Импульсный повышающий преобразователь напряжения: Как работают импульсные преобразователи напряжения (27 схем)

Как работают импульсные преобразователи напряжения (27 схем)

Для преобразования напряжения одного уровня в напряжение другого уровня часто применяют импульсные преобразователи напряжения с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД, иногда достигающим 95%, и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения.

В соответствии с этим известно три типа схем преобразователей: понижающие (рис. 1), повышающие (рис. 2) и инвертирующие (рис. 3).

Общими для всех этих видов преобразователей являются пять элементов:

1. источник питания,
2. ключевой коммутирующий элемент,
3. индуктивный накопитель энергии (катушка индуктивности, дроссель),
4. блокировочный диод,
5. конденсатор фильтра, включенный параллельно сопротивлению нагрузки.

Включение этих пяти элементов в различных сочетаниях позволяет реализовать любой из трех типов импульсных преобразователей.

Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента и, соответственно, запасаемой в индуктивном накопителе энергии.

Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.

Понижающий импульсный преобразователь

Понижающий преобразователь (рис. 1) содержит последовательно включенную цепочку из коммутирующего элемента S1, индуктивного накопителя энергии L1, сопротивления нагрузки RH и включенного параллельно ему конденсатора фильтра С1. Блокировочный диод VD1 подключен между точкой соединения ключа S1 с накопителем энергии L1 и общим проводом.

Рис. 1. Принцип действия понижающего преобразователя напряжения. 

При открытом ключе диод закрыт, энергия от источника питания накапливается в индуктивном накопителе энергии. После того, как ключ S1 будет закрыт (разомкнут), запасенная индуктивным накопителем L1 энергия через диод VD1 передастся в сопротивление нагрузки RH, Конденсатор С1 сглаживает пульсации напряжения.

Повышающий импульсный преобразователь

Повышающий импульсный преобразователь напряжения (рис. 2) выполнен на тех же основных элементах, но имеет иное их сочетание: к источнику питания подключена последовательная цепочка из индуктивного накопителя энергии L1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с параллельно подключенным конденсатором фильтра С1. Коммутирующий элемент S1 включен между точкой соединения накопителя энергии L1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 2. Принцип действия повышающего преобразователя напряжения.

При открытом ключе ток от источника питания протекает через катушку индуктивности, в которой запасается энергия. Диод VD1 при этом закрыт, цепь нагрузки отключена от источника питания, ключа и накопителя энергии.

Напряжение на сопротивлении нагрузки поддерживается благодаря запасенной на конденсаторе фильтра энергии. При размыкании ключа ЭДС самоиндукции суммируется с напряжением питания, запасенная энергия передается в нагрузку через открытый диод VD1. Полученное таким способом выходное напряжение превышает напряжение питания.

Инвертирующий преобразователь импульсного типа

Инвертирующий преобразователь импульсного типа содержит все то же сочетание основных элементов, но снова в ином их соединении (рис. 3): к источнику питания подключена последовательная цепочка из коммутирующего элемента S1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с конденсатором фильтра С1.

Индуктивный накопитель энергии L1 включен между точкой соединения коммутирующего элемента S1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 3. Импульсное преобразование напряжения с инвертированием.

Работает преобразователь так: при замыкании ключа энергия запасается в индуктивном накопителе. Диод VD1 закрыт и не пропускает ток от источника питания в нагрузку. При отключении ключа ЭДС самоиндукции накопителя энергии оказывается приложенной к выпрямителю, содержащему диод VD1, сопротивление нагрузки Rн и конденсатор фильтра С1.

Поскольку диод выпрямителя пропускает в нагрузку только импульсы отрицательного напряжения, на выходе устройства формируется напряжение отрицательного знака (инверсное, противоположное по знаку напряжению питания).

Импульсные преобразователи и стабилизаторы

Для стабилизации выходного напряжения импульсных стабилизаторов любого типа могут быть использованы обычные «линейные» стабилизаторы, но они имеют низкий КПД, В этой связи гораздо логичнее для стабилизации выходного напряжения импульсных преобразователей использовать импульсные же стабилизаторы напряжения, тем более, что осуществить такую стабилизацию совсем несложно.

Импульсные стабилизаторы напряжения, в свою очередь, подразделяются на стабилизаторы с широтно-импульсной модуляцией и на стабилизаторы с частотно-импульсной модуляцией. В первых из них изменяется длительность управляющих импульсов при неизменной частоте их следования. Во вторых, напротив, изменяется частота управляющих импульсов при их неизменной длительности. Встречаются импульсные стабилизаторы и со смешанным регулированием.

Ниже будут рассмотрены радиолюбительские примеры эволюционного развития импульсных преобразователей и стабилизаторов напряжения.

Узлы и схемы импульсных преобразователей

Задающий генератор (рис. 4) импульсных преобразователей с нестабилизированным выходным напряжением (рис. 5, 6) на микросхеме КР1006ВИ1 работает на частоте 65 кГц. Выходные прямоугольные импульсы генератора через RC-цепоч-ки подаются на транзисторные ключевые элементы, включенные параллельно.

Катушка индуктивности L1 выполнена на ферритовом кольце с внешним диаметром 10 мм и магнитной проницаемостью 2000. Ее индуктивность равна 0,6 мГн. Коэффициент полезного действия преобразователя достигает 82%.

 

Рис. 4. Схема задающего генератора для импульсных преобразователей напряжения.

Рис. 5. Схема силовой части повышающего импульсного преобразователя напряжения +5/12 В.

Рис. 6. Схема инвертирующего импульсного преобразователя напряжения +5/-12 В.

Амплитуда пульсаций на выходе не превышает 42 мВ и зависит от величины емкости конденсаторов на выходе устройства. Максимальный ток нагрузки устройств (рис. 5, 6) составляет 140 мА.

В выпрямителе преобразователя (рис. 5, 6) использовано параллельное соединение слаботочных высокочастотных диодов, включенных последовательно с выравнивающими резисторами R1 — R3.

Вся эта сборка может быть заменена одним современным диодом, рассчитанным на ток более 200 мА при частоте до 100 кГц и обратном напряжении не менее 30 В (например, КД204, КД226).

В качестве VT1 и VT2 возможно использование транзисторов типа КТ81х структуры п-р-п — КТ815, КТ817 (рис. 4.5) и р-п-р — КТ814, КТ816 (рис. 6) и другие.

Для повышения надежности работы преобразователя рекомендуется включить параллельно переходу эмиттер — коллектор транзистора диод типа КД204, КД226 таким образом, чтобы для постоянного тока он был закрыт.

Преобразователь с задающим генератором-мультивибратором

Для получения выходного напряжения величиной 30…80 В П. Беляцкий использовал преобразователь с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора с выходным каскадом, нагруженным на индуктивный накопитель энергии — катушку индуктивности (дроссель) L1 (рис. 7).

Рис. 7. Схема преобразователя напряжения с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора.

Устройство работоспособно в диапазоне питающих напряжений 1,0. ..1,5 В и имеет КПД до 75%. В схеме можно применить стандартный дроссель ДМ-0,4-125 или иной с индуктивностью 120.. .200 мкГн.

Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения показан на рис. 8. При подаче на вход каскада управляющих сигналов прямоугольной формы 7777-уровня (5 В) на выходе преобразователя при его питании от источника напряжением 12 В получено напряжение 250 В при токе нагрузки 3…5 мА (сопротивление нагрузки около 100 кОм). Индуктивность дросселя L1 — 1 мГн.

В качестве VT1 можно использовать отечественный транзистор, например, КТ604, КТ605, КТ704Б, КТ940А(Б), КТ969А и др.

Рис. 8. Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения.

Рис. 9. Схема выходного каскада преобразователя напряжения.

Аналогичная схема выходного каскада (рис. 9) позволила при питании от источника напряжением 28В и потребляемом токе 60 мА получить выходное напряжение 250 В при токе нагрузки 5 мА, Индуктивность дросселя — 600 мкГч. Частота управляющих импульсов — 1 кГц.

В зависимости от качества изготовления дросселя на выходе может быть получено напряжение 150…450 В при мощности около 1 Вт и КПД до 75%.

Преобразователь напряжения на основе КР1006ВИ1

Преобразователь напряжения, выполненный на основе генератора импульсов на микросхеме DA1 КР1006ВИ1, усилителя на основе полевого транзистора VT1 и индуктивного накопителя энергии с выпрямителем и фильтром, показан на рис. 10.

На выходе преобразователя при напряжении питания 9В и потребляемом токе 80…90 мА образуется напряжение 400…425 В. Следует отметить, что величина выходного напряжение не гарантирована — она существенно зависит от способа выполнения катушки индуктивности (дросселя) L1.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с генератором импульсов на микросхеме КР1006ВИ1.

Для получения нужного напряжения проще всего экспериментально подобрать катушку индуктивности для достижения требуемого напряжения или использовать умножитель напряжения.

Схема двуполярного импульсного преобразователя

Для питания многих электронных устройств требуется источник двухполярного напряжения, обеспечивающий положительное и отрицательное напряжения питания. Схема, приведенная на рис. 11, содержит гораздо меньшее число компонентов, чем аналогичные устройства, благодаря тому, что она одновременно выполняет функции повышающего и инвертирующего индуктивного преобразователя.

Рис. 11. Схема преобразователя с одним индуктивным элементом.

Схема преобразователя (рис. 11) использует новое сочетание основных компонентов и включает в себя генератор четырехфазных импульсов, катушку индуктивности и два транзисторных ключа.

Управляющие импульсы формирует D-триггер (DD1.1). В течение первой фазы импульсов катушка индуктивности L1 запасается энергией через транзисторные ключи VT1 и VT2. В течение второй фазы ключ VT2 размыкается, и энергия передается на шину положительного выходного напряжения.

Во время третьей фазы замыкаются оба ключа, в результате чего катушка индуктивности вновь накапливает энергию. При размыкании ключа VT1 во время заключительной фазы импульсов эта энергия передается на отрицательную шину питания. При поступлении на вход импульсов с частотой 8 кГц схема обеспечивает выходные напряжения ±12 В. На временной диаграмме (рис. 11, справа) показано формирование управляющих импульсов.

В схеме можно использовать транзисторы КТ315, КТ361.

Преобразователь напряжения со стабильными 30В

Преобразователь напряжения (рис. 12) позволяет получить на выходе стабилизированное напряжение 30 В. Напряжение такой величины используется для питания варикапов, а также вакуумных люминесцентных индикаторов.

Рис. 12. Схема преобразователя напряжения с выходным стабилизированным напряжением 30 В.

На микросхеме DA1 типа КР1006ВИ1 по обычной схеме собран задающий генератор, вырабатывающий прямоугольные импульсы с частотой около 40 кГц.

К выходу генератора подключен транзисторный ключ VT1, коммутирующий катушку индуктивности L1. Амплитуда импульсов при коммутации катушки зависит от качества ее изготовления.

Во всяком случае напряжение на ней достигает десятков вольт. Выходное напряжение выпрямляется диодом VD1. К выходу выпрямителя подключен П-образный RC-фильтр и стабилитрон VD2. Напряжение на выходе стабилизатора целиком определяется типом используемого стабилитрона. В качестве «высоковольтного» стабилитрона можно использовать цепочку стабилитронов, имеющих более низкое напряжение стабилизации.

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии, позволяющий поддерживать на выходе стабильное регулируемое напряжение, показан на рис. 13.

Рис. 13. Схема преобразователя напряжения со стабилизацией.

Схема содержит генератор импульсов, двухкаскадный усилитель мощности, индуктивный накопитель энергии, выпрямитель, фильтр, схему стабилизации выходного напряжения. Резистором R6 устанавливают необходимое выходное напряжение в пределах от 30 до 200 В.

Аналоги транзисторов: ВС237В — КТ342А, КТ3102; ВС307В — КТ3107И, BF459—КТ940А.

Понижающие и инвертирующие преобразователей напряжения

Два варианта — понижающего и инвертирующего преобразователей напряжения [4.1] показаны на рис. 14. Первый из них обеспечивает выходное напряжение 8,4 В при токе нагрузки до 300 мА, второй — позволяет получить напряжение отрицательной полярности (-19,4 В) при таком же токе нагрузки. Выходной транзистор ѴТЗ должен быть установлен на радиатор.

Рис. 14. Схемы стабилизированных преобразователей напряжения.

Аналоги транзисторов: 2N2222 — КТЗ117А  2N4903 — КТ814.

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения, использующий в качестве задающего генератора микросхему КР1006ВИ1 (DA1) и имеющий защиту потоку нагрузки, показан на рис. 15. Выходное напряжение составляет 10 В при токе нагрузки до 100 мА.

Рис. 15. Схема понижающего преобразователя напряжения.

При изменении сопротивления нагрузки на 1% выходное напряжение преобразователя изменяется не более чем на 0,5%. Аналоги транзисторов: 2N1613 — КТ630Г, 2N2905 — КТ3107Е, КТ814.

Двуполярный инвертор напряжения

Для питания радиоэлектронных схем, содержащих операционные усилители, часто требуются двухполярные источники питания. Решить эту проблему можно, использовав инвертор напряжения, схема которого показана на рис. 16.

Устройство содержит генератор прямоугольных импульсов, нагруженный на дроссель L1. Напряжение с дросселя выпрямляется диодом VD2 и поступает на выход устройства (конденсаторы фильтра С3 и С4 и сопротивление нагрузки). Стабилитрон VD1 обеспечивает постоянство выходного напряжения — регулирует длительность импульса положительной полярности на дросселе.

Рис. 16. Схема инвертора напряжения +15/-15 В.

Рабочая частота генерации — около 200 кГц под нагрузкой и до 500 кГц без нагрузки. Максимальный ток нагрузки — до 50 мА, КПД устройства — 80%. Недостатком конструкции является относительно высокий уровень электромагнитных помех, впрочем, характерный и для других подобных схем. В качестве L1 использован дроссель ДМ-0,2-200.

Инверторы на специализированных микросхемах

Наиболее удобно собирать высокоэффективные современные преобразователи напряжения, используя специально созданные для этих целей микросхемы.

Микросхема КР1156ЕУ5 (МС33063А, МС34063А фирмы Motorola) предназначена для работы в стабилизированных повышающих, понижающих, инвертирующих преобразователях мощностью в несколько ватт.

На рис. 17 приведена схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5. Преобразователь содержит входные и выходные фильтрующие конденсаторы С1, C3, С4, накопительный дроссель L1, выпрямительный диод VD1, конденсатор С2, задающий частоту работы преобразователя, дроссель фильтра L2 для сглаживания пульсаций. Резистор R1 служит датчиком тока. Делитель напряжения R2, R3 определяет величину выходного напряжения.

Рис. 17. Схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Частота работы преобразователя близка к 15 кГц при входном напряжении 12 В и номинальной нагрузке. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 составлял соответственно 70 и 15 мВ.

Дроссель L1 индуктивностью 170 мкГн намотан на трех склеенных кольцах К12x8x3 М4000НМ проводом ПЭШО 0,5. Обмотка состоит из 59 витков. Каждое кольцо перед намоткой следует разломить на две части.

В один из зазоров вводят общую прокладку из текстолита толщиной 0,5 мм и склеивают пакет. Можно также применить кольца из феррита с магнитной проницаемостью свыше 1000.

Пример выполнения понижающего преобразователя на микросхеме КР1156ЕУ5 приведен на рис. 18. На вход такого преобразователя нельзя подавать напряжение более 40 В. Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=15 В. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 — 50 мВ.

Рис. 18. Схема понижающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Рис. 19. Схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Дроссель L1 индуктивностью 220 мкГч намотан аналогичным образом (см. выше) на трех кольцах, но зазор при склейке был установлен 0,25 мм, обмотка содержала 55 витков такого же провода.

На следующем рисунке (рис. 19) показана типовая схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5, Микросхема DA1 питается суммой входного и выходного напряжений, которая не должна превышать 40 В.

Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=5 S; размах пульсаций напряжения на конденсаторах C3 и С4 — 100 и 40 мВ.

Для дросселя L1 инвертирующего преобразователя индуктивностью 88 мкГн были использованы два кольца К12x8x3 М4000НМ с зазором 0,25 мм. Обмотка состоит из 35 витков провода ПЭВ-2 0,7. Дроссель L2 во всех преобразователях стандартный — ДМ-2,4 индуктивностью 3 мкГч. Диод VD1 во всех схемах (рис. 17 — 19) должен быть диодом Шотки.

Для получения двухполярного напряжения из однополярного фирмой MAXIM разработаны специализированные микросхемы. На рис. 20 показана возможность преобразования напряжения низкого уровня (4,5…5 6) в двухполярное выходное напряжение 12 (или 15 6) при токе нагрузки до 130 (или 100 мА).

Рис. 20. Схема преобразователя напряжения на микросхеме МАХ743.

По внутренней структуре микросхема не отличается от типового построения подобного рода преобразователей, выполненных на дискретных элементах, однако интегральное исполнение позволяет при минимальном количестве внешних элементов создавать высокоэффективные преобразователи напряжения.

Так, для микросхемы МАХ743 (рис. 20) частота преобразования может достигать 200 кГц (что намного превышает частоту преобразования подавляющего большинства преобразователей, выполненных на дискретных элементах). При напряжении питания 5 В КПД составляет 80…82% при нестабильности выходного напряжения не более 3%.

Микросхема снабжена защитой от аварийных ситуаций: при снижении питающего напряжения на 10% ниже нормы, а также при перегреве корпуса (выше 195°С).

Для снижения на выходе преобразователя пульсаций с частотой преобразования (200 кГц) на выходах устройства установлены П-образные LC-фильтры. Перемычка J1 на выводах 11 и 13 микросхемы предназначена для изменения величины выходных напряжений.

Для преобразования напряжения низкого уровня (2,0…4,5 6) в стабилизированное 3,3 или 5,0 В предназначена специальная микросхема, разработанная фирмой MAXIM, — МАХ765. Отечественные аналоги — КР1446ПН1А и КР1446ПН1Б. Микросхема близкого назначения — МАХ757 — позволяет получить на выходе плавно регулируемое напряжение в пределах 2,7…5,5 В.

Рис. 21. Схема низковольтного повышающего преобразователя напряжения до уровня 3,3 или 5,0 В.

Схема преобразователя, показанная на рис. 21, содержит незначительное количество внешних (навесных) деталей.

Работает это устройство по традиционному принципу, описанному ранее. Рабочая частота генератора зависит от величины входного напряжения и тока нагрузки и изменяется в широких пределах — от десятков Гц до 100 кГц.

Величина выходного напряжения определяется тем, куда подключен вывод 2 микросхемы DA1: если он соединен с общей шиной (см. рис. 21), выходное напряжение микросхемы КР1446ПН1А равно 5,0±0,25 В, если же этот вывод соединен с выводом 6, то выходное напряжение понизится до 3,3±0,15 В. Для микросхемы КР1446ПН1Б значения будут 5,2±0,45 В и 3,44±0,29 В. соответственно.

Максимальный выходной ток преобразователя — 100 мА. Микросхема МАХ765 обеспечивает выходной ток 200 мА при напряжении 5-6 и 300 мА при напряжении 3,3 В. КПД преобразователя — до 80%.

Назначение вывода 1 (SHDN) — временное отключение преобразователя путем замыкания этого вывода на общий провод. Напряжение на выходе в этом случае понизится до значения, несколько меньшего, чем входное напряжение.

Светодиод HL1 предназначен для индикации аварийного снижения питающего напряжения (ниже 2 В), хотя сам преобразователь способен работать и при более низких значениях входного напряжения (до 1,25 6 и ниже).

Дроссель L1 выполняют на кольце К10x6x4,5 из феррита М2000НМ1. Он содержит 28 витков провода ПЭШО 0,5 мм и имеет индуктивность 22 мкГч. Перед намоткой ферритовое кольцо разламывают пополам, предварительно надпилив алмазным надфилем. Затем кольцо склеивают эпоксидным клеем, установив в один из образовавшихся зазоров текстолитовую прокладку толщиной 0,5 мм.

Индуктивность полученного таким образом дросселя зависит в большей степени от толщины зазора и в меньшей — от магнитной проницаемости сердечника и числа витков катушки. Если смириться с увеличением уровня электромагнитных помех, то можно использовать дроссель типа ДМ-2,4 индуктивностью 20 мкГч.

Конденсаторы С2 и С5 типа К53 (К53-18), С1 и С4 — керамические (для снижения уровня высокочастотных помех), VD1 — диод Шотки (1 N5818, 1 N5819, SR106, SR160 и др.).

Сетевой блок питания фирмы «Philips»

Преобразователь (сетевой блок питания фирмы «Philips», рис. 22) при входном напряжении 220 В обеспечивает выходное стабилизированное напряжение 12 В при мощности нагрузки 2 Вт.

Рис. 22. Схема сетевого блока питания фирмы «Philips».

Источник питания для питания портативных и карманных приемников

Бестрансформаторный источник питания (рис. 23) предназначен для питания портативных и карманных приемников от сети переменного тока напряжением 220 В. Следует учитывать, что этот источник электрически не изолирован от питающей сети. При выходном напряжении 9В и токе нагрузки 50 мА источник питания потребляет от сети около 8 мА.

Рис. 23. Схема бестрансформаторного источника питания на основе импульсного преобразователя напряжения.

Сетевое напряжение, выпрямленное диодным мостом VD1 — VD4 (рис. 23), заряжает конденсаторы С1 и С2. Время заряда конденсатора С2 определяется постоянной цепи R1, С2. В первый момент после включения устройства тиристор VS1 закрыт, но при некотором напряжении на конденсаторе С2 он откроется и подключит к этому конденсатору цепь L1, C3.

При этом от конденсатора С2 будет заряжаться конденсатор C3 большой емкости. Напряжение на конденсаторе С2 будет уменьшаться, а на C3 — увеличиваться.

Ток через дроссель L1, равный нулю в первый момент после открывания тиристора, постепенно увеличивается до тех пор, пока напряжения на конденсаторах С2 и C3 не уравняются. Как только это произойдет, тиристор VS1 закроется, но энергия, запасенная в дросселе L1, будет некоторое время поддерживать ток заряда конденсатора C3 через открывшийся диод VD5. Далее диод VD5 закрывается, и начинается относительно медленный разряд конденсатора C3 через нагрузку. Стабилитрон VD6 ограничивает напряжение на нагрузке.

Как только закрывается тиристор VS1 напряжение на конденсаторе С2 снова начинает увеличиваться. В некоторый момент тиристор снова открывается, и начинается новый цикл работы устройства. Частота открывания тиристора в несколько раз превышает частоту пульсации напряжения на конденсаторе С1 и зависит от номиналов элементов цепи R1, С2 и параметров тиристора VS1.

Конденсаторы С1 и С2 — типа МБМ на напряжение не ниже 250 В. Дроссель L1 имеет индуктивность 1…2 мГн и сопротивление не более 0,5 Ом. Он намотан на цилиндрическом каркасе диаметром 7 мм.

Ширина обмотки 10 мм, она состоит из пяти слоев провода ПЭВ-2 0,25 мм, намотанного плотно, виток к витку. В отверстие каркаса вставлен подстроечный сердечник СС2,8х12 из феррита М200НН-3. Индуктивность дросселя можно менять в широких пределах, а иногда и исключить его совсем.

Схемы устройств для преобразования энергии

Схемы устройств для преобразования энергии показаны на рис. 24 и 25. Они представляют собой понижающие преобразователи энергии с питанием от выпрямителей с гасящим конденсатором. Напряжение на выходе устройств стабилизировано.

Рис. 24. Схема понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

Рис. 25. Вариант схемы понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

В качестве динисторов VD4 можно использовать отечественные низковольтные аналоги — КН102А, Б. Как и предыдущее устройство (рис. 23), источники питания (рис. 24 и 25) имеют гальваническую связь с питающей сетью.

Преобразователь напряжения с импульсным накоплением энергии

В преобразователе напряжения С. Ф. Сиколенко с «импульсным накоплением энергии» (рис. 26) ключи К1 и К2 выполнены на транзисторах КТ630, система управления (СУ) — на микросхеме серии К564.

 

Рис. 26. Схема преобразователя напряжения с импульсным накоплением.

Накопительный конденсатор С1 — 47 мкФ. В качестве источника питания используется батарея напряжением 9 В. Выходное напряжение на сопротивлении нагрузки 1 кОм достигает 50 В. КПД составляет 80% и возрастает до 95% при использовании в качестве ключевых элементов К1 и К2 КМОП-структур типа RFLIN20L.

Импульсно-резонансный преобразователь

Импульсно-резонансные преобразователи конструкции к,т.н. Н. М. Музыченко, один из которых показан на рис. 4,27, в зависимости от формы тока в ключе VT1 делятся на три разновидности, в которых коммутирующие элементы замыкаются при нулевом токе, а размыкаются — при нулевом напряжении. На этапе переключения преобразователи работают как резонансные, а остальную, большую, часть периода — как импульсные.

Рис. 27. Схема импульсно-резонансного преобразователя Н. М. Музыченко.

Отличительной чертой таких преобразователей является то, что их силовая часть выполнена в виде индуктивно-емкостного моста с коммутатором в одной диагонали и с коммутатором и источником питания в другом. Такие схемы (рис. 27) отличаются высокой эффективностью.

Источник: Шустов М. А. Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

Импульсные преобразователи напряжения

Простые схемы импульсных преобразователей постоянного напряжения для питания радиолюбительских устройств

Доброго дня уважаемые радиолюбители!
Сегодня на сайте “Радиолюбитель“ мы рассмотрим несколько схем несложных, даже можно сказать – простых, импульсных преобразователей напряжения DC-DC (преобразователей постоянного напряжения одной величины, в постоянное напряжение другой величины)

Чем хороши импульсные преобразователи. Во-первых, они имеют высокий КПД, и во-вторых могут работать при входном напряжении ниже выходного.
Импульсные преобразователи подразделяются на группы:
– понижающие, повышающие, инвертирующие;
– стабилизированные, нестабилизированные;
– гальванически изолированные, неизолированные;
– с узким и широким диапазоном входных напряжений.
Для изготовления самодельных импульсных преобразователей лучше всего использовать специализированные интегральные микросхемы – они проще в сборке и не капризны при настройке.

Первая схема.
Нестабилизированный транзисторный преобразователь:
Этот преобразователь работает на частоте 50 кГц, гальваническая изоляция обеспечивается трансформатором Т1, который наматывается на кольце К10х6х4,5 из феррита 2000НМ и содержит: первичная обмотка – 2х10 витков, вторичная обмотка – 2х70 витков провода ПЭВ-0,2. Транзисторы можно заменить на КТ501Б. Ток от батареи, при отсутствии нагрузки, практически не потребляется.

Вторая схема.
Стабилизированный транзисторный преобразователь напряжения:
Трансформатор Т1 наматывается на ферритовом кольце диаметром 7 мм, и содержит две обмотки по 25 витков провода ПЭВ=0,3.

Третья схема.
Нестабилизированный преобразователь напряжения на основе мультивибратора:
Двухтактный нестабилизированный преобразователь на основе мультивибратора (VТ1 и VТ2) и усилителя мощности (VТ3 и VТ4). Выходное напряжение подбирается количеством витков вторичной обмотки импульсного трансформатора Т1.

Четвертая схема.
Преобразователь на специализированной микросхеме:
Преобразователь стабилизирующего типа на специализированной микросхеме фирмы MAXIM. Частота генерации 40…50 кГц, накопительный элемент – дроссель L1.

Пятая схема.
Нестабилизированный двухступенчатый умножитель напряжения:
Можно использовать одну из двух микросхем отдельно, например вторую, для умножения напряжения от двух аккумуляторов.

Шестая схема.
Импульсный повышающий стабилизатор на микросхеме фирмы MAXIM:
Типовая схема включения импульсного повышающего стабилизатора на микросхеме фирмы MAXIM. Работоспособность сохраняется при входном напряжении 1,1 вольта. КПД – 94%, ток нагрузки – до 200 мА.

Седьмая схема.
Два напряжения от одного источника питания:
Позволяет получать два разных стабилизированных напряжения с КПД 50…60% и током нагрузки до 150 мА в каждом канале. Конденсаторы С2 и С3 – накопители энергии.

Восьмая схема.
Импульсный повышающий стабилизатор на микросхеме-2 фирмы MAXIM:
Типовая схема включения специализированной микросхемы фирмы MAXIM. Сохраняет работоспособность при входном напряжении 0,91 вольта, имеет малогабаритный SMD корпус и обеспечивает ток нагрузки до 150 мА при КПД – 90%.

Девятая схема.
Импульсный понижающий стабилизатор на микросхеме фирмы TEXAS:
Типовая схема включения импульсного понижающего стабилизатора на широкодоступной микросхеме фирмы TEXAS. Резистором R3 регулируется выходное напряжение в пределах +2,8…+5 вольт. Резистором R1 задается ток короткого замыкания, который вычисляется по формуле:
Iкз(А)= 0,5/R1(Ом)

Десятая схема.
Интегральный инвертор напряжения на микросхеме фирмы MAXIM:
Интегральный инвертор напряжения, КПД – 98%.

Одиннадцатая схема.

Два изолированных преобразователя на микросхемах фирмы YCL Elektronics:
Два изолированных преобразователя напряжения DA1 и DA2, включенных по “неизолированной” схеме с общей “землей”.

Двенадцатая схема.
Двухполярный стабилизированный преобразователь напряжения на микросхеме фирмы National Semiconductor:
Индуктивность первичной обмотки трансформатора Т1 – 22 мкГн, отношение витков первичной обмотки к каждой вторичной – 1:2.5.

Тринадцатая схема.
Стабилизированный повышающий преобразователь на микросхеме фирмы MAXIM:
Типовая схема стабилизированного повышающего преобразователя на микросхеме фирмы MAXIM.

Четырнадцатая схема
Нестандартное применение микросхемы фирмы MAXIM:

Эта микросхема обычно служит драйвером RS-232. Умножение напряжения получается с коэффициентом 1,6…1,8.

---

Повышающие преобразователи постоянного тока. — Компоненты и технологии

Для получения высокого напряжения в системах с питанием от батарей или аккумуляторов используют последовательное включение нескольких питающих элементов. Однако из-за ограничений, накладываемых на габариты устройств, это не всегда возможно.

Выход — в использовании повышающих импульсных преобразователей постоянного тока. Принцип их действия основан на применении магнитного поля катушки индуктивности для поочередного запасания энергии и передачи ее в нагрузку с другим уровнем напряжения. Благодаря малым потерям они хорошо подходят для задач, где требуется высокий КПД. Для снижения пульсаций выходного напряжения к выходу преобразователя подключаются конденсаторы. Повышающие импульсные преобразователи, обсуждаемые в этой статье, используются для получения более высокого напряжения, в то время как понижающие импульсные преобразователи, обсуждавшиеся в предыдущей статье [1], нужны для получения более низкого напряжения. Напомним, импульсные преобразователи, имеющие внутренние ключи на полевых транзисторах, называются регуляторами, а устройства, для которых необходимы внешние полевые транзисторы, — контроллерами импульсных преобразователей.

Повышение напряжения становится возможным благодаря свойству катушки индуктивности противостоять изменениям тока. В процессе заряда катушка индуктивности играет роль нагрузки и запасает энергию, а в процессе разряда она играет роль источника энергии. Напряжение в фазе разряда зависит от скорости изменения тока, а не от исходного заряжающего напряжения. Это позволяет получить выходное напряжение, отличное от напряжения на входе.

Повышающий регулятор, упрощенная схема которого приведена на рис. 1, состоит из двух ключей, двух конденсаторов и катушки индуктивности.

Рис. 1. Схема повышающего преобразователя, отражающая две основные фазы его работы

Во избежание нежелательного «сквозного тока» управление ключами осуществляется таким образом, что только один из них активен в отдельно взятый момент времени. В фазе 1 (t_ON) ключ В разомкнут, а ключ А замкнут. Катушка индуктивности подключена к «земле», и ток протекает от 

V_IN на «землю». Поскольку напряжение на катушке индуктивности имеет положительную полярность, ток возрастает, и в катушке индуктивности запасается энергия. В фазе 2 (t_OFF) ключ А разомкнут, а ключ В замкнут. Катушка индуктивности подключена к нагрузке, и ток протекает от V_IN в нагрузку. Поскольку напряжение на катушке индуктивности имеет отрицательную полярность, ток убывает, и энергия, запасенная в катушке индуктивности, передается в нагрузку. Указанные параметры двухфазового режима работы представлены на рис. 2 в виде временных диаграмм.

Рис. 2. Временные диаграммы работы повышающего преобразователя

Импульсный преобразователь может работать в непрерывном или прерывистом режиме. При работе в непрерывном режиме (continuous conduction mode, ССМ) ток через катушку индуктивности никогда не падает до нуля. При работе в прерывистом режиме (discontinuous conduction mode, DCM) ток через катушку индуктивности может падать до нуля. Уровень пульсаций тока, обозначенный на рис. 2 как Δ

I_L, определяется по формуле ΔI_L = (V_IN×t_ON)/L. В нагрузку попадает постоянный ток, равный среднему значению тока через катушку индуктивности, а ток пульсаций протекает через выходной конденсатор.

Схема повышающего импульсного преобразователя включает в себя генератор, контур управления с ШИМ и коммутируемые полевые транзисторы (рис. 3).

Рис. 3. Схема повышающего импульсного преобразователя

Преобразователи, в которых в качестве ключа В используется диод Шоттки, называются асинхронными, а преобразователи, в которых в качестве ключа В используется полевой транзистор, — синхронными. В схеме на рис. 3 ключи А и В реализованы с помощью внутреннего полевого транзистора с каналом N-типа и внешнего диода Шоттки соответственно, и, таким образом, она представляет собой асинхронный повышающий импульсный регулятор. В системах с пониженным энергопотреблением, в которых требуются изоляция нагрузки и малый ток в неактивном состоянии, можно добавить внешние полевые транзисторы, как показано на рис. 4. Подача напряжения ниже 0,3 В на вывод EN устройства отключает преобразователь и полностью отсоединяет вход от выхода.

Рис. 4. Типичная схема включения ADP1612/ADP1613

Основным рабочим режимом в современных повышающих синхронных импульсных преобразователях является режим широтно-импульсной модуляции. При этом частота импульсов поддерживается постоянной, а их длительность (t_ON) изменяется для регулировки выходного напряжения. Средняя мощность, выдаваемая в нагрузку, пропорциональна коэффициенту заполнения импульсной последовательности:

Например, при желаемом выходном напряжении 15 В и доступном входном напряжении 5 В:

Вследствие закона сохранения энергии входная мощность равна сумме мощности, выдаваемой в нагрузку, и любых потерь. Ввиду высокой эффективности преобразования небольшими потерями при вычислении мощности можно пренебречь. Таким образом, входной ток можно аппроксимировать выражением:

Так, например, если ток нагрузки равен 300 мА при выходном напряжении 15 В, то I_IN = 900 мА при входном напряжении 5 В, то есть примерно в три раза больше выходного тока. Таким образом, с ростом выходного напряжения доступный ток нагрузки убывает.

Для стабилизации выходного напряжения в повышающих преобразователях используется обратная связь по напряжению или по току. Управляющий контур позволяет поддерживать уровень выходного напряжения при изменении нагрузки. Повышающие импульсные преобразователи для систем с малым энергопотреблением обычно работают с частотой импульсов в диапазоне от 600 кГц до 2 МГц. Работа на высокой частоте коммутации позволяет использовать катушки индуктивности меньших габаритов, однако при каждом удвоении частоты КПД падает примерно на 2%. В повышающих импульсных преобразователях ADP1612 и ADP1613 частоту коммутации можно выбрать при помощи вывода FREQ. При подключении вывода FREQ к «земле» устанавливается частота 650 кГц, при которой достигается максимальный КПД, а при подключении вывода FREQ к 

V_IN устанавливается частота 1,3 МГц, позволяющая уменьшить габариты внешних компонентов.

Катушка индуктивности, являющаяся ключевым компонентом повышающего импульсного преобразователя, запасает энергию в интервале t_ON и передает эту энергию на выход через выходной выпрямитель в интервале t_OFF. Для достижения компромисса между малым уровнем пульсаций тока через катушку индуктивности и высоким КПД в техническом описании ADP1612/ADP1613 рекомендуется использовать катушки индуктивности с номиналом от 4,7 до 22 мкГн. В общем случае, при одинаковых размерах, катушка с малой индуктивностью обладает бóльшим током насыщения и меньшим последовательным сопротивлением, однако при этом она также имеет больший пиковый ток, что может приводить к снижению КПД, повышенным пульсациям и росту шума. Для уменьшения габаритов катушки индуктивности и повышения стабильности лучше использовать повышающий импульсный преобразователь, работающий в прерывистом режиме. Пиковый ток через катушку индуктивности (максимальный входной ток плюс половина тока пульсаций) должен быть ниже номинального тока насыщения катушки, а максимальный постоянный входной ток должен быть ниже предельного рабочего среднеквадратического тока катушки индуктивности.

Ключевые спецификации и определения повышающего импульсного преобразователя

Диапазон входных напряжений

Диапазон входных напряжений повышающего импульсного преобразователя определяет наименьшее полезное входное напряжение питания.

Ток по цепи заземления (рабочий ток)

I_Q — это постоянный ток смещения, не поступающий в нагрузку. Устройства с малым значением I_Q дают больший КПД. Параметр I_Q может быть указан в спецификации для различных условий работы.

Ток в неактивном режиме

Это входной ток, потребляемый при неактивном уровне сигнала на выводе разрешения. Малое значение этого тока важно для поддержания долговременной работы в режиме ожидания, когда устройство находится в «спящем» режиме.

Коэффициент заполнения импульсной последовательности

Рабочий коэффициент заполнения импульсной последовательности должен быть меньше максимального коэффициента заполнения импульсной последовательности; в противном случае стабилизация выходного напряжения поддерживаться не будет. Так, например при V_IN = 5 В и V_OUT = 15 В, D = (V_OUT –V_IN)/V_OUT = 67%. Максимальный коэффициент заполнения импульсной последовательности у ADP1612 и ADP1613 составляет 90%.

Диапазон выходных напряжений

Точнее — диапазон поддерживаемых выходных напряжений. Выходное напряжение повышающего импульсного преобразователя может быть фиксированным или регулируемым. Во втором случае для задания желаемого выходного напряжения используются внешние резисторы.

Предельный ток

В спецификациях на повышающие импульсные преобразователи обычно указывается предельный пиковый ток, а не ток нагрузки. Обратите внимание на то, что чем больше разница между V_IN и V_OUT, тем меньше доступный ток нагрузки. Максимальный доступный выходной ток определяется пиковым предельным током, входным напряжением, выходным напряжением, значением частоты коммутации и номиналом катушки индуктивности.

Стабилизация по входному напряжению

Стабилизация по входному напряжению — это изменение выходного напряжения, вызываемое изменением входного напряжения.

Стабилизация по току нагрузки

Стабилизация по току нагрузки — это изменение выходного напряжения, вызываемое изменением выходного тока.

Мягкий запуск

Важно, чтобы повышающие импульсные преобразователи имели функцию мягкого запуска, которая бы обеспечивала контролируемое линейное нарастание выходного напряжения во избежание чрезмерных выбросов выходного напряжения. Интервал мягкого запуска некоторых повышающих импульсных преобразователей можно регулировать при помощи внешнего конденсатора. Когда конденсатор мягкого запуска заряжается, он ограничивает пиковый ток. Регулируемый мягкий запуск позволяет изменять время запуска в соответствии с требованиями системы.

Отключение при перегреве (Thermal Shutdown, TSD)

Если температура полупроводникового перехода становится выше определенного предельного значения, схема отключения при перегреве отключает преобразователь. Повышенная температура полупроводниковых переходов может быть следствием работы при повышенном токе, плохого охлаждения печатной платы или высокой температуры окружающей среды. Схема защиты от перегрева имеет гистерезис, который предотвращает возврат схемы в нормальный рабочий режим до тех пор, пока температура кристалла не станет ниже предустановленного значения.

Блокировка при пониженном напряжении (Undervoltage lockout, UVLO)

Если входное напряжение становится ниже порогового значения, то микросхема автоматически отключает ключ цепи питания и переходит в режим пониженного энергопотребления. Это предотвращает возможное ошибочное поведение при низких входных напряжениях и включение мощного устройства в условиях, когда невозможно обеспечение его нормальной работы.

Заключение

ИМС повышающих импульсных преобразователей для схем с пониженным энергопотреблением избавляют разработчиков от ряда проблем при проектировании преобразователей постоянного тока, позволяя использовать апробированные решения. Примеры расчета параметров проекта и номиналов компонентов даются в разделе технического описания ИМС, посвященном ее практическому применению. Еще больше упростить задачу проектирования позволяет инструмент проектирования ADIsimPower [4]. Дополнительную информацию можно получить, связавшись с инженерами по применению компании Analog Devices или посетив технический форум компании EngineerZone по ссылке http://ez.analog.com. Руководства по выбору повышающих импульсных преобразователей компании Analog Devices, технические описания и статьи по применению можно найти на http://www.analog.com/power.

Литература

1. Мараско К. Эффективное применение понижающих преобразователей постоянного тока производства компании Analog Devices // Компоненты и технологии. 2011. № 10.
2. http://www.analog.com/en/power-management/switching-regulators-integrated-fet-switches/products/index.html
3. http://www.analog.com/en/power-management/switching-controllers-external-switches/products/index.html
4. http://designtools.analog.com/drPowerWeb/dtPowerMain.aspx
5. Marasco K. How to Apply Low-Dropout Regulators Successfully. Analog Dialogue. 2009. Vol. 43. № 3.

принципы работы и уникальные решения Maxim Integrated

17 декабря 2019

Александр Русу (г. Одесса)

Общий КПД импульсного преобразователя в электронных приборах малой мощности с автономным питанием снижается в основном за счет тока утечки схемы управления. Свести этот ток практически к нулю помогут интегральные DC/DC из новой серии nanoPower производства Maxim Integrated.

На сегодняшний день найти или изготовить самостоятельно высококачественный преобразователь постоянного напряжения мощностью от нескольких ватт до нескольких киловатт не представляет особой сложности. Однако питание оборудования, потребляемая мощность которого измеряется микроваттами, уже является серьезной технической проблемой, ведь при таких уровнях потребления увеличивается относительная величина «накладных расходов» в виде затрат энергии на работу схемы управления, что приводит к ощутимому снижению КПД преобразователя в целом. Кроме этого, практически во всех современных устройствах, питающихся от батарей, активно используются энергосберегающие режимы, в которых все неиспользуемые в данный момент системы отключаются от источника энергии. А это еще больше ужесточает требования к узлам питания, ведь теперь они должны иметь еще и минимально возможный ток утечки в выключенном состоянии.

При этом количество устройств с батарейным питанием с каждым годом постоянно увеличивается, а требования к ним ужесточаются. Поэтому большинство ведущих производителей электронных компонентов регулярно предлагают инженерам новые решения в этой области.

Не осталась в стороне и компания Maxim Integrated, которая не так давно представила линейку микросхем nanoPower, отличающихся сверхмалым энергопотреблением. На сегодняшний день в этой линейке присутствуют малопотребляющие операционные усилители, компараторы, датчики температуры и другие узлы, активно использующиеся в самых разнообразных радиотехнических устройствах. Конечно же, Maxim Integrated не оставил без внимания и сектор DC/DC преобразователей напряжения, разработав в рамках данного направления целые семейства специализированных микросхем с ультрамалым энергопотреблением.

Сравнение линейного и импульсного способов преобразования

Самой популярной схемой преобразователей постоянного напряжения можно назвать понижающую, ведь в реальной аппаратуре задача уменьшения напряжения возникает намного чаще, чем увеличения или изменения его полярности. Но уменьшить входное напряжение можно двумя способами: импульсным и линейным. Поскольку каждый из способов имеет свои достоинства и недостатки, а значит – и свои области применения, то разработчику необходимо их изучить.

Фундаментальную разницу между линейным и импульсным способами уменьшения напряжения можно понять из рисунка 1. Линейный стабилизатор работает по принципу резистивного делителя напряжения. Его регулирующий элемент (транзистор VT1) функционирует в активном режиме, обеспечивая такое падение напряжения между выводами коллектора и эмиттера, чтобы выходное напряжение V_OUT на нагрузке R_LOAD находилось в заданных пределах. Поскольку через транзистор VT1 протекает весь ток нагрузки I_OUT, КПД данной схемы будет напрямую зависеть от разницы напряжений между входом и выходом (формула 1):

$$\eta =\frac{P_{OUT}}{P_{IN}}=\frac{I_{OUT}\times V_{OUT}}{I_{OUT}\times V_{IN}}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}},\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где Р_IN и P_OUT – соответственно, входная и выходная мощности преобразователя.

Рис. 1. Сравнение линейного и импульсного способов уменьшения напряжения

И теперь становится очевидным главный недостаток линейных стабилизаторов – чем больше разница напряжений между входом и выходом, тем меньше его КПД, причем практически вся «лишняя» мощность выделяется на регулирующем элементе VT1, что требует установки его на радиатор, размеры которого порой превосходят размеры всех остальных элементов устройства.

До недавнего времени линейные стабилизаторы строились на основе биполярных кремниевых транзисторов, у большинства из которых падение напряжения между коллектором и эмиттером физически не могло быть меньше 1 В. Для стабилизаторов с относительно высоким выходным напряжением (более 5 B) такое падение напряжения было еще вполне приемлемым, однако в современных микроконтроллерных устройствах напряжение питания которых может быть меньше 1 В, использование биполярных транзисторов в таком режиме недопустимо.

В свое время это привело к созданию линейных стабилизаторов, использующих в качестве регулирующих элементов полевые транзисторы, которые, как известно, лишены такого ограничения. Эти стабилизаторы в русскоязычной литературе получили название «стабилизаторы с низким падением напряжения», или LDO-стабилизаторы/регуляторы (Low-Drop Out Regulator). Поскольку при малой разнице напряжений между входом и выходом КПД LDO-стабилизаторов не уступает импульсным преобразователям, а их масса, габариты и уровень электромагнитных помех при этом намного меньше, они до сих пор активно используются в современной технике.

В импульсных преобразователях активный режим полупроводниковых компонентов не используется принципиально. В рассматриваемом примере (рисунок 1) транзистор VT1 работает в ключевом режиме, периодически подключая нагрузку R_LOAD к источнику питания на время t_ON. Это означает, что выделение мощности на силовых полупроводниковых компонентах теоретически может быть сколько угодно малым и не зависит от соотношения напряжений между входом и выходом, что является главным преимуществом данных схем. К сожалению, от такого способа преобразования появляется и главный недостаток – пульсирующий характер выходного напряжения с высоким содержанием высокочастотных гармоник.

Поскольку использовать подобное напряжение для питания потребителей в большинстве случаев не представляется возможным, то на выходе импульсных преобразователей необходимо устанавливать фильтры, уменьшающие пульсации выходного напряжения. Причем в этих фильтрах должны обязательно использоваться реактивные элементы, способные накапливать энергию (активный фильтр на полупроводниковых транзисторах для этой цели не подойдет). А это означает, что импульсный преобразователь просто физически не может быть миниатюрным, ведь энергетическая емкость реактивных компонентов прямо пропорциональна массе и объему использованного в них магнитного или диэлектрического материала.

Если сравнить достоинства и недостатки линейных и импульсных преобразователей (таблица 1), то окажется, что они взаимно компенсируют друг друга. Поэтому на практике очень часто используются гибридные системы: импульсный преобразователь формирует некоторое промежуточное напряжение невысокой стабильности с относительно высоким уровнем пульсаций, а окончательная точная регулировка уже осуществляется с помощью линейных LDO-стабилизаторов.

Таблица 1. Сравнение импульсного и линейного способов преобразования

Метод	Импульсный	Линейный
Соотношение входного и выходного напряжений	Любое	Выходное напряжение не может быть больше входного
Точность стабилизации выходного напряжения	Из-за того что энергия преобразуется «порциями», точность выходного напряжения зависит от характера переходных процессов и метода стабилизации	Теоретически не ограничена. Практически определяется уровнем шумов и стабильностью характеристик используемых компонентов
Уровень пульсаций выходного напряжения	Высокий. При использовании некоторых методов управления (гистерезисных) принципиально не может быть низким	Теоретически может быть сколь угодно малым. Практически ограничен быстродействием используемых компонентов
Уровень электромагнитных помех	Высокий из-за высоких скоростей изменения напряжений и токов	Теоретически может быть сколь угодно малым
КПД	Высокий	Определяется разностью напряжений между входом и выходом
Масса и габариты	Зависят от частоты преобразования. Обычно больше, чем у линейных преобразователей	Зависят от уровня рассеиваемой мощности. При малых мощностях могут быть микроскопическими
Сложность схемы	Сложная	Относительно простая
Стоимость	Относительно высокая	Низкая
Основная сфера применения	Преобразователи с высоким соотношением входного и выходного напряжений, преобразователи рода тока, многоканальные преобразователи и прочие	Стабилизаторы для узлов, требующих прецизионного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций и электромагнитных помех

В современном оборудовании линейные преобразователи в основном используются для питания маломощных узлов, требующих высококачественного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций, а также в приложениях, чувствительных к уровню электромагнитных помех, а импульсные – во всех остальных случаях (по возможности).

Однако у линейных преобразователей есть один серьезный недостаток, который в ряде случаев делает их использование невозможным – выходное напряжение линейного преобразователя принципиально не может быть больше входного. А это означает, что в случаях, когда напряжение необходимо увеличить или изменить его полярность, импульсный способ преобразования является практически безальтернативным. 

Принцип работы импульсных преобразователей

На сегодняшний день существует множество импульсных преобразователей постоянного напряжения, отличающихся количеством и типом реактивных компонентов, алгоритмами преобразования и прочими характеристиками. Однако наиболее простыми, а следовательно, и наиболее популярными являются всего четыре схемы: понижающая, повышающая, инвертирующая и обратноходовая (рисунок 2). Эти преобразователи используют одинаковый принцип работы, имеют идентичное количество компонентов и отличаются лишь способом коммутации накопительного дросселя L₁, от режима работы которого и зависят все характеристики схемы.2\times L_{1}}{2}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Рис. 3. Диаграммы напряжения и тока дросселя различных преобразователей

Поскольку на первом этапе энергия в дросселе увеличивается, то его очень часто называют этапом накопления или заряда дросселя.

После размыкания ключа S₁ на выводах всех обмоток дросселя формируется ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна полярности, присутствовавшей на первом этапе, это означает, что дроссель L₁ теперь становится не потребителем, а источником электрической энергии. Изменение полярности напряжения на обмотках приводит к открытию диода VD1, который и обеспечивает путь протекания тока на втором этапе, называемом этапом возврата, или разряда дросселя.

Поскольку количество энергии в дросселе в момент коммутации ключей не изменяется, то ток в его активной обмотке сразу после размыкания ключа S₁ также будет максимальным, однако его величина I_MAX2 может измениться, ведь он теперь может протекать уже по другому количеству витков (формула 4):

$$E=\frac{I_{MAX2}^2\times L_{2}}{2},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где L₂ – индуктивность обмотки, активной на втором этапе.2\times A_{L},\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

где A_L – конструктивный параметр магнитопровода.

После открытия диода напряжение на обмотке дросселя фиксируется на уровне V_L2, под действием которого ток дросселя за время t_OFF уменьшится на величину dI₂ (формула 7):

$$dI_{2}=\frac{V_{L2}}{L_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

В квазиустановившемся режиме, когда отсутствуют какие-либо переходные процессы как в цепях питания, так и в цепях нагрузки, дроссель на втором этапе преобразования должен отдать всю энергию, накопленную на первом интервале. Это означает, что к моменту начала следующего цикла его ток должен быть таким же, как и в начале предыдущего. Для схем с однообмоточным дросселем dI₁ = -dI₂, но в общем случае (для обратноходового преобразователя) изменения токов обмоток определяются Законом полного тока (формула 8):

$$dI_{1}\times N_{1}=-dI_{2}\times N_{2}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Подставляя в формулу 8 соотношения 2 и 7, с учетом 6, можно получить основное уравнение 9, связывающее величины напряжений на выводах обмоток дросселя с отношением длительностей основных этапов преобразования:

$$\frac{V_{L1}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{L2}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Формула 9 является основой для получения регулировочной характеристики преобразователя – зависимости выходного напряжения от относительной длительности первого этапа преобразования D = t_ON/(t_ON + t_OFF). Однако для того чтобы получить эти зависимости, далее необходимо рассматривать каждую схему в отдельности.

Понижающий преобразователь

Понижающий преобразователь (Step-Down Converter, Buck Converter) обычно имеет только одну обмотку, поэтому N₁ = N₂. На первом этапе преобразования к дросселю приложена разница входного и выходного напряжений (V_L1 = V_IN – V_OUT), а на втором – только выходное напряжение (V_L2 = V_OUT), как показано на рисунке 4. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 10:

$$\left(V_{IN}-V_{OUT} \right)\times t_{ON}=-V_{OUT}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Следовательно (формула 11):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{ON}+t_{OFF}}=V_{IN}\times D\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Рис. 4. Принцип работы понижающего преобразователя

Из формулы 11 видно, что выходное напряжение V_OUT понижающего преобразователя не может превышать входное V_IN, иначе левая часть уравнения станет отрицательной, к дросселю на обоих этапах преобразования будет приложено однополярное напряжение, и схема работать не будет. 

Повышающий преобразователь

Повышающий преобразователь (Step-Up Converter, Boost Converter) также обычно строится на основе однообмоточного дросселя (N₁ = N₂). На первом этапе преобразования, когда ключ S₁ замкнут, к обмотке дросселя приложено полное напряжение питания (V_L1 = V_IN), а вот на втором есть разница между входным и выходным напряжениями (V_L1 = V_OUT – V_IN), как показано на рисунке 5. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 12:

$$V_{IN}\times t_{ON}=-\left(V_{OUT}-V_{IN} \right)\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Из формулы 12 теперь можно получить уравнение для регулировочной характеристики (формула 13):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}+t_{OFF}}{t_{OFF}}=V_{IN}\times \frac{1}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Рис. 5. Принцип работы повышающего преобразователя

Как и в понижающем преобразователе, формула 13 накладывает ограничения на соотношение напряжений V_IN и V_OUT. При V_OUT < V_IN правая часть формулы 13 изменит свой знак, и дроссель перестанет отдавать энергию. Поэтому повышающий преобразователь может только увеличивать входное напряжение.

Инвертирующий и обратноходовой преобразователи

И в инвертирующем (Inverting Converter), и в обратноходовом (Flyback Converter) преобразователях к обмоткам дросселя на первом этапе прикладывается полное входное (V_L1 = V_IN), а на втором – полное выходное напряжение (V_L2 = V_OUT), как показано на рисунок 6. Поэтому базовое уравнение для определения их регулировочных характеристик одинаково (формула 14):

$$\frac{V_{IN}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{OUT}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Рис. 6. Принцип работы инвертирующего и обратноходового преобразователей

Но, поскольку инвертирующие преобразователи обычно строятся на основе однообмоточных дросселей, для которых N₁ = N₂, то их регулировочная характеристика при работе во всех режимах, кроме разрывного, несколько проще (формула 15):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Ключевой особенностью обратноходового преобразователя является возможность обеспечения гальванической развязки между входом и выходом. В этом случае обмотки дросселя могут иметь разное количество витков (формула 16):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Для инвертирующего преобразователя, вход и выход которого имеют один общий провод, выходное напряжение V_OUT по абсолютному значению может быть как больше, так и меньше входного V_IN. Однако оно обязательно должно иметь обратную полярность, ведь ни продолжительность первого t_ON, ни второго t_OFF этапов преобразования не могут быть отрицательными. Для обратноходового преобразователя обеспечение двухполярного напряжения на обмотке осуществляется правильной фазировкой обмоток и включением диода VD1. Если это правило будет нарушено, то обратноходовой преобразователь работать не будет (фактически он превратится в прямоходовой, который имеет несколько иной принцип работы).

При использовании в понижающей, повышающей и инвертирующей схемах дросселя с одной обмоткой наибольшая эффективность преобразователя будет в диапазоне 0,1 ≤ V_IN…V_OUT ≤ 10. Если же входное напряжение отличается от входного больше чем в 10 раз, тогда, в соответствии с формулой 9, длительность одного из этапов преобразования (t_ON или t_OFF) будет значительно меньше другого (рисунок 7).

Рис. 7. Зависимости соотношения напряжения на входе и выходе преобразователей (VOUT/VIN) от соотношения длительностей первого и второго этапов (tON/tOFF)

При этом становится сложно как регулировать выходное напряжение, так и фильтровать его, поскольку при малых длительностях t_ON или t_OFF увеличиваются пульсации токов, что в конечном итоге приводит к катастрофическому уменьшению КПД, вплоть до физической невозможности реализации данного режима (необходимая длительность t_ON или t_OFF может оказаться меньше чем время включения/выключения полупроводникового компонента). Поэтому при большой разнице напряжений между входом и выходом используют автотрансформаторное включение дросселей, при котором транзистор или диод подключаются к части обмотки (рисунок 8). В этом случае N₁ ≠ N₂ и формулы 10…15 придется выводить заново из базового соотношения формулы 9.

Рис. 8. Понижающий преобразователь с автотрансформаторным включением дросселя, работающий при большой разнице напряжений (VIN >>VOUT)

Особенности преобразователей nanoPower

Как видно из принципа работы, максимальное значение КПД импульсных преобразователей теоретически не ограничено. Но на практике всегда будут потери из-за неидеальности элементной базы, поэтому реальное значение КПД силовой части у наилучших представителей импульсных преобразователей находится на уровне 98…99%.

Однако при расчете КПД преобразователя в целом следует учитывать также и затраты энергии на работу схемы управления. Если рассмотреть структурные схемы контроллеров, реализующих два наиболее популярных на сегодняшний день метода управления – по напряжению (рисунок 9) и по току (рисунок 10), – то можно увидеть, что для обеспечения выходного напряжения необходимого качества требуется достаточно большое количество узлов. И хоть на сегодняшний день технологии изготовления полупроводниковых микросхем находится на очень высоком уровне, тем не менее, когда мощность силовой части преобразователя ничтожно мала, ток потребления узлов управления может оказаться соизмеримым с током нагрузок.

Рис. 9. Контроллер преобразователя с методом управления по напряжению

Рис. 10. Контроллер преобразователя с методом управления по току

У контроллеров преобразователей постоянного напряжения можно выделить три основных тока, на которые следует обращать внимание при выборе: ток, потребляемый от входной I_QINT, выходной I_QOUT цепи в активном режиме и ток утечки I_SDT, потребляемый микросхемой в выключенном состоянии (рисунок 11). Эти токи, по возможности, должны быть минимальными, ведь чем они меньше – тем выше КПД преобразователя.

Рис. 11. Пути протекания токов IQINT, IQOUT и ISDT микросхемы MAX17222

Из этих параметров наиболее важным для устройств с батарейным питанием является ток утечки I_SDT. И связано это с их спецификой работы, ведь как показывает практика, большую часть времени они находятся либо в спящем (дежурном), либо в выключенном состоянии. Поскольку физически отключить схему управления преобразователя от источника питания в большинстве случаев не представляется возможным, ток утечки I_SDT будет напрямую влиять на время автономной работы.

В интегральных преобразователях постоянного напряжения nanoPower основной технологией уменьшения токов I_QINT, I_QOUT и I_SDT является тщательная проработка схемотехники внутренних узлов контроллера и процессов изготовления интегральных компонентов. Из других методов уменьшения собственного энергопотребления можно также выделить отключение резистивного делителя выходного напряжения, используемого в цепи обратной связи. Все это позволило добиться впечатляющих значений собственного энергопотребления этих узлов. Так, например, для микросхем повышающих преобразователей MAX17220/21/22/23/24/25 ток, потребляемый от цепей нагрузки (I_QOUT), не превышает 300 нА, а токи, потребляемые от источника питания (I_QINT, I_SDT) равны всего 0,5 нА.

Кроме этого, повышающие преобразователи имеют одну специфическую особенность, на которую также необходимо обращать внимание. При использовании в качестве верхнего ключа полупроводниковых диодов или n-канальных MOSFET становится невозможным полное отключение выходного напряжения – при остановке преобразователя на его выходе присутствует напряжение питания, которое приводит к увеличению энергопотребления. Поэтому в микросхемах nanoPower реализована также технология True Shutdown, блокирующая появление напряжения на выходе преобразователей при их отключении.

На сегодняшний день в линейку малопотребляющих преобразователей nanoPower входят микросхемы для наиболее популярных схем преобразователей: понижающего и повышающего типов (таблица 2). Линейка повышающих преобразователей MAX17220…25 (рисунок 12) позволяет обеспечить нагрузку выходным напряжением 1,8…5 В, устанавливаемым путем выбора внешнего резистора R_SEL с шагом 0,1 В. Входное напряжение при этом может находиться в диапазоне 0,4…5,5 В.

Высокая степень интеграции позволила использовать для микросхем MAX17220…25 миниатюрные шестивыводные корпуса WLP и µDFN и обойтись минимальным количеством внешних компонентов. Как видно из рисунка 12, кроме обязательных внешних реактивных элементов – конденсаторов C_IN, C_OUT и накопительного дросселя, которые, во-первых технологически сложно изготовить в интегральном исполнении, а во-вторых, их параметры зависят от конкретного приложения, для работы микросхем требуется единственный внешний прецизионный (с точностью 1%) резистор R_SEL, отвечающий за величину выходного напряжения.

Таблица 2. Характеристики микросхем nanoPower

Наименование	Ток, потребляемый от выходных цепей IQOUT, нА	Ток, потребляемый в выключенном состоянии ISDT, нА	Максимальный ток накопительного дросселя, мА	Выходной ток, мА	Корпус	Отладочная плата
MAX38640A	330	5	250	160	WLP/6	MAX38640EVKIT
MAX17220	300	0,5	225	205	WLP/6, µDFN/6	MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17222	300	0,5	500	200	WLP/6	MAX17222EVKIT
MAX17223	300	0,5	500	205	WLP/6, µDFN/6	MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17224	300	0,5	1000	205	WLP/6, µDFN/6	MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17225	300	0,5	1000	205	WLP/6, µDFN/6	MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT

Рис. 12. Структурная схема микросхем MAX17220…25

В микросхемах MAX17220…25 реализован метод управления по току, поэтому величина индуктивности накопительного дросселя во многом определяет величину рабочей частоты преобразователя. Для большинства приложений на основе данных микросхем можно использовать малогабаритные дроссели в корпусе 0603 индуктивностью 2,2 мкГн с максимальным током 225 мА, 500 мА или 1 А. Все это позволяет реализовывать ультракомпактные повышающие преобразователи, занимающие на печатной плате площадь, не превышающую 6,75 мм².

Аналогичными характеристиками обладают и микросхемы понижающих преобразователей MAX38640/41/42/43 (рисунок 13), позволяющие понижать входное напряжение 1,8…5,5 В до величины 0,7…3,3 В (микросхемы с суффиксом А) или до 0,5… 5,0 В (с суффиксом B). Так же, как и в рассмотренных выше повышающих преобразователях, для установки выходного напряжения MAX38640…43 используется единственный прецизионный резистор R_SEL, а сами микросхемы требуют всего четырех внешних компонентов.

Рис. 13. Структурная схема микросхем MAX38640…43

Для ускорения выхода продуктов на рынок компания Maxim Integrated предлагает разработчикам максимальную поддержку, не ограничивающуюся только предоставлением всей необходимой технической документации. Так, например, на официальном сайте компании присутствуют математические модели, с помощью которых можно изучить электрические процессы разрабатываемых схем в специализированных средах разработки: автономной EE-Sim® OASIS Simulation Tool на основе ядра SIMPLIS® и онлайновой EE-Sim Design And SimulationTool. Обе среды ориентированы на разработку импульсных источников питания и позволяют на основе предлагаемых шаблонов собрать виртуальный аналог разрабатываемой схемы менее чем за 5 минут.

Кроме этого, для оценки реальных возможностей микросхем nanoPower компания Maxim Integrated предлагает специализированные отладочные платы. Так, например, для микросхем MAX17220…25 доступна отладочная плата MAX17222EVKIT (рисунок 14), состоящая из двух независимых частей, содержащих одну и ту же микросхему MAX17222, но изготовленную в разных корпусах: µDFN и WLP. В каталогах Maxim Integrated присутствует также аналогичная отладочная плата MAX17220EVKIT с установленными микросхемами MAX17220 (в двух вариантах корпусов) и MAX38640EVKIT с установленной микросхемой MAX38640A в корпусе WLP.

Рис. 14. Внешний вид отладочной платы MAX17222EVKIT

Заключение

Питание от батарей является далеко не тривиальной задачей, ведь для обеспечения максимально возможного времени автономной работы необходима тщательная проработка не только силовой части, но и узлов управления. Однако, как показывает практика, эти задачи целиком и полностью ложатся на плечи производителей электронных компонентов, ведь, как видно из материалов данной статьи, конечным разработчикам остается лишь адаптировать готовые решения под конкретное приложение.

Дополнительные материалы:

Статьи:

1. Технология Maxim Integrated nanoPower: когда малый IQ имеет преимущества
2. Контроль в спящем режиме: повышение КПД батарейного питания с помощью DC/DC MAX17225 nanoPower
3. Один дроссель для всей системы: многоканальные преобразователи Maxim с технологиями SIMO и nanoPower
4. Измерение мощности в режиме реального времени с помощью ИС регистратора потребляемой мощности
5. Увеличение времени работы портативной электроники с помощью преобразователя на основе SIMO
6. Борцы SIMO: особенности применения SIMO-преобразователей Maxim
7. Выбор SIMO PMIC-преобразователя для проекта портативного устройства
8. Увеличение энергоэффективности портативных устройств при помощи SIMO PMIC-преобразователей

Новости

1. MAX17222 — длинная жизнь для маленьких вещей
2. MAX38640/1/2/3 – понижающие конвертеры семейства NanoPower с ультранизким током потребления
3. MAX17270 – преобразователь NanoPower SIMO PMIC для IoT с ультранизким потреблением

 

•••

Наши информационные каналы

Повышающие импульсные преобразователи напряжения DC-DC

Казалось бы, всё просто как бублик: слепили из простых и доступных ингредиентов генератор, присовокупили к нему повышающий трансформатор, мостик, всякие там дела… Вот, собственно, и всё — дело сделано, сказка сказана, можно закрывать тему.

— Но мы же не можем прямо тут… У нас же есть какие-то морально-этические принципы…
— Так сегодня ж понедельник!
— Понедельник, конечно, но не до такой же степени. Поэтому говорить будем много, нудно и обстоя- тельно.

А обсудим мы на этой странице повышающие преобразователи напряжения, не омрачённые такими редко любимыми в радиолюбительских кругах моточными изделиями, как силовые (или импульсные) трансформаторы.

Начнём с устройств, выполненных на цепях диодно-конденсаторных умножителей напряжения.

Рис.1

Простой преобразователь напряжения на одной К561ЛН2-микросхеме с минимальным числом навесных элементов можно собрать по схеме, приведённой на Рис.1. Преобразователь содержит задающий генератор, реализованный на первых двух инверторах КМОП микросхемы DD1, и буферного выходного каскада, предназначенного для увеличения выходного тока преобразователя и выполненного на включённых параллельно оставшихся элементов ИМС.
Диоды VD1, VD2, а так же конденсаторы С2, С3 образуют цепь удвоения напряжения.
При указанных на схеме номиналах элементов — генератор импульсов, работает на частоте 10 кГц. При напряжении питания 10В — выходное напряжение составляет 17В при токе нагрузки 5мА, 16В при токе 10мА, 14,5В при токе 15мА.
Значение КПД и величину выходного напряжения преобразователя можно увеличить за счёт использования в выпрямителе-умножителе напряжения германиевых диодов, либо диодов Шоттки.
А для получения отрицательного выходного напряжения — элементы удвоителя напряжения следует включить в соответствии с правой частью рисунка Рис.1.

Для увеличения мощности повышающих преобразователей между генератором и умножителем вводятся дополнительные биполярные или полевые транзисторы с максимальным допустимым током, превышающим ток нагрузки.

Рис.2

Устройство, представленное на Рис.2, образуют задающий генератор, собранный на логических элементах DD1.1 и DD1.2, буферные ступени DD1.3, DD1.4, усилители тока VT1, VT2 и выпрямитель-удвоитель напряжения на диодах VD1, VD2 и конденсаторах С2, СЗ.
При питании преобразователя от источника постоянного тока напряжением 12 В его выходное напряжение при токе нагрузки 30 мА будет около 22 В (напряжение пульсаций — 18 мВ).
При токе нагрузки 100 мА выходное напряжение уменьшается до 21 В, а при 250 мА — до 19,5 В.
Без нагрузки преобразователь потребляет от источника питания ток не более 2 мА.
Транзисторы VT1 и VT2 преобразователя могут быть любыми из указанных на схеме серий, а также ГТ402В или ГТ402Г, ГТ404В или ГТ404Г. С германиевыми транзисторами выходное напряжение преобразователя будет больше примерно на 1 В.

Для получения больших выходных напряжений применяются схемы преобразователей напряжения с многокаскадными умножителями.

Рис.3

На Рис.3 приведена схема экономичного преобразователя напряжения для питания варикапов, опубликованная в журнале Радио №10, 1984, И. Нечаевым.
«Преобразователь не содержит намоточных деталей, экономичен и прост в налаживании. Устройство состоит из генератора прямоугольных импульсов на микросхеме DD1, умножителя напряжения на диодах VD1-VD6 и конденсаторах СЗ-С8, параметрического стабилизатора напряжения на транзисторах VT1-VT3.
В качестве стабилитронов используются эмиттерные переходы транзисторов. Режим стабилизации наступает при токе 5…10мкА.
Помимо указанных на схеме, в преобразователе можно использовать микросхемы К176ЛЕ5 и К176ЛА9, транзисторы КТ315, КТ316 с любым буквенным индексом, диоды Д9А, Д9В, Д9Ж. Конденсаторы С1-С7 — КЛС или KM, C8 — К50-6 или К50-3, резисторы МЛТ или ВС.
Налаживание преобразователя сводится к подбору транзисторов VT1 — VT3 с требуемым напряжением стабилизации.
При изменении напряжения питания приёмника от 6,5 до 9В потребляемый преобразователем ток увеличивается с 0,8 до 2,2мА, а выходное напряжение — не более чем на 8…10мВ.
При необходимости выходное напряжение преобразователя можно повысить, увеличив число звеньев умножителя напряжения и число транзисторов в стабилизаторе».

В последнее время для преобразования напряжения всё чаще применяют импульсные преобразователи с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения.
Как это работает?

Рис.4

На рисунке Рис.4 (слева) изображён импульсный повышающий преобразователь напряжения, способный повышать выходное напряжение от напряжения источника питания до величины в десятки раз превышающей его.

При замыкании ключа, выполненного на транзисторе Т, через цепь: источник питания — индуктивность — замкнутый ключ начинает протекать ток. При этом, в связи с явлением самоиндукции, ток через индуктивность не может измениться моментально, так как в это время идёт постепенный запас энергии (ЭДС) в магнитном поле катушки.

При размыкании ключа — ток начинает течь по другому контуру: источник питания-индуктивность-диод-нагрузка. Поскольку источник питания и катушка в этой цепи соединены последовательно, то их ЭДС складываются. Таким образом происходит повышение напряжения.

Величина выходного напряжения подобных преобразователей малопредсказуема и зависит от нескольких факторов: сопротивления нагрузки, добротности катушки, и энергии, которая успела запастись в ней за время замыкания ключа. Именно поэтому напряжение в цепи без нагрузки может достигать значительных величин, порой приводящих к пробою ключевого транзистора.

Так как же регулировать напряжение на выходе таких преобразователей?
Очень просто — запасать в дросселе ровно столько энергии, сколько необходимо для того, чтобы создать необходимое напряжение на нагрузке. Производится это посредством регулировки длительности импульсов открывающих транзистор (временем в течении которого открыт транзистор).

Уровень выходного напряжения преобразователя описывается формулой U_вых = K×U_вх/(1-D), где
D — это величина, обратная скважности, и равная отношению периода времени, когда ключ открыт, к общему периоду импульсного сигнала, управляющего ключевым транзистором, а
К — коэффициент, прямо пропорциональный сопротивлению нагрузки и обратно пропорциональный сопротивлению открытого ключа, а также сопротивлению потерь катушки индуктивности.
У данного типа преобразователей полярность выходного напряжения, совпадает с полярностью входного.

На рисунке Рис.4 (справа) приведена упрощённая схема инвертирующего преобразователя напряжения, имеющего полезное свойство — работать как в режиме понижения напряжения, так и в режиме повышения.
Полярность его выходного напряжения противоположна полярности входного.

Так же как и в предыдущем случае, во время замыкания ключа Т происходит процесс накопления энергии катушкой индуктивности. Диод Д препятствует попаданию напряжению от источника питания в нагрузку.
Когда ключ закрывается, энергия индуктивности начинает перетекать в нагрузку. При этом ЭДС самоиндукции, направлена таким образом, что на концах катушки формируется полярность, противоположная первичному источнику питания. Т. е. на верхнем конце обмотки катушки формируется отрицательный потенциал, на противоположном конце — положительный.

Уровень выходного напряжения равен: U_вых = K×U_вх×D/(1-D).

С теорией завязываем, резко переходим к схемам электрическим принципиальным повышающих преобразователей напряжения с индуктивными накопителями на борту.

Рис.5

На Рис.5 приведена очень простая и красивая схема преобразователя напряжения 1,5 в 15 вольт, содержащая всего 2 транзистора, выполняющих как функцию генератора сигнала, управляющего ключевым транзистором, так и самого ключевого транзистора.
Вот что пишет автор конструкции, приведённой в зарубежном издании.

«В качестве источника используется элемент питания напряжением 1,5 В, а на выходе схемы получается напряжение 15 В. Схема ещё хороша тем, что очень проста для повторения и не имеет дефицитных деталей.
Рассмотрим принцип работы. Итак, при замыкании тумблера SA1 на резисторе R1 возникает падение напряжения. Как следствие, через базу транзистора VT1 потечёт ток и оба транзистора (VT1, VT2) будут находится в открытом состоянии. В начальный момент времени, на коллекторе VT2 будет практически нулевое напряжение и через него и катушку L1 потечет нарастающий ток. Этот ток будет непрерывно увеличиваться пока транзистор VT2 не перейдет в режим насыщения. Следствием это будет увеличение напряжения на коллекторе транзистора VT2, что неизменно приведет к возрастанию напряжения на резисторе R2. В результате, транзистор VT1 закроется, после чего закроется и второй транзистор VT2.
После того, как ток прекратит движение через катушку L1, на коллекторе транзистора VT2 образуется большое положительного напряжения, которое двигаясь через диод Шоттки VD1, будет заряжать конденсатор C1. Стабилитрон VD2 в схеме преобразователя напряжения играет роль ограничителя зарядного напряжения на конденсаторе C1 и поддерживает его на уровне 15 В.
После того, как магнитное поле катушки L1 исчезает, напряжение на транзистора VT2 падает до уровня источника питания, т. е. до 1,5 Вольт. После чего оба транзистора переходят в открытое состояние, а через катушку L1 снова потечет нарастающий ток.
Частота работы устройства около 10 кГц. При исправных деталях и правильном монтаже, простой преобразователь напряжения начинает работать сразу. Допускается замена деталей очень близких по характеристикам».

Много разнообразных преобразователей напряжения реализуется на базе интегрального таймера NE555.

Рис.6

Схема одного из вариантов такого преобразователя приведена на Рис.6. Для получения высоковольтных импульсов он использует накопительный дроссель.
«На таймере DA1 собран генератор импульсов с частотой повторения около 40 кГц (она определяется сопротивлением резисторов R1, R2 и емкостью конденсатора С1). Эти импульсы поступают на транзистор VT1, работающий в режиме переключения. Когда он открыт, в катушке индуктивности L1 накапливается энергия за счет протекающего через VTI тока. Когда транзистор закрывается, на катушке L1 возникает импульс напряжения, амплитуда которого в несколько раз превышает напряжение питания (в авторской конструкции она была около 80 В). Эти импульсы напряжения выпрямляются диодом VD1, а выпрямленное напряжение фильтруется, а затем стабилизируется стабилитроном VD2.
Транзистор VT1 желательно подобрать из числа предназначенных для использования в переключающих схемах. Он, в частности, должен иметь высокое допустимое напряжение коллектор-эмиттер (не ниже 100 В). Высокое обратное допустимое напряжение должен иметь и диод VD1.
Стабилитрон VD2 — малой мощности на требуемое выходное напряжение (в авторской конструкции — на 30 В). Таймер DA1 имеет аналог отечественного производства — КР1006ВИ1. Подробной информации о катушке индуктивности в первоисточнике нет. Отмечается лишь, что она выполнена на незамкнутом броневом магнитопроводе из материала с высокой начальной магнитной проницаемостью медным проводом диаметром 0,1 мм.
При налаживании конструкции может возникнуть необходимость подобрать резистор R3 по наибольшему выпрямленному напряжению».

Рис.7

«Ещё одна схема очень простого преобразователя постоянного напряжения с минимумом элементов, обеспечивающего несколько миллиампер тока напряжением 400…425В при потребляемом токе 80…90 мА от источника 9 В, приведена на Рис.7.
На таймере NE555 выполнен мультивибратор на частоту 14 кГц. КПД устройства сильно зависит от добротности катушки индуктивностью 1 мГн.
Дроссель имеет индуктивность 1000мкГн. Толщина провода не столь важна, поскольку выходной ток схемы ничтожный. Такое устройство может быть пригодно для тех приборов, где нужно получить повышенное напряжение, но размеры ограничены».

Достаточно часто приходится видеть устройства преобразователей на NE555 со встроенной схемой стабилизации выходного напряжения. Однако, кто интересуется, тот знает, что импульсные преобразователи со стабилизацией гораздо лучше работают на недорогих микросхемах серии UC384x, которые представляют из себя широтно-импульсные контроллеры и специально спроектированы для работы в преобразователях постоянного напряжения. Схема такого устройства приведена на Рис.8.

Рис.8

L1 намотана на кольце из порошкового железа d=24мм и содержит 24 витка провода диаметром 1мм. Выходная частота работы микросхемы при указанных номиналах элементов работы — 75-80 кГц.

Устройство было изготовлено и довольно подробно протестировано в сравнении с аналогичным преобразователем на микросхеме NE555 уважаемым Александром Сорокиным на странице форума https://www.drive2.ru/c/470856784697885156/.
Вот что пишет автор:

«Стабилизация выходного напряжения на микросхеме UC3845 работает прекрасно во всем диапазоне нагрузок. Напряжение холостого хода в пределах нормы (19.2 вольта для ноутбука), при 10Вт на выходе напряжение 18,94в, при 85Вт 18,8в т.е. просадка всего 0,1в и это прекрасно».

Ну и конечно не следует обходить вниманием специализированные микросхемы, представляющие собой практически готовые повышающие DC-DC преобразователи. Примером такой ИМС является TL499A (Рис.9).

Рис.9

С помощью этого импульсного источника питания можно получить напряжение от 1,5 до 15V при выходном токе до 50мА, для питания портативной аппаратуры от источника напряжением ЗV (два элемента «АА» или один литиевый элемент).
В основе схемы DC/DC конвертор на микросхеме TL499A. У микросхемы есть два входа, в данном случае используется только один — вывод 3, для подачи входного напряжения с целью его повышения.
Кстати, это напряжение не обязательно должно быть ЗV, может быть и 5V, а может быть и 1,5V (при работе от одного гальванического элемента), потому что минимальное входное напряжение микросхемы 1,1V, а максимальное 10V. При этом выходное напряжение поддерживается стабильным.
Установка и стабилизация выходного напряжения происходит при помощи компаратора (вывод 2), наблюдающего за выходным напряжением, которое поступает на него через делитель на резисторах R2 и R3. Подстроечным резистором R2 выставляется уровень выходного напряжения в диапазоне от 1,5 до 15V.

 

Импульсные преобразователи напряжения переменного тока

Введение

Изменение величины напряжения переменного тока требуется в электромеханических системах автоматики, в электропитании и во многих других областях. Для этого традиционно применяют магнитные усилители, многообмоточные силовые трансформаторы с тиристорной коммутацией обмоток, различные тиристорные схемы, изменяющие величину напряжения за счет искажения формы синусоиды [1]. Указанные устройства отличаются неудовлетворительными массогабаритными показателями или не обеспечивают требуемые пределы и плавность регулирования, синусоидальную форму напряжения. Устройство, использующее автотрансформатор, управляемый двигателем, обладает плавностью регулирования напряжения и не искажает его форму, но громоздко, дорого и имеет низкое быстродействие.

Прогресс в силовой полупроводниковой технике привел к широкому распространению систем регулирования переменного напряжения по схеме «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор». Возможность плавного регулирования амплитуды и частоты напряжения вызвала бурное развитие высококачественных регулируемых приводов переменного тока. Если же необходимо регулировать только величину переменного напряжения, эта схема становится экономически невыгодной. При питании от однофазной сети габариты указанной схемы существенно увеличивает фильтр выпрямленного напряжения. Другим существенным недостатком схемы «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор» оказывается невозможность рекуперации энергии в сеть переменного тока в силу односторонней проводимости выпрямителя.

Известны импульсные преобразователи постоянного напряжения [2], принцип действия которых поясняют рис. 1-3. Ключ К переключается с высокой частотой/из положения 1 в положение 2. Регулирование выходного напряжения осуществляется изменением относительной длительности пребывания ключа К в положении 1:γ

γ= τ/T = τf, T=1/f, 0< γ <1,      (1)

где τ — время нахождения ключа в положении 1 в течение периода переключений Т.

Рис. 1.

Рис. 2.

Рис. 3

При известных допущениях средние значения выходных напряжений определяются соответственно выражениями [2]:

Современные силовые полевые транзисторы (MOSFET) и биполярный транзисторы типа IGBT допускают частоту переключений fв десятки и сотни килогерц при напряжениях в сотни вольт и токах в десятки и сотни ампер. Вследствие высокой частоты коммутации и малых потерь в транзисторных ключах массогабаритные и энергетические показатели преобразователей напряжения постоянного тока весьма высоки.

Очевидно, что при достаточно высокой частоте коммутации эти устройства могут преобразовывать и переменное напряжение, например, промышленной частоты. Разумеется, ключи К при этом должны проводить ток в обе стороны. Пример такого ключа на силовых полевых транзисторах представлен на рис. 4.

Рис. 4

Принцип работы импульсного преобразователя напряжения переменного тока проще пояснить на примере схемы рис. 1. Напряжение на выходе ключа К (точка «0») относительно общей точки схемы представляет собой последовательность импульсов с регулируемым параметром γ = τ/T, амплитуды которых модулированы синусоидой входного напряжения (рис. 5). Основная гармоника последовательности импульсов согласно (2) имеет амплитуду U_2m= γU_1m. Высшие же гармоники легко отфильтровываются фильтром из дросселя Др и конденсатора С, поскольку их частоты на два и более порядков выше частоты основной гармоники.

Рис. 5

Очевидно, что возможности современных полевых транзисторов MOSFET и биполярных транзисторов IGBT позволяют создавать импульсные преобразователи напряжения переменного тока промышленной частоты, имеющие широкую область применения в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

Первые попытки создания импульсных регуляторов и стабилизаторов напряжения переменного тока предпринимались еще в 60-х и 70-х годах прошлого века [3, 4]. Однако недостаточное быстродействие полупроводниковых приборов не позволяло достичь высоких показателей. Другим препятствием было почти полное отсутствие теоретического исследования подобных устройств. Если первое препятствие к настоящему времени практически снято, то второе во многом остается в силе.

Поэтому актуальна задача данной работы — познакомить читателей с результатами теоретического исследования установившихся режимов при синусоидальном входном напряжении в устройствах (рис. 1-3), называемых в дальнейшем импульсными преобразователями напряжения переменного тока, и принципами их использования в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

1. Основные результаты анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного  тока

В общем случае в n-м периоде переключений импульсный преобразователь напряжения описывается двумя различными векторно-матричными уравнениями:

где Х^т= [x₁, x₂, …., x_m]— вектор фазовых координат, в качестве которых выбраны токи в ин-дуктивностях и напряжения на конденсаторах, непрерывные в моменты коммутации ключа К, полагаемого идеальным, А₁и A2-mxm— квадратные матрицы, элементами которых являются параметры анализируемых цепей, полагаемые постоянными, U_m и Ω— амплитуда и частота преобразуемого гармонического напряжения, T0 = 2π/Ω-го период, h₁^T=k₁c^T, h₂^T = k₂c^T, c^T = [1, 0,…, 0]– m — мерные векторы, T-знак транспонирования, k1 и k₂ — постоянные, T = T₀/N — период коммутации ключа К, NL1 — целое число.

Для удобства анализа введем в рассмотрение комплексный вектор X*=ReX*+jImX*, мнимая часть которого удовлетворяет уравнениям (5) и (6), то есть ImX*=X, а вещественная часть удовлетворяет тем же уравнениям, в правой части которых синусоидальное напряжение заменено косинусоидальным напряжением той же фазы, амплитуды и частоты. Очевидно, для комплексного вектора X* можно записать следующие уравнения, являющиеся исходными для анализа установившегося режима.

В результате анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного тока математическими методами установлено, что при исчезающе малом периоде коммутации ключа К комплексный вектор фазовых координат X* изменяется по закону:

X*(t)=X*(jΩγ)U_me^jΩt     (9)

где

  (10)

где E — единичная матрица, «-1» означает обратную матрицу.

Заметим, что согласно принятой в теоретической электротехнике терминологии вектор X*(jΩγ)U_m можно назвать вектором комплексных амплитуд фазовых координат импульсного преобразователя напряжения. Можно показать, что отклонения от предельных законов изменения фазовых координат имеют относительно Т порядок малости не ниже первого. Это позволяет при достаточно сильном неравенстве

T= T₀/NKT₀, (NL 1)             (11)

анализ свойств импульсных преобразователей напряжения проводить по их непрерывным моделям, описываемым в общем виде выражениями (9), (10).

2. Непрерывные модели основных схем преобразователей напряжения

А. Рассмотрим вначале повышающий преобразователь напряжения (рис. 2), представленный расчетной схемой на рис. 6. Для положений переключателя 1 и 2 повышающий преобразователь напряжения описывается следующими двумя системами дифференциальных уравнений соответственно:

где u₁ = U_msin(Ωt)— преобразуемое напряжение, u₂ — выходное напряжение, R_н, L_н — активное сопротивление и индуктивность нагрузки, С— емкость конденсатора фильтра, L и r — индуктивность и активное сопротивление дросселя Др, в которые можно включить активную и индуктивную составляющие выходного сопротивления источника преобразуемого напряжения щ, Т— период коммутации.

Рис. 6

Обозначив фазовые координаты преобразователя напряжения

х₁ = i_L,, x₂ = и₂, х₃ = i_н,             (14)

можно системы уравнений (12) и (13) представить соответственно в виде двух векторно-матричных уравнений (5) и (6), где

Подстановка выражений (15) в (10) позволяет из (9) получить для установившегося режима

где z_n=R_n+jΩL_n,  z_др=r+jΩL, z_c=(jΩC)^-1

Б. Рассмотрим инвертирующий преобразователь напряжения (рис. 3), полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 7, при первом и втором положениях ключа преобразователь напряжения описывается двумя системами дифференциальных уравнений, аналогичными системам уравнений повышающего преобразователя напряжения (12), (13):

Рис. 7

Использовав те же обозначения фазовых координат (14), получаем матрицы, векторы и коэффициенты уравнений (5) и (6):

Подстановка выражений (19) в (10), согласно (9), дает для установившегося режима:

при тех же обозначениях, что и в формулах (16). В. Понижающий преобразователь напряжения, представленный на рис. 3, рассмотрим, также полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 8, ниже записаны системы дифференциальных уравнений преобразователя напряжения для положения переключателя 1 и 2 соответственно:

Рис. 8.

Рис. 8

Матрицы, векторы и коэффициенты систем (5) и (6) при тех же, что и выше, обозначениях фазовых координат (14) имеют вид:

Согласно (9) при подстановке (23) в (10) получаем для установившегося режима:

Для практических приложений большое значение имеет выходное сопротивление реального источника входного напряжения, имеющего, как правило, активно-индуктивный характер. Для защиты транзисторного ключа от перенапряжений, вызванных ЭДС самоиндукции внутреннего сопротивления источника входного напряжения, включают конденсатор на входные зажимы инвертирующей и понижающей схем. В повышающей же схеме ток источника входного напряжения не прерывается, и защиту ключа от перенапряжений в моменты коммутации обеспечивают снабберные цепи, которые при анализе установившегося режима не учитываются. В двух же других схемах емкость на входе преобразователя напряжения имеет существенную величину и должна быть во многих случаях учтена, поскольку влияет на входное напряжение преобразователя.

Г. Расчетная схема инвертирующего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена на рис. 9. Схему преобразователя напряжения описывают следующие две системы дифференциальных уравнений для двух положений ключа 1 и 2:

Рис. 9

Рис. 10

Обозначив фазовые координаты

х₁ = i₁, х₂ = u₁, х₃= i_L, х₄ = и₂,х₅ = i_н, (27)

получаем матрицы, векторы и коэффициенты систем уравнений (5), (6):

Подставив (29) в (10), согласно (9) находим для установившегося режима:

где

Д. Расчетная схема понижающего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена расчетной схемой на рис. 10. Соответствующие системы дифференциальных уравнений схемы для положений ключа 1 и 2 приведены ниже:

Рис. 9

При тех же обозначениях, что и в (27), получаем из (31), (32):

Подстановка (33) в (10) согласно (9) дает для установившегося режима:

где

3. Анализ свойств основных схем преобразователей напряжения

Запишем согласно x*₂ формул (16), (20) и (24) выражения для комплексной амплитуды выходного напряжения в виде

где z _нс = z_нz_с( z _н+z_с )^–1— комплексное сопротивление нагрузки и параллельно включенного конденсатора фильтра C.

Согласно (35) непрерывную модель преобразователя напряжения можно рассматривать как источник регулируемого напряжения переменного тока, ЭДС E_m и выходное сопротивление z _вых которого определяются выражениями:

Очевидно, что выражения для ЭДС повторяют формулы выходного напряжения соответствующих импульсных преобразователей напряжения постоянного тока (2, 3, 4). Выходное сопротивление повышающего и инвертирующего преобразователей оказывается переменным, увеличивающимся вместе с ростом ЭДС, причем значительно быстрее последней. Это обстоятельство — следствие различия структуры преобразователей напряжения в первой и второй части периода коммутации. У понижающего же преобразователя напряжения структура не изменяется, и поэтому выходное сопротивление его постоянно. Во всех схемах z_вых имеет активно-индуктивный характер со значительно преобладающей индуктивной составляющей, что характерно для дросселей.

Нетрудно показать, используя исходные формулы (16, 20, 24), что несмотря на стремление ЭДС повышающего и инвертирующего преобразователей к бесконечности при у, стремящейся к 1, выходное напряжение их при этом стремится к нулю, что объясняется более быстрым стремлением к бесконечности выходного сопротивления. Физическая же причина этого заключена в ограничении тока дросселя:

i_L<U_m/(r²+Ω²L²)

тогда как при стремлении γ к 1 ток дросселя должен неограниченно расти, чтобы за исчезающе малое время (1- γ )/T компенсировать разряд конденсатора С током нагрузки i_н за время γ T

Сказанное означает, что для повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения существует критическое значение γ-γ_кр, при котором выходное напряжение (его амплитуда или действующее значение) при фиксированных значениях z _др, z _н, z_с , достигает максимальной величины. Для определения γ_кр необходимо исследовать на экстремум по γ выражения амплитуды выходного напряжения

где x=1- γ, α =Re{z_др/z_нс}, β=Im{z_др/z_нс}

Исследование на экстремум первого выражения дает γ_кр для повышающего преобразователя напряжения

Этому значению у соответствует максимальная амплитуда выходного напряжения

Для инвертирующего же преобразователя напряжения

γ_кр=1-x_кр ,                (39)

где x _кр — положительный корень уравнения

      (40)

Несложно показать, что в силу условия α<0 уравнение (40) имеет единственный положительный корень 0 < x _кр <0,5 и, следовательно, для инвертирующего преобразователя напряжения

0,5< γ_кр <1 .

При построении регуляторов и стабилизаторов переменного напряжения на основе повышающего или инвертирующего преобразователя необходимо ограничивать величину γ сверху неравенством

γ< γ_кр ,                (41)

поскольку превышениевместо увеличения выходного напряжения вызовет его уменьшение под действием обратной связи вплоть до 0 при γ=1

У повышающих преобразователей напряжения при одинаковых γ_кр, то есть при одинаковых | z _др/z_нс| отношение (U_2m)_max/U_m имеет разные значения, лежащие в пределах

        (42)

Нижний предел соответствует z_др/z_нс= α, α =0, верхний — α =0, z_др/z_нс=jβ

В инвертирующем преобразователе γ_кр зависит не только от модуля z/z _нс, но и от его вещественной части, причем при одинаковом модуле большему значению вещественной части (α) соответствуют меньшие x _к и (U_2m)_max/U_m и большее γ_кр. При вещественном z /z_нс (z/z_нс= α) положительный корень уравнения (40) x _к и соответствующие ему γ_кр и (U_2m)_max/U_m имеют аналитические выражения:

Полученные выражения могут служить при известном значении | z /z_нс| оценкой снизу для x_кр и (U_2m)_max/U_m и оценкой сверху для γ_кр

Для выбора силовых транзисторов, образующих ключевой элемент преобразователей напряжения, изображенных на рис. 1-3, например представленный на рис. 4, необходимо знать наибольший коммутируемый ими ток. Во всех схемах силовые транзисторы коммутируют ток дросселя i_L, амплитуда которого и должна учитываться при выборе транзисторов ключевого элемента.

При исчезающе малом периоде коммутации Т из выражений (14), (16), (20) и (24) несложно выразить отношение комплексных амплитуд токов дросселя и тока нагрузки:

При выполнении условия (11) |z_н/z_с| K1 можно амплитуду тока дросселя считать в  (1- γ )^-1 раз превосходящей амплитуду тока нагрузки в повышающей и инвертирующей схемах, а в понижающей схеме можно амплитуды токов считать равными.

В реальных схемах при конечном Т необходимо учесть еще и пульсации тока дросселя, накладывающиеся на полезную (гладкую) составляющую тока.

Точное определение пульсаций тока дросселя требует построения установившегося процесса при реальном конечном периоде коммутации Т. Поскольку при расчете преобразователя напряжения значения его параметров z_др, z_с, Т не известны и подлежат определению, необходимо оценить величину пульсации более простым способом, позволяющим выбрать индуктивность дросселя и частоту коммутации, а затем уточнить величину пульсаций.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой входного напряжения. Очевидно, она равна приращению тока дросселя за время его прямого подключения к входному напряжению в течение времени τ = γ T, что дает

ΔL_Lm=U_mγT/L   (45)

Для повышающей схемы следует принять γ =1-U_m/U_2m, а для инвертирующей — γ =U_2m/(U_m+U_2m) 

Максимальный размах пульсаций тока дросселя в понижающей схеме (рис. 1) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой выходного напряжения и равной уменьшению тока дросселя под его действием за время  (1- γ)T, что дает

I_Lm= U_2m(1–γ)T/L = U_mγ(1–γ)T/L,   (46)

где γ =U_2m/U_m

При известной частоте коммутации f= 1/ T и допустимом размахе пульсаций ΔI_Lm можно найти индуктивность дросселя из выражений (45), (46). Очевидно, что при большей частоте коммутации необходимая индуктивность дросселя оказывается меньше и соответственно меньше выходное сопротивление преобразователя напряжения.

Максимальный размах пульсаций выходного напряжения (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить по величине уменьшения напряжения на конденсаторе под действием максимального тока нагрузки. Этот ток разряжает конденсатор в течение времени γT, что с учетом I _нm = U_2m/| z_н| дает

ΔU_2max = I_нm(1–γ)T/C = U_2m(1–γ)T/[|z_н|C].    (47)

Очевидно, что в повышающей и инвертирующей схемах пульсации имеют пилообразную форму — это вызвано скачками тока конденсатора в моменты коммутации.

Ток конденсатора в понижающей схеме рис. 1 непрерывен, поскольку представляет собой разность непрерывных токов:

i_C = i_L—i_н.

Поэтому пульсации выходного напряжения понижающего преобразователя напряжения оказываются более гладкими, чем пилообразные: непрерывна в этом случае и производная выходного напряжения. Оценить наибольший размах пульсаций можно, положив, что пилообразная пульсирующая составляющая тока дросселя целиком замыкается через конденсатор [5]:

ΔU_2max=U_m γ(1-γ)T²/(8LC)  (48)

Из полученных выражений следует, что в понижающем преобразователе напряжения уменьшение пульсаций пропорционально квадрату частоты коммутации. В повышающем же и инвертирующем преобразователях пульсации уменьшаются пропорционально только первой степени частоты.

Выбрав значения индуктивности дросселя и емкости конденсатора, можно уточнить оценку размаха пульсаций, используя формулы, полученные на основе принципа разделения установившегося процесса на быструю составляющую (пульсации, происходящие с частотой коммутации f) и медленную (колебания токов и напряжений с частотой входного напряжения f ₀).

Учитывая выполнение в практически важных случаях сильного неравенства fLf₀, медленную составляющую можно определять по формулам, полученным для бесконечно малого периода коммутации Т, и считать при определении пульсационной составляющей напряжений и токов, что она в каждом периоде не имеет постоянной составляющей. Ее роль выполняет медленная, практически постоянная в течение периода коммутации, составляющая.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя и выходного напряжения в повышающей схеме определяют следующие уточненные формулы:

Заметим, что максимальные пульсации тока дросселя совпадают по фазе с максимумом медленной составляющей выходного напряжения u₂ и сдвинуты относительно максимума медленной составляющей тока дросселя на угол, определяемый аргументом комплексного сопротивления z_нс. Наибольший размах пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z _нс, взятому с противоположным знаком.

В случае инвертирующего преобразователя аналогичные (49) и (50) выражения имеют соответственно вид

Сдвиг по фазе между амплитудным значением тока дросселя и максимумом пульсаций равен аргументу комплексного сопротивления z=z_др+(1–γ)z_нс. Максимум пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z_нс, взятому с противоположным знаком, как и в повышающей схеме.

Для понижающейся схемы аналогично получены формулы

ΔI_Lm = U_mγ(1–γ)T/L.      (53)

ΔU_2max = U_mγ(1–γ)T/[|(z_др+(1–γ)2z_нс)|C] = U2_m T/[|z_нс|C].      (54)

Максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума его амплитуды на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z=z_др+z_нс. Максимальный размах пульсаций выходного напряжения совпадает по фазе с максимальным размахом пульсаций тока дросселя и, следовательно, сдвинут по фазе относительно амплитуды выходного напряжения на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z _нс, взятому с противоположным знаком.

В выражения (49-54) следует подставлять значения γ, определенные из одного из уравнений (36) для соответствующей схемы преобразователя напряжения. Заметим, что решение уравнений для повышающего и инвертирующего преобразователей дает два значения γ, меньшее из которых лежит слева, а большее — справа от γ_кр, соответствующего максимуму статической характеристики преобразователя напряжения. Очевидно, следует выбрать меньшее значение γ, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики.

При выборе емкости конденсатора С можно в случае постоянной или достаточно мало изменяющейся нагрузки исходить не из получения допустимых пульсаций, а из компенсации индуктивной составляющей тока нагрузки. Очевидно, в этом случае потребуется конденсатор большей емкости

C = L_н/[(ΩL_н)² + R_н²] = Lн/|zн|².

Благодаря этому ток дросселя, а следовательно, и транзисторного ключа, станет меньше тока нагрузки без учета изменения γ в | z_н| /R_н раз.

В заключение оценим влияние выходного сопротивления z_вых источника входного напряжения и шунтирующего его защитного конденсатора С ₁ (рис. 9 и 10) на свойства импульсного преобразователя напряжения переменного тока. Из полученных выше формул (40) и (44) с учетом принятых обозначений (38) можно записать выражение для комплексной амплитуды выходного напряжения инвертирующего и понижающего преобразователей напряжения

где z_{ис 1}= z_иz_с1(z_и+ z_{с 1} )^–1 — выходное сопротивление источника входного напряжения, нагруженного на конденсатор С₁. С учетом zи и z_{с 1} непрерывная модель преобразова-теля также представляет собой управляемый источник переменного напряжения, ЭДС которого E_1mи выходное сопротивление z_вых имеют значения (56).

Вследствие изменения структуры преобразователя напряжения в течение периода коммутации (рис. 10) становится переменным и выходное сопротивление понижающего преобразователя напряжения.

4. Принципы построения устройств регулирования и стабилизации напряжения переменного тока

Возможны два варианта использования рассмотренных схем для регулирования и стабилизации напряжения переменного тока, отличающиеся способом его измерения.

В первом из них контролируется действующее, среднее или амплитудное значение напряжения. Для его определения необходим интервал наблюдения, равный или кратный половине периода этого напряжения. Недостаток первого варианта — невысокое быстродействие, определяемое периодом измерения регулируемого параметра, и отличие неконтролируемых параметров от соответствующих контролируемому параметру значений, вызванное отклонением формы входного напряжения от синусоидальной.

Второй вариант требует контроля мгновенных значений выходного напряжения и возможности изменения γ в каждом периоде срабатывания ключа. Его достоинство в возможности исправлять отклонения формы входного напряжения от синусоидальной [3] и обеспечивать соответствие между параметрами напряжения (действующим, средним и амплитудным), а также значительно большее быстродействие, определяемое периодом срабатывания ключа. Недостаток второго варианта — необходимость в синусоидальном задающем сигнале, непрерывном или дискретном, синхронном с входным напряжением.

В качестве стабилизатора выходного напряжения наиболее подходит инвертирующая схема, не требующая использования силового трансформатора сетевой частоты. Соответствующее изменение γ относительно γ=0,5 при отклонении выходного напряжения от номинального значения в любую сторону позволяет поддерживать величину выходного напряжения постоянной. Недостаток инвертирующей схемы — необходимость в высоком допустимом напряжении ключа (порядка удвоенной амплитуды входного напряжения) и передача через преобразователь напряжения полной мощности нагрузки.

Менее жесткие требования к ключу предъявляет известная схема стабилизатора с вольтдобавкой, в которой напряжение вольтдобавки регулируется одной из рассмотренных схем. В качестве одного из возможных примеров практического применения импульсного способа регулирования переменного напряжения рассмотрим стабилизатор с выходными параметрами U_вых = 220 В, 50 Гц, I_вых≤5А, построенный по функциональной схеме рис. 11 [6].

Рис. 11

Нестабильное сетевое напряжение U_с (220 В, 50 Гц) поступает на обмотки W, W₁ автотрансформатора АТ. Стабильное выходное напряжение представляет собой сумму напряжения на основной обмотке W, равного U_cW /(W+W₁), и выходного напряжения импульсного преобразователя рис. 1, подключенного к «вольтдобавочной» обмотке W₂, равного γU_cW ₂/(W+W₁). В зависимости от величины сетевого напряжения стабилизатор автоматически подбирает величину γ таким образом, что остается постоянным выходное напряжение:

U_вых = U_c(W+γW₂)/(W+W₁).

В состав стабилизатора входят двухполупериодный выпрямитель В и устройство выборки и хранения УВХ, синхронизированное с напряжением сети, которые обеспечивают измерение амплитуды выходного напряжения U_m в каждом его полупериоде. Интегральный регулятор Р интегрирует отклонение амплитуды выходного напряжения от заданной величины U_mз и управляет относительной длительностью выходных импульсов широтно-импульсного модулятора (ШИМ), которые через драйвер Д поступают на силовые полевые транзисторы типа IRF640, реализующие ключ К.

С точки зрения теории автоматического управления стабилизатор можно достаточно точно представить хрестоматийной амплитудно-импульсной системой с «прямоугольным» импульсным элементом, работающим с периодом 0,01 с, и непрерывной частью в виде идеального интегрирующего звена.

Интегральный регулятор обеспечивает отсутствие статической ошибки при изменении как U_c , так и I_вых. Динамические свойства стабилизатора могут быть достаточно высокими, если выбрать параметр регулятора таким образом, чтобы корень характеристического уравнения системы стал равным нулю. Этим будет обеспечена длительность переходных процессов, равная периоду дискретности (0,01 с).

Описанный стабилизатор был реализован в ООО «Мегатех» (Санкт-Петербург). Его испытания подтвердили высокие точность и динамические свойства. Габаритные показатели и КПД вследствие импульсного способа регулирования также оказались достаточно высокими, в то время как пульсации выходного напряжения практически полностью сглаживались фильтром Ф, имеющим незначительные габариты.

Можно значительно улучшить весогабаритные показатели рассмотренного стабилизатора, отказавшись от сетевого автотрансформатора и заменив его и импульсный понижающий преобразователь на преобразователь, построенный по описанному в [7] способу.

 

Выводы

• Предложенная методика позволяет получить в конечном виде математическое описание установившегося режима импульсного преобразователя напряжения с учетом нагрузки и выходного сопротивления источника входного напряжения и фильтров на входе и выходе преобразователя напряжения.
• Импульсный преобразователь переменного напряжения при достаточно высокой частоте коммутации можно рассматривать как регулируемый источник переменного напряжения, ЭДС и выходное сопротивление которого растут при увеличении относительной длительности импульсов γ.
• Зависимость выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей от γ имеет максимум вследствие более быстрого роста выходного сопротивления, чем ЭДС, и стремится к 0 при стремлении γ к 1 даже в случае нулевого активного сопротивления дросселя.
• Пульсация тока дросселя и выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения имеют пилообразный характер, причем размах «пилы» периодически изменяется. С уменьшением периода коммутации пропорционально уменьшаются и пульсации.
• В понижающем преобразователе напряжения пульсации тока дросселя также пилообразные, а пульсации выходного напряжения имеют на единицу более высокий порядок гладкости и малости относительно Т.

---

Пример

Рассчитаем «электронный повышающий трансформатор» U₁/U₂ = 110/220, выполненный по схеме повышающего преобразователя напряжения, представленной на рис. 2. Рассмотрим два варианта нагрузки мощностью 1100 ВА (220 В, 5 А): z_н1 = 40+18,33j, z_н2=18,33+40j (|z|=U₂/I_н=220/5=44Ом). Частоту коммутации f примем равной 50 кГц, то есть в 10³ раз выше частоты сети f₀ = 50 Гц. Допустимый размах пульсаций (удвоенную амплитуду) положим для тока дросселя равным ΔI_Lmax= 0,225 А, а для выходного напряжения ΔI_2max = 5 В.

Рассчитаем индуктивность дросселя и емкость конденсатора фильтра, приняв согласно (3) γ=1-U₁/U₂=0,5. По формулам (45) и (47) получаем:

Для уточнения значения γ необходимо решить относительно γ уравнение

|z_нс[z_др/(1–γ)2+z_нс]–1(1–γ)–1| = U₂/U₁,

 полученное из первой из формул (35). Последнее уравнение, обозначив x=1- γ, легко преобразовать к виду

|x+a/x| = U₁/U₂,

 где  a = z_др/z_нс= jΩL(1+jΩCz_н)/z_н.

 Вычисление модуля комплексного числа x+a/x позволяет свести полученное уравнение к биквадратному:

x ⁴+ [Re(a)–(U₁/U₂)²]x²+| a|² = 0.

Комплексный коэффициент a принимает значение a ₁= 0,010917+0,044878j при z_н1 и a₂ = 0,035229+0,020565j при z_н2. Решение биквадратного уравнения дает пары положительных корней: x₁= 0,4673, x ₂ = 0,0988 (= 0,5327,  = 0,9012) при a ₁ и x₁ = 0,4120, x₂ = 0,0990 (γ₁ =0,5880, γ₂ = 0,9010) при a₂. Из пары полученных значений следует выбрать меньшее, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики преобразователя напряжения U₂=f(γ). Статические характеристики преобразователя напряжения в относительных единицах для указанных значений нагрузки z _н1 и z _н2 представлены на рис. 12 (кривые 1 и 2 соответственно).

Рис. 12

По формулам (49) и (50) уточнен размах пульсаций

где z_нс = z_н1/(1+jΩCz_н1) = 45,6959+11,1151j = 47,0284xe^jφ, φ = 13,67°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 13,67° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Аналогично вычислено и для нагрузки z _н2

где z_нс = z_н2 /(1+ jΩCz_n2)= 26,8443+45,9852j = 53,2471xe^jφ, φ= 59,73°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 59,73° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Согласно формуле (44) максимальный коммутируемый ключом К (рис. 2) ток, равный амплитуде тока дросселя, превышает амплитуду тока нагрузки в (1–γ)^–1|1+z_н/z_с| раз, что составляет 2,0021 при z _н1 и 2,0057 при z _н2.

Существенный выигрыш в коммутируемом токе можно получить при z_н2, выбрав емкость конденсатора фильтра из условия компенсации реактивной составляющей тока нагрузки согласно формуле

Такой выбор емкости делает сопротивление z _нс чисто активным и равным 105,62 Ом, то есть почти в 2 раза большим, чем |z_нс| при предыдущем ее выборе. Аналогично вышеизложенному получаем значения γ₁ = 0,5017 и γ₂=0,9587. Максимальный коммутируемый ключом К ток в этом случае превышает амплитуду тока нагрузки в 0,836 раза, то есть меньше ее в 1,196 раза. Существенно снижаются и пульсации выходного напряжения, составляющие

Статическая характеристика имеет в этом случае больший максимум и большее значение γ_кр (кривая 3 на рис. 12). Значения γ_кр, рассчитанные по формуле (37) для рассмотренных случаев, составляют: 0,7851, 0,7980 и 0,8566.

Значительный интерес представляет моделирование импульсных преобразователей напряжения переменного тока с учетом импульсного характера процессов. Это моделирование позволяет проверить результаты расчетов, основанных на использовании непрерывных моделей. В качестве базы моделирования удобно использовать систему MATLAB 6.5 с версиями пакетов Simulink 5.0 и SimPowerSystem 2.3 [8].

Моделирование ключа с двухсторонней проводимостью на реальных элементах (рис. 4) вызывает определенные трудности. Поэтому проще использовать идеальный ключ (Ideal Switch) из библиотеки силовых элементов полупроводниковых преобразователей (Power Electronics), позволяющий учесть внутреннее сопротивление реального ключа и снабберные цепи. Схема моделирования представлена на рис. 13. Обе половинки ключа управляются импульсами генератора (Discrete Pulse Generator) из библиотеки (Sources), поступающими на ключи в противофазе и имеющими заданную частоту f и скважность γ.

Рис. 13

Результаты моделирования и расчетов хорошо совпадают, что можно видеть из осциллограмм тока дросселя и напряжения нагрузки, представленных на рис. 14 для случая z_н2,С= 14,14 мкФ.

Рис. 14

Литература

1. Миловзоров В. П., Мусолин А. К. Дискретные стабилизаторы и формирователи напряжения. М.: Энергоатомиздат. 1986.
2. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев, В. А. Головацкий, Г. Н. Гулякович и др.; под ред. Ю. И. Конева. М.: Радио и связь. 1983.
3. Крапивников В. В. Способ управления двигателем переменного тока. Авт. свид. СССР № 248834.
4. Тимченко Н. М., Жуков В. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. СССР № 472339.
5. Коршунов А. Динамический расчет стабилизированного понижающего преобразователя напряжения постоянного тока // Силовая электроника. 2005. № 3.
6. Коршунов А. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. РФ № 2246127.
7. Коршунов А. И. Способ регулирования величины и изменения фазы напряжения переменного тока. Авт. свид. РФ № 2266608.

Как работают импульсные преобразователи напряжения (27 схем)

Для преобразования напряжения одного уровня в напряжение другого уровня часто применяют импульсные преобразователи напряжения с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД, иногда достигающим 95%, и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения.

В соответствии с этим известно три типа схем преобразователей: понижающие (рис. 1), повышающие (рис. 2) и инвертирующие (рис. 3).

Общими для всех этих видов преобразователей являются пять элементов:

1. источник питания,
2. ключевой коммутирующий элемент,
3. индуктивный накопитель энергии (катушка индуктивности, дроссель),
4. блокировочный диод,
5. конденсатор фильтра, включенный параллельно сопротивлению нагрузки.

Включение этих пяти элементов в различных сочетаниях позволяет реализовать любой из трех типов импульсных преобразователей.

Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента и, соответственно, запасаемой в индуктивном накопителе энергии.

Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.

Понижающий импульсный преобразователь

Понижающий преобразователь (рис. 1) содержит последовательно включенную цепочку из коммутирующего элемента S1, индуктивного накопителя энергии L1, сопротивления нагрузки RH и включенного параллельно ему конденсатора фильтра С1. Блокировочный диод VD1 подключен между точкой соединения ключа S1 с накопителем энергии L1 и общим проводом.

 

 

Рис. 1. Принцип действия понижающего преобразователя напряжения.

 

При открытом ключе диод закрыт, энергия от источника питания накапливается в индуктивном накопителе энергии. После того, как ключ S1 будет закрыт (разомкнут), запасенная индуктивным накопителем L1 энергия через диод VD1 передастся в сопротивление нагрузки RH, Конденсатор С1 сглаживает пульсации напряжения.

Повышающий импульсный преобразователь

Повышающий импульсный преобразователь напряжения (рис. 2) выполнен на тех же основных элементах, но имеет иное их сочетание: к источнику питания подключена последовательная цепочка из индуктивного накопителя энергии L1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с параллельно подключенным конденсатором фильтра С1. Коммутирующий элемент S1 включен между точкой соединения накопителя энергии L1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 2. Принцип действия повышающего преобразователя напряжения.

При открытом ключе ток от источника питания протекает через катушку индуктивности, в которой запасается энергия. Диод VD1 при этом закрыт, цепь нагрузки отключена от источника питания, ключа и накопителя энергии.

Напряжение на сопротивлении нагрузки поддерживается благодаря запасенной на конденсаторе фильтра энергии. При размыкании ключа ЭДС самоиндукции суммируется с напряжением питания, запасенная энергия передается в нагрузку через открытый диод VD1. Полученное таким способом выходное напряжение превышает напряжение питания.

Инвертирующий преобразователь импульсного типа

Инвертирующий преобразователь импульсного типа содержит все то же сочетание основных элементов, но снова в ином их соединении (рис. 3): к источнику питания подключена последовательная цепочка из коммутирующего элемента S1, диода VD1 и сопротивления нагрузки RH с конденсатором фильтра С1.

Индуктивный накопитель энергии L1 включен между точкой соединения коммутирующего элемента S1 с диодом VD1 и общей шиной.

Рис. 3. Импульсное преобразование напряжения с инвертированием.

Работает преобразователь так: при замыкании ключа энергия запасается в индуктивном накопителе. Диод VD1 закрыт и не пропускает ток от источника питания в нагрузку. При отключении ключа ЭДС самоиндукции накопителя энергии оказывается приложенной к выпрямителю, содержащему диод VD1, сопротивление нагрузки Rн и конденсатор фильтра С1.

Поскольку диод выпрямителя пропускает в нагрузку только импульсы отрицательного напряжения, на выходе устройства формируется напряжение отрицательного знака (инверсное, противоположное по знаку напряжению питания).

Импульсные преобразователи и стабилизаторы

Для стабилизации выходного напряжения импульсных стабилизаторов любого типа могут быть использованы обычные «линейные» стабилизаторы, но они имеют низкий КПД, В этой связи гораздо логичнее для стабилизации выходного напряжения импульсных преобразователей использовать импульсные же стабилизаторы напряжения, тем более, что осуществить такую стабилизацию совсем несложно.

Импульсные стабилизаторы напряжения, в свою очередь, подразделяются на стабилизаторы с широтно-импульсной модуляцией и на стабилизаторы с частотно-импульсной модуляцией. В первых из них изменяется длительность управляющих импульсов при неизменной частоте их следования. Во вторых, напротив, изменяется частота управляющих импульсов при их неизменной длительности. Встречаются импульсные стабилизаторы и со смешанным регулированием.

Ниже будут рассмотрены радиолюбительские примеры эволюционного развития импульсных преобразователей и стабилизаторов напряжения.

Узлы и схемы импульсных преобразователей

Задающий генератор (рис. 4) импульсных преобразователей с нестабилизированным выходным напряжением (рис. 5, 6) на микросхеме КР1006ВИ1 работает на частоте 65 кГц. Выходные прямоугольные импульсы генератора через RC-цепоч-ки подаются на транзисторные ключевые элементы, включенные параллельно.

Катушка индуктивности L1 выполнена на ферритовом кольце с внешним диаметром 10 мм и магнитной проницаемостью 2000. Ее индуктивность равна 0,6 мГн. Коэффициент полезного действия преобразователя достигает 82%.

 

 

Рис. 4. Схема задающего генератора для импульсных преобразователей напряжения.

 

 

Рис. 5. Схема силовой части повышающего импульсного преобразователя напряжения +5/12 В.

 

 

Рис. 6. Схема инвертирующего импульсного преобразователя напряжения +5/-12 В.

Амплитуда пульсаций на выходе не превышает 42 мВ и зависит от величины емкости конденсаторов на выходе устройства. Максимальный ток нагрузки устройств (рис. 5, 6) составляет 140 мА.

В выпрямителе преобразователя (рис. 5, 6) использовано параллельное соединение слаботочных высокочастотных диодов, включенных последовательно с выравнивающими резисторами R1 — R3.

Вся эта сборка может быть заменена одним современным диодом, рассчитанным на ток более 200 мА при частоте до 100 кГц и обратном напряжении не менее 30 В (например, КД204, КД226).

В качестве VT1 и VT2 возможно использование транзисторов типа КТ81х структуры п-р-п — КТ815, КТ817 (рис. 4.5) и р-п-р — КТ814, КТ816 (рис. 6) и другие.

Для повышения надежности работы преобразователя рекомендуется включить параллельно переходу эмиттер — коллектор транзистора диод типа КД204, КД226 таким образом, чтобы для постоянного тока он был закрыт.

Преобразователь с задающим генератором-мультивибратором

Для получения выходного напряжения величиной 30…80 В П. Беляцкий использовал преобразователь с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора с выходным каскадом, нагруженным на индуктивный накопитель энергии — катушку индуктивности (дроссель) L1 (рис. 7).

 

 

Рис. 7. Схема преобразователя напряжения с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора.

Устройство работоспособно в диапазоне питающих напряжений 1,0. ..1,5 В и имеет КПД до 75%. В схеме можно применить стандартный дроссель ДМ-0,4-125 или иной с индуктивностью 120.. .200 мкГн.

Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения показан на рис. 8. При подаче на вход каскада управляющих сигналов прямоугольной формы 7777-уровня (5 В) на выходе преобразователя при его питании от источника напряжением 12 В получено напряжение 250 В при токе нагрузки 3…5 мА (сопротивление нагрузки около 100 кОм). Индуктивность дросселя L1 — 1 мГн.

В качестве VT1 можно использовать отечественный транзистор, например, КТ604, КТ605, КТ704Б, КТ940А(Б), КТ969А и др.

 

 

Рис. 8. Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения.

 

 

Рис. 9. Схема выходного каскада преобразователя напряжения.

Аналогичная схема выходного каскада (рис. 9) позволила при питании от источника напряжением 28В и потребляемом токе 60 мА получить выходное напряжение 250 В при токе нагрузки 5 мА, Индуктивность дросселя — 600 мкГч. Частота управляющих импульсов — 1 кГц.

В зависимости от качества изготовления дросселя на выходе может быть получено напряжение 150…450 В при мощности около 1 Вт и КПД до 75%.

Преобразователь напряжения на основе КР1006ВИ1

Преобразователь напряжения, выполненный на основе генератора импульсов на микросхеме DA1 КР1006ВИ1, усилителя на основе полевого транзистора VT1 и индуктивного накопителя энергии с выпрямителем и фильтром, показан на рис. 10.

На выходе преобразователя при напряжении питания 9В и потребляемом токе 80…90 мА образуется напряжение 400…425 В. Следует отметить, что величина выходного напряжение не гарантирована — она существенно зависит от способа выполнения катушки индуктивности (дросселя) L1.

 

 

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с генератором импульсов на микросхеме КР1006ВИ1.

 

Для получения нужного напряжения проще всего экспериментально подобрать катушку индуктивности для достижения требуемого напряжения или использовать умножитель напряжения.

Схема двуполярного импульсного преобразователя

Для питания многих электронных устройств требуется источник двухполярного напряжения, обеспечивающий положительное и отрицательное напряжения питания. Схема, приведенная на рис. 11, содержит гораздо меньшее число компонентов, чем аналогичные устройства, благодаря тому, что она одновременно выполняет функции повышающего и инвертирующего индуктивного преобразователя.

Рис. 11. Схема преобразователя с одним индуктивным элементом.

Схема преобразователя (рис. 11) использует новое сочетание основных компонентов и включает в себя генератор четырехфазных импульсов, катушку индуктивности и два транзисторных ключа.

Управляющие импульсы формирует D-триггер (DD1.1). В течение первой фазы импульсов катушка индуктивности L1 запасается энергией через транзисторные ключи VT1 и VT2. В течение второй фазы ключ VT2 размыкается, и энергия передается на шину положительного выходного напряжения.

Во время третьей фазы замыкаются оба ключа, в результате чего катушка индуктивности вновь накапливает энергию. При размыкании ключа VT1 во время заключительной фазы импульсов эта энергия передается на отрицательную шину питания. При поступлении на вход импульсов с частотой 8 кГц схема обеспечивает выходные напряжения ±12 В. На временной диаграмме (рис. 11, справа) показано формирование управляющих импульсов.

В схеме можно использовать транзисторы КТ315, КТ361.

Преобразователь напряжения со стабильными 30В

Преобразователь напряжения (рис. 12) позволяет получить на выходе стабилизированное напряжение 30 В. Напряжение такой величины используется для питания варикапов, а также вакуумных люминесцентных индикаторов.

 

Рис. 12. Схема преобразователя напряжения с выходным стабилизированным напряжением 30 В.

На микросхеме DA1 типа КР1006ВИ1 по обычной схеме собран задающий генератор, вырабатывающий прямоугольные импульсы с частотой около 40 кГц.

К выходу генератора подключен транзисторный ключ VT1, коммутирующий катушку индуктивности L1. Амплитуда импульсов при коммутации катушки зависит от качества ее изготовления.

Во всяком случае напряжение на ней достигает десятков вольт. Выходное напряжение выпрямляется диодом VD1. К выходу выпрямителя подключен П-образный RC-фильтр и стабилитрон VD2. Напряжение на выходе стабилизатора целиком определяется типом используемого стабилитрона. В качестве «высоковольтного» стабилитрона можно использовать цепочку стабилитронов, имеющих более низкое напряжение стабилизации.

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии, позволяющий поддерживать на выходе стабильное регулируемое напряжение, показан на рис. 13.

 

 

Рис. 13. Схема преобразователя напряжения со стабилизацией.

Схема содержит генератор импульсов, двухкаскадный усилитель мощности, индуктивный накопитель энергии, выпрямитель, фильтр, схему стабилизации выходного напряжения. Резистором R6 устанавливают необходимое выходное напряжение в пределах от 30 до 200 В.

Аналоги транзисторов: ВС237В — КТ342А, КТ3102; ВС307В — КТ3107И, BF459—КТ940А.

Понижающие и инвертирующие преобразователей напряжения

Два варианта — понижающего и инвертирующего преобразователей напряжения [4.1] показаны на рис. 14. Первый из них обеспечивает выходное напряжение 8,4 В при токе нагрузки до 300 мА, второй — позволяет получить напряжение отрицательной полярности (-19,4 В) при таком же токе нагрузки. Выходной транзистор ѴТЗ должен быть установлен на радиатор.

Рис. 14. Схемы стабилизированных преобразователей напряжения.

Аналоги транзисторов: 2N2222 — КТЗ117А  2N4903 — КТ814.

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения

Понижающий стабилизированный преобразователь напряжения, использующий в качестве задающего генератора микросхему КР1006ВИ1 (DA1) и имеющий защиту потоку нагрузки, показан на рис. 15. Выходное напряжение составляет 10 В при токе нагрузки до 100 мА.

Рис. 15. Схема понижающего преобразователя напряжения.

При изменении сопротивления нагрузки на 1% выходное напряжение преобразователя изменяется не более чем на 0,5%.

Аналоги транзисторов: 2N1613 — КТ630Г, 2N2905 — КТ3107Е, КТ814.

Двухполярный инвертор напряжения

Для питания радиоэлектронных схем, содержащих операционные усилители, часто требуются двухполярные источники питания. Решить эту проблему можно, использовав инвертор напряжения, схема которого показана на рис. 16.

Устройство содержит генератор прямоугольных импульсов, нагруженный на дроссель L1. Напряжение с дросселя выпрямляется диодом VD2 и поступает на выход устройства (конденсаторы фильтра СЗ и С4 и сопротивление нагрузки). Стабилитрон VD1 обеспечивает постоянство выходного напряжения — регулирует длительность импульса положительной полярности на дросселе.

 

Рис. 16. Схема инвертора напряжения +15/-15 В.

Рабочая частота генерации — около 200 кГц под нагрузкой и до 500 кГц без нагрузки. Максимальный ток нагрузки — до 50 мА, КПД устройства — 80%.

Недостатком конструкции является относительно высокий уровень электромагнитных помех, впрочем, характерный и для других подобных схем.

В качестве L1 использован дроссель ДМ-0,2-200.

Инверторы на специализированных микросхемах

Наиболее удобно собирать высокоэффективные современные преобразователи напряжения, используя специально созданные для этих целей микросхемы.

Микросхема КР1156ЕУ5 (МС33063А, МС34063А фирмы Motorola) предназначена для работы в стабилизированных повышающих, понижающих, инвертирующих преобразователях мощностью в несколько ватт.

На рис. 17 приведена схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5. Преобразователь содержит входные и выходные фильтрующие конденсаторы С1, СЗ, С4, накопительный дроссель L1, выпрямительный диод VD1, конденсатор С2, задающий частоту работы преобразователя, дроссель фильтра L2 для сглаживания пульсаций. Резистор R1 служит датчиком тока. Делитель напряжения R2, R3 определяет величину выходного напряжения.

Рис. 17. Схема повышающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Частота работы преобразователя близка к 15 кГц при входном напряжении 12 В и номинальной нагрузке. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах СЗ и С4 составлял соответственно 70 и 15 мВ.

Дроссель L1 индуктивностью 170 мкГн намотан на трех склеенных кольцах К12x8x3 М4000НМ проводом ПЭШО 0,5. Обмотка состоит из 59 витков. Каждое кольцо перед намоткой следует разломить на две части.

В один из зазоров вводят общую прокладку из текстолита толщиной 0,5 мм и склеивают пакет. Можно также применить кольца из феррита с магнитной проницаемостью свыше 1000.

Пример выполнения понижающего преобразователя на микросхеме КР1156ЕУ5 приведен на рис. 18. На вход такого преобразователя нельзя подавать напряжение более 40 В. Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=15 В. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах СЗ и С4 — 50 мВ.

Рис. 18. Схема понижающего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

 

 

Рис. 4.19. Схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5.

Дроссель L1 индуктивностью 220 мкГч намотан аналогичным образом (см. выше) на трех кольцах, но зазор при склейке был установлен 0,25 мм, обмотка содержала 55 витков такого же провода.

На следующем рисунке (рис. 4.19) показана типовая схема инвертирующего преобразователя напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5, Микросхема DA1 питается суммой входного и выходного напряжений, которая не должна превышать 40 В.

Частота работы преобразователя — 30 кГц при UBX=5 S; размах пульсаций напряжения на конденсаторах СЗ и С4 — 100 и 40 мВ.

Для дросселя L1 инвертирующего преобразователя индуктивностью 88 мкГн были использованы два кольца К12x8x3 М4000НМ с зазором 0,25 мм. Обмотка состоит из 35 витков провода ПЭВ-2 0,7. Дроссель L2 во всех преобразователях стандартный — ДМ-2,4 индуктивностью 3 мкГч. Диод VD1 во всех схемах (рис. 17 — 19) должен быть диодом Шотки.

Для получения двухполярного напряжения из однополярного фирмой MAXIM разработаны специализированные микросхемы. На рис. 20 показана возможность преобразования напряжения низкого уровня (4,5…5 6) в двухполярное выходное напряжение 12 (или 15 6) при токе нагрузки до 130 (или 100 мА).

Рис. 20. Схема преобразователя напряжения на микросхеме МАХ743.

По внутренней структуре микросхема не отличается от типового построения подобного рода преобразователей, выполненных на дискретных элементах, однако интегральное исполнение позволяет при минимальном количестве внешних элементов создавать высокоэффективные преобразователи напряжения.

Так, для микросхемы МАХ743 (рис. 20) частота преобразования может достигать 200 кГц (что намного превышает частоту преобразования подавляющего большинства преобразователей, выполненных на дискретных элементах). При напряжении питания 5 В КПД составляет 80…82% при нестабильности выходного напряжения не более 3%.

Микросхема снабжена защитой от аварийных ситуаций: при снижении питающего напряжения на 10% ниже нормы, а также при перегреве корпуса (выше 195°С).

Для снижения на выходе преобразователя пульсаций с частотой преобразования (200 кГц) на выходах устройства установлены П-образные LC-фильтры. Перемычка J1 на выводах 11 и 13 микросхемы предназначена для изменения величины выходных напряжений.

Для преобразования напряжения низкого уровня (2,0…4,5 6) в стабилизированное 3,3 или 5,0 В предназначена специальная микросхема, разработанная фирмой MAXIM, — МАХ765. Отечественные аналоги — КР1446ПН1А и КР1446ПН1Б. Микросхема близкого назначения — МАХ757 — позволяет получить на выходе плавно регулируемое напряжение в пределах 2,7…5,5 В.

Рис. 21. Схема низковольтного повышающего преобразователя напряжения до уровня 3,3 или 5,0 В.

Схема преобразователя, показанная на рис. 21, содержит незначительное количество внешних (навесных) деталей.

Работает это устройство по традиционному принципу, описанному ранее. Рабочая частота генератора зависит от величины входного напряжения и тока нагрузки и изменяется в широких пределах — от десятков Гц до 100 кГц.

Величина выходного напряжения определяется тем, куда подключен вывод 2 микросхемы DA1: если он соединен с общей шиной (см. рис. 21), выходное напряжение микросхемы КР1446ПН1А равно 5,0±0,25 В, если же этот вывод соединен с выводом 6, то выходное напряжение понизится до 3,3±0,15 В. Для микросхемы КР1446ПН1Б значения будут 5,2±0,45 В и 3,44±0,29 В. соответственно. Максимальный выходной ток преобразователя — 100 мА. Микросхема МАХ765 обеспечивает выходной ток 200 мА при напряжении 5-6 и 300 мА при напряжении 3,3 В. КПД преобразователя — до 80%.

Назначение вывода 1 (SHDN) — временное отключение преобразователя путем замыкания этого вывода на общий провод. Напряжение на выходе в этом случае понизится до значения, несколько меньшего, чем входное напряжение.

Светодиод HL1 предназначен для индикации аварийного снижения питающего напряжения (ниже 2 В), хотя сам преобразователь способен работать и при более низких значениях входного напряжения (до 1,25 6 и ниже).

Дроссель L1 выполняют на кольце К10x6x4,5 из феррита М2000НМ1. Он содержит 28 витков провода ПЭШО 0,5 мм и имеет индуктивность 22 мкГч. Перед намоткой ферритовое кольцо разламывают пополам, предварительно надпилив алмазным надфилем. Затем кольцо склеивают эпоксидным клеем, установив в один из образовавшихся зазоров текстолитовую прокладку толщиной 0,5 мм.

Индуктивность полученного таким образом дросселя зависит в большей степени от толщины зазора и в меньшей — от магнитной проницаемости сердечника и числа витков катушки. Если смириться с увеличением уровня электромагнитных помех, то можно использовать дроссель типа ДМ-2,4 индуктивностью 20 мкГч.

Конденсаторы С2 и С5 типа К53 (К53-18), С1 и С4 — керамические (для снижения уровня высокочастотных помех), VD1 — диод Шотки (1 N5818, 1 N5819, SR106, SR160 и др.).

Сетевой блок питания фирмы «Philips»

Преобразователь (сетевой блок питания фирмы «Philips», рис. 22) при входном напряжении 220 В обеспечивает выходное стабилизированное напряжение 12 В при мощности нагрузки 2 Вт.

Рис. 22. Схема сетевого блока питания фирмы «Philips».

Источник питания для питания портативных и карманных приемников

Бестрансформаторный источник питания (рис. 23) предназначен для питания портативных и карманных приемников от сети переменного тока напряжением 220 В. Следует учитывать, что этот источник электрически не изолирован от питающей сети. При выходном напряжении 9В и токе нагрузки 50 мА источник питания потребляет от сети около 8 мА.

Рис. 23. Схема бестрансформаторного источника питания на основе импульсного преобразователя напряжения.

Сетевое напряжение, выпрямленное диодным мостом VD1 — VD4 (рис. 4.23), заряжает конденсаторы С1 и С2. Время заряда конденсатора С2 определяется постоянной цепи R1, С2. В первый момент после включения устройства тиристор VS1 закрыт, но при некотором напряжении на конденсаторе С2 он откроется и подключит к этому конденсатору цепь L1, СЗ.

При этом от конденсатора С2 будет заряжаться конденсатор СЗ большой емкости. Напряжение на конденсаторе С2 будет уменьшаться, а на СЗ — увеличиваться.

Ток через дроссель L1, равный нулю в первый момент после открывания тиристора, постепенно увеличивается до тех пор, пока напряжения на конденсаторах С2 и СЗ не уравняются. Как только это произойдет, тиристор VS1 закроется, но энергия, запасенная в дросселе L1, будет некоторое время поддерживать ток заряда конденсатора СЗ через открывшийся диод VD5. Далее диод VD5 закрывается, и начинается относительно медленный разряд конденсатора СЗ через нагрузку. Стабилитрон VD6 ограничивает напряжение на нагрузке.

Как только закрывается тиристор VS1 напряжение на конденсаторе С2 снова начинает увеличиваться. В некоторый момент тиристор снова открывается, и начинается новый цикл работы устройства. Частота открывания тиристора в несколько раз превышает частоту пульсации напряжения на конденсаторе С1 и зависит от номиналов элементов цепи R1, С2 и параметров тиристора VS1.

Конденсаторы С1 и С2 — типа МБМ на напряжение не ниже 250 В. Дроссель L1 имеет индуктивность 1…2 мГн и сопротивление не более 0,5 Ом. Он намотан на цилиндрическом каркасе диаметром 7 мм.

Ширина обмотки 10 мм, она состоит из пяти слоев провода ПЭВ-2 0,25 мм, намотанного плотно, виток к витку. В отверстие каркаса вставлен подстроечный сердечник СС2,8х12 из феррита М200НН-3. Индуктивность дросселя можно менять в широких пределах, а иногда и исключить его совсем.

Схемы устройств для преобразования энергии

Схемы устройств для преобразования энергии показаны на рис. 4.24 и 4.25. Они представляют собой понижающие преобразователи энергии с питанием от выпрямителей с гасящим конденсатором. Напряжение на выходе устройств стабилизировано.

Рис. 24. Схема понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

 

Рис. 25. Вариант схемы понижающего преобразователя напряжения с сетевым бестрансформаторным питанием.

В качестве динисторов VD4 можно использовать отечественные низковольтные аналоги — КН102А, Б. Как и предыдущее устройство (рис. 23), источники питания (рис. 24 и 25) имеют гальваническую связь с питающей сетью.

Преобразователь напряжения с импульсным накоплением энергии

В преобразователе напряжения С. Ф. Сиколенко с «импульсным накоплением энергии» (рис. 26) ключи К1 и К2 выполнены на транзисторах КТ630, система управления (СУ) — на микросхеме серии К564.

 

Рис. 26. Схема преобразователя напряжения с импульсным накоплением.

Накопительный конденсатор С1 — 47 мкФ. В качестве источника питания используется батарея напряжением 9 В. Выходное напряжение на сопротивлении нагрузки 1 кОм достигает 50 В. КПД составляет 80% и возрастает до 95% при использовании в качестве ключевых элементов К1 и К2 КМОП-структур типа RFLIN20L.

Импульсно-резонансный преобразователь

Импульсно-резонансные преобразователи конструкции к,т.н. Н. М. Музыченко, один из которых показан на рис. 4,27, в зависимости от формы тока в ключе VT1 делятся на три разновидности, в которых коммутирующие элементы замыкаются при нулевом токе, а размыкаются — при нулевом напряжении. На этапе переключения преобразователи работают как резонансные, а остальную, большую, часть периода — как импульсные.

Рис. 27. Схема импульсно-резонансного преобразователя Н. М. Музыченко.

Отличительной чертой таких преобразователей является то, что их силовая часть выполнена в виде индуктивно-емкостного моста с коммутатором в одной диагонали и с коммутатором и источником питания в другом. Такие схемы (рис. 27) отличаются высокой эффективностью.

Источник: Шустов М. А. Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

PMP20070 Повышающий преобразователь высокого импульсного тока с выходным напряжением 65 В Эталонная конструкция

См. Важное примечание и Заявление об ограничении ответственности, касающиеся эталонных проектов и других ресурсов TI.

Основной документ

Описание

Эталонная конструкция PMP20070 представляет собой повышающий преобразователь, разработанный для приложений с высоким импульсным током.Он обеспечивает выходное напряжение 65 В при среднем значении 420 мА при номинальном входном напряжении 12 В или 24 В. В этой конструкции используется буст-контроллер LM5022 с частотой переключения 650 кГц. Для ограничения пускового тока используется резистор и переключатель нагрузки P-канального MOSFET. Определение характеристик импульсной нагрузки проводилось при 30 А в течение 2,5 мс.

Характеристики

• Постоянная выходная мощность 27 Вт
• 30 А, пиковый выходной ток 2,5 мс
• Реле нагрузки ограничивает пусковой ток
• 2-х слойная плита
• Синхронизация с внешними часами

См. Важное примечание и заявление об ограничении ответственности, относящиеся к эталонным проектам и другим ресурсам TI.

Схема / блок-схема

Быстро понять общую функциональность системы.

Скачать схему

Руководство по проектированию

Получайте результаты быстрее благодаря проверенным данным испытаний и моделирования.

Скачать руководство по дизайну

Устройства TI (2)

Закажите образцы, получите инструменты и найдите дополнительную информацию о продуктах TI в этом справочном дизайне.

Символы CAD / CAE

Texas Instruments и Accelerated Designs, Inc. сотрудничали друг с другом, чтобы предоставить клиентам TI схематические символы и посадочные места на печатных платах для продуктов TI.

Шаг 1 : Загрузите и установите бесплатную загрузку.

Шаг 2 : Загрузите символ и посадочное место из таблицы файла CAD.bxl.

Texas Instruments и Accelerated Designs, Inc. сотрудничали друг с другом, чтобы предоставить клиентам TI схематические символы и посадочные места на печатных платах для продуктов TI.

Шаг 1 : Загрузите и установите бесплатную загрузку.

Шаг 2 : Загрузите символ и посадочное место из таблицы файла CAD.bxl.

Шаг 3 : Откройте файл .bxl с помощью программного обеспечения Ultra Librarian.

Вы всегда можете получить доступ к полной базе данных символов CAD / CAE по адресу https://webench.ti.com/cad/

Посадочные места печатной платы и условные обозначения доступны для загрузки в формате, не зависящем от производителя, который затем может быть экспортирован в ведущие инструменты проектирования EDA CAD / CAE с помощью Ultra Librarian Reader. Читатель доступен в виде (скачать бесплатно).

UL Reader — это часть набора инструментов Ultra Librarian, которая может создавать, импортировать и экспортировать компоненты и их атрибуты практически в любом формате EDA CAD / CAE.

Техническая документация

См. Важное примечание и Заявление об ограничении ответственности, относящиеся к эталонным проектам и другим ресурсам TI.

Руководство пользователя (1)

Файлы дизайна (6)

Поддержка и обучение

Выполните поиск в нашей обширной онлайн-базе знаний, где доступны миллионы технических вопросов и ответов круглосуточно и без выходных.

Найдите ответы от экспертов TI

Контент предоставляется «КАК ЕСТЬ» соответствующими участниками TI и сообщества и не является спецификациями TI.
См. Условия использования.

Если у вас есть вопросы о качестве, упаковке или заказе продукции TI, посетите нашу страницу поддержки.

Повышающие преобразователи

• Изучив этот раздел, вы должны уметь:
• Разберитесь в принципах работы повышающих преобразователей.
• • Переключающий транзистор
• • Цепь маховика
• Обратите внимание на ограничения выходного напряжения.
• Распознавать различные источники входного сигнала.
• Понять взаимосвязь между шириной импульса переключения и выходным напряжением.

Повышающий преобразователь

Блоки питания

с переключаемым режимом могут использоваться для многих целей, включая преобразователи постоянного тока в постоянный.Часто, хотя источник постоянного тока, такой как батарея, может быть доступен, его доступное напряжение не подходит для питаемой системы. Например, двигатели, используемые в электромобилях, требуют гораздо более высоких напряжений, порядка 500 В, чем те, которые могут питаться от одной только батареи. Даже если бы использовались батареи батарей, дополнительный вес и занимаемое пространство были бы слишком велики, чтобы их можно было использовать на практике. Решением этой проблемы является использование меньшего количества батарей и повышение доступного постоянного напряжения до необходимого уровня с помощью повышающего преобразователя.Другая проблема с батареями, большими или маленькими, заключается в том, что их выходное напряжение изменяется по мере использования доступного заряда, и в какой-то момент напряжение батареи становится слишком низким для питания цепи, на которую подается питание. Однако, если этот низкий выходной уровень может быть снова увеличен до полезного уровня с помощью повышающего преобразователя, срок службы батареи может быть увеличен.

Вход постоянного тока в повышающий преобразователь может поступать от многих источников, а также от батарей, таких как выпрямленный переменный ток от сети или постоянный ток от солнечных панелей, топливных элементов, динамо-машин и генераторов постоянного тока.Повышающий преобразователь отличается от понижающего преобразователя тем, что его выходное напряжение равно или превышает его входное напряжение. Однако важно помнить, что, поскольку мощность (P) = напряжение (V) x ток (I), если выходное напряжение увеличивается, доступный выходной ток должен уменьшаться.

Рис. 3.2.1 Базовая схема повышающего преобразователя

На рис. 3.2.1 показана принципиальная схема повышающего преобразователя. Однако в этом примере переключающий транзистор представляет собой силовой полевой МОП-транзистор, при переключении мощности используются как биполярные силовые транзисторы, так и полевые МОП-транзисторы, выбор определяется током, напряжением, скоростью переключения и соображениями стоимости.Остальные компоненты такие же, как и в понижающем преобразователе, показанном на рис. 3.1.2, за исключением того, что их положение было изменено.

Повышающий преобразователь Работа

Рис. 3.2.2 Работа повышающего преобразователя при включении

На рис. 3.2.2 показано действие схемы во время начального периода высокого уровня высокочастотной прямоугольной волны, подаваемой на затвор полевого МОП-транзистора при запуске. В это время полевой МОП-транзистор ведет себя, создавая короткое замыкание с правой стороны L1 на отрицательную входную клемму питания.Следовательно, ток течет между положительной и отрицательной клеммами питания через L1, который накапливает энергию в своем магнитном поле. В остальной части схемы практически не протекает ток, поскольку комбинация D1, C1 и нагрузки представляет собой гораздо более высокий импеданс, чем путь непосредственно через полевой МОП-транзистор с высокой проводимостью.

Рис. 3.2.3 Токовый путь при выключенном МОП-транзисторе

На рис. 3.2.3 показан путь тока во время низкого периода цикла прямоугольной волны переключения.Поскольку полевой МОП-транзистор быстро выключается, внезапное падение тока заставляет L1 производить обратную ЭДС. с противоположной полярностью по отношению к напряжению на L1 в течение периода включения, чтобы ток не протекал. В результате на L1 последовательно друг с другом соединяются два напряжения: напряжение питания V _IN и противоэдс (V _L ).

Это более высокое напряжение (V _IN + V _L ), теперь, когда нет пути тока через MOSFET, смещает D1 в прямом направлении. Результирующий ток через D1 заряжает C1 до V _IN + V _L за вычетом небольшого прямого падения напряжения на D1, а также питает нагрузку.

Рис. 3.2.4 Токовый путь с MOSFET на

На рис. 3.2.4 показано действие схемы во время полевого МОП-транзистора в периоды после первоначального запуска. Каждый раз, когда полевой МОП-транзистор проводит, катод D1 более положительный, чем его анод, из-за заряда на C1. Таким образом, D1 выключен, поэтому выход схемы изолирован от входа, однако нагрузка продолжает получать питание V _IN + V _L от заряда на C1. Хотя заряд C1 уходит через нагрузку в течение этого периода, C1 перезаряжается каждый раз, когда MOSFET выключается, таким образом поддерживая почти постоянное выходное напряжение на нагрузке.

Теоретическое выходное напряжение постоянного тока определяется входным напряжением (V _IN ), деленным на 1 минус рабочий цикл (D) сигнала переключения, который будет некоторым числом от 0 до 1 (соответствует от 0 до 100%) и поэтому может быть определена по следующей формуле:

Пример:

Если прямоугольная волна переключения имеет период 10 мкс, входное напряжение составляет 9 В, а включение составляет половину периодического времени, то есть 5 мкс, то выходное напряжение будет:

В _ВЫХ = 9 / (1-0.5) = 9 / 0,5 = 18 В (минус падение напряжения на выходном диоде)

Поскольку выходное напряжение зависит от рабочего цикла, важно, чтобы он точно контролировался. Например, если рабочий цикл увеличился с 0,5 до 0,99, полученное выходное напряжение будет:

В _ВЫХ = 9 / (1- 0,99) = 9 / 0,01 = 900 В

Однако до достижения этого уровня выходного напряжения, конечно, может возникнуть серьезное повреждение (и задымление), поэтому на практике, если схема не предназначена специально для очень высоких напряжений, изменения в рабочем цикле сохраняются намного ниже, чем указано в этом примере.

Рис. 3.2.5 Работа повышающего преобразователя

Нажмите кнопку воспроизведения, чтобы начать.

Просмотрите пути тока в периоды включения и выключения переключающего транзистора. Обратите внимание, что работа в течение первого периода включения отличается от более поздних периодов, поскольку конденсатор (C) не заряжается до конца первого периода включения.

Посмотрите, как магнитное поле вокруг индуктора растет и схлопывается, и наблюдайте за изменением полярности напряжения на L.

Наблюдайте за эффектом пульсации во время включения и выключения переключающего транзистора.

См. Входное напряжение и обратную ЭДС. V _L сложить, чтобы получить выходное напряжение больше входного.

Щелкните паузу, чтобы удерживать видео во включенном или выключенном состоянии.

Нажмите «Воспроизвести», чтобы продолжить воспроизведение видео с точки удержания.

I.C. Повышающий преобразователь

Рис. 3.2.6 Типичный I.C. Повышающий преобразователь (LM27313)

Из-за легкости, с которой повышающие преобразователи могут подавать большие перенапряжения, они почти всегда включают некоторую регулировку для управления выходным напряжением, и их много I.Cs. изготовленные для этой цели Типичный пример I.C. Повышающий преобразователь показан на рис. 3.2.6, в данном примере — LM27313 от Texas Instruments. Этот чип разработан для использования в системах с низким энергопотреблением, таких как КПК, фотоаппараты, мобильные телефоны и устройства GPS.

В этой схеме соответствующая часть выходного напряжения (V _OUT ), зависящая от отношения R2: R3, используется в качестве образца и сравнивается с опорным напряжением внутри I.C. Это создает напряжение ошибки, которое используется для изменения рабочего цикла переключающего генератора, позволяя получить диапазон автоматически регулируемых повышающих напряжений от 5 В до 28 В.

LM27313 содержит внутренний генератор, работающий на фиксированной частоте около 1,6 МГц. Переключающий транзистор FET также является внутренним и переключает ток через L1 через клемму SW. Также обратите внимание, что для D1 используется диод Шоттки с соответствующими номинальными значениями напряжения и тока, чтобы минимизировать потери из-за прямого падения напряжения на диоде и обеспечить высокую скорость переключения. I.C. также имеет функцию отключения (SHDN), управляемую внешней логикой, с помощью которой повышающий преобразователь может быть отключен, когда он не требуется, для экономии заряда батареи.

Цепи защиты

Другие функции безопасности, обеспечиваемые I.C. отключение по перегрузке по току, при котором переключатель отключается от цикла к циклу, если обнаружен слишком большой ток, и возможность отключения при перегреве.

Устойчивость

Еще одна проблема, с которой сталкиваются разработчики высокочастотных повышающих преобразователей, — это стабильность, поскольку на частотах МГц отрицательная и положительная обратная связь может возникать просто из-за электромагнитных полей, излучаемых между компонентами в цепи, особенно когда компоненты схемы находятся в непосредственной близости, как в макеты поверхностного монтажа.Поэтому C2 добавляется для повышения стабильности и предотвращения возможных колебаний из-за возникновения нежелательной положительной обратной связи.

А биполярный импульсный трансформатор выходного напряжения повышающий преобразователь с шунтирующим регулятором с подкачивающим насосом для сбора термоэлектрической энергии

1.

Micropelt, MPG-D751 Datasheet. Получено 1 июля 2015 г. с сайта http://www.micropelt.com/down/datasheet_mpg_d751.pdf.

2.

Tellurex, G2-30-0313 Лист данных. Получено 1 июля 2015 г. с сайта http: // tellurex.com / wp-content / uploads / pdf / G2-30-0313-Specifications.pdf.

3.

Marlow Industries, TG12-2.5 Лист данных. Получено 1 июля 2015 г. с http://www.marlow.com/media/marlow/product/downloads/tg12-2-5-01l/TG12-2.5.pdf.

4.

Linear Technology, LTC3108 Datasheet. Получено 1 июля 2015 г. с сайта http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3108fc.pdf.

5.

Им, Дж. П., Ван, С. В., Рю, С. Т., и Чо, Г. Х. (2012). Самозапускающийся повышающий преобразователь с многократным использованием трансформатора на 40 мВ с управлением MPPT для сбора термоэлектрической энергии. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 47 (12), 3055–3067.

Артикул Google Scholar

6.

Тех, Ю. К., и Мок, П. К. Т. (2013). Конструкция повышающего преобразователя на основе связанных индукторов для термоэлектрической сверхмалой мощности. Сбор энергии с использованием импульсного трансформатора с пусковым напряжением 75 мВ. В Труды международной конференции IEEE по электронным устройствам и твердотельным схемам (EDSSC) (стр.1–4).

7.

Тех, Ю. К., и Мок, П. К. Т. (2014). Конструкция повышающего преобразователя на основе трансформатора для источников сбора энергии с высоким внутренним сопротивлением, самозапускаемым напряжением 21 мВ и энергоэффективностью 74%. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 49 (11), 2694–2704.

Артикул Google Scholar

8.

Тех, Ю. К., и Мок, П. К. Т. (2014). Схема сбора энергии с пакетным конденсатором мощностью в несколько микроватт с минимальным входным напряжением 86 мВ и биполярным выходным напряжением ± 3 В. Журнал IEEE по новым и избранным темам в схемах и системах, 4 (3), 313–323.

Артикул Google Scholar

9.

Тех, Ю. К., и Мок, П. К. Т. (2014). Повышающий преобразователь с биполярным импульсным трансформатором выходного напряжения с шунтирующим регулятором с подкачивающим насосом для сбора термоэлектрической энергии. In Proceedings of the IEEE MWSCAS (pp. 37-40).

10.

Мак, П. И., и Мартинс, Р. П. (2010). ВЧ-схемы высокого / смешанного напряжения и аналоговые КМОП-схемы достигли совершеннолетия. IEEE Circuits and Systems Magazine, 10 (4), 27–39.

Артикул Google Scholar

11.

Лотце Н. и Маноли Ю. (2012). Методика проектирования на основе стандартной ячейки КМОП 62 мВ 0,13 мкм с использованием логики триггера Шмитта. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 47 (1), 47–60.

Артикул Google Scholar

,

,

, 12.

, Майндл, Дж. Д., и Дэвис, А. Дж. (2000). Фундаментальный предел энергии переключения двоичного кода для терамасштабной интеграции (TSI). Журнал IEEE по твердотельным схемам, 35 (10), 1515–1516.

Артикул Google Scholar

13.

Цукер О., Вятт Дж. И Линднер К. (1984).Мясорубка: теоретические и практические ограничения. IEEE Transactions on Magnetics, 20 (2), 391–394.

Артикул Google Scholar

14.

Галуп-Монторо, К., Шнайдер, М. К., и Мачадо, М. Б. (2012). Работа аналоговых КМОП-схем со сверхнизким напряжением: усилители, генераторы и выпрямители. IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, 59 (12), 932–936.

Артикул Google Scholar

15.

Чаттерджи Б., Сачдев М., Хсу С., Кришнамурти Р. и Боркар С. (2003). Тенденции эффективности и масштабирования методов контроля утечек для КМОП-технологий с длиной волны менее 130 нм. В Труды по маломощной электронике и проектированию (ИСЛПЭД) (стр. 122–127).

16.

Веррет Д. П., Кришнан А. и Кришнан С. (2002). Новый взгляд на эффект антенны. Транзакции IEEE на электронных устройствах, 49 (7), 1274–1282.

Артикул Google Scholar

17.

Леунг, К. Н., Мок, П. К. Т., и Леунг, К. Ю. (2003). Опорное напряжение 2 В, 23 мкА, 5,3 ppm / C с компенсацией кривизны и шириной запрещенной зоны. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 38 (3), 561–564.

Артикул Google Scholar

18.

Цзин, X., Мок, П. К. Т., Хуанг, К., и Ян, Ф.(2012). Опорное напряжение 0,5 В нано ватт CMOS с двумя выходами высокого PSRR. В Труды международного симпозиума IEEE по схемам и системам ( ISCAS ) (стр. 2837–2840).

19.

Банба, Х., Шига, Х., Умедзава, А., Мияба, Т., Танзава, Т., Ацуми, С., и Сакуи, К. (1999). Схема опорного сигнала КМОП с шириной запрещенной зоны с напряжением ниже 1 В. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 34 (5), 670–674.

Артикул Google Scholar

20.

Сек, М., Ким, Г., Блаау, Д., и Сильвестр, Д. (2012). Портативный 2-транзисторный источник опорного напряжения с температурной компенсацией в пиковаттах, работающий при 0,5 В. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 47 (10), 2534–2545.

Артикул Google Scholar

21.

Кулькарни, Дж. П., Ким, К., и Рой, К. (2007). Надежная подпороговая SRAM на основе триггера Шмитта 160 мВ. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 42 (10), 2303–2313.

Артикул Google Scholar

22.

Фаврат П., Деваль П. и Деклерк М. Дж. (1998). Высокоэффективный КМОП удвоитель напряжения. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 33 (3), 410–416.

Артикул Google Scholar

23.

Bandyopadhyay, S., Mercier, P.P., Lysaght, A.C., Stankovic, K.M, & Chandrakasan, A.П. (2014). Система сбора энергии 1,1 нВт с мощностью покоя 544 пВт для имплантатов нового поколения. В Труды Международной конференции по твердотельным схемам IEEE (ISSCC) (стр. 396–397).

24.

Ким, Дж., Мок, П. К. Т., и Ким, К. (2014). Энергоемкий зарядный насос с входным напряжением 0,15 В с переключаемым смещением тела и адаптивным временем нечувствительности для повышения эффективности. В Труды международной конференции IEEE по твердотельным схемам (ISSCC) (стр.394–395).

25.

Юнг, В., О, С., Банг, С., Ли, Ю., Сильвестр, Д., Блаау, Д. (2014). Полностью интегрированный комбайн мощностью 3 нВт на основе автоколебательного преобразователя постоянного тока с переключаемыми конденсаторами. In Proceedings of the IEEE International Solid State – Circuit Conference (ISSCC) (стр. 398–399).

26.

Лю П., Ван X., Ву Д., Чжан З. и Пань Л. (2010). Новый высокоскоростной и маломощный переключатель уровня отрицательного напряжения для низковольтных устройств.В Труды международного симпозиума IEEE по схемам и системам (ISCAS) (стр. 601–604).

27.

Ким С. и Чжоу П. Х. (2013). Оптимизация размеров и топологии для комбайнов малой мощности на базе суперконденсаторов. Транзакции IEEE по силовой электронике, 28 (4), 2068–2080.

Артикул Google Scholar

28.

Карлсон, Э. Дж., Струнц, К., & Отис, Б. П. (2010). Повышающий преобразователь на вход 20 мВ с эффективным цифровым управлением для сбора термоэлектрической энергии. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 45 (4), 741–750.

Артикул Google Scholar

29.

Coilcraft Coupled Inductors-LPR6235 Лист данных. Получено 1 июля 2015 г. с сайта http://www.coilcraft.com/pdfs/lpr6235.pdf.

30.

Murata Power Solutions, Спецификация импульсного трансформатора общего назначения серии 786.Получено 1 июля 2015 г. с сайта http://www.murata-ps.com/data/magnetics/kmp_786.pdf.

31.

Парк С., Мин К. и Чо С. (2009). Датчик температуры на основе кольцевого генератора 95 нВт для RFID-меток в КМОП-матрице 0,13 мкм. В Труды международного симпозиума IEEE по схемам и системам (ISCAS) (стр. 1153–1156).

Преобразователи мощности DC-DC с широтно-импульсной модуляцией, 2-е издание

Об авторе xxi

Предисловие xxiii

Номенклатура xxv

1 Введение 1

1.1 Классификация источников питания 1

1.2 Основные функции регуляторов напряжения 3

1.3 Соотношение мощности в преобразователях постоянного тока 4

1.4 Передаточные функции постоянного тока преобразователей постоянного тока 5

1.5 Статические характеристики регуляторов напряжения постоянного тока 6

1.6 Динамические характеристики регуляторов напряжения постоянного тока 9

1.7 Линейные регуляторы напряжения 12

1.7.1 Серийный регулятор напряжения 13

1.7.2 Шунтирующий регулятор напряжения 14

1.8 Топологии ШИМ преобразователей постоянного тока в постоянный 16

1.9 Взаимосвязи между током, напряжением, энергией и мощностью 18

1.10 Резюме 19

Ссылки 19

Обзорные вопросы 20

Проблемы 21

2 Buck PWM DC – DC Преобразователь 22

2.1 Введение 22

2.2 Анализ постоянного тока понижающего преобразователя PWM для CCM 22

2.2.1 Описание схемы 22

2.2.2 Допущения 25

2.2.3 Интервал времени: 0 ≤ ДТ 25

2.2.4 Интервал времени: DT ≤ T 26

2.2.5 Напряжение устройства для CCM 27

2.2.6 Функция передачи постоянного напряжения для CCM 27

2.2.7 Граница между CCM и DCM 29

2.2 .8 Конденсаторы 31

2.2.9 Пульсации напряжения в понижающем преобразователе для CCM 33

2.2.10 Коммутационные потери при выходной емкости линейного полевого МОП-транзистора 39

2.2.11 Потери при коммутации при нелинейной выходной емкости полевого МОП-транзистора 40

2.2.12 Потери мощности и КПД понижающего преобразователя для CCM 43

2.2.13 Передаточная функция постоянного напряжения преобразователя с потерями для CCM 48

2.2.14 Питание затвора MOSFET 48

2.2.15 Драйвер затвора 49

2.2.16 Конструкция понижающего преобразователя для CCM 50

2.3 Анализ постоянного тока ШИМ понижающего преобразователя для DCM 52

2.3.1 Временной интервал: 0 ≤ DT 56

2.3.2 Временной интервал: DT ≤ ( D + D 1) T 58

2.3.3 Интервал времени: ( D + D 1) T ≤ T 58

2.3.4 Напряжения устройства для DCM 59

2.3.5 Функция передачи постоянного напряжения для DCM 59

2.3. 6 Максимальная индуктивность для DCM 62

2.3.7 Потери мощности и КПД понижающего преобразователя для DCM 63

2.3.8 Конструкция понижающего преобразователя для DCM 65

2.4 Понижающий преобразователь с входным фильтром 68

2.5 Понижающий преобразователь с синхронным выпрямителем 68

2.6 Понижающий преобразователь с положительной Common Rail 76

2.7 Квадратичный понижающий преобразователь 76

2.8 Понижающие преобразователи с ответвленным индуктором 79

2.8.1 Понижающий преобразователь с общим диодом с ответвленным индуктором 79

2.8.2 Понижающий понижающий преобразователь с общим транзистором с ответвленным индуктором Преобразователь 81

2.8.3 Преобразователь Уоткинса – Джонсона 82

2.9 Многофазный понижающий преобразователь 83

2.10 Понижающий преобразователь с переключаемой индуктивностью 85

2.11 Схема 85

2.12 Сводка 85

Ссылки 87

Вопросы для обзора 88

Проблемы 88

3 Повышающий преобразователь постоянного тока с ШИМ 90

3.1 Введение 90

3.2 Анализ постоянного тока повышающего преобразователя PWM для CCM 90

3.2.1 Описание схемы 90

3.2.2 Допущения 91

3.2.3 Временной интервал: 0 ≤ DT 93

3.2.4 Интервал времени: DT ≤ T 94

3.2.5 Функция передачи постоянного напряжения для CCM 94

3.2.6 Граница между CCM и DCM 95

3.2.7 Пульсации напряжения в повышающем преобразователе для CCM 98

3.2.8 Потери мощности и КПД повышающего преобразователя для CCM 100

3.2.9 Передаточная функция постоянного напряжения повышающего преобразователя с потерями для CCM 102

3.2.10 Конструкция повышающего преобразователя для CCM 103

3.3 Анализ постоянного тока повышающего преобразователя PWM для DCM 107

3.3.1 Временной интервал: 0 ≤ DT 110

3.3.2 Временной интервал: DT ≤ ( D + D 1) T 111

3.3 .3 Интервал времени: ( D + D 1) T ≤ T 112

3.3.4 Напряжения устройства для DCM 112

3.3.5 Передаточная функция постоянного напряжения для DCM 112

3.3.6 Максимальная индуктивность для DCM 117

3.3.7 Потери мощности и КПД повышающего преобразователя для DCM 117

3.3.8 Конструкция Повышающий преобразователь для DCM 120

3.4 Двунаправленные понижающие и повышающие преобразователи 127

3.5 Синхронный повышающий преобразователь 129

3.6 Повышающие преобразователи с ответвленным индуктором 129

3.6.1 Повышающий преобразователь с ответвленным индуктором и общим диодом 131

3.6.2 Повышающий преобразователь с ответвленным дросселем и общей нагрузкой 132

3.7 Двойственность 133

3.8 Коррекция коэффициента мощности 134

3.8.1 Коэффициент мощности 134

3.8.2 Повышающий коэффициент мощности 138

3.8.3 Электронные балласты для люминесцентных ламп 141

3.9 Резюме 141

Ссылки 142

Контрольные вопросы 143

Проблемы 143

4 Пониженно-повышающий преобразователь постоянного тока с ШИМ 145

4.1 Введение 145

4.2 Анализ постоянного тока пониженно-повышающего преобразователя PWM для CCM 145

4.2.1 Описание схемы 145

4.2.2 Допущения 146

4.2.3 Временной интервал: 0 ≤ DT 146

4.2.4 Интервал времени: DT ≤ T 148

4.2.5 Функция передачи постоянного напряжения для CCM 149

4.2.6 Напряжения устройства для CCM 150

4.2.7 Граница между CCM и DCM 151

4.2. 8 Пульсации напряжения в понижающем-повышающем преобразователе для CCM 152

4.2.9 Потери мощности и КПД пониженно-повышающего преобразователя для CCM 155

4.2.10 Передаточная функция постоянного напряжения пониженно-повышающего преобразователя с потерями для CCM 158

4.2.11 Конструкция пониженно-повышающего преобразователя для CCM 159

4.3 Постоянный ток Анализ пониженно-повышающего преобразователя PWM для DCM 162

4.3.1 Интервал времени: 0 ≤ DT 165

4.3.2 Интервал времени: DT ≤ ( D + D 1) Т 166

4.3.3 Интервал времени: ( D + D 1) T ≤ T 167

4.3.4 Напряжения устройства пониженно-повышающего преобразователя в DCM 167

4.3.5 Функция передачи постоянного напряжения пониженно-повышающий преобразователь для DCM 167

4.3.6 Максимальная индуктивность для DCM 170

4.3.7 Потери мощности и КПД пониженно-повышающего преобразователя в DCM 172

4.3.8 Конструкция пониженно-повышающего преобразователя для DCM 174

4.4 Двунаправленный понижающий-повышающий преобразователь 180

4.5 Синтез пониженно-повышающего преобразователя 181

4.6 Синтез повышающего понижающего преобразователя (ЧУК) 183

4.7 Неинвертирующие пониженно-повышающие преобразователи 184

4.7.1 Каскадные неинвертирующие пониженно-повышающие преобразователи 184

4.7.2 Четырехтранзисторные Неинвертирующие понижающие – повышающие преобразователи 184

4.8 Понижающие – повышающие преобразователи с ответвленным индуктором 186

4.8.1 Понижающий – повышающий преобразователь с ответвленным индуктором и общим диодом 186

4.8.2 Понижающий – повышающий преобразователь с ответвленным индуктором 187

4.8.3 Понижающий – повышающий преобразователь с ответвленным дросселем и общей нагрузкой 188

4.8.4 Понижающий – повышающий преобразователь с ответвленным индуктором и общим источником 191

4.9 Резюме 192

Ссылки 192

Вопросы для обзора 193

Проблемы 193

5 Обратный ШИМ преобразователь постоянного тока в постоянный 195

5.1 Введение 195

5.2 Трансформаторы 196

5.3 Анализ постоянного тока обратного ШИМ преобразователя для CCM 197

5.3.1 Создание обратноходового преобразователя ШИМ 197

5.3.2 Описание схемы 197

5.3.3 Допущения 199

5.3.4 Интервал времени: 0 ≤ DT 200

5.3.5 Интервал времени: DT ≤ T 201

5,3 .6 Функция передачи постоянного напряжения для CCM 203

5.3.7 Граница между CCM и DCM 204

5.3.8 Пульсации напряжения в обратном преобразователе для CCM 205

5.3.9 Потери мощности и КПД обратноходового преобразователя для CCM 207

5.3.10 Функция передачи постоянного напряжения преобразователя с потерями для CCM 210

5.3.11 Конструкция обратного преобразователя для CCM 211

5.4 Анализ постоянного тока обратного преобразователя PWM для DCM 214

5.4.1 Интервал времени: 0 ≤ DT 217

5.4.2 Временной интервал: DT ≤ ( D + D 1) T 219

5.4.3 Временной интервал: ( D + D 1) T ≤ T 220

5.4.4 Функция передачи постоянного напряжения для DCM 221

5.4.5 Максимальная индуктивность намагничивания для DCM 222

5.4.6 Пульсации напряжения в обратном преобразователе для DCM 225

5.4.7 Потери мощности и КПД обратного преобразователя для DCM 226

5.4 .8 Конструкция обратного преобразователя для DCM 228

5.5 Обратный преобразователь с несколькими выходами 232

5.6 Двунаправленный обратный преобразователь 237

5.7 Звонок в обратном преобразователе 237

5.8 Обратноходовой преобразователь с пассивным диссипативным демпфером 240

5.9 Обратный преобразователь с зажимом напряжения на стабилитроне 240

5.10 Обратный преобразователь с активным зажимом 241

5.11 Двухтранзисторный обратный преобразователь 241

5,12 Резюме 243

Ссылки 244

244

Проблемы 245

6 Прямой преобразователь постоянного тока в постоянный с ШИМ 246

6.1 Введение 246

6.2 Анализ постоянного тока прямого ШИМ преобразователя для CCM 246

6.2.1 Получение прямого ШИМ-преобразователя 246

6.2.2 Временной интервал: 0 ≤ DT 248

6.2.3 Временной интервал: DT ≤ DT + tm 251

6.2 .4 Интервал времени: DT + tm ≤ T 253

6.2.5 Максимальный рабочий цикл 253

6.2.6 Напряжения устройства 254

6.2.7 Функция передачи постоянного напряжения для CCM 255

6.2.8 Граница между CCM и DCM 255

6.2.9 Пульсации напряжения в прямом преобразователе для CCM 256

6.2.10 Потери мощности и КПД прямого преобразователя для CCM 258

6.2.11 Передаточная функция постоянного напряжения преобразователя с потерями для CCM 261

6.2.12 Конструкция прямого преобразователя для CCM 262

6.3 Анализ постоянного тока ШИМ прямого преобразователя для DCM 269

6.3.1 Временной интервал: 0 ≤ DT 269

6.3.2 Временной интервал: DT ≤ DT + тм 272

6.3.3 Интервал времени: DT + tm ≤ ( D + D 1) T 273

6.3.4 Интервал времени: ( D + D 1) T ≤ T 273

6.3.5 Функция передачи постоянного напряжения для DCM 274

6.3.6 Максимальная индуктивность для DCM 277

6.3.7 Потери мощности и КПД прямого преобразователя для DCM 278

6.3.8 Конструкция Прямой преобразователь для DCM 280

6.4 Прямоточный преобразователь с несколькими выходами 288

6,5 Прямой преобразователь с синхронным выпрямителем 288

6,6 Прямые преобразователи с активным зажимом 288

6,7 Прямой преобразователь с двумя переключателями 290

6,8 Прямой преобразователь в обратном направлении 291

6.9 Резюме Справочный номер 292

9000s 293

Контрольные вопросы 293

Проблемы 294

7 Полумостовой ШИМ-преобразователь постоянного тока 296

7.1 Введение 296

7.7.2.2 Анализ постоянного тока полумостового преобразователя ШИМ для CCM 296

7.2.1 Описание схемы 296

7.2.2 Допущения 299

7.2.3 Временной интервал: 0 ≤ DT 299

7.2.4 Временной интервал: DT ≤ T ∕ 2 301

7.2.5 Временной интервал: T ∕ 2 ≤ T ∕ 2 + DT 303

7.2.6 Временной интервал : T ∕ 2 + DT ≤ T 304

7.2.7 Напряжения устройства 304

7.2.8 Функция передачи постоянного напряжения полумостового преобразователя без потерь для CCM 304

7.2.9 Граница между CCM и DCM 305

7.2.10 Пульсации напряжения в полумостовом преобразователе для CCM 306

7.2.11 Потери мощности и КПД полумостового преобразователя для CCM 308

7.2.12 Передаточная функция постоянного напряжения преобразователя с потерями для CCM 311

7.2.13 Конструкция полумостового преобразователя для CCM 312

7.3 Анализ постоянного тока ШИМ-полумостовой преобразователь для DCM 315

7.3.1 Временной интервал: 0 ≤ DT 315 ​​

7.3.2 Временной интервал: DT ≤ ( D + D 1) T 320

7.3.3 Временной интервал: ( D + D 1) T ≤ T ∕ 2 322

7.3.4 Функция передачи постоянного напряжения для DCM 322

7.3.5 Максимальная индуктивность для DCM 326

7.4 Сводка 326

Ссылки 327

Контрольные вопросы 327

Проблемы 328

8 Полномостовой ШИМ преобразователь постоянного тока в постоянный 330

8.1 Введение 330

8.2 Анализ постоянного тока полномостового преобразователя PWM для CCM 330

8.2.1 Описание схемы 330

8.2.2 Допущения 332

8.2.3 Временной интервал: 0 ≤ DT 332

8.2.4 Временной интервал: DT ≤ T ∕ 2334

8.2.5 Временной интервал: T ∕ 2 ≤ T ∕ 2 + DT 336

8.2.6 Интервал времени: T 2 + DT ≤ T 336

8.2.7 Напряжения устройства 337

8.2.8 Передаточная функция постоянного напряжения полноволнового преобразователя без потерь для CCM 337

8.2.9 Граница между CCM и DCM 338

8.2.10 Пульсации напряжения в полномостовом преобразователе для CCM 339

8.2.11 Потери мощности и КПД полномостового преобразователя для CCM 340

8.2.12 Передаточная функция постоянного напряжения преобразователя с потерями для CCM 344 ​​

8.2.13 Конструкция полномостового преобразователя для CCM 345

8.3 Анализ постоянного тока Полномостовой преобразователь PWM для DCM 351

8.3.1 Временной интервал: 0 ≤ DT 351

8.3.2 Временной интервал: DT ≤ ( D + D 1) T 353

8.3.3 Временной интервал: ( D + D 1) T ≤ T ∕ 2355

8.3.4 Функция передачи постоянного напряжения для DCM 356

8.3.5 Максимальная индуктивность для DCM 359

8.4 Фазовое управление Полномостовой преобразователь 361

8.5 Резюме 362

Ссылки 362

Обзорные вопросы 362

Проблемы 363

9 Малосигнальные модели ШИМ-преобразователей для CCM и DCM 365

9.1 Введение 365

9.2 Допущения 366

9.3 Усредненная модель идеальной коммутационной сети для CCM 366

9.4 Усредненные значения коммутируемых сопротивлений 369

9.5 Уменьшение модели 375

9.6 Усредненная модель для больших сигналов для CCM 377

Линейные модели коммутационной сети для цепей малого и среднего сигнала для CCM 381

9.7.1 Модель коммутационной сети для больших сигналов для CCM 381

9.7.2 Линеаризация модели коммутационной сети для CCM 384

9.8 Блок-схема малосигнальной модели ШИМ-преобразователей постоянного тока 385

9.9 Семейство моделей ШИМ-преобразователей для CCM 386

9.10 Модель слабосигнального переключателя ШИМ для CCM 389

9.11 Моделирование идеальной коммутационной сети для DCM 391

9.11.1 Взаимосвязи между компонентами постоянного тока для DCM 391

9.11.2 Малосигнальная модель идеальной коммутационной сети для DCM 395

9.12 Усредненные паразитные сопротивления для DCM 398

9.13 Резюме 400

Ссылки 402

Вопросы для обзора 405

Проблемы 405

10 Малосигнальные характеристики понижающего преобразователя для CCM 407

10.1 Введение 407

10.2 Малосигнальная модель понижающего преобразователя ШИМ 407

10.3 Передаточные функции разомкнутого контура 408

10.3.1 Передаточная функция управления разомкнутым контуром на выход 409

10.3.2 Задержка управления Передаточная функция на выход 416

10.3.3 Передаточная функция ввода-вывода с разомкнутым контуром 418

10.3.4 Входное сопротивление разомкнутого контура 420

10.3.5 Выходное сопротивление разомкнутого контура 423

10.4 Разомкнутый контур Шаговые ответы 426

10.4.1 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение входного напряжения 426

10.4.2 Отклик разомкнутого контура выходного напряжения на скачкообразное изменение рабочего цикла 431

10.4.3 Отклик выходного напряжения на скачкообразное изменение в разомкнутом контуре Ток нагрузки 433

10,5 Функции передачи постоянного тока без обратной связи 434

10,6 Резюме 436

Ссылки 436

Обзорные вопросы 437

Проблемы 438

11 Характеристики слабого сигнала повышающего преобразователя для CCM 439

11.1 Введение 439

11.2 Характеристики постоянного тока 439

11.3 Передаточная функция разомкнутого контура управления на выход 440

11.4 Задержка в передаточной функции разомкнутого контура управления на выход 449

11.5 Восприимчивость к аудио разомкнутому контуру 451

11.6 Входной импеданс разомкнутого контура 455

11.7 Выходной импеданс разомкнутого контура 457

11.8 Отклик на скачок разомкнутого контура 461

11.8.1 Отклик выходного напряжения разомкнутого контура на скачкообразное изменение входного напряжения 461

11.8.2 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение рабочего цикла 464

11.8.3 Отклик разомкнутого контура выходного напряжения на скачкообразное изменение тока нагрузки 465

11.9 Резюме 467

Справочная информация 467

Контрольные вопросы 468

Проблемы 468

12 Управление понижающим преобразователем PWM в режиме напряжения 470

12.1 Введение 470

12.2 Свойства отрицательной обратной связи 471

12.3 Стабильность 474

12.4 Одноконтурное управление понижающим преобразователем с ШИМ 475

12,5 Модель понижающего преобразователя с замкнутым контуром для малых сигналов 478

12,6 Широтно-импульсный модулятор 478

12.7 Сеть обратной связи 483

12.8 Передаточная функция понижающего преобразователя с модулятором и обратной связью Сеть 486

12.9 Цепи управления 489

12.9.1 Усилитель ошибок 489

12.9.2 Пропорциональный контроллер 490

12.9.3 Интегральный контроллер 492

12.9.4 Пропорционально-интегральный контроллер 493

12.9.5 Интегральный однопроводной контроллер 497

12.9.6 Коэффициент усиления контура 504

12.9.7 Функция передачи управления по замкнутому контуру на выходное напряжение 504

12.9.8 Замкнутый- Передаточная функция вход-выход контура 506

12.9.9 Входное сопротивление замкнутого контура 508

12.9.10 Выходное сопротивление замкнутого контура 509

12.10 Переходные характеристики замкнутого контура 511

12.10.1 Реакция на скачкообразное изменение Входное напряжение 511

12.10.2 Реакция на скачкообразное изменение опорного напряжения 513

12.10.3 Реакция замкнутого контура на скачкообразное изменение тока нагрузки 515

12.10.4 Функции передачи постоянного тока в замкнутом контуре 515

12.11 Резюме 518

Справочная информация 519

Вопросы для обзора 519

Проблемы 520

13 Управление повышающим преобразователем в режиме напряжения 521

13.1 Введение 521

13.2 Цепь повышающего преобразователя с управлением в режиме напряжения 521

13.3 Передаточная функция модулятора, силового каскада повышающего преобразователя и сети обратной связи 523

13.4 Контроллер со встроенным двойным выводом 527

13.5 Конструкция интегрального контроллера с двумя выводами 532

13,6 Коэффициент усиления контура 536

13,7 Управление по замкнутому контуру Передаточная функция напряжения на выходе 537

13,8 Восприимчивость к звуку замкнутого контура 539

13,9 Входное сопротивление замкнутого контура 539

13,10 Выходное сопротивление замкнутого контура 542

13.11 Реакция замкнутого контура на скачкообразное изменение опорного напряжения 544

13.11.1 Реакция замкнутого контура на скачкообразное изменение входного напряжения 544

13.11.2 Реакция замкнутого контура на скачкообразное изменение опорного напряжения 547

13.11.3 Реакция замкнутого контура на скачок Изменение тока нагрузки 548

13.12 Функции переключения постоянного тока в замкнутом контуре 549

13.13 Сводка 552

Ссылки 552

Контрольные вопросы 552

Проблемы 553

14 Управление текущим режимом 554

14.1 Введение 554

14.2 Принцип работы ШИМ-преобразователей с пиковым CMC 555

14.3 Взаимосвязь между рабочим циклом и крутизной индуктивного тока 559

14.4 Нестабильность замкнутой токовой петли 560

14.5 Компенсация наклона 564

14.3 Анализ компенсации наклона во временной области 564

14.5.2 Граница компенсации наклона для понижающих и пониженно-повышающих преобразователей 569

14.5.3 Граничная компенсация наклона для повышающего преобразователя 570

14.6 Влияние выборки и удержания на токовую петлю 570

14.6.1 Естественный отклик тока индуктора на малое возмущение в замкнутом контуре 572

14.6.2 Принудительный отклик тока индуктора на скачкообразное изменение управляющего напряжения в замкнутом токе Контур 575

14.6.3 Взаимосвязь между s -Domain и z -Domain 577

14.6.4 Передаточная функция замкнутого контура в z -Domain 578

14.7 Замкнутый контур управления Voltage-to -Индукторная функция передачи тока в с -Домен 580

14.7.1 Аппроксимация H _icl рациональной передаточной функцией 582

14.7.2 Переходные характеристики замкнутого внутреннего контура 588

14.8 Коэффициент усиления контура тока 588

14.8.1 Коэффициент усиления внутреннего контура z -Домен 588

14.8.2 Коэффициент усиления внутреннего контура за с -Домен 590

14,9 Частота усиления-кроссовера внутреннего контура 595

14,10 Запас по фазе внутреннего контура 596

14,11 Максимальный рабочий цикл для преобразователей без наклона Компенсация 598

14.12 Максимальный рабочий цикл для преобразователей с компенсацией наклона 600

14.13 Минимальная компенсация наклона для понижающего и пониженно-повышающего преобразователя 605

14.14 Минимальная компенсация наклона для повышающего преобразователя 607

14.15 Ошибка передаточной функции напряжения в рабочий цикл 610

14.16 Функция преобразования напряжения в рабочий цикл с обратной связью токового контура 614

14.17 Альтернативное представление токового контура 618

14.18 Токовый контур с помехами 618

14.18.1 Модифицированная аппроксимация токовой петли 619

14.19 Петля напряжения ШИМ-преобразователей с управлением в токовом режиме 624

14.19.1 Передаточная функция от управления к выходу для понижающего преобразователя 624

14.19.2 Блок-схема силовых каскадов ШИМ-преобразователей 627

14.19.3 Передаточная функция замкнутого контура напряжения ШИМ-преобразователей с управлением в токовом режиме 628

14.19.4 Аудиочувствительность ШИМ-преобразователей в замкнутом контуре с управлением в токовом режиме 628

14.19.5 Выходное сопротивление замкнутого контура ШИМ-преобразователей с управлением в режиме тока 630

14.20 Коэффициенты усиления прямой связи в преобразователях ШИМ с управлением в режиме тока без компенсации наклона 631

14.21 Коэффициенты усиления прямой связи в преобразователях ШИМ с управлением в режиме тока и компенсацией наклона 634

14.22 Передаточная функция управляющего напряжения на выходное напряжение внутреннего контура с коэффициентами усиления прямой связи 636

14.23 Восприимчивость к звуку внутреннего контура с коэффициентами усиления прямой связи 637

14.24 Передаточные функции с обратной связью с коэффициентом усиления с упреждением 638

14,25 Компенсация наклона путем добавления пилообразного изменения к кривой тока индуктора 638

14,26 Взаимосвязи для постоянного управления током постоянной частоты 639

14,27 Сводка 639

Ссылки 640

Контрольные вопросы 644

Проблемы 644

14.28 Приложение: Моделирование выборки и хранения 645

14.28.1 Устройство выборки управляющего напряжения 645

14.28.2 Удержание нулевого порядка тока индуктора 648

14.28.3 Приблизительные значения sTs e 650

15 Управление повышающим преобразователем в режиме тока 653

15.1 Введение 653

15.2 Малый сигнал разомкнутого контура Передаточные функции 653

15.2.1 Передаточная функция рабочего цикла разомкнутого контура к току индуктора 653

15.2.2 Высокочастотная передаточная функция рабочего цикла разомкнутого контура в ток индуктора 659

15.2.3 Функция преобразования входного напряжения разомкнутого контура в ток индуктора 660

15.2.4 Функция передачи тока разомкнутого контура между индуктором и выходным током 665

15.3 Переходные характеристики разомкнутого контура тока индуктора 667

15.3.1 Разомкнутый- Отклик контура тока индуктора на скачкообразное изменение входного напряжения 667

15.3.2 Отклик разомкнутого контура тока индуктора на скачкообразное изменение рабочего цикла 670

15.3.3 Отклик тока индуктора на скачкообразное изменение нагрузки Текущий 672

15.4 Передаточные функции замкнутого контура 675

15.4.1 Коэффициент усиления в прямом направлении 675

15.4.2 Коэффициент усиления токового контура 675

15.4.3 Коэффициент усиления замкнутого контура 675

15.4.4 Контроль-к- Передаточная функция выходного сигнала 677

15.4.5 Передаточная функция входного напряжения в рабочий цикл 684

15.4.6 Передаточная функция между током нагрузки и рабочим циклом 688

15.4.7 Выходное сопротивление замкнутой токовой петли 690

15,5 Передаточные функции замкнутого контура напряжения 695

15.5.1 Передаточная функция от управления к выходу 695

15.5.2 Передаточная функция от управляющего напряжения к напряжению обратной связи 695

15.5.3 Коэффициент усиления контура напряжения 697

15.5.4 Коэффициент усиления замкнутого контура контура напряжения 701

15.5.5 Восприимчивость к звуку в замкнутом контуре со встроенным контроллером 703

15.5.6 Выходное сопротивление замкнутого контура со встроенным контроллером 704

15.6 Отклик на ступенчатую реакцию в замкнутом контуре 706

Входное напряжение 706

15.6.2 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение тока нагрузки в замкнутом контуре 708

15.6.3 Реакция выходного напряжения в замкнутом контуре на скачкообразное изменение опорного напряжения 708

15.7 Функции передачи постоянного тока в замкнутом контуре 710

Ссылки 711

Контрольные вопросы 712

Проблемы 712

16 Характеристики слабого сигнала разомкнутого контура повышающего преобразователя ШИМ для DCM 713

16.1 Введение 713

16.2 Модель повышающего преобразователя с малым сигналом для DCM 713

16.3 Передаточная функция управления с разомкнутым контуром на выход 716

16.4 Передаточная функция напряжения с разомкнутого контура с входа на выход 719

16,5 Входное сопротивление разомкнутого контура 724

16.6 Выходное сопротивление разомкнутого контура 725

16.7 Отклик выходного напряжения повышающего преобразователя для DCM 728

16.7.1 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение входного напряжения 728

16.7.2 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение в рабочем цикле 730

16.7.3 Реакция выходного напряжения на скачкообразное изменение тока нагрузки 730

16.8 Функция передачи рабочего цикла без обратной связи по току индуктора 731

16.9 Функция передачи входного напряжения без обратной связи по току индуктора 735

16.10 Разомкнутый контур Передаточная функция выходного тока к току индуктора 735

16.11 Переходные характеристики тока индуктора повышающего преобразователя для DCM 738

16.11.1 Переходные характеристики тока индуктора на ступенчатое изменение входного напряжения 738

16.11.2 Ступенчатая реакция тока индуктора на скачкообразное изменение рабочего цикла 740

16.11.3 Ступенчатая характеристика тока индуктора на скачкообразное изменение тока нагрузки 741

16.12 Характеристики постоянного тока повышающего преобразователя для DCM 742

16.12.1 Переключение постоянного тока в- Передаточная функция постоянного напряжения повышающего преобразователя без потерь для DCM 742

16.12.2 Передаточная функция постоянного напряжения повышающего преобразователя с потерями для DCM 743

16.12.3 Эффективность повышающего преобразователя для DCM 745

16.13 Резюме 745

Ссылки 745

Контрольные вопросы 746

Проблемы 746

17 Силовые диоды из кремния и карбида кремния 747

17.1 Введение 747

17.2 Электронные переключатели питания 747

17,3 и эффективная масса дырки 749

17,5 Полупроводники 750

17,6 Собственные полупроводники 751

17,7 Внешние полупроводники 756

17.7.1 Полупроводник n-типа 756

17.7.2 Полупроводник p-типа 759

17.7.3 Максимальная рабочая температура 761

17.8 Полупроводники с широкой запрещенной зоной 762

17.9 Физическая структура переходных диодов 764

17.9.1 Формирование обеднения Layer 765

17.9.2 Транспортировка заряда 767

17.10 Статическая I — В Характеристики диода 768

17.11 Напряжение пробоя переходных диодов 772

17.11.1 Ширина обедненного слоя 773

17.11.2 Распределение напряженности электрического поля 775

17.11.3 Напряжение лавинного пробоя 779

17.11.4 Напряжение сквозного пробоя 781

17.11.5 Концевые заделки 782

17.12 Емкости перехода Диоды 784

17.12.1 Емкость перехода 784

17.12.2 Диффузионная емкость 787

17.13 Обратное восстановление диодов pn-перехода 789

17.13.1 Качественное описание 789

17.13.2 Обратное восстановление в резистивных цепях 790

17.13.3 Уравнение непрерывности заряда 793

17.13.4 Обратное восстановление в индуктивных цепях 796

17,14 Диоды Шоттки 798

17.14.1 Статические I — Характеристики Шоттки7 Диоды 801

17.14.2 Напряжения пробоя диодов Шоттки 802

17.14.3 Емкость перехода диодов Шоттки 802

17.14.4 Характеристики переключения диодов Шоттки 802

17.15 Солнечные элементы 806

17,16 Светодиоды 809

17,17 Модель диодов SPICE 810

17,18 Сводка 811

Ссылки 815

Вопросы для обзора 816

Проблемы 817

-Карбид кремния и кремния 819

18.1 Введение 819

18.2 Интегрированные МОП-транзисторы 819

18.3 Физическая структура силовых МОП-транзисторов 819

18.4 Принцип работы силовых МОП-транзисторов 824

18.4.1 Область отсечки 824

18.4.2 Формирование канала MOSFET 824

18.4.3 Линейная область 824

18.4.4 Область насыщения 825

18.4.5 Антипараллельный диод 825

18.5 Определение характеристик силового MOSFET 3 826 180004

.1 Омическая область 826

18.5.2 Область отсечки 829

18.5.3 Модуляция длины канала 830

18.6 Характеристики силового полевого МОП-транзистора 831

18.7 Подвижность носителей заряда 833

18.7.1 Влияние концентрации допинга на подвижность 834

18.7.2 Влияние температуры на подвижность 836

18.7.3 Влияние электрического поля на подвижность 840

18,8 Влияние короткого канала 846

18.8.1 Омическая область 846

18,8 .2 Область отсечки 847

18.9 Соотношение сторон силовых полевых МОП-транзисторов 848

18.10 Напряжение пробоя силовых полевых МОП-транзисторов 850

18.11 Напряжение пробоя оксида затвора силовых полевых МОП-транзисторов 852

18.12 Удельное сопротивление в открытом состоянии 852

18,13 Показатели качества полупроводников 855

18,14 Сопротивление силовых полевых МОП-транзисторов в открытом состоянии 857

18.14.1 Сопротивление канала 857

18.14.2 Сопротивление области накопления 857

18.14.3 Шея Сопротивление области 858

18.14.4 Сопротивление области дрейфа 859

18,15 Емкости силовых полевых МОП-транзисторов 862

18.15.1 Емкость затвор-исток 862

18.15.2 Емкость сток-исток 864

18.15.3 Емкость затвор-сток 864

18.16 Формы сигналов переключения 875

18.17 SPICE Модель силовых полевых МОП-транзисторов 877

18,18 БТИЗ 879

18,19 Радиаторы 880

18.20 Обзор 886

Справочные материалы Проблемы 889

19 Электромагнитная совместимость 891

19.1 Введение 891

19.2 Определение EMI ​​891

19.3 Определение EMC 892

19.4 Устойчивость к электромагнитным помехам 892

19,5 Чувствительность к электромагнитным помехам 893

19,6 Классификация электромагнитных помех 893

19,7 Источники электромагнитных помех 895

19,8 Стандарты безопасности 896

19,9 Стандарты электромагнитной совместимости 896

19,10 9,11 Методы ближнего и дальнего поля Снижение электромагнитных помех 897

19,12 Вносимые потери 898

19,13 Фильтры электромагнитных помех 898

19,14 Проходные конденсаторы 900

19,15 Экранирование электромагнитных помех 900

19.16 Межсоединений 902

19.17 Сводка 903

Ссылки 903

Обзорные вопросы 903

Проблема 904

A Введение в SPICE 907

B Введение в MATLAB ^® 910

C Физические константы 915

Индекс 925

Учебное пособие по понижающему преобразователю постоянного тока в постоянный

Введение

Выключатель мощности был ключом к практичным переключателям регуляторов.До изобретения переключателя питания Vertical Metal Oxide Semiconductor (VMOS) переключение источников питания, как правило, было непрактичным.

Основная функция индуктора — ограничивать скорость нарастания тока с помощью переключателя питания. Это действие ограничивает пиковый ток, который в противном случае ограничивался бы только сопротивлением переключателя. Ключевым преимуществом использования индуктора в импульсных регуляторах является то, что он накапливает энергию. Эта энергия может быть выражена в Джоулях как функция тока следующим образом:

E = ½ × L × I²

Линейный регулятор использует резистивное падение напряжения для регулирования напряжения, теряя мощность (падение напряжения, умноженное на ток) в виде тепла.Катушка индуктивности импульсного регулятора имеет падение напряжения и соответствующий ток, но ток сдвинут по фазе на 90 градусов с напряжением. Благодаря этому энергия сохраняется и может быть восстановлена ​​в фазе разряда цикла переключения. Это приводит к гораздо более высокой эффективности и меньшему тепловыделению.

Что такое импульсный регулятор?

Импульсный стабилизатор — это схема, в которой для передачи энергии от входа к выходу используется переключатель мощности, индуктор и диод.

Основные компоненты схемы переключения могут быть преобразованы в понижающий (понижающий) преобразователь, повышающий (повышающий) преобразователь или инвертор (обратный ход).Эти конструкции показаны на рисунках : 1, , , 2, , , 3, и , 4, , соответственно, где рисунки 3 и 4 одинаковы, за исключением полярности трансформатора и диода. Схемы обратной связи и управления могут быть аккуратно вложены в эти схемы, чтобы регулировать передачу энергии и поддерживать постоянный выходной сигнал в нормальных рабочих условиях.

Рис. 1. Топология понижающего преобразователя.	Рисунок 2.Простой повышающий преобразователь.
Рисунок 3. Инвертирующая топология.	Рис. 4. Топология обратного хода трансформатора.

Зачем нужен импульсный регулятор?

Импульсные регуляторы имеют три основных преимущества по сравнению с линейными регуляторами. Во-первых, эффективность переключения может быть намного лучше. Во-вторых, поскольку при передаче теряется меньше энергии, требуются компоненты меньшего размера и меньшее тепловое управление.В-третьих, энергия, запасенная катушкой индуктивности в импульсном регуляторе, может быть преобразована в выходное напряжение, которое может быть больше, чем входное (повышающее), отрицательное (инвертор), или даже может передаваться через трансформатор для обеспечения гальванической развязки по отношению к вход (рисунок 4).

Учитывая преимущества импульсных регуляторов, можно задаться вопросом, где можно использовать линейные регуляторы? Линейные регуляторы обеспечивают более низкий уровень шума и более широкую полосу пропускания; их простота иногда может предложить менее дорогое решение.

Правда, у импульсных регуляторов есть свои недостатки. Они могут быть шумными и требуют управления энергопотреблением в виде контура управления. К счастью, решение этих проблем управления интегрировано в современные микросхемы контроллера переключения режимов.

Регуляторы наддува

Фаза заряда

Базовая конфигурация наддува изображена на рис. 5 . Предполагая, что переключатель был разомкнут в течение длительного времени и что падение напряжения на диоде отрицательное, напряжение на конденсаторе равно входному напряжению.Когда переключатель замыкается, входное напряжение + V _IN подается на катушку индуктивности, и диод предотвращает разряд конденсатора + V _OUT на землю. Поскольку входное напряжение является постоянным, ток через катушку индуктивности линейно растет со временем со скоростью, пропорциональной входному напряжению, деленному на индуктивность.

Рис. 5. Фаза зарядки: когда переключатель замыкается, ток через индуктор нарастает.

Фаза разряда

На рисунке 6 показана фаза разряда.Когда переключатель снова размыкается, ток индуктивности продолжает течь в выпрямительный диод для зарядки выхода. По мере увеличения выходного напряжения наклон тока, di / dt, хотя катушка индуктивности меняется на противоположную. Выходное напряжение повышается до тех пор, пока не будет достигнуто равновесие или:

V _L = L × di / dt

Другими словами, чем выше напряжение индуктора, тем быстрее падает ток индуктора.

Рисунок 6. Фаза разряда: при размыкании переключателя ток течет к нагрузке через выпрямительный диод.

В установившемся режиме работы среднее напряжение на катушке индуктивности за весь цикл переключения равно нулю. Это означает, что средний ток через катушку индуктивности также находится в установившемся состоянии. Это важное правило, регулирующее все топологии коммутации на основе катушек индуктивности. Сделав еще один шаг вперед, мы можем установить, что для заданного времени зарядки t _ON , заданного входного напряжения и при условии, что схема находится в равновесии, существует определенное время разряда t _OFF для выходного напряжения.Поскольку среднее напряжение на катушке индуктивности в установившемся режиме должно быть равно нулю, мы можем рассчитать для схемы повышения напряжения:

V _IN × t _ВКЛ = t _ВЫКЛ × V _L

И потому что:

V _ВЫХ = V _IN + V _L

Затем мы можем установить отношения:

V _OUT = V _IN × (1 + t _ON / t _OFF )

Используя соотношение для рабочего цикла (D):

t _ВКЛ / (t _ВКЛ + t _ВЫКЛ ) = D

Затем для цепи повышения:

V _ВЫХ = V _IN / (1-D)

Аналогичные выводы можно сделать для понижающей схемы:

V _ВЫХ = V _ВХОД × D

А для схемы инвертора (обратноходовой):

V _ВЫХ = V _IN × D / (1-D)

Методы управления

Из результатов для повышения, понижения и инвертора (обратного хода) можно увидеть, что изменение рабочего цикла управляет установившимся выходом по отношению к входному напряжению.Это ключевая концепция, регулирующая все коммутационные цепи на основе индукторов.

ШИМ в режиме напряжения

Наиболее распространенный метод управления, показанный на рис. 7 , — ​​это широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Этот метод берет образец выходного напряжения и вычитает его из опорного напряжения, чтобы установить сигнал небольшой ошибки (V _ERROR ). Этот сигнал ошибки сравнивается с сигналом линейного изменения генератора. Компаратор выдает цифровой выход (ШИМ), который управляет переключателем питания.Когда напряжение на выходе схемы изменяется, V _ERROR также изменяется и, таким образом, вызывает изменение порогового значения компаратора. Следовательно, ширина выходного импульса (PWM) также изменяется. Это изменение рабочего цикла затем перемещает выходное напряжение, чтобы уменьшить сигнал ошибки до нуля, тем самым завершая контур управления.

Рис. 7. Сигнал переменной ошибки генерирует сигнал переключения с широтно-импульсной модуляцией.

На рис. 8 показана практическая схема, использующая повышающую топологию, сформированную с помощью MAX1932.Эта ИС представляет собой интегрированный контроллер со встроенным программируемым цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП). ЦАП устанавливает выходное напряжение в цифровом виде через последовательный канал. R5 и R8 образуют делитель, измеряющий выходное напряжение. R6 фактически отключен от цепи, когда напряжение ЦАП совпадает с опорным напряжением (1,25 В). Это связано с тем, что на R6 имеется нулевое напряжение и нулевой ток. Когда выход ЦАП равен нулю (земля), R6 фактически параллелен R8. Эти два условия соответствуют минимальному и максимальному диапазону регулировки выхода 40 В и 90 В соответственно.

Рис. 8. MAX1932 представляет собой интегральную схему повышения напряжения с управлением в режиме напряжения.

Затем сигнал делителя вычитается из внутреннего опорного напряжения 1,25 В и затем усиливается. Этот сигнал ошибки затем выводится на вывод 8 в качестве источника тока. Это вместе с парой дифференциальных входов образует усилитель крутизны. Такое расположение используется потому, что выход усилителя ошибки имеет высокий импеданс (источник тока), что позволяет регулировать усиление схемы путем изменения R7 и C4.Эта компоновка также дает возможность обрезать усиление контура для получения приемлемого запаса устойчивости. Затем сигнал ошибки на контакте 8 направляется в компаратор и выводится для включения переключателя питания. R1 — это резистор, измеряющий ток, который измеряет выходной ток. Когда ток недопустимо высок, схема ШИМ отключается, тем самым защищая схему.

Тип переключения (топология) на рисунках 7 и 8 классифицируется как контроллер режима напряжения (VMC), поскольку обратная связь регулирует выходное напряжение.Для анализа мы можем предположить, что если коэффициент усиления контура бесконечен, выходное сопротивление для идеального источника напряжения равно нулю.

ШИМ токового режима

Другой широко используемый тип управления — это управление в режиме тока (CMC). Этот метод регулирует выходной ток, и при бесконечном усилении контура выходной сигнал является источником с высоким импедансом. В CMC токовая петля вложена в более медленную петлю напряжения, как показано на Рис. 9 ; рампа создается крутизной тока катушки индуктивности и сравнивается с сигналом ошибки.Таким образом, когда выходное напряжение проседает, CMC подает больший ток на нагрузку. Преимущество CMC — способность управлять током катушки индуктивности. В VMC ток индуктора не измеряется. Это становится проблемой, потому что катушка индуктивности вместе с конденсатором выходного фильтра образует резонансный резервуар, который может звенеть и даже вызывать колебания. Управление текущим режимом определяет ток катушки индуктивности для исправления несоответствий. Хотя это и сложно осуществить, тщательно подобранные компоненты компенсации могут эффективно подавить этот резонанс в VCM.

Рисунок 9. Широтно-импульсная модуляция в токовом режиме.

Повышающие регуляторы точки нагрузки (POL)

Схема на рис. 10 использует CMC с контроллером MAX668. Эта схема повышения аналогична рисункам 7 и 8, за исключением того, что резистор R1 определяет ток катушки индуктивности для CMC. R1 и некоторые внутренние компараторы обеспечивают ограничение тока. R5 в сочетании с C9 фильтрует шум переключения на измерительном резисторе, чтобы предотвратить ложное срабатывание ограничения тока.Внутренний порог ограничения тока MAX668 является фиксированным; изменяя резистор R1, регулируется уставка ограничения тока. Резистор R2 устанавливает рабочую частоту. MAX668 — это универсальная интегральная схема, которая может обеспечивать широкий диапазон преобразований постоянного тока в постоянный.

Внешние компоненты MAX668 могут иметь высоковольтные характеристики, что обеспечивает большую гибкость для приложений с большой мощностью.

Рис. 10. MAX668 для схемы наддува с управлением по току.

Для портативных устройств с низким входным напряжением, требующих меньшей мощности, рекомендуются MAX1760 и MAX8627 (выходной ток 1A).Эти последние устройства используют внутренние полевые транзисторы и измеряют ток, используя сопротивление полевых транзисторов для измерения тока катушки индуктивности (чувствительный резистор не требуется).

Преобразователь nanoPower Boost

Повышающие преобразователи

широко используются в бытовой электронике для повышения и стабилизации проседания напряжения литий-ионных аккумуляторов под нагрузкой. Новым и растущим потребительским рынком является Интернет вещей (IoT), «облачная» сеть беспроводных взаимосвязанных устройств, которые часто включают аудио, видео, приложения для умного дома и носимые устройства.Тенденция IoT в сочетании с зеленой энергией (стремление к сокращению потерь энергии и переходу к возобновляемым формам производства энергии) требует, чтобы небольшие устройства работали автономно в течение длительных периодов времени, потребляя при этом мало энергии. Синхронный повышающий преобразователь MAX17222 nanoPower отвечает всем требованиям. MAX17222 предлагает входной диапазон от 400 мВ до 5,5 В, ограничение пикового тока катушки индуктивности 0,5 А и выходное напряжение, которое выбирается с помощью одного стандартного резистора 1%. Новый режим True Shutdown ^™ дает токи утечки в диапазоне наноампер, что делает это устройство поистине наноэнергетическим!

На рисунке 11 показаны основные элементы MAX17222 в отношении токов отключения и покоя.

Рисунок 11. MAX17222 Токи отключения и покоя

Функция True Shutdown отключает выход от входа без прямого или обратного тока, что приводит к очень низкому току утечки. Входной ток покоя (I _QINT ) для MAX17222 составляет 0,5 нА (разрешить открытие после запуска), а выходной ток покоя (I _QOUT ) составляет 300 нА.

Понижающие регуляторы

На рисунке 12 показана упрощенная версия архитектуры Maxim Quick-PWM ™.Чтобы проанализировать эту понижающую схему, мы начнем с сигнала обратной связи ниже регулирующего порога, определенного эталоном. Если ошибок прямого тока нет, то однократный таймер t _ON , который вычисляет время включения для DH, включается немедленно вместе с DH. Этот расчет t _ON основан на делении выходного напряжения на входное, что приблизительно соответствует времени включения, необходимому для поддержания фиксированной частоты переключения, определяемой константой K. По истечении времени таймера однократного включения t _ON DH выключен, а DL включен.Затем, если напряжение все еще ниже порога регулирования, DH немедленно включается. Это позволяет току индуктора быстро нарастать в соответствии с требованиями нагрузки. После достижения равновесия с нагрузкой среднее напряжение катушки индуктивности должно быть равно нулю. Поэтому мы рассчитываем:

Рисунок 12. Упрощенная блок-схема управления Maxim Quick-PWM.

t _ON × (V _IN — V _OUT ) = t _OFF × V _OUT

Перестановка:

V _OUT / (V _IN — V _OUT ) = t _ON / t _OFF

Добавление 1 к обеим сторонам и сбор терминов:

V _OUT / V _IN = t _ON / (t _ON + t _OFF )

Поскольку коэффициент заполнения равен D:

t _ВКЛ / (t _ВКЛ + t _ВЫКЛ ) = D

Для понижающей схемы:

D = V _ВЫХ / V _IN

Запатентованный компанией Maxim метод управления Quick-PWM имеет некоторые преимущества перед PWM.Управление Quick-PWM генерирует новый цикл, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования. Следовательно, тяжелые переходные процессы вынуждают выходную мощность падать, немедленно запуская новый цикл. Это действие приводит к ответу на скачок нагрузки 100 нс. Также важно отметить, что в отличие от понижающей схемы на рисунке 1, на рисунке 12 для разрядного тракта вместо диода используется полевой МОП-транзистор (Q2). Такая конструкция снижает потери, связанные с падением диода; сопротивление в открытом состоянии канала MOSFET удваивается как измерение тока.Поскольку для стимулирования схемы к переключению требуются пульсации выходного напряжения, для поддержания стабильности требуется конденсатор выходного фильтра с некоторым ESR. Архитектура Quick-PWM также может быстро реагировать на изменения линейного входа, напрямую подавая сигнал входного напряжения на вычислитель времени включения. Другие методы должны подождать, пока выходное напряжение не упадет или не взлетит, прежде чем предпринимать какие-либо действия, а это часто бывает слишком поздно.

Контроллер понижающего блока питания памяти DDR

Практическое применение Quick-PWM можно найти в Рис. 13 .MAX8632 — это встроенный блок питания памяти DDR. Наряду с понижающей схемой Quick-PWM (VDDQ), MAX8632 объединяет высокоскоростной линейный стабилизатор (VTT) для управления переходными процессами шины, присутствующими в системах памяти DDR. Линейный регулятор имеет определенные преимущества перед переключателями: линейные регуляторы не имеют индуктора для ограничения скорости нарастания тока, поэтому очень быстрая скорость нарастания тока может обслуживать переходные процессы нагрузки. Для более медленных схем потребуются конденсаторы большой емкости для обеспечения тока нагрузки до тех пор, пока источник питания не сможет нарастить ток для обслуживания нагрузки.

Более подробное изображение (PDF, 76 КБ)
Рис. 13. MAX8632 использует архитектуру Quick-PWM от Maxim и линейный регулятор для обеспечения полной системы питания DDR. Устройство может использоваться как основной графический процессор или как стандартный источник питания базовой логики.

КПД

Один из самых больших факторов потери мощности для коммутаторов — это выпрямительный диод. Рассеиваемая мощность — это просто прямое падение напряжения, умноженное на ток, проходящий через него.Обратное восстановление кремниевых диодов также может привести к потерям. Эти потери мощности снижают общую эффективность и требуют управления температурой в виде радиатора или вентилятора.

Чтобы свести к минимуму эти потери, в импульсных регуляторах можно использовать диоды Шоттки, которые имеют относительно низкое падение прямого напряжения и хорошее обратное восстановление. Однако для максимальной эффективности вы можете использовать переключатель MOSFET вместо диода. Эта конструкция известна как «синхронный выпрямитель» (см. рисунки, 12, 13 и 14, ).Выключатель синхронного выпрямителя разомкнут, когда главный выключатель замкнут, и то же самое верно и наоборот. Для предотвращения перекрестной проводимости (и верхний, и нижний переключатели включены одновременно) схема переключения должна быть прерывистой перед включением. Из-за этого диод по-прежнему должен работать в течение интервала между размыканием главного переключателя и замыканием переключателя синхронного выпрямителя (мертвое время). Когда полевой МОП-транзистор используется в качестве синхронного переключателя, ток обычно течет в обратном направлении (исток — сток), и это позволяет встроенному внутреннему диоду проводить ток в течение мертвого времени.Когда переключатель синхронного выпрямителя замыкается, ток течет через канал MOSFET. Из-за очень низкого сопротивления канала для силовых MOSFET стандартное прямое падение выпрямительного диода может быть уменьшено до нескольких милливольт. Синхронное выпрямление может обеспечить КПД значительно выше 90%.

Рисунок 14. Синхронное выпрямление для понижающей цепи. Обратите внимание на встроенный диод в корпусе MOSFET.

Режим пропуска повышает эффективность легкой нагрузки

Функцией, предлагаемой во многих современных контроллерах переключения, является режим пропуска.Режим пропуска позволяет регулятору пропускать циклы, когда они не нужны, что значительно повышает эффективность при малых нагрузках. Для стандартной понижающей схемы (рис. 1) с выпрямительным диодом отказ от инициирования нового цикла просто позволяет току индуктора или энергии индуктора разрядиться до нуля. В этот момент диод блокирует любой обратный ток через индуктивность, и напряжение на катушке индуктивности стремится к нулю. Это называется «прерывистый режим» и показан на Рис. 15 . В режиме пропуска новый цикл запускается, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования.В режиме пропуска и прерывистой работе частота коммутации пропорциональна току нагрузки. С синхронным выпрямителем, к сожалению, несколько сложнее. Это связано с тем, что ток катушки индуктивности может измениться в переключателе MOSFET, если затвор остается включенным. MAX8632 включает в себя компаратор, который определяет, когда ток через катушку индуктивности меняет направление, и размыкает переключатель, позволяя внутреннему диоду полевого МОП-транзистора блокировать обратный ток.

Рисунок 15.В прерывистом режиме индуктор полностью разряжается, а затем напряжение на индукторе остается на нуле.

Рисунок 16 показывает, что режим пропуска обеспечивает повышенную эффективность при малой нагрузке, но за счет шума, поскольку частота переключения не фиксирована. Техника управления с принудительной ШИМ поддерживает постоянную частоту переключения и изменяет отношение цикла заряда к циклу разряда при изменении рабочих параметров. Поскольку частота переключения является фиксированной, спектр шума относительно узок, что позволяет использовать простые методы фильтрации нижних частот или режекторного фильтра для значительного снижения напряжения пульсаций от пика к пику.Поскольку шум может быть помещен в менее чувствительную полосу частот, ШИМ популярен в телекоммуникационных и других приложениях, где шумовые помехи являются проблемой.

Рисунок 16. Эффективность с режимом пропуска и без него.

Понижающий преобразователь точки нагрузки высокой мощности

Переключатели питания MOSFET теперь интегрированы с контроллерами, образуя однокристальные решения, такие как схема MAX1945, показанная на , рис. 17, . У этого чипа есть металлическая заглушка на нижней стороне, которая отводит тепло от кристалла, поэтому 28-контактный корпус TSSOP может рассеивать более 1 Вт, позволяя схеме подавать более 10 Вт на свою нагрузку.При частоте коммутации 1 МГц размер выходной катушки индуктивности и конденсаторов фильтра можно уменьшить, что дополнительно сэкономит ценное пространство и количество компонентов. По мере того, как технологии переключения мощности MOSFET продолжают совершенствоваться, производительность в режиме переключения будет расти, что еще больше снизит стоимость, размер и проблемы управления температурным режимом.

Рис. 17. MAX1945 — это внутреннее коммутирующее устройство на 6 А с уменьшенным количеством деталей и небольшой занимаемой площадью для экономии места на плате.

Понижающий преобразователь POL малой мощности

Высокоэффективные понижающие (понижающие) преобразователи MAX1836 / MAX1837 имеют предустановку 3.Выходное напряжение 3 В или 5 В при напряжении питания до 24 В. Используя внешние резисторы обратной связи, выходное напряжение можно регулировать от 1,25 В до VIN. Внутренний переключающийся полевой МОП-транзистор с ограничением тока обеспечивает ток нагрузки до 125 мА (MAX1836) или 250 мА (MAX1837). Уникальная схема управления с ограничением тока, работающая с рабочими циклами до 100%, сводит к минимуму падение напряжения (120 мВ при 100 мА). Кроме того, эта схема управления снижает ток питания при легких нагрузках до 12 мкА. Высокие частоты переключения позволяют использовать крошечные катушки индуктивности и выходные конденсаторы для поверхностного монтажа.Понижающие преобразователи MAX1836 / MAX1837 с внутренними переключаемыми полевыми МОП-транзисторами доступны в 6-контактных корпусах SOT23 и 3 мм x 3 мм TDFN, что делает их идеальными для недорогих, маломощных и компактных приложений.

Понижающий преобразователь nanoPower

MAX3864xA / B — это семейство nanoPower, состоящее из сверхмалых понижающих (понижающих) DC-DC преобразователей 330 нА, работающих от 1,8 В до 5,5 В и поддерживающих токи нагрузки до 175 мА, 350 мА, 700 мА с повышенным пиковым КПД до 96%. В выключенном состоянии ток выключения составляет всего 5 нА.Устройства обеспечивают сверхнизкий ток покоя, малый общий размер решения и высокую эффективность во всем диапазоне нагрузок. MAX3864xA / B идеально подходят для аккумуляторных приложений, где длительное время автономной работы является обязательным. Семейство MAX3864xA / B использует уникальную схему управления, которая обеспечивает сверхнизкий ток покоя и высокую эффективность в широком диапазоне выходного тока. Устройства MAX3864xA / B предлагаются в компактном 6-контактном корпусе (WLP) размером 1,42 x 0,89 мм (2 x 3 выступа, шаг 0,4 мм), а также в 6-выводном корпусе μDFN размером 2 x 2 мм. .

Сводка

Хотя методы переключения сложнее реализовать, коммутационные схемы почти полностью заменили линейные источники питания в широком диапазоне портативных и стационарных конструкций. Это связано с тем, что схемы переключения обеспечивают более высокую эффективность, меньшие размеры компонентов и меньше проблем с терморегулированием.

Двухступенчатый преобразователь с дистанционной широтно-импульсной модуляцией для бестрансформаторных фотоэлектрических систем

Особенности

•

Бестрансформаторные топологии, естественно, отличаются низкой стоимостью, габаритами и высокой эффективностью.

•

В качестве альтернативы предлагается двухступенчатый преобразователь с целью повышения эффективности.

•

Двухступенчатый преобразователь имеет небольшое количество переключателей, катушек индуктивности и конденсаторов.

•

Для уменьшения циркулирующего синфазного тока предлагается специальная модуляция.

•

Модуляция поддерживает постоянное синфазное напряжение даже во время простоя инвертора.

Аннотация

Бестрансформаторные топологии, естественно, имеют более низкую стоимость, размер и более высокую эффективность по сравнению с традиционными решениями.Напротив, эти системы имеют высокий синфазный ток из-за отсутствия гальванической развязки, и они должны иметь повышающий каскад, чтобы компенсировать отсутствие повышающего трансформатора. Двухкаскадный преобразователь (повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный плюс инвертор источника напряжения), модулированный с помощью традиционной пространственно-векторной модуляции, имеет повышающий каскад постоянного тока, необходимый для подключения фотоэлектрической системы к сети, но обеспечивает высокий синфазный ток, вызванный метод модуляции и мертвое время инвертора источника напряжения.Поэтому предлагается особый метод модуляции, который поддерживает постоянное синфазное напряжение системы даже во время мертвого времени инвертора, чтобы уменьшить циркулирующий синфазный ток. Получены результаты моделирования и экспериментов двухступенчатого преобразователя для проверки системы.

Ключевые слова

Преобразование энергии

Инверторы

Фотоэлектрические системы питания

Преобразователи с широтно-импульсной модуляцией

Трехфазная электроэнергия

Рекомендуемые статьи Цитирующие статьи (0)

Полный текст

Copyright © 2013 Elsevier B.V. Все права защищены.

Рекомендуемые статьи

Ссылки на статьи

Преобразователи переменного тока в постоянный, включая понижающий, повышающий и обратный

Для схем

часто требуется интегрированный источник питания переменного тока, что является оптимальной стратегией для уменьшения размера, стоимости или в связи с потребностями конкретного приложения. Понимание ключевых концепций, связанных с преобразованием, и доступных практических альтернатив — хорошее начало на пути к успешному дизайну.

Безопасность прежде всего!
Если источником переменного тока является электрическая розетка, необходимо проявлять особую осторожность, чтобы гарантировать безопасность использования.Эта подсистема без исключения должна быть разработана и внедрена квалифицированным специалистом. Если возможно, используйте готовый комплект заглушек одобренного производителя.

Соблюдение обязательно!
Когда вы подключаете что-либо к сетевой розетке, это должно соответствовать юридическим стандартам сертификации страны, в которой оно будет использоваться. Более того, оно должно быть протестировано и сертифицировано для этого — дорогостоящий процесс. Это необходимо для обеспечения безопасности, не мешает работе других людей и не создает шума в основных линиях электропередачи переменного тока.

Что такое преобразователь переменного тока в постоянный?
Электроэнергия передается по проводам либо в виде постоянного тока (DC), протекающего в одном направлении при неизменном постоянном напряжении , либо в виде переменного тока (AC), протекающего взад и вперед из-за колебательного напряжения. Переменный ток является доминирующим методом передачи энергии, поскольку он предлагает несколько преимуществ по сравнению с постоянным током, включая более низкие затраты на распределение и простой способ преобразования между уровнями напряжения благодаря изобретению трансформатора.Электропитание переменного тока, которое передается с высоким напряжением на большие расстояния, а затем преобразуется в более низкое напряжение, является более эффективным и безопасным источником энергии в домах. В зависимости от местоположения высокое напряжение может варьироваться от 4 кВ (киловольт) до 765 кВ. Напоминаем, что напряжение в сети переменного тока в домах составляет от 110 В до 250 В, в зависимости от того, в какой части мира вы живете. В США типичная основная линия переменного тока составляет 120 В.

Преобразователи

направляют переменный ток, поскольку его напряжение также меняется, на элементы реактивного сопротивления, такие как индукторы (L) и конденсаторы (C), где он сохраняется и интегрируется.Этот процесс разделяет силы, связанные с положительным и отрицательным потенциалами. Фильтры используются для сглаживания накопленной энергии, что приводит к созданию источника постоянного тока для других цепей. Эта схема может иметь множество форм, но всегда состоит из одних и тех же основных элементов и может иметь один или несколько этапов преобразования. Преобразователь, изображенный на рисунке 1, называется «прямым преобразователем», который имеет более высокий КПД, чем немного более простая архитектура; «обратный преобразователь». Хотя это не обсуждается подробно, обратный преобразователь отличается от прямого преобразователя тем, что его работа зависит от энергии, накопленной в воздушном зазоре трансформатора в цепи.Помимо этой разницы, они могут использовать одни и те же основные блоки.

Рисунок 1: Функциональная блок-схема источника питания переменного / постоянного тока прямого преобразователя

Блок входной фильтрации
Входной фильтр важен, так как он предотвращает попадание шума, производимого в переключающих элементах источника питания, обратно в сеть. Это также предотвращает попадание шума, который может исходить от источника питания, в последующие цепи. Фильтр пропускает сетевую частоту 50/60 Гц и ослабляет высокочастотные шумы и гармоники, которые могут присутствовать.Как и в случае с другими частями преобразователя переменного тока в постоянный, реактивные элементы, такие как конденсаторы и катушки индуктивности, выполняют важную роль частотно-избирательного подавления. Конденсаторы не пропускают постоянный ток и могут использоваться последовательно (как элементы «фильтра верхних частот», блокирующие постоянный ток) или параллельно (для шунтирования высоких частот на землю, предотвращая их прохождение к преобразователю).

Блок входной фильтрации обычно также включает в себя резистор, зависящий от напряжения, или варистор, чтобы предотвратить повреждение источника питания высокими скачками напряжения в электросети.Это прямоугольный прямоугольник с диагональной линией, проходящей через него на входе на рис. 1. Наиболее распространенным типом варистора является металлооксидный варистор (MOV). Любое напряжение, превышающее «напряжение ограничения» устройств, приводит к тому, что MOV становится проводящим, шунтируя выброс высокого напряжения и подавляя его.

Выпрямление
Простейшие преобразователи переменного тока в постоянный состоят из трансформатора после входной фильтрации, который затем проходит на выпрямитель для выработки постоянного тока. В этом случае выпрямление происходит после трансформатора, потому что трансформаторы не пропускают постоянный ток.Однако многие преобразователи переменного тока в постоянный используют более сложные многоступенчатые топологии преобразования, как показано на рисунке 1, из-за преимуществ меньших требований к трансформатору и меньшего шума, относящегося к сетевому источнику питания.

В выпрямителях

используются полупроводниковые приборы, которые условно проводят ток только в одном направлении, например диоды. Более сложные полупроводниковые выпрямители включают тиристоры. Выпрямители с кремниевым управлением (SCR) и триод для переменного тока (TRIAC) аналогичны реле в том смысле, что небольшое напряжение может управлять потоком большего напряжения и тока.Их работа заключается в том, что они работают только тогда, когда управляющий «вентиль» запускается входным сигналом. Путем включения или выключения устройства в нужный момент по мере прохождения сигнала переменного тока — ток регулируется для создания разделения постоянного тока. Для этого существует множество схем, в которых сигналы, полученные от формы волны переменного тока, используются в качестве управляющих сигналов, которые устанавливают, что тиристоры фазовых квадрантов включены или выключены. Это коммутация , и она может быть либо естественной, (в случае простого диода), либо принудительной, , как в случае более сложных устройств.

Источники питания с высоким КПД могут использовать активные устройства, такие как полевые МОП-транзисторы, в качестве переключателей в таких схемах. Причина использования более сложных топологий обычно заключается в повышении эффективности, снижении шума или использовании в качестве регулятора мощности. На диодах возникает собственное падение напряжения, когда они проводят. Это приводит к рассеянию мощности в них, но другие активные элементы могут иметь гораздо меньшее падение и, следовательно, меньшие потери мощности. Схемы SCR и TRIAC особенно распространены в недорогих схемах управления мощностью, таких как приведенный ниже пример регулятора освещенности, которые используются для непосредственного управления и управления током, подаваемым на нагрузку, при изменении входной сети.Обратите внимание, что эти реализации не являются гальваническими, если в них нет трансформатора в цепи — они полезны только в подходящих схемах, таких как прямое подключение к сети управления освещением. Они также используются в мощных промышленных и военных источниках питания, где важны простота и надежность

Рисунок 2: Преобразование на основе SCR

Коррекция коэффициента мощности (PFC)
Это наиболее сложный для понимания аспект преобразователя. PFC является важным элементом повышения эффективности преобразователя путем корректировки относительной фазы потребляемого тока к форме волны напряжения для поддержания оптимального коэффициента мощности.Это снижает характеристики «реактивной нагрузки», которые преобразователь может в противном случае предоставить источнику питания от сети. Это важно для поддержания высокого качества и эффективности электрических сетей, и компании, поставляющие электроэнергию, могут даже устанавливать специальные тарифы на реактивный ток для потребителей с низким коэффициентом мощности. Пассивный или активный PFC относится к тому, используются ли активные элементы или пассивные элементы для исправления фазовых соотношений. Полупроводниковая коррекция коэффициента мощности может относиться к микросхемам специального назначения со встроенными контроллерами, предназначенными для активного мониторинга и настройки схемы коррекции коэффициента мощности, уменьшения количества компонентов и упрощения общей конструкции при достижении более высокой производительности.Они могут включать в себя другие функции, такие как защита от повышенного / пониженного напряжения, защита от перегрузки по току, плавный пуск и обнаружение / реагирование на неисправности.

Преобразователь, изображенный на рисунке 1, представляет собой одноступенчатый преобразователь PFC. Конденсатор в этой секции используется для хранения несбалансированной энергии между пульсирующей входной мощностью и относительно постоянной выходной мощностью каскада. См. Более подробную информацию в разделе «Накопление реактивной энергии». Обычно используются двухступенчатые преобразователи PFC, поскольку им не нужно обрабатывать такой широкий диапазон напряжения на накопительном конденсаторе, который есть в универсальных источниках питания, что отрицательно сказывается на эффективности преобразования.Они также могут предложить лучший компромисс в размере конденсатора, и это может помочь снизить стоимость.

Силовой каскад
Силовой каскад регулирует мощность, передаваемую от первичной обмотки ко вторичной через трансформатор. Он состоит из активного переключающего устройства, которое переключается на высокой частоте, которая может достигать сотен кГц. Состояние переключателя ВКЛ / ВЫКЛ управляется входом широтно-импульсной модуляции (ШИМ), который изменяется в зависимости от количества мощности, которое необходимо динамически подавать на нагрузку.Эта информация получается путем обратной связи от вторичной стороны, которая может передаваться с помощью ряда методов, которые соответствуют требованиям изоляции преобразователя. Переключение на более высокую частоту приводит к уменьшению требований к трансформатору, уменьшению размера и стоимости.

Трансформатор
Трансформатор состоит из проводов, намотанных на общий сердечник, которые соединяются друг с другом за счет электромагнитной индукции. Это важно при подключении к источникам высокого напряжения (сети) — это называется преобразованием «в автономном режиме», поскольку индуктивная связь отключает сеть от последующей цепи, что намного безопаснее, чем прямое подключение.Эта связь посредством электромагнитного поля, а не прямой медной цепи, называемая «гальванической развязкой», ограничивает максимальную энергию, которая может вызвать электрический шок или опасный искровой разряд, накопленной энергией в силовых линиях магнитного поля трансформатора. Способность (связанная с размером и материалами) трансформатора накапливать энергию является важным фактором при проектировании преобразователя, поскольку она определяет, насколько хорошо трансформатор может обеспечивать энергию для поддержания желаемого потенциала напряжения при меняющихся условиях нагрузки.

Подробную информацию о теории и работе трансформатора можно найти здесь.

На рисунке 1 есть блок под названием «Mag Amp Reset», связанный с размагничиванием трансформатора из-за тока намагничивания, присущего архитектуре. Без этого остаточный материал сердечника пропитал бы его за несколько циклов ШИМ силового каскада. Хотя эта дополнительная схема слишком сложна для рассмотрения в этом руководстве, она может сбивать с толку при просмотре принципиальных схем преобразователя, и полезно знать, зачем она требуется.Существует ряд методов размагничивания, самый простой из которых — когда выключатель силового каскада выключен, ток размагничивания подается обратно через диод через отдельную вспомогательную обмотку. Эта схема ограничивает максимальный рабочий цикл ШИМ до 50%, но можно использовать более сложные методы, чтобы обеспечить более высокие рабочие циклы.

Трансформаторы или другие методы гальванической развязки (например, оптопары) часто используются для передачи информационных сигналов между первичной и вторичной сторонами. Это необходимо для облегчения более сложного управления процессом преобразования — позволяя схеме управления, расположенной на первичной стороне, реагировать на состояние нагрузки вторичной стороны и динамически изменять способ управления током, чтобы получить более низкий уровень шума и более высокую эффективность.

Выходные цепи
Как упоминалось в разделе фильтрации, электрические поля в пассивных реактивных (накопительных) элементах, таких как конденсаторы и катушки индуктивности, накапливают энергию. При использовании после выпрямления при управлении зарядом они действуют как резервуар энергии во время переменного входного цикла мощности. Это жизненно важный элемент преобразователя, поскольку этот накопитель энергии действует как источник, обеспечивая постоянное выходное напряжение при различных условиях нагрузки. Активные элементы воспринимают напряжение, подаваемое на нагрузку, и / или ток, протекающий в нагрузку, и в контуре управления с отрицательной обратной связью используют эту информацию для регулировки энергии , накачиваемой в эти накопительные элементы, для поддержания постоянного уровня выходного напряжения.В этом процессе перекачки используются активные элементы для включения и выключения тока, протекающего в аккумулирующих элементах, что упоминается в рамках общей концепции правила .

Регламент
Нам необходимо постоянное напряжение, подаваемое на цепь нагрузки, независимо от динамического сопротивления нагрузки. Без этого могут возникнуть условия повышенного или пониженного напряжения, что приведет к ложному поведению цепи или даже ее повреждению. Это особенно верно для цифровой электроники низкого напряжения, где напряжения питания должны быть строго ограничены в пределах нескольких процентов от номинального значения.Реактивные элементы не имеют встроенного контроля над этим. Преобразователь переменного тока в постоянный достигает строго контролируемого окна выходного напряжения путем условного управления энергией, накопленной в источнике реактивного накопителя с низким импедансом.

Выходное напряжение будет изменяться с течением времени по мере утечки энергии из этих элементов, а также может иметь отклонения, вызванные неидеальными характеристиками устройств, такими как последовательное сопротивление или паразитная емкость. Какое-то динамическое управление для перезарядки этого источника не требуется.Это называется регулированием. Нагрузки, такие как микропроцессоры, изменяют требуемую мощность при выполнении различных операций, и это усугубляет необходимость в активном динамическом регулировании.

Регулирующее управление — это цепь обратной связи, которая управляет переключающими элементами. В этом случае переключающий элемент находится на первичной стороне преобразователя. Для того, чтобы переключатель был эффективным, он должен быть либо жестко включен (возможно наименьшее полное сопротивление), либо жестко выключено (возможно максимальное сопротивление) — поскольку промежуточные состояния приводят к тому, что мощность, проходящая через коммутатор, рассеивается и расходуется.Полупроводниковые переключатели, такие как МОП-транзисторы, неидеальны и обладают некоторым импедансом, они рассеивают энергию, что снижает эффективность преобразования.

На самом деле есть только два способа управления переключателем: путем изменения рабочего цикла, когда переключатель включен или выключен, это называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) или регулированием частоты включения или выключения. Нерезонансный режим Преобразователи используют методы жесткого переключения, но преобразователи с резонансным режимом используют более интеллектуальный метод мягкого переключения.Мягкое переключение означает включение или выключение формы волны переменного тока в точках нулевого напряжения или нулевого тока, что устраняет потери переключения и приводит к архитектуре с очень высокой эффективностью. Такие методы, как синхронное выпрямление, заменяют выпрямительные диоды активными переключающими элементами, такими как МОП-транзисторы. Управление переключением, синхронизированным с формой входного переменного тока, позволяет полевому МОП-транзистору работать с очень низким сопротивлением включения и меньшим падением напряжения в нужный момент, что приводит к более высокой эффективности по сравнению с диодным выпрямлением.

Как схема регулирования узнает, когда нужно переключаться? Существует два основных метода управления режимом: контроль напряжения и контроль тока. В регуляторах используется один или комбинация обоих методов для регулирования напряжения, подаваемого в цепь нагрузки.

Режим управления напряжением

Схема регулирования определяет выходное напряжение, сравнивает его с опорным напряжением, чтобы создать функцию ошибки. Сигнал ошибки изменяет коэффициент переключения, чтобы приблизить выходной сигнал к желаемому уровню.Это самый простой способ контроля.

Режим контроля тока

Измеряются выходное напряжение и ток индуктора, а также комбинация, используемая для управления рабочим циклом. Этот внутренний «контур измерения тока» обеспечивает более быстрое время отклика на изменение нагрузки, но является более сложным, чем режим управления напряжением.

Еще больше усложняя регулирующий элемент, помимо метода управления, способ, которым преобразователь действует как цикл коммутации, называется непрерывным или прерывистым режимом работы.Непрерывный режим работы — это режим, при котором ток индуктора никогда не падает до нуля (если он есть в топологии преобразователя). Это более низкая пульсация на выходе и, следовательно, более низкий режим работы с шумом, но поскольку индуктор всегда является проводящим, он всегда рассеивает некоторую энергию в своих неидеальных последовательных потерях проводимости. В прерывистом режиме ток катушки индуктивности может достигать нуля, в результате чего нагрузка получает энергию от накопительных конденсаторов. Это режим работы с более высоким КПД, но он потенциально имеет большую пульсацию и более слабый контроль регулирования.

Типы преобразователей
Как уже говорилось вкратце, существует несколько типов преобразователей, связанных с их топологией, включая архитектуры с обратным ходом и обратноходовой. Это распространенные топологии, поскольку они включают трансформаторы, имеют небольшое количество компонентов и могут иметь низкую стоимость по сравнению с другими вариантами. Обратные преобразователи представляют собой повышающе-понижающие преобразователи (повышающие / понижающие) с заменой индуктора на трансформатор. Сохраненная энергия внутри трансформатора используется для коммутации вторичной обмотки через активную или пассивную схему выпрямления.Наиболее распространенный тип обратного преобразователя использует прерывистый режим (DCM), при котором ток, протекающий в трансформаторе, достигает нуля, поскольку он обычно имеет самый простой контур управления и самую низкую стоимость. Обратные преобразователи в режиме непрерывного тока (CCM) требуются для более высоких уровней мощности, но приводят к более высоким потерям в обмотке трансформатора из-за непрерывной проводимости. Многие источники питания переключаются между режимами в зависимости от уровня нагрузки. Квазирезонансное (QR) и минимальное переключение / вариации переменной частоты в обратноходовой топологии представляют собой более сложные схемы, которые оптимизируют, когда и как происходит переключение, для повышения эффективности.Обратный ход QR достигает этого за счет рециркуляции энергии неидеальных индуктивностей рассеяния, а переключение впадин снижает выбросы, вызванные перерегулированием.