Амплитудный детектор. Амплитудные детекторы: принципы работы и основные типы

Преимущества синхронного детектора:

• Высокая линейность
• Низкий уровень искажений
• Хорошая помехоустойчивость

Недостатки:

• Сложность схемы
• Необходимость формирования опорного сигнала

Применение амплитудных детекторов

Амплитудные детекторы находят широкое применение в различных областях радиотехники:

• Радиоприемники АМ-сигналов
• Измерительная техника (вольтметры переменного тока)
• Системы автоматической регулировки усиления (АРУ)
• Демодуляторы в системах связи
• Детекторы огибающей в радиолокации

Сравнение характеристик различных типов детекторов

Рассмотрим основные характеристики разных типов амплитудных детекторов:

Как видно из таблицы, каждый тип детектора имеет свои преимущества и недостатки. Выбор конкретного типа зависит от требований к устройству, рабочей частоты, допустимого уровня искажений и других факторов.

Современные тенденции в разработке амплитудных детекторов

В современной радиотехнике наблюдаются следующие тенденции в области амплитудных детекторов:

• Использование интегральных микросхем для реализации детекторов
• Применение цифровых методов обработки сигналов
• Разработка адаптивных детекторов с автоматической подстройкой параметров
• Интеграция детекторов с другими функциональными блоками на одном кристалле

Эти тенденции позволяют создавать более эффективные и универсальные устройства детектирования амплитудно-модулированных сигналов.

Заключение

Амплитудные детекторы играют важную роль в радиотехнике, обеспечивая преобразование высокочастотных модулированных сигналов в низкочастотные информационные сигналы. Несмотря на кажущуюся простоту, разработка эффективных детекторов требует глубокого понимания принципов их работы и учета множества факторов. Современные технологии открывают новые возможности для создания высокоэффективных детекторов с улучшенными характеристиками.

Диодный амплитудный детектор

Рассмотрим принцип действия простейшего АД на основе диодного выпрямителя (рис.22) сначала при гармоническом воздействии, т.е. при

.

Состояние диода описывается его ВАХ , линейно-ломаная аппроксимация которой представлена на рис.23. при диод характеризуется сопротивлением открытого p-n-перехода , а при — сопротивлением закрытого p-n-перехода , причем . В схеме рис.22. При поступлении положительной полуволны входного напряжения и при диод открыт и через него течет ток. Конденсатор

Рис.24.

На рис.24 показан установившийся процесс заряда и разряда конденсатора. Ток диода течет только в те моменты времени, пока . По отношению к диоду напряжение является смещением. Поскольку (см. рис.23) равно 0, то обеспечивает работу диода с углом отсечки q < 90° . При большой постоянной времени величина близка к амплитуде входного напряжения. Поэтому здесь получается достаточно малый угол отсечки: он определяется соотношением сопротивлений и

,

.

С другой стороны, при , .

Отсюда имеем

.

Учитывая, что

,

окончательно получаем следующее соотношение

.

Таким образом, задание внутреннего сопротивления диода и сопротивления нагрузки R однозначно определяет угол отсечки q . Чем ближе величина к , тем меньше угол отсечки. Для работы с q = 10° (cosq = 0,9848), должно выполняться .

При q (10…20)° выходное напряжение детектора близко к амплитуде входного. После определения величины R, можно определить и требуемое значение емкости конденсатора C из условия подавления высокочастотных составляющих и неискаженной передачи низкочастотной части спектра тока:

.

Так как , условие легко выполнить.

Поскольку амплитудный детектор подключается в качестве нагрузки усилителя высокой частоты, то важное значение имеет его входное сопротивление. При практически вся мощность, потребляемая детектором, выделяется на сопротивлении R. Поэтому можно приближенно считать ,

где и — амплитуда первой гармоники и постоянная составляющая тока диода. Разделим левую и правую часть на . Получим

.

Отсюда, учитывая, что , имеем

,

откуда

.

Чтобы детектор не влиял на частотные характеристики усилителя, необходимо при выборе R выполнить условие , где — резонансное сопротивление контура усилителя.

Амплитудный детектор (стр. 1 из 2)

Лабораторная работа

«Амплитудный детектор»

Теоретическая часть

Амплитудным детектором называется радиотехническое устройство, в котором осуществляется выделение из амплитудно-модулированного высокочастотного колебания (рис. 1а) модулированного сигнала (рис. 1в). Детектирование может осуществляться как в нелинейных, так и в линейных цепях с периодически изменяющимися параметрами. На практике используются нелинейные амплитудные детекторы.

На рис. 1б показана функциональная схема нелинейного амплитудного детектора, содержащая нелинейный элемент (НЭ) и фильтр (Ф), пропускающий модулирующие колебания.

При детектировании немодулированного высокочастотного сигнала выходное напряжение детектора должно быть постоянным. В этом случае амплитудный детектор работает как выпрямитель переменного тока.

В зависимости от величины входного сигнала различают квадратичный режим детектирования (слабый сигнал) и линейный (большой сигнал).

В качестве нелинейного элемента в амплитудном детекторе могу быть использованы: диод, триод, пентод или транзисторы.

В настоящей работе в схеме амплитудного детектора используется диод, а фильтром служит сглаживающий конденсатор. Такой детектор называют диодным. На рис. 2 приведена схема диодного детектора.

Сопротивление R – это сопротивление тех цепей или приборов, которые подключаются к выходу детектора.

Анализ работы «линейного» детектора

Рассмотрение работы детектора начнём со схемы, не содержащей конденсатор (см. рис. 3).

Будем считать, что напряжение Е (t) на входе меняется по гармоническому закону Е = Е

Этот случай детектирования, при котором пренебрегают нелинейностью характеристики диода на прямой ветви, называется линейным.

Диод открыт в течение периода, когда на его аноде (т. А) имеется положительный относительно катода (т. К) потенциал. В детекторах сопротивление диода R

U

где U

Используя разложение в ряд Фурье, получаем

U

Отсюда следует, что коэффициент пульсаций в схеме выпрямителя довольно высок

К

Для уменьшения пульсаций напряжения применяют специальные сглаживающие фильтры. Простейшим фильтром может служить конденсатор большой ёмкости, который включается параллельно нагрузочному резистору R (см рис. 2). Включение конденсатора существенно изменяет условия работы диода.

Во время некоторой части положительного полупериода, когда напряжение на диоде прямое, через диод проходит ток, заряжающий конденсатор до напряжения, близкого к Е

Итак, зарядка конденсатора через сравнительно малое сопротивление открытого диода происходит быстро, разряд же на большое сопротивление нагрузки R совершается гораздо медленнее. Вследствие этих двух по разному текущих процессов напряжение на конденсаторе и включённой параллельно ему нагрузке пульсирует незначительно.

Напряжение на конденсаторе U

U

Максимальное обратное напряжение на диоде получается при отрицательном значении входного напряжения Е = – Е

Практическая часть

1. Получим ВАХ диода на осциллографе при двух различных значениях нагрузочного сопротивления (графики 1 и 2).

2. Соберём схему диодного выпрямителя без конденсатора, получим осциллограмму выходного сигнала (график 3).

3. Включим в схему конденсатор и получим осциллограммы выходного сигнала в зависимости от частоты f при ёмкости С = 0.05мкФ (графики 4–6) и от ёмкости конденсатора при частоте f = 9000Гц (графики 7–9).

Вывод

В данной работе мы изучали амплитудный детектор; получили вольтамперную характеристику диода, по виду которой определили величину прямого напряжения, начиная с которого возможна линейная аппроксимация ВАХ. Также мы изучали форму выходного сигнала диодного выпрямителя в зависимости от величины емкости конденсатора С и частоты f. Все зависимости совпадают с теоретическими.

Литература

1. В.Н. Ушаков. «Основы радиоэлектроники и радиотехнические устройства». М., «Высшая школа», 1976

Чувствительный амплитудный детектор | Техника радиоприёма

Способ детектирования, примененный в описанных выше приемниках (см. Схема на трех транзисторах и Карманный приемник), хорошо себя зарекомендовал и навел на мысль о разработке более чувствительного амплитудного детектора для других конструкций. Известно, что диодные и транзисторные амплитудные детекторы, используемые в радиовещательных приемниках AM сигналов, обладают невысокой чувствительностью. Их коэффициент передачи быстро уменьшается при уровнях сигнала ниже 100 мВ. Связано это с квадратичностью характеристики при малых сигналах: амплитуда продетектированного сигнала пропорциональна квадрату амплитуды входного сигнала РЧ.

Гораздо большую чувствительность и больший динамический диапазон имеют активные детекторы, собранные на операционных усилителях (ОУ). Они получили некоторое распространение в измерительной технике, но так и не стали применяться в радиоприемниках, вероятно, из-за сложности, дороговизны и ограниченного частотного диапазона. Используя высокочастотный транзистор и диоды, удалось разработать амплитудный детектор с высокой чувствительностью, содержащий минимум деталей.

Схема детектора показана на рис. 4.17. Он представляет собой обычный резистивный усилительный каскад, в котором в цепи смещения базы транзистора VT1 вместо резистора установлен кремниевый диод VD1. Цепочка R2C2 фильтрует сигнал ЗЧ на выходе детектора от радиочастотных пульсаций. В отсутствие сигнала напряжение на коллекторе транзистора автоматически устанавливается около 1-1,1 В: оно равно сумме напряжений открывания диода и перехода база — эмиттер транзистора. Ток транзистора определяется напряжением питания и сопротивлением резистора нагрузки R1, I_o = (U_п — 1,1 В) / R1. При номинале резистора, указанном на схеме, и напряжении питания 3 В ток составляет около 0,5 мА, но его можно сделать и значительно меньше, увеличив сопротивление резистора.

Ток базы транзистора составляет не более нескольких микроампер, он протекает через диод в прямом направлении, устанавливая его на пороге открывания, на участке с максимальной кривизной вольтамперной характеристики, что и требуется для хорошего детектирования. Динамическое сопротивление диода составляет в этой точке десятки килоом — оно незначительно снижает усиление транзисторного каскада.

При поступлении на вход детектора AM сигнала положительные полуволны, выделяющиеся на нагрузке R1, выпрямляются диодом и увеличивают потенциал базы, открывая транзистор. Емкость разделительного конденсатора С1 должна быть значительно больше емкости обычных разделительных конденсаторов радиочастотных каскадов, чтобы он не успевал разряжаться током базы за период колебаний. Коллекторный ток открывающегося транзистора возрастает, а его коллекторное напряжение уменьшается. Максимумы положительных полуволн коллекторного напряжения оказываются как бы «привязанными» к уровню +1 В, в то время как огибающая отрицательных полуволн промодулирована удвоенной амплитудой напряжения ЗЧ. Осциллограмма коллекторного напряжения точно такая же, как на рис. 4.11.

Отфильтрованное цепочкой R2C2 среднее напряжение, соответствующее закону модуляции, поступает на выход. Его максимальный размах составляет 0,5 В, далее наступает ограничение. Параметры детектора таковы: при входном сигнале 3 мВ с глубиной модуляции 80% выходное напряжение ЗЧ составляет 180 мВ. Искажения огибающей визуально почти незаметны, к тому же они резко уменьшаются с понижением глубины модуляции. Входное сопротивление детектора невелико и составляет сотни ом, поэтому сигнал на него лучше подавать от эмиттерного (истокового) повторителя, но можно и от обычного апериодического каскада с резистором нагрузки не более 1-2 кОм. Выходное сопротивление детектора определяется суммарным сопротивлением резисторов R1 и R2, поэтому желательно, чтобы входное сопротивление УЗЧ, подключенного к выходу детектора, составляло не менее 20 кОм.

Коэффициент передачи детектора и его выходное напряжение ЗЧ можно повысить вдвое, установив еще один диод, как показано на рис. 4.18. Резистор нагрузки детектора R2 присоединен к проводу питания, обеспечивая небольшой начальный ток через дополнительный диод VD2, чтобы вывести его на участок с максимальной кривизной характеристики. Этот диод выпрямляет отрицательные полуволны коллекторного напряжения, и потенциал верхней по схеме обкладки фильтрующего конденсатора С2 повторяет их огибающую.

Этот детектор вносит несколько большие нелинейные искажения, но развивает то же напряжение ЗЧ (180 мВ) при входном сигнале 1,5 мВ, а начинает детектировать при входных сигналах в сотни микровольт. Для сравнения была измерена чувствительность апериодического УРЧ (на том же транзисторе с тем же сопротивлением нагрузки 3,9 кОм), нагруженного на диодный детектор по схеме удвоения напряжения — она получилась втрое хуже, хотя схема получается сложнее и содержит больше элементов.

Постоянную составляющую продетектированного сигнала можно использовать в системе автоматической регулировки усиления (АРУ), учитывая, что в детекторе по схеме рис. 4.17 она изменяется по мере увеличения уровня сигнала от 1,1 до 0,55 В, а в детекторе по схеме на рис. 4.18 — от 1,65 до 0,55 В. Это позволяет управлять смещением кремниевых транзисторов УРЧ или УПЧ непосредственно с выхода детектора. При отсутствии сигнала смещение максимально, а при наличии сигнала уменьшается, снижая усиление каскадов. Дополнительная польза такого решения в том, что напряжение смещения будет мало зависеть от напряжения питания, поскольку детектор выступит в роли его стабилизатора.

Максимальная частота сигнала для обоих детекторов составляет около 3 МГц, поэтому их можно использовать в ДСВ приемниках прямого усиления и в супергетеродинах со стандартным значением ПЧ 450-470 кГц. Представляется интересным объединить этот детектор с описанным ранее истоковым повторителем для магнитной антенны, схема которого дана на рис. 4.6. Должен получиться довольно чувствительный приемник без усилителей напряжения РЧ.

Читать дальше — Приемник на биполярных транзисторах с АРУ

Демодуляторы. 1. Амплитудные детекторы кратко Устройства при…

Привет, Вы узнаете про демодулятор, Разберем основные ее виды и особенности использования. Еще будет много подробных примеров и описаний. Для того чтобы лучше понимать что такое демодулятор,амплитудные детекторы,амплитудный детектор , настоятельно рекомендую прочитать все из категории Устройства приема и обработки радиосигналов, Передача, прием и обработка сигналов

При обсуждении видов модуляции принимаемого сигнала, применяющихся в наземных системах мобильной радиосвязи, мы выяснили, что амплитудная модуляция не применяется в системах наземной радиосвязи. Амплитудную модуляцию применяют только в диапазоне частот 118…136 МГц для связи с самолетами. В цифровых системах наземной мобильной радиосвязи, в том числе и сотовой связи, амплитудные детекторы (демодуляторы) в чистом виде не применяются. Однако, учитывая, что практически все современные виды цифровой модуляции содержат амплитудную составляющую, в видоизмененном виде в цифровом демодуляторе присутствует амплитудный детектор. Причем, если учесть, что индекс этой паразитной модуляции составляет не 30%, как в аналоговой АМ, а достигает 100%, то сложность решаемых задач возрастает на порядок.

Тем не менее для полноты картины рассмотрим схему амплитудного детектора, позволяющего превратить значения амплитуды высокочастотного сигнала в низкочастотные колебания. Первоначально амплитуду высокочастотного колебания выделяли на электронных приборах с нелинейной вольтамперной характеристикой,таких как полупроводниковые диоды и транзисторы. Требующаяся для амплитудного детектирования вольтамперная характеристика (ВАХ) нелинейного элемента приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Вольтамперная характеристика нелинейного элемента, необходимая для детектирования амплитудной модуляции

При прохождении амплитудно-модулированного сигнала через электронный прибор с вольтамперной характерестикой, приведенной на рисунке 1, в выходном токе появляется составляющая, пропорциональная амплитуде входного сигнала. Процесс детектирования на электронном приборе с подобной вольтамперной характеристике поясняется на рисунке 2.

Рисунок 2. Процесс детектирования амплитудно-модулированного сигнала на линейной ВАХ

Реальные вольтамперные характеристики нелинейных элементов (таких как полупроводниковые диоды или транзисторы), применяющихся в амплитудных детекторах, значительно отличаются от требующейся ВАХ. В результате амплитудная характеристика детектора получается существенно нелинейной. У вольтамперных характеристик этих электронных приборов наблюдается ступенька в районе 0,2 … 0,8 В. Наименьшей ступенькой обладают диоды Шоттки и обращенные диоды. Именно такие диоды и применяются в амплитудных демодуляторах. Пример вольтамперной характеристики полупроводникового диода Шоттки приведен на рисунке 3.

Рисунок 3. Вольтамперная характеристика полупроводникового диода

Пример принципиальной схемы амплитудного детектора, выполненного на полупроводниковом диоде, приведен на рисунке 4. По таким схемам строятся и схемы вольтметров переменного тока.

Рисунок 4. Принципиальная схема амплитудного детектора

В данной схеме присутствует значительное влияние выходной цепи детектора на характеристики детектирования, точка перегиба вольтамперной характеристики не совпадает с нулевым значением напряжения входного сигнала. Все это приводит к тому, что в диодной (или транзисторной) схеме амплитудного детектора при росте глубины модуляции растут нелинейные искажения.

При глубине модуляции m = 0,5 нелинейные искажения достигают 10 %, а приm = 1 — уже 25 %. Такой уровень нелинейных искажений недопустим для современной аппаратуры . Об этом говорит сайт https://intellect.icu . График зависимости нелинейных искажений от глубины модуляции в диодном детекторе приведен на рисунке 5.

Рисунок 5. Зависимость нелинейных искажений от глубины модуляции в диодном детекторе

В настоящее время в качестве амплитудных детекторов обычно используются синхронные детекторы. Основным узлом синхронного детектора является аналоговый умножитель ( смеситель частот). Для того, чтобы умножитель осуществил перенос спектра сигнала промежуточной частоты на нулевую частоту (осуществил амплитудную демодуляцию сигнала), нужно на второй вход аналогового умножителя подать напряжение промежуточной частоты с фазой, совпадающей с фазой принимаемого сигнала. Подробно принципы работы синхронного детектора были рассмотрены при обсуждении принципов работы приемника прямого преобразования.

В этой схеме очень важно, чтобы сигнал, поступающий на один из входов умножителя, собранного на транзисторах имел постоянную амплитуду. Только в этом случае сигнал на выходе схемы будет пропорционален амплитуде входного сигнала. Если же амплитуда сигнала на обоих входах умножителя будет изменяться, то мы получим квадратичный амплитудный детектор, сигнал на выходе которого будет пропорционален не амплитуде сигнала, а его мощности.

Для выделения опорного сигнала в современных радиоприемных устройствах применяется усилитель -ограничитель . На выходе усилителя-ограничителя формируется сигнал промежуточной частоты с прямоугольной формой и постоянной амплитудой. Этот сигнал подается на один из входов умножителя сигналов. На второй вход умножителя сигналов подается неограниченный сигнал промежуточной частоты с амплитудной модуляцией. Его уровень поддерживается на постоянном уровне системой автоматической регулировки усиления ( АРУ ). Структурная схема подобного амплитудного детектора приведена на рисунке 6.

Рисунок 6. Структурная схема амплитудного детектора, выполненного на аналоговом умножителе сигналов

Временные диаграммы сигналов на входах и выходе умножителя сигналов схемы синхронного амплитудного детектора приведены на рисунке 7.

Рисунок 7. Временные диаграммы сигналов на входах и выходе умножителя

Как видно из приведенных временных диаграмм сигналов, искажения на выходе схемы отсутствуют. Пример принципиальной схемы амплитудного демодулятора, выполненного по схеме синхронного детектора, приведен на рисунке 8.

Рисунок 8. Схема АМ детектора на аналоговом умножителе сигналов

В данной схеме амплитудного детектора на один вход детектора подается усиленный сигнал с амплитудной модуляцией, а на другой вход тот же самый сигнал, но ограниченный по амплитуде. В результате на выходе схемы появляется напряжение модуля входного сигнала (амплитуда входного сигнала).

Подобная схема амплитудных детекторов часто применяется в составе схемы современных радиоприемников. В качестве примера, на рисунке 9 приведена схема включения микросхемы АМ приемника TDA1072.

Рисунок 9. Схема АМ приемника на микросхеме TDA1072

В этой схеме на одном кристалле расположены все рассмотренные ранее блоки радиоприемного устройства. На входе микросхемы сигнал поступает на усилитель радиочастоты, затем он подается на балансный транзисторный смеситель. С выхода балансного смесителя (вывод 1) сигнал через пьезокерамический фильтр промежуточной частоты поступает на вход усилителя промежуточной частоты (выводы 3 и 4), соединенным с балансным амплитудным детектором. После усиления демодулированного сигнала усилителем низкой частоты звуковой сигнал снимается с вывода 6. Для контроля уровня принимаемого сигнала к девятому выводу микросхемы может быть подключен амерметр, который превращается в индикатор уровня при помощи резистора RL9.

Типы Фазовых детекторов

Исключающее ИЛИ

Простейший ФД — логический элемент «ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ». При подаче на вход этого элемента двух прямоугольных колебаний равных частот с равной скважностью, например, меандры, с нулевым фазовым сдвигом его выходное напряжение равно нулю (логический 0). При ненулевом сдвиге фаз на выходе элемента формируются импульсы, среднее значение которых прямо пропорционально фазовому сдвигу и достигает максимума (на выходе логическая 1) при сдвиге равном {\displaystyle \pi } в случае сигналов со скважностью 2. Фазовый детектор этого типа нечувствителен к знаку разности фаз, поэтому для получения монотонной зависимости выходного сигнала от разности фаз один из сигналов должен иметь начальный фазовый сдвиг, оптимально равный {\displaystyle \pi /2} для меандров. Для усреднения импульсного выходного сигнала на выходе этого фильтра устанавливают фильтр нижних частот (ФНЧ).

Балансный смеситель

Другой тип ФД — это четырехквадрантные перемножители двух входных сигналов, которые часто называют балансными смесителями. На выходе балансного смесителя присутствуют удвоенная частота входных сигналов и постоянная составляющая, пропорциональная разности фаз, что следует из выражения:

Первое слагаемое результата перемножения не зависит от времени, а только от разности фаз, и представляет собой постоянную составляющую на выходе фазового детектора. {7}}{7!}}+…} первым членом:

Схемотехнически балансные смесители обычно строятся по схемам кольцевых модуляторов или по схеме ячейки Гилберта.

ФД, срабатывающие по фронтам входных сигналов

ФД этого типа чувствительны к относительному положению фронтов входных сигналов. Например, если сигнал А опережает сигнал Б, то на выходе этого ФД формируются импульсы положительной полярности с длительностью пропорциональной разности фаз и с частотой повторения равной частоте входных сигналов. Если сигнал Б опережает сигнал А, то на выходе формируются импульсы отрицательной полярности. Для получения выходного напряжения, пропорционального разности фаз на выходе ФД применяют ФНЧ.

Применение ФД

Традиционное применение ФД — в следящих системах автоподстройки частоты, где ФД, совместно с генератором переменной частоты, управляемый напряжением (ГУН) включены в контур отрицательной обратной связи. Сигналом задания для этой системы автоматического регулирования является частота входного сигнала, а ФД является сравнивающим устройством. В передаточную функцию ФНЧ, установленном на выходе ФД перед ГУН, дополнительно вводят ноль, для обеспечения запаса устойчивости по фазе. В простейшем случае, если ФНЧ является RC-фильтром НЧ, то ноль в передаточной функции можно получить включив резистор с нужным сопротивлением последовательно с конденсатором фильтра.

Также ФД используются в синтезаторах, умножителях и делителях частот. В этих системах на вход ФД подаются не сами сигналы, а сигналы, полученные в результате умножения, деления, суммирования или вычитания нужных частот.

В радиосвязи ФД применяется в системах автоподстройки частоты гетеродина в супергетеродинных радиоприемников.

В телефонии ФД применяется в устройствах декодирования тонального вызова.

При стабилизации частоты вращения шпинделей и валов на один из входов ФД подается сигнал от опорного генератора, на второй — импульсы от меток частотного датчика оборотов, и выходной сигнал ФД управляет не ГУН, а электрическим приводом вала.

См.

• демодулятор , фазовые детекторы , фазовый детектор , фазовый компаратор ,
• демодулятор , частотный детектор , частотные детекторы ,
• демодулятор , демодуляторы цифровых видов модуляции , демодулятор цифровых видов модуляции , цифровые виды модуляции ,
• Фазовая автоподстройка частоты — система автоматического регулирования, где применяется фазовый детектор .

К сожалению, в одной статье не просто дать все знания про демодулятор. Но я — старался. Если ты проявишь интерес к раскрытию подробностей,я обязательно напишу продолжение! Надеюсь, что теперь ты понял что такое демодулятор,амплитудные детекторы,амплитудный детектор и для чего все это нужно, а если не понял, или есть замечания, то нестесняся пиши или спрашивай в комментариях, с удовольствием отвечу. Для того чтобы глубже понять настоятельно рекомендую изучить всю информацию из категории Устройства приема и обработки радиосигналов, Передача, прием и обработка сигналов

Безынерционный амплитудный детектор Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Радиофизика

Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2010, № 1, с. 70-78

УДК 621.3.013.62

БЕЗЫНЕРЦИОННЫЙ АМПЛИТУДНЫЙ ДЕТЕКТОР

© 2010 г. С.С. Зельманов

Волго-Вятский филиал Московского технического университета связи и информатики,

Нижний Новгород

[email protected]

Поступила в редакцию 02.06.2009

Предлагается и анализируется безынерционный алгоритм энергетического амплитудного детектирования, хорошо работающий при весьма малых соотношениях модулирующей и несущей частот АМ-сигнала. Результаты компьютерного моделирования детектора подтверждают определенные преимущества предлагаемого способа.

Ключевые слова: безынерционный детектор, искажения, остаток, энергетический детектор, многократная обратная связь. ) огибающей АМ-сигналов при детектировании традиционными способами накладывалось ограничение, которое было сформулировано как условие «медленности» вида | и(/) |<< юои(/). Поэтому техническое решение проблемы детектирования таких сигналов может обходиться без знания величины начальной фазы и осуществляться с помощью детекторов, реализующих операцию вида «нелинейный преобразователь-фильтр нижних частот».

Появление синхронного детектирования потребовало также дополнительной фильтрации, связанной с необходимостью удаления нежелательных «продуктов» параметрического преобразования АМ-сигнала [1]. Однако теоретиче-

ский предел, который устанавливает способ синхронного детектирования, — это соотношение ю0 >2 Птах . При этом необходимо использовать фильтр нижних частот с достаточно жесткими условиями к величине крутизны частотной характеристики вблизи частоты среза для устранения продуктов параметрического преобразования. Необходимость синхронизации опорного генератора следует также отнести к издержкам синхронного способа детектирования. Тем не менее это был существенный шаг вперед в развитии теории и практики детектирования.

Проблема поиска безынерционного алгоритма детектирования при этом остается как в теоретическом, так и в прикладном смысле. Сближение величин несущей и модулирующей частот в реальных сигналах снимает ограничение, связанное с «медленностью» изменения огибающей. Это прежде всего относится к радиоимпульсным сигналам. Появилась задача детектирования сигналов, в которых соотношение частот стало иметь вид ю0 ~ Птах . Такие сигналы стали называть обобщенными модулированными колебаниями. Для детектирования обобщенных АМ-колебаний традиционные методы детектирования оказались непригодными. Потребовались новые усилия для решения общей задачи детектирования обобщенных АМ-сигналов.

С точки зрения теоремы отсчетов непригодность традиционных методов для детектирования обобщенных АМ-колебаний объясняется недостаточностью двух отсчетов за период несущей, то есть требуется большее количество выборок. В идеальном случае необходима непрерывная по-

следовательность выборок (безынерционная процедура определения огибающей АМ-сигнала). Эта процедура должна быть инвариантной к начальной фазе АМ-колебания. Все более ясным становилось то, что решение задачи детектирования обобщенного АМ-сигнала должно быть связано с поиском безынерционного алгоритма, который устанавливал бы взаимно-однозначное соответствие между АМ-сигналом и(?) и его огибающей £/(?) без явного участия неизвестной начальной фазы ф0. В теоретическом плане вопрос о возможности реализации алгоритма (1) без знания начальной фазы остался нерешенным. В связи с этим в настоящей работе сделана попытка частичного решения этой задачи. При этом рассматриваются три последовательных этапа теоретического решения, подтвержденных последовательно двумя авторскими свидетельствами и патентом [2-4]. На всех трех этапах проведено компьютерное моделирование предлагаемого алгоритма. При этом отмечается отсутствие серьезных нарушений каких-либо параметров сигналов, полученных при использовании предлагаемых алгоритмов.

Результаты и их обсуждение

Предложенный первый вариант алгоритма детектирования под названием «энергетический амплитудный детектор» основан на определении закона изменения полной мгновенной энергии колебательной системы, находящейся под воздействием АМ-сигнала [2].

Рассмотрим систему, функциональная блок-схема которой представлена на рис. 1.

Напряжения, снимаемые с конденсатора С и с резистора Я подаются на входы квадраторов 1 и 2 соответственно. Напряжения, снимаемые с выходов квадраторов, пропорциональные величинам электрической и магнитной энергий контура, подаются на вход сумматора 3 и далее на вход устройства извлечения квадратного корня 4.

Выражение для полной энергии контура имеет вид

йС (?) +— й (О

№п

где Ш0 = \I4lc . + Фо) +

2 [ ®ои ({)

+

и У)

®ои (?).

БШ (®о? + Фо )

1/2

(5)

Наличие второго и третьего слагаемых в выражениях (4) и (5) свидетельствует о том, что устранить полностью зависимость результата детектирования от условия «медленности» изменения огибающей в рамках этого алгоритма полностью не удается. Вместе с тем необходимо заметить, что уже на этом этапе достигается безынерционность алгоритма, т.к. фильтр нижних частот и процедура его работы не являются составной частью алгоритма детектирования. Процесс детектирования осуществляется непрерывно над мгновенными значениями АМ-сигнала. При этом использование ФНЧ после детектирования возможно только для устранения «остатка», представленного вторым и третьим слагаемыми в выражениях (4) и (5). На рис. 2 представлены осциллограммы результата

2

натурного эксперимента. Совершенно очевидно, что при сближении частот ю0 и П требования к крутизне частотной характеристики ФНЧ будут возрастать. Поэтому был избран иной путь решения задачи.

Этот путь предполагает компенсацию «остатка», представленного вторым и третьим членами выражений (4) и (5), что потребовало усложнения алгоритма детектирования [3].

Обратимся вновь к выражению (1), которое содержит два неизвестных: и(і) и ф 0. Необходимо определить вид такого уравнения, которое связывало бы функции и(і) и и(і), но начальная фаза фо не должна входить в него в явном виде. Это уравнение должно удовлетворяться только при подстановке в него модулирующей функции и(і), соответствующей переданному сообщению.

Представим обобщенный АМ-сигнал в следующем виде:

и(і) = и (і) 8Ш у(і), (6)

где ) = агсєіп

и ()

Щ)

Продифференцируем обе части выражения (6) с учетом того, что ш(7) = Лу()/Л :

ю(і) =-

йи (і) — иІІ (і)

(7)

и (і)2

После проведения преобразований с учетом того, что ю(г) = ю0, уравнение (7) примет вид:

«и {г)» 2 и 2 1 (■ г 1 2ии

і )г ®2 1 { г 1 ®0

■2

— и {г)2 + + и2 = 0.

®0

(8)

Полученное нелинейное уравнение (8) содержит неизвестную модулирующую функцию и(0 и ее производную и(/). В качестве известных функций в это уравнение входят АМ-сиг-нал и( ?) = и и его производная й() = и .

Представим уравнение (8) в следующей форме:

и (г) =

2 нн

2 и2

н +_Т 2

«0 «0

и () и (г)

2

«о

ЦХО и (Ґ )

. (9)

2

и

1

2

2

н

+

в г

Рис. 2. Напряжения в различных точках схемы энергетического детектора: а — на входе детектора; б — на выходе одного из квадраторов; в — на выходе сумматора детектора; г — на выходе фильтра нижних частот

Нелинейное уравнение (9) должно удовлетворяться только при подстановке в него модулирующей функции и() и ее производной. Особенностью этого уравнения является то, что неизвестная функция и () входит в обе части уравнения. Это приводит к некоторым проблемам, связанным с нарушением причинно-следственой связи. Алгоритм, следующий из уравнения (9), может быть представлен в виде математической модели, реализуемой функциональной блок-схемой, изображенной на рис. 3. Основой функциональной схемы, ее «ядром», является энергетический детектор. Он представлен блоками 1-6. Блоки 1 и 9 — дифференциаторы; блоки 2, 5, 14 — квадраторы; блоки 7, 11, 13 — перемножители; 10 — инвертор; 12 -оператор деления функций; 4 — сумматор; 6 -блок извлечения квадратного корня; 3 и 8 -масштабные операторы.

В действительности работа системы будет происходить следующим образом. При действии АМ-сигнала на входе энергетического детектора с замкнутой цепью обратной связи на его выходе в блоке 6 будет формироваться напряжение огибающей и() с некоторым «остатком». Это напряжение поступает в цепь обратной связи, то есть на входы блоков 9 и 12. При этом цепь обратной связи вырабатывает напряжение, подаваемое на сумматор 4, которое обеспечивает существенную, но неполную компенсацию «остатка» в блоке 4. Покажем это.

На входе детектора действует обобщенный АМ-сигнал вида:

и(і) = и (і) 8іп(ю0і + ф о).

Этот сигнал поступает на входы блоков 1 и 5. На выходе блока 5 (квадратора) сигнал имеет вид:

и 5 (?) = и (?) 2 эш 2 (ш0 ? + ф о ) ■

и (?) 2 и (?) 2

ео8 2(ш 0? + ф0).

(10)

2 2

Далее сигнал (10) поступает на один из входов сумматора 4. На выходе блока 1 (дифференциатора) сигнал представлен выражением

их (?) = Ц/ (? )8ш(ю0 ? + ф о) +

+ и(?)юо со8(ю0? + фо). .

(13)

2®П

2

2

Из выражения (13) следует, что для получения на выходе линейного энергетического детектора модулирующей функции и (?) необходимо полностью скомпенсировать в этом выражении второе, третье и четвертое слагаемые. Эта задача решается, если на вход цепи обратной связи, то есть на входы блоков 9 и 12 подается напряжение огибающей и (?). В этом случае в блоке 12 происходит деление производной модулирующей функции, вычисленной в блоке 9, на модулирующую функцию, поступающую с выхода блока 6. Это отношение возводится в квадрат в блоке 14 и поступает на вход блока перемножения 13. На другие входы этого блока

подаются: множитель і/с масштабного блока 3 и напряжение с выхода квадратора 5. 0 2Ш о

Одновременно на входы перемножителя 7 подается напряжение входного АМ-сигнала и напряжение с выхода дифференциатора 1. После инвертирования в блоке 10 напряжение имеет вид:

и(?)и&(?) и(?)и&(?)

щ0 (?) —————і————С082(шо? + Ф0) —

2 и (?)2 «о 2

2

8Іп2(шо? + Фо )■

Сигналы с выходов блоков 10 и 12 после перемножения в блоке 11 и умножения в блоке 8 на

масштабный коэффициент 2/Ю поступают с выхода блока 8 на сумматор 4 в следующем виде:

и8 (і) =

и (І) 2 и (І)2

СОБ 2(ю0І + ф0)

Иг

Юл

(І )и (І)

Ю

8Іп2(ю0і + ф0 ).

0

В блоке 4 происходит суммирование напряжений, снимаемых с выходов блоков 5, 3, 8, 13. В результате в блоке 4 имеет место полная компенсация «остатка», полученного в результате квадратичного энергетического детектирования. Тогда на выходе блока 4 окончательно получим:

(?) = И5 (?) + И3 (?) + И8 (?) + И!3 (?) = и (?) 2. (15) В этом случае на выходе блока 6 (блок извлечения квадратного корня) формируется напряжение модулирующей функции и(?), что подтверждает справедливость уравнения (9) в том смысле, что при подстановке в него выражения модулирующей функции входного АМ-

сигнала это уравнение удовлетворяется. Напряжение, имеющее вид какой-либо другой функции огибающей, поданное на вход блоков 9 и 12, не приведет к аналогичному результату, так как эта функция не удовлетворяет уравнению (9). ). Однако для этого требуется, чтобы упомянутая компенсация уже ранее имела место. В этом и состоит нарушение причинно-следственой связи в этой модели детектора, не позволяющей абсолютно точно решить задачу выделения огибающей.

Действительно, напряжение огибающей с выхода блока 6, из которого формируется компенсирующее напряжение в начале работы детектора, будет содержать некоторый «остаток». Поэтому сформированное из него компенсирующее напряжение, поданное в блок сумматора 4, лишь частично скомпенсирует «остаток». Результат компьютерного моделирования этого алгоритма показывает, что частота напряжения «остатка» возрастает в четыре раза по сравнению с частотой ю0, а его величина уменьшается в два раза. Увеличение частоты напряжения «остатка» весьма существенно с точки зрения обеспечения его дополнительной фильтрации с помощью фильтра нижних частот, включенного каскадно и никак не влияющего на работу детектора.

Напряжение, компенсирующее «остаток», формируется цепью обратной связи, в которую входят блоки 9, 12, 14, 13, 11. Поэтому на формирование компенсирующего напряжения будет расходоваться время, определяемое длительностью выполнения вычислительных операций в этих блоках. Это обстоятельство привело логически к введению в схему энергетического детектора с обратной связью блока задержки t, реализующего запаздывание входного АМ-сигнала на время, соответствующее длительности выполнения вычислительных операций в цепи обратной связи (рис. 4). Это обеспечивает своевременность поступления компенсирующего напряжения на вход сумматора 4 нижней части схемы детектора, так как напряжение огибающей на выходе блока 6 верхней схемы формируется с опережением t. Результат компьютерного моделирования этого варианта показывает возможность некоторого дополнительного уменьшения величины «остатка» в выходном сигнале детектора.

Рис. 4. Функциональная блок-схема энергетического детектора с задержкой

Дальнейшее совершенствование алгоритма энергетического детектирования и привело к разработке энергетического детектора с многократной обратной связью [4]. Схема функциональной модели этого алгоритма приведена на рис. 5.

Энергетический детектор с многократной обратной связью работает следующим образом. На входе колебательного контура действует АМ-сигнал, вызывающий соответствующее изменение энергии колебаний в контуре. Напряжение детектируемого АМ-сигнала снимается с конденсатора контура и подается на все первые входы всех первых квадраторов: 5.1, 5.2,….5.п. Напряжение детектируемого АМ-сигнала снимается также с резистора контура и подается на первые входы всех вторых квадраторов: 6.1, 6.2,….6.п, соединенных между собой и с первыми входами перемножителей: 8.1, 8.2,…8.п. При подаче АМ-сигнала на квадраторы 5.1 и

6.1 первого блока детектора на выходе сумматора 7.1 появляется напряжение огибающей и (?) и «остаток». Это напряжение поступает после блока извлечения квадратного корня в цепь обратной связи на входы блоков 13.1 и

14. 1 первого блока детектора.

После всех преобразований в блоках 6.1, 8.1, 9.1, 10.1, 11.1, 15.1 сигнал поступает в сумматор

7.1 первого блока детектора и через блок 12.1

первого блока детектора с частично скомпенсированным «остатком» — на входы блоков 13.2,

14.2 второго блока детектора.

Во втором блоке детектора все процессы повторяются аналогично тому, как это имело место в первом блоке. При этом достигается дополнительная компенсация «остатка» в выходном напряжении второго блока детектора по сравнению с напряжением на выходе первого блока. Напряжение с выхода блока 12.2 второго блока детектора поступает в цепь обратной связи следующего блока детектора и т.д. до п-го блока детектора, с выходного блока 12. п которого снимается выходное напряжение энергетического амплитудного детектора с многократной обратной связью.

Действие многократной обратной связи заключается в том, что эффект частичного уменьшения «остатка», который обеспечивает первый детектор с обратной связью, удается реализовать многократно в одном устройстве за счет специально «перекрещенной» обратной связи с одного детектора на другой. При этом частота колебаний «остатка» увеличивается в 2”+1 раз, где п — кратность обратной связи. Эта особенность весьма существенна для случая детектирования АМ-сигнала с весьма близкими по величине модулирующей и несущей часто-

тами. Традиционные методы детектирования в этом случае работают весьма плохо, т.к. фильтрация несущей становится затруднительной ввиду значительной близости несущей и модулирующей частот. При использовании энергетического детектора с многократной обратной связью происходит разнесение величин этих частот, что облегчает задачу фильтрации «остатка» несущего колебания. На рис. 6 в качестве примера приведены результаты компьютерного моделирования работы энергетического детектора с двукратной обратной связью для случая АМ-сигнала при ю0/ Q = 3 с помощью Math Cad. Для сравнения

здесь же представлены напряжения на выходе детектора без обратной связи (рис. 6б) и на выходе детектора с однократной обратной связью (рис. 6в).

При компьютерной реализации алгоритма энергетического детектирования не наблюдалось каких-либо искажений сигнала, связанных с большим количеством операций, проводимых в режиме пакетной обработки или в непрерывном режиме с группами точек. Производная модулирующей функции рассчитывалась методом параболической интерполяции по трем непрерывно идущим точкам. При этом рассчи-

а)

б)

и2(і) Сигнал на выходе детектора с однократной обратной связью

О 1-Ю4 2-Ю 4 3-Ю 4 4-Ю 4 5-Ю 4 б 10 4 7-10 4 8-10 4 9 -10 4 І

в)

г)

тывались коэффициенты параболы. В процессоре последовательно выполнялся ряд операций, предусмотренных алгоритмом. Так как скорости выполнения различных операций могут не совпадать, то перед некоторыми элементами устанавливалась задержка в виде очереди. Для получения одного выходного значения требуется некоторое число отсчетов. Поэтому возможна непрерывная обработка без использования внешнего ОЗУ с запоминанием отсчетов и промежуточных результатов в регистрах процессора. После получения очередного значения модулирующей функции отбрасывается самый старый отсчет, получаем новый и выполняем алгоритм с изменившимися данными.

Заключение

Из полученных результатов следует, что энергетический детектор с обратной связью обладает определенными преимуществами не только по сравнению с энергетическим детектором без обратной связи, но также и по сравнению с диодным и синхронным детектором. Эти преимущества заключаются, прежде всего, в безынерционности детектора, а также в более высоком качестве формы выходного сигнала при достаточно малом отношении несущей и модулирующей частот АМ-сигнала. Возрастание уровня «остатка» обусловлено сближением

частот ю0 и О, при котором происходит рост производной и() огибающей АМ-сигнала. Однако за счет возрастания частоты колебаний «остатка» обеспечивается лучшая возможность его устранения, то есть фильтрации без какого-либо влияния фильтра нижних частот на работу детектора. Таким образом, введение однократной и многократной обратной связи в функциональную модель энергетического детектора позволило уменьшить величину «остатка» в выходном сигнале по сравнению со случаем отсутствия обратной связи в детекторе.

Список литературы

1. Момот Е.Г. Проблемы и техника синхронного прием. М.: Связьиздат, 1961.

2. А.С. 171027 СССР. МПК Н 03ё. Энергетический амплитудный детектор / С.С. Зельманов, Д.В. Агеев. № 871214; заявл. 19.12.1963; опубл. 11.05.1965. Бюл. № 10.

3. А.С. 1385243 СССР, Н 03 Д1 / 06. Энергетический амплитудный детектор / С.С. Зельманов. № 4043505; заявл. 27.03.1986; опубл. 30.03.1988. Бюл. № 12.

4. Патент на изобретение «Энергетический амплитудный детектор с многократной обратной связью» / С.С. Зельманов. № 2351059. Зарегистрирован в государственном реестре изобретений Российской Федерации 27 марта 2009 г. с приоритетом от 03 сентября 2007 г. по заявке № 2007133057.

INERTIALESS PEAK DETECTOR S.S. Zelmanov

In traditional peak detectors nonlinear or parametric transformation of an AM signal is followed by filtering. This results in detection lag effect and distortions that increase as modulation and carrier frequencies approach each other. We offer and analyze an inertialess algorithm of energy peak detection which performs quite well at rather small ratios of AM signal modulation and carrier frequencies. Computer simulation results confirm certain advantages of the detector proposed.

Keywords: inertialess detector, distortions, energy peak detection, multiple feedback.

Амплитудный детектор (Лабораторная работа) — TopRef.ru

Лабораторная работа

«Амплитудный детектор»

Теоретическая часть

Амплитудным детектором называется радиотехническое устройство, в котором осуществляется выделение из амплитудно-модулированного высокочастотного колебания (рис. 1а) модулированного сигнала (рис. 1в). Детектирование может осуществляться как в нелинейных, так и в линейных цепях с периодически изменяющимися параметрами. На практике используются нелинейные амплитудные детекторы.

На рис. 1б показана функциональная схема нелинейного амплитудного детектора, содержащая нелинейный элемент (НЭ) и фильтр (Ф), пропускающий модулирующие колебания.

При детектировании немодулированного высокочастотного сигнала выходное напряжение детектора должно быть постоянным. В этом случае амплитудный детектор работает как выпрямитель переменного тока.

В зависимости от величины входного сигнала различают квадратичный режим детектирования (слабый сигнал) и линейный (большой сигнал).

В качестве нелинейного элемента в амплитудном детекторе могу быть использованы: диод, триод, пентод или транзисторы.

В настоящей работе в схеме амплитудного детектора используется диод, а фильтром служит сглаживающий конденсатор. Такой детектор называют диодным. На рис. 2 приведена схема диодного детектора.

Сопротивление R – это сопротивление тех цепей или приборов, которые подключаются к выходу детектора.

Анализ работы «линейного» детектора

Рассмотрение работы детектора начнём со схемы, не содержащей конденсатор (см. рис. 3).

Будем считать, что напряжение Е (t) на входе меняется по гармоническому закону Е = Еsin t, то есть сигнал не модулирован и детектор работает как выпрямитель. При большом уровне входного сигнала вольтамперную характеристику диода с достаточной точностью можно аппроксимировать ломаной прямой, проведённой на рис. 4а.

Этот случай детектирования, при котором пренебрегают нелинейностью характеристики диода на прямой ветви, называется линейным.

Диод открыт в течение периода, когда на его аноде (т. А) имеется положительный относительно катода (т. К) потенциал. В детекторах сопротивление диода R в открытом состоянии много меньше нагрузочного сопротивления, поэтому в этот отрезок времени большая часть напряжения E падает на резисторе R. Форма выпрямленного напряжения U повторяет форму входного напряжения Е(t). В течение другой половины периода диод закрыт и напряжение на выходе выпрямителя равно нулю. Из трафика (рис. 4в) видно, что выходное напряжение сильно пульсирует. Одним из основных параметров выпрямителя является коэффициент пульсаций К. Коэффициентом пульсаций называется отношение амплитуды максимальной переменной составляющей на выходе к среднему значению выпрямленного напряжения. Среднее значение напряжения (рис. 4в) или его постоянная составляющая равна

U= = U/ = 0.318 U,

где U – амплитуда пульсаций напряжения U. Следует заметить, что, поскольку прямое напряжение на диоде очень мало, то можно считать UЕ. Выпрямленное напряжение U содержит также переменные составляющие, из которых максимальную амплитуду U имеет составляющая основной частоты переменного напряжения Е.

Используя разложение в ряд Фурье, получаем

U = 1.57 U.

Отсюда следует, что коэффициент пульсаций в схеме выпрямителя довольно высок

К = = 157%.

Для уменьшения пульсаций напряжения применяют специальные сглаживающие фильтры. Простейшим фильтром может служить конденсатор большой ёмкости, который включается параллельно нагрузочному резистору R (см рис. 2). Включение конденсатора существенно изменяет условия работы диода.

Во время некоторой части положительного полупериода, когда напряжение на диоде прямое, через диод проходит ток, заряжающий конденсатор до напряжения, близкого к Е. Зарядка конденсатора через сравнительно малое сопротивление диода происходит быстро. В то время, когда ток через диод не проходит, конденсатор разряжается через нагрузку R и создаёт на ней напряжение, которое постепенно снижается. На рис. 5 момент времени t – это тот момент, когда потенциал катода в процессе зарядки конденсатора сравнивается с потенциалом анода и ток через диод прекращается, несмотря на продолжающийся положительный полупериод напряжения Е(t). Конденсатор не успевает заметно разрядиться за время между импульсами тока диода, то есть за время t = t- t, так как RC>>t. Начиная с момента времени t положительной части синусоидального напряжения, потенциал анода становится выше потенциала катода диода и происходит быстрая подзарядка конденсатора до прежнего значения напряжения на нём в момент t.

Итак, зарядка конденсатора через сравнительно малое сопротивление открытого диода происходит быстро, разряд же на большое сопротивление нагрузки R совершается гораздо медленнее. Вследствие этих двух по разному текущих процессов напряжение на конденсаторе и включённой параллельно ему нагрузке пульсирует незначительно.

Напряжение на конденсаторе U приложено плюсом к катоду, минусом к аноду диода. Поэтому напряжение на диоде U определяется разностью между входным напряжением Е и напряжением на конденсаторе.

U = Е – U

Максимальное обратное напряжение на диоде получается при отрицательном значении входного напряжения Е = – Е. Поскольку напряжение на конденсаторе также близко к Е, то наибольшее обратное напряжение близко к 2 Е. На рис. 5 указан момент времени t, когда реализуется наибольшее обратное напряжение. Таким образом, применение удваивает обратное напряжение по сравнению с его значением при отсутствии конденсатора. Как следствие, диод следует подбирать так, чтобы он выдерживал это обратное напряжение.

Практическая часть

1. Получим ВАХ диода на осциллографе при двух различных значениях нагрузочного сопротивления (графики 1 и 2).

2. Соберём схему диодного выпрямителя без конденсатора, получим осциллограмму выходного сигнала (график 3).

3. Включим в схему конденсатор и получим осциллограммы выходного сигнала в зависимости от частоты f при ёмкости С = 0.05мкФ (графики 4–6) и от ёмкости конденсатора при частоте f = 9000Гц (графики 7–9).

Вывод

В данной работе мы изучали амплитудный детектор; получили вольтамперную характеристику диода, по виду которой определили величину прямого напряжения, начиная с которого возможна линейная аппроксимация ВАХ. Также мы изучали форму выходного сигнала диодного выпрямителя в зависимости от величины емкости конденсатора С и частоты f. Все зависимости совпадают с теоретическими.

Литература

1. В.Н. Ушаков. «Основы радиоэлектроники и радиотехнические устройства». М., «Высшая школа», 1976

2. Е.И. Манаев. «Основы радиоэлектроники». М., «Радио и связь», 1985

1 АМПЛИТУДНЫЙ ДЕТЕКТОР — презентация на Slide-Share.ru 🎓

1

Первый слайд презентации

1 АМПЛИТУДНЫЙ ДЕТЕКТОР

Изображение слайда

2

Слайд 2: План лекции

Свойства УРЧ; Принцип работы транзисторов; Принципиальная схема резонансного усилителя ; Цепи протекания в УРЧ. 2

Изображение слайда

3

Слайд 3: литература

Радиоприемные устройства. Под ред. А.П. Жуковского. — М.: Высшая школа. 1989, 455с. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н. Фомина. — М.: Радио и связь. 2003, 512с. Радиоприемные устройства. Под ред. Головина В.И. – М.: Радио и связь, 2003, 559 с. Достиярова А.М. Радиотехнические устройства. Т.1 – Уч.пособие. – КазАТК, 2011. 3

Изображение слайда

4

Слайд 4

Амплитудный детектор – устройство, на выходе которого создается напряжение в соответствии с законом модуляции амплитуды входного гармонического сигнала. АД классифицируют : По характеру входного сигнала; По виду параметра, который подвергается модуляции; По способу выполнения; В зависимости от типа электронного прибора, реализующего нелинейную цепь, АД подразделяют на диодные и транзисторные.

Изображение слайда

5

Слайд 5

. 5 График изменения напряжения АД

Изображение слайда

6

Слайд 6

. 6 Спектр изменения напряжения АД

Изображение слайда

7

Слайд 7

7 Спектр АМ – колебания на входе АД состоит из трех составляющих: несущего колебания с несущей частотой f н и амплитудой U н ; 2. ВБПЧ; 3. НБПЧ.

Изображение слайда

8

Слайд 8

8 С пектр продетектированного напряжения состоит из двух составляющих: постоянной составляющей Е д0 на частоте f =0; низкочастотной составляющей с частотой F и амплитудой U F.

Изображение слайда

9

Слайд 9

9 Н апряжение на выходе АД содержит составляющие частот, которых не было во входном напряжении, поэтому реализовать АД нельзя при помощи линейной цепи с постоянными параметрами (ЛЦ не создает новые частотные составляющие). Следовательно, в зависимости от способа выполнения АД можно подразделить на: 1. C инхронные детекторы, использующие линейную цепь с периодически меняющимися параметрами; 2. Д етекторы на основе нелинейной цепи.

Изображение слайда

10

Слайд 10

. 10 Параметрические (синхронные) АД В синхронных детекторах под действием гетеродина периодически во времени меняется параметр цепи ( наиболее часто крутизна преобразовательного элемента ). Так как к таким устройствам относятся ПЧ, то структурная схема параметрического АД совпадает со структурной схемой ПЧ. Основное отличие параметрического АД от ПЧ состоит в том, что частоту гетеродина выбирают равной частоте несущего колебания на входе детектора, т.е. гетеродин должен быть синхронным с сигналом:

Изображение слайда

11

Слайд 11

. 11 Структурная схема синхронного АД

Изображение слайда

12

Слайд 12

Составляющая тока на выходе АД создает на напряжение . Напряжение Е д зависит от разности фаз

Изображение слайда

13

Слайд 13: синхронный АД реагирует одновременно на два параметра входного сигнала И

13 синхронный АД реагирует одновременно на два параметра входного сигнала И Для работы такого АД необходимо, чтобы фаза сигнала равнялась фазе гетеродина: При этом напряжение Ед максимально. Если то Ед = 0.

Изображение слайда

14

Слайд 14

14 Следовательно, необходима не только синхронность, но и синфазность напряжения гетеродина с напряжением сигнала.

Изображение слайда

15

Слайд 15

15 Для реализации синхронности и синфазности гетеродина создается специальная цепь синхронизации, включающая в себя фильтр для выделения несущего колебания, которое подводится к фазовому детектору системы автоматической подстройки частоты гетеродина.

Изображение слайда

16

Слайд 16

. 16 Диодный последовательный АД напряжение на диоде

Изображение слайда

17

Слайд 17

. 17 Временная трактовка принципа работы диодного АД

Изображение слайда

18

Слайд 18

18 Если напряжение положительно то диод открывается и конденсатор начинает заряжаться. Постоянная времени заряда конденсатора определяется емкостью и малым сопротивлением открытого диода. По мере заряда конденсатора выходное напряжение растет и стремится закрыть диод.

Изображение слайда

19

Последний слайд презентации: 1 АМПЛИТУДНЫЙ ДЕТЕКТОР

19 Благодарю за внимание!

Изображение слайда

Обнаружение амплитуды — обзор

11.3 Методы OPM с использованием нелинейной оптики

В таблице 11. 1 перечислены общие нелинейные оптические явления, используемые в методах OPM, связанные с различными порядками нелинейной восприимчивости. Ссылки даются на многие статьи, описывающие методы OPM, связанные с этими эффектами. Читателю также предлагаются последние учебные пособия ^{1, 6, 7} и главы книг. ^{2, 17}

Таблица 11.1. Нелинейные эффекты и их применение в OPM

Существует несколько различных аспектов нелинейных оптических явлений, которые можно использовать для целей мониторинга. Возможно, наиболее распространенное использование — это оптическое определение уровня или определение битовой амплитуды. Идея состоит в том, чтобы установить порог мощности, чтобы выходной сигнал монитора генерировался, когда мгновенная мощность оптического сигнала превышает пороговое значение, и не выходил, если мощность сигнала ниже порогового значения. Этот метод является формой оптической демодуляции и часто используется в методах оптической регенерации. Однако для целей мониторинга обычно целью является низкоскоростной, зависящий от качества сигнала выход. Например, средняя мощность, генерируемая выходным сигналом обнаружения порога, может быть связана с количеством битов метки в сигнале.Если сигнал искажен, меньшее количество бит будет пересекать пороговое значение, и выходной сигнал монитора уменьшится. На практике создать резкий порог сложно. Тем не менее, выходного сигнала, который не является линейным по входной пиковой мощности, обычно бывает достаточно, чтобы обеспечить индикацию качества: больший выход для больших 1-битов. Такие мониторы могут быть очень эффективными для обнаружения влияния различных форм дисперсии или искажения, включая дисперсию групповой скорости, дисперсию поляризационных мод и фазовую самомодуляцию.Эти методы, как правило, слабо реагируют на изменения шума. Однако часто изменение отношения оптического сигнала к шуму (OSNR) может быть обнаружено, если полная мощность сигнала остается постоянной по мере того, как OSNR ухудшается. Увеличение мощности шума приводит к уменьшению мощности сигнала (при той же полной оптической мощности в канале). Эти пороговые мониторы могут быть очень чувствительны к таким изменениям мощности сигнала, особенно если сравнивать со средней мощностью, измеренной стандартным линейным детектором (например.г., фотодиод). Фактически, поскольку большинство этих методов чувствительно к изменениям средней мощности, такая привязка обычно требуется.

Поскольку оптическое определение порога является важным элементом регенератора сигнала, мониторы порогового значения были исследованы для использования с технологиями оптического регенератора. Одним из многообещающих подходов к оптической регенерации является использование кросс-фазовой модуляции (XPM) для передачи данных об искаженном сигнале в новое непрерывное (CW) пробное поле. Из-за зависимости XPM от интенсивности, поле зонда будет претерпевать сильный сдвиг частоты только при наличии хорошо сформированной метки или 1-битного сигнала.Путем оптической фильтрации этого сигнала эти частотные сдвиги преобразуются в амплитудную модуляцию. Шум в пробелах или 0-битах отклоняется фильтром. Используя полосовой фильтр, можно также подавить большие сдвиги частоты, что также приведет к уменьшению шума на метках. Этот тип регенератора показан на Рисунке 11.1 (а). Аналогичная конфигурация используется для фазовой самомодуляции, за исключением того, что сигнал датчика удален. Поскольку шум подавляется, разница в мощности между регенерированным сигналом и входным сигналом связана с качеством сигнала.На практике чувствительность к изменениям качества сигнала может быть невелика, поскольку сам сигнал является большим фоном для этого измерения. Однако, перемещая фильтр в другие части спектра, можно получить большую чувствительность. На рисунке 11.1 (b) показан пример, в котором положение фильтра оптимизировано для чувствительности OSNR путем зондирования различных местоположений. В этом случае в SOA используется XPM. Однако отклик усложняется наличием насыщения усиления и четырехволнового смешения.Даже для оптимального размещения фильтра шум ASE, создаваемый SOA, ограничивает диапазон сигнала мониторинга примерно до коэффициента 2. Чтобы воспользоваться преимуществами оптимального размещения фильтра, отвод на рис. 11.1 (a) потребует необходимо переместить перед фильтром, а на кране P2 необходимо будет добавить дополнительный фильтр мониторинга. На XPM более сильно влияют искажения сигнала, например, вызванные дисперсией волокна и фазовой самомодуляцией. Зависимость сигнала мониторинга от дисперсии на рисунке 11.1 варьируется примерно на порядок. Во всех случаях мощность входного сигнала для SOA и мощность накачки SOA поддерживались постоянными.

Рисунок 11.1. (а) Обычный монитор на основе нелинейного порога, интегрированный с оптическим регенератором 2-R. Сигнал контроля представляет собой отношение средней мощности, измеренной на P2, нормированной на входную мощность на отводе P1. Переменный оптический аттенюатор можно использовать для поддержания постоянной входной мощности. (b) Оптический спектр сигнала NRZ-OOK со скоростью 40 Гбит / с, генерируемый XPM в режиме SOA, и чувствительность мониторинга OSNR, полученная путем перемещения выходного фильтра на разные длины волн. ³³

Подобные методы для определения амплитудного уровня были реализованы с использованием сильно нелинейного волокна. В случае сигналов с фазовой модуляцией RZ, таких как RZ-DPSK, последовательность импульсов RZ не модулируется, и поэтому сигнал данных не появляется в спектре зондирующего сигнала после XPM в нелинейной среде. Было показано, что этот эффект обеспечивает практически бесфоновый мониторинг с использованием сильно нелинейного волокна. ³⁷ На рис. 11.2 (a) показаны экспериментальная установка и различные спектры зондов, вызванных XPM, в зависимости от различных величин хроматической дисперсии сигнала данных.Путем контроля спектрального минимума между несущей пробника и индуцированным тактовым сигналом RZ генерируется большое изменение контрольного сигнала (до 16 дБ), как показано на рисунке 11.2 (b).

Рисунок 11.2. Мониторинг хроматической дисперсии сигналов RZ-DPSK со скоростью 40 Гбит / с с использованием XPM в сильно нелинейном волокне. (a) Установка и концепция: в спектре, индуцированном XPM CW-зонда, наблюдаются только тактовые сигналы из последовательности импульсов RZ, но хроматическая дисперсия искажает мощность создания сигнала на других длинах волн для почти бесфонового мониторинга.(b) Мониторинг изменения сигнала при отстройке 25 ГГц от длины волны зонда для различных входных мощностей сигнала. ³⁷

Другой подход к обнаружению оптического уровня состоит в использовании оптических логических вентилей с переменным порогом для измерения битовых амплитуд. Распространенный метод в OPM на основе оптоэлектроники — измерение добротности сигнала с использованием приемника с переменным порогом. Коэффициент добротности для сигнала двухпозиционной манипуляции (OOK) представляет собой величину раскрытия глазка, деленную на сумму стандартных отклонений шума на метках и пробелах. ^{1, 2} Одним из наиболее надежных методов получения добротности является сканирование отверстия глаза путем изменения уровня решения приемника. Этот метод может быть реализован с использованием оптических логических вентилей. Однако часто порог для нелинейного процесса недостаточно точен. В последнее время для реализации двухпорогового детектора ошибок по битам использовалась логика, основанная на синхронизации лазерной инжекции. ⁴⁶ Блокировка инжекции может обеспечить резкий переход, когда выходной сигнал лазера перескакивает на новую длину волны в зависимости от амплитуды небольшого инжектируемого управляющего сигнала.В этом случае к входным оптическим данным применяется высокий и низкий порог, и операция XOR обнаруживает, когда биты попадают в переходную область, что приводит к ошибкам. К сожалению, скорость процесса блокировки впрыска ограничена динамикой резонатора, поэтому выполнение операций, превышающих 40 Гбит / с, может быть затруднено.

Другие методы мониторинга сигнала включают преобразование сигнала таким образом, чтобы выделить особенности, зависящие от качества сигнала. Например, XPM использовался для генерации широкополосного спектра мощности. ³⁸ Используя этот подход, методы радиочастотного (RF) спектрального мониторинга ^{39, 40} могут применяться к очень высокочастотным сигналам. Недавно спектры мощности, превышающие 640 ГГц, были получены с использованием устройства на фотонной микросхеме. ⁴⁰ На рисунке 11.3 (a) показаны два сигнала мониторинга, полученные путем определения уровня тактового сигнала в спектре мощности сигнала OOK со скоростью 320 Гбит / с. Автокорреляция интенсивности также может быть получена с использованием нелинейного обнаружения, а затем сигнал мониторинга может быть извлечен либо непосредственно из автокорреляции ³⁰ , либо из спектра мощности, полученного преобразованием Фурье автокорреляции.Хорошо известно, что оптическое параметрическое усиление за счет четырехволнового смешения в волокнах обеспечивает фазозависимое усиление. В другом новом методе этот процесс использовался для усиления фазового шума в фазомодулированном сигнале и для подавления модулированного сигнала с целью обнаружения шума. ⁴⁵

Рисунок 11.3. (а) Спектр мощности с частотой 640 ГГц, генерируемый с помощью перекрестно-фазовой модуляции в волокне. (b) сигналы контроля хроматической дисперсии и (c) поляризационной модовой дисперсии, генерируемые путем обнаружения тактового тона в спектре мощности интенсивности сигнала 320 Гбит / с. ⁴⁰

Оптическая выборка также может быть реализована с использованием нелинейного обнаружения для создания низкоскоростного представления сигнала. ^{6, 7} Эти методы могут быть очень эффективными для получения форм модуляции очень высокоскоростных сигналов, недоступных при использовании методов электронной выборки. Хотя недавно оптическая выборка была реализована с использованием линейной оптической техники, нелинейные методы обычно используются для получения затвора, который определяется коротким оптическим импульсом.Короткие импульсы могут иметь низкую частоту повторения, так что образцы могут быть обнаружены с помощью обычной (низкоскоростной, недорогой) оптоэлектроники. Форму оптического сигнала можно восстановить по полученным образцам. Поскольку требуется оптический источник дискретизации с короткими импульсами, эти методы обычно слишком дороги для использования в приложениях OPM. Как упоминалось выше, широкая полоса пропускания, обеспечиваемая оптической дискретизацией, часто не требуется для контроля сигналов связи. Однако такие методы могут быть очень эффективными при испытаниях и измерениях.

Детектор конверта [Analog Devices Wiki]

Цель

В этой лабораторной работе мы будем использовать ADALM2000 и Scopy, чтобы представить обнаружение огибающей и амплитудную модуляцию. Огибающая сигнала эквивалентна его контуру, и детектор огибающей соединяет все пики в этом сигнале. Обнаружение огибающей имеет множество приложений в области обработки сигналов и связи, одним из которых является обнаружение с амплитудной модуляцией (AM).

Амплитудная модуляция (AM) — это метод модуляции, используемый в электронной связи, чаще всего для передачи информации с помощью несущей радиоволны. При амплитудной модуляции амплитуда (мощность сигнала) несущей волны изменяется пропорционально форме передаваемой волны. Эта форма волны может, например, соответствовать звукам, воспроизводимым громкоговорителем, или интенсивности света телевизионных пикселей.

Типичный сигнал с амплитудной модуляцией имеет следующее уравнение:

где:

• — сигнал сообщения
• — несущий сигнал
• k — индекс модуляции (обычно варьируется от 0 до 1)

• А — амплитуда несущей

• ω _c — несущая частота

Детектор огибающей — это электронная схема, которая принимает высокочастотный сигнал на входе и выдает на выходе огибающую исходного сигнала.(ω _c »ω _м )

Он состоит из двух основных элементов:

• Диод / выпрямитель — служит для усиления одной половины принимаемого сигнала по сравнению с другой.

• Фильтр нижних частот — требуется для удаления высокочастотных элементов, которые остаются в сигнале после обнаружения / демодуляции. Фильтр обычно состоит из очень простой RC-цепи, но в некоторых случаях его можно обеспечить просто, полагаясь на ограниченную частотную характеристику схемы, следующей за выпрямителем.

Материалы

Модуль активного обучения ADALM2000
Макетная плата без пайки и комплект перемычек
Резистор 2 — 1 кОм
2 — Конденсатор 1 мкФ
2 — Диод 1N914

Детектор конвертов

Фон

Рассмотрим схему, представленную на рисунке 1.

Рисунок 1. Базовая схема детектора конверта

Конденсатор в цепи накапливает заряд на переднем фронте и медленно высвобождает его через резистор при падении сигнала.Последовательный диод выпрямляет входящий сигнал, позволяя току течь только тогда, когда положительный входной терминал имеет более высокий потенциал, чем отрицательный входной терминал.

Настройка оборудования

Постройте следующую макетную схему для схемы детектора огибающей.

Рис. 2. Макетная схема детектора конвертов.

Процедура

Используйте первый генератор сигналов в качестве источника для получения сигнала AM со следующими параметрами:

• ω _c = 10 кГц

• А = 3

Чтобы сгенерировать сигнал AM, используйте математическую функцию из генератора сигналов Scopy.Установите длину записи 20 мс, частоту дискретизации 75 MSPS и примените следующую функцию: (1 + 0,5 * cos (2 * pi * 100 * t)) * 3 * cos (2 * pi * 100 * 100 * t) . Сгенерированная форма волны представлена ​​на рисунке 3.

Рисунок 3. Генерируемый AM-сигнал

Настройте осциллограф так, чтобы выходной сигнал отображался на канале 1.

Отсоедините конденсатор от цепи и наблюдайте за выходным сигналом. Пример графика представлен на рисунке 4.

Рисунок 4.Положительная половина генерируемого AM-сигнала

Без подключенного конденсатора схема работает как положительный полуволновой выпрямитель, который сохраняет часть сигнала выше 0 В.

Теперь снова подключите конденсатор к цепи. Пример графика представлен на рисунке 5.

Рисунок 5. Огибающая положительной полуволны

Полученный сигнал является огибающей положительной полуволны, полученной ранее. На самом деле это сигнал сообщения 100 Гц с некоторыми вариациями в 10 кГц (внесенными несущим сигналом).

Спектр частотной области

Мы также можем просматривать эти сигналы в частотной области с помощью инструмента Spectrum Analyzer. Сначала мы можем вместе посмотреть на сигналы несущей 10 кГц и сообщения 100 Гц (так как оба присутствуют на выходе этой схемы). Включите канал 1 и установите диапазон развертки от 10 Гц до 15 кГц. Выполните одиночный проход. Включите маркеры 1 и 2 на вкладке «Маркеры» и в таблице маркеров. Переместите каждый маркер, используя «Prev Peak», «Next Peak», чтобы установить их на несущей и сигнале сообщения.Пример графика представлен на рисунке 6.

Рисунок 6. Сообщение и сигналы несущей.

Установите диапазон развертки от 9 кГц от до 11 кГц. На рисунке 7 основной пик приходится на несущую частоту 10 кГц, а боковые полосы модуляции +/- 100 Гц находятся по обе стороны от несущей. (, т.е. , 9900 Гц и 10100 Гц).

Рисунок 7. Спектр сигнала демодулированной несущей.

Установите диапазон развертки от 20 Гц до 180 Гц.На рисунке 8 основной пик приходится на частоту сообщения 100 Гц.

Рисунок 8. Спектр сигнала деодулированного сообщения.

Поскольку частотный анализ производится на выходном сигнале с использованием базовой схемы детектора огибающей, мы можем видеть как сообщение, так и сигнал несущей. В отличие от применяемого входного сигнала, где амплитуда несущей больше, чем амплитуда сообщения, на графике анализатора спектра мы можем заметить, что с точки зрения амплитуды сигнал сообщения (100 Гц) выделяется по сравнению с сигналом несущей ( см. таблицу маркеров).

Детектор расширенного конверта

Фон

Рассмотрим схему, представленную на рисунке 9.

Рисунок 9. Схема детектора положительной и отрицательной огибающей.

Аналогичная схема добавлена ​​к схеме на рисунке 1, с той лишь разницей, что диод перевернут, позволяя отрицательным напряжениям проходить через RC-цепь.

Настройка оборудования

Постройте следующую макетную схему для расширенной схемы детектора огибающей.

Рисунок 10. Схема макетной платы расширенного детектора конвертов.

Процедура

Используйте первый генератор сигналов в качестве источника для получения сигнала AM со следующими параметрами:

• ω _c = 10 кГц

• А = 3

Чтобы сгенерировать сигнал AM, используйте математическую функцию из генератора сигналов Scopy. Установите длину записи 50 мс и примените следующую функцию: (1 + 0.5 * cos (2 * pi * 100 * t)) * 3 * cos (2 * pi * 100 * 100 * t) . Сгенерированная форма волны представлена ​​на Рисунке 11. (с 5 отображаемыми периодами).

Рисунок 11. Генерируемый AM-сигнал.

Настройте осциллограф так, чтобы выходной сигнал отображался на канале 1.

Отсоедините конденсаторы C1 и C2 от цепи и наблюдайте за выходным сигналом. Пример графика представлен на рисунке 12.

Рисунок 12. Положительная половина и отрицательная половина генерируемого AM-сигнала.

Без подключенных конденсаторов схема работает как выпрямитель положительной полуволны и выпрямитель отрицательной полуволны, отделяя положительную половину от отрицательной.

Теперь снова подключите конденсатор к цепи. Пример графика представлен на рисунке 13.

Рисунок 13. Огибающая положительной полуволны и огибающая отрицательной полуволны.

Полученный сигнал является огибающей положительной полуволны и отрицательной полуволны, полученной ранее.

Вопросы

1. Что произойдет, если изменить номиналы конденсатора / резистора? Какие недостатки в этом случае?

2.Для схемы на Рисунке 1, если резистор добавлен последовательно с диодом, между D1 и R1, как это повлияет на выход? Объясните различия.

Простой диодный детектор огибающей, показанный на Рисунке 1, работает плохо или совсем не работает, если амплитуда , то есть Swing меньше, чем напряжение прямого витка диода. Он будет испытывать значительные искажения на отрицательной половине сигнала модуляции для высоких индексов модуляции (около 100%), когда диод не включен полностью.Чтобы обойти это ограничение, необходимо ввести в диод небольшое смещение постоянного тока. Этот небольшой ток смещения перемещается от точки покоя схемы к точке включения диода.

Материалы

ADALM1000 Active Learning Module
Макетная плата без пайки и комплект перемычек
1 — резистор 1,5 кОм (коричнево-зеленый, красный)
1 — резистор 10 кОм (коричнево-черный оранжевый)
1 — резистор 20 кОм (красный, черный, оранжевый)
2 — Конденсатор 1,0 мкФ, C1, C2
1 — 2N3904 NPN транзистор
1 — 1N914 диод

Фон

Рассмотрим схему, показанную на рисунке 14.

Рисунок 14. Схема детектора смещенной огибающей.

Амплитудно-модулированный сигнал подается по переменному току на базу NPN-транзистора Q1, который сконфигурирован как эмиттерный повторитель. Делитель напряжения R1 и R2 вместе с диодом D1 устанавливают точку смещения постоянного тока на входе, связанном по переменному току (восстановление постоянного тока). При отсутствии модулированного входа рабочая точка покоя постоянного тока, видимая на эмиттере Q1, будет равна напряжению на соединении R1 и R2 за вычетом падения на диоде D1 и VBE Q1.Базовый ток Q1 протекает через диод D1, смещая его в прямом направлении. Во время положительных полупериодов модулированный вход D1 отключается, и входной сигнал достигает пиков, заряжающих конденсатор фильтра C2. Во время отрицательных полупериодов входного сигнала транзистор Q1 выключается, а D1 включается сильнее, обеспечивая входной ток.

Настройка оборудования

Создайте следующую макетную схему для схемы детектора смещенной огибающей.

Рисунок 15. Макетная схема детектора смещенной огибающей.

Процедура

Подключите цепь к источнику питания 5 В.

Чтобы проверить эту схему, сначала используйте тот же модулированный сигнал, который вы использовали в примере простого диодного детектора огибающей. Сравните новую конструкцию с простым диодным детектором огибающей. Используя те же шаги, что и ранее, сгенерируйте AM-сигналы с меньшими амплитудами / более высокими индексами модуляции и сравните выходные сигналы этих двух конструкций детекторов.

Пример графика входных и выходных сигналов для детектора смещенной огибающей представлен на рисунке 16.

Рисунок 16.Формы сигналов детектора смещенной огибающей

Дополнительная литература

| Бесплатный полнотекстовый | Высокочастотный амплитудный детектор для магнитных датчиков GMI

2.2. Конструкция и характеристики высокочастотного амплитудного детектора

Разработанный детектор основан на использовании широкополосного ОУ с обратной связью по напряжению с высокой скоростью нарастания напряжения (OPA699 от Texas Instruments, Даллас, Техас, США), который также имеет два выхода. ограничители напряжения.Основываясь на этих возможностях ограничения напряжения, сначала был реализован однополупериодный выпрямитель с выдающейся точностью и скоростью, как показано на рисунке 2.

Операционный усилитель OPA699 имеет два ограничивающих входа (V _H и V _L ). . Выходное напряжение операционного усилителя линейно зависит от входа, когда этот выход находится между напряжениями ограничителя V _H и V _L . В этом случае схема ведет себя как классический операционный усилитель с выходным динамическим диапазоном, определяемым в основном источниками питания ± V _cc = ± 5 В.Когда выходной сигнал пытается выйти за пределы V _H или V _L , соответствующий ограничитель удерживает выход на уровне V _H или V _L . Переход от линейного режима к режиму ограничения мощности очень резкий, а выход из режима ограничения или ускорения происходит очень быстро (1 нс). Эти особенности позволяют использовать операционный усилитель как для стандартных приложений операционного усилителя, так и для нелинейной обработки аналогового сигнала и высокоскоростных приложений. Набор этих приложений включает быстродействующие ограничивающие входные буферы аналого-цифрового преобразователя, тактовую частоту пикселей ПЗС и удаление видеосигнала, высокочастотные смесители и генерацию сигналов с амплитудной модуляцией (AM) и т. Д.

В данной работе операционный усилитель сначала используется в качестве усилителя ограничения промежуточной частоты (ПЧ). Для реализации полуволнового выпрямителя (рисунок 2) положительный предел установлен на значение по умолчанию 3,5 В (вывод V _H оставлен открытым), а отрицательный предел установлен на землю. Таким образом, только положительная половина входного напряжения сохраняется на выходе с неинвертирующим усилением. На рис. 3а, б показан пример выпрямленных сигналов с частотой 1 МГц и 50 МГц, когда входная амплитуда составляет около 500 мВ.Выпрямленные сигналы также усиливаются коэффициентом усиления неинвертирующего усилителя (в качестве примера использовалось усиление 6).

В дополнение к способности выполнять одновременное выпрямление и усиление очень высокочастотных сигналов, этот высокопроизводительный ограничитель также позволяет выпрямлять очень слабые сигналы с амплитудами всего около 10 мВ (погрешность смещения ограничителя составляет около ± 10 мВ). Это проиллюстрировано на рисунках 3c и 3d, где сигналы 1 МГц и 50 МГц с амплитудой всего 50 мВ были успешно выпрямлены и усилены.Эта особенность является ключевым преимуществом ограничителя по сравнению с диодными выпрямителями.

Среднее значение выпрямленного выхода можно легко получить с помощью фильтрации нижних частот. Это среднее значение, очевидно, пропорционально входной амплитуде и, следовательно, измеряемому полю, когда выпрямитель используется в датчике GMI. Однако чувствительность обнаружения, выраженная в вольтах на единицу измеренного магнитного поля, может быть улучшена путем точного определения амплитуды, а не измерения среднего значения.Первое решение для этого определения амплитуды выпрямленного выхода предложено на рисунке 4. В этом решении среднее значение выпрямленного напряжения получается RC-фильтром нижних частот. Это среднее значение повторно вводится в ограничитель нижнего уровня V _L .

Рисунок 5 иллюстрирует этот режим работы. В начальный момент времени (t = 0) и при первом включении источника питания напряжение, приложенное к V _L , почти равно нулю, а выход выпрямителя следует коричневой кривой.

Амплитуда этого напряжения была намеренно зафиксирована на 1 В для упрощения иллюстрации. Среднее значение этого напряжения тогда 1 / π. Начиная с этого начального момента времени (т.е. для t> 0), это значение повторно вводится в V _L , и выпрямленный выход теперь будет ограничен низким уровнем 1 / π. Выходной сигнал теперь соответствует синей промежуточной кривой на рисунке 5, и его среднее значение, очевидно, выше 1 / π. Во время кратковременного переходного режима выход будет постепенно ограничиваться все более высокими значениями, а его среднее значение будет все выше и выше.В установившемся режиме конечный выходной выпрямитель приближается к пику 1 В, как показано пурпурной кривой на рисунке 5. Окончательное среднее значение выхода выпрямителя получается на выходе RC-фильтра (зеленая кривая на рисунке 5).

Это первое решение работает хорошо. Конечное среднее значение на выходе выпрямителя приближается к амплитуде 1 В. Однако некоторая остаточная ошибка между выходом и реальным пиком напряжения не может быть легко уменьшена. Это связано с тем, что коэффициент усиления выпрямителя фиксируется только резисторами R ₁ и R ₂ , и полученное среднее значение, естественно, все равно будет ниже пикового значения.Регулировка усиления выпрямителя может уменьшить относительную ошибку между средним значением и пиковым значением выпрямленного выхода до некоторого предела. Ошибка 20% была получена для коэффициента усиления 6, а ошибка 15% была получена для очень высоких коэффициентов усиления (более 40). Использование высоких коэффициентов усиления уменьшит полосу пропускания усилителя, что нежелательно. Следует использовать умеренные значения усиления, чтобы воспользоваться преимуществом произведения высокого коэффициента усиления и полосы пропускания операционного усилителя с ограничением. На самом деле, хотя решение, предложенное на рисунке 4, обеспечивает надежную работу и измерения, оно, однако, основано только на интуитивной идее.Использование ограничивающего усилителя таким необычным способом (когда его выход возвращается на ограничивающий вход V _L ) не описывается производителем операционного усилителя, как и точный способ выполнения операции ограничения. Для тщательного всестороннего понимания требуется дополнительная информация о внутренней структуре этого ограничителя и о том, как он управляет выходной мощностью, которая не предоставляется производителем. Поэтому невозможно легко вывести уравнения, которые управляют этим принципом работы и конечным результатом.

По всем этим причинам было выбрано и реализовано другое оригинальное решение для определения амплитуды входного сигнала. В этом подходе ограничивающий операционный усилитель используется в соответствии со спецификациями и обычным способом работы (ограничивающий вход V _L установлен на фиксированное и четко определенное напряжение). Возможно также комплексное теоретическое исследование, позволяющее прогнозировать полученные результаты.

На рисунке 6 показана электронная схема этой второй концепции, где v _ac — синусоидальное входное напряжение с амплитудой V _ac .Значения компонентов оптимизированы для рабочей частоты 1 МГц. В этой схеме среднее значение на выходе выпрямителя получается с помощью фильтра нижних частот 1-го порядка с умеренным затуханием ширины, образованного резистором R и конденсатором C. Напряжение на выходе этого фильтра усиливается и инвертируется инвертирующим преобразователем. каскад операционного усилителя (У ₂ ). Коэффициент усиления этого каскада регулируется резисторами R ₅ и R ₀ . Этот каскад также работает как фильтр нижних частот второго порядка.В сочетании с RC-фильтром он образует фильтр 2-го порядка, который улучшает подавление высокочастотного несущего сигнала и его гармоник.

Напряжение отрицательной обратной связи V _f (которое отражает выходной сигнал) получается из выходного напряжения V _out через делитель напряжения, образованный R _G и R ₃ . Это напряжение возвращается на вход выпрямителя, образуя замкнутый контур. Индуктор дросселя, L _c , гарантирует изоляцию между высокочастотной секцией и секциями постоянного тока.Он действует как высокий импеданс по отношению к высокочастотному входу v _ac . Эта высокая частота не должна достигать выхода детектора через ответвление R _G . Тот же дроссель дросселя действует как короткое замыкание для токов постоянного тока. Другими словами, напряжение обратной связи постоянного тока V _f должно подаваться на резистор R ₃ без подачи переменного напряжения с R ₃ на выход детектора через ответвление R _G . Выбор номинала дросселя зависит от частоты v _ac .На практике и при заданной частоте несущей этот выбор представляет собой компромисс между значением индуктора (а затем его размером) и приемлемым ослаблением высокочастотных токов в цепи обратной связи.

В этом замкнутом контуре выпрямитель обеспечивает функцию компаратора между амплитудой, V _ac , входного сигнала, v _ac , и абсолютным значением напряжения отрицательной обратной связи V _f . При соответствующей настройке параметров цикла, цикл имеет тенденцию отменять или, по крайней мере, минимизировать ошибку ε между V _ac и абсолютным значением V _f .Когда петля хорошо заблокирована, эта ошибка сводится к минимуму. Это означает, что абсолютное значение V _f близко к V _ac , а конечное выходное напряжение V _out зафиксировано на V _ac . Этот отрицательный выходной сигнал является изображением амплитуды входного сигнала. Коэффициент усиления между V _out и V _ac будет в основном определяться R _G и R ₃ .

Всестороннее исследование этой концепции может быть выполнено с использованием функциональной схемы замкнутого контура, представленной на рисунке 7, где T и G обозначают передаточные функции разомкнутого контура и обратной связи, соответственно.Это классический автоматический контур управления, который измеряет изображение на выходе посредством измерения V _f и сравнивает это измерение с V _ac . Контур регулируется таким образом, чтобы минимизировать ошибку ε (ошибка в смысле работы с обратной связью между V _ac и абсолютным значением V _f . Эта ошибка также может быть определена суммой V _ac и V _f , поскольку V _f отрицательный, как показано на рисунке 7.

На этой диаграмме выходное напряжение легко выразить уравнением (1):

Vout = T⋅ε = T⋅ (Vac + Vf) = T⋅ (Vac + G⋅Vout)

(1)

Перестановка членов дает классическую форму передаточной функции системы в замкнутом контуре, задаваемой уравнением (2):

Передаточная функция разомкнутого контура T в основном определяется коэффициентом усиления выпрямителя, характеристикой фильтра нижних частот и коэффициентом усиления инвертирующего усилителя.Исходя из схемы на Рисунке 6, эта передаточная функция задается уравнением (3):

Т = (1 + R2R1) ⋅1π⋅1 (1 + RC⋅jω) ⋅ (−R0R51 + τ⋅jω)

(3)

Для немодулированных входных сигналов V _ac не зависит от времени, а его угловая частота равна нулю (ω = 0). В этом случае передаточная функция разомкнутого контура может быть упрощена в соответствии с уравнением (4):

Т = Т0 = VoutVac = (1 + R2R1) ⋅1π⋅ (-R0R5)

(4)

С другой стороны, передаточная функция обратной связи G , которая в нашей конструкции не зависит от частоты, легко выражается уравнением (5):

Уравнение (2) принимает следующий вид:

VoutVac = T01 − G⋅T0withT0 <0

(6)

Когда количество | G · T ₀ | в уравнении (6) становится очень большим по отношению к единице (| G · T ₀ | ≫1), им можно пренебречь, и уравнение (6) сводится к уравнению (7), которое является идеальным соотношением между входом и выход замкнутой системы:

VoutVac≈ − 1G = −R3 + RGR3 = — (1 + RGR3)

(7)

При условии | G · T ₀ | ≫1 выходное напряжение, V _out , линейно зависит от амплитуды входного напряжения, V _ac , с константой пропорциональности (или коэффициентом усиления), определяемой следующим образом: (1 + R _G / R ₃ ).Это усиление с обратной связью определяется только цепью обратной связи. Это предсказуемый и стабильный коэффициент усиления, поскольку в схеме обратной связи используются только стабильные пассивные компоненты, а не активные компоненты (активный выпрямитель и инвертирующий усилитель…). Поскольку пассивные компоненты имеют гораздо лучшие характеристики дрейфа (температура, источник питания …), чем активные, нынешняя концепция определения амплитуды сочетает в себе преимущества классических активных пиковых детекторов (отсутствие диодов и пороговых ограничений) и преимущества малого дрейфа пассивные компоненты.Это одна из основных идей этого амплитудного детектора, который позволяет, следовательно, точно измерять входную амплитуду с легко программируемым коэффициентом усиления.

Эти теоретические соображения были подтверждены экспериментально. Передаточная функция T ₀ разомкнутого контура была отрегулирована примерно до -950 посредством регулировки R ₀ . Резистор R ₃ был установлен на 1 кОм. На рисунке 8 показаны формы входных синусоидальных сигналов и полученный выходной сигнал детектора для двух различных значений резистора R _G (R _G = 10 кОм и 5.6 кОм).

Входной сигнал имел частоту 1 МГц и амплитуду 250 мВ. Помните, что напряжение на выходе детектора на самом деле отрицательное. Однако для всех результатов, рассматриваемых в следующих разделах и рисунках этой статьи, это напряжение было намеренно инвертировано (зеленые графики на рисунках 8, 9, например) только для простоты объяснения и ясности визуализации. Будут учитываться только абсолютные значения этого напряжения и коэффициентов усиления, заданные уравнениями (6) и (7).

Измеренные выходные сигналы детектора составляли приблизительно 2,6 В и 1,6 В для R _G = 10 кОм и 5,5 кОм соответственно. Прирост замкнутого контура тогда составлял примерно 10,4 и 6,4 соответственно. Эти значения близки к теоретическим приблизительным предсказаниям (11 и 6.6), данным уравнением (7). Разница между приближением в уравнении (7) и измерением составляет около 5,5% для R _G = 10 кОм и около 3% для R _G = 5,6 кОм. Несложно проверить, что ошибка больше для R _G большего размера.Фактически, сравнение между измерением и приблизительной формулой было выполнено здесь с использованием одного и того же значения T ₀ как для R _G = 10 кОм, так и для R _G = 5,6 кОм. Товар | G · T ₀ | тогда выше для R _G = 5,6 кОм. Это приводит к меньшей ошибке между измерением и приближением уравнения (7). В более общем смысле, при заданном усилении G обратной связи ошибка может быть уменьшена путем использования высоких значений для коэффициента усиления разомкнутого контура T ₀ (пропорциональный корректор в смысле контура автоматического управления).Однако, как хорошо известно, в системах автоматического управления увеличение этого усиления не всегда желательно, поскольку это приводит к проблемам нестабильности замкнутого контура. Чтобы преодолеть это ограничение, можно использовать интегральный корректор. В сочетании с пропорциональным корректором он отлично устраняет ошибку даже при умеренном пропорциональном усилении. В текущую конструкцию можно включить такой интегратор, который реализован другой схемой операционного усилителя. Это, очевидно, добавляет больше электронных компонентов в дизайн.Необходимо найти компромисс между ошибкой и дополнительной сложностью.

Выход выпрямителя (выход операционного усилителя OPA699) также показан на рисунке 8. Этот выходной сигнал отражает ошибку ε, и мы можем видеть, что она очень мала, поскольку контур хорошо синхронизирован. Следует отметить, что на выходе детектора все еще наблюдаются небольшие колебания на частоте 1 МГц. Происхождение этих колебаний хорошо известно. Фактически, как упоминалось выше в этом разделе, некоторые высокочастотные токи, поступающие от входа, не полностью блокируются дросселем L _c в ветви R _G .Можно реализовать несколько стандартных решений, чтобы еще больше минимизировать этот эффект. Первое простое решение — увеличить номинал индуктора. В другом решении, основанном на методе «вставки полюсов», изоляция между двумя секциями может быть улучшена путем добавления конденсатора, параллельного L _c . Если резонансная частота этой параллельной цепи хорошо настроена на рабочую частоту, результирующая «ловушка» будет иметь очень высокий импеданс и станет эффективной блокирующей схемой.Однако основным ограничением этого метода может быть необходимость точной настройки резонанса параллельной цепи ловушки для каждой рабочей частоты.

Разработанная схема была также испытана на определение пиков быстрых импульсов. Фактически, импульсное возбуждение — часто используемый подход в датчиках GMI в качестве альтернативы одночастотному возбуждению. Этот режим возбуждения дает несколько преимуществ. Эти соображения выходят за рамки данной статьи, но заинтересованный читатель может обратиться к [8] и [33] для получения более подробной информации.

На вход детектора подавалась серия резких импульсов (рисунок 9) с R _G = 10 кОм. Длительность импульса и его амплитуда составляли около 20 нс и 225 мВ соответственно. Время повторения импульса составляло 1 мкс. На рисунке 9 показано, что напряжение на выходе детектора составляло около 2,33 В. Это примерно дает коэффициент усиления около 10,4, что близко к предсказанию, приведенному в уравнении (7).

Важно отметить, что этот детектор обеспечивает очень линейную зависимость между амплитудой входного и полученного выходных сигналов.По сравнению с большинством имеющихся в продаже диодных пиковых детекторов, линейность детектора обычно лучше, особенно для низких амплитуд. На рисунке 10a показаны входные-выходные характеристики детектора, где усиление было зафиксировано только на уровне 3 (R _G = 2 кОм), чтобы можно было исследовать большой входной диапазон (без насыщения выхода). Для сравнения измеренные характеристики ввода-вывода коммерческого пикового детектора с температурной компенсацией (LTC5507 от Linear Technology) показаны на рисунке 10b.В дополнение к этой хорошей линейности детектор недорогой и компактный. Он также не требует ни опорного сигнала, ни умножителей. Это действительно ключевые преимущества по сравнению, например, с синхронным усилителем и синхронными детекторами.

Кроме того, сигналы с амплитудной модуляцией (AM) также были успешно демодулированы, как показано в примере на Рисунке 11, где частоты несущей и модулирующих сигналов составляли примерно 1 МГц и 400 Гц, соответственно.

Ширина полосы демодуляции –3 дБ в разомкнутом контуре в основном определяется RC-фильтром нижних частот и произведением коэффициента усиления на полосу пропускания инверторного усилителя U ₂ .Для значений параметров, приведенных на рисунке 6, эта измеренная полоса пропускания составляла около 5 кГц.

Ожидается, что в замкнутом контуре эта полоса пропускания будет увеличена. Для несущей частоты 1 МГц и для R _G = 10 кОм ожидаемая ширина полосы при –3 дБ может быть более 50 кГц. Необходимы дополнительные исследования и всестороннее изучение этого аспекта, чтобы выйти за рамки этих первых измерений и установить точное математическое соотношение между шириной полосы демодуляции в разомкнутом и замкнутом контуре и их зависимостью от усиления детектора.Это исследование, которое является предметом нашей текущей работы, должно учитывать частотную зависимость передаточной функции T в уравнении (3) и точное выражение передаточной функции замкнутого контура в уравнении (2). В любом случае ширина полосы демодуляции больше, чем та, которая может быть реализована преобразователем среднеквадратичного значения в постоянный ток, и должна быть по крайней мере сопоставима с полосой пропускания, которая может быть достигнута другими классическими демодуляторами.

A 230 мкВт встроенный детектор амплитуды RF с автокалибровкой в ​​65 нм CMOS

Амплитудная демодуляция или детектор — Учебники по электронике

В этой статье мы обсудим амплитудную демодуляцию или детектор, его тип и подробности о линейном диодном детекторе. Процесс демодуляции или обнаружения состоит в получении исходного модулирующего напряжения из модулированного несущего напряжения. Таким образом, обнаружение — это процесс, обратный процессу модуляции.

Таким образом, в процессе обнаружения элементы частоты модуляции, которые были смещены в более высокую часть частотного спектра в процессе модуляции, возвращаются в свое исходное положение в частотном спектре.

Процесс обнаружения выполняется путем смешивания несущей с компонентами боковой полосы в нелинейном устройстве. Этот процесс смешивания приводит к суммированию и разности частот. Каждая боковая полоса колеблется или смешивается с несущей, чтобы создать член разностной частоты, который является не чем иным, как исходным членом частоты модуляции.Выходная цепь детектора выбрана таким образом, чтобы исключить все остальные частотные составляющие, за исключением желаемых составляющих частоты модуляции.

Классификация амплитудной демодуляции или детектора

Детектор может быть двух типов:

1. Прямоугольный диодный детектор
2. Линейный диодный детектор

Прямоугольный диодный детектор использует нелинейную часть динамической вольт-амперной характеристики электронного устройства и используется для обнаружения модулированных несущих небольшой величины.Детектор с линейным диодом использует свойство выпрямления диода. Ток в выпрямительном диоде протекает в виде импульсов. Между обнаруженным выходным напряжением и амплитудой несущей существует линейная зависимость.

Линейный диодный детектор | Демодуляция амплитуды

Линейный диодный детектор использует свойство выпрямления диода. Линейные диодные детекторы широко используются в коммерческих радиоприемниках. Однако линейный диодный детектор для удовлетворительной работы требует несущего напряжения 5 вольт или более.При таком высоком значении несущей можно пренебречь напряжением отключения V _V диода, и можно считать, что работа выполняется в основном в линейной области динамической вольт-амперной характеристики диода.

На рисунке 1 представлена ​​принципиальная схема линейного диодного детектора. Модулированное несущее напряжение прикладывается к последовательной комбинации диода и полного сопротивления нагрузки, состоящего из резистора R, соединенного шунтом с конденсатором C. Поскольку приложенное напряжение имеет большую величину, работа происходит в основном в линейной области динамического тока-напряжения. характеристика диода.Предполагая, что конденсатор C отсутствует, общий импеданс в последовательной цепи равен (R _f + R), где R _f — динамическое сопротивление анода диода. Затем приложение модулированного несущего напряжения дает выходной сигнал формы, показанной на рисунке 2. Диод проводит в течение положительной половины несущего напряжения, но не проводит в течение отрицательной половины.

Выход изменяет наличие шунтирующего конденсатора. Во время положительного полупериода несущего напряжения диод проводит, тем самым заряжая конденсатор C с полярностью, показанной в пиковом значении несущего напряжения.Во время отрицательного полупериода несущего напряжения диод не проводит, и, следовательно, конденсатор C разряжается через резистор R, как показано на рисунке 1. Это приводит к выходу, показанному на рисунке 2. Эта кривая выходного напряжения имеет пиковый характер, но он почти отслеживает огибающую модулированного несущего напряжения и, следовательно, является не чем иным, как исходным напряжением модуляции. Отличие этого выходного напряжения от огибающей можно уменьшить путем правильного выбора R и C.

Выбор постоянной времени линейного диодного детектора: Постоянная времени RC не может быть слишком высокой или двумя низкими.Если постоянная времени RC очень мала, кривая разряда в непроводящий период будет почти вертикальной, что приведет к большим колебаниям выходного напряжения. С другой стороны, если постоянная времени RC очень велика, кривая разряда почти горизонтальна, и это называется ограничением отрицательного пика.

Анализ показывает, что максимально допустимое значение постоянной времени RC для предотвращения ограничения отрицательного пика равно:

Однако в анализе не учитываются многие факторы, которые существенно изменяют результаты.Следовательно, максимально допустимое значение, основанное на эмпирической формуле, равно:

Линейный диодный детектор с

Для отличного удаления высокочастотных компонентов с выхода, вместо простого конденсаторного фильтра, Используется RC-фильтр типа

Обнаружение цифровых конвертов: хорошее, плохое и уродливое

Недавно я был думаем о процессе обнаружения конвертов.Учебная информация по этому тема легко доступна, но эта информация разбросана по ряду Учебники по ЦОС и много Интернет Интернет места. Цель этого блога — обобщить различные цифровые конверты. методы обнаружения в одном месте.

Здесь я сосредоточусь на обнаружение огибающей, когда оно применяется к синусоидальным колебаниям амплитуды. сигнал, в котором колебания положительной амплитуды (синусоиды конверт ) содержат какой-то Информация.Начнем с простейшего метода обнаружения конверта.

Обнаружение асинхронной полуволновой огибающей

Рисунок 1 — цифровой версия популярного детектора огибающей, используемого в аналоговом мире для определения амплитуды модуляционная (AM) демодуляция в аналоговых AM-приемниках. Работа этого конверта детектор должен извлекать ( обнаруживать ) низкий сигнал огибающей частоты амплитуды (пунктирная кривая) от входящего RF сигнал.

Примечание: хотя формы сигналов на рисунке 1 кажутся непрерывными, имейте в виду, что они действительно являются числовыми последовательностями с дискретным временем (цифровыми сигналами).

Рисунок 1: Асинхронный детектор огибающей полуволны.

Из-за гармоник (кратных входящих f _c несущая частота) генерируется за счет полуволнового выпрямления на рисунке 1 и возможного спектрального наложения спектров в зависимости от на системе f _s частота дискретизации, тщательный спектр анализ полуволновой выпрямленной синусоиды необходим, чтобы помочь вам определить соответствующую частоту среза цифрового фильтра нижних частот.Здесь я использовал простой БИХ-фильтр нижних частот третьего порядка для генерации — все формы выходных сигналов огибающей, представленные в этом блоге.

Этот простой детектор называется «асинхронным», потому что ему не нужно генерировать константу копия амплитуды входящей синусоиды RF, как и некоторые другие детекторы мы будем обсуждать.

Обнаружение асинхронной полноволновой огибающей

Мы можем уменьшить высокочастотный шум на выход детектора Фиг.1 путем выполнения двухполупериодного выпрямления, как показано на Рисунке 2 [1].

Рисунок 2: Асинхронный детектор двухполупериодной огибающей.

Здесь самая низкая частота спектральная гармоника на входе фильтра 2 f _c Гц. Так что гармония более тщательно затухает на выходе фильтра нижних частот, показанном на Рисунке 2, по сравнению с первое f _c Гц гармоника на рисунке 1 выход фильтра.

Обнаружение асинхронной реальной квадратичной огибающей

Рисунок 3 — цифровой версия популярного квадратичный аналоговый детектор огибающей (иногда называемый «детектором продукта»).

Рисунок 3: Асинхронный детектор действительной квадратичной огибающей.

Здесь спектральные гармоники на входе фильтра такие же, как на рисунке 2. Ссылки [2,3] дают математическое описание детектора огибающей на рисунке 3.

Обнаружение асинхронного комплексного конверта

На рис. 4 показан популярный цифровой детектор огибающей, который использует преобразователь Гильберта для вычисления комплексной версии входящего сигнала.(Этот детектор более подробно описан в ссылке [4].)

Рисунок 4: Асинхронная комплексная огибающая детектор.

Вышеупомянутый преобразователь Гильберта не обязательно должен быть сверхвысокопроизводительным, например широкополосным, чья полоса пропускания простирается от почти нуля Гц до почти половины частоты дискретизации ( f _s /2 Гц). Полоса пропускания трансформатора должна быть достаточно широкой, чтобы включать спектральную энергию входящего радиосигнала.