Схема частотного детектора с расстроенными контурами: Определение, назначение и принцип действия частотных детекторов

Урок 11

 

ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

  В спектре частотно-модулированного сигнала (ЧМС) нет состав­ляющей с частотой модуляции, и поэтому частотный детектор, так же как и амплитудный, должен обладать нелинейными свойствами и обес­печивать преобразование ЧМС в напряжение, изменяющееся по зако­ну модуляции. Простейшим детек­тором ЧМС может служить детек­торный каскад АМС, входной ко­лебательный контур которого рас­строен относительно немодулированного сигнала промежуточной частоты f_0.

На рис. 13.17 показана резо­нансная характеристика 1 входно­го контура детектора, имеющего резонансную частоту f_р.

                  

Входной  контур детектора на­страивается   так,    чтобы   частота сигнала f₀ соответствовала середине одной из боковых ветвей резонансной характеристики,  а изменение частоты сигнала находилась в пределах этой боковой ветви.

Пусть частота f₀ соответствует точке О на характеристике. В этом случае при постоянной амплитуде ЧМС с ростом промежуточной час­тоты будет увеличиваться амплитуда напряжения на контуре. При по­нижении частоты амплитуда напряжения на контуре уменьшается.

При расстройке колебательного контура относительно немодули-рованной промежуточной частоты f₀ закон изменения амплитуды на контуре с некоторой погрешностью повторяет закон частотной моду­ляции сигнала. Если промежуточная частота изменяется во времени по кривой 2, то амплитуда напряжения на контуре U_K будет изменяться по кривой 3, близкой к кривой 2.

Подавая такое напряжение на обычный амплитудный детектор, получим на выходе детектора напряжение, изменяющееся по закону, близкому к закону модуляции ЧМС.

Рассмотренное изменение амплитуды сигнала промежуточной час­тоты тем точнее повторяет закон частотной модуляции, чем прямоли­нейней боковая ветвь резонансной характеристики контура, что на­ступает при больших расстройках контура относительно частоты f₀. При этом напряжение на контуре оказывается значительно меньше резонансного, что сильно понижает выходное напряжение детектора и, следовательно, его коэффициент передачи.

Таким образом, эффективность такого детектора ЧМС низкая, а нелинейные искажения очень велики. Поэтому для детектирования ЧМС применяют специальные частотные детекторы. К ним относятся балансные частотные детекторы со связанными, настроенными на промежуточную час­тоту контурами, балансные с взаимно расстроенными контурами, дробные детекторы и квадратурные детекторы. Так как детекторы с рас­строенными контурами находят в при­емниках меньшее применение, так как они сложнее в устройстве, этот тип де­тектора рассматриваться не будет. Все частотные детекторы содержат преобра­зователь частотной модуляции, преобра­зующий изменение частоты ЧМ-сигнала в пропорциональные изменению частоты изменения амплитуды, и два Аико­вых диодных амплитудных детектора.

Для устранения паразитной амплитуд­ной модуляции ЧМ-сигналов в состав преобразователей модуляции вводятся амплитудные ограничители, включаемые до частотного детектора. Амплитудные изменения ЧМ-сигнала обусловливаются Аинием различного вида помех, а также неравномэрностью частотной ха­рактеристики приемника в полосе пропускания ВЧ-тракта, за счет чего сигналы спектра, частота которых мало отличается от несу­щей, Аиеиваются в большей степени, чем сигналы крайних боко­вых частот. В результате ЧМ-сигнал дополнительно модулируется по амплитуде. Для устранения этих амплитудных изменений сигнала применяется ограничительный каскад, в котором используется не­линейность характеристик усилительного прибора, за счет чего проис­ходит ограничение амплитуды, как показано на рис. 13.18, а, б.  На рис. 13.18, а показа­ны частотно-модулированные колебания с амплитудным изменением, а на рис. 13.18, б — те же колебания, амплитуды которых с по­мощью ограничительного каскада ограничены уровнями а—б (а’—б’).

Рассмотрим работу балансного детектора со связанными контура­ми, схема которого представлена на рис. 13.19. В детекторе преобразование частотной модуляции осуществляется при помощи двухконтурного полосового фильтра (L1C1 и L2C2), настроенного на промежу­точную частоту. Первый контур включен в выходную цепь транзис­тора Т₁ работающего в режиме амплитудного ограничения, и связан со средней точкой второго контура сравнительно большой емкостью С.

Дроссель высокой частоты Др применяется для того, чтобы сравни­тельно большая емкость С не подключалась к первому контуру через емкость С2 и не вызывала его расстройку. Индуктивность должна превышать в 10—20 раз индуктивность контура. Конденсаторы С1 и С2, выбираются так же, как во всех амплитудных детекторах, чтобы обес­печить отсутствие нелинейных искажений за счет инерционности нагрузки.

Рассмотрим работу детектора в двух случаях: принимаемый сигнал не модулирован и, следовательно, ∆f=0, принимаемый сигнал про-модулирован, т. е. ∆f≠0. В последнем случае при уменьшении часто­ты принимаемого сигнала ∆f < 0, а при увеличении ∆f > 0.

В первом случае, когда ∆f = 0, к диоду Д1 прикладывается напря­жение U

д1, представляющее собой векторную сумму напряжений на первом контуре U_m1 и верхней половине второго контура U_m2/2. Ана­логично, напряжение, прикладываемое к диоду Д2, представляет собой векторную сумму напряжений на первом контуре и напряжения на половине второго контура. Для того чтобы выяснить закон изменения этих напряжений, построим векторные диаграммы (рис. 13.20, а—в). Для удобства построения предположим, что активные сопротивления потерь контура малы. Напряжение на первом контуре U_ml создает в катушке этого контура ток I_L1, отстающий от напряжения U_ml на 90°. Этот ток в катушке второго контура наводит э. д. с. Е₂, отстаю­щую по фазе от этого тока на 90°. Если промежуточная частота прием­А совпадает с частотой настройки контуров, то ток во втором кон­туре и его катушке L

2, создающейся за счет э. д. с. Е₂, будет совпадать по фазе с этой э. д. с. За счет протекания этого тока на катушке вто­рого контура, а следовательно, и на втором контуре будет действовать напряжение U_m2, опережающее ток на 90°. Напряжение на втором контуре U_m2 отстает по фазе от напряжения на первом контуре U_m1 на 90°. Напряжение, подводимое к диоду Д₁ равно геометрической сумме этих напряжений, как это показано на векторной диаграмме рис. 13.20, а. Напряжение, подводимое к диоду Д₂, находится таким же образом, но располагается в левой ветви векторной диаграммы, поскольку напряжение U_m2 в средней точке катушки делится пополам и на векторной диаграмме показано двумя векторами U_m2/2, сдвину­тыми относительно друг друга на 180°.

Таким образом, при отсутствии модуляции, когда ∆f = 0, на диоды Д₁ и Д₂ подаются равные напряжения U_д1 и U_д2 и в цепях дио­дов Аиеекают равные токи, направление которых показано в схеме рис. 13.19. Цепь постоянного тока для диода Д₁ замыкается через его нагрузку резистор R_н дроссель Др и верхнюю половину катушки вто­рого контура. Цепь постоянного тока диода Д₂ замыкается через его

нагрузку резистора R₂, дроссель Др и нижнюю половину катушки второго контура. На резисторах R₁ и R₂ при равенстве их сопротив­лений создаются равные, но противоположные по знаку напряжения U₁ и U₂, в результате чего напряжение между точками А и Б, а следо­вательно, и выходное напряжение детектора равны нулю.

При приеме модулированного сигнала, как было сказано, ∆f≠0. При уменьшении частоты принимаемого сигнала ∆f < 0, а при увели­чении ∆f> 0.

Предположим, что в данный момент частота принимае­мого сигнала уменьшается, тогда второй контур, являющийся после­довательным к э. д. с. Е₂, для тока I_L2 имеет емкостный характер и, следовательно, этот ток опережает создающую его э. д. с, но так как напряжение на втором колебательном контуре U_m2/2 опережает созда­ющий его ток на 90°, то угол φ между векторами U_m1 и правой ветвью U_m2/2 уменьшается (φ < 90°), при этом увеличивается напряжение U_д1, действующее на диод Д₁ и соответственно уменьшается напряже­ние U_д2, действующее на диод Д₂ (рис. 13.20, б). В цепях диодов в этом случае будут протекать неравные токи и напряжение U₁ будет больше напряжения U

2. Так как результирующее выходное напряжение опре­деляется разностью напряжений U₁ и U₂, а его полярность — поляр­ностью большего из указанных двух напряжений, то выходное напря­Аие детектора будет положительным. При увеличении частоты сигна­ла ток I_L2 будет отставать от Е₂ и, следовательно, угол φ увеличится (φ > 90°), как показано на рис. 13.15, в, при этом увеличится напря­Аие, подводимое к диоду Д₂ и выходное напряжение детектора ста­нет отрицательным. Величина угла сдвига фаз φ между векторами U_m1 и U_m2/2 зависит от величины отклонения частоты ∆f. Чем больше ∆f тем больше угол сдвига фаз φ, следовательно, больше разность напря­Аие, приложенных к диодам Д₁ и Д₂, и, как следствие, больше вы­ходное напряжение детектора. Нетрудно видеть, что выходное напря­Аие детектора изменяется по закону частотной модуляции входного высокочастотного сигнала.

Фильтр R_фC_ф, так же как п в детекторах АМС, служит для фильтра­ции высокочастотного напряжения, но, кроме того, корректирует час­тотную характеристику частотного детектора в зоне верхних частот модуляции с целью компенсации результата специального подъема

частотной характеристики в зоне верхних частот, осуществляемого в передатчиках ЧМ-сигналов.

Качество работы частотного детек­тора характеризуется формой его ха­рактеристики (рис. 13.21), показываю­щей зависимость выходного напряже­ния детектора U_выхd от девиации частоты при модуляции на ± ∆f_mах. Если изменение частоты на ±Ωfmax на­ходится в пределах полосы пропус­кания контуров П, то выходное на­пряжение детектора изменяется про­порционально изменению частоты входного сигнала, что соответст­вует прямолинейному участку характеристики. В этом случае за­кон модуляции частоты радиосигнала воспроизводится без нели­нейных искажений. Если изменение частоты на ±∆f_mах выходит за пределы полосы, то это приводит на крайних частотах модуляции к уменьшению напряжения на выходе детектора (работа на криволи­нейных участках характеристики) и, следовательно, к появлению значительных нелинейных искажений. При девиации частоты ∆f_mах = ±50 кГц для высококачественной работы частотного детектора полоса пропускания его контуров должна быть 240—260 кГц.

 

Дробный детектор

 

Рассмотрим работу дробного детектора, схема которого представ­лена на рис. 13.22. В отличие от рассмотренного выше детектора он нечувствителен к быстрым амплитудным изменениям ЧМ-сигнала, благодаря чему можно не применять амплитудного ограничителя. Кроме того, он позволяет уменьшить требуемый коэффициент усиле­ния УПЧ, так как при отсутствии ограничителя амплитуд действует при меньшем входном напряжении сигнала. Указанные особенности дробного детектора способствовали его широкому применению в при­емниках массового использования. В качестве преобразователя моду­ляции, как и в детекторе по схеме рис. 13.19, используется настроен­ный двухконтурный полосовой фильтр, состоящий из С₁L₁, C₂L₂ и катушки связи L_3. Катушка L₁ индуктивно связана с катушками L₂ и L₃. Существенное отличие данной схемы от рассмотренной ранее заключается в том, что изменена схема включения диода Д₂. В резуль­тате этого диоды к вторичному контуру L₂C₂ включены последователь­но. Кроме того, параллельно резисторам R1 и R2 включен конденсатор С большой емкости (5—10 мкФ). За счет этого постоянная времени т = C/R1 + R2 = (0,1 ÷ 0,5) с оказывается больше периода самой низкочастотной составляющей модулирующего сигнала. Благодаря этому сумма постоянных напряжений U1 + U2 между точками A, Б (рис. 13.22) остается практически неизменной при быстрых изменениях амплитуды напряжения на диодах Д1 и Д2 и создает на них постоян­А смещение. При быстром увеличении амплитуды на входе детек­тора входное сопротивление диодов уменьшается, контуры L1С1 и L2C2 больше шунтируются, напряжение на них уменьшается и уменьшается амплитудная модуляция ЧМ-сигпала.

Резисторы R₀ = 100 ÷ 200 Ом подавляет паразитные колебания в цепи L3, a R’1 и R’2 симметрируют плечи детектора.

Принцип работы дробного частотного детектора мало чем отли­чается от принципа работы ранее рассмотренного балансного детек­тора. Напряжения Uд1 и Uд2, прикладываемые к диодам Д1 и Д2, пред­ставляют собой векторную сумму напряжений Um3 и Um2/2. Напря­жение Um3, действующее на катушке L3, при сильной связи между Аатушками L1 и L3 совпадает по фазе с напряжением Uml, указанным на векторных диаграммах (см. рис. 13.20, а, б, с). Цепь постоянного тока I диодов Д1 и Д2 замыкается резисторами R1 и R2 и катушкой L3. Когда входной сигнал не модулирован (∆f = 0) на резисторах R1 и R2, при равенстве их сопротивлений напряжения U1 и U2 также будут равны. Напряжение между точками А и Б равно сумме напряжений: U1 + U2. Напряжение между точкой В и шасси, а следовательно, и выходное напряжение детектора равны нулю. Название схемы — «дроб­ный детектор» или «детектор отношений» — объясняется тем, что вы­ходное напряжение Uвых зависит от величины дроби U1/U2. При моду­лированном входном сигнале может быть, как было рассмотрено ранее, ∆f < 0 или ∆f >> 0, при этом амплитуды напряжений на диодах будут меняться. Если на одном диоде напряжение увеличивается, то на другом диоде в это же время уменьшается, что приводит к соответствующему изменению токов протекающих через диоды. В одном из диодов ток возрастает на величину ∆I₁ а в другом уменьшается на величину ∆I₂ = —∆I₁ где I — ток, протекающий через каждый из диодов при отсутствии модуляции.

Результирующее изменение тока, проходящего через резистор R₃, равно разности токов диодов:

I_Рез = I₁ – I₂ = I + ∆I₁ – I + ∆I₂ = 2∆I,

т. е. определяется суммой приращения токов ∆I₁ и ∆I₂, пропорцио­нальных переменной составляющей низкой частоты.

Ток I_рез, проходя через резистор R₃, будет создавать на нем напря­жение  U3 = I_резR_з.

Это напряжение изменяется во времени по закону изменения час­тоты входного сигнала, т. е. по закону модуляции ВЧ-сигнала. Так формируется низкочастотный сигнал на выходе дробного детектора.

 

ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

 

Фазовое детектирование необходимо в радиоприемниках фазово-модулированных сигналов, а также в системах автоподстройки час­тоты и фазы. Детектирование фазово-модулированных сигналов сво­дится к преобразованию их в амплитуднофазово-модулированные и

последующему их детектированию при помощи амплитудного детек­тора. Выходное напряжение фазового детектора зависит от сдвига фаз между двумя напряжениями: Uвхl и Uвх2. Напряжение Uвх2 называют опорным, поскольку отсчет фазы ведется относительно него.

Рассмотрим принцип действия и схему простого однотактного фазового детектора, представленную на рис. 13.23, а. На один вход фазового детектора подается напряжение U1 = Um1 cos (ωt + φ1), на второй U2 = Um2 cos (ωt + φ2).

Диод Д, конденсатор С и резистор R образуют схему последова­тельного амплитудного детектора. В зависимости от разности фаз ∆φ между напряжениями U1 и U2 напряжение, прикладываемое к диоду Uд, будет изменяться и выходное напряжение детектора U0 будет также изменяться.  При нулевом фазовом сдвиге результи­рующее напряжение, прикладываемое к диоду, будет максимальным, поэтому и U0 также будет максимальным.

Выходное напряжение детектора определяется как произведение коэффициента передачи детектора Kд на величину результирующего напряжения Uд:

U₀=КдUд.

Зависимость выходного напряжения U0 от разности фаз входных напряжений ∆φ (детекторная характеристика) представлена на рис. 13.23, в. Как видно из рисунка, напряжение на выходе имеет всегда положительную полярность и максимальную крутизну при фазовом сдвиге ∆φ = π/2.

Однотактная схема находит ограниченное применение, так как ее детекторная характеристика нелинейна, а также не может быть ис­пользована в системах автоподстройки вследствие того, что управ­ляющее напряжение таких систем должно изменять свою полярность в зависимости от знака фазового сдвига. На практике наибольшее применение получил балансный двухтактный детектор, схема которого представлена на рис. 13.24, а.

В этой схеме имеется два амплитудных детектора, на выходе кото­рых получается разностное напряжение, определяемое величинами токов диодов. Опорное напряжение подается между средней точкой Атушки связи Lсв1 и точкой соединения С1 и С2. Выходное напряжение равно разности напряжений в нагрузках детекторов:

U₀=U₀₁-U₀₂.           (13.33)

С учетом того, что U01 = КдUд1 и U02 = КдUд2, получим U0 = Кд (Uд1— Uд2). Рассматривая векторные диаграммы напряжений в схеме рис. 13.24, б, можно сделать вывод, что при фазовом сдвиге ∆φ = π/2 к диодам Д1 и Д2 прикладываются одинаковые напряжения Uд1 = Uд2, поэтому выходное напряжение равно нулю. При сдвиге фаз ∆φ< π/2 к диоду Д1 прикладывается большее по величине напряжение.

Квадратурный частотный детектор

    

  Квадратурный ЧД применяется в современной бытовой РЭА. Рассмотрим схему ЧД в интегральном исполнении на ИМС К174ХА6.

 

Рис.1.                        Рис.2.                           Рис.3.                             Рис.4.

                                               Временные диаграммы.

 

Схема содержит УПЧ из шести каскадов  ДУ с амплитудным ограничителем, фазовращатель, представляющий контур настроенный на ПЧ 10,7 МГц и квдратурный ЧД на трех ДУ. К выходу ЧД подключен ФНЧ с которого сигнал звуковой частоты подается на УЗЧ. Рассмотрим принцип работы ЧД.

Частотно-модулированный сигнал с выхода УПЧ подается на два ДУ VT1, VT2 и VT3, VT4. На третий ДУ сигнал с УПЧ подается через фазовращатель. Зависимость угла сдвига фазы φ фазовращателя от частоты показана на рис.1. Транзистор VT7 выполняет функцию ГСТ, на его базу подается смещение с  температурной компенсацией Uоп (на схеме смещение  не показано). Рассмотрим три варианта.

1. Девиация равна нулю f=f₀; временная диаграмма рис.3.

Угол сдвига фазы между сигналами на ДУ1, ДУ2 и ДУ3 φ=90º. Ток через ДУ1 и ДУ2 проходит только во время совпадения фазы сигналов. В результате на выходе получатся импульсы средней длительности. Импульсы подаются на ФНЧ и на его выходе будет сигнал постоянной составляющей Uвых. Сигнал звуковой частоты отсутствует, т.к. он на УЗЧ подается через разделительный конденсатор.

2. Девиация отрицательная f<f₀; временная диаграмма рис.2.

Угол сдвига фазы φ=0. Длительность импульсов на выходе ЧД увеличится, на выходе ФНЧ напряжение Uвых увеличится. Появится положительный полупериод сигнала звуковой частоты.

3. Девиация положительная f>f₀; временная диаграмма рис.4.

  Угол сдвига фазы φ=180º. Длительность импульсов на выходе ЧД уменьшится, на выходе ФНЧ напряжение Uвых уменьшится. Появится отрицательный полупериод сигнала звуковой частоты.

Таким образом, сигнал на выходе ФНЧ будет изменяться по закону девиации, т.е. ЧМС преобразуется в модулирующий сигнал.

s

Двухконтурный частотный детектор на связанных контурах

 

Схема данного частотного детектора, широко распространена в приемниках ЧМ-колебаний, а также в устройствах автоматической подстройки частоты генераторов. Она содержит (см.рис.7) колебательную цепь в виде двух индуктивно связанных контуров, настроенных на частоту несущих колебаний , подаваемых на вход детектора.

Рис.7

Продетектированное напряжение выделяется на резисторах R₁ и R₂. Катушка индуктивности L_др (дроссель) преграждает путь току высокой частоты. Принцип действия детектора поясняется эквивалентной схемой (рис. 8) и векторной диаграммой (рис.9). Здесь и –комплексные амплитуды напряжений на первом и втором контурах, а и –комплексные амплитуды высокочастотных напряжений, приложенных соответственно к диодам амплитудного детектора.

Рис.8

Рис.9

В отсутствие модуляции, когда частота входного напряжения совпадает с резонансными частотами контуров, напряжение сдвинуто по фазе на 90^о относительно напряжения на первом , так как при резонансе сопротивления контуров активны, а ток и напряжения во втором контуре связаны соотношениями:

.

При этом напряжения и являются суммами напряжения и половины напряжения (см. рис.9,а). Так как выпрямленные напряжения, действующие на резисторах R₁ и R₂, пропорциональны амплитудам и , то результирующее напряжение на выходе детектора будет равно нулю.

При неравенстве частоты сигнала резонансной частоте контура вектор DB повернется относительно своего резонансного положения (рис.9,б) на угол, соответствующий ФЧХ контура на частоте . Напряжения на диодах станут неравными, и на выходе амплитудного детектора появится напряжение, отличное от нуля, знак которого зависит от знака .

Общий вид передаточной характеристики данного частотного детектора зависит от величины связи между контурами, их добротности. Примерный ее вид представлен на рис.10. Здесь а – обобщенная расстройка, .

Рис.10.

При выборе параметров контуров и величины связи основным требованием является обеспечение линейности характеристики частотного детектора и максимально возможной ее крутизны. С этой точки зрения наиболее предпочтительным является параметр связи при использовании характеристики до а<0,8.

9.6. Детектор частотно-модулированных сигналов

Частотный детектор (ЧД) — это устройство, выходное напряжение которого является функцией частоты входного сигнала. Частотные детекторы используются при радиоприеме ЧМ-сигналов и в устройствах автоматической подстройки частоты в разнообразных радиоэлектронных устройствах.

Основной характеристикой ЧД является его передаточная характеристика, которая показывает зависимость постоянного выходного напряжения Uo от частоты входного сигнала FL Чувствительность частотного детектора определяется крутизной его характеристики

— приращения выходного напряжения и частоты входного сигнала.

Принцип работы большинства ЧД основан на преобразовании частотно-модулированного напряжения в амплитудно-частотно-модулированное с последующим амплитудным детектированием. В качестве преобразователя частотно-модулированного напряжения в амплитудно-частотно-модулированное используется любая линейная система, коэффициент передачи которой зависит от частоты. Поскольку выходное напряжение таких детекторов зависит не только от частоты, но и от амплитуды входного напряжения, их иногда называют также частотно-амплитудными детекторами. Если требуется устранить влияние амплитуды входного напряжения, перед такими детекторами включается амплитудный ограничитель (см. гл. 8).

Наиболее простой схемой ЧД является схема с одиночным контуром на рис. 13.28, а. Она содержит параллельный колебательный контур на элементах L, С, на вход которого через резистор 30 кОм и переключатель Z входной сигнал может подаваться или от функционального генератора (режим измерения АЧХ и ФЧХ) или от источника фазо-модулированных колебаний FM (режим детектирования). Сигнал с выхода колебательного контура через усилитель на OU с коэффициентом усиления 1+R2/R1=2 подается на входы осциллографа и измерителя АЧХ-ФЧХ, а также на вход субблока receiver, на выходе которого формируется модулирующее (низкочастотное) колебание (в данном случае частотой 100 Гц), его можно наблюдать на экране осциллографа после подключения канала В к выходу субблока с помощью переключателя X.

Основная идея схемы преобразовательной части детектора может быть пояснена с помощью АЧХ колебательного контура (рис. 13.28, б). Рабочая точка ЧД может быть выбрана как на правом, так и на левом скате АЧХ контура. Как видно из рис. 13.28, б, левый скат более крутой, поэтому рабочая точка (2,53 кГц), отмеченная визирной линией, выбрана на нем.

Как указывалось в разд. 13.5, модуляция фазы с индексом модуляции Ф=5

вызывает девиацию частоты

Для проверки этих данных обратимся к результатам осциллографических измерений, представленных на рис. 13.29, откуда видно, что максимальное значение частоты составляет 1/[(Т2-Т1)/2]=2/6,73-10-4=2985 Гц, т.е. отклонение от средней частоты составляет 485 Гц, что приблизительно равно расчетному значению DF. Переставив визирные линии на осциллограмме в область минимальной частоты, можно убедиться, что она равна около 2000 Гц, т. е. и в этом случае отклонение близко к расчетному значению DF.

Перейдем к анализу коэффициента передачи детектора. Для этого найдем крутизну левого ската резонансной кривой на рис. 13.28, б в диапазоне частот 2000…2985 Гц. Пользуясь визирной линейкой, находим, что коэффициент передачи на частоте 2000 Гц составляет 0,65, а на частоте 2985 Гц — 1,7, т.е. средняя крутизна резонансной кривой в указанном диапазоне частот составляет 1,05-103-1/Гц. Учитывая, что амплитуда ФМ-сигнала составляет 1 В, эта крутизна в единицах напряжения составит S=1,05-103 В/Гц, т.е. размах (двойная амплитуда) огибающей амплитудно-частотно-модулированного сигнала составит S-2AF=1,05 10-3 985=1,034 В. Рассмотрим результаты моделирования, представленные на рис. 13.30, откуда видно, что удвоенная амплитуда огибающей амплитудно-частотно-модулированного сигнала равна VB2-VB1=1,09163 В, что достаточно близко к расчетному значению.

Недостатком рассмотренного детектора является сравнительно большие нелинейные искажения. Расчеты показывают [56], что коэффициент второй гармоники для этого детектора равен около 19%, а третьей — 3,6%. Для уменьшения нелинейных искажений можно увеличивать затухание контура, однако это приводит к существенному уменьшению крутизны характеристики детектора, т.е. к уменьшению напряжения на его выходе.

Более высокими показателями по нелинейным искажениям обладают балансный детектор с двумя взаимно расстроенными контурами и детектор со связанными контурами, а также так называемый дробный детектор, который отличается от первых двух схемой построения выпрямительной части, обеспечивающей минимальную зависимость выходного сигнала от изменений амплитуды входного [56].

Контрольные вопросы и задания

1. В каких устройствах используются частотные детекторы?

2. Какой основной алгоритм преобразования сигналов используется при построении частотных детекторов?

3. Используя схему ЧД на рис. 13.28, а, выберите его рабочую точку на правом склоне резонансной кривой на рис. 13.28, б. В соответствии с произведенным выбором установите частоту несущей источника ФМ и при индексе модуляции Ф=5 проведите измерения коэффициента передачи.

4. Исследуйте зависимость формы продетектированного сигнала на выходе субблока receiver от индекса модуляции ФМ-колебания в диапазоне Ф=2…7.

Обратная связь в частотном детекторе

Радио, 1981, 11

Качество звучания ЧМ приёмника в значительной степени зависит от частотного детектора и, в частности, от таких его параметров, как коэффициент гармоник и коэффициент подавления амплитудной модуляции. Непременным условием получения малого коэффициента гармоник является максимальная линейность детекторной характеристики (S-кривой). Соответствующие расчёты [1, 2] показывают, что при протяжённости линейного участка этой характеристики 300 кГц коэффициент гармоник равен 1%, при протяжённости 900 кГц — 0,28%.

В настоящее время в радиовещательной ЧМ аппаратуре широко применяются детекторы отношений и фазовые [3, 4]. Протяжённость линейных участков их детекторных характеристик не превышает 300…500 кГц, отсюда и довольно большой коэффициент гармоник. Оставляет желать лучшего и коэффициент подавления амплитудной модуляции. Так, в детекторе отношений он не превышает 20 дБ. а в фазовом детекторе даже ниже.

Рис. 1.

Искажения продетектированного сигнала можно значительно уменьшить введением отрицательной обратной связи по частоте. Структурная схема детектора с обратной связью показана на рис. 1. Он состоит из фазового детектора (перемножителя сигналов) U2, фазосдвигающего контура U1, осуществляющего обратную связь варикапа VI; фильтра НЧ Z1 и усилителя постоянного тока A1. Когда частота входного сигнала совпадает с частотой настройки фазосдвигающего контура, напряжения на входах фазового детектора равны и сдвинуты по фазе на 90°, а напряжение на его выходе равно нулю. Как только частота входного сигнала станет меньше или больше частоты фазосдвигающего контура, в соответствии с его ФЧХ уменьшается или увеличивается фазовый сдвиг входных напряжений детектора, и на его выходе появляется напряжение отрицательной или положительной полярности. Воздействуя на варикап V1, это напряжение изменяет частоту настройки фазосдвигающего контура, пока она снова не совпадёт с частотой входного сигнала. Таким образом, мгновенная частота входного сигнала всегда будет находиться в пределах центрального, наиболее линейного участка ФЧХ фазосдвигающего контура. Разумеется, из-за действия отрицательной обратной связи выходное напряжение детектора уменьшится во столько раз, во сколько уменьшится расстройка контура относительно частоты входного сигнала. Это уменьшение компенсируется усилителем постоянного тока A1.

Детектор с обратной связью обладает целым рядом преимуществ перед обычными детекторами. Ширина линейного участка детекторной характеристики у него гораздо больше. Полоса пропускания фазосдвигающего контура такого детектора не обязательно должна быть широкой — её можно выбрать даже уже удвоенной девиации частоты сигнала. При достаточно глубокой обратной связи линейность ФЧХ контура почти не влияет на линейность детекторной характеристики, которая определяется лишь линейностью цепи управления частотой. При этом условии резонансная частота контура почти точно совпадает с мгновенной частотой сигнала, и на входе усилителя постоянного тока наблюдается лишь очень небольшое напряжение ошибки слежении. Изменения амплитуды входного сигнала в этом случае настолько сильно подавляются, что детектор перестаёт реагировать на паразитную амплитудную модуляцию.

Следует отметить и одну интересную особенность ЧМ детектора с обратной связью. При изменении полярности управляющего напряжения на варикапе обратная связь становится положительной, крутизна детекторной характеристики увеличивается, а ширина её уменьшается. В результате появляется возможность конструирования детектора на частоту 10,7 МГц для систем связи с узкополосной ЧМ, у которых ширина линейного участка детекторной характеристики не превышает 20 кГц.

Рис. 2.

На рис. 2 приведена принципиальная схема детектора с обратной связью. Он собран на интегральной микросхеме А1, выполняющей функции фазового детектора и усилителя постоянного тока. Входной сигнал с усилителя ПЧ поступает на базу токозадающего транзистора микросхемы А1 (вывод 12) непосредственно, а на фазосдвигающий контур L1C2C4V1V2 — через конденсатор С2, обеспечивающий фазовый сдвиг 90°. С этого контура напряжение поступает на дифференциальный вход микросхемы A1 (вывод 4). Выходное напряжение фазового детектора дополнительно усиливается усилителем на транзисторе V3. Цепь управления частотой настройки фазосдвигающего контура образуется за счёт подачи на него через резистор R2 напряжения с выхода усилителя постоянного тока.

Когда частота входного сигнала совпадает с частотой настройки фазосдвигающего контура, фазовый сдвиг напряжений, поступающих на входы микросхемы A1, равен точно 90°, и напряжение на выходе детектора равно нулю. При несовпадении названных выше частот фазовый сдвиг этих напряжений изменится, на выходе детектора появится некоторое напряжение. Через цепь обратной связи (резистор R2) это напряжение поступит ни фазосдвигающий контур и с помощью варикапов V1, V2 изменит частоту его настройки в сторону отклонения частоты входного сигнала.

Практическая проверка этого детектора при уровне входного сигнала 0,1 В и частоте 3,5 МГц показала, что введение обратной связи расширяет линейный участок детекторной характеристики с 300 кГц до 1 МГц, причём величина его ограничивается лишь вхождением УПТ в режим ограничения. Коэффициент подавления амплитудной модуляции возрос в среднем по полосе на 30 дБ.

Настройку детектора начинают с подбора резистора R4 такого сопротивления, при котором напряжение на коллекторе транзистора V3 близко к нулю. Далее, разорвав цепь обратной связи (правый — по схеме — вывод резистора R2 соединяют с общим проводом), с помощью конденсатора С2 добиваются симметричности детекторной характеристики. После этого восстанавливают цепь обратной связи и снимают характеристику детектора с обратной связью.

Рис. 3.

На рис. 3 приведена принципиальная схема детектора, рассчитанного на детектирование сигнала частотой 10,7 МГц. Он выполнен на полевом транзисторе V1, работающем в режиме управляемого активного сопротивления |4]. Через конденсатор C1 напряжение ПЧ поступает на сток транзистора V1, а через конденсатор С2 — на фазосдвигающий контур L1V3V4. Сдвинутое по фазе на 90° напряжение с контура поступает на затвор транзистора V1. Продетектированный сигнал усиливается усилителем постоянного тока на транзисторе V2, после чего подаётся на вход усилителя НЧ и (через резистор R3) на варикапы V3, V4, управляющие частотой настройки фазосдвигающего контура. Когда частота настройки этого контура равна частоте входного сигнала, напряжения на стоке и затворе транзистора V1 сдвинуты по фазе точно на 90°, и напряжение на выходе детектора отсутствует. При отклонении частоты сигнала от частоты настройки контура, сдвиг фаз между указанными напряжениями изменяется, и на выходе детектора в зависимости от знака расстройки появляется напряжение положительной или отрицательной полярности. Кремниевый диод V5 в цепи истока транзистора V2 служит для создания начального напряжения смешения (около 0,5 В) на его затворе.

Катушка L1 этого варианта детектора намотана проводом ПЭЛШО 0,35 на каркасе диаметром 8 мм (без подстроечника) и содержит 23 витка.

Налаживание детектора начинают с настройки фазосдвигающего контура на частоту 10,7 МГц подбором резистора R4. Затем, разорвав цепь обратной связи (и месте соединения конденсатора С3 и резистора R2) и подключив параллельно конденсатору С3 вольтметр постоянного тока (желательно с нулём в середине шкалы), подают на вход детектора сигнал (от ГСС) напряжением 0,3 В. Изменяя ёмкость подстроенного конденсатора С2, добиваются максимальной ширины линейного участка характеристики детектора.

Рис. 4.

Полученная автором характеристика показана на рис. 4, а. На том же рисунке штриховой линией показана зависимость подавления амплитудной модуляции от точности настройки. Снималась она следующим образом: в генераторе сигналов включалась внутренняя модуляция глубиной 30%, а на выходе детектора регистрировался уровень сигнала, модулированного частотой 1000 Гц. Эту операцию можно проделать с помощью осциллографа.

Приведённые на рис. 4, а кривые хорошо иллюстрируют недостатки детектора без обратной связи: линейный участок его характеристики ограничен примерно 500 кГц, максимум подавления амплитудной модуляции очень узок и не совпадает с нулём детекторной характеристики

После включения обратной связи (восстановления соединения конденсатора C3 и резистора R2) линейный участок детекторной характеристики увеличился до 1500 кГц, а выходное напряжение (размах) возросло с 0,2 до 1,5 В (рис. 4,б). Одновременно значительно улучшилось подавление амплитудной модуляции.

Описанный детектор с обратной связью был применён в радиовещательном приёмнике вместо детектора отношении. Качество звучания значительно улучшилось.

В. Поляков, г. Москва

ЛИТЕРАТУРА

1. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприёмные устройства.- М., Связь. 1974.
2. Кононовнч Л. М Радиовещательный приём. — М., Энергия. 1977.
3. Александров Г. Микросхемы К174ХА2 и К174УРЗ.- Радио, 1980. № 4, с. 59, 60.
4. Поляков В. ЧМ детектор на полевом транзисторе,- Радио, 1978, 6, с. 35.

BACK MAIN PAGE

Частотное детектирование.

Радио Частотное детектирование.

Количество просмотров публикации Частотное детектирование. — 858

Наименование параметра	Значение
Тема статьи:	Частотное детектирование.
Рубрика (тематическая категория)	Радио

Частотные детекторы (ЧД) преобразуют частотно – модулированный сигнал вида в выходное напряжение, изменяющееся по закону модулирующего сигнала,

,

где – коэффициент передачи частотного детектора.

Для выделœения модулирующего сигнала из ЧД сигнала, спектр которого состоит из высокочастотных составляющих (несущая и боковые частоты), нелинœейного устройства недостаточно. В реакции любого нелинœейного элемента на ЧМ сигал имеются только модулированные гармонические частоты несущей и нет низкочастотных составляющих. По этой причине, для детектирования ЧМ сигнала требуется его дополнительное преобразование.

Учитывая зависимость отхарактера преобразований ЧМ существуют частотно — амплитудные, частотно – фазовые и частотно – импульсные детекторы. В частотно – амплитудных детекторах изменение частоты сигнала преобразуется в изменение амплитуды, ĸᴏᴛᴏᴩᴏᴇ затем выделяется амплитудным детектором. В частотно – фазовых детекторах изменение частоты преобразуется в изменение фазового сдвига между двумя напряжениями с последующим фазовым детектированием. В частотно – импульсных детекторах ЧМ сигнал преобразуется в один из видов импульсной модуляции, к примеру ЧИМ. Частота следования импульсов дальше может подсчитываться счетчиками.

Частотно – амплитудный детектор.

Наиболее часто в качестве частотно – амплитудного преобразователя применяют колебательный контур.
Размещено на реф.рф
Рабочая точка выбирается на одной из ветвей резонансной характеристики контура. При этом одиночный колебательный контур имеет незначительный линœейный участок преобразования, в связи с этим обычно используют два колебательных контура, расстроенных симметрично относительно несущей частоты входного сигнала. Подключив к каждому контуру индивидуальный АД, получим балансный ЧД с взаимно расстроенными контурами.

Частотно – амплитудный детектор с расстроенными контурами:

а) – принципиальная схема; б) – условное обозначение.

Принцип работы схемы виден из рисунка, на котором показаны напряжения на выходах АД, пропорциональные резонансной кривой контуров (штриховая линия), и результирующее напряжение на выходе (сплошная линия).

Первый из контуров настроен на частоту выше средней принимаемого ЧД сигнала , второй – на частоту ниже средней . Величина расстройки контуров выбирается больше девиации частоты

Разблокировать контур фазовой автоподстройки частоты

Если вам нужен стабильный генератор, вы обычно думаете об использовании кристалла. Пьезоэлектрические свойства кварца означают, что его можно разрезать определенным образом, чтобы он колебался с очень точной частотой. Если вы используете постоянную нагрузку и поддерживаете стабильную температуру, кварцевый генератор будет поддерживать свою частоту лучше, чем большинство других вариантов.

Однако у кристаллов есть свои недостатки. Как и следовало ожидать, из-за того, что кристаллы настолько стабильны, трудно сильно изменить частоту, когда вам понадобится другая. Вы можете использовать подстроечный конденсатор, чтобы немного поднять частоту, но чтобы действительно изменить частоту, вы должны изменить кристаллы.

Существуют и другие типы генераторов, более гибкие по частоте. Однако обычно они не так стабильны. Чтобы объединить гибкость с кристаллоподобной стабильностью, вы можете использовать схему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Во многих современных системах используется прямой цифровой синтез, но ФАПЧ — это почтенный и проверенный временем метод.

Основы

Основная идея проста.В ФАПЧ используется кварцевый генератор, но он не является основным выходом. Первичный выход — от регулируемого генератора, обычно генератора, управляемого напряжением (ГУН). Рассмотрим простой (но непрактичный) пример. Предположим, ГУН должен выдавать ту же частоту, что и кварцевый генератор. В контуре ФАПЧ вы сравниваете два частотных выхода и вырабатываете напряжение, пропорциональное разнице. Это напряжение регулирует ГУН до совпадения выходного сигнала.

Это вызывает два вопроса. Во-первых, почему бы просто не использовать выход кварцевого генератора? Во-вторых, как вы сравниваете выход осцилляторов?

Фазовые компараторы

Давайте сначала ответим на второй вопрос.Рассмотрим случай, когда оба генератора выдают прямоугольные волны. Вы можете считать низкий уровень логическим нулем, а высокий уровень — логической единицей. Подача обоих выходов в случай XOR приведет к интересному результату.

Если два сигнала точно совпадают по фазе, то на входе будет либо 00, либо 11. В обоих случаях вентиль XOR выдаст ноль. Единственный способ, которым входы всегда могут быть в фазе, — это если они имеют точно такую ​​же частоту (и, конечно, в фазе). Любая частотная или фазовая ошибка приведет к высоким выходным сигналам.Более того, выход логического элемента XOR будет иметь рабочий цикл, пропорциональный величине ошибки.

Рассмотрим крайние случаи. Одна крайность — это точное совпадение выходных сигналов кварцевого резонатора и VCO. Выход логического элемента XOR будет стабильно низким. Другой крайностью будет то, что выходной сигнал VCO застрянет на низком уровне (0 Гц). Тогда выход логического элемента XOR будет таким же, как выход кварцевого генератора. В других случаях на выходе будут импульсы, и чем ближе две частоты, тем меньше общее время на выходе будет высоким.

Это, вероятно, легче визуализировать, чем читать. Симулятор Falstad может показать вам фазу обнаружения ворот XOR в вашем браузере. Попробуйте изменить частоту со 105 Гц на другие частоты и понаблюдайте за результатом. Если вы измените частоты, чтобы они соответствовали во время моделирования, у вас, вероятно, все еще будет фазовая ошибка. Нажмите кнопку «Сброс», чтобы увидеть, что произойдет, если частота и фаза совпадают.

Низкая дорога

Имея последовательность импульсов, вы можете использовать RC-цепь для интегрирования импульсов (то есть создать напряжение, пропорциональное площади под импульсами).Это подходящее напряжение для обратной связи с ГУН. В зависимости от ГУН вам может потребоваться немного обработать напряжение, но это зависит от того, какую именно схему вы используете.

Есть и другие способы определения фазы. Например, вот еще один способ сделать это (см. Справа). Наверное, есть и другие методы. Ключевая идея — сравнить две частоты и сгенерировать выходной сигнал, который может повлиять на ГУН. Когда фаза (и, следовательно, частота) совпадают, выходное напряжение будет стабильным на уровне, необходимом для соответствия частоте.

Ну и что?

Пока наша система ФАПЧ немного не впечатляет. Трудно представить, почему бы вам просто не использовать кварцевый генератор. Волшебство происходит, когда вы каким-то образом изменяете выходную частоту. По большей части это означает деление выходной частоты перед фазовым компаратором. Если вы это сделаете, петля зафиксирует разделенную частоту так, чтобы она была такой же, как у кристалла. Это даст более высокую частоту на выходе.

Например, выше, представляет собой ФАПЧ, который генерирует частоту, четыре раза опорного генератора. Два флип-флоп делят выходную частоту на четыре, так что фазовый компаратор блокирует выходную частоту до 4X опорной частоты. Попробуйте изменить эталонную частоту, скажем, на 10 Гц. Тогда попробуйте 100 Гц или 500 Гц. Вы заметите, что когда вы изменяете часы, для блокировки цикла требуется немного времени. Например, ниже выходной коммутации от 10 Гц до 100 Гц ссылки (от 40 Гц до 400 Гц выходной).

Вы можете увидеть, что выходной сигнал немного дрожит, прежде чем он стабилизируется. Конечно, деление на четыре — это всего лишь пример, вы можете разделить на любое число (часто называемое схемой деления на N), чтобы получить разные частоты.

Эта схема имеет несколько преимуществ. Во-первых, кварцевый генератор может быть низкочастотным, который легче построить и сделать стабильным. Если у вас есть программируемый делитель, вы можете генерировать много разных выходных частот. Однако вы не можете просто создать любую частоту, которую хотите. Например, предположим, что ваша опорная частота равна 100 кГц. Если вы разделите выходной сигнал на 10, выходной сигнал будет 1 МГц. Если разделить на 9, получится 900 кГц. Удачи в попытке создать 925 кГц.

Один общее решение для повышения частоты вы можете создать это также разделить базовую частоту.Это часто называют схемой деления на N / M. В приведенном выше примере предположим, что вы можете разделить опорную частоту на 1, 2 или 4. Теперь, установив N равным 10, вы можете получить 1 МГц, 500 кГц или 250 кГц. Деление на 9 даст 900 кГц, 450 кГц и 225 кГц. Вы по-прежнему не можете создать произвольную частоту, но можете получить больше частот. 925 кГц, которую вы не могли сделать раньше? Просто используйте M = 4 и N = 37. Таким образом, эталонная частота составляет 25 кГц, а 925/37 — 25. Вы также можете представить это как деление выходной частоты на N / M, чтобы получить исходную эталонную частоту (925 / (37/4)) = 100).

использует

До сих пор вы видели, как система ФАПЧ по существу умножает опорные часы на некоторый целочисленный коэффициент. Однако он может не только это. Например, системы ФАПЧ могут демодулировать ЧМ и АМ (подсказка: выходное напряжение фазового детектора показывает, насколько далеко FM-сигнал находится от центра). Системы ФАПЧ могут также восстанавливать тактовую частоту из данных, смещать тактовую частоту, передаваемую по длинным линиям, и, используя синхронизирующий усилитель, схема, подобная ФАПЧ, может восстанавливать данные из очень зашумленных сигналов.

Есть много деталей, которые я замалчил, и на эту тему написаны целые книги.Однако, если вы хотите узнать больше, [Джери Эллсворт] и наш [Бил Херд] создали видео по теме, которая вам понравится (см. Ниже). Вариантов реализации много. Вы можете даже программно создать ФАПЧ. Если вам нужно одночиповое решение, на ум приходит CMOS 4046 IC.

фазово-частотный детектор Википедия

Цепь, которая генерирует сигнал напряжения, который представляет собой разность фаз между двумя входами сигнала

Четырехфазные детекторы. Прохождение сигнала слева направо. В верхнем левом углу находится ячейка Гилберта, которая хорошо работает для синусоидальных и прямоугольных волн, но хуже для импульсов. В случае прямоугольных волн он действует как вентиль XOR, который также может быть сделан из вентилей NAND. В середине слева два фазовых детектора: добавление обратной связи и удаление одного логического элемента И-НЕ дает частотно-временной детектор. Линия задержки избегает мертвой зоны. Справа — нагнетательный насос с фильтром на выходе.

Фазовый детектор или фазовый компаратор представляет собой частотный смеситель, аналоговый умножитель или логическую схему, которая генерирует сигнал напряжения, который представляет собой разность фаз между двумя входными сигналами.Это важный элемент цепи фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Обнаружение разности фаз очень важно во многих приложениях, таких как управление двигателями, радары и телекоммуникационные системы, сервомеханизмы и демодуляторы.

Типы []

Фазовые детекторы для цепей фазовой автоподстройки частоты можно разделить на два типа. ^[1] Детектор типа I разработан для управления аналоговыми сигналами или прямоугольными цифровыми сигналами и генерирует выходной импульс с разностной частотой.Детектор типа I всегда выдает выходной сигнал, который необходимо фильтровать для управления генератором, управляемым напряжением (ГУН) в контуре фазовой автоподстройки частоты. Детектор типа II, чувствителен только к относительной синхронизации краев входных и эталонных импульсов и вырабатывает постоянный выходной сигнал, пропорциональный разности фаз, когда оба сигнала находятся на одной и той же частоте. Этот выход не будет вызывать пульсацию управляющего напряжения ГУН.

Аналоговый фазовый детектор []

Фазовому детектору необходимо вычислить разность фаз двух своих входных сигналов.Пусть α — фаза первого входа, а β — фаза второго. Однако фактические входные сигналы фазового детектора — это не α и β, а скорее синусоиды, такие как sin (α) и cos (β). В общем, вычисление разности фаз включает вычисление арксинуса и арккосинуса каждого нормализованного входа (для получения постоянно увеличивающейся фазы) и выполнение вычитания. Такой аналоговый расчет затруднен. К счастью, расчет можно упростить, используя некоторые приближения.

Предположим, что разность фаз будет небольшой (например, намного меньше 1 радиана).Малоугловая аппроксимация для синусоидальной функции и формулы сложения синусоидального угла дают:

α − β≈sin⁡ (α − β) = sin⁡αcos⁡β − sin⁡βcos⁡α {\ displaystyle \ alpha — \ beta \ приблизительно \ sin (\ alpha — \ beta) = \ sin \ alpha \ cos \ beta — \ sin \ beta \ cos \ alpha}

Это выражение предполагает, что квадратурный фазовый детектор может быть создан путем суммирования выходных сигналов двух умножителей. Квадратурные сигналы могут формироваться схемами с фазовым сдвигом. Двумя распространенными реализациями умножителей являются двойной балансный диодный смеситель, диодное кольцо и четырехквадрантный умножитель, ячейка Гилберта.

Вместо использования двух умножителей более распространенный фазовый детектор использует один умножитель и другой тригонометрический идентификатор:

sin⁡αcos⁡β = sin⁡ (α − β) 2 + sin⁡ (α + β) 2≈α − β2 + sin⁡ (α + β) 2 {\ displaystyle \ sin \ alpha \ cos \ beta = {\ sin (\ alpha — \ beta) \ over 2} + {\ sin (\ alpha + \ beta) \ over 2} \ приблизительно {\ alpha — \ beta \ over 2} + {\ sin (\ alpha + \ beta) \ over 2}}

Первый член обеспечивает желаемую разность фаз. Второе слагаемое синусоида на удвоенной опорной частоте, так что он может быть отфильтрован.В случае общих сигналов выход фазового детектора описывается характеристикой фазового детектора.

Детектор на основе смесителя (например, двухбалансный смеситель на основе диодов Шоттки) обеспечивает «максимальные характеристики минимального уровня фазового шума» и «чувствительность системы». поскольку он не создает импульсов конечной длительности на выходе фазового детектора. ^[2] Еще одно преимущество ПД на основе смесителя — его относительная простота. ^[2] И квадратурный, и простой фазовый детектор с умножителем имеют выходной сигнал, который зависит от входных амплитуд, а также от разности фаз.На практике входные амплитуды входных сигналов нормализуются перед вводом в детектор, чтобы устранить амплитудную зависимость.

Цифровой фазовый детектор []

Пример цифрового фазочастотного детектора CMOS. Входы R и V, а выходы U _p и D _n подаются на зарядный насос.

Фазовый детектор, подходящий для сигналов прямоугольной формы, может быть выполнен с логическим элементом исключающее ИЛИ (XOR). Когда два сравниваемых сигнала полностью синфазны, выход логического элемента XOR будет иметь постоянный нулевой уровень.Когда два сигнала различаются по фазе на 1 °, выход логического элемента XOR будет высоким в течение 1/180 каждого цикла — части цикла, в течение которой два сигнала различаются по значению. Когда сигналы различаются на 180 °, то есть один сигнал высокий, а другой низкий, и наоборот, выход логического элемента XOR остается высоким на протяжении каждого цикла.

Детектор исключающего ИЛИ сравнивает также с аналоговым микшером в том, что он блокирует рядом с разницей в 90 ° фазы и имеет выход прямоугольных импульсов с удвоенной опорной частотой.Прямоугольник изменяет рабочий цикл пропорционально полученной разности фаз. Применение выхода логического элемента XOR к фильтру нижних частот приводит к аналоговому напряжению, которое пропорционально разности фаз между двумя сигналами. Для этого требуются входные сигналы, представляющие собой симметричные прямоугольные волны или почти такие. Остальные его характеристики очень похожи на аналоговый микшер по диапазону захвата, времени захвата, эталонным паразитным помехам и требованиям фильтра нижних частот.

Цифровые фазовые детекторы также могут быть основаны на схеме выборки и удержания, накачке заряда или логической схеме, состоящей из триггеров.Когда фазовый детектор, основанный на логических элементах, используется в системе ФАПЧ, он может быстро заставить ГУН синхронизироваться с входным сигналом, даже если частота входного сигнала существенно отличается от начальной частоты ГУН. Такие фазовые детекторы также обладают другими желательными свойствами, такими как лучшая точность, когда между двумя сравниваемыми сигналами есть только небольшая разность фаз. Это связано с тем, что цифровой фазовый детектор имеет почти бесконечный диапазон втягивания по сравнению с детектором XOR.

Детектор фазовой частоты []

Фазо-частотный детектор ( PFD ) представляет собой асинхронную схему, изначально состоящую из четырех триггеров (то есть фазочастотных детекторов, используемых как в RCA CD4046, так и в микросхемах Motorola MC4344, представленных в 1970-х годах). Логика определяет, какой из двух сигналов имеет переход через ноль раньше или чаще. При использовании в приложении ФАПЧ блокировка может быть достигнута даже при отключенной частоте.

PFD улучшает диапазон втягивания и время захвата по сравнению с более простыми конструкциями фазовых детекторов, такими как умножители или вентили XOR.Эти конструкции хорошо работают, когда две входные фазы уже близки (близкие или заблокированы), но плохо работают, когда разность фаз слишком велика. Когда разность фаз слишком велика (что происходит, когда мгновенная разность частот велика), тогда знак усиления контура может измениться и начать отводить ГУН от блокировки на короткие интервалы. Конструкция PFD позволяет избежать этой проблемы. Преимущество PFD заключается в том, что он дает выходной сигнал даже тогда, когда два сравниваемых сигнала отличаются не только по фазе, но и по частоте.Частотно-фазовый детектор предотвращает состояние «ложной синхронизации» в приложениях ФАПЧ, в которых ФАПЧ синхронизируется с неправильной фазой входного сигнала или с неправильной частотой (например, гармоникой входного сигнала). ^[3]

Детектор фазы накачки заряда bang-bang подает импульсы тока с фиксированным общим зарядом, положительным или отрицательным, на конденсатор, действующий как интегратор. Фазовый детектор для импульсной накачки заряда всегда должен иметь зону нечувствительности , где фазы входов достаточно близки, чтобы детектор сработал либо оба, либо ни один из зарядовых насосов, без полного эффекта. Детекторы взрыва фазы просты, но связаны со значительным минимальным межпиковым джиттером из-за дрейфа в пределах мертвой зоны.

В 1976 году было показано, что, используя конфигурацию фазового детектора с тремя состояниями (с использованием только двух триггеров) вместо исходной конфигурации RCA / Motorola с двенадцатью состояниями, эту проблему можно элегантно преодолеть. ^{[ необходима ссылка ]} Для других типов фазово-частотных детекторов существуют другие, хотя, возможно, менее элегантные, решения для явления мертвой зоны. ^[3] Другие решения необходимы, поскольку трехуровневый фазочастотный детектор не работает для определенных приложений, включающих рандомизированное ухудшение сигнала, которое можно найти на входах в некоторые системы регенерации сигнала (например, схемы восстановления тактовой частоты). ^[4]

Пропорциональный фазовый детектор использует накачку заряда, которая подает количество заряда пропорционально обнаруженной фазовой ошибке. У некоторых есть мертвые зоны, а у некоторых нет. В частности, некоторые конструкции производят управляющие импульсы как «вверх», так и «вниз», даже если разность фаз равна нулю.Эти импульсы малы, номинально одинаковой длительности, и заставляют зарядную накачку генерировать импульсы положительного и отрицательного тока с равным зарядом, когда фазы идеально согласованы. Фазовые детекторы с такой системой управления не имеют зоны нечувствительности и обычно имеют более низкое минимальное межпиковое дрожание при использовании в ФАПЧ.

В приложениях с ФАПЧ часто требуется знать, когда контур не заблокирован. Более сложные цифровые фазочастотные детекторы обычно имеют выход, позволяющий надежно указать состояние отсутствия синхронизации.

Электронный фазовый детектор []

Некоторые методы обработки сигналов, например, используемые в радарах, могут потребовать как амплитуду, так и фазу сигнала, чтобы восстановить всю информацию, закодированную в этом сигнале. Один из методов является подача сигнала амплитудно-ограниченной в один порт детектора продукта и опорного сигнала в другой порт; выходной сигнал детектора будет представлять разность фаз между сигналами. Пол Горовиц и Уинфилд Хилл, Искусство электроники 2-е изд. ^a

Цепь детектора сверхнизкочастотного СНЧ под цепями репозитория -23385-: Next.gr

Низкие частоты преимущественно покрывают атмосферу нашей Земли. Этот диапазон частот может быть создан множеством различных источников, которые могут быть довольно неизвестными и странными, можно сделать оборудование датчика VLF для отслеживания этих частот для исследования интригующих секретов, скрытых за ним. Стивен Чивертон расследует.Это схема приемника vlf

Щелкните здесь, чтобы загрузить полный размер схемы выше.

, который я модернизировал и модифицировал, он воспринимает молнии переменного тока и даже принимает радиооборудование с кораблей и самолетов.Теперь именно так выглядит схема без обновлений и модификаций, я даже использовал схему детектора гравитационных волн, добавленную к ней, а также другие экспериментальные схемы. Схема выглядит очень интересно, я думаю, она должна начать принимать сигналы на уровнях инфразвука, которые в идеале могут указывать на многие паранормальные явления. Не очень хорошо разбирается в техническом объяснении, ну, дайте ему попробовать усилитель чувствительного сигнала на дальней левой стороне, я поднял его, чтобы проверить его, чтобы увидеть, могу ли я получить больше усиления сигнала с его помощью и катушкой с ее индуктивной природой. на количестве витков тонкой проволоки, а также на концентраторе потока, это концентрирует поток ЭМ, когда сигнал индуцируется в катушке, и это увеличивает чувствительность больше, если бы вы должны были вынуть его, чувствительность и сила сигнала упали бы, но затем ваш в другом режиме, так как схема по-прежнему будет действовать как детектор молнии, воспринимая молнию, и потрескивание будет указывать на это, и окружающая среда переменного тока хорошо будет ощущать это, но при более низкой реакции на нее, если вы не вставите повторно сердечник концентратора потока, тогда гул от сеть переменного тока будет значительно увеличена.Теперь секция приемника vlf, которая будет пропускать сигналы от секции считывающей головки, и очень низкочастотные сигналы будут проходить по-прежнему, но отфильтрованы еще с помощью .