140Уд6А. Микросхема 140УД6А: характеристики, применение и особенности использования

Что представляет собой микросхема 140УД6А. Каковы ее основные технические характеристики. Где применяется данная микросхема. Какие особенности нужно учитывать при ее использовании. На что обратить внимание при выборе и покупке 140УД6А.

Содержание

Общая информация о микросхеме 140УД6А

Микросхема 140УД6А представляет собой высококачественный операционный усилитель общего применения. Она относится к серии интегральных микросхем 140, разработанных в СССР для использования в различной радиоэлектронной аппаратуре.

Основные особенности 140УД6А:

  • Низкий уровень шума
  • Высокий коэффициент усиления
  • Широкая полоса пропускания
  • Возможность работы от однополярного и двухполярного питания
  • Малый ток потребления

Данная микросхема выпускается в металлокерамическом корпусе типа 301.8-1 с 8 выводами. Это обеспечивает ее высокую надежность и стойкость к внешним воздействиям.

Технические характеристики 140УД6А

Основные электрические параметры микросхемы 140УД6А:


  • Напряжение питания: ±15 В (максимальное значение)
  • Ток потребления: не более 3 мА
  • Коэффициент усиления напряжения: не менее 50000
  • Входное напряжение сдвига: не более 5 мВ
  • Входной ток: не более 80 нА
  • Частота единичного усиления: не менее 1 МГц
  • Скорость нарастания выходного напряжения: не менее 2 В/мкс

Микросхема сохраняет работоспособность в диапазоне температур от -60°C до +85°C. Это позволяет применять ее в аппаратуре, эксплуатируемой в жестких климатических условиях.

Области применения 140УД6А

Благодаря своим характеристикам, микросхема 140УД6А находит широкое применение в различных устройствах:

  • Измерительная аппаратура
  • Аудиотехника
  • Источники питания
  • Системы автоматического регулирования
  • Усилители и преобразователи сигналов
  • Активные фильтры

140УД6А часто используется в схемах предварительных усилителей, интеграторов, компараторов, генераторов сигналов. Ее применяют для усиления сигналов постоянного и переменного тока, в том числе малых уровней.

Особенности использования микросхемы

При работе с 140УД6А следует учитывать некоторые особенности:


  • Требуется симметричное двухполярное питание (например, ±15 В)
  • Необходимо обеспечить хорошее экранирование от помех
  • Рекомендуется использовать развязывающие конденсаторы в цепях питания
  • Следует соблюдать меры защиты от статического электричества при монтаже

Для получения наилучших характеристик, важно правильно выбрать внешние компоненты схемы — резисторы обратной связи, входные и выходные конденсаторы.

Выбор и покупка микросхемы 140УД6А

При приобретении 140УД6А необходимо обратить внимание на следующие моменты:

  • Приобретать только у проверенных поставщиков электронных компонентов
  • Проверять дату выпуска — не рекомендуется использовать старые микросхемы
  • Уточнять гарантийные обязательства продавца
  • При больших объемах закупки запрашивать протоколы испытаний

Стоимость 140УД6А зависит от года выпуска, производителя и объема партии. При выборе следует ориентироваться на оптимальное соотношение цена/качество.

Аналоги микросхемы 140УД6А

В качестве функциональных аналогов 140УД6А можно рассматривать следующие микросхемы:


  • К140УД6 — более ранняя модификация
  • КР140УД6 — полный аналог в пластиковом корпусе
  • LM358 — операционный усилитель от Texas Instruments
  • NE5532 — малошумящий ОУ производства Philips

При замене 140УД6А на аналоги необходимо внимательно сравнивать их параметры и особенности применения. В некоторых случаях может потребоваться корректировка схемы.

Типовые схемы включения 140УД6А

Рассмотрим несколько базовых схем на основе операционного усилителя 140УД6А:

Инвертирующий усилитель

В этой схеме коэффициент усиления определяется отношением сопротивлений R2/R1:

«` R1 140УД6А R2 Выход +Uп
-Uп «`

Данная схема инвертирует входной сигнал, то есть меняет его фазу на 180 градусов. Коэффициент усиления по напряжению равен -R2/R1.

Неинвертирующий усилитель

В неинвертирующем включении входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ:

«` Вход 140УД6А R2 Выход +Uп
-Uп R1 «`

Коэффициент усиления этой схемы равен 1 + R2/R1. Фаза выходного сигнала совпадает с фазой входного.


Рекомендации по монтажу 140УД6А

При монтаже микросхемы 140УД6А следует соблюдать следующие правила:

  • Использовать антистатические меры защиты
  • Не превышать допустимую температуру пайки (не более 260°C в течение 5 секунд)
  • Обеспечить надежный теплоотвод от корпуса микросхемы
  • Минимизировать длину проводников в высокочастотных цепях
  • Применять качественные разъемы для подключения питания и сигналов

Правильный монтаж позволит реализовать все преимущества микросхемы и обеспечит ее долговременную и надежную работу в составе устройства.

Программы моделирования схем с 140УД6А

Для проектирования и анализа схем на основе 140УД6А можно использовать различные программы схемотехнического моделирования:

  • LTspice — бесплатный SPICE-симулятор от Linear Technology
  • Multisim — профессиональный пакет для моделирования электронных схем
  • Proteus — система автоматизированного проектирования электроники
  • OrCAD — комплексное решение для разработки печатных плат

В этих программах доступны модели операционных усилителей, близких по параметрам к 140УД6А. Это позволяет оценить работу схемы еще до изготовления макета.



Микросхема 140УД6А | 235 шт в наличии на складе

Срок гарантии на микросхему 140УД6А исчисляется с момента отгрузки прибора. Предприятие-изготовитель предоставляет гарантию соответствия микросхем всем требованиям технических условий при соблюдении потребителем правил и условий эксплуатации, хранения и транспортирования, установленных документацией по эксплуатации.

Гарантия качества

После получения заказа мы перепроверяем все микросхемы 140УД6А, ровно, как и все другие измерительные приборы и изделия, в нашем отделе технического контроля (ОТК).

Эта проверка дает нам 100% гарантию того, что мы отправили заказчику на 100% рабочие устройство. Это обязательная процедура, которая хоть и несколько увеличивает время отгрузки товара заказчику, но в конечном итоге значительно экономит время, деньги и нервы сотрудников заказчика.

Мы проводим эту процедуру потому, что бывали случаи получения новых устройств с завода-изготовителя, которые не соответствовали техническим требованиям или банально имели косметические дефекты. Мы по максимуму стараемся обезопасить наших клиентов от таких случаев.

Высокое качество поставляемого оборудования на нашем предприятии обеспечивается двумя важными факторами:

  • работой квалифицированного персонала высшего уровня, качеством работы которых мы не перестаём гордиться;
  • наличием в нашей лаборатории высокоточных поверочных установок, калибраторов, стандартов и эталонов разных физических величин.

Надежная упаковка

После положительной проверки в отделе ОТК все устройства отдаются на упаковку. Поскольку высокоточная измерительная техника требует бережливого отношения к себе, то к подготовке к транспортировке отводятся повышенные требования. Наша упаковка включает в себя:

  • заводские коробки, в которых поставляются микросхемы 140УД6А;
  • транспортные коробки;
  • пенопласт как уплотнитель;
  • несколько слоев твердого гофрокартона;
  • пупырчатый полиэтилен;
  • гидроизоляционная пленка;
  • ручка для удобства транспортировки (эта деталь значительно уменьшает вероятность случайного падения товара во время транспортировки).

При габаритных поставках могут использоваться паллеты и обрешетка. По запросу заказчика также возможна поставка таких устройтаких как микросхема 140УД6А в деревянных ящиках.

Доставка

 Доставка по России.

Перепроверенный и надежно упакованный товар отдается в наш логистический отдел. В зависимости от региона страны поставка транспортными компаниями осуществляется на протяжении от 2-х до 10-и дней. Транспортные компании, с которыми мы работаем:


Также возможно сокращение срока поставки за счет использования специализированных курьерских служб.

Доставка в другие страны.

Срок доставки от 3 до 14 дней. На экспорт 140УД6А отправляется только в картонной упаковке (то есть невозможна поставка в деревянном ящике), при необходимости на паллете. 

Любое использование материалов допускается только при наличии гиперссылки на сайт pribor2000.ru, и только с письменного разрешения правообладателя ООО «Приборы и радиокомпоненты». Скопированные материалы с описания на прибор 140УД6А должны обязательно сопровождаться ссылкой pribor2000.ru/140ud6a_mikroskhema.

140УД6А, Высококачественный операционный усилитель общего применения

140УД6А, Высококачественный операционный усилитель общего применения — Доступно: 665 шт. на складе в Москве

РЭК — поставка микросхем и электронных компонентов. Более 1 700 000 наименований отечественных и импортных производителей.

Производитель: Россия

Арт: 22140

Техническая спецификация

Число ОУ в одном корпусе — 
Архитектура — 
Граничная частота усиления в малосигнальном режиме, МГц — 
Возможность работы от одного источника питания — 
Минимальное напряжение питания, В — 
Максимальное напряжение питания, В — 
Ток питания в пересчете на усилитель, мА — 
Входное напряжение смещения, мВ — 
Входной ток смещения, нА — 
Температурный дрейф нуля, мкВ/оС — 
Коэффициент усиления с разомкнутой ОС, дБ — 
Входное сопротивление, МОм — 
Коэффициент ослабления синфазной составляющей (КОСС), дБ — 
Скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс — 
Выходной ток — 
Температурный диапазон — 
Корпус — 

Описание

140УД6А, Высококачественный операционный усилитель общего применения — Микросхемы отечественные разные

Микросхемы отечественные 140УД6А, Высококачественный операционный усилитель общего применения

Цена (условия и цену уточните у менеджеров)

Доступно: 665 шт.

Мин. кол-воЦена
1 019.52 р. 
962.88 р. 
50 946.49 р. 

Отправить заявку

Приведенная информация носит справочный характер и не является публичной офертой в соответствии с пунктом 2 статьи 437 ГК РФ. Общую стоимость с учётом доставки Вам сообщит менеджер.

Покупаем на выгодных условиях: платы, радиодетали, микросхемы, АТС, приборы, лом электроники, катализаторы

Мы гарантируем Вам честные цены! Серьезный подход и добропорядочность — наше главное кредо.

Компания ООО «РадиоСкупка» (скупка радиодеталей) закупает и продает радиодетали , а также любое радиотехническое оборудование и приборы. У нас Вы сможете найти не только наиболее востребованные радиодетали, но и редкие производства СССР и стран СЭВ. Мы являемся партнером  «ФГУП НИИ Радиотехники» и накопили огромный опыт  за наши годы работы. Также многих радиолюбителей заинтересует наш уникальный справочник по содержанию драгметаллов в радиодеталях. В левом нижнем углу нашего сайта Вы сможете узнать актуальные цены на драгметаллы такие, как золото, серебро, платина, палладий (цены указаны в $ за унцию) а также текущие курсы основных валют. Работаем со всеми  городами России и география нашей работы простирается от Пскова и до Владивостока. Наш квалифицированный персонал произведет грамотную и выгодную для Вас оценку вашего оборудования, даст профессиональную консультацию любым удобным Вам способом – по почте или телефону.  Наш клиент всегда доволен!

Покупаем платы, радиодетали, приборы, АТС, катализаторы. Заинтересованы в выкупе складов с неликвидными остатками радиодеталей а также цехов под ликвидацию с оборудованием КИПиА.

Приобретаем:

  • платы от приборов, компьютеров
  • платы от телевизионной и бытовой техники
  • микросхемы любые
  • транзисторы
  • конденсаторы
  • разъёмы
  • реле
  • переключатели
  • катализаторы автомобильные и промышленные
  • приборы (самописцы, осциллографы, генераторы, измерители и др.)

Купим Ваши радиодетали и приборы в любом состоянии, а не только новые. Цены на сайте указаны на новые детали. Расчет стоимости б/у деталей осуществляется индивидуально в зависимости от года выпуска, состоянии, а также текущих цен Лондонской биржи металлов. Работаем почтой России, а также транспортными компаниями. Наша курьерская служба встретит и заберет Ваш груз с попутного автобуса или поезда.

Честные цены, наличный и безналичный расчет, порядочность и клиентоориентированность наше главное преимущество!

Остались вопросы – звоните 8-961-629-5257, наши менеджеры с удовольствием ответят на все Ваши вопросы. Для вопросов по посылкам: 8-900-491-6775. Почта [email protected]

С уважением, директор Александр Михайлов.

Двухполярный регулируемый блок питания на микросхемах

Двухполярный регулируемый блок питания на микросхемах

В лаборатории радиолюбителя желательно иметь двухполярный регулируемый блок питания, что позволяет питать радиоэлектронные устройства с различным напряжением. Схема такого блока питания, собранного на двух микросхемах и одном транзисторе, представлена на рис. 19.4.

 

 

Рис. 19.4. Принципиальная схема двухполярного регулируемого блока питания на микросхемах

 

Блок содержит небольшое число деталей и позволяет регулировать выходное напряжение в пределах ±5…15 В при выходном токе до 1 мА. С выходной обмотки силового трансформатора Т1 снимается напряжение 13…15 В и поступает на выпрямитель с удвоением напряжения, диоды VD1 и VD2. Для сглаживания пульсаций напряжения выпрямителя используются конденсаторы С1…С4. Двухполярный стабилизатор напряжения собран на основе однополярной микросхемы DA1, у которой напряжение стабилизации составляет 5 В. Регулировка выходного напряжения блока питания осуществляется переменным резистором R2.

 

Детали

Детали в блоке в основном промышленного изготовления за исключением печатной платы. Трансформатор любой, главное, чтобы его первичная обмотка была рассчитана на 220 В, а вторичная давала напряжение 13…15 В. Диоды VD1 и VD2 любые другие выпрямительные нежели на схеме со значением среднего прямого тока от 3 А при напряжении не менее 25 В. Постоянные резисторы типа МЛТ-0,25, а переменный — СП4-1 или аналогичный. Конденсаторы С1 типа К50-35, С2 — К50-16, С5 — К50-6, С3 и С4 — танталовые емкостью не менее 1 мкФ. При использовании оксидных конденсаторов — их емкость должна быть более 25 мкФ. Транзистор VT1 серии КТ818 с любой буквой или любой другой с допустимым током коллектора не менее 3 А. Указанный на схеме операционный усилитель можно заменить на К(Р)140УД6А (или Б) или К153УД6.

Вместо микросхемы, указанной на схеме, можно использовать К142ЕН5А или К(Р)142ЕН5В. Детали блока питания кроме трансформатора монтируют на печатной плате из одностороннего фольгированного стеклотекстолита размером 50×65 мм (рис. 19.5). Транзистор VT1 и микросхему DA1 следует через слюдяные прокладки закрепить на теплоотводах. Блок, собранный из исправных деталей, в наладке не нуждается и готов к работе.

Используя данное схемное решение блока питания, можно изготовить блок и на большее напряжение, до 25 В, для этого нужно только подобрать соответствующий транзистор VT1, микросхему DA1 и значения сопротивлений резисторов R1…R3.

 

 

 

Рис. 19.5. Печатная плата (а) и монтаж на ней деталей (б) двухполярного регулируемого блока питания на микросхемах

pacific% 20micro% 20data% 20 (pmd) Запчасти и электронные компоненты из 1 источника

Номера деталей получены из «pacific% 20micro% 20data% 20 (pmd)», страница 19 из 1

Больше деталей из тихоокеанского региона% 20micro% 20data% 20 (pmd):

1 Последний>

Линейная карта производителей электронных компонентов

pacific% 20micro% 20data% 20 (pmd) продукты и электронные компоненты с 1 источником

1-Source Components — это единственное, что вам нужно для любых электронных компонентов на уровне платы, требований к инструментам и сырья.У нас самый большой выбор электрических компонентов, включая устаревшие, труднодоступные и выделенные детали, а также беспрецедентный выбор компонентов Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD). Не можете найти нужную деталь? Пожалуйста, свяжитесь с нами с любыми вопросами или запросами, и мы с радостью поможем вам найти то, что вам нужно.

Являясь ведущим поставщиком компонентов Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD), компания 1-Source Components может помочь вам найти все, что вам нужно, будь то промышленное, коммерческое или военное использование.Мы внедряем местные источники, надежную систему контактов по всему миру и избыточные запасы O.E.M, чтобы помочь вам найти любые труднодоступные и заводские новые детали, которые могут быть недоступны в Интернете. Независимо от того, какие электронные компоненты Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD) вам нужны, 1-Source может помочь вам найти то, что вы ищете.

1-Source Components стремится предоставить нашим клиентам самый лучший опыт покупок, предлагая качественное обслуживание клиентов, которого вы заслуживаете, и только высококачественные компоненты Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD).Электронные компоненты 1-Source известны во всем мире своими невероятными ценами и невероятным выбором (у нас есть запасы на сумму более 1 миллиарда долларов). Приобретая компоненты Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD) через 1-Source Electronic Components, вы можете быть уверены, что получаете только лучшие электронные компоненты по наиболее конкурентоспособным ценам.

В 1-Source вы можете быстро, легко и безопасно заказать компоненты Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD) онлайн для доставки по всему миру, не жертвуя отличным обслуживанием клиентов.Наша база данных электронных компонентов очень большая, но если вы не найдете то, что вам нужно, просто сообщите нам, и мы быстро найдем это для вас. Отправьте запрос предложения или позвоните по телефону 1-888-476-5130, чтобы купить электронные компоненты у одного из ведущих в отрасли дистрибьюторов компонентов Pacific% 20Micro% 20Data% 20 (PMD).

2-2-2012 листы данных |

A29512AL-70 ESAC 970G N 931 АБ MA-2 90 025 RV16LN4 bu26 bu2630 1F33SB c d606 c MTD 27 hd404338a35s25 0 ST 900 32 PO3 900 NTE6128 NTE6128 NTE6128 NTE6128 NTE STPS15 siTSTS

D1092 D1092 HCF 029 HCF4070 -30029-30026 STK402 2SK2826-S MP1482DS vt 0Z9910ASN DA0 DA0 GA3204 PE PE 2SC4242 2SC4242 PF-34D8AD 9002 5 1010825p SN54141
tda7260 tda7260
BLD128D BLD128D
m52732 m52732
la4167 la4167 la4167
B1116 B1116
BE5X1F BE5X1F
D2137 D2137
D2137 D2137
rv803sn rv803sn
BE5X1F BE5X1F
BYP401 BYP401
D1092
ICS501-DPF ICS501-DPF
sp4425 sp4425
MSAP020a02 MSAP020a02 -3
splan splan
BE5X1F BE5X1F
LM294 LM294
1y5ed201
N74ALS175 N74ALS175
QPP-033 QPP-033
1A2882 1A288
C
VSX60LD35 VS X60LD35
PI90LV14 PI90LV14
BCR1AM-8 BCR1AM-8
MSM514400D-50 MSM514400D-50 MSM514400D-50
MSM514400D-50
LM4041AIM3-1.2 XU421
SFS9540 SFS9540
N74ALS30 N74ALS30
0Z9910ASN 0Z9910ASN JIN JIN
AT45DB32 AT45DB32
PS9601 PS9601
1331 1331
cenmax vt 300
0Z9910ASN
4949ED 4949ED
4949ED 4949ED
2073d 2073d
2073D
E13 996 996
E13003 E13003
tc58nc6689 tc58nc6689
tc58nc6689 tc58nc273225 tc58nc6689b tc58nc6689b tc58nc6689b шт. 0666
Rfp1 RFP1
c4242 c4242
DA0784-1
GA3204
dmo465r dmo465r
PG9732-C PG9732-C
PIC16F873 PIC16FIC87325 PIC16FIC87325 PIC16FIC87325 16F873
ST62T60c ST62T60c
K9F5608U0A-YIB0 K9F5608U0A-YIB0
2SC4242
PF-34D8
34D8 34D8
34D8 34D8
PIC12F6 PIC12F6
PG
KIA72 KIA72
MCH0908 MCH0908
DV1602-35R 9326 DV1602-35R
93s56
BY1600 BY1600
m4sp-6te m4sp-6te
m4sp m4sp
m4sp m4sp
XAJ0737
max232 max232
dss415109 dss415109
34bj 34bj
13n10 13n10 13n10
sii9234 sii9234
4N33 4N33
74als14 74als14
eh21a eh21a25 SW-10
SW-10 SW-10
SW-10 SW-10
w-05 w-05
305AH 305AH
TBA790KD TBA790KD
PG4A PG4A
1A60T 1A60T
irf9734n irf9734AC
186ES 186ES
24C32 24C32
3221n 3221n
E256237 E256237
5P03H 5P03H 90 027
7721 7721
max232 max232
A615 A615
P9NB60FP P9NB60FP
P9NB60FP
HD44
dss415109 dss415109
SN54141 SN54141
FQI33N10 FQI33N10
an7823a an7823a an7823a an7823a
max232 max232
mac223 mac223
dp8390 dp8390
cd74act646 cd7427 lt1302 lt1302
m147 m147
tmp8 tmp8
rt9174 rt9174
SN54141
Eh21A Eh21A
C613 C613
Serute EO 201 Serute EO 201
S2
UG2D449 UG2D449
2943 2943
408 408
AN6165SB AN6165SB AN6165SB int el
irf3530 irf3530
4gbl08 4gbl08
irf 3530 irf 3530
к161х2
КБК15 КБК15
5106 5106
UG2D449 UG2D449
N333AB N N333AB N N333AB N ug2d449
SAB3271 SAB3271
soundma soundma
hy57v1610 hy57v161610
140UD24 140UD24 30
TB1251 TB1251
ph5847 ph5847
193 193
0z9910asn 0z9910asn
1560h 1560h
650U 650U
1744 1744
ESAC25M-02d
DS32 кГц DS32 кГц
n333ab n333ab
soundmax sm-cd soundmax sm-cd
970G BT139
970G 970G
a1568 a1568
1744 1744
TSh20 TSh20
MIC4429 макс232 макс232
mc68881 mc68881
K161Kh2 K161Kh2
931 931
RTR8187 RTR8187
N333AB N333AB
RTR8187 RTR8187
MA-2
DD55F120 DD55F120
MA-2 MA-2
1N5802 1N5802
IT8502E IT8502E k161
STRW6052 STRW6052
RV16LN RV16LN
DM1564-7 DM1564-7
DM1564
DM1564
DM1564
RV16LN
3ct06b 3ct06b
V224 V224
5ke39ca 5ke39ca к2651 к2651
k2651 k2651
2375 2375
L-955 L-955
L-955 L-955
M5005 M5005
a18a a18a
tda5588 tda5588
max232 max232
max232
3ct06b 3ct06b
su169 su169
lvc245a lvc245a
JRC2267 JRC2267 JRC2267 en JRC2267 en
t712 t712
stmp stmp
3ct06b 3ct06b
MC14500BCP MC14500BCP MC14500BCP
idt54fct162244 idt54fct162244
si9926 si9926
d606 d606
MPC MPC 242c
a6393d a6393d
61c25 61c25
4p1l 4p1l
MTD200 MTD
CBSL6
1N3909 1N3909
mc1386c mc1386c
d606 d606
d606 d606 d606 900 T650
m358 m358
m358 m358
1407 1407
PJA0640 PJA0640 d606
21021 21021
STK432-070 STK432-070
xw6822 xw6822
STK432-0 STK432 -070
2 835 2835
4ph50u 4ph50u
4ph50u 4ph50u
T514 T514
455k
hd404338a35s
C673 C673
b455 b455
5105 5105 ST27
5105
TCA4 TCA4
BL2006001 BL2006001
3ct06b 3ct06b
30N03P 30N2703 30N03P 30N2703 30N2703
палладий 900 палладий 900
QL8x12B-0PF100 QL8x12B-0PF100
S30VTA60 S30VTA60
5n60m
PT-6329A PT-6329A
hd404338a35s hd404338a35s
74HC4053m
74HC4053m 742553
BL2006001 BL2006001
751M05 751M05
AD704 AD704
ba 5937fp 650
bas40-04 bas40-04
74hct4051 74hct4051
3988 3988
220V 220V
PC113
IFC350-10 IFC350-10
PC113 PC113
MI-J20 MI-J20
MC145166 27 MC145166
MLX121 MLX121
LC8945 LC8945
L_53 L_53
NTE6128
PCF8576 PCF8576
TR2009SF43 TR2009SF43
BA5937FP BA5937FP
0509D 0509D
si ssp35n03
HC14m HC14m
HC14m HC14m
RB40SK RB40SK
25TTS08 25TTS08 HFP505
837 837
5089 5089
PJ5n PJ5n
lt1210t 5 0803 0803
74ACT138E 74ACT138E
1817 1817

Vrste filtera Šta je Butterworthov filter, proračun i shema Proračun Butterworth filtera

U filterima proračun obično počinje postavljanjem parameters filtera, od kojih je najvažniji frekvencijski odziv.Kao što smo već raspravljali u članku, prvo se zahtjevi datog filtera dovode do zahtjeva prototipa niskopropusnih filtera. Primjer zahtjeva za ampitudno-frekvencijsku karakteristiku prototipa niskopropusnog filtra dizajniranog filtra prikazan je na Sli 1.


Slika 1. Primjer normaliziranog frekvencijskog odziva niskopropusnog filtra

Ovaj grafikon prikazuje ovisnost koeficijenta prijenosa filtera od normalizirane frekvencije ξ , gdje ξ = f / f v

Grafikon prikazan na sloi 1 pokazuje da je dopuštena nejednakost koeficijenta prijenosa postavljena u propusnom pojasu.Zaštitna traka postavlja minimalni omjer potiskivanja smetnji. Pravi filter može biti bilo kojeg oblika. Glavna stvar je da ne prelazi granice zadanih zahtjeva.

Фильтр это прилично дуго израчунаван метод одабира амплитудно-частотной характеристики помочу стандартных веза (м-веза или к-веза). Slična metoda nazvana je metoda primjene. Bilo je prilično komplicirano i nije davalo optimnu ravnotežu između kvalitete razvijenog filtera i broja veza. Стога су развития математический метод за приближение амплитудно-частотных характеристик заданим характеристиками.

Апроксимация у математики представляет комплексную зависимость неком познатом функц. Ova funkcija je obično prilično jednostavna. U slučaju dizajna filtera, važno je da se aproksimativna funkcija može lako shematski Implementirati. U tu svrhu funkcije se Implementiraju pomoću nula i polova koeficijenta prijenosa četveroportne mreže, u ovom slučaju filtera. Mogu se lako Implementirati pomoću LC kola or povratnih petlji.

Najčešći tip aproksimacije frekvencijskog odziva filtera je Butterworthova aproksimacija.Такви фильтры, которые назначают фильтры Баттерворта.

Фильтры Баттерворта

Posebnost frekvencog odziva Butterworth filtera je недостатак минимума и максимума у ​​пропусном поясу и зауставном поясе. Нагиб Frekvencijskog odziva на granici propusnog opsega ovih filter je 3 dB. Ako je od filtra potrebna niža vrijednost ravnine u propusnom pojasu, tada je potrebna ispravna frekvencija filtra f c je odabrano iznad navedene gornje frekvencije propusnog opsega. Funkcija aproksimacije frekvencijskog odziva za LPF prototip Butterworth filtera je sljedeća:

(1),

gdje ξ — нормализована фреквенция;
n — восстановленный фильтр.

U ovom slučaju, stvarna ampitudno-frekvencijska karakteristika filtera koji se razvija može se dobiti množenjem normalizirane frekvencije ξ do granične frekvencije filtera. Za niskopropusni Butterworth filter, funkcija približavanja frekvencijskog odziva će izgledati ovako:

(2).

Obratimo sada pažnju na to da se pri izračunavanju filtera široko koristi koncept složene s-ravnine na kojoj se kružna frekvencija iscrtava uz ordinatu , a na osi apscteriedročna.Так можно одолжить главный параметр LC-кругова коди су дио круга фильтра: частота угасания (резонантна частота) и Q-фактор. Prijelaz na s-ravninu vrši se pomoću.

Детальное извещение положенная половина Баттерворта фильтра на сложной с-равнины дано е у. Za nas je najvažnije da se polovi ovog filtera nalaze na jediničnoj kružnici na jednakojdaljenosti jedan od otherog. Broj polova određuje se prema redoslijedu filtera.

На срезы 2 приказа на локальном уровне за фильтр Butterworthov првог реда.Frekventni odziv koji odgovara datom full položaju na kompleksnoj s-ravnini prikazan je pored njega.


Slika 2. Положи пол и фреквенцкий одзив Butterworthovog filter prvog reda

Slika 2 показывает да за фильтр првог реда пол мора бити подешен на нульту фреквенцию, а негов Q-фактор мора бити йеднак. Grafikon frekvencijskog odziva pokazuje da je frekvencija ugađanja pola zaista jednaka nuli, a faktor kvalitete pola je takav da je pri graničnoj frekvenciji normaliziranog Butterworthovog filtera jednakoeficoj − njeentgov.

Polovi za Butterworthov filter other reda Definirani su na potpuno isti način. Ovaj put se frekvencija ugađanja polova bira na sjecištu jedinične kružnice s ravnom lineijom koja prolazi kroz središte kruga pod kutom od 45 ° Primjer locacije polova na složenoj s-ravnje od i frekven
Slika 3. Распоред пол и фреквенцій одзів масленичный фильтр другого реда

у овом случаю, резонантна частота пола налази у себя близко граничне частота нормализираног фильтра.Jednako je 0,707. Q-фактор поля према графу положая половина два пути е вечи од Q-фактора поля Баттерворта-овог фильтра првог реда, па е нагиб амплитудно-частотные характеристики вечи. (Обратитесь пажнью на броже на десной страни графики. Када е помак фрэквенцйе йеднак 2, потискиванье е вец 13 дБ) Lijeva strana frekvencijskog odziva pola je ravna. To je zbog utjecaja pola koji se nalazi u zoni negativnih frekvencija.

Положи полова и фреквенцкий одзив Мясниковник фильтр трецег реда приказы на срезе 4.


Slika 4. Положи полова Баттерворт фильтра трецег реда

Као это можно увидеть из графики приказа на сликама 2 … 5, с повествованием редослиеда Баттерворта фильтра, нагиб фреквенцььког одзизбанного лекарства и наркотика реализация пол характеристики преноса фильтра, povećava se. Управление повествованием потребног фактора квалите граничава максимальные переделанные фильтры коди се може остварити. Trenutno je moguće Implementirati Butterworth filtere do osmog — desetog reda.

Čebišev filteri

U čebiševskim filterima ampitudno-frekvencijski odziv se aproksimira na sljedeći način:

(3),

U ovom slučaju, амплитудно-частотный одзив правог Chebyshevljevog filtera, baš kao i u Butterworth filterru, može se dobiti množenjem normalizirane frekvencije ξ do granične frekvencije filtera koji se razvija. За отсутствием фильтра Чебышева, Frekvencijski odziv može se odrediti na sljedeći način:

(4).

Frekvencijski odziv niskopropusnog Chebyshevovog filtera karakterizira strmiji otklon u frekvencijskom području iznad gornje frekvencije prolaza.Ovaj dobitak postiže se zbog pojave neujednačenog frekvencijskog odziva u propusnom pojasu. Неравномерность апроксимации фреквенцкого одзива фильтра Чебышев узрокована е вечим фактором оцените полова.

Детальное извещение, касающееся поля aproksimativne funkcije Čebiševljevog filtera na s-ravnini dano je u. Za nas je važno da se polovi čebiševskog filtra nalaze na elipsi čija se glavna os podudara s osi normaliziranih frekvencija. Na ovoj osi elipsa prolazi kroz graničnu točku frekvencije niskopropusnog filtra.

U normalizovanoj verziji ova tačka je jednaka jedan. Друга ос je odreena neravnomjernošću funkcije aproksimacije frekvencijskog odziva u propusnom pojasu. Što je veća dopuštena neravnina u propusnom pojasu, ova je osa manja. Postoji svojevrsno «izravnavanje» jediničnog kruga Butterworth filtera. Čini se da se polovi približavaju osi frekvencija. Одговара повечаню Q-фактора пола фильтра. Што су веце нееднакости у пропусном поясе, вечи е Q-фактор пола, веча е стопа повечааня пригушеня у непропусном опсегу Чебышевог фильтра.Broj polova funkcije aproksimacije frekvencijskog odziva određen je po redoslijedu Čebiševljevog filtera.

Требуется имя фильтра Чебышева, првог реда не постой. Положай полова и фреквенцкий одзив чебишевский фильтр другог реда приказани су на слиси 5. Карактеристика чебишевского фильтра занимливается по тому, что су фреквенцие полова ясно видливе на нему. Они одговараю максимума фреквенцкого одзива у пропусном поясе. За фильтр другог реда, фреквенция полова одговара ξ = 0.707.

Frekvencijski odziv Butterworth filtera opisan je jednadžbom

Karakteristike Butterworth filtera: nelinearni fazni odziv; граничная частота неовисна о брою полова; осцилляторные характеристики приятного одзива са степенстим улазным сигналом. Kako se redoslijed filtera povećava, oscilatorni karakter se povećava.

Čebišev filter

Frekvencijski odziv Chebyshevovog filtera opisan je jednadžbom

,

gdje T n 2 (ω / ω n ) — Čebomšev polinom n -to je red.

Чебомшев полином израчунава с помо- щью пониженной формулы

Карактеристике Чебышевог фильтра: пове- чана неуедначеность фазного одзива; валовита характеристика у пропусном поясу. Što je veći koeficijent neujednačenosti frekvencijskog odziva filtera u propusnom pojasu, to je oštriji pad u prelaznom području istim redoslijedom. Пролазна валовитость в степенастим уличным сигналом яча один из масличных фильтров. Q-faktor polova Chebyshevljevog filtera veći je od onog Butterworth filtera.

фильтр Бесселова

Frekvencijski odziv Besselovog filter opisan je jednadžbom

,

gdje
; B n 2 (ω / ω к.ч с ) — Бесселовым полином n -го ордена.

Бесселов полином израчунава, что помогает понять формулу

Карактеристике Бесселового фильтра: прилично определен частный одзив и фазы одзив, апроксимирани гауссовом; fazni pomak filtera proporcionalan je frekvenciji, tj.фильтр ima frekvencijsko neovisno vrijeme grupnog kašnjenja. Granična frekvencija se mijenja kako se mijenja broj polova filtera. Otpuštanje filtera obično je pliće od onog u Butterworthu i Chebyshevu. Ovaj filter je посебно погодан за импульсна кола и фазно осьетливу обраду сигнала.

Zaštitni filter (eliptični filter)

Opći prikaz prijenosne funkcije Cauer filtra

.

Значайке защитного фильтра: нееднак фреквенцкий одзив у пропусном поясе и зауставном поясе; najoštriji pad frekvencijskog odziva svih navedenih filtera; имплементация потребления приеносне функции с нижим редослийедом фильтра него при корштеню других vrsta filtera.

Definiranje redoslijeda filtera

Potreban redoslijed filtera određuje se donjim formulama i zaokružuje prema najbližoj cijeloj vrijednosti. Redoslijed Butterworth filtera

.

Naručivanje filtera Čebišev

.

За фильтром Бесселова не действует формула для изучаемого налога; umjesto toga, tablice korespondencije reda filtera minimalnom odstupanju vremena kašnjenja od jedinične vrijednosti i razine gubitka u dB) date su na datoj frekvenciji.

Приком израчунавана редослиеда Бесселовог фильтр поставляю сследующие параметры:

    Постотна толерантность группы времени качания на датой частоты ω ω чешских крон с ;

    Nivo слабое появление фильтра, которое может быть поставлено в дБ на частотах ω нормализовано у односу на ω чешских крон с .

На темелю ових података одолжение себе потребан редослиед Бесселовог фильтра.

Схема каскада lpf 1. i 2. reda

Na sl. 12.4, 12.5 приказу типичне схема степена нископропусных фильтров.


а ) b )

Пиринач. 12.4. ФНЧ фаза Баттерворт, Чебышев и Бессель: а — 1. красный; б — 2. красный


а ) b )

Пиринач. 12.5. Заштитное ФНЧ каскаде: а — 1. красный; b — 2. красный

Опция приказа приеносных функций LPF -a Butterworth -a, Chebysheva i Bessela 1.i 2. реда

,
.

Опция приказа приеносных функций Cauer LPF -a 1. i 2. reda

,
.

Ключна разлица измeню Cauer filtera 2. Реда и фильтр на урезиме у томе это у приеносной функции Cauer filtra omjer frekvencija Ω с ≠ 1.

Методология определения LPF -а за Баттерворт, Чебышев и Бессель

Ова техника с темемией на коэффициенты наведеним у таблицы и врии за Баттерворт, Чебышев и Бессель фильтр.Метод прохождения за Cauer filtere data je zasebno. Izračun LPF -a za Butterworth, Chebyshev i Bessel počinje utvrđivanjem njihovog redoslijeda. За свой фильтр поставлены су параметры минимального и максимального предложения и граница частоты. Za filtere Chebyshev dodatno se određuje koeficijent odziva frekvencije u propusnom pojasu, a za Besselove filtere vrijeme grupnog kašnjenja. Zatim se određuje prijenosna funkcija filtera, koja se može uzeti iz tablica, te se izračunavaju njegove kaskade 1.i 2. reda, primjenjuje se sljedeći postupak izračuna:

    Ovisno o redoslijedu i vrsti filtera, biraju se sheme njegovih kaskada, dok se filter parnog reda sastoji od n /2 a reda filter nepiza 2, reda. jedne kaskade 1. reda i ( n 1) / 2 каскаде II реда;

    Из полученных изображений kaskadu prvog reda:

Odabrana vrsta i redoslijed filtera odreuju vrijednost b 1 Каскада 1.reda;

Smanjivanjem traga odabire se ocjena kapaciteta C и прорачивает R формулу (можно использовать R , также как предварительную формулу C , zbog tačnosti)

;

Dobit se računa TO at U 1 kaskada 1. reda, koja se određuje iz relacije

,

gdje TO at U — dobitak filtera u cjelini; К к U 2 , г. …, TO at Un — faktori pojačanja faza 2.reda;

За внедрение TO at U 1 потребно и поставит ответ на основную слежку

R B = R A ּ ( TO at U1 –1) .

    Da Biste izračunali kaskadu Другог Реда:

Smanjivanjem zauzete površine odabiru se nominalne vrijednosti kapaciteta C 1 знак равно К 2 знак равно С ;

Koeficijenti se biraju prema tablicama b 1 i i П пи за каскаде 2.reda;

При данных емкости конденсатора C izračunavaju se otpornici R prema formuli

;

Za odabranu vrstu filtera morate postaviti odgovarajuće pojačanje TO at Ui = 3 — (1/ P pi ) svake faze 2. reda, postavljanjem otpornika, na osnovu sljedećeg omjera

R B = A ּ23 924 Ui –1) ;

Za Besselove filtere, pomnožite sve kapacitete sa potrebnim grupnim kašnjenjem.

U ovom ćemo članku govoriti o Butterworthovom filter, rasmootriti redoslijed filter, decenije и oktave te detaljno analysis niskopropusni Butterworthov niskopropusni filter trećeg reda s proračunom i krug.

Uvod

U uređajima koji koriste filtere za Oblikovanje frekvencog spektra signala, na primjer u komunikacijskim or upravljačkim systemima, Oblik or širina otpuštan otpuštanzhi koji » активни фильтры развития с више од едног «редослиеда».Ove vrste filtera su općenito poznate kao filteri «visokog reda» или «n-tog reda».

Redoslijed filterriranja

Složenost or vrsta filtera određena je «redoslijedom» filtera i ovisi o broju reaktivnih komponenti, poput kondenzatora or prigušnica u njegovoj ofvedbi. Također знамо да брзина отпущаня, самим тим и пропусна ширина приелаза, овисе о редном брою фильтра и да за едноставан фильтр првог реда има стандартную брзину отпуштана на 20 дБ / деценцию или 6 дБ / октавание.

Затим, за фильтр коди има н-ти редни брой, на этом имати накнадну брзину отпуштаня от 20 дБ / деценю или 6 дБ / октаву. Dakle:

  • filter prvog reda ima stopu opadanja od 20 dB / deceniju (6 dB / oktavu)
  • filter other reda ima stopu opadanja od 40 dB / deceniju (12 dB / oktavu)
  • filter reda ima frekvenciju otpuštanja 80 дБ / deceniju (24 дБ / октаву) итд.

Filtri visokog reda, poput trećeg, четвертог и петог, обычно se formiraju kaskadnim pojedinačnim filterima prvog i other reda.

Na primjer, два нископропусна фильтра другого реда могу себе каскадирати да формировать нископропусный фильтр четвртог реда итд. Яко redoslijed filtera koji se može generirati nije ograničen, povećanje narudžbe povećava njegovu veličinu i cijenu te smanjuje njegovu točnost.

Decenije i oktave

Lastnji komentar o Decenije i Oktave … Ljestvica frekvencija decenija Je li deseterostruko povećanje (pomnoženo s 10) ili deseter.Na primjer, 2 до 20 Гц представляет jednu deceniju, dok 50 do 5000 Hz представляет dvije decenije (от 50 до 500 Гц, затем от 500 до 5000 Гц).

Octave Je udvostručenje (pomnoženo sa 2) or profolovljenje (dijeljenje s 2) na frekvencijskoj skali. Na primjer, 10 до 20 Гц представляет jednu oktavu, 2 до 16 Гц su tri oktave (2 до 4, 4 до 8 и на краю 8 до 16 Гц), udvostručavajući frekvenciju svaki put. U svakom slučaju, logaritamska ljestvice se široko koriste u frekvencijskom domenu za označavanje vrijednosti frekvencije pri radu s pojačalima i filterima, pa ih je važno razumjeti.

+

Budući да су SVI otpornici коджа određuju frekvenciju jednaki, kondenzatori коджа određuju frekvenciju, graničnu Иле kutnu frekvenciju (ƒC) ZA фильтр prvog, drugog, trećeg Иле САК četvrtog Reda također би trebali Бить jednaki я pronaći IH pomoću poznatog jednačina:

Као и код фильтра првог и другог реда, высокопропускные фильтры трецег и четвртог реда настаю единым замком, положительная компонента за одноразовое использование частотных фильтров и конденсаторов.Filteri visokog reda mogu se dizajnirati slojedeći procedure koje smo ranije vidjeli u vodičima za niskopropusne i visokopropusne filtere. Međutim, ukupni dobitak filtera visokog reda je fiksno, jer su sve komponente koje određuju frekvenciju iste.

Aproksimacije filtera

Do sada smo gledali niskopropusna i visokopropusna filter kola prvog reda i njihove rezultirajuće frekvencijske i fazne karakteristike. Idealan filter dao bi nam specificikacije za maksimalnu dobit и propusnost propusnosti, минимально слабые свойства пропускной способности и vrlo strmu propusnost za zaustavljanje propadanja (пропусна ширина скока), pa je Очитов да броски звезды.

Nije iznenađujuće da postoji niz «funkcija uklapanja» у линейного дизайна аналоговых фильтров koji koriste matematički pristup kako bi najbolje približili funkciju prijenosa prokja.

Takvi su dizajni poznati kao Eliptičan , Butterworth , Chebyshev , Bessel , Kauer и много других. От других домашних животных «классических» функций апроксимация линейных аналоговых фильтров Фильтр Баттерворта представляет собой дизайн , но не используется. Фильтр Баттерворта является более надежным и надежным.

Фильтр Баттерворта нижних частот

Фрагментарный фильтр апроксимации Фильтр Баттерворта Это название и «максимальный раван» (без таласа), одзив его, ширина появанас дизайна, частота одного мес. ) делать граничные частоты с -3 дБ без таласа. Выше частота изван граничит с точкой сманюю себе на нулу у зауставном поясе на 20 дБ / деценцию или 6 дБ / октаву. To je zato što ima «faktor kvalitete», «Q» od samo 0,707.

Međutim, jedan od glavnih nedostataka Butterworth filtera je taj što postiže ovu ravnost propusnog opsega na račun širokog prijelaznog pojasa kako se filter mijenja iz propusnog u zaustavni pojas. Takođe ima loše fazne karakteristike. Idealan frekvencijski odziv, nazvan filterrom od «ciglenog zida», i standardne Butterworthove aproksimacije za različite redove filtera prikazani su u nastavku.

Imajte na umu da što je redoslijed Butterworth filtra viši, više je kaskadnih koraka u dizajnu filter and što se filter bliže идеальном одзиву зида од опеке.

U praksi, međutim, idealni Butterworth -ov frekvencijski odziv nije ostvariv jer uzrokuje prekomjernu valovitost u propusnom pojasu.

Tamo gdje je generalizirana jednadžba koja predstavlja Butterworthov filtar «n» reda, frekvencijski odziv je dan kao:

Gdje: n predstavlja redoslijed filtera, ω jenaks

Ako je A max Definiran na frekvenciji jednakoj graničnom kutu od -3 dB (ƒc), tada će ε biti jedan, pa će stoga ε 2 također biti jedan.Međutim, ako sada želite odrediti A max pri drugoj vrijednosti pojačanja napona, na primjer, 1 дБ или 1,1220 (1 дБ = 20 * logA max), tada se nova vrijednost ε nalazi po formuli:

до

значений

Frekvencijski odziv filter se može matematički odredi prema njemu prijenosna funkcija sa standardnom funkcijom prijenosa napona H (jω) i zapisuje se kao:

(

)

(сейчас

) za označavanje S-područja. rezultirajuća prijenosna funkcija ZA niskopropusni фильтр drugog REDA Data JE Као:

Normalizirani polinomi niskopropusnih Баттерворта filtera

Како би pomogao у dizajnu svojih niskopropusnih filtera, Баттерворта JE stvorio standardne tablice normaliziranih niskopropusnih polinoma drugog Reda с vrijednostima koeficijenata коджи odgovaraju graničnoj frekvenciji ugla od 1 radijan / s.

N Нормализирани полиноми називника у факторисаном облику
1 (1 + S)
2 (1 + 1.414 с + с 2)
3 (1 + с) (1 + с + с 2)
4 (1 + 0,765 с + с 2) (1 + 1,848 с + с 2)
5 (1 + с) (1 + 0,618 с + с 2) (1 + 1,618 с + с 2)
6 (1 + 0,518 с + с 2) (1 + 1,414 с + с 2) (1 + 1,932 с + с 2)
7 (1 + с) (1 + 0,445 с + с 2) (1 + 1,247 с + с 2) (1 + 1,802 с + с 2)
8 (1 + 0,390 с + с 2) (1 + 1,111 с + с 2) (1 + 1,663 с + с 2) (1 + 1,962 с + с 2)
9 (1 + с) (1 + 0,347 с + с 2) (1 + с + с 2) (1 + 1,532 с + с 2) (1 + 1,879 с + с 2)
10 (1 + 0,313 с + с 2) (1 + 0,908 с + с 2) (1 + 1,414 с + с 2) (1 + 1,782 с + с 2) (1 + 1,975 с + с 2)

Проработка и дизайн нископропусных фильтра Баттерворта

Пронять переделанный активный нископропусной масленичный фильтр, что с характеристикой даты као: A макс. = 0,5 дБ при частоте / частоте вращения 200 Гц A мин. = -20 дБ в зауставном поясе частота (ωs) 800 рад / сек.Također projektirajte prikladno kolo filtera Butterworth kako bi zadovoljilo ove zahtjeve.

Prvo, максимальное положение A max = 0,5 дБ, это означает, что пояс 1,0593 , запамтите да: 0,5 дБ = 20 * log (A) при частоте (ωp) от 200 рад / с, па эпсилон ε nalazi po:

Другой, минимально возможное значение zaustavnog opsega A min = -20 дБ, što je jednako pojačanju 10 (-20 дБ = 20 * log (A)) при частоте зауставного сигнала (ωs) 800 рад / с или 127,3 Гц.

Заменом значения у опцой jednadžbi за frekvencijski odziv Butterworth filtera dobivamo sljedeće:

Budući da n uvijek mora biti na cijeli broj 900, 2, 2, 2, 2, 2, 3, 4, 4, что нужно, чтобы найти броу 900, биоэпизод 2. filter trećeg reda, stupanj filtra other reda zahtijeva kaskadnu vezu sa filterkim stupnjem prvog reda.

Iz gornje tablice normaliziranih niskopropusnih Butterworthovih polinoma, koeficijent za filter trećeg reda je dan kao (1 + s) (1 + s + s 2) i to nam daje dobitak od 3-A = 1 or A = 2.При A = 1 + (Rf / R1), одабиром мощности и за повторный отпорник Rf и за отпорник R1 добивамо мощности од 1 кОм и 1 кОм, соответственно, као: (1 кОм / 1 кОм) + 1 = 2.

da se granična kutna frekvencija, točka -3 dB (ω o) može pronaći pomoću formule 1 / CR, ali moramo pronaći ω o iz frekvencije propusnog opsega ω p,

Tako je granična , 2 Гц (284 / 2π), с хорошим значением формулы 1 / RC, может быть проницаемость передачи и конденсатора за наше колено трецег красного цвета.

Imajte na umu da bi najbliža željena vrijednost 0,352 мкФ было 0,36 мкФ или 360 нФ.

На краю, наверху отсутствует фильтр, круг Баттерворт , красный с граничным узким диапазоном частоты 284 рад / с или 45,2 Гц, максимальное значение пропусного значения от 0,5 дБ и минимальное изменение уровня заряда 20 дБ слиеди.

Dakle, za naš Butterworth niskopropusni filter 3. Reda s kutnom frekvencijom od 45,2 Hz, C = 360 nF i R = 10 kΩ

Харьковский национальный университет радиоэлектроника

Одсек ПРУЭ

КУРСНИЙ РАД
OBJAŠNJENJE

ФИЛЬТР VISOKI MASLACA

Харьков 2008

Tehnički zadatak

Дизайн высокопропускного фильтра (HPF) с апроксимацией амплитудно-частотной характеристики (AFC) помочу полинома масличника, рекомендуется потреблять редослид фильтр, также на поставленный параметр 1 дБ

AFC (0 дБ).

U м In = 250 мВ

gdje je maksimalni koeficijent prenosa filtera;

Minimalni prijenosni omjer u propusnom opsegu;

Максимальный добитак фильтра у зоны кашня;

Granična frekvencija;

Učestalost sa koje je pojačanje filtera niže.

Slika 1 — Butterworth HPF ПРЕДЛОЖАК.

Osigurajte malu osjetljivost na odstupanja nominalnih vrijednosti elemenata.

ОПИСАНИЕ

Namirenje i objašnjenje: 26 str., 11 sl., 6 tabela.

Svrha rada: sinteza aktivnog sklopa visokopropusnog filtera RC i proračun njegovih komponenti.

Метод истраживания: апроксимация frekvencijskog odziva filtera Butterworthovim polinomom.

Približna funkcija prijenosa Implementirana je pomoću aktivnog filtera.Фильтр изграен в каскадном везом независимых веза. U aktivnim filterima koriste se neinvertirajuća pojačala s konačnim pojačanjem, koja se Implementiraju pomoću operacijskih pojačala.

Rezultati rada mogu se koristiti za sintezu filtera za radiotehniku ​​i kućnu opremu.

Увод

1. Предварительные скользящие схемы

3.1 Нормализация HPF -a

3.2 Određivanje potrebnog redoslijeda filtera

3.3 Определение полиномы Баттерворта -a

3.4 Obrnuti prijelaz s normaliziranog na visokopropusni filtar

3.5 Предоставление услуг на коло

3.6 Принято к использованию на коло

4. Proračun elemenata kola

5. Tehnika podešavanja podešavanja razvijenog filtera

Увод

Донедавни результаты успешных дигитальных и аналоговых уреждений у радиопередачи и техничьим средством телекомуникации нису могли не изазвать осьецай незадовольств. Digitalni čvorovi, имплементации из широкого использования интегрируемых микро кола (IC), повышенного уровня своего конструктивного и технологического довршеношчу.Друга ситуация в соединении за преобразование аналогового сигнала, коже су, на первый план, у телекомуникации чиниле от 40 до 60% объема и массы коммуникационного режима. Гломазни, с великим броском непоузданных и дуготрайних элементов намота, изгледали су толсто депресивно на позадини великих интегриранных кругов да су довели до мишленя бройных струньяка или потребителя «электронное радио».

Potonji, međutim, kao i svaka other krajnost, nisu (i nisu mogli) dovesti do rezultata primjerenih očekivanim.Istina je, kao i u svim ostalim slučajevima, bila negdje u sredini. U brojnim slučajevima oprema je učinkovitija, izgrađena na funkcionalnim analognim čvorovima, čija je elementarna osnova primjerena mogućnostima i ograničenjima mikroelektronike.

Adekvatnost u ovom slučaju može se osigurati prijelazom na aktivna RC kola, čija elementarna osnova ne uključuje индуктор и преобразователь, koji se у основания не внедрять pomoću mikroelektronike.

Valjanost takvog prijelaza trenutno je određena, s jedne strane, postignućima teorije aktivnih rc kola, a s druge strane uspjehom mikroelektronike, koja je programmerima omogućila visokokvalitetne linearne interalne.Ova op-pojačala, koja posjeduju veliku funkcionalnost, značajno su obogatila analogna kola. То есть посебно видливо у кругима активных фильтров.

До 60 -их годов в главном су себе за реализацию фильтра, в котором содержатся элементы, в главном пасивном элементе, т. индукторима, конденсаторима и отпорничима. Главни проблемы у реализации таких фильтров, величина индуктора (на ниским частотам постаю предыдущие гламазни). Развоем интегрированных оперативных поясала 60 -их година появио с нови смджер у дизайна активных фильтров на бази опоячала.Активные фильтры в настроении, конденсаторе и оппоячала (активне компонента), а также в нем нет индуктора. Након тога су активни фильтры готово у попуны замиенили пасивне. Данас себе пасивни фильтры користе само на высокой частоте (изнад 1 МГц), изван фреквенцкого распона вечине оппоячала у опцой употребления. Али чак и у многих высокофреквентным способом, као это на радио предустановки и приёмники, традиционные RLC фильтры, заменяющие себя кристаллическим и површинским акустическим валовитим фильтром.

Danas se u mnogim slučajevima analogni filterri zamjenjuju digitalnim. Rad digitalnih filter uglavnom je omogućen softverom, pa se ispostavilo da su oni mnogo fleksibilniji u primjeni u odnosu na analogne. Uz pomoć digitalnih filtera moguće je Implementirati takve prijenosne funkcije koje je vrlo teško dobiti konvencionalnim metodama. Međutim, digitalni filterri još uvijek ne mogu zamijeniti analogne filtere u svim situacijama, pa ostaje potreba za najpopularnijim analognim filterima — aktivnim RC filterima.

1. Предварительные скользящие схемы

Filtri su uređaji za odabir frekvencije koji dopuštaju or odgađaju signal koji se nalaze u određenim frekvencijskim opsezima.

Filteri se mogu klasificirati prema frekvencijskim karakteristikama:

1. Niskopropusni filteri (LPF) — propuštaju sve vibracije s frekvencijama koje nisu veće od odreene granične frekvencije i konstantnom componentom.

2. Высокопропускные фильтры (ВНЧ) — пропустить све вибрация кое нису ниже од одренинские граничные частоты.

3. Полосовые фильтры (BPF) — пролазны осцилляции у од реном фреквенцйском поясе, коже е од ренцйо одзивам нивоом фреквенцкого одзива.

4. Filteri za potiskivanje pojasa (BPF) — kašnjenje oscilacija u odreenom frekvencijskom pojasu, što je odreeno određenim nivoom frekvencog odziva.

5. Urezani filteri (RF) — vrsta PPF -a koji ima uski pojas odgode i naziva se još i urezni filter.

6. Fazni Filri (FF) — imaju konstantan, u perfectnom slučaju, koeficijent prijenosa na svim frekvencijama i dizajnirani su za promjenu faze ulaznih signala (Посебно за времяменско кашьняние сигналы).

Slika 1.1 — Основное начало фильтра

С активным RC-фильтром не может быть достигнута идеальная область frekvencijskog odziva као это это приказано на слайсе 1.1 као правокутник на строгом постоянном появлении пропусного опсега, бесконечно слабый по одному из возможных ответов. Dizajn aktivnog filtera uvijek je kompromis između idealnog Oblika karakteristike i složenosti njene implementationacije. Себе назива «проблема апроксимация».U mnogim slučajevima zahtjevi za kvalitetom filtracije omogućavaju snalaženje s najjednostavnijim filterima prvog i friendog reda. Некэ шеме таких фильтров представлён су у наставку. Дизайн фильтра у овом се случайная система на выбор кола с найприкладным конфигурацией и накадно изучается значение номинальных значений элемента за одренирование частоты.

Međutim, postoje situacije u kojima zahtjevi za filterriranje mogu biti mnogo stroži, pa mogu biti potrebne sheme viših redova od prvog i другог.Dizajniranje filtera visokog reda složeniji je zadatak, o čemu se radi u ovom kursu.

У наставку су наведенье некэ основне схема првог другог реда с описом предности и недостатака сваке од нжих.

1. LPF-I и HPF-I na bazi neinvertirajućeg pojačala.

Slika 1.2 — Filtri zasnovani na neinvertirajućem pojačalu:

а) ФНЧ-I, б) ФНЧ-I.

«Предности склопова фильтра», «Неустабильна на самопобуду».

2. LPF-II и HPF-II в повратном спреге у вышеперечисленных петель.

Slika 1.3 — Фильтр в повторяющемся режиме на вышеперечисленных изображениях:

а) ФНЧ-II, б) ФНЧ-II.

Табела 2.1-Предности и недостаточности LPF-II в повратном спреге у вышеперечисленных петель

Таблица 2.2-Предности и недостачи HPF-II с повторным везом у више петли

2. LPF-II i HPF-II Sullen-Kay.

Slika 1.4 — Sullen -Kay filteri:

а) ФНЧ-II, б) ФНЧ-II

Табела 2.3-Предности и недостатки Суллен-Кей LPF-II.

Таблица 2.4-Предности и недостатки Sullen-Kay HPF-II.

3. LPF-II и HPF-II обоснованы на претварачима импеданс.

Slika 1.5 — LPF II, коло обосновано на претварачимом импедансе:

а) ФНЧ-II, б) ФНЧ-II.

Таблица 2.3-Предности и недостатки LPF-II и HPF-II засвидетельствованы на претварачима импеданс.

2. Избор и оправданость круга фильтра

Metode projektiranja filtera razlikuju se u dizajnu.Дизайн пасивных RC фильтра увеличенного je određen структурным диаграммом

Активные фильтры математической математики на описании приеносном функционале. Tipovima odziva frekvencije daju se nazivi polinoma prijenosne funkcije. Svaka vrsta frekvencijskog odziva Implementirana je s određenim brojem polova (RC-kola) у skladu s datim nagibom frekvencijskog odziva. Najpoznatije su aproksimacije Butterworth -a, Bessel -a, Chebysheva.

Butterworthov filter ima najravniji frekvencijski odziv, u pojasu potiskivanja, nagib prijelaznog presjeka je 6 dB / okt po polu, ali ima nelinearni fazni odziv, ulazni impulsni napon izaziva iza kazilación.

Фильтр Бесселова ima linearni fazni odziv, malu strminu prijelaznog dijela frekvencijskog odziva. Signali svih frekvencija u propusnom pojasu imaju ista timenska kašnjenja, pa je pogodan za filterriranje rightokutnih impulsa koji se moraju slati bez isobličenja.

Čebišev filtar je filter jednakih valova u zajedničkom ulaganju, mase ravnog oblika izvan njega, pogodan za kontinuirane signal u slučajevima kada štitnik za usta mora imati strm nagibogiznčivíčíčí é.

Едоставне схема фильтра првог и другог реда користе сэ само ако не постое строги захтеви за квалитету фильтранья.

Каскадно повезло линкова фильтра проводи се ако е редослид фильтр вечи од другог, однозначно када е потребно формирати приеносну характеристику с врло великим слабым сигналом у потиснутым свободным один и великий. Rezultirajuća prijenosna funkcija dobiva se množenjem parcijalnih koeficijenata prijenosa

Krugovi su izgrađeni prema istoj shemi, ali nazivi elemenata

R, C su različiti i zavise od graničnih frekvencija filtera i njegovih traka: f sp.ph / f sp.l

Međutim, treba imati na umu da kaskadno povezivanje, na primjer, dva Butterworthova filtera other reda ne daje Butterworthov filter Четвертогий фильтр, jer će rezultirajući filter imati različitu граничную и необычную. Stoga je pojenosnih funkcija odgovara odabranom tipu aproksimacije. Stoga će dizajn AF uzrokovati poteškoće u smislu dobivanja idealnih karakteristika i složenosti njegove implacije.

Zbog vrlo velikih ulaznih i malih izlaznih impedancija svake veze, nema izobličenja zadane prijenosne funkcije i mogućnosti neovisne regacije svake veze. Независимость веза omogućuje široku регулирование svojstava svake veze promjenom njenih parameterara.

U osnovi nije važno kojim redoslijedom su postavljeni djelomični Filri, jer će rezultirajuća prijenosna funkcija uvijek biti ista. Međutim, postoji niz praktičnih smjernica u vezi s redoslijedom povezivanja djelomičnih filtera.Na primjer, radi zaštite od samopobude, niz veza bi trebao biti organiran u rastućem redoslijedu djelomične granične frekvencije. Други редослид може довести до само-побуде друге карикэ у подручью эмитиранья фреквенцкого одзива, будучи да фильтры с вечим граничным фрэквенсиям обычно имаю високи фактор Q у подручьвен граничне.

Другие критерии, что есть одни на заходе за минимизацию нивоа бук на улицу. У овом случаю, редослид веза е обрнут, фильтр с минимальным граничным фреквенцией уманывает разину буке коя производи из прходных веза ступня.

3. Модель с топологическим фильтром и применена функция напона

3,1 У овой клаузули, переделанный Баттерворт HPF -a će biti odabran, a tip njegove prijenosne funkcije bit će određen prema parametrima navedenim u tehničkoj specikaciji:

Slika 2.1 — Предложак высокопропускного фильтра према извещаю о раду.

Модель тополошкого фильтра.

3.2 Нормализация HPF -a

Iza prijenosnog omjera:

K макс = K 0 -K p = 26-23 = 3 дБ

K мин = K 0 -K z = 26 — (- 5) = 31 дБ

По учетности:

3.3 Određivanje potrebnog redoslijeda filtera

Заокружите n на najbližu cijelu vrijednost: n = 3.

Stoga je potreban filter trećeg reda kako bi se zadovoljili zahtjevi odreeni uzorkom.

3.4 Определение полиномы Баттерворта -a

Prema tablici normaliziranih prijenosnih funkcija Butterworthovih filtera, nalazimo Butterworthov polinom trećeg reda:

3,5 Обрнути прил. Из нормализации у проектир. HPF

Извршимо обрнути приэлаз с нормализираног высокопропускного фильтра на проектируемый высокопропускной фильтр.

Skaliranje prema prijenosnom omjeru:

Skaliranje prema frekvenciji:

Правимо замену

Kao rezultat skaliranja dobivamo prijenosnu funkciju W (p) u Obliku:

Slika 2.2 — AFC dizajniranog Butterworth HPF -a.

3.6 Prijelaz sa prijenosne funkcije na krug

Представлено приеносной функции проекта высокопропускного фильтра трецег реда у облику производства приеносных функций два активна высокопропусна фильтра првог и другог реда, tj.как

и,

gdje je koeficijent prijenosa na beskonačno high frekvenciji;

— полна фреквенция;

— фактор оценки фильтра (один пояс на частоту появления премы у пропускного канала).

Ovaj prijelaz vrijedi, jer će ukupni redoslijed serijski spojenih aktivnih filtera biti jednak zbroju redova pojedinačnih filtera (1 + 2 = 3).

Ukupni dobitak filtera (K0 = 19,952) bit će određen umnoškom pojedinačnih dobitaka filtera (K1, K2).

Proširivanjem prijenosne funkcije u kvadratne faktore dobivamo:

У овом изображения

. (2.5.1)

Lako je vidjeti da su frekvencije polova i Q-faktori prijenosnih funkcija različiti.

Za prvu funkciju prijenosa:

polna frekvencija;

Q-faktor HPF-I je konstantan i jednak.

За другую функцию приеноса:

polna frekvencija;

фактор квалификации.

Како би operativna pojačala у svakoj Fazi imala približno jednake zahtjeve ZA svojstva frekvencije, preporučljivo JE raspodijeliti ukupni koeficijent prijenosa cijelog filtera između svake од Faza obrnuto proporcionalno faktoru kvalitete odgovarajućih stupnjeva я odabrati karakteristična frekvencija (frekvencija jedinstva pojačanja оп-pojačala) JE maksimalna među свим степенима.

Budući da se u ovom slučaju HPF sastoji od dvije faze, gornji se uvjet može zapisati kao:

. (2.5.2)

Zamjenom izraza (2.5.2) u (2.5.1) dobijamo:

;

Provjerimo ispravnost izračunavanja koeficijenata prijenosa. Ukupni dobitak filtera u tremenima bit će određen proizvodom koeficijenata pojedinih filtera. Prevedimo ponekad koeficijent izdavača:

Один. proračuni su tačni.

Записано приеносну характеристику узимуючи у обзора крови израчунате врійедности ():

.

3,7 Odabir активног высокопропусного фильтра trećeg reda

Budući da je prema zadatku requirebno osigurati malu osjetljivost na odstupanja elemenata, kao prvu fazu odabrat ćemo HPF-I na bazi neinvertirajućeg pojačala (slika na noinvertirajućeg pojačala (slika 1.2, b), a другой-HPF-II) приказ на срез 1.5, б.

Za visokopropusni filter-I na temelju neinvertirajućeg pojačala, ovisnost parameterara filtra o nominalnim vrijednostima elemenata kola je sljedeća:

За HPF-II заснован на КПС-у, параметры фильтра овисе о названии элемента на слэдечи начин:

; (3.4)

;

4. Proračun elemenata kola

Параметры фазы пр-ва Прорачун (HPF I)

Odaberemo R1 на основание захвата за мощность улазного отпора (): R1 = 200 кОм. Затим из (3.2) шлейф от

.

Odaberemo R2 = 10 кОм, по (3.1) смещения от

Параметры Proračun druge faze (HPF II)

. .

Onda (koeficijent u brojniku odabran je tako da dobije nominalni kapacitet is standardne serije E24).Дакле, C2 = 4,3 нФ.

Из (3.3) слияния с

Из (3.1) слияния с

Нека будет … Дакле, C1 = 36 нФ.

Tablica 4.1 — Очищенные элементы фильтра

Из запроса у таблицы 4.1 можно запомнить модель экрана фильтра.

Для использования в программе Workbench5.0.

Шемацкие и симуляционные результаты приказов на срез 4.1. я сл. 4.2, а-б.

Slika 4.1 — Диаграмма Баттерворта HPF -a trećeg reda.

Slika 4.2– Rezultirajući frekvencijski odziv (a) i fazni frekvencijski odziv (b) filtra.

5. Техника поставки и регулирование развития фильтра

To je vrlo lako učiniti za otpornike, ako se uzimaju s толерантность не većom od 1%, a teže za kapacitete kondenzatora, jer su njihove толерантность у području od 5-20%. Zbog toga se prvo izračunava kapacitet, a zatim se izračunava otpornika.

5.1 Odabir vrste kondenzatora

· Odaberimo niskofrekventni tip kondenzatora zbog njihove niske cijene.

Потребление на мужском уровне и Тежина конденсатора

· Odaberite kondenzatore sa što manjim gubitkom (с малым тангентом кута диэлектрических губитака).

Неки параметри группа К10-17 (цены из):

Размер, мм.

Тежина, г 0,5 … 2

Dozvoljeno odstupanje kapaciteta,%

Тангента губитка 0,0015

Изоляционный отпор, МОм 1000

Опсег радн. Температура, — 60 … + 125

5.2 Одабир врсте отпорника

· За круг проектираног фильтра, как би сэ осугула овисность о ниским температурам, потребно е одабрати отпорнике с минимальным TCR -ом.

· Odabrani otpornici moraju imati minimalni vlastiti kapacitet i индуктивит, stga ćemo odabrati otpornike koji nisu žičani.

· Međutim, žičani otpornici imaju višu razinu trenutne buke, pa se mora uzeti u obzir i parameter razine buke otpornika.

Precizni otpornici tipa C2-29V zadovoljavaju navedene zahtjeve (parameters su preuzeti iz):

Називная снага, W 0,125;

Распон номинальных отпора, Ом;

TCS (у температурного распона),

TCS (у температурного распона),

Unutrašnji nivo buke, мкВ / В1… 5

Граница истосмьерног радног напона

и Изменичная струя, В 200

5.3 Odabir vrste operativnih pojačala

· Главни критерии за одабир оп-поячала су ньегова фреквенцська права, будучи да стварна оп-паячала имаю ограничену пропусность. Kako frekvencijska svojstva op-pojačala ne bi utjecala na karakteristike projektiranog filtera, potrebno je da se za jediničnu frekvenciju pojačanja op-pojačala u i-toj fazi ispuni sljedeći odnos:

odnos:

Za prvu fazu:.

За другую фазу:.

Оказалось, что это значение открыто из единой частоты пояса, но не сглажено битами на 100 кГц.

· Добить оп-поячала мора бити довольно великого.

· Napon napajanja op-pojačala mora odgovarati naponu izvora napajanja, ako je poznat. U suprotnom, preoručljivo je odabrati op-amp sa irokim rasponom napona napajanja.

· Prilikom odabira op-pojačala za višestepeni visokopropusni filter, najbolje je odabrati op-pojačalo s najmanjim mogućim prednaponima.

Према референтной книги, одна операционная система типа 140UD6A, структурный дизайн у кучишту типа 301.8-2. Op-pojačala ovog tipa su op-pojačala opće namjene s unutarnjim izjednačavanjem frekvencije i zaštitom izlaza tijekom kratkog spoja opterećenja i imaju sljedeće параметр:

Napon napajanja, V

Napon napajanja, V

Потрошенная струя, мА

Наполнитель офсетный, мВ

Добить напона оппоячала

Единственная частота появления, МГц1

5.4 Начин поставки и подешавания развития фильтра

Postavljanje ovog filtera nije teško. Parametri frekvencijskog odziva se «podešavaju» pomoću otpornika, prve i druge faze, međusobno neovisno, a поставка jednog parameter filtra ne utječe na vrijednosti других параметров.

Поставленные врши на слэдечи начин:

1. Поясание себе поставка отправки R2 prve и R5 druge faze.

2. Учетность поля првог ступня подешава с отпорником R1, частота пола другого ступня отпорником R4.

3. Q-фактор другог ступня регулятора отпорник R8, Q-фактор првог ступня ние регулиран (константан при било коджем називу элементата).

Rezultat ovog kursa je dobijanje i izračunavanje sheme datog filtera. Высокопропускной фильтр с апроксимацией частотных характеристик масленки с полиномом с параметром даним у техничком задатку има тречи красный и двоступанйски этот спойен высокопропускной фильтр првог реда.Круг садржи три оперативна поясала, осам отпорника и три конденсатора. Ovaj krug koristi два napajanja od 15V.

Избор кола за svaku fazu zajedničkog filtera izveden je na osnovu tehničkog zadatka (kako bi se osigurala niska osjetljivost na odstupanja u nominalnim vrijednostima elemenata) sakezimajednostima elementa?

Величины элемента кола одабране су и прорачунате на такав начин да их себе это више приближи стандартной номинальной серии Е24, так и да так себе добие найвеча могуча улазна импеданса свактраог ступня.

Теперь модель фильтра поможет пакет ElectronicsWorkbench5.0 (версия 5.1), добавлена ​​к стандартной характеристике (версия 5.2), с потребным параметром, установленным у проектной задачи (версия 2.2).

«Предности овог круга» включает в себя поставку свих параметров фильтра, неувисно подешевеет сваке фазе посебно, ниску осознанность на одступанья од номинальных значений элемента ».

Nedostaci su upotreba tri operativna pojačala u krugu filtera i, shodno tome, njegova povećana cijena, kao i relativno niska ulazna impedancija (около 50 кОм).

Список корейской литературы

1. Зеленин А.Н., Костромицкий А.И., Бондарь Д.В. — Активные фильтры на оперативным поясом. — Х .: Телетех, 2001. изд. другого, исправлено. и дайте. — 150 стр .: иллюстрация.

2. Отпорницы, конденсаторы, трансформаторы, пригушнице, склопни урени РЭА: Ref. / Н.Н. Акимов, Э. Ващуков, В. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок. — Минск: Белорусия, 2004. — ул. 591: Илл.

.

Analogna integrirana kola: Referenca / A.L.Булычев, В. Галкина, 382 стр.: В.А. Прохоренко. — 2. Изданье, преп. И дайте. — Минск: Белорусия, 1993. — Лаво.

Frekvencijski odziv Butterworth filtera opisan je jednadžbom

Karakteristike Butterworth filtera: nelinearni fazni odziv; граничная частота неовисна о брою полова; осцилляторные характеристики приятного одзива са степенстим улазным сигналом. Kako se redoslijed filtera povećava, oscilatorni karakter se povećava.

Čebišev filter

Frekvencijski odziv Chebyshevovog filtera opisan je jednadžbom

,

gdje T n 2 (ω / ω n ) — Čebomšev polinom n -to je red.

Чебомшев полином израчунава с помо- щью пониженной формулы

Карактеристике Чебышевог фильтра: пове- чана неуедначеность фазного одзива; валовита характеристика у пропусном поясу. Što je veći koeficijent neujednačenosti frekvencijskog odziva filtera u propusnom pojasu, to je oštriji pad u prelaznom području istim redoslijedom. Пролазна валовитость в степенастим уличным сигналом яча один из масличных фильтров. Q-faktor polova Chebyshevljevog filtera veći je od onog Butterworth filtera.

фильтр Бесселова

Frekvencijski odziv Besselovog filter opisan je jednadžbom

,

gdje
; B n 2 (ω / ω к.ч с ) — Бесселовым полином n -го ордена.

Бесселов полином израчунава, что помогает понять формулу

Карактеристике Бесселового фильтра: прилично определен частный одзив и фазы одзив, апроксимирани гауссовом; fazni pomak filtera proporcionalan je frekvenciji, tj.фильтр ima frekvencijsko neovisno vrijeme grupnog kašnjenja. Granična frekvencija se mijenja kako se mijenja broj polova filtera. Otpuštanje filtera obično je pliće od onog u Butterworthu i Chebyshevu. Ovaj filter je посебно погодан за импульсна кола и фазно осьетливу обраду сигнала.

Zaštitni filter (eliptični filter)

Opći prikaz prijenosne funkcije Cauer filtra

.

Значайке защитного фильтра: нееднак фреквенцкий одзив у пропусном поясе и зауставном поясе; najoštriji pad frekvencijskog odziva svih navedenih filtera; имплементация потребления приеносне функции с нижим редослийедом фильтра него при корштеню других vrsta filtera.

Definiranje redoslijeda filtera

Potreban redoslijed filtera određuje se donjim formulama i zaokružuje prema najbližoj cijeloj vrijednosti. Redoslijed Butterworth filtera

.

Naručivanje filtera Čebišev

.

За фильтром Бесселова не действует формула для изучаемого налога; umjesto toga, tablice korespondencije reda filtera minimalnom odstupanju vremena kašnjenja od jedinične vrijednosti i razine gubitka u dB) date su na datoj frekvenciji.

Приком израчунавана редослиеда Бесселовог фильтр поставляю сследующие параметры:

    Постотна толерантность группы времени качания на датой частоты ω ω чешских крон с ;

    Nivo слабое появление фильтра, которое может быть поставлено в дБ на частотах ω нормализовано у односу на ω чешских крон с .

На темелю ових података одолжение себе потребан редослиед Бесселовог фильтра.

Схема каскада lpf 1. i 2. reda

Na sl. 12.4, 12.5 приказу типичне схема степена нископропусных фильтров.


а ) b )

Пиринач. 12.4. ФНЧ фаза Баттерворт, Чебышев и Бессель: а — 1. красный; б — 2. красный


а ) b )

Пиринач. 12.5. Заштитное ФНЧ каскаде: а — 1. красный; b — 2. красный

Опция приказа приеносных функций LPF -a Butterworth -a, Chebysheva i Bessela 1.i 2. реда

,
.

Опция приказа приеносных функций Cauer LPF -a 1. i 2. reda

,
.

Ключна разлица измeню Cauer filtera 2. Реда и фильтр на урезиме у томе это у приеносной функции Cauer filtra omjer frekvencija Ω с ≠ 1.

Методология определения LPF -а за Баттерворт, Чебышев и Бессель

Ова техника с темемией на коэффициенты наведеним у таблицы и врии за Баттерворт, Чебышев и Бессель фильтр.Метод прохождения за Cauer filtere data je zasebno. Izračun LPF -a za Butterworth, Chebyshev i Bessel počinje utvrđivanjem njihovog redoslijeda. За свой фильтр поставлены су параметры минимального и максимального предложения и граница частоты. Za filtere Chebyshev dodatno se određuje koeficijent odziva frekvencije u propusnom pojasu, a za Besselove filtere vrijeme grupnog kašnjenja. Zatim se određuje prijenosna funkcija filtera, koja se može uzeti iz tablica, te se izračunavaju njegove kaskade 1.i 2. reda, primjenjuje se sljedeći postupak izračuna:

    Ovisno o redoslijedu i vrsti filtera, biraju se sheme njegovih kaskada, dok se filter parnog reda sastoji od n /2 a reda filter nepiza 2, reda. jedne kaskade 1. reda i ( n 1) / 2 каскаде II реда;

    Из полученных изображений kaskadu prvog reda:

Odabrana vrsta i redoslijed filtera odreuju vrijednost b 1 Каскада 1.reda;

Smanjivanjem traga odabire se ocjena kapaciteta C и прорачивает R формулу (можно использовать R , также как предварительную формулу C , zbog tačnosti)

;

Dobit se računa TO at U 1 kaskada 1. reda, koja se određuje iz relacije

,

gdje TO at U — dobitak filtera u cjelini; К к U 2 , г. …, TO at Un — faktori pojačanja faza 2.reda;

За внедрение TO at U 1 потребно и поставит ответ на основную слежку

R B = R A ּ ( TO at U1 –1) .

    Da Biste izračunali kaskadu Другог Реда:

Smanjivanjem zauzete površine odabiru se nominalne vrijednosti kapaciteta C 1 знак равно К 2 знак равно С ;

Koeficijenti se biraju prema tablicama b 1 i i П пи за каскаде 2.reda;

При данных емкости конденсатора C izračunavaju se otpornici R prema formuli

;

Za odabranu vrstu filtera morate postaviti odgovarajuće pojačanje TO at Ui = 3 — (1/ P pi ) svake faze 2. reda, postavljanjem otpornika, na osnovu sljedećeg omjera

R B = A ּ23 924 Ui –1) ;

Za Besselove filtere, pomnožite sve kapacitete sa potrebnim grupnim kašnjenjem.

Прогнозирование воздействия импульсного ионизирующего излучения на операционные усилители

  • 1063-7397 / 02 / 3106- $ 27.00 2002 МАИК Наука / Интерпериодика 0375

    Российская микроэлектроника, Vol. 31, No. 6, 2002, pp. 375383. В переводе из «Микроэлектроника», Т. 31, No. 6, 2002, pp. 441451. Оригинальный русский текст Copyright 2002 Агаханян, Никифоров.

    ОСНОВНЫЕ МЕХАНИЗМЫ ПЕРЕХОДНОГО ОТВЕТА НА ИМПУЛЬСНОЕ ИОНИЗИРУЮЩЕЕ ИЗЛУЧЕНИЕ

    ДЛЯ РАБОЧИХ УСИЛИТЕЛЕЙ Широко распространено мнение, что радиационная стойкость аналоговых ИС

    в основном определяется входным каскадом, который обычно проектируется как дифференциальный каскад (исключение — преобразователь тока в напряжение).Однако это не тот случай, когда дифференциальный каскад имеет высокий коэффициент подавления обычных мод. Примером является операционный усилитель (ОУ) IC, сконфигурированный для измерения его напряжения смещения, как показано на рис. 1 [1]. Радиационная характеристика таких цепей определяется стадиями, отличными от входной.

    Переходный отклик на ионизирующее излучение дифференциального каскада, использующего биполярные переходные транзисторы (BJT) или переходные полевые транзисторы (JFET), можно смоделировать с помощью схем на рис.2a и 2b соответственно [2]. Обратите внимание, что модели не включают явно фототоки источников стабилизированного тока

    I

    0

    , потому что они являются синфазными сигналами. Фототоки будут учтены, если мы умножим

    I

    0

    на 1 +

    a

    ph

    .

    В случае BJT (рис. 2a) источники тока

    I

    pb1

    и

    I

    pb2

    представляют собой фототоки, которые генерируются в базовых областях

    T1

    T2

    соответственно, и потоки через переходы коллектора (фототоками, протекающими через переходы эмиттера, пренебрегаем).Фототоки, которые генерируются в областях коллектора

    T1

    и

    T2

    и в соседних областях подложки с изолирующими pn-переходами, представлены соответствующими источниками тока, включенными параллельно с переходами коллектора и эмиттера паразитных BJT

    T

    p1

    и

    T

    p2

    и соответствующими источниками тока

    I

    p1

    и

    I

    p2

    .Чтобы упростить задачу, мы исключили паразитные биполярные транзисторы, соединенные рассеянными резисторами.

    В случае JFET (рис. 2b) учитываются фототоки, генерируемые в каналах

    T1

    и

    T2

    ,

    в прилегающей области подложки и изоляции

    p-n перехода. Ионизирующее излучение вызывает отклонение выходного напряжения дифференциального каскада от нуля.

    Ионизирующие эффекты электронов, нейтронов высоких энергий или гамма-излучения в основном проявляются в увеличении утечки и канальных токов, что, в свою очередь, приводит к увеличению входного смещения и токов смещения.Другой результат — уменьшение коэффициента усиления бета-тока; это влияет как на точность, так и на коэффициент усиления ступени. Кроме того, возможны заметные изменения выходных потенциалов ступени. На рис. 2 последний эффект представлен ростом

    I

    0

    .

    Эффекты поверхностной ионизации в ИС невозможно понять без детального знания геометрии схемы и используемой технологии процесса. Также необходимо установить изменения зарядового состояния в приповерхностной области.Для этого обычно используются тестовые структуры.

    Было обнаружено, что дифференциальный каскад (не сам IC) демонстрирует умеренную реакцию на напряжение смещения при импульсном облучении, несмотря на значительное увеличение входных токов.

    Прогнозирование воздействия импульсного ионизирующего излучения на операционные усилители

    Агаханян Т.М., Никифоров А.Ю.

    ЭНПО Специализированные электронные системы, Каширское ш. 31, Москва, 115409 Россия

    Поступила 18 марта 2002 г.

    Аннотация

    Отклик операционных усилителей (ОУ) ИС на импульсное ионизирующее излучение исследован теоретически и экспериментально.Рассмотрены основные механизмы радиационного ответа. Проанализированы вклады основных каскадов операционного усилителя в характеристику выходного напряжения. Вызванный ионизацией отказ ОУ объясняется его промежуточными стадиями. Установлено, что время восстановления зависит от вида оплаты труда. Предложен блочно-модельный подход как метод прогнозирования переходных радиационных откликов. Обсуждаются способы определения показателя эффективности операционного усилителя при воздействии импульсного ионизирующего излучения.

    R

    2

    R

    R

    1

    U

    out

    Рис. 1.

    Операционный усилитель, сконфигурированный для измерения его напряжения смещения.

    МОДЕЛИРОВАНИЕ И МОДЕЛИРОВАНИЕ

  • 376

    РОССИЙСКАЯ МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

    Vol. 31

    No. 6

    2002

    АГАХАНЯН, НИКИФОРОВ

    Что касается ИС, некоторые авторы отметили, что (1) выходной повторитель, а не дифференциальный каскад, в основном отвечает за радиационно-индуцированный импульс выходного напряжения и ( 2) этот импульс неизменно положительный.Сообщается, что импульсное облучение нарушает условия постоянного тока выходного повторителя.

    Агаханян

    и др.

    [1] провела эксперимент на операционных усилителях 140UD6 и 153UD2, чтобы выяснить, являются ли фототоки выходного повторителя ключевым фактором. Установлено, что радиационный отклик может быть в любом направлении (рис. 3, 4). Оказывается, ионизация в повторителе выходного напряжения не может существенно влиять на характеристику напряжения операционного усилителя в целом.С последовательными встроенными дополнительными BJT, соответствующие эмиттерные фототоки npn и pnp BJT в парном потоке в противоположных направлениях, таким образом противодействуя друг другу.

    Фактически, радиационная характеристика операционного усилителя в основном создается асимметричной схемой, которая преобразует дифференциальный сигнал в несимметричный и передает последний на промежуточный усилитель. Если это двухкаскадный неинвертирующий усилитель, то характеристика усилителя будет в том же направлении, что и на выходе преобразователя.Если промежуточный усилитель имеет только один каскад, отклик будет положительным импульсом (рис. 4а).

    Также обратите внимание, что время восстановления операционного усилителя определяется характеристиками запаздывания промежуточного усилителя. Следовательно, операционные усилители с внутренней компенсацией

    (например, 140UD6) показывают большее время восстановления, чем операционные усилители, использующие внешний интегрирующий конденсатор (например, 153UD2). Если излучение достаточно сильное, транзисторы промежуточного усилителя переводятся в состояние насыщения, так что время восстановления увеличивается на время хранения носителя в областях базы транзистора.

    Если компенсация реализована в виде конденсатора, соединяющего вход и выход промежуточного усилителя, индуцированные ионизацией импульсы от преобразователя проходят через конденсатор на выход операционного усилителя. Таким образом, возникают импульсы отрицательного напряжения, время затухания определяется временем хранения фотогенерированных неосновных носителей (рис. 4б).

    ИНДЕКС ХАРАКТЕРИСТИК ОП-УСИЛИТЕЛЯ ДЛЯ УСЛОВИЙ ИМПУЛЬСНОГО ОБЛУЧЕНИЯ

    Критерий отказа и время восстановления усилителя, подвергшегося воздействию импульсов излучения, обычно определяются в терминах напряжения смещения

    U

    os

    [3].Это оценивается путем измерения выходного напряжения в соответствии с рис. 1 и используя формулу

    , где

    A

    U

    — коэффициент усиления схемы, параметр, определяемый величиной обратной связи. Значение

    A

    U

    обычно принимается без должной проверки и находится между

    D Uos Uout / AU, =

    Рис. 2.

    Модели для анализа переходных эффектов ионизации на дифференциальной ступени, построенные в (а) БЮТ или (б) JFET-транзисторы.

    n

    +

    n

    +

    R

    c1

    R

    c2

    I

    p1

    I

    c1

    000

    c1

    c1

    c1 n

    +

    T

    p1

    T

    2

    T1 T2

    I

    pb2

    (a)

    I

    o

    V

    V

    V

    В

    с

    I

    o

    В

    с

    T1 T2

    (b)

    R

    d1

    R

    d2

    p2000

    I p2000

    p2000 Вход 1

    Вход 2

    Вход 2

    I

    p2

    I

    pb1

    I

    p2

  • РОССИЙСКАЯ МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

    Vol.31

    № 6

    2002

    ПРОГНОЗИРОВАНИЕ ВЛИЯНИЯ ИМПУЛЬСНОГО ИОНИЗИРУЮЩЕГО ИЗЛУЧЕНИЯ 377

    10 и 1000. Таким образом, операционный усилитель считается исправным, если

    Был проведен ряд имитационных испытаний на устойчивость к импульсному ионизирующему излучению. на следующих моделях операционных усилителей IC: 1417UD20, 1417UD29,140UD6, 140UD601, 140UD7, 140UD1201,140UD20, 140UD26, 154UD3, 154UD1 и др. [1, 38].

    A

    U

    , при условии, что напряжение смещения находится в пределах допуска (рис.5). Таким образом, при определении критерия отказа следует учитывать выигрыш.

    Кроме того, усиление сильно влияет на время восстановления: при увеличении первого с 10 до 1000 последнее может вырасти на порядок, в зависимости от

    Uos Uos n, Uout Uos nAU.

    по уровню радиации (чем выше уровень, тем слабее эффект). Время восстановления является максимальным для конфигурации с разомкнутым контуром; оно может превышать номинальное значение (рис.

  • Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *