Схема усилителя класса d: Усилитель класса D 100 Вт

Содержание

Простая схема импульсного усилителя мощности класса D

Карманный усилитель звука на цифровых КМОП микросхемах.


Если немного поднапрячься и поскрести по сусекам сетевых знаний, то можно ненароком наткнуться на крайне простую схему импульсного усилителя мощности звуковых частот класса «D», выполненного на распространённой серии логических микросхем — CD40** (Рис.1).

Рис.1 Схема импульсного усилителя на CD4050

Устройство представляет собой усилитель класса D с самоосцилляцией и может возбудить интерес радиолюбителя, решившего ознакомиться с данным классом импульсных усилителей.

Вот, что пишут на сайте https://soundbass.org.ua/, приводя схему данного устройства:
«Это импульсный УНЧ мощностью всего 0,6W. Он представляет собой генератор прямоугольных импульсов частотой около 1 МГц. Скважность этих импульсов изменяется под действием входного сигнала.
В основе схемы микросхема CD4050 — шесть преобразователей уровня с высокой нагрузочной способностью выходов и двухтактный выходной каскад на двух полевых транзисторах. Выходная импульсная последовательность интегрируется LC-цепью и инертностью динамической головки. В результате динамик излучает сигнал звуковой частоты.

На выходе использованы разноструктурные полевые ключевые транзисторы BS250 и BS170. Сопротивление полностью открытого канала BS170 равно 7 Ом, а BS250 — 14 Ом.
Чтобы компенсировать перекос в выходном сигнале, в схему включён резистор R3, последовательно каналу транзистора VT2. Он уравнивает сопротивления открытых каналов, так чтобы они были одинаковы, то есть, по 14 Ом. Можно использовать другие полевые ключевые разноструктурные транзисторы. Если сопротивления их открытых каналов равны, то R3 не нужен.»

Казалось бы — всё правильно написано, однако транзистор с сопротивлением открытого канала, превышающим сопротивление нагрузки, сводит на нет главное преимущество импульсных усилителей — высокий показатель КПД.

Как выяснилось, автором данной конструкции является инженер журнала Elector — Тон Гисбертс, а перепечатку его статьи можно найти на страницах русскоязычного издания Электронные компоненты №11 2009. Припадём к первоисточнику и описанию автора:


Рис.2 Принципиальная схема усилителя

Схема усилителя не является полностью аналоговой, а основана на широтно-импульсной модуляции сигнала (ШИМ). Усилитель относится к классу D и имеет не очень высокое качество звука.
Главное преимущество схемы — малый размер и простота. За счёт использования ШИМ звуку придаётся оригинальный металлический оттенок.
Принципиальная схема и печатная плата усилителя показаны на рисунках 1 и 4. Важно упомянуть, что транзисторы Т1 и Т2 не должны переключаться одновременно, поскольку сопротивление канала очень мало. Сопротивление канала n-канального транзистора равно 0,25 Ом, а р-канального — 0,5 Ом.

На выходе усилителя стоит ФНЧ Баттерворта второго порядка, образованный катушкой L1 и конденсатором C5. Он отсекает частоты выше 40 кГц.
Печатная плата усилителя приведена на Рис.3.


Рис.3 Печатная плата усилителя

Комментарий Vpayaem.ru:

На самом деле, частота самоосцилляции в данном устройстве определяется частотными свойствами применяемой микросхемы и может достигать 2МГц и выше. Изменение номиналов элементов C4 и R3 к существенному изменению частоты не приводят. Поскольку ИМС трудится вблизи своих частотных пределов, то работа импульсного усилителя сопровождается как достаточно высоким коэффициентом гармоник (около 1% на 1кГц и 0,5Вт), так и весьма низким параметром КПД. По этой же причине, при снижении сопротивления нагрузки до 4 Ом, может произойти срыв колебаний.

К тому же коэффициент передачи по напряжению такого усилителя близок к единице, что приводит к необходимости иметь на входе каскад, обеспечивающий необходимое усиления.

Устраним перечисленные недостатки.

Рис.4 Схема откорректированного импульсного усилителя

Основным изменениям подверглась цепь обратной связи. Теперь она состоит из цепи R2, C2, R3, C4, R6, которая обеспечивает необходимый фазовый сдвиг выходного сигнала для получения устойчивой самоосцилляции устройства на частоте 500…600 кГц.
Это дало возможность снижения сопротивления нагрузки до 4 Ом и существенного повышения КПД усилителя до стандартных значений 85…90%.
Ко всему прочему, коэффициент усиления входного сигнала повысился с единицы до ~15 раз (по напряжению).

В результате усилитель приобрёл следующие характеристики:
Максимальная мощность при напряжении питания 12 В и 4-омной нагрузке — 3,2 Вт (при Кг Коэффициент нелинейных искажений при мощности 1 Вт (4 Ом) Входное сопротивление — 3 кОм.

Выходной дроссель необходимо выбирать исходя из максимального протекающего через него тока ~ Uп/2/Rн.
В данном случае (при напряжениях питания до 15В) такое моточное изделие легко можно приобрести в готовом исполнении на ферритовых гантельках, либо намотать самостоятельно на кольце из смеси распылённого железа номер — 2 (красный цвет).
На низкочастотных ферритовых кольцах дроссель можно мотать только после пропила в нём необходимого воздушного зазора!

 

Схема усилителя класса A » Вот схема!


Усилители класса «А» обеспечивают наиболее линейное усиления с минимальными искажениями, объясняется это тем, что в классе «А» транзистор работает с большим током покоя, при этом он постоянно открыт, в результате поступающий на вход сигнал усиливается в линейном участке характеристики. При этом обеспечивается полностью симметричное усиление обеих полуволн, без отсечки и коммутационных искажений.

Но чистый класс А в конструкциях усилителей встречается редко. Дело в том, что работа с высокими коллекторными токами неизбежно ведет к уменьшению КПД усилителя и трудностям с отводом тепла от выходных транзисторов. К тому же необходимо обеспечить стабилизацию тока покоя, увеличение которого в процессе работы может вызвать выход из строя транзисторов выходного каскада.

Характеристики усилителя

1. Номинальное входное напряжение 1 В.
2. Номинальная выходная мощность 12 Вт.
3. Сопротивление нагрузки 8 ом.
4 Диапазон частот при неравномерности не более 3 дб — 5…160000 Гц
5. КНИ в диапазоне частот 5…20000 Гц не более 0.015%
6. Уровень шума не более -103дб
7. Скорость нарастания выходного напряжения 10 В/мкс

Данный усилитель имеет небольшую выходную мощность и следящую систему стабилизации тока покоя выходных транзисторов. Однако широкий диапазон частот и отсутствие коммутационных искажений обеспечивают качество звучания, близкое к характеристикам ламповых усилителей.

Принципиальная схема показана на рисунке 1. Особенность схемы в использовании в каждом плече составного транзистора и операционного усилителя. Оба плеча охвачены ООС. Для снижения искажений коэффициенты усиления обеих плеч должны быть равными, что обеспечивается соотношением R2/R1=R3/R4.

Ток покоя стабилизируется следящим устройством на операционном усилителе А4. Работает система так. Любое колебание тока, протекающего через выходные транзисторы, вызывает изменение падения напряжения на резисторах R22 и R23 которое усиливается этим ОУ и поступает на вход ОУ А2, и через инвертор A3 на ОУ А1 В результате режим работы плеч компенсируется.

Для исключение влияния системы на изменение токов транзисторов в процессе усиления сигнала служат цепи R19C3 и R20C11, которые представляют собой фильтры нижних частот, пропускающие на входы А4 только самые низкочастотные изменения.

Значение тока покоя устанавливается резистором R26, затем он автоматически поддерживается на этом уровне.

Питается усилитель мощности от источника, схема которого показана на рисунке 2. Он вырабатывает двухполярное нестабилизированное напряжение +-15В для выходных транзисторов и стабилизированное двухполярное +/- 18В для операционных усилителей и системы стабилизации тока покоя.

Для трансформатора используется каркас с сердечником от силового трансформатора ТС 180 от старых ламповых ч/б телевизоров. Сетевая обмотка 1-1″ содержит 400+400 витков провода ПЭВ-2 0,61, обмотки 3-3′ и 5-5′ одинаковые содержат по 22+22 витков провода ПЭВ-2 1,08, обмотки 11-11′ и 13-13′ тоже одинаковые, по 45+45 витков провода ПЭВ-2 0,31.

Роль радиаторов для выходных транзисторов выполняют боковые панели корпуса размерами 80×320мм, сделанные в виде ребристых радиаторов.

Ток покоя выходного каскада усилителя 400 mА, устанавливается резистором R26.

RDC2-0038a, Усилитель мощности класса D. TDA8920J, 100Вт Stereo, Электронные войска

Описание

Модуль RDC2-0038a представляет собой высокопроизводительный усилитель мощности класса D. Усилитель построен на микросхеме TDA8920BJ. Это стереофонический аналоговый чип с цифровым усилителем, предназначенный для работы с 4-омными громкоговорителями мощностью до 110 Вт на канал.
RDC2-0038a сконфигурирован для работы с двумя каналами включенными по мостовой схеме (BTL).
На аналоговый вход усилителя можно подавать как несимметричный так и симметричный (дифференциальный) сигнал.
Встроенная система защиты отслеживает: перегрев, перегрузку и короткое замыкание выходов. При наличии одной из вышеперечисленных ошибок усилитель отключается, а после устранения ошибки восстанавливает работу.
Для обеспечения высококачественного высокоэффективного усиления звука требуется простой пассивный фильтр демодуляции цифрового сигнала LCF05 (приобретается отдельно).
Для охлаждения микросхемы применяются стандартные радиаторы для компьютерных видеокарт размером 40×40 мм. На плате сделаны два отверстия для пристегивания и прижиму радиаторов к микросхеме усилителя. Используйте кулер  (приобретается отдельно) из нашего ассортимента или любой другой с аналогичным способом крепления.

В качестве предварительных усилителей рекомендуем (приобретаются отдельно):
— RDC1-0034a, дифференциальный, высокопроизводительный предварительный усилитель на OPA1632
— RDC1-0048, усилитель с низким уровнем шума на NE5532
— RDC2-0058, предварительный усилитель — темброблок на ADAU1761

Технические характеристики

Напряжение питания выходного каскада: ±12.5 … ±30 В
Количество каналов: 2 x BTL
Сопротивление нагрузки: 3-8 Ом
Выходная мощность: BTL 110 Вт / 3 Ом 10% THD
Выходная мощность BTL 86 Вт / 4 Ом / 10% THD
Выходная мощность: PBTL 210 Вт / 6 Ом 10% THD
Выходная мощность: BTL 69 Вт / 4 Ом / 0,5% THD
Коэффициент нелинейных искажений:0.02%

Схема усилителя с выходными фильтрами.

Блок-схема усилителя с выходными фильтрами.

Подробную инструкцию по включению и конфигурации усилителя можно найти в разделе «Документы».

Это открытый проект! Лицензия, под которой он распространяется – Creative Commons — Attribution — Share Alike license.

Технические параметры

Тип устройства усилитель нч
Тип УНЧ tda8920j
Количество каналов 2
Выходная мощность канала, Вт 100
Вес, г 43.38

Техническая документация

Делаем усилитель низкой частоты класса «D». Часть1 | Электроника — это не просто!…

В сетях много информации на тему усилителей класса D. В основном, по готовым конструкциям или по схемам, взятым из сторонних источников, часто без каких-либо комментариев и с ошибками.

Однако, достаточно и весьма приличной информации по этим усилителям, например, здесь: «Усилитель класса D»

Мы разберемся с несколькими усилителями класса «D», используя инструментарий MULTISIM, позволяющий детально разобраться с их особенностями. Затем, познакомимся с характеристиками усилителей «в железе».

«УМД-500» Усилитель довольно простой. Он легко анализируется, собирается и имеет приличные характеристики. Состоит из 1…3 отдельных каналов, рис.1:

Рис.1.Схема отдельного канала усилителя «УМД-500»

Рис.1.Схема отдельного канала усилителя «УМД-500»

Схема выполнена по полумостовой схеме и реализована на основе классического ШИМ-контроллера TL494, драйвера IR2104, а также двух MOSFET транзисторов IRFZ44N.

Рис.2.Отдельный канал усилителя «УМД-500», модель для MULTISIM

Рис.2.Отдельный канал усилителя «УМД-500», модель для MULTISIM

Модельная схема подготовлена для анализа с применением MULTISIM-14. Можете скачать её на сайте www.radio-a.ru, в описании «УМД-500» усилители мощностью до 500 Вт, файл «UMD500_1.zip».

Модельная схема несколько упрощена и в неё добавлены некоторые вспомогательные элементы, для нормальной работы симулятора. Необходимые элементы (например, выходной LC-фильтр) добавим, когда будем рассматривать соответствующие цепи. В практической схеме все необходимые элементы имеются.

Комплектующие для усилителя выбраны известные, доступные, имеющие модели в MULTISIM. Можете заменить их на свои варианты.

Хорошее описание ШИМ-контроллера TL494 и особенностей его применения найдёте на странице сайта www.radio-a.ru в колонке «КОМПЛЕКТУЮЩИЕ» (левая колонка страницы, строчка внизу).

Параметры драйвера IR2104, транзисторов IRFZ44N и прочих элементов найдёте на просторах интернета.

Усилитель может отдать в нагрузку мощность до 500 Вт. Полоса частот от 20 до 12000 Гц. Сопротивление нагрузки от 1 Ома и более.

Проверку работы усилителя начнём с ШИМ-контроллера, а затем сделаем для силовой части.

Проверяем работу ШИМ-контроллера

Выбираем из модельной схемы «UMD500_1.zip» часть с ШИМ-контроллером:

Рис.3.Часть схемы с ШИМ-контроллером

Рис.3.Часть схемы с ШИМ-контроллером

Для проверки делаем следующее:

  • резистор R6 заменяем на два отдельных, R61 и R62, подключенных к раздельным выходам ШИМ-контроллера c целью проверки генерации парафазных сигналов;
  • с этой же целью вводим переключатель S1 и подключаем к нему вход «OTC» ШИМ-контроллера;
  • «подключаем» «измерительные приборы»: вольтметр XMM1, генератор XFG1, частотомер XFC1 и др.

Получившуюся модельную схему для проверки ШИМ-контроллера можете скачать там же: файл «UMD500_2.zip».

Сигнальные цепи для «приёма» усиливаемого сигнала, построены с использованием усилителя ошибки ШИМ-контроллера, генератора пилообразного напряжения и выходных повторителей:

Рис.4.ОСновные цепи ШИМ-контроллера

Рис.4.ОСновные цепи ШИМ-контроллера

На усилитель DA3, его «положительный» вход, подаётся усиливаемый сигнал и напряжение для смещения рабочей точки по постоянному току. «Отрицательный» вход DA3 замкнут в цепь его обратной связи. Для смещения используется опорное напряжение на выводе «U опорное» (к.14) контроллера, а уровень смещения задаётся делителем R2, R3. Второй усилитель DA4 не используется и заблокирован.

Генератор пилообразного напряжения реализуется с помощью DA6 и внешних времязадающих RC элементов, присоединённых к входам 5 и 6 ШИМ-контроллера.

К выходам 9 и 10 ШИМ-контроллера присоединены нагрузочные резисторы R61 и R62, на которые подаются ШИМ-импульсы. В зависимости от положения переключателя S1 (рис.3), по очереди или одновременно.

Так как в усилителе «УМД-500» применяется силовая часть, построенная по «полумостовой» схеме, то от ШИМ-контроллера требуется только один выходной сигнал и контроллер переведён в соответствующий режим, а выходные цепи объединены с целью повышения нагрузочной способности (R61 и R62 объединены в резистор R6, рис.1).

Используя модельную схему UMD500_2, можно определить параметры усилителя:

  • динамический диапазон ШИМ-контроллера;
  • чувствительность ШИМ-контроллера;
  • полосу рабочих частот ШИМ-контроллера;
  • величину нелинейных искажений ШИМ-контроллера;
  • максимальную частоту ГПН ШИМ-контроллера

и некоторые другие параметры. Параметры ШИМ-контроллера являются определяющими для усилителя.

Определяем динамический диапазон ШИМ-контроллера

Схема для измерения динамического диапазона:

Рис.5.Схема для измерения динамического диапазона

Рис.5.Схема для измерения динамического диапазона

Из модельной схемы UMD500_2 убраны все лишние элементы, в сигнальную цепь ШИМ-контроллера добавлены управляемый источник напряжения V1, соединенный последовательно с генератором сигналов XFG1.

Измерения производим для:

— статического режима, при «выключенном» генераторе XFG1 («Amplitude=0») и регулируемом V1;

— сигнального режима, при включенных XFG1 и V1, с выбранными значениями сигнала на частоте 1000 Гц и напряжения смещения.

Частота ГПН ~ 250 кГц. Параметры сигналов ШИМ-контроллера измеряются осциллографом XSC1 и измерителем длительности импульсов XFC2.

t имп — длительность импульса на выходе ШИМ-контроллера,

t паузы — длительность паузы между импульсами.

Результаты измерений приведены в Табл.1 и на графике, рис.6:

Табл.1. Результаты измерений динамического диапазона

Табл.1. Результаты измерений динамического диапазона

График:

Рис.6.График измерений динамического диапазона

Рис.6.График измерений динамического диапазона

Из результатов измерений видно, что зона достаточной линейности динамического диапазона находится в интервале входных напряжений от 0.8 до 3.6 В. Среднее значение 2.2 В. Максимальное амплитудное значение входного напряжения 3.6 — 2.2 = 1.4 В.

Динамический диапазон входной цепи контроллера можно определить ещё одним способом. Усиливаемый сигнал подается на усилитель DA3. Выходная цепь этого усилителя выведена на контакт 3 «Обратная связь», рис.7. «Подключаем» к нему осциллограф и видим, что в режиме усиления, сигнал должен быть в диапазоне от нуля до напряжения, при котором открывается DA2, примерно 2.5В. Смещение по положительному входу DA3 обеспечивает симметрирование усиливаемого сигнала относительно динамического диапазона выходной цепи DA3.

Рис.7. Измерение динамического диапазона вторым способом

Рис.7. Измерение динамического диапазона вторым способом

Проверяем качество преобразования ШИМ-контроллера

К выходной цепи ШИМ-контроллера подключаем интегрирующее RC-звено (R100, C100) для преобразования импульсного ШИМ-сигнала в линейный, рис.8.

Выставляем на источнике V1 смещение, равное 2.2 В (среднее значение входного напряжения). Подаем с генератора XFG1 сигнал частотой 1000 Гц, амплитудой 1.4 В.

Рис.8.Схема для оценки качества преобразования

Рис.8.Схема для оценки качества преобразования

Сравниваем сигналы на входе и выходе ШИМ-контроллера:

Рис.9.Сигналы на входе и в выходной цепи ШИМ-контроллера.

Рис.9.Сигналы на входе и в выходной цепи ШИМ-контроллера.

Сигналы сопоставимы, следовательно, качество преобразования достаточное. Количественную оценку нелинейных искажений сейчас выполнять не будем.

При выходе за динамический диапазон, наблюдаются обычные ограничения формы сигнала «сверху» и «снизу».

Чувствительность ШИМ-контроллера определим, как напряжение усиливаемого сигнала, соответствующее максимальному уровню неискажённого сигнала на выходе, на частоте 1000 Гц. Из двух предыдущих проверок, чувствительность составляет 1.4 В.

Чувствительность входной цепи ШИМ-контроллера можно увеличить или уменьшить, меняя коэффициент усиления усилителя DA3. Для этого в цепь обратной связи DA3 включаем элементы R5, R6 и C4, рис.10, как для обычного операционного усилителя. Смещение по положительному входу DA3 необходимо подкорректировать.

Рис.10.Цепь ОС входного усилителя

Рис.10.Цепь ОС входного усилителя

Например, можно получить чувствительность в 50 мВ, которой достаточно для работы с обычным микрофоном.

Проверяем АЧХ ШИМ-контроллера

Для измерений используем предыдущую схему. Изменяем частоту входного сигнала, измеряем амплитуду сигнала в выходной цепи (на RC-интеграторе).

Собственная частота среза RC-интегратора (100 кГц) находится значительно выше частотного диапазона усилителя и измерениям не мешает.

Результаты измерений приведены в Табл.2 и на графике, рис.11:

Табл.2. Результаты измерений АЧХ

Табл.2. Результаты измерений АЧХ

Рис.11. График АЧХ

Рис.11. График АЧХ

По результатам «измерений» видим, что полоса частот ШИМ-контроллера от 0 до 11 кГц.

Нижняя граница полосы fн равна нулю, так как в цепях нет разделительных конденсаторов.

Верхняя граница полосы fв определяется собственными скоростными характеристиками ШИМ-контроллера . Они и будут определять полосу частот усилителя в целом.

Далее разберёмся с выходными цепями ШИМ-контроллера TL494.

Параметры:

-Напряжение питания до 42 В.

-Напряжение на коллекторе выходного транзистора до 42 В.

-Ток коллектора выходного транзистора до 500 мА.

-Рассеиваемая мощность (при t< 45 °C) до 1000 мВт.

С такими параметрами можно сделать простейший усилитель класса «D», работающий на нагрузку в 8 Ом. Например, по схеме Рис.12

Рис.12.Простейший усилитель класса D на TL494

Рис.12.Простейший усилитель класса D на TL494

Мощность такого усилителя около 5 Вт, что весьма неплохо. При применении ключевых усилителей в выходных цепях, легко увеличить мощность усилителя в разы. Можете поэкспериментировать с этим усилителем.

Максимальная частота ГПН ШИМ-контроллера TL494 составляет ~ 500 кГц. Она практически не применяется. Типовая частота обычно берется в диапазоне от 100 до 250 кГц.

Применение ШИМ-контроллера

Применяется, как правило, в составе мощных импульсных усилителей или преобразователей электрической энергии, однако, возможно применение в виде самостоятельного маломощного усилителя и преобразователя.

Силовую часть усилителя исследуем во второй и последующих частях публикации.

Желающие поэкспериментировать, могут скачать модельную схему и получить ответы на свои вопросы.

Всем привет!

Есть вопросы — задавайте.

Приглашаю посетить наш сайт: «Практическая электроника».

Как работает усилитель класса D

Усилители класса D начали массово использоваться в Hi-Fi лет 30 (или даже больше) назад. И все это время их конструкция и параметры совершенствовались. Эволюция этой технологии постепенно привела к тому, что, качество звука усилителей данного класса стало как минимум не хуже конструкций более традиционного для Hi-Fi класса A/B — разумеется, если разработчики правильно применяют данную технологию. Что ж, давайте поближе познакомится с усилителями D-класса.

По порядку рассчитайся!

Начнем с того, что буква D в названии этих усилителей выбрана исключительно как следующая по алфавиту после A, В и C, которыми были обозначены классы усилителей по мере их разработки. Но, если различия между первыми тремя хотя и значительны, но в целом позволяют отнести их к одному общему виду с точки зрения схемотехники, то класс D – это совсем другой «зверь».


Как мы помним, в классах A, B, A/B и C выходные каскады усилителей имеют дело с непрерывным сигналом, и при их работе та или иная часть энергии от источника питания расходуется впустую (то есть в тепло). Как следствие — необходимость использования пассивных или активных устройств для охлаждения, а также блоков питания с избыточной мощностью. Что вполне логично приводит к увеличению размеров и веса таких усилителей. Кстати, именно из-за непрерывного режима работы усилители перечисленных классов обычно называют «линейными», и для их обозначения мы также для краткости воспользуемся этим термином.


При разработке усилителей класса D было решено придумать схему, в которой бы вся (ну или почти вся) энергия блока питания преобразовывалась в выходной сигнал, подаваемый на колонки. И этого удалось достичь, переведя усилитель из линейного режима работы в импульсный. На первом рисунке показана упрощенная схема усилителя класса D. В принципе, у этой схемы есть определенное сходство с двухтактными усилителями линейного класса, и даже использование на выходе так называемых полевых МОП-транзисторов не является чем-то необычным. Применение в усилителях класса D именно таких транзисторов является принципиально важным, так как только они обладают необходимым быстродействием для передачи импульсного сигнала. Оптимальный КПД такого усилителя был бы достигнут, если бы его выходные транзисторы могли переключаться мгновенно, то есть находились либо в полностью включенном, либо в полностью выключенном состоянии. В реальном мире таких транзисторов пока еще не существует, но даже эффективность типичного усилителя класса D почти в два раза превышает эффективность схемы A/B-класса — более 90 процентов против примерно 50-ти.

Модуляция по широте

Ключевым же (в прямом и переносном) смысле схемы усилителя класса D является компаратор. Компаратор — это электронный «кирпичик», который имеет два входа: назовем их входом A и входом B. Когда напряжение на входе A выше, чем на входе B, на выходе компаратора будет максимальное положительное напряжение. Когда на входе A ниже напряжение, чем на входе B, на выходе компаратора будет максимальное отрицательное напряжение.


На рисунке 2 показано, что делает компаратор в усилителе класса D. На один вход (вход A) подается сигнал, который нужно усилить (линия синего цвета). На другой вход (вход B) поступают треугольные импульсы фиксированной частоты от специального задающего генератора (красная линия). В тот момент, когда уровень входного сигнала превышает уровень сигнала с генератора, выходной сигнал компаратора становится положительным. Когда входной сигнал оказывается ниже уровня «треугольника», выходной сигнал становится отрицательным. В результате получается цепочка импульсов, ширина которых пропорциональна уровню сигнала в каждый момент (нижний график). Все просто, не правда ли? Теперь вы знаете, что такое широтно-импульсная модуляция или ШИМ — именно она чаще всего и используется в усилителях класса D.

Далее, выходной сигнал фильтруется для удаления помех и сглаживания формы, и подается на колонки, для работы которых он уже не будет ничем отличаться от получаемого с обычных линейных усилителей.


Чем чаще, тем лучше

Важно понимать, что чем выше частота импульсов задающего генератора, тем более детальным будет звучание усилителя. Например, если эта частота составит 300 кГц (что примерно в 15 раз выше самой высокой звуковой частоты), то усилитель класса D уже можно отнести к Hi-Fi. Динамический диапазон его звука и отношение сигнал / шум также зависят от частоты задающего генератора — чем она выше, тем лучше. Однако недостатком увеличения этой частоты является то, что с ее ростом усилитель класса D будет становиться менее эффективным, то есть будет терять принципиальное преимущество перед линейными схемами.


Конструкция усилителя Pro-Ject MaiA – без компромиссов

Еще один момент заключается в том, что схема класса D – это все-таки не вечный двигатель и для того, чтобы развить высокую выходную мощность, такому усилителю нужен соответствующий блок питания. Да, его энергия будет использоваться гораздо более эффективно, чем в линейных усилителях, но тем не менее мощность блока питания усилителя класса D должна немного превышать показатель его выходной мощности. А с ростом частоты задающего генератора потребляемая усилителем класса D энергия также будет расти.

Ограничения класса D

Если бы класс D был идеальным, то такие усилители уже полностью захватили бы мир Hi-Fi. Но, как и у любой другой технологии, у класса D есть свои недостатки. Пожалуй, можно начать со значительного уровня помех, которые способны генерировать подобный усилитель. И «простым» экранированием его схемы задачу по их устранению не решить — излучателем помех является акустический кабель, если из выходного сигнала не полностью удалены импульсы, вносимые генератором. За удаление этих помех отвечает фильтр на выходе усилителя, и именно от правильности его расчета и исполнения зависит качество звучания усилителя класса D.

Вторая проблема класса D напрямую связана с первой. Выходной фильтр на выходе такого усилителя пассивный, состоящий из конденсаторов и катушек индуктивности, а значит, рассчитан на подключения определенного сопротивления. А мы уже знаем, что сопротивление колонок, указанное в их паспортных данных — например, 8 Ом — является величиной непостоянной, меняющейся в зависимости от частоты сигнала. Это сопротивление (точнее, импеданс, а значит еще и импеданс и емкость) подключенных колонок значительно влияет на параметры фильтра, снижая его эффективность.

И, в-третьих, усилитель класса D имеет относительно низкий коэффициент демпфирования нагрузки. Коэффициент демпфирования — это отношение импеданса громкоговорителя к выходному сопротивлению усилителя (на самом деле все гораздо сложнее, но пока не будем погружаться в частности) Проще говоря, это мера того, насколько хорошо усилитель может контролировать движение диффузоров динамиков колонок. Хороший усилитель не просто двигает диффузор вперед и назад, а контролирует его перемещение по всей траектории. Для этого и необходим высокий коэффициент демпфирования.


Новый усилитель Pro-Ject Stereo Box DS2 удваивает выходную мощность при переходе с 8 на 4-Омную нагрузку

Нет предела совершенству

Совершенствование технологии усилителей класса D привело не только к улучшению их звучания, но и упрощению конструкции, в том числе и за счет появления ряда специализированных микросхем. Как и обычно в Hi-Fi, по-настоящему качественный усилитель класса D нельзя сделать дешевым, однако есть много устройств, где данная технология реализована буквально «за копейки». Фактически из преимуществ данной технологии в них остаются только значительная выходная мощность при миниатюрных размерах (и то в сочетании с не самой высокой надежностью), но о качестве звука там можно забыть. К сожалению, многие меломаны, услышав такие усилители, в дальнейшем считают подобное звучание характерным для всех моделей класса D. Но к счастью, на рынке есть компании, чьи D-усилители как минимум не уступают, а то и превосходят по качеству звука сравнимые по цене аппараты, выполненные по классическим линейным схемам, одновременно являясь более компактными и мощными. Как знать, может быть это и есть будущее Hi-Fi индустрии?

При подготовке публикации использовались материалы с сайта: https://www.soundonsound.com/techniques/what-class-d-amplification#top


Схема. Мощный усилитель класса D

Интерес к проектированию схемы усилителя мощности (УМ) класса D появился у меня после разработки нескольких импульсных блоков питания. Возникла идея собрать простой и экономичный УМ. Эта тема не имела своего развития, пока на глаза не попался доклад Бруно Путзейса [1], инженера-разработчика фирмы Philips. Тогда же я прочитал статью Сергея Кузнецова [2] на ту же тему. Много информации и ценных советов мной получено на форуме сайта vegalab.ru в теме «D class для саба».

Естественно, предлагаемая схема усилителя мощности не претендует на законченность или выдающиеся параметры, так как является полностью любительской. Но с уверенностью можно утверждать, что она проверена и не требует изготовления многослойной печатной платы. Главными критериями проекта были повторяемость, малая номенклатура использованных деталей, их доступность, возможность сборки в домашних условиях. В этой конструкции использованы в основном резисторы и конденсаторы типоразмеров 1206 и 0805 для поверхностного монтажа, а все комплектующие доступны для заказа через Интернет.
Кроме того, после испытаний предыдущих версий такого УМ был введён узел защиты от КЗ, так как кратковременное замыкание или другое нештатное событие выводили из строя выходные транзисторы и микросхему драйвера, цена которых составляет существенную долю стоимости всего УМ.

На рис. 1 показана структурная схема усилителя мощности класса D. Входной каскад с симметричной (балансной) схемой передачи сигнала обеспечивает высокую помехоустойчивость к наводкам со стороны источника сигнала и способствует балансировке цепи ООС с выхода усилителя в широкой полосе частот. Далее звуковой сигнал проходит по каскадам, работающим в переключательном режиме, обеспечиваемом цепью положительной обратной связи. Эти каскады содержат компаратор, фазоинвертор и драйвер, управляющий двухтактным выходным каскадом на мощных полевых транзисторах (ПТ). Устройство содержит ещё узлы стабилизации напряжения питания и смещения ПТ, а также узлы задержки включения и защиты от перегрузки.

Свойства и особенности структуры усилителя целесообразно рассмотреть по принципиальной схеме усилителя мощности, представленной на рис. 2. Здесь на микросхеме DA1 собран входной усилитель напряжения с балансным входом, отличающийся способностью компенсации синфазных наводок. УМ с балансным входом можно использовать в любом варианте — как инвертирующий входной сигнал, так и не инвертирующий. Коэффициент усиления плеч задаётся соотношением сопротивления резисторов R5 и R6, R7 и при использовании указанных номиналов равен 16 дБ. Элементами С2, R2, R4, С4 и С1, R1, R3, СЗ формируется АЧХ УМ. Симметричные сигналы с выходов ОУ DA1 (выводы 1 и 7) через резисторы R8, R9 поступают на входы компаратора DA2 (LM311P), куда поступает сигнал обратной связи через ucd-цепь ОС [1]. Элементы DA2, VT3— VT5, DA3, VT7, VT8 и некоторые другие образуют усилитель класса D, коэффициент усиления которого в полосе звуковых частот равен отношению сопротивления резисторов R15, R16 к R8, R9 соответственно. Для сохранения баланса (и равного коэффициента передачи в симметричных цепях) сопротивления резисторов R8 и R9, а также R15 и R16 должны быть попарно равны. Как указано в [1], коэффициент усиления 13 дБ (4,5 раза) является оптимальным.

Так как драйвер DA3 (IR2110) имеет раздельные входы управления верхним и нижним плечами выходного каскада, сигнал с выхода компаратора, который, по сути, является последовательностью импульсов, модулированных по длительности звуковым сигналом, поступает на фазоинвертор на транзисторах VT3, VT5, включённых по схеме дифференциального каскада. Для обеспечения его работы собран источник тока (1,2 мА) на элементах VT4, VD3. Ток задаётся резисторами R22, R23. Для облегчения теплового режима транзистора VT4 в цепь коллектора включён гасящий резистор R20. Кроме инвертирования сигнала, транзисторы VT3, VT5 выполняют важную функцию сдвига уровня напряжения. Так как вывод VSS (общий сигнальный провод) микросхемы драйвера подключён к минусовому выводу блока питания, необходимо привести сигнал ШИМ от DA2 относительно общего провода устройства к уровню относительно -Vcc. Сопротивления резисторов R21, R24 выбраны такими, чтобы напряжение управления на входах DA3 не превышало 6В (1,2 мА х 4,7 кОм). Микросхема DA3 включена по стандартной схеме [3].

Для исключения сквозного тока через транзисторы VT7, VT8 в цепи затворов установлены VR-цепи (VD7R40, VD8R41), ограничивающие ток зарядки ёмкости затворов. В данном устройстве применены полевые транзисторы (ПТ) IRF540Z. При применении в устройстве стабилитрона VD4 на 12 В напряжение управления для ПТ (VT8) будет составлять 12-1,5= 10,5 В (транзистор VT6 — составной). Сопротивление резисторов R40, R41 выбрано равным 10 Ом, потому что при меньшем значении происходит разогрев выходных транзисторов из-за возникновения сквозного тока. Время переключения мощных транзисторов равно 40 не, а средняя мощность сигнала переключения на частоте 300 кГц равна 132 мВт.

Согласно документации на микросхемы DA3—DA5, суммарный ток потребления от стабилизатора на транзисторе VT6 составит около 0,15 А. Соответственно, при напряжении питания УМ +/-30 В на этом транзисторе при напряжении питания драйвера 10,5В рассеивается мощность около 3 Вт.
Первоначально устройство защиты было построено с датчиком тока в цепи стока одного из транзисторов. При превышении тока через датчик вырабатывался сигнал на отключение устройства. Но для контроля тока в десятки ампер сопротивление и мощность резистора датчика тока оказываются неприемлемыми. Лучшее решение — контроль падения напряжения на канале ПТ в то время, когда он открыт.

В интервале времени, когда транзистор VT8 открыт, напряжение на стоке близко к напряжению на минусовом проводе питания. Так, при токе IC = 15 А на стоке напряжение выше -VCC на IC·RK = 15 А x 0,027 Ом = 0,405 В, где RK — сопротивление открытого канала. Для отключения цепи измерения при закрывании транзистора VT8 использован быстродействующий диод VD6. Напряжение +10,5 В с затвора ПТ подаётся через токоограничивающий резистор R37 на диод VD6, в таком случае напряжение на инвертирующем входе компаратора DA4.1 составит сумму падения напряжения на диоде VD6 плюс падение напряжения на транзисторе VT8. То есть при токе 15 А оно примерно равно 0,4 + 0,4 = 0,8 В.

Для сглаживания пульсаций этого напряжения использован конденсатор С24, а для разрядки конденсатора — резистор R38. Далее это напряжение компаратор DA4.1 сравнивает с образцовым, которое формирует делитель напряжения R31R34. Оно может быть изменено с помощью подстроечного резистора R31. В том случае, если напряжение с датчика больше образцового, выходной транзистор микросхемы DA5 с открытым коллектором (вывод 7) закрыт. Конденсатор С25 заряжается через резистор R39 до напряжения, достаточного для запуска таймера DA5 (NE555), на выходе которого (вывод 3) устанавливается напряжение 10,5 В (относительно –UПИТ). Это напряжение через светодиод HL1 поступает на вход SD (вывод 11) DA3 и запрещает генерацию. Так как ток этого входа недостаточен для свечения светодиода, добавлен резистор R25.

Второй компаратор (DA4.2) следит за напряжением питания нижнего плеча. При этом подразумевается, что оба плеча питания симметричны. При напряжении питания нижнего плеча ниже -20 В компаратор переключается и, аналогично устройству защиты от превышения тока через ПТ, блокирует работу драйвера DA3 и выходного каскада. Это сделано для исключения неприятного свиста при включении и выключении УМ, который связан с разной скоростью зарядки и разрядки конденсаторов плеч питания, а также при использовании БП с плавным пуском.

Запуску возбуждения УМ сразу после подачи питания препятствует задержка (2с), формируемая таймером DA5. При кратковременном срабатывании защиты УМ также будет выключаться на 2 с. Кроме того, у устройства защиты есть ещё одно полезное свойство. Так как сопротивление открытого канала полевого транзистора увеличивается с ростом температуры (а максимальный допустимый ток уменьшается) то, соответственно, при равных токах на разогретом транзисторе падение напряжения будет выше, чем на холодном. Таким образом, порог срабатывания защиты смещается в безопасную зону при перегреве.

Для питания ОУ DA1 и компаратора DA2 собраны два параметрических стабилизатора на VT1, VD1 и VT2, VD2. Для подавления ВЧ помех установлены дроссели L1, L2 (BLM21BD102SN1), которые совместно с конденсаторами С15, С17 и С16, С18 образуют LC-фильтры. При отсутствии дросселей их допустимо заменить резисторами сопротивлением 100…220 Ом.
Для питания драйвера DA3 IR2110 и устройства защиты собран ещё один параметрический стабилизатор на элементах VT6, VD4, R31, С20. Здесь применён составной транзистор TIP112. Для него нужен теплоотвод, способный рассеивать мощность не менее 3 Вт.

Дроссель на выходе усилителя класса D — едва ли не самый важный элемент. При его неправильном изготовлении будут перегреваться либо транзисторы, либо сам дроссель, также могут появляться неприятные призвуки на НЧ. Я использовал дроссель с кольцевым магнитопроводом EPCOS 25,3×14,8×10 N87 с зазором около 1,1 мм. Этот зазор аккуратно прорезан «болгаркой» с отрезным кругом толщиной 1 мм. При резке нужно соблюдать крайнюю осторожность! В крайнем случае зазор можно сделать из бумаги, пропитанной клеем, при склеивании разломанного ферритового кольца. Индуктивность дросселя с зазором можно вычислить, воспользовавшись данными из [4]. Для получения индуктивности 30 мкГн на кольце, обёрнутом изоляционным материалом, равномерно намотаны 24 витка проводом диаметром не менее 0,8 мм.

Конденсатор С28 выходного фильтра должен выдерживать большие токи и напряжения, соответствующие техническим параметрам. Нужно использовать конденсатор с номинальным напряжением не менее чем на 100 В, например, плёночные из группы К78 (К78-2, К78-6), К73-16 или аналогичные импортные. Вполне допустимо использовать конденсатор ёмкостью до 1 мкФ, частота переключения при этом снизится незначительно (на 30 кГц). При использовании конденсатора ёмкостью 0,1 мкФ частота повышается до 418 кГц. Все оксидные конденсаторы ёмкостью 1 мкФ — танталовые, типоразмера А (1206).

Все конденсаторы ёмкостью 1000 пф, кроме С24. — блокировочные, того же типоразмера. Конденсаторы С30, С32 — керамические многослойные на напряжение 25 В, а СЗЗ, С34 — на напряжение 50—100 В, например, из групп NP0, X5R или X7R компании Murata. Другие оксидные конденсаторы — импортные, например, фирмы Jamicon. В сигнальных цепях (С9—С12, С24) нужно использовать керамические конденсаторы только группы NP0.
На фото рис. 3 представлены печатная плата (один из вариантов) и узел УМ в сборе.

Чертёж печатной платы и расположение элементов на ней показаны на рис. 4, а, б.
Здесь маломощные транзисторы установлены со стороны монтажа SMD-деталей. В плате есть семь отверстий, в том числе три из них на месте отверстий в фланцах транзисторов. Поэтому и мощные транзисторы (VT6—VT8) могут быть закреплены через изолирующие прокладки на общем теплоотводе со стороны монтажа SМD-деталей.
На чертеже показан вариант размещения мощных транзисторов на теплоотводах промышленного производства, например, Н3-123-40(см. рис. 3). В таком случае теплоотвод размерами 10x4x30 мм для транзистора VT6 можно изготовить из алюминия.

Слой фольги со стороны установки элементов с выводами оставлен как общий провод, с которым печатные проводники, соединяющие соответствующие элементы поверхностного монтажа, объединяют дополнительными перемычками (если нет металлизации в отверстиях, обозначенных GND на чертежах рис. 4,6), а в местах отверстий под элементы, не соединяемые с общим проводом, фольга снята небольшим сверлом. На плате также предусмотрена возможность экранирования входного ОУ и компаратора DA2. Для этого вокруг них симметрично расположены экранные площадки и переходные отверстия. Однако, как оказалось, в этом нет необходимости.

О последовательности монтажа. Прежде всего, в плате без металлизации отверстий нужно сделать проволочные перемычки участков печатного монтажа общего провода с экранным слоем фольги. Затем следует установить перемычку в цепи питания +12 В, а также соединить цепь обратной связи с выходом усилителя (перемычка а-а изолированным проводом). Далее на плату устанавливают разъёмы Х1—ХЗ (фирмы Dagson): входной разъём типа DG300-5.02P12, выходной — DG129-5.0-02R Разъём питания на плате — 2EDGRC-5.0-03P-14, ответная часть — 2EDGK-5.0-O3P-14.

Для упрощения проверки узлов устройства целесообразно сначала установить детали, относящиеся к параметрическим стабилизаторам, цепям источника тока (транзистор VT4) и фазоинвертора (VT3, VT5), чтобы проверить наличие напряжений на выходах стабилизаторов и падение напряжения на резисторе R20. Оно должно быть около 6 В. Затем монтируют таймер NE555 с «обвязкой». Проверяют работу узла задержки запуска при включении. Светодиод должен включаться на 1…3 с после подачи питания, а затем гаснуть.

После этого монтируют компаратор КА393 с «обвязкой». Подстроечным резистором R31 устанавливают на выводе 3 этого компаратора напряжение равным 0,9…1 В (относительно -UПИТ) и проверяют работу узла контроля напряжения питания. Это удобно делать с помощью регулируемого БП. При понижении напряжения питания менее 15…20 В должен светиться светодиод.
После этих проверок устанавливают остальные детали. Сначала следует правильно смонтировать все элементы для поверхностного монтажа, затем и остальные: микросхемы, оксидные конденсаторы, теплоотводы и дроссель L3. Мелкие детали монтируют в порядке уменьшения размера. Особое внимание нужно уделить правильной полярности при установке полярных конденсаторов и диодов VD5—VD8.
На плате дополнительные блокировочные конденсаторы могут быть напаяны поверх уже установленных SMD-конденсаторов.
По окончании монтажа нужно тщательно промыть печатную плату.

Первое включение лучше осуществлять от маломощного БП. Для этих целей я использовал DC/DC преобразователь напряжения с 12 на +/-35 В с регулировкой выходного напряжения, подключённый к маломощному источнику напряжения 12 В (до 1…2 А), или от иного БП через лампу мощностью 20…25 Вт (220 В). При первом включении целесообразно к выходу УМ вместо акустической системы подключить резистор сопротивлением 20…100 Ом (10 Вт), При отсутствии осциллографа наличие несущей проверяют маломощной лампой накаливания на 27 В, подключив её к выходу УМ (до дросселя L3), а с помощью лампы на 2,5 В можно оценить реальное напряжение ВЧ (с частотой автогенерации) на выходе УМ с нагрузкой. Что касается постоянного напряжения на выходе, то у трёх изготовленных УМ оно оказалось в интервале 26…40 мВ, но и с этим можно бороться введением цепи коррекции нуля компаратора DA2. Однако мне это показалось излишним.

Осциллограммы, приведённые далее для пояснения работы узлов, сняты с контрольных точек платы, на которой все установленные детали соответствуют схеме, выходные транзисторы — IRF540. Блок питания — импульсный, нестабилизированный номинальной мощностью 100 Вт, Нагрузка — резистор сопротивлением 3,9 Ом. Масштаб по вертикали и горизонтали указан под осциллограммами.
На рис. 5 показана осциллограмма напряжения на выходе УМ без входного сигнала (после фильтра — жёлтым и до фильтра — голубым). На рис. 6 показано напряжение сигнала на выходе УМ перед ограничением. Мощность — 88 Вт, напряжение питания — +/-28 В. Теоретически возможное напряжение на выходе равно 28 В/1,41 = 19,8 В эфф. При снижении напряжения питания до +/-26 В на осциллограмме рис. 7 заметно ограничение амплитуды. Выходной LC-фильтр настроен на частоту среза 20 кГц (по уровню -3 дБ).

На рис. 8 видна задержка импульса сигнала (жёлтым цветом) с выходного каскада после появления импульса на входе драйвера IR2110 (голубым цветом). Переключение мощных транзисторов, которое является источником помех, происходит, когда переходные процессы на входе драйвера заканчиваются.
На рис. 9,а, б показаны фронт и спад импульсов, действующих на выходе мощного каскада (до выходного фильтра).
На рис. 10 показан импульсный сигнал на выходе компаратора LM311 Р.
На рис. 11 отражена задержка реакции на смену полярности сигнала на входе дифференциального каскада (на выходе LM311P). Жёлтым цветом — выход LM311R, голубым — сигнал на входе драйвера.
На рис. 12 показана общая задержка распространения сигнала. Голубым — выход компаратора, жёлтым — напряжение в средней точке ПТ.

Описываемый усилитель при использовании указанных компонентов и напряжении питания +/-31 В может выдать 100 Вт долговременной мощности на нагрузке сопротивлением 4 Ом. Температура теплоотвода транзистора VT6 после 30 мин работы в таком режиме достигает 65 °С, микросхемы DA3 — 60 °С и теплоотвода выходных транзисторов — 55 °С. На музыкальном сигнале средней мощности нагрев выходных транзисторов не наблюдается и основным источником тепла становится транзистор VT6. При увеличении напряжения питания до +/-45 В следует применить обдув теплоотвода, тогда максимальная выходная мощность возрастёт до 200…240 Вт. Необходимо понимать, что максимальное выходное напряжение будет меньше, чем напряжение питания, на величину размаха несущей на выходе.

Усилитель легко модернизировать. Собственно, при разработке платы учитывалась возможная необходимость в будущем использовать входную часть с модулятором и в более мощной конструкции. В этом случае необходимо применить транзисторы на максимально допустимое напряжение 150 или даже 200 В, увеличить напряжение питания и переделать выходную часть устройства. В стабилизаторах питания ОУ и компаратора установлены транзисторы, способные рассеивать значительную мощность, При питании напряжением не более +/-25 В вполне можно вместо дросселей L1, L2 ограничиться гасящими резисторами сопротивлением 100…180 Ом (0,125 Вт), так как ток потребления ОУ и компаратора не превышает 20…25 мА. Вообще, собранный правильно УМ надёжен и неприхотлив, не реагирует на существенные отклонения в номиналах резисторов по «цифровым» цепям.

Оптимальная частота работы УМ — около 300 кГц. При указанных в статье номиналах элементов УМ функционирует на частоте 250 кГц. Частота зависит от параметров выходного фильтра, сопротивления нагрузки, цепей ОС, а также скорости переключения ПТ.
УМ включается и выключается без щелчков и шумов и не боится замыканий на выходе. При питании от одного импульсного источника питания без стабилизации взаимовлияния каналов мной не замечены. При мостовом включении нужно шунтировать выходы разных усилителей конденсаторами ёмкостью 0,1 мкФ. Работоспособность в мостовом включении проверена. Что касается численных объективных показателей качества, судить не берусь, нет необходимого инструментария. Субъективно же — звук приятный и как минимум «интересный».

Прилагаемые файлы:      UMclassD.zip

ЛИТЕРАТУРА
1. Putzeys В. Simple Self-Oscillating Class D Amplifier with Full Output Filter Control. // AES Convention:! 18 (May 2005) Paper Number 6453. —    www.aes.orq/e-lib/browse.cfm?elib=13169
2. Кузнецов С. Первый прототип усилителя UcD версии 1.2. —    www.classd.fromru.com/circuits/ucdl.html
3. IR2110 — HIGH AND LOW SIDE DRIVER. Datasheet. —    www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/82793/IRF/IR2110.html
4. Сайт компании TDK EPCOS (см. раздел Design Support) —      www.epcos.com/web

Ю. ИГНАТЬЕВ, г. Ивано-Франковск, Украина
«Радио» №2 2013г.

Post Views: 1 383

что, зачем и как? – тема научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям читайте бесплатно текст научно-исследовательской работы в электронной библиотеке КиберЛенинка

Звуковые усилители класса D:

что,зачем и как?

Эрик ГААЛАС (Eric GAALAAS) Перевод: Александр КАЗАКЕВИЧ

[email protected]

Популярность усилителей класса D, предложенных еще в 1958 году, заметно выросла в последние годы. Что они собой представляют? Как соотносятся с другими типами усилителей? Почему класс D представляет интерес для аудиотехники? Что необходимо, чтобы сделать «хороший» усилитель класса D? Каковы особенности усилителей класса D от Analog Devices? Ответы на эти вопросы следуют далее.

Немного о звуковых усилителях

Функция звукового усилителя заключается в воспроизведении входного сигнала элементами выходной цепи, с необходимой громкостью и мощностью, точно, с минимальным рассеянием энергии и малыми искажениями. Усилитель должен обладать хорошими характеристиками в диапазоне звуковых частот, который находится в области 20-20 000 Гц (для узкополосных динамиков, например сабвуфера или высокочастотной головки, диапазон меньше). Выходная мощность варьируется в широких пределах в зависимости от назначения усилителя — от милливатт в головных телефонах до нескольких ватт в телевизоре и персональном компьютере (ПК), десятки ватт в домашней или автомобильной стереосистеме; наконец, сотни ватт в наиболее мощных домашних или коммерческих аудиосистемах для театров и концертных залов.

Простейший вариант реализации усилителя звука — использование транзисторов в линейном режиме, что позволяет получить на выходе увеличенное входное напряжение. Усиление в данном случае обычно велико (по меньшей мере, 40 дБ). Часто используется отрицательная обратная связь, так как она улучшает качество усиления, снижая вызванные нелинейностью усилительных каскадов искажения и подавляя помехи от источника питания.

Преимущество усилителей класса D

В обычном усилителе выходной каскад содержит транзисторы, обеспечивающие необходимое мгновенное значение выходного тока. Во многих аудиосистемах выходные каскады работают в классах А, В и АВ. В сравнении с выходным каскадом, работающим в Б классе, мощность рассеяния в линейных каскадах велика даже в случае их идеальной реализации. Это обеспечивает Б классу значимое

%

Громко-

говорителе

Земля

Рис.1. Л инейный выходной КМОП-каскад

преимущество во многих приложениях вследствие меньшего тепловыделения, уменьшения размеров и соответственно стоимости изделий, увеличения времени работы автономных устройств.

Линейные усилители, усилители класса D и мощность рассеяния

Выходные каскады линейных усилителей соединяются непосредственно с громкоговорителем (в некоторых случаях через емкости). Биполярные транзисторы в выходном каскаде обычно работают в линейном (активном) режиме при достаточно больших напряжениях между коллектором и эмиттером. Выходной каскад может также строиться на полевых транзисторах (рис. 1).

Энергия рассеивается во всех линейных выходных каскадах, поскольку при обеспечении выходного напряжения Уои1, по крайней мере, в одном транзисторе каскада неизбежно возникает отличный от нуля ток !т и напряжение Vт. Мощность рассеяния сильно зависит от начального смещения выходных транзисторов.

В выходном каскаде, выполненном в классе А, один транзистор служит источником постоянного тока, протекающего через громкоговоритель даже в отсутствие сигнала.

(Примечание переводчика. Необходим запас как по увеличению тока [положительная фаза колебания], так и по уменьшению [отрицательная фаза].) В данном классе можно получить

хорошее качество звука, однако мощность рассеяния очень велика из-за большого постоянного тока, протекающего через выходные транзисторы (там, где ток нежелателен), даже в отсутствие тока в громкоговорителе (там, где ток собственно и нужен).

Построение выходного каскада в классе В практически исключает постоянный ток через транзисторы и существенно уменьшает мощность рассеяния. Выходные транзисторы в этом случае работают по двухтактной схеме, верхнее плечо обеспечивает положительные токи через громкоговоритель, нижнее плечо — отрицательные. Мощность рассеяния уменьшается потому, что через транзисторы протекает только связанный с сигналом ток, постоянная составляющая практически отсутствует. Однако выходной каскад класса В дает худшее качество звука вследствие нелинейного характера выходного тока при переходе через ноль (переходные искажения), что имеет место из-за особенностей включения/выключения выходных транзисторов.

В классе АВ, являющемся компромиссом между А и В классами, постоянный ток смещения существует, однако гораздо меньший, чем в классе А. Небольшого постоянного тока смещения оказывается достаточно для устранения переходных искажений и обеспечения тем самым хорошего качества звучания. Мощность рассеяния в данном случае оказывается больше, чем в классе В, и меньше, чем в А классе, но все же количественно ближе к классу В. В этом случае, как и в классе В, необходимо управление выходными транзисторами для обеспечения больших положительных и отрицательных выходных токов.

Тем не менее, даже хорошо спроектированный усилитель класса АВ характеризуется значительной мощностью рассеяния, так как средние значения выходных напряжений обычно далеки от напряжений на шинах питания. Большое падение напряжения между стоком и истоком приводит, таким образом, к рассеянию энергии. Мгновенная мощность рассеяния равна Цх Vт.

%

Модулятор

Ж

Переключающий

выходной

каскад

лг

Фильтр низких частот (LC)

Громко-

говоритель

Рис. 2. Блок-схема усилителя класса D без обратной связи

Благодаря совершенно иному принципу, мощность рассеяния усилителя класса Б (рис. 2) гораздо меньше, чем в вышеперечисленных случаях. Ключи выходного каскада такого усилителя коммутируют выход с отрицательной и положительной шиной питания, создавая тем самым серии положительных и отрицательных импульсов. Такая форма выходного сигнала существенно уменьшает мощность рассеяния, так как при наличии напряжения ток через выходные транзисторы практически не идет (транзистор «закрыт»), либо, когда транзистор открыт и протекает ток, на нем падает небольшое напряжение Vr Мгновенная мощность рассеяния, Iтx Vт, в этом случае минимальна.

Поскольку звуковые сигналы заметно отличаются от последовательности импульсов, для преобразования входного сигнала в набор импульсов необходим модулятор. Частотный спектр сигнала модулятора содержит как звуковую составляющую, так и высокочастотную компоненту, которая появляется в процессе модуляции.88) идеальных выходных каскадов классов А иВ с измеренной мощностью рас-

Рис. 3. Мостовое построение выходного каскада с фильтром нижних частот

сеяния усилителя класса D — AD1994, в зависимости от мощности, подводимой к громкоговорителю для синусоидального сигнала (-Pload)- Значения мощности нормированы к уровню Pioad max, при котором общие искажения выходного сигнала составляют 10%. Зеленая вертикальная линия соответствует выходной мощности, при которой начинается «срез» синусоиды. Заметное различие в мощности рассеяния наблюдается во всем диапазоне выходных мощностей, особенно при низких и средних значениях. В начале «среза» мощность рассеяния выходного каскада класса D примерно в 2,5 раза меньше, чем в классе B, и в 27 раз меньше, чем в классе A. Заметим, что выходной каскад класса A рассеивает больше энергии, чем доходит до громкоговорителя — следствие большой постоянной составляющей тока смещения.

КПД выходного каскада, Eff (efficiency), определяется следующим образом:

Eff = Pload/(Pdiss +Pload)-

В начале «среза» синусоиды Efравен 25% для усилителя класса A, 78,5% для класса B и 90% для усилителя класса D. Предельные значения КПД усилителей класса A и B часто приводятся в различного рода руководствах.

Разность в мощности рассеивания увеличивается при умеренных уровнях мощности на нагрузке. Это существенно, поскольку даже при высоком уровне громкости преобладающие мгновенные значения мощности заметно меньше пиковых значений, Pioad max (в 5-20 раз, в зависимости от типа звука). Таким образом, для звуковых усилителей

Pload = 0,1xPioad max является разумным средним значением выходной мощности, для которой можно посчитать мощность рассеяния, Pdiss- При таком уровне выходной мощности усилитель класса D рассеивает в 9 раз меньше, чем усилитель класса B, и в 107 раз меньше, чем усилитель A класса- Для звукового усилителя с Pioad max =10 Вт средняя мощность Pload =1 Вт может рассматриваться как вполне реальная- При этих условиях выходной каскад класса D будет рассеивать 282 мВт, класса B — 2,53 Вт и A класса — 30,2 Вт. КПД при этом составит 78% для класса D, что несколько ниже 90% при максимальной мощности. Но даже в таком случае это гораздо больше, чем КПД каскадов класса B и A — 28% и 3% соответственно.

Это различие имеет важные последствия для конструкции системы. При уровне мощности более 1 Вт, во избежание перегрева, линейные выходные каскады требуют специальных средств охлаждения — обычно это массивные металлические радиаторы или вентиляторы. Если усилитель выполнен в виде микросхемы, для обеспечения отвода тепла может потребоваться специальный корпус, повышающий стоимость устройства. Это особенно критично, например, в плоских телевизионных приемниках, где пространство ограничено, или в автомобильной аудиотехнике, где налицо тенденция к увеличению числа каналов при сохранении того же объема.

При мощностях ниже 1 Вт основной проблемой является не разогрев, а собственно перерасход энергии. При автономном питании линейный выходной каскад опустошит батарею гораздо быстрее, чем усилитель класса Б. В приведенном выше примере выходной каскад Б класса потребляет в 2,8 раза меньше, чем выходной каскад класса В, ив 23,3 раза меньше, чем выходной каскад класса А, что позволяет существенно увеличить срок работы источников питания сотовых телефонов, портативных ПК, тр3-проигрывателей.

Для упрощения анализ был сосредоточен на выходных каскадах усилителя. Однако, если учесть все потери усилительной системы, при низких мощностях линейные усилители могут оказаться более предпочтительны. Причина в том, что при низком уровне мощности доля рассеиваемой при модуляции и генерации энергии может оказаться значительной. Таким образом, хорошо спроектированные усилители класса АВ с малой мощностью рассеяния покоя могут конкурировать с усилителем класса Б в разряде усилителей малой и средней мощности. Среди усилителей большой мощности устройства класса Б являются непревзойденными по экономичности.

Усилители класса D: терминология. Мостовая и полумостовая схемы

На рис. 3 показано мостовое построение выходного каскада и ЬС-фильтра в усилителе класса Б. Мост имеет два плеча, выдающих импульсы противоположной полярности на фильтр, состоящий из двух индуктивностей и двух емкостей. Каждое плечо моста содержит два выходных транзистора: верхнее плечо — транзистор, соединенный с положительной шиной питания (МН), и нижнее плечо — транзистор, соединенный с отрицательной шиной питания (ЫЬ). Верхнее плечо на рис. 3 образовано рМОП-транзис-тором. Для этой цели часто используют пМОП-транзистор, что позволяет уменьшить площадь и емкость, однако в этом случае необходима особая техника управления затворами транзисторов [1].

В мостовых схемах нередко используется однополярное питание Усс, при этом вместо отрицательной шины питания транзисторы подключаются к общему выводу. При данном напряжении питания мостовая схема включения, являясь по сути дифференциальной, может давать вдвое больший выходной сигнал и вчетверо большую мощность в сравнении с обычной схемой.5. В мостовых схемах индуктивная «подкачка» не страшна, так как индуктивный ток, втекающий в одно плечо, вытекает из другого, создавая таким образом локальную токовую петлю и минимально воздействуя на источники питания.

Факторы, определяющие конструкцию аудиоусилителя класса D

Пониженное энергопотребление делает усилитель класса Б весьма привлекательным решением, при этом разработчик должен учесть ряд аспектов. Среди них:

• выбор типоразмера выходных транзисторов;

• защита выходного каскада;

• качество звучания;

• способ модуляции;

• электромагнитные помехи;

• конструкция ЬС-фильтра;

• стоимость системы.

Выбор типоразмера выходных транзисторов

Типоразмер выходных транзисторов выбирается для оптимизации теплорассеяния во всех режимах работы. Для того чтобы напряжение на транзисторе Vт было малым при большом токе 1т, транзистор должен иметь маленькое сопротивление во включенном состоянии, Яоа (обычно 0,1 или 0,2 Ом). Для этого требуются большие транзисторы, с большой емкостью затвора (Сс). Потребляемая цепями управления затворами мощность — Си2_£ где С — емкость, и — изменение напряжения при переключении транзисторов, f— частота переключения. Потери на переключение становятся большими, если емкость или частота велики, поэтому существует практический верхний предел. Выбор типоразмера транзистора — компромисс между потерями Vт х 1т и потерями на переключение. Резистивные потери будут преобладать при высокой выходной мощности, потери на переключение — при низкой. Производители силовых транзисторов стараются минимизировать произведение Яоа х Сс для уменьшения общей мощности рассеяния транзисторных ключей и обеспечения гибкости при выборе частоты переключения.

Защита выходного каскада

Выходной каскад должен быть защищен от случаев, которые могут привести его к выходу из строя.

Перегрев. Хотя усилители класса Б рассеивают меньше тепла, чем линейные, опасность перегрева все еще остается, если уси-

литель долго работает при повышенной мощности. Чтобы избежать этого, необходимы цепи температурного контроля. В простых схемах защиты выходной каскад выключается, если его температура, измеренная встроенным датчиком, превысит температурный порог отключения, и не включается, пока температура не придет в норму. Можно использовать и более сложные схемы контроля. Измеряя температуру, цепи управления могут плавно снижать громкость, уменьшая тепловыделение и удерживая температуру в заданных рамках — вместо периодического отключения звука.

Превышение абсолютной величины тока выходных транзисторов. Низкое сопротивление выходных транзисторов во включенном состоянии не является проблемой, если выходные цепи подключены правильно. Большие токи могут возникнуть в случае короткого замыкания выходной цепи либо при ее замыкании с положительной или отрицательной шиной питания. При отсутствии защиты такие токи могут привести к выходу из строя транзисторов или других цепей. Следовательно, необходимы защитные цепи по выходному току. В простых схемах защиты выходной каскад отключается при превышении порогового значения выходного тока. В более сложных схемах выход сенсора тока вносит свой вклад в обратную связь усилителя, обеспечивая достаточно продолжительную работу усилителя без отключения. В таких схемах отключение производится только тогда, когда остальные меры защиты оказываются неэффективными. Качественные схемы обеспечивают защиту усилителя и от больших пиковых токов, возникающих вследствие резонанса в громкоговорителях.

Низкое напряжение. Большинство выходных ключевых каскадов работает нормально, если напряжение питания достаточно велико. Проблема обычно решается при помощи введения цепей блокировки, которые разрешают работу выходного каскада только если превышен определенный порог напряжения питания.

Синхронизация включения выходных транзисторов. Транзисторы верхнего и нижнего плеча имеют очень низкое сопротивление во включенном состоянии (рис. 6). Поэтому важно избегать ситуаций, когда оба транзистора включены одновременно, и большой сквозной ток протекает между положительной и отрицательной шинами питания. В лучшем случае транзисторы будут просто нагреваться и тратить лишнюю энергию, в худшем — они могут выйти из строя. Управление по принципу break-before-make («отключил перед тем как включил») позволяет убрать сквозные токи выключением обоих ключей перед тем, как включить один из них. Интервал времени, в который оба транзистора выключены, называется временем простоя (nonoverlapped time) или «мертвым» временем (dead time).

мн мн

ом ОРР

М1.

ОРР

мь

оы

мь

ОРР

-Н К -Н К + + Время без перекрытия

Рис. 6. Переключение транзисторов выходного каскада по принципу «отключил перед тем как включил»

Качество звучания

Для получения хорошего качества звучания усилителя Б класса необходимо учесть ряд факторов.

Щелчки и треск, которые возникают при включении и выключении усилителя, могут раздражать пользователя. Они возникают в усилителях Б класса, если не уделить самого пристального внимания состоянию модулятора, синхронизации выходного каскада и состоянию ЬС-фильтра в моменты включения и выключения.

Отношение сигнал/шум. Чтобы собственные шумы усилителя были практически не слышны, отношение сигнал/шум должно быть не менее 90 дБ у маломощных усилителей для портативных устройств, 100 дБ у усилителей средней мощности и 110 дБ у мощных устройств. Для достижения приемлемого отношения сигнал/шум при разработке усилителя необходимо отслеживать все отдельные источники шума.

Искажения включают нелинейность, определяемую способом модуляции и «мертвым» периодом, который необходим для предотвращения сквозных утечек.

Информация об уровне сигнала обычно кодируется шириной импульса модулятора. Наличие «мертвых» периодов влечет за собой нелинейную ошибку тактирования по отношению к импульсам идеальной длины. Для минимизации искажений всегда лучше меньшая длительность «мертвых» периодов. Детальное описание метода оптимизации выходных каскадов для уменьшения искажений можно найти в [2].

Другими источниками искажений являются: различие длительностей фронтов и спадов выходных импульсов, несоответствие временных характеристик цепей управления выходными транзисторами, нелинейность компонентов ЬС-фильтра низких частот.

Подавление помехи от источника питания. В схеме на рис. 2 шумы источника питания проходят на выход практически без подавления. Это происходит потому, что выходные ключи коммутируют выход усилителя с шинами источников питания через очень низкие сопротивления. Фильтр подавляет высокочастотную составляющую шумов, но пропускает сигналы звуковой частоты, включая шумы. В [3] дается хорошее описание эффек-

та шумов источника питания в мостовых и обычных двухтактных схемах выходных каскадов.

Если специально не заниматься проблемами качества звучания, трудно достичь величины подавления помехи от источника питания лучше, чем 10 дБ, и общих искажений менее 0,1%.

К счастью, решение этих проблем существует. Хорошо помогает глубокая обратная связь (исправно работающая во многих линейных усилителях). Обратная связь (ОС), взятая с входа ЬС-фильтра, значительно уменьшит влияние источника питания и ослабит все искажения, не относящиеся к самому ЬС-фильтру. Нелинейности ЬС-фильтра можно ослабить включением громкоговорителя в контур обратной связи. В хорошо спроектированном усилителе класса Б можно достичь качества, достойного меломана, — подавление помехи источника питания более 60 дБ, искажения менее 0,01%.

Введение обратной связи несколько усложняет конструкцию усилителя. Необходимо учитывать проблему стабильности цепи обратной связи — это усложняет процесс проектирования системы. Для непрерывной обработки сигнала обратной связи необходимо включение специальных аналоговых цепей, что в итоге приводит к увеличению стоимости кристалла (в случае интегрального исполнения усилителя).

Для уменьшения стоимости ИМС некоторые производители предпочитают минимизировать или вообще убирать цепи обработки сигнала обратной связи. В некоторых решениях используется модулятор без обратной связи плюс аналого-цифровой преобразователь (АЦП) для контроля источника питания — для коррекции работы модулятора [3]. Это может улучшить подавление помехи источника питания, но практически не уменьшает общие искажения сигнала. В других цифровых модуляторах используется предком-пенсация ожидаемых ошибок тактирования выходного каскада, или коррекция ошибки модулятора. Это может хотя бы частично учесть некоторые типы искажений, но не все. Усилители класса Б без обратной связи могут использоваться в тех случаях, когда к качеству звучания не предъявляется серьезных требований, в остальных случаях обратная связь представляется весьма желательной.

Способы модуляции

Модуляторы в усилителях Б класса могут выполняться многими способами, что отражает большое количество соответствующих разработок. В данной статье будут представлены основные концепции построения модуляторов.

Все способы модуляции в классе Б кодируют аудиосигнал в поток импульсов. Обычно ширина импульсов связана с амплитудой звукового сигнала, спектр импульсов при этом включает полезный звуковой сигнал и нежелательную (но неизбежную) высокочастотную (ВЧ) составляющую. Общая мощность высокочастотной составляющей во всех схемах примерно одинакова, так как практически одинакова мощность импульсов, а согласно теореме полноты суммарная мощность сигнала во временной области равна таковой в частотной области. Однако распределение энергии по частоте варьируется широко: в некоторых случаях это выраженные ВЧ-тоны над низким шумовым фоном, тогда как в других распределение таково, что тоны отсутствуют при более высоком основном фоне.

Наиболее общим способом модуляции является широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Суть ее заключается в том, что звуковой сигнал сравнивается с сигналом треугольной или пилообразной формы фиксированной частоты (несущей). Получается поток импульсов той же частоты, при этом длительность каждого импульса пропорциональна величине звукового сигнала. В примере на рис. 7 аудиосигнал и треугольные импульсы центрированы относительно 0 В, тогда при 0 В на аудиовходе скважность выходных импульсов составит 50%. При большом положительном входном сигнале скважность будет около 100%, при большом отрицательном — около 0%. Если амплитуда звукового сигнала превысит амплитуду треугольных импульсов, получим полную модуляцию, когда переключение прекращается, скважность составит 0% или 100%.

Способ ШИМ предпочтительнее потому, что может обеспечить до 100 дБ и выше подавление помехи источника питания при достаточно низкой частоте несущей — в несколько сотен килогерц, что дает возможность ограничения потерь при переключении выходного каскада. Кроме того, многие ШИМ устойчивы почти до 100%-ной модуляции, что обеспечивает стабильность работы усилителя на максимальных мощностях, вблизи области перегрузки. Тем не менее, ШИМ имеет и некоторые минусы. Во-первых, вследствие своей собственной природы, искажения вносит сам процесс ШИМ [4], во-вторых, гармоники несущей ШИМ дают помехи в радиодиапазоне длинных и средних волн, наконец, ширина импульсов ШИМ становится очень малой вблизи полной модуляции. Это в большинстве случаев вызывает

треугольная

волна

О

Р

С1

0’

Сі

о

Ъ.

X

о

а

р

-с;-

принцип ШИМ

Пример ШИМ

Синус — аудио вход Импульсы — выход ШИМ

Рис. 7. Широтно-импульсная модуляция

проблемы в цепях управления выходным каскадом — из-за естественных ограничений процесс переключения не может быть настолько быстрым, чтобы получать импульсы длительностью в единицы наносекунд. Поэтому полная модуляция часто недостижима в усилителях с ШИМ, что ограничивает максимальную мощность значениями ниже теоретических, учитывающих лишь мощность источника питания, сопротивление включенного транзистора и эквивалентное сопротивление громкоговорителя.

Альтернативой ШИМ является модуляция плотностью импульсов (МПИ), когда число импульсов за определенный отрезок времени пропорционально среднему значению звукового сигнала. Ширина отдельного импульса не является определяющей, как в ШИМ, вместо этого импульсы «квантованы» кратно периоду генерации модулятора. Одной из разновидностей МПИ является 1-битный сигма-дельта модулятор.

Значительная часть ВЧ составляющей мощности сигма-дельта модулятора распределена в широком диапазоне частот без концентрации в отдельные тоны с частотами, кратными несущей, как это происходит в ШИМ. Это дает преимущество сигма-дельта модуляции по сравнению с ШИМ в плане электромагнитных помех. Некоторая составляющая на частоте дискретизации в методе МПИ все же имеется, однако, учитывая, что типичные значения частоты составляют от 3 до 6 МГц, что значительно выше звукового диапазона, эти тоны сильно подавляются ЬС-фильтром нижних частот. Другим преимуществом сигма-дельта модулятора является то, что минимальная длительность импульса составляет один период дискретизации даже при больших сигналах, близких к условию полной модуляции. Это упрощает конструкцию цепей управления выходным каскадом и обеспечивает их надежную работу вплоть до теоретически максимального уровня мощности. Несмотря на это, обыч-

ные 1-битные сигма-дельта модуляторы не слишком часто используются в усилителях Б класса [4], поскольку они обеспечивают лишь до 50% модуляции, и выход по мощности ограничен. Кроме того, для достижения приемлемого отношения сигнал/шум в звуковой полосе частот требуется не менее, чем 64-кратная передискретизация, что соответствует частоте импульсов минимум 1 МГц.

В последнее время были предложены усилители на основе автогенератора [5]. В этих усилителях всегда используется обратная связь, определяющая частоту переключения модулятора, при этом внешний задающий генератор не применяется. Спектр ВЧ составляющей, как правило, более равномерен, чем в ШИМ. Благодаря обратной связи в данном случае возможно высокое качество звука, однако контур является автоколебательным, поэтому его трудно синхронизировать с какой-либо другой колебательной системой или соединить с цифровым источником звука без предварительного преобразования в аналоговый.

В мостовой схеме (рис. 3) для снижения электромагнитных помех может использоваться 3-ступенчатая модуляция. При работе мостового усилителя в обычном дифференциальном режиме плечо А должно находиться в противофазе с плечом В. Используется два состояния моста: плечо А подключено к положительной шине, плечо В — к отрицательной, и наоборот. В общем случае существует еще два состояния, в которых оба плеча моста находятся в одинаковых состояниях (оба подключены к положительной шине или оба к отрицательной). Одно из этих синфазных состояний может быть использовано наряду с дифференциальными для 3-ступенчатой модуляции, когда на дифференциальном входе ЬС-фильтра может быть положительный сигнал, нулевой или отрицательный. Нулевое состояние может использоваться как соответствующее низкому уровню мощности вместо переключения между

положительными и отрицательными уровнями в 2-ступенчатой схеме. При нулевом состоянии снижается дифференциальная электромагнитная помеха на ЬС-фильтре, хотя, в то же время, увеличивается синфазная составляющая. Этот режим возможен только при малых выходных мощностях, так как лишь дифференциальные выходные сигналы способны обеспечить работу такой схемы на максимальной мощности. Схемы с переменным уровнем синфазного напряжения в 3-ступенчатой модуляции представляют в некоторой степени альтернативу усилителям с замкнутой обратной связью.

Уменьшение электромагнитных помех (ЭМП)

ВЧ-компоненты выхода усилителя класса Б заслуживают отдельного рассмотрения. При недостаточном понимании процессов и отсутствии адекватных мер эти части системы могут давать сильные ЭМП и мешать работе остального оборудования.

Необходимо учесть два вида ЭМП: сигналы, излучаемые в пространство, и те, которые распространяются по проводам громкоговорителя и питающей сети. Спектры излучаемых ЭМП и тех, которые распространяются по проводам, определяет схема модуляции усилителя класса Б. Однако существуют схемотехнические решения, позволяющие значительно снизить уровень ЭМП усилителя.

Весьма полезное правило заключается в минимизации размеров петли обратной связи, по которой протекают высокочастотные токи, так как воздействие ЭМП на другие цепи определяется площадью петли и расстоянием до них. Например, весь ЬС-фильтр, включая проводку громкоговорителя, должен размещаться как можно более компактно и близко к усилителю. Для уменьшения площади петель провода каждой из цепей должны размещаться ближе друг к другу (не лишней будет витая пара для проводки громкоговорителя).

Следует обратить внимание и на большие зарядные токи, возникающие при переключении выходных каскадов. Это происходит из-за наличия выходных емкостей, образующих петлю тока, содержащую обе емкости. ЭМП в данном случае зависят от уменьшения площади этой петли, что означает минимальные расстояния от емкостей до транзисторов, которые их заряжают.

В некоторых случаях бывают полезны ВЧ-дроссели, включенные последовательно с питанием усилителя. Правильно размещенные, они способны «запереть» зарядовые ВЧ-токи в локальных участках цепей усилителя и не давать им распространяться на значительные расстояния по шинам питания.

Если время простоя схемы управления затворами выходных транзисторов достаточно велико, индуктивные токи громкоговорителя или ЬС-фильтра могут сместить в прямом направлении паразитные диоды у выводов выходных транзисторов. При включении управления смещение на диодах сменится на обратное. При смене смещения диодов на обратное могут иметь место большие выбросы тока, что создает дополнительный источник ЭМП. Для ослабления этого типа помех нужно минимизировать время простоя выходного каскада (это полезно и для уменьшения искажений). Если же этого недостаточно, необходимо включать диоды Шоттки параллельно паразитным диодам для отвода токов и предотвращения включения паразитных диодов. Это помогает благодаря специфическим свойствам, присущим диодам Шоттки.

ЬС-фильтры с тороидальными сердечниками, хорошо концентрирующими магнитное поле, также способствуют уменьшению электромагнитного излучения. Излучение от более дешевых, цилиндрических сердечников может быть снижено при помощи экранирования — разумного компромисса между ценой и ЭМ-помехами. В этом случае должны быть приняты меры для того, чтобы экранирование не ухудшило линейность индуктивности и таким образом снизило качество звука до неприемлемого уровня.

Конструкция ЬС-фильтра

Для уменьшения габаритов и стоимости системы большинство ЬС-фильтров для усилителей класса Б представляют собой фильтры низких частот второго порядка. На рис. 3 представлена мостовая версия ЬС-фильтра второго порядка. Громкоговоритель позволяет предотвратить внутренний резонанс выходной цепи. Хотя импеданс громкоговорителя часто аппроксимируется простым резистором, его структура более сложна и содержит существенную реактивную составляющую. Чтобы грамотно спроектировать фильтр, необходимо использовать точную модель громкоговорителя.

При конструировании фильтра основной проблемой является наиболее узкая полоса

Таблица 1. Стандартные значения L иC для построения фильтров

Индуктивность L(мкГн) Емкость C (мкФ) Сопротивление громкоговорителя (Ом) Полоса частот -3 дБ (кГц)

10 1,2 50

15 1 41

22 0,68 41

пропускания с минимальным спадом в области верхних звуковых частот. Типичный фильтр имеет характеристику Баттерворта в 40 кГц для достижения максимальной равномерности характеристики в полосе пропускания). Данные таблицы 1 дают возможность построения фильтров с характеристикой Баттерворта для громкоговорителей с типичными импедансами и стандартных значений Ь и С.

Если отсутствует обратная связь с громкоговорителем, величина искажений будет зависеть от линейности составляющих фильтра.

Факторы, определяющие конструкцию индуктивности. Важными факторами являются величина и форма сигнала тока, а также сопротивление обмотки.

Выбранная индуктивность должна иметь номинальные токи выше, чем максимальные токи усилителя. Причина в том, что сердечники индуктивностей испытывают магнитное насыщение, если величина тока становится слишком большой, а плотность магнитного потока — слишком высокой. Это приводит к значительному снижению индуктивности.

Чтобы получить индуктивность, необходимо намотать провод на сердечник. Если витков много, сопротивление, пропорциональное длине провода, становится значительным. Так как это сопротивление включается последовательно между плечом моста и громкоговорителем, часть выходной мощности будет рассеиваться на нем. Если сопротивление получается слишком большим, необходимо использовать провод большего диаметра или другой материал сердечника, чтобы снизить число витков без уменьшения индуктивности.

И, как уже отмечалось выше, не следует забывать, что геометрия индуктивности также влияет на уровень ЭМП.

Стоимость системы

Каковы наиболее важные факторы, определяющие общую стоимость аудиосистемы на основе усилителя Б класса? Как минимизировать затраты?

Активные компоненты усилителя класса Б состоят из выходного ключевого каскада и модулятора. Стоимость их приблизительно такая же, что и линейного усилителя. Вопросы выбора возникают при рассмотрении остальных компонентов системы.

Пониженное тепловыделение усилителей класса Б позволяет экономить на теплоотво-

дах и вентиляторах. Усилитель класса D, построенный на интегральной схеме, может быть выполнен по той же причине в более компактном и дешевом корпусе, чем линейный усилитель той же мощности. При использовании цифрового источника звука для линейного усилителя, кроме того, нужен цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Это, конечно, необходимо и для усилителя D класса, требующего аналогового входного сигнала, однако варианты усилителей с цифровым входом исключают необходимость использования ЦАП.

С другой стороны, принципиальным недостатком усилителей D класса является необходимость включения LC-фильтра. Его части, в особенности индуктивность, требуют места и увеличивают стоимость. В усилителях большой мощности цена LC-фильтра компенсируется большой стоимостью системы охлаждения. Однако в недорогих устройствах малой мощности стоимость индуктивности становится заметной. Например, стоимость микросхемы усилителя для мобильного телефона может быть меньше, чем общая стоимость LC-фильтра. И даже если пренебречь ценой, остается проблема занимаемого места для компактных устройств.

Это явилось причиной создания усилителей, в которых LC-фильтр отсутствует. При таком решении экономится место и снижается стоимость, хотя и теряется преимущество низкочастотной фильтрации. В отсутствие фильтра уровень ЭМП может возрасти до неприемлемого уровня — если громкоговоритель не индуктивный и находится на удалении от усилителя, токовый контур и мощность усилителя достаточно велики. Нереальная для мощных усилителей, например, домашней стереосистемы, такая ситуация типична для мобильного телефона.

Существует и другой подход для уменьшения числа компонентов LC-фильтра. Можно использовать не мостовую, а обычную двухтактную схему выходного каскада, что позволяет вдвое сократить число емкостей и индуктивностей. Однако такая схема требует двухполярного питания, и дополнительная стоимость, связанная с созданием отрицательного источника питания, может оказаться критической, если, конечно, отрицательное плечо уже не используется для других целей, или усилитель имеет достаточное число каналов. Двухтактный выходной каскад может питаться и однополярным источником, но это несколько снижает выходную мощность и зачастую требует блокирующего конденсатора большой емкости.

Усилители D класса Analog Devices

Затронутые выше проблемы свидетельствуют, что разработка усилителя D класса — дело достаточно сложное. Для экономии времени разработчиков компания

Таблица 2. Звуковые усилители класса D от Analog Devices

Число каналов Выходная мощность (Вт) КПД (%) Динамический диапазон(дБ) Сигнал/шум (дБ) Общие искажения (дБ) Напряжение питания(В) Ток потребления

AD1990 84 102 102 -90 4,5-5,5 20 mA

AD1991 20 87 — — — 4,5-5,5 2,75 mA

AD1992 10 84 102 102 -90 4,5-5,5 20 mA

AD1994 25 84 102 102 -90 4,5-5,5 20 mA

AD1996 40 84 102 102 -90 4,5-5,5 20 mA

SSM2301 1 1,4 85 — 98 -67 2,5-5 4,5 mA

SSM2302 2 1,4 85 — 98 -67 2,5-5 6,6 mA

SSM2304 2 2 85 — 98 -67 2,5-5 6,6 mA

Analog Devices предлагает разнообразные усилители D класса на интегральных схемах, включающих усилители с программируемым коэффициентом усиления, модуляторы и выходные каскады. Для каждого типа усилителя имеются специальные демонстрационные отладочные платы. Конструкция плат позволяет эффективно, без изобретения очередного велосипеда, решить все проблемы, стоящие перед разработчиками усилителей класса D.

Рассмотрим, например, AD1990, AD1992, AD1994 и AD1996 — семейство интегральных схем (ИС), представляющих собой сдвоенные усилители средней мощности для двухканальных устройств, с выходной мощностью 5, 10, 25 и 40 Вт на канал соответственно.

Некоторые свойства этих ИС:

• Звуковой усилитель D класса AD1994 включает два канала с программируемым усилением, два сигма-дельта модулятора и два выходных каскада, что позволяет использовать его в мостовых схемах с однополярным питанием. Он способен обеспечивать 25 Вт на канал в стереорежиме или 50 Вт в мостовой схеме включения с КПД до 90%. Для усиления сигнала имеется программи-

руемый коэффициент усиления в 0, 6, 12 и 18 дБ.

• Микросхема обладает встроенными устройствами защиты выходного каскада от перегрузки и перегрева, а также от сквозных токов. Благодаря специальному управлению синхронизацией и калибровке смещения, усилители обеспечивают минимальные помехи при включении/выключении. Следящая обратная связь и оптимизированное управление выходным каскадом обеспечивают уровень искажений 0,001%, динамический диапазон 105 дБ и подавление помехи источника питания более 60 дБ. Однобитный сигма-дельта модулятор специально усовершенствован для применения в усилителях D класса, обеспечивает среднюю частоту потока данных 500 кГц, высокое усиление до 90% модуляции и стабильность вплоть до полной модуляции. Специальный режим работы модулятора обеспечивает повышенную выходную мощность.

• Логика, программируемый усилитель и модулятор питаются от источника 5 В, выходной каскад питается напряжением от 8 до 20 В. Рекомендуемый дизайн усилителя обеспечивает соответствие правилам FCC

Class B по уровню ЭМП. При нагрузке 6 Ом и питании 5 и 12 В AD1994 рассеивает 487 мВт в покое, 710 мВт при выходной мощности 2×1 Вт и 0,27 мВт в режиме экономии. Выпускается в 64-выводном корпусе LFCSP, рабочий диапазон температур от -40 до +85 °С.

Технические характеристики звуковых усилителей класса D от Analog Devices содержатся в таблице 2. ■

Литература

1. International Rectifier, Application Note AN-978, HV Floating MOS-Gate Driver ICs.

2. Nyboe F., et al. Time Domain Analysis of Open-Loop Distortion in Class D Amplifier Output Stages. The AES 27th International Conference, Copenhagen, Denmark, September 2005.

3. Zhang L., et al. Real-Time Power-Supply Compensation for Noise-Shaped Class D Amplifier. The 117th AES Convention, San Francisco, CA, October 2004.

4. Nielsen K. A Review and Comparison of Pulse-Width Modulation (PWM) Methods for Analog and Digital Input Switching Power Amplifiers. Te 102nd AES Convention, Munich, Germany, March 1997.

5. Putzeys B. Simple Self-Oscillating Class D Amplifier with Full Output Filter Control. The 118th AES Convention, Barcelona, Spain, May 2005.

6. Gaalaas E., et al. Integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier. IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, no. 12, December 2005. About the AD199x Modulator.

7. Morrow P., et al. A 20-W Stereo Class D Audio Output Stage in 0.6 mm BCDMOS Technology. IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, no. 11, November 2004. About the AD199x Switching Output Stage.

8. PWM and Class D Amplifiers with ADSP-BF535 Blackfin® Processors. Analog Devices Engineer-to-Engineer Note EE-242.

ADI website: ww w.analog.c om (Search) EE-242 (Go)

Принципиальная схема усилителя мощности класса D

, работа, формы сигналов, теория работы

Усилитель мощности класса D.

Усилитель мощности класса D — это тип аудиоусилителя, в котором устройства управления мощностью работают как двоичные переключатели. Поскольку устройства управления питанием (МОП-транзисторы) работают как совершенные двоичные переключатели, не тратится время между переключениями каскадов и не тратится энергия при нулевом входном состоянии. Усилители мощности класса D намного эффективнее своих предшественников, таких как класс A, класс B и класс AB.Из списка наиболее эффективный класс AB имеет максимальный теоретический КПД 78,5%. В практическом сценарии с реальными динамиками в качестве нагрузки эффективность усилителей класса AB может упасть до 50%. В то же время хорошо спроектированный усилитель класса D с настоящими динамиками при нагрузке никогда не опустится ниже 90% с точки зрения эффективности. Теоретическая эффективность усилителя класса D составляет идеальные 100%.

Идеальный двоичный переключатель пропускает через него весь ток без напряжения на нем, когда он включен.Когда он выключен, все напряжение остается на нем, и ток через него не течет. Это означает, что мощность не тратится на переключающий элемент, который выполняет усиление, и объясняет невероятную эффективность усилителя класса D. И наоборот, усилитель класса AB всегда будет иметь некоторый ток, проходящий через переключающий элемент, и некоторое напряжение, остающееся на переключающем элементе.

Более высокий КПД означает низкое тепловыделение и означает меньшее рассеивание энергии по сравнению с предшественниками (Класс A, Класс B, Класс AB и Класс D).Поскольку усилители класса D обладают высокой энергоэффективностью, для них требуется меньший радиатор и меньший блок питания. Меньший радиатор и меньший блок питания уменьшают размер, и это главное преимущество усилителя класса D. Усилители класса D стали очень популярными в таких приложениях, как портативные аудиоустройства, портативные домашние кинотеатры, мобильные телефоны и т. Д., Где все в этих случаях выходная мощность должна быть приличной (с точки зрения мощности и точности воспроизведения), а размер должен быть как можно меньшим. Класс D — единственный вариант объединения всех этих требований.

Типичный усилитель мощности класса D состоит из генератора пилообразных сигналов, компаратора (на основе OPAMP), схемы переключения и фильтра нижних частот. Блок-схема усилителя класса D показана на рисунке ниже.

Генератор пилообразных сигналов.

Генератор пилообразных сигналов генерирует высокочастотный пилообразный сигнал для дискретизации входного аудиосигнала. Частота пилообразного сигнала обычно выбирается в 10 раз больше максимальной интересующей частоты входного аудиосигнала.

Компаратор.

Основная задача компаратора заключается в оцифровке входного аудиосигнала путем смешивания его с пилообразной формой волны. Результатом этого микширования будет цифровая копия аналогового входного сигнала. Низкочастотные компоненты цифрового сигнала будут представлять входной аудиосигнал, а высокочастотные компоненты цифрового сигнала не представляют интереса. Формы входных и выходных сигналов компаратора показаны на рисунке ниже.

Коммутационная цепь.

Даже несмотря на то, что выход компаратора является цифровым представлением входного аудиосигнала, он не может управлять нагрузкой (динамиком). Задача схемы переключения — обеспечить достаточный коэффициент усиления по току и напряжению, который необходим для усилителя. Схема переключения обычно строится на полевых МОП-транзисторах. Формы входных и выходных сигналов схемы переключения показаны на рисунке ниже.

Фильтр нижних частот.

Задача фильтра нижних частот — отфильтровать полезные низкочастотные составляющие на выходе схемы переключения.Выходной сигнал фильтра нижних частот будет масштабированной копией входного аудиосигнала. Контуры отрицательной обратной связи часто включаются между выходом фильтра нижних частот и аудиовходом компаратора, чтобы бороться с ошибками.

Преимущества усилителя класса D.
  • Низкое тепловыделение.
  • Уменьшенные габариты и вес.
  • Высокая эффективность преобразования мощности. Практически вся потребляемая мощность поступает в нагрузку.
Недостатки усилителя класса D.
  • Требуется очень чистый и стабильный источник питания.
  • Высокочастотная характеристика зависит от импеданса громкоговорителя.
Усилитель

класса D — Удовольствие от электроники

Есть много типов усилителей. Усилитель класса D является их разновидностью. Это очень производительный усилитель (КПД до 90-95%). Этот усилитель работает по технологии ШИМ. Подаваемый на него аудиосигнал сначала преобразуется в сигнал с широтно-импульсной модуляцией, а затем эффективно усиливается.После усиления он преобразуется обратно в исходный аудиосигнал. Чтобы лучше понять это, давайте сначала рассмотрим функциональную блок-схему усилителя класса D.

Вы можете видеть, что для создания ШИМ-сигнала аудиосигнала он сравнивается с треугольным сигналом с помощью компаратора. Давайте посмотрим, как он создает сигнал ШИМ с помощью графика.

Частота треугольного сигнала должна быть не менее 10 раз больше звукового сигнала, чтобы воссоздать его снова близким к исходному сигналу. Треугольный сигнал подключен к инвертирующему выводу, а аудиосигнал — к неинвертирующему выводу компаратора.Когда напряжение аудиосигнала ниже треугольного напряжения, выход компаратора низкий, а всякий раз, когда напряжение аудиосигнала выше треугольного напряжения, выход компаратора высокий. Таким образом, мы создали очень высокочастотный ШИМ-сигнал, эквивалентный нашему звуковому сигналу.

Инвертируем этот сигнал с помощью инвертора. Два полевых МОП-транзистора используются в качестве переключателя и управляются драйверами полевых МОП-транзисторов. Поскольку полевой МОП-транзистор работает как переключатель в своей линейной / омической области, падение напряжения на его стоке к истоку очень мало и приводит к очень низким потерям мощности.Итак, этот усилитель очень эффективен.

После усиления необходимо удалить высокочастотную составляющую. Для этого воспользуемся LC-фильтром нижних частот. Мы можем использовать RC LPF, но это приведет к большим потерям реальной мощности. Давайте посмотрим на принципиальную схему усилителя класса D.

Принципиальная схема усилителя класса D

Чтобы построить этот усилитель, нам нужно сгенерировать сигнал треугольной формы. Для этого воспользуемся операционными усилителями. Затем нам понадобится компаратор для сравнения треугольной формы волны и звукового сигнала.Затем нам нужен вентиль НЕ для инвертирования импульсов ШИМ. Давайте посмотрим на список компонентов, необходимых для построения схемы усилителя класса D.

  1. Три операционного усилителя MCP602
  2. Резисторы (47 кОм, 100 кОм и 1 кОм)
  3. Потенциометры (20 кОм и 1 кОм)
  4. Конденсаторы (10 нФ и 1 мкФ)
  5. IR2112 или IR2113 Драйвер полевого МОП-транзистора
  6. Два IRL540
  7. Индикатор IRL540 или IRLZ44N (16,5 мкГн)

Как вы можете видеть на принципиальной схеме, мы использовали два операционных усилителя для генерации сигнала треугольной формы.Используя два потенциометра, мы можем настроить форму волны в соответствии с звуковым напряжением. Для лучшего качества звука используйте усилитель IC (LM386) между аудиосигналом и компаратором, чтобы увеличить уровень напряжения аудиосигнала.

Затем эта форма волны и аудиосигнал сравнивается с помощью компаратора. После сравнения получаем ШИМ сигнал звукового сигнала. Этот сигнал ШИМ инвертируется с помощью логического элемента НЕ. Затем оба сигнала поступают в драйвер полевого МОП-транзистора половинного Н-моста. Затем этот драйвер управляет двумя полевыми МОП-транзисторами, которые эффективно усиливают сигнал ШИМ.Затем нам нужно воссоздать исходный звуковой сигнал. Для этого воспользуемся LC-фильтром нижних частот. Чтобы рассчитать номиналы конденсатора и катушки индуктивности, нам нужно выполнить некоторые вычисления. Мы знаем, что эта формула от катушки индуктивности и конденсатора.

После перестановки формулы индуктора,

Теперь предположим, что мы используем громкоговоритель 4 Ом, поэтому Z = 4, и мы используем индуктивность 16,5 мГн

После помещения этой частоты среза в формулу конденсатора,

С = 1.03mF

Таким образом мы можем рассчитать номиналы индуктивности и конденсатора.

Таким образом, вы можете сами создать усилитель класса D. Попробуйте.

Проектирование и анализ базового усилителя класса D

// php echo do_shortcode (‘[responseivevoice_button voice = «Американский английский мужчина» buttontext = «Listen to Post»]’)?>

Введение
В современном мире усилители мощности используются во многих устройствах для самых разных приложений.Обычно усилитель потребляет малую мощность и регенерирует сигнал на несколько ватт выше. В идеале ввод будет воспроизведен без изменений с эффективностью 100%. Существуют различные типы усилителей мощности, и они классифицируются по времени, которое проводят транзисторы.

Класс A
Усилители класса A всегда включены. Это означает, что транзистор подает питание на выход даже при отсутствии входного сигнала. Следовательно, транзистор может нагреваться, и большая часть мощности теряется в виде тепла.Несмотря на низкий КПД (около 20%), точность довольно высока.


Рисунок 1.1: Усилитель класса A

Класс B
Усилители класса B используют два транзистора. Каждый транзистор включен на половину времени. Один транзистор работает во время положительного цикла входа, а другой — в отрицательном цикле. Поэтому теоретически оба никогда не включаются одновременно. Когда нет входа, оба транзистора выключены и на выходе не появляется питание.По этой причине эффективность лучше, чем у усилителей класса А. Однако из-за того, что транзисторам требуется некоторое время для включения, бывает момент, когда на выходе не появляется питание. Эта область без мощности называется областью кроссовера, как показано на рис. 1.2, и вносит относительно большое количество искажений. Этот усилитель класса B имеет очень хороший КПД, но низкую точность.


Рисунок 1.2: Область кроссовера в усилителе класса B

Class AB Усилители
Class AB очень похожи на усилители класса B, но их характеристики улучшены за счет добавления двух диодов, которые устраняют область кроссовера и позволяют одновременно включать оба транзистора.КПД (около 50%) не такой высокий, как у класса B, потому что оба транзистора включаются одновременно, но точность повышается. Это наиболее часто используемый усилитель мощности звука.


Рисунок 1.3: Усилитель класса AB

Класс D
Усилители класса D отличаются от упомянутых выше. Принцип работы основан на переключении транзисторов, которые либо полностью включены, либо полностью выключены на очень короткий период времени. Оба транзистора никогда не включаются одновременно, поэтому выделяется очень мало тепла.Усилитель этого типа имеет высокий КПД (около 95%). В идеальном случае это будет 100% КПД, тогда как усилители класса AB могут достичь только 78,5%. С другой стороны, операция переключения добавляет искажения к выходному сигналу.

Повышенная эффективность усилителя класса D делает его идеальным для портативных устройств, таких как портативные компьютеры и MP3-плееры. Усилители класса D не новы, но недавние достижения в технологии полупроводниковых устройств возродили интерес к их разработке.Эта базовая конструкция усилителя мощности звука класса D, обсуждаемая в этой статье, была разработана с использованием PSpice для моделирования схемы. В рамках процесса проектирования теоретическая работа усилителя анализируется, а физический усилитель тестируется в лаборатории. Сравнение результатов моделирования и экспериментов дает несколько интересных моментов.

Усилитель предназначен для подачи 5 В на динамик с сопротивлением 8 Ом, обеспечивая выходную мощность 3 Вт. Усилитель должен пропускать все сигналы в звуковой полосе частот (от 20 Гц до 20 кГц).На этих частотах коэффициент усиления должен быть постоянным с полным гармоническим искажением менее 1%.

Работа усилителя класса D
Усилители класса D состоят в основном из 3-х каскадов: каскада переключения входа, каскада усиления мощности и каскада выходного фильтра.

Для работы усилителей класса D в режиме переключения можно использовать широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). Этот метод использует входной аудиосигнал и преобразует его в сигнал переключения высокой частоты. Для этого аудиосигнал сравнивается с высокочастотным треугольным сигналом с помощью компаратора, как показано на рис.2.1. Когда напряжение на инвертирующем входе больше, чем на неинвертирующем входе, выходное напряжение низкое. Когда напряжение на инвертирующем входе меньше, чем на неинвертирующем входе, выходное напряжение высокое. Результат показан на рис. 2.2.


Рисунок 2.1: ШИМ с использованием компаратора
Рисунок 2.2: Выход компаратора

В усилителях класса D выход компаратора подключен к каскаду усиления мощности.На этом этапе используются полевые транзисторы металл-оксид-кремний (MOSFET) вместо транзисторов с биполярным переходом (BJT), поскольку MOSFET имеют более быстрое время отклика, что идеально для работы на высоких частотах. Для усилителей класса D требуются два полевых МОП-транзистора. Они либо полностью включены, либо выключаются на очень короткий период времени. Когда полевой МОП-транзистор полностью включен, падение напряжения на транзисторе невелико. Когда полевой МОП-транзистор выключен, ток на нем равен нулю. Быстрое переключение полевых МОП-транзисторов между этими двумя этапами делает его очень эффективным.Меньшая мощность рассеивается в виде тепла, поэтому для усилителя класса D не требуется радиатор.

Усилители

класса D используют два полевых МОП-транзистора в полумостовом соединении. Это n-канальный MOSFET (NMOS) и p-канальный MOSFET (PMOS). Чтобы полностью включить полевой МОП-транзистор, он должен быть доведен до насыщения. Для NMOS напряжение затвора относительно источника (VGS) должно быть несколько больше порогового напряжения (VT 3V). Хорошим значением для VGS будет 5 В, поскольку полевой МОП-транзистор может находиться в своей омической области для значений от 3 до 4 В.Когда VGS равно 5 В, полевой МОП-транзистор действует как короткое замыкание, и на транзисторе не падает напряжение. Все напряжение от источника питания падает на резистор. Когда VGS ниже VT, полевой МОП-транзистор отключается и действует как разомкнутая цепь, поэтому ток не проходит через резистор, и все напряжение от источника питания падает на транзистор, как показано на рис. 2.3. Для PMOS значение VT отрицательное (VT -3V). Следовательно, чтобы полностью включить MOSFET, напряжение VGS должно быть более отрицательным, чем VT (VGS -5V).Для выключения VGS должен быть больше VT (VGS> VT), как показано на рис. 2.4.


Рисунок 2.3: NMOS
Рисунок 2.4: PMOS

По этой причине, NMOS и PMOS, подключенные, как показано на рис. 2.5, будут давать низкий выходной сигнал, когда высокий вход (VGS 5V) присутствует на затворе. Когда присутствует низкий вход (VGS -5V), появляется высокий выход. Выход компаратора или вход MOSFET (Vin) должен быть настроен на эти два напряжения, чтобы убедиться, что NMOS и PMOS полностью включены и выключены.


Рисунок 2.5: Полумостовое соединение

После каскада усиления мощности в усилителе класса D для восстановления исходного сигнала используется фильтр нижних частот. Простой LC-фильтр преобразует сигнал ШИМ обратно в аналоговую форму с некоторыми дополнительными искажениями. К фильтру подключается динамик, смоделированный резистором 8.

Таким образом, усилитель класса D состоит в основном из трех каскадов: ШИМ, усиления мощности и фильтра нижних частот. Когда эти 3 части соединены вместе, появляется простая модель усилителя класса D, как показано на рис.2.6.


Рисунок 2.6: Базовая модель усилителя класса D

Создание усилителя класса D
Основная цель этого проекта заключалась в анализе и тестировании усилителя класса D. Высокая выходная мощность не требовалась, но учитывались КПД и искажения. По этим причинам компоненты были выбраны для снижения шума и повышения эффективности.

Выбор полевых МОП-транзисторов
Когда полевой МОП-транзистор полностью включен, между стоком и истоком появляется сопротивление (RDS).Для двух полевых МОП-транзисторов, соединенных параллельно, как показано на рис. 2.5, важно, чтобы два транзистора имели одинаковое сопротивление при включении, в противном случае выходное напряжение не будет симметричным, как показано на рис. 3.1, что, в свою очередь, даст непериодический выходной сигнал. мощность, как показано на рис. 3.2. Для повышения эффективности рекомендуется, чтобы RDS был меньше 200 м.


Рисунок 3.1: Асимметричное выходное напряжение
Рисунок 3.2: Непериодическая выходная мощность

Рис 3.3 показаны задержки, присутствующие в полевом МОП-транзисторе. Задержки включения и выключения возникают из-за того, что затвор полевого МОП-транзистора требует времени для зарядки и разрядки. После включения полевого МОП-транзистора выходное напряжение уменьшается до тех пор, пока RDS не достигнет минимального уровня (RDS (ON)). Низкий заряд затвора уменьшит задержки и улучшит эффективность и рейтинг искажений. Заряд затвора должен быть ниже 20 нКл.


Рисунок 3.2: Непериодическая выходная мощность
Рисунок 3.3:

В эксперименте использовались полевые МОП-транзисторы International Rectifier IRF520 и IRF9530.Из таблиц видно, что оба имеют значение RDS 0,20. Для низкого уровня напряжения, используемого в этом эксперименте, оба полевых МОП-транзистора имеют заряд затвора менее 20 нФ. Кроме того, оба могут обрабатывать максимальное напряжение VDS 100 В и обеспечивать около 10 А, что вполне достаточно для этой конструкции.

Выбор компаратора
Компаратор должен обеспечивать положительный выход и отрицательный выход. Идеальный компаратор также мог бы мгновенно переключаться между этими двумя уровнями.Однако из-за своей конструкции компаратору требуется время для включения и выключения. Поэтому мгновенно переключиться с высокого на низкий невозможно. Следовательно, когда время переключения невелико, выходное напряжение компаратора будет застревать между высоким и низким, не позволяя включать или выключать полевые МОП-транзисторы. Когда сигнал ШИМ преобразуется обратно в аналоговую форму, сигнал будет искажен. Чтобы уменьшить искажения, компаратор должен иметь малое время задержки распространения. Это позволит ему быстрее переключаться и работать на высоких частотах.На рис. 3.4 быстрый компаратор сравнивается с более медленным, причем оба они работают на высокой частоте. Ясно, что выходной сигнал быстрого компаратора намного ближе к идеальному случаю, показанному на рис. 2.2, чем к более медленному. Для этой конструкции был выбран MAX942 с задержкой распространения 80 нс и максимальным выходным напряжением 6,5 В.


Рисунок 3.4: Выход медленного компаратора (слева), выход быстрого компаратора (справа)

Выбор LC-фильтра
Для аудиоусилителя класса D частота среза LC-фильтра (fc), как показано на рис.3.5, должен быть установлен выше звуковой полосы пропускания. Кроме того, поскольку фильтр используется для преобразования сигнала ШИМ обратно в его исходную форму, fc необходимо определять относительно частоты переключения усилителя, которая равна частоте треугольной волны (fT). Следовательно, fc и fT связаны, и оба этих значения будут влиять на количество гармоник, присутствующих на выходе.


Рисунок 3.5: Частота среза LC-фильтра

Для частоты входного сигнала (fs) самая низкая присутствующая гармоника равна fT — 2fs.Поскольку fs 20 кГц и для минимизации искажений требуется, чтобы fT — 2fs >> fs, поэтому fT в идеале должно быть 600 кГц. Однако из-за магнитных помех более практичным значением для fT будет 300 кГц. После определения fT остается установить только fc. Чтобы свести к минимуму пульсацию на выходе, fc должно быть меньше fT. Следовательно, в идеале fc должно быть равно 20 кГц. Кроме того, fc влияет на величину фазового сдвига на выходе.Высокий fc уменьшит фазовый сдвиг, а низкий fc его увеличит. Для ЖК-фильтра фазовый сдвиг обычно появляется на частотах выше 10 кГц и вызывает задержку в микросекундном диапазоне. Многие исследователи все еще обсуждают этот вопрос, но важность фазового сдвига остается проблемой восприятия, которую может определить только слушатель.

По этим причинам разработчик должен сделать выбор между фазовым сдвигом и пульсацией. В этой конструкции учитывался фазовый сдвиг. ЖК-фильтр показан на рис.3.6 с характеристиками, приведенными в таблице 3.1. Более высокое значение индуктивности приведет к увеличению фазы, но уменьшит количество пульсаций. Более высокое значение емкости также уменьшит количество пульсаций, но с меньшим добавленным фазовым сдвигом.


Рисунок 3.6: LC-фильтр
Таблица 3.1: Характеристики полосы пропускания звука

Дальнейшие улучшения могут быть сделаны с использованием фильтра более высокого порядка, который уменьшит количество гармоник без значительного фазового сдвига [8].Фильтр 4-го порядка показан на рис. 3.7, а его характеристики показаны в таблице 3.2. Выходной сигнал фильтра 2-го порядка сравнивается с фильтром 4-го порядка на рис. 3.8.


Рисунок 3.7: LC-фильтр 4-го порядка
Таблица 3.2: Характеристики амплитуды звуковой полосы
Рисунок 3.8: Сравнение LC-фильтра 2-го порядка (слева) и 4-го порядка (справа)

Как показано на рис. 3.8, фильтр 2-го порядка имеет больше пульсаций, но меньший фазовый сдвиг.Фильтр 4-го порядка демонстрирует меньшую пульсацию, но с большим фазовым сдвигом.

Результаты моделирования
Для анализа работы усилителя с помощью Orcad Capture и PSpice была построена и смоделирована базовая модель, показанная на рис. 2.6. Источники питания были установлены на 5В. Vcc и Vee были установлены на + 5В и -5В. Для облегчения тестирования в лаборатории использовался LC-фильтр 2-го порядка. Поскольку разность фаз появляется на частоте 10 кГц, на этой частоте был проведен подробный анализ.

Рисунок 4.1 показан выход усилителя. На левой диаграмме показано несколько периодов. На правой диаграмме более подробный вид ясно показывает гармоники, присутствующие на выходе. Также видно, что максимальное выходное напряжение не равно подаваемому напряжению. Коэффициент усиления усилителя может быть рассчитан с помощью Vo / Vi и определен равным 4,

.
Рисунок 4.1: Выход усилителя с входом 10 кГц

На рис. 4.2 показан Фурье-анализ выходных данных.Основная частота находится на уровне 10 кГц и имеет значение 4 В. Значимые гармоники присутствуют в частотах fT (300 кГц), fT-2fs (280 кГц) и fT + 2fs (320 кГц). Гармоники также присутствуют около c (73 кГц), поскольку в этой точке возникает резонанс. Используя PSpice, общий коэффициент гармонических искажений был рассчитан как 0,71%, что удовлетворяет проектным требованиям.

На рис. 4.3 показаны средняя потребляемая мощность, мощность на входе и мощность на выходе. Средняя мощность постоянного тока составляет около 2 Вт, а средняя выходная мощность — около 1 Вт.Следовательно, КПД составляет около 50%, что меньше ожидаемого.


Рисунок 4.2: Фурье-анализ выходного сигнала на входе 10 кГц
Рисунок 4.3: Средняя потребляемая мощность (вверху), выходная мощность (посередине), входная мощность (посередине)

На рисунке 4.4 показан ток стока полевого МОП-транзистора. Серия импульсов подтверждает, что полевые МОП-транзисторы работают в режиме переключения.


Рисунок 4.4: Ток утечки PMOS (вверху) и ток утечки NMOS (внизу)

Рисунок 4.5 (вверху) показан выходной сигнал компаратора с наблюдаемой задержкой включения и выключения. На рисунке 4.5 (внизу) показано напряжение после каскада усиления мощности. В этот момент видна задержка RDS (ON). Выходное напряжение полевых МОП-транзисторов примерно равно подаваемому напряжению. Следовательно, из рис. 4.1, где амплитуда равна 4 В, можно сделать вывод о падении напряжения на каскаде выходного фильтра.


Рисунок 4.5: Выход компаратора (вверху) и выход MOSFET (внизу)

Результаты экспериментов
Для подтверждения работы усилителя используется схема, показанная на рис.6 был построен и испытан в лаборатории. На рис. 5.1 показано выходное напряжение, полученное при входной синусоиде 10 кГц.


Рисунок 5.1: Выходное напряжение при входной частоте 10 кГц

Как показано на рис. 5.1, результаты моделирования и эксперимента различаются. На рис. 5.1 видно, что выходное напряжение только положительное, что означает, что NMOS никогда не включается. На рис. 5.2 показан выходной сигнал компаратора со значительными задержками. На рис. 5.3 показан выходной сигнал компаратора, когда он отключен от остальной цепи.Из рисунков 5.2 и 5.3 можно сделать вывод, что компаратор не работает должным образом, когда он подключен к полевым МОП-транзисторам.


Рисунок 5.2: Выход компаратора
Рисунок 5.3: Выход отключенного компаратора

Различия между экспериментом и моделированием существуют, потому что PSpice не может смоделировать емкостную нагрузку компаратора MAX942. Из-за конструкции полевого МОП-транзистора на затворе появляются две паразитные емкости. Для быстрого включения и выключения полевого МОП-транзистора требуется большой ток для зарядки затвора.В PSpice подаваемый ток составляет примерно 300 мА. Однако, согласно техническим характеристикам MAX942, максимальный выходной ток, который может подаваться, находится в диапазоне микроампер. Кроме того, можно видеть, что по мере увеличения емкостной нагрузки увеличивается задержка распространения. Для емкостной нагрузки 500 пФ задержка распространения составляет около 100 нс. Из технических данных IRF520 и IRF9530 видно, что их входная емкость равна 330 пФ и 760 пФ соответственно. При параллельном подключении общая выходная емкость, которую видит компаратор, будет равна 1090 пФ, что очень много по сравнению с емкостью привода компаратора.Тем не менее, при использовании PSpice компаратор показывает несколько задержек даже при прямом подключении к конденсатору 1090 пФ, как показано на рис. 5.5. Следовательно, из-за различий между моделью компаратора в PSpice и конструкцией, результаты, полученные при моделировании схемы на рис. 2.6, не могут быть воспроизведены в лаборатории.


Рисунок 5.4: Паразитная емкость полевого МОП-транзистора
Рисунок 5.5: Компаратор, подключенный к выходу 1090 пФ

Вторая модель усилителя класса D
Из-за неспособности компаратора поддерживать большие токи, испытанные в лаборатории, необходима новая модель усилителя класса D.Для быстрого включения и выключения полевого МОП-транзистора можно использовать драйвер затвора. Подключенный между компаратором и полевыми МОП-транзисторами, драйвер затвора может заряжать и разряжать емкость затвора за короткий период времени.

Драйвер затвора может воспроизводить сигнал ШИМ, поскольку он работает на высокой частоте. Однако большинство драйверов затвора могут обеспечивать только положительное выходное напряжение, поэтому они могут включать только NMOS. Драйвер затвора для работы класса D должен обеспечивать высокое и низкое выходное напряжение для одновременного включения и выключения двух NMOS, подключенных, как показано на рис.6.1. Когда на входе PWM высокий уровень, HO выключен, а LO включен. Включен только нижний полевой МОП-транзистор, поэтому выходное напряжение равно нулю. С другой стороны, когда на входе PWM низкий уровень, HO включен, а LO выключен. Поскольку верхний полевой МОП-транзистор включен, а нижний выключен, выходное напряжение будет равно напряжению источника питания. LO обычно устанавливается на значение, немного большее, чем VT, поэтому 5V будет правильным. Однако, поскольку источник верхнего полевого МОП-транзистора не подключен напрямую к земле, для включения полевого МОП-транзистора необходимо установить более высокое значение НО.Например, если напряжение питания установлено на 5 В, HO необходимо установить на 10 В. Соединение, показанное на рис. 6.1, снизит уровень шума по сравнению с тем, которое показано на рис. 2.5, поскольку два подключенных NMOS-модуля могут быть выбраны точно одинаковыми, в то время как обычно трудно получить NMOS и PMOS, которые имеют одинаковые характеристики.


Рисунок 6.1: Два NMOS, подключенные к драйверу затвора

Драйвер затвора, показанный на рис. 6.1, представляет собой специальный тип драйвера MOSFET для усилителей класса D, который обеспечивает как высокие, так и низкие выходы.Однако большинство драйверов MOSFET обеспечивают только инвертирующий выход или неинвертирующий выход. Тем не менее, используя два драйвера затвора, можно построить компонент, показанный на рис. 6.1.

Вторая модель усилителя класса D показана на рис. 6.2. Драйверы затвора TPS2811 и TPS2812 обеспечивают выходное напряжение, равное их входному напряжению. В случае TPS2811 выход инвертирован. Следовательно, для обеспечения высокого выходного напряжения и низкого выходного напряжения обоим драйверам затвора требуются входные сигналы ШИМ с разными амплитудами.Например, для TPS2811 требуется вход ШИМ с размахом 10 В, а для TPS2812 требуется вход ШИМ с размахом 5 В. Различные сигналы ШИМ означают, что необходимы два компаратора. Для этой части процесса экспериментального проектирования использовался компаратор LM311 [12]. Это было выбрано вместо MAX942, который не может обеспечить выходное напряжение 10 В.


Рисунок 6.2: Усилитель класса D 2-й модели

На рис. 6.3 показан выход схемы с входной синусоидой 10 кГц.Видимые небольшие пики возникают из-за сквозных токов, возникающих в мертвое время. Мертвое время определяется как время, которое требуется драйверу ворот, чтобы переключиться с включения на выключение. Несмотря на наличие искажений, эта схема все же является улучшением результатов, показанных на рис. 5.1.


Рисунок 6.3: Выходное напряжение при входной частоте 10 кГц

На рис. 6.4 показано входное и выходное напряжение драйвера затвора полевого МОП-транзистора верхнего плеча. Как показано на рис. 6.4, на выходе присутствует больший сквозной ток.На рис. 6.5 показано входное и выходное напряжение драйвера затвора нижнего плеча. И снова на выходе присутствует больший сквозной ток, но он меньше, чем на рис. 6.4. Повышенный ток можно объяснить более высоким напряжением питания, необходимым для выхода на стороне высокого напряжения. Источник питания с более высоким напряжением сократит мертвое время, как показано в таблице данных драйвера затвора. Когда мертвое время уменьшается, сквозной ток увеличивается.


Рисунок 6.4: Вход драйвера высокого затвора (слева), выход (справа)
Рисунок 6.5: Вход драйвера затвора нижней стороны (слева), выход (справа)

На рис. 6.6 показан выходной сигнал полевого МОП-транзистора. Видимые задержки аналогичны показанным на рис. 3.3. Кроме того, сквозной ток все еще присутствует. Невозможно исключить сквозной ток, поскольку он исходит непосредственно от конструкции драйвера затвора. Из моделирования ожидались задержки включения и выключения. Однако, поскольку PSpice не моделирует какие-либо драйверы затвора MOSFET, почти невозможно предсказать влияние мертвого времени и результирующего сквозного тока, если не проверено в лабораториях.Для этого усилителя при отсутствии входного сигнала выходное напряжение составляет 2 В. Эффективность можно повысить, если уменьшить это значение до нуля.


Рисунок 6.6: Выход MOSFET

Этот усилитель может обеспечивать только положительное выходное напряжение. Однако, если бы нижний полевой МОП-транзистор был подключен к отрицательному напряжению, а не к земле, выход был бы таким, как показано на рис. 6.7, что очень близко к результатам, полученным на рис. 4.1.


Рисунок 6.7: Выход с подключенным отрицательным напряжением

Для того, чтобы нижний МОП-транзистор мог обеспечивать отрицательный выход и функционировать в режиме переключения, соответствующий драйвер затвора должен обеспечивать отрицательный выход для выключения МОП-транзистора.Поскольку подаваемое напряжение в этой конструкции равно -5 В, а VT составляет примерно 3 В, напряжение затвора должно быть равно -2 В, чтобы MOSFET отключился (VGS

Заключение
Используя первую модель, результаты моделирования на PSpice подтвердили операцию переключения усилителя класса D. Компоненты, используемые для усилителя, максимально уменьшили количество шума на выходе.

Однако первая модель усилителя класса D не работала в лаборатории из-за емкостной нагрузки компаратора MAX942, который не моделируется в PSpice.Поскольку задержка распространения увеличивается из-за емкостной нагрузки, компаратор не может включаться и выключаться с высокой частотой. Вторая модель усилителя класса D решила проблему емкостной нагрузки за счет использования драйвера затвора MOSFET. Однако на выходе присутствует значительное количество искажений, которые невозможно устранить. Поэтому данная модель не подходит в качестве усилителя звука. Улучшения можно сделать, уменьшив время задержки и исключив сквозной ток. Эффективность можно повысить, если драйвер затвора может обеспечивать отрицательное выходное напряжение.В заключение, представленный усилитель класса D требует значительных улучшений, прежде чем его можно будет использовать в аудио целях. Однако усилители класса D могут иметь 100% КПД и, следовательно, являются хорошими кандидатами в качестве решений для портативных устройств.

Для получения дополнительной информации
International Rectifier, Data Sheet for IRF520, http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf520n.pdf, May 1998
International Rectifier, Data Sheet for IRF9530, http: // www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf9530n.pdf, май 1998 г.
Dallas Semiconductor Maxim, Технические данные MAX942 High-Speed, Low Power, 3V / 5V, Rail-to-Rail, однополярные компараторы, http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX941-MAX944.pdf, май 2004 г.
Texas Instrument, TPS2811, TPS2812, Dual High-Speed ​​MOSFET Drivers, http://www-s.ti.com /sc/ds/tps2811.pdf, октябрь 2002 г.
Бишоп О. Понятие об усилителях. Оксфорд: Newnes. 1998
Дапкус, Д. «Усилители мощности звука класса D: обзор», IEEE Consumer Electronics, Сборник технических документов за 2000 год.pp.400-401, 2000
International Rectifier, Class D Audio Amplifier Design, http://www.irf.com/product-info/audio/classdtutorial.pdf, октябрь 2003 г.
Marshall Leach Jr., W. (2001) . Введение в электроакустику и проектирование аудиоусилителей, второе издание — исправленное издание. Кендалл / Хант.
Oliveira, D.S., мл., Bissochi, C.A., Vincenzi R.S., F., Vieira, J.B., мл., Farias, V.J., de Freitas, L.C. «Предложение нового аудиоусилителя», Конгресс силовой электроники IEEE, стр. 330-334, октябрь 2000 г.
Ledwich, G.Основы MOSFETs, http://www.powerdesigner.com/InfoWeb/design_center/articles/MOSFETs/mosfets.shtm
Putzeys, B. «Digital Audio’s Final Frontier» IEEE Spectrum, стр. 34-41, март 2003 г.
Texas Instrument, Дифференциальные компараторы LM311 со стробоскопами, http://www-s.ti.com/sc/ds/lm311.pdf, август 2003 г.
Берроу, С., Грант, Д. «Эффективность маломощных усилителей звука и громкоговорителей» IEEE Consumer Electronics, pp. 322-323, Oct. 2000.
Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook, Oxford: Newnes.2000

Принципиальная схема усилителя класса D.

Контекст 1

… Усилитель класса D, изображенный на рис. 1, содержит ШИМ, выходной каскад и LC-фильтр нижних частот. При ШИМ компаратор сравнивает входной модулирующий сигнал с внутренне сгенерированной формой несущей волны, обычно зубчатой ​​или треугольной [4] — [11], и генерирует серию модулированных по ширине сигналов. импульсы — сигнал ШИМ. Выходной каскад класса D — это …

Контекст 2

… Небольшие последствия, так как они устраняются с помощью выходного каскада, сконфигурированного в виде моста. Третий член (гармоники несущей) и последние члены (продукты интермодуляции между основной и гармонической составляющими модулирующего сигнала и несущей) либо незначительны, либо эффективно удаляются фильтром нижних частот, изображенным на Рис. 1. Следовательно, двухсторонний модулированный выходной сигнал ШИМ идеального усилителя класса D будет содержать только второй член в (4), где нет гармоник.Проще говоря, THD ШИМ, генерируемого треугольной несущей, в идеале равен нулю, поскольку THD сигнала ШИМ, генерируемого отдельным идеальным задним фронтом …

Context 3

… теоретический Фурье При выводе коэффициентов ряда в (21) мы суммируем на рис. 10 THD (at) как функцию степени нелинейности несущей. Здесь отметим, что, как и следовало ожидать, THD увеличивается с нелинейностью несущей, т.е. с уменьшением.В этом исследовании мы рекомендуем диапазон от 1,5 до 2,0 для. Обратите внимание, что максимальное значение не может быть выбрано произвольно, потому что большое приведет к уменьшению …

Контекст 4

… входного модулирующего сигнала от 1,5 до 2,0 является приблизительным и приводит к приемлемому размаху сигнала в практических реализациях. . В слуховых аппаратах и ​​других низковольтных электронных приборах динамический диапазон обычно ограничен, и его необходимо по возможности сохранять. Стоит отметить, что такие же результаты мы получаем на рис.10, если мы определим THD путем выполнения БПФ для выходного сигнала ШИМ, полученного из исходного синусоидального входного модулирующего сигнала и двусторонней экспоненциальной машины- …

Контекст 5

… резюмируйте на рис. THD, полученный из MATLAB [(21)], моделирования HSPICE и практических измерений для различных индексов модуляции для двух нелинейностей несущих, 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис. 5.С другой стороны, измерения основаны на схемах, построенных из …

Context 6

… [(21)], моделирования HSPICE и практических измерений для разных индексов модуляции для двух несущих нелинейности 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис. 5. С другой стороны, измерения основаны на схемах, построенных из готовых устройств, подключенных к прототипу ИС (рис. 12), воплощающих Выходные каскады класса D.Мы отмечаем из рис. 11, что THD, определенные из (21), HSPICE и измерения хорошо согласуются, тем самым подтверждая наши аналитические выражения в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбирать значение между 1,5 и 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. …

Контекст 7

… различные индексы модуляции для двух нелинейностей несущей, 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис.5. С другой стороны, измерения основаны на схемах, построенных из готовых устройств, подключенных к прототипу ИС (рис. 12), воплощающему выходные каскады класса D. Мы отмечаем из рис. 11, что THD, определенные из (21), HSPICE и измерения хорошо согласуются, тем самым подтверждая наши аналитические выражения в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбирать значение между 1,5 и 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. Далее, как и прежде, отметим, что THD увеличивается…

Контекст 8

… в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбирать значение между 1,5 и 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. Далее, как и прежде, отметим, что THD увеличивается при увеличении индекса модуляции. Мы разработали прототип ИС, включающий три различных выходных каскада усилителя класса D, изображенных на рис. 12, соотношение конечных транзисторов инвертора (или эквивалентных по сопротивлению) которых отличается, как указано в таблице I.Отметим, что THD во всех случаях невелик. Измеренные THD несколько превышают смоделированные значения, и это, вероятно, связано с несовершенной треугольной несущей и другими практическими нелинейностями. Of …

Как выглядят усилители мощности NE5532 и LM311 класса D

I Описание

Усилители мощности класса D часто используются для воспроизведения музыки в различных электронных продуктах в повседневной жизни. Усилитель мощности класса D в этом блоге использует операционный усилитель NE5532 и LM311 для формирования автоколебаний, генерирующих несущую волну 150 кГц и модулирующих входной низкочастотный сигнал в импульс постоянной амплитуды.Затем усилитель мощности толкает движущуюся лампу. Наконец, низкочастотный сигнал отделяется фильтрацией.

Рис. 1. Усилитель мощности класса D

Каталог

II Как выбрать усилитель

Традиционные усилители мощности в основном делятся на следующие три категории:

  • Усилители мощности класса А;
  • усилители мощности класса AB;
  • Усилители мощности класса B.

Усилители мощности класса A в основном усиливают слабые сигналы, и им необходимо установить напряжение смещения для стабилизации цепи, поэтому эффективность невысока.

Усилители мощности класса B не полагаются на напряжение смещения для усиления, но используют принцип, согласно которому, когда входной сигнал превышает напряжение проводимости транзистора, транзистор включается для усиления. Поскольку входной сигнал делится на положительный и отрицательный, для усиления необходимо использовать 2 триода. Потому что, когда входной сигнал меньше напряжения включения, то есть в диапазоне от -0,6 В до 0,6 В, транзистор не может быть включен. Следовательно, входной сигнал не может быть усилен и возникает искажение.Поэтому предлагается усилитель мощности класса AB.

Усилитель мощности класса AB , поскольку он напрямую усиливает аналоговый сигнал, когда он работает, он требует, чтобы транзистор находился в состоянии линейного усиления. Следовательно, необходимо рассеивать слишком много потребляемой мощности, что также имеет недостатки.

Усилитель мощности класса D преодолевает недостатки вышеупомянутого усилителя мощности класса A, усилителя мощности класса AB и усилителя мощности класса B. Он использует импульсные устройства переключения высокого и низкого уровня для включения и выключения.Затем напряжение и ток выходного сигнала усиливаются, то есть мощность усиливается, поэтому потребляемая мощность очень мала.

III Принцип работы усилителя класса D

Сначала используйте автоколебание операционного усилителя для генерации высокочастотной несущей, а затем смодулируйте входной низкочастотный аналоговый сигнал в высокочастотный сигнал через компаратор. Эта модулирующая волна представляет собой серию импульсных сигналов постоянной амплитуды, ширина которых модулируется, а частота изменяется в зависимости от амплитуды низкочастотного сигнала.Этот процесс также называется широтно-импульсной модуляцией или сокращенно широтно-импульсной модуляцией.

Эта система обычно состоит из компаратора, входной сигнал представляет собой треугольную волну (несущую) и низкочастотный сигнал, и эти два сигнала сравниваются. Если низкочастотный сигнал больше, чем сигнал треугольной волны, компаратор выдает константу. Если меньше, выводится 0. Следовательно, выход компаратора представляет собой серию модулированных сигналов с широтно-импульсной модуляцией. Волна модуляции на выходе усиливается мощностью переключения и фильтруется для вывода низкочастотного сигнала.

IV Принципиальная блок-схема

Рисунок 2. Принципиальная блок-схема

V Принцип работы

5.1 Принцип выбора и отображения каналов

Каналы можно разделить на 1 канал и 2 канала. В схеме выбора используется микросхема 74ls74, которая представляет собой микросхему D-триггера с двумя передними фронтами и в общей сложности 14 контактов. Поскольку входной сигнал представляет собой низкочастотный аналоговый аудиосигнал, в мультиплексоре этого блога используется микросхема 74HC4052.

Когда на выходной клемме D-триггера высокий уровень, цифровая трубка отображает 2.При этом сигнал поступает на 10 вывод 74HC4052. Терминал цифрового выбора микросхемы выбирает вход сигнала канала Y1 и выходной сигнал Y1, то есть выбирается канал 2.

Когда на выходе D-триггера низкий уровень, на цифровой лампе отображается 1. В то же время сигнал поступает на 10-й контакт 74HC4052. Клемма цифрового выбора микросхемы выбирает входной сигнал канала Y0 и выходной сигнал Y0, то есть выбирается канал 1.

5.2 Схема генерации несущей

Несущая волна, используемая в этом блоге, представляет собой треугольную волну с частотой 170 кГц.

Функция несущей заключается в модуляции входного аналогового низкочастотного сигнала на высокочастотный для формирования модулированной волны.

В схеме используется операционный усилитель NE5532 и компаратор напряжения LM311 для формирования автоколебаний.

При настройке параметров схемы следует отметить, что все микросхемы питаются от источника питания 5 В, а операционный усилитель можно разделить резистором 10 кОм, чтобы напряжение делилось на 2,5 В. При этом требуется настроить параметры так, чтобы амплитуда на выходе несущей составляла 3В.

5.3 Схема компаратора

В схеме в этой статье используется микросхема LM311. Напряжение питания микросхемы 5В. Чтобы получить статический потенциал V + = V- = 2,5 В, значение сопротивления 4 резисторов составляет 10 кОм.

Поскольку несущая Vp-p = 3 В, Vp-p аудиосигнала должно быть 4 В или меньше. В противном случае это вызовет искажение. Эта часть используется в качестве схемы модулятора, и исходный входной аудиосигнал вводится на 2-контактный положительный входной терминал операционного усилителя LM311 после выбора канала, усиления и смещения постоянного тока.Сгенерируйте треугольную несущую волну через схему автоколебаний и подайте ее на 3-контактный отрицательный входной терминал компаратора LM311.

Когда напряжение на положительной клемме вывода 2 больше, чем напряжение на отрицательной клемме вывода 3, выход будет высоким, в противном случае — низким. Когда нет входного сигнала, значение напряжения смещения постоянного тока составляет половину пикового значения треугольной волны. В это время выходной сигнал компаратора представляет собой прямоугольный сигнал.

Когда есть входной аудиосигнал и это положительный полупериод, время высокого уровня на выходе компаратора больше времени низкого уровня, а коэффициент заполнения прямоугольной волны больше половины;

В отрицательном полупериоде напряжение на положительном входе компаратора больше нуля. Однако время, в течение которого амплитуда аудиосигнала превышает амплитуду треугольной волны, значительно сокращается, а коэффициент заполнения прямоугольной волны составляет менее половины.Следовательно, выходной сигнал компаратора представляет собой сигнал, ширина импульса которого модулируется по амплитуде звуковым сигналом.

Таким образом, низкочастотная звуковая информация преобразуется в импульсную форму волны. Форма сигнала показана на Рисунке 3.

Рис. 3. График модуляции

5.4 Схема возбуждения и схема усилителя мощности

Схема возбуждения использует мостовой привод IR2110. В схеме усилителя мощности используется усилитель мощности класса D, который представляет собой сильноточный коммутационный усилитель с импульсным управлением.Он превращает выходной сигнал ШИМ компаратора в высоковольтный, сильноточный и мощный ШИМ-сигнал.

5.5 Фильтр нижних частот

Несущая 150 кГц использует LC-фильтр четвертого порядка. Функция состоит в том, чтобы отделить низкочастотный сигнал от формы волны ШИМ.

Принцип работы: Когда приходит импульс с рабочим циклом больше половины, время зарядки конденсатора превышает время разряда, и выходной уровень повышается. Когда приходит узкий импульс, время разряда конденсатора больше, чем время зарядки, и выходной уровень уменьшается, что совпадает с изменением амплитуды исходного звукового сигнала.Так что исходный аудиосигнал отделен.

VI Заключение

Используйте операционные усилители NE5532 и LM311 для проектирования усилителей мощности класса D. Изготовление печатных плат, пайка, отладка и реализация соответствующих функций улучшают качество звука. Так что это более практичный усилитель мощности класса D. Проектирование и производство схем подходят для студентов, которые хорошо разбираются в аналоговой и цифровой электронике и имеют определенные основы проектирования. Этот эксперимент позволит им освоить электронные технологии.


FAQ

NE5532 — это двойной малошумящий операционный усилитель в 8-контактном корпусе, который обычно используется в качестве усилителей в аудиосхемах из-за своей помехоустойчивости и высокой выходной мощности. Операционный усилитель имеет внутреннюю компенсацию за высокое единичное усиление с максимальной полосой качания выходного сигнала, низким уровнем искажений и высокой скоростью нарастания.

  • Как проверить микросхему NE5532 с помощью цифрового мультиметра?
  • Какой размер NE5532, произведенный Texas Instruments? Есть что сравнить?

Все физические размеры в дюймах и миллиметрах вы найдете на странице 19 официального таблицы данных TI по ​​адресу:
http: // www.ti.com/lit/ds/symlink/ne5532.pdf

LM311 — одноканальный компаратор. При его использовании подключите опорное напряжение и напряжение сравниваемого сигнала к его неинвертирующим и инвертирующим входным клеммам (контакт 2 и контакт 3), и его выход будет результатом сравнения. Если вы хотите получить результат прямого выхода, контакт 7 подключается к положительному источнику питания, а контакт 1 является выходом. Если результат должен выводиться в обратном порядке, контакт 1 заземлен, а контакт 7 является выходом с открытым коллектором.

LM311 — компаратор с одним напряжением, LM393 — с двойным напряжением. LM311 имеет ток нагрузки до 50 мА и напряжение 40 В. Он может управлять реле с минимальным напряжением питания 5 В.

Ток нагрузки LM393 составляет 16 мА, а минимальное напряжение составляет 2 В для одного источника питания.

Их функции такие же, и серия 1XX может использоваться в более суровых условиях.

Серия 3XX может использоваться только в коммерческой среде, обычно в соответствующем температурном диапазоне устройства.

Цена 1хх намного дороже 3хх.

Функция балансировки зеркального тока обратной цепи реализована подключением потенциометра посередине. В дополнение к функции баланса, 6-контактный вывод также имеет функцию стробирования, а 6-контактный вывод может быть заземлен через схему управления транзистором для вывода строба.

  • В чем разница между двойным источником питания компаратора напряжения lm311 и одним источником питания?

Все компараторы являются выходами с открытым коллектором, без сопротивления нагрузки, они не могут выдавать сигналы напряжения.

Двойные блоки питания могут обнаруживать сигналы ниже нуля, а одиночные блоки питания могут обнаруживать только сигналы выше нуля.

  • Может ли компаратор lm311 питаться от двойного пятивольтового положительного и отрицательного источника питания ?

Конечно, LM311 может питаться от двойного источника питания ± 5 В.Его требование для рабочего источника питания состоит в том, чтобы разница напряжений между положительным и отрицательным источником питания (или напряжением отдельного источника питания) была не менее 3,5 В, а максимальная — 30 В, если она находится в этом диапазоне.

Усилители класса D

Усилители класса D
Elliott Sound Products Усилители класса D

© 2005, Серхио Санчес Морено (ColdAmp)
Отредактированный и дополнительный текст и рисунки Рода Эллиотта (ESP)
Страница создана 4 июня 2005 г.

Вверх
Основной индекс Указатель статей
Содержание
1 — Введение

В течение последних 15-20 лет развивалась совершенно новая технология усиления звука, которая имеет явное преимущество перед широко распространенными в настоящее время топологиями класса A и AB.Речь идет о так называемом «классе D». Это преимущество в основном заключается в его высокой энергоэффективности. На рисунке 1 показаны типичные кривые КПД в зависимости от выходной мощности для конструкций класса B и класса D.

Теоретическая максимальная эффективность конструкций класса D составляет 100%, а на практике можно достичь более 90%. Обратите внимание, что эта эффективность высока от очень умеренных уровней мощности до ограничения, тогда как максимум 78% в классе B достигается в начале ограничения. При практическом использовании с музыкальными сигналами достигается КПД менее 50%.Высокая энергоэффективность ШИМ-усилителя означает меньшее энергопотребление при заданной выходной мощности, но, что более важно, резко снижает требования к радиатору. Любой, кто строил или видел мощный аудиоусилитель, заметил, что для того, чтобы электроника оставалась относительно прохладной, необходимы большие алюминиевые профили. Нагрузка на силовой трансформатор также значительно снижается, что позволяет использовать трансформатор меньшего размера для той же выходной мощности.


Рисунок 1 — Сравнение эффективности для классов D и AB

Эти радиаторы составляют важную часть веса, стоимости и размеров оборудования.По мере того, как мы углубимся в детали этой топологии, мы заметим, что хорошо работающий (низкий уровень искажений, полный диапазон) усилитель класса D должен работать на довольно высоких частотах, в диапазоне от 100 кГц до 1 МГц, требуя очень высокой скорости мощности и сигнала. устройств. Исторически это относилось к этому классу, где не требуется полная полоса пропускания и допустимы более высокие уровни искажений, то есть сабвуфер и промышленное использование.

Однако это изменилось, и благодаря сегодняшним более быстрым переключателям, знаниям и использованию передовых методов обратной связи можно спроектировать усилители класса D с очень хорошими характеристиками, охватывающими весь звуковой диапазон.Они обладают высокими уровнями мощности, небольшими размерами и низкими искажениями, сравнимыми с хорошими конструкциями класса AB. (С этого момента я буду называть топологии классов A и AB «классическими»).


Полный модуль усилителя полного диапазона класса D мощностью 400 Вт (любезно предоставлен ColdAmp)

С точки зрения DIY, Class-D довольно неудачный. Из-за чрезвычайно высоких скоростей переключения важна компактная компоновка, а SMD (устройства для поверхностного монтажа) необходимы для получения необходимой производительности.Паразитная емкость и индуктивность обычных компонентов со сквозным отверстием таковы, что практически невозможно создать усилитель ШИМ с использованием этих компонентов. Действительно, подавляющее большинство всех микросхем, используемых для этого приложения, доступны только для поверхностного монтажа , и любой ШИМ-усилитель показывает, что обычные компоненты практически не используются где-либо на плате. Поскольку детали SMD очень сложно собрать вручную, а конструкция печатной платы настолько важна для конечной производительности, DIY-версии усилителей PWM действительно очень редки (я не знаю ни одного).


2 — Как работает класс D

В классических усилителях по крайней мере одно из выходных устройств (пусть они будут биполярными транзисторами, полевыми МОП-транзисторами или лампами) в любой момент времени является проводящим. Пока нет проблем, но они также несут заданный ток при падении напряжения между коллектор-эмиттер / сток-исток и т. Д. Поскольку P = V × I, они рассеивают мощность, и даже если нет выхода, небольшой Через транзисторы должен проходить ток, чтобы избежать перекрестных искажений, поэтому присутствует некоторая диссипация.По мере увеличения выходного напряжения для данных шин питания падение напряжения на транзисторах будет падать, но ток увеличивается. При насыщении (ограничении) VCE или VDS будут низкими, но ток будет довольно высоким (Vout / Rspk). И наоборот, при низких уровнях мощности ток небольшой, но падение напряжения велико. Это приводит к кривой рассеяния мощности, которая не зависит от выходной мощности. Существует ненулевое минимальное рассеивание (нулевой процентный КПД) и точка, в которой достигается максимальный КПД… около 78% в конструкциях с чистым классом B, 25% или меньше с классом A.

Class-D, с другой стороны, основывает свою работу на переключении выходных устройств между двумя состояниями, а именно «включено» и «выключено». Прежде чем обсуждать конкретные детали топологии, мы можем сказать, что во включенном состоянии через устройство протекает заданное количество тока, в то время как теоретически напряжение от стока к истоку отсутствует (да, почти каждый класс D будет использовать полевые МОП-транзисторы) , следовательно, рассеиваемая мощность теоретически равна нулю. В состоянии «выключено» напряжение будет соответствовать общему напряжению шины питания, поскольку оно ведет себя как разомкнутая цепь, и ток не будет течь (это очень близко к реальности).

Но как наш любимый звуковой сигнал может быть представлен ужасной прямоугольной волной всего с двумя возможными уровнями? Что ж, на самом деле он модулирует некоторые характеристики этого прямоугольного сигнала, поэтому информация есть. Теперь нам «только» нужно понять, как выполняется модуляция и как восстановить из нее усиленный звуковой сигнал. Наиболее распространенный метод модуляции, используемый в классе D, называется ШИМ (широтно-импульсная модуляция) — создается прямоугольная волна с фиксированной частотой, , но время, когда она находится в «высоком» и «низком» состояниях, не всегда 50%, но меняется в зависимости от входящего сигнала.Таким образом, когда входной сигнал увеличивается, «высокое» состояние будет присутствовать дольше, чем «низкое» состояние, и наоборот, когда сигнал «низкий». Если мы посчитаем, среднее значение сигнала за один цикл будет просто …

V среднее = V высокое × D + V низкое × (1-D), где D = T на / T, (рабочий цикл)

T — период сигнала, т.е. 1 / Fsw (частота переключения).

Например, среднее значение 50% рабочего цикла (оба состояния присутствуют в течение одного и того же времени) сигнала, переходящего от + 50 В до -50 В, составляет: 50 × 0.5 + (- 50) × 0,5 = 0 В. Фактически, выходной сигнал холостого хода (отсутствие сигнала) усилителя класса D представляет собой прямоугольный сигнал с коэффициентом заполнения 50%, переключающийся с положительной шины на отрицательную.

Если мы модулируем вход до максимума, мы будем иметь рабочий цикл, близкий к 100%. Положим 99%: Vmean = 50 × 0,99 + (-50) × 0,01 = 49 В. И наоборот, если сигнал самый низкий, нам нужно около 0% (давайте использовать 1%), поэтому Vmean = -49V.

PWM обычно генерируется путем сравнения входного сигнала с формой волны треугольника, как показано на рисунке 2.Треугольная волна определяет как входную амплитуду для полной модуляции, так и частоту переключения

.


Рисунок 2 — Генерация базового ШИМ

На рисунке 3 показан типичный сигнал ШИМ, модулированный синусоидальной волной. Обратите внимание, что он разработан таким образом, что сигналы от -1 до 1 В будут давать коэффициент заполнения от 0% до 100%, 50% соответствуют входному напряжению 0 В. «Цифровой» выход использует стандартные логические уровни, где 0 В — это логический «0», а 5 В — это логическая «1». Из-за такой оцифровки сигнала усилители с ШИМ иногда ошибочно называют цифровыми усилителями.Фактически, весь процесс почти полностью аналоговый, а любая «цифровая» схема является случайной.


Рисунок 3 — Аспект модулированного сигнала ШИМ

Обратите внимание, что для правильного представления сигнала частота опорного сигнала ШИМ должна быть намного выше, чем частота максимальной входной частоты. Следуя теореме Найквиста, нам нужна как минимум вдвое большая частота, но в конструкциях с низким уровнем искажений используются более высокие коэффициенты (обычно от 5 до 50). Затем сигнал ШИМ должен управлять схемой преобразования мощности, чтобы формировался мощный ШИМ-сигнал, переключаясь с шин питания с положительной на отрицательную (при использовании полумостовой топологии).

Спектр сигнала ШИМ имеет низкочастотную составляющую, которая является копией спектра входных сигналов, но также содержит компоненты на частоте переключения (и ее гармоники), которые следует удалить, чтобы восстановить исходный модулирующий сигнал. Для этого необходим мощный фильтр нижних частот. Обычно используется пассивный ЖК-фильтр, потому что он (почти) без потерь и имеет небольшое рассеяние или совсем не имеет его. Хотя всегда должны быть какие-то потери, на практике они минимальны.


3 — Топологии

В основном существует две топологии класса D — полумостовая (используются 2 устройства вывода) и полная мостовая (4 устройства вывода). У каждого есть свои преимущества. Например, полумост, очевидно, проще и имеет большую гибкость, поскольку полумостовой усилитель может быть соединен мостом, как в классических топологиях. Если он неправильно спроектирован и управляется, он может страдать от явления «накачки шины» (передачи тока в источник питания, что может привести к увеличению его напряжения, создавая ситуации, опасные для усилителя, источника питания и динамика).

Для полного моста требуются выходные устройства, рассчитанные на половину напряжения, чем у полумостового усилителя той же мощности, но это более сложно. На рисунках 5a и 5b концептуально показаны обе топологии. Очевидно, что многие компоненты, такие как разделительные конденсаторы и т. Д., Не показаны.


Рисунок 4a — Топология полумоста класса D


Рисунок 4b — Топология полного моста класса D

Обратите внимание, что для полного моста ШИМ-усилителя требуется только одна шина питания — биполярные источники питания не требуются, но их все же можно использовать.Когда используется один источник питания, каждый провод динамика будет иметь ½ напряжения Vdd. Поскольку он подключен по-разному, громкоговоритель не видит постоянного тока, если все хорошо сбалансировано. Однако это может (и вызывает) проблемы, если допускается замыкание провода динамика на корпус!

Фильтр может быть реализован с помощью одного конденсатора на громкоговорителе, пары колпачков на землю или, в некоторых случаях, обоих (как показано пунктирными линиями, соединяющими колпачки).

В остальной части документа мы сконцентрируемся на топологиях полумоста, хотя подавляющее большинство идей применимо и к проектам полного моста.


Конструкция полумоста

Полумостовая схема, изображенная на Рисунке 4а, работает следующим образом …

Когда Q1 включен (соответствует положительной части цикла ШИМ), узел переключения (вход индуктора) подключается к Vdd, и через него начинает увеличиваться ток. Основной диод Q2 имеет обратное смещение. Когда Q2 включен (отрицательная часть цикла ШИМ), основной диод Q1 имеет обратное смещение, и ток через Lf начинает уменьшаться. Форма волны тока в Lf имеет треугольную форму.

Очевидно, что в любой момент времени должен быть включен только один из транзисторов. Если по какой-либо причине оба устройства модернизируются одновременно, между рельсами произойдет эффективное короткое замыкание, что приведет к сильному току и разрушению полевых МОП-транзисторов. Чтобы предотвратить это, необходимо ввести некоторое «мертвое время» (небольшой период, когда оба полевых МОП-транзистора выключены).

Lf вместе с Cf и самим динамиком образуют фильтр нижних частот, который восстанавливает аудиосигнал путем усреднения напряжения коммутационного узла.

Синхронизация имеет решающее значение во всем этом процессе: любая ошибка, такая как задержки или время нарастания полевых МОП-транзисторов, в конечном итоге повлияет на эффективность и качество звука. Все задействованные компоненты должны быть высокоскоростными. Мертвое время также влияет на производительность, и его необходимо минимизировать. В то же время мертвое время должно быть достаточно большим, чтобы гарантировать, что ни при каких обстоятельствах оба полевых МОП-транзистора включены одновременно. Типичные значения от 5 до 100 нс.

Мертвое время является критическим фактором для характеристик искажения.Для минимального искажения мертвое время должно быть как можно меньше, но это может привести к возникновению «сквозных» токов, когда оба полевых МОП-транзистора включены одновременно. Это не только резко увеличивает искажения и рассеяние, но и быстро разрушает выходные устройства. Если мертвое время слишком велико, реакция выходного каскада больше не соответствует истинному сигналу ШИМ, генерируемому в модулятор, поэтому искажения снова увеличиваются. В этом случае на диссипацию не влияет.


4 — Привод ворот

Чтобы обеспечить быстрое время нарастания / спада полевых МОП-транзисторов, драйвер затвора должен обеспечивать достаточно высокий ток для зарядки и разрядки емкости затвора во время интервала переключения.Обычно требуется время нарастания / спада 20–50 нс, что требует тока затвора более 1 А.

Обратите внимание, что на представленных схемах используются оба N-канальных полевых МОП-транзистора. Хотя в некоторых конструкциях используются дополнительные устройства с N- и P-каналами, это является субоптимальным IMO из-за трудности получения подходящих P-устройств и согласованных пар. Так что сконцентрируемся только на N-канальных полумостах. Обратите внимание, что для включения полевого МОП-транзистора между его затвором и истоком должно присутствовать напряжение выше Vth. Источник нижнего полевого МОП-транзистора подключен к -Vss, поэтому его схема управления должна быть отнесена к этому узлу, а не к GND.

Однако верхний полевой МОП-транзистор сложнее управлять, поскольку его источник постоянно находится между + Vdd и -Vss (минус падения из-за сопротивления). Однако его драйвер также должен быть плавающим на коммутационном узле, и, более того, для включенного состояния его напряжение должно быть на несколько вольт выше + Vdd, поэтому при включенном Q1 создается положительное напряжение Vgs. Это также подразумевает смещение напряжения, чтобы схема модулятора могла правильно взаимодействовать с драйвером.

Это одна из основных трудностей конструкции класса D: привод ворот.Для решения вопроса используется несколько подходов …

  • Привод затвора трансформатора: используется в полумостовых источниках питания, где рабочий цикл не сильно меняется. Однако в аудиоусилителях рабочий цикл составляет от 0% до 100%, поэтому этот метод создает проблему, потому что сигнал связан по переменному току. Требуется схема восстановления постоянного тока (не показана).
  • Управление дискретным затвором: в некоторых конструкциях используются транзисторы для переключения уровня и управления полевым МОП-транзистором. Опять же, возникает проблема: нам нужно напряжение выше + Vdd.
  • Интегрированные драйверы: на рынке существует ряд драйверов MOSFET, оптимизированных для высокой скорости, которые можно использовать. Опять же, необходимо напряжение выше Vdd, а также сдвиг уровня.

На рис. 5 (a, b и c) показаны некоторые возможности для управления воротами с высокой стороны …


Рисунок 5а — Трансформаторная связь

Рисунок 5b — Дискретный драйвер BJT

Рисунок 5c — Драйвер IC

Обратите внимание, что в схемах на рисунках 5b и 5c вход ШИМ обозначен как -Vss, поэтому может потребоваться предыдущий сдвиг уровня выхода компаратора, который обычно будет называться GND.Рис. 5a потребует смещения уровня только инвертированной ШИМ, так как вход трансформатора может быть привязан к GND, как показано. Многие из доступных сейчас микросхем драйверов имеют встроенные переключатели уровня, оптимизированные для скорости. Помните, что любая задержка , вносимая в форму волны переключения, может вызвать искажение или одновременную проводимость полевого МОП-транзистора.

У нас есть еще одна проблема, которую нужно решить … получение 12 В выше VS (коммутационный узел). Мы можем добавить еще один блок питания, изолированный от основного, который (-) подключен к VS.Это решение может оказаться непрактичным, поэтому обычно используются другие методы. Самым распространенным является схема бутстрапа. В методе начальной загрузки используется накачка заряда, состоящая из быстродействующего диода и конденсатора. На выходе усилителя вырабатываются импульсы переключения, необходимые для зарядки конденсатора.


Рис.6 Конденсатор начальной загрузки обеспечивает напряжение питания драйвера высокой стороны

Таким образом, единственный необходимый вспомогательный источник питания — это 12 В относительно -Vss, который используется для питания как драйвера низкого уровня, так и насоса заряда для драйвера высокого уровня.Поскольку средний ток от этого источника питания невелик (хотя во время событий переключения бывают сильные пики заряда, они длятся всего 20-50 нс, дважды за цикл, поэтому среднее значение довольно низкое, в диапазоне 50-80 мА), это питание легко получить от отрицательной шины с помощью простого регулятора 12 В (конечно, обращая внимание на максимальное входное напряжение).


5 — Смещение уровня

Как видно из предыдущих рисунков, для возбуждения драйвера MOSFET сигнал ШИМ должен называться -Vss.Таким образом, поскольку модулятор обычно работает от +/- 5 до +/- 12 В, обычно требуется функция сдвига уровня. Можно выбрать сдвиг уровня сигнала ШИМ и затем сгенерировать инвертированную версию или сгенерировать оба выхода и инвертировать их оба. Это зависит, например, от типа используемого компаратора (если доступны дополнительные выходы, решение принимается).

Базовая функция сдвига уровня может выполняться с помощью одно- или двухтранзисторной схемы, подобной схеме, изображенной на рисунке 6 (перед драйвером на стороне высокого напряжения).Хотя это может работать на низких частотах, важно смоделировать поведение компаратора и переключателя уровня, поскольку они могут привести к значительным задержкам и ошибкам синхронизации, если они неправильно спроектированы.

Справедливо сказать, что переключатель уровня является одной из наиболее важных частей схемы, о чем свидетельствует большое количество конкурирующих ИС, разработанных для этой работы. У каждого будут свои преимущества и недостатки, но во всех случаях сложность намного выше, чем можно предположить из упрощенных диаграмм.


6 — Конструкция выходного фильтра

Выходной фильтр — одна из наиболее важных частей схемы, так как от него зависит общая эффективность, надежность и качество звука. Как указывалось ранее, LC-фильтр является распространенным подходом, поскольку он (теоретически) без потерь и имеет крутизну -40 дБ / декаду, что позволяет разумно отклонять несущую, если параметры фильтра и сама частота переключения правильно спроектированы. .

Первое, что нужно сделать, это разработать передаточную функцию для фильтра.Обычно выбирается частотная характеристика Баттерворта или аналогичная, с частотой среза немного выше звукового диапазона (30-60 кГц). Имейте в виду, что одним из конструктивных параметров является оконечная нагрузка, то есть импеданс динамика. Обычно используется типичный резистор на 4 или 8 Ом, но это приведет к вариациям измеряемой частотной характеристики в присутствии разных динамиков. Это должно быть компенсировано правильным проектированием сети обратной связи. Некоторые производители просто оставляют это так, поэтому реакция сильно зависит от нагрузки.Конечно, нежелательный вещь.

Расчет можно выполнить математически или просто с помощью одной из многих доступных программ, которые помогают в разработке ЖК-фильтров. После этого всегда полезно моделирование. На рисунке 7 показан типичный LC-фильтр для усилителей класса D и его типичная частотная характеристика.


Рисунок 7 — Частотная характеристика типичного LC 2 класса D nd Заказной фильтр

Этот простой фильтр имеет частоту среза -3 дБ, равную 39 кГц (при нагрузке 4 Ом), и подавляет несущую до 31 дБ на частоте 300 кГц.Например, если наши шины питания имеют напряжение +/- 50 В (достаточно примерно для 275 Вт на 4 Ом), остаточная пульсация будет иметь амплитуду около 1 В среднеквадратического значения.

Очевидно, что эта пульсация неслышна, и среднеквадратичное значение 1 В рассеивается только около 200 мВт в типичном твитере (что не является проблемой, тем более, что импеданс твитера будет намного выше 8 Ом на частоте 300 кГц). Однако следует соблюдать осторожность, так как провода динамика могут стать антенной и повлиять на другое оборудование. На самом деле, хотя пара вольт среднеквадратичной пульсации может показаться достаточно низкой для безопасной работы ваших динамиков, электромагнитные помехи могут быть проблемой, поэтому чем меньше у вас уровень несущей, тем лучше.Для дальнейшего подавления используются фильтры более высокого порядка (с потенциальным недостатком увеличения фазового сдвига в звуковой полосе), хотя есть и другие умные способы сделать это, например, очень избирательные заградительные фильтры или режекторные фильтры, настроенные на несущую частоту (если это фиксировано, и это происходит только в синхронных проектах, как описано).

Хорошо спроектированные усилители класса D имеют фильтр более высокого порядка и / или специальные секции подавления несущей, чтобы избежать проблем с электромагнитными помехами. Как видно на рисунке 8, отклик зависит от нагрузки, и фактически нагрузка является частью фильтра.Это одна из проблем, которую необходимо решить в конструкциях класса D. Не помогает то, что громкоговоритель представляет полностью другой импеданс усилителю, чем тестовая нагрузка, и многие усилители с ШИМ имеют фильтры, которые не подходят (и никогда не могут быть) правильными для всех практических нагрузок громкоговорителей. Опять же, только несколько хороших усилителей класса D используют методы обратной связи, которые включают выходной фильтр для компенсации вариаций импеданса и имеют почти независимую от нагрузки частотную характеристику, а также для уменьшения искажений, вызванных нелинейностями в фильтре.Хотя считается, что пассивные компоненты не имеют искажений, это не относится к сердечникам из феррита или порошкового железа, которые используются для фильтров. Эти компоненты наверняка вносят искажения.

Теперь, компоненты фильтра …
Выходной индуктор должен выдерживать весь ток нагрузки, а также иметь накопительную способность, как в любом неизолированном переключающем преобразователе (конструкция полумоста класса D фактически аналогична понижающему преобразователю. , его опорным напряжением является звуковой сигнал).

Идеальный индуктор (с точки зрения линейности) — это индуктор с воздушным сердечником, но размер и количество витков, требуемых для типичной работы класса D, обычно делают его непрактичным, поэтому сердечник обычно используется для уменьшения количества витков, а также обеспечить ограниченное магнитное поле, которое снижает излучаемые электромагнитные помехи. Обычно выбирают порошковые сердечники или аналогичные материалы. Это также можно сделать с ферритовыми сердечниками, но они должны иметь воздушный зазор для предотвращения насыщения. Размер провода также должен быть тщательно выбран, чтобы потери постоянного тока были низкими (требуется толстый провод), но также уменьшался скин-эффект (сопротивление переменному току также должно быть низким).

Форма сердечника индуктора может быть сердечником барабана, ферритовым сердечником RM с зазором или сердечником из тороидального порошка, среди прочего. Барабанные сердечники имеют проблему, заключающуюся в том, что их магнитное поле не закрыто, что создает более излучаемые электромагнитные помехи. Сердечники RM решают эту проблему, но у них большая часть змеевика закрыта, поэтому могут возникнуть проблемы с охлаждением, поскольку поток воздуха невозможен. ИМО, тороиды предпочтительнее, потому что они имеют как замкнутое магнитное поле, которое помогает контролировать излучаемые электромагнитные помехи, физически открытую структуру, которая обеспечивает надлежащее охлаждение, так и легкую и экономичную намотку, поскольку им не нужны бобины.


Формы катушек … Катушки и сердечники типа барабана, тороида и RM (Wilco & Coilcraft)

Многие производители сердечников, такие как Micrometals или Magnetics, предлагают собственное программное обеспечение, очень полезное для проектирования выходного индуктора, поскольку оно помогает выбрать правильный сердечник, размер провода и геометрические параметры. Конденсатор обычно находится в диапазоне от 200 нФ до 1 мкФ и должен быть хорошего качества. Конденсатор частично отвечает за высокочастотные характеристики и требует низких потерь. Конечно, он должен быть рассчитан на полное выходное напряжение, но желательно намного выше.Обычно выбирают полипропиленовые конденсаторы, распространены сетевые конденсаторы Х2. Излишне говорить, что нельзя использовать электролиты!


7 — Обратная связь

Как я уже говорил ранее, ошибки синхронизации могут привести к увеличению искажений и шумов. Это нельзя пропустить, и чем точнее она будет сохранена, тем лучше будет дизайн. Усилители класса D с разомкнутым контуром вряд ли будут удовлетворять строгим требованиям, поэтому отрицательная обратная связь практически обязательна. Есть несколько подходов.Самый простой и распространенный — взять часть сигнала переключения, предварительно обработать ее с помощью пассивного RC-фильтра нижних частот и подать обратно на усилитель ошибки.

Проще говоря, усилитель ошибки — это операционный усилитель, расположенный на пути прохождения сигнала (перед компаратором ШИМ), который суммирует входной сигнал с сигналом обратной связи для генерации сигнала ошибки, который усилители автоматически минимизируют (это концепция каждого отрицательного -система обратной связи).


Рисунок 8 — Типичные сетевые подключения с обратной связью

Несмотря на то, что таким образом получаются хорошие результаты, все же остается проблема: зависимость от нагрузки из-за того, что динамик является неотъемлемой частью фильтра и, следовательно, влияет на его частотную характеристику, как показано выше.

Некоторые более продвинутые усилители принимают сигнал обратной связи с самого выхода, пытаясь это компенсировать. Таким образом, достигается постоянная частотная характеристика с дополнительным усилением, заключающимся в том, что сопротивление катушки индуктивности вносит гораздо меньший вклад в выходной импеданс, поэтому он остается более низким, следовательно, коэффициент демпфирования выше (более высокое управление динамиком). Однако получить обратную связь после фильтра — непростая задача. LC вводит полюс и, следовательно, фазовый сдвиг, который, если не будет должным образом компенсирован, сделает усилитель нестабильным и, в конечном итоге, начнет колебаться.Обратная связь может быть получена как от коммутирующего узла, так и от выхода фильтра. Хотя это может дать очень хорошие результаты, по-прежнему трудно поддерживать стабильность из-за фазового сдвига через выходной фильтр.


8 — Другие топологии

Pure PWM (основанный на треугольных генераторах, также называемый «PWM с естественной дискретизацией») — не единственный способ создания усилителей класса D. Возникло несколько других топологий, многие из которых основаны на автоколебаниях, где гистерезис в компараторе и задержки между компаратором и силовым каскадом могут быть приняты во внимание для разработки системы, которая колеблется сама по себе в некоторой степени управляемым образом.

Несмотря на простоту, эти конструкции имеют некоторые недостатки, IMO. Например, частота переключения не фиксирована, а зависит от амплитуды сигнала. Это делает выходные режекторные фильтры неэффективными, что приводит к более высоким уровням пульсаций. Когда несколько каналов объединены, разница в частоте переключения между ними может привести к появлению частот биений, которые могут стать слышимыми и очень раздражающими. Это также может произойти, конечно, с синхронным дизайном, описанным здесь, но есть простое решение — использовать одни и те же часы для всех каналов.

Некоторые автоколебательные конструкции могут иметь другие трудности, такие как запуск: могут потребоваться специальные схемы, которые заставят усилитель начать колебаться. И наоборот, если по какой-либо причине колебания прекратятся, вы можете получить «всегда включенный» полевой МОП-транзистор и, следовательно, большое количество постоянного тока на выходе, за которым почти сразу же выйдет из строя громкоговоритель. Конечно, эти проблемы могут быть решены с помощью правильного проектирования, но добавленная сложность может свести на нет первоначальную простоту, поэтому никакой выгоды не получится.

Низкие искажения в усилителе ШИМ требуют очень линейного треугольного сигнала, а также очень быстрого и точного компаратора. При высоких рабочих частотах, необходимых для оптимальной общей производительности, используемые операционные усилители должны иметь широкую полосу пропускания, чрезвычайно высокую скорость нарастания напряжения и превосходную линейность. Это дорого, требуются устройства премиум-класса. Некоторые из этих ограничений частично снимаются за счет автоколебательных конструкций (что делает их немного дешевле), но по большей части это не эффективный компромисс.

Тактовые схемы (фиксированная частота) не легче сделать, чем конструкции с автоколебаниями или модуляцией частоты переключения, но они, безусловно, намного более предсказуемы и, как правило, имеют меньше проблем в целом. Возможность синхронизации нескольких усилителей гарантирует минимизацию взаимных помех. « Преимущество », заявленное сторонниками схем без тактовой частоты и « случайного переключения », заключается в том, что РЧ энергия на выводах динамика распространяется в широком диапазоне частот, что потенциально делает такие усилители более вероятными (или, возможно, менее маловероятными) для прохождения электромагнитных помех. тестирование.С общей точки зрения, это скорее будет препятствием, чем преимуществом, поскольку больше невозможно оптимизировать сеть фильтров для максимального подавления частоты переключения.

Существуют также усилители PWM, которые утверждают, что они действительно «цифровые», использующие технологию One-Bit ™ или генерирующие сигнал PWM непосредственно из потока данных PCM. Хотя производители таких усилителей, естественно, будут заявлять о своем превосходстве над всеми остальными, такое самовосхваление, как правило, следует игнорировать.Реализовать обратную связь в «чистом» цифровом дизайне в лучшем случае сложно, и может быть невозможно без использования DSP (цифрового сигнального процессора) или использования внешней аналоговой системы обратной связи. Включение дополнительных АЦП и ЦАП (аналого-цифровых преобразователей и наоборот) вряд ли позволит усилителю быть «лучше», чем методы прямого аналогового анализа, описанные в этой статье.

Относительным новичком на сцене является модулятор сигма-дельта, однако на момент написания у него все еще есть проблемы (проблемы в корпоративной речи).Основная проблема заключается в том, что скорость перехода слишком высока, и ее необходимо уменьшить, чтобы приспособить к реальным компонентам, в частности, полевым МОП-транзисторам с переключением мощности.

«Чистые» цифровые решения, описанные выше, имеют еще один недостаток, а именно тот факт, что количество импульсов различной ширины ограничено и определяется тактовой частотой. Цифровая система может включать только тактовый переход. Согласно имеющейся в настоящее время информации, при добавлении в систему цифрового фильтра формирования шума возможна только 8-кратная передискретизация.Аналоговая система модуляции имеет фактически бесконечное количество импульсов различной ширины, но это невозможно ни в одной из настоящих цифровых реализаций.

Эти последние комментарии охватывают очень сложную область, одна из которых выходит за рамки данной статьи. Однако даже скудная информация, приведенная выше, предоставит большинству читателей гораздо больше информации, которая обычно доступна, особенно от производителей цифровых усилителей класса D.


9 — Некоторые заключительные примечания

В заключение, усилители класса D претерпели значительные изменения с момента своего первого изобретения, достигнув уровней производительности, аналогичных обычным усилителям, и даже лучше в некоторых аспектах, таких как присущий им низкий выходной импеданс, обеспечивающий легкий бас.И все это с большим преимуществом — высокой эффективностью. Конечно, только если они правильно спроектированы.

Однако, несмотря на свою привлекательность, дизайн класса D не очень удобен для самостоятельного использования. Чтобы добиться правильно работающего проекта с точки зрения эффективности, производительности и электромагнитных помех, требуется очень тщательная компоновка печатной платы, выбор некоторых компонентов имеет решающее значение и, конечно же, абсолютно необходимы надлежащие приборы.

Эта статья была написана для того, чтобы пролить свет на внутреннее устройство, преимущества и трудности этой не очень известной (и даже менее хорошо изученной) технологии.Все думают, что «Class-D» означает «цифровой». Надеюсь, что после прочтения этой статьи никто не подумает, что больше



Основной индекс Указатель статей
Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, помимо прочего, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Серджио Санчеса Морено и Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2005. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими. , строго запрещено международными законами об авторском праве.Авторы предоставляют читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешают сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Серхио Санчеса Морено и Рода Эллиотта.

Страница создана и авторские права © 04 июня 2005 г.


Проектирование усилителя класса D и компоновка печатной платы | Блоги

Захария Петерсон

| & nbsp Создано: 13 ноября 2020 г.

Усилители

могут быть всех форм и размеров, в зависимости от их полосы пропускания, энергопотребления и многих других факторов.Конструкция усилителя класса D обычно используется с аудиосистемами высокого качества, а схемы усилителя класса D не так уж сложно построить в виде схемы. Если вы никогда не работали с усилителем класса D или ищете интересный аудиопроект, следуйте инструкциям по этой компоновке печатной платы.

Простой прототип усилителя класса D

Плата, которую я представлю здесь, имеет более сложную схему, чем макет, но это то, что вы можете создать на основе другой проверенной конструкции.Центральным компонентом этой платы является безиндукторный аудиоусилитель TPA3138D2 класса D. Схема, которую я покажу, аналогична модулю коммутации для этого компонента, но некоторые отличия помогут обеспечить подавление шума и электромагнитную совместимость. Кроме того, гнезда с банановыми зажимами на коммутационной плате были заменены стандартными аудиоразъемами 3,5 мм.

Схема

Эта схема содержит множество компонентов, сгруппированных вокруг одной ИС, как показано на рис. 1 ниже. В этом типе компоновки можно дождаться завершения схемы, прежде чем назначать позиционные обозначения; Таким образом, на схеме под компонентами видны красные полосы погрешностей.Просто игнорируйте их, пока они исчезнут после того, как вы назначите уникальные обозначения.

Рис. 1. Схема усилителя класса D мощностью 10 Вт
Выбор детали

Помимо основного стерео усилителя динамика TPA3138D2 класса D, не так много специальных шагов, которые необходимо выполнить, прежде чем мы сможем перейти к разводке печатной платы. Первое, что нам нужно сделать, это взять компонент TPA3138D2 из панели поиска деталей производителя. Отсюда мы можем разместить его прямо на пустой схеме и начать добавлять другие пассивы в устройство.

Рис. 2. Поиск TPA3138D2 на панели «Поиск деталей производителя» в Altium Designer.

Следует выбрать другие пассивные элементы, чтобы обеспечить соответствующую выходную мощность (резисторы) и напряжение с соответствующей емкостью. Поскольку нас не беспокоят очень высокие частоты в этом усилителе, мы можем использовать электролитические конденсаторы.

Обозначения

Что касается назначения позиционных обозначений, вам следует постараться организовать их, особенно если вы будете использовать несколько листов в своем проекте.Я начинал назначать позиционные обозначения в верхнем левом углу схемы и продвигался по диагонали через лист. Вы также можете заменить разъемы на некоторые порты, указывающие на другие листы, если хотите использовать эту схему в более обширной системе.

Дифференциальный выход

Если вы внимательно посмотрите на схему, вы заметите, что левый и правый выходы представляют собой дифференциальные пары. Здесь я мог бы разместить директиву дифференциальной пары, если бы нам нужно было применить большое количество правил проектирования к нескольким дифференциальным сигналам.Я оставил это здесь, поскольку нас не беспокоит маршрутизация с контролем импеданса. Нам нужно только обеспечить соответствие длины этих сигналов, что достаточно легко сделать на макете печатной платы.

Мощность

Обратите внимание, что я не размещал на этой плате регулировку мощности. Тем не менее, вы, безусловно, можете добавить к схемам регулятор мощности, если он может обеспечивать максимальную выходную мощность до 18,5 Вт, как указано в таблице данных TPA3138D2. Вы можете добавить простой регулятор мощности в другую схему и импортировать его на плату, чтобы обеспечить питание 5 В.На этой плате я добавлю мощность через контактный заголовок, чтобы упростить задачу.

Схема расположения печатной платы

Хотя схема выглядит немного перегруженной, основным компонентом, который необходимо размещать и тщательно разводить, является TPA3138D2, ​​а также трассы, проложенные к нашим входным / выходным разъемам. Перед тем, как приступить к разводке, есть несколько важных правил электромагнитной совместимости, которые мы хотели бы соблюдать, чтобы предотвратить вывод низкоуровневого шума на динамики, подключенные к этой плате.

Поскольку мы не имеем дело с чрезвычайно высокими скоростями (только с полосой пропускания до ~ 1 МГц для медленных сигналов ШИМ), мы должны следовать некоторым стандартным рекомендациям по PI, EMI и EMC при планировании разводки печатной платы.

  • Power : Используйте сплошную заземляющую пластину на внутреннем слое и держите плоскости подальше от краев печатной платы. Для этой платы вы можете использовать силовой самолет, но мы не работаем с очень большим током, поэтому в этом нет необходимости. Вместо этого я буду использовать толстые дорожки для разводки мощности от разъема питания к компонентам и для разводки от выхода усилителя к разъемам динамиков.
  • Маршрутизация : Следите за тем, чтобы выходные дорожки усилителя до динамика были как можно короче. Эти следы и провода громкоговорителей будут крупнейшими источниками излучаемых электромагнитных помех.
  • Caps : В этом типе низкоскоростной конструкции обычной рекомендацией является использование конденсаторов с низким ESR 1 нФ рядом с микросхемой TPA3138D2, ​​чтобы гасить колебания земли и минимизировать паразитную индуктивность. Есть два больших конденсатора (0,1 мФ / 50 В) на входе контактов PVCC в верхней левой части микросхемы TPA3138D2 (см. , рис. 1, ).Радиальные конденсаторы можно использовать, чтобы они занимали мало места на плате. Для среднечастотного шума, вызванного ШИМ-сигналом и его переходными процессами, вы также можете использовать конденсатор 0,1 мкФ, расположенный как можно ближе к выводам PVCC.
  • Parasitics : Здесь мы больше всего беспокоимся о том, чтобы индуктивность контура оставалась небольшой для критических трасс. Это еще одна причина использовать сплошное заземление и разместить выход динамика рядом с усилителем.
  • Радиатор : При 4 или 8 Ом (стандартное сопротивление динамика) и номинальной выходной мощности вам может потребоваться стратегия теплового охлаждения.Наличие заземляющего слоя под модулем помогает, но TPA3138D2 достаточно большой, чтобы на нем можно было разместить небольшой радиатор.

На рисунке 3 ниже показан готовый макет в 3D (для доступа к нему нажмите «3» на клавиатуре с открытым редактором плат). Стратегия, которую я использовал, заключается в размещении выходных разъемов у края платы и обратном направлении к порту питания. После размещения выходных разъемов я разместил усилитель TPA3138D2, ​​проложил дорожки между выходами усилителя и динамика и разместил оставшиеся пассивы вокруг них.Наконец, я сохранил разъем питания в нижней левой части платы. Если вы хотите включить встроенный импульсный стабилизатор, это было бы хорошим местом для него, так как он находится далеко от дорожек аудиовыхода.

Рис. 3. Готовое расположение компонентов в 3D.

На рис. 4 вы найдете двухмерную компоновку печатной платы. Эта плата была спроектирована на двух уровнях и состояла из нескольких многоугольников для обеспечения питания секции усилителя. На этой плате проще всего провести толстые дорожки к выходам громкоговорителей с помощью многоугольной заливки.Нижний слой содержит сплошную заземляющую плоскость, а в компоновке размещено несколько переходных ограждений, чтобы обеспечить некоторую изоляцию между левой и правой сторонами платы. Вы заметите, что верхний слой также залит землей, чтобы обеспечить экранирование входных аудиосигналов.

Рис. 4. Схема печатной платы для нашей конструкции усилителя класса D.

Следует отметить большие области медного заполнения, ведущие к выходным разъемам. Этих дорожек немного излишне для этой платы, но плата будет нести большую мощность, поэтому можно выбрать более объемные дорожки, чтобы поддерживать низкую температуру.Напротив, следы на входной стороне намного меньше, поскольку мы предполагаем, что входной сигнал будет довольно низким уровнем.

Если вас устраивает конструкция и компоновка усилителя класса D, вы можете использовать производственные функции в Altium Designer®, чтобы подготовить плату к изготовлению и сборке. Вы также можете поделиться своей новой платой со своими коллегами или производителем на Altium 365®. Мы только прикоснулись к тому, что можно делать с Altium Designer на Altium 365.Вы можете проверить страницу продукта для более подробного описания функций или на одном из веб-семинаров по запросу.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *