Усилитель напряжения на транзисторе: Усилитель напряжения на биполярном транзисторе.

Содержание

Усилитель напряжения на полевом транзисторе

Заглавная страница
Избранные статьи
Случайная статья
Познавательные статьи
Новые добавления
Обратная связь

КАТЕГОРИИ:

Археология
Биология
Генетика
География
Информатика
История
Логика
Маркетинг
Математика
Менеджмент
Механика
Педагогика
Религия
Социология
Технологии
Физика
Философия
Финансы
Химия
Экология

ТОП 10 на сайте

Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации

Техника нижней прямой подачи мяча.

Франко-прусская война (причины и последствия)

Организация работы процедурного кабинета

Смысловое и механическое запоминание, их место и роль в усвоении знаний

Коммуникативные барьеры и пути их преодоления

Обработка изделий медицинского назначения многократного применения

Образцы текста публицистического стиля

Четыре типа изменения баланса

Задачи с ответами для Всероссийской олимпиады по праву



Мы поможем в написании ваших работ!

ЗНАЕТЕ ЛИ ВЫ?

Влияние общества на человека

Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации

Практические работы по географии для 6 класса

Организация работы процедурного кабинета

Изменения в неживой природе осенью

Уборка процедурного кабинета

Сольфеджио. Все правила по сольфеджио

Балочные системы. Определение реакций опор и моментов защемления

⇐ ПредыдущаяСтр 14 из 40Следующая ⇒

 

Функциональная схема этого усилителя приведена на рис. 9.3, а. Эквивалентная электрическая схема показана на рис. 9.3, б. Емкость C0 является здесь входной емкостью второго каскада.

 

 

По эквивалентной схеме можно рассматривать работу усилителя на различных частотах. В средней части частотного диапазона (от 200 до 3000 Гц) сопротивление емкости C0 достаточно большое и она не шунтирует сопротивления Rcи R3, поэтому общее сопротивление в стоке транзистора

 

 

Коэффициент усиления каскада

 

 

где Iс _ ток в стоке транзистора; μ — статический коэффициент усиления полевого транзистора, μ = ΔUстока,истокаUзатвора; α = Ri/R1коэффициент нагрузки.

При Ri>> R3, R3 >> Rcможно считать R1/Rc>> (1 + Ri/R3), тогда коэффициент усиления в средней части частотного диапазона

 

 

где S — крутизна характеристики полевого транзистора.

Для низких частот ωн (меньше 200 Гц) сопротивление конденсатора Сс становится существенным, поэтому на резисторе R3падает только часть усиленного сигнала. Коэффициент усиления на этих частотах

 

 

На высоких частотах ωв (свыше 3 кГц) начинает сказываться сопротивление конденсатора Со. Общее сопротивление нагрузки в цепи стока транзистора в этом случае


 

 

Коэффициент усиления на этих частотах

 

 

Частотная характеристика усилителя приведена на рис. 9.3,

в.

Схема усилителя с динамической нагрузкой показана на рис. отсутствует. Следовательно, через него протекает нулевой ток. Это признак того, что резистор имеет бесконечное сопротивление для переменного сигнала.

 

 

В схеме рис. 9.5 полевой транзистор VT1 выступает в роли генератора тока. Ток стока полевого транзистора направлен в базу биполярного транзистора. В этой схеме входное напряжение преобразуется в полевом транзисторе в ток, который усиливается биполярным транзистором. Схема может обеспечить большой коэффициент усиления по току. Ограничение коэффициента усиления в этой схеме происходит за счет того, что полевой транзистор работает при малых токах стока, где крутизна характеристики значительно отличается от справочных данных на полевой транзистор. В результате общий коэффициент усиления не превышает 100. Рассмотренная схема имеет очень важное преимущество по сравнению с другими. Колебания питающего напряжения и помехи, существующие в цепях питания, не влияют на входной и выходной сигналы усилителя, так как они развязаны с питающим источником большим выходным сопротивлением биполярного транзистора.

 

Операционные усилители

 

Операционные усилители (ОУ) нашли применение в электронной аппаратуре за счет своей универсальности и многофункциональности. Они представляют собой специальные усилители постоянного тока. Электрические схемы ОУ весьма разнообразны. ОУ могут быть с одним или двумя входами. Различают также ОУ с параметрической компенсацией дрейфа нуля, преобразованием сигнала и автоматической коррекцией дрейфа нуля. В усилителях с непосредственными связями компенсация дрейфа нуля осуществляется за счет построения входных каскадов по симметричной балансной или дифференциальной схемам. В усилителях с преобразованием сигнала для усиления постоянной составляющей используется импульсная стабилизация типа модуляция-усиление—демодуляция.

 

Операционные усилители без преобразования сигнала

 

Наиболее широкое распространение получили ОУ без преобразования сигнала, где входной каскад построен по дифференциальной схеме. ОУ этого типа состоят из каскадов: дифференциального усилителя, схемы смещения уровня напряжений, выходного усилителя мощности.

 

 

Простой дифференциальный каскад включает в себя три транзистора (рис. 9.6, а). Транзистор VT3 работает в режиме генератора тока. Коллекторный ток этого транзистора задается стабильным напряжением на делителе R

1 R2и сопротивлением Rэ. При равенстве Ulвхи U2вхток I3 транзистора VT3 протекает равными частями через транзисторы VT1 и VT2. В коллекторах этих транзисторов устанавливается напряжение

 

 

Напряжения Ulвых и U2выхравны Е1/2.

В зависимости от разности между Ulвхи U2вхвыходные напряжения меняются, как показано на рис. 9.6, б.

Схема смещения уровня постоянного напряжения, которое устанавливается на коллекторах транзисторов дифференциального каскада, показана на рис. 9.7, а.

На базе транзистора VT2 устанавливается напряжение Е2/2, Через этот транзистор протекает ток

Iэ = E2/2R4. На эмиттер транзистора VT1 подается напряжение UK= Е1/2 (положительной полярности). Коллекторный ток транзистора VT2 Iк = Iэ создает падение напряжения на резисторе R3IK = E1/2.

В результате напряжение положительной полярности эмиттера VT1 полностью падает на резисторе R3и напряжение Ulвыхбудет равняться нулю.

Выходной каскад строится на сдвоенном эмиттерном повторителе. Когда напряжение Ulвых положительное, открывается транзистор VT1, обеспечивающий выходной ток. Отрицательная полярность U1выхоткрывает транзистор VT2, обеспечивая выходной ток (рис.

9.7, б).

На графическом изображении ОУ (рис. 9.7, в) указаны следующие выводы: 1 — инвертирующий вход, 2 — неинвертирующий вход, 3 — подключение положительного источника питания, 4 — подключение отрицательного источника питания, 5 — выходной сигнал. Частотная характеристика ОУ приведена на рис. 9.7, г.

Перечислим основные параметры ОУ.

1. Входное сопротивление — дифференциальное сопротивление переменному току

 

 

2. Средний входной ток, при отсутствии сигнала не превышающий сотен наноампер.

3. Входной ток сдвига ΔIвх = Iвх+Iвх — разность между входными токами (он в несколько раз меньше среднего входного тока).

4. Напряжение смещения (прикладывается к одному из входов, Для получения Uвых = 0), равное 1мВ.

5. Температурный дрейф напряжения смещения

 

 

6. Выходное сопротивление, составляющее 1 . ..5 кОм.

7. Коэффициент усиления в пределах 102… 105.

8. Полоса пропускания — полоса частот, в которой выходное напряжение уменьшается не более чем до 0,7 от максимального значения.

9. Скорость нарастания выходного напряжения р = Δ Uвыхt.

10. Время установления выходного напряжения, определяемое между уровнями (0,1…0,9) Uвых и составляющее единицы мкс.

11. Максимальный выходной ток, составляющий 5 мА и более.

Для ОУ принципиальное значение имеют три параметра: р, RBX, ΔUCMT. Любой из параметров ОУ можно улучшить за счет ухудшения других. Различают ОУ:

прецизионные, предназначенные для применения в контрольно-измерительной аппаратуре;

быстродействующие — для схем, где требуются широкая полоса пропускания, высокая скорость нарастания выходного напряжения и малое время установления;

универсальные, или средней точности;

микромощные, где рабочий ток усилителя задается внешним резистором;

с высоким входным сопротивлением;

малошумящие;

многоканальные;

мощные.

Прецизионные, быстродействующие, микромощные, малошумящие, широкополосные ОУ относятся к классу специализированных, поскольку один или несколько их параметров имеют значения, близкие к предельным.

 

⇐ Предыдущая9101112131415161718Следующая ⇒



Читайте также:



Психологические особенности спортивного соревнования

Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации

Занятость населения и рынок труда

Социальный статус семьи и её типология



Последнее изменение этой страницы: 2016-06-26; просмотров: 972; Нарушение авторского права страницы; Мы поможем в написании вашей работы!

infopedia. su Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Обратная связь — 176.9.44.166 (0.009 с.)

14. Усилитель напряжения на биполярном транзисторе. Схема и принцип действия. Температурная стабилизация.

Усилители на биполярных транзисторах

 

 В усилителях на биполярных транзисторах используется три схемы подключения транзистора:  с общей базой (рис. 5.6; 5.9), с общим эмиттером (рис. 5.7; 5.10), с общим коллектором (рис. 5.8; 5.11).

На рисунках 5.6-5.8 показаны схемы включения транзисторов с питанием входных и выходных цепей от отдельных источников питания, а на рисунках 5.9-5.11 – с питанием входных и выходных цепей транзистора от одного источника постоянного напряжения.

 Усилители в схеме включения транзистора с общей базой характеризуются усилением по напряжению, отсутствием усиления по току, малым входным сопротивлением и большим выходным сопротивлением.

У силители в схеме включения транзистора с общим коллектором характеризуются усилением по току, отсутствием усиления по напряжению, большим входным сопротивлением и малым выходным сопротивлением.

Наибольшее распространение получила схема включения с общим эмиттером. В схеме включения транзистора с общим эмиттером усилитель обеспечивает усиление по напряжению, по току, по мощности. Такой усилитель имеет средние значения входного и выходного сопротивления по сравнению со схемами включения с общей базой и общим коллектором.

Сравнительные характеристики усилителей приведены в таблице:

 

Параметр

Схема ОЭ

Схема ОБ

Схема ОК

коэффициент усиления по току

Десятки-сотни

Немного меньше единицы

Десятки-сотни

коэффициент усиления по напряжению

Десятки-сотни

Десятки-сотни

Немного меньше единицы

коэффициент усиления по мощности

Сотни-

десятки тысяч

Десятки-сотни

Десятки-сотни

Входное

сопротивление

Сотни ом – единицы килоом

Единицы-

десятки ом

Десятки –

сотни килоом

Выходное

сопротивление

Единицы – десятки килоом

Сотни килоом – единицы мегаом

Сотни ом –

единицы килоом

 

Параметры транзистора в значительной степени зависят от температуры. Изменение температуры окружающей среды приводит к изменению рабочего режима транзистора в простой с хеме усилителя при включении транзистора с общим эмиттером (рис. 5.2 б). Такая простая схема усилителя используется очень редко. Для стабилизации режима работы транзистора при изменении температуры используют схемы коллекторной (рис. 5.12, 5.13) и эмиттерной (рис. 5.14, 5.15) стабилизации режима работы транзистора.

Коллекторная температурная стабилизация режима работы транзистора по схеме рисунка 5.12 используется редко, так как кроме температурной стабилизации происходит уменьшение коэффициента усиления за счет отрицательной обратной связи по переменному току. Устранить отрицательную обратную связь по переменному току позволяет конденсатор С1 в схеме, приведенной на рисунке 5.13. Такая стабилизация используется, например, в антенных усилителях для телевизионного приема.

Как в промышленных, так и в радиолюбительских конструкциях широко применяется эмиттерная температурная стабилизация режима работы транзистора. На р исунках 5.14 и 5.15 приведены схемы однокаскадных усилителей на биполярных транзисторах n-p-n и p-n-p типов с эмиттерной температурной стабилизацией режима работы транзистора.

Проследим цепи, по которым протекают постоянные токи в усилителе по схеме рисунка 5.14. Постоянный ток делителя напряжения протекает по цепи: плюс источника питания, резисторы R1, R2, минус источника питания. Постоянный ток базы транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT1, резистор Rэ, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор RК, выводы коллектор-эмиттер транзистора, резистор Rэ, минус источника питания. Биполярный транзистор в составе усилителя работает в режиме, когда переход база-эмиттер смещен в прямом направлении, а переход база-коллектор — в обратном. Поэтому постоянное напряжение на резисторе R2 будет равно сумме напряжения на переходе база-эмиттер транзистора VT1 и напряжения на резистореRэ:  UR2=Uбэ+URэ. Отсюда следует, что постоянное напряжение н а переходе база-эмиттер будет равно  Uбэ= UR— URэ.

Пусть температура окружающей среды увеличивается. В результате этого увеличиваются постоянные токи базы, коллектора и эмиттера, т.е. изменяется рабочая точка транзистора. Ток делителя напряжения на резисторах R1, R2 выбирают значительно больше тока базы транзистора.  Поэтому напряжение на резисторе R2 при изменении температуры остается практически неизменным (сопротивление резистора от температуры не зависит), а напряжение на резисторе Rэ с увеличением температуры увеличивается за счет увеличения тока эмиттера при неизменном сопротивлении резистора в цепи эмиттера. В результате этого напряжение база-эмиттер уменьшится, что приведет к уменьшению тока базы, а, следовательно, и силы тока коллектора. Таким образом, рабочая точка транзистора будет стремиться к исходному состоянию. Наличие резистора в цепи эмиттера приводит к появлению отрицательной обратной связи как по постоянному, так и по переменному токам. Для устранения отрицательной обратной связи по переменному току параллельно резистору Rэ подключают конденсатор. Емкость конденсатора Сэ выбирают так, чтобы его сопротивление переменному току на самой низкой частоте усиливаемого сигнала было значительно (примерно в десять раз) меньше сопротивления резистора в цепи эмиттера.

В усилителях низкой частоты на биполярных транзисторах применяются разделительные конденсаторы большой емкости. Это, как правило, электролитические конденсаторы, при подключении которых в электрическую цепь необходимо соблюдать полярность. Если источник усиливаемого сигнала не имеет постоянной составляющей и к выходу усилителя подключается нагрузка, не имеющая постоянного напряжения на своих зажимах, то полярность конденсаторов при использовании транзисторов n-р-n типа должна быть такой, как показано на рисунке 5.14, а для транзистора р-n-р типа — на рисунке 5.15 (изменяется полярность включения источника питания и полярность подключения конденсаторов). Емкость разделительного конденсатора (конденсатор на выходе усилительного каскада) выбирают такой, чтобы его сопротивление было много меньше входного сопротивления следующего усилительного каскада, или много меньше сопротивления нагрузки на самой низкой частоте усиливаемого сигнала.

В последнее время широко применяются двухкаскадные усилители с непосредственной связью между транзисторами (рис. 5.16). Такие усилители применяются в качестве входных усилителей низкой частоты, в качестве антенных усилителей телевизионного сигнала и др. В этих усилителях обеспечивается температурная стабилизация режима обоих транзисторов. Рассмотрим цепи, по которым протекают постоянные токи. Постоянный ток базы транзистора VT1 протекает по следующим цепям: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT2, резистор R2, переход база-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания; плюс источника питания, резистор Rк, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT2, резистор  R2,

переход база-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток базы транзистора VT2 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT2, резистор Rэ, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT2 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор Rк, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT2, резистор Rэ, общий провод, минус источника питания.

При увеличении температуры увеличивается ток базы первого транзистора. Это приведет к увеличению тока коллектора этого транзистора и уменьшению напряжения между коллектором первого транзистора и общим проводом. В результате уменьшится ток базы второго транзистора, что приведет к уменьшению тока коллектора второго транзистора. Напряжение на резисторе Rэ уменьшится, и ток базы первого транзистора будет стремиться к своему первоначальному значению.

Входные цепи чувствительного усилителя низкой частоты обязательно выполняются экранированным проводом, причем экран соединяется с корпусом усилителя в одной точке. От выбора этой точки зависит уровень мешающих напряжений.

Транзистор как усилитель — CoderLessons.com

Чтобы транзистор действовал как усилитель, он должен быть правильно смещен. Мы обсудим необходимость правильного смещения в следующей главе. Здесь, давайте сосредоточимся, как транзистор работает как усилитель.

Транзисторный усилитель

Транзистор действует как усилитель, повышая силу слабого сигнала. Напряжение смещения постоянного тока, приложенное к основанию соединения эмиттера, заставляет его оставаться в прямом смещенном состоянии. Это прямое смещение поддерживается независимо от полярности сигнала. На рисунке ниже показано, как выглядит транзистор при подключении в качестве усилителя.

Низкое сопротивление входной цепи позволяет любому небольшому изменению входного сигнала привести к значительному изменению выходного сигнала. Ток эмиттера, вызванный входным сигналом, вносит ток коллектора, который, когда протекает через нагрузочный резистор R L , приводит к значительному падению напряжения на нем. Таким образом, небольшое входное напряжение приводит к большому выходному напряжению, что показывает, что транзистор работает как усилитель.

пример

Пусть произойдет изменение входного напряжения на 0,1 В, что дополнительно приведет к изменению тока эмиттера на 1 мА. Этот ток эмиттера, очевидно, вызовет изменение тока коллектора, которое также будет равно 1 мА.

Сопротивление нагрузки 5 кОм, помещенное в коллектор, будет создавать напряжение

5 кОм × 1 мА = 5 В

Следовательно, наблюдается, что изменение на 0,1 В на входе дает изменение на 5 В на выходе, что означает, что уровень напряжения сигнала усиливается.

Производительность усилителя

Поскольку общий тип подключения к излучателю в основном принят, давайте сначала разберемся с несколькими важными терминами, относящимися к этому режиму подключения.

Входное сопротивление

Поскольку входная цепь смещена в прямом направлении, входное сопротивление будет низким. Входное сопротивление – это сопротивление, создаваемое переходом база-эмиттер потоку сигнала.

По определению это отношение небольшого изменения напряжения базы-эмиттера (ΔV BE ) к результирующему изменению тока базы (ΔI B ) при постоянном напряжении коллектор-эмиттер.

Входное сопротивление, Ri= frac DeltaVBE DeltaIB

Где R i = входное сопротивление, V BE = напряжение базы-эмиттера, а I B = ток базы.

Выходное сопротивление

Выходное сопротивление транзисторного усилителя очень высокое. Ток коллектора изменяется очень слабо с изменением напряжения коллектор-эмиттер.

По определению это отношение изменения напряжения коллектора-эмиттера (ΔV CE ) к результирующему изменению тока коллектора (ΔI C ) при постоянном базовом токе.

Выходное сопротивление = Ro= frac DeltaVCE DeltaIC

Где R o = выходное сопротивление, V CE = напряжение коллектор-эмиттер, а I C = напряжение коллектор-эмиттер.

Эффективная нагрузка на коллектор

Нагрузка подключена к коллектору транзистора, и для одноступенчатого усилителя выходное напряжение берется с коллектора транзистора, а для многоступенчатого усилителя то же самое собирается с каскадных каскадов транзисторной цепи.

По определению это общая нагрузка, видимая током коллектора переменного тока. В случае одноступенчатых усилителей эффективная нагрузка коллектора представляет собой параллельную комбинацию R C и R o .

Эффективная нагрузка коллектора, RAC=RC//Ro

= fracRC timesRoRC+Ro=RAC

Следовательно, для одноступенчатого усилителя эффективная нагрузка равна нагрузке коллектора R C.

В многоступенчатом усилителе (то есть имеющем более одного каскада усиления) также учитывается входное сопротивление R i следующего каскада.

Эффективная нагрузка коллектора становится параллельной комбинацией R C , R o и R i, т. Е.

Эффективная нагрузка коллектора, RAC=RC//Ro//Ri

RC//Ri= fracRCRiRC+Ri

Поскольку входное сопротивление R i довольно мало, следовательно, эффективная нагрузка уменьшается.

Текущая прибыль

Коэффициент усиления по току, когда наблюдаются изменения входных и выходных токов, называется коэффициентом усиления по току . По определению это отношение изменения тока коллектора (I C ) к изменению базового тока (I B ).

Текущая прибыль,  beta= frac DeltaIC DeltaIB

Значение β колеблется от 20 до 500. Коэффициент усиления по току указывает, что входной ток становится β-кратным в токе коллектора.

Усиление напряжения

Коэффициент усиления по напряжению, когда наблюдаются изменения входных и выходных токов, называется коэффициентом усиления по напряжению . По определению это отношение изменения выходного напряжения (ΔV CE ) к изменению входного напряжения (ΔV BE ).

Коэффициент усиления по напряжению, AV= frac DeltaVCE DeltaVBE

= fracИзменитьввыводтекущий разэффективныйнагрузкаИзменитьввходтекущий развводсопротивление

= frac DeltaIC timesRAC DeltaIB timesRi= frac DeltaIC DeltaIB times fracRACRi= beta times fracRACRi

Для одной ступени R AC = R C.

Тем не менее, для многоступенчатой,

RAC= fracRC timesRiRC+Ri

Где R i – входное сопротивление следующей ступени.

Усиление силы

Коэффициент усиления по мощности, когда наблюдаются изменения входных и выходных токов, называется коэффициентом усиления по мощности .

По определению это отношение мощности выходного сигнала к мощности входного сигнала.

Усиление мощности, AP= frac( DeltaIC)2 timesRAC( DeltaIB)2 timesRi

= left( frac DeltaIC DeltaIB right) times frac DeltaIC timesRAC DeltaIB timesRi

= Коэффициент усиления по току × коэффициент усиления по напряжению

Следовательно, это все важные термины, которые относятся к производительности усилителей.

Усилители управляемые напряжением на основе JFET

Ранее мы познакомились с простым УУН на биполярном транзисторе и даже реализовали АРУ по ВЧ на его основе. Но у этой схемы есть свои ограничения. В частности, диапазон возможных усилений одного УУН составляет лишь ~10 dB. Сегодня мы рассмотрим несколько альтернативных схем, основанных на транзисторах с управляющим PN-переходом (JFET).

В радиолюбительской литературе можно найти больше одного УУН на JFET. Мне понравились схемы, предложенные в статье The Hybrid Cascode — A General Purpose AGC IF Amplifier [PDF], авторы Wes Hayward, W7ZOI и Jeff Damm, WA7MLH. Дальше я расскажу, как пытался воспроизвести некоторые из этих схем, и что их этого вышло.

Каскодный усилитель

Авторы предлагают начать со следующей схемы:

Это называется каскодный усилитель, или каскод (cascode). Каскод может быть выполнен на радиолампах, биполярных транзисторах, и других активных компонентах. В данном случае имеем каскод на JFET.

По большому счету, это обычный усилитель на J1. Транзистор J2 позволяет контролировать ток через J1, благодаря чему изменяется усиление. Пять диодов 1N4148 обеспечивают положительное напряжение на истоке J1 (см шпаргалку по JFET). Входной импеданс усилителя задается в основном Rin. Для согласования с 50 Ом применена LC-схема (Lin, Cv). Выходной импеданс усилителя высокий. Для согласования с 50 Ом применен трансформатор на кольце FT37-43.

Vs управляющего транзистора при Vg = 0 составляет около 6.5 В. Vs будет немного увеличиваться по мере открытия транзистора, но не сильно. Соответственно, имеем Vgs = -6.5 В. Когда Vg увеличивается, Vgs также увеличивается, в сторону нуля, значит ток через транзистор растет (опять же, см шпаргалку по JFET). То есть, чем больше управляющее напряжение, тем больше усиление.

Вместо транзисторов J310 я использовал J111. Ранее мы убедились, что эти транзисторы примерно эквивалентны. Для согласования 50 Ом с 2200 Ом на частоте 9 МГц (популярный выбор ПЧ) Cv должен быть 52. 7 пФ. Не уверен, почему авторы рекомендуют 42 пФ. Либо это опечатка, либо они учли паразитные эффекты в цепи. Так или иначе, был использован подстроечный конденсатор на 50 пФ. В теории, можно обойтись и без подстроечника, но с ним удобнее. Lin был намотан в 30 витков на кольце T68-2.

При измерении усилителя анализатором спектра видим следующее:

Схема питается от 13.8 В. Максимальное усиление составило 8.6 dB при управляющем напряжении 10 В. При напряжении 0 В получаем усиление -6.1 dB. См желтый и бирюзовый трейсы соответственно. Пурпурный трейс — для напряжения 3 В.

Итого, здесь мы можем регулировать усиление в интервале 14.5 dB, что уже лучше УУН на биполярном транзисторе. Кроме того, усилитель имеет КСВ ≤ 2 по входу при любом значении управляющего напряжения.

Дабы не повторяться, скажу, что все рассмотренные схемы питаются от 13.8 В и всегда имеют КСВ ≤ 2 по входу. Кроме того, в отсутствие питания все они обеспечивают 50+ dB изоляции между входом и выходом. Чтобы избежать искажений, при максимальном усилении на вход должно подаваться ≤ -30 dBm. Это знание позволяет определить, в какой момент детектор должен снижать управляющее напряжение при реализации АРУ.

Гибридный каскод

J2 может быть заменен биполярным транзистором:

Поскольку в схеме теперь используется два разных активных компонента, говорят, что это гибридный каскод.

Схема дает большой диапазон возможных усилений:

Желтый график соответствует управляющему напряжению 11.6 В, пурпурный — 6 В, бирюзовый — 3 В. При управляющием напряжении 2 В усиление падает ниже -45 dB. Еще одно преимущество схемы состоит в том, что ей нужен только один JFET. Последние дороже биполярных транзисторов.

Упрощенный гибридный каскод

Гибридный каскод можно упростить:

Качественно схема работает так же, как и предыдущая:

Желтый график соответствует управляющему напряжению 12 В, пурпурный — 4 В, бирюзовый — 2 В. При управляющием напряжении 1 В усиление падает ниже -45 dB. Эта схема чуть хуже согласована по входу, но с практической точки зрения это ни на что не влияет.

Зато, в отличие от предыдущих схем, она мало зависит к напряжения питания. Если снизить Vcc с 13.8 В до 9.0 В, максимальное усиление упадет на 3 dB. Все остальные свойства останутся неизменными. Это особенно полезно, если вы делаете портативный трансивер, питаемый от аккумулятора.

Заключение

Если вы нашли эту информацию полезной, рекомендую прочитать оригинальную статью [PDF]. В ней рассказывается, как обойтись без диодов в последней схеме и как последовательно соединить несколько усилителей. Приводится полная схема АРУ с детектором. UPD: См также дополнительные материалы к статье, в том числе errata.

Также вас может заинтересовать статья Adding AGC to a Termination Insensitive Amplifier [PDF], написанная Wes Hayward, W7ZOI. Из статьи вы узнаете, как встроить упрощенный гибридный каскод в двунаправленный усилитель. Идеи из этой статьи ранее использовались в посте Двунаправленный ВЧ усилитель управляемый напряжением.

Метки: Беспроводная связь, Любительское радио, Электроника.

2.1 Усилители на биполярных и полевых транзисторах

2.1 Усилители на биполярных и полевых транзисторах

Схема усилителя на полевом транзисторе с p-n переходом, включенном по схеме с общим истоком, показана на рисунке 2.1.1.

Рисунок 2.1.1 Схема усилителя на полевом транзисторе

Конденсаторы Сх и С2 являются разделительными: Сх препятствует связи по постоянному току источника входного сигнала и усилителя, С2 служит разделения по постоянному току цепи стока и нагрузки. Конденсатор Си устраняет отрицательную обратную связь для переменной составляющей. Резистор R обеспечивает нулевое напряжение между затвором и общей точкой при отсутствии сигнала на входе.

В n-канальном ПТ с управляющим переходом напряжение затвор-исток должно быть отрицательным. Это достигается с помощью автоматического смещения. Цепь автоматического смещения состоит из резистора R, соеди­няющего затвор с общей точкой, и резистора R в цепи истока. Поскольку ток затвора полевого транзистора ничтожно мал, постоянная составляющая напряжения на резисторе R равна нулю и напряжение затвор-исток отрица­тельно: Uзи=-Rи*1с.

Для обеспечения высокого входного сопротивления схемы величина R выбирается большой (до нескольких МОм). Номиналы разделительных конден­саторов в усилителях на полевых транзисторах могут быть гораздо меньше, чем в схемах на биполярных транзисторах. Это объясняется тем, что входные со­противления полевых транзисторов значительно выше, чем биполярных.

Функциональная схема усилителя на биполярном транзисторе приведена на рисунке 2.1.2, а.

Рисунок 2.1.2 схема усилителя на биполярном транзисторе

а) схема, б) входная вольтамперная характеристика в) выходная вольтамперная характеристика

Резисторы R1 и R2задают режим покоя каскада, при котором в транзисторе протекают только постоянные токи покоя базы IБп, коллектора IКп и эмиттера IЭп. На базе, коллекторе и эмиттере действуют постоянные напряжения покоя UБп, UKп, UЭп.

Конденсаторы С1 и С2 — разделительные. Конденсатор С1 препятствует протеканию постоянного тока с делителя R1, R2. Конденсатор С2 препятствует прохождению постоянного напряжения на резистор RH. На этом резисторе действует переменная составляющая коллекторного напряжения. Резистор RЭопределяет ток покоя через транзистор при заданном напряжении UБп. Этот резистор для переменного сигнала является отрицательной обратной связью, предназначенной для стабилизации режима покоя транзистора при изменении его температуры. При увеличении (например, из-за роста температуры) тока коллектора покоя IКп возрастают ток эмиттера покоя IЭп и падение напряжения на резисторе RЭ, поскольку UЭп=IЭп*RЭ.

Так как напряжение UБп фиксировано делителем R1 R2, то с увеличением UЭп происходит закрывание транзистора. Это ведет к уменьшению коллекторного тока. Происходит автоматическая балансировка режима работы транзистора в режиме покоя.

Введение резистора RЭ изменяет работу каскада и при усилении переменного входного сигнала. Переменный ток эмиттера создает на резисторе падение напряжения UЭ=TЭ*RЭ, которое уменьшает усиливаемое напряжение. Коэффициент усиления каскада

Для исключения резистора RЭ для протекания переменного тока его необходимо шунтировать конденсатором СЭ достаточно большой емкости. При наличии конденсатора общее сопротивление в цепи эмиттера:

где Xc=1/jωС.

Расчет параметров каскада в режиме покоя по постоянному току проводят графоаналитическим методом с использованием статических входных и выходных вольтамперных характеристик (ВАХ) (рисунок 2. 1.2, б, в).

Для определения параметров выходного сигнала в динамическом режиме усиления сопротивление нагрузки RH подключается параллельно сопротивлению RK.

Общее сопротивление в цепи коллектора RK0=RK*RH/(RK+RH). При этом следует учитывать, что ХС2=0. Поскольку RK>RK0, то нагрузочная прямая проходит по линии СД.

Рассмотренный каскад дает ограниченное усиление из-за того, что сопротивление RK определяет рабочую точку на выходных характеристиках по постоянному току с учетом допустимых нелинейных искажений. С увеличением RK нелинейные искажения увеличиваются. Чтобы исключить эту зависимость, применяют динамическую коллекторную нагрузку.

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока Ic, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=Ri||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=RiSмакс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где rк — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.
а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между Sm, Uотс и Ic0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.
а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

rз>>rк, то

Uдр ≈ ΔIз(Ri+rк)      (5)

где ΔIз — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э. д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πCзс(Ri+rк) и Ri>>rк можно считать

Sc макс ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения Uупр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 — напряжение на емкости Сз.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

fмакс < Uc/(UотсπCз.сRi),      (8)

где Uc — напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τн=Rн(Cнз.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτн) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

Sс макс ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.
а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.
а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи Iп можно осуществить включением дополнительного конденсатора Ск в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор Сп. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и Cз.из.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;
полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;
большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 106; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20…60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

  1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
  2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
  3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П. , Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
  4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. — В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
  5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. — «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
  6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. — «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
  7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
  8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
  9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. — «IЕЕЕ Internat. Conf. Record», 1967, pt. 8.
  10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
  11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
  12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
  13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
  14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. — «Приборы и системы управления», 1974, №1
BACK MAIN PAGE

ТРАНЗИСТОР КАК УСИЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ

ТРАНЗИСТОР КАК УСИЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
ТРАНЗИСТОР ДЛЯ УСИЛИТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Значения компонентов усилителя на транзисторах со связью сопротивления и емкости можно легко получить с помощью нескольких простых вычислений. Просто следуйте описанной процедуре.
Ллойд Батлер ВК5БР
(Первоначально опубликовано на любительском радио в апреле 1990 г. )

Введение

При современном уровне развития техники корпус операционного усилителя хорошо зарекомендовал себя как средство получения усиления напряжения, и знание того, как проектировать усилители на дискретных транзисторах для этой цели, может показаться ненужным. Несмотря на это, схемы на дискретных транзисторах по-прежнему необходимы на частотах выше диапазона операционного усилителя и для некоторых специальных приложений, таких как усиление с низким уровнем шума, где дискретный транзистор часто может работать лучше, чем пакет усилителя.

В следующих параграфах мы обсудим факторы, определяющие коэффициент усиления транзисторного усилителя напряжения, и обсудим установленный метод определения номиналов компонентов в транзисторной схеме. Обсуждение будет сосредоточено на обычном методе соединения с емкостью сопротивления (RC) и включает такие эффекты, как нагрузка на следующем этапе. Обсуждение в основном касается биполярного транзистора, но оно также распространяется на проблему RC-соединений с полевым транзистором.

Коэффициент передачи по току H fe И усиление каскада

Если вам нужно выбрать биполярный транзистор для усилителя, чтобы получить максимальный коэффициент усиления по напряжению, у вас может возникнуть соблазн выбрать транзистор с самым высоким коэффициентом передачи тока H fe . На самом деле это было бы бесполезно, так как коэффициент усиления по напряжению существенно зависит от двух факторов, а именно от тока эмиттера (I e ) и выходного сопротивления нагрузки (R L ), но не от H fe . С другой стороны, высокое значение H fe может увеличить коэффициент усиления по напряжению предыдущего каскада. Если вас поразили эти утверждения, то просто читайте дальше.

Рисунок 1. Транзистор в качестве усилителя напряжения

На рис. 1 показан транзистор, работающий в качестве усилителя напряжения. Выходное переменное напряжение (E или ) равно переменному току на коллекторе, умноженному на сопротивление нагрузки (R L ), а переменный ток на коллекторе равен переменному току на базе (I bac ), умноженному на H fe , т.е.:

       E o = I bac . Н и . R L …………………. (1)

Переменный ток на базе равен входному напряжению переменного тока (E i ) разделить на входное сопротивление транзистора (R b ), то есть:

       I bac = E i / R b ………………………..(2)

Замена (2 В (1) мы получаем:

E O = (E I . H FE . R L ) / R B

и напряжение. / E i

      = (H fe . R L ) / R b . …………………… (3)

Исходя из выражения (3), коэффициент усиления по напряжению явно зависит от H fe , но давайте теперь рассмотрим R b . Согласно учебникам по теории, входное сопротивление (R e ) транзистора с общей базой определяется следующим образом:

       R e = (K.T)/(Q.I e )

, где K = постоянная Больцмана
T = абсолютная температура
Q = заряд электрона
я e = ток эмиттера в мА. При подключении с общим эмиттером вход к базе и входное сопротивление R b . Ток базы равен току коллектора (I c ), деленному на H fe . Ток эмиттера (I e ) = I c + I b . Однако I b мал по сравнению с I c , и для целей этого упражнения мы можем рассматривать I e и I c почти равны. Следовательно, при почти постоянном напряжении на переходе база/эмиттер с прямым смещением входное сопротивление (R b ) умножается на H fe . Таким образом мы получаем:

       R b = (25.H fe ) / I e …………………….. (4)

Рисунок 2. Базовое напряжение В be в зависимости от тока базы I b для германиевого транзистора

Чтобы проиллюстрировать изменение базового сопротивления переменному току при изменении базового тока (I b = I e / H fe ), показан рисунок 2. Обратите внимание, как наклон кривых (и, следовательно, значение R b ) уменьшается по мере увеличения тока базы. R b определяется отношением изменения напряжения база/эмиттер (V до ) к изменению тока базы (I b ), то есть Δ E будет / Δ I b .

Если теперь подставить выражение (4) вместо R b в выражение (3), то получим дополнительное выражение для коэффициента усиления по напряжению:

       Коэффициент усиления по напряжению A v = (H fe . R L . I e ) / (25 . H fe )
H fe аннулируется, так что:

       Коэффициент усиления по напряжению A v = (R Л . I e ) / 25…………. (5)

Обратите внимание, что расчет коэффициента усиления по напряжению теперь включает только значения R L и I e , а не H fe , так что наш первый пункт был подтвержден.

Таким образом, напряжение сигнала на выходе транзисторного каскада пропорционально току входного сигнала, подаваемого на базу транзистора, умноженному на выходное сопротивление нагрузки (R L ) и коэффициент передачи тока (H и ). Ток входного сигнала равен напряжению сигнала на входе, деленному на базовое сопротивление переменного тока. Это базовое сопротивление (R b ) является обратной функцией тока, протекающего в эмиттере, но оно также пропорционально коэффициенту передачи тока. Оценивая отношение напряжения выходного сигнала к напряжению входного сигнала (т. е. коэффициент усиления по напряжению A v ) по этим факторам, мы обнаруживаем, что коэффициент передачи тока может быть исключен из окончательной формулы, а рассчитанное усиление по напряжению практически не зависит от значения Текущий коэффициент передачи.

Предыдущий этап

Рис. 3. Эффективное сопротивление нагрузки каскада V1 является параллельным результатом RL, R1, R2
и базового сопротивления V2 (Rb2)

В качестве дальнейшего упражнения давайте рассмотрим усилительный каскад, показанный как V2 на рисунке 3. Ссылаясь на предыдущие параграфы, мы видели, что его коэффициент усиления по напряжению не зависит от H fe , но мы также видели в выражении (4), что R b напрямую связан с H fe , а низкое значение H fe означает низкое значение R b .

Теперь рассмотрим усиление предыдущего каскада V1. Сопротивление нагрузки коллектора этого каскада является параллельным результатом резистора коллектора RL1, резисторов смещения базы V2 каскада R1 — R2 и входного сопротивления R b V2. R b обычно является наименьшим значением, что делает его основным фактором при установке сопротивления нагрузки V1. Возвращаясь к выражению (5), видим, что при заданном значении I e в V1, коэффициент усиления по напряжению V l управляется сопротивлением нагрузки, которое по существу является значением R b в V2. Высокое значение H fe в V2 дает высокое значение R b в V2, и это отражается как высокое усиление в V1. Это подтверждает второй пункт, который был сделан ранее.

Схема

Конструкция каскада усилителя напряжения на транзисторах, как показано на рисунке 4, действительно довольно проста. Резисторы R1 и R2 образуют делитель напряжения, который устанавливает базовое опорное напряжение. Резистор Re обеспечивает обратную связь по постоянному току для стабилизации тока эмиттера и, следовательно, рабочей точки транзистора. Резистор RL является сопротивлением нагрузки коллектора.

Рис. 4. Стабилизированный усилительный каскад.

Прежде всего необходимо решить, какой ток эмиттера следует использовать. Ток около 1 мА обычно вполне достаточен для усиления звука, если нет особых причин для выбора другого. Если требуется ступень с низким уровнем шума, например, следующая за низкоуровневым микрофоном с высоким импедансом, может потребоваться меньший ток. По этому поводу отсылаем читателя к статье писателя «Шум усилителя», опубликованной в «Радиолюбителе» 19 ноября.85. С другой стороны, на более высоких частотах часто требуется более высокий ток, и это будет обсуждаться позже.

Следующим решением является выбор напряжения эмиттера (В и ). Чем выше это напряжение, тем больше стабильность эмиттерного тока при изменении температуры и изменении значения H fe . Значение V e около 1-2 вольт обычно является удовлетворительным. Если напряжение питания V cc составляет около 12 вольт, можно выбрать V и = 2В. Для V cc = 6 В значение V e = 1 В может быть максимально возможным. Резистор Re рассчитывают следующим образом:

       Re = V e / I e

Теперь вычислите напряжение на базе. Для германиевого транзистора это почти на 0,2 В больше, чем на эмиттере. Для кремниевого транзистора это почти на 0,7 вольт выше, чем на эмиттере. Конечно, этот дифференциал представляет собой просто прямое падение напряжения на переходе база-эмиттерный диод.

Ток базы равен току коллектора (или току эмиттера), деленному на H fe . (Обратите внимание, что ток коллектора почти равен току эмиттера.) Идея состоит в том, чтобы пропустить через делитель R1-R2 ток, примерно в 10 раз превышающий ток базы, чтобы базовое напряжение оставалось постоянным, почти независимым от тока базы. Рассчитываем значения сопротивления следующим образом:

       R1 = (V cc — V b ) / 10 . я б )
= H fe . (В куб.см — В б ) / 10 . I e )

       R2 = V b / (9 . I b )
= (H fe . V b ) / (9 . I e )

Причина, по которой вычисление R2 делится на 9.Ib, а не на 10.Ib, заключается в том, что одна десятая часть тока проходит в саму базу.

Все, что нам нужно сделать сейчас, это вычислить значение для RL, чтобы рабочая точка была установлена ​​правильно. Что касается сигнала, доступное напряжение питания составляет (V cc — V e ), и для использования одинакового размаха напряжения по обе стороны от рабочей точки напряжение коллектора V c устанавливается на полпути. между V куб.см и V e . Для РЛ рассчитываем следующим образом:

       RL = (V куб. см — V e ) / (2. I e )

Операция показана на рис. 5 линией нагрузки A для RL. Обратите внимание, что рабочая точка установлена ​​на половине доступного напряжения питания.

Рисунок 5. Линии нагрузки для усилительного каскада.

A = Линия нагрузки только для коллекторного резистора (RL)
   {Максимальное размах напряжения сигнала (1)
      приближается к половине напряжения питания}.

B = Линия нагрузки с подключенной нагрузкой
   {Максимальное колебание напряжения сигнала (2)
      уменьшается}.

Влияние связанной нагрузки

Как обсуждалось ранее, одним из эффектов связанной нагрузки, такой как ведомый транзистор, является снижение эффективного сопротивления нагрузки и уменьшение коэффициента усиления каскада. Другой эффект заключается в снижении максимально достижимого размаха напряжения сигнала. Это показано на рис. 5 линией нагрузки B для полной параллельной нагрузки.

Одним из способов увеличения максимального размаха напряжения сигнала является уменьшение значения RL. Это, конечно, означает, что схема рассчитана на более высокое значение тока коллектора.

Еще один способ увеличить максимальное размах напряжения сигнала — уменьшить сигнальную нагрузку за счет связи через каскад эмиттерного повторителя, как показано на рис. 6. Повторитель характеризуется высоким входным сопротивлением, что снижает сигнальную нагрузку. Он также обеспечивает источник сигнала с низким сопротивлением для управления выходной схемой или другим каскадом.

Рис. 6. Эмиттерный повторитель снижает сигнальную нагрузку.

Полевой транзистор и RC-соединение

Как следует из нашего предыдущего обсуждения, рабочее напряжение коллектора правильно устанавливается путем выбора сопротивления нагрузки коллектора RL для потери напряжения, равной половине доступного напряжения питания. В схеме на рис. 4 ток коллектора точно задается значениями R1, R2 и Re и практически не зависит от какого-либо разброса характеристик биполярного транзистора. В случае полевого транзистора (FET) использование RC-цепи может представлять собой настоящую проблему, когда сопротивление нагрузки помещается в цепь стока. Ток стока определяется напряжением смещения, приложенным к затвору полевого транзистора, и, к сожалению, характеристика тока стока по отношению к напряжению на затворе полевого транзистора варьируется от образца к образцу одного и того же типа транзистора. Если используется сток с резистивной нагрузкой, смещение затвора должно быть установлено в соответствии с индивидуальным транзистором.

На радиочастотах можно обойтись без резистора стока, подключив его через ВЧ-дроссель, первичную обмотку трансформатора или настроенную цепь последовательно со стоком.

Конденсаторы

Чтобы завершить обсуждение конструкции базовой схемы (рис. 4), нам еще нужно выбрать конденсаторы. Резистор Re используется для обеспечения обратной связи по постоянному току для стабилизации рабочей точки, но он должен быть зашунтирован конденсатором Ce для предотвращения отрицательной обратной связи на частоте сигнала. Хорошим правилом является выбор значения Ce таким, чтобы его реактивное сопротивление не превышало одной десятой значения Re на самой низкой рабочей частоте.

Конденсатор Cc обеспечивает изоляцию по постоянному току между цепью коллектора и последующей цепью нагрузки или следующей ступенью. Значение его емкости выбирается таким образом, чтобы его реактивное сопротивление не превышало отраженного сопротивления нагрузки (возможно, базового сопротивления следующего каскада) на самой низкой рабочей частоте. Если сопротивление равно этому сопротивлению, оно даст потери 3 дБ на этой частоте, чтобы сформировать низкочастотный полюс.

Высокочастотный режим

Ранее было заявлено, что ток коллектора (и эмиттера) около 1 мА обычно подходит для усилителей напряжения звуковой частоты. При более высоких частотах ток коллектора должен быть увеличен. Причина этого в том, что значение сопротивления нагрузки RL должно быть уменьшено, чтобы сделать его низким по отношению к шунтирующему емкостному сопротивлению, присущему выходу транзистора и входу следующего каскада. По мере увеличения частоты реактивное сопротивление шунта становится ниже, и, следовательно, RL также необходимо уменьшить. Чтобы поддерживать напряжение коллектора на уровне половины доступного напряжения питания, ток коллектора должен быть увеличен с пропорциональным уменьшением значений R1. R2 и Ре. Возвращаясь к выражению (5), усиление теряется при меньшем значении RL, но это компенсируется увеличением I е .

В предыдущем абзаце мы специально обсуждали каскады с RC-цепочкой, подразумевающие широкополосную работу. На радиочастотах мы могли бы настроить усилитель и включить шунтирующую емкость как часть настроенной схемы, чтобы сформировать высокий импеданс нагрузки для обеспечения более высокого коэффициента усиления. Поскольку наша тема в основном связана с RC-ступенями, мы не будем останавливаться на этом конкретном приложении.

Последователь эмиттера

Эмиттерный повторитель — очень полезная форма усилителя напряжения. Он имеет высокое входное сопротивление, низкое выходное сопротивление и коэффициент усиления чуть меньше единицы. Его входное сопротивление примерно равно сопротивлению нагрузки на его выходной цепи, умноженному на Hfe. Если используются стабилизирующие резисторы базы, как показано R1 и R2 на рис. 7, они также должны рассматриваться как часть входного сопротивления, включенного параллельно, и фактически при использовании они обычно являются основным фактором, определяющим входное сопротивление.

Рис. 7. Эмиттерный повторитель

Выходное сопротивление источника примерно равно сопротивлению источника, управляющего повторителем, деленному на H fe . При расчете выходного сопротивления источника резисторы R1 и R2 также должны учитываться как параллельные входному источнику. Если повторный каскад имеет резистивно-емкостную связь с предыдущей коллекторной схемой, резистор нагрузки коллектора можно принять за сопротивление истока, поскольку собственное выходное сопротивление каскада с общим эмиттером очень велико по сравнению со значением этого резистора.

Расчет R1 и R2 такой же, как описано ранее для усилителя с общим эмиттером, за исключением того, что базовое напряжение V b делается равным половине напряжения питания (V cc ) плюс напряжение между базой и эмиттерным диодом (0,2 В). для германия и 0,7В для кремния). Напряжение эмиттера тогда равно половине В cc , чтобы обеспечить одинаковый размах напряжения сигнала по обе стороны от рабочей точки, и

   Re = V cc /2. я и .

Проблема связанной нагрузки, ограничивающей колебание напряжения сигнала, по-прежнему относится к каскаду эмиттерного повторителя, и выбор тока эмиттера (I e ) зависит только от того, какое значение сопротивления связанной нагрузки должно управляться и какое напряжение сигнала требуется. через это сопротивление. Для связанных нагрузок с низким сопротивлением часто требуется довольно большой ток эмиттера при низких значениях Re, R1 и R2 и, следовательно, транзистор с высокой рассеиваемой мощностью.

Определение фиксированного усиления каскада

Отрицательную обратную связь можно использовать на любом усилителе для достижения определенного коэффициента усиления каскада. Обеспечение усиления с обратной связью является низким значением по сравнению с без обратной связи, усиление устанавливается исключительно компонентами, которые определяют пропорцию обратной связи. Этот принцип хорошо зарекомендовал себя в применении операционных усилителей. В случае каскада с одним транзистором обратная связь может быть достигнута удалением эмиттерного шунтирующего конденсатора или разделением эмиттерного резистора на два отдельных компонента, только один из которых шунтируется, как показано на рис. 8.

Рис. 8. Усилитель с заданным усилением каскада

Если результирующий коэффициент усиления мал по сравнению с коэффициентом без обратной связи, коэффициент усиления по напряжению равен отношению (Re1 + RL t ) / Re1. Значение RL t является эффективной нагрузкой и параллельным результатом RL и связанной отраженной нагрузки. Чтобы определить значения Re1 и Re2, рассчитайте следующим образом:

       Re1 = RL t / (A f — 1)
где A f — желаемое усиление

       Re2 = Re — Re1
&nbsp где Re — значение, рассчитанное для установки тока эмиттера на желаемую цифру.

Стабильные коэффициенты усиления по напряжению, определяемые Re и RL t , достижимы до значения около 10. Выше этого коэффициента усиления транзистора в контуре усилителя недостаточно, чтобы поддерживать зависимость только от коэффициента обратной связи, и тогда коэффициент усиления с обратной связью равен также функция усиления усилителя без обратной связи. то есть

             A f = A v / (1 + βA v )
Где A v = усиление без обратной связи
и β = коэффициент обратной связи или пропорция обратной связи.

Усиление напряжения и мощности

Определения усиления напряжения и усиления мощности восходят ко временам ламповых усилителей. Основой этих определений является то, что в режиме работы класса А клапан не потребляет энергию в своей сети управления, и требование состоит в том, чтобы подавать в свою сеть сигнальное напряжение, а не сигнальную мощность. Последний каскад представляет собой усилитель мощности, потому что он должен подавать питание на громкоговоритель или другую нагрузку. Все предыдущие драйверные каскады являются усилителями напряжения, и их функция заключается в повышении уровня сигнала до уровня, необходимого для управления усилителем мощности. Усилители на полевых транзисторах с их высоким входным сопротивлением можно рассматривать в том же свете, но автору вполне может быть предложено определить каскад на биполярных транзисторах как усилитель напряжения, когда требуется управлять другим каскадом на биполярных транзисторах. Транзистор управляется сигнальным током, и, следовательно, следующий каскад потребляет энергию. Если быть педантичным, предыдущий каскад вполне можно рассматривать как усилитель мощности. Несмотря на это, обсуждаемый анализ схемы был выполнен на основе коэффициента усиления по напряжению каскада, и поэтому связанные каскады рассматривались как усилители напряжения. Затем эта концепция анализа делает ее совместимой с анализом усилителя на полевых транзисторах, лампового усилителя и схемы операционного усилителя.

Сводка

Было представлено краткое обсуждение транзисторного усилителя напряжения с особым упором на связь сопротивления с емкостью. В обсуждение включены расчет коэффициента усиления каскада и метод получения номиналов компонентов в схеме усилителя. Также включены влияние связанной нагрузки на усиление и максимальный размах напряжения сигнала, а также введение в эмиттерный повторитель и усилители со стабилизированным усилением.

Дополнение (отсутствует в оригинальной статье) — короткий путь

Чтобы сэкономить на формулах, в общем случае вы можете использовать более короткий путь, чтобы определить значения сопротивления для биполярного каскада RC с использованием кремниевого транзистора.

Выберите ток эмиттера равным 1 мА.
Установите эмиттерный резистор на 1500 Ом.
Установите коллекторный резистор наполовину (V cc — 1,5) x 1000 Ом
Предположим, ч fe около 100 и:
Установить базовый резистор R1 = (В куб.см — 2,2) x 10000 Ом
Установите базовый резистор R2 на 24 000 Ом

Это должно обеспечить напряжение эмиттера 1,5 В и напряжение коллектора, установленное посередине между V cc и напряжением эмиттера, чтобы добиться одинакового положительного и отрицательного размаха сигнала.

Символы, используемые в тексте

E i = Входное напряжение сигнала
E o = выходное напряжение сигнала
H fe = Коэффициент передачи слабого сигнала вперед (или α)
R L = сопротивление нагрузки на коллекторе
RL = Коллекторный резистор (соответствует R L для ненагруженной ступени)
R b = Базовое входное сопротивление
R e = Входное сопротивление эмиттера
I c = Ток коллектора в мА
I e = Ток эмиттера в мА
я b = базовый ток в мА
I bac = Ток сигнала переменного тока на базе
A v = усиление каскада без обратной связи
Af = усиление каскада с обратной связью
β = Коэффициент обратной связи

Вернуться на домашнюю страницу

Транзистор как усилитель напряжения

Друкен