Как определить мощность импульсных трансформаторов. Расчет и конструкция импульсного трансформатора: особенности, формулы, практические рекомендации

Следует отметить, что при самостоятельном расчете, необходимо увеличивать количество витков на вторичной обмотке примерно на 5-10%.

Упрощенный расчет 220/36 В

Стандартный трансформатор с 220/36 В, представлен тремя основными компонентами в виде первичной и вторичной обмотки, а также магнитопровода. Упрощенный расчет силового трансформатора включает в себя определение сечения сердечника, количества обмоточных витков и диаметра кабеля. Исходные данные для простейшего расчета представлены напряжением на первичной U₁ и на вторичной обмотке – U₂, а также током на вторичной обмотке или I₂.

В результате упрощенного расчета устанавливается зависимость между сечением сердечника Sсм², возведенным в квадрат и общей трансформаторной мощностью, измеряемой в Вт. Например, прибором с сердечником, имеющим сечение 6,0 см², легко «перерабатывается» мощность в 36 Вт.

Понижающий трансформатор

При расчете используются заведомо известные параметры в виде мощности и напряжения на вторичной цепи, что позволяет вычислить токовые показатели первичной цепи. Одним из важных параметров является КПД, не превышающий у стандартных трансформаторов 0,8 единиц или 80%.

Сами занимаетесь установкой электрооборудования? Схема подключения трансформатора представлена на нашем сайте.

Подозреваете, что трансформатор неисправен? О том, как проверить его мультиметром, вы можете почитать тут.

Чем отличается трансформатор от автотрансформатора, вы узнаете из этой темы.

Показатели полной или полезной мощности многообмоточных трансформаторов, являются суммой мощностей на всех вторичных обмотках прибора. Знание достаточно простых формул позволяет не только легко произвести расчёт мощности прибора, но также самостоятельно изготовить надежный и долговечный трансформатор, функционирующий в оптимальном режиме.

Видео на тему

Электроника ЧПУ — Расчет импульсного трансформатора

В методике расчета, описанной в [1], для определения минимального числа витков первичной обмотки W₁ и габаритной Р_габ (максимально допустимой) мощности трансформатора двухтактного преобразователя использованы формулы:

 ;    (1)

 ,    (2)

где U1 — напряжение на первичной обмотке трансформатора, В; f — частота преобразования, Гц; В_max — максимальная магнитная индукция в магнитопроводе, Тл ; S_c и S_w, — площадь сечения и площадь окна, См².

Эти формулы позволяют выполнить приближенный расчет трансформатора. Но формальное следование приведенному в [1] примеру расчета и игнорирование возникающих погрешностей может дать ошибочный результат, следствием которого может быть выход из строя трансформатора и коммутирующих транзисторов.

Рассмотрим, например, кольцевой магнитопровод К40х25х11 из феррита 2000НМ1. Рекомендуемое в [1] максимальное значение магнитной индукции должно быть равно индукции насыщения: B_max=B_нас=0,38 Тл [2,3]. Вероятно, в [1] сделан вывод. что под нагрузкой выпрямленное сетевое напряжение 310 В снизится до 285 В. Поэтому для полумостового преобразователя напряжение на первичной обмотке трансформатора (за вычетом напряжения насыщения на коммутирующем транзисторе, которое принято равным 1.6 В): U₁=285/2-1.6≈141 В. Из расчета по формуле (1) получаем W₁=11.24≈12 витков первичной обмотки.

Допустим, необходимо получить в нагрузке постоянный ток l_н=4 А при напряжении U_н=50 В, что соответствует полезной мощности Р_н=200 Вт. При КПД η≈0.8 используемая мощность равна P_исп=P_н/η=200/0.8=250 Вт. Габаритная мощность выбранного трансформатора, вычисленная по формуле (2), более чем в четыре раза превышает требуемую, поэтому он должен функционировать без проблем. В соответствии с [1] максимальный ток в первичной обмотке равен l_1max=P_исп/U₁=1.77 А. Выберем коммутирующие транзисторы с запасом по току 50%, тогда максимально допустимый ток коллектора (стока) I_{к доп}= 1.77*1.5=2.7 А. Для первичной обмотки трансформатора потребуется провод диаметром 0.8 мм. Вторичная обмотка должна содержать пять витков провода диаметром 1.2 мм. На этом расчет трансформатора по методике [1] завершен. Но будет ли нормально работать преобразователь с этим Трансформатором?

Рассмотрим процесс передачи энергии в нагрузку с помощью импульсного трансформатора, схема включения которого показана на рис.1,а. Показаны направления токов в первичной i₁ и вторичной i₂ обмотках трансформатора и полярность напряжения а рассматриваемый полупериод входного импульсного напряжения u₁, прямоугольная форма которого изображена на рис.1,б.

Заметим, что форма тока в первичной обмотке не прямоугольная. Этот ток — сумма полезной прямоугольной составляющей с амплитудой l_1max=1.77 А и треугольной составляющей тока намагничивания. Последнюю составляющую можно оценить по формуле

    (3)

Размах тока намагничивания определяется длительностью полупериода ∆t:

    (4)

На рис.1,в показано, как в течение одного полупериода ток намагничивания i_μ возрастает от значения -l_max до +l_max, а другого — убывает в том же интервале. Даже при отсутствии насыщения магнитопровода только за счет возрастания тока намагничивания суммарный ток l_∑max , показанный на рис. 1,б, может увеличиться до опасных для транзисторов значений.

Рассмотрим влияние гистерезиса. Намагничивание и перемагничивание магнитопровода происходит в соответствии с кривыми, показанными на рис.2. По оси абсцисс — напряженность магнитного поля Н, создаваемого первичной обмоткой трансформатора, по оси ординат — магнитная индукция В в магнитопроводе. На рис. 2 показаны предельная петля гистерезиса и частная (внутренняя) петля гистерезиса, соответствующая рис. 1,б и 1,в.

Кривая на рис.2, исходящая из точки пересечения координатных осей, соответствует начальному участку кривой намагничивания и характеризует работу трансформатора в слабых магнитных полях. Поскольку, как указывалось, напряженность магнитного поля Н, создаваемого первичной обмоткой трансформатора, пропорциональна току намагничивания i_μ, вполне правомерно совместить на одном рисунке его диаграмму с изменением магнитной индукции В в магнитопроводе.

Если в любой точке петли гистерезиса провести касательную (на рисунке — это касательная АС в точке А), то ее наклон будет определять изменение магнитной индукции ЛВ по отношению к изменению напряженности магнитного поля ∆Н в выбранной точке, т.. е. ∆В/∆Н. Это — динамическая магнитная проницаемость. В точке пересечения координатных осей она равна начальной магнитной проницаемости. Для феррита 2000НМ1 она номинально составляет 2000, но ее реальное значение может находиться в весьма широких пределах: 1700…2500 [2].

Для показанного на рисунке примера, в котором перемагничивание магнитопровода происходит по частной петле гистерезиса с вершиной в точке D, изменение тока намагничивания i_μ1 определяемого формулой (3). будет происходить почти по линейному закону. Если частота преобразования f не превышает 50 кГц, потери энергии на нагрев магнитопровода из-за его перемагничивания пренебрежимо малы. Что же касается режима с заходом значения магнитной индукции в область насыщения материала магнитопровода (B_max=B_нас). выбранного в [1], картина будет совершенно иной. В этом случае основной кривой намагничивания соответствует форма тока i_μ2 весьма далекая от линейной. Касательная в точке Е с координатами (Н_нас, В_нас) почти горизонтальна, что эквивалентно существенному уменьшению индуктивности первичной обмотки, и поэтому в соответствии с формулой (3) ток намагничивания резко возрастает, что иллюстрирует график i_μ2. Если коммутирующий транзистор выбран без достаточного запаса по току, он будет неизбежно поврежден. Чтобы исключить насыщение магнитопровода, необходимо выполнить условие: при максимально возможном напряжении питания максимальная магнитная индукция должна соответствовать неравенству B_max≤(0,5…0,75)*В_нас. Часто при проектировании двухтактного преобразователя пользуются еще и другим критерием — относительным значением тока намагничивания. Параметры первичной обмотки выбирают так. чтобы размах тока намагничивания ∆l соответствовал не более 5…10% амплитуды прямоугольной составляющей тока в первичной обмотке l_1max, тогда суммарный ток можно приближенно считать прямоугольным.

Индуктивность первичной обмотки трансформатора, содержащей в нашем примере 12 витков, равна 0.3 мГн. Амплитуда тока намагничивания, вычисленная по формуле (4). — 1.18 А. Если теперь для полезной нагрузки 200 Вт сравнить полученное максимальное значение суммарного тока коммутации l_∑max=l_1max+l_max=1.77+1.18=2.95≈З А (рис.1,б) с максимально допустимым током коммутирующего транзистора 2.7 А, становится совершенно очевидным факт неправильного выбора транзистора и несоответствия вычисленного диаметра проводника первичной обмотки требуемому значению. Это несоответствие еще более усугубится в случае вполне возможного повышения входного напряжения на 20 %. Поскольку при номинальном напряжении питания выбран режим с заходом значения магнитной индукции в область насыщения материала магнитопровода (B_max=B_нас), в случае повышения сетевого напряжения максимальное значение тока в первичной обмотке трансформатора l_∑max значительно превысит даже его уточненное значение 3 А.

Произвольно выбранная в примере расчета частота преобразования 100 кГц, как показывает эксперимент, является предельно возможной для феррита 2000НМ1, при этом необходимо учитывать потери энергии на разогрев трансформатора. Даже если их не учитывать, число витков первичной обмотки должно быть существенно больше. В случае увеличения напряжения сети на 20% амплитуда напряжения на первичной обмотке достигнет 180 В . Если допустить, что при этом напряжении максимальная магнитная индукция в магнитопроводе не превысит В_mах=0,75*В_нас=0.285 Тл, то число витков первичной обмотки, вычисленное по формуле (1), должно быть равно 20, но никак не 12.

Таким образом, недостаточно обоснованный выбор исходных значений в формуле (1) может привести к неточному или даже ошибочному расчету импульсного трансформатора. Чтобы не возникло сомнений в правомерности применения формулы (1), обоснуем ее аналитически.

Максимальная магнитная индукция В_max(Тл) в замкнутом магнитопроводе может быть вычислена по известной формуле

 ,    (5)

где μ₀ = 4π·10⁷ Гн/м - абсолютная магнитная проницаемость вакуума; μ_EFF — эффективная магнитная проницаемость материала магнитопровода; l_max — амплитуда тока намагничивания, А; W₁ — число витков первичной обмотки; l_EFF— эффективная длина магнитной силовой линии в магнитопроводе, м. Подставим в (5) l_max из (4), применяя известную формулу для индуктивности тороидальной обмотки

и переходя от метров к сантиметрам, получим формулу для расчета числа витков

    (6)

Как видим, формула (6) отличается от (1) лишь тем, что в нее входит эффективная площадь сечения магнитопровода, а не геометрическая. Подробная методика расчета эффективных параметров различных типов магнитопроводов приведена в [З]. При практическом использовании этой формулы значение W, следует округлить вверх до ближайшего целого числа N₁.

Обратим внимание на особенности применения использованных в [1] соотношений при проектировании трансформаторов для различных двухтактных преобразователей.

Автогенераторные преобразователи с одним трансформатором, подобные описанному в (4), работают с заходом в область насыщения материала магнитопровода (точки Е и Е’ на рис. 2). Формулы (1) и (2) используют при B_max= В_нас. Несколько иначе применяют указанные формулы в случае проектирования автогенераторных преобразователей с двумя трансформаторами, таких как описанный в [5]. В нем обмотка связи на мощном трансформаторе соединена с маломощным  трансформатором в цепи управления базами коммутирующих транзисторов. Импульсное напряжение, наводимое в обмотке связи, создает насыщение в маломощном трансформаторе, который и задает частоту преобразования в соответствии с формулой (1). Эту частоту подбирают такой, чтобы избежать насыщения в мощном трансформаторе, типоразмер которого определяют согласно формуле (2). В подобных блоках питания сигналы управления, формируемые насыщающимся маломощным трансформатором, сводят до минимума сквозной ток в коммутирующих транзисторах.

Наряду с автогенераторами, большой популярностью у радиолюбителей пользуются двухтактные преобразователи с внешним возбуждением. Чтобы исключить сквозной ток коммутации, генераторы сигналов внешнего возбуждения формируют защитный временной интервал между выключением открытого и включением закрытого коммутирующих транзисторов. После выбора частоты преобразования и максимального значения магнитной индукции в магнитопроводе обычно вначале на основании (2) определяют требуемый магнитопровод трансформатора, а затем с помощью формулы (1) рассчитывают число витков первичной обмотки трансформатора.

Для ориентировочных расчетов и предварительного выбора требуемого типоразмера магнитопровода из феррита 2000НМ1 служит таблица, в которой для нескольких значений частоты преобразования f представлены результаты расчетов минимального числа витков N₁ первичной обмотки по формуле (6), амплитудного значения тока намагничивания I_max по формуле (4) и максимально возможной полезной мощности Р_max. При вычислении последней вначале была вычислена габаритная мощность по формуле (2) с использованием эффективной площади сечения магнитопровода вместо геометрической, затем она была умножена на значение КПД, равное 0.8. Сумма

I_∑max= l_1max + l_max

дает основание для выбора коммутирующего транзистора по максимально допустимому току коллектора (стока). Это же значение тока можно использовать и для определения диаметра провода первичной обмотки трансформатора в соответствии с приведенной в [1] формулой

Расчеты выполнены при условии, что максимальная магнитная индукция В_mах не превысит 0.25 Тл, даже если напряжение сети будет выше номинального на 20 %, вследствие чего напряжение на первичной обмотке трансформатора двухтактного полумостового инвертора может достигать 180 В (с учетом падения напряжения на токоограничивающем резисторе и выпрямительных диодах). Магнитопровод следует подбирать с запасом 20…40% по максимальной выходной мощности, указанной в таблице. Хотя таблица составлена для полумостового преобразователя, ее данные можно легко модифицировать и для мостового. В этом случае напряжение на первичной обмотке трансформатора будет в два раза больше, а амплитуда прямоугольной составляющей тока первичной обмотки — в два раза меньше. Число витков должно быть вдвое больше. Индуктивность обмотки возрастет в четыре раза, а ток >I_max уменьшится вдвое. Можно использовать магнитопровод из двух сложенных вместе ферритовых колец одного типоразмера, что приведет к двукратному увеличению площади сечения магнитопровода S_c и коэффициента индуктивности A_L . Согласно формуле (2) габаритная и полезная отдаваемая мощность также возрастут вдвое. Минимальное число витков первичной обмотки, вычисленное по формуле (6) останется неизменным. Ее индуктивность возрастет вдвое, а ток намагничивания I_max, определенный по формуле (4), останется прежним.

В блоках питания с выводом от средней точки первичной обмотки трансформатора к половине этой обмотки прикладывается полное напряжение сети, поэтому число витков обмотки должно быть в два раза больше по сравнению с мостовым преобразователем при прочих равных условиях.

Подчеркнем, что из-за значительного разброса реальных значений параметров ферромагнитных материалов по сравнению с их справочными данными таблицу можно использовать только для предварительного выбора магнитопровода, а затем, после экспериментального измерения его характеристик, требуется провести уточненный расчет трансформатора. Например, для магнитопровода К40х25х11 в таблице приведено значение коэффициента индуктивности A_L=2.08 мкГн на виток. Экспериментально уточним магнитные свойства конкретного экземпляра магнитопровода: для пробной обмотки из N_проб = 42 витков измеренная индуктивность равна ≈3.41 мГн, а коэффициент индуктивности

 .

Но отличия могут быть и более значительными, поэтому приведенное в таблице значение коэффициента индуктивности следует все же рассматривать как ориентировочное. В нашем случае нужно либо увеличить число витков, чтобы индуктивность обмотки была не меньше рассчитанной по табличным данным, либо при выборе транзисторов учесть, что ток l_max будет больше табличного в 2,08/1,93≈1.1 раза.

На этапе изготовления, скорее всего, окажется, что рекомендованное минимальное число витков первичной обмотки будет лишь частично заполнять первый слой трансформатора. Чтобы магнитное поле, создаваемое такой обмоткой в магнитопроводе, было однородным, ее витки располагают либо «вразрядку», либо заполняют ими слой целиком, а затем, с учетом нового числа витков, проводят окончательный расчет трансформатора.

Завершим расчет трансформатора, выбранного в качестве примера. Из таблицы следует, что на частоте 50 кГц максимальная полезная мощность составит 265 Вт, минимальное число витков первичной обмотки N₁ равно 45. Ориентировочно максимальное значение коммутируемого тока: 1.77+0.21=1.98 А. Определим диаметр провода первичной обмотки трансформатора. Как указывалось , ближайший по диаметру из производимой промышленностью номенклатуры [6] выберем d₁=0,83мм, а с учетом изоляции d₁=0,89 мм. Если учесть электрическую изоляцию магнитопровода несколькими слоями лакоткани общей толщиной 0,25 мм, внутренний диаметр магнитопровода уменьшится до 25-0.5=24.5 мм. При этом длина внутренней окружности составит π·24,5≈80 мм. С учетом коэффициента заполнения 0,8 для намотки первого слоя обмотки доступно 64 мм, что соответствует 64/0,89 = 71 витку. Таким образом, для 45 витков достаточно места. Наматываем их «вразрядку».

При определении числа витков вторичной обмотки необходимо знать падение напряжения на первичной обмотке. Если учесть, что длина одного витка составляет 40.5-24.5+2-11.5=39 мм, то общая длина провода в первичной обмотке равна 45*39=1.755 м. Учитывая погонное сопротивление провода [6], получим R_обм1=0.0324*1.755=0.06 Ом, а падение напряжения на первичной обмотке достигнет U_1nад=1.77*0.06=0,1 В.

Очевидно, что столь малым его значением можно пренебречь. Если предположить, что потери на выпрямительном диоде примерно равны 1 В, тогда получим расчетное число витков вторичной обмотки N₂=45*(51/150)=15,3 ≈ 16 витков. Диаметр провода вторичной обмотки

 .

Заполнение окна трансформатора по меди

 ,

что соответствует  коэффициенту заполнения

 .

С учетом необходимости межслойной и межобмоточной изоляции среднее значение коэффициента заполнения может достигать K_m=0.35, а максимальное — K_m= 0.5 . Таким образом, условие размещения обмоток выполнено.

Уточним максимальное значение тока намагничивания с учетом того, что измеренное значение коэффициента индуктивности оказалось в 1.1 раза меньше табличного. Поэтому ток намагничивания I_max будет в 1.1 раза больше и составит 0.23 А, что в нашем примере не сильно отличается от табличного значения, 0.21 А. Суммарный ток коммутации в первичной обмотке при максимальном сетевом напряжении равен l_Σmax=1.77+0.23=2 А. Исходя из этого необходимо выбрать коммутирующие транзисторы с максимально допустимым током коллектора (стока) не менее l_дoп=1.5*2=3 А. Максимальное напряжение на коммутирующих транзисторах (в закрытом состоянии) равно полному выпрямленному напряжению сети, поэтому максимально допустимое напряжение на коллекторе (стоке) должно быть не менее U_дoп=1.2*360=432 В. На этом расчет импульсного трансформатора завершен.

ЛИТЕРАТУРА

1. Жучков В. Расчет трансформатора импульсного блока питания. — Радио, 1987, № 11. с. 43.

2. Справочная информация. Справочник по ферритам. Ферромагнитные материалы. — http://www.qrz.ru/reference/ferro/ferro.shtml

3. Михайлова М. М., Филиппов в. в., Муслеков В. П. Магнитомягкие ферриты для радиоэлектронной аппаратуры. Справочник. — М.: Радио и связь, 1983.

4 . Kнязев Ю., Сытник Г., Cоркин И. Блок ЗГ и питание комплекта ИК-2 . — Радио, 1974, № 4, с. 17.

5. Беребошкин д. Усовершенствованный экономичный блок питания. — Радио, 1985. № 6, с. 51,52.

6. Першин В. Расчет сетевого трансформатора источника питания . — Радио, 2004, № 5, с. 55-57.

С.КОСЕНКО, Радио, 2005, №4, с.35-37,44.

Импульсный трансформатор (Курсовая работа) — TopRef.ru

Министерство образования и науки Украины

РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА ПО КУРСОВОМУ ПРОЕКТИРОВАНИЮ

на тему:

“ИМПУЛЬСНЫЙ ТРАНСФОРМАТОР”

по дисциплине

“ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ЭЛЕКТРОННЫХ АППАРАТОВ”

2010

СОДЕРЖАНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

1. ОБЗОР АНОЛОГИЧНЫХ КОНСТРУКЦИЙ

1. Понятие импульсного трансформатора

2. Общие конструктивные схемы и классификация импульсных трансформаторов

3. Изоляция проводов и обмоток

4. Сердечник импульсного трансформатора

5. Тепловой режим импульсного трансформатора

2. КОНСТРУКТОРСКИЙ РАСЧЕТ

2.1 Определение средней мощности и токов трансформатора

2.2 Тип импульсного трансформатора

2.3 Выбор приращения и толщины материала сердечника

2.4 Определение поперечного сечения стержня и средней длины магнитопровода сердечника трансформатора

2.5 Определение числа витков обмоток трансформатора

2.6 Определение сечения и диаметра проводов обмоток

2.7 Укладка обмоток и уточнение размеров окна сердечника

2.8 Средние длины витков обмоток трансформатора

2.9 Масса меди и активные сопротивления обмоток

2.10 Потери в обмотках

2.11 Масса материала сердечника

2.12 Магнитные потери в сердечнике

2.13 Коэффициент полезного действия трансформатора

2.14 Намагничивающий ток трансформатора

2.15 Коэффициент плоской части импульса

2.16 Проверка трансформатора на нагревание

2.17 Параметры трансформатора и проверка искажения импульса

3. ВЫБОР МАТЕРИАЛОВ КОНСТРУКЦИИ

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК

ВВЕДЕНИЕ

Импульсные трансформаторы применяют в современных устройствах радиоэлектроники, летательных аппаратах, автоматике, установках связи, а также в других областях техники. Это связано с тем, что при проведении различных электрофизических экспериментов необходимы электрические токи, достигающие сотен килоампер при напряжениях до нескольких мегавольт.

Режим, когда мощность генерируется и потребляется в течение небольшого интервала времени, принято называть импульсным. Импульсы могут иметь разную форму, и характер последовательности импульсов также может быть разным. Мощности и напряжения импульсов могут изменяться в весьма широких пределах.

Часто рассматриваются импульсные режимы, в которых длительность импульса мала по сравнению с периодом их повторения, а форма близка к прямоугольной. Именно в таком режиме работают мощные импульсные устройства.

Для преобразования напряжений в импульсной технике широко применяется импульсный трансформатор, который служит для трансформации кратковременных периодически повторяющихся импульсов напряжения приблизительно прямоугольной формы порядка нескольких микросекунд и менее.

В данной работе будет произведено проектирование малого импульсного трансформатора.

Проектирование ИТ состоит в решении комплекса взаимосвязанных частных технических задач. К ним относятся: задача о принципиальной возможности реализации ИТ, удовлетворяющего требованиям в отношении искажений формы трансформированного импульса; выбор конструктивной схемы активной части и общей компоновки ИТ, схемы и конструкции обмоток, изоляционных, магнитных материалов, организация режима работы и режима охлаждения, расчет конструктивных параметров обмоток, изоляции, электромагнитных и тепловых режимов; выбор типовых элементов, оценка технико-экономических и функциональных показателей спроектированного ИТ.

Решаемые в процессе проектирования задачи отличаются противоречивостью. Так, например, любые изменения конструкции ИТ, направленные на уменьшение искажений фронта трансформированного импульса или увеличение его напряжения, приводят к снижению всех, без исключения, технико-экономических показателей ИТ.

Проектирование ИТ включает в себя следующие основные этапы: анализ исходных данных и патентно-информационный поиск с целью выявления, аналогов; оценку выполнимости требований; расчет электромагнитных параметров схемы замещения и установление принципиальной возможности или невозможности реализации ИТ с заданными параметрами искажений формы трансформированного импульса; выбор конструктивной схемы ИТ; расчет или выбор главных размеров, обмоток, числа витков; разработку мер по нормализации теплового режима; выбор конструкции и охлаждающих устройств; расчет, на основании которого вносятся необходимые изменения и уточнения; оценку технико-зкономических и функциональных показателей ИТ; разработку исходных данных.

Цель проектирования ИТ является выбор конструкции, отвечающей функциональным и эксплутационным требованиям и обеспечивающей получение приемлемых технико-экономических показателей.

1. ОБЗОР АНОЛОГИЧНЫХ КОНСТРУКЦИЙ

1.1 Понятие импульсного трансформатора

При помощи импульсных трансформаторов осуществляется повышение амплитуды напряжения импульса, согласование полных сопротивлений источника напряжений и нагрузки, изменение полярности импульсов.

Коэффициент полезного действия мощного ИТ может достигать 99%, поэтому потерями мощности не определяется принципиальная возможность применения ИТ. Но абсолютная величина потерь пропорциональна частоте повторения импульсов, и при увеличении частоты увеличивается тепловыделение и температура активных частей трансформатора. В связи с этим применение ИТ возможно только при частотах повторения не превышающих 10кГц. Масса и стоимость ИТ обычно меньше массы и стоимости генератора импульсов.

В целом, так же как и силовой трансформатор в промышленной электротехнике, ИТ оказывается практически незаменимым элементом в импульсной электротехнике, чем и обусловлено его широкое применение в импульсных установках.

Принципиальным фактором, определяющим возможность применения ИТ, является способность удовлетворять требованию возможно меньшего искажения передачи формы трансформируемых импульсов напряжения.

Эти искажения возникают как следствие процессов накопления и рассеяния электрической и магнитной энергии в принципиально неустранимых из системы генератор – ИТ – нагрузка (трансформаторной цепи) элементах. Такими элементами являются показанные на схеме замещения трансформаторной цепи (рис. 1.1) емкость контура C_к, емкости монтажа установки С_м1 и C_м2, емкости нагрузки C_н, индуктивности монтажа L_м1 и L_м2 и не показанные на рисунке электромагнитные параметры ИТ – индуктивности рассеяния и намагничивания и емкости его обмоток. Вследствие того, что искажения трансформаторных импульсов определяются именно этими параметрами трансформаторной цепи, все они характеризуются как паразитные. Соотношение между паразитными параметрами собственно генератора и ИТ может быть различны. В отдельных случаях паразитные параметры генератора и нагрузки оказывают доминирующее влияние на искажение; тогда применение ИТ существенно затрудняется или становится вообще невозможным.

Для уменьшения искажения формы трансформируемых импульсов напряжения необходимо при проектировании импульсных трансформаторов стремиться к возможно большему уменьшению указанных параметров их обмоток путем применения сердечников и специальных магнитных сплавов, а также обмоток надлежащей конструкции. При этом большое значение имеет уменьшение размеров сердечника и числа витков обмоток.

Для анализа переходных процессов в импульсных трансформаторах обычно применяют схему замещения трансформатора (рис. 1.1), учитывающую как паразитные индуктивности, так и емкости обмоток.

Рисунок 1.1– Схема замещения трансформаторной цепи

Конструирование высокопроизводительных импульсных трансформаторов в легкой ступени

Как аналоговые, так и цифровые разработчики используют импульсные трансформаторы для выполнения множества функций. Эта статья позволяет быстро и легко спроектировать импульсные трансформаторы для различных приложений. Пошаговая процедура проектирования проведет вас через все основные этапы. Моделирование PSpice показывает, как проверить свой дизайн.

Как правило, импульсный трансформатор передает импульс тока или напряжения с первичной или генерирующей стороны схемы на вторичную или нагрузочную сторону схемы.Импульс обычно имеет прямоугольную форму, поэтому важно сохранять точность его формы. Поскольку инженеры работают со все более высокими частотами, они должны проявлять большую осторожность при проектировании импульсных трансформаторов. Типичные применения импульсных трансформаторов включают преобразование уровня напряжения и тока, изоляцию по постоянному току, согласование импедансов, инверсию полярности и обеспечение транзисторов, управляющих затвором и полевым транзистором, или базовым преобразователем.

Раскрыть тайну конструкции импульсного трансформатора — значит сначала понять основы.Вероятно, ваши требования требуют трансформатора с быстрым нарастанием и спадом, а также с минимумом выбросов и звона. К счастью, вы можете реализовать высокопроизводительный дизайн с минимальными усилиями, применив некоторые простые правила проектирования. Простые приближения быстро создают работоспособный дизайн. Затем вы можете оптимизировать свою конструкцию внутри схемы или с помощью инструмента анализа схем, такого как Spice. Наконец, вы можете изготовить индивидуальную конструкцию или оценить готовые импульсные трансформаторы.

Анатомия пульса

В идеале форма импульса должна быть совершенно прямоугольной, а все переходы сигнала должны происходить за нулевое время.В реальном мире импульсы могут только приблизиться к этому идеалу. Поскольку ток не может изменяться мгновенно, в результате возникают конечные времена нарастания и спада. Паразитные элементы вызывают выбросы и звон. А неидеальные компоненты заставляют плоские части импульса отклоняться от идеального плато. На рис. 1 показан типичный неидеальный импульс на выходе импульсного трансформатора. (По соглашению, время нарастания — это время, за которое амплитуда сигнала изменяется от 0,1 до 0,9 от его максимального значения.)

По сути, типичный импульс состоит из четырех областей: переднего фронта, плоской вершины импульса, заднего фронта и заднего фронта. Следовательно, отдельная схемная модель может представлять импульсный трансформатор в каждой из четырех областей.

Область 1, нарастающий фронт, возникает в ответ на переход входного сигнала из низкого или основного состояния в состояние высокого уровня. Область 2, плоская вершина области импульса, возникает позже, когда переходные процессы на переднем фронте больше не присутствуют и амплитуда импульса является приблизительно постоянной величиной.Область 3, спадающий фронт, аналогична нарастающему фронту, с переходом от высокого уровня к низкому уровню. Область 4, задний конец, возникает после того, как переходные процессы на заднем фронте установились и сигнал находится на постоянном низком уровне.

Передний и задний фронты импульса обычно короткие по сравнению с плоским верхом или задним концом импульса. Этот факт позволяет вам считать, что каждый регион в некоторой степени независим от других регионов, что значительно упрощает анализ.Анализ может восстановить временной период импульса путем наложения результатов для каждой области. Модели цепей для каждого региона можно обрабатывать с помощью основных инструментов анализа цепей и помогать извлекать полезную информацию о поведении трансформатора.

Базовая схема модели

Прежде чем рассматривать электрические модели для каждой области импульса, сначала исследуйте типичную схему, в которой используется импульсный трансформатор (, рис. 2а, ). V _I является источником прямоугольного импульса или последовательности импульсов, подаваемых на L _P , первичную индуктивность трансформатора.Характеристическое сопротивление V _I — это сопротивление R _S . L _S представляет собой вторичную индуктивность трансформатора с соотношением витков первичной и вторичной обмоток 1: n.

Одна из трех общих схем оконечной нагрузки может быть на вторичной обмотке трансформатора. Первый — R ‘ _ST , оконечный резистор. Второй — R ‘ _PT , оконечный резистор параллельного подключения. Конденсатор C ‘ _pt , третий корпус, моделирует емкостную нагрузку. Эти три завершения охватывают большинство практических ситуаций, не упрощая проблему.Ваша схема может содержать один, два или все три элемента на вторичной стороне трансформатора.

Уравнения в этой статье учитывают все три завершения; устраните прекращения, которые вам не требуются. Если у вас есть ситуация, требующая дополнительных вторичных элементов, измените уравнения, чтобы включить их.

Более подробная модель в Fig 2 b ( Ref 1 ) также представляет собой идеальный трансформатор. В Fig 2 b идеальный трансформатор с соотношением витков 1: 1 / a непосредственно следует за неидеальным трансформатором с соотношением витков 1: 1.V ‘ _O — продукт данной модели. Термин L _L в неидеальном сечении — это реактивное сопротивление рассеяния смоделированного трансформатора. Этот термин возникает из-за несовершенной магнитной связи между первичной и вторичной обмотками. Термин L, намагничивающая индуктивность, больше, чем L _L , и появляется в модели трансформатора как шунтирующий элемент.

В Fig 2 b термин K представляет коэффициент связи.

K = M / √L _P L _S

Индуктивность первичной обмотки и коэффициент связи определяют индуктивность намагничивания.

L = k ² L _P .

Уравнение 1 представляет индуктивность рассеяния, L _L равно

L ₁ = L _P (1-k ² ) (1)

Это представление индуктивности рассеяния удобно. Используя измеритель индуктивности, вы можете легко определить индуктивность рассеяния путем измерения в первичной обмотке с замкнутой вторичной обмоткой. Замыкание индуктивности вторичной обмотки также эффективно замыкает намагничивающую индуктивность первичной обмотки, оставляя только индуктивность рассеяния.

В Fig 2 b , обратное отношение числа витков для модели трансформатора равно

a = k√L _P / L _S

В случае идеального трансформатора коэффициент связи равен единице. Когда характеристики трансформатора приближаются к этому значению, его индуктивность намагничивания L становится примерно равной индуктивности первичной обмотки L _P , а отношение ¹ / _a , следовательно, приблизительно соответствует коэффициенту витков n.

В этой модели предполагается, что сердечник трансформатора является как линейным, так и без потерь. Эти предположения являются хорошим приближением для большинства импульсных трансформаторов малой мощности. Модель также предполагает, что сопротивление провода, наматывающего трансформатор, намного меньше, чем у R _S или R ‘ _ST . Следовательно, в модели этот термин отсутствует.

Только распределенные емкостные элементы могут точно моделировать емкость трансформатора. Но такие элементы сделали бы анализ трудновыполнимым.Однако для трансформаторов с коэффициентом вращения, равным единице или больше, вы можете сделать хорошие приближения. Для этого следует понимать, что емкость вторичной обмотки преобладает над емкостью первичной обмотки. Таким образом, один сосредоточенный емкостной элемент, соединенный шунтом с вторичной обмоткой трансформатора, может приблизительно соответствовать распределенной емкости трансформатора. Во многих практических случаях емкость нагрузки больше, чем шунтирующая емкость этого трансформатора, и в этом случае емкость нагрузки является доминирующим термином.

Если вам нужен более подробный анализ распределенной емкости трансформатора, выполните имитацию Spice, начиная с базовой модели, представленной в этой статье, и добавьте соответствующие емкостные элементы.

Эквивалентные модели схем для каждого региона

Теперь давайте подробно рассмотрим каждую из четырех областей, составляющих типичный импульс.

Область 1 — Отклик нарастающего фронта

Используйте модель схемы Fig. 3a для анализа отклика на передний фронт. Эта модель схемы происходит от Рис. 2 после упрощающих предположений. На рис. 3а не указана индуктивность намагничивания трансформатора. Это упущение является разумным упрощением, поскольку ток, протекающий через этот шунтирующий элемент в течение короткого интервала времени нарастания, незначителен по сравнению с током, протекающим через согласующие резисторы и шунтирующую емкость на вторичной обмотке трансформатора.Дальнейшее упрощение опускает идеальный трансформатор Рис. 2b . Вместо этого, модель отражает все импедансы на вторичной стороне трансформатора и на первичной стороне посредством квадрата отношения витков. Затем

R _ST = a ² R ‘ _ST’ ,

R _PT = a ² R ‘ _PT’ ,

C _PT = C ‘ _PT / a ² ,

В _O = aV ‘ _O .

Как вы увидите, импеданс переднего фронта источника импульсов, R _SR , в Fig. 3 a не обязательно совпадает с импедансом источника по заднему фронту, R _SF . Это различие необходимо, потому что импедансы источника и стока генератора импульсов могут быть разными.

Анализ сетки схемы в Рис. 3 a приводит к уравнению со знаменателем, имеющим корни квадратного уравнения. Следовательно, вы должны рассмотреть каждое из трех возможных решений в зависимости от того, является ли дискриминант квадратного уравнения действительным, мнимым или нулевым. Для реального дискриминанта корни уравнения действительные и неравные. Результирующий отклик чрезмерно затухает. Для мнимого дискриминанта корни находятся в комплексно сопряженных парах. Отклик колебательный или слабозатухающий с экспоненциальным затуханием.Для нулевого дискриминанта результирующие корни действительны и равны, а отклик критически затухает.

Коэффициент демпфирования

ζ = b / 2√c = (L _L + (R _SR + R _ST ) C _PT R _PT ) / (2√C _PT R _PT L _L (R _SR + R _ST + R _PT )),

b = (1 / C _PT R _PT ) + (R _SR + R _ST / L _L ),

c = (R _SR + R _ST + R _PT ) / (L _L C _PT R _PT ).

Рис. 3b — это набор нормированных кривых отклика нарастающего фронта для различных значений xi, коэффициента демпфирования. Ордината показывает нормализованное напряжение, V _N , а абсцисса показывает нормализованное время, t _N . Коэффициенты нормализации:

V _N = V _O (т) / V _I [R _PT + R _SR + R _ST / R _PT ],

tN = (1 / 2π) √ct.

Рис. 3b показывает, что времена нарастания самые короткие, но выбросы также максимальны при малых значениях коэффициента демпфирования xi.Сильный выброс импульсного сигнала обычно нежелателен. И наоборот, высокие значения коэффициента демпфирования приводят к контролируемому выбросу, но недопустимо долгому времени нарастания. Для наиболее практичных конструкций выберите коэффициент демпфирования от 0,5 до 1. Результирующий отклик будет варьироваться от недостаточного демпфирования с различной степенью перерегулирования до критического затухания без перерегулирования. Наилучший компромисс между быстрым временем нарастания и чрезмерным выбросом достигается при слегка заниженном значении xi, равном примерно 0.707.

Уравнение 2 показывает, что для достижения малых коэффициентов демпфирования и короткого времени нарастания необходимо, чтобы индуктивность рассеяния трансформатора L _L и полное сопротивление источника сигнала R _SR были небольшими. Использование бифилярных обмоток снижает индуктивность рассеяния трансформатора. Следует учитывать добавленную распределенную емкость, которую вносит эта схема обмотки. Но бифилярная обмотка обычно не представляет фатальной проблемы (см. Ref 2 для дальнейшего обсуждения свойств обмоток).

Поскольку обычно у вас мало контроля над емкостью нагрузки, C _PT , разумный выбор R _ST и R _PT может достичь желаемого коэффициента демпфирования, как только вы установите индуктивность рассеяния и сопротивление источника.

Вы можете рассчитать время нарастания, а также положение на абсциссе относительных минимумов и максимумов недемпфированной характеристики. Для этого дифференцируйте решение для слабозатухающего отклика по времени и установите результат равным нулю.Результирующее уравнение, решенное относительно t, составляет

т _R = 2 м _H / √4c-b ² .

Когда m — нечетное целое число, оно определяет локальный максимум; когда m — четное целое число, оно описывает локальный минимум. Чтобы вычислить время нарастания отклика с недостаточным демпфированием от нуля до 100% от его значения, установите m = 1, соответствующее первому максимуму, и решите для t _R .

Область 2 — Плоский отклик в начале импульса

Примерная модель схемы в Рис. 4 a анализирует плоскую вершину импульса.Эта модель предполагает, что реактивное сопротивление рассеяния трансформатора L _L , а также оконечная емкость вторичной обмотки C _PT полностью заряжены. Следовательно, они больше не влияют на схему и устраняются. Доминирующим реактивным сопротивлением для этой области является шунтирующая индуктивность намагничивания первичной обмотки трансформатора, L.

Следуя базовому методу анализа цепей, используемому для Fig. 3 a схема , Fig 4 a схема дает Fig 4 b набор нормированных кривых. Кривые являются экспоненциальными, на горизонтальной оси отложено нормированное время, а по вертикальной — нормированное напряжение. Рис. 4b показывает несколько кривых для параметра K, где K равно

K = (R _ST + R _PT ) / (R _SR + R _ST + R _PT )

Линеаризованные формы решения уравнений Рис. 4 a оказываются особенно удобными.

В _Н = 1 — (KR _SR / L) т

Разработчики часто говорят о падении в процентах, P _D , чтобы описать величину отклонения пульса от своего максимального значения в области с плоской вершиной. Эта величина, полученная из линеаризованного решения, равна

P _D = (KR _SR t _W / L) × 100.

где t _Вт — полная ширина импульса.

Уравнение 5 говорит вам, что вы должны сделать индуктивность намагничивания как можно большей, чтобы минимизировать процентное падение импульса.Этот мандат работает вопреки требованию низкой индуктивности рассеяния в переднем фронте. Для данного размера сердечника добавление большего количества витков позволяет получить большую индуктивность намагничивания. Однако добавление большего количества витков, соответственно, увеличивает реактивное сопротивление рассеяния, поскольку при большом количестве витков возникает неидеальная связь.

Уравнение 4 накладывает ограничения на ваш выбор для R _ST и R _PT . R _ST и R _PT образуют делитель напряжения, который снижает уровень V _N , выходного сигнала трансформатора.Если вы используете в своей конструкции оба резистора, вы должны выбрать соотношение этих двух резисторов так, чтобы амплитуда выходного напряжения оставалась в желаемых пределах.

Область 3 — реакция на спад

Приблизительная модель схемы в Рис. 5 анализирует отклик по спадающему фронту. Что касается нарастающего фронта, модель не учитывает намагничивающую индуктивность трансформатора. Изменение тока через этот элемент незначительно за короткое время области спада.

Поскольку импеданс генератора импульсов может отличаться в течение этого интервала от интервала нарастающего фронта, новая величина, R _SF , представляет импеданс источника сигнала во время спада. Предположим, что изначально конденсатор параллельной оконечной нагрузки C _PT полностью заряжен.Затем вы можете написать и решить сеточные уравнения с помощью модели Fig. 5 .

Как и в случае с передним фронтом, у по заднему фронту есть три решения, которые зависят от природы дискриминанта квадратного уравнения. Опять же, решения — это сверхдемпфирование, критическое затухание и недостаточное затухание. Методы преобразования Лапласа позволяют решать уравнения сетки для отклика на спадающем фронте, давая результаты, аналогичные по форме откликам на переднем фронте.

В большинстве практических схем характеристика по заднему фронту является удовлетворительной, если характеристика по переднему фронту является удовлетворительной, при условии, что импеданс источника и стока привода, а также значения элементов схемы остаются одинаковыми в каждом интервале.Однако, если источник переходит в состояние высокого импеданса после максимума импульсного отклика вместо перехода на низкий уровень, результаты анализа будут несколько другими (, ссылки 3 и 4, ).

— регион 4 — конечный регион

На рис. 6 показана эквивалентная схема для заднего конца импульса. На этот раз модель предполагает, что оконечная емкость C _PT и индуктивность рассеяния трансформатора L _L полностью разряжены и поэтому ими пренебрегают.В этой модели намагничивающая индуктивность трансформатора является доминирующим реактивным элементом. Чтобы установить начальные условия модели, предположим, что ток I _O протекает через намагничивающую индуктивность в момент времени t = 0. Форма этого отклика аналогична отклику плоской вершины импульса.

Пример конструкции

Пошаговое применение типичного примера объединяет метод. Примером является импульсный трансформатор, который управляет затвором силового полевого МОП-транзистора, управляемого напряжением. В качестве транзистора выбран стандартный транзистор 2N6796, 100 В, 8 А, 0.18 Ом, n-канальное устройство.

Вход полевого МОП-транзистора выглядит как емкость, подключенная от затвора к истоку устройства. Эта емкость ограничивает вторичную обмотку импульсного трансформатора. Конденсатор параллельной оконечной нагрузки C _PT моделирует эту емкость. Фактически, эту емкость составляют два отдельных паразитных элемента в полевом МОП-транзисторе: емкость затвор-исток, C _{, GS} , и нелинейная емкость затвор-сток, C _GD . Для облегчения проектирования производители транзисторов установили величину Q _G или общий заряд затвора, чтобы представить совокупное влияние этих двух паразитных емкостей ( Ref 6 ).Вы найдете Q _G в технических паспортах большинства производителей. Вы можете получить общую эквивалентную емкость, разделив общий заряд затвора на напряжение затвор-исток

C _G = Q _G / V _I (6)

Для этого примера предположим, что импульсный трансформатор имеет коэффициент трансформации 1: 1. Используйте схему , рис. 2, , но замените оконечную емкость параллельного соединения C _PT входной емкостью C _G .Кроме того, замените оконечный резистор R _ST на резистор управления затвором полевого МОП-транзистора R _G . Поскольку отношение витков равно единице, все компоненты на рисунке со штрихом эквивалентны своим аналогам без штриховки.

Шаг 1 — Вычислить C _G , определить R _SR и R _SF и выбрать V _I и R _PT .

В листе данных 2N6796 указан общий заряд затвора Q _G как 18 нКл.Уравнение 6 дает C _G . Определите R _SR и R _SF из эквивалента Thevenin приводного каскада, который обеспечивает входной сигнал для импульсного трансформатора. Я выбрал V _I на 12 В, чтобы обеспечить полное насыщение полевого МОП-транзистора. Резистор R _PT обеспечивает заземление, что предотвращает накопление паразитного заряда на затворе полевого МОП-транзистора. Такое скопление могло случайно включить устройство.

Значения: C _G = 1500 пФ; R _SR = R _SF = 7.5 Ом; В _I = 12 В; и R _PT = 10 кОм.

Шаг 2 — Используя уравнение спада в процентах, Уравнение 5 , вычислите индуктивность намагничивания, L.

Для этого примера предположим, что K приблизительно равно 1. Более поздний анализ подтверждает справедливость этого предположения. В этом примере входной управляющий сигнал составляет 100 кГц с рабочим циклом 50% в наихудшем случае. Тогда t _W равно 5 мкс. Если желаемый процент спада составляет 1%, то согласно формуле 5 , L = 3.75 мГн.

Шаг 3 —Выберите магнитопровод.

Для этого примера я выбрал ферритовый сердечник. Небольшой тороид с высокой проницаемостью идеально подходит для этого применения. Сердечник Magnetics Inc W40907-TC имеет следующие характеристики:

• µ = 10 000,
• A _E 0,135 см ²
• A _L 7530.

Выберите рабочую плотность потока 1,5 кГс и используйте Eq 7 , чтобы убедиться, что сердечник имеет достаточную площадь поперечного сечения для поддержки этого потока.

A _E = (V _I A _L ^1/2 –10 ⁵ ) / (4fB _MAX L ^1/2 ),

, где L в миллигенри, V _I в вольтах, f в герцах, A _E в квадратных сантиметрах и B _MAX в гауссах.

A _E , по расчетам, составляет 0,90 см ² , что меньше 0,135 см для сердечника ² A _E , поэтому ядро ​​не насыщается.

Шаг 4 — Вычислите необходимое количество витков для первичной и вторичной обмоток.

Поскольку в данном примере трансформатор 1: 1, его первичный и вторичный витки идентичны. Требуемые обороты для L в миллигенри:

N = √ (L × 10 ⁶ / A _L )

Требуемая индуктивность требует приблизительно 22 витков. Провод AWG # 28 с бифилярной обмоткой заполняет тороид только в один слой. Такая схема обмотки обеспечивает плотное соединение между первичной обмоткой и помогает минимизировать реактивное сопротивление утечки. Сопротивление обмоток постоянному току примерно равно 0.12 Ом — мало по сравнению с сопротивлением источника.

Шаг 5 —Проверьте B _MAX , используя вычисленное значение для N.

На этом этапе проверяется фактическая плотность потока, которую может ожидать увидеть сердечник, и выполняется проверка на Шаге 3 . Просто используйте уравнение 7 и решите для B _MAX . Если поток больше желаемого, выберите сердечник с большей площадью поперечного сечения и повторите шаги 3 и 4 . На этом этапе вы можете рассчитать потери в сердечнике, но они довольно малы для этого типа конструкции.

Шаг 6 —Измерьте или вычислите индуктивность рассеяния трансформатора. Хотя существуют методы для расчета индуктивности рассеяния, результаты, которые они дают, в лучшем случае являются приблизительными. Измерение этого значения после намотки трансформатора обычно проще и быстрее. Если число оказывается недопустимо большим, необходимо выполнить еще одну итерацию. Сделав пару разработок импульсных трансформаторов, вы получите достаточно опыта, чтобы быстро сосредоточиться на окончательной версии.

В этом примере я измерил L _L как 0.35 мкГн.

Шаг 7 —Рассчитайте значение для _{рандов G} .

Вы можете рассчитать R _G , используя уравнение 2 . На этом этапе очень полезен программируемый калькулятор или компьютерная программа, которая может решать уравнения. Желаемый коэффициент демпфирования составляет 0,707, что обеспечивает хороший компромисс между коротким временем нарастания и минимальным выбросом. В этом примере расчетное значение для R _G составляет 14,1 Ом. Итак, я использовал доступный резистор на 15 Ом.

Шаг 8 —Проверьте время нарастания.

Рассчитайте время нарастания t _R , используя уравнение 3 . Однако имейте в виду, что этот результат представляет собой минимальное время нарастания и не учитывает конечное время нарастания источника, которое вы также должны учитывать. Ссылка 7 предоставляет метод расчета полного времени нарастания t _RT , включая влияние источника с конечным временем нарастания, t _RS .

т _RT = √ (т _R ² + т _RS ² ).

Если рассчитанное время нарастания слишком велико, вы можете изучить несколько вариантов. Сначала попробуйте отрегулировать демпфирующий резистор R _ST . Если в пределе уменьшение этого резистора до 0 Ом по-прежнему не дает желаемого времени нарастания, попробуйте уменьшить реактивное сопротивление утечки трансформатора. Если ни один из них не дает желаемого результата, рассмотрите возможность использования управляющего источника с более низким импедансом.

Шаг 9 —Убедитесь, что процент падения P _D правильный, используя точное значение K.

Ранее я предполагал, что K приблизительно равно единице, и рассчитал процент падения, исходя из этого предположения. Теперь используйте уравнение 4 , чтобы вычислить точное значение K. Затем пересчитайте P _D на уравнение 5 , чтобы убедиться, что это предположение верно. Если K заметно отклоняется от единицы, вернитесь к шагу 2 и повторяйте до тех пор, пока новое вычисленное значение K не будет точно соответствовать старому приближению для K.

Проверка конструкции

Измеряемые параметры импульсного трансформатора:

Core Magnetics IncW4097-TC тороид
Обмотка 22 первичных, 22 вторичных, бифилярная обмотка
Провод AWG # 28
L 3,77 мГн
L _L 0,35 мкГн
R _DC 0.12 Ом
t _RT 120 нс

Рис. 7 a показывает выходной сигнал импульсного трансформатора (демпфирующий резистор R _G = 15 Ом). Коэффициент демпфирования близок к xi = 0,707. Время нарастания короткое, а выброс минимален. Пульс также имеет плоскую вершину, что указывает на небольшой процент спада. Трансформатор сохраняет точность входного управляющего сигнала.

Напротив, Рис. 7b показывает, какие результаты для случая недостаточного демпфирования, xi = 0,3. Время нарастания короткое, но выброс составляет примерно 40%.Такое сильное перерегулирование опасно в данном приложении, поскольку оно приближается к напряжению пробоя затвор-исток полевого МОП-транзистора.

Рис. 7c иллюстрирует результат коэффициента демпфирования xi = 4,5. На рисунке показано, что время нарастания больше, чем в любом из двух других примеров, а фронты импульса значительно округлены. Более длительное время нарастания приводит к снижению эффективности управления полевым МОП-транзистором, поскольку устройство проводит больше времени в своей активной области с более высоким сопротивлением.

Винсент Дж. Спатаро (Vincent J Spataro) — главный инженер GEC Marconi Electronic Systems Corp. Он проработал там 10 лет, занимаясь проектированием высоконадежных источников питания и аналоговых схем. Он работал над навигационными и навигационными платформами и терминалами защищенной связи. Он получил степень бакалавра в Университете Фэрли Дикинсон в Тинеке, Тинек, штат Нью-Джерси, и степень магистра в Технологическом институте Стивенса, Хобокен, штат Нью-Джерси. В свободное время он любит бегать трусцой, ловить рыбу, ходить в походы и проводить время с семьей.

Артикул:

1. Миллман, Дж. И Х. Тауб, Импульсные, цифровые и импульсные сигналы , стр. 65-68, McGraw-Hill Inc, Нью-Йорк, Нью-Йорк, 1965.

2. Snelling, EC, Мягкие ферриты — свойства и применение , стр. 337–358, CRC Press, Кливленд, Огайо, 1969.

3. Fanagan, WM, Справочник по применению трансформаторов , стр. 5.11–5.15, McGraw-Hill Inc, New York, NY, 1986.

4. Гросснер, Н.Р., Трансформаторы для электронных схем , второе издание, стр. 403–406, McGraw-Hill Inc., Нью-Йорк, штат Нью-Йорк, 1983.

5. Snelling, EC, Мягкие ферриты. Свойства и применение , стр. 290-292, CRC Press, Кливленд, Огайо, 1969.

6. Пелли, Б.Р., «Новый коэффициент заряда затвора приводит к упрощению конструкции привода для схем силовых полевых МОП-транзисторов», Примечания по применению 944A, International Rectifier, Эль-Сегундо, Калифорния.

7. Snelling, EC, Мягкие ферриты. Свойства и применение , стр. 271, CRC Press, Кливленд, Огайо, 1969.

8. Программа анализа схем PSpice V5.0, MicroSim Corp, Ирвин, Калифорния.

Импульсные и приводные трансформаторы

Что такое импульсный трансформатор?

Импульсные трансформаторы — это трансформаторы, которые проводят и направляют электрические токи в импульсном ритме, поднимаясь и падая волнами с постоянной амплитудой.Эти пульсирующие волны иногда также называют прямоугольными импульсами из-за их формы вверх-вниз при нанесении на карту; они больше похожи на прямоугольники, чем на холмы импульсов от таких вещей, как, например, человеческое сердце. Большинство трансформаторов, используемых для питания таких объектов, как городские сети и стандартные электрические устройства, обеспечивают более или менее постоянный или равномерный ток. Пульсирующие прямоугольные волны обычно не используются в этих сценариях, но есть несколько ситуаций, в которых они идеальны, если не требуются.К ним относятся определенные телекоммуникационные схемы и ситуации цифровой логики, а также некоторые ситуации освещения, такие как вспышки фотокамер в сложном фотооборудовании. Некоторые радиолокационные системы тоже используют их. Обычно существует два основных типа сигналов, а именно сигнал и мощность . У каждого свой темп, но обычно они имеют очень низкий допуск по распределенной емкости и индуктивности рассеяния, а также высокую индуктивность холостого хода. Сборка любого типа импульсного трансформатора обычно является довольно сложной задачей, но сборочные комплекты доступны во многих местах для мастеров-самоделок или любителей электроники.

Основное назначение

Как правило, трансформаторы проводят электричество и фильтруют сигналы к различным станциям управляемым расчетным способом.Импульсные трансформаторы ничем не отличаются, но их отличает способ регулирования выходной мощности. Прямоугольные электрические импульсы имеют быстрое время спада и нарастания и необходимы для приложений, которые включают такие вещи, как переключающие элементы или требуемый сброс энергии. Самые маленькие модели часто бывают очень маленькими и используются в портативной электронике и многих цифровых приложениях. Трансформаторы большего размера часто необходимы, помимо прочего, для управления потоком в мощных полупроводниках.

Типы сигналов

Размер устройства и, как следствие, общая конструкция трансформатора определяют его функции.Существует два основных типа импульсных трансформаторов: сигнальные и силовые. Типы сигналов, которые представляют собой трансформаторы меньшего размера, работают с относительно низкими уровнями мощности и выдают серию импульсов или импульсных сигналов. Они используются в ситуациях, когда требуется всего несколько вольт на несколько микросекунд, например, в телекоммуникационных цепях и приложениях с цифровой логикой. Даже в некоторых осветительных приборах используются небольшие импульсные трансформаторы.

Модели импульсов мощности

Другой основной тип импульсного трансформатора — это силовой импульсный трансформатор.Эти устройства требуют низких емкостей связи, что критично для защиты цепей на первичной стороне от высокомощных переходных процессов от электрической нагрузки. Модели Power также нуждаются в высоком пробивном напряжении и сопротивлении изоляции для эффективной работы. Они должны иметь адекватную переходную характеристику, чтобы сохранять прямоугольную форму импульса, поскольку импульсы с менее чем оптимальным временем нарастания и спада имеют тенденцию вызывать коммутационные потери в большинстве силовых полупроводников.

В таких устройствах, как контроллеры для вспышек фотокамер или другие схемы управления питанием, часто используется так называемый импульсный трансформатор средней мощности.Более крупные модели используются в отрасли распределения электроэнергии, где они облегчают взаимодействие между цепями низкого напряжения и затворами высокого напряжения, используемыми в силовых полупроводниках. Некоторые специальные версии используются в радиолокационных системах и других приложениях, требующих импульсов большой мощности.

Трансформаторы высокого напряжения

Существуют также устройства, аналогичные по функциям обычному импульсному трансформатору, и они называются высоковольтными импульсными трансформаторами.В отличие от традиционных трансформаторов, эти трансформаторы имеют открытую конструкцию и обычно используются в изоляционном масле высокого напряжения. Типичное импульсное выходное напряжение составляет от 100 до 500 киловольт. Длительность импульса может варьироваться от 0,25 микросекунды до 50 микросекунд.

Сборочные комплекты и другие инструменты оптимизации

Сборки для этих трансформаторов включают в себя полный комплект инструментов и оборудования, которые могут оптимизировать работу любого трансформаторного устройства.Помимо импульсного трансформатора, блок обычно включает в себя датчик тока и напряжения, байпасные конденсаторы и трансформатор нагревателя. Отводная сеть, розетка клистрона и система водяного охлаждения также являются частью сборки. Все эти компоненты являются частью схемы, которая поддерживает постоянную передачу импульсов и низкий уровень искажений. Конкретные измерения для каждой сборки, такие как количество киловольт, мегаватт и длительность импульса в микросекундах, указаны на веб-сайте компании или на этикетке продукта.

Трансформаторы | Импульсные трансформаторы | DigiKey

003

003

002

732-7410CT-ND

732-7410DKR-ND

Импульсный трансформатор [Encyclopedia Magnetica]

Импульсные трансформаторы малой мощности используются для управления переключающими элементами, такими как силовые полупроводники (транзисторы, тиристоры, симисторы и т. Д.).), которые подключены к другому уровню напряжения, и прямое движение невозможно из-за неблагоприятной разности потенциалов или последствий для безопасности. В таких приложениях также используется название трансформатор привода затвора . ^{Различие основано в основном на фактическом назначении трансформатора, где трансформатор используется для непосредственного управления затвором транзистора, он упоминается как «трансформатор управления затвором», если используется только как средство передачи прямоугольных сигналов напряжения, то как «импульсный трансформатор».}

Однако в общем смысле «импульсный трансформатор» — это любой трансформатор, способный передавать импульсы напряжения (часто прямоугольные) с адекватной точностью сигнала. ^{Такие требования, как сердечник с высокой магнитной проницаемостью, низкая индуктивность рассеяния, низкая межобмоточная емкость и т. Д., Также являются общими для силовых трансформаторов в нескольких импульсных источниках питания. Поэтому трансформаторы сверхвысокой мощности (мощностью МВт или даже TW) можно назвать «импульсными трансформаторами».}

Как и большинство трансформаторов, импульсные трансформаторы могут одновременно использовать несколько функций: точность импульсов, преобразование уровня напряжения, согласование импеданса, гальваническую развязку, изоляцию постоянного тока и т. Д.

Технические требования

Технические требования всегда специфичны для конкретного приложения, поэтому невозможно получить универсальную конфигурацию. Однако есть особенности, которые подходят для большинства реализаций, и некоторые из них приведены в качестве примеров ниже.

Гальваническая развязка

Импульсный трансформатор обычно имеет гальваническую развязку между обмотками. Это позволяет первичной управляющей схеме работать с электрическим потенциалом, отличным от вторичной управляемой цепи.Изоляция может быть очень высокой, например 4 кВ для малых электронных трансформаторов. ^{Это особенно актуально для приложений с очень большой мощностью, в которых выходное напряжение может достигать 200 кВ.}

Гальваническая развязка также позволяет удовлетворить требования безопасности, если одна часть цепи небезопасна для прикосновения из-за опасности более высокого напряжения, даже если в течение короткого периода времени (например, если путь тока нарушен последовательно с индуктивностью).

Импульсное преобразование

Для приложений управления затвором обычно требуется прямоугольный импульс напряжения с быстрыми нарастающими и спадающими фронтами.Полоса частот должна быть достаточно высокой для данного приложения, чтобы задержка передачи сигнала была достаточно небольшой и не было серьезных искажений сигнала.

Ширина полосы частот и точность сигнала в основном определяются неидеальными и паразитными параметрами трансформатора: межобмоточной емкостью, собственной емкостью каждой обмотки, эквивалентным сопротивлением и т. Д.

Комбинация этих параметров может вызвать ряд эффектов на преобразованный импульс: выброс, спад, обратный ход, время нарастания и время спада, которые проявляются как нежелательные искажения сигнала.

Импульсный трансформатор хорошего качества должен иметь низкую индуктивность рассеяния и распределенную емкость, а также высокую индуктивность холостого хода.

Преобразованный импульс будет только худшей копией входного импульса. Таким образом, если схема управления производит неидеальный импульс, форма импульса будет страдать от дополнительных искажений.

Соотношение обмоток и витков

В большинстве приложений с низким энергопотреблением отношение витков составляет около единицы 1: 1 (или аналогично 1: 2).Только тогда, когда уровень сигнала должен быть изменен на другое напряжение, будет использоваться значительно другое соотношение витков, как это имеет место для большинства трансформаторов в прямых преобразователях (малой или высокой мощности).

Импульсный трансформатор может иметь более двух обмоток, которые могут использоваться, например, для одновременного управления несколькими транзисторами, так что любые фазовые сдвиги или задержки между сигналами сводятся к минимуму.