Схема высоковольтного преобразователя: Простой высоковольтный преобразователь своими руками

Для смещения лавинных фотодиодов (APD), пьезоэлектрических преобразователей (PZT), вакуумных флуоресцентных дисплеев (VFD) и микроэлектромеханических систем (MEMS) требуются высоковольтные источники питания. В этом примечании к приложению представлены три топологии (рис. 1a, 1b и 1c) для генерирования высокого выходного напряжения из низкого входного напряжения. Обсуждаются преимущества и недостатки каждого из них с уделением особого внимания плотности мощности и размеру схемы. В конце примечания к приложению представлены экспериментальные данные для сравнения решений на основе трансформатора и катушки индуктивности.

Рис. 1a-1c. Эти высоковольтные DC-DC преобразователи в трех топологиях используются для создания высокого выходного напряжения из низкого входного напряжения.

Высоковольтное смещение, необходимое во многих приложениях APD (75 В), получается из источника питания 3 В. Это требование связано со следующими проблемами:

• Высоковольтные полевые МОП-транзисторы обычно не работают с драйвером затвора с низким напряжением 3 В.
• Большая емкость сток-исток высоковольтных полевых МОП-транзисторов требует энергии в катушке индуктивности для поворота стока до выходного напряжения. В результате потери достигают 1/2 f _{переключатель} ×C _DS V _OUT ² .
• Высоковольтные МОП-транзисторы крупнее и дороже, чем их аналоги с более низким напряжением. Мощные высоковольтные полевые МОП-транзисторы редко встречаются в микросхемах импульсных контроллеров.
• Экстремальные рабочие циклы приводят к неэффективно малому времени простоя или низкой частоте переключения. Более низкая частота переключения вызывает более высокие пульсации и требует более крупных магнитов.

Схема на рис. 1c решает эти проблемы за счет использования автотрансформатора. Пиковое напряжение на МОП-транзисторе снижено, что позволяет использовать MAX1605, который имеет внутренний МОП-транзистор на 28 В. Полный макет (меньше 8-контактного DIP) умещается на двусторонней плате 6 мм × 8,5 мм (рис. 2).

Рис. 2. Этот преобразователь постоянного тока размером 6 мм × 8,5 мм преобразует 2,5 В в 75 В с помощью MAX1605. Показана передняя и задняя схема схемы.

Теория работы

могут быть объединены для формирования гибридной топологии, показанной на рис. 1с. В результате объединенной топологии напряжение обратного хода вторичной обмотки суммируется поверх входного напряжения и напряжения обратного хода первичной обмотки (стандартный обратноходовой преобразователь использует только обратное напряжение, создаваемое на вторичной стороне). По сравнению со стандартным повышающим преобразователем эта топология обеспечивает более высокое выходное напряжение из полевого МОП-транзистора с более низким напряжением за счет ограничения напряжения, наблюдаемого на LX.

Трансформатор обеспечивает следующие преимущества:

• Более высокое достижимое выходное напряжение
• Нижний рабочий цикл
• Низкое напряжение на MOSFET

Следующие преимущества также проявляются при работе трансформатора в прерывистом режиме с постоянным пиковым током в MOSFET:

• Чем выше частота коммутации, тем меньше пульсации на выходе
• Пульсация более высокой частоты
• Меньшие магниты

В этой топологии можно использовать MAX1605 и многие другие повышающие преобразователи. Максимальное выходное напряжение ограничено коэффициентом трансформации трансформатора, номинальным напряжением трансформатора и диода, номинальным напряжением МОП-транзистора и емкостью стока, а также временем обратного восстановления диода.

Стандартное усиление

Стандартный повышающий преобразователь показан на рис. 1а. Когда МОП-транзистор включается, ток дросселя увеличивается. Когда MOSFET выключается, LX взлетает до V _OUT + V _D , и ток катушки индуктивности снижается. Интуитивно понятно, что если катушка индуктивности тратит 1/n часть своего времени на доставку энергии к выходу, выходное напряжение (V _OUT ) в n раз больше входного напряжения (V _IN ), таким образом, может быть сгенерировано следующее уравнение:

, где D — рабочий цикл. Более аналитическое доказательство можно найти, используя рис. 3. Ключ к этому доказательству лежит в установившемся режиме, для которого ток должен снижаться на ту же величину, на которую он нарастает:

Рисунок 3. Этот анализ тока катушки индуктивности для схемы, показанной на рисунке 1а, можно использовать для определения ее рабочего цикла.

Таким образом, конечный ток дросселя равен начальному току дросселя:

Поскольку они равны,

Схема на Рисунке 1b может быть сделана эквивалентной схеме на Рисунке 1a путем подключения левой стороны вторичной обмотки трансформатора к V _IN и установки коэффициента трансформации равным 1. Диод вторичной стороны можно отразить на первичной обмотке. сторону, облегчая восприятие взаимосвязи между обратноходовым преобразователем и повышающим преобразователем.

Соотношение витков более 1:1 обеспечивает преимущество, обеспечивая более высокое выходное напряжение с менее экстремальными рабочими циклами. В качестве альтернативы узел 1 трансформатора может быть подключен к любому источнику питания, что позволяет использовать рычаги по отношению к этому источнику. Поскольку LX поднимается во время нерабочего цикла, можно получить дополнительный шаг напряжения, подключив узел 1 к LX, как показано на рисунке 1c. Это соединение также помогает поймать часть энергии утечки, которая в противном случае сбрасывалась бы с первичной обмотки трансформатора на полевой МОП-транзистор, создавая короткие высоковольтные всплески на стоке МОП-транзистора. Если всплески напряжения превышают допуск по напряжению MOSFET, потребуется снабберная схема для рассеивания энергии утечки.

LX закорочен на землю на рис. 1b, позволяя току на первичной стороне увеличиваться, как в дросселе. Через вторичную обмотку трансформатора ток не течет, и диод смещен в обратном направлении, потому что

Ток первичной стороны должен прекратиться, когда переключатель на LX выключится, но произведение N × I должно оставаться постоянным:

, где нижний индекс «P» указывает на первичную сторону, нижний индекс «S» указывает на вторичную сторону, «начальный» указывает на ток в момент перед выключением MOSFET, а «конечный» указывает на ток в момент после выключения MOSFET.

Потому что I _{S_initial} = I _{P_final} = 0,

Схема на рис. 1c аналогична, за исключением того, что I _{P_final} = I _{S_final} , поэтому

Для упрощения передаточное отношение ‘N’ выражается как:

, потому что вторичная сторона рисунка 1с никогда не действует независимо. Хотя это определение нетрадиционно, оно больше подходит для рисунка 1с.

На рис. 4 показана кривая тока на первичной стороне для рис. 1с. Для повышающих преобразователей, выходное напряжение которых более чем в два раза превышает входное напряжение, время простоя оказывает большее влияние на эффективность, чем время включения. Предположим (для сравнимого повышающего преобразователя), что время простоя было сведено к минимуму за счет минимизации индуктивности (L _BST ), который также сводит к минимуму размер компонентов до такой степени, что дальнейшее уменьшение может привести к нежелательной потере эффективности. Затем выберите общую индуктивность трансформатора, показанного на рис. 4, в N раз больше. Поскольку ток на первичной стороне снижается с I _PK /N вместо I _PK , индуктивность первичной обмотки должна быть в N раз больше, чтобы поддерживать такое же время отключения.

Рис. 4. Этот анализ тока первичной обмотки трансформатора для схемы, показанной на рис. 1с, можно использовать для определения его рабочего цикла.

Индуктивность первичной стороны:

где L _TOT — общая индуктивность автотрансформатора поскольку L _BST на N ² меньше, чем L _TOT , а L _TOT в N раз больше, чем L _BST , L _P равен L _BST /N. В результате первичная сторона рампирует быстрее, чем простой повышающий преобразователь.

Для устойчивого состояния из рисунка 4 видно, что:

, где ΔI _ВВЕРХ — шаг вверх в токе первичной стороны, а ΔI _ВНИЗ — шаг вниз. ΔI _ВВЕРХ и ΔI _ВНИЗ можно рассчитать следующим образом:

и

так

Решение для V _OUT /V _IN дает:

Рисунки 3 и 4 нарисованы в масштабе и имеют одинаковое время выключения (установленное на некоторый оптимальный минимум). Заштрихованные области на рисунках 3 и 4 представляют энергию, поступающую в нагрузку, а энергия на импульс пропорциональна площади этих областей. Эта энергия также может быть рассчитана из выражения 1/2 L × I ² (обратите внимание, что L на рис. 4 в N раз больше, а I в N раз меньше). Поскольку схема на рис. 1с выдает меньше энергии за импульс, пульсации в N раз меньше. Таким образом, трансформатор не только повышает выходное напряжение; он также снижает пульсации на выходе.

Топология, показанная на рис. 1с, обеспечивает меньшую энергию на импульс, но компенсирует это за счет подачи большего количества импульсов, как ясно показано на рис. 4. Рис. 1с требует в N раз большей индуктивности, но ток насыщения может быть в N раз меньше, поскольку первичная и вторичная стороны вижу только я _PK /N столько тока одновременно. Если I _SAT меньше в N раз, а индуктивность в N раз больше, энергоемкость трансформатора также может быть в N раз меньше. Размер трансформатора зависит от его способности накапливать энергию, поэтому теоретически вы можете использовать трансформатор, который физически меньше в N раз. На практике достижимый размер определяется рыночными ограничениями.

Выходная пульсация

Для прерывистой проводимости пульсации на выходе преобразователя можно рассчитать, приравняв изменение энергии в катушке индуктивности или трансформаторе к изменению энергии в выходном конденсаторе во время простоя. Поскольку индуктор/трансформатор имеет нулевую энергию в конце цикла, пульсации холостого хода можно рассчитать как:

Для повышающего преобразователя L = L _BST и I = I _PK . Для схемы на рис. 1с L = L _BST × N и I = I _PK /N, поэтому:

, где ΔV _OUTA — выходная пульсация для конфигурации повышения, а ΔV _OUTC — выходная пульсация для схемы, показанной на рисунке 1с. Пульсации на рисунке 1c в 1/N раз больше для конфигурации с усилением, а частота переключения в N раз выше.

На рис. 5 показано сравнение пульсаций для цепей рис. 1а и 1с, когда обе цепи рассчитаны на одинаковое время простоя. Поскольку рабочий цикл в схеме трансформатора нормализован (приближен к 50″), контроллер может работать на частоте в N раз выше за то же время простоя.

Рис. 5. На этом рисунке показаны пульсации, создаваемые схемой на рис. 1а, и схемой на рис. 1с, предполагая, что обе они оптимизированы для минимального приемлемого времени простоя.

Вопросы эффективности

В топологии трансформатора следует учитывать три основные потери эффективности. Сопротивление постоянного тока трансформатора/индуктора в сочетании с сопротивлением переключателя приводит к потерям, пропорциональным квадрату пикового тока. Индуктивность рассеяния трансформатора приводит к потерям, потому что энергия трансформатора не полностью связана с выходом. Когда диод быстро и сильно смещается в обратном направлении (когда МОП-транзистор включается), любая задержка в диоде (время обратного восстановления, t _RR ) также может привести к значительным убыткам.

Потери КПД в процентах из-за сопротивления постоянному току в выключателе и первичной обмотке трансформатора не зависят от нагрузки и могут быть приблизительно определены как:

, где E _{R_LOSS} — это потери энергии из-за сопротивления за импульс, а E _{поставлено} — это энергия, отданная за импульс. Взяв интеграл резистивной рассеиваемой мощности на первичной стороне, резистивная потеря эффективности для больших рабочих циклов может быть аппроксимирована как:

, где D — рабочий цикл, выраженный в процентах, а R — сумма сопротивления переключателя и сопротивления первичной стороны. Для работы в прерывистом режиме то же уравнение применимо к схеме на рис. 1а или 1с. Потери эффективности из-за индуктивности рассеяния можно приблизительно представить как:

, где L _утечка — общая индуктивность рассеяния на первичной стороне. Трансформаторы с более высоким коэффициентом витков обеспечивают большую индуктивность рассеяния, более высокую частоту и меньшую энергию на импульс, поэтому источник неэффективности становится более значительным.

Выбор трансформатора

Поскольку выбор готовых трансформаторов намного меньше, чем выбор эквивалентных катушек индуктивности, трансформаторы обычно стоят дороже, чем катушки индуктивности с эквивалентной энергией и плотностью энергии. Клиентская база трансформаторов меньше, но набор возможных конфигураций трансформаторов намного больше, чем у соответствующих конфигураций индукторов. В результате часто необходимы магнитные конструкции на основе нестандартных трансформаторов.

При выборе автотрансформатора учитывайте эквивалентную катушку индуктивности. Например, в Toko можно приобрести следующий индуктор:

D32FU 680 мкГн, 74 мА, 20 Ом, 3,5 мм × 3,5 мм × 2,2 мм.

Разумно попросить автотрансформатор, сквозные характеристики которого аналогичны. Для такого трансформатора с соотношением витков 1:9 номинальная мощность на первичной стороне составит 6,8 мкГн, 740 мА и 2 Ом. Этот рейтинг индуктивности основан на значении N ² (где N — общее количество витков, деленное на количество витков на первичной стороне). Для соотношения витков 1:9 общее количество витков должно быть кратно 10. N = 10 необходимо использовать для предыдущего расчета. Ток насыщения обратно пропорционален N, а сопротивление пропорционально N.

Иногда тепловые ограничения не позволяют масштабировать максимальный номинальный ток с помощью N. Кроме того, ограниченный выбор продуктов может помешать вам выбрать идеальную отправную точку. Этот анализ обеспечивает отправную точку и хорошее преимущество при обсуждении возможностей с поставщиком нестандартных трансформаторов. При намотке в качестве автотрансформатора эквивалентный магнитный компонент должен занимать меньше места (меньшая полость для проводки), потому что меньшие токи позволяют использовать более тонкий провод на вторичной стороне. Однако дополнительные производственные затраты обычно препятствуют такому подходу.

Заявка

Схема на рис. 6 создает смещение ЛФД 75 В. Поскольку трансформатор снижает напряжение на коммутаторе, вы можете использовать небольшое 6-контактное устройство SOT23, такое как MAX1605. 28 В, 500 мА MOSFET в этой ИС более чем достаточно, поскольку он видит только пиковые напряжения V _IN + (V _OUT — V _IN )/N = 17 В. С более высоким коэффициентом трансформации схема может работать с более высокими напряжениями.

Рисунок 6. Эта схема, схема которой показана на рисунке 2, используется для получения 75 В из 2,5 В.

На рис. 7 показан максимальный выходной ток MAX1605 (измеренный типичный, при котором контроллер выходит за пределы регулирования на 5 дюймов) в зависимости от выходного и входного напряжения.

Рисунок 7. График зависимости максимальной нагрузки от выходного напряжения иллюстрирует максимальную нагрузку, обеспечиваемую схемой, показанной на рисунке 6.

Выходные пульсации для схемы, показанной на рис. 1с, можно рассчитать как:

где L _P — индуктивность первичной стороны, I _PK — пиковый ток первичной обмотки (500 мА), C _OUT — выходная емкость (0,47 мкФ), а V _OUT — выходное напряжение. Для выхода 75 В пульсации составляют 16 мВ _PP . Низкая индуктивность, которая создает такие низкие пульсации, обычно неэффективна в конфигурации с прямым усилением, как на рис. 1а.

Даже пульсация 16 мВ _PP недостаточно мала для многих приложений. Для смещения ЛФД высокие пульсации недопустимы, поскольку они напрямую связаны с сигналом. В таких приложениях можно использовать RC- или LC-фильтр после источника питания, но резистор в RC-фильтре приводит к ошибке регулирования нагрузки. Типичные токи нагрузки малы, но для фильтра пульсаций могут потребоваться большие резисторы.

При 100 В для высоких значений емкости требуется место на плате, поэтому фильтр состоит в основном из сопротивления. Для той же частоты среза (используя тот же резистор и конденсатор) вы можете уменьшить ошибку регулирования нагрузки в β раз, используя схему на рис. 8. зависимость V _OUT от нагрузки. Чтобы добиться большего снижения пульсаций при том же уровне регулирования нагрузки, можно использовать фильтрующий резистор, в β раз больший.

Рис. 8. Фильтр дополнительно уменьшает пульсации.

Экспериментальное сравнение, подходы индуктора и трансформатора

Для объективного сравнения катушек индуктивности и трансформаторов в высоковольтном преобразователе был выбран импульсный преобразователь со следующими характеристиками:

• Внешние МОП-транзисторы
• Регулируемая частота коммутации
• Регулируемый предел тока
• Доступен оценочный комплект

Контроллер токового режима MAX668 соответствует этим критериям, устраняя необходимость в конденсаторе прямой связи. Схема на рис. 9 позволяет сравнить производительность при замене трансформатора на катушку индуктивности и замене полевых МОП-транзисторов.

Рисунок 9. Эту схему можно использовать для обеспечения более высокой мощности и более высокого выходного напряжения.

MAX668 включает в себя драйвер MOSFET, который может эффективно управлять зарядом затвора 48 нКл MOSFET IRF7401. Со следующими компонентами он образует повышающий преобразователь на 150 В на основе индуктора. Следующие компоненты использовались вместе с оценочным комплектом MAX668:

• Катушка индуктивности: Coilcraft DO1813P-472HC 4,7 мкГн, 2,6 А, 0,054 Ом катушка индуктивности
• Сверхбыстродействующий диод: ES1D 200 В, время обратного восстановления 15 нс
• MOSFET: IRF640NS 200 В 0,15 Ом Q _G = 67 нКл, C _OSS = 185 пФ, обеспечивает ток более 2 А с приводом затвора 5,5 В
• Чувствительный резистор: Чувствительный резистор 50 мОм

Другой резистор, подключенный между клеммой FB и источником напряжения, позволяет этому источнику регулировать выходное напряжение, пропуская или подавая ток на клемму FB. Затем вы можете отрегулировать выходное напряжение до 150 В, а входное напряжение до 6 В.

Для решения на основе катушки индуктивности максимальный ток нагрузки составляет 18 мА при 150 В (2,7 Вт). Пиковая эффективность (65 дюймов) достигается при максимальной нагрузке, а ток покоя (без нагрузки) составляет 91 мА при напряжении питания 6 В. Потери тока покоя в цепи дросселя обусловлены временем обратного восстановления диода и емкостью стока полевого МОП-транзистора. эффекты показаны на рисунке 10.

Рис. 10. Эта фотография телескопа (слева) демонстрирует влияние времени обратного восстановления диода ES1D, равного 15 нс. Увеличение формы сигнала (справа) показывает, что ток дросселя фактически становится отрицательным, поскольку диод не выключается вовремя.

Трансформаторный подход (рис. 11) был реализован путем замены катушки индуктивности на следующий трансформатор с использованием топологии, показанной на рис. 1с: ​​

Sumida CMD-8LN 6313-T036,
L _P = 5,6 мкГн, I _P = 2,3 A, N _P :NS = 1:9,
R _P = 0,5 Ом

Рисунок 11. Форма импульса переключения показывает подход на основе трансформатора для схемы MAX668, повышающего преобразователя постоянного тока 150 В, показанного на рисунке 9.

Для использования трансформатора с соотношением витков 1:9 требуется только полевой МОП-транзистор на 22 В, но в реальном приложении для схемы трансформатора будет использоваться МОП-транзистор на 30 В (вместо МОП-транзистора на 200 В). Тем не менее, эффективность составляет 77 дюймов при подаче 25,5 мА при 150 В (3,8 Вт). Пиковая эффективность составляет 88 дюймов при 15 мА, а общий ток питания без нагрузки составляет всего 1,8 мА.

Использование полевого МОП-транзистора на 200 В с трансформатором позволяет получить гораздо более высокое напряжение. Теоретически 200-вольтовый МОП-транзистор и трансформатор 1:9 могут достигать выходного напряжения до 2 кВ, но на практике обмотки трансформатора не могут выдерживать такое высокое напряжение. Однако более серьезной проблемой является получение диодов > 1 кВ с быстрым временем обратного восстановления. Для медленного обратного восстановления скорость переключения должна быть уменьшена.

Замена диода ES1D на диод CMR1U-04 на 400 В (50 нс t _RR ) и замена выходных конденсаторов позволяет схеме выдавать выходное напряжение до 400 В. Диод ES1D не может надежно выдавать выходное напряжение выше 346 В, потому что его анод переходит в состояние -9 × В _IN при включении полевого МОП-транзистора. Сконфигурированная для V _OUT = 330 В, схема смогла выдать 9,6 мА (3,1 Вт) при эффективности 60 дюймов, а пиковая эффективность составила 66 дюймов при 4 мА.

Как упоминалось ранее, 30-вольтовый МОП-транзистор более логичен для выхода 150 В. IRF640NS был заменен на логический уровень IRF7811W (30 В, 0,012 Ом, Q _G = 18 нКл, C _DSS = 500 пФ). Сопротивление резко падает (с 0,15 Ом до 0,012 Ом), но повышение эффективности незначительно. При максимальной нагрузке 25,7 мА при 150 В эффективность составляет 82,3 дюйма (против 77 дюймов). Пиковая эффективность при 15,5 мА составляет 88 дюймов. Результаты эффективности представлены на рис. 12.

Рис. 12. На этом графике зависимости эффективности от нагрузки сравниваются повышающие преобразователи постоянного тока с трансформатором и повышающие преобразователи постоянного тока с дросселем. Максимальная нагрузка, ток покоя и КПД значительно улучшаются при использовании трансформатора.

Незначительное повышение эффективности подразумевает две вещи. Первичные потери находятся в трансформаторе (резистивные потери и энергия утечки), а емкостные потери — в полевом МОП-транзисторе. Основные потери связаны с сопротивлением первичной обмотки трансформатора, которое составляет около 0,5 Ом. Вы можете масштабировать эту систему, чтобы обеспечить более высокую мощность. Например, другой специальный трансформатор, указанный для I _PSAT = 5 А и L _P = 1,7 мкГн, должен обеспечивать более чем в два раза большую мощность.

Таким образом, помимо использования меньшего по размеру, более дешевого и более эффективного полевого МОП-транзистора IRF7811W, трансформаторный повышающий преобразователь может работать с более низкими входными напряжениями. Рычаг трансформатора может улучшить плотность мощности и эффективность, уменьшить пульсации и позволить использовать меньшие, более дешевые, а иногда и внутренние МОП-транзисторы. Стоимость применения трансформационного рычага в основном связана с рыночными ограничениями. Когда размер и удельная мощность имеют первостепенное значение, рассмотрите возможность использования трансформаторов.

Где преобразователи с фиксированным коэффициентом подходят для мощных систем подачи

Фил Дэвис, корпоративный вице-президент по глобальным продажам и маркетингу

Подавляющее большинство электромеханических или полупроводниковых нагрузок требуют стабильного преобразования напряжения постоянного тока в постоянный и жесткой регулировки для работать надежно. Преобразователи постоянного тока, которые выполняют эту функцию, обычно называются регуляторами точки нагрузки (PoL) и разработаны с характеристиками максимального и минимального входного напряжения, определяющими их стабильный рабочий диапазон. Сеть подачи питания (PDN) к этим регуляторам может различаться по сложности в зависимости от количества и типа нагрузок, общей архитектуры системы, уровней мощности нагрузки, уровней напряжения (ступеней преобразования), а также требований к изоляции и регулированию.

Многие разработчики энергосистем считают, что регулируемые преобразователи постоянного тока необходимы для проектирования их систем в целом. Однако регулирование PDN не всегда необходимо для обеспечения надлежащего уровня напряжения для регуляторов PoL и обязательно для напряжения промежуточной распределительной шины. Имея это в виду, инженеры по энергосистемам должны рассмотреть возможность внедрения преобразователей постоянного тока в постоянный с фиксированным коэффициентом, которые могут обеспечить значительные преимущества для общей производительности PDN.

Производительность PDN обычно измеряется с точки зрения потерь мощности, переходных характеристик, физического размера, веса и стоимости. Одной из основных проблем проектирования, влияющих на производительность PDN, является количество раз, когда сети требуется преобразование напряжения и жесткое регулирование линии/нагрузки. Инженеры тратят много времени на оптимизацию объемного преобразования напряжения, динамического регулирования и качества распределения для обеспечения высокой производительности и надежности.

Если мощность системной нагрузки находится в диапазоне нескольких киловатт, проектирование объемного PDN для работы с высоким напряжением снижает ток, который должна распределять система (P= V×I). Следовательно, размер, вес и стоимость PDN (кабели, шины, медные платы питания материнской платы) могут быть уменьшены (P _LOSS = I ² R). Таким образом, разработчики стремятся сохранить как можно больше схем, работающих при высоком напряжении/малом токе, преобразуя их в низкое напряжение/сильный ток только близко к нагрузке.

Однако для подключения высоковольтной и мощной сети PDN к нагрузке требуется преобразователь постоянного тока в постоянный с высокой эффективностью и высокой удельной мощностью. Если схема требует большого понижения напряжения, например, с 800 или 400 В до 48 В, преобразователи, способные выполнять эту работу и имеющие наивысший КПД, будут преобразователями с фиксированным коэффициентом. Эти преобразователи не обеспечивают регулирования и рассеивают небольшую мощность. Их высокий коэффициент полезного действия обеспечивает более высокую удельную мощность и более простое управление температурным режимом.

Что такое преобразователь с фиксированным коэффициентом?

Рисунок 1. Двунаправленный преобразователь с фиксированным коэффициентом, работающий как понижающий преобразователь с K = 1/16, может также служить в качестве повышающего преобразователя с K 16/1.

Преобразователь с фиксированным отношением работает во многом подобно трансформатору, но вместо преобразования переменного тока в переменный он выполняет преобразование постоянного тока в постоянный, при этом выходное напряжение представляет собой фиксированную часть входного постоянного напряжения. Как и трансформатор, преобразователь не обеспечивает регулировку выходного напряжения, а преобразование входного напряжения в выходное определяется «коэффициентом трансформации» устройства. Это отношение витков, называемое К-фактором, выражается в виде дроби относительно его способности понижать напряжение. Коэффициенты K могут варьироваться от K = 1 до K = 1/72 и выбираются на основе архитектуры PDN и спецификаций конструкции регулятора PoL. Типичные напряжения PDN подразделяются на низкое напряжение (LV), высокое напряжение (HV) и сверхвысокое напряжение (UHV).

Преобразователи с фиксированным коэффициентом могут быть изолированными или неизолированными, а также могут обеспечивать двунаправленный поток мощности с обратным преобразованием напряжения. Например, преобразователь с фиксированным коэффициентом K = 1/16 с двунаправленной способностью может работать как повышающий преобразователь с K&nbspof&nbsp16/1.

Рис. 2. BCM с последовательно соединенными выходами для более высокого выходного напряжения обеспечивают большую гибкость конструкции.

Рис. 3. Преобразователи BCM легко подключаются параллельно для удовлетворения более высоких требований к мощности.

Дополнительная гибкость конструкции включает в себя простое параллельное подключение для удовлетворения более высоких требований к мощности и возможность последовательного соединения выходов преобразователя для повышения выходного напряжения путем изменения коэффициента K.

Сети доставки электроэнергии претерпевают значительные изменения в связи с растущим спросом на электроэнергию на многих конечных рынках и в различных приложениях. Электромобили (электромобили), мягкие гибриды и подключаемые гибридные автомобили используют более высокие напряжения PDN, такие как 48 В. Уровень 48 В соответствует стандарту SELV (безопасное электрическое низкое напряжение), требуемому многими системами, и простым уравнениям мощности P = V×I и P _LOSS = I ² R объясните, почему сети PDN с более высоким напряжением более эффективны.

При заданном уровне мощности ток в четыре раза ниже при 48 В, чем в 12-вольтовой системе, а потери в 16 раз меньше. При четверти тока кабели и разъемы могут быть меньше, меньше весить и быть недорогими. Батарея на 48 В, используемая в гибридных автомобилях, имеет в четыре раза большую мощность, чем источник на 12 В, а дополнительная мощность может использоваться в силовых агрегатах для снижения выбросов CO ₂ , увеличения расхода топлива и использования новых функций безопасности и развлечений. .

Добавление ИИ (искусственного интеллекта) в центры обработки данных привело к тому, что рассеиваемая мощность стоек превысила 20 кВт, что сделало использование 12-В PDN громоздким и менее эффективным. Использование 48-В PDN дает здесь те же преимущества, что и в гибридных автомобилях. Как в автомобильных приложениях, так и в центрах обработки данных предпочтение отдается сохранению устаревших нагрузок 12 В и регуляторов понижения напряжения PoL, чтобы свести к минимуму количество изменений.

Поскольку напряжение 48 В соответствует стандарту SELV, неизолированный преобразователь с фиксированным коэффициентом полезного действия является хорошим выбором для каскада преобразования постоянного тока в постоянный с 48 В на 12 В, поскольку современные регуляторы PoL 12 В могут работать с колебаниями входного напряжения. Неизолированный, нерегулируемый преобразователь с фиксированным коэффициентом передачи является наиболее эффективным мощным шинным преобразователем. Он снижает рассеиваемую мощность, повышает удельную мощность и снижает затраты. Его высокая плотность позволяет создавать новые децентрализованные архитектуры распределенного питания в гибридных автомобилях, где неизолированные преобразователи с фиксированным коэффициентом могут располагаться рядом с нагрузкой, что позволяет использовать меньшую и более эффективную проводку 48-В PDN по всему автомобилю. В блейд-серверах небольшой неизолированный преобразователь постоянного напряжения с 48 В на 12 В может располагаться на материнской плате рядом с понижающими регуляторами.

Многие новые карты ускорителей ИИ, такие как SXM от Nvidia и карты OAM от членов Open Compute Project (OCP), разработаны с входным напряжением 48 В, поскольку процессоры ИИ потребляют 500–750 Вт. Компаниям, занимающимся облачными вычислениями и серверами, которые до сих пор используют в своих стойках объединительные платы PDN на 12 В, для использования этих высокопроизводительных карт требуется преобразование 12–48 В. Оснащение этих карт ускорителей двунаправленным неизолированным преобразователем с фиксированным коэффициентом передачи K = 1/4, действующим как повышающий преобразователь 12–48 В (K = 4/1), или внутри распределенного модуля повышенной мощности 12–48 В — позволяет старым стоечным системам включать возможности ИИ.

Высоковольтные приложения, требующие изоляции

В настоящее время мир оснащен радио и антенными вышками 4G, которые необходимо модернизировать с помощью новых систем 5G, потребляющих в 5 раз больше энергии, чем оборудование 4G. 4G PDN имеет напряжение 48 В и подается по кабелю от наземной энергосистемы. Значительный рост мощности, потребляемой оборудованием 5G, потребует использования силового кабеля большого диаметра и тяжелого кабеля, если PDN останется на уровне 48 В. Поэтому телекоммуникационные компании в настоящее время рассматривают возможность использования 380-V _DC PDN для значительного уменьшения размера кабеля.

Использование двунаправленного преобразователя с фиксированным коэффициентом K 1/8 в форсированном режиме позволяет наземной 48-вольтовой энергосистеме подавать 380 В (K: 8/1) на вершину мачты. Регулируемый преобразователь с 380 на 48 В наверху башни позволит системам 5G и 4G получать регулируемое питание 48 В и реализовать более дешевую подачу электроэнергии через небольшой силовой кабель на 380 В.

Рис. 4. Привязные дроны являются примером ситуации, когда силовые кабели должны быть максимально легкими. Преобразователи высокого напряжения могут помочь уменьшить размер и вес привязи.

Привязные дроны — еще одно высоковольтное приложение, требующее изоляции. Силовые кабели для привязных дронов могут иметь длину более 400 м, и дрон должен поднимать этот вес кабеля во время полета. Использование высокого напряжения, такого как 800 В, помогает уменьшить размер и вес привязных силовых кабелей. Компактный встроенный преобразователь с фиксированным коэффициентом, обычно K&nbsp=&nbsp1/16, может понижать напряжение до 48 В для бортовой электроники и видеополезной нагрузки.

В электромобилях высокие требования к мощности делают 400 В обычным выбором для напряжения батареи. Затем 400 В преобразуются в 48 В для распределения на различные нагрузки вокруг трансмиссии и шасси. Для быстрой зарядки аккумулятор на 400 В заряжается от зарядной станции с регулируемым напряжением 800 В _{Выход DC} через преобразователь 800-400В.

Рис. 5. В децентрализованной 48-вольтовой архитектуре несколько преобразователей меньшего размера с меньшей мощностью расположены ближе к 12-вольтовым нагрузкам.

В приложениях 400/48 В и 800/400 В параллельный массив изолированных преобразователей K: 1/8 (400/48) и K: 1/2 (800/400) с фиксированным коэффициентом плотность мощности и эффективность выше 98% могут работать эффективно. Регулирование происходит либо до, либо после каскада преобразователя с фиксированным коэффициентом. Повышение удельной мощности и эффективности за счет отсутствия регулирования также упрощает управление температурным режимом.

Системы Exascale High Performance Computing (HPC) используют 380 В постоянного тока в качестве основного PDN, поскольку уровни мощности стойки обычно превышают 100 кВт. В этих приложениях изолированные преобразователи с фиксированным коэффициентом K: 1/8 и K: 1/16 интегрируются в блейд-серверы или в мезонинные карты, распределенные по стойке, для подачи 48 В или 12 В на материнские платы. Затем регулирование осуществляется с помощью массива многофазных понижающих преобразователей на 12 В или передовых высокоэффективных архитектур 48 В-в-PoL. Плотность и эффективность преобразователя с фиксированным коэффициентом снова играют решающую роль в обеспечении высокой производительности архитектуры PDN этого типа.

Рисунок 6. Vicor NBM2317 обеспечивает эффективное преобразование с 48 В на 12 В и наоборот, поскольку это двунаправленный преобразователь. Двунаправленность позволяет интегрировать унаследованную плату в инфраструктуру на 48 В или новейший графический процессор в унаследованную стойку на 12 В.

Передовые корпоративные системы и высокопроизводительные вычисления, коммуникационная и сетевая инфраструктура, автономные транспортные средства и многочисленные транспортные приложения — вот лишь некоторые из быстрорастущих отраслей, требующих большей мощности. Эти приложения имеют общую нить: каждое из них имеет экстремальные требования к мощности и выигрывает от небольшого преобразователя постоянного тока с высокой плотностью мощности, который может сэкономить место и вес.