является наиболее предпочтительной, она отличается высокой помехозащищенностью и минимальным уровнем взаимного влияния ключей.

Рис. 13. Принципы передачи энергии управления:
а) полная схема для применений высокой мощности;
б) общий источник питания для драйверов ключей ВОТ;
в) принцип бутстрепного питания;
г) принцип сдвига уровня (STOP, SBOT: сигналы управления для ключей TOP/BOT; PTOP, PBOT: передача энергии управления для ключей TOP/BOT)

Вариант на рис. 13б содержит раздельные каналы потенциальной изоляции для всех драйверов ТОР и только один общий изолятор для драйверов нижнего уровня ВОТ. Как правило, такая структура применяется в маломощных схемах, кроме этого, она широко распространена в интеллектуальных модулях (IPM).

Принцип «бутстрепного» питания, позволяющий передавать энергию управления транзисторам верхнего плеча без потенциальной изоляции, поясняется на рис. 13в. На рис. 13г показан каскад сдвига уровня, транслирующий контрольный сигнал STOP без гальванической развязки посредством высоковольтного источника тока. Подобная топология, как правило, применяется в монолитных интегральных схемах драйверов.

Наиболее важным требованием, предъявляемым к каскадам гальванической развязки, является высокая статическая прочность изоляции (2,5-4,5 кВ в соответствии со стандартами) и иммунитет к наведенным фронтам dv/dt (15-100 кВ/мкс). Последнее требование выполняется за счет применения изоляционных барьеров со сверхнизкой проходной емкостью (1-10 пФ) между первичными и вторичными каскадами. Это позволяет минимизировать или даже полностью устранить влияние помех, вызванных коммутационными токами смещения.

Рис. 14. Эквивалентные емкости полумостового каскада с потенциальной изоляцией
(Cps1: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ВОТ; Cps2: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ТОР; Css: емкость между вторичными каскадами каналов ТОР и ВОТ]

Сигналы управления и обратной связи

В таблице 2 приведены характеристики основных методов передачи сигналов управления и обратной связи с потенциальной изоляцией и без нее, используемые в драйверах MOSFET/IGBT.

Таблица 2. Характеристики основных схем изолированной передачи сигнала
Характеристика Импульсный трансформатор (с магнитным сердечником), трансформатор без сердечника Оптопара Волоконно-оптическая линия связи
Принцип потенциальной изоляции Магнитный Оптический Волоконно-оптический
Гальваническая изоляция + + +
Направление передачи Двунаправленный Двунаправленный Двунаправленный
Разброс времени задержки Низкий Высокий Высокий
Реакция на воздействие магнитного поля +
Реакция на воздействие электрического поля
Иммунитет к dv/dt 35…50…100 кВ/мкс 15-25 кВ/мкс ND

Информация с датчиков тока, напряжения, температуры может транслироваться на схему управления через те же изолирующие барьеры с помощью широтно-импульсной модуляции.

В таблице 3 приведен обзор наиболее известных принципов изолированной передачи энергии управления к драйверу.

Таблица 3. Принципы изолированной передачи энергии управления
Характеристика Сетевой трансформатор 50 Гц Низковольтные каскады Высоковольтные каскады Бутстрепная схема
Источник питания
Принцип потенциальной изоляции Магнитный (трансформаторная развязка) Высоковольтный p-n-переход
Гальваническая изоляция + + +
Питание Вспомогательный или основной источник питания Вспомогательный источник питания DC-шина Рабочее напряжение транзистора ВОТ
АС-частота Низкая Очень высокая Средняя Средняя (частота ШИМ)
Требования по сглаживанию Высокие Очень низкие Низкие Низкие
Ограничение скважности Нет Нет Нет Есть

 

Твердотельные и интегральные микросхемы драйверов

В большинстве случаев устройства управления затворами строятся на базе интегральных схем, доступных в различных конфигурациях: одиночной, полумостовой и трехфазной.

Как правило, они выполняют следующие функции:

  • формирование импульсов управления затвором;
  • мониторинг напряжения насыщения (VCEsat, VDSon) или сигнала, снимаемого с резистивного шунта для индикации состояния перегрузки;
  • мониторинг падения напряжения управления (UVLO) для исключения перехода силового транзистора в линейный режим работы;
  • формирование сигнала ошибки;
  • формирование «мертвого времени»;
  • бутстрепное питание верхнего каскада драйвера;
  • блокировка входных импульсов;
  • потенциальный сдвиг уровня сигнала ТОР в неизолированных драйверах.

Современные твердотельные микросхемы драйверов производятся на основе технологии SOI (Silicon On Insulator), в которой полностью подавлен эффект защелкивания благодаря изоляции каждого активного элемента структуры. Это позволяет расширить диапазон рабочих температур, повысить надежность каскада сдвига уровня, улучшить иммунитет к dv/dt и стойкость к наведенным помехам отрицательной полярности.

Еще одной возможностью реализации интегрального драйвера MOSFET/IGBT является комбинация быстрой оптопары с выходным каскадом. Для создания законченного устройства управления в состав изделия необходимо включить DC/DC-преобразователь или бутстрепную схему для питания каналов ТОР, а также элементы обвязки.

В условиях растущего многообразия функций и алгоритмов защиты драйверов затворов к элементам, ставшим обязательными для устройств управления, добавляются и новые узлы. К ним относятся, например, блок формирования входных импульсов, фильтр подавления шумов, генератор «мертвого» времени, память схемы защиты, управление DC/DC-конвертером источника питания и т. д. Все описанные функции реализованы в специализированных интегральных схемах, используемых в драйверах SEMIKRON.

Литература
  1. Arendt Wintrich, Ulrich Nicolai, Werner Tursky, Tobias Reimann. Application Notes for IGBT and MOSFET modules. SEMIKRON International. 2010.
  2. Scheuermann U. Paralleling of Chips — From the Classiacl «Worst Case» Consideration to a Statistical Approach // PCIM Europe 2005. Conference Proceedings.
  3. Bruckmann M., Sigg J. Reihenschaltung von IGBT in Experiment und Simulation // Conference Proceeding. Freiburg. 1995.
  4. Bruckmann M. Einsatz von IGBT fur Hochleistungsstromrichter. Bad Nauheim. 1998. Proc.
  5. Gerster Ch., Hofer P., Karrer N. Gate-control Strategies for Snubberless Operation of Series Connected IGBTs. // PESC’96. Baveno. Proc. Vol. II.
  6. Ruedi H., Kohli P. Dynamic Gate Control (DGC) — A New IGBT gate Unit for High Current IGBTs // PCIM Europe 1995. Conference Proceedings.
  7. Helsper F. Adaptation of IGBT Switching Behaviour by Means of Active gate Drive Control for Low and Medium Power // EPE 2003. Conference Proceedings.
  8. AN3 AN-7002: Connection of Gate Drivers.
  9. AN5 AN-7003: Gate resistors.
  10. AN6 AN-7004: IGBT Driver Calculation.

Схемы управления MOSFET и IGBT – Полупроводниковая силовая электроника

Разработчику энергосберегающей аппаратуры, который использует современную элементную базу силовой электроники, необходимо уметь правильно организовывать структуру управления мощными силовыми полупроводниковыми приборами. Ниже рассмотрим наиболее часто встречающиеся на практике случаи организации такого управления. В зависимости от конкретной ситуации можно использовать управление КМОП-логикой, эмитгерными повторителями, схемами управления с разделением цепей заряда и разряда входной емкости. Рассмотрим особенности организации управления с помощью КМОП-логики. На рис. 3.97 показан КМОП инвертор, образованный рМОП и пМОП транзисторами с индуцированным каналом.

Рис. 3.97. КМОП инвертор

Напряжение питания КМОП инвертора может изменяться в широких пределах. В статическом состоянии и без нагрузки такой элемент потребляет очень малый ток, поскольку один из транзисторов в статическом состоянии всегда закрыт. Если на входе инвертора напряжение логического нуля UQ, то Т1 открыт, а Т2 — закрыт, если напряжение логической единицы ί/, то Т2 открыт, а Т1 — закрыт.

На рис. 3.98 показан пример организации управления MOSFET-транзистором Т с помощью стандартного КМОП-инвертора. Схема управления мощным MOSFET с помощью КМОП логики является одной из самых простых, но такая схема эффективно работает при медленном переключении MOSFET. Оценим время переключения, например, для типовых выходных токов КМОП-инвертора, которые составляют ~24 мА (или 0,024 А). Время заряда емкости затвора MOSFET определим из выражения:

Для стандартных значений Um = 5 В, С и = 4 нФ получаем, что время переключения At = 4 · 10-9 · 5/0,024 = 833 · 10-9 с = 833 нс.

Эффективным способом сокращения времени включения и выключения мощного полевого транзистора ТЗ является применение эмиттерных повторителей между логической схемой, ШИМ-контроллером и затвором транзистора, как показано на рис. 3.99 [15].

Рис. 3.99. Управление MOSFET и IGBT при помощи эмиттерных повторителей

При отпирании MOSFET включается транзистор Т1 верхнего плеча эмитгерного повторителя, который обеспечивает протекание входного тока транзистора ТЗ, величина которого определяется выражением:

>

Следовательно, поступающий через резистор R1 с выхода контроллера ток усиливается в β + 1 раз, что позволяет существенно уменьшить время включения MOSFET

При запирании MOSFET значение его входного тока будет определяться следующим выражением:

)

Резистор R3, включаемый между общей шиной и затвором мощного транзистора, необходим для устранения выхода из строя MOSFET (ТЗ) в случае, когда напряжение питания +Un не подано, а транзистор ТЗ уже запитан. Емкость С необходима для снижения уровня помех на затворе транзистора ТЗ.

Необходимо соблюдать следующее обязательное условие — элементы ΤΙ, Т2, R2, R3 должны быть расположены на плате в непосредственной близости с транзистором ТЗ.

При большой мощности, переключаемой MOSFET (в нагрузке 1,5 кВт и более), цепи заряда и разряда входной емкости С и транзистора ТЗ следует полностью разделить, как это показано на рис. 3.100, причем при выборе резисторов R2, R3 эмитгерного повторителя необходимо обеспечивать условие: R3 много меньше R2,

Рис. 3.100. Управление MOSFET с разделением цепей заряда и разряда входной емкости

Рис. 3.101. Управление стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT

Отдельного внимания требует рассмотрение особенностей организации управления стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT, которая достаточно часто встречается на практике. Специальные устройства для управления MOSFET и IGBT могут непосредственно подавать напряжение на затвор, обеспечивая при этом необходимую величину тока заряда входной емкости. Дополнительный транзистор требуется в затворной цепи для обеспечения режима быстрого для быстрого запирания MOSFET (рис. 3.101) [15].

Схема работает следующим образом. Два выходных сигнала от управляющего драйвера находятся в противофазе. При высоком напряжении на выводе DRV1A (по отношению к DRV1B) на выводе DRV2A имеет место низкое напряжение (по отношению к DRV2B), и наоборот. Резисторы R2 и R4 обеспечивают поддержание закрытого состояния транзисторов Т1 и Т2 при отсутствии сигналов на выходе драйвера.

Низкоомные резисторы R1 и R3 ограничивают значения токов выходных каскадов драйвера. При отпирании одного из транзисторов (например, Т1) высокое напряжение с выхода 1 (DRV1A) драйвера через диод D1 поступает на затвор Т1. Транзистор ТЗ в интервале открытого состояния Т1 оказывается запертым. Если напряжение на данном выходе драйвера близко к нулю, биполярный транзистор открывается, а входная емкость быстро разряжается через открытый р-п-р транзистор.

В отдельных случаях применяется схема управления с помощью трансформатора, когда использование драйвера по каким-то причинам невозможно или когда нужна гальваническая развязка между ШИМ-контроллером и силовым ключом.

Рис. 3.102. Управление стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT с помощью трансформатора

На представленной схеме нижний MOSFET управляется непосредственно от ШИМ-контроллера, а верхний — от трансформатора. Такой способ применим, когда используются полевые транзисторы не очень большой мощности, а частота их переключения в устройстве достаточно высокая, что не позволяет использовать ИМС драйвера.

Источник: Белоус А.И., Ефименко С.А., Турцевич А.С., Полупроводниковая силовая электроника, Москва: Техносфера, 2013. – 216 с. + 12 с. цв. вкл.

Управление мощной нагрузкой · Вадим Великодный

06 Jan 2017

На практике часто возникает необходимость управлять при помощи цифровой схемы (например, микроконтроллера) каким-то мощным электрическим прибором. Это может быть мощный светодиод, потребляющий большой ток, или прибор, питающийся от электрической сети. Рассмотрим типовые решения этой задачи.

Будем считать, что нам нужно только включать или выключать нагрузку с низкой частотой. Части схем, решающие эту задачу, называют ключами. ШИМ-регуляторы, диммеры и прочее рассматривать не будем (почти).

Условно можно выделить 3 группы методов:

  1. Управление нагрузкой постоянного тока.
    • Транзисторный ключ на биполярном транзисторе.
    • Транзисторный ключ на МОП-транзисторе (MOSFET).
    • Транзисторный ключ на IGBT.
  2. Управление нагрузкой переменного тока.
    • Тиристорный ключ.
    • Симисторный ключ.
  3. Универсальный метод.

Выбор способа управления зависит как от типа нагрузки, так и от вида применяемой цифровой логики. Если схема построена на ТТЛ-микросхемах, то следует помнить, что они управляются током, в отличие от КМОП, где управление осуществляется напряжением. Иногда это важно.

Простейший ключ

Простейший ключ на биполярном транзисторе проводимости n-p-n выглядит следующим образом.

Вход слева подключается к цифровой схеме. Если у нас цифровая схема построена на основе КМОП-логики с двухтактным («push-pull») выходом, то логическая «1» фактически означает подключение этого входа к питанию, а логический «0» — к земле.

Таким образом, при подаче «1» на вход нашей схемы ток от источника питания потечёт через резистор R1, базу и эмиттер на землю. При этом транзистор откроется (если, конечно, ток достаточно большой), и ток сможет идти через переход коллектор — эмиттер, а значит и через нагрузку.

Резистор R1 играет важную роль — он ограничивает ток через переход база — эмиттер. Если бы его не было, ток не был бы ничем ограничен и просто испортил бы управляющую микросхему (ведь именно она связывает линию питания с транзистором).

Максимальный ток через один выход микроконтроллера обычно ограничен значением около 25 мА (для STM32). В интернете можно встретить утверждения, что микроконтроллеры AVR выдерживают ток в 200 мА, но это относится ко всем выводам в сумме. Предельное допустимое значение тока на один вывод примерно такое же — 20-40 мА.

Это, кстати, означает, что подключать светодиоды напрямую к выводам нельзя. Без токоограничивающих резисторов, микросхема просто сгорит, а с ними светодиодам не будет хватать тока, чтобы светить ярко.

Обратите внимание, что нагрузка (LOAD) подключена к коллектору, то есть «сверху». Если подключить её «снизу», у нас возникнет несколько проблем.

Допустим, мы хотим при помощи 5 В (типичное значение для цифровых схем) управлять нагрузкой в 12 В. Это значит, что на базе мы можем получить максимум 5 В. А с учётом падения напряжения на переходе база — эмиттер, на эмиттере будет напряжение ещё меньше. Если падение напряжения на переходе равно 0,7 В,то получаем, что на нагрузку остаётся только 4,3 В, чего явно недостаточно. Если это, например, реле, оно просто не сработает. Напряжение не может быть выше, иначе тока через базу вообще не будет. Наличие падения напряжения на нагрузке также приведёт к уменьшению тока через базу.

Для расчёта сопротивления R1 нужно вспомнить соотношение для упрощённой модели транзистора:

\[I_к = \beta I_б.\]

Коэффициент \(\beta\) — это коэффициент усиления по току. Его ещё обозначают \(h_{21э}\) или \(h_{FE}\). У разных транзисторов он разный.

Зная мощность нагрузки \(P\) и напряжение питания \(V\), можно найти ток коллектора, а из него и ток базы:

\[I_б = \frac1{\beta} \frac{P}{V}.\]

По закону Ома получаем:

\[R_1 = \frac{V}{I_б}.\]

Коэффициент \(\beta\) не фиксированная величина, он может меняться даже для одного транзистора в зависимости от режима работы, поэтому лучше брать значение тока базы при расчёте чуть больше, чтобы был запас по току коллектора. Главное помнить, что ток базы не должен превышать предельно допустимое для микросхемы.

Также важно при выборе модели транзистора помнить о предельном токе коллектора и напряжении коллектор — эмиттер.

Ниже как пример приведены характеристики некоторых популярных транзисторов с проводимостью n-p-n.

Модель \(\beta\) \(\max\ I_{к}\) \(\max\ V_{кэ}\)
КТ315Г 50…350 100 мА 35 В
КТ3102Е 400…1000 100 мА 50 В
MJE13002 25…40 1,5 А 600 В
2SC4242 10 7 А 400 В

Модели выбраны случайно, просто это транзисторы, которые легко найти или откуда-то выпаять. Для ключа в рассматриваемой схеме, конечно, можно использовать любой n-p-n-транзистор, подходящий по параметрам и цене.

Доработка схемы

Если вход схемы подключен к push-pull выходу, то особой доработки не требуется. Рассмотрим случай, когда вход — это просто выключатель, который либо подтягивает базу к питанию, либо оставляет её «висеть в воздухе». Тогда для надёжного закрытия транзистора нужно добавить ещё один резистор, выравнивающий напряжение между базой и эмиттером.

Кроме того, нужно помнить, что если нагрузка индуктивная, то обязательно нужен защитный диод. Дело в том, что энергия, запасённая магнитным полем, не даёт мгновенно уменьшить ток до нуля при отключении ключа. А значит, на контактах нагрузки возникнет напряжение обратной полярности, которое легко может нарушить работу схемы или даже повредить её.

Совет касательно защитного диода универсальный и в равной степени относится и к другим видам ключей.

Если нагрузка резистивная, то диод не нужен.

В итоге усовершенствованная схема принимает следующий вид.

Резистор R2 обычно берут с сопротивлением, в 10 раз большим, чем сопротивление R1, чтобы образованный этими резисторами делитель не понижал слишком сильно напряжение между базой и эмиттером.

Для нагрузки в виде реле можно добавить ещё несколько усовершенствований. Оно обычно кратковременно потребляет большой ток только в момент переключения, когда тратится энергия на замыкание контакта. В остальное время ток через него можно (и нужно) ограничить резистором, так как удержание контакта требует меньше энергии.

Для этого можно применить схему, приведённую ниже.

В момент включения реле, пока конденсатор C1 не заряжен, через него идёт основной ток. Когда конденсатор зарядится (а к этому моменту реле перейдёт в режим удержания контакта), ток будет идти через резистор R2. Через него же будет разряжаться конденсатор после отключения реле.

Ёмкость C1 зависит от времени переключения реле. Можно взять, например, 10 мкФ.

С другой стороны, ёмкость будет ограничивать частоту переключения реле, хоть и на незначительную для практических целей величину.

Пример расчёта простой схемы

Пусть, например, требуется включать и выключать светодиод с помощью микроконтроллера. Тогда схема управления будет выглядеть следующим образом.

Пусть напряжение питания равно 5 В.

Характеристики (рабочий ток и падение напряжения) типичных светодиодов диаметром 5 мм можно приблизительно оценить по таблице.

Цвет \(I_{LED}\) \(V_{LED}\)
Красный 20 мА 1,9 В
Зеленый 20 мА 2,3 В
Желтый 20 мА 2,1 В
Синий (яркий) 75 мА 3,6 В
Белый (яркий) 75 мА 3,6 В

Пусть используется белый светодиод. В качестве транзисторного ключа используем КТ315Г — он подходит по максимальному току (100 мА) и напряжению (35 В). Будем считать, что его коэффициент передачи тока равен \(\beta = 50\) (наименьшее значение).

Итак, если падение напряжения на диоде равно \(V_{LED} = 3{,}6\,\textrm{В}\), а напряжение насыщения транзистора \(V_{CE} = 0{,}4\,\textrm{В}\) то напряжение на резисторе R2 будет равно \(V_{R2} = 5{,}0 — 3{,}6 — 0{,}4 = 1\,\textrm{В}\). Для рабочего тока светодиода \(I_{LED} = 0{,}075\,\textrm{А}\) получаем

\[R_2 = \frac{V_{R2}}{I_{LED}} = \frac{1}{0{,}075} \approx 15\,\textrm{Ом}.\]

Значение сопротивление было округлено, чтобы попасть в ряд E12.

Для тока \(I_{LED} = 0{,}075\,\textrm{А}\) управляющий ток должен быть в \(\beta = 50\) раз меньше:

\[I_б = \frac{I_{LED}}{\beta} \approx 1{,}5\,\textrm{мА}.\]

Падение напряжения на переходе эмиттер — база примем равным \(V_{EB} = 0{,}7\,\textrm{В}\).

Отсюда

\[R_1 = \frac{V — V_{EB}}{I_б} \approx 2{,}7\,\textrm{кОм}\]

Сопротивление округлялось в меньшую сторону, чтобы обеспечить запас по току.

Таким образом, мы нашли значения сопротивлений R1 и R2.

Транзистор Дарлингтона

Если нагрузка очень мощная, то ток через неё может достигать нескольких ампер. Для мощных транзисторов коэффициент \(\beta\) может быть недостаточным. (Тем более, как видно из таблицы, для мощных транзисторов он и так невелик.)

В этом случае можно применять каскад из двух транзисторов. Первый транзистор управляет током, который открывает второй транзистор. Такая схема включения называется схемой Дарлингтона.

В этой схеме коэффициенты \(\beta\) двух транзисторов умножаются, что позволяет получить очень большой коэффициент передачи тока.

Для повышения скорости выключения транзисторов можно у каждого соединить эмиттер и базу резистором.

Сопротивления должны быть достаточно большими, чтобы не влиять на ток база — эмиттер. Типичные значения — 5…10 кОм для напряжений 5…12 В.

Выпускаются транзисторы Дарлингтона в виде отдельного прибора. Примеры таких транзисторов приведены в таблице.

Модель \(\beta\) \(\max\ I_{к}\) \(\max\ V_{кэ}\)
КТ829В 750 8 А 60 В
BDX54C 750 8 А 100 В

В остальном работа ключа остаётся такой же.

Простейший ключ

В дальнейшем полевым транзистором мы будет называть конкретно MOSFET, то есть полевые транзисторы с изолированным затвором (они же МОП, они же МДП). Они удобны тем, что управляются исключительно напряжением: если напряжение на затворе больше порогового, то транзистор открывается. При этом управляющий ток через транзистор пока он открыт или закрыт не течёт. Это значительное преимущество перед биполярными транзисторами, у которых ток течёт всё время, пока открыт транзистор.

Также в дальнейшем мы будем использовать только n-канальные MOSFET (даже для двухтактных схем). Это связано с тем, что n-канальные транзисторы дешевле и имеют лучшие характеристики.

Простейшая схема ключа на MOSFET приведена ниже.

Опять же, нагрузка подключена «сверху», к стоку. Если подключить её «снизу», то схема не будет работать. Дело в том, что транзистор открывается, если напряжение между затвором и истоком превышает пороговое. При подключении «снизу» нагрузка будет давать дополнительное падение напряжения, и транзистор может не открыться или открыться не полностью.

Несмотря на то, что MOSFET управляется только напряжением и ток через затвор не идёт, затвор образует с подложкой паразитный конденсатор. Когда транзистор открывается или закрывается, этот конденсатор заряжается или разряжается через вход ключевой схемы. И если этот вход подключен к push-pull выходу микросхемы, через неё потечёт довольно большой ток, который может вывести её из строя.

При управлении типа push-pull схема разряда конденсатора образует, фактически, RC-цепочку, в которой максимальный ток разряда будет равен

\[I_{разр} = \frac{V}{R_1},\]

где \(V\) — напряжение, которым управляется транзистор.

Таким образом, достаточно будет поставить резистор на 100 Ом, чтобы ограничить ток заряда — разряда до 10 мА. Но чем больше сопротивление резистора, тем медленнее он будет открываться и закрываться, так как постоянная времени \(\tau = RC\) увеличится. Это важно, если транзистор часто переключается. Например, в ШИМ-регуляторе.

Основные параметры, на которые следует обращать внимание — это пороговое напряжение \(V_{th}\), максимальный ток через сток \(I_D\) и сопротивление сток — исток \(R_{DS}\) у открытого транзистора.

Ниже приведена таблица с примерами характеристик МОП-транзисторов.

Модель \(V_{th}\) \(\max\ I_D\) \(\max\ R_{DS}\)
2N7000 3 В 200 мА 5 Ом
IRFZ44N 4 В 35 А 0,0175 Ом
IRF630 4 В 9 А 0,4 Ом
IRL2505 2 В 74 А 0,008 Ом

Для \(V_{th}\) приведены максимальные значения. Дело в том, что у разных транзисторов даже из одной партии этот параметр может сильно отличаться. Но если максимальное значение равно, скажем, 3 В, то этот транзистор гарантированно можно использовать в цифровых схемах с напряжением питания 3,3 В или 5 В.

Сопротивление сток — исток у приведённых моделей транзисторов достаточно маленькое, но следует помнить, что при больших напряжениях управляемой нагрузки даже оно может привести к выделению значительной мощности в виде тепла.

Схема ускоренного включения

Как уже было сказано, если напряжение на затворе относительно истока превышает пороговое напряжение, то транзистор открывается и сопротивление сток — исток мало. Однако, напряжение при включении не может резко скакнуть до порогового. А при меньших значениях транзистор работает как сопротивление, рассеивая тепло. Если нагрузку приходится включать часто (например, в ШИМ-контроллере), то желательно как можно быстрее переводить транзистор из закрытого состояния в открытое и обратно.

Относительная медленность переключения транзистора связана опять же с паразитной ёмкостью затвора. Чтобы паразитный конденсатор зарядился как можно быстрее, нужно направить в него как можно больший ток. А так как у микроконтроллера есть ограничение на максимальный ток выходов, то направить этот ток можно с помощью вспомогательного биполярного транзистора.

Кроме заряда, паразитный конденсатор нужно ещё и разряжать. Поэтому оптимальной представляется двухтактная схема на комплементарных биполярных транзисторах (можно взять, например, КТ3102 и КТ3107).

Ещё раз обратите внимание на расположение нагрузки для n-канального транзистора — она расположена «сверху». Если расположить её между транзистором и землёй, из-за падения напряжения на нагрузке напряжение затвор — исток может оказаться меньше порогового, транзистор откроется не полностью и может перегреться и выйти из строя.

Драйвер полевого транзистора

Если всё же требуется подключать нагрузку к n-канальному транзистору между стоком и землёй, то решение есть. Можно использовать готовую микросхему — драйвер верхнего плеча. Верхнего — потому что транзистор сверху.

Выпускаются и драйверы сразу верхнего и нижнего плеч (например, IR2151) для построения двухтактной схемы, но для простого включения нагрузки это не требуется. Это нужно, если нагрузку нельзя оставлять «висеть в воздухе», а требуется обязательно подтягивать к земле.

Рассмотрим схему драйвера верхнего плеча на примере IR2117.

Схема не сильно сложная, а использование драйвера позволяет наиболее эффективно использовать транзистор.

IGBT

Ещё один интересный класс полупроводниковых приборов, которые можно использовать в качестве ключа — это биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Они сочетают в себе преимущества как МОП-, так и биполярных транзисторов: управляются напряжением, имеют большие значения предельно допустимых напряжений и токов.

Управлять ключом на IGBT можно так же, как и ключом на MOSFET. Из-за того, что IGBT применяются больше в силовой электронике, они обычно используются вместе с драйверами.

Например, согласно даташиту, IR2117 можно использовать для управления IGBT.

Пример IGBT — IRG4BC30F.

Все предыдущие схемы отличало то, что нагрузка хоть и была мощной, но работала от постоянного тока. В схемах была чётко выраженные земля и линия питания (или две линии — для контроллера и нагрузки).

Для цепей переменного тока нужно использовать другие подходы. Самые распространённые — это использование тиристоров, симисторов и реле. Реле рассмотрим чуть позже, а пока поговорим о первых двух.

Тиристоры и симисторы

Тиристор — это полупроводниковый прибор, который может находится в двух состояниях:

  • открытом — пропускает ток, но только в одном направлении,
  • закрытом — не пропускает ток.

Так как тиристор пропускает ток только в одном направлении, для включения и выключения нагрузки он подходит не очень хорошо. Половину времени на каждый период переменного тока прибор простаивает. Тем не менее, тиристор можно использовать в диммере. Там он может применяться для управления мощностью, отсекая от волны питания кусочек требуемой мощности.

Симистор — это, фактически двунаправленный тиристор. А значит он позволяет пропускать не полуволны, а полную волну напряжения питания нагрузки.

Открыть симистор (или тиристор) можно двумя способами:

  • подать (хотя бы кратковременно) отпирающий ток на управляющий электрод;
  • подать достаточно высокое напряжение на его «рабочие» электроды.

Второй способ нам не подходит, так как напряжение питания у нас будет постоянной амплитуды.

После того, как симистор открылся, его можно закрыть поменяв полярность или снизив ток через него то величины, меньшей чем так называемый ток удержания. Но так как питание организовано переменным током, это автоматически произойдёт по окончании полупериода.

При выборе симистора важно учесть величину тока удержания (\(I_H\)). Если взять мощный симистор с большим током удержания, ток через нагрузку может оказаться слишком маленьким, и симистор просто не откроется.

Симисторный ключ

Для гальванической развязки цепей управления и питания лучше использовать оптопару или специальный симисторный драйвер. Например, MOC3023M или MOC3052.

Эти оптопары состоят из инфракрасного светодиода и фотосимистора. Этот фотосимистор можно использовать для управления мощным симисторным ключом.

В MOC3052 падение напряжения на светодиоде равно 3 В, а ток — 60 мА, поэтому при подключении к микроконтроллеру, возможно, придётся использовать дополнительный транзисторный ключ.

Встроенный симистор же рассчитан на напряжение до 600 В и ток до 1 А. Этого достаточно для управления мощными бытовыми приборами через второй силовой симистор.

Рассмотрим схему управления резистивной нагрузкой (например, лампой накаливания).

Таким образом, эта оптопара выступает в роли драйвера симистора.

Существуют и драйверы с детектором нуля — например, MOC3061. Они переключаются только в начале периода, что снижает помехи в электросети.

Резисторы R1 и R2 рассчитываются как обычно. Сопротивление же резистора R3 определяется исходя из пикового напряжения в сети питания и отпирающего тока силового симистора. Если взять слишком большое — симистор не откроется, слишком маленькое — ток будет течь напрасно. Резистор может потребоваться мощный.

Нелишним будет напомнить, что 230 В в электросети (текущий стандарт для России, Украины и многих других стран) — это значение действующего напряжения. Пиковое напряжение равно \(\sqrt2 \cdot 230 \approx 325\,\textrm{В}\).

Управление индуктивной нагрузкой

При управлении индуктивной нагрузкой, такой как электродвигатель, или при наличии помех в сети напряжение может стать достаточно большим, чтобы симистор самопроизвольно открылся. Для борьбы с этим явлением в схему необходимо добавить снаббер — это сглаживающий конденсатор и резистор параллельно симистору.

Снаббер не сильно улучшает ситуацию с выбросами, но с ним лучше, чем без него.

Керамический конденсатор должен быть рассчитан на напряжение, большее пикового в сети питания. Ещё раз вспомним, что для 230 В — это 325 В. Лучше брать с запасом.

Типичные значения: \(C_1 = 0{,}01\,\textrm{мкФ}\), \(R_4 = 33\,\textrm{Ом}\).

Есть также модели симисторов, которым не требуется снаббер. Например, BTA06-600C.

Примеры симисторов

Примеры симисторов приведены в таблице ниже. Здесь \(I_H\) — ток удержания, \(\max\ I_{T(RMS)}\) — максимальный ток, \(\max\ V_{DRM}\) — максимальное напряжение, \(I_{GT}\) — отпирающий ток.

Модель \(I_H\) \(\max\ I_{T(RMS)}\) \(\max\ V_{DRM}\) \(I_{GT}\)
BT134-600D 10 мА 4 А 600 В 5 мА
MAC97A8 10 мА 0,6 А 600 В 5 мА
Z0607 5 мА 0,8 А 600 В 5 мА
BTA06-600C 25 мА 6 А 600 В 50 мА

С точки зрения микроконтроллера, реле само является мощной нагрузкой, причём индуктивной. Поэтому для включения или выключения реле нужно использовать, например, транзисторный ключ. Схема подключения и также улучшение этой схемы было рассмотрено ранее.

Реле подкупают своей простотой и эффективностью. Например, реле HLS8-22F-5VDC — управляется напряжением 5 В и способно коммутировать нагрузку, потребляющую ток до 15 А.

Главное преимущество реле — простота использования — омрачается несколькими недостатками:

  • это механический прибор и контакты могу загрязниться или даже привариться друг к другу,
  • меньшая скорость переключения,
  • сравнительно большие токи для переключения,
  • контакты щёлкают.

Часть этих недостатков устранена в так называемых твердотельных реле. Это, фактически, полупроводниковые приборы с гальванической развязкой, содержащие внутри полноценную схему мощного ключа.

Таким образом, в арсенале у нас достаточно способов управления нагрузкой, чтобы решить практически любую задачу, которая может возникнуть перед радиолюбителем.

  1. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Том 1. — М.: Мир, 1993.
  2. Управление мощной нагрузкой переменного тока
  3. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 1
  4. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 2
  5. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3
  6. Щелкаем реле правильно: коммутация мощных нагрузок
  7. Управление мощной нагрузкой переменного тока
  8. Управление MOSFET-ами #1
  9. Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов
  10. Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

Все схемы нарисованы в KiCAD. В последнее время для своих проектов использую именно его, очень удобно, рекомендую. С его помощью можно не только чертить схемы, но и проектировать печатные платы.

IGBT транзисторы. Устройство и работа. Параметры и применение

В настоящее время в электронике имеют большую популярность IGBT транзисторы. Если расшифровать эту аббревиатуру с английского языка, то это биполярный транзистор с изолированным затвором. Он применяется в виде электронного мощного ключа для систем управления приводами механизмов, в источниках питания.

IGBT транзисторы

Этот силовой транзистор сочетает в себе свойства биполярного и полевого транзистора. Он управляется путем подачи напряжения на затвор, изолированный от цепи. Характерным свойством этого транзистора является низкая величина мощности управления, которая применяется для переключений мощных силовых цепей.

Наибольшей популярностью пользуются IGBT в силовых цепях преобразователей частоты и электродвигателей переменного тока мощностью до 1 мегаватта. По вольтамперным свойствам эти транзисторы аналогичны биполярным моделям полупроводников, но качество и чистота коммутации у них намного больше.

Современные технологии изготовления дают возможность оптимизировать транзисторы по функциональным характеристикам. Уже разработаны полупроводники, способные работать при большем напряжении и величине тока.

Основные параметры
  • Управляющее напряжение – это разность потенциалов, способная управлять работой затвора.
  • Наибольший допустимый ток.
  • Напряжение пробоя между эмиттером и коллектором.
  • Ток отсечки эмиттер-коллектор.
  • Напряжение насыщения эмиттер-коллектор.
  • Входная емкость.
  • Выходная емкость.
  • Паразитная индуктивность.
  • Период задержки подключения.
  • Период задержки выключения.
  • Внутреннее сопротивление.

В регуляторах скорости применяются IGBT транзисторы с рабочей частотой в несколько десятков кГц.

Достоинства
  • Простая параллельная схема.
  • Отсутствие потерь.
  • Повышенная плотность тока.
  • Устойчивость к замыканиям.
  • Малые потери в открытом виде.
  • Возможность функционирования при повышенной температуре (выше 100 градусов).
  • Эксплуатация с высоким напряжением (выше 1 кВ) и мощностями (более 5 кВт).
При проектировании схем подключения с транзисторами нужно иметь ввиду, что существует ограничение по наибольшему току. Для этого применяют некоторые способы:
  • Правильный подбор тока защиты.
  • Выбор сопротивления затвора.
  • Использование обходных путей коммутации.
Устройство и работа

Внутреннее устройство IGBT транзисторов включает в себя каскад двух электронных ключей, управляющих конечным выходом.

 

Принцип действия транзистора заключается в двух этапах:
  • При подаче напряжения положительного потенциала между истоком и затвором полевой транзистор открывается, появляется n-канал между стоком и истоком.
  • Начинается движение заряженных электронов из n-области в р-область, вследствие чего открывается биполярный транзистор. В результате этого от эмиттера к коллектору протекает электрический ток.

 

IGBT транзисторы служат для приближения токов замыкания к безопасному значению. Они ограничивают напряжение затвора следующими методами:
  • С помощью привязки к определенному значению напряжения. Это достигается тогда, когда драйвер затвора имеет постоянное напряжение. Главным способом является добавление в схему диода, имеющего малое падение напряжения (диод Шоттки). Значительный эффект получается путем уменьшения индуктивности цепи затвора и питания.
  • Ограничение значения напряжения затвора путем использования стабилитрона в схеме затвора и эмиттера. Неплохая эффективность получается за счет установки диодов к дополнительным клеммам модуля. Диоды применяются с малым разбросом и температурной зависимостью.
  • Подключение в цепь отрицательной обратной связи эмиттера. Такой способ доступен, когда подключен эмиттер драйвера затвора к клеммам эмиттера модуля.
Сфера использования

IGBT транзисторы чаще всего работают в сетях высокого напряжения до 6,5 киловольт для надежной и безопасной работы электроустановок в аварийном режиме при коротких замыканиях.

Вышеперечисленные свойства транзисторов дают возможность использовать их в частотно-регулируемых приводах, инверторах, импульсных регуляторах тока, а также в сварочных аппаратах.

Также IGBT применяются в системах мощных приводов управления электровозов, троллейбусов. Это повышает КПД и создает повышенную плавность хода.

Силовые транзисторы широко используются в цепях высокого напряжения. Они входят в состав схем посудомоечных машин, бытовых кондиционеров, автомобильного зажигания, блоков питания телекоммуникационного оборудования.

Проверка исправности

IGBT транзисторы проверяются в случаях ревизии при неисправностях электрического устройства. Проверку проводят с помощью мультитестера путем прозвонки электродов эмиттера и коллектора в двух направлениях, чтобы проверить отсутствие замыкания. Емкость входа эмиттер-затвор необходимо зарядить отрицательным напряжением. Это делается кратковременным касанием щупа мультиметра «СОМ» затвора и щупа «V/Ω/f» эмиттера.

Чтобы произвести проверку, нужно убедиться, работает ли в нормальном режиме транзистор. Для этого зарядим емкость на входе эмиттер-затвор положительным полюсом.  Это делается коротким касанием щупа «V/Ω/f» затвора, а щупа «СОМ» эмиттера. Контролируется разность потенциалов эмиттера и коллектора, которая не должна превышать 1,5 вольта. Если напряжения тестера не хватит для открывания транзистора, то входную емкость можно зарядить от питания напряжением до 15 вольт.

Условное обозначение
Транзисторы имеют комбинированную структуру, то и обозначения у них соответствующие:

IGBT модули

Силовые транзисторы производятся не только в виде отдельных полупроводников, но и в виде модулей. Такие модули входят в состав частотных преобразователей для управления электромоторами.

Схема преобразователя частоты имеет технологичность изготовления выше, если в состав входят модули IGBT транзисторов. На изображенном модуле выполнен мост из двух силовых транзисторов.

IGBT транзисторы нормально функционируют при рабочей частоте до 50 кГц. Если частоту повышать, то повышаются и потери. Свои возможности силовые транзисторы проявляют максимально при напряжении выше 400 В. Поэтому такие транзисторы часто встречаются в мощных электрических приборах высокого напряжения, а также в промышленном оборудовании.

Из истории возникновения

Полевые транзисторы стали появляться в 1973 году. Затем разработали составной транзистор, который оснастили управляемым транзистором с помощью полевого полупроводника с затвором.

Первые силовые транзисторы имели недостатки, выражавшиеся в медленном переключении, низкой надежностью. После 90 годов и по настоящее время эти недостатки устранены. Силовые полупроводники имеют повышенное входное сопротивление, малый уровень управляющей мощности, малый показатель остаточного напряжения.

Сейчас существуют модели транзисторов, способных коммутировать ток до нескольких сотен ампер, с рабочим напряжением в тысячи вольт.

Похожие темы:

Что такое IGBT-транзисторы

Транзистор, полупроводниковый триод — радиоэлектронный компонент из полупроводникового материала, обычно с тремя выводами, способный от небольшого входного сигнала управлять значительным током в выходной цепи, что позволяет использовать его для усиления, генерирования, коммутации и преобразования электрических сигналов.

IGBT-транзистор (сокращение от англоязычного Insulated-gate bipolar transistor) или биполярный транзистор с изолированным затвором (сокращенно БТИЗ) — представляет собой полупроводниковый прибор с тремя выводами, сочетающий внутри одного корпуса силовой биполярный транзистор и управляющий им полевой транзистор.

IGBT-транзисторы являются на сегодняшний день основными компонентами силовой электроники (мощные инверторы, импульсные блоки питания, частотные преобразователи и т.д.), где они выполняют функцию мощных электронных ключей, коммутирующих токи на частотах измеряемых десятками и сотнями килогерц. Транзисторы данного типа выпускаются как в виде отдельных компонентов, так и в виде специализированных силовых модулей (сборок) для управления трехфазными цепями.

То что IGBT-транзистор включает в себя транзисторы сразу двух типов (включенных по каскадной схеме), позволяет объединить достоинства двух технологий внутри одного полупроводникового прибора.

Биполярный транзистор в качестве силового позволяет получить большее рабочее напряжение, при этом сопротивление канала в открытом состоянии оказывается пропорционально току в первой степени, а не квадрату тока как у обычных полевых транзисторов. А то что в качестве управляющего транзистора используется именно полевой транзистор — сводит затраты мощности на управление ключом к минимуму.

Названия электродов характеризуют структуру IGBT-транзистора: управляющий электрод именуется затвором (как у полевого транзистора), а электроды силового канала — коллектором и эмиттером (как у транзистора биполярного).

Немного истории

Исторически биполярные транзисторы использовались наравне с тиристорами в качестве силовых электронных ключей до 90-х годов. Но недостатки биполярных транзисторов были всегда очевидны: большой ток базы, медленное запирание и от этого перегрев кристалла, сильная зависимость основных параметров от температуры, ограниченное напряжение насыщения коллектор-эмиттер.

Появившиеся позже полевые транзисторы (структуры МОП) сразу изменили ситуацию в лучшую сторону: управление напряжением уже не требует столь больших токов, параметры ключа слабо зависят от температуры, рабочее напряжение транзистора не ограничено снизу, низкое сопротивление силового канала в открытом состоянии расширяет диапазон рабочих токов, частота переключения легко может достигать сотен килогерц, кроме того примечательна способность полевых транзисторов выдерживать сильные динамические нагрузки при высоких рабочих напряжениях.

Поскольку управление полевым транзистором реализуется значительно проще и получается по мощности существенно легче чем биполярным, да к тому же внутри имеется ограничительный диод, — транзисторы с полевым управлением сразу завоевали популярность в схемах импульсных преобразователей напряжения, работающих на высоких частотах, а также в акустических усилителях класса D.

Владимир Дьяконов

Первый силовой полевой транзистор был разработан Виктором Бачуриным еще в Советском Союзе, в 1973 году, после чего он был исследован под руководством ученого Владимира Дьяконова. Исследования группы Дьяконова относительно ключевых свойств силового полевого транзистора привели к разработке в 1977 году составного транзисторного ключа, внутри которого биполярный транзистор управлялся посредством полевого с изолированным затвором.

Ученые показали эффективность такого подхода, когда токовые свойства силовой части определяются биполярным транзистором, а управляющие параметры — полевым. Причем насыщение биполярного транзистора исключается, а значит и задержка при выключении сокращается. Это — важное достоинство любого силового ключа.

На полупроводниковый прибор нового типа советскими учеными было получено авторское свидетельство №757051 «Побистор». Это была первая структура, содержащая в одном корпусе мощный биполярный транзистор, поверх которого находился управляющий полевой транзистор с изолированным затвором.

Что касается промышленного внедрения, то уже в 1983 году фирмой Intarnational Rectifier был запатентован первый IGBT-транзистор. А спустя два года был разработан IGBT-транзистор с плоской структурой и более высоким рабочим напряжением. Это сделали одновременно в лабораториях двух компаний — General Electric и RCA.

Первые версии биполярных транзисторов с изолированным затвором имели один серьезный недостаток — медленное переключение. Название IGBT было принято в 90-е, когда были созданы уже второе и третье поколение IGBT-транзисторов. Тогда уже этих недостатков не стало.

Отличительные преимущества IGBT-транзисторов

По сравнению с обычными полевыми транзисторами, IGBT-транзисторы обладают более высоким входным сопротивлением и более низким уровнем мощности, которая тратится на управление затвором.

В отличие от биполярных транзисторов — здесь более низкое остаточное напряжение во включенном состоянии. Потери в открытом состоянии, даже при больших рабочих напряжениях и токах, достаточно малы. При этом проводимость как у биполярного транзистора, а управляется ключ напряжением.

Диапазон рабочих напряжений коллектор-эмиттер у большинства широко доступных моделей варьируется от десятков вольт до 1200 и более вольт, при этом токи могут доходить до 1000 и более ампер. Есть сборки на сотни и тысячи вольт по напряжению и на токи в сотни ампер.

Считается, что для рабочих напряжений до 500 вольт лучше подходят полевые транзисторы, а для напряжений более 500 вольт и токов больше 10 ампер — IGBT-транзисторы, так как на более низких напряжениях крайне важно меньшее сопротивление канала в открытом состоянии.

Применение IGBT-транзисторов

Главное применение IGBT-транзисторы находят в инверторах, импульсных преобразователях напряжения и частотных преобразователях (пример — полумостовой модуль SKM 300GB063D, 400А, 600В) — там, где имеют место высокое напряжение и значительные мощности.

Сварочные инверторы — отдельная важная область применения IGBT-транзисторов: большой ток, мощность более 5 кВт и частоты до 50 кГц (IRG4PC50UD – классика жанра, 27А, 600В, до 40 кГц).

Не обойтись без IGBT и на городском электрcтранспорте: с тиристорами тяговые двигатели показывают более низкий КПД чем с IGBT, к тому же с IGBT достигается более плавный ход и хорошее сочетание с системами рекуперативного торможения даже на высоких скоростях.

Нет ничего лучше чем IGBT, когда требуется коммутировать на высоких напряжениях (более 1000 В) или управлять частотно-регулируемым приводом (частоты до 20 кГц).

На некоторых схемах IGBT и MOSFET транзисторы полностью взаимозаменяемы, так как их цоколевка схожа, а принципы управления идентичны. Затворы в том и в другом случае представляют собой емкость до единиц нанофарад, с перезарядкой у удержанием заряда на которой легко справляется драйвер, устанавливаемый на любой подобной схеме, и обеспечивающий адекватное управление.

Ранее ЭлектроВести писали, что немецкие инженеры разработали полевой транзистор на основе оксида галлия с пробивным напряжением 1,8 кВ и рекордной добротностью — 155 МВт на квадратный сантиметр. Такие показатели приближают элемент к теоретическому лимиту оксида галлия.

По материалам: electrik.info.

IGBT транзисторы — определение, схематическое обозначение, упрощенная эквивалентная схема и основные применения

Биполярный транзистор с изолированным затвором (БТИЗ) или IGBT от английского Insulated-gate bipolar transistor — прибор совмещающий в одном корпусе два электронных компонента — полевой и биполярный транзисторы.

Рис. 2 Схематическое обозначение IGBT и упрощенная эквивалентная схема

По своей структуре igbt представляет собой составной транзистор включенный по каскадной схеме. Схематическое обозначение IGBT показано на рисунке 2 справа. Транзистор имеет три вывода: G – «затвор», C – «коллектор», E – «эмиттер». Входная часть транзистора изображается как вход МОП — транзистора с индуцированным каналом, выходная часть как выход биполярного p-n-p транзистора. Упрощенная эквивалентная схема IGBT показана на рисунке 2 слева. Интересно, что «коллектору» IGBT соответствует «эмиттер» выходного биполярного p-n-p транзистора, а «эмиттеру» наоборот «коллектору».

Такое составное включение двух электронных ключей: входной ключ на низковольтном полевом транзисторе управляет мощным оконечным ключом на высоковольтном биполярном транзисторе, позволило объединить преимущества обеих типов полупроводниковых приборов в одном корпусе.

IGBT сочетает преимущества полевых и биполярных транзисторов:

  • высокое входное сопротивление, малый ток управления — от полевых транзисторов с изолированным затвором (МОП)
  • низкое значение остаточного напряжения во включенном состоянии — от биполярных транзисторов.
  • малые потери в открытом состоянии при больших токах и высоких напряжениях;
  • характеристики переключения и проводимость биполярного транзистора;
  • управление не током, а напряжением как у МОП.

Основное применение IGBT транзисторов

IGBT применяют при работе с высокими напряжениями — более 1000 Вольт, высокой температурой — более 100 °C и высокой выходной мощностью — более 5 кВт.

Основное применение IGBT транзисторов — это импульсные регуляторы тока, частотно-регулируемые приводы, инверторы.

Широкое применение igbt транзисторы нашли в схемах управления импульсной лампы во внешних вспышках для зеркальных фотоаппаратов, управлении мощным электроприводом, в источниках сварочного тока, источниках бесперебойного питания и т.д.

Пример реализации схемы управления импульсной лампой во внешней вспышке Nissin Di 866 на igbt транзисторе RJP4301 купить который можно в нашем магазине.

IGBT: часто задаваемые вопросы (FAQ)

Компании начинают осознавать потенциал новых рынков и возможности получения доходов от переработки, поскольку они исследуют более комплексную модель «кремний для обслуживания», которая охватывает центр обработки данных и мобильный терминал. В частности, с сокращением ASP (средние цены продажи) и все более непомерно высокими затратами на проектирование на все более низких узлах многие компании ищут новые источники дохода в широком диапазоне вертикалей, включая Интернет вещей (IoT).

Однако с учетом того, что количество установок Интернета вещей, как ожидается, будет увеличиваться примерно на 15–20% ежегодно до 2020 года, безопасность в настоящее время воспринимается как серьезная возможность, так и серьезная проблема для полупроводниковой промышленности.

Помимо услуг, концепция оборудования с открытым исходным кодом (OSH) и построения микросхем из разукрупненных, предварительно проверенных чиплетов начинает набирать обороты, поскольку компании стремятся сократить расходы и сократить время вывода на рынок гетерогенных конструкций.

Конкретные стратегии раскрытия всего потенциала кремния и услуг, несомненно, будут различаться, поэтому для нас важно исследовать будущее, в котором полупроводниковые компании, а также различные отрасли, организации и правительственные учреждения будут играть открытую и совместную роль в помогая устойчиво монетизировать как микросхемы, так и услуги.

В 2016 и 2017 годах продолжались быстрые приобретения и консолидация отрасли:

  • Компания Analog Devices приобрела Linear Technology
  • Infineon приобрела International Rectifier
  • Компания ROHM приобрела Powervation
  • .
  • Renesas приобрела Intersil

Крупные производители полупроводников позиционируют себя, чтобы лучше конкурировать в нескольких вертикалях, включая облачные вычисления, искусственный интеллект (AI) и беспилотные автомобили.Согласно KPMG, многие компании все чаще рассматривают слияния и поглощения (M&A) как единственный способ стимулировать рост реальной выручки, делая новый акцент на вопросе «производить или покупать», при этом многие выбирают ответ «покупать».

В то же время расходы на разработку микросхем продолжали расти и существенно влияли на количество разработок в усовершенствованных узлах. В частности, общее количество запусков SoC с расширенной производительностью многоядерных процессоров в первый раз практически не изменилось и выросло лишь незначительно за последние пять лет.Хотя цены на дизайн неуклонно растут с 40 нм, аналитиков больше всего беспокоит увеличение стоимости дизайна на 7 и 5 нм.

Рич Вавжиняк, старший аналитик Semico Research, подтверждает, что начало проектирования, превышающее 10 нм, будет сдерживаться ростом затрат на разработку. Хотя общее количество проектов, которые переносятся на новые узлы, может не сильно отличаться от предыдущих обновлений геометрии процесса, Вавжиняк говорит, что сроки для таких переходов большинством компаний будут более продолжительными.

Совершенно очевидно, что необходимы новые модели как для НИОКР, так и для доходов, поскольку усиление консолидации отрасли и ослабление АСП в долгосрочной перспективе невозможно. Именно поэтому отрасль стремится к Интернету вещей для создания дополнительных потоков доходов, и аналитики McKinsey Global Institute (MGI) оценивают, что IoT может иметь ежегодный экономический эффект от 3,9 до 11,1 триллиона долларов к 2025 году по нескольким вертикалям. Однако с учетом того, что количество установок Интернета вещей, как ожидается, будет увеличиваться примерно на 15–20% в год до 2020 года, безопасность считается как серьезной возможностью, так и проблемой для полупроводниковых компаний.

Таким образом, MGI рекомендует создавать решения безопасности, которые позволяют компаниям, производящим полупроводники, расширяться в смежные области бизнеса и разрабатывать новые бизнес-модели. Например, компании могут помочь создать предложения по обеспечению сквозной безопасности, которые необходимы для успеха Интернета вещей. В идеале, по мнению MGI, отрасль должна играть ведущую роль при разработке таких предложений, чтобы гарантировать, что они получат свою справедливую долю в цепочке создания стоимости.

С нашей точки зрения, решения для сквозной безопасности Интернета вещей, развернутые как платформа как услуга (PaaS), имеют решающее значение для помощи полупроводниковым компаниям в получении возобновляемых доходов от реализации конкретных услуг.Для клиентов PaaS предлагает простой способ безопасной разработки, запуска и управления приложениями и устройствами без сложностей, связанных с построением и обслуживанием сложной инфраструктуры.

Такие решения безопасности, которые также могут использовать аппаратный корень доверия, должны поддерживать идентификацию устройства и взаимную аутентификацию (верификацию), регулярные проверки аттестации, безопасные обновления устройств по беспроводной сети (OTA), аварийное восстановление и ключ управление, а также вывод из эксплуатации и переназначение ключей для лучшего управления устройствами и предотвращения различных атак, включая распределенный отказ в обслуживании (DDoS).

Умные города

Недоступные микросхемы — такие как микросхемы, встроенные в инфраструктуру интеллектуального города Интернета вещей — могут предложить полупроводниковым компаниям возможность реализовать долгосрочную модель PaaS «кремний для обслуживания». Действительно, инфраструктура будущего умного города почти наверняка будет спроектирована с использованием микросхем в труднодоступных местах, включая подземные водопроводные трубы, воздуховоды для кондиционирования воздуха, а также под улицами и на парковках.

Интеллектуальное уличное освещение, отзывчивые вывески и маячки Bluetooth нового поколения также требуют перспективных решений, чтобы избежать постоянного физического обслуживания и обновлений.Следовательно, микросхема, обеспечивающая питание инфраструктуры умного города, должна поддерживать безопасную конфигурацию функций в полевых условиях, а также различные услуги на основе PaaS, такие как расширенная аналитика, предупреждения о профилактическом обслуживании, алгоритмы самообучения и интеллектуальное проактивное взаимодействие с клиентами.

Умные дома

Прогнозируется, что к 2020 году глобальный рынок умного дома достигнет стоимости не менее 40 миллиардов долларов. По данным Markets and Markets, рост пространства умного дома можно объяснить множеством факторов, в том числе значительными достижениями в секторе Интернета вещей; возрастающие требования к удобству, безопасности и защищенности потребителей; более выраженная потребность в энергосберегающих решениях с низким уровнем выбросов углерода.Однако, как мы уже обсуждали ранее, крайне важно обеспечить реализацию безопасности Интернета вещей на этапе проектирования продукта, чтобы предотвратить использование злоумышленниками устройств умного дома и прерывание обслуживания.

В дополнение к потенциально прибыльным возможностям кибербезопасности для полупроводниковых компаний, устройства умного дома обещают создать повторяющиеся потоки доходов для поддержки устойчивой модели «кремний для обслуживания». В качестве примера Кристопер Дин из MarketingInsider выделяет популярные устройства Echo от Amazon.Поскольку уже продано не менее 15 миллионов Echo, пользователи Echo, скорее всего, станут активными потребителями Amazon, используя устройство для отслеживания списков желаний и поиска товаров, которые им впоследствии предлагается купить. Между тем, Nest использует данные термостата в качестве платформы для предложения услуг по управлению энергопотреблением коммунальным компаниям в Соединенных Штатах, при этом компании платят за значимую и действенную информацию о клиентах по подписке.

Автомобильная промышленность

По данным IC Insights, в период с 2016 по 2021 год продажи микросхем для автомобильных систем и Интернета вещей будут расти на 70% быстрее, чем общие доходы от IC.В частности, продажи интегральных схем для автомобилей и других транспортных средств, по прогнозам, вырастут с 22,9 млрд долларов в 2016 году до 42,9 млрд долларов в 2021 году, а доходы от функциональности Интернета вещей увеличатся с 18,4 млрд долларов в 2016 году до 34,2 млрд долларов в 2021 году.

Прогнозируемый рост продаж автомобильных микросхем неудивителен, поскольку современные автомобили по сути представляют собой сеть сетей, оснащенных рядом встроенных методов и возможностей связи. Однако это означает, что автомобили теперь более уязвимы для кибератак, чем когда-либо прежде.

Потенциальные уязвимости системы безопасности включают незащищенную связь между транспортными средствами, несанкционированный сбор информации о водителе или пассажирах, захват контроля над критически важными системами, такими как тормоза или акселераторы, перехват данных транспортного средства, вмешательство в работу сторонних ключей и изменение избыточного кода. обновления прошивки по воздуху (OTA). Что касается последнего, производители автомобилей сейчас сосредоточены на предоставлении безопасных обновлений OTA для различных систем, при этом глобальный рынок автомобильных обновлений OTA, по прогнозам, будет расти со среднегодовым темпом роста 18.2% с 2017 по 2022 год и достигнет 3,89 миллиарда долларов к 2022 году.

Производители автомобилей также работают над тем, чтобы в цепочке поставок транспортных средств не было украденных и контрафактных компонентов. Тем не менее, широкий спектр устройств с серого рынка все еще можно найти для питания дорогостоящих модулей, таких как бортовые информационно-развлекательные системы и фары, а также в критически важных системах безопасности, включая модули подушек безопасности, тормозные модули и органы управления трансмиссией. Таким образом, защита периферийных устройств и компонентов транспортных средств от несанкционированного доступа путем внедрения ряда многоуровневых аппаратных и программных решений безопасности стала приоритетной задачей для ряда производителей автомобилей.

Помимо внедрения многоуровневых решений безопасности, полупроводниковая промышленность явно выиграет от принятия подхода IoT «как услуга» к автомобильному сектору. Например, компании могут развернуть сенсорные автомобильные системы, которые заблаговременно обнаруживают потенциальные проблемы и неисправности. Это решение, которое в наиболее оптимальной конфигурации сочетает в себе микросхемы и услуги, может быть продано как аппаратный и программный продукт или развернуто как услуга с ежемесячной или ежегодной абонентской платой.

Медицина и здравоохранение

Имплантированные медицинские устройства с длительным сроком службы, несомненно, потребуют от полупроводниковой промышленности высокой степени готовности к будущему, чтобы избежать частых физических обновлений и технического обслуживания. Срихари Яманур, специалист по дизайну в области исследований и разработок в Stellartech Research Corp., отмечает, что медицинские устройства в конечном итоге будут адаптированы для удовлетворения потребностей отдельных пациентов, что приведет к расширению применения точной медицины.

Кроме того, ожидается, что отрасль медицинского страхования будет использовать машинное обучение для оптимизации и снижения стоимости медицинского обслуживания, в то время как цифровые медицинские устройства также будут использоваться страховой отраслью для выявления пациентов из группы риска и оказания помощи.Поэтому медицинские устройства, особенно имплантируемые модели, должны быть спроектированы таким образом, чтобы поддерживать «модель перехода от кремния к услугам» через конфигурацию функций на местах и ​​безопасные обновления OTA, а также услуги на основе PaaS, включая сбор и анализ соответствующих данных; проактивное обслуживание, продвинутые алгоритмы; и интуитивно понятный интерфейс как для пациентов, так и для врачей.

Аппаратное обеспечение с открытым исходным кодом и дезагрегированные чиплеты

Наряду с услугами, оборудование с открытым исходным кодом, предлагаемое такими организациями и компаниями, как RISC-V и SiFive, начало положительно влиять на индустрию полупроводников, поощряя инновации, сокращая затраты на разработку и ускоряя время вывода продукта на рынок.

Успех программного обеспечения с открытым исходным кодом — в отличие от закрытого, огороженного сада — продолжает создавать важный прецедент для полупроводниковой промышленности. Столкнувшись с непомерно высокими затратами на разработку, ряд компаний предпочитают избегать ненужных сборщиков дорожных сборов, уделяя больше внимания архитектуре с открытым исходным кодом, поскольку они работают над созданием новых потоков доходов, ориентированных на услуги.

Помимо аппаратного обеспечения с открытым исходным кодом, концепция построения кремния из предварительно проверенных чиплетов начинает набирать обороты, поскольку полупроводниковая промышленность движется к снижению затрат и сокращению времени вывода на рынок гетерогенных конструкций.По словам Энн Стефора Мутчлер из Semiconductor Engineering, концепция чиплета некоторое время находилась в стадии разработки, хотя исторически она воспринималась как потенциальное направление будущего, а не реальное решение в тени убывающего закона Мура. Это восприятие начинает меняться по мере увеличения сложности конструкции, особенно в усовершенствованных узлах (10/7 нм), а также по мере объединения новых рынков, требующих частично настраиваемых решений.

Концепция предварительно проверенных чиплетов вызвала интерес U.Агентство перспективных исследовательских проектов S. Defense (DARPA), которое недавно развернуло свою программу Общей гетерогенной интеграции и стратегий повторного использования IP (CHIPS). В сотрудничестве с полупроводниковой промышленностью для успешной реализации CHIPS будет виден ряд IP-блоков, подсистем и микросхем, объединенных на переходнике в корпусе, подобном 2.5D.

Инициатива CHIPS заняла центральное место в августе 2017 года, когда участники из военного, коммерческого и академического секторов собрались в штаб-квартире DARPA на официальном стартовом совещании по программе Агентства по стратегии общей гетерогенной интеграции и повторного использования интеллектуальной собственности (ИС).

Как сообщил на конференции д-р Дэниел Грин из DARPA, программа направлена ​​на разработку новой технологической структуры, в которой различные функции и блоки интеллектуальной собственности, в том числе хранение данных, вычисления, обработка сигналов, а также управление формой и потоком данных — можно разделить на небольшие чиплеты. Затем их можно смешивать, сопоставлять и комбинировать на промежуточном элементе, что-то вроде соединения частей головоломки. Фактически, говорит Грин, вся обычная печатная плата с множеством различных, но полноразмерных микросхем в конечном итоге может быть уменьшена до гораздо меньшего промежуточного устройства, содержащего кучу, но гораздо меньших микросхем.

Согласно DARPA, конкретные технологии, которые могут появиться в результате инициативы CHIPS, включают компактную замену целых печатных плат, сверхширокополосные радиочастотные (RF) системы и системы быстрого обучения для извлечения интересной и действенной информации из гораздо больших объемов обычных данных. .

Возможно, неудивительно, что полупроводниковая промышленность уже рассматривает дезагрегированный подход в виде микросхем SerDes и специализированных маломощных интерфейсов «кристалл-кристалл» для конкретных приложений.Безусловно, жизнеспособное разделение кремниевых компонентов может быть достигнуто путем перемещения высокоскоростных интерфейсов, таких как SerDes, на отдельные кристаллы в виде микросхем SerDes, смещения IP аналогового датчика на отдельные аналоговые микросхемы и реализации перехода кристалла с очень низким энергопотреблением и малой задержкой. die интерфейсы через MCM или через переходник с использованием технологии 2.5D.

Помимо использования заведомо исправной матрицы для SerDes в более зрелых узлах (N-1) или наоборот, ожидается, что дезагрегация упростит создание нескольких SKU при оптимизации затрат и снижении риска.Точнее, дезагрегация приведет к разбивке SoC на более высокопроизводительные и меньшие матрицы и позволит компаниям создавать определенные конструкции с несколькими вариантами. Действительно, интерфейсы «от кристалла к кристаллу» могут более легко адаптироваться к различным приложениям, связанным с памятью, логикой и аналоговыми технологиями. Кроме того, для интерфейсов «от кристалла к кристаллу» не требуется согласованной скорости линии / передачи и количества дорожек, в то время как FEC может потребоваться, а может и не потребоваться в зависимости от требований к задержке.

Следует отметить, что несколько компаний активно занимаются агрегацией SoC / ASIC для коммутаторов и других систем.Точно так же полупроводниковая промышленность разрабатывает ASIC с интерфейсами «кристалл-кристалл» на ведущих узлах FinFET, в то время как по крайней мере один серверный чип следующего поколения разрабатывается с дезагрегированным вводом-выводом на отдельном кристалле.

Заключение

За последние пять лет полупроводниковая промышленность столкнулась с множеством сложных проблем. К ним относятся увеличение затрат на разработку, размытие ASP, насыщение рынка и повышенная, но неустойчивая деятельность по слияниям и поглощениям. В течение 2018 года полупроводниковая промышленность продолжает стремиться к возвращению к стабильности и органическому росту в рамках параметров новой бизнес-парадигмы, одновременно жизнеспособной и основанной на сотрудничестве.В этом контексте компании, производящие полупроводники, осознают потенциал новых рынков и возможности получения доходов в нисходящем направлении, поскольку они исследуют более комплексную модель «от кремния к услугам», которая охватывает центр обработки данных и мобильную периферию.

Сюда входят решения для сквозной безопасности IoT и услуги на основе PaaS, такие как конфигурация функций на месте, расширенная аналитика, предупреждения о профилактическом обслуживании, алгоритмы самообучения и интеллектуальное упреждающее взаимодействие с клиентами. Помимо услуг, концепция аппаратного обеспечения с открытым исходным кодом и построения микросхем из разукрупненных, предварительно проверенных чиплетов начинает набирать обороты, поскольку компании переходят к сокращению затрат и сокращению времени вывода на рынок гетерогенных конструкций.

Конкретные стратегии раскрытия всего потенциала полупроводников, несомненно, будут различаться, поэтому для нас важно исследовать будущее, в котором отрасль, наряду с различными исследовательскими организациями и государственными учреждениями, будет играть открытую и совместную роль в содействии устойчивой монетизации и кремний, и сервисы.

Для получения дополнительной информации по этой теме посетите сайт Rambus.

Шрикант Лохокаре, доктор философии, является вице-президентом и исполнительным директором Global Semiconductor Alliance в Северной Америке.

MOSFET / IGBT — ADVANCED Motion Controls

История

До того, как в 1960-х годах впервые были представлены полевые МОП-транзисторы, биполярные транзисторы были единственными мощными транзисторами на рынке. Юлиус Лилиенфельд на самом деле описал устройство, чрезвычайно похожее на полевой транзистор, в 1926 году, за много лет до того, как был представлен даже биполярный транзистор, но его так и не выпустили, потому что в нем не было необходимости в главном нововведении того времени: телефоне. Биполярные транзисторы управляются по току, требуют высокого базового тока для включения и несут ответственность за большое количество теплового разгона.МОП-транзисторы предоставляют те же возможности, что и биполярные транзисторы, но управляются напряжением на выводе затвора, а не током, что позволяет им использовать гораздо меньше энергии для включения. MOSFET-транзисторы могли быть намного меньше, чем биполярные транзисторы, иметь более высокую скорость переключения, допускать гораздо более высокую плотность и минимизировать тепловой пробой. Небольшой размер силовых транзисторов MOSFET позволил создать интегральные схемы с высокой плотностью размещения, такие как микросхемы памяти и микропроцессоры, которые произвели революцию в электронной промышленности.

В 1980-х годах IGBT были представлены как нечто среднее между биполярными и MOSFET-транзисторами. Потребность в более эффективном и мощном транзисторе возникла, когда GE попросила Bantval Baliga сделать блоки кондиционирования воздуха более энергоэффективными, поскольку полевые МОП-транзисторы того времени не могли эффективно работать при таких высоких напряжениях. Балига объединил входные характеристики биполярного транзистора с выходными характеристиками полевого МОП-транзистора, чтобы создать транзистор, который мог бы эффективно работать при более высоких напряжениях и температурах, сохраняя при этом энергию.

Инновации будущего

Бантвал Джаянт Балига, изобретатель IGBT, теперь стремится произвести революцию и заменить IGBT и MOSFET силовыми транзисторами из карбида кремния. Во время исследования в Университете штата Северная Каролина Балига обнаружил, что карбид кремния оказался более чем в 100 раз более эффективным, чем кремний, который входит в стандартную комплектацию MOSFET и IGBT. Карбид кремния позволяет транзисторам переключаться быстрее и выдерживать экстремально высокие температуры, и ожидается, что он станет чрезвычайно полезным при производстве автономных транспортных средств, где электроника должна быть прочной и способной выдерживать высокие температуры.Однако карбидокремниевые транзисторы имеют гораздо более высокую цену, чем кремниевые IGBT, и не доказали свою экономическую устойчивость для большинства производителей электроники даже с их повышенной энергоэффективностью и прочностью. По оценкам, одни только IGBT сэкономили 25 триллионов долларов за счет повышения энергоэффективности, транзисторы из карбида кремния, вероятно, могут проложить путь к снижению нашего энергопотребления и уменьшению потребности в ископаемом топливе.

Биполярный транзистор с изолированным затвором | IGBT

IGBT — относительно новое устройство в силовой электронике, и до появления IGBT, силовые полевые МОП-транзисторы и силовые биполярные транзисторы были широко распространены в приложениях силовой электроники.Оба эти устройства обладали некоторыми достоинствами и одновременно недостатками. С одной стороны, у нас были плохие характеристики переключения, низкий входной импеданс, вторичный пробой и управляемый током Power BJT, а с другой — отличные характеристики проводимости. Точно так же у нас были отличные характеристики переключения, высокий входной импеданс, PMOSFET, управляемые напряжением, которые также имели плохие характеристики проводимости и проблемные паразитные диоды при более высоких номиналах. Хотя униполярный характер PMOSFET приводит к малому времени переключения, он также приводит к высокому сопротивлению в открытом состоянии при увеличении номинального напряжения.

Таким образом, возникла потребность в таком устройстве, которое обладало бы достоинствами как PMOSFET, так и Power BJT, и это было тогда, когда IGBT был представлен примерно в начале 1980-х годов и стал очень популярным среди инженеров силовой электроники из-за своих превосходных характеристик. IGBT имеет PMOSFET, как входные характеристики, и Power BJT, как выходные характеристики, и, следовательно, его символ также является объединением символов двух родительских устройств. Три терминала IGBT — это затвор, коллектор и эмиттер. На рисунке ниже показан символ IGBT.
БТИЗ
известен также под различными другими названиями, такими как: Металлооксидный транзистор с изолированным затвором (MOSIGT), полевой транзистор с модуляцией усиления (GEMFET), полевой транзистор с кондуктивной модуляцией (COMFET), транзистор с изолированным затвором (IGT).

Структура IGBT

Структура IGBT очень похожа на структуру PMOSFET, за исключением одного слоя, известного как инжекционный слой, который является p + в отличие от подложки n + в PMOSFET. Этот слой инжекции является ключом к превосходным характеристикам IGBT.Остальные слои называются дрейфом и областью тела. Два соединения обозначены J 1 ​​ и J 2 . На рисунке ниже показана структура n-канального IGBT.

При внимательном изучении структуры мы обнаружим, что существует n-канальный MOSFET и два BJT-Q 1 ​​ и Q 2 , как показано на рисунке. Q 1 ​​ — это p + n p BJT, а Q 2 — n pn + BJT. R d — это сопротивление, обеспечиваемое областью сноса, а R b — сопротивление, обеспечиваемое p-областью тела.Мы можем заметить, что коллектор Q 1 ​​ такой же, как база Q 2 , а коллектор Q 2 такой же, как база Q 1 ​​. Следовательно, мы можем прийти к модели эквивалентной схемы IGBT, как показано на рисунке ниже.

Два транзистора, соединенные задними сторонами друг к другу, образуют паразитный тиристор, как показано на рисунке выше.

N-канальный IGBT включается, когда коллектор находится под положительным потенциалом по отношению к эмиттеру и затвору, а также с достаточным положительным потенциалом (> V GET ) по отношению к излучаемому.Это условие приводит к образованию инверсионного слоя непосредственно под затвором, что приводит к образованию канала, и ток начинает течь от коллектора к эмиттеру.

Коллекторный ток I c в IGBT состоит из двух компонентов — I e и I h . I e — это ток из-за инжектированных электронов, протекающих от коллектора к эмиттеру через инжекционный слой, дрейфовый слой и, наконец, сформированный канал. I h — это дырочный ток, протекающий от коллектора к эмиттеру через Q 1 ​​ и сопротивление тела R b .Следовательно,

, хотя I h почти несущественно и, следовательно, I c ≈ I e .
В IGBT наблюдается своеобразное явление, известное как фиксация IGBT. Это происходит, когда ток коллектора превышает определенное пороговое значение (I CE ). При этом паразитный тиристор защелкивается, и вывод затвора теряет контроль над током коллектора, и IGBT не выключается, даже когда потенциал затвора снижается ниже V GET . Теперь для отключения IGBT нам понадобится типовая схема коммутации, как и в случае принудительной коммутации тиристоров.Если устройство не выключить как можно скорее, оно может быть повреждено.

Характеристики IGBT

Статические ВАХ IGBT

На рисунке ниже показаны статические ВАХ n-канального IGBT вместе с принципиальной схемой с отмеченными параметрами.

График аналогичен графику BJT, за исключением того, что параметр, который сохраняется постоянным для графика, равен V GE , потому что IGBT — это устройство, управляемое напряжением, в отличие от BJT, которое является устройством, управляемым током.Когда устройство находится в режиме ВЫКЛ (V CE положительный и V GE GET ) обратное напряжение блокируется J 2 , а когда оно смещено в обратном направлении, то есть V CE отрицательно, J 1 ​​ блокирует напряжение.

Передаточные характеристики IGBT

На рисунке ниже показана передаточная характеристика IGBT, которая в точности совпадает с PMOSFET. IGBT находится во включенном состоянии только после того, как V GE превышает пороговое значение V GET .

Характеристики переключения IGBT

На рисунке ниже показана типичная характеристика переключения IGBT .

Время включения t на , как обычно, состоит из двух составляющих: времени задержки (t dn ) и времени нарастания (t r ). Время задержки определяется как время, в течение которого ток коллектора возрастает от тока утечки I CE до 0,1 I C (конечный ток коллектора), а напряжение коллектора-эмиттера падает с V CE до 0.9В CE . Время нарастания определяется как время, в течение которого ток коллектора повышается с 0,1 I C до I C , а напряжение коллектора-эмиттера падает с 0,9 В CE до 0,1 В CE .

Время выключения t off состоит из трех компонентов: времени задержки (t df ), начального времени спада (t f1 ) и конечного времени спада (t f2 ). Время задержки определяется как время, когда ток коллектора падает с I C до 0,9 I C и V CE начинает расти.Время начального спада — это время, в течение которого ток коллектора падает с 0,9 I C до 0,2 I C , а напряжение коллектора-эмиттера повышается до 0,1 В CE . Окончательное время спада определяется как время, в течение которого ток коллектора падает с 0,2 I C до 0,1 I C и 0,1 В CE повышается до конечного значения V CE .

Преимущества и недостатки IGBT

Преимущества: —
Преимущества IGBT показаны ниже

  • Низкие требования к приводу затвора
  • Низкие коммутационные потери
  • Требования к малой демпфирующей схеме
  • Высокое входное сопротивление
  • Устройство, управляемое напряжением
  • Температурный коэффициент сопротивления включенного состояния положительный и меньше, чем у PMOSFET, следовательно, меньше падение напряжения во включенном состоянии и потери мощности.
  • Повышенная проводимость благодаря биполярному характеру
  • Лучшая безопасная рабочая зона

Недостатки: —
Недостатки IGBT проявляются ниже

  • Стоимость
  • Проблема фиксации
  • Большое время выключения по сравнению с PMOSFET
Базовая структура

и ее преимущества

Биполярный транзистор с изолированным затвором

Термин IGBT — это сокращенная форма биполярного транзистора с изолированным затвором, это трехконтактное полупроводниковое устройство с огромной биполярной токоведущей способностью.Многие разработчики думают, что IGBT имеет биполярное устройство CMOS i / p и биполярное o / p, управляемое напряжением. Таким образом, это устройство спроектировано так, чтобы использовать преимущества как BJT, так и MOSFET устройств в виде монолита. Он сочетает в себе лучшие качества обоих для достижения характеристик оптимального устройства.

Это устройство подходит для нескольких приложений, таких как использование в силовой электронике, в частности, в ШИМ (широтно-импульсная модуляция), ИБП (источники бесперебойного питания), SMPS (импульсные источники питания) и других силовых цепях.Это увеличивает эффективность, динамические характеристики и снижает уровень слышимого шума. Он аналогичным образом устанавливается в цепи преобразователя резонансного режима. Оптимизированный IGBT доступен как для низких потерь переключения, так и для низких потерь проводимости.

Что такое IGBT?

IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) представляет собой трехконтактный электронный компонент, который называется эмиттером, коллектором и затвором. Два из его вывода, а именно коллектор и эмиттер, связаны с трактом проводимости, а оставшийся вывод «G» связан с его управлением.Суммарное усиление, достигаемое IGBT, представляет собой соотношение между его входным и выходным сигналами. Для обычного BJT величина усиления почти равна отношению тока o / p к току i / p, который называется бета-коэффициентом.

IGBT Symbol

Для полевого МОП-транзистора (металлооксидного полупроводникового полевого транзистора) отсутствует ток i / p, поскольку вывод затвора изолирован от основного токоведущего канала. Таким образом, усиление полевого транзистора равно усилению полевого транзистора, равному отношению изменения тока o / p к изменению i / pv. Тогда IGBT можно рассматривать как силовой BJT, а базовый ток этого транзистора равен обеспечивается полевым МОП-транзистором.IGBT в основном используется в схемах усилителя слабого сигнала, таких как BJT или MOSFET. Когда транзистор объединяет более низкие потери проводимости BJT и MOSFET, получается идеальный твердотельный переключатель, который идеально подходит для различных приложений силовой электроники.

IGBT просто переключается в положение «ВКЛ» и «ВЫКЛ» путем срабатывания и отключения клеммы затвора. Постоянный + Ve сигнал напряжения i / p на «G» и «E» будет удерживать устройство в состоянии «ON», в то время как вычитание i / p-сигнала заставит его выключить, как BJT или MOSFET. .

Базовая структура IGBT

Базовая структура N-канального IGBT показана ниже. Эта структура очевидна, поскольку поперечное сечение кремния IGBT почти равно поперечному сечению вертикального силового MOSFET, за исключением инжектирующего слоя P +. Он имеет ту же структуру MOS gate & P-wells с областями источника N +. В следующей структуре слой N +, расположенный вверху, называется источником, а нижний слой — стоком или коллектором.

Базовая структура N-канального БТИЗ

БТИЗ с паразитным тиристором включает 4-слойные структуры NPN.Есть некоторые IGB, которые изготавливаются без буферного слоя N +, называемые NPT IGBTS non punch through), тогда как некоторые IGBT изготавливаются с буферным слоем N +, называемые PT IGBT (punch through). Производительность устройства может значительно увеличиться за счет наличия буферного слоя. IGBT работает быстрее, чем силовой BJT, чем силовой MOSFET.

Принципиальная схема IGBT

Основываясь на базовой структуре IGBT, можно нарисовать простую схему с использованием транзисторов PNP и NPN, JFET, OSFET, которые показаны на рисунке ниже.Коллекторный вывод NPN-транзистора соединен с базовым выводом PNP через JFET-транзистор. Эти транзисторы обозначают паразитный тиристор, который создает регенеративную цепь обратной связи. Резистор RB означает замыкание выводов база-эмиттер NPN-транзистора, чтобы гарантировать, что тиристор не защелкнется, что приведет к защелкиванию IGBT.

Принципиальная схема IGBT

JFET-транзистор означает построение тока b / n любых двух соседних ячеек IGBT.Он позволяет использовать полевой МОП-транзистор и поддерживает большую часть напряжения. Ниже показан символ схемы для IGBT, который состоит из трех выводов, а именно эмиттера, затвора и коллектора. Поведение при переключении IGBT

Поведение при переключении IGBT

Эти устройства в основном используются в качестве переключателей, например, в преобразователях частоты и прерывателях, Вариант диода наиболее важен, потому что, когда переключение IGBT выключено, ток определяется нагрузкой, которая во многих случаях является индуктивной.

При подключении соответствующих диодов допускается протекание тока. Когда этот транзистор снова включается, ток, протекающий в диоде, сначала работает как короткое замыкание. Напряжение можно заблокировать, сняв сохраненное напряжение. Это выглядит как добавленный к току нагрузки избыточный ток, который называется током обратного восстановления диода «Irr». Максимум Irr возникает (di / dt = 0), когда количество внезапных напряжений через IGBT и диод соответствует напряжению питания. Когда IGBT включен, ток изменяется, что приводит к возникновению точки перенапряжения за счет изменения тока в зависимых индуктивностях, согласующегося с ∆VCE = Lσ × di / d

NPT-IGBT и PT-IGBT

NPT и PT-IGBT разработаны IXYS Corporation.Физическая конструкция БТИЗ NPT и PT показана ниже. Структура PT состоит из дополнительного буферного слоя, который выполняет две функции, а именно: 1) Отказ можно избежать путем сквозного действия, так как этот слой контролирует расширение области истощения при приложенном высоком напряжении. 2) .Ток отказа может быть уменьшен, когда он отключается, и сокращает время спада IGBT, потому что отверстия, вставленные коллектором P +, не полностью рекомбинируют в этом слое.

NPT-IGBT и PT-IGBT

Основы NPT-IGBT, IXYS Corporation 4 IXAN0063 и Abdus Sattar имеют одинаковое напряжение пробоя, и они применимы для приложений переменного тока.PT-IGBT имеют меньшее напряжение пробоя, и это актуально для цепей постоянного тока, где эти устройства не являются необходимыми для поддержки напряжения в обратном направлении.

Разница между NPT-IGBT и PT-IGBT

Это устройство, управляемое напряжением, и ему требуется небольшое напряжение на выводе затвора, чтобы поддерживать проводимость через устройство.

Это однонаправленное устройство, потому что оно может изменять ток только в прямом направлении, то есть от коллектора к эмиттеру.

Разница между NPT-IGBT и PT-IGBT

Принцип работы BJT очень похож на N-канальный MOSFET.Основное различие заключается в том, что ток, существующий в проводящем канале, когда ток подается через устройство в его состоянии включения, очень мал в IGBT, по этой причине номинальные токи высоки при согласовании с MOSFET.

Преимущества и недостатки IGBT

Основными преимуществами IGBT по сравнению с различными типами транзисторов являются низкое сопротивление в открытом состоянии, высокая емкость по напряжению, быстрая скорость переключения, простота управления и соединение с нулевым током управления затвором, что создает хороший вариант для разумного скорость и различные высоковольтные приложения, такие как PWM, SMPS, регулировка скорости, преобразователь переменного тока в постоянный, питаемый от солнечной батареи, и приложения преобразователя частоты, работающие с сотнями кГц.

Основные недостатки: Скорость переключения ниже для Power MOSFET и выше для BJT. Коллекторный ток, следующий из-за неосновных носителей заряда, приводит к низкой скорости выключения. 2. Существует вероятность защелкивания из-за внутренней структуры тиристора PNPN.

Таким образом, речь идет о работе IGBT и приложениях IGBT. Мы заметили, что IGBT — это полупроводниковое переключающее устройство, которое имеет характеристику o / p, как у BJT, но управляется как MOSFET.Мы уверены, что вы лучше понимаете эту концепцию. Кроме того, любые сомнения относительно приложений IGBT или электрических и электронных проектов, пожалуйста, дайте свой отзыв, комментируя в разделе комментариев ниже. Вот вам вопрос, в чем разница между BJT, MOSFET и IGBT?

Фото:

Различия между биполярным транзистором с изолированным затвором IGBT и MOSFET

MOSFET по сравнению с IGBT

В современном мире существует большое количество полупроводниковых, переключаемых транзисторов питания для выполнения операций переключения в силовые электронные системы.Все они имеют свои собственные характеристики с точки зрения тока, напряжения, скорости переключения, нагрузки, схемы драйвера и температуры. У каждого есть свои ограничения и преимущества, но его использование зависит от требований приложения.

В большинстве коммутационных приложений металл-оксидный полупроводниковый транзистор с полевым эффектом (MOSFET) и биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT) преобладают по сравнению с другими переключающими устройствами из-за их превосходных характеристик. Эти приложения включают источники бесперебойного питания (ИБП), солнечные инверторы и преобразователи, различные системы драйверов двигателей, приложения на основе технологии широтно-импульсной модуляции (ШИМ), импульсные источники питания (SMPS) и т. Д.

Давайте посмотрим на заметные различия, которые делают эти коммутационные устройства подходящими для соответствующих приложений. В этом отношении уместно описание следующих двух переключающих устройств.

Высоковольтный силовой полевой МОП-транзистор

Силовой МОП-транзистор

МОП-транзистор — это наиболее часто используемое переключающее устройство, которое представляет собой силовое устройство, управляемое напряжением, в отличие от BJT, которое представляет собой устройство, управляемое током. MOSFET — это слаботочное, низковольтное и высокочастотное коммутационное устройство.Он состоит из трех выводов: затвора, стока и истока. Он поставляется с двумя различными режимами: режимами улучшения и истощения, и полевые МОП-транзисторы могут быть P-канальными или N-канальными полевыми МОП-транзисторами. МОП-транзисторы различаются в зависимости от уровня напряжения на клемме затвора.

В режиме обеднения максимальная проводимость имеет место между истоком и стоком, если нет напряжения на выводе затвора, тогда как положительное или отрицательное напряжение на затворе снижает проводимость. В режиме улучшения полевой МОП-транзистор не проводит ток, если на клемме затвора нет напряжения, а если напряжение больше, имеет место проводимость.

Если положительное напряжение больше порогового уровня, приложенного между затвором и истоком, то оно создает проводящий слой за счет накопления электронов. Этот слой формируется между оксидным слоем и слоем P-подложки, отталкивая дырки от P-подложки и притягивая электроны в N-слое. С увеличением напряжения между затвором и истоком размер этого проводящего слоя увеличивается, что приводит к протеканию большего тока от истока к стоку. Таким образом, полевой МОП-транзистор переходит в режим проводимости за счет приложения напряжения между затвором и истоком.

МОП-транзистор можно отключить, уменьшив напряжение затвор-исток ниже порогового уровня. Иногда для его запуска требуется ток BJT, хотя MOSFET является переключателем, управляемым напряжением. Он также имеет диод со стоком на корпусе, который полезен при работе с приложениями с током свободного хода. Поскольку его сопротивление в открытом состоянии низкое, потери в открытом состоянии также ниже. МОП-транзисторы могут работать при высоких частотах и ​​низких напряжениях и идеально подходят для более быстрых операций переключения с низкими перепадами напряжения.Но они ограничены использованием при более высоких рабочих напряжениях в диапазоне около 500 В.

IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором)

IGBT спроектирован путем объединения функций как MOSFET, так и BJT в монолитной форме. Поскольку BJT имеют высокую пропускную способность по току, а управление MOSFET легко, IGBT предпочтительны для приложений средней и высокой мощности. Это устройство с неосновным носителем заряда и имеет высокий входной импеданс.

Биполярный транзистор с изолированным затвором

Он имеет три вывода: эмиттер, коллектор и затвор.Затвор является управляющим выводом, тогда как выводы коллектора и эмиттера связаны для пути проводимости. IGBT — это четырехслойная структура P-N-P-N, такая же, как у тиристоров. На приведенном ниже рисунке показаны различные слои IGBT, в которых поток электронов через область дрейфа и канал втягивает больше дырок в область дрейфа по направлению к эмиттеру. Поскольку ток состоит из дырок и электронов, ток имеет биполярную природу.

Структура IGBT

Подобно MOSFET, когда прикладывается положительное смещение затвора, он позволяет инвертировать P-базовую область под затвором и создает N-канал.В этом состоянии сопротивление n-слоя быстро уменьшается, когда положительные дырки инжектируются из p + -слоя в n-слой. Это заставляет IGBT обрабатывать больше токов, чем MOSFET, из-за более низких потерь проводимости. Для его выключения — отрицательное смещение на затворе или понижение напряжения затвора до порогового уровня отключает его из-за отсутствия инжекции дырок в N-область.

Разница между биполярным транзистором с изолированным затвором (IGBT) и силовыми полевыми МОП-транзисторами высокого напряжения

  1. MOSFET — это устройство с основным носителем, в котором проводимость осуществляется за счет потока электронов, тогда как IGBT представляет собой поток тока, содержащий как электроны, так и дырки.Как обсуждалось выше, инжекция неосновных носителей (дырок) в область дрейфа значительно снижает напряжение на каскаде из-за модуляции проводимости. Это преимущество низкого падения напряжения в открытом состоянии по сравнению с MOSFET, который представляет собой меньший размер кристалла и менее дорогое устройство.
  2. IGBT состоит из выводов эмиттера, коллектора и затвора, тогда как MOSFET состоит из выводов истока, стока и затвора.
  3. БТИЗ преимущественно используется для приложений с более высоким напряжением, поскольку он униполярен и требует дополнительного диода свободного хода для обратного протекания тока.Из-за этого дополнительного диода на IGBT он дает очень высокую производительность по сравнению с MOSFET.
  4. Структуры MOSFET и IGBT выглядят очень похоже, за исключением P-подложки под N-подложкой. Благодаря этому дополнительному слою проводимость увеличивается за счет инжекции дырок, что также снижает напряжение в открытом состоянии, как обсуждалось выше.
  5. MOSFET рассчитан на напряжение около 600 вольт, тогда как IGBT рассчитан на напряжение в диапазоне около 1400 В. Следовательно, при высоких напряжениях ток становится низким, что в конечном итоге приводит к низким коммутационным потерям.
  6. IGBT предпочтительнее для низкой частоты (менее 20 кГц), высокого напряжения (более 1000 В), небольшой или узкой нагрузки или линейных колебаний; низкий рабочий цикл, высокая рабочая температура; и приложения с номинальной выходной мощностью более 5 кВт; тогда как MOSFET предпочтительнее для широких нагрузок или вариаций линии, низкого напряжения (менее 250 В), больших рабочих циклов и высокочастотных (более 200 кГц) приложений.
  7. Типичные приложения IGBT включают источники бесперебойного питания (ИБП), маломощное освещение, приложения для управления двигателями и сварки, импульсные источники питания (SMPS), зарядку аккумуляторов и т. Д., но по сравнению с MOSFET в некоторых приложениях преобладает IGBT.

Разница между IGBT и MOSFET

На приведенной выше диаграмме вы можете наблюдать некоторые сравнения IGBT и MOSFET на основе их модели с номинальными характеристиками. Следовательно, при выборе переключающих устройств, особенно IGBT и MOSFET, необходимо учитывать более крупные параметры для соответствующих приложений в области силовой электроники. По любым прикладным проектам на этих устройствах вы можете связаться с нами, оставив комментарий ниже.

Пожалуйста, перейдите по этой ссылке, чтобы узнать больше о схеме IGBT.

Фото:

IGBT | Полевые транзисторы с изолированным затвором

Благодаря изолированным затворам, IGFET всех типов имеют чрезвычайно высокий коэффициент усиления по току: не может быть устойчивого тока затвора, если нет непрерывной цепи затвора, в которой ток может непрерывно течь. Таким образом, единственный ток, который мы видим через вывод затвора IGFET, — это любой переходный процесс (кратковременный всплеск), который может потребоваться для зарядки емкости затворного канала и смещения области истощения, когда транзистор переключается из состояния «включено» в состояние « выключено, или наоборот.

Поначалу могло показаться, что такое высокое усиление по току дает технологии IGFET явное преимущество перед биполярными транзисторами для управления очень большими токами. Если биполярный переходной транзистор используется для управления большим током коллектора, должен быть значительный базовый ток, получаемый или опускаемый какой-либо схемой управления, в соответствии с коэффициентом β. В качестве примера: для того, чтобы силовой BJT с β, равным 20, проводил ток коллектора 100 А, должен быть не менее 5 А базового тока, что само по себе является значительным током для миниатюрных дискретных или интегральных схем управления. в обращении:

Транзистор со схемой управления


Было бы неплохо с точки зрения схемы управления иметь силовые транзисторы с большим коэффициентом усиления по току, так что для управления током нагрузки требуется гораздо меньший ток.Конечно, мы можем использовать транзисторы на паре Дарлингтона для увеличения коэффициента усиления по току, но такая схема по-прежнему требует гораздо большего управляющего тока, чем эквивалентная мощность IGFET:


К сожалению, у IGFET есть проблемы с собственным контролем высокого тока: они обычно демонстрируют большее падение напряжения сток-исток в насыщенном состоянии, чем падение напряжения между коллектором и эмиттером насыщенного BJT. Это большее падение напряжения означает более высокую рассеиваемую мощность при той же величине тока нагрузки, что ограничивает полезность IGFET-транзисторов в качестве высокомощных устройств.Хотя некоторые специализированные конструкции, такие как так называемый транзистор VMOS, были разработаны для минимизации этого присущего недостатка, транзистор с биполярным переходом все же превосходит по своей способности коммутировать большие токи.

Интересное решение этой дилеммы использует лучшие характеристики IGFET с лучшими функциями BJT в одном устройстве, называемом биполярным транзистором с изолированным затвором или IGBT. Также известный как биполярный МОП-транзистор, полевой транзистор с модуляцией проводимости (COMFET) или просто как транзистор с изолированным затвором (IGT), он эквивалентен паре Дарлингтона IGFET и BJT:

Схематическое обозначение и эквивалентная схема


По сути, IGFET управляет базовым током BJT, который управляет основным током нагрузки между коллектором и эмиттером.Таким образом, достигается чрезвычайно высокий коэффициент усиления по току (поскольку изолированный затвор IGFET практически не потребляет ток от схемы управления), но падение напряжения между коллектором и эмиттером во время полной проводимости такое же низкое, как у обычного BJT.

Недостаток IGBT

Одним из недостатков IGBT по сравнению со стандартным BJT является более медленное время выключения. Для быстрого переключения и высокой пропускной способности по току трудно превзойти биполярный переходной транзистор. Более быстрое выключение IGBT может быть достигнуто за счет определенных изменений конструкции, но только за счет более высокого падения напряжения в насыщении между коллектором и эмиттером.Однако IGBT представляет собой хорошую альтернативу IGFET и BJT для приложений управления высокой мощностью.

СВЯЗАННЫЙ РАБОЧИЙ ЛИСТ:

Учебное пособие по схемам IGBT биполярного транзистора с изолированным затвором


Рис. 1

by Lewis Loflin

См. Также Управление высоковольтным двигателем постоянного тока с H-мостом на базе IGBT.

Недавно я обнаружил преимущества использования биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) по сравнению с MOSFET. На самом деле у меня было несколько дней, оставшихся после ремонта плазменного резака, и я решил их использовать.Это особенно верно при использовании с оптопарами для фотоэлектрических МОП-транзисторов, такими как VOM1271.

См. Схемы драйверов фотоэлектрических МОП-транзисторов VOM1271.

Процитируем два источника о преимуществах IGBT:

По сравнению с IGBT, силовой MOSFET имеет преимущества более высокой скорости коммутации и большей эффективности при работе при низких напряжениях. … IGBT сочетает в себе простые характеристики управления затвором, присущие полевому МОП-транзистору, с возможностью высокого тока и низкого напряжения насыщения биполярного транзистора.

А:

Основными преимуществами использования биполярного транзистора с изолированным затвором по сравнению с другими типами транзисторных устройств являются его высокое напряжение, низкое сопротивление в открытом состоянии, простота управления, относительно быстрая скорость переключения и в сочетании с нулевым током управления затвором, что делает его хорошим выбором для умеренных скорость, высокое напряжение …

Рис. 1 Основная теория построения IGBT в виде N-канального MOSFET и PNP-транзистора.


Рис. 2a

IXGh35N100 — это те, которые я использовал в своих тестовых схемах.Мои были извлечены из инверторной платы плазменного резака, о которой я расскажу ниже.

Помимо возможности высокого напряжения, некоторые из них имеют «максимальный номинальный ток коллектора Ic (макс.), Превышающий 100A».

Символ IGBT находится слева.

В IXGh35N100 нет внутренних диодов маховика.


Рис. 2b

На рис. 2b показан БТИЗ с внутренними диодами маховика. FGA25N120 рассчитан на 1200 В, 25 А. Напряжение C-E sat при 25 А составляет 2,0 В.

Важным фактором является напряжение насыщения коллектор-эмиттер.В цепях индукционного нагрева используются следующие элементы.

FGPF4633 рассчитан на 330 В, напряжение C-E 1,55 В при 70 А.

IHW20N120R3 1200 В 20 А 1,48 В.


Рис. 3

Пример схемы инвертора IGBT от 12 В до 120 В переменного тока.


Рис.4

Инверторные устройства плазменной резки

Раньше ремонтировал портативные плазменные резаки этого типа. Цитата из Википедии:

Плазменные резаки с инвертором

преобразуют сетевое питание в постоянный ток, который подается на высокочастотный транзисторный инвертор в диапазоне от 10 кГц до примерно 200 кГц.Более высокие частоты переключения позволяют использовать трансформатор меньшего размера, что приводит к уменьшению габаритов и веса.

Первоначально используемые транзисторы были MOSFET, но теперь все чаще используются IGBT. При использовании параллельно подключенных полевых МОП-транзисторов, если один из транзисторов активируется преждевременно, это может привести к каскадному отказу одной четверти инвертора. Более позднее изобретение, IGBT, не подвержено этому режиму отказа. IGBT обычно можно найти в сильноточных машинах, где невозможно параллельное соединение достаточного количества MOSFET-транзисторов.


Рис. 5

Рис. 5 использует IGBT для отключения 170 В постоянного тока для высокочастотного трансформатора. Это используется в микроволновых печах Panasonic.

Более высокая частота позволяет использовать меньшие (более дешевые) трансформаторы. Это также снижает вес. D701, D701, C703 и C704 образуют удвоитель напряжения. R701 — это высоковольтный резистор для сброса напряжения.

Поскольку я мог использовать ту же установку для тестирования IGBT, что и n-канальные MOSFET, я протестировал те, что были у меня.

IGBT, по крайней мере, те, которые у меня есть, не должны использоваться, если это не цепь очень высокого напряжения.Они имеют высокое падение напряжения (Vce ~ 2 В) с низковольтными h-мостовыми схемами и лучше подходят для переключения на более высокое напряжение.

См. Тестовые силовые МОП-транзисторы, результаты IGBT, наблюдения

Вывод: IGBT не работают напрямую с микроконтроллерами 3,3 В и 5 В, такими как Arduino. Для включения требуется минимум 7 вольт. Высокое напряжение от 1,5 до 2 В может привести к потере энергии.

IGBT

отличаются от полевых МОП-транзисторов как положительным потоком, так и потоком электронов, который может передавать большую мощность даже при 2 В Vce на нагрузку.Они действительно предназначены для коммутации высокого напряжения.

Устройство * Vce * Vce (sat) * Ic Ic 10V Vce
h30R1202 1200V 1.48606 90A606 1.48606 90A606 1.48606 90A606
IXGh35N100A 1000V 3.5V 50A 3.4A 1.96V
IXGh2539 ** 1000V? ? ? 3.7A 1.68V

* из спецификации.
** данные не найдены.


Оптическая развязка управления двигателем H-моста YouTube
Оптическая развязка управления двигателем с Н-образным мостом

Теория оптопары и схемы YouTube
Драйверы оптоизолированных транзисторов для микроконтроллеров

All NPN Transistor H-Bridge Motor Control YouTube
Управление двигателем с Н-мостом на всех NPN транзисторах

Учебное пособие по широтно-импульсной модуляции YouTube
Учебное пособие по широтно-импульсной модуляции

PIC12F683 Микроконтроллер и схемы YouTube
PIC12F683 Микроконтроллер и схемы

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *