Входное сопротивление каскада: Входные усилители | HomeElectronics

Содержание

Расчёт транзисторных каскадов по схемам с общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК)

Онлайн калькулятор номиналов элементов схем ОБ и ОК, построенных на
биполярных транзисторах.

Усилительные каскады, выполненные по схеме с общим эмиттером, мы рассмотрели на прошлой странице, осталось всего-то ничего: усилительный каскад с общей базой (ОБ) и каскад с общим коллектором (ОК) - он же эмиттерный повторитель, он же повторитель напряжения. .

1. Каскад на транзисторе с общей базой (ОБ).

Схема с общим эмиттеромСхема с общей базой
Схема с общей базойРис.1 Схема с общей базойРис.2

На Рис.1 изображена схема ОЭ с предыдущей страницы.
Если верхний вывод блокирующей ёмкости Сэ оторвать от эмиттера и подключить к базе транзистора, а входной сигнал через разделительный конденсатор Ср1 подать на освободившийся эмиттер (Рис.2), то каскад ОЭ преобразуется в классическую

схему каскада с общей базой (ОБ).
Расчёт схемы с ОБ по постоянному току производится точно также, как мы это делали на предыдущей странице для каскада ОЭ:
1. Iб = (Uб - Uбэ)/[(Rэ + rэ) x (1 + β)] , где Uбэ фиксируется подбором номиналов резисторов делителя Rб1 и Rб2 ,
2. Iделит = (3...10)Iб ;
3. Iк = Iб x β ;
4. Uк = Eк - Iк x Rк ;
5. Rвых = Rк ll (rэ + rк ) ;
6. Uэ = (0,1...0,2)Eк - для достижения приемлемого эффекта термостабилизации.

А вот по переменному току каскады имеют существенные различия. Схема каскада с общей базой (ОБ), изображённая на Рис.2, обладает следующими характеристиками по переменному току:

7. Rвх = rэ , где rэ (Ом) = 25,6/Iэ (мА) - активное сопротивление эмиттера ;
8. Ki = β / (β +1) ;
9. Ku ≈ Rк x β / [rэ x (β +1)] ;

Итак, подытожим основные отличия данного каскада ОБ от каскадов ОЭ:
1. Усилительные каскады на транзисторе с общей базой не инвертируют сигнал;
2. Коэффициент передачи по току каскада c ОБ меньше единицы;
3. Входное сопротивление каскада ОБ значительно ниже входного сопротивления каскада ОЭ.

Крайне низкое входное сопротивление транзисторного каскада с общей базой Rвх (единицы - десятки Ом) уже не позволяет пренебрежительно относиться к выходному сопротивлению предыдущего каскада Rи. К тому же, если данный резистор выполнить внешним, появляется возможность гибкой регулировки усиления каскада.

Формула для коэффициента передачи схемы каскада ОБ с учётом выходного сопротивления источника сигнала (либо внешнего резистора), принимает следующий вид:

9. Ku ≈ Rк x β / [(rэ + Rи ) x (β +1)] ;

2. Каскад на транзисторе с общим коллектором (ОК) - эмиттерный повторитель.

Главным отличительным свойством каскада с ОК являются: высокое входное и низкое выходное сопротивления. Основная его область применения - согласование источника с высоким импедансом с низкоомной нагрузкой. Исходя из этого, было бы не очень правильно упускать из расчётов выходное сопротивление источника сигнала.
На Рис.3 изображена схема эмиттерного повторителя.

Схема с общим коллектором ОК, эмиттерный повторитель
Рис.3


Приведём формулы:
Rвх = [(Rэ + rэ) x (1 + β)] ll Rб1 ll Rб2 ;
Iб = (Uб - Uбэ)/[(R

э1 + rэ) x (1 + β)] , где Uб
фиксируется подбором номиналов резисторов делителя Rб1 и Rб2, а Uбэ = 0,6...0,7В для кремниевого транзистора и 0,3...0,4 - для германиевого;
Uэ = Uб - Uбэ ;
Iделит = (3...10)Iб ;
Rвых = rэ +Rи / (1 + β) ;
Ku = Rэ / [ Rэ + rэ + Rи /(1 + β)] ;
Ki = β +1 .


Итак, что мы имеем? Эмиттерный повторитель не инвертирует сигнал, коэффициент передачи по напряжению каскада меньше единицы, усиление происходит только по току.
Ну и по традиции калькулятор.

РАСЧЁТ КАСКАДОВ ОБ и ОК НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ.

Коэффициент передачи тока h31э не постоянен и имеет сложную зависимость от частоты и тока коллектора. В зависимости от типа транзистора максимум коэффициента передачи может наступать при токах коллектора: от 1-2 мА для маломощных транзисторов, до нескольких сотен миллиампер - для мощных.

Расчёт разделительных ёмкостей Сp1 и Сp2, а также блокирующей емкости Сб производится точно также, как в случае с каскадами ОЭ.
Т.е. следует задаться номиналами их реактивных сопротивлений Xс = 1/2πƒС (на минимальной рабочей частоте), как минимум, в 10 раз (а лучше в 100) меньшими, чем значения приведённых ниже величин:
XCp1вх , где Rвх - входное сопротивление каскада, посчитанное в калькуляторе,
XCp2вх посл , где Rвх посл - входное сопротивление последующего каскада,
Xэ .

И ещё раз повторю калькулятор для расчёта характеристического сопротивления конденсатора.

Схема с общим коллектором ОК, эмиттерный повторитель

 

Усилительный каскад с общим эмиттером — Студопедия

Для анализа процессов, происходящих в усилителе и вывода расчетных соотношений определяющих параметры усилителя, необходимо представление усилителя в виде эквивалентной схемы. Это позволяет провести вывод расчетных соотношений и расчет параметров усилителя (коэффициенты усиления по току K

I, напряжению KU и мощности Kr; входное Rвх и выходное Rвых сопротивления).

Рис. 12.1. Принципиальная и эквивалентная схема усилителя с ОЭ и эмиттерной стабилизацией

В эквивалентной схеме связи между элементами показаны для цепей протекания переменного тока. Расчет параметров каскада производится для области средних частот усиления, где зависимость параметров от частоты минимальна и не учитывается в расчетах. При таком подходе считаем, что сопротивления всех емкостей в схеме пренебрежимо малы в рабочей полосе частот и представляют собой короткое замыкание. При этом из рассмотрения также исключается Rэ, а сопротивления R1 и R2, а также Rк и Rн включены попарно параллельно друг другу, поскольку сопротивление источника питания близко к нулю. Для уменьшения этого сопротивления в схеме дополнительно возможно включение блокировочного конденсатора, сто позволяет локализовать токи транзистора в пределах одного каскада усиления и повысить устойчивость усилителя. Биполярный транзистор представлен рассмотренной выше трехточечной схемой замещения.

Входной сигнал поступает на базу транзистора от генератора напряжения с внутренним сопротивлением Rг.


Цепь базы транзистора представлена на эквивалентной схеме объемным сопротивлением активной области базы rб, составляющим единицы–сотни Ом. Эмиттерный переход представлен дифференциальным сопротивлением rэ, лежащим в пределах единиц–десятков Ом. Закрытый коллекторный переход представлен дифференциальным сопротивлением rк, составляющим сотни кОм.

Из эквивалентной схемы можно получить следующие соотношения :

1) значение Uвых определяется выражением , где знак минус указывает на то, что выходное напряжение находится в противофазе со входным напряжением. Ток базы определяется выражением

, (12.1)

тогда

. (12.2)

2)Выходное сопротивление усилительного каскада определяется параллельным включением сопротивления Rк и выходным сопротивлением самого транзистора, близким по величине к rк. Обычно , и считается, что выходное сопротивление определяется величиной резистора ( ) и составляет единицы кОм.


В идеальном усилителе напряжения ( ), который работает в режиме холостого хода ( ), коэффициент усиления будет максимальным и равным:

. (12.3)

3) Входное сопротивление каскада представляет собой сопротивление

параллельного соединения резисторов R1, R2 и сопротивления входной цепи транзистора rвх

.

Сопротивление входной цепи транзистора определяется как . Учитывая, что через сопротивление rб протекает ток Iб, а через сопротивление rэ – ток получим

. (12.4)

Тогда входное сопротивление усилительного каскада определяется выражением

(12.4)

Значение Rвх для каскада с ОЭ составляет сотни Ом или единицы кОм.

Если резистор Rэ в схеме не зашунтирован по переменному току конденсатором Сэ, то последовательно с rэ в эквивалентной схеме усилителя необходимо включать сопротивление Rэ. Входное сопротивление в этом случае определяется выражением

. (12.6)

Очевидно, что при исключении Сэ в усилителе возникает отрицательная обратная связи по переменному току, которая увеличивает входное сопротивление усилительного каскада уменьшает его уилени е до величины порядка 2-5. Включение низкоомного делителя R1, R2, улучшающего температурную стабильность усилителя, значительно снижает его входное сопротивление.

4) Коэффициент усиления по току определяется отношением тока в нагрузке Iн ко входному току Iвх . Ток в базе и ток в нагрузке определяются следующими выражениями

; . (12.7)

Подставив полученные соотношения в выражение для коэффициента усиления по току, получим

. (12.8)

В идеальном усилителе тока ( ), который работает в режиме короткого замыкания ( ), имеем .

При работе усилителя в области НЧ сопротивления конденсаторов , на низких частотах возрастают, что приводит к потере сигнала на емкостных сопротивлениях и уменьшению коэффициента усиления. Одновременно и возрастают частотные искажения сигнала

5)Коэффициент частотных искажений, вносимый разделительным конденсатором определяется следующим выражением:

(12.9)

где – постоянная времени входной цепи усилительного каскада. Для Ср2 коэффициент частотных искажений определяется выражением

.

(12.10)

где . (12.11)

Величина Сэ также оказывает существенное влияние на величину Ku

в области НЧ С уменьшением частоты емкостное сопротивление Cэ возрастает, что приводит к росту вляиния отрицательной обратной связи и уменьшению усиления.

На ВЧ существенное влияние оказывают только частотные свойства самого транзистора, в частности, величина его емкости C к, которая включена параллельно нагрузке и с ростом частоты уменьшает полное сопротивление нагрузки усилителя.

Усилительный каскад ОЭ — Студопедия

Существует множество вариантов схем усилительного каскада на транзисторе с ОЭ. Это обусловлено главным образом особенностями задания режима покоя каскада. Усилительный каскад ОЭ рассмотрим на примере схемы (рисунок 3.4), получившей наибольшее применение при реализации каскада на дискретных компонентах.

Основными элементами схемы являются источник питания Ек, управляемый элемент - транзистор Т и резистор Rк. Эти элементы образуют главную цепь усилительного каскада, в которой за счет протекания управляемого по цепи базы коллекторного тока создается усиленное переменное напряжение на выходе. Остальные элементы каскада выполняют вспомогательную роль. Конденсаторы Ср1, Ср2 являются разделительными. Конденсатор Ср1 исключает шунтирование входной цепи каскада цепью источника входного сигнала по постоянному току, что позволяет, во-первых, исключить протекание постоянного тока через источник входного сигнала по цепи Ек – R1 – RГ и, во-вторых, обеспечить независимость от внутреннего сопротивления этого источника RГ напряжения на базе Uбп в режиме покоя. Функция конденсатора Ср2 сводится к пропусканию в цепь нагрузки переменной составляющей напряжения и задержанию постоянной составляющей.

Рисунок 3.4 - Схема усилительного каскада с общим эмиттером (ОЭ)

Резисторы R1, R2 используются для задания режима покоя каскада. Поскольку биполярный транзистор управляется током, ток покоя управляемого элемента (в данном случае ток Iкп) создается заданием соответствующей величины тока базы покоя Iбп. Резистор R1 предназначен для создания цепи протекания тока Iбп. Совместно с R2 резистор R1 обеспечивает исходное напряжение на базе Uбп относительно зажима «+» источника питания.


Резистор RЭ является элементом отрицательной обратной связи, предназначенным для стабилизации режима покоя каскада при изменении температуры. Конденсатор СЭ шунтирует резистор RЭ по переменному току, исключая тем самым проявление отрицательной обратной связи в каскаде по переменным составляющим. Отсутствие конденсатора СЭ привело бы к уменьшению коэффициентов усиления схемы.

Название схемы "с общим эмиттером" означает, что вывод эмиттера транзистора по переменному току является общим для входной и выходной цепей каскада.

Температурная зависимость параметров режима покоя обусловливается зависимостью коллекторного тока покоя Iкп от температуры. Основными причинами такой зависимости являются изменения от температуры начального тока коллектора Iк0(э), напряжения Uбэ и коэффициента β. Температурная нестабильность указанных параметров приводит к прямой зависимости тока Iкп от температуры. При отсутствии мер по стабилизации тока Iкп его температурные изменения вызывают изменение режима покоя каскада, что может привести, как будет показано далее, к режиму работы каскада в нелинейной области характеристик транзистора и искажению формы кривой выходного сигнала. Вероятность появления искажений повышается с увеличением амплитуды выходного сигнала.


Проявление отрицательной обратной связи и ее стабилизирующего действия на ток Iкп нетрудно показать на схеме (см. рисунок 3.4). Предположим, что под влиянием температуры ток Iкп увеличился. Это отражается на увеличении тока Iэп, повышении напряжения Uэп = Iэп / RЭ и соответственно снижении напряжения Uбэп = Uбп– Uэп. Ток базы Iбп уменьшается, вызывая уменьшение тока Iкп, чем создается препятствие наметившемуся увеличению тока Iкп. Иными словами, стабилизирующее действие отрицательной обратной связи, создаваемой резистором RЭ, проявляется в том, что температурные изменения параметров режима покоя передаются цепью обратной связи в противофазе на вход каскада, препятствуя тем самым изменению тока Iкп, а следовательно, и напряжения Uкэп. Принцип действия каскада ОЭ заключается в следующем. При наличии постоянных составляющих токов и напряжений в схеме подача на вход каскада переменного напряжения приводит к появлению переменной составляющей тока базы транзистора, а, следовательно, переменной составляющей тока в выходной цепи каскада (в коллекторном токе транзистора). За счет падения напряжения на резисторе Rк создается переменная составляющая напряжения на коллекторе, которая через конденсатор Ср2передается на выход каскада - в цепь нагрузки.

Рассмотрим основные положения, на которых базируется расчет элементов схемы каскада, обеспечивающих требуемые параметры режима покоя (расчет по постоянному току).

Анализ каскада по постоянному току проводят графо-аналитическим методом, основанным на использовании графических построений и расчетных соотношений. Графические построения проводятся с помощью выходных (коллекторных) характеристик транзистора (рисунок 3.5, а). Удобство метода заключается в наглядности нахождения связи параметров режима покоя каскада (Uкэп и Iкп) с амплитудными значениями его переменных составляющих (выходного напряжения Uвых m и тока Iк m), являющимися исходными при расчете каскада.

На выходных характеристиках (рисунок 3.5, а) проводят так называемую линию нагрузки каскада по постоянному току (а - б), представляющую собой геометрические места точек, координаты Uкэ и Iк которых соответствуют возможным значениям точки (режима) покоя каскада.

Рисунок 3.5 - Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных и базовой характеристиках транзистора

Аналитически зависимость Uкэп = F (Iкп) находят из уравнения, характеризующего баланс напряжений в выходной цепи каскада:

.

Поскольку коэффициент α близок к единице, без особой погрешности можно записать:

Uкэп = EкIкп (Rк + Rэ). (3.1)

Выражение (3.1) является графическим уравнением прямой. В связи с этим построение линии нагрузки каскада по постоянному току удобно провести по двум точкам, характеризующим режим холостого хода (точка а) и короткого замыкания (точка б) выходной цепи каскада (рисунок 3.5, а). Для точки а: Iкп = 0, Uкэп = – Ек, для точки б: Uкэп = 0, Iкп = Eк /(Rк + Rэ). Выбрав по входной (базовой) характеристике Iб = F (Uбэ) необходимое значение тока базы покоя Iбп, тем самым определим координаты точки П пересечения соответствующей выходной характеристики при Iб = Iбп с линией нагрузки каскада по постоянному току (см. рисунок 3.5, а).

При определении переменных составляющих выходного напряжения каскада и коллекторного тока транзистора используют линию нагрузки каскада по переменному току. При этом необходимо учесть, что по переменному току сопротивление в цепи эмиттера транзистора равно нулю, так как резистор RЭ шунтируется конденсатором СЭ, а к коллекторной цепи подключается нагрузка, поскольку сопротивление конденсатора Ср2 по переменному току мало. Если к тому же учесть, что сопротивление источника питания Ек по переменному току также близко к нулю, то окажется, что сопротивление каскада по переменному току определяется сопротивлениями резисторов Rк и Rн, включенных параллельно, т. е. Rн~= RкRн. Сопротивление нагрузки каскада по постоянному току Rн= = Rк+ Rн больше, чем по переменному току.

Поскольку при наличии входного сигнала напряжение и ток транзистора представляют собой суммы постоянных и переменных составляющих, линия нагрузки по переменному току проходит через точку покоя П (рисунок 3.5, а). Наклон линии нагрузки по переменному току будет больше, чем по постоянному току. Линию нагрузки по переменному току строят по отношению приращений напряжения к току: ΔUкэ /ΔIк = RкRн.

При подаче на вход каскада (см. рисунок 3.4) напряжения Uвх в базовой цепи транзистора создается переменная составляющая тока iб~, связанная с напряжением Uвхвходной характеристикой транзистора ( см. рисунок 3.5, б). Так как ток коллектора через коэффициент β пропорционально зависит от тока базы, в коллекторной цепи транзистора создаются переменная составляющая тока iк~ (см. рисунок 3.5, а) и переменное выходное напряжение Uвых, связанное с током iк~ линией нагрузки по переменному току. При этом линия нагрузки по переменному току характеризует изменение мгновенных значений тока коллектора iк и напряжения на транзисторе Uкэ или, как говорят, перемещение рабочей точки. Рабочая точка перемещается вниз от точки покоя П при положительной полуволне входного напряжения и вверх - при отрицательной полуволне. Для исключения искажений выходного сигнала необходимо, чтобы рабочая точка при перемещении вверх по линии нагрузки не заходила в область нелинейных начальных участков выходных характеристик, а при перемещении вниз - в область начальных токов коллектора Iк0(э). Работа каскада без искажений выходного сигнала достигается за счёт обеспечения соответствующей величины входного сигнала и правильным выбором режима (точки) покоя.

Рассмотрим факторы, которые следует учитывать при выборе точки покоя и расчете конкретного каскада. Исходными параметрами являются амплитудные значения переменных составляющих напряжения Uвых m и тока нагрузки Iн m, мощность в нагрузке Рн и сопротивление нагрузки Rн. При существующих связях между указанными параметрами в принципе достаточно знать только два из них, например Uвых и Rн, чтобы найти все остальные.

Для исключения возможных искажений усиливаемого сигнала параметры режима покоя должны удовлетворять следующим условиям (см. рисунок 3.5, а):

Uкэп > Uвых m + ΔUкэ,

Iкп > Iк m + Iк0(э)max ,

где ΔUкэ - напряжение на коллекторе, соответствующее области нелинейных начальных участков выходных характеристик транзистора;

Iк0(э) max - начальный ток коллектора, соответствующий максимальной температуре.

Ток Iк m связан с выходным напряжением каскада соотношением:

.

Чтобы увеличить коэффициенты усиления каскада, величину Rк выбирают в 3…5 раз больше Rн.

По току Iкп находят ток базы покоя , а по входным характеристикам транзистора (см. рисунок 3.5, б) - напряжение Uбэп.

Ток эмиттера покоя связан с токами Iбп и Iкп соотношением:

.

При выборе величины Ек (если она не задана) необходимо руководствоваться условием:

Ек = Uкэп + Iкп Rк + Uэп, (3.2)

где

Uэп = Iэп Rэ ≈ Iкп Rэ.

При определении величины Uэп исходят из следующих соображений. Повышение напряжения Uэп сказывается на увеличении температурной стабильности режима покоя каскада, так как при этом сопротивление RЭ получается больше и тем самым увеличивается глубина отрицательной обратной связи по постоянному току в каскаде. Однако при этом необходимо повышать напряжение питания Ек схемы. В соответствии с вышеизложенным величину Uэп выбирают равной (0,1…0,3) Ек.

С учетом выражения (3.2) получаем, что

. (3.3)

Сопротивление R3 находят из отношения: Rэ = Uэп /Iкп.

При расчете элементов входного делителя следует исходить из следующего. С точки зрения температурной стабильности режима покоя нужно, чтобы изменение тока базы покоя Iбп (вследствие температурной нестабильности напряжения Uбэп) слабо отражалось на изменении напряжения Uбп.

Для этого требуется, чтобы ток делителя Iд, протекающий через резисторы R1 и R2, превышал ток Iбп через резистор R1. Однако при условии,что ток Iд намного больше тока Iбп, сопротивления R1 и R2получаются малыми и оказывают сильное шунтирующее действие на входную цепь транзистора. Поэтому при расчете элементов входного делителя вводят ограничения:

Rб = R1 R2= (2 ÷ 5) rвх,

Iд = (2 ÷ 5) Iбп,

где rвх - входное сопротивление транзистора, характеризующее сопротивление цепи база - эмиттер переменному току (rвх = ΔUбэ / ΔIб).

Соотношение для расчета сопротивлений R1 и R2получаем из схемы на рисунке 3.4:

Тип транзистора выбирают с учетом частотного диапазона работы каскада (по частоте fα или fβ), а также параметров по току, напряжению и мощности. Максимально допустимый ток коллектора транзистора Iк доп должен быть больше наибольшего мгновенного значения тока коллектора в каскаде, т. е. Iк max = Iк п + Iк m < Iк.доп (см. рисунок 3.5, а). Транзистор по напряжению обычно выбирают с учетом соотношения Uкэ доп > Eк. Мощность Рк = Uкп Iк п, рассеиваемая в коллекторном переходе транзистора, должна быть меньше максимально допустимой мощности Рк.доп транзистора. Кривая предельно допустимой мощности представляет собой гиперболу, для каждой точки которой Uкэ Iк = Рк.доп (рисунок 3.5, а).

Таким образом, расчет каскада по постоянному току решает задачу выбора элементов схемы для получения в нагрузке необходимых параметров выходного сигнала.

Важными показателями каскада являются его коэффициенты усиления по току КI, напряжению КU и мощности КP , а также входное Rвхи выходное Rвых сопротивления. Задача определения этих показателей решается при расчете усилительного каскада по переменному току. Метод расчета основан на замене транзистора и всего каскада его схемой замещения по переменному току. Схема замещения каскада ОЭ приведена на рисунке 3.6, где транзистор представлен его схемой замещения в физических параметрах (см. рисунок 2.17, б).

Рисунок 3.6 - Схема замещения усилительного каскада ОЭ в физических параметрах

Расчет по переменному току можно также вести, используя схему замещения транзистора в h-параметрах. Расчет производится для области средних частот, в которой зависимость параметров от частоты не учитывается, а сопротивления конденсаторов в схеме равны нулю и на схеме рисунка 3.6 не показаны. По переменному току сопротивление источника питания равно нулю, в связи с чем верхний вывод резистора R1 на схеме замещения связан с выводом эмиттера. Входной сигнал также принимается синусоидальным. Токи и напряжения в схеме характеризуются их действующими значениями, связанными с амплитудными значениями коэффициентом .

Определим входное сопротивление каскада Rвх. Его находят из параллельного соединения сопротивлений R1, R2 и сопротивления rвх входной цепи транзистора. Для определения сопротивления rвх выразим напряжение Uбэ через ток Iб. Сопротивление Rб определяется как:

Rб = R1 R2 rвх.

Поскольку внутреннее сопротивление источника тока βIб (см. рисунок 3.6) велико, а rк(э) + Rк ║ Rн >> rэ, имеем: Uбэ = Iб rб+ Iэ rэ, или

Uбэ = Iб[rб + (1 + β) rэ]. (3.4)

Поделив левую и правую части уравнения (3.4) на ток Iб, находим, что:

rвх = rб + (1 + β) rэ. (3.5)

Подсчитав в первом приближении Rвх по величине rвх с учетом возможных значений rб, β и rэ и условия R1R2 ≥ (2…5) rвх, получаем, что входное сопротивление каскада ОЭ не превышает 1…3 кОм.

Для определения коэффициента усиления каскада по току KI = Iн / Iвх выразим ток Iн через Iвх. С этой целью вначале определим ток Iб через Iвх:

. (3.6)

При определении тока Iн через Iб можно не учитывать сопротивление rэ, весьма малое по сравнению с сопротивлениями элементов выходной цепи:

. (3.7)

С учетом выражения (3.6) имеем:

.

Подставив полученное соотношение в выражение для коэффициента усиления по току, находим

. (3.8)

Видно, что коэффициент KI пропорционален коэффициенту β транзистора и зависит от шунтирующего действия входного делителя и значений сопротивлений Rк, Rн. Соотношение (3.8) подтверждает сказанное ранее о необходимости выбора R1║R2> rвх и выполнения условия Rк > Rн. Для ориентировочной оценки KI можно принять Rвхrвх и rк(э) >> R1║R2. Тогда выражение (3.8) принимает вид:

. (3.9)

Таким образом, каскад ОЭ обладает довольно значительным коэффициентом усиления по току, стремящимся в пределе при Rк >> Rн к коэффициенту передачи тока транзистора β.

Коэффициент усиления каскада по напряжению КU = Uвых / ЕГ можно найти, выразив напряжение на нагрузке через ток нагрузки Uн = Iн Rн, а напряжение источника - через входной ток каскада:

. (3.10)

Подставив в (3.10) соотношение (3.9), находим

. (3.11)

В соответствии с выражением (3.1) можно заключить, что коэффициент усиления каскада по напряжению тем больше, чем выше коэффициент β транзистора и сопротивление выходной цепи каскада по сравнению с сопротивлением входной цепи. В частности, коэффициент усиления по напряжению возрастает с уменьшением внутреннего сопротивления источника сигнала. Коэффициент КU в схеме ОЭ составляет 20…100.

В усилительном каскаде ОЭ сигнал выходного напряжения сдвинут по фазе на 180° относительно входного. Для иллюстрации этого положения предположим, что напряжение uвх, имеющее положительную полярность, увеличивается (или воздействует, например, положительная полуволна входного напряжения, рисунок 3.4). Повышение напряжения uвхуменьшает ток базы и соответственно ток коллектора транзистора. Падение напряжения на резисторе Rк уменьшается, что вызывает увеличение напряжения отрицательной полярности на коллекторе (или появление на выходе каскада отрицательной полуволны напряжения). Инверсия фазы выходного напряжения в каскаде ОЭ иногда учитывается знаком "-" в выражениях для КU.

Коэффициент усиления по мощности КP= Рвых / Рвх = КU КI в схеме ОЭ составляет (0,2…5,0) 103.

Выходное сопротивление каскада рассчитывают относительно его выходных зажимов:

Rвых = Rк rк(э).

Поскольку rк(э) >> Rк, выходное сопротивление каскада ОЭ Rвых определяется величиной сопротивления Rк.

Усилительный каскад с общим коллектором — Студопедия

(эмиттерный повторитель)

Схема усилительного каскада с ОК приведена на рис.12.3 ,а. Для схем с ОК коллектор через очень малое внутреннее сопротивление источника питания по переменному сигналу (емкость источника питания велика) соединен с землей, при этом вывод коллектора является общим для входной и выходной цепей усилителя. Резистор нагрузки включен в эмиттерную цепь..

При этом из схемы каскада с ОК можно увидеть, что

.

а)

б)

Рис.12.3. Принципиальная и эквивалентная схема усилителя на БТ с ОК

Поскольку для переменного тока сопротивление прямосмещенного перехода очень мало ( единицы Ом), то выходное напряжение приблизительно равно входному. В связи с этим каскад с ОК называют эмиттерным повторителем. Поскольку Rэ не зашунтирован конденсатором (как в схеме с ОЭ), в усилителе с ОБ действует глубокая отрицательная ОС по постоянному току. Температурная стабилизация в каскаде ОК обеспечивается резистором Rэ.

Начальный ток смещения в режиме покоя, т.е. при задают с помощью R1, R2 и Rэ таким, чтобы рабочая точка в режиме покоя находилась примерно посередине линейного участка входной характеристики. Разделительные конденсаторы и выполняют те же функции, что и в каскаде с ОЭ.

Расчет каскада по постоянному току проводят по аналогии с каскадом с ОЭ. Исходя из эквивалентной схемы, представленной на рис. 3.10,б. можно отметить следующие характеристики усилителя с ОК

1. Коэффициент усиления по напряжению каскада с ОК


относительно входного генератора равен

. (12.17)

2) Коэффициент усиления по току равен , (12.18)

где ; (12.19)

.

Следовательно KI равен

. (12.20)

Анализ выражения показывает, что каскад с ОК имеет коэффициент усиления по току больше, чем каскады с ОЭ и ОБ.

3) Входное сопротивление каскада ОК определяется параллельным соединением резисторов R1, R2 и сопротивлением входной цепи транзистора rвх

. (12.21)

Входное сопротивление цепи транзистора равно

. (12.22)

Очевидно ,что сопротивление входной цепи транзистора rвх и входное сопротивление всего каскада с ОК больше чем в схеме с ОЭ и достигает 200…300 кОм.

Высокое входное сопротивление является одним из главных преимуществ каскада с ОК. Это требуется в случае применения каскада в качестве согласующего устройства при работе от источника входного сигнала с большим внутренним сопротивлением.

4) Выходное сопротивление каскада с ОК представляет собой сопротивление схемы со стороны эмиттера и определяется


. (12.23)

Выходное сопротивление каскада с ОК мало порядка десятков Ом (10…50 Ом) и сильно зависит от внутреннего сопротивления источника сигнала. Малое выходное сопротивление очень важно при использовании каскада в качестве согласующего устройства для работы на низкоомную нагрузку.

В целом усилитель с ОК характеризуется: высоким входным сопротивлением (порядка сотен килоом), зависящим от сопротивления нагрузки; низким выходным сопротивлением (порядка единиц Ом), зависящим от внутреннего сопротивления источника сигнала; высоким коэффициентом усиления по току; коэффициентом усиления по напряжению, меньшим единицы; совпадением по фазе входного и выходного напряжений.

Усилительный каскад с общим истоком на полевых транзисторах — Студопедия

Полевые транзисторы, так же как и биполярные, имеют три схемы включения. В соответствии с названиями электродов различают каскады с общим стоком (ОС), общим истоком (ОИ) и общим затвором (ОЗ). Каскад ОЗ обладает низким входным сопротивлением, в связи с чем он имеет ограниченное практическое применение. Поэтому ниже рассматриваются только каскады ОС и ОИ.

Схема усилительного каскада ОИ приведена на рисунке 3.9. Каскад выполнен на МОП-транзисторе со встроенным каналом п-типа, работа которого возможна как в режиме обогащения, так и в режиме обеднения.

Рисунок 3.9 - Схема усилительного каскада с общим истоком

Основными элементами каскада являются источник питания с, транзистор Т и резистор Rc. Нагрузка подключена через разделительный конденсатор Ср2к стоку транзистора. Элементы RЗ, Rl, Rи предназначены для задания Uзип в режиме покоя. Резистор Rи создает в каскаде отрицательную обратную связь по постоянному току, служащую для стабилизации режима покоя при изменении температуры и разбросе параметров транзистора. Конденсатор Си предназначен для исключения отрицательной обратной связи по переменному току. Разделительный конденсатор Ср1 обеспечивает связь каскада с источником входного сигнала.

Принцип выбора режима покоя тот же, что и для схемы на биполярном транзисторе (рисунок 3.10). Соотношения (3.4) и (3.5), используемые при выборе режима покоя, здесь можно записать в следующем виде:

Uсип> Uвых mΔUси,

Iсп > Iсm.


Точка покоя П размещается на линии нагрузки по постоянному току, которая проходит через точки а и б (см. рисунок 3.10).

Рисунок 3.10 - Графическое определение режима покоя каскада ОИ на выходных характеристиках транзистора

Для точки а: Ic = 0, Uси = + Еc, для точки б: Uси = 0, Iс = Ec/ (Rc + Rи). Линия нагрузки по переменному току определяется сопротивлением Rи~= Rc║Rи. В многокаскадных усилителях нагрузкой каскада является входная цепь последующего каскада, обладающая достаточно высоким входным сопротивлением Rвх. В таких случаях нагрузка каскада по переменному току в значительной степени определяется сопротивлением Rc, выбираемого, по меньшей мере, на порядок меньше Rвх. По этой причине для каскадов предварительного усиления наклон линии нагрузки по переменному току (прямая в - г) незначительно отличается от линии нагрузки по постоянному току и в ряде случаев их учитывают одной прямой а - б.


Рассмотрим режим покоя в каскаде (задание величин Uсип и Iсп). Ток стока покоя Iсп и напряжение сток - исток покоя Uсип связаны соотношением:

Uсип = Eсп - Iсп (Rc + Rи)

и определяются напряжением затвор - исток транзистора Uзип, соответствующим точке покоя. Напряжение Uзип представляет собой параметр стоковой характеристики, проходящей через точку покоя П (см. рисунок 3.10).

Как известно, полевой транзистор со встроенным каналом может работать как в режиме обогащения канала носителями заряда, так и в режиме обеднения. Поэтому полному диапазону выходных характеристик этого транзистора соответствует напряжение затвор - исток, изменяемое не только по величине, но и по знаку (см. рисунок 2.25, б). По указанной причине в режиме покоя напряжение на затворе может иметь как положительную, так и отрицательную полярность относительно истока и даже быть равным нулю.

Рассмотрим случай, когда Uзип < 0. Поскольку он является к тому же типичным для каскада ОИ на полевом транзисторе с р-п-переходом, излагаемый ниже принцип задания требуемого режима покоя целиком переносится и на указанный каскад.

Элементами, предназначенными для создания напряжения Uзип < 0 в режиме покоя, являются только резисторы Rи и RЗ (см. рисунок 3.9), резистор R1 не нужен. Необходимые величины и полярность напряжения получаются на резисторе Rи в результате протекания через него тока Iип = Iсп. В связи с этим выбор Rи производят по величине Rи = Uзип / Iсп. Резистор R3 предназначен для обеспечения потенциала затвора равным потенциалу нижнего вывода резистора Rи, т. е. для подачи напряжения Uзип с резистора Rи между затвором и истоком транзистора. Сопротивление R3выбирают на несколько порядков меньше входного сопротивления транзистора. Это необходимо для исключения влияния температурной нестабильности и разброса значения входного сопротивления транзисторов на величину входного сопротивления каскада. Значение R3 принимают равным 1…2 Мом.

Помимо обеспечения требуемого напряжения Uзип резистор Rи создает отрицательную обратную связь в каскаде, препятствующую изменению тока Iсп под действием температуры и разброса параметров транзистора. Тем самым функция резистора Rи сводится также к стабилизации режима покоя каскада. С целью повышения стабильности часто идут на увеличение Rи сверх значения, нужного для обеспечения напряжения Uзип. Требуемая при этом компенсация избыточного напряжения Uип осуществляется подачей на затвор соответствующего напряжения Uзп путем включения в схему резистора R1. Из условия указанной компенсации получаем соотношение, которое может быть использовано для расчета сопротивления R1:

(3.18)
(3.19)

Величину Uип определяют с учетом выбора напряжения питания:

Eс = Uсип + Uип + Iсп Rс. (3.20)

Величина Rс оказывает влияние на частотные свойства каскада, ее рассчитывают, исходя из верхней частоты диапазона. С точки зрения расширения частотного диапазона, сопротивление Rc желательно уменьшать. Приняв величину внутреннего сопротивления транзистора ri, получим оценку возможных значений Rc: Rc = (0,05…0,15) ri.

Относительно напряжения Uип можно высказать те же соображения, что и для напряжения Uэп в каскаде ОЭ: повышение напряжения Uип благоприятно сказывается на стабильности точки покоя вследствие увеличения сопротивления Rи, однако при этом возрастает требуемое напряжение источника питания Ес. В связи с вышеизложенным напряжение Uип выбирают порядка (0,1…0,3) Ес.

По аналогии с выражением (3.4) имеем:

. (3.21)

При Uзип ≥ 0 необходимость включения резистора Rи диктуется требованием стабилизации режима покоя. Включение резистора R1 здесь обязательно. Выбор элементов производится с использованием выраений (3.18) - (3.21). При этом в выражениях (3.18), (3.19) следует соответственно либо положить напряжение Uзип равным нулю, либо изменить знак перед напряжением Uзип. Режим Uзип > 0 является типичным для полевых транзисторов с индуцированным каналом. Поэтому с учетом изменения знака перед Uзип соотношения (3.18), (3.19) используют для расчета цепей смещения каскада ОИ на этих транзисторах.

Выбор типа транзистора производят с учетом тех же данных, что и в каскаде ОЭ. Учитывают максимальный ток стока Iсmax, максимальное напряжение Ucиmax и максимальную рассеиваемую мощность в транзисторе
Рр mах (см. рисунок 3.10).

Каскад ОИ, так же как и схема ОЭ на биполярном транзисторе, осуществляет поворот по фазе на 180° усиливаемого сигнала. Поступление на вход, например, положительной полуволны напряжения (см. рисунок 3.10) вызывает увеличение тока стока, повышение напряжения на резисторе и уменьшение напряжения стока. На выходе будет выделена полуволна напряжения отрицательной полярности.

Проведем анализ каскада по переменному току. Поскольку паразитные емкости каскада определяются межэлектродными емкостями полевого транзистора и зависят от схемы включения, анализ каскада будем проводить по полной схеме замещения транзистора, учитывающей и межэлектродные емкости. Схема замещения каскада ОИ показана на рисунке 3.11, а.

Рисунок 3.11 - Схема замещения каскада ОИ с источником тока и источником напряжения

Схема замещения основана на использовании источника тока SUвх в выходной цепи. Сопротивления Rc, Rн, включенные параллельно в выходной цепи, определяют сопротивление нагрузки Rн = RcRн. Сопротивления R3, R1 в схеме замещения каскада ОИ также включены параллельно. Поскольку входное сопротивление каскада, как правило, существенно больше RГ, входное

напряжение каскада принимают равным ЕГ. Емкости разделительных конденсаторов Ср1, Ср2 и конденсатора Си достаточно велики и их сопротивления по переменному току близки к нулю. Поэтому на схеме замещения эти конденсаторы, как и блокированный конденсатором Си резистор Rи, не показаны.

Выражение для коэффициента усиления каскада по напряжению для средних частот, когда сопротивления оставшихся в схеме замещения конденсаторов еще достаточно велики, записывается в виде:

или

. (3.22)

Произведение S ri называют статическим коэффициентом усиления μ полевого транзистора. С учетом соотношения S ri = μ формула (3.22) принимает вид:

.

Возможен второй вариант построения схемы замещения каскада ОИ - с источником напряжения μ Uвх (рисунок 3.11, б).

Если схема ОИ является каскадом предварительного усиления в многокаскадном усилителе, то Rн = RcRвх Rc. Если учесть к тому же, что Rc << ri, то коэффициент усиления каскада по напряжению

KuS Rc.

Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R1 и Rз:

Rвх = R1Rз.

Выходное сопротивление каскада ОИ определяется выражением:

Rвых = RсriRс.

При переходе в область высоких частот необходимо учитывать входную и выходную емкости каскада.

При расчете входной емкости должны быть учтены межэлектродные емкости Сзи, Сзс транзистора (см. рисунок 3.11, а), а также емкость монтажа входной цепи См(емкость деталей и проводов входной цепи каскада по отношению к шине "-" источника питания). Указанные емкости создают на высоких частотах реактивные составляющие токов входной цепи, определяющие суммарный входной ток каскада:

iсвх = iсзи + iсзс + iсм.

Токи iсзс , iсм определяются входным напряжением Uвх каскада, а ток iсзс - напряжением сток - затвор. Поскольку напряжение на стоке находится в противофазе с входным напряжением, напряжение между затвором и стоком будет равно .

С учетом указанного определяем емкостный входной ток каскада

iсвх = j ω Cзи Uвх + j ω Cзс (1 + Кu) Uвх + j ω Cм Uвх,

или

iсвх = j ω Uвх [Cзи + (1 + Кu) Cзс + Cм] = j ω Cвх Uвх,

где Свх - входная емкость каскада, равная

Свх = Cзи + (1 + Кu) Cзс + Cм. (3.23)

Если принять для примера Сзи = 10 пФ, Сзс = 2 пФ, См = 2 пФ и Кu= 50, то входная емкость составит 114 пФ, причем определяющим будет второе слагаемое в выражении (3.23).

Выходная емкость каскада зависит от межэлектродных емкостей участков сток–исток и сток–затвор, а также емкости монтажа выходной цепи.

Расчет выходной емкости производят по той же методике, что и расчет входной емкости:

Усилительные каскады на полевых транзисторах — Студопедия

Принцип построения усилительных каскадов на полевых транзисторах те же, что и на биполярных. Особенностью является управление не током, а напряжением. По этой причине задание режима покоя осуществляется подачей во входную цепь постоянного напряжения. Возможны три схемы включения полевых транзисторов: с общим истоком (ОИ), общим стоком (ОС) и общим затвором (0З). В связи с тем, что схема 0З имеет низкое входное сопротивление, она практически не применяется.

Усилительный каскад на полевом транзисторе со встроенным каналом n-типа показан на рис 2.22.

Такой каскад может работать как в режиме увеличения (обогащения) канала, так и в режиме уменьшения (обеднения) канала. Обогащение канала приводит к увеличению тока стока Ic, a обеднение — к его уменьшению. Если канал реализуется на полевом транзисторе с управляющим p-n-переходом, то каскад может работать только с уменьшением канала.

Уравнение электрического состояния цепи сток-исток в режиме покоя имеет вид:

Это уравнение описывает вольтамперную характеристику резисторов (Rc+Rи), т.е. линию нагрузки по постоянному току. Расчет и анализ каскада производится графоаналитическим способом аналогично тому, как это было проведено для усилительного каскада ОЭ.

На семейство выходных стоковых характеристик транзистора накладывается линия нагрузки по постоянному току (рис. 2.23). Эта линия соединяет точку с координатой Ес на оси абсцисс и точку с координатой Ес/(Rc+Rи), на оси ординат. Рабочая точка П выбирается на середине линейного участка передаточной (стоко-затворной) характеристики и сносится на линию нагрузки. Пересечение линии нагрузки с соответствующей выходной характеристикой определяет значения тока стока Iсп и напряжения сток-исток в точке покоя. В общем виде напряжение смещения затвора Uзип может быть как положительным, так и отрицательным и даже равным нулю. В полевых транзисторах с управляющим переходом оно только отрицательное. Напряжение смещения выделяется на резисторе Rи за счет прохождения Iсп поэтому, зная Uзип и Iсп можно определить величину резистора Rи:


Резистор Rз предназначен для подачи потенциала смещения на затвор. Величина этого резистора должна быть значительно меньше входного сопротивления полевого транзистора (очень большого) для исключения влияния температурной нестабильности транзисторов и разброса их параметров. Обычно Rз = (1–2) Мом. Через Rз, ток практически не течет.


Резистор смещения Rи не только создает режим покоя, но и обеспечивает стабилизацию каскада за счет отрицательной обратной связи по току стока Ic. Емкость Си исключает отрицательную обратную связь для усиливаемого сигнала. Величина емкости выбирается из известных соображений по нижней частоте сигнала:

Иногда для увеличения стабильности каскада идут на значительное увеличение Rи по сравнению с требуемым для создания потенциала покоя на затворе. В этом случае для компенсации излишнего отрицательного потенциала включают резистор R1, подающий на затвор положительный потенциал от источника питания. Если же оказалось, что положение точки покоя таково, что Uзип ³ , то наличие R1обязательно, т.к. именно он будет обеспечивать потенциал смешения. В этом случае резистор Rи необходим только для стабилизации каскада. Следует отметить, что величина резистора стоковой нагрузки Rсвлияет на значение верхней частоты, усиливаемой каскадом: чем больше Rс, тем меньше fв. Рекомендуется выбирать значение Rс равным порядка 0,1 внутреннего сопротивления транзистора ri.

Емкости Cp1 и Cp2служат для развязки цепей постоянного и переменного тока на входе и выходе каскада.

Входной сигнал через разделительный конденсатор Cp1 поступает на затвор транзистора, алгебраически суммируясь с напряжением смешения. Изменение потенциала затвора вызывает изменение напряжения на стоке. Переменная составляющая напряжения на стоке, проходящая через разделительный конденсатор Ср2 представляет собой выходное напряжение. Амплитуда сигнала должна быть такой, чтобы не выходить за пределы линейного участка входной аб и выходной а'б' характеристик.

Нагрузка каскада Rн не учитывается, если Rн >> Rc, что почти всегда имеет место в предварительных каскадах усиления. При необходимости учета нагрузки строится линия нагрузки но переменному току и рабочий линейный диапазон сигналов определяется по ней.

На рис. 2.24. представлены схемы замещения каскада ОИ. В этих схемах переходные конденсаторы Cp1, Cp2; не учитываются, так как емкость их велика и сопротивление близко к нулю. Коэффициент усиления по напряжению для средних частот, когда емкости транзистора еще не влияют на процесс усиления:

Произведение Sri называют статическим коэффициентом усиления полевого транзистора. Здесь ri внутреннее сопротивление транзистора, S — крутизна передаточной характеристики, . С достаточной для практики точностью в большинстве случаев можно пренебречь Rн и тогда

Входное сопротивление каскада велико (мегомы):

Выходное сопротивление каскада:

и реально составляют килоомы и десятки килоом.

Rвых << Rвх, что является достоинством схемы.

На высоких частотах необходимо учитывать входную и выходную емкости.

Входная емкость , где См — емкость монтажа. Обычные численные значения емкости составляют:

Сзи » 10 пФ, Сзс » 2 пФ, См » 2 пФ. При KU = 50, Свх » 114 пФ.

Выходная емкость

Каскад по схеме ОИ меняет фазу выходного сигнала по отношению ко входному на противоположную.

Усилительный каскад ОС на полевом транзисторе со встроенным n-каналом показан на рис. 2.25. Такой каскад называют истоковым повторителем по аналогии с эмиттерным повторителем на биполярных транзисторах. Расчет каскада производится идентично тому, как это показано для схемы ОИ. При использовании транзистора с управляющим p-n-переходом в схеме будет отсутствовать резистор R1.

Напряжение на нагрузке истокового повторителя и совпадает по фазе с входным напряжением.

Нагрузкой каскада по постоянному току является сопротивление Rи, а по переменному току . Коэффициент усиления каскада по напряжению зависит от крутизны характеристики транзистора S и нагрузки по переменному току:

С увеличением крутизны и сопротивления нагрузки величина KU стремится к единице.

Выходное сопротивление схемы пропорционально 1/S и значительно меньше, чем в каскаде ОИ, колеблясь в диапазоне от сотен Ом до единиц килоом. Каскад обладает глубокой отрицательной обратной связью и поэтому достаточно термостабилен. По этой же причине в истоковом повторителе можно использовать более высокие значения сопротивления резисторов R1 и R3, что позволяет повысить входное сопротивление каскада до нескольких мегаом.

лекция 6

Лекция 6

Оконечные и промежуточные усилительные каскады на биполярном транзисторе

В качестве оконечных и промежуточных каскадов могут использоваться каскады в схеме с ОЭ. Различие между промежуточными и оконечными каскадами заключается в том, что нагрузкой промежуточного каскада выступает входное сопротивление и ёмкость следующего каскада. Для оконечного каскада нагрузкой может выступать любое другое устройство. Нагрузка оконечного каскада носит, как правило, ёмкостный характер реактивной составляющей сопротивления.

Проанализируем каскад с ОЭ при емкостно-резистивной нагрузке. Принципиальная схема каскада приведена ниже.

Рис. 1

Для анализа этого каскада составим эквивалентную схему каскада. За основу возьмём упрощенную эквивалентную малосигнальную схему Джиаколетто.

Рис. 2

Здесь rБ – распределённое сопротивление базы транзистора. rЭ – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода транзистора, которое можно рассчитать как rЭ = 0.026/IК.

Тогда полная эквивалентная схема каскада:

Рис. 3

Обобщённый анализ такой схемы достаточно сложен. Но, зная, что усилитель достаточно широкополосный, т.е. отношение fВ/fН велико, можно упростить данную схему для различных частотных диапазонов АЧХ этого каскада.

В области средних частот можно считать, что большие разделительные ёмкости имеют реактивное сопротивление близкое к нулю, и пренебречь их влиянием. Также можно считать, что параллельные ёмкости малой величины (входная и выходная ёмкости транзистора, а так же ёмкость нагрузки) имеют очень высокое реактивное сопротивление, и их влиянием также можно пренебречь. Исходя из этого, эквивалентная схема каскада в области средних частот будет следующей.

Рис. 4

Очевидно, что в области средних частот, АЧХ усилительного каскада такого типа будет равномерной горизонтальной прямой, так как частотно-зависимые цепи в эквивалентной схеме отсутствуют.

    1. Коэффициент усиления

Одним из основных параметров усилительного каскада является коэффициент усиления по напряжению. Для исследования этого параметра обратимся к входной характеристике транзистора.

Рис. 5

В некоторой точке, соответствующей току покоя базы транзистора, на этой характеристике можно провести касательную к кривой. Угол наклона  этой прямой будет характеризовать входную проводимость транзистора, tg() = RВХ_ТР. А так как IК = IБ, то значение источника тока в выходной цепи транзистора можно записать как

I = -UБЭ/tg() = UБЭ/ RВХ_ТР = UБЭS.

где S=/ RВХ_ТР – крутизна усилительного прибора (транзистора) в рабочей точке. Минус перед напряжением база-эмиттер говорит о том, что ток коллектора противофазен входному току и напряжению.

Следовательно, напряжение на коллекторе можно записать как UК=IR0. R0 в этом случае:

Поскольку коэффициент усиления К0=UВЫХ/UВХ= UК/UБЭ, то учитывая что

получим

Следовательно, коэффициент усилительного каскада можно вычислить как:

Знак «минус» означает, что каскад инвертирует выходной сигнал, относительного входного.

    1. Входное сопротивление

Для расчёта устройств подключаемых ко входу усилительного каскада зачастую необходимо знать входное сопротивление каскада. Рассмотрим входную цепь каскада. RГ в состав каскада не входит. Влиянием RБ можно пренебречь, так как её величина не несколько порядков больше входного сопротивления каскада, что будет показано далее. Таким образом, входная цепь каскада с ОЭ имеет следующий вид.

Рис. 6

Следует отметить, что через сопротивление rБ протекает только базовый ток, а через сопротивление rЭ – и базовый и эмиттерный токи.

IЭ=IК+IБ=IБ+IБ=IБ(+1)

Далее:

отсюда

    1. Выходное сопротивление

Рассмотрим выходную цепь усилительного каскада в области средних частот.

Рис. 7

Очевидно, что в этом случае выходное сопротивление источника тока равно суммарному сопротивлению подключенных не нему параллельно сопротивлений, за исключением RН, не входящим в состав каскада. А поскольку Ri много больше чем RК, то им можно пренебречь. Следовательно, RВЫХ = RК.

    1. Анализ каскада в области нижних частот

Построим эквивалентную схему каскада в области нижних частот. Учтём, что влиянием параллельных ёмкостей, вследствие их малости можно пренебречь.

Рис. 8

Упростим эту схему, пользуясь знанием величины входного сопротивления и пренебрегая высоким сопротивлением Ri.

Рис. 9

Следует обратить внимание на то, что входная и выходная цепи этой эквивалентной схемы имеют одинаковую топологию (если учесть нулевое сопротивление источника напряжения). А именно П-образной RC цепи.

Исходя из этого, можно вычислить постоянные времени входной и выходной цепи в области нижних частот:

.

Отсюда нижняя граничная частота сквозного усиления:

,

где

.

    1. Анализ каскада в области верхних частот

Построим эквивалентную схему каскада в области верхних частот. Учтём, что влиянием разделительных ёмкостей, вследствие малости их реактивного сопротивления на ВЧ можно пренебречь.

Рис. 10

Упростим эту схему, пользуясь знанием величины входного сопротивления и пренебрегая высоким сопротивлением RБ и Ri.

Рис. 11

Следует обратить внимание на то, что входная и выходная цепи этой эквивалентной схемы имеют одинаковую топологию (если учесть нулевое сопротивление источника напряжения). А именно простой RC цепи.

Исходя из этого, можно вычислить постоянные времени входной и выходной цепи в области верхних частот:

,

.

Здесь в выражении для постоянной времени выходной цепи присутствует слагаемое − собственная постоянная времени транзистора, описывающая инерционные свойства самого транзистора.

Отсюда верхняя граничная частота сквозного усиления:

Входное и выходное сопротивление усилителей

Введение

В очень упрощенном виде усилитель состоит из «коробки», которая реализует функцию усиления между входным и выходным сигналами. Способ, которым вход входит в систему, а выход выходит из нее, очень важен и влияет на общее поведение усилителя. Говоря более техническим языком, протекание тока как на входе, так и на выходе регулируется входным и выходным сопротивлением усилителя.

В этом учебном пособии разъясняются понятия входного и выходного импедансов усилителей, объясняя ранее упомянутую концепцию «коробки». Во втором разделе подчеркивается несколько причин важности выбора подходящих значений для этих параметров. Наконец, предлагаются некоторые методы для установки импедансов усилителя, которые сильно влияют на поведение схемы.

Определение входного и выходного сопротивлений

Прежде всего, для понимания этого руководства важно понять, что входные и выходные импедансы являются концепцией и не представляют собой какой-либо физический резистор , который можно удалить или заменить.Действительно, они представляют собой значение в Ом (Ом) , которое учитывает конструкцию усилителей (расположение компонентов вокруг транзистора), а также то, что и как они подключены (источник, другие усилители или преобразователи). Мы подробно рассмотрим эти различные схемы подключения позже.

Входное сопротивление подключено к входным клеммам усилителя, а выходное сопротивление подключено последовательно с усилителем. Представление этой конфигурации показано на Рис. 1 ниже:

рис 1: Определение входного и выходного сопротивлений

Если мы считаем, что входное напряжение и ток равны V в и I в , а выходное напряжение и ток равны V из и I из , простейшие определения импедансов Z в и Z из выдает:

  • Z дюйм = V дюйм / I дюйм
  • Z out = V out / I out

Как правило, входное сопротивление высокое, а выходное сопротивление низкое.Идеальные усилители имеют бесконечный входной импеданс и нулевое значение для выходного импеданса .

Важность импедансов

Если есть что действительно помнить о том, почему входные и выходные импедансы так важны, то соответствует . Согласование импеданса - это простая концепция, согласно которой передача мощности от внутреннего сопротивления источника (R S ) к нагрузке (R L ) максимальна, когда R S = R L .Ниже приводится простое представление для определения различных параметров в этом контексте:

рис. 2: Задача о максимальной передаваемой мощности

Эту теорему легко доказать с помощью некоторых этапов вычислений, которые включают в себя исчисление производных. Выражение передаваемой мощности P как функции V S , R S и R L дается в уравнении , приведенном ниже:

. экв. 1: передаваемая мощность

Однако максимальная передаваемая мощность не означает максимальной эффективности .Это действительно частый источник ошибок, поскольку даже сам Джоуль неправильно его понял. Эффективность относится к проценту мощности, которая может быть передана от источника к нагрузке, тогда как передаваемая мощность относится к максимальной величине мощности, которую может развивать нагрузка.

Формула КПД удовлетворяет Уравнению 2 :

уравнение 2: КПД схемы

Передаваемая мощность и КПД могут быть представлены на одном графике как функция отношения R L / R S :

рис. 3: Передаваемая мощность и КПД в зависимости от соотношения R L / R S .Построено с помощью MatLab®

. Из Рис. 3 мы действительно можем видеть, что передаваемая мощность максимальна, когда импедансы совпадают, то есть когда R L / R S = 1. Для идеального согласования импеданса КПД достигает всего 50%. 100% идеальный КПД достигается, когда отношение R L / R S стремится к бесконечному значению, то есть когда R L → + ∞ или R S → 0 или оба .

Даже не рассматривая этот график, действительно легко понять, что когда R L >> R S , большая часть мощности передается на нагрузку, поскольку напряжение на сопротивлении прямо пропорционально его значению в Ом.Однако, когда отношение R L / R S увеличивается, увеличивается общее сопротивление схемы и, следовательно, величина передаваемой мощности уменьшается.

С другой стороны, если сопротивление нагрузки ниже, чем сопротивление источника, большая часть мощности рассеивается в источнике, что приводит к низкой эффективности передачи мощности, даже если общее сопротивление уменьшается, что приводит к более высокой величине сила.

Итак, должны ли импедансы соответствовать для достижения максимальной передаваемой мощности или R L >> R S для достижения максимальной эффективности?

В настоящее время, как правило, высокий входной и низкий выходной импедансы являются нормой, даже если это не приводит к согласованию импеданса.Однако в следующем разделе мы увидим, что в некоторых случаях согласование импеданса может быть более подходящим.

« Конфликты импеданса » происходит между выходом и входом. В принципе, можно выделить три сценария подключения. Первый, когда источник подключен к усилителю, это то, что показано на Рис. 2 .

Второй случай - усилитель подключен к преобразователю. Преобразователь - это заключительный этап схемы, это элемент, который преобразует электрический сигнал в звук и движение, например, примерами преобразователей являются громкоговорители и двигатели.Конфигурация этого соединения такая же, как показано на Рис. 2 , где источником будет усилитель, а нагрузкой - преобразователь.

Последний сценарий - это так называемая конфигурация « каскад », показанная на рис. 4 , где несколько усилителей подключены друг к другу. В современной электронике этот тип архитектуры очень распространен для реализации нескольких операций и усиления сигналов.

рис. 4: Конфигурация каскада

Настройка импеданса

На входном каскаде, где источник питания (источник R S ) подключен к усилителю (R L ) , , максимальная передаваемая мощность не требуется, поскольку усилитель сам может повторно усилить сигнал.Обычно потери сигнала -6 дБ между источником и первым усилителем (обычно называемым предварительным усилителем) являются приемлемыми, такие потери достигаются, когда реализуется согласование импеданса. Следовательно, технически можно рассматривать любое соотношение выходного / входного импеданса, которое удовлетворяет требованиям R L / R S > 1 . Поскольку никогда не рекомендуется иметь входной импеданс ниже значения сопротивления внутреннего источника, входные сопротивления усилителя высоки, чтобы их можно было адаптировать к широкому спектру источников, то есть ко многим значениям сопротивлений источников..

В случае каскадной конфигурации, представленной на рис. 4 , два режима работы можно различать и трактовать по-разному:

  • Если необходимо реализовать передачу напряжения , выходное сопротивление первого усилителя должно быть намного ниже, чем входное сопротивление следующего усилителя. Это максимизирует, как то, что мы описали для входного каскада, падение напряжения на входном импедансе второго усилителя, а не на выходном импедансе первого.
  • Если необходимо реализовать передачу мощности , более целесообразно согласовать импедансы так, чтобы максимальная величина мощности могла передаваться через несколько каскадов усилителей.

Для последнего каскада, когда последний усилитель питает преобразователь (скажем, громкоговоритель), выходное сопротивление усилителя должно быть ниже внутреннего сопротивления громкоговорителя. Снова по тем же причинам мощность передается на преобразователь более эффективно, если усилитель имеет низкий выходной импеданс.В этом случае преобразователь может использовать большую часть мощности. Однако общее сопротивление не должно быть слишком высоким, чтобы избежать малой величины мощности.

Методы настройки

рис 5: Обратите внимание на развязывающий конденсатор

Значения входного и выходного сопротивлений полностью соответствуют архитектуре усилителей. Мы можем перечислить некоторые из архитектур, доступных для изменения входного или выходного импеданса:

  • Входной каскад FET : Полевые транзисторы, такие как MOSFET, можно использовать для подключения источника к предусилителю.Поскольку их затвор управляется исключительно напряжением, они не принимают никакого тока на входе и, таким образом, обеспечивают очень высокое входное сопротивление.
  • Конденсаторы развязки : В Рис. 5 развязывающий конденсатор в выходном каскаде конфигурации с общим эмиттером выделен красным кружком. В руководстве по усилителю с общим эмиттером мы уже видели, что использование деривационной емкости увеличивает коэффициент усиления усилителя. Однако это также снижает входное сопротивление конструкции.Таким образом, регулировка значения этой емкости может изменить значение входного импеданса усилителя.
  • Эмиттерный повторитель : Одним из самых простых решений для получения как высокого входного, так и низкого выходного сопротивления является использование конфигурации эмиттерно-повторителя. Более подробную информацию об этой конфигурации можно найти в учебнике по усилителю с общим коллектором.

Заключение

В этом руководстве, прежде всего, было определено, что такое входное и выходное сопротивление.Мы видели, что они представляют собой полных сопротивлений усилителя на входных клеммах и на смещенных выходных клеммах. Поскольку они не представляют какого-либо физического сопротивления, их нельзя удалить, но, как следствие архитектуры усилителя, их значение можно регулировать.

Эти импедансы играют важную роль на интерфейсах усилителей. Они действительно определяют, как сигналы напряжения или мощности передаются либо от источника к предусилителю , либо от усилителя к другому усилителю , либо от усилителя к преобразователю .

Для установки импедансов в основном используются два критерия: передаваемая мощность или КПД. Как правило, для усилителей напряжения предпочтительна высокая эффективность. Этого можно достичь, установив входное сопротивление каскада n + 1 намного выше, чем выходное сопротивление каскада n. В этой конфигурации, несмотря на увеличение общего сопротивления, большая часть мощности вырабатывается на входных клеммах каскада n + 1, а не рассеивается за счет тепловых потерь на выходе.

Иногда, однако, может быть целесообразно получить максимальную передаваемую мощность, реализовав согласование импеданса .В этом случае входной и выходной импедансы устанавливаются равными, чтобы величина мощности была максимальной на входных клеммах n + 1 каскада. Эта конфигурация ценится в усилителях мощности, где передача энергии должна быть привилегированной.

Наконец, мы увидели, что изменение входного и выходного импедансов должно производиться путем изменения архитектуры усилителя. Действительно, доступно большое количество конфигураций, но некоторые из наиболее важных приведены в последнем разделе.

.Входное сопротивление операционного усилителя

»Примечания по электронике

Входной импеданс операционного усилителя важен, поскольку он определяет нагрузку на предыдущем каскаде.


Учебное пособие по операционному усилителю Включает:
Введение Усиление операционного усилителя Пропускная способность Скорость нарастания операционного усилителя Смещение null Входное сопротивление Выходное сопротивление Понимание спецификаций Как выбрать операционный усилитель Сводка схем операционного усилителя


Входное сопротивление цепи операционного усилителя важно по разным причинам.Он определяет нагрузку на предыдущем этапе, а также импеданс вместе с необходимыми минимальными частотами определяет номинал любого необходимого конденсатора связи.

Ввиду этого. Необходимо понимать входное сопротивление схемы операционного усилителя, чтобы можно было принять необходимые решения по проектированию электронной схемы.

Общий входной импеданс - это не только входное сопротивление постоянному току, но он также усложняется уровнем емкости, и это может иметь заметное влияние на общее сопротивление.Это означает, что эффективная схема содержит не только резисторы, но и конденсаторы.

Operational amplifier circuit symbol with the actual electronic component ICs

Основы входного импеданса операционного усилителя

Когда речь идет о входном сопротивлении операционного усилителя, необходимо указать, является ли это самим основным чипом или схемой:

  • Входное сопротивление микросхемы ОУ: Входное сопротивление базовой интегральной схемы - это просто входное сопротивление базовой схемы внутри микросхемы. Некоторый ток требуется для управления базовыми переходами входных транзисторов, и это одна из причин, почему входное сопротивление не бесконечно.

    В дополнение к этому существует емкость, обусловленная уровнями емкости перехода, а также емкость между выводами. Эту емкость можно представить в виде отдельных конденсаторов в эквивалентной схеме.

  • Входное сопротивление схемы операционного усилителя: Размещение схемы вокруг операционного усилителя значительно изменяет его входное сопротивление. И внешние электронные компоненты, и способ обратной связи влияют на импеданс.

    Это означает, что в зависимости от способа применения обратной связи и используемых компонентов общее входное сопротивление цепи может варьироваться от низких значений до очень высоких.

    Как и в любой схеме, также будет некоторая емкость. Влияние любой индуктивности в цепи минимально с учетом частот, обычно используемых в операционных усилителях, и этим можно пренебречь.

Уровень входного сопротивления для базовой микросхемы можно получить из технических паспортов операционных усилителей, в которых указано входное сопротивление, часто в МОм.Там, где требуются очень высокие уровни входного импеданса, можно использовать операционные усилители на полевых транзисторах.

Если посмотреть на входной импеданс операционных усилителей на полевых транзисторах, то входное сопротивление самого операционного усилителя может составлять несколько тераом. Это означает, что любое влияние нагрузки, вызванное только сопротивлением, чрезвычайно велико, хотя эффекты емкости могут значительно снизить общий импеданс. .

Глядя на спецификации интегральных схем, иногда можно увидеть, что входное сопротивление операционного усилителя указано для дифференциального и синфазного входов.Обычно операционные усилители с обратной связью по току обычно определяют сопротивление относительно земли на каждом входе.

Equivalent elements of op amp input impedance showing the resistors representing the different elements Элементы входного импеданса для операционного усилителя

Из этого видно, что есть три резистора, которые увеличивают входное сопротивление микросхемы. Хотя в большинстве случаев будет видно сопротивление операционного усилителя, на более высоких частотах оно может стать немного реактивным, и его правильнее назвать импедансом. Обычно входное сопротивление составляет от 100 кОм до 100 МОм или более. Емкость шунта может составлять всего несколько пикофарад, часто около 20 пФ или около того

Хотя основное сопротивление может быть очень высоким, даже небольшие уровни емкости могут снизить общий импеданс, особенно при повышении частоты.Импеданс конденсатора 20 пФ составляет всего 80 кОм при 100 кГц или 800 кОм при 10 кГц.

Это может означать, что в общем импедансе преобладает емкостной эффект при повышении частоты.

Влияние обратной связи на входное сопротивление

Конфигурация схемы и уровень обратной связи также имеют большое влияние на входной импеданс всей схемы операционного усилителя. Дело не только в импедансе самой микросхемы усилителя - большое влияние оказывают окружающие ее электронные компоненты.

Обратная связь имеет различные эффекты, понижая или увеличивая полное сопротивление цепи или сопротивление в зависимости от способа ее применения.

Двумя основными примерами обратной связи, изменяющей входное сопротивление или входное сопротивление схемы операционного усилителя, являются инвертирующие и неинвертирующие схемы операционного усилителя.

Входное сопротивление цепи инвертирующего операционного усилителя

Инвертирующий усилитель, использующий микросхемы операционного усилителя, представляет собой очень простой в использовании усилитель. Требуя очень небольшого количества электронных компонентов - фактически, это всего лишь два резистора, эта электронная схема обеспечивает простую в изготовлении схему усилителя.

Basic inverting operational amplifier circuit using two electronic components: just two resistors as well as the operational amplifier itself Базовая схема инвертирующего операционного усилителя

Базовая схема инвертирующего усилителя показана выше. Чтобы схема могла работать правильно, разница между инвертирующим и неинвертирующим входами должна быть очень небольшой - коэффициент усиления микросхемы очень высок, и поэтому для небольшого выходного напряжения разница между двумя входами мала. Это означает, что инвертирующий вход должен иметь практически тот же потенциал, что и неинвертирующий, то есть на земле.

В результате входной импеданс этой схемы операционного усилителя равен резистору R1.Обычно это относительно мало и может составлять порядка 1 кОм или около того, в зависимости от фактических выбранных значений электронных компонентов. Однако эта схема имеет преимущество в виде виртуальной точки заземления на инвертирующем входе микросхемы операционного усилителя, что позволяет использовать ее в качестве микшера виртуальной земли.

Входное сопротивление цепи неинвертирующего операционного усилителя

Неинвертирующий усилитель дает возможность обеспечить очень высокий уровень входного импеданса.

Как и инвертирующий усилитель, в этом также очень мало электронных компонентов.Опять же, в базовой форме схемы используются всего два резистора. Сигнал подается на неинвертирующий вход, а обратная связь имеет резистор между выходом и инвертирующим входом и еще один резистор между инвертирующим входом и землей.

Basic non-inverting operational amplifier circuit using two electronic components - just two resistors as well as the operational amplifier Базовая схема неинвертирующего операционного усилителя

обнаружено, что входное сопротивление для этой схемы операционного усилителя по крайней мере равно сопротивлению между неинвертирующим и инвертирующим входами, которое обычно составляет от 1 МОм до 10 ТОм, плюс полное сопротивление тракта от инвертирующий вход на землю i.е. R1 параллельно резистору R2. именно эта схема используется, когда требуются очень высокие уровни входного импеданса.

Входное сопротивление операционного усилителя является ключевым моментом при проектировании любой электронной схемы, использующей операционные усилители. Входное сопротивление должно быть достаточно высоким, чтобы не ухудшать работу предыдущих каскадов.

Соответственно, существует баланс между преимуществами инвертирующего усилителя с его способностью к виртуальному смешиванию с землей и простотой, но низким входным импедансом по сравнению с очень высоким входным сопротивлением неинвертирующего усилителя.

Часто выбор зависит от индивидуальных предпочтений, но в любом случае необходимо учитывать входное сопротивление, высокое или низкое.

Другие схемы и схемотехника:
Основы операционных усилителей Схемы операционных усилителей Цепи питания Конструкция транзистора Транзистор Дарлингтона Транзисторные схемы Схемы на полевых транзисторах Условные обозначения схем
Возврат в меню проектирования схем. . .

.

Planet Analog - Руководство по АЦП, Часть 13: Входной импеданс

В предыдущей части этой серии мы рассмотрели, как конфигурация дифференциального входа АЦП может улучшить его производительность. В этой статье рассказывается о другой спецификации АЦП, которая влияет на точность преобразования: входном импедансе. Входное сопротивление является важной характеристикой и должно быть правильно понято, поскольку, если оно не подходит для данного источника сигнала, может потребоваться дополнительный буферный каскад для точного измерения сигнала.

Входной импеданс
Входной импеданс АЦП определяется как импеданс сигнала, подключенного к его входным клеммам. Наиболее важным аспектом входного импеданса является достижение требований согласования импеданса при сопряжении с ним сигнала. Без должного внимания к этому аспекту АЦП может не увидеть правильный уровень сигнала на своем входе, что приведет к искажению сигнала и ошибочным измерениям.

Это становится еще более критичным, когда входное сопротивление АЦП низкое и источник не может управлять входом АЦП, чтобы зарядить его входной конденсатор до требуемого напряжения в заданное время.В основном есть два типа входных каскадов АЦП: с буферизацией и без буферизации.

АЦП с буферизацией: Многие АЦП имеют встроенный входной каскад с буферизацией. С таким АЦП буферный каскад обеспечивает высокое сопротивление измеряемому сигналу. Этот буферный входной каскад предотвращает любое падение напряжения сигнала, подключенного к АЦП. Еще одним преимуществом входного каскада с буферизацией является то, что он обеспечивает практически постоянный импеданс на всех частотах входного сигнала.

Однако у буферизированных входных АЦП есть некоторые отрицательные эффекты.Буферы могут вносить смещение, а также увеличивать нелинейность АЦП. Следует проявлять осторожность, чтобы компенсировать эти побочные эффекты, если кто-то предпочитает использовать буферизованные входные АЦП в высокоточных приложениях. Еще один недостаток использования буферизованных входных АЦП - потребление тока АЦП. В некоторых приложениях, где на самом деле нет необходимости иметь буферный каскад на входе, использование АЦП с буферизованным входным каскадом добавляет ненужные накладные расходы, когда дело касается бюджета мощности системы.Входные буферы могут значительно увеличить общее потребление тока АЦП, что может оказаться неприемлемым для приложений с низким энергопотреблением.

АЦП без буферизации: Эти АЦП являются основной темой обсуждения при обсуждении входного импеданса АЦП и согласования импеданса источника. АЦП, имеющиеся в большинстве устройств со смешанными сигналами, не имеют буферного каскада. Этот тип АЦП требует тщательного рассмотрения входного импеданса. АЦП без буферизации имеют входной каскад на основе переключаемых конденсаторов.Входной импеданс для небуферизованного АЦП можно смоделировать, как показано на Рис. 1 . Значения R и C можно найти в даташите АЦП. При оценке этих значений следует проявлять осторожность, потому что значения могут зависеть от ряда факторов, таких как разрешение, входной диапазон и входная конфигурация (например, несимметричный или дифференциальный), и это лишь некоторые из них.

Рисунок 1

Model of ADC input impedance

Модель входного импеданса АЦП

Рисунок 2

Simplified switched capacitor based sample and hold circuit

Упрощенная схема выборки и хранения на основе переключаемых конденсаторов

Как видно из , рис. 1 , входное сопротивление АЦП не является чисто резистивным.Переключаемый конденсаторный вход - это в основном каскад выборки и хранения АЦП. На рисунке 2 показана упрощенная схема выборки и хранения. Емкостная часть входного импеданса возникает в основном за счет конденсатора выборки (C ОБРАЗЕЦ на рисунке 2) этой схемы. Из рисунков видно, что эффективное входное сопротивление АЦП без буферизации зависит от частоты входного сигнала. Это соотношение задается уравнением (1) ниже:

Simplified switched capacitor based sample and hold circuit

Можно подумать, что входная емкость (C в ) не имеет значения для сигналов постоянного тока.Это верно лишь отчасти. Для сигналов постоянного тока, когда конденсатор выборки заряжен, имеет значение только входное сопротивление. Однако в то время, когда входной сигнал переключается с одного уровня на другой, время установления будет зависеть от конденсатора выборки и входного сопротивления. Как правило, этот конденсатор достаточно мал, так что напряжение на конденсаторе почти мгновенно следует за входным напряжением. Однако при использовании АЦП с сигналами, которые имеют очень слабую мощность возбуждения, такими как пьезоэлектрические датчики, время зарядки конденсатора может стать важным.В таких случаях полезен буферизованный АЦП.

Еще одна тонкая деталь, которую стоит учитывать при работе с входным импедансом АЦП, заключается в том, что в технических характеристиках указаны сопротивление и емкость отдельной входной клеммы относительно земли. Это сильно отличается от импеданса, который будет видеть дифференциальный сигнал, когда АЦП работает в конфигурации дифференциального входа. Чтобы оценить дифференциальный входной импеданс в целях согласования импеданса, необходимо измерить дифференциальный входной импеданс на частоте полезного сигнала.Это можно измерить, выполнив анализ s-параметров на входе АЦП с помощью анализатора цепей.

Последним соображением для входного импеданса небуферизованного АЦП является изменение его входного импеданса в разное время. В этих АЦП разные переключатели включены в режимах отслеживания и удержания. Это приводит к разному входному сопротивлению, когда входная цепь находится в режиме отслеживания и когда она находится в режиме удержания. АЦП видит входной сигнал только в режиме отслеживания, поскольку в режиме удержания вход более или менее изолирован.Поэтому, когда дело касается схемы согласования импеданса, представляет интерес только импеданс режима трека. Таблицы данных АЦП обычно предоставляют значения импеданса в режиме трека.

Для проведения точных измерений с использованием небуферизованных АЦП, если источник не может обеспечить ток, необходимый для работы с низким входным импедансом АЦП, потребуется еще один этап преобразования сигнала между источником сигнала и АЦП.

В следующей части этой серии мы поговорим о согласовании импеданса.

Об авторах:

Сачин Гупта работает старшим инженером по приложениям в группе приложений PSoC 1 в Cypress Semiconductor. Он имеет степень бакалавра электроники и связи Университета Гуру Гобинд Сингха Индрапрастхи, Дели. Он имеет несколько лет опыта в разработке приложений смешанных сигналов. С ним можно связаться по адресу [email protected]

Акшай Фатак - инженер по приложениям в Cypress Semiconductor.Он имеет степень бакалавра электроники и телекоммуникаций в Инженерном колледже в Пуне, Индия. Ему нравится работать со встроенными системами со смешанными сигналами. С ним можно связаться по адресу [email protected]

.

Усилители и Импеданс

  • Изучив этот раздел, вы сможете:
  • Разберитесь в преимуществах управления входным и выходным импедансом усилителей.
  • Общие сведения о типовых схемах, используемых для увеличения входного сопротивления усилителя.
  • • Входы JFET.
  • • Пара Дарлингтона.
  • • Начальная загрузка
  • Общие сведения о типовых схемах, используемых для уменьшения выходного сопротивления усилителя.
  • • Ступени повторителя эмиттера

Вход и выход Imedance

Входной и выходной импедансы усилителя - очень важные параметры, которые влияют на общий коэффициент усиления в многокаскадных усилителях. Модуль 7.2 теории переменного тока описывает, как правильное согласование снижает потери сигнала между выходом одного усилителя и входом следующего в многокаскадных усилителях. В этом разделе рассматриваются практические методы получения подходящего входного и выходного импедансов, когда усилители взаимодействуют с типичными устройствами ввода и вывода, такими как микрофоны и громкоговорители.

Источники аудиовхода, такие как микрофоны, звукосниматели, радиотюнеры и т. Д., Могут иметь сопротивление в диапазоне от нескольких сотен Ом до нескольких тысяч Ом. Если входы аудиоусилителя могут обслуживать несколько различных источников входного сигнала, переключите выбираемые входы для компенсации определенных входных устройств, как описано в Модуле усилителя 4.1.

Конечный (выходной) каскад многокаскадного усилителя должен приводить в действие «преобразователь», который преобразует энергию электрического сигнала, производимого усилителем, в другую полезную форму.Например, электрические волны, создаваемые усилителем звука, будут преобразованы громкоговорителем в звуковые волны (давление воздуха). Усилитель радиочастоты (RF) в передатчике может использоваться для управления антенной, или усилитель постоянного тока может приводить в действие электродвигатель или реле. Любой или все из этих преобразователей могут иметь довольно низкие импедансы и требовать значительного количества сигнального тока или мощности, а не больших сигнальных напряжений для их работы. Поэтому выходной каскад усилителя может нуждаться в низком выходном импедансе, намного меньшем, чем это было бы возможно при использовании усилителей напряжения с общим эмиттером, описанных в Модуле 4 усилителей.С 1 по 4.3.

В этом разделе описаны некоторые типы схем усилителя тока и напряжения, которые обычно используются для изменения входного и выходного сопротивления. Выходные каскады мощности описаны в Модуле 5 усилителя.

Входной каскад с полевым транзистором

Рис. 4.3.2 Высокоомный входной каскад JFET

Там, где на входе усилителя требуется очень высокий импеданс и низкий уровень шума, во входном каскаде усилителя обычно используют полевой транзистор (FET). Очень высокий входной импеданс достигается с помощью JFET, поскольку его затвор работает от напряжения, а не от тока.Таким образом, JFET практически не потребляет ток от устройства, подключенного ко входу усилителя. Даже более высокие входные сопротивления доступны при использовании полевых МОП-транзисторов с изолированной конструкцией затвора (IGFET). Хотя полевые транзисторы обычно имеют меньшее усиление по напряжению и меньшую полосу пропускания, чем биполярные транзисторы, они также создают гораздо меньше внутреннего шума, что делает их идеально подходящими для использования на ранних стадиях усилителя, где важно хорошее соотношение сигнал / шум.

Эксплуатация

Поскольку входное сопротивление JFET чрезвычайно велико, входное сопротивление схемы приблизительно равно значению R1, и, поскольку на вход практически не течет ток, на R1 нет потенциала, поэтому затвор Tr1 эффективно работает. при нулевом напряжении.Для правильной работы затвор N-канального JFET должен быть более отрицательным, чем источник, это достигается за счет того, что источник Tr1 становится положительным. Затем сигнал, подаваемый на затвор, будет изменять напряжение затвора и, таким образом, изменять ток стока через полевой транзистор. Смещение JFET устанавливается посредством R2 и R3. Поскольку усиление JFET не очень велико, дополнительное усиление обеспечивается PNP-транзистором Tr2. Общий коэффициент усиления двухкаскадного усилителя устанавливается равным примерно 11 из-за отрицательной обратной связи, обеспечиваемой R4 и R5.

Развязка

Рис. 4.3.3 Разъединение питания
(Из Рис. 4.3.2)

На рис. 4.3.2, R3 развязан с помощью C2, так что нижний конец R4 эффективно находится под потенциалом земли, если речь идет о переменном токе, значение C2 не особенно велико в этой цепи, поскольку чем больше значение электролитического конденсатора, тем больше шума он будет производить, а цель схемы - свести к минимуму внутренний шум. Конденсаторы связи C1 и C4 (также относительно небольшие) обеспечивают изоляцию от любых напряжений постоянного тока, присутствующих в любых подключенных цепях.Использование очень высокого значения для R1 дает высокий входной импеданс, но чем выше значение, тем более подвержена нестабильность и колебания цепи. Чтобы предотвратить такую ​​возможность, необходима эффективная развязка от других цепей и питания, развязка здесь обеспечивается R6 и C3, как показано на рис. 4.3.3.

Эмиттер-повторитель

Рис. 4.3.4 Эмиттерный повторитель

Усилители с общим эмиттером обычно имеют выходное сопротивление от среднего до высокого, значение которого в основном зависит от номинала нагрузочного резистора на конечном этапе усиления.Многие типичные преобразователи, такие как громкоговорители, реле, двигатели и т. Д., Являются индуктивными устройствами с низким импедансом всего в несколько Ом.

Подключение таких устройств к выходу усилителя напряжения с сопротивлением нагрузки в несколько тысяч Ом приведет к плохому согласованию импеданса, причем практически весь выход будет развиваться на нагрузочном резисторе, а не на нагрузке. Одним из ответов на эту проблему является уменьшение выходного импеданса с помощью эмиттерного повторителя, который представляет собой отдельный транзистор, подключенный в режиме общего коллектора.

Режим общего коллектора

В этой конфигурации коллекторный вывод используется как общее соединение для входа и выхода. В схеме (рис. 4.3.4) вход транзистора подключен между базой и землей, а выход подключен через нагрузочный резистор между эмиттером и землей. Помните, что с коллектором, подключенным непосредственно к источнику питания, коллектор находится под потенциалом земли в отношении переменного тока из-за наличия больших разделительных конденсаторов, подключенных между источником питания и землей.

Усилитель с общим коллектором называется эмиттерным повторителем, потому что выходной сигнал, снимаемый с эмиттера, находится в фазе с входным напряжением на базе и «следует» за ним. Фактически, напряжения базы и эмиттера почти идентичны, поэтому эмиттерный повторитель имеет усиление по напряжению 1 (на практике немного меньше) из-за 100% отрицательной обратной связи, создаваемой резистором нагрузки эмиттера, который не развязан, как это было бы в нормальном случае. в обычном эмиттерном усилителе. Это приводит к тому, что полная амплитуда выходного сигнала подается обратно на базу, давая коэффициент усиления β замкнутого контура, равный 1.

Следовательно, эмиттерный повторитель не используется в качестве усилителя напряжения. Однако у него есть и другие очень полезные свойства. Его коэффициент усиления по току велик и приблизительно равен коэффициенту усиления по току (h fe ) транзистора. Входное сопротивление схемы высокое, обычно 100 кОм или более, хотя это в некоторой степени будет зависеть от номинала резистора смещения базы R1 на рис. 4.3.4, который параллелен входному сопротивлению транзистора, но этот эффект шунтирования можно уменьшить с помощью «начальной загрузки».Выходное сопротивление схемы очень низкое, обычно в районе 50 Ом. Из-за его использования для согласования усилителей напряжения с относительно высоким выходным импедансом и нагрузок с низким импедансом эмиттерный повторитель можно также назвать «буферным усилителем».

Эмиттерный повторитель как регулятор напряжения

Рис. 4.3.5 Регулятор напряжения эмиттерного повторителя

Еще одно применение эмиттерного повторителя - в качестве регулятора напряжения, он полезен в источниках питания, где небольшое напряжение может использоваться для регулирования большого тока., как показано на рис. 4.3.5. Эта схема гарантирует, что стабилизированный источник питания 5 В будет поддерживать правильное напряжение даже при изменении напряжения питания 12 В. Точное значение в пять вольт также поддерживается для диапазона токов, потребляемых питающей цепью. Стабилизации можно добиться, просто используя комбинацию резистора и стабилитрона, но при использовании эмиттерного повторителя можно работать с гораздо более высокими токами.

Обратите внимание на рис. 4.3.5, что стабилитрон имеет номинальное напряжение 5 В6 (то есть 5,6 вольт), это будет поддерживать базу транзистора при этом напряжении, а эмиттер транзистора - на 0.На 6 В ниже базового напряжения будет поддерживаться на уровне 5 В. Таким образом, небольшой ток, поддерживающий базовое напряжение на уровне 5,6 В, может точно контролировать гораздо больший ток, протекающий через коллектор и эмиттер.

Схема эмиттерного повторителя также является основой многих двухтактных каскадов выходных усилителей мощности класса B и класса AB, описанных в модуле усилителя 5

Эмиттерный повторитель преобразован в пару Дарлингтона

Рис. 4.3.6 Пара Дарлингтона

Эффект высокого входного импеданса заключается в уменьшении входного тока усилителя.Если входной ток для данного входного напряжения уменьшается каким-либо способом, это приводит к увеличению входного импеданса. Эмиттерный повторитель имеет высокое входное сопротивление, но его можно снизить до неприемлемого уровня из-за наличия резистора смещения базы.

Однако другая схема, составная или пара Дарлингтона, показанная на рис. 4.3.6, может значительно увеличить входное сопротивление. При использовании одного эмиттерного повторителя (Tr1) для управления другим (Tr2) общий коэффициент усиления по току становится произведением отдельных коэффициентов усиления, h fe 1 x h fe 2 и обычно может составлять 1000 или более.Это значительно снижает ток сигнала, необходимый для базы Tr1, и тем самым резко увеличивает входной импеданс.

Пара Дарлингтона, использующая усилители с общим эмиттером

Рис. 4.3.7 Схема общего эмиттера

Пара Дарлингтона также может использоваться в режиме общего эмиттера, как показано на рис. 4.3.7. Транзисторы Дарлингтона также доступны в виде комбинированных корпусов как типа PNP, так и типа NPN, в комплекте с защитными диодами от обратной ЭДС, которые обычно требуются, когда конфигурация Дарлингтона используется в качестве выходного устройства с высоким коэффициентом усиления для переключения сильноточных индуктивных нагрузок.

Рис. 4.3.8 Интегральная схема Дарлингтона ULN2803

Усилители Дарлингтона

также доступны в виде интегральных схем, таких как ULN2803, который содержит восемь сильноточных усилителей Дарлингтона с выходами с открытым коллектором для взаимодействия между логическими схемами TTL (5 В) и высоким током / высоким напряжением (до 500 мА и 50 В. ) устройства. Когда контакт 10 подключен к + V, каждый выход имеет диодную защиту для управления индуктивными нагрузками от спины.м.ф.

Начальная загрузка

Самозагрузка (использование положительной обратной связи для подачи части выходного сигнала обратно на вход, но без возникновения колебаний) - это метод очевидного увеличения значения постоянного резистора в том виде, в котором он отображается для сигналов переменного тока, и тем самым увеличения входного импеданса. Базовый усилитель начальной загрузки показан на рис. 4.3.8, где конденсатор C B является «конденсатором начальной загрузки», который обеспечивает обратную связь переменного тока с резистором, включенным последовательно с базой. Значение C B будет большим, примерно в 10 раз больше самой низкой обрабатываемой частоты x номинала последовательного резистора (10ƒ мин R3).

Рис. 4.3.8 Начальная загрузка, примененная к эмиттерному повторителю

Хотя используется положительная обратная связь, которая обычно вызывает колебания усилителя, коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя меньше 1, что предотвращает колебания.

На рис. 4.3.8 база эмиттерного повторителя смещена от делителя потенциала через R3. Путем подачи выходного сигнала обратно на левую сторону R3 напряжение на этом конце R3 заставляется повышаться и понижаться по фазе с входным сигналом на базовом конце R3.

Поскольку выходной сигнал эмиттерного повторителя имеет немного меньшую амплитуду, чем базовый сигнал (из-за коэффициента усиления транзистора менее 1), на R3 будет очень слабый сигнал тока. Такая небольшая форма волны тока предполагает, что протекает очень небольшой ток; поэтому сопротивление R3 должно быть очень высоким, намного выше, чем оно есть на самом деле. Поэтому входное сопротивление усилителя было увеличено.

Эффективное значение переменного тока R3 увеличивается на R3 ÷ (1 -A o ), где A o - коэффициент усиления без обратной связи усилителя.

Например, резистор 47 кОм с начальной загрузкой будет выглядеть так:

Итак, если A O = 0,98, кажущееся значение R3 будет 47 x 10 3 ÷ (1- 0,98) = 2,35 МОм

Главный недостаток этого метода увеличения входного импеданса по сравнению с другими методами заключается в том, что использование положительной обратной связи может увеличить шум и искажения.

Начало страницы

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *