Фазовращатель на операционном усилителе схема: Гнератор на ОУ | Авторская платформа Pandia.ru

Содержание

Гнератор на ОУ | Авторская платформа Pandia.ru

Приборы помощники

экономичнО и просто

Промышленные и любительские транзисторные генераторы звуковой частоты обычно выполняются по схеме моста Вина с частотнозадающей RC-цепочкой, а амплитуда колебаний стабилизируется термистором или лампой накаливания. Такая система стабилизации требует от выходного каскада значительной дополнительной мощности и тщательной настройки режимов работы всех узлов ГЗ. Кроме того, для транзисторных генераторов требуются электролитические конденсаторы большой емкости (1000— 4000 мкФ) и дефицитный термистор.

От подобных недостатков свободен генератор звуковой частоты на операционных усилителях (сокращенно ОУ), поэтому его проще собрать и настроить.

Принципиальная схема генератора звуковой частоты представлена на рисунке 1. Прибор состоит из двухкаскадно-го фазовращателя (DAI, DA2), инвертора (DA3), усилителя стабилизации амплитуды колебаний (DA4), выходного каскада (DA5), частотомера (DA6, DA7) со стрелочным индикатором PF1, измерителя уровня выхода (DA8) с вольтметром PV1 и стабилизированного блока питания.

Фазовращатель на операционном усилителе создает фазовый сдвиг 90° для частоты f0 =1/2nRC, где R — сумма сопротивлений постоянного резистора R2 и переменных резисторов R3, R4. Причем с изменением фазы коэффициент передачи фазовращателя постоянно равен 1 во всем диапазоне частот. При одинаковых значениях емкостей конденсаторов С1—СЗ и С6— С8 и синхронном изменении сопротивлений сдвоенными переменными резисторами R3, R10 и R4, RU, фазовый сдвиг на выходе DA2 для частоты f0 составит 180°. Инвертор осуществляет дополнительный фазовый сдвиг на угол 180° для всех частот диапазона при коэффициенте усиления большем 1, и после прохождения цепи положительной обратной связи с выхода DA3 на вход DA1 сигнал получает общий фазовый сдвиг 360 °. На частоте квазирезонанса f0 возникают колебания синусоидальной формы.

Нужный поддиапазон частот выбирают переключателем SA1, а сдвоенными переменными резисторами R4, R11 («Грубо») и R3, R10 («Точно») плавно перестраивают частоту.

Каскад на DA4 усиливает уровень сигнала генератора до величины примерно 2 В, достаточной для управления стабилизатором амплитуды и последующей подачи сигнала на выходной каскад. В качестве стабилизатора служит полевой транзистор VT1, которым управляет напряжение, получаемое после детектирования сигнала диодом VD1.

С выхода DA4 электрические колебания через подстроечный резистор R25 и регулятор уровня R26 поступают на выходной каскад DA5, а затем на делитель напряжения R32—R36. Нужный предел выходного напряжения выбирают переключателем SA2 и подают на гнездо XS1.

С выхода DA4 сигнал направляют также на каскад DA6 усилителя-ограничителя, в цепь отрицательной обратной связи которого включены диоды VD2, VD3, способствующие получению постоянного выходного напряжения. В этом каскаде синусоидальные колебания преобразуются в прямоугольные с амплитудой примерно 0,6 В и затем через один из конденсаторов С9—СП и переключатель SA1.3 поступают на MCDA7 частотомера. Благодаря глубокой отрицательной обратной связи по цепи измерительного моста VD4—VD7, включенного между выходом и инвертирующим входом DA7, получаем линейную шкалу частотомера. Переключателем SA1.4 коммутируют подстроенные резисторы R16— R18, с помощью которых подбирают пределы показаний прибора PF1 на каждом поддиапазоне. Подстроенным резистором R23 стрелку прибора устанавливают на 0.

Измеритель уровня выхода на DA8 выполнен аналогично каскаду DA7 и осуществляет контроль на пределе 1 В, причем шкала вольтметра PV1 также линейная.

Блок питания состоит из выпрямителя двухполярного напряжения на диодах VD14—VD17 и параметрических стабилизаторов на транзисторах VT2, VT3 и стабилитронах VD12, VD13.

Рис. I. Принципиальная схема генератора звуковой частоты.

ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЗ:

Диапазон частот 20 Гц—20 кГц разбит на три поддиапазона,

Гц: 20—200, 200—2000, 2000—20 000

Максимальный выходной сигнал, В….. 1

Пределы плазмой регулировки выходного сигнала, В…….. .0,01; 0,1; 1

Коэффициент нелинейных искажений выходного сигнала не более, %………. 0,1

Потребляемая от сети мощность, Вт…. 3

Детали и конструкция. В генераторе применены постоянные резисторы МЛТ-0,25; R32—R36 выходного делителя необходимо подобрать с допуском ± 1 %; подстроечные резисторы — С5-2, переменные резисторы R3, R10 и R4, R11 — сдвоенные типа СПЗ-4д.

Конденсаторы — МБМ или КТ-1, С1— СЗ, С6—С8 набирают из типовых, соединяя их параллельно, электролитические конденсаторы марки К50-6.

Измерительные приборы PF1 и PV1 — с током полного отклонения 100 мкА. Шкалу PF1 переделывают для удобства отсчета частоты 0—200 Гц.

Переключатели можно применить типа ПМ или кнопочные П2К — по три кнопки с зависимой фиксацией в обойме.

Рис. 2. Монтажная плата измерительного прибора со схемой расположения элементов.

Рис. 3. Внешний вид ГЗ.

Силовой трансформатор рассчитан на мощность 3—5 Вт и напряжение вторичных обмоток 2 X 13 В с допустимым током не менее 50 мА. Можно использовать малогабаритный блок питания ПМ-1 для электрифицированных игрушек. Его корпус нужно разобрать, снять сердечник трансформатора и смотать с каркаса вторичную обмотку, а затем намотать новую 2X340 витков проводом ПЭВ 0,2 и собрать сердечник. Из этого же блока используют и диодный мост. Для улучшения теплоотвода транзисторы VT2, VT3 устанавливают на небольшие уголки-радиаторы.

Основные элементы генератора смонтированы на печатной плате (рис. 2), изготовленной из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5—2 мм. Постоянные резисторы устанавливают вертикально, а подстроечные — торцом к плате: в ней через крепежные отверстия продевают луженый медный провод 0 0,5—0,7 мм и припаивают его в четырех отверстиях, расположенных по краям зтлх резисторов.

Блок питания смонтирован на отдельной плате, установленной у задней стенки прибора. Внешний вид его показан на рисунке 3. Корпус изготовлен из листового дюралюминия толщиной 2 мм.

Налаживание прибора начинается с проверки блока питания. Стабилитроны VD12, VD13 подбирают с одинаковым напряжением стабилизации.

Затем настраивают каскады DA1— DA4. Установив переключатель SA1 на первый поддиапазон, подсоединяют к выходу DA4 осциллограф и, вращая ось сдвоенного переменного резистора R4, R11 («Частота грубо»), убеждаются в наличии колебаний синусоидальной формы. Если на краях поддиапазона амплитуда сигнала меняется более 5% от значения на средних частотах, необходимо подобрать сопротивление резистора R14 в пределах 10—20 кОм.

Далее переключатель SA1 переводят на второй и третий поддиапазоны и удостоверяются в наличии колебаний. Если они неустойчивые, значение R20 увеличивают до 13 кОм. После проверки генерации параллельно резистору R32 делителя подключают вольтметр, и под-строечным резистором R25 устанавливают максимальный уровень выходного сигнала 1 В. Подсоединив к гнездам разъема XS1 осциллограф, проверяют работу регулятора уровня R26 и делителя R32—R36, а затем переходят к настройке частотомера и вольтметра. Осциллограф подключают к выходу DA6. Если форма сигнала на любых частотах не близка к прямоугольной, увеличивают сопротивление резистора R7.

Для настройки частотомера необходим осциллограф и звуковой генератор. В осциллографе отключают развертку и на вход «X» пластин подают напряжение от контрольного звукового генератора с уровнем, достаточным для отклонения луча по горизонтали на половину экрана трубки. Конденсатором емкостью 100—500 мкФ закорачивают неинверти-рующий вход DA7, а подстроечным резистором R23 устанавливают электрический нуль измерителя частоты. Далее переключатель SA1 переводят на первый поддиапазон и с выхода генератора подают напряжение 1 В на вход «Y» осциллографа. По шкале контрольного ГЗ устанавливают частоту 200 Гц, с помощью регуляторов R4, R11 и R3, R10 такую же частоту подбирают на изготовленном приборе, наблюдая на экране осциллографа фигуры Лиссажу. При совпадении частот возникнет изображение круга (эллипса). Подстроечным резистором R16 стрелку прибора PF1 переводят на деление 200 Гц. После этого на шкале контрольного ГЗ устанавливают частоту 20 Гц и затем регуляторами «Грубо» и «Точно» такую же частоту подбирают на настраиваемом приборе, следя, чтобы стрелка PF1 попала на деление 20 Гц. Процесс настройки повторяют для второго и третьего поддиапазонов на частотах 2000 и 20 000 Гц. Если у радиолюбителя есть частотомер, настроить генератор можно и без осциллографа.

Вольтметр настроить проще. Неинвер-тирующий вход DA7 отпаивают от делителя, соединяют с общим проводом, а подстроечным резистором R29 стрелку вольтметра PV1 устанавливают на 0. Восстановив нарушенную цепь, подстроечным резистором R28 стрелку PV1 переводят на деление 1 В.

В. ЭЙНБИНДЕР,

г Ленинград

Моделист-конструктор

OCR Pirat

Что такое фазовращатель? Как работает? Где и для чего используется?

Это элемент схемы, который изменяет фазу синусоидального сигнала без изменения его амплитуды (в идеале). То есть если на входе есть сигнал Uвх = Asin(ωt+φ), то на выходе фазовращателя будет сигнал Uвых = Asin(ωt+φ’), где φ’ отличается от φ.

Работает по-разному, всё зависит от частоты. На сравнительно низких частотах фазовращатель можно сделать на операционном усилителе по вот такой схеме:

Не штука убедиться, что модуль коэффициента передачи такого звена равен 1 во всём диапазоне частот. Столь же очевидно, что на низких частотах ((ω << 1/RC), когда конденсатор С выступает как разры (и поэтому неинвертирующий вход ОУ заземлён), усилитель инвертирует сигнал, то есть сдвигает его фазу на -180 градусов, а на высоких частотах (ω >> 1/RC), когда конденсатор — это просто короткое замыкание, на оба входа поступает одинаковый сигнрал и усилитель работает как повторитель, то есть фазу вообще не меняет. Ну а в промежуточном диапазоне фаза постепенно меняется от -180 до 0.

На высоких частотах, сотни мегагерц и гигагерцы, где операционные усилители уже не работают (перестают быть операционными), применяют другие методы. Например, просто RC-звено, или какие-то схемы второго и более высоких порядков (когда используются не только конденсаторы, но и катушки индуктивности или трансформаторы). На совсем высоких, СВЧ, применяют ферритовые фазовращатели или линии задержки (микрополосковые или какие-то ещё), для которых сдвиг фазы определяется соотношением периода сигнала и времени задержки.

Любопытным приёмом может быть использование схемы фазовой автоподстройки частоты. В такой схеме не то чтоб «сигнал проходит, и его фаза меняется», а генерируется новый сигнал, фаза которого сдвинута относительно фазы входного опорного сигнала на некоторый угол, который можно менять.

Применение — ну, может быть самым разнообразным… Простпейшее применение — компенсация сдвига фазы, вызванная реактивностью линии передачи сигнала. Весьма полезна при передаче сигналов сложной формы (видеосигнал, к примеру). Может применяться для компенсации задержки распространения сигнала через какие-то элементы тракта. Одно изх самых эффективных и эффектных применений — это радиолокаторы с фазированной антенной решёткой. Ведь зачем нужна параболическая форма тарелки? Она нужна для того, чтобы плоский волновой фронт превратить в сферический с тем, чтоб он сошёлся в одной точке — фокусе антенны. Если рассматривать приходящий сигнал как совокупность лучей, каждый с одной и той же фазой, то для параболической антенны фаза собираемых в фокусе лучей будет одной и той же, что и даёт эффект увеличения амплитуды за счёт их интерференции. А теперь возьмём

плоское зеркало, но такое, что каждый его элементик может отражать свой лучик с регулируемым фазовым сдвигом. Тогда не штука индивидуально подобрать этот фазоый сдвиг так, чтобы в некоторой точке у нас опять фаза отражённых от этой плоской структуры лучей была одной и той же, а значит — мы опять получим усиление сигнала за счёт интерференции. То есть по своим «антенным свойствам» такая структура ничем не хуже параболического зеркала.

Ну фишка тут в том, что для жёсткого параболического фокус там, где есть. И изменить диаграмму направленности можно только поворотом всей антенны. А вот для фазированной антенной решётки фокус там, где мы его сделаем. Положение фокальной точки определяется тем, на сколько сдвигается фаза отражённого сигнала в элементах такой решётки. Сдвиг фаз вот такой — фокус в одном месте. Распределение сдвига фаз другое — фокус в другом месте. Причём изменять фазовые сдвиги можно практически мгновенно, в какую-то вшивую долю секунды. Тем самым можно практически мгновенно перестраивать диаграмму направленности такой антенны. Более того, такая способность — мгновенная перестройка диаграммы направленности — позволяет одному радиолокатору вести одновременно вести несколько целей. Ведь время между посылкой зондирующего импульса и приходом отражённого от цели сигнала куда больше, чем время на перестройку диаграммы направленности, и это время, в общем-то, потерянное. Обычному радиолокатору с фиксированной диаграммой направленности в это время делать нечего, он тупо ждёт. Ну так хрена ли ждать просто так? Можно пока что ещё куда-то посветить. И поскольку когда цель обнаружена и расстояние до ней известно, как известно и направление на цель, то локатор совершенно точно знает, в какой момент куда надо направлять свою диаграмму, а в остальное время он может смотреть за другими целями.

Вот так и устроены радиолокаторы современных самолётов и локаторы систем противоракетной обороны, способные вести одновременно до шести целей.

Широкополосные фазовращатели — RadioRadar

Широкополосные фазовращатели (ШФ) предназначены для линейного преобразования — «расщепления» — низкочастотного сигнала с целью получения двух сигналов с постоянными амплитудой и фазовым сдвигом (чаще всего 90 град.) в широком частотном интервале. В радиолюбительской практике такие фазовращатели применяют в музыкальной акустике для получения синтетических унисонов и стереофонии, в системах звукофикации для подавления паразитной акустической обратной связи.
В технической литературе широкополосные фазовращатели встречаются под названиями широкополосный квадратурный фильтр и широкополосные разностные цепи [1, 2]. В этих же изданиях изложены методики расчета такого рода устройств. Исходные параметры для расчета: коэффициент перекрытия по частоте, требуемый постоянный фазовый сдвиг между сигналами (фазо-разностная характеристика) и максимально допустимое отклонение (погрешность) этого сдвига. Чем жестче указанные требования, тем сложнее схема фазовращателя.

Можно отыскать описания различных широкополосных фазовращателей, содержащих активные элементы (микросхемы). Однако на практике чаще всего применяют фазовращатели на резисторах и конденсаторах. Ниже рассмотрены подобные устройства, собранные только на пассивных элементах, как обеспечивающих максимальную надежность. Исключением служит входной фазорас-щепитель на одном транзисторе, обеспечивающий питание устройства двумя одинаковыми по амплитуде противофазными сигналами. При необходимости и этот активный элемент может быть заменен низкочастотным трансформатором с малым выходным импедансом.

Рис. 1


Фазовращатель, схема которого показана на рис. 1, обеспечивает фазовый сдвиг между выходными сигналами 90 град в частотной полосе 50… 10000 Гц  с  погрешностью  не  более 3 град. Коэффициент передачи фазовращателя по напряжению — приблизительно 0,4.
Последующие входные цепи должны быть высокоомными — не менее нескольких мегаом После установки линейного режима работы транзистора VT1 добиваются равенства значений амплитуды переменного напряжения на эмиттере и коллекторе подборкой резистора R1 (базовые цепи на схеме не показаны)
На схеме указаны стандартные номиналы элементов фазовращателя, а в табл. 1 — точные значения сопротивления резисторов и емкости конденсаторов Эти элементы необходимо подобрать с точностью не хуже 1 %. ТКЕ конденсаторов должен быть не хуже М150. Желательно предусмотреть возможность подборки в небольших пределах резисторов R10, R11 и конденсаторов С7, С8.
Постоянное напряжение на резисторах R10, R11, поступающее с эмиттера и коллектора транзистора VT1, может быть использовано для установки режима последующих ступеней. Постоянные и переменные составляющие напряжения при этом должны быть, разумеется, разделены.
Необходимость применения и характеристики фильтров, подавляющих частотные составляющие ниже и выше полосы фазовращателя, определяют для каждого конкретного случая отдельно.
Описанный широкополосный фазовращатель (см. рис. 1) применен в устройстве сдвига частотного спектра, реализующем пространственное унисонное вибрато, известное также под названием «двуточечный унисон» [3]. В этом же издании даны рекомендации по применению такого рода устройств в музыкальной акустике.
В табл. 2 представлены точные значения сопротивления резисторов и емкости конденсаторов более совершенного фазовращателя, собранного по схеме на рис 1. Этот фазовращатель обеспечивает сдвиг фазы 90 град, в частотной полосе 200… 10000 Гц с точностью около 1 град. Элементы должны быть подобраны с точностью не хуже ±1 %. а конденсаторы — иметь ТКЕ не хуже М150.

Рис. 2


В некоторых случаях возникает необходимость применения широкополосного фазовращателя с фазовым сдвигом 120 град. На рис. 2 изображена схема фазовращателя, обеспечивающего такой сдвиг фаз в частотной полосе 200…6800 Гц с погрешностью около 3 град. Стандартные номиналы элементов указаны на схеме, а точные значения сопротивления резисторов и емкости конденсаторов — в табл. 3. Требования к радиоэлементам аналогичны указанным выше.

 

Рис. 3

 

Третья фаза со сдвигом 240 град, получается суммированием двух равных по амплитуде сигналов, сдвинутых по фазе на 120 град., и инвертированием суммарного напряжения. Принцип получения напряжения со сдвигом фазы 240 град, иллюстрирует векторная диаграмма на рис. 3
 

Литература


1Авраменко А. А., Галямичев Ю. П., Ланнэ А. А. Электрические линии задержки и фазовращатели. — М.- Связь. 1973
2.  Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи. — М.: Воениздат. 1972.
3.  Королев Л. Д. Устройства сдвига частоты на электромеханических преобразователях.  — Сб.  «В помощь радиолюбителю», вып 90. 1985.

Автор: Л. Королев, г. Москва

2.08. Схема расщепления фазы с единичным коэффициентом усиления

ГЛАВА 2. ТРАНЗИСТОРЫ

НЕКОТОРЫЕ ОСНОВНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ СХЕМЫ



Иногда полезно иметь сигнал и его инверсию, т.е. два однородных сигнала, сдвинутые друг относительно друга по фазе на 180°. Получить такие сигналы нетрудно — нужно воспользоваться усилителем с общим эмиттером, коэффициент усиления которого равен -1 (рис. 2.28). Напряжение покоя на коллекторе устанавливают равным 0,75 Uкк вместо привычного значения 0,5 Uкк. Это делается с уже известной нам целью — получить симметричный выходной сигнал без срезов на любом из выходов. Напряжение на коллекторе может изменяться от 0,5 Uкк до Uкк, а на эмиттере — от потенциала земли до 0,5 Uкк. Обращаем ваше внимание на то, что для симметричного усиления выходы схемы следует нагружать одинаковыми (или очень большими) импедансами.

Рис. 2.28. Схема расщепления фазы с единичным коэффициентом усиления.

Рис. 2.29. Схема расщепления фазы с постоянной амплитудой.

Фазовращатель. На рис. 2.29 показан хороший пример использования схемы расщепления фазы выходного сигнала. Схема позволяет регулировать фазу выходного синусоидального сигнала (от нуля до 180°) при условии, что входной сигнал тоже представляет собой синусоиду; амплитуда сигнала при регулировке фазы сохраняется постоянной. Работу схемы помогает понять векторная диаграмма напряжений (см. гл. 1), для нашей схемы представленная на рис. 2.30; входной сигнал на ней изображен в виде единичного вектора, направленного вдоль действительной оси. Направления векторов, соответствующих сигналам UR и UK, должны быть такими, чтобы этим двум векторам соответствовал вектор постоянной длины, направленный вдоль действительной оси. В геометрии есть теорема, согласно которой геометрическим местом таких точек служит окружность. Итак, результирующий вектор (выходное напряжение) всегда имеет единичную длину, т. е. такую же, как вектор входного сигнала, так как R может изменяться от нуля до значений, значительно превышающих ZK на рабочей частоте. Обратите внимание, что величина фазового сдвига при данном положении потенциометра R зависит также от частоты входного сигнала. Следует отметить, что в качестве схемы, обеспечивающей регулируемый сдвиг фаз, можно использовать простейший RC — фильтр высоких (или низких) частот. Правда, в этом случае при регулировке фазы амплитуда выходного сигнала изменяется в широком диапазоне.

Рис. 2.30. Векторная диаграмма для схемы расщепления фазы.

Отметим также, что фазовращатель RС — типа нагружает схему расщепления фазы. В идеальном случае нагрузка представляет собой импеданс, который велик по сравнению с коллекторным и эмиттерным резисторами. Поэтому данная схема не может применяться в случаях, когда требуется обеспечить широкий диапазон фазовых сдвигов. В следующей главе приведена улучшенная схема фазовращателя.


Модель Эберса-Молла для основных транзисторных схем


Схемы активных и пассивных фазоинверторов. Онлайн калькулятор.

Изначально у меня возникла затея включить расчёты элементов фазосдвигающих цепей в состав описания низкочастотных генераторов гармонических колебаний.
Однако, шевельнув мозгами и вспомнив дела молодые (всякие там лесли, флэнжеры, фэйзеры, фазовые формирователи SSB), решил не жмотиться, а разродиться отдельной передовицей, посвящённой непосредственно фазовращателю, как самостоятельной единице.

Итак.
Фазовращающими цепями (или фазовращателями) называются четырёхполюсники, обеспечивающие постоянный или регулируемый сдвиг по фазе между входным и выходным переменными напряжениями.
Простейшие схемы фазовращателей представляют собой пассивные дифференцирующие или интегрирующие звенья, построенные на RC, или RL — цепях.

Рис.1. Простейшие Г-образные фазосдвигающие цепи: Dj — сдвиг фаз; w =2πF — угловая частота.

Амплитудные и фазочастотные зависимости представленных схем приведены на Рис.2

Рис.2. Левые диаграммы соответствуют схемам б) и в) (Рис.1), правые, соответственно — а) и г) ;
τ = RC, либо τ = L/R.

Как видно из диаграмм, представленным простейшим фазосдвигающим цепочкам присущ существенный недостаток — изменение коэффициента передачи К при изменении частоты входного сигнала. Зависимости этого коэффициента от частоты описывается следующей функцией:
K=1/√1+ ω²*t²       для схем Рис.1 а) и г) ,
K=1/√1+1/(ω²*t²)   для схем Рис.1 б) и в) , где
w =2πF, τ = L/R, либо τ = RC.

Приведём таблицу для расчёта значений фазового сдвига и коэффициента передачи простейших RC и LC цепей.

Подобные Г-образные цепи, соединённые последовательно (обычно в количестве трёх штук), как правило, и являются основой RС-автогенераторов с фазосдвигающей цепочкой в цепи положительной обратной связи.

Поскольку описанные выше фазовращатели по совместительству являются и простейшими фильтрами первого порядка с соответствующими АЧХ, то работа подобных схем предполагается в узких диапазонах частот, внутри которых не происходит существенных изменений уровня выходного сигнала.

Фазовращатели с амплитудной характеристикой, не зависящей от частоты, можно построить на транзисторах и ОУ.

Рис.3

Коэффициент передачи приведённых активных фазовращающих цепей близок к единице. Диапазон изменения фазы: от -π до 0. Далее:
При   0 Dj Dj = π — 2arctg(F/f0)
f0 = 1/(2πrC).

Дело осталось за таблицей расчёта значений фазового сдвига активных фазовращателей.

Установив вместо сопротивления r (Рис.3) переменный резистор, можно получить устройство с регулируемым сдвигом по фазе между входным и выходным сигналами. С примером такого решения для сабвуфера можно ознакомиться, взлянув на Рис.4, приведённый ниже.


Рис.4

 

Схема трансивера прямого преобразования на цифровых микросхемах. Основные параметры приемного тракта. Основные параметры передающего тракта

Трансиверы прямого преобразования (ТПП) отличаются простотой конструкции при достаточно хороших параметрах и издавна привлекали внимание радиолюбителей. В немалой степени этому способствовали статьи и книги известного конструктора и популяризатора техники прямого преобразования В.Т. Полякова RA3AAE , особенно , ставшая настольной книгой и учебником для целых поколений радиолюбителей.

Ранее журнал Радио уже публиковал несколько удачных конструкций однодиапазонных ТПП с фазовым подавлением зеркальной боковой полосы , построенных по традиционной, ставшей уже классической, схемотехнике на основе LC низкочастотных фазовращателей (НЧФВ). Основными недостатками подобных решений можно отнести однодиапазонность, невысокое, по сегодняшним меркам, подавление зеркальной боковой полосы, трудоемкость намотки многовитковых катушек и настройки НЧФВ, подверженность магнитным наводкам, что представляло определенные трудности при повторении конструкции радиолюбителями, особенно начинающими. Особо хочется отметить ТПП на 160м , в котором ценой определенных компромиссов автору удалось убрать трудоемкие элементы и создать легко повторяемую конструкцию, что в немалой степени способствовало приобщению к радиолюбительской связи на КВ сотен начинающих радиолюбителей.

Благодаря появлению в широкой продаже новых быстродействующих цифровых микросхем и качественных малошумящих ОУ появилась возможность реализовать новый подход в построении однополосных ТПП, используя в качестве смесителя цифровые коммутаторы и применив в остальной схеме хорошо отработанную схемотехнику функциональных узлов на ОУ.

Предлагаемый Вашему вниманию вариант основной платы ТПП является логическим продолжением и реализацией этого подхода в построении однополосных ТПП, подробного описанного в . Автор ставил перед собой задачу сделать конструкцию на современной элементной базе, легко повторяемую в домашних условиях и не требующую каких либо сложных регулировочных и настроечных работ или парка измерительных приборов – достаточно обычного цифрового мультиметра, желательно с функцией измерения емкости. Для успешного повторения требуются только аккуратность и терпение. При применении исправных деталей требуемого номинала и отсутствии ошибок в монтаже основная плата ТПП запускается сразу, обеспечивая очень высокие параметры,как минимум не хуже заявленных.

Основные параметры приемного тракта
  • Диапазоны рабочих частот, МГц — 1.8, 3.5, 7 и 14
  • Полоса пропускания приемного тракта (по уровню — 6дБ), Гц — 400-2500
  • Чувствительность приемного тракта со входа смесителя (полоса пропускания 2.1кГц, отношение С/Ш — 10дБ), мкВ, не хуже — 0,3*
  • Максимальный общий коэффициент усиления – 250тысяч
  • Напряжение собственных шумов на выходе УНЧ при максимальном Кус и подключенным на входе ТПП сопротивлением 50ом, не более, мВ — 25
  • Допустимый диапазон входных сигналов в полосе пропускания, дБ, не менее — 100
  • Динамический диапазон по перекрестной модуляции (ДД2) при 30% АМ и расстройке 50кГц, не менее, дБ
    • На диапазоне 160м – 116*
    • На диапазоне 80м – 110*
    • На диапазоне 40м – 106*
    • На диапазоне 20м – 106*
  • Избирательность по соседнему каналу(при расстройке от частоты несущей на -5,5 кГц + 3,0кГц), не менее, дБ – 80
  • Подавление зеркальной боковой полосы, не менее, дБ
    • На диапазоне 160м – 54*
    • На диапазоне 80м – 52*
    • На диапазоне 40м – 46*
    • На диапазоне 20м – 48*
  • Коэффициент прямоугольности сквозной АЧХ
    • (по уровням -6, -40дБ) — 1,4
    • (по уровням -6, -60дБ) — 3,2
    • (по уровням -6, -80дБ) — 4
  • Диапазон регулировки АРУ при изменении выходного напряжения на 12 дБ не менее, дБ — 72 (4000 раз)
  • Диапазон РРУ, не менее, дБ — 84 (16 000 раз)
  • Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом, на менее, Вт 0,5
  • Ток, потребляемый от внешнего стабилизированного источника питания 13.8В, не более, А — 0,3

Основные параметры передающего тракта
  • Напряжение на выходе (на нагрузке 50 Ом) в режиме CW, не менее, Вэфф — 0,7
  • Подавление несущей частоты сигнала, дБ — не хуже 50*

* указанная цифра ограничена возможностями аппаратуры, примененной для измерений и, реально, может быть выше.

  1. Для получения большого динамического диапазона приемного тракта и эффективной работы АРУ оптимизировано покаскадное распределение коэффициентов усиление нерегулируемых каскадов и расширены допустимые уровни входных сигналов в полосе пропускания.
  2. Для получения высокой избирательности применен принцип последовательной селекции, когда кроме основного активного полосового фильтра фактически в каждом усилительном каскаде ограничивается полоса пропускания на уровне 300-3000Гц соответствующим выбором номиналов межкаскадных разделительных конденсаторов и в цепях ООС.
  3. Для подавления зеркальной боковой полосы используется метод, подробно описанный в и основанный на применении многозвенного НЧ фазовращателя в 4хфазной системе сигналов, позволяющий относительно простыми средствами, несмотря на повышенное количество элементов, получить хорошее подавление и высокую температурную и временную стабильность параметров. Для получения 4хфазной системы сигналов применяется цифровой фазовращатель, что существенно упрощает создание многодиапазонных конструкций.
  4. За счет того, что во всех критичных (из-за больших конструктивных размеров и малых уровней сигнала) узлах (смеситель-детектор, предварительный УНЧ, низкочастотный фазовращатель – полифайзер) применено дифференциальное усиление сигналов, конструкция обладает хорошей помехоустойчивостью, в том числе к наводкам от электросети.
  5. Для уменьшения общего числа деталей трансивера и,соответственно, размеров основной платы структурная схема ТПП выбрана такой, что наиболее сложные и громозкие узлы (восьмизвенный НЧ ФВ и основной ФСС) используются как на приме, так и на передачу сигналов.
  6. Применяется электронная коммутация всех режимов работы трансивера.
  7. Одноплатность конструкции, что позволяет исключить возможность ошибок при монтаже деталей и узлов, а также обеспечивает оптимальную, на взгляд автора, компоновку и хорошую общую и взаимную экранировку основных фунциональных узлов. Применение печатной платы с односторонним расположением печатных проводников (вторая сторона выполняет функции общего провода – экрана) позволяет изготовить качественную плату в домашних условиях по так называемой «лазерно-утюжной» технологии.


Возможная функциональная схема ТПП приведена на рис.1. Он состоит из пяти конструктивно законченных узлов. Узел А1 состоит из четырех диапазонного,переключаемого реле, ФНЧ, и широкополосного усилителя мощности, в качестве которых можно применять любые известные, многократно описанные в радиолюбительской литературе конструкции, например . Узел А3 содержит двухзвенный аттенюатор (первое звено имеет затухание -10 дБ, второе -20 дБ, что позволяет при соответствующей коммутации получить четыре значения затухания 0,-10 дБ,-20 дБ,-30 дБ и тем самым оптимально согласовать динамический диапазон приемного тракта ТПП с реальными уровнями входных антенных сигналов), полезный при работе на полноразмерную антенну, и четырехдиапазонный полосовой фильтр, в качестве которого можно применить любую из известных конструкций 50-омных трехконтурных ПДФ, также неоднократно описанных в радиолюбительской литературе. Узел А4 представляет собой гетеродин на основе одного, не переключаемого генератора на частоты 56-64 МГц, перестраиваемого механически при помощи КПЕ или с электронной перестройкой частоты многооборотным резистором, и управляемого делителя частоты с переменным коэффициентом деления 1,2,4,8. Необходимую стабильность при помощи ЦАПЧ и цифровой отсчет частоты обеспечивает узел А2, выполненный на основе готовой цифровой шкалы «Макеевская» , которую можно приобрести во многих регионах Украины и России и здесь не описывается, как вариант для самостоятельного изготовления можно рекомендовать хорошо зарекомендовавшую себя разработку А.Денисова .

Основную обработку сигнала в режимах приема и передачи — его преобразование, подавление зеркальной боковой полосы и фильтрацию выполняет узел А5 – основная плата ТПП.

В режиме приема сигнал с выхода ПДФ поступает на смеситель-детектор U3, качестве которого применена половина быстродействующего сдвоенного четырехканального коммутатора FST3253 со средним временем переключения 3-4nS. Вторая половина этого коммутатора используется в качестве смесителя-модулятора U2 при работе на передачу.

Применение в качестве смесителя четырехканального коммутатора FST3253 позволило упростить схему, поскольку часть функций фазовращателя выполняет внутренняя логика управления коммутатора, на адресные входы которой поступают сигналы управления со счетчика на 4 (узел U4) . Переключение рабочей боковой полосы происходит при подаче со схемы управления сигнала USB/ULB за счет изменения очередности поступающих импульсов управления со счетчика на коммутатор. При этом частота гетеродина должна быть в четыре раза выше рабочей частоты. В результате, на выходе смесителя образуется четырехфазная система сигналов, которые, после предварительной фильтрации однозвенными ФНЧ Z3…Z6 и предварительного усиления дифференциальными усилителями А3 и А4, через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.2… SA3.5 поступают на НЧ фазовращатель U6. К выходу последнего подключены дифференциальные усилители А5,А6, компенсирующие затухание сигналов в фазовращателе. Далее сигналы полезной боковой полосы, получившие нулевой фазовый сдвиг, складываются на сумматоре A10, а зеркальной боковой полосы, получившие фазовый сдвиг 180о, вычитаются и подавляются. К выходу сумматора через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.6 подключен основной активный полосовой фильтр, представляющий собой последовательно включенные нормирующий усилитель А8, ФСС Z7, состоящий из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков и буферный усилитель с дифференциальным выходом А7.

Отфильтрованный полезный сигнал через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.1 поступает на УНЧ, состоящий из управляемого напряжением усилителя A6 и оконечного УНЧ A5, к выходу которого подключен громкоговоритель BA1, детектора АРУ U5 и регуляторов усиления и громкости. ТПП переходит в режим передачи либо при нажатии на педаль, либо при нажатии на ключ.

В первом случае в схеме управления U7 формируется сигнал +TX, который переключает контакты электронного переключателя SA3 в противоположное положение, отключает смеситель-детектор U3 и активизирует смеситель-модулятор U2. Включен микрофонный тракт. Для повышения энергетической эффективности передатчика на 8-9дБ (6-8 раз по мощности) применяется сжатие динамического диапазона речевого сигнала при помощи фазового ограничителя последовательного действия , состоящего из усилителя-ограничителя А12, однозвенного фазовращателя U9 и подчисточного ограничителя U8. Далее сформированный сигнал через замкнутые контакты электронного переключателя SA4 и SA3.6 поступает на основной активный полосовой фильтр, представляющий собой последовательно включенные нормирующий усилитель А8, ФСС Z7, состоящий из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков и буферный усилитель с дифференциальным выходом А7. Отфильтрованный от остатков гармоник полезный сигнал с прямого и инверсного выходов ФСС через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.2… SA3.2 поступает на объединенные попарно входы НЧ фазовращателя U6, что необходимо для правильной фазировки получающихся на выходе последнего модулирующих квадратурных сигналов. Эти сигналы проходят через дифференциальные усилители А5,А6, компенсирующие затухание сигналов в фазовращателе, и подаются на квадратурный смеситель-модулятор U2, на выходе которого сигналы полезной боковой полосы, получившие нулевой фазовый сдвиг, а зеркальной боковой полосы, получившие фазовый сдвиг 180о, вычитаются и подавляются.

Во втором случае, при нажатии на ключ, в схеме управления U7 формируется кроме «+TX» еще два сигнала — «+MIC off», отключающий микрофонный тракт и подключающий генератор телеграфного сигнала G2 путем переключения контактов электронного переключателя SA4 , и сигнал «+KEY» , непосредственно управляющий ключеванием этого генератора. Тональный телеграфный сигнал через нормальнозамкнутые контакты электронного переключателя SA4 и SA3.6 поступает на основной активный полосовой фильтр и проходит тот же путь, что и микрофонный.


Принципиальная схема узла А5 — основного тракта ТПП приведена на рис. 2. Как видно, некоторые узлы нам уже известны и подробно описаны в , там же приведены некоторые особенности их работы и требования к деталям. Поэтому здесь их подробно описывать не будем.

В исходном положении, при не замкнутых на общий провод контактах Х13,Х15, тракт работает в режиме приема. Низкий уровень сигнала +TX поступает на вывод 1 DD2 и разрешает работу смесителя-детектора, при этом через инвертор DD1.1 74АС86 высокий уровень поступает на вывод 15 DD2 , запрещая работу смесителя-модулятора. При переходе в режим передачи сигнал +TX высокого уровня (примерно +8,0…8,5 В) поступает через делитель на резисторах R2R3, согласующий уровни напряжения, на вывод 1 DD2 и запрещает работу смесителя-детектора, при этом через инвертор DD1.1 низкий уровень поступает на вывод 15 DD2, разрешая работу смесителя-модулятора.

Итак, в режиме приема сигнал с выхода ПДФ через цепь C4R7 поступает на четырехфазный (квадратурный) смеситель DD2, выполненный на нижней половине четырехканального коммутатора FST3253(возможно применение СВТ3253 и других аналогов, выпускаемых разными производителями с немного видоизмененным названием). Для увеличения быстродействия коммутатор питается повышенным напряжением +6 В от стабилизатора VR1. Резистор R7 улучшает балансировку и выравнивает сопротивления открытых ключей (типовое примерно 4 Ома при технологическом разбросе ±10 %). На вход коммутатора через резистор R10 подано напряжение смещения с делителя R1R11, равное +3В, что обеспечивает работу смесителя на максимально линейном участке характеристики. Сигналы управления (гетеродинные) на коммутатор поступают с синхронного счетчика-делителя на 4, выполненного на D-триггерах микросхемы DD3 74АС74. Они имеют форму меандра с 90-градусным фазовым сдвигом. Окончательно их формирует внутренняя схема управления самого коммутатора так, что четыре ключа открываются поочередно. Для наглядности на рис. 2 напротив соответствующих выводов микросхемы DD1 указаны фазы выходного сигнала. Элементы DD1.2, DD1.3, включенные в цепях обратной связи синхронного счетчика, управляют очередностью поступления импульсов управления на коммутатор и предназначены для выбора рабочей боковой полосы. В исходном положении — это верхняя, а при замыкании контакта Х3 на общий провод выделяется нижняя.

К выходу каждого из четырех каналов квадратурного детектора подключены конденсаторы нагрузки (С21С28 , С22С29 и т.д.), ограничивающие полосу пропускания детектора на уровне примерно 3000Гц.

Как я уже отмечал в выше упомянутой статье, динамический диапазон смесителей, выполненных на основе современных быстродействующих коммутаторов (74НС405х, FST3253) ограничен не смесителем, а предварительным УНЧ сверху за счет прямого детектирования АМ помех в нем, а снизу его шумами. ДД2 может быть улучшен еще на 10…20 дБ установкой дополнительных ФНЧ после смесителя. Эта идея и реализована в ТПП установкой однозвенных ФНЧ (R30C34, R31C35 и т.д.) с частотой среза примерно 6кГц. В данном схемном решении применение на входе предварительного УНЧ резистивных фильтров не примело к сколько-нибудь заметному ухудшению чувствительности (по крайней мере мне не удалось это зафиксировать инструментально), но самым положительным образом сказалось на улучшении общей или, если угодно, реальной,избирательности.

С одной стороны, это обеспечивает хорошее подавление внеполосных помех, с другой — вносит заметный дополнительный фазовый сдвиг в полезный сигнал, поэтому соответствующие резисторы и конденсаторы во всех четырех каналах должны быть термостабильны и подобраны по емкости с точностью не хуже 0,2% (здесь и далее подразумевается точность подбора элементов четырех каналов между собой, абсолютное значение может иметь разброс до 5 %).

ОУ DA3, DA4 NE5532, включенные по схеме дифференциального измерительного усилителя , улучшают симметрию сигналов и подавляют синфазные помехи (продукты детектирования АМ, наводки с частотой сети и пр.) пропорционально Кус=19 раз. Такое предварительное усиление оптимально, на взгляд автора, для того, чтобы обеспечить высокую чувствительность и скомпенсировать потери в НЧ фазовращателе в режиме приема, не ухудшая при этом допустимый диапазон входных сигналов в полосе пропускания. Резисторы в цепях обратной связи R45,R46,R49-R52 необходимо подобрать с точностью не хуже 0,5%.

Так как НЧ ФВ используется при работе как на прием, так и на передачу, для переключения его входов применена электронные ключи DD4,DD5 HCF4066 (можно заменить на аналогичные из серии CD4000 или отечественные 1561КТ3). Выходы дифференциального предварительного усилителя через открытые в режиме приема электронные ключи переключателя DD4 (при этом сигнал управления +ТХ имеет низкий уровень и электронные ключи DD5 закрыты) подключены к четырехфазному восьмизвенному низкочастотному RC фазовращателю на элементах R69-R126 и C57-C109 . При переходе в режим передачи высокий уровень (примерно +8…8,5 В) сигнала +TX открывает электронные ключи переключателя DD5, подключая входы НЧ ФВ к противофазным выходам ФСС (выводы 7 DA5.1 и DA2.2). При этом транзистор VT1, инвертирующий сигнал управления +TX в низкий уровень (примерно +0…0,5 В), закрывает электронные ключи переключателя DD4 , отключая тем самым предварительные усилители от НЧ ФВ и, соответственно, от тракта передачи.

Такой НЧ ФВ, несмотря на повышенное число элементов, прост по конструкции. Благодаря взаимной компенсации фазовых и амплитудных дисбалансов отдельных цепочек в нем можно использовать элементы с допуском ±5% (разумеется, точность подбора четверок элементов должна быть не хуже 0,5%) при сохранении высокой точности фазового сдвига. Для облегчения подбора элементов был выбран вариант НЧ ФВ на одинаковых конденсаторах. Такой вариант по сравнению с примененным в имеет несколько большее затухание, что легко компенсируется увеличением усиления предварительного каскада. Само значение емкости может быть и другим – оптимальные значения лежат в диапазоне 10-33 нФ – при большей емкости возможна перегрузка предУНЧ, а при меньшей – цепи НЧ ФВ получаются высокоомные и увеличивается опасность помех и наводок. Варианты возможных значений резисторов в зависимости от выбранной емкости НЧ ФВ приведены в табл.1.

R66-69 R75-78 R82-86 R91-94 R99-102 R108-111 R115-118 R123-126
10нФ 4,7к 6,8к 10к 13к 20к 27к 43к 56к
10нФ 3,3к 4,3к 6,2к 9,1к 13к 20к 30к 39к
10нФ 2,2к 4,3к 6,2к 9,1к 13к 20к 27к
10нФ 1,5к 3,9к 6,2к 9,1к 13к 20к

Таблица 1.

С выхода НЧ ФВ сигналы поступают на ОУ DA7, DA8, тоже включенные по схеме дифференциального измерительного усилителя, что дополнительно улучшают симметрию сигналов и подавляют синфазные помехи (продукты детектирования АМ, наводки с частотой сети и пр.) пропорционально Кус=7 раз. Такое усиление достаточно, на взгляд автора, для того, чтобы скомпенсировать потери в НЧ ФВ в режиме передачи. Резисторы в цепях обратной связи R130-R135 также необходимо подобрать с точностью не хуже 0,5%. Так как в режиме передачи выходы этого дифференциального каскада подключаются к низкоомной нагрузке – модулятору (при приеме он отключен), то выходы ОУ DA7, DA8 умощнены парами комплементарных транзисторов VT8VT9, VT10VT11 и т.д. (подойдут любые исправные, например КТ315, 361 или КС547, 557) . Более оптимальным было бы применение качественных ОУ средней мощности, но в наших краях они недоступны и, как показал опыт,примененное решение работает качественно и надежно.

Далее четырехфазный сигнал поступает на входы классического сумматора на ОУ DA9.1, где благодаря полученным фазовым сдвигам сигналы нижней боковой полосы складываются и усиливаются, а верхней — вычитаются и подавляются. Сигнал с выхода сумматора через пассивный полосовой фильтр R160C127R161C128 поступает на первый ключ (выводы 1-2) электронного переключателя DD6 HCF4066(можно заменить на аналогичные из серии CD4000 или отечественные 1561КТ3), которым управляет второй ключ (выводы 8-9), включенный инвертором управляющего сигнала +ТХ. В режиме приема сигнал +ТХ имеет низкий уровень, поэтому первый ключ открыт и полезный сигнал беспрепятственно поступает на вход нормирующего усилителя DA6.2. У этого каскада главная задача – обеспечить оптимальные уровни сигнала как в приемном, так и передающем трактах ТПП. В режиме приема его Кус=R122/(R161+R160)= 1,3 выбран небольшим, что нужно для обеспечения максимального диапазона допустимых уровней сигнала в полосе пропускания. Конденсатор С105 ограничивает полосу пропускания этого каскада на уровне примерно 3 кГц. При переходе в режим передачи высокий уровень (примерно +8…8,5В) сигнала +TX закрывает первый ключ и открывает третий электронный ключ (выводы 3-4) переключателя DD6, тем самым отключая от нормирующего усилителя выход сумматора и подключая к нему параллельно соединенные выходы микрофонного и телеграфного тракта. Если активен микрофонный тракт (это определяется управляющими сигналами MICoff и +KEY , но об этом ниже, при описании соответствующих узлов), усиление нормирующего усилителя Кус= R122/R140, а для телеграфного тракта Кус= R122/R129. Это и позволяет при настройке установить подстроечными резисторами R129, R140 оптимальные уровни модулирующего сигнала раздельно для микрофонного и телеграфного трактов.

Далее, в режиме приема, сигнал поступает активный основной фильтр частоты сигнала (ФСС), выполненный на трех последовательно включенных звеньях 3-го порядка — одном ФВЧ с частотой среза 350 Гц на ОУ DA5.2 и двух ФНЧ с частотой среза 2900 Гц — на ОУ DA6.1 и DA5.1.

Для улучшения развязки и снижения помех по цепи питания каскады дифференциальных усилителей DA3, DA4, DA7, DA8 и остальной малосигнальной части тракта (сумматора, ФСС, МУО и пр.) питаются от отдельных интегральных стабилизаторов VR2,VR3. Делители напряжения питания R72R73, R86R119, R96R153 создает напряжение смещения для ОУ соответствующих узлов при однополярном питании.

Отфильтрованный сигнал с выхода ФСС поступает через разделительную цепь R53C48 (однозвенный ФВЧ с частотой среза примерно 300 Гц) на вход регулируемого усилительного каскад на ОУ DA2.1. Его усиление определяется отношением общего сопротивления параллельно включенных в цепи ООС резистора R29 и сопротивления канала полевого транзистора VT3 КП307Г (здесь подойдут любые транзисторы из серий КП302, КП303, КП307, имеющие напряжение отсечки не более 3,5 В при максимально большом начальном токе стока) к сопротивлению резистора R53. При изменении напряжения смещения на затворе VT3 от 0 до +4,5 В Кус изменяется от 40 до 0,002, т. е. от +32 до – 54 дБ, что обеспечивает эффективную автоматическую (АРУ) и ручную (РРУ) регулировку общего усиления приемника. На рис.3 приведен график зависимости напряжения на выходе УНЧ от напряжения на входе ДПФ авторского экземпляра ТПП, иллюстрирующий работу АРУ. Цепь R27R34С33 подает на затвор транзистора VT3 половину напряжения сигнала, что улучшает линейность регулировочной характеристики , в результате чего даже при входном сигнале 2 Вэфф (максимально возможный сигнал на выходе основного полосового фильтра) уровень нелинейных искажений не превышает 0,1%.

Параллельно выводам сток, истока транзистора VT3 подключен электронный ключ VT2 на транзисторе КП307Г (возможные замены такие же, как для VT3). При переходе в режим передачи сигнал +TX высокого уровня (примерно +8,0…8,5 В) поступает через делитель на резисторах R28R37, снижающий уровень напряжения на затворе VT2 до +4,3…4,5 В, что приводит к его полному открыванию. Малое сопротивление канала (примерно 50-80 Ом) открытого транзистора VT2 сильно шунтирует резистор R29 цепи ООС, что приводит к снижению Кус УНЧ примерно в 16-20 тыс. Небольшой остаточный коэффициент передачи УНЧ (Кус=0,1-0,15 раз) практически не мешает при работе микрофоном и позволяет получить негромкий, но отчетливый сигнал самоконтроля при работе телеграфом. Цепь D6R38C38 обеспечивает быстрое (доли мСек) открывание ключа VT2 при переходе на передачу и его медленное (примерно 50 мСек, определяется постоянной времени R38C38) закрывание при переходе на прием, что исключает появление громких щелчков в телефонах при коммутации режимов работы.

Сигнал с выхода ОУ DA2.1 поступает через однозвенный ФНЧ R23C16 на вход оконечного УНЧ DA1 LM386N с Кус=80 и далее, с выхода DA1 на выход платы к регулятору громкости и через цепочку R16R17С14 поступает на детектор АРУ, выполненный на диодах VD1-VD5 КД522 (можно применять любые кремниевые КД510, КД521, 1N4148 и т.п.)и имеющий две цепи управления — инерционную с конденсатором С26 и быстродействующую с конденсатором С19, позволяющую улучшить работу АРУ в условиях импульсных помех. Общая точка соединения элементов детектора АРУ подключена к делителю R19R20R36,0R2, создающему начальное напряжение смещения полевого транзистора. Подстроечным резистором R19 его устанавливают оптимальным для конкретного экземпляра транзистора и при необходимости корректируют общее усиление приемника. Резистором 0R2 (он вне узла А5) оперативно регулируют общее усиление при прослушивании эфира. Фактически эта регулировка эквивалентна изменению усиления по ВЧ или ПЧ в супергетеродинах.

Микрофонный усилитель с фазовым ограничителем последовательного типа (МУО) выполнен на ОУ DA10 NE5532, рассчитанный на применение электретного микрофона. Питание +9 В подается через цепочку R165, C133, R166. Резистор R165 определяет ток (в данном случае примерно 0,75 мА, что подходит для многих типов компьютерных гарнитур и при необходимости может быть скорректирован), и соответственно, режим работы микрофона. Конденсаторы С74, С129 служат для защиты от ВЧ помех. Сигнал с микрофона поступает на вход усилителя-ограничителя (выв.3 DA10.1) через пассивный ФВЧ C134,R163,R156 с частотой среза примерно 5,5 кГц, обеспечивающий подъем ВЧ составляющих спектра порядка 6дБ/октаву, что заметно улучшает качество и разборчивость сформированного сигнала. Применение такой пассивной корректирующей цепи приводит к ослаблению сигнала микрофона(примерно на 14 дБ на частоте 1 кГц), но с учетом того, что электретные микрофоны выдают ны выходе сигнал высокого уровня (в среднем -5-15 мВ и до 50-70 мВ амплитуды в режиме громкого»А»), позволяет существенно упростить схему без потери качества сигнала. Кус усилителя-ограничителя DA10.1 определяется соотношением резисторов R152, R162 и в данном случае равен примерно 1000, что с учетом ослабления корректирующей цепью в 5 раз (примерно на 14 дБ на частоте 1 кГц, для которой ведем расчет) дает общий Кус =200. Порог ограничения диодов D19,20 (можно применять любые кремниевые КД522, КД521,1N4148 и т.п.) примерно 600 мВ, следовательно начало ограничения для сигнала микрофона примерно 3 мВ. Если при испытаниях с конкретным микрофоном Вам покажется, что такое усиление чрезмерно, это можно легко скорректировать пропорциональным увеличением резистора R162. Я же после испытаний этого МУО пришел к выводу, что такое усиление оптимально, т.к. позволит работать со многими типами микрофонов без дополнительной подстройки. При желании можно ввести оперативную регулировку уровня клиппирования в диапазоне 0-30 дБ, для чего последовательно с R162 нужно поставить переменный резистор 1-2,2 кОм, желательно с логарифмической характеристикой, который можно вывести на переднюю панель.

Схема входных цепей МУО позволяет при необходимости легко производить довольно большую и гибкую коррекцию АЧХ и варьировать предыскажения, что может потребоваться при оптимизации качества формируемого звука в зависимости от характеристик конкретного микрофона и тембра голоса оператора. Например, при низком, глухом тембре голоса можно выбрать R162=6,8 Ом и C132=22 мкФ, что обеспечит примерно с частоты 1000 Гц дополнительный подъем звуковых частот. А если при этом поставить конденсатор С129=47 нФ, который совместно с R163=1 кОм образует ФНЧ с частотой среза примерно 3 кГц. Результирующая АЧХ входной цепи получит заметно выраженную резонансную форму с пиком на частотах примерно 2,5-2,7 кГц, что положительно скажется на разборчивости сигнала.
Ограниченный практически до прямоугольного сигнал поступает на однозвенный фазовращатель, выполненный на ОУ DA10.2. Собственная частота фазосдвигающей цепи R145,C115 выбрана примерно 400Гц — как показал эксперимент, это обеспечивает несколько лучшие результаты, чем рекомендуемые обычно 500-600Гц. при этом фазовым способом эффективно подавляются гармоники ограниченных сигналов в диапазоне частот от 500 до 1000 Гц, а выше 1000 Гц не менее эффективно подавляет гармоники основной ФСС. Для правильной работы фазовращателя резисторы R142, R144 должны иметь одинаковые значения (желательно не хуже +-1%), само значение не критично и может быть в диапазоне 3,3-100 кОм. При прохождении через фазовращатель ограниченного НЧ сигнала гармоники получают фазовый сдвиг около 70-100град. относительно основной частоты. Форма прямоугольного сигнала при этом сильно искажается и гармоники, ранее формировавшие крутые фронты, теперь образуют выбросы около вершин синусоидального напряжения основной частоты. Эти выбросы срезаются вторым ограничителем, выполненным на диодах D17,D18.. Здесь хочу обратить внимание коллег на очень важный момент, на котором и сам споткнулся на первых испытаниях – эффективность или,если угодно, качество работы такого МУО, состоящего из двух (иногда и более) последовательных ограничителей, очень сильно зависит от степени (жесткости) ограничения первого и сопряжения уровней ограничения первого и второго ограничителя. Причем, чем сильнее ограничиваем сигнал, тем больше проявляется эффект фазового подавления гармоник. Это хорошо подтверждается результатами экспериментов, приведенных на рис. 4 – при ограничении до 30-40 дБ уровень нелинейных искажений на частотах 500-900Гц практически один и тот же и не превышает 8,5%. Лучшие результаты получаются, если уровень второго ограничителя равен 0,5-0,7 уровня первого, поэтому я применил во втором диоды КД514. Вполне допустима замена на КД522, 1N4148– измерения показали, что нелинейные искажения немного поднялись – примерно до 11-12%, но сигнал звучит вполне прилично.

Электронный ключи на транзисторе VT16 КП307Г (возможные замены такие же, как для VT2, VT3), шунтирующий цепь ООС ОУ DA10.2 и четвертый элемент (выводы 10-11) коммутатора DD6, замыкающий на общий провод выход МУО, служат для отключения микрофонного тракта в режимах работы на прием или телеграфом, для чего применяется сигнал управления высокого уровня (напряжение примерно +8,0…8,5 В) +MICoff . Такое двухступенчатое, или двухключевое, управление обеспечивает надежное отключение микрофона и полностью исключает появление помех от него в режимах приема и работы телеграфом.

Генератор телеграфного сигнала выполнен на ОУ DA9.2 по схеме с мостом Вина R98R107C87C95 в цепи положительной ОС. Частота генерации определяется по формуле f=0,159/R98C87, в данном случае примерно равна 1000 Гц и при необходимости может быть изменена. При указанном значении частоты основной ФСС эффективно подавляет гармоники, в результате на выходе ТПП получается кристально чистый тональный сигнал. Жесткая стабилизация амплитуды генерируемых колебаний осуществляется с помощью встречно-параллельно включенных диодов D14,D15 (можно применять любые кремниевые КД522, КД521, 1N4148 и т.п.) на уровне примерно 0,25 Вэфф. Далее сигнал генератора через однозвенный ФНЧ, понижающий уровень гармоник, поступает на электронный ключ VT7 КП307Г (возможные замены такие же, как для VT2, VT3), который непосредственно осуществляет манипуляцию телеграфного сигнала при поступлении в цепь затвора управляющего сигнала высокого уровня (примерно +8,0…8,8В) +KEY. Этот сигнал поступает через делитель на резисторах R114R121, снижающий уровень напряжения до +4,3…4,5В на затворе VT7. Цепь D16R120R128C110 предназначена для формирования из прямоугольного сигнала +KEY трапецеидального сигнала управления в цепи затвора с длительностью фронта примерно 15 мСек и спада примерно 20 мСек. Такие значения оптимальны, на взгляд автора, для средних скоростей передачи 90-120 знаков в минуту. Если Вы любите работать с большей скоростью, емкость С110 целесообразно выбрать равной 47 нФ. При этом длительность фронта и спада сформированной телеграфной посылки составят примерно 7 и 10 мСек, что соответствует традиционно рекомендуемым значениям в отечественной литературе. Благодаря квадратичной ВАХ полевого транзистора форма огибающей сформированных импульсов становится близкой к оптимальной, колоколобразной, что обеспечивает узкий спектр излучения телеграфной передачи, разумеется при условии, что каскады УМ имеют достаточно линейную амплитудную характеристику. В неактивном режиме (управляющие сигналы +MICoff или +ТХ низкого уровня) работа задающего генератора блокируется током, протекающим через цепочку D8D9R61 D15. Малое дифференциальное сопротивление диода D15, открытого протекающим током, шунтирует резистор R106 цепи ООС, что исключает возможность генерации. Постоянное напряжение с выхода генератора (выв.1 DA9.2)примерно +5 В поступает на исток VT7, а на затворе у него Низкий уровень сигнала +KEY поэтому он закрыт. Такое двухступенчатое управление обеспечивает надежное отключение телеграфного генератора и полностью исключает появление помех от него в режимах приема и работы микрофоном.

Перевод трансивера в режим передачи микрофоном или телеграфом производится специальной схемой управления, выполненной на четырех двухвходовых триггерах Шмидта микросхемы DD7 HCF4093 (можно применить К1561ТЛ1), формирующей необходимые сигналы управления. В исходном состоянии, режим прием — пока не нажаты ключ или педаль, на выводах 3,10 DD7 (сигналы +KEY. +TX) низкое напряжение (примерно +0,3…0,8В), а на выводе 11 DD7 (сигнал +MICoff) высокое напряжение (примерно +8,0…8,8В).

При нажатии на педаль или каким-либо другим способом замыкании вывода Х15 основной платы на общий провод на выводе 10,12 DD7 одновременно формируются высокий уровень сигнала управления +ТХ,переключающий трансивер в режим передачи, и низкий уровень сигнала управления +MICoff, разрешающий работу микрофонного тракта и блокирующий телеграфный генератор. Если при нажатой педали будет нажат ключ (вывод Х13 основной платы замкнут на общий провод), высокий уровень сигнала управления +ТХ,переключающий трансивер в режим передачи, сохранится, а на выводе 11 DD7 (сигнал +MICoff) появится высокий уровень напряжение, разрешающий работу телеграфного генератора и блокирующий микрофонный тракт. Одновременно на выводе 3 DD7 формируются высокий уровень сигнала управления +KEY, формирующий телеграфную посылку.

Если работать ключом, не нажимая педаль, появляется возможность прослушивать эфир в паузах между телеграфными посылками (так называемый режим «полного полудуплекса» — QSK). При первом нажатии на ключ напряжение высокого уровня на выводе 3 DD7, формирующее высокий уровень сигнала управления +KEY, быстро (доли мСек) заряжает через резистор R48 конденсатор С46. Высокий уровень напряжения на этом конденсаторе приводит к появлению на выводе 4 DD7 напряжения низкого уровня, которое инициирует формирование логическими элементами DD7.3, DD7.4 высокого уровня сигнала управления +ТХ и +MICoff. Время удержания трансивера в режиме передачи после отпускания ключа примерно 0,1 сек и определяется постоянной времени цепи R44C46. Если цепи коммутации внешних устройств (например лампового Ума с релейной коммутацией) не выдерживают такой «скорострельности», время удержания можно увеличить, пропорционально увеличивая значение резистора R44, например, если выбрать 1Мом, то время удержания составит примерно 1 сек.

На транзисторах VT4,VT5,VT6 выполнен ключевой усилитель-формирователь сигналов управления +13,8RX и +13,8TX для переключения внешних узлов (ПДФ, УМ, ФНЧ, аттенюатора и пр.). Мощность транзисторов VT5,VT6 определяет допустимую нагрузку. При указанных КТ814 (возможна замена на КТ816 с В>50) допустима нагрузка до 0,5А. Если ток нагрузки не превышает 0,25А, то с успехом можно поставить КТ208, КТ209, КТ502 с любым буквенным индексом.

Требования к деталям, возможным заменам и их подбору, если это необходимо, изложены в тексте по ходу описания соответствующих узлов как рассматриваемого здесь основного тракта трансивера, так и в тексте описания приемника , с которым настоятельно рекомендуем ознакомиться..

Большинство деталей ТПП расположены на печатной плате (рис.5) из двустороннего фольгированного стеклотекстолита. Верхняя сторона служит общим проводом и экраном. Отверстия вокруг выводов деталей, не соединенных с общим проводом, следует раззенковать сверлом диаметром 2,5-3,5мм. Выводы деталей, соединенных с общим проводом, отмечены крестиком. Общий провод силовой части УНЧ (выв.4 DA1) соединяется с верхней стороной общего провода только в одной точке – контакты Х10,Х22, которые пропаиваются с двух сторон. Сюда же подводится общий провод от блока питания. В виду высокой плотности расположения деталей, монтаж рекомендуется делать в следующей последовательности: сначала на плате устанавливаются все проволочные перемычки, выполненные из тонкого монтажного изолированного провода; затем монтируются пассивные и активные элементы, имеющие выводы, припаиваемые к общему проводу и только потом остальные компоненты.

Перед подачей на плату напряжения питания, еще раз внимательно проверьте монтаж. Если все сделано без ошибок и из исправных деталей, основная плата запускается сразу. После подачи напряжения питания ток потребления в режиме приема (без сигнала ГПД, ключ и педаль в разомкнутом положении) должен быть близок к 100 мА, из динамика должен быть слышен негромкий и равномерный шум. Полезно проверить режимы работы каскадов по постоянному току – на выходе всех ОУ должно быть напряжение близкое к +4,5 В, на выводах логических элементов и ключей должны быть уровни управляющих напряжений, соответствующие описанию логики работы этих узлов.

Первый этап в налаживании- установка порога АРУ приемного тракта. Для этого движок резистора 0R1 Громкость устанавливают в верхнее по схеме положение,а движки резистора 0R2 Усиление и подстроечного резистора R19 (см. рис. 2) устанавливают в левое по схеме положение. На вход приемника подключите резистор 50 ом. Подключите ГПД. К выходу (выводы Х9, Х10) приемника подключают динамик или телефоны, при желании можно подключить осциллограф или авометр в режиме измерения переменного напряжения. Перемещением движка подстроечного резистора R19 найдите положение, при котором шум начнет уменьшаться, и от этого положения переместите движок немного в обратном направлении. Это и будет оптимальная настройка порога АРУ.

Настройку передающего тракта можно сделать в два этапа. Сначала, подключив осциллограф или мультиметр в режиме измерения переменного напряжения к минусовому выводу одного из электролитов (С117,С120,С126 или С131), замыкаем контакты ключа и переводим ТПП в режим передачи телеграфного сигнала. Подстроечным резистором R129 выставляем уровень модулирующего сигнала примерно 1,7 Вэфф (амплитуда 2,3В), При этом в динамике должен быть отчетливо должен прослушиваться сигнал самоконтроля. Подключаем микрофон и нажимаем педаль. В режиме громкого «А» вращением подстроечного резистора R140 устанавливаем уровень модулирующего сигнала около 1,1 Вэфф (амплитуда примерно 2,2 В). Предварительная настройка передающего тракта закончена.

На рис. 6 приведена схема распределения коэффициентов передачи, диаграмма покаскадных уровней сигналов приемного и передающего трактов, которая поможет лучше понять принцип работы ТПП и при необходимости тщательнее его настроить.

Литература

  1. Поляков В. Приемник прямого преобразования на 28Мгц. — Радио, 1973, №7, с.20.
  2. Поляков В. SSB приемник прямого преобразования. — Радио, 1974, №10, с.20.
  3. Поляков В.Т. Однополосный модулятор-демодулятор. — Радиотехника, т.29, 1974, №10.
  4. Поляков В. Смеситель приемника прямого преобразования. — Радио, 1976, №12, с.18.
  5. Поляков В. Приемник прямого преобразования. — Радио, 1977, №11, с.24.
  6. Поляков В.Фазовые ограничители речевых сигналов. — Радио, 1980, №3, с.22
  7. Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника. — Радио, 1983, №4, с.19-20
  8. Поляков В. Приемники прямого преобразования. ― М.: ДОСААФ, 1981
  9. Поляков В. Трансиверы прямого преобразования. ― М.: ДОСААФ, 1984
  10. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. ― М.: Патриот, 1990.
  11. Пьяных Ю. Трансивер прямого преобразования. — Радио, 1979, №7, с.14
  12. Лутс Э. Трансивер прямого преобразования на 28Мгц. — Радио, 1988, №1, с.16
  13. Поляков В. Трансивер прямого преобразования на 160м. — Радио, 1982, №10, с.49-50, №11,с.50-53
  14. . — Радио, 2005г. №10, с.61-64, №11, с.68-71.
  15. Абрамов В. (UX5PS), Тележников C. (RV3YF). Коротковолновый трансивер “Дружба-М”. — http://www.cqham.ru/druzba-m.htm .
  16. Денисов А. Цифровая шкала-частотомер с ЖК индикатором и автоподстройкой частоты. — http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm .
  17. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. ― М.: Мир, 1982.
  18. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1. ― М.: Мир, 1983.

Что изменилось в трансивере после опубликовании его в Журнале «РАДИО» № 9,11 2006г.

Изменений немного. Если есть возможность, вместо пар конденсаторов (керамики С21+ пленочных С28) лучше поставить импортные МКТ,МКР величиной 0,1мкФ в каждый канал, естественно подобранные с точностью не хуже 0,2%(как показал эксперимент точность этой четверки напрямую определяет качество подавления боковой, т.к если их убрать (уменьшить до 3,3-4,7нФ), подавление на НЧ диапазонах возрастает до 60-63дБ!!!, но они к сожалению нужны, иначе падает устойчивость к АМ помехам), что позволило немного улучшить подавление зеркальной боковой на 7Мгц и 14Мгц. Также немного оптимизированы цепи АРУ (это уже отражено в схеме ТПП (рис.2) версии 11.0), теперь нет ни каких хлопков при резких и громких сигналах, работает мягко и незаметно, и при этом хорошо, практически полностью давит импульсные помехи. изменения печатной платы минимальные, если плата (Для чертежа печатки, выложенном на стр.23 и 78 форума по современному ТПП) уже готова — замкнуть перемычкой R167 и пренести подключение верхней ножки конденсатора С19, подкорректировав дорожки резаком. Я поступил проще — жалко было резать дорожки — припаял указанный кондер со стороны печатных проводников. Если плата еще не готовилась, то при изготовлении лучше воспользоваться уже исправленным чертежом (это уже отражено в чертеже печатной платы рис.5 версии 8.0). В этом варианте я также немного изменил разводку земли в районе LM386. Поэтому «земляной» вывод С16 надо пропаять с 2х сторон.

,

Простой в изготовлении трансивер не содержит дефицитных деталей. Трансивер выполнен на базе «SSB приемникa прямого преобразования «. Работает телеграфом CW и SSB на диапазоне 80 м . Выходная мощность передатчика — 1,5 Вт . Чувствительность приемника при отношении сигнал/шум 10 дБ — 1 мкВ . Подавление несущей и не рабочей боковой полосы — не менее 30 дБ .

Принимаемый сигнал с входного контура C2L1C4 через конденсатор C3 и полосовой фильтр L8C32C30L9C33 поступает на вход усилителя ВЧ, который выполнен на транзисторах V11-V13. Усиление по высокой частоте регулируют переменным резистором R28. Через катушки L11, L12 сигнал поступает на балансный смеситель, собранный на диодах V14-V17. Напряжение гетеродина подается на смеситель с двухкаскадного гетеродина на транзисторах V5, V6. Необходимый сдвиг фаз 90° напряжения гетеродина в рабочем диапазоне частот 3,5-3,65 МГц обеспечивает широкополосный фазовращатель L4C67R7.

Рис. 1а. Принципиальная схема трансивера


Рис. 1б. Принципиальная схема трансивера (продолжение)

В результате смешения частот выделяется сигнал звуковой частоты, поступающий на плечи НЧ фазовращателя, образованные контурами L13C39, L14C41 и резисторами R34-R37. В одно из плеч включен транзистор V19, коллекторный переход которого в режиме приема открыт напряжением, подаваемым через резистор R42. Низкочастотный фазовращатель обеспечивает в пределах диапазона звуковых частот сдвиг фазы, равный 90°.

На выходе НЧ фазовращателя выделяется звуковой сигнал нижней боковой полосы. Через низкочастотный фильтр C46L15C47L16C48 звуковой сигнал подается на усилитель НЧ, выполненный на транзисторах V20-V23. Для ослабления частот выше 3 кГц два первых каскада усилителя НЧ охвачены частотнозависимой отрицательной обратной связью. Для регулировки полосы пропускания введена положительная обратная связь (через элементы C55, R43, C56). Полосу пропускания изменяют переменным резистором R43. Усиление низкочастотного сигнала регулируют резистором R54.

В режиме передачи сигнал с микрофона поступает на усилитель, выполненный на транзисторах V7-V9. Усиленный НЧ сигнал подается на низкочастотный фазовращатель. Для того чтобы при передаче выделить нижнюю боковую полосу, необходим дополнительный сдвиг фаз на 180°, который обеспечивается транзистором V19 (при передаче он переводится в режим усиления). После смешения сигналов в балансных смесителях на общей нагрузке формируется сигнал нижней боковой полосы. Необходимое подавление несущей частоты устанавливается резисторами R32, R33.

Выделенный однополосный сигнал через катушку связи L10 поступает на усилитель ВЧ на транзисторах V1-V4 и через П-контур C2L1C4 подается в антенну. При работе телеграфом используется тональный генератор на транзисторе V10. Этот же генератор, включаемый кнопкой S2, служит для настройки оконечного каскада по яркости свечения лампочки h2, которая является индикатором коллекторного тока выходного транзистора V1.

Детали и конструкция

Трансивер собран на печатной плате размерами 180х50 мм с применением одностороннего монтажа. Намоточные данные катушек приведены в таблице . Усилитель ВЧ приемника и передатчика, а также ГПД разделены экранирующими перегородками.


L9 L10 L11 L12 L13 L14 L15 L16
60 10 10 10+10 400+400 200+200 150 150

Катушки L1-L9 намотаны проводом ПЭВ 0,1 на каркасах диаметром 7 мм, подстроечник из феррита М400НН длиной 12 и диаметром 2,8 мм. Катушки L10-L12 намотаны проводом ПЭВ 0,1 на сердечнике СБ-9а. Катушки L13-L16 намотаны проводом ПЭВ 0,07 на пермалоевом магнитопроводе Ш6х8. Дроссели L17-L19 могут быть любыми индуктивностью 50-100 мкГ. Катушки L12-L14 наматывают в два провода. Затем соединяют конец одной половины обмотки с началом другой.

Диоды для балансного смесителя должны иметь близкие значения обратного тока. Транзисторы V2-V6, V11-V13 могут быть любыми высокочастотными, а V7-V10, V21-V23 — любыми низкочастотными. Транзистор V20 должен быть обязательно малошумящим. Диоды V14-V17 — любые из серии Д311. Несколько худшие результаты дает применение диодов Д18. В качестве микрофона использован капсуль микротелефона ТМ-2М. Лампа h2 — любая низковольтная, например, 6,3 В 0,28 А.

Налаживание трансивера

Налаживание трансивера необходимо начинать с настройки НЧ фазовращателя. Для этого потребуется осцилограф и звуковой генератор . Плечи фазовращателя (рис.2 ) подключают к входам «X » и «Y » осцилографа. На вход фазовращателя подают сигнал звуковой частоты. Резисторами R34 и R35 добиваются наличия окружности на экране осцилографа при изменении частоты генератора в интервале 300-3000 Гц . Дальнейшая настройка фазовращателя проводится при его включении в трансивер.


Рис. 2

Для настройки высокочастотных цепей потребуется генератор ВЧ и приемник SSB сигналов. Налаживать начинают с приемной части, предварительно установив частоту генератора плавного диапазона в пределах диапазона. Контуры L8C32 и L9C33 настраивают на среднюю частоту диапазона.

Подстроечные резисторы R32 и R33 устанавливают в среднее положение. резисторами R36, R37 и R7 добиваются максимального подавления верхней боковой полосы. Резистор R39 на работу в режиме приема существенно не влияет. Необходимо убедиться в отсутствии возбуждения в усилителе НЧ при различных положениях резистора R43. Если же оно есть, то подбирают конденсаторы C55, C56.

В режиме передачи предварительно проверяют работу усилителя НЧ и звукового генератора. Контур L2C65 должен быть настроен на среднюю частоту диапазона. Подстройкой резисторов R32 и R33 добиваются максимального подавления несущей частоты, а резистором R39 — максимального подавления верхней боковой полосы в режиме передачи.

При возбуждении передатчика проверяют тщательность экранировки и наличие развязывающих конденсаторов на «минусовых» шинах. Трансивер испытан на коллективной радиостанции UK3ACR . Были проведены связи с советскими радиолюбителями 1-6 районов и зарубежными корреспондентами.

«Радио» №10/1978 год

Трансивер имеет раздельные для приема и для передачи высокочастотные и низкочастотные тракты, общими для обоих режимов являются смеситель-модулятор и генератор плавного диапазона.

Генератор плавного диапазона (ГПД) выполнен на двух полевых транзисторах VT5 и VT6 с истоковой связью. Он работает на частоте, равной половине частоты принимаемого или передаваемого сигнала. При работе на прием и на передачу выходные цепи ГПД не коммутируются и не изменяется нагрузка на ГПД. В результате, при переходе с приема на передачу или наоборот частота ГПД не отклоняется. Настройка в пределах диапазона производится при помощи переменного конденсатора с воздушным диэлектриком СЮ, который входит в состав контура ГПД.

Трансивер предназначен для передачи и приема SSB и CW в диапазоне 28—29,7 МГц. Аппарат построен по схеме прямого преобразования с общим смесителем-модулятором для приема и для передачи.

Технические характеристики:

  • чувствительность в режиме приема при отношении сигнал / шум 10 дБ, не хуже……..1 мкВ;
  • динамический диапазон приемного тракта, измеренный по двухсигнальному методу, около……80 дБ;
  • полоса пропускания приемного тракта по уровню -3 дБ……….2700 Гц;
  • ширина спектра однополосного излучения при передаче……..2700 Гц;
  • несущая частота и нерабочая боковая полоса подавляются не хуже чем на……..40 дБ;
  • выходная мощность передатчика в телеграфном режиме на нагрузке 75 Ом……7 Вт;
  • уход частоты гетеродина через 30 мин прогрева после включения не более…..200 Гц/ч.

В режиме передачи SSB сигнал от микрофона усиливается операционным усилителем А2 и поступает на фазовращатель на элементах L10, Lll, С13, С14, R6, R7, который в диапазоне частот 300-30-00 Гц обеспечивает сдвиг фазы на 90°.


В контуре L4C5, служащем общей нагрузкой смесителей на диодах VD1—VD8, выделяется сигнал верхней боковой полосы в диапазоне 28—29,7 МГц. Высокочастотный широкополосной фазовращатель L6R5C9 в этом диапазоне обеспечивает сдвиг фазы на 90°.

Выделенный однополосной сигнал через конденсатор С6 поступает на трехкаскадный усилитель мощности на транзйсторах VT7— VT9. Каскад предварительйого усиления и развязки выходного контура смесителя-модулятора выполнен на транзисторе VT9. Высокое входное сопротивление в сочетании с низкой емкостью С6 обеспечивает минимальное воздействие усилителя мощности на контур C5L4. В коллекторной цепи VT9 включен крнтур, настроенный на середину диапазона. Промежуточный каскад на полевом транзисторе VT8 работает в режиме класса В, а выходной каскад — в режиме класса С.

П-образный фильтр нижних частот на C25L13C26 очищает выходной сигнал от высокочастотных гармоник и обеспечивает согласование выходного сопротивления выходного каскада с волновым сопротивлением антенны. Амперметр РА1 служит для измерения тока стока выходного транзистора и индицирует правильность настройки П-контура.

Телеграфный режим обеспечивается заменой усилителя А2 на генератор синусоидального сигнала частотой 600 Гц (рис. 21). Переключение CW-SSB производится при помощи переключателя S1. Телеграфный ключ управляет смещением VT11 предусилителя генератора и, следовательно, подачей низкочастотного сигнала на модулятор.




В режиме приема питание 42 В на каскады передатчика не поступает, и усилитель мощности и микрофонный усилитель оказываются отключенными. В это время подается напряжение 12 В на каскады приемного тракта.

Сигнал от антенны поступает на входной контур L2C3 через катушку связи L1; она согласует сопротивление контура с сопротивлением антенны. На транзисторе VT1 выполнен УРЧ. Коэффициент усиления каскада определяется напряжением смещения на его втором затворе (делитель на резисторах R1 и R2). Нагрузкой каскада служит контур L4C5, связь каскада УРЧ с этим контуром осуществляется посредством катушки связи L3. С катушки связи L5 сигнал поступает на диодный демодулятор на диодах VD1— VD8.

Катушки L8, L9 и фазовращатель на L10 и L11 выделяют сигнал 34 в полосе частот 300—3000 Гц, который через конденсатор С15 поступает на вход операционного усилителя А1. Усилением этой микросхемы определяется основная чувствительность трансивера в режиме приема. Далее следует усилитель 34 на транзисторах VT2—VT4, с выхода которого сигнал 34 поступает на малогабаритный динамик В1. Громкость приема регулируется при помощи переменного резистора R15. С целью исключения громких щелчков при переключении режимов «прием-передача» питание на УМЗЧ на транзисторах VT2—VT4 подается как при приеме, так и при передаче.

Большинство деталей трансивера установлено на трех печатных платах, эскизы которых показаны на рис. 22—24, На первой плате расположены детали входного УРЧ приемного тракта (на транзисторе VT1), детали смесителя-модулятора с фазовращающими контурами, а также детали гетеродина. На второй плате — низкочастотные каскады на микросхемах А1 и А2 и транзисторах VT2— VT4. На третьей плате размещается усилитель мощности переда-ющего.тракта.

Плата со смесителем-модулятором, УРЧ и ГПД экранируется. Переключение режимов «прием-передача» производится педалью, которая выключает-включает напряжение 42 В и управляет двумя электромагнитными реле, одно из которых переключает антенну, а второе подает напряжение 12 В на приемный тракт. Обмотки реле питаются напряжением 42 В, и в обесточенном состоянии контакты реле включают режим приема.

Для питания трансивера используется базовый стационарный блок питания, откуда поступает постоянное стабилизированное напряжение 12 В с током до 200 мА и постоянное нестабилизированное напряжение 42 В с током до 1 А.

Намоточные данные катушек трансивера Таблица 4


В трансивере использованы постоянные резисторы МЛТ на мощность, указанную на схемах. Подстроенный резистор — СПЗ-4а. Контурные конденсаторы — обязательно керамические, подстро-ечные — КПК-М. Электролитические конденсаторы — типа К50-35 или аналогичные импортные. Переменные конденсаторы гетеродина и выходного контура — с воздушным диэлектриком.

Для намотки контурных катушек УРЧ, смесителя и передатчика используются керамические каркасы диаметром 9 мм с подстроеч-ными сердечниками СЦР-1 (можно и пластмассовые каркасы от трактов УПЧИ старых ламповых телевизоров, но их термостабильность намного хуже, чем у керамических). Низкочастотные катушки смесителя-модулятора L8 и L9 наматываются на кольцевых сердечниках К16х8х6 из феррита 100НН или более высокочастотного (100ВЧ, 50ВЧ). Катушки L10 и L11 намотаны на каркасах ОБ-ЗО из феррита 2000НМ1. На таких сердечниках наматывались катушки генераторов стирания и подмагничивания полупроводниковых катушечных магнитофонов. Намоточные данные катушек трансивера приведены в табл. 4.

Транзисторы КПЗОЗГ можно заменить на КПЗОЗ с любым буквенным индексом или на КП302. Транзистор КП350А можно заменить на КП350Б, КП350В или КП306. Транзистор КП325 — на КТ3102. Мощные полевые транзисторы КП901 и КП902 могут быть с любыми буквенными индексами. Для УМЗЧ подходят любые кремниевые и германиевые (соответственно) транзисторы соответствующей структуры. Диоды КД503 можно заменить на КД514, а диод Д9 — на Д18.

Литература: А.П. Семьян. 500 схем для радиолюбителей (Радиостанции и трансиверы) СПб.: Наука и Техника, 2006. — 272 с.: ил.

Цифровой фазовращатель на основе программируемого таймера Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Цифровой фазовращатель на основе программируемого таймера

Т.Н. Сабиров1, М.А. Смирнов2

1 Казанский Национальный Исследовательский Технический Университет имени А. Н.

Туполева

2Казанский Квантовый Центр (КАИ-КВАНТ)

Аннотация: Современные схемы фазовращателей, используемые в радиоприемниках, антенных системах, синхронных детекторах, ограничены в широком диапазоне частот зависимостью фазового сдвига на выходе схемы от частоты входного сигнала. В данной работе предлагается новая схема программируемого фазовращателя, которая позволяет использовать фазовращатель в широком частотном диапазоне независимо от частоты входного сигнала, а также осуществлять сдвиг фазы с высокой точностью. Ключевые слова: фазовращатель, синхронный детектор, линия задержки.

Введение

Фазовращатель, как правило, представляет собой сегмент электрической схемы, обеспечивающий фазовый сдвиг выходного электрического сигнала относительно входного.— (1)

(оСхЯ,)2 -1 (1)

При равенстве емкостных и омических сопротивлений 1/ аС =Я сдвиг фаз между входными и выходными напряжениями составляет п/2 [8]. Более сложные фазовращатели представляют собой устройства на основе электрических трансформаторов. На практике можно встретить схемы с использованием операционного усилителя, в которых сдвиг фазы входного сигнала осуществляется также с помощью дополнительной ЯС-цепочки. Управление смещением фазы в вышеописанных схемах осуществляется путём использования переменного резистора в участках схемы, регулирующих фазовый сдвиг.

Существенным недостатком таких схем, ограничивающим их применение в широком диапазоне частот, является зависимость фазового сдвига на выходе схемы от частоты входного сигнала. Данное обстоятельство позволяет использовать аналоговые схемы только на определённой частоте или вблизи неё. Проблему можно решить путём использования средств цифровой техники при конструировании фазовращателя. В работе предлагается новая схема цифрового фазовращателя на базе программируемого таймера в широком диапазоне входного сигнала с плавным высокоточным сдвигом фазы.

Основная часть

Структурная схема рассматриваемого фазовращателя представлена на рис. 1. Она состоит из шести основных частей: компаратор [9], выделитель

заднего и переднего фронта сигнала, таймер, делитель частоты на 2, модуль ввода/вывода, тактовый генератор.

Рис. 1 — Структурная схема фазовращателя

Через компаратор входной сигнал подаётся на выделитель фронта. В качестве входного сигнала, может использоваться как сигнал синусоидальной формы, так и прямоугольной формы. «Выделитель фронта» содержит сдвоенный Б-триггер (микросхема К561ТМ2), логический элемент «Исключающее ИЛИ» (микросхема К561ЛП2) и инвертор (микросхема К561ЛН2). «Выделитель фронта» формирует по одному короткому прямоугольному импульсу (длительностью в 1 тактовый сигнал) на каждый фронт прямоугольного сигнала, поступающего на него. Длительность тактового сигнала определяется частотой Р используемого тактового генератора. После этого данные прямоугольные импульсы поступают на программируемый таймер (микросхема РБ71054). Таймер задерживает поступающие импульсы на заданное количество тактов Ы, которое управляется программно. Затем сигнал поступает на последний блок электронной схемы — «Делитель на 2». Здесь импульсы преобразуются в прямоугольный сигнал, который повторяет форму входного сигнала, но сдвинут на время задержки т относительно него. Время задержки т численно равно отношению Ы/Р. Управление таймером осуществляется с помощью цифровых выходов универсального модуля ввода/вывода (Е-502,

производство L-Card). Для наглядности, временные диаграммы представлены на рис. 2. Фазовый сдвиг определяется выражением

Ф = N —— (2) , где f — это частота входного сигнала.

г

Важно заметить, что в представленной конфигурации схема работает как линия задержки[10]. Реализация именно функций фазового сдвига осуществляется уже программным способом. При этом встроенный АЦП модуля ввода/вывода, измеряет частоту входного сигнала /. Соответственно, величина / учитывается программно. В зависимости от заданного фазового сдвига ф, вычисляется необходимое N как

г

N = Ф- (3)

2П (3).

Значение N посылается модулем вводы/вывода в таймер. Это позволяет использовать разработанную, схему в качестве фазовращателя в широком частотном диапазоне от единиц герц до сотен килогерц.

Точность установки фазового сдвига будет определяться выражением

л 2П

ЛФ = — (4).

Рис. 2 — Временная диаграмма работы фазовращателя

В развернутом виде электронная структурная схема фазовращателя с программируемым таймером представлена на рис. 3.

:

Рис. 3 — Электронная схема фазовращателя: G — сигнал с генератора

Программа управления таймером была реализована в среде Lab View. Буфер шины данных состоит из 8 регистров. Количество тактов задержки N таймера устанавливается программно с помощью 16-битного числа. Чтобы задать 16 битное число, требуется сначала задать LB (младший байт — первые восемь ячеек), и следом HB (старший байт — следующие восемь ячеек). Предварительно, через буфер, с помощью логики чтения/записи, был выбран первый режим работы таймера. Схема моделирования представлена на рис. 4.

Рис. 4 — Схема модели программируемого таймера в среде LabView

По электронной схеме, представленной на рис. 4, на макетной плате был собран фазовращатель. В тестировании устройства использовался кварцевый генератор с частотой Б = 2 МГц. На фазовращатель через компаратор попадали синусоидальные сигналы с устройства прерывателя, для кратности была выбрана частота исследуемого сигнала Г = 200 Гц. Схема показала хорошую работоспособность. На рис. 5 представлена оцифрованная осциллограмма со сдвигом фазы ф, равным п/5 тактов (N=1000). Точность установки фазы Дф~6*10″4 рад. Схема обеспечивает задержку от 0 до 2п.

-Входной сигнал

е 1 Выходной сигнал

1 <И»

1-1-1-1-1—-1-•-1-•-1-1-Г»

0 2 А 6 8 10 12

время ( мс)

Рис. 5 — Осциллограмма программируемого фазовращателя

Максимальная частота счета таймера достигает 10 МГц, то есть для улучшения качества подстройки сигнала можно использовать генераторы с большей частотой, но не превышающей 10 МГц.

Заключение

Представленный программируемый фазовращатель может найти широкое применение в синхронных детекторах и другой измерительной технике, где требуется фазовая подстройка сигнала. Основными достоинствами разработанного цифрового фазовращателя являются возможность его применения в широком частотном диапазоне входного сигнала и осуществление сдвига фазы с высокой точностью. Предложены

структурная и электронная схемы фазовращателя с указанием

использованной элементной базы. Программа управления таймером

реализована в среде LabView.

Литература

1. Федчун А. А. Методы приема радиосигналов в защищённых телекоммуникационных сигналах // Известия ЮФУ. Технические науки. №11. Ростов-на-Дону. 2009. C. 239-243.

2. Горячев В.Я., Бростилова Т.Ю., Кисляков С.В. Датчики механических величин на базе фазовращателей с бегущим магнитным полем // Надежность и качество сложных систем. №1. Пенза. 2017. C. 59-69.

3. Вендик О.Г., Парнес М.Д. Фазовращатели сканирующих антенн для радаров обзора территорий // Компоненты и технологии №9. 2007. C. 164166.

4. Буторин В. М. Фазовращатель миллиметрового диапазона длин волн на двух полупроводниковых варакторах // Электронная техника. Сер. 1. СВЧ-техника. Вып. 3(510). Москва. 2011. C. 55-65.

5. Kokhanov A.B. Technology of synchronous detection of signals // Radioelectronics and communications systems. New York. 2007. Vol. 50. pp. 593-602.

6. Игнатьев В.К., Якимец А. Л. Криозондовый магнитометр // Инженерный вестник Дона, 2012, №4 URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n4p1y2012/1274

7. Глухов А.Ю., Негинский И.В. Устройство для автоматического исследования нелинейных параметров ВТСП-керамики YBa2Cu3O7-x в переменных магнитных полях // Инженерный вестник Дона, 2013, №2 URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n2y2013/1727

8. Бутиков Е.И., Быков А.А., Кондратьев А.С. Физика в примерах и задачах. // М.: Наука. 1989. C. 464.

9. Волович Г.И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. 2-е издание // Издательский дом «Додэка-XXI», Москва, 2007, C. 195.

10.Dudek P., Szczepanski S., Hatfield J.V. A high-resolution CMOS time-to-digital converter utilizing a Vernier delay line // IEEE Journal of Solid-State Circuits. Feb. 2000. Vol. 35. pp. 240 — 247.

References

1. Fedchun A. A. Izvestiya YFU. Tehnicheskie nauki. №11. Rostov-on-Don. 2009. pp. 239-243.

2. Goryachev V.Y., Brostilova T.Y., Kislyakov S.V. Nadejnost’ I kachestvo slojnih system. Penza. 2017. pp. 59-69.

3. Vendik O.G., Parnes M.D. Komponenti i tehnologii №9. 2007. pp. 164-166.

4. Butorin V.M. Elektronnaya tehnika. SVCH-tehnoka. Seriya 1. Moscow. 2011. pp. 55-65.

5. Kokhanov A.B. Radioelectronics and communications systems. New York. 2007. Vol. 50. pp. 593-602.

6. Ignatiev V.K., Yakimec A.L. Inzenernyj vestnik Dona (Rus), 2012, №4. URL: http://www.ivdon.ru/ru/magazine/archive/n4p1y2012/1274

7. Gluhov A.Y. Neginsky I.V. Inzenernyj vestnik Dona (Rus), 2013, №2. URL: http://www.ivdon.ru/ru/magazine/archive/n2y2013/1727

8. Butikov E.I., Bykov A. A., Kondratyev A.S. Fizika v primerah I zadachah. Science. 1989. pp. 464.

9. Volovich G.I. Izdatelskiy dom «Dodeka-XXI» (Rus). Moscow. 2007. pp. 195.

10.Dudek P., Szczepanski S., Hatfield J.V. IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2000. Vol. 35. pp. 240 — 247.

Операционный усилитель

— как этот фазовращатель операционного усилителя обеспечивает двукратный сдвиг фазы на выходе без изменения величины?

Ну, мы пытаемся проанализировать следующую схему (в предположении идеального операционного усилителя):

смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab

Когда мы используем и применяем KCL, мы можем написать следующую систему уравнений:

$$ \ begin {case} \ text {I} _ \ text {x} = \ text {I} _1 + \ text {I} _3 \\ \\ \ text {I} _1 = \ text {I} _2 \\ \\ 0 = \ text {I} _3 + \ text {I} _4 \ end {case} \ tag1

$

Когда мы используем и применяем закон Ома, мы можем написать следующую систему уравнений:

$$ \ begin {case} \ text {I} _1 = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _1} {\ text {R} _1} \\ \\ \ text {I} _2 = \ frac {\ text {V} _1} {\ text {R} _2} \\ \\ \ text {I} _3 = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _2} {\ text {R} _3} \\ \\ \ text {I} _4 = \ frac {\ text {V} _3- \ text {V} _2} {\ text {R} _4} \ end {case} \ tag2

$

Замените \ $ (2) \ $ на \ $ (1) \ $, чтобы получить:

$$ \ begin {case} \ text {I} _ \ text {x} = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _1} {\ text {R} _1} + \ frac {\ text {V } _ \ text {x} — \ text {V} _2} {\ text {R} _3} \\ \\ \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _1} {\ text {R} _1} = \ frac {\ text {V} _1} {\ text {R} _2} \ \ \\ 0 = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _2} {\ text {R} _3} + \ frac {\ text {V} _3- \ text {V} _2} {\ text {R} _4} \ end {case} \ tag3

$

Теперь, когда у нас есть идеальный операционный усилитель, мы знаем, что \ $ \ text {V} _ \ alpha: = \ text {V} _ + = \ text {V} _- = \ text {V} _1 = \ text { V} _2 \ $.Таким образом, мы можем переписать уравнение \ $ (3) \ $ следующим образом:

$$ \ begin {case} \ text {I} _ \ text {x} = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _ \ alpha} {\ text {R} _1} + \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _ \ alpha} {\ text {R} _3} \\ \\ \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _ \ alpha} {\ text {R} _1} = \ frac {\ text {V} _ \ alpha} {\ text {R } _2} \\ \\ 0 = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} — \ text {V} _ \ alpha} {\ text {R} _3} + \ frac {\ text {V} _3- \ text {V} _ \ alpha} {\ text {R} _4} \ end {case} \ tag4

$

Теперь для выходного напряжения получаем:

$$ \ text {V} _3 = \ frac {\ text {V} _ \ text {x} \ left (\ text {R} _2 \ text {R} _3- \ text {R} _1 \ text {R } _4 \ right)} {\ text {R} _3 \ left (\ text {R} _1 + \ text {R} _2 \ right)} \ tag {5} $$


Теперь, применив это к вашей схеме, которую нам нужно использовать (с этого момента я использую строчные буквы для функции в «сложном» s-домене, где я использовал преобразование Лапласа):

$$ \ text {R} _1 = \ frac {1} {\ text {sC}} \ tag6 $$

Итак, выходное напряжение будет:

$$ \ text {v} _3 \ left (\ text {s} \ right) = \ frac {\ text {v} _ \ text {x} \ left (\ text {s} \ right) \ left (\ text {R} _2 \ text {R} _3- \ frac {\ text {R} _4} {\ text {sC}} \ right)} {\ text {R} _3 \ left (\ frac {1} {\ текст {sC}} + \ text {R} _2 \ right)} \ tag7 $$

Итак, когда мы используем преобразование \ $ \ text {s} = \ text {j} \ omega \ $ (где \ $ \ text {j} ^ 2 = -1 \ $), мы получаем:

$$ \ underline {\ text {v}} _ 3 \ left (\ text {j} \ omega \ right) = \ frac {\ underline {\ text {v}} _ \ text {x} \ left (\ text {j} \ omega \ right) \ left (\ text {R} _2 \ text {R} _3- \ frac {\ text {R} _4} {\ text {j} \ omega \ text {C}} \ right )} {\ text {R} _3 \ left (\ frac {1} {\ text {j} \ omega \ text {C}} + \ text {R} _2 \ right)} \ tag8 $$

Итак, мы можем написать передаточную функцию:

$$ \ underline {\ mathcal {H}} \ left (\ text {j} \ omega \ right): = \ frac {\ underline {\ text {v}} _ 3 \ left (\ text {j} \ omega \ right)} {\ underline {\ text {v}} _ \ text {x} \ left (\ text {j} \ omega \ right)} = \ frac {\ text {R} _2 \ text {R} _3 — \ frac {\ text {R} _4} {\ text {j} \ omega \ text {C}}} {\ text {R} _3 \ left (\ frac {1} {\ text {j} \ omega \ текст {C}} + \ text {R} _2 \ right)} = \ frac {\ text {R} _2 \ text {R} _3 + \ frac {\ text {R} _4} {\ omega \ text {C} } \ cdot \ text {j}} {\ text {R} _3 \ left (\ text {R} _2- \ frac {1} {\ omega \ text {C}} \ cdot \ text {j} \ right) } \ tag9 $$

Итак, за величину получим:

$$ \ left | \ underline {\ mathcal {H}} \ left (\ text {j} \ omega \ right) \ right | = \ frac {\ sqrt {\ left (\ text {R} _2 \ text { R} _3 \ right) ^ 2 + \ left (\ frac {\ text {R} _4} {\ omega \ text {C}} \ right) ^ 2}} {\ text {R} _3 \ sqrt {\ text {R} _2 ^ 2 + \ left (\ frac {1} {\ omega \ text {C}} \ right) ^ 2}} \ tag {10} $$

А, за фазу получим:

$$ \ arg \ left (\ underline {\ mathcal {H}} \ left (\ text {j} \ omega \ right) \ right) = \ arctan \ left (\ frac {\ text {R} _4} { \ omega \ text {C}} \ cdot \ frac {1} {\ text {R} _2 \ text {R} _3} \ right) — \ left (\ frac {3 \ pi} {2} + \ arctan \ left (\ text {R} _2 \ omega \ text {C} \ right) \ right) \ tag {11} $$


Теперь, когда \ $ \ text {R}: = \ text {R} _3 = \ text {R} _4 \ $, все это упрощается до:

$$ \ left | \ underline {\ mathcal {H}} \ left (\ text {j} \ omega \ right) \ right | = \ frac {\ sqrt {\ left (\ text {R} _2 \ text { R} \ right) ^ 2 + \ left (\ frac {\ text {R}} {\ omega \ text {C}} \ right) ^ 2}} {\ text {R} \ sqrt {\ text {R} _2 ^ 2 + \ left (\ frac {1} {\ omega \ text {C}} \ right) ^ 2}} = 1 \ tag {12} $$

А:

$$ \ arg \ left (\ underline {\ mathcal {H}} \ left (\ text {j} \ omega \ right) \ right) = — \ pi-2 \ arctan \ left (\ text {R} _2 \ omega \ text {C} \ right) \ tag {13} $$

Phase Shift Circuits — Linear Integrated Circuits


  • Линейные интегральные схемы



Применение операционных усилителей на тамильском языке


  • Цепи фазового сдвига производят фазовые сдвиги, которые зависят от частоты и поддерживают постоянное усиление.
  • Эти схемы также называют фильтрами с постоянной задержкой или всепроходными фильтрами.
  • Эта постоянная задержка относится к тому факту, что разница во времени между входом и выходом остается постоянной, когда частота изменяется по ряду рабочих частот.
  • Это называется полнопроходным, потому что обычно поддерживается постоянное усиление для всех частот в пределах рабочего диапазона. Два типа схем, для углов запаздывания и углов опережения .

Цепь сдвига фазы

  • Схема фазового каротажа построена с использованием операционного усилителя, подключенного как в инвертирующем, так и в неинвертирующем режимах. Для анализа работы схемы предполагается, что входное напряжение v1 управляет простым инвертирующим усилителем с инвертирующим входом, подаваемым на вывод (-) операционного усилителя, и неинвертирующим усилителем с фильтром нижних частот.
  • Также предполагается, что инвертирующее усиление равно -1, а неинвертирующее усиление после схемы нижних частот составляет
    1 + R f / R 1 = 1 + 1 = 2 Поскольку R f = R 1 .

Цепь регистрации фазы

График Боде цепи фазовой задержки

Для этой схемы это можно записать как

, а соотношение между выходом и входом можно выразить как

.

График Боде цепи фазовой задержки

  • Взаимосвязь сложна, как определено уравнением, которое имеет как величину, так и фазу.Поскольку числитель и знаменатель являются комплексно сопряженными, их величины идентичны, а общий фазовый угол равен углу числителя за вычетом угла знаменателя.

Цепь вывода фазы

График Боде цепи фазовых отведений



Цепь генератора с фазовым сдвигом

RC с использованием операционного усилителя

A Phase Shift Oscillator представляет собой схему электронного генератора , которая выдает синусоидальный выходной сигнал.Он может быть разработан с использованием транзистора или операционного усилителя в качестве инвертирующего усилителя. Как правило, эти генераторы фазового сдвига используются в качестве генераторов звукового сигнала. В RC-генераторе с фазовым сдвигом фазовый сдвиг на 180 градусов генерируется RC-цепью, а еще на 180 градусов генерируется операционным усилителем, поэтому результирующая волна инвертируется на 360 градусов.

Помимо генерации синусоидального сигнала, они также используются для обеспечения значительного контроля над процессом фазового сдвига. Другие применения осцилляторов фазового сдвига:

  1. В аудиогенераторах
  2. Инвертор синусоидальной волны
  3. Синтез голоса
  4. GPS-навигаторы
  5. Музыкальные инструменты.

Прежде чем мы начнем проектировать RC-генератор с фазовым сдвигом, давайте узнаем больше о фазе и фазовом сдвиге.

Что такое фаза и фазовый сдвиг?

Фаза — это полный период синусоидальной волны в опорном диапазоне 360 градусов. Полный цикл определяется как интервал, необходимый для того, чтобы сигнал вернул свое произвольное начальное значение. Фаза обозначается указателем на этом цикле сигнала. Если мы видим синусоидальную волну, мы можем легко определить фазу.

На изображении выше показан полный волновой цикл. Начальная начальная точка синусоидальной волны — это 0 градусов по фазе, и если мы идентифицируем каждый положительный и отрицательный пик и 0 точек, мы получим фазу 90, 180, 270, 360 градусов. Таким образом, когда синусоидальный сигнал начинает свой путь, отличный от опорного значения 0 градусов, мы называем его фазовым сдвигом , отличным от опорного значения 0 градусов.

Если мы увидим следующее изображение, мы определим, как выглядит синусоидальная волна со сдвигом фазы …

На этом изображении представлены две синусоидальные сигнальные волны переменного тока, первая зеленая синусоидальная волна находится на 360 градусов в фазе , а красная, фаза которой сдвинута на 90 градусов относительно фазы зеленого сигнала.

Этот сдвиг фазы может быть выполнен с использованием простой RC-цепи.

RC-генератор с фазовым сдвигом

Простой RC-генератор с фазовым сдвигом обеспечивает минимальный фазовый сдвиг 60 градусов.

На изображении выше показана RC-цепь с однополюсным фазовым сдвигом или лестничная схема , которая сдвигает фазу входного сигнала на 60 градусов или меньше.

В идеале фазовый сдвиг выходной волны RC-цепи должен составлять 90 градусов, но на практике он составляет прибл.60 градусов, так как конденсатор не идеален. Формула для расчета фазового угла RC-цепи приведена ниже:

  φ = загар -1  (Xc / R)  

Где, Xc — реактивное сопротивление конденсатора, а R — резистор, включенный в RC-цепочку.

Если мы каскадируем туда RC-сеть, мы получим фазовый сдвиг на 180 градусов .

Теперь для создания выходных колебаний и синусоидальной волны нам понадобится активный компонент, транзистор или операционный усилитель в инвертирующей конфигурации.

Если вы хотите узнать больше о RC Phase Shift Oscillator, то перейдите по ссылке

Зачем использовать операционный усилитель для RC-генератора с фазовым сдвигом вместо транзистора?

Существуют некоторые ограничения при использовании транзистора для построения RC-генератора фазового сдвига:

  1. Стабильно только на низких частотах.
  2. Генератор с фазовым сдвигом
  3. RC требует дополнительных схем для стабилизации амплитуды сигнала.
  4. Точность частоты не идеальна, и он не защищен от шумных помех.
  5. Неблагоприятный эффект нагрузки. Из-за образования каскада входное сопротивление второго полюса изменяет свойства сопротивления резисторов фильтра первого полюса. Чем больше фильтров каскадно, тем хуже ситуация, так как это повлияет на точность расчета частоты генератора фазового сдвига.

Из-за затухания на резисторе и конденсаторе потери на каждом каскаде увеличиваются, и общие потери составляют примерно 1/29 входного сигнала.

Поскольку схема затухает на 1/29, нам необходимо восстановить потерю.Узнайте больше о них в нашем предыдущем руководстве.

RC-генератор с фазовым сдвигом на ОУ

Когда мы используем операционный усилитель для RC-генератора с фазовым сдвигом, он работает как инвертирующий усилитель. Изначально входная волна попала в RC-сеть, из-за чего мы получаем сдвиг фазы на 180 градусов. И этот выход RC подается на инвертирующий вывод операционного усилителя.

Теперь, как мы знаем, операционный усилитель будет производить сдвиг фазы на 180 градусов, когда работает как инвертирующий усилитель.Итак, мы получаем сдвиг фазы в выходной синусоиде на 360 градусов. Этот RC-генератор с фазовым сдвигом, использующий операционный усилитель, обеспечивает постоянную частоту даже при изменяющихся условиях нагрузки.

Необходимые компоненты
  • Микросхема операционного усилителя — LM741
  • Резистор — (100k — 3nos, 10k — 2nos, 4.7k)
  • Конденсатор — (100pF — 3nos)
  • Осциллограф

Схема соединений

Моделирование RC-генератора с фазовым сдвигом с помощью операционного усилителя Генератор

с фазовым сдвигом RC обеспечивает точный выход синусоидальной волны.Как вы можете видеть в видео моделирования в конце, мы установили щуп осциллографа на четыре ступени схемы.

Пробник осциллографа

Волновой тип

Первый — A

Входная волна

Вторая — B

Синусоидальная волна с фазовым сдвигом 90 градусов

Третий — C

Синусоидальная волна со сдвигом фазы на 180 градусов

Четвертый — D

Выходная волна (синусоида) с фазовым сдвигом на 360 градусов

Здесь сеть обратной связи предлагает сдвиг фазы на 180 градусов.Мы получаем 60 градусов от каждой сети RC. А оставшийся фазовый сдвиг на 180 градусов генерируется операционным усилителем в инвертирующей конфигурации.

Для расчета частоты колебаний используйте следующую формулу:

  F = 1 / 2πRC√2N  

Недостатком RC-генератора с фазовым сдвигом, использующего операционный усилитель, является то, что его нельзя использовать для высокочастотных приложений. Потому что всякий раз, когда частота слишком высока, реактивное сопротивление конденсатора очень низкое, и это действует как короткое замыкание.

(PDF) Простой недорогой частотно-независимый фазовращатель

4 ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Разработан простой недорогой частотно-независимый фазовращатель. Новая конструкция исключает использование микроконтроллера

, RC-полосного фильтра, конденсаторной батареи и схемы определения фазы в дополнение к некоторым другим схемам на базе усилителя Op-

. Таким образом, достигается более низкая стоимость и меньший размер конструкции по сравнению с описанным в [8]

, но с меньшей точностью.Фазовый сдвиг может изменяться от 5 до 160 º в частотном диапазоне от 100 Гц до 10 кГц и

динамическом диапазоне 80 мВ с максимальной погрешностью 3 °. Представленный фазовращатель практически нечувствителен к допускам и помехам пассивных компонентов

. Максимальная ошибка фазового сдвига составляет около 3º, что является приемлемым

по сравнению с существующими подходами. Предложенная схема проверена экспериментально и моделированием. Конструкция

может быть адаптирована для более высокого частотного диапазона и большего диапазона фазового сдвига.

БЛАГОДАРНОСТИ

Автор хотел бы поблагодарить профессора Abuelma’atti за его ценные комментарии и KFUPM за поддержку

этого исследования.

СПРАВОЧНАЯ ИНФОРМАЦИЯ

[1] М. Миттал и С. С. Джамуар, «Программируемый частотно-независимый переключаемый конденсаторный фазовращатель

Unity Gain», Measurement Science and Technology, Vol 2, 1991, pp.457-477.

[2] А. Хелфрик, «Фазовращатель с использованием цифровых технологий», EDN Vol.32, 12 ноября 1987 г., стр. 289-290.

[3] Б.К. Джонс, Б.К. Шарма и Д.Х. Бидл, «Независимый от частоты фазовращатель», Journal of Physics E:

Scientific Instruments, Vol.13, 1980, pp.1346-1347.

[4] Б. Каован, «Универсальный фазовращатель для экспериментов с ЯМР и других приложений», Measurement

Science and Technology, Vol.13, 1992, pp. 296-298.

[5] М. Мадихян, К ,. Ватанабе и Т. Ямамото, «Частотно-независимый фазовращатель», Journal of

Physics E: Scientific Instruments, Vol.12, 1979, стр 1031-1032.

[6] Ду-Хи Юнг и Ин-Джунг Ха, «Недорогое бессенсорное управление бесщеточными двигателями постоянного тока с использованием частотно-независимого фазовращателя

», IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 15, No. 4, July

2000, pp. 744-752.

Advanced Op Amp Tutorial

Учебное пособие по расширенному операционному усилителю

Эта статья будет объяснить расширенное поведение операционного усилителя, включая открытый усиление контура, усиление замкнутого контура, усиление контура, запас по фазе и прирост маржи.Он расширяет (часто неверный) предположения, сделанные об операционных усилителях, которые только точный на постоянном токе. Текст включает моделирование в LTspice ® . Если вы новичок в LTspice, уроки могут быть найдено на этом сайте.

Операционные усилители (ОУ) — краеугольный камень аналоговой электроники. На низких частотах концепции того, как работает операционный усилитель, очень просты и их схемы легко анализировать.Тем не менее основы, которые преподаются только в большинстве средних школ распространяются на производительность операционного усилителя при постоянном токе. На более высоком частоты основы часто не применимы и пытаясь проанализировать цепь переменного тока с правилами проектирования постоянного тока часто приводит к путанице.

Эта статья займет самое короткое время. глядя на характеристики постоянного тока операционных усилителей, чтобы объяснить, как эти характеристики меняются с возрастающая частота.

Идеальный операционный усилитель

Учебники учат, что идеальный операционный усилитель имеет следующие характеристики:

Бесконечное входное сопротивление

Нулевое выходное сопротивление

Входное напряжение смещения нулевого постоянного тока

Бесконечное усиление

Бесконечная пропускная способность

Хотя не каждый операционный усилитель имеет высокую пропускную способность, бесконечное входной импеданс, нулевой выходной импеданс и нулевой постоянный ток входное напряжение смещения, довольно легко найти операционный усилитель, который приблизится к этим потребностям в конкретное приложение схемы.Однако нет операционных усилителей. иметь бесконечное усиление или полосу пропускания и фактически усиление спад на очень низких частотах, и это имеет влияние на предположения, сделанные об идеальной операции amp

Операционный усилитель на DC

Простая схема операционного усилителя показана на фиг.1. неинвертирующее усиление 10.

РИС. 1

Версию этой схемы для LTspice можно скачать здесь: Не Инвертирующий операционный усилитель.

Коэффициент усиления неинвертирующего операционного усилителя равен

.

На фиг.1 RF составляет 9 кОм, а RI — 1 кОм, поэтому, применяя 10 мВ пиковое входное напряжение на неинвертирующей клемме На фиг.1 показано 10-кратное напряжение, которое появляется на выход, т.е. 100 мВ

В качестве альтернативы, если 2 входных терминала регулируются на такое же напряжение, это создает ток 10uA через R2.Этот ток может исходить только от выход (поскольку входные клеммы не ток), что означает, что R1 должен развивать напряжение 90 мВ, что означает, что выходное напряжение будет на уровне 90 мВ. + 10 мВ = 100 мВ.

Если взглянуть на эту схему с другой стороны, можно увидеть потенциальный делитель от выхода обратно к инвертирующий вход. Если схема регулирует, чтобы сохранить 2 входа одинаковы, тогда

так

Итак, есть несколько способов определить усиление операционного усилителя.

Теперь всегда предполагается, что два входа клеммы находятся под одинаковым напряжением (без учета постоянного напряжение смещения). Фактически напряжение на входные клеммы состоят из двух компонентов: постоянного тока напряжение смещения и гораздо меньший компонент, который зависит от коэффициента усиления разомкнутого контура усилителя и это второй компонент, который большинство людей игнорируют что приводит к путанице при анализе ОУ на ac.

Операционный усилитель на частотах переменного тока

РИС.2

В следующих абзацы, для ясности предположим что входное напряжение смещения усилителя равно нуль. Коэффициент усиления разомкнутого контура усилитель равен выходному напряжению, деленному на дифференциальное напряжение на двух входах (на фиг. 2 это напряжение на узле OUT, деленное на напряжение Vdiff).Коэффициент усиления замкнутого контура равен к напряжению на узле OUT, деленному на напряжение на узле IN, как описано выше. Независимо от конфигурации схемы, операционный усилитель всегда работает в разомкнутом контуре, усиление . Как схема дизайнеров, мы предпочитаем размещать компоненты вокруг усилитель, чтобы дать нам определенный коэффициент с обратной связью , но усилитель всегда пытается усилить напряжение Vdiff за счет коэффициента усиления разомкнутого контура , чтобы получить напряжение на узле OUT.

Другой способ взглянуть на это заключается в том, что для любого данного напряжение на узле OUT будет очень маленькое напряжение Vdiff на входных узлах, величина равна V (OUT), деленному на открытую петлевое усиление. В теории операционных усилителей, преподаваемой в школе, предполагается, что усиление разомкнутого контура бесконечно, поэтому дифференциальное напряжение, тогда Vdiff бесконечно мало (нуль). Пока коэффициент усиления разомкнутого контура усилитель остается высоким, это напряжение намного меньше чем входное напряжение, и его можно игнорировать.Тем не мение, если коэффициент усиления разомкнутого контура усилителя падает, это напряжение начинает расти, и это обсуждается ниже.

Предполагается, что коэффициент усиления разомкнутого контура бесконечен и хотя на постоянном токе он очень высокий, но скоро спадет после постоянного тока, и это влияет на характеристики переменного тока операционный усилитель Характеристика разомкнутого контура LT1012 показан на фиг. 3a

.

РИС. 3a

График этого показателя LTspice показан на фиг. 3b с обозначением сплошная зеленая линия, показывающая усиление, и пунктирная зеленая линия, показывающая фазу.Схема LTspice можно скачать здесь: Операционный усилитель с открытым контуром Характеристики

РИС. 3b

На частотах ниже примерно 0,3 Гц коэффициент усиления разомкнутого контура высокий около 126 дБ (около 2 миллионов). Вне 0,3 Гц, усиление разомкнутого контура начинает катиться с 20 дБ за десятилетие увеличения частоты, что означает, что коэффициент усиления разомкнутого контура уменьшается в 10 раз на каждые десятикратное увеличение частоты.Этот откат точно так же, как и простой RC-фильтр с отсечкой частота выключения при 0,3 Гц, где отклик затухает при 20 дБ на декаду выше частоты среза.

Если

затем для поддержания определенного выходного напряжения на уровне V (OUT), если усиление разомкнутого контура начинает уменьшаться, вход напряжение Vdiff должно увеличиться.

На низких частотах напряжение Vdiff на фиг. быть маленьким из-за высокого коэффициента усиления разомкнутого контура операционного усилитель Однако на более высоких частотах (выше 0,3 Гц) напряжение Vdiff становится все больше и больше по мере открытия петлевое усиление становится все меньше и меньше.

На фиг.4а сигнал 10 мВ подается на схему в РИС.2 и на выходе появляется сигнал 100 мВ, поэтому у нас есть выигрыш 10, как и ожидалось.Со входом частота 0,01 Гц дифференциальное напряжение, Vdiff, измеренное на входе — 52 нВ. Мы можем видеть из На рис. 3а показано, что коэффициент усиления усилителя в разомкнутом контуре при 0,01 Гц составляет примерно 126 дБ (2 миллиона), поэтому Vdiff должно быть 100 мВ, разделенное на 2 миллиона (50 нВ), что является.

РИС. 4a

На фиг. 4b частота увеличена до 1 Гц, и все остальные параметры схемы остаются без изменений.Из фиг 3а видно, что коэффициент усиления ОУ без обратной связи составляет около 115 дБ (около 550 000). Это немного легче увидеть на фиг. 3b. Дифференциальное напряжение, Vdiff, измеренный на входе, теперь составляет 182 нВ. Этот соответствует выходному напряжению (100 мВ), деленному на усиление разомкнутого контура на 1 Гц (550 000). Обратите внимание также что на фиг. 4а обе формы сигнала совпадают по фазе, тогда как на фиг. 4b имеется фазовый сдвиг между входными и выход.

РИС. 4b

На фиг. 4c частота увеличена до 100 Гц. В коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи на частоте 100 Гц составляет 75 дБ (5700). Дифференциальное напряжение, измеренное на вход 17,5 мкВ, что соответствует выходу напряжение (100 мВ), деленное на коэффициент усиления разомкнутого контура при 100 Гц (5700).Выходное напряжение тоже фазное. смещен относительно входа.

РИС. 4c

Так же в завершение меняю резистор обратной связи на фиг.2 от 9k до 99k дает усилителю коэффициент усиления из 100. На фиг. 4d показано влияние на вывод и дифференциальное напряжение.

РИС. 4d

Выпуск увеличился в 10 раз (т.к. ожидается), но также и дифференциальное напряжение.Этот следует ожидать, поскольку коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя остается неизменным на заданной частоте. Если выходное напряжение увеличивается в 10 раз, учитывая коэффициент усиления разомкнутого контура, это означает, что входное напряжение также должно увеличиться в 10. Это будет иметь важные последствия, и эти будет объяснено позже.

Интересно отметить, что хотя LT1012 имеет очень низкое напряжение смещения, имитационная модель имеет практически нулевое входное смещение постоянного тока напряжение, которое значительно упрощает наш анализ.

Таким образом, видно, что дифференциальный вход напряжение увеличивается с уменьшением коэффициента усиления разомкнутого контура и выход претерпевает фазовый сдвиг выше 0,3 Гц, что частота, с которой начинается усиление разомкнутого контура спадать (частота обрыва).

Также следует отметить, что, как и простой RC фильтра, фазовый сдвиг происходит на частотах около частота прерывания.Для RC-фильтра единичного порядка (тот, где коэффициент усиления падает до 20 дБ за десятилетие) фазовый сдвиг может достигать только 90 градусов. Рис. 4c показывает фазовый сдвиг на 90 градусов, и если бы мы увеличить частоту выше 100 Гц, показанных на фиг. 4c, фазовый сдвиг останется на 90 градусов.

Из рис. 3 видно, что наклон открытого усиление контура изменяется выше 1 МГц и начинает уменьшаться при более 20 дБ за десятилетие.Этот эффект похож на второй RC-фильтр с частотой прерывания 1 МГц. Этот второй RC-фильтр вводит еще 90 сдвиг фазы на 180 градусов сдвиг на частотах, значительно превышающих 1 МГц.

Важно помнить, что хотя Vdiff фаза смещена относительно выхода, его амплитуда очень мала по сравнению с входным напряжение 10мВ.Напряжение на обеих входных клеммах все еще составляет примерно 10 мВ, и пока Vdiff составляет мало по сравнению с входным напряжением, нам не нужно слишком беспокоиться о фазовом сдвиге.

Фазовый сдвиг

Коэффициент усиления разомкнутого контура LT1012 имеет частоту отклик фильтра нижних частот одинарного порядка. А аналогичный фильтр нижних частот (на этот раз с перерывом частота 1 кГц) показана на фиг.5.

РИС. 5a

Моделирование этой схемы LTspice может быть скачано здесь: Первый Орден Фильтр низких частот.

Частотную характеристику этого фильтра можно увидеть на фиг. 5б. Частота прерывания возникает, когда выход На 3 дБ ниже, чем на входе, как показано сплошным зеленая линия ниже и отсчитайте от левой оси.

РИС. 5b

Для фильтра нижних частот одинарного порядка фазовый сдвиг при частоте разрыва 45 градусов, как представлено по пунктирной зеленой линии выше и прочтите правая ось. В качестве приближения для первого фильтр нижних частот порядка, фазовый сдвиг в 10 раз меньше чем частота разрывов около 0 градусов и при В 10 раз больше, чем частота обрыва, фаза сдвиг составляет 90 градусов, что видно на фиг. 5b.

Математический вывод амплитуды и фазы shift можно увидеть здесь: Амплитуда и фазовый сдвиг фильтра нижних частот

Фильтр нижних частот имеет фазовый отклик и отставание . Это означает, что выходное напряжение достигает пика после входное напряжение, и это можно увидеть на фиг. 4c. выше, хотя это не сразу очевидно.В напряжение на неинвертирующем входе является форсирующим функция так находится в нулевой фазе. Сигнал проходит через операционный усилитель и испытывает фазовую задержку и это появляется на инвертирующем входе. Синий форма волны на фиг. 4c измерена от не инвертирующий терминал к инвертирующему терминалу и чётко опережает зелёный сигнал. Следовательно, если синяя форма волны была измерена от инвертирующего терминал к неинвертирующему терминалу будет отстает от зеленого сигнала.

На рис. 6 показан аналогичный двухполюсный фильтр с одним полюсом на 1 кГц и один на 100 кГц. Как видно из фиг.7. что первый полюс вводит крен на 20 дБ на декаду и в худшем случае фазовый сдвиг на 90 градусов как ожидается, а второй полюс вводит еще 20 дБ за декаду спада и еще одну фазу 90 градусов сдвиг.

На первой частоте обрыва фазовый сдвиг будет 45 градусов, а во втором будет 135 градусов (90 градусов + 45 градусов).

РИС.6

РИС. 7

Некоторые усилители, в том числе LT1012, демонстрируют характеристика разомкнутого контура с двумя частотами прерывания (аналогично изображенному на фиг. 7).С LT1012 частота первого перерыва составляет 0,3 Гц, поэтому вводится 45 фазовый сдвиг на 0,3 Гц (и фаза на 90 градусов сдвиг на частотах выше 3 Гц) и второй перерыв частота составляет 1 МГц, при этом разомкнутый контур характеристика будет иметь фазовый сдвиг 135 градусов. Фазовый сдвиг разомкнутого контура будет стремиться к 180 градусов, когда частота приближается к 10 МГц.

Контурное усиление

Общая система обратной связи, как и у большинства операционных усилителей. схем, представленных на фиг.8.

РИС. 8

Входы «+» и «-» представляют собой неинвертирующие и инвертирование входов в операционный усилитель. Блок усиления А 0 представляет коэффициент усиления без обратной связи усилителя и β — это часть продукции, возвращаемой обратно (через резисторы обратной связи и входные).Видно, что

так

так

так

Если A 0 большой, то общий закрытый коэффициент усиления контура приближается к

поскольку βA 0 больше по сравнению с «1» и A 0 на числитель и знаменатель отменяют.Следовательно коэффициент усиления системы приблизительно равен обратной величине доля обратной связи (β).

Это можно увидеть на фиг.1. Доля обратной связи равна простой резистивный делитель, представленный

Таким образом, общий выигрыш составляет 10.

Теперь мы собираемся представить концепцию петли . Прибыль .Следует отметить, что усиление контура , усиление разомкнутого контура и усиление замкнутого контура являются 3 разными параметрами и не должны быть смущенный. Петлевое усиление — это не то, измеряется в бытовой электронике, но полезно в объяснении того, как операционные усилители могут начать плохо себя вести в высокие частоты.

Обращаясь к фиг.2, мы знаем, что коэффициент усиления без обратной связи определяется как:

А коэффициент усиления замкнутого контура определяется как

Теперь мы собираемся определить усиление контура как коэффициент усиления разомкнутого контура, A 0 , умноженный на доля обратной связи β i.е. прирост идет вокруг петля. Это легко изобразить на фиг.8.

Если коэффициент усиления контура равен βA 0 и мы знать, что коэффициент усиления замкнутого контура приближается к 1 / β, можно сказать, что петлевое усиление приближается к Коэффициент усиления разомкнутого контура, деленный на усиление замкнутого контура (т. Е. βA 0 равно A 0 , деленному на 1 / β), что равно

Другими словами, усиление контура является мерой того, насколько большое входное напряжение V (IN) сравнивается с дифференциальное напряжение, Vдифф.Однако это только приближение.

Чтобы найти точное значение усиления контура, нам нужно рассмотрите фиг. 8. Если посмотреть на фиг. 8, Vin — βVout равен фактически то же самое, что и Vdiff на рис. дифференциальное напряжение на 2 входах операционного усилителя). Поскольку усиление контура — это доля обратной связи (β) умноженное на коэффициент усиления разомкнутого контура (A 0 ), мы Из Фиг.8 и Фиг.2 видно, что точный значение коэффициента усиления контура — это напряжение на инвертирующем клемма, , а не В (IN), деленная на дифференциальное напряжение, Vдифф.

Мы видели из графиков на фиг.4, что разница напряжений между инвертирующим терминалом и неинвертирующий терминал становится больше, чем частота увеличивается, подразумевая, что наше приближение коэффициента усиления контура, равного V (IN) / Vdiff, составляет только точен, когда Vdiff маленький.

Обычно мы не измеряем величину входное напряжение и сравните его с дифференциальным напряжение, так зачем это вообще нужно?

Что ж, мы можем видеть на фиг. 4a-d, что если напряжение Vdiff мало по сравнению с V (IN), тогда он представляет нет проблем, и на это можно не обращать внимания.Из уравнения выше, это соответствует высокому коэффициенту усиления контура . Однако если Vdiff начинает становиться сопоставимым с V (IN) (при уменьшении усиления контура) он начнет мешает входному сигналу и больше не может быть игнорируется.

Мы уже видели на фиг. 3 и 5b, что если операционный усилитель имеет отклик первого порядка (т. е. открытый петлевое усиление падает на 20 дБ за декаду, а фаза сдвиг не выше 90 градусов), что это не проблема.Однако, если операционный усилитель имеет второй порядок ответ, как показано на фиг. 7, тогда возможно, что фаза Vdiff может быть близка к 180 градусам не в фазе с входом на высоких частотах. Опять же это обычно не проблема, если Vdiff по сравнению с малым с V (IN), но если Vdiff сравнимо по величине с V (IN), то мы приближаемся к точке потенциального колебание.

Другими словами, при нормальных обстоятельствах обратное напряжение подается на инвертирующий вход так противостоит входному сигналу.Однако если это напряжение инвертируется через усилитель (на фиг.8 это блок A 0 ), обратная связь сигнал появляется в фазе с входным сигналом и есть потенциал для колебаний.

Нанесение коэффициента усиления с обратной связью на график, показанный на На фиг.3 мы получаем график фиг.9 с закрытым усиление контура показано красным.

РИС. 9a

Мы также можем видеть это на графике LTspice на фиг. 9b

.

РИС. 9b

Коэффициент усиления разомкнутого контура составляет примерно 125 дБ и составляет представлен A 0 и замкнутым контуром Коэффициент усиления составляет 20 дБ и представлен как 1 / β. как видно по красной линии на логарифмических графиках в РИС. 9а и РИС. 9b.

Итак, разница между двумя числами на логарифмический график равен коэффициенту два числа на линейном участке.

Мы уже установили, что коэффициент усиления контура приближается к коэффициенту усиления разомкнутого контура, деленному на Коэффициент усиления замкнутого контура, поэтому в логарифмической шкале это представлен разницей между График усиления разомкнутого контура и график усиления замкнутого контура (я.е. разрыв между кривой разомкнутого контура и кривая замкнутого контура под ней), как показано на фиг.9а.

Таким образом, отношение усиления разомкнутого контура к усилению замкнутого контура это

Таким образом, разрыв между кривой разомкнутого контура и кривая замкнутого контура βA 0 что представляет собой усиление контура.βA 0 — контурное усиление системы.

Разъяснение маржи фазы и прибыли

На фиг.10 рассмотрим сигнал Va, приложенный к вход усилителя, А 0 . Проходит через усилитель, затем через обратную связь сеть, β и возвращается на ступень дифференциального входа (Vb).В этот момент он инвертируется дифференциалом сцена. Если Va подвергается фазе 180 градусов сдвиг при прохождении каскада усиления А 0 а затем инвертируется дифференциальным каскадом, он будет теперь вернитесь в фазу с исходным сигналом.

РИС 10

Если на данной частоте амплитуда Vb равна больше или равно амплитуде Va, то есть вероятность, что система колебаться.В этих условиях системе необходимо нет внешнего напряжения на Vin, чтобы обеспечить устойчивое напряжение при Va и Vb. Глядя на фиг.10, мы можем видеть что Vb равно Va x βA 0 , где βA 0 это коэффициент усиления контура системы , так что теперь мы можем понять, почему петлевое усиление важно при определении устойчивость системы обратной связи. Если βA 0 имеет фазовый сдвиг 180 градусов и величину больше 1 цепь будет колебаться.

Это может быть обратно к уравнению

Если петлевое усиление, βA 0 имеет фазовый сдвиг 180 градусов (т.е. отрицательный) и уменьшился до единицы на определенной частоте, знаменатель приведенного выше уравнения сводится к нулю и схема будет колебаться на этой частоте.

Для усиление контура равное единице, усиление замкнутого контура равно усилению разомкнутого контура, так как усиление контура равно определяется усилением разомкнутого контура, деленным на замкнутый контур Прирост. Видно, что устойчивость системы таким образом, можно определить, посмотрев на точку, где коэффициенты усиления по разомкнутому контуру и усилению по замкнутому циклу совпадают. Этот где усиление контура равно единице.

На фиг.11а показан отклик разомкнутого контура пыльника. amp, LT1226.Видно, что при разомкнутом контуре усиление 20дБ имеем сдвиг фазы 180 градусов (где пунктирная белая линия пересекает пунктирную зеленая линия и отсчет от правой оси). Это происходит на частоте 65 МГц. Так что потенциально может быть проблема при использовании LT1226 с коэффициентом усиления менее 20 дБ. На рис. 11b показана схема — неинвертирующий усиление 100 при входном напряжении 10 мВ. Это открытый Схему проверки контура можно скачать здесь: LT1226 Открытый цикл Схема

РИС. 11a

РИС. 11b

Коэффициент усиления разомкнутого контура LT1226 впервые прервался. укажите на 6.5 кГц (где спад составляет 20 дБ на декаду), а второй — около 30 МГц, где наклон изменяется от 20 дБ за декаду до 40 дБ за десятилетие. На частотах в 10 раз меньше 6,5 кГц фазовый сдвиг приближается к нулю и на частотах В 10 раз выше, чем 6,5 кГц, фазовый сдвиг приближается до 90 градусов. На 6,5 МГц фазовый сдвиг 45 градусов.

На рис. 12 показан входной сигнал частотой 65 кГц (в 10 раз выше чем частота отключения разомкнутого контура).Здесь мы можем увидеть что дифференциальное напряжение между операционным усилителем входы сдвинуты по фазе на 90 градусов относительно выходному напряжению. Помните, что открыт коэффициент усиления контура равен V (OUT) / Vdiff, поэтому сравнение мы на фиг.12 должны соответствовать фазе сдвиг усиления разомкнутого контура. Действительно, на ФИГ. 11а коэффициент усиления разомкнутого контура LT1226, и мы можем видеть, что на 65 кГц фазовый сдвиг действительно составляет 90 градусов.

Эту схему можно скачать здесь: Не инвертирующий LT1226 Схема

РИС. 12

Мы видим, что напряжение Vdiff (65 мкВ) равно мала по сравнению с входным сигналом 10 мВ, поэтому выходной сигнал соответствует ожидаемой амплитуде (1 В), для схемы с коэффициентом усиления 100.

Увеличение частоты в 1000 раз до 65 МГц, коэффициент усиления без обратной связи составляет 21 дБ (около 11) и фазовый сдвиг составляет 180 градусов, как показано на фиг. 11a. Ввод сигнала 65 МГц дает результаты, показанные на фиг. 13

РИС 13

Теперь у нас есть фазовый сдвиг на 180 градусов Vdiff. по отношению к выходу.Так почему схема не колеблется? Чтобы цепь колебалась, нам нужно фазовый сдвиг на 180 градусов вокруг контура, а также как усиление. У нас есть фазовый сдвиг, но есть ли достаточно усиления? Теперь нам нужно посмотреть на сигнал на каждый из входных терминалов, чтобы увидеть, есть ли достаточно усиления в петле. Пока мы рассмотрели напряжение на 2 входах операционного усилителя (Vdiff), потому что легче измерить Vdiff, скажем, 100 нВ вместо измерения входного напряжения 10 мВ и напряжение на инвертирующем выводе, которое (10 мВ — 100 нВ).Чтобы получить истинное представление о нестабильности, мы приходится измерять напряжение на каждом входе.

РИС. 14

На фиг.14 показано напряжение на инвертирующем выводе. (V (n001)), вход и выход. Вход находится на 10 мВ, но выходное напряжение пострадало из-за плохое усиление разомкнутого контура усилителя.Действительно измерение напряжения на выходном контакте и деление это дифференциальным напряжением на входах, мы должен по-прежнему прийти к коэффициенту усиления разомкнутого контура примерно 21 дБ. Следует отметить, что есть выходное напряжение смещения 40 мВ , которое должно быть удалено из показаний выходного напряжения перед расчет выигрыша.

Глядя на напряжение на инвертирующем выводе, мы видно, что это одна сотая напряжения на выход, и он находится в фазе с выходом Напряжение.Этого следовало ожидать, поскольку есть резистивный делитель (дающий нулевой сдвиг фазы) от выход обратно на инвертирующий терминал, состоящий из резисторы R2 и R3 и дающие затухание 100 как показано на фиг. 11b.

Мы также можем видеть, что напряжение на инвертирующем клемма (V (n001)) существенно ниже, чем входное напряжение, поэтому, хотя оно не в фазе с вход на 180 градусов, не больше V (IN) поэтому система не может колебаться.

Теперь мы можем уменьшить коэффициент усиления усилителя на уменьшая, например, резистор обратной связи R2 в РИС. 11b. При этом эффект ослабления резисторов R2 и R3 становится меньше, поэтому напряжение больше появляется на инвертирующем входе. Таким образом, теперь это может быть видно, что на данной частоте, где напряжение на инвертирующий терминал инвертирован относительно напряжение на неинвертирующем выводе, уменьшение усиления — не лучшая идея, так как это приведет к увеличьте напряжение на инвертирующем выводе.В конечном итоге мы достигнем точки, когда напряжение на инвертирующем терминале — 180 градусов вне фазы и больше по амплитуде, чем напряжение при неинвертирующий терминал. Теперь у нас есть условие для колебания. Вот почему многие операционные усилители имеют минимальная стабильность усиления. Если прирост уменьшается ниже в этот момент операционный усилитель начнет колебаться. Этот можно увидеть на РИС. 15.

РИС 15

Здесь R2 был уменьшен до 1k, а R3 оставлен на уровне 100. Ом и это вызвало повышение напряжения на инвертирующем входе.Это напряжение выше в амплитуды входного сигнала 10 мВ, поэтому мы можем удалите входной сигнал 10 мВ, и схема отключится. продолжают колебаться. Это можно увидеть на фиг.15. (Входная частота фактически уменьшена до 1 Гц).

Выходное напряжение имеет размах амплитуды 1,049 В, а инвертирующий вход имеет амплитуду 94,67 мВ. Доля обратной связи составляет 100 / (100 + 1000) = 0.091. Если на неинвертирующей клемме 0 В, то дифференциальное напряжение составляет 94,67 мВ. Мы можем работать коэффициент усиления разомкнутого контура должен составлять 1,049 В / 94,67 мВ = 11,08. Таким образом, доля обратной связи, умноженная на открытую петлевое усиление составляет 0,091 x 11,29 = 1,01. Таким образом, мы имеем 180 фазовый сдвиг с коэффициентом усиления петли> 1, и эти условия для возможных колебаний.

Коэффициент усиления и запас по фазе являются мерой того, насколько близко к точка колебания цепи.В другом слова, как близко к сдвигу фазы 180 градусов или единице усиление петлевое усиление. Это мера петли коэффициент усиления схемы, не коэффициент усиления замкнутого контура или усиление разомкнутого контура.

Запас по фазе является мерой того, насколько близко коэффициент усиления контура к имеющий 180 градусов фазового сдвига, когда усиление контура это единство. Если βA 0 имеет сдвиг фазы на 180 градусов, когда он величина единицы, схема имеет нулевые степени запас по фазе и будет колебаться.Если усиление петли имеет фазовый сдвиг 160 градусов, схема имеет запас по фазе 20 градусов.

Маржа прироста является мерой того, насколько ниже единиц Коэффициент усиления контура усиления контура — это когда контур прирост, βA 0 , имеет фазовый сдвиг 180 градусов. Если коэффициент усиления контура имеет фазовый сдвиг 180 градусов и петлевое усиление 0.6 схема имеет маржа прироста 0,4. Схема с петлевым усилением 0,8 имеет запас усиления 0,2 и, следовательно, ближе к точка колебания.

LTspice — это зарегистрированная торговая марка Linear Technology Корпорация

Цепь универсального фильтра

. Глоссарий электронных и технических терминов «Активный фильтр операционного усилителя».

Словарь по электротехнике
«А» «B» «C», «D», «E», «F», «ГРАММ», «ЧАС», «Я», «J», «К», «L», «М»,
«Н», «О», «П», «Q», «Р», «S», «Т», «U», «V», «W», «ИКС», «Y», «Z»

Полнопроходной фильтр

Полнопроходный фильтр пропускает все частоты, поступающие на вход схемы, но добавляет фазовый сдвиг.Таким образом, фильтр All-Pass — это вообще не фильтр, а скорее фазовращатель. два основных типа — это схема с отводом фазы и схема с запаздыванием по фазе.

Активный фильтр операционного усилителя.
Эти две схемы представляют собой операционный усилитель, используемый в качестве универсального фильтра [схема с постоянной амплитудой и фазой]. Обе схемы настроены как неинвертирующие усилители. Однако с указанными номиналами резисторов коэффициент усиления усилителей равен единице [+1]. Коэффициент усиления неинвертирующего операционного усилителя равен:
Vo = ([R2 + R3] / R2) x Vin.

Однако в этом случае резистор устанавливается равным, или R1 = R2 = R3. Любое значение резистора подлежит оплате; однако более низкие значения имеют тенденцию потреблять больший ток, а очень высокие значения имеют тенденцию вызывать шум [в чувствительных приложениях].
Общие значения могут находиться в диапазоне от; 1 кОм, 2,2 кОм, 3,3 кОм, 4,7 кОм и 10 кОм

Сдвиг фазы изменяется от 0 градусов при постоянном токе до 90 градусов при;
фазовый сдвиг 90 градусов; 1 / [2 x 3,14 x R x C1]
, а затем сдвиг фазы до 180 градусов на более высоких частотах.

Эта первая схема универсального фильтра сконфигурирована для использования одного источника питания [Vcc] и земли.


Полнопроходной фильтр

Во втором примере схемы универсального фильтра в операционном усилителе используется двойной источник питания или как положительное, так и отрицательное напряжение. В этом случае R1 принимается равным половине Vcc. В остальном схема идентична первой схеме, показанной выше.


Полнопроходной фильтр

Операционный усилитель 741, используемый в качестве примера вывода, имеет рассеиваемую мощность 500 мВт, входное напряжение +/- 15 В и напряжение питания +/- 18 В.Однако рейтинг зависит от фактически используемой микросхемы, поэтому сверьтесь с таблицей данных. 741C является прямой заменой 709C, LM201, MC1439 и 748 в большинстве приложений. Конечно, после LM741 выпущено множество операционных усилителей, которые также можно рассматривать как замену этому устройству. Хотя из-за того, что 741 является устройством общего назначения, компании обычно перечисляют детали в качестве замены, потому что их будет бесконечное количество [более низкая мощность, высокое напряжение, более высокая частотная характеристика и так далее].

741 также можно скомпенсировать, используя смещенные нулевые штыри для центрирования выхода при нулевом напряжении. Обратите внимание, что сдвоенные корпуса не имеют контактов частотной компенсации. 741 по определению имеет в комплекте только один усилитель.

Обратите внимание, что в некоторых из этих схем операционный усилитель имеет инвертирующий вход в верхней части диаграммы компонентов, в то время как в других случаях инвертирующий вход находится ниже неинвертирующего входа. Его стандартная практика — переставлять положения входных или выходных контактов на схематической диаграмме, чтобы сделать схему более простой для чтения или менее сложной.Большинство инструментов САПР позволяют использовать разные версии детали с разным расположением штифтов.

Продолжить чтение о фильтрах операционного усилителя:
Конструкция активного фильтра низких частот
Конструкция активного фильтра высоких частот
Полосовой фильтр
Конструкция активного режекторного фильтра

Использование операционного усилителя для создания схемы фазового сдвига

Недавно я работал над небольшими схемами для учителя, и схема фазового сдвига — одна из них. Я также получил много полезных знаний в процессе создания схем фазосдвига.Я обобщу здесь свои знания о схемах сдвига фазы.

Первый принцип схемы фазового сдвига:

И конденсатор, и катушка индуктивности, подключенные к цепи, имеют функцию сдвига фазы. Напряжение на клеммах конденсатора отстает от тока на 90 градусов, а напряжение на клеммах катушки индуктивности опережает ток на 90 градусов, что является результатом фазового сдвига катушки индуктивности конденсатора.

Поговорим о фазосдвигающем конденсаторе.Когда конденсатор находится под напряжением, цепь заряжает конденсатор. Ток начальной зарядки — максимальное значение, а напряжение стремится к нулю. По мере увеличения зарядной емкости ток постепенно уменьшается, а напряжение постепенно увеличивается. В конце зарядки конденсатора ток зарядки конденсатора стремится к нулю, а напряжение на выводах конденсатора является максимальным значением схемы. На этом цикл зарядки завершен. Если напряжение на клеммах конденсатора взять в качестве выходного, фазовый сдвиг отстает от тока на 90 градусов.Напряжение.

Индуктивность возникает из-за того, что самоиндуцированная электродвижущая сила всегда препятствует изменению независимой переменной, а ситуация фазового сдвига прямо противоположна емкости. Когда цепь включена, напряжение на выводе индуктора является наибольшим в начале цикла, а ток — наименьшим. В конце цикла напряжение на клеммах наименьшее, а ток большой, и получается эффект фазового сдвига напряжения 90 градусов.

Следовательно, простейшей схемой фазового сдвига является интегральная дифференциальная схема, которая одновременно является RC-схемой.

Импеданс резистора R является действительным числом, а импеданс резистора C равен 1 / (jwC). После расчета полного импеданса цепи величина изменения фазы получается путем нахождения арктангенса мнимой части импеданса и действительной части.

После того, как фаза найдена, на 180 ° фазовый сдвиг отсутствует. Он продвигается между 180 ° и 270 °, а от 90 ° до 180 ° является гистерезисом.

Конденсатор подключается последовательно с параметрами схемы, и эффект деления напряжения увеличивается. Эффективный сигнал, приложенный к обоим концам усилительного элемента, уменьшается для создания переднего фронта. Таким же образом его можно рассчитать как гистерезис при параллельном подключении.

Соединяя операционный усилитель и схему фазового сдвига, можно получить четыре схемы фазовращения:

Четыре схемы последовательно представляют собой схемы фазового сдвига 0-90, 270-360, 90-180, 180-270.

Однако, поскольку определение частоты и конкретной фазы требует изменения параметров различных компонентов, чем точнее оно будет, тем труднее этого добиться. Следующая схема может использоваться, если вы хотите достичь широкого диапазона регулирования в 180 градусов.

Схема a может реализовывать функцию сдвига фазы вперед, а функция схемы b — сдвиг фазы назад.(В схеме изображения верхний конец транспорта — вход, а нижний конец — вход +)

Формула для определенного угла может быть рассчитана по следующей формуле:

Один R0 в знаменателе H (jw) на скриншоте следует заменить на C0.

Как видно из рисунка, когда член wR0C0 больше 1, подчиняется закону: Емкость постоянна, чем больше сопротивление, тем меньше угол сдвига фаз。

И наоборот, когда значение элемента меньше 1, это подчиняется закону: Емкость постоянна, чем меньше сопротивление, тем меньше угол сдвига фаз.

Схема, разработанная с использованием Multisim, выглядит следующим образом:

Специфическая сварочная схема выглядит следующим образом:

.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *