Полумостовой инвертор схема. Полумостовой преобразователь напряжения: принцип работы, схемы, преимущества и применение

Что такое полумостовой преобразователь напряжения. Как работает полумостовая схема. Какие бывают типы полумостовых преобразователей. В чем преимущества полумостовой топологии. Где применяются полумостовые преобразователи.

Что такое полумостовой преобразователь напряжения

Полумостовой преобразователь напряжения — это распространенная топология импульсных источников питания, использующая два ключевых элемента (обычно транзистора), которые поочередно коммутируются для преобразования постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня. Основными элементами схемы являются:

• Два последовательно включенных ключевых транзистора
• Два последовательно включенных конденсатора, образующих емкостный делитель напряжения
• Трансформатор
• Выпрямитель и фильтр на вторичной стороне

Полумостовая топология позволяет эффективно преобразовывать напряжение в широком диапазоне мощностей — от десятков ватт до нескольких киловатт. Она нашла широкое применение в импульсных блоках питания, инверторах, преобразователях для солнечных батарей и других устройствах силовой электроники.

Принцип работы полумостового преобразователя

Принцип работы полумостового преобразователя основан на поочередном переключении двух ключевых элементов. Рассмотрим основные этапы работы схемы:

1. При открытии верхнего ключа ток протекает через первичную обмотку трансформатора в одном направлении
2. При закрытии верхнего и открытии нижнего ключа ток меняет направление на противоположное
3. Переменный ток в первичной обмотке наводит ЭДС во вторичной обмотке
4. Напряжение вторичной обмотки выпрямляется и фильтруется

Таким образом, за счет поочередного переключения ключей на первичной стороне формируется переменное напряжение прямоугольной формы, которое затем трансформируется, выпрямляется и сглаживается.

Основные типы полумостовых преобразователей

Существует несколько основных типов полумостовых преобразователей, различающихся схемотехникой и принципом работы:

Симметричный полумостовой преобразователь

Это классическая схема с двумя одинаковыми ключами, работающими в противофазе с коэффициентом заполнения около 50%. Обеспечивает хорошую симметрию выходного напряжения.

Асимметричный полумостовой преобразователь

Использует ключи с разным временем открытого состояния. Позволяет регулировать выходное напряжение в более широких пределах.

Резонансный полумостовой преобразователь

Содержит дополнительный резонансный контур, обеспечивающий режим мягкой коммутации ключей. Отличается повышенным КПД и сниженным уровнем электромагнитных помех.

Преимущества полумостовой топологии

Полумостовая схема имеет ряд важных преимуществ по сравнению с другими топологиями преобразователей:

• Высокая эффективность преобразования энергии (КПД до 95%)
• Возможность работы в широком диапазоне входных напряжений
• Хорошая симметрия выходного напряжения
• Низкий уровень пульсаций выходного напряжения
• Возможность работы на высоких частотах (сотни кГц)
• Компактные размеры трансформатора
• Простота схемы управления

Эти преимущества обеспечили широкое распространение полумостовых преобразователей в различных областях применения.

Области применения полумостовых преобразователей

Полумостовые преобразователи нашли применение во многих сферах современной электроники и энергетики:

• Импульсные источники питания для компьютеров и бытовой техники
• Инверторы для солнечных электростанций
• Зарядные устройства для электромобилей
• Источники бесперебойного питания (ИБП)
• Преобразователи для светодиодных систем освещения
• Сварочные инверторы
• Высоковольтные источники питания

Такая широкая сфера применения обусловлена универсальностью и эффективностью полумостовой топологии.

Расчет и проектирование полумостового преобразователя

При разработке полумостового преобразователя необходимо выполнить ряд важных расчетов:

1. Выбор рабочей частоты преобразования
2. Расчет параметров трансформатора
3. Выбор типа и параметров ключевых транзисторов
4. Расчет емкости конденсаторов делителя напряжения
5. Проектирование схемы управления затворами транзисторов
6. Расчет выходного выпрямителя и фильтра

Правильный расчет всех элементов схемы позволяет создать эффективный и надежный преобразователь с заданными характеристиками.

Современные тенденции в развитии полумостовых преобразователей

Основные направления совершенствования полумостовых преобразователей в настоящее время включают:

• Применение новых типов силовых транзисторов (SiC, GaN) для повышения КПД
• Увеличение рабочей частоты для уменьшения габаритов
• Внедрение цифровых систем управления
• Разработка интеллектуальных алгоритмов защиты
• Оптимизация топологии для снижения электромагнитных помех

Эти инновации позволяют создавать все более эффективные и компактные преобразователи для различных применений.

Заключение

Полумостовые преобразователи напряжения являются важным элементом современной силовой электроники. Их универсальность, эффективность и надежность обеспечивают широкое применение в различных областях техники. Дальнейшее развитие этой топологии связано с внедрением новых технологий и материалов, что позволит создавать еще более совершенные устройства преобразования энергии.

Полумостовой преобразователь

Общие сведения об полумостовом преобразователе. Электрическая схема

Полумостовой преобразователь – классический пример двухтактных схем, при работе которых энергия передается в нагрузку в течение обоих полупериодов работы преобразователя. Использование полумостового преобразователя целесообразно при мощности проектируемого источника питания 150-1000 Вт и высоком напряжении питания (бытовая сеть 220 или 110 В) [Marian K. Kazimierczuk. Pulse-width Modulated DC–DC Power Converters. John Wiley & Sons. 2008. 782 p.], [Раймонд Мэк. Импульсные источники питания. Теоретические основы проектирования и руководство по практическому применению. Додэка XXI. 2008 г. 274 с.], [Источники питания. Расчет и конструирование. Мартин Браун. МК-Пресс. 2005, 288 c.]. Теоретически можно использовать полумостовую топологию для создания источников питания большей мощности (более 1 кВт), но это приведет к большим импульсным токам через ключевые элементы и конденсаторы полумоста, что резко увеличит потери.

Преимущества топологии полумостового преобразователя:

— жесткое ограничение максимального напряжения на транзисторах, которое не превышает напряжение питания [Marian K. Kazimierczuk. Pulse-width Modulated DC–DC Power Converters. John Wiley & Sons. 2008. 782 p.]. Для полумостового преобразователя можно использовать ключевые транзисторы с рабочим напряжением примерно в два раза меньшим, чем это потребовалось бы для обратноходового и прямоходового преобразователя [Roger Adair. Design Review: A 300W, 300KHz Current-Mode Half-bridge Power Supply with Multiple Outputs Using Coupled Inductors. UnitrodeCorporation. 2001];

— малые пульсации на выходе преобразователя, что обеспечивается с одной стороны за счет того что энергия передается в нагрузку в течение каждого из тактов работы преобразователя, с другой за счет использования на выходе LC-фильтра;

— малые габариты трансформатора, что обеспечивается за счет использования полного размаха индукции в магнитопроводе;

— только одна первичная обмотка трансформатора, что его упрощает конструкцию и снижает габариты;

— эффективная рекуперация энергии запасаемой в индуктивности рассеяния обратно в источник питания за счет обратных диодов силовых ключей.

Электрическая схема полумостового преобразователя представлена на рисунке HALFB.1. Схема содержит два последовательно включенных ключевых транзистора, поочередно коммутируемых с помощью драйвера управляемого ШИМ-контроллером, два последовательно включенных конденсатора. Первичная обмотка трансформатора включается между точкой соединения ключевых транзисторов и средней точкой конденсаторов. В процессе работы к обмотке

Простой полумостовой преобразователь напряжения

  Для питания радиоаппаратуры часто используют импульсные блоки питания ввиду их малого веса и небольших габаритов. Предлагаемый полумостовой преобразователь напряжения отличается простотой конструкции и не требует налаживания. Он выполнен на

микросхеме IR2153, представляющих собой драйвер двух ключей ( IGBT или MOSFET ), имеющий один выход для управления нижним ключом полумоста ( LO ) и один выход для верхнего ключа ( НО ) с плавающим потенциалом управления. Допустимое напряжение на инверторе, с которым работает микросхема, составляет 600 V.

 Схема устройства показана на Рис.1. Переменное напряжение 220V поступающее через разъём Х1 проходит через заграждающий фильтр С1-С2-L1, выпрямляется диодным мостом VD1-VD4 и сглаживается последовательно соединенными конденсаторами С6, С7. Напряжение питания на D1 поступает через R1 и сглаживается конденсатором С3. Напряжение на выходе VCC микросхемы D1 не может быть выше 15,6 V так как внутри микросхемы между выводами 1 и 4 установлен стабилитрон. Цепочка R2, C4 задаёт частоту работы задающего генератора, равную 40 кГц. Верхний ключ открывается с выхода

НО, нижний с выхода LO. Между включениями одного и другого ключа выдерживается пауза 1,2 мкс, благодаря чему предотвращается протекание сквозных токов через транзисторы. Бутстреповая ёмкость С5 заряжается через диод VD5 при включении нижнего ключа VT2. Первичная обмотка трансформатора Т1 подключена к делителю напряжения, образованному конденсаторами С6, С7 и силовыми ключами VT1, VT2. Конденсаторы С8, С9, подключённые параллельно выпрямительным диодам VD6, VD7 значительно снижают амплитуду выбросов в моменты переключения диодов.
 Детали устройства. Дроссель сетевого фильтра намотан на ферритовом кольце К20х12х6 марки М2000НМ сложенным вдвое проводом МГТФ 0,12 и содержит 25-30 витков. Трансформатор Т1 намотан на Ш-образном магнитопроводе типоразмером М2000НМ Ш7х7. Первичная обмотка содержит 260 витков провода ПЭВ-2 диаметром 0,3 мм. Вторичная обмотка обеспечивает выходное напряжение 12 V при токе 2,5 А и содержит по 15 витков сложенными в семеро проводами ПЭВ-2 диаметром 0,5. Конденсаторы С1, С2 типа К73-17 или подобные, С4, С8, С9 керамические, электролитические С3, С5, С6, С7, С10 типа К50-35 или подобные. Вместо диодов VD1-VD5 подойдут любые другие на ток 0,7 А и напряжение 400 V, вместо VD6, VD7 желательно применить диоды шотки типа КД997, установленные на игольчатый радиатор размером 25х40 мм.

автор Абрамов С. М.
источник: ” РАДИОКОНСТРУКТОР “, 07 – 2004, стр. 25

Похожее

Выбор топологии преобразователя, виды и типы

Когда речь заходит о выборе схемы силового каскада, многие в первую очередь интересуются выходной мощностью. Этот критерий, разумеется, очень важный, но не единственный. Конечно, вряд ли кто-то использует мостовую схему, например в 10-Вт преобразователе, но не всегда задача выбора столь проста, как может показаться. Помимо выходной мощности важны входное и выходное напряжения, выходной ток, тип нагрузки, требуемая энергоэффективность, массогабаритные показатели, изолированный или неизолированный преобразователь.

Рассмотрим наиболее часто встречаемые конфигурации силового каскада: прямоходовой, обратноходовой, пушпульный, полумостовой, мостовой, резонансные схемы.

 

Обратноходовой преобразователь

Обратноходовой преобразователь (ОП) (как и прямоходовой преобразователь, ПП) довольно часто встречается при мощностях менее 1 кВт. Одно из его достоинств — очень простая схема (см. рис. 1). Ключевым элементом преобразователя является трансформатор, хотя в данном случае он играет роль накопителя энергии и выполняет функции дросселя — при закрытом ключе вторичная обмотка отдает в нагрузку энергию, которая запасалась при открытом ключе, когда первичная обмотка была подключена к сети.

Рис. 1. Базовая топология обратноходового преобразователя

В приведенной схеме обеспечивается гальваническая развязка между первичной и вторичной цепями. ОП удобно применять, когда требуется обеспечить высокое выходное напряжение при относительно малом токе. Конечно, можно использовать эту схему и при низких напряжениях и высоких токах, но следует иметь в виду, что ОП свойственны большие токовые пульсации и пиковые токи, поэтому к компонентам фильтра на низкой стороне предъявляются повышенные требования, отчего их стоимость возрастает. Велики также и пульсации напряжения, поэтому выходной сглаживающий фильтр лучше выбрать типа «пи».

При коэффициенте заполнения 50% амплитуда пульсаций тока через выходной конденсатор примерно в 1,6 раза превышает выпрямленный ток нагрузки. Поэтому эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) этого конденсатора должно быть невелико. Это означает, что для надежной работы следует включить параллельно до 5 электролитических конденсаторов или использовать дорогостоящие керамические конденсаторы. Но, скорее всего, придется использовать хотя бы один электролитический конденсатор, причем его сопротивление должно быть достаточно небольшим, чтобы сохранить устойчивость преобразователя. Поэтому при больших выходных токах, например, 5 В, 10 А, следует отдать предпочтение ПП.

Индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора должна быть как можно меньше. При открытом ключе в ней запасается энергия, которая не передается во вторичную обмотку и при закрытии ключа вызывает всплески перенапряжения, из-за которых приходится выбирать ключ с повышенным максимально допустимым напряжением и использовать снабберные цепочки. Последние снижают энергоэффективность преобразователя.

Следует отметить еще один недостаток ОП — отношение пикового значения тока к среднему существенно больше, нежели в других топологиях, поэтому приходится выбирать силовой ключ, величина максимально допустимого тока которого больше, чем в других преобразователях, что увеличивает стоимость ключа. Ток ключа в ОП в 1,5—2 раза больше, чем в ПП и полумостовом преобразователе. Ток в выпрямительном диоде в 3—4 раза больше, чем средний ток.

 

Обратноходовой преобразователь с двумя силовыми ключами

Если не удается уменьшить индуктивность рассеяния или снабберной цепочки недостаточно, чтобы снизить перенапряжения, применяется схема из двух силовых ключей на высокой стороне (см. рис. 2). Отметим, что в этом случае повышается и эффективность преобразователя, т.к. энергия, запасенная в индуктивности рассеяния первичной обмотки, не рассеивается в снабберной цепи, а передается обратно во входной конденсатор. Двухключевая схема позволяет выбрать силовой ключ с меньшим максимально допустимым напряжением. При этом потери в двух последовательно включенных ключах с меньшим максимально допустимым напряжением примерно такие же или даже меньше, чем в более высоковольтном ключе.

Рис. 2. Базовая схема ОП с двумя ключами

К недостаткам можно отнести усложнение схемы, ограничение величины коэффициента заполнения (менее 50%). Соотношение витков должно быть выбрано так, чтобы напряжение на вторичной обмотке достигло требуемой величины, прежде чем напряжение на первичной обмотке достигнет уровня, при котором диоды D1 и D2 начнут проводить. Иначе запасенная энергия начнет возвращаться во входной конденсатор, а не поступать в нагрузку.

ОП может работать в режимах непрерывного 1 или прерывистого токов 2. Однако сейчас становится популярен специальный случай режима прерывистого тока, так называемый режим критической проводимости 3 или режим граничной проводимости 4. Это компромиссный режим с некоторыми интересными особенностями, и он довольно легко реализуется в одноключевой схеме.

В режиме DCM ток через дроссель выходной цепи уменьшается до нуля в период, когда силовой ключ Q1 закрыт. Фактически в этот момент ни через один элемент преобразователя не протекает ток, и его можно назвать «мертвым временем». В режиме CCM ток постоянно протекает через дроссель при любом состоянии силового ключа. В этих режимах преобразователь работает при постоянной частоте коммутации. Режим CRM является граничным между описанными выше. Как и в DCM, ток в дросселе спадает до нуля, но «мертвое время» отсутствует. Для достижения граничного режима варьируется время закрытого и открытого состояний ключа — преобразователь работает на переменной частоте и зависит, в частности, и от индуктивности дросселя, и от максимально допустимого пикового тока, который задается управляющим контроллером.

На рисунке 3 показано напряжение сток-исток силового MOSFET в различных режимах. Заметьте, что в режиме CRM/BCM открытие MOSFET происходит в момент первого колебания в нижней точке кривой (valley), после того как энергия сердечника трансформатора уменьшилась до минимума. При этом коммутация происходит при минимальном напряжении на ключе, и потери на коммутацию уменьшаются. По существу, наблюдается квазирезонансный режим (QR). Такой метод коммутации позволяет увеличить энергоэффективность преобразователя.

Рис. 3. Напряжение сток-исток силового MOSFET в различных режимах

 

Обратноходовой преобразователь в режиме прерывистого тока DCM

Этот режим достаточно просто реализовать. Частота коммутации фиксирована, передаточная характеристика имеет один полюс, и полоса пропускания обратной связи может быть достаточно большой и легко компенсироваться. Габариты трансформатора в этом режиме минимальны, т.к невелики и требования к индуктивности рассеяния первичной обмотки при условии, что выходной ток относительно невелик.

Отметим, что ток в выходном диоде спадает до нуля еще до того, как откроется силовой ключ на высокой стороне, поэтому отсутствуют шумы коммутации диода и потери на восстановление, которые происходят при запирании диода обратным напряжением.

К сожалению, пиковые токи в этом режиме очень велики, больше чем в остальных режимах. Соответственно, нужно выбирать силовой ключ и выходной диод с большими максимально допустимыми токами. Повышаются и требования к выходному конденсатору из-за больших значений пульсирующего тока в нем — потребуется выбрать конденсатор лучшего качества с малым ESR. ОП в этом режиме следует применять при выходной мощности не более 100 Вт. В случае, когда требуется получить источник с большим выходным напряжением, ОП в этом режиме можно использовать вплоть до выходной мощности 1 кВт, но следует обратить внимание на выбор компонентов.

 

Обратноходовой преобразователь в режиме граничной проводимости CRM/BCM

Режим используется для оптимизации ОП. В этом режиме время между проводящим состоянием силового ключа и выпрямительного диода сокращается до минимума (напомним, что частота коммутации варьируется), и уменьшается кратность пикового тока по отношению к среднему. Трансформатор из-за увеличенного числа витков может быть чуть больше, чем в режиме прерывистого тока, т.к. в режиме CRM/BCM при максимальной нагрузке и меньшем входном напряжении ОП работает и при меньшей частоте. Квазирезанонансный режим коммутации и отсутствие потерь на восстановление в выпрямительном диоде повышают эффективность ОП в большинстве приложений с малым выходным током.

С первого взгляда может показаться, что работа при переменной частоте коммутации создаст проблемы с фильтрацией электромагнитных помех, но, как показывает опыт, опасения напрасны, т.к. при уменьшении потерь обычно уменьшаются и помехи. В этом режиме очень просто реализовать синхронное выпрямление, а значит, еще больше снизить потери. Граничный режим может оказаться неприемлемым в случае необходимости синхронизации от внешнего источника частоты.

 

Обратноходовой преобразователь в режиме непрерывного тока CCM

Эта топология используется, когда требуется снизить пульсации тока в выходном конденсаторе и получить минимальное соотношение между пиковым и средним токами силового ключа и выпрямительного диода. ОП мощностью меньше 20 Вт выпускаются в виде микросхемы. Из-за минимального тока MOSFET он может быть реализован на одном кристалле с управляющей схемой.

Этот режим полезен при больших выходных мощностях свыше 100 Вт. Следует учесть, что в момент запирания выпрямительного диода ток в нем продолжает протекать, поэтому неизбежны потери на обратное восстановление. Чтобы уменьшить их, рекомендуется применять диоды Шоттки. Ультрабыстрые диоды при запирании генерируют высокочастотный шум и потому лучше их не использовать. Открытие силового ключа происходит в момент, когда протекает ток во вторичной обмотке трансформатора, поэтому и ток в силовом ключе устанавливается скачком, а потом начинает плавно нарастать.

В передаточной функции системы желательно избегать нуля в правой полуплоскости, иначе придется прибегнуть к сложной схеме компенсации и уменьшить полосу пропускания обратной связи, что негативно скажется на переходных процессах в ОП.

 

Прямоходовой преобразователь

Прямоходовой преобразователь практически всегда является понижающим. Силовой ключ на первичной стороне и выпрямительный диод на вторичной одновременно проводят ток, т.е. через трансформатор передается униполярный импульс напряжения, поэтому чтобы избежать насыщения сердечника трансформатора, коэффициент заполнения не должен превышать 0,5. При этом условии в момент паузы сердечник трансформатора успевает размагнититься.

 

Прямоходовой преобразователь с размагничивающей обмоткой

Возможно несколько вариантов построения схемы первичной стороны ПП. На рисунке 4 представлен один из них. В этой схеме для размагничивания сердечника трансформатора во время выключения силового ключа используется специальная размагничивающая обмотка, число ее витков обычно такое же, как у первичной обмотки. Максимальный коэффициент заполнения — менее 0,5.

Рис. 4. Прямоходовой преобразователь с обмоткой сброса

Обратите внимание — при закрытии силового ключа к нему прикладывается двойное напряжение входной сети. Это обстоятельство, а также выбросы напряжения из-за энергии, запасенной в индуктивности рассеяния, должны учитываться при выборе максимально допустимого напряжения силового ключа. Индуктивность рассеяния можно минимизировать, если выполнить намотку первичной и размагничивающей обмоток бифилярным проводом.

Например при напряжении сети ≈220 В, с учетом возможного превышения напряжения на 10%, получим 242 В × 1,4 × 2 = 677,6 В. Учитывая выбросы напряжения от индуктивности рассеяния, следует выбрать ключ с максимально допустимым напряжением не менее 1000 В. Схема вторичной части остается неизменной при всех вариантах топологии первичной части.

 

Прямоходовой преобразователь со снабберной цепочкой

В данной конфигурации (см. рис. 5) для ограничения напряжения при выключении ключа служит снабберная цепочка (Ds, Rs, Cclamp). Отпадает необходимость в размагничивающей обмотке, следовательно, уменьшается размер трансформатора и стоимость изделия. Однако вся энергия, запасенная в сердечнике, рассеивается на резисторе Rs, и такая схема крайне неэффективна с энергетической точки зрения.

Рис. 5. Прямоходовой преобразователь со снабберной цепочкой

Снабберная цепочка и первичная обмотка трансформатора составляют квазирезонансный контур. Величина конденсатора должна подбираться так, чтобы ограничить напряжение на закрытом силовом ключе и обеспечить быстрое затухание тока в контуре с тем, чтобы достичь максимального коэффициента заполнения. Обычно такие схемы используются при выходной мощности не более 100 Вт во избежание значительных потерь на резисторе Rs.

 

Прямоходовой преобразователь с активным ограничением

Эта топология (см. рис. 6), возможно, наилучший вариант схемы с одним силовым ключом. Для активного ограничения дополнительно используется высоковольтный слаботочный MOSFET. Для управления требуется специальная микросхема контроллера, синхронизирующая работу обоих ключей.

Схема с активным ограничением сходна с рассмотренной выше, но энергия в этом случае не рассеивается на резисторе снабберной цепи.

Рис. 6. Прямоходовой преобразователь с активным ограничением

Это очень эффективная схема, т.к. при правильном выборе конденсатора обеспечивается квазирезонансный режим переключения силового ключа и, следовательно, малые коммутационные потери и электромагнитные помехи. В этой схеме коэффициент заполнения может превышать 0,5 и не требуется использовать ключ с удвоенным максимально допустимым напряжением.

В этой схеме также довольно просто использовать синхронный выпрямитель. Подобная топология применяется при мощностях до 500 Вт и даже несколько выше. Основной недостаток рассмотренной топологии: усложнение схемы управления — требуется дополнительный драйвер затвора и необходимо строго выдерживать заданную последовательность переключения. Учитывая квазирезонансный режим переключения, повышенные требования предъявляются к трансформатору — индуктивность рассеяния первичной обмотки должна быть как можно меньше. Рекомендуется также вводить в сердечник трансформатора воздушный зазор, чтобы уменьшить индуктивность первичной обмотки и оптимизировать процесс резонанса при выключении силового ключа.

 

Пассивное ограничение без рассеяния

Это довольно интересная конфигурация (см. рис. 7), в которой используются элементы вышеописанных топологий: размагничивающая обмотка, снабберная цепь и активное ограничение. В этой схеме конденсатор аккумулирует энергию индуктивности рассеяния между первичной обмоткой и обмоткой размагничивания и управляет скоростью нарастания напряжения на силовом ключе при его запирании, уменьшая тем самым коммутационные потери.

Рис. 7. Пассивное ограничение без рассеяния

При открытом силовом ключе ограничивающий конденсатор разряжается через размагничивающую обмотку и отдает энергию входному конденсатору. По сути, перед нами снабберная цепь без потерь. При увеличении значения емкости Cclamp наступает квазирезонансный режим переключения. Коэффициент заполнения — менее 0,5.

 

Прямоходовой преобразователь с двумя силовыми ключами

Схема первичной стороны в этом случае такая же, как и в обратноходовом преобразователе (см. рис. 2). Эта схема наиболее эффективна — энергия, запасенная в трансформаторе и индуктивности рассеяния, возвращается во входной конденсатор. Коэффициент заполнения не превышает 0,5. Эту схему применяют в промышленных приложениях при мощностях до 1 кВт и даже несколько больше при жестких условиях эксплуатации, где требуется надежность.

Популярной разновидностью этой топологии является схема, когда два преобразователя работают со сдвигом фазы на 180°, а их напряжение суммируется на выходном конденсаторе.

 

Прямоходовой преобразователь

В этих преобразователях магнитный сердечник используется не полностью, т.к. рабочая точка кривой перемещается по кривой BH только в пределах одного квадранта. Поэтому габариты трансформатора больше, чем в мостовой, полумостовой и двухтактной пушпульной схемах, где происходит полное перемагничивание сердечника. Но потери в трансформаторе в прямоходовом преобразователе меньше, чем в этих топологиях, т.к. потери пропорциональны величине B2.

Для управления ПП желательно использовать режим с обратной связью по току, но выбросы на переднем фронте при резонансном переключении могут составить проблему. В этом случае предпочтительнее режим управления по напряжению.

Коэффициент заполнения может превышать 0,5, если соблюдается вольт-секундный баланс. Если при этом применяется метод управления по току, то для задания по величине тока необходимо использовать не постоянное значение, а кривую первого или более высоких порядков (slope compensation).

 

Мостовой преобразователь

Такой преобразователь (см. рис. 8) используется при мощностях до 5 кВт и в телекоммуникациях для 48-В шины при мощностях свыше 500 Вт. Полумостовой преобразователь получается заменой ключей Q3, Q4 на конденсаторы. Он применяется при меньших мощностях — примерно до 2 кВт. Отметим, что и в мостовом, и в полумостовом преобразователях через трансформатор передаются импульсы разной полярности, поэтому происходит перемагничивание сердечника, и рабочая точка перемещается по кривой ВН во всех четырех квадрантах. При этом потери в сердечнике больше, т.к. они пропорциональны В2.

Рис. 8. Мостовой преобразователь

Для мостового преобразователя (в отличие от полумостового) отлично подходит режим управления с обратной связью по току. К недостаткам мостового преобразователя следует отнести более сложный драйвер ключей и риск возникновения сквозного тока, возникающего при переключении ключей верхнего и нижнего плечей. Мостовой и полумостовой преобразователи применяются для понижения напряжения. Если же требуется повышающий преобразователь для больших мощностей, то обычно используют резонансные LLC-преобразователи.

 

Резонансные преобразователи

Этот тип преобразователей используется, когда требуется уменьшить потери на коммутацию и повысить эффективность преобразователя. На рисунке 9 показан полумостовой LLC-преобразователь. В резонансных схемах в цепь первичной обмотки добавляются конденсатор или дроссель (в данном случае дроссель), чтобы реализовать коммутацию при нулевом напряжении (ZVS) или нулевом токе (ZVC). Для получения полностью резонансной схемы необходимо изменять коэффициент заполнения и частоту коммутации так, чтобы в цикл коммутации укладывался целый период резонансной частоты.

Рис. 9. Резонансный полумостовой LLC-преобразователь

Резонанс происходит в цепи, состоящей из индуктивности рассеяния и конденсаторов. Обычно индуктивность рассеяния точно неизвестна, поэтому в цепь вводят дополнительный дроссель Lr для настройки резонансного контура. Резонансный преобразователь, по сути, является источником тока, следовательно, нет необходимости использовать дроссель в выходном фильтре. В приведенной на рисунке схеме реализованы режимы ZVS, ZVC, и она отлично подходит для случаев, когда требуется получить высокое входное напряжение.

Сварочные инверторы. Схемы подключения высокочастотных преобразователей

Довольно  часто для построения сварочного инвертора применяют основные  три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. При этом резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста. По системе управления данные устройства можно поделить на: ШИМ (широтно-импульсной модуляцией), ЧИМ (регулирование частоты), фазовое управления, а также могут существовать комбинации всех трех систем.

Содержание:

Все выше перечисленные преобразователи имеют свои плюсы и минусы. Разберемся с каждым в отдельности.

Система полумост с ШИМ

Блок схема показана ниже:

Это, пожалуй, один из самых простых, но не менее надежных преобразователей семейства двухтактных. «Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но если посмотреть с другой стороны, то можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь при этом захода в зону насыщения, что одновременно является и плюсом. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.

Поскольку силовые транзисторы работают в режиме жесткого переключения, то для их нормальной работы необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в таком режиме, транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, результатом чего станет выход последних из строя.

Резонансный полумост

Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:

Резонансный полумост будет немного проще, чем полумост с ШИМ. Это обусловлено наличием индуктивности резонансной, которая ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения. Ток, протекающий по силовой цепи, будет иметь форму синусоиды, что снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. При таком построении схемы необязательно необходимы драйверы, переключение может осуществляться обычным импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов в данной схеме не столь существенно как в предыдущей, но безтоковая пауза все равно должна быть.

В данном случае можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.

Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и соответственно сможет достигать довольно таки значительных величин, в случае, когда возникнет короткое замыкание КЗ. Данное свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но и его также необходимо учитывать при подборе выходных диодов.

Как правило, выходные параметры регулируются изменением частоты. Но и регулирование фазное тоже дает немного своих плюсов и является более перспективным для сварочных инверторов. Он позволяет обойти такое неприятное явление как совпадение режима короткого замыкания с резонансом, а также увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до I_max.

Ассиметричный или «косой» мост

Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок схема которого приведена ниже:

Данный тип преобразователя довольно популярен как у простых радиолюбителей, так и у производителей сварочных инверторов. Самые первые сварочные инверторы строились именно по таким схемам – асимметричный или «косой»  мост. Помехозащищенность, довольно широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота – эти все качества до сих пор привлекают производителей до сих пор.

Довольно высокие токи, проходящие через транзисторы, повышенное требование к качеству управляющего импульса, что приводит к необходимости использовать мощные драйвера для управления транзисторами, а высокие требования к выполнению монтажных работ в этих устройствах и наличие больших импульсных токов, которые в свою очередь повышают требования к конденсаторным фильтрам – это существенные недостатки такого типа преобразователя. Также для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.

Но несмотря на выше перечисленные недостатки и низкий КПД устройства по схеме асимметричный или «косой» мост все еще применяются в сварочных инверторах. В данном случае транзисторы Т1 и Т2 будут работать синфазно, то есть закрываться и открываться одновременно. В данном случае накопление энергии будет происходить не в трансформаторе, а в катушке дросселя Др1. Именно поэтому для того, чтоб получить одинаковую мощность с мостовым преобразователем необходим удвоенный ток через транзисторы, так как рабочий цикл при этом не будет превышать 50%. Более подробно данную систему мы рассмотрим в следующих статьях.

Полный мост с ШИМ

Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок схема которого показана ниже:

Данная  схема позволяет получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост и в 2 раза больше чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.

Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5U_пит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают  и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:

• Оставить неизменным напряжение отсечки, а изменять только длину импульса управления;
• Проводить изменения уровня отсекающего напряжения по данным с трансформатора тока при этом оставляя неизменным длительность импульса управления;

Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах.  У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ. (Смотри выше).

Резонансный мост

Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок схема которого показана ниже:

Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница заключается в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Однако ее появление в корне меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. В данном случае драйверы на силовые транзисторы нужно применять только в случае если будут использованы MOSFET транзисторы, которые имеют емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора. Более подробные описания схем будут приводится в следующих статьях.

Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым. Оба эти способы описывались в резонансном полумосте (смотри выше).

Полный мост с дросселем рассеивания

Схема его ничем практически не отличается от схемы резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC  последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий  конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. Как известно нам с электротехники, при увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет, что уменьшит ток в силовом трансформаторе. Довольно простой и надежный способ. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.

Двухтактный полумостовой преобразователь можно построить на примере компьютерного блока питания

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности

Усилители мощности

Основные положения по структуре силовых каскадов — усилителей мощности, схемам включения силовых активных и индуктивных элементов, рассматриваемые здесь, справедливы и для других случаев построения схем преобразователей напряжения.Усилители мощности являются основными узлами для преобразователей напряжения с внешним управлением.

Основное различие двухтактных полумостовых схем заключается в схемотехнических решениях построения базовых цепей силовых ключевых транзисторов. Конфигурация этих цепей выбирается такой, чтобы обеспечить оптимальный для применяемых транзисторов режим переключения. При этом главным показателем эффективности переключения являются минимальные динамические потери мощности на ключевых транзисторах. При построении базовых цепей силового каскада учитываются следующие факторы:

· величина коэффициента усиления по току применяемых транзисторов;

· обеспечение оптимальной скорости нарастания и спада тока базы при переключении;

· время рассасывания избыточных носителей в базе при запирании транзисторов (инерционность).

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности (до 500 Вт) приведена на рис. 77, а.

а

б

Рис. 77

На рис. 77, а представлены два силовых транзистора VT1 и VT2 и два конденсатора С1 и С2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов Cl, C2 и точкой соединения эмиттера VT1 и коллектора VT2, подключается первичная обмотка силового высокочастотного трансформатора TV1. В качестве коммутаторов (ключей) могут быть использованы не только биполярные транзисторы, но и другие мощные ключи — полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором БТИЗ-транзисторы типа IGBT и др. Транзисторы в двухтактном ИПН могут включаться с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Схемы с ОЭ позволяют получить наибольший КПД при малом напряжении питания. Схема с ОК позволяет несколько снизить обратное напряжение на транзисторах. Такое включение позволяет расположить транзисторы на общем радиаторе. Наиболее часто такое включение рекомендуется при повышенных (свыше 12-15 В) напряжениях питания.

Рассмотрим принцип работы такой схемы. Первичная обмотка ИПН включена в диагональ электрического моста, одно плечо которого образовано конденсаторами С1, С2, а другое – мощными ключевыми транзисторами VT1,VT 2.

Конденсаторы достаточно большой и одинаковой емкости С1, С2 образуют емкостной делитель, одновременно выполняя функцию сглаживающих емкостей высокочастотного фильтра.

При подключении схемы к напряжению сети и его выпрямлению мостовым выпрямителем рис.77,б конденсаторы будут заряжены. Выпрямленное напряжение сети делится на них пополам. Транзисторы управляются по базам от схемы управления через управляющий, он же и согласующий (развязывающий) трансформатор TV2 (рис. 77, б) таким образом, что переключение их происходит поочередно с регулируемой паузой на нуле.

Когда транзистор VT3 достигает состояния насыщения, а транзистор VT4 находится в состоянии отсечки, первичная обмотка трансформатора, имеющая число витков w1, подключается к заряженному конденсатору С1 достаточно большой емкости. Поэтому в этот промежуток времени (VT3 открыт) ток протекает по цепи: от (+) выпрямителя — через силовой транзистор (к-э) VT3 -первичную обмотку TV2 (справа налево) — развязывающий конденсатор С3 — подзаряжает конденсатор С2 — к минусу диодного моста, одновременно протекает ток разряда конденсатора по пути от (+) С1 через (к-э) VT3 и первичную обмотку TV2(справа налево)- через С3 к (-)С1.

Во второй полупериод, когда транзистор VT3 закрыт, a VT4 открыт, ток протекает по пути: от (+) выпрямителя — подзаряжает конденсатор С1 — развязывающий конденсатор С3- первичная обмотка TV2(слева направо) — силовой транзистор (к-э) VT4 — к (-) диодного моста, одновременно в том же направлении протекает ток разряда конденсатора от (+) С2 к своему (-).

Ток через первичную обмотку импульсного трансформатора TV2 протекает в противоположном предыдущему случаю направлении. Следовательно, напряжение во вторичной обмотке с числом витков w2 будет иметь форму прямоугольных импульсов разной полярности. Из схемы видно, что к первичной обмотке импульсного трансформатора прикладывается лишь половинное напряжение питания. Если сравнить схему силовой части с аналогичной схемой однотактного преобразователя, то можно убедиться, что коммутируемый ток транзистором в рассматриваемой схеме двухтактного полумостового преобразователя, будет вдвое больше тока, протекающего через транзистор в однотактном преобразователе для получения той же мощности в нагрузке.

Однако в такой схеме обратное напряжение, приложенное к закрытому транзистору, уменьшается более чем в два раза по сравнению с однотактной схемой преобразователя.

Стабильность выходных напряжений поддерживается тем же способом, что и в однотактной схеме. Сигнал обратной связи подается на схему управления с делителя R29, R30 в цепи шины выходного напряжения ИПН. Схема управления, построенная по принципу ШИМ, изменяет длительность управляющих импульсов, подаваемых на базы силовых транзисторов VT3, VT4 таким образом, чтобы вернуть отклонившееся выходное напряжение к номинальному значению. При этом для обеспечения достаточной величины базового для силовых ключей тока на выходе схемы управления включается согласующий каскад.

Диоды VD8 и VD9 называются рекуперационными (возвратными). Они создают путь для протекания тока в моменты запирания транзисторов VT3 и VT4. Токи эти протекают под воздействием противо-ЭДС, наводимой в первичной обмотке силового импульсного трансформатора TV2 при резком прерывании тока через нее в результате запирания этих транзисторов. Возникновение импульса ЭДС при запирании транзисторов объясняется неизбежным наличием у силового импульсного трансформатора паразитной индуктивности рассеяния, в которой за время открытого состояния транзистора запасается магнитная энергия.

Явление магнитного рассеяния заключается в том, что часть магнитного потока ответвляется от основного магнитного потока и замыкается по различным путям, охватывающим различные группы витков; этот факт отражают введением понятия индуктивности рассеяния L_s. Противо-ЭДС всегда имеет полярность, стремящуюся поддержать ток прежнего направления. Потенциал вывода 1 первичной обмотки силового трансформатора TV2 можно считать не изменяющимся.

Поэтому на выводе 2 первичной обмотки ТV2 при запирании транзистора VT3 появляется отрицательный потенциал. Если бы диод VD9 отсутствовал, то потенциал коллектора закрытого транзистора VT4 стал бы отрицательным по отношению к его эмиттеру, т.е. транзистор VT4 оказался бы в инверсном режиме, а к коллектору транзистора VT3 оказалось бы приложено напряжение, превышающее напряжение питания. Поэтому такой режим нежелателен. Диод VD9 позволяет избежать попадания в этот режим, т.к. открывается и через него замыкается кратковременный ток рекуперации, протекающий по цепи: 2TV2 – С3 —С2 – «общий провод» – VD9 – 1TV2.

При этом конденсатор С2 подзаряжается, т.е. энергия, запасенная в индуктивности рассеяния первичной обмотки TV2, частично возвращается (рекуперируется) в источник. При запирании транзистора VT4 на выводе 2 первичной обмотки TV2 появляется положительный потенциал и тогда, если бы диод VD8 отсутствовал, в инверсном режиме оказался бы транзистор VT3, а коллектор транзистора VT4 оказался бы под воздействием импульса, превышающего уровень питания. Однако VD8 открывается и замыкает цепь тока рекуперации: 1TV2 – VD2 – шина U_ep – С1-С3 – 2TV2.

При этом подзаряжается конденсатор С1, т.е. избыточная энергия опять возвращается (рекуперируется) в источник.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными ранее. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис.36 гл.3, TL494могут быть поданы на базовые цепи транзисторов VT1 и VT2 рис.79,б для управления работой усилителя мощности на транзисторах VT3 и VT4. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT3 и VT4, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения. Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания U_n.

Амплитуду импульсного тока при заданной выходной мощности в нагрузке Р_н можно рассчитать по формуле:

,

где U_оmin — минимальное значение напряжения питания силового каскада преобразователя;

— коэффициент заполнения; η_и — КПД источника питания.

Таким образом, амплитудное значение импульсного тока, протекающего через транзисторы VT3 и VT4, сопоставимо с аналогичным параметром для однотактного каскада с обратным включением диода.

Схема, показанная на рис. 79, б предполагает питание постоянным или выпрямленным и отфильтрованным напряжением. В качестве конденсаторов для С1 и С2 необходимо применять лакопленочные или бумажные конденсаторы, рассчитанные на применение в диапазоне частот работы высокочастотного преобразователя, при значительном напряжении пульсаций на них. Минимальное значение емкости конденсаторов для двухтактного полумостового усилителя мощности определяется по формуле:

,

в которой: F_п – частота преобразования; U_c_–допустимый уровень пульсаций на конденсаторах С1 и С2 с частотой преобразования.

Представленная в настоящем разделе схема имеет ряд неоспоримых достоинств. Основным считается способ включения трансформатора TV2 в силовую цепь, при котором исключается насыщение его сердечника вследствие разбросов по длительности и амплитуде воздействующих на него импульсов разной полярности. Используя схему внешнего управления, можно исключить протекание сквозных токов через транзисторы. Активные элементы, применяемые в полумостовом усилителе, могут иметь значительно низкие предельные параметры по напряжению, чем полупроводниковые приборы, используемые в однотактных каскадах.

При разработке ИВЭП на базе сетевых импульсных преобразователей напряжения (ИПН), работающих на повышенной частоте, основное внимание уделяют обеспечению их надежности и высокого КПД. Именно этими качествами обладают двухтактные ИПН [4 — 9].

Прямоходовой преобразователь, построенный по двухтактной полумостовой схеме обладает преимуществами:

во-первых, транзисторы должны быть рассчитаны на амплитудное напряжение сети, а не на удвоенное напряжение для схемы с обратноходовым преобразователем (ООП). Номенклатура таких транзисторов шире и стоить они могут даже меньше, чем один на удвоенное напряжение;

во-вторых, основной индуктивный элемент – трансформатор – работает в режиме перекачки и не накапливает магнитную энергию; работа его происходит в симметричном режиме при небольших токах намагничивания.

Поэтому по сравнению со схемой ООП такой трансформатор имеет меньшие габариты при одинаковых мощностях, и расчет его проще. Малый ток намагничивания означает малую накапливаемую энергию в индуктивности рассеяния, поэтому для ее гашения не требуются сложные демпфирующие цепи, и процессы переключения в преобразователе значительно «спокойнее». Проблемы, которые существовали ранее при построении ИИП по схеме полумостового преобразователя – проблемы сквозного тока, начального запуска и регулирования выходного напряжения – успешно разрешаются с развитием интегральной схемотехники.

4.2.4. Согласующий каскад

Для согласования и развязки мощного выходного каскада от маломощных цепей управления служит согласующий каскад.

Практические схемы построения согласующего каскада в различных ИП можно разделить на два основных варианта:

· транзисторный вариант, где в качестве ключей используются внешние транзисторы в дискретном исполнении;

· бестранзисторный вариант, где в качестве ключей используются выходные транзисторы самой управляющей микросхемы VT1, VT2 (в интегральном исполнении).

Кроме того, еще одним признаком, по которому можно классифицировать согласующие каскады, является способ управления силовыми транзисторами полумостового инвертора. По этому признаку все согласующие каскады можно разделить на:

· каскады с общим управлением, где управление обоими силовыми транзисторами производится с помощью одного общего для них управляющего трансформатора, который имеет одну первичную и две вторичные обмотки;

· каскады с раздельным управлением, где управление каждым из силовых транзисторов производится с помощью отдельного трансформатора, т.е. в согласующем каскаде имеется два управляющих трансформатора.

Исходя из обеих классификаций согласующий каскад может быть выполнен одним из четырех способов:

· транзисторный с общим управлением;

· транзисторный с раздельным управлением;

· бестранзисторный с общим управлением;

· бестранзисторный с раздельным управлением.

Транзисторные каскады с раздельным управлением почти не применяются. Во всех вариантах построения ИП связь с силовым каскадом осуществляется трансформаторным способом. При этом трансформатор выполняет две основные функции: усиления управляющего сигнала по току (за счет ослабления по напряжению) и гальванической развязки. Гальваническая развязка необходима потому, что управляющая микросхема и согласующий каскад находятся на вторичной стороне, а силовой каскад – на первичной стороне ИП.

Рассмотрим работу каждого из упомянутых вариантов согласующего каскада на конкретных примерах.

В транзисторной схеме с общим управлением в качестве согласующего каскада используется двухтактный трансформаторный предварительный усилитель мощности на транзисторах VT3 и VT4 (рис. 78).

Рис. 78

Оба транзистора включены по схеме с общим эмиттером и работают в ключевом режиме.

Коллекторными нагрузками транзисторов являются первичные полуобмотки импульсного управляющего трансформатора TV и резистор общей нагрузки R19, который задает максимальную величину тока через транзисторы.

Напряжение питания U_пит подается в среднюю точку первичной обмотки через R19 и диод развязки VD8. Транзисторы по отношению к питающему напряжению включены параллельно.

На базы транзисторов VT3, VT4 поступают последовательности прямоугольных импульсов положительной полярности с отрицательными передними фронтами, сдвинутые по фазе друг относительно друга на половину периода. Из этого следует, что в промежутках между импульсами транзисторы VT3, VT4 открыты, т.к. к их управляющим переходам приложено открывающее напряжение. Под воздействием управляющих импульсов транзисторы поочередно закрываются.

На эмиттерах VT3, VT4 поддерживается напряжение за счет цепочки VD10, VD11, С13. Это напряжение позволяет осуществлять активное попеременное закрывание обоих транзисторов. Действительно, когда на базе закрываемого транзистора действует выходной импульс микросхемы, то напряжение на базе близко к 0. Напряжение же на эмиттере за счет цепочки VD10, VD11, С13 поддерживается постоянно. Поэтому к управляющему переходу база-эмиттер на время действия выходного импульса микросхемы оказывается приложенным в запирающей полярности напряжение. Фронты коллекторных импульсов в результате получаются крутыми.

Диоды VD7, VD9 предназначены для гашения паразитных колебательных процессов, которые возникают при запирании транзисторов VT3, VT4, в паразитном контуре, образованном первичной обмоткой TV1 и ее распределенной межвитковой емкостью.

При этом гашение (демпфирование) происходит по истечении первого полупериода паразитного колебания, когда полярность напряжения на паразитном контуре меняется. Ток демпфирования при запирании транзистора VT4 протекает по цепи: 3 TV1- к-э VT4 — VD7 — 1TV1. При запирании транзистора VT3 — по цепи: 1TV1- э — VT3 — VD9 — 3TV1.

Первый полупериод этих паразитных высокочастотных колебании выглядит как начальный выброс напряжения на коллекторе транзистора при его запирании.

Токи через диоды VD7 и VD9, протекающие под воздействием магнитной энергии, запасенной в сердечнике TV1, имеют вид спадающей экспоненты. В сердечнике TV1 во время протекания токов через диоды VD7 и VD9 действует изменяющийся (спадающий) магнитный поток, что и обуславливает появление импульсов ЭДС на его вторичных обмотках.

Диод VD8 устраняет влияние согласующего каскада на управляющую микросхему через общую шину питания.

Одна из разновидностейтранзисторногосогласующего каскадас общимуправлением приведена на рис. 79. Первой особенностью этого варианта является то, что выходные транзисторы VT1, VT2 микросхемы включены как эмиттерные повторители. Выходные сигналы снимаются с выводов 9, 10 микросхемы. Резисторы R17, R16 и R15, R14 являются эмиттерными нагрузками транзисторов VT1 и VT2 соответственно. Эти же резисторы образуют базовые делители для транзисторов VT3, VT4, которые работают в ключевом режиме. Емкости С13 и С12 являются форсирующими и способствуют ускорению процессов переключения транзисторов VT3, VT4.

Второй характерной особенностью этого каскада является то, что первичная обмотка управляющего трансформатора DT не имеет вывода от средней точки и подключена между коллекторами транзисторов VT3, VT4. Когда выходной транзистор VT1 управляющей микросхемы открывается, то оказывается запитан напряжением Upom базовый для транзистора VT3 делитель R17, R16. Поэтому через управляющий переход VT3 протекает ток, и он открывается. Ускорению этого процесса способствует форсирующая емкость С13, которая обеспечивает подачу в базу VT3 отпирающего тока, в 2-2,5 раза превышающего установившееся значение. Результатом открывания VT3 является то, что первичная обмотка 1-2 TV своим выводом 1 оказывается подключена к корпусу. Так как второй транзистор VT4 заперт, то через первичную обмотку TV начинает протекать нарастающий ток по цепи: U_pom — R11 — 2-1 TV — к-э — VT3 — корпус. На вторичных обмотках 3 — 4 и 5 — 6 TV появляются импульсы ЭДС прямоугольной формы. Направление намотки вторичных обмоток TV разное. Поэтому один из силовых транзисторов (на схеме не показано) получит открывающий базовый импульс, а другой — закрывающий. Когда VT1 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается и VT3.

Рис. 79

Ускорению процесса закрывания способствует форсирующая емкость С13, напряжение с которой прикладывается к переходу база-эмиттер VT3 в закрывающей полярности. Далее длится «мертвая зона», когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты. Далее открывается выходной транзистор VT2, а значит оказывается запитанным напряжением U_pom базовый для второго транзистора VT4 делитель R15, R14. Поэтому VT4 открывается и первичная обмотка 1-2 TV оказывается подключена к корпусу другим своим концом (выводом 2), поэтому через нее начинает протекать нарастающий ток противоположного предыдущему случаю направления по цепи: U_pom — R10 — 1-2 TV — к-э — VT4 – «корпус».

Поэтому полярность импульсов на вторичных обмотках TV меняется, и открывающий импульс получит второй силовой транзистор, а на базе первого будет действовать импульс закрывающей полярности. Когда VT2 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается VT4 (с помощью форсирующей емкости С12). Далее опять длится «мертвая зона», после чего процессы повторяются.

Таким образом, основная идея, заложенная в работу этого каскада, заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике TV удается получить благодаря тому, что первичная обмотка TV подключается к корпусу то одним, то другим своим концом. Поэтому через нее протекает переменный ток без постоянной составляющей при однополярном питании.

Бестранзисторная схема с общим управлением показана на рис.80. Выходные транзисторы микросхемы VT1, VT2 нагружаются по коллекторам первичными полуобмотками трансформатора TV. Питание подается в среднюю.

Рис. 80

Когда открывается транзистор VT1, то нарастающий ток протекает через этот транзистор и полуобмотку 1-2 управляющего трансформатора TV. На вторичных обмотках TV появляются управляющие импульсы, имеющие такую полярность, что один из силовых транзисторов инвертора открывается, а другой закрывается. По окончании импульса VT1 резко закрывается, ток через полуобмотку 1-2 TV перестает протекать, поэтому исчезает ЭДС на вторичных обмотках TV, что приводит к закрыванию силовых транзисторов.

Далее длится «мертвая зона», когда оба выходных транзистора VT1, VT2 микросхемы закрыты, и ток через первичную обмотку TV не протекает. Далее открывается транзистор VT2, и ток, нарастая во времени, протекает через этот транзистор и полуобмотку 2-3 TV. Магнитный поток, создаваемый этим током в сердечнике TV, имеет противоположное предыдущему случаю направление.

Поэтому на вторичных обмотках TV наводятся ЭДС противоположной предыдущему случаю полярности. В результате открывается второй транзистор полумостового инвертора, а на базе первого импульс имеет закрывающую его полярность. Когда VT2 управляющей микросхемы закрывается, ток через него и первичную обмотку TV прекращается. Поэтому исчезают ЭДС на вторичных обмотках TV, и силовые транзисторы инвертора вновь оказываются закрыты. Далее опять длится «мертвая зона», после чего процессы повторяются.

Основная идея построения этого каскада заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике управляющего трансформатора удается получить благодаря подаче питания в среднюю точку первичной обмотки этого трансформатора. Поэтому токи протекают через полуобмотки с одинаковым числом витков в разных направлениях. Когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты («мертвые зоны»), магнитный поток в сердечнике TV равен 0. Поочередное открывание транзисторов вызывает поочередное появление магнитного потока то одной, то другой полуобмотки. Результирующий магнитный поток в сердечнике получается переменным.

Рис. 81

Бестранзисторная схема с раздельным управлениемиспользовалась, например, в ИБП компьютера Appis.

В этой схеме имеется два управляющих трансформатора TV1, TV2, первичные полуобмотки которых являются коллекторными нагрузками для выходных транзисторов микросхемы (рис. 81). В этой схеме управление каждым из двух силовых ключей осуществляется через отдельный трансформатор. Питание подается на коллекторы выходных транзисторов микросхемы с общей шины U_pom через средние точки первичных обмоток управляющих трансформаторов TV1, TV2.

Диоды VD9, VD10 с соответствующими частями первичных обмоток TV1, TV2 образуют схемы размагничивания сердечников. Остановимся на этом вопросе подробнее.

Согласующий каскад (рис. 81) по сути, представляет собой два независимых однотактных прямоходовых преобразователя, т.к. открывающий ток протекает в базу силового транзистора во время открытого состояния согласующего транзистора, т.е. согласующий и связанный с ним через трансформатор силовой транзистор открыты одновременно.

При этом оба импульсных трансформатора TV1, TV2 работают с постоянной составляющей тока первичной обмотки, т.е. с вынужденным подмагничиванием. Если не предусмотреть специальных мер по размагничиванию сердечников, то они войдут в магнитное насыщение за несколько периодов работы преобразователя, что приведет к значительному уменьшению индуктивности первичных обмоток и выходу из строя переключающих транзисторов VT1, VT2. Рассмотрим процессы, протекающие в преобразователе на транзисторе VT1 и трансформаторе TV1. Когда транзистор VT1 открывается, через него и первичную обмотку 1-2 TV1 протекает линейно нарастающий ток по цепи: Upom — 2-1 TV1 — к-э — VT1 – «корпус».

Когда отпирающий импульс на базе VT1 заканчивается, он резко закрывается. Ток через обмотку 1-2 TV1 прекращается. Однако ЭДС на размагничивающей обмотке 2-3 TV 1 при этом меняет полярность, и через эту обмотку и диод VD10 протекает размагничивающий сердечник TV1 ток по цепи: 2 TV1 — U_pom — С9 – «корпус» — VD10 — 3TV1.

Ток этот — линейно спадающий, т.е. производная магнитного потока через сердечник TV1 меняет знак, и сердечник размагничивается. Таким образом во время этого обратного такта происходит возврат избыточной энергии, запасенной в сердечнике TV1 за время открытого состояния транзистора VT1, в источник (подзаряжается накопительный конденсатор С9 шины Upom).

Однако такой вариант реализации согласующего каскада наименее предпочтителен, т.к. оба трансформатора TV1, TV2 работают с недоиспользованием по индукции и с постоянной составляющей тока первичной обмотки. Перемагничивание сердечников TV1, TV2 происходит по частному циклу, охватывающему только положительные значения индукции. Магнитные потоки в сердечниках из-за этого получаются пульсирующими, т.е. содержат постоянную составляющую. Это приводит к завышенным массогабаритным показателям трансформаторов TV1, TV2 и, кроме того, по сравнению с другими вариантами согласующего каскада, здесь требуется два трансформатора вместо одного.

В бестранзисторных вариантах согласующих каскадов ИБП в качестве транзисторов согласующего каскада, как это было отмечено ранее, используются выходные транзисторы VT1, VT2 управляющей микросхемы. В этом случае дискретные транзисторы согласующего каскада отсутствуют.

7.2.2. Однофазные полумостовые инверторы напряжения

Простейшей однофазной полумостовой схемой инвертора напряжения с активно-индуктивной нагрузкой является схема, приведенная на рис. 7.5. Рас­смотрим работу схемы при допущениях идеальности ее элементов, а также источ­ников входного напряжения с ЭДС U_d / 2.

Предположим, что инвертор работает в установившемся режиме и на интервале ϑ₀ — ϑπ ток i_H проводит транзистор VT1 (рис. 7.5, а). В момент времени ϑ = π на транзистор VT1 поступает запирающий импульс, а на транзистор VT2 — отпираю­щий. Транзистор VT3 проводит ток при условии, что к нему будет

приложено пря­мое напряжение. В индуктивности возникает противо ЭДС, под воздействием которой включается диод VD2, в котором протекает ток индуктивности.

а

б

Рис. 7.5. Однофазный мостовой инвертор напряжения: а — схема; б — диаграммы

Одновре­менно из-за смены полярности напряжения на нагрузке скачком изменяется направление тока в резисторе R_H. Результирующий ток нагрузки i_н = i_L + i_Rн нося­щий индуктивный характер, протекает в прежнем направлении через диод VD2 в источник U_d/ 2, отрицательный вывод которого соединен с анодом диода VD2. Так как этот ток протекает навстречу ЭДС источника, то на интервале π = ϑ₁ идет процесс возврата энергии, накопленной в реакторе Z _H, в источник напряжения. В момент времени ϑ = ϑ₁ ток i становится равным нулю, диод VD2 выключается и включается транзистор VT2, на который подан включающий сигнал, и появля­ется прямое напряжение, т. е. обеспечиваются условия перехода транзистора в проводящее состояние. Далее процессы периодически повторяются под воздей­ствием импульсов управления системы управления. В этой системе частота сле­дования импульсов управления f = 1 / Т определяется задающим генератором ЗГ, затем через распределительное устройство РУ поступает на формирователи импульсов управления ФИ1 и ФИ2 транзисторов VT1 и VT2.

На выходе инвертора формируется периодическое напряжение прямоугольной формы с частотой f. При этом на стороне постоянного тока протекает ток i_d, диа­граммы которого приведены на рис. 7.5, б. Знак «плюс» соответствует поступлению тока в нагрузку, а знак «минус» — возврату части этого тока в источник, т.е. обмену реактивной мощностью, накапливаемой в реакторе Z_H, и возврату ее в источник. С учетом изложенного можно определить следующие основные параметры инвертора.

Выходное напряжение при разложении в гармонический ряд имеет вид

(7.1)

где ϑ=𝜔t, 𝜔=2πf — угловая частота переменного напряжения.

Мгновенное значение тока нагрузки с учетом (7.1) можно определить по фор­муле

(7.2)

Баланс входной Р_вх и выходной Р_вых активной мощности имеет вид

^•(7.3)

Средние и действующие значения тока в VD1, VD2 и VT1, VT2 можно получить, предварительно проинтегрировав выходной ток i_R на интерва­лах (0—π) и (π—2π) с учетом скачков тока в моменты коммутации ϑ = ϑ ₀ и ϑ = ϑ ₂.

Рассмотренные выше принципы построения и работы однофазных автономных инверторов напряжения легко распространяются на m-фазные (обычно – трехфазные) схемы.

% PDF-1.3 % 1 0 obj > endobj 8 0 объект > endobj 2 0 obj > endobj 3 0 obj > endobj 4 0 obj > endobj 5 0 obj > endobj 6 0 obj > поток конечный поток endobj 7 0 объект > endobj 9 0 объект > endobj 10 0 obj > endobj 11 0 объект > endobj 12 0 объект > endobj 13 0 объект > endobj 14 0 объект > endobj 15 0 объект 0 endobj 16 0 объект > endobj 17 0 объект > endobj 18 0 объект > endobj 19 0 объект > endobj 20 0 объект > endobj 21 0 объект > endobj 22 0 объект > endobj 23 0 объект > endobj 24 0 объект > endobj 25 0 объект > endobj 26 0 объект > endobj 27 0 объект > endobj 28 0 объект > endobj 29 0 объект > endobj 30 0 объект > endobj 31 0 объект > endobj 32 0 объект > endobj 33 0 объект > endobj 34 0 объект > endobj 35 0 объект > endobj 36 0 объект > endobj 37 0 объект > endobj 38 0 объект > endobj 39 0 объект > endobj 40 0 объект > endobj 41 0 объект > endobj 42 0 объект > endobj 43 0 объект > endobj 44 0 объект > endobj 45 0 объект > endobj 46 0 объект > endobj 47 0 объект > endobj 48 0 объект > endobj 49 0 объект > endobj 50 0 объект > endobj 51 0 объект > endobj 52 0 объект > endobj 53 0 объект > endobj 54 0 объект > endobj 55 0 объект > endobj 56 0 объект > endobj 57 0 объект > endobj 58 0 объект > endobj 59 0 объект > endobj 60 0 obj > endobj 61 0 объект > endobj 62 0 объект > endobj 63 0 объект > endobj 64 0 объект > endobj 65 0 объект > endobj 66 0 объект [631 0 R 632 0 R 633 0 R 634 0 R 635 0 R 636 0 R 637 0 R 638 0 R 639 0 R 640 0 R 641 0 R 642 0 R] endobj 67 0 объект > endobj 68 0 объект > endobj 69 0 объект > endobj 70 0 объект > endobj 71 0 объект > endobj 72 0 объект > endobj 73 0 объект > endobj 74 0 объект > endobj 75 0 объект > endobj 76 0 объект > endobj 77 0 объект > endobj 78 0 объект > endobj 79 0 объект > endobj 80 0 объект > endobj 81 0 объект > endobj 82 0 объект > endobj 83 0 объект > endobj 84 0 объект > endobj 85 0 объект > endobj 86 0 объект > endobj 87 0 объект > endobj 88 0 объект > endobj 89 0 объект > endobj 90 0 объект > endobj 91 0 объект > endobj 92 0 объект > endobj 93 0 объект > endobj 94 0 объект > endobj 95 0 объект > endobj 96 0 объект > endobj 97 0 объект > endobj 98 0 объект > endobj 99 0 объект > endobj 100 0 объект > endobj 101 0 объект > endobj 102 0 объект > endobj 103 0 объект > endobj 104 0 объект > endobj 105 0 объект > endobj 106 0 объект > endobj 107 0 объект > endobj 108 0 объект > endobj 109 0 объект > endobj 110 0 объект > endobj 111 0 объект > endobj 112 0 объект > endobj 113 0 объект > endobj 114 0 объект > endobj 115 0 объект > endobj 116 0 объект > endobj 117 0 объект > endobj 118 0 объект > endobj 119 0 объект > endobj 120 0 объект > endobj 121 0 объект > endobj 122 0 объект > endobj 123 0 объект > endobj 124 0 объект > endobj 125 0 объект > endobj 126 0 объект > endobj 127 0 объект > endobj 128 0 объект > endobj 129 0 объект > endobj 130 0 объект > endobj 131 0 объект > endobj 132 0 объект > endobj 133 0 объект > endobj 134 0 объект > endobj 135 0 объект > endobj 136 0 объект > endobj 137 0 объект > endobj 138 0 объект > endobj 139 0 объект > endobj 140 0 объект > endobj 141 0 объект > endobj 142 0 объект > endobj 143 0 объект > endobj 144 0 объект > endobj 145 0 объект > endobj 146 0 объект > endobj 147 0 объект > endobj 148 0 объект > endobj 149 0 объект > endobj 150 0 объект > endobj 151 0 объект > endobj 152 0 объект > endobj 153 0 объект > endobj 154 0 объект > endobj 155 0 объект > endobj 156 0 объект > endobj 157 0 объект > endobj 158 0 объект > endobj 159 0 объект > endobj 160 0 объект > endobj 161 0 объект > endobj 162 0 объект > endobj 163 0 объект > endobj 164 0 объект > endobj 165 0 объект > endobj 166 0 объект > endobj 167 0 объект > endobj 168 0 объект > endobj 169 0 объект > endobj 170 0 объект > endobj 171 0 объект > endobj 172 0 объект > endobj 173 0 объект > endobj 174 0 объект > endobj 175 0 объект > endobj 176 0 объект > endobj 177 0 объект > endobj 178 0 объект > endobj 179 0 объект > endobj 180 0 объект > endobj 181 0 объект > endobj 182 0 объект > endobj 183 0 объект > endobj 184 0 объект > endobj 185 0 объект > endobj 186 0 объект > endobj 187 0 объект > endobj 188 0 объект > endobj 189 0 объект > endobj 190 0 объект > endobj 191 0 объект > endobj 192 0 объект > endobj 193 0 объект > endobj 194 0 объект > endobj 195 0 объект > endobj 196 0 объект > endobj 197 0 объект > endobj 198 0 объект > endobj 199 0 объект > endobj 200 0 объект > endobj 201 0 объект > endobj 202 0 объект > endobj 203 0 объект > endobj 204 0 объект > endobj 205 0 объект > endobj 206 0 объект > endobj 207 0 объект > endobj 208 0 объект > endobj 209 0 объект > endobj 210 0 объект > endobj 211 0 объект > endobj 212 0 объект > endobj 213 0 объект > endobj 214 0 объект > endobj 215 0 объект > endobj 216 0 объект > endobj 217 0 объект > endobj 218 0 объект > endobj 219 0 объект > endobj 220 0 объект > endobj 221 0 объект > endobj 222 0 объект > endobj 223 0 объект > endobj 224 0 объект > endobj 225 0 объект > endobj 226 0 объект > endobj 227 0 объект > endobj 228 0 объект > endobj 229 0 объект > endobj 230 0 объект > endobj 231 0 объект > endobj 232 0 объект > endobj 233 0 объект > endobj 234 0 объект > endobj 235 0 объект > endobj 236 0 объект > endobj 237 0 объект > endobj 238 0 объект > endobj 239 0 объект > endobj 240 0 объект > endobj 241 0 объект > endobj 242 0 объект > endobj 243 0 объект > endobj 244 0 объект > endobj 245 0 объект > endobj 246 0 объект > endobj 247 0 объект > endobj 248 0 объект > endobj 249 0 объект > endobj 250 0 объект > endobj 251 0 объект > endobj 252 0 объект > endobj 253 0 объект > endobj 254 0 объект > endobj 255 0 объект > endobj 256 0 объект > endobj 257 0 объект > endobj 258 0 объект > endobj 259 0 объект > endobj 260 0 объект > endobj 261 0 объект > endobj 262 0 объект > endobj 263 0 объект > endobj 264 0 объект > endobj 265 0 объект > endobj 266 0 объект > endobj 267 0 объект > endobj 268 0 объект > endobj 269 ​​0 объект > endobj 270 0 объект > endobj 271 0 объект > endobj 272 0 объект > endobj 273 0 объект > endobj 274 0 объект > endobj 275 0 объект > endobj 276 0 объект > endobj 277 0 объект > endobj 278 0 объект > endobj 279 0 объект > endobj 280 0 объект > endobj 281 0 объект > endobj 282 0 объект > endobj 283 0 объект > endobj 284 0 объект > endobj 285 0 объект > endobj 286 0 объект > endobj 287 0 объект > endobj 288 0 объект > endobj 289 0 объект > endobj 290 0 объект > endobj 291 0 объект > endobj 292 0 объект > endobj 293 0 объект > endobj 294 0 объект > endobj 295 0 объект > endobj 296 0 объект > endobj 297 0 объект > endobj 298 0 объект > endobj 299 0 объект > endobj 300 0 объект > endobj 301 0 объект > endobj 302 0 объект > endobj 303 0 объект > endobj 304 0 объект > endobj 305 0 объект > endobj 306 0 объект > endobj 307 0 объект > endobj 308 0 объект > endobj 309 0 объект > endobj 310 0 объект > endobj 311 0 объект > endobj 312 0 объект > endobj 313 0 объект > endobj 314 0 объект > endobj 315 0 объект > endobj 316 0 объект > endobj 317 0 объект > endobj 318 0 объект > endobj 319 0 объект > endobj 320 0 объект > endobj 321 0 объект > endobj 322 0 объект > endobj 323 0 объект > endobj 324 0 объект > endobj 325 0 объект > endobj 326 0 объект > endobj 327 0 объект > endobj 328 0 объект > endobj 329 0 объект > endobj 330 0 объект > endobj 331 0 объект > endobj 332 0 объект > endobj 333 0 объект > endobj 334 0 объект > endobj 335 0 объект > endobj 336 0 объект > endobj 337 0 объект > endobj 338 0 объект > endobj 339 0 объект > endobj 340 0 объект > endobj 341 0 объект > endobj 342 0 объект > endobj 343 0 объект > endobj 344 0 объект > endobj 345 0 объект > endobj 346 0 объект > endobj 347 0 объект > endobj 348 0 объект > endobj 349 0 объект > endobj 350 0 объект > endobj 351 0 объект > endobj 352 0 объект > endobj 353 0 объект > endobj 354 0 объект > endobj 355 0 объект > endobj 356 0 объект > endobj 357 0 объект > endobj 358 0 объект > endobj 359 0 объект > endobj 360 0 объект > endobj 361 0 объект > endobj 362 0 объект > endobj 363 0 объект > endobj 364 0 объект > endobj 365 0 объект > endobj 366 0 объект > endobj 367 0 объект > endobj 368 0 объект > endobj 369 0 объект > endobj 370 0 объект > endobj 371 0 объект > endobj 372 0 объект > endobj 373 0 объект > endobj 374 0 объект > endobj 375 0 объект > endobj 376 0 объект > endobj 377 0 объект > endobj 378 0 объект > endobj 379 0 объект > endobj 380 0 объект > endobj 381 0 объект > endobj 382 0 объект > endobj 383 0 объект > endobj 384 0 объект > endobj 385 0 объект > endobj 386 0 объект > endobj 387 0 объект > endobj 388 0 объект > endobj 389 0 объект > endobj 390 0 объект > endobj 391 0 объект > endobj 392 0 объект > endobj 393 0 объект 647 0 R] / Лимиты [] >> endobj 394 0 объект > endobj 395 0 объект > endobj 396 0 объект > endobj 397 0 объект [652 0 R 653 0 R 654 0 R 655 0 R 656 0 R] endobj 398 0 объект > endobj 399 0 объект > endobj 400 0 obj > endobj 401 0 объект > endobj 402 0 объект > endobj 403 0 объект > endobj 404 0 объект > endobj 405 0 объект > endobj 406 0 объект > endobj 407 0 объект > endobj 408 0 объект > endobj 409 0 объект > endobj 410 0 объект > endobj 411 0 объект > endobj 412 0 объект > endobj 413 0 объект > endobj 414 0 объект > endobj 415 0 объект > endobj 416 0 объект > endobj 417 0 объект > endobj 418 0 объект > endobj 419 0 объект > endobj 420 0 объект > endobj 421 0 объект > endobj 422 0 объект > endobj 423 0 объект > endobj 424 0 объект > endobj 425 0 объект [660 0 R 661 0 R 662 0 R 663 0 R 664 0 R] endobj 426 0 объект > endobj 427 0 объект > endobj 428 0 объект > endobj 429 0 объект > endobj 430 0 объект > endobj 431 0 объект > endobj 432 0 объект > endobj 433 0 объект > endobj 434 0 объект > endobj 435 0 объект [668 0 R 669 0 R 670 0 R 671 0 R 672 0 R] endobj 436 0 объект > endobj 437 0 объект > endobj 438 0 объект > endobj 439 0 объект > endobj 440 0 объект > endobj 441 0 объект > endobj 442 0 объект > endobj 443 0 объект > endobj 444 0 объект > endobj 445 0 объект > endobj 446 0 объект > endobj 447 0 объект > endobj 448 0 объект > endobj 449 0 объект > endobj 450 0 объект > endobj 451 0 объект > endobj 452 0 объект > endobj 453 0 объект > endobj 454 0 объект > endobj 455 0 объект > endobj 456 0 объект > endobj 457 0 объект > endobj 458 0 объект > endobj 459 0 объект > endobj 460 0 объект > endobj 461 0 объект > endobj 462 0 объект > endobj 463 0 объект > endobj 464 0 объект > endobj 465 0 объект > endobj 466 0 объект > endobj 467 0 объект > endobj 468 0 объект > endobj 469 0 объект > endobj 470 0 объект > endobj 471 0 объект > endobj 472 0 объект > endobj 473 0 объект > endobj 474 0 объект [676 0 R 677 0 R 678 0 R 679 0 R 680 0 R] endobj 475 0 объект > endobj 476 0 объект [684 0 R 685 0 R 686 0 R 687 0 R 688 0 R] endobj 477 0 объект > endobj 478 0 объект > endobj 479 0 объект > endobj 480 0 объект [692 0 R 693 0 R 694 0 R 695 0 R 696 0 R] endobj 481

Управление H-мостом | Модульные схемы

Введение

В предыдущей части серии мы рассмотрели различные схемы, которые могут принимать цифровые сигналы логического уровня и делать их пригодными для управления затворами силовых полевых транзисторов моста.Эти схемы варьируются от простых до сложных и обладают некоторыми интересными свойствами, такими как задержка включения и выключения или ограничения рабочего цикла, которые будут иметь значение для нашего текущего обсуждения.

В этой статье мы еще больше отойдем от «голого металла» H-моста и сконцентрируемся на цифровом управлении мостом. Обсуждение будет сосредоточено на том, как генерировать различные управляющие сигналы и как реализовать различные режимы привода, которые мы обсуждали ранее.

По большей части, это детальная реализация драйвера и самого моста (устройства PMOS или NMOS и т. Д.)) здесь не важны, хотя иногда нам приходится принимать во внимание особые требования этих частей дизайна.

В статье я буду использовать следующие обозначения элементов h-моста:

Управление драйвером моста

Как мы уже видели, существует много драйверов, и есть много способов, которыми эти драйверы нужно контролировать. Для драйверов как с низкой, так и с высокой стороны две основные схемы — это активный низкий или активный высокий контроль.

При активном управлении низким уровнем полевой транзистор закрыт, когда сигнал управления низкий, или 0:

управление	Состояние полевого транзистора
0	закрыть (провести)
1	открытый (не проводит)

При активном высоком управлении состояния противоположны:

управление	Состояние полевого транзистора
0	открытый (не проводит)
1	закрыть (провести)

С полумостовыми драйверами, которые управляют одним полевым транзистором нижнего и одним верхним полями, варианты более сложны.Некоторые просто выставляют два управляющих сигнала (активный низкий или высокий) каждый для двух управляемых транзисторов. Однако некоторые из них, например, имеют контакты «enable» и «PWM». Опять же, это может быть активный минимум или активный максимум. Я не буду утомлять вас всеми возможными комбинациями (точные сведения см. В таблице данных для вашей части), но один пример может быть следующим:

ШИМ	включить	Состояние высокого давления	Низкое состояние
0	0	открытый (не проводит)	закрыть (провести)
1	0	закрыть (провести)	открытый (не проводит)
0	1	открытый (не проводит)	открытый (не проводит)
1	1	открытый (не проводит)	открытый (не проводит)

Как вы можете видеть, в этом примере активен низкий уровень сигнала разрешения, а неинвертированный ШИМ.

Другой метод управления — это когда драйвер предоставляет только один управляющий вход с тремя состояниями. При низком или высоком уровне один или другой полевой транзистор проводит ток, когда он остается плавающим, оба полевых транзистора открыты:

управление	Состояние высокого давления	Низкое состояние
0	открытый (не проводит)	закрыть (провести)
1	закрыть (провести)	открытый (не проводит)
Z	открытый (не проводит)	открытый (не проводит)

Полномостовые драйверы предоставляют еще более широкий выбор вариантов управления, поскольку они управляют четырьмя полевыми транзисторами.Иногда они имеют четыре управляющих сигнала для каждого отдельного полевого транзистора или выглядят как две независимые полумостовые схемы. В других случаях они объединяют управляющие сигналы для стороны «А» и «В» моста в меньшее количество управляющих сигналов. Когда это происходит (например, HIP4080A от Intersil), драйвер может начать ограничивать шаблоны управления и режимы привода, с которыми вы можете использовать мост. Если вы помните, обе стороны «A» и «B» имеют три возможных состояния, поэтому полный мост может иметь шесть возможных (статических) состояний.Для этого требуется минимум 3 цифровых сигнала управления, поэтому, если драйвер полного моста предоставляет меньше, вы должны ожидать ограничений. Третьи (HIP4080A также является хорошим примером для этого) объединяют некоторые аналоговые функции, чтобы помочь реализовать управление с обратной связью.

Вы можете найти точный метод управления для выбранного вами драйвера в его техническом описании.

Чтобы упростить обсуждение в следующей главе, я предполагаю, что драйвер моста имеет четыре независимых входных сигнала с активным высоким уровнем, по одному для каждого полевого транзистора.Если вашему драйверу нужен другой тип управления, вы можете легко преобразовать сигналы в соответствии со своими потребностями.

Давайте сначала рассмотрим, какие состояния управления нужны каждому из входов для различных режимов привода.

Начнем с блокировки противофазного привода в прямом направлении:

Блокировка противофазного привода, FWD	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	0
Q2_CTRL	0	1
Q3_CTRL	0	1
Q4_CTRL	1	0

Для знакопоглощающего движения в прямом направлении с использованием проводимости вне времени на верхней стороне получаем:

Знак-величина привода, передний, верхний	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	1
Q2_CTRL	0	0
Q3_CTRL	0	1
Q4_CTRL	1	0

Тот же знак-величина движения в обратном направлении:

Знак-величина привода, REV, высокая сторона	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	0	1
Q2_CTRL	1	0
Q3_CTRL	1	1
Q4_CTRL	0	0

Обратите внимание на то, что два управляющих сигнала на стороне «a» (Q1 и Q2) всегда инвертированы друг другу.То же самое верно и для двух сигналов привода «b». Можно было бы подумать, что мы могли бы просто управлять ими с одного и того же входа через простой инвертор. К сожалению, на практике это почти всегда будет плохой идеей, но мы должны вернуться к этому чуть позже.

А пока закончим таблицы сопоставления для асинхронного привода знаковых величин. Здесь я также предполагаю проведение вневременной проводимости высокого уровня. Для прямого направления мы можем использовать следующую таблицу:

Асинхронный.Знак-величина привода, передний, верхний	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	1
Q2_CTRL	0	0
Q3_CTRL	0	0
Q4_CTRL	1	0

Для обратного направления:

Асинхронный.Знак-величина привода, REV, верхняя	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	0	0
Q2_CTRL	1	0
Q3_CTRL	1	1
Q4_CTRL	0	0

Есть несколько других возможных схем движения, которые могут привести к одному из этих трех режимов движения.Мы немного посмотрим, пригодятся ли они, а пока давайте просто рассмотрим эти пять сопоставлений. Внимательно посмотрев на таблицы, можно увидеть несколько хороших закономерностей:

• Для блокировки противофазного привода управление на стороне «a» является зеркальным отображением стороны «b». Сигнал ШИМ должен быть подключен с обеих сторон, но с обратной полярностью.
• Для привода амплитуды фазы два полевых транзистора управляются постоянным сигналом, только одна сторона управляется сигналом ШИМ. Вы можете изменить направление движения, поменяв местами, какая сторона получает привод ШИМ, а какая — статические сигналы.
• Для асинхронного знакопеременного привода переключается только один из четырех полевых транзисторов, остальные три находятся под постоянным напряжением. Направление привода изменяется путем выбора переключателя полевого транзистора.

Состояние отключения питания

Почти каждая конструкция моста должна иметь отключенное состояние или состояние отключения питания. Для этого есть две возможности. Один из вариантов состоит в том, чтобы хотя бы одна из клемм двигателя была плавающей. Другой — замкнуть клеммы двигателя вместе.

Для знаково-величинного и асинхронного знаково-величинного привода это просто, поскольку при нулевом рабочем цикле именно это и происходит.Однако для блокировки противофазного привода для этой цели необходимо ввести новое состояние. Из множества возможных вариантов, давайте выберем для этого случая тот, в котором обе клеммы двигателя являются плавающими:

Блокировка противофазного привода	Состояние выключенного питания
Q1_CTRL	0
Q2_CTRL	0
Q3_CTRL	0
Q4_CTRL	0

Во многих случаях, особенно когда микроконтроллер отвечает за генерацию сигналов для полевых МОП-транзисторов, важно, чтобы состояние включения моста по умолчанию было выключенным.Таким образом, микропрограмма микроконтроллера не торопится инициализировать сигналы управления мостом. Он может работать над приведением всей системы в рабочее состояние, и только после завершения всех настроек и инициализации необходимо перевести мост из выключенного состояния в рабочее состояние.

Многие микроконтроллеры запускаются с выводами в высокоимпедансном состоянии, когда они не могут ни получать, ни потреблять ток. Если эти контакты подключены к входам драйвера моста, до тех пор, пока прошивка не инициализирует контакты для любого другого состояния, выходное напряжение не определено должным образом, и провод подвержен шумам.Это может привести к включению моста или, что еще хуже, его прострелу во время запуска. Чтобы этого не происходило, рекомендуется включать подтягивающие или понижающие резисторы на каждый управляющий вывод моста, чтобы убедиться, что они всегда находятся под четко определенным напряжением. Номинал резисторов обычно не критичен, пока они не нагружают выходные каскады внутри микроконтроллера слишком сильно. Также рекомендуется установить резисторы таким образом, чтобы они удерживали мост в отключенном состоянии.

Мы уже несколько раз упоминали сквозную съемку в предыдущих частях серии. В самом начале мы говорили, что переключатели высокого и низкого уровня H-моста на одной и той же стороне никогда не должны включаться одновременно. Если это произойдет, вы создадите путь с очень низким сопротивлением между источником питания и землей. У такого эксперимента есть несколько результатов, и ни один из них не является приятным. В лучшем случае у вас есть какая-то защита от короткого замыкания, которая срабатывает, и ваша цепь просто теряет мощность.Если нет, по вашей цепи начнет протекать лот тока. Этот ток начнет нагревать, и в конце концов что-то сломается. Это приведет к нагреву батареи (из-за ее внутреннего сопротивления), и перегретые батареи могут взорваться. Это нагреет провода, что может расплавить их пластиковую изоляцию. Это нагревает следы печатной платы, заставляя их расслаиваться или даже испаряться и разрушать плату. Это нагреет ваши полевые транзисторы, а также может разрушить их. Вы не хотите ничего из этого, поэтому вы не хотите простреливать.Избежать статического пробоя довольно просто: просто убедитесь, что вы никогда не закрываете оба полевых транзистора на стороне a и b одновременно.

Более серьезная проблема — это динамический сквозной проход: когда вы выключаете один полевой транзистор при включении другого полевого транзистора на короткое время, полевые транзисторы как нижнего, так и верхнего плеча потенциально проводят в определенной степени, создавая — относительно низкий путь сопротивления для подачи питания на землю. Это приводит к всплеску тока, который, хотя и не так разрушителен, как сквозной статический разряд, все же довольно проблематичен. Чтобы предотвратить это, вы должны отложить включение полевого транзистора нижнего плеча, по крайней мере, на время выключения полевого транзистора верхнего плеча. То же самое, конечно, касается другого перехода, когда вы переключаетесь с низкой стороны на высокую. У этой техники много названий: мертвое время, защита от прострела, ШИМ без перекрытия, но как бы вы это ни называли, если вы не знаете время выключения, вы не сможете правильно рассчитать время этой задержки. Это одна из причин, по которой в предыдущей статье я уделил так много времени разговорам о времени включения и выключения, а также о том, как их рассчитывать и контролировать.

Однако, когда вы используете защиту от сквозного прохода, вы столкнетесь с другой проблемой: теперь, вместо того, чтобы на короткое время проводить проводящие полевые транзисторы как на нижней, так и на верхней стороне во время перехода, у вас нет ни одного из них. долю секунды. В то же время — как мы уже обсуждали несколько раз — ток двигателя не может просто мгновенно прекратиться, поэтому какую-то цепь — улавливающие диоды — придется взять на себя. Поскольку диоды обычно имеют более высокие потери, чем сами переключатели, за это короткое время тепловыделение моста будет выше, чем обычно.Эти дополнительные динамические потери на мосту ухудшаются по мере того, как ваше окно защиты от сквозного прохода получает все большую и большую часть времени цикла. Таким образом, для действительно высокочастотных операций требуется плотный контроль окна защиты от сквозного прохода, чтобы минимизировать этот источник рассеивания тепла. В этих приложениях все более популярными становятся различные методы динамической защиты от сквозного прохода, в основном как часть схемы драйвера моста.

Во многих случаях встроенные драйверы моста имеют встроенные схемы защиты от сквозного прохода с фиксированными или программируемыми окнами блокировки.С ними вам нужно только убедиться, что ваше время выключения совместимо с тем, что могут поддерживать детали.

Если вы используете деталь без такой защиты или создаете свой собственный драйвер, вам необходимо убедиться, что в HW или SW реализована соответствующая защита от сквозного прохода.

Многие современные реализации ШИМ микроконтроллеров дают вам возможность использовать два контакта, которые выводят версии одного сигнала ШИМ с программируемой зоной перекрытия между ними, как серия SAM7S от Atmel:

Внешние цепи защиты от сквозных пробоев

Если вам нужно сгенерировать вышеуказанные формы сигналов извне, вы можете сделать это, например, с помощью следующей схемы:

Он использует схемы R / C для задержки фронтов двух выходов и диоды, чтобы задержать только один из двух фронтов.Инверторы с триггером Шмитта необходимы для четкого определения точки переключения выхода из-за медленного изменения выхода цепи дистанционного управления. Временная диаграмма схемы следующая:

Вы можете увидеть, как эта схема воспроизводит те же неперекрывающиеся выходы, которые мы видели в конце предыдущей главы. Задержку спадающего фронта OUT1 можно рассчитать следующим образом:

т _dout1 = –R ₁ C ₁ ln (V _tl / V _oh )

, где V _oh — выходное напряжение высокого уровня входного затвора, а V _tl — напряжение запуска низкого уровня триггера Шмитта.Точно так же задержка нарастающего фронта OUT2 следующая:

т _dout2 = –R ₂ C ₂ ln (1-V _th / V _oh )

, где V _th — триггерное напряжение высокого уровня триггера Шмитта.

У многих схем триггера Шмитта нижнее и верхнее пороговые напряжения установлены на 1/3 и 2/3 между 0 и V _oh , обе временные задержки в конечном итоге составляют примерно R ₁ C ₁ и R ₂ C ₂ соответственно.

Входной вентиль (G ₁ ) во многих случаях может быть драйвером вывода вывода ШИМ, особенно в логике CMOS. Многие драйверы мостов имеют входные каскады триггера Шмитта, поэтому, если полярность входа работает правильно, выходные буферы (G ₂ , G ₃ и G ₄ ) также могут быть исключены. Даже если нет, микросхема триггера Шмитта с шестью логическими элементами, как и один из многих вариантов микросхемы 7414, обеспечивает однокристальное решение (очевидно, что обычные инверторы также могут быть триггерами Шмитта, но они просто не обязательно должны быть). .

Наконец, эта схема не обеспечивает четких высоких логических уровней на B1 и низких логических уровней на B2 из-за прямого падения напряжения на диодах. Из-за этого необходимо использовать относительно высокое напряжение питания, иначе сигнал может не очистить обе точки срабатывания триггеров Шмитта во время их фронтов. При очень низких напряжениях питания аналогичная, но другая техника с использованием драйверов с открытым стоком или дискретных полевых транзисторов может использоваться для создания асимметричных задержек на переднем и заднем фронтах:

Есть много других методов, в зависимости от того, какие ресурсы у вас есть.Например, здесь используется один элемент синхронизации R / C для генерации обоих типов задержек:

Давайте еще раз рассмотрим шаблоны управления из предыдущей главы! Вы видели, что некоторые из четырех сигналов привода постоянны во время циклов, некоторые переключаются. Мы можем использовать упрощенные обозначения для описания различных режимов. Назовем внешний сигнал PWM , который равен 1 во время включения и 0 во время отключения. Другой сигнал, \ PWM , делает обратное.Не будем забывать, что эти сигналы не являются точными инвертированными версиями друг друга из-за ранее упомянутого требования защиты от сквозного прохода. Давайте также создадим сигнал DIR , который равен «1» для прямого направления и «0» для обратного. Напротив — \ DIR . Обратите внимание, что при изменении направления такое же изменение без перекрытия должно наблюдаться и для этой пары сигналов, поэтому \ DIR — это не просто перевернутая версия DIR. В этом обозначении режимы привода следующие:

Блокировка противофазного привода
Q1_CTRL	ШИМ
Q2_CTRL	\ ШИМ
Q3_CTRL	\ ШИМ
Q4_CTRL	ШИМ

Знак-величина привода	низкое время отключения	высокого напряжения время отключения
Q1_CTRL	ШИМ	DIR
Q2_CTRL	\ ШИМ	\ DIR
Q3_CTRL	\ DIR	\ ШИМ
Q4_CTRL	DIR	ШИМ

Асинхронный знаковый привод	прямое, низкое время отключения тока	вперед, высокое время отключения, ток	обратный, низкий ток отключения	обратный, высокий ток отключения
Q1_CTRL	ШИМ	DIR	DIR	DIR
Q2_CTRL	\ DIR	\ DIR	\ DIR	ШИМ
Q3_CTRL	\ DIR	\ DIR	ШИМ	\ DIR
Q4_CTRL	DIR	ШИМ	\ DIR	\ DIR

Вы можете видеть, что в зависимости от режима привода, маршрутизация управляющего сигнала может быть фиксированной или должна зависеть от выбранного пути проводимости тока во время простоя (что может быть решением во время разработки).В случае асинхронного управления знаками, маршрутизация сигналов должна быть динамической, поскольку даже изменение направления движения изменяет маршрутизацию сигналов ШИМ.

Это может быть или не быть проблемой, многие микроконтроллеры имеют достаточно гибкие выводы ввода / вывода, которые делают возможными все режимы без внешней логики. Однако во многих случаях для поддержки асинхронного привода со знаковой величиной требуется четыре генератора ШИМ внутри микроконтроллера, так как может оказаться невозможным получить один источник ШИМ на нескольких настраиваемых выводах.

Еще одно интересное наблюдение заключается в том, что асинхронный знак-величина не использует сигнал \ PWM. Как следствие, это не зависит от правильной настройки окна защиты от сквозного прохода на выходе PWM, поэтому, если ваш микроконтроллер не поддерживает сигналы PWM без перекрытия и ваш драйвер FET также не поддерживает защиту от сквозного прохода, этот привод режим может по-прежнему быть вам доступен.

На каждом из четырех полевых транзисторов (и их задерживающих диодах) есть два типа потерь, которые выделяют тепло:

• Статические потери, которые просто равны I ² R _{dson, умноженному на} их процент проводимости за цикл для полевых транзисторов, и V _f I, умноженный на их процент проводимости за цикл для улавливающих диодов.
• Динамические потери, которые сложнее вычислить, но они связаны с тем, как часто устройство включается или выключается и сколько оно тратит между состояниями «включено» и «выключено». Динамические потери на улавливающих диодах связаны с размером окна защиты от сквозного прохода и фактическим временем включения и выключения полевых транзисторов.

Средние статические потери между четырьмя устройствами зависят только от режима привода и рабочего цикла. Средние динамические потери зависят от частоты переключения, времени включения и выключения и размера окна защиты от сквозного прохода.Однако в зависимости от режима привода генерируемое тепло неравномерно распределяется между четырьмя полевыми транзисторами и диодами.

Мы видели, что в различных режимах привода переключается разное количество полевых транзисторов:

• Для блокировки противофазного привода все четыре полевых транзистора переключаются
• Для знакового привода переключаются два полевых транзистора
• Для асинхронного знакопеременного привода переключается только один полевой транзистор

Это означает, что в режиме знакопогрузки переключающие полевые транзисторы будут иметь больше динамических потерь (тепла), чем не переключающиеся.Принимая во внимание статические потери, легко увидеть, что, например, в нашем предыдущем случае прямого движения Q3 и Q4 вместе будут рассеивать больше тепла, чем Q1.

Для асинхронного привода со знаковой величиной асимметрия еще более очевидна: в этом случае (тот же пример прямого привода) Q3 никогда не открывается, но проводит ток во время отключения через свой основной диод. Поскольку потери на таком диоде обычно выше, чем на самом полевом транзисторе, он рассеивает даже больше тепла, чем в предыдущем случае.

Наконец, для обоих типов знаково-величинного возбуждения есть один полевой транзистор, который вообще никогда не проводит.

Эти дисбалансы усложняют тепловую конструкцию моста. Было бы лучше, если бы мы могли более равномерно распределять тепло по четырем устройствам. Мы можем сделать это, конечно, механически, установив их на одном радиаторе, но есть и электрические способы сделать ситуацию более сбалансированной.

Замок противофазного привода

Мы только что обсуждали, что в синхронизированном противофазном приводе все четыре полевых транзистора включаются и выключаются в каждом цикле.Ток двигателя проходит через полевые транзисторы как во включенном, так и в выключенном состоянии. Это означает, что мы не можем реально оптимизировать распространение тепла в этом режиме: динамические потери уже распределены равномерно, а статические потери зависят только от времени проводимости переключателей, которое зависит от рабочего цикла ( d ). Тем не менее, давайте рассмотрим поведение моста в этом режиме, чтобы нам было с чем сравнить другие варианты.

В блокированном противофазном приводе времена проводимости в процентах от времени цикла следующие:

1 квартал	д / 2
2 кв.	100% -d / 2
3 квартал	100% -d / 2
4 квартал	д / 2

Это почти так же хорошо, как и получается, с (статическим) тепловыделением, равномерно распределенным между всеми транзисторами в состоянии покоя (обратите внимание, что для этого режима привода 50% рабочего цикла соответствует холостому ходу).Чем дальше мы отходим от положения холостого хода, тем больше дисбаланс между полевыми транзисторами.

Для динамических потерь нам просто нужно повторить таблицу переключения и взглянуть на нее еще раз:

Блокировка противофазного привода, FWD	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	0
Q2_CTRL	0	1
Q3_CTRL	0	1
Q4_CTRL	1	0

Вы видите, что, как мы уже говорили, все четыре устройства включаются и выключаются во время цикла, поэтому каждое из них видит два переходных процесса и связанные с ними динамические потери.

Знак-величина привода

Давайте теперь посмотрим на знаковый двигатель! В приведенном выше примере привода времена проводимости для трех полевых транзисторов следующие:

1 квартал	100%
2 кв.	0%
3 квартал	100% -d
4 квартал	г

При подробном обсуждении мы увидели, что существует два возможных (прямых) режима работы.Они различаются по способу обработки тока отключения: один передает его через транзисторы на верхней стороне, а другой — через транзисторы на нижней стороне. Версия с низкой проводимостью имеет следующие времена проводимости:

1 квартал	г
2 кв.	100% -d
3 квартал	0%
4 квартал	100%

Идея такая: поиграем между двумя режимами работы в последующих циклах.Таким образом, мы получаем следующие общие времена проводимости:

1 квартал	50% + d / 2
2 кв.	50% -d / 2
3 квартал	50% -d / 2
4 квартал	50% + d / 2

Вы можете видеть, что среднее время проводимости распределяется гораздо более равномерно, на самом деле, при работе с ШИМ 0% все четыре полевых транзистора проводят в среднем половину времени.Это максимально усредняет статические потери, связанные с проводимостью между полевыми транзисторами, и достигает того же числа, что и для противофазного привода с синхронизацией (здесь рабочий цикл составляет от 0% до 100% для прямого направления, 0% — это состояние ожидания). Комбинированный элемент управления выглядит так:

Знак-величина привода, FWD, комбинированный	1-й цикл		2-й цикл
	Своевременно	Нерабочее время	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	1	1	0
Q2_CTRL	0	0	0	1
Q3_CTRL	0	1	0	0
Q4_CTRL	1	0	1	1

Как вы можете видеть, каждый полевой транзистор включается и выключается ровно один раз в течение двух циклов, поэтому в каждом цикле есть два события включения и два события выключения.Это то же самое число, что и у оригинального привода знаковой величины, что означает, что общие динамические потери такие же. Однако теперь динамические потери равномерно распределены между всеми четырьмя полевыми транзисторами. Конечно, аналогичная схема двухтактного привода может быть создана и для обратного направления.

У этого шаблона управления есть два недостатка, один довольно очевидный, а другой немного более тонкий. Самым очевидным является то, что нам нужна возможность управлять мостом по-разному в нечетных и четных циклах, поэтому нам нужно ввести некую «память» или «состояние» в схему управления.Если сигналы генерируются HW PWM-контроллерами внутри микроконтроллера, такое состояние может или не может быть возможным ввести.

Менее очевидная сложность заключается в том, что в этом режиме привода больше нет состояния отключения питания. При рабочем цикле 0% полевые транзисторы все еще переключаются, поэтому управляющие сигналы не статичны.

Последним преимуществом реализации этого более комбинированного режима управления является то, что вы можете легко использовать N-канальные драйверы MOSFET на высокой стороне. Помните, что мы обсуждали, что эти драйверы конфигурации начальной загрузки не могут использоваться для постоянного открытия полевых транзисторов верхнего плеча.В этих сложных режимах управления все четыре полевых транзистора переключаются, так что это больше не проблема. Другая проблема с этими драйверами, что они не могут быть использованы со 100% -ным рабочим циклом, все еще остается, с этим мало что можно сделать.

Асинхронный знако-размерный привод

Теперь рассмотрим другой режим движения со знаковой величиной. Здесь у нас есть дополнительная сложность, которую следует учитывать, а именно то, что ток отключения проходит через один из внутренних диодов, а не через полевой транзистор.Чтобы равномерно распределить тепло по четырем устройствам, необходимо построить схему из четырех циклов:

Знак-величина привода, FWD, комбинированный	1-й цикл		2-й цикл		3 цикл		4-й цикл
	Своевременно	Нерабочее время	Своевременно	Нерабочее время	Своевременно	Нерабочее время	Своевременно	Нерабочее время
Q1_CTRL	1	1	1	0	1	0	1	0
Q2_CTRL	0	0	0	0	0	0	0	1
Q3_CTRL	0	0	0	1	0	0	0	0
Q4_CTRL	1	0	1	0	1	1	1	0

Здесь в первом и втором циклах используется проводимость в отключенном состоянии на стороне высокого напряжения, во вторых двух циклах используется сторона низкого напряжения.Разница между первым и вторым циклами заключается в том, проводит ли Q1 или Q3. Точно так же 3-й и 4-й циклы изменяют проводимость между Q2 и Q4.

Вы можете видеть, что этот шаблон не выравнивает динамические потери: Q1 и Q2 переключаются в среднем 3/2 раза за цикл, тогда как Q1 и Q2 переключаются только 1/2 раза в среднем. Обычно это не большая проблема при скоростях переключения обычного H-моста.

Важнее то, что он равномерно распределяет тепло, выделяемое током отключения, через улавливающие диоды.Во многих случаях это самый большой источник тепла в мосте с асинхронным знакопеременным приводом.

Из-за этого, хотя этот шаблон управления, очевидно, еще сложнее создать, это еще более важно.

Конечно, как и в предыдущем случае, мы теряем неотъемлемое состояние отключения питания, поэтому, если используется этот сложный режим управления, состояние отключения необходимо будет восстановить, создав его извне.

Наконец, как и раньше, этот более сложный цикл позволяет использовать N-канальные драйверы верхнего плеча с начальной загрузкой, что в противном случае было бы ограничивающим фактором в асинхронном приводе с величиной знака.

В этой статье я рассмотрел некоторые высокоуровневые проблемы управления H-мостами. Я показал, как маршрутизировать сигнал ШИМ, и представил несколько сложных многоцикловых схем возбуждения, которые распределяют тепло более равномерно с четырьмя полевыми транзисторами и их диодами, которые упрощают тепловую расчету. Мы потратили некоторое время на обсуждение необходимости динамической защиты от сквозного прохода и способов ее реализации.

Следующая часть серии будет посвящена различным функциям безопасности, которые должен будет использовать хорошо спроектированный H-образный мост.Сюда входит защита самого моста, нагрузки и источника питания, а также его механической среды.

Однофазный инвертор

| Протокол

Инвертор — это электрическое устройство, которое преобразует входной постоянный ток в выход переменного тока с выбранным напряжением и частотой. Этот процесс называется преобразованием постоянного тока в переменный. Например, инверторы широко используются в интерфейсе между солнечными элементами и электрической сетью, где мощность постоянного тока, генерируемая солнечным элементом, должна быть преобразована в переменный ток, чтобы быть совместимой с сетью.Они также необходимы для источников бесперебойного питания, которые накапливают энергию в батарее, но должны вырабатывать для компьютеров мощность 120 вольт и 60 герц. Инвертор работает, прерывая свой вход постоянного тока на серию импульсов, чтобы создать колебательную волну. В зависимости от степени фильтрации выходной сигнал может быть прямоугольным, псевдосинусоидальным или синусоидальным. Это видео познакомит с основными принципами работы простого инвертора и продемонстрирует его работу в простой схеме.

Вход инвертора — постоянное напряжение постоянного тока.Схема инвертора включает в себя электронные переключатели, такие как металлооксидные полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором или кремниевые выпрямители под управлением тактового генератора или генератора частоты. Когда тактовый сигнал включает переключатель, вход постоянного тока прерывается или его полярность меняется. Этот процесс называется коммутацией. Повторное прерывание создает серию импульсов или прямоугольных волн. Поскольку период тактовой частоты определяет частоту следования импульсов, изменение частоты управления инвертором соответствующим образом изменяет выходную частоту.Тип переключения, называемый широтно-импульсной модуляцией, создает поток импульсов различной ширины, которые можно фильтровать для получения синусоидальной волны. Широтно-импульсная модуляция желательна, потому что машинам и электрическому оборудованию для правильной работы часто требуется питание с синусоидально изменяющимся напряжением. Для многих топологий инверторов, таких как H-мостовые, трехфазные и многоуровневые инверторы, полумостовой инвертор является фундаментальным строительным блоком. В полумостовом инверторе на этой упрощенной схеме источник постоянного тока V подается на два последовательно соединенных идентичных конденсатора, которые действуют как делитель напряжения.Поскольку конденсаторы имеют одинаковое значение, они имеют одинаковое напряжение на их выводах, а узел между ними находится на уровне V in / 2. Эта точка является заземлением переменного тока для нагрузки. В полумостовом инверторе используются два последовательно включенных переключателя и два неперекрывающихся или не совпадающих по фазе тактовых импульсов для попеременного подключения узла между ними к входному и нулевому напряжению. Во избежание короткого замыкания источника постоянного тока один выключатель должен выключиться до включения другого. Нагрузка подключается от точки между двумя переключателями к точке между двумя конденсаторами.Когда переключатель A включен, а переключатель B выключен, нагрузка подключена к входу V и имеет на нем положительное напряжение 1/2 В относительно заземления переменного тока. Когда переключатель A выключен, а переключатель B включен, нагрузка подключена к нулевому напряжению и имеет отрицательное напряжение 1/2 В относительно земли переменного тока. Поскольку этот процесс переключения повторяется, нагрузка попеременно имеет положительное и отрицательное напряжение на ней с амплитудой 1/2 В дюйма. В этом простом случае мощность переменного тока представляет собой прямоугольную волну. Теперь, когда были объяснены основы однофазного инвертора, давайте продемонстрируем устройство, построив полумостовой инвертор постоянного тока в переменный с прямоугольным переключением, а затем понаблюдаем за его работой.

Во-первых, сконфигурируйте двухфункциональные генераторы для генерации прямоугольных сигналов 10 килогерц, колеблющихся от 0 до 10 вольт с рабочим циклом 48%. Синхронизируйте выходы, чтобы они не совпадали по фазе на 180 градусов друг с другом. Каждый функциональный генератор независимо управляет одним из двух ключей полевых транзисторов полумостового инвертора. Прямоугольная волна включает транзистор, когда на выходе высокий уровень, и выключает его, когда на выходе низкий уровень или ноль вольт. Поскольку рабочий цикл составляет 48%, оставшиеся 2% периода — это мертвое время между включенными состояниями двух транзисторов.В это время на выходах обоих генераторов сигналов низкий уровень, что предотвращает одновременное проведение транзисторов и предотвращает короткое замыкание источника постоянного тока. Подключите один канал осциллографа к выходу каждого функционального генератора. Затем убедитесь, что прямоугольные волны имеют ожидаемую амплитуду, частоту и рабочий цикл. Две прямоугольные волны также должны иметь противоположные фазы, поэтому одна будет высокой, а другая низкой. Сделайте снимок экрана осциллографа для дальнейшего использования. Отключите выходы функционального генератора, но оставьте генераторы включенными.Наконец, установите источник питания постоянного тока на положительное напряжение 15 В, но не подключайте его к какой-либо цепи, а затем выключите его.

Создайте схему полумостового инвертора и используйте резистор 51 Ом для сопротивления нагрузки R. При выключенном источнике питания постоянного тока подключите его выход к входу инвертора VDC. Подключите дифференциальный пробник к нагрузке R, чтобы измерить V out, затем подключите обычный пробник осциллографа между верхним выводом, то есть седьмым контактом, и землей. Установите масштабирование осциллографа на 10x и масштабирование щупа на 20x.Соответственно масштабируйте все измерения. Запишите масштабирование пробника и осциллографа, чтобы в дальнейшем учесть недостающие факторы. Подключите выход одного функционального генератора к входу High, который является контактом 10, и управляет переключением верхнего транзистора. Подключите заземление функционального генератора к общему заземлению цепи. Подключите выход другого функционального генератора к низкому входу, который является контактом 12, и управляет переключением нижнего транзистора. Подключите заземление другого функционального генератора к общему заземлению цепи.Захватите формы волны на выходе High и V и измерьте выходное напряжение, амплитуду и частоту. Запишите показания тока и напряжения на блоке питания постоянного тока. Повторите измерения с входной частотой пять килогерц и обратите внимание на разницу в форме выходного переменного тока. Наконец, отключите источник питания постоянного тока и отключите функциональные генераторы от цепи.

Выходное напряжение этого полумостового инвертора представляет собой прямоугольную волну с амплитудой 1/2 В постоянного тока и некоторым мертвым временем, в результате чего выходное напряжение становится нулевым в течение примерно 4% периода переключения.Прямоугольные инверторы имеют высокий общий коэффициент гармонических искажений и редко используются в реальных приложениях. Однако они являются строительными блоками многих более совершенных инверторов с лучшими схемами переключения, такими как синусоидальная широтно-импульсная модуляция. Эти более сложные методы не только уменьшают общее гармоническое искажение, но также упрощают требования к фильтрации нежелательных гармоник в выходном переменном напряжении.

Инверторы обычно используются в качестве интерфейса между имеющимся источником питания постоянного тока и прикладным оборудованием и механизмами переменного тока.Большие лучи солнечных батарей теперь производят энергию во многих областях и вносят свой вклад в местную электрическую сеть. Однако солнечные элементы вырабатывают мощность постоянного тока, а инверторы используются для преобразования ее в мощность переменного тока с надлежащим напряжением и частотой для сети. Многие машины используют переменный ток, но не с фиксированными среднеквадратичными 120 В и частотой 60 Гц основного источника питания.