Выходной транзистор: Что такое выходной транзистор? Ток покоя и каскадные усилители

Выходной усилитель звука | Усилитель звука на транзисторах #5 ⋆ diodov.net

Выходной усилитель звука принципиально отличается от предварительного или входного (в том числе и микрофонного) усилителя, в которых транзистор включается по схеме с общим эмиттером, что позволяет максимально усилить мощность входного сигнала. Такие усилители относятся к классу А, которым характерен линейный режим работы. При этом транзистор все время находится в наполовину открытом состоянии, что приводит к постоянному потреблению ток с источника питания. Поэтому в целом коэффициент полезного действия усилителя класса А не превышает 30 %.

Однако такие схемы вполне оправдано использовать как в предварительных, так и во входных каскадах, поскольку ток, протекающий через транзистор (ток покоя коллектора) не превышает единиц миллиампер. Но подобные схемы крайне непригодны для выходных каскадов усилителей, где требуется выполнять усиление сигнала значительной мощности. Например, при подключении 20-ти ваттных колонок токи, протекающие через транзисторы, достигают единиц ампер.

И если такие токи будут постоянно протекать через транзистор в состоянии покоя, то есть при отсутствии сигнала, то коэффициент полезного действия такого усилителя будет крайне низкий.

Вторая причина, ограничивающая применение для выходных усилителей транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером – это их относительно высокое выходное сопротивление.

Раньше, в большинстве транзисторных усилителей, а в ламповых – во всех, для согласования сопротивлений усилителя и громкоговорителя (динамика) применялись согласующие трансформаторы. Но этот вопрос мы рассматривать не станем, а сразу перейдем к решению задач.

Выходной усилитель класса B

Выделим эти задачи:

1. Как снизить энергопотребление, то есть повысить КПД усилителя?
2. Как согласовать сопротивления?

Первая задача решается довольно просто. Если при отсутствии сигнала транзистор будет изначально находиться в закрытом состоянии, то и энергия потребляться практически не будет.

На нагрузочной прямой такое состояние транзистора соответствует точке B.

Однако при этом будет происходить усиление только одной полуволны переменного сигнала. Для усиления второй полуволны применяют транзистор противоположной полярности.

Таким образом, для усиления сигнала в выходном каскаде усилителя применяются два транзистора разной полупроводниковой структуры: p-n-p и n-p-n.

В один момент времени будет работать один транзистор, а во второй – другой, поэтому сигнал будет усиливаться полностью. В общем, первую задачу мы решили. Осталось согласовать сопротивления.

Согласование сопротивлений предварительного каскада с нагрузкой решается путем включения транзисторов по схеме с общим коллектором. Такой схеме свойственно высокое входное и низкое выходное сопротивление.

Однако следует помнить, что схема с общим коллектором усиливает только ток. Напряжение такая схема не усиливает. Поэтому такую схему еще называют эмиттерный повторитель и часто применяют в узлах стабилизации напряжения блоков питания.

Отсюда следует вывод, что предварительный усилитель должен усилить сигнал по максимуму.

Также следует знать особенность рассматриваемой схемы выходного усилителя. Выходной сигнал повторяет входной, только с разницей на величину падения напряжения между базой и эмиттером двух транзисторов, которая в среднем равная 0,8…1,2 В. Это приводит к возникновению искажения на грузке, то есть на динамике. Такое искажение в среде радиолюбителей называется «ступенька»; правильное название – переходное искажение.

Для устранения данного искажения оба транзистора изначально несколько приоткрывают на величину, позволяющую скомпенсировать падение напряжения между базой и эмиттером двух транзисторов.

Выходной усилитель класса AB

На нагрузочной прямой эта точка называется AB и располагается немного выше т. B. Отсюда выходной каскады подобного типа получил название усилителя класса AB.

Как это реализуется в действительности на реальной схеме? В цепь между базами VT2 и VT3 включают либо резистор, либо три последовательно соединенные диода. Количество диодов может быть и большим, в зависимости от мощности VT2 и VT3.

Диоды применят предпочтительнее резистора по соображениям температурной стабильности каскада. Суммарное падение напряжения на диодах компенсирует падение напряжения на эмиттерных переходах обоих транзисторов, поэтому последние несколько приоткрываются.

Что касается транзисторов VT2 и VT3, то они должны иметь одинаковые (максимально близкие) коэффициенты усиления по току и обратные токи коллектора. Такие транзисторы с одинаковыми характеристиками, но разной полярности называют комплементарной парой (например, BC547 и BC557; IRF540 и IRF9540).Транзисторы комплементарной пары также изготавливают в одном общем корпусе, имеющем шесть выводов.

Для получения большего усиления (по току) применяют транзисторы Дарлингтона, которые также изготавливаются в комплементарной паре.

Конечная схема микрофонного усилителя звука вместе с выходным каскадом приведена ниже.

В более качественных усилителях для устранения помех применяют дифференциальный входной усилитель, но о нем в другой раз.

Еще статьи по данной теме

D1555 2SD1555 цветной телевизор Выходной транзистор

Продукт Paramenters

Приложения

·Для цветной телевизор в горизонтальном положении выходной приложений

Профиль компании


 

Упаковка продукта

Часто задаваемые вопросы

1. Кто вы?
Мы производителя высокого качества в Китае собственные микросхемы IC входит, транзистор, нагревательных элементов отопления салона, конденсаторы,

Памяти, IGBT, Mosfet, Traic/SCR, оптоэлектронные компоненты. Почти все компоненты электроники в нашей продукции.

2. Вы также продажа оригинальных запасных частей?
Да, мы также поставки оригинальных материалов bcz все наши разработаны микросхемы на основе оригинала, и поэтому мы

Сотрудничают с некоторые оригинальные конструкции и развития Департамента, что у нас есть хорошие источники оригинала.

3. Каковы ваши преимущества?
Нашей высококачественной продукции с разумной ценой может полностью заменить оригинальные детали.

4. Вы можете предоставить OEM Service?
Да, мы можем, если у вас есть проекты и просить plz свяжитесь с нами.

5. Можно купить все компоненты requireing обмена мгновенными сообщениями с вами?
Конечно да, из списка Bom котировки до двери до двери, экспресс-обслуживания мы
Сотрудников категории специалистов по продажам для соединения с вами все время.

 

GaN-транзистор Integra Technologies с выходной мощностью 1 кВт

Введение

Ни для кого не секрет, что кремниевые биполярные транзисторы уже много лет успешно используются в радарах S-диапазона, и их будут применять еще многие годы. Эта технология хорошо изучена и обеспечивает высокую эффективность (порядка 50% при работе в классе С). Более того, конструкция цепей смещения биполярных транзисторов является самой простой по сравнению с другими типами таких устройств и требует минимального количества компонентов.

Однако эта технология обладает тремя существенными недостатками: это низкое усиление (порядка 9 дБ, при использовании мощных приборов), высокое соотношение выходной емкости в пересчете на 1 Вт выходной мощности (что накладывает ограничения на соотношение выходная мощность / рабочий диапазон частот), а также необходимость использовать изолирующие слои в конструкции корпуса транзистора: обычно оксид бериллия (BeO), а в некоторых случаях — нитрид алюминия (AlN). Низкое усиление является результатом использования резисторов в цепи эмиттера. Эти резисторы предназначены для предотвращения теплового пробоя транзистора, однако их применение создает отрицательную обратную связь, что негативно сказывается на усилении. В качестве типичного примера можно привести биполярный транзистор IB2729M170 [1], обеспечивающий в импульсном режиме выходную мощность около 190 Вт в диапазоне частот 2,7–2,9 ГГц при КПД порядка 45% и усилении более 9 дБ.

В свою очередь, более «молодая» технология LDMOS также нашла свое применение в радарах S-диапазона. Одним из ее основных преимуществ является отсутствие изолирующих слоев в конструкции корпуса транзистора, что позволяет отказаться от использования вредных для окружающей среды материалов, таких как оксид бериллия. Также технология LDMOS обеспечивает чуть более высокое усиление (приблизительно на 2 дБ больше) по сравнению с биполярной, однако максимальная выходная мощность при использовании каждой из описанных технологий приблизительно одинакова. Как правило, LDMOS-транзисторы работают в классе усиления A/B, что отрицательно сказывается на эффективности: в классе A/B КПД такого транзистора приблизительно на 5% меньше, чем при работе в классе C.

Из-за особенностей конструкции LDMOS-транзистора необходимо наличие специальных схемотехнических решений, которые позволяют устранить низкочастотные пульсации по цепям питания. Для того чтобы избежать влияния таких пульсаций, нужно использовать большое количество компонентов в цепях затвора и стока (таких как индуктивности на ферритовых кольцах, развязывающие конденсаторы и т. д.).

В целом, следует признать, что применение LDMOS-транзисторов не позволило разработчикам кардинально улучшить характеристики создаваемых ими радарных систем. И поскольку технология изготовления кремниевых СВЧ-транзисторов (как LDMOS, так и биполярных) имеет определенные ограничения по частоте, то весьма маловероятно значительное улучшение характеристик этих типов приборов, предназначенных для работы в S-диапазоне. Характеристики типичного LDMOS-транзистора можно проследить на примере ILD2731M140 [2], обеспечивающего в импульсном режиме выходную мощность около 180 Вт в диапазоне частот 2,7–3,1 ГГц при КПД порядка 40,5% и усилении более 10 дБ.

С другой стороны, GaN-транзисторы позволяют существенно улучшить характеристики проектируемых устройств. Поскольку нитрид-галлиевая структура является полупроводником с широкой запрещенной зоной, то можно использовать повышенное напряжение питания (50 В против 32 В у LDMOS), что, в свою очередь, дает возможность достичь более высокой плотности мощности. Более высокая плотность мощности обеспечивает низкое значение емкости на единицу выходной мощности, а это значит, что можно создать транзисторы, обладающие большей мощностью при сравнимом частотном диапазоне.

Повышенное напряжение питания означает более высокое сопротивление нагрузки при том же уровне выходной мощности, за счет этого можно достичь лучшей эффективности и упростить схемотехническое решение цепей согласования. Однако высокая плотность мощности вызывает проблемы с рассеиванием тепла, что является серьезным препятствием для использования GaN-транзисторов в непрерывном (CW) режиме, однако в таком случае они оптимально подходят для мощных импульсных применений.

В таблице 1 приведено сравнение характеристик различных типов транзисторов, работающих в диапазоне частот 2,7–2,9 ГГц и предназначенных для усиления сигнала с длительностью импульса 300 мкс и коэффициентом заполнения 10%. Обратите внимание на то, что в данном случае GaN-транзистор работал при сравнимых с другими транзисторами уровнях питающего напряжения, а не при тех, которые обеспечили бы ему максимальную эффективность, усиление и выходную мощность.

Таблица 1. Сравнение характеристик различных типов транзисторов

Прибор	Технология	Выходная мощность, Вт	КПД, %	Усиление, дБ	Напряжение питания, В
IB2729M170	Биполярная (Si)	190	45	9,5	36
ILD2731M140	LDMOS	180	40,5	10,5	32
IGN2729M250 [3]	GaN	260	51	9,5	36

В своей работе [4], опубликованной в 2011 году, Чжу-Юн Квак (Ju-Young Kwack) c соавторами представил конструкцию усилителя для радарных применений, работающего в диапазоне 2,9–3,2 ГГц с выходной мощностью 1 кВт. В этом усилителе требуемое значение выходной мощности было достигнуто путем сложения мощностей восьми GaN-транзисторов, каждый из которых обладал мощностью порядка 150 Вт. Площадь, занимаемая выходными цепями этого усилителя (без учета площади, занимаемой четырьмя изоляторами), составила 160 см². Рассматриваемый в данном обзоре GaN-транзистор обеспечивает ту же выходную импульсную мощность (1 кВт) на частоте 2,8 ГГц при КПД минимум 56% и усилении 10 дБ. Поскольку при использовании единичного транзистора не требуется 10 сумматоров Вилкинсона, то площадь, занимаемая усилителем, составляет всего 32 см² — 1/5 площади усилителя, который создал Чжу-Юн Квак. Насколько известно автору, достигнуто новое рекордное значение пиковой мощности, полученное с единичного транзистора подобного типа, что задает новые стандарты эффективности, мощности и усиления для твердотельных усилителей.

 

Конструкция и характеристики транзистора

Конструкция кристалла транзистора

Компания Integra Technologies производит кристаллы для GaN-транзисторов на 4-дюймовых подложках из карбида кремния (SiC). Длина затвора транзистора составляет 0,5 мкм. Конструкция кристалла предусматривает сквозные переходные отверстия для заземления истока. Поскольку транзистор разрабатывался для импульсных применений, конструкцию кристалла оптимизировали с целью достижения высоких значений напряжения пробоя сток-исток, для надежной работы транзистора при питающем напряжении 50 В.

Разработанный Integra Technologies кристалл (один из самых больших из тех, что выпускаются серийно) представляет собой AlGaN/GaN-on-SiC HEMT структуру с длиной зоны затворов 36 мм. Каждый кристалл обеспечивает 150 Вт выходной мощности в диапазоне частот 2,7–2,9 ГГц, а транзистор, описываемый в этой статье, содержит семь таких кристаллов.

Конструкция кристалла разрабатывалась таким образом, чтобы его тепловое сопротивление было минимально. Этого удалось достичь за счет двух основных конструктивных решений: толщина подложки из карбида кремния была уменьшена до 0,076 мм, а расстояние между соседними ячейками кристалла в структуре было выбрано равным 30 мкм для обеспечения хорошего отвода тепла через подложку. Тем более что выбранное расстояние обеспечивает необходимую ширину контактных областей истока и стока, выполненных на основе золота, это улучшило электромиграцию и повысило надежность работы устройства. Конструкция AlGaN/GaN HEMT кристалла с шириной затвора 0,5 мкм отличается наличием структуры типа double field plate, а также увеличенной длиной дрейфового региона затвор-сток для устранения эффекта коллапса тока стока (DC-RF дисперсия) при работе под напряжением 50 В (номинальное значение).

Вертикальный срез структуры GaN-транзистора в районе его затворной области, полученный при помощи сканирующего электронного микроскопа, приведен на рис. 1.

Рис. 1. Вертикальный срез структуры GaN-транзистора в районе его затворной области, полученный при помощи сканирующего электронного микроскопа

В качестве одного из элементов структуры типа double field plate выступает непосредственно сам затвор транзистора Т-образной формы с длиной «ножки» порядка 0,5 мкм, сформированной путем травления одного пассивационного слоя из нитрида кремния, включая его горизонтальную часть, находящуюся над «ножкой» на поверхности пассивационного слоя. Этот элемент структуры транзистора создается в процессе формирования единого слоя металлизации и обеспечивает уменьшенное сопротивление затвора при работе на высокой частоте. Второй элемент структуры типа double field plate подключается к заземленному выводу истока внутри активной области транзистора и охватывает затвор по периметру для уменьшения емкости обратной связи (сток-затвор), в то же время способствуя уменьшению эффекта модуляции электропроводности области стока на выходе. Применение двух этих элементов позволяет добиться меньшей напряженности электрических полей на поверхности эпитаксиальных GaN-слоев и пассивационного слоя из нитрида кремния, что уменьшает эффект захвата/освобождения носителей заряда при переходе от слоя к слою. Выводы истока и стока имеют золотую металлизацию толщиной 3 мкм для улучшения электромиграции и обеспечения низкого последовательного сопротивления по всей ширине отдельного вывода, составляющей 300 мкм.

AlGaN/GaN HEMT структура, лежащая в основе транзистора, разработана Integra Technologies и создается посредством отработанного и хорошо зарекомендовавшего себя технологического процесса. Все омические контакты создаются на основе Ti/Al/Ni/Au структуры, спекаемой в результате быстрого термического процесса (Rapid Thermal Processing, RTP). Для изоляции устройства используется процедура тройной ионной имплантации. Пассивация поверхности слабо напряженным нитридом кремния выполняется при помощи процесса плазмостимулированного осаждения из газовой фазы (Plasma Enhanced Chemical Vapor Deposition, PECVD). Следует отметить, что процесс пассивации крайне важен для устранения эффекта DC-RF дисперсии.

Затвор транзистора длиной 0,5 мкм формируется путем слабо повреждающего травления слоя нитрида кремния и последующего электронно-лучевого напыления Ni/Au-структуры, которая формирует не только сам затвор, но и соединенную с ним структуру field plate. Последующий шаг нанесения нитрида кремния предназначен для изоляции структуры field plate, соединенной с затвором транзистора, от структуры field plate, принадлежащей к следующему за ней истоку транзистора. Формирование второй структуры field plate происходит за счет еще одного процесса электронно-лучевого напыления (в данном случае золота). При этом происходит нанесение слоя напыляемого металла на контактные области истока и стока для снижения переходного сопротивления. Затем происходит формирование воздушных мостов и нанесение покрытия из золота толщиной 3 мкм на области истока и стока, а также контактные площадки. Обработка пластины завершается процессом шлифовки обратной стороны подложки из карбида кремния до толщины 0,076 мм и последующего нанесения на нее 3-мкм слоя золота.

Кристалл крепится к корпусу транзистора посредством специальной AuSn-преформы при температуре +330 °С. Изображение кристалла транзистора приведено на рис. 2. Суммарная длина области затворов составляет 36 мм. Длина металлизированного контакта затвора — 300 мкм. Размер топологии затворов единичной ячейки равен 0,6 мм, а каждая ячейка состоит из двух затворов и имеет ширину 60 мкм. Таким образом, кристалл транзистора состоит из 60 подобных ячеек. Общие размеры кристалла — 3,9×1 мм.

Рис. 2. Изображение кристалла GaN HEMT транзистора Integra Technologies с шириной области затворов 36 мм и длиной затвора 0,5 мкм

Номинальное значение напряжения отсечки составляет –3,5 В, а максимально допустимое обратное напряжение затвор-сток превышает 150 В для надежной работы при питающем напряжении 50 В.

Конструкция транзистора

На рис. 3 приведено изображение рассматриваемого в данной статье транзистора. Несмотря на то, что он выполнен в корпусе, который используется в двухтактных схемах усиления, его соответствующие «двойные» выводы соединяются на печатной плате между собой, то есть фактически транзистор работает как «обыкновенный», с одним выводом затвора и одним стока. Цепи согласования находятся внутри корпуса и обеспечивают приемлемые значения импеданса. Учитывая тип транзистора, достичь требуемого согласования получается несколько проще, чем у транзисторов других типов.

Рис. 3. Общий вид транзистора, обеспечивающего выходную импульсную мощность 1 кВт

В таблице 2 приведены сравнительные данные по оптимальным значениям импеданса по входу (Z_S) и выходу (Z_L) для рассматриваемого нами GaN-транзистора и LDMOS-транзистора сравнимой мощности (1 кВт) на фиксированную частоту (1030 МГц). Судя по этим данным, низкие значения отношения емкости к выходной мощности позволяют GaN-транзистору достигать больших значений импеданса, что приводит к меньшим потерям в согласующих цепях и, следовательно, к более высокой эффективности работы.

Таблица 2. Оптимальные значения импеданса по входу (Z_S) и выходу (Z_L) для различных типов транзисторов

Прибор	Частота, ГГц	ZS (оптимальное), Ом	ZL (оптимальное), Ом
IGN2729M800	2,7	1,6+j2,2	1,4–j3,1
	2,8	1,6+j2,4	1,5+j3,9
	2,9	1,8+j2,7	2,8+j6,2
ILD1011M1000HV	1,03	0,86+j0,34	0,3+j0,4

Рабочие характеристики транзистора

На рис. 4 приведены графики зависимости выходной мощности от входной мощности, КПД от выходной мощности и усиления от выходной мощности. Все данные были получены при следующих условиях: напряжении питания, равном 50 В, токе покоя 100 мА, при усилении импульсного сигнала с длительностью импульса 300 мкс и коэффициентом заполнения 10%. Пиковое значение мощности чуть превышает 1 кВт, при усилении 11 дБ и КПД, равном 56%.

Рис. 4. Зависимость:
а) выходной мощности транзистора от его входной мощности;
б) КПД транзистора от его выходной мощности;
в) усиления транзистора от его выходной мощности

На рис. 5 приведены графики зависимости выходной мощности и КПД транзистора от напряжения на стоке при работе на частоте 2,9 ГГц. Легко заметить, что КПД транзистора мало зависит от изменения питающего напряжения и остается практически неизменным в диапазоне напряжений 40–50 В. Выходная мощность транзистора в диапазоне 6 дБ практически линейно зависит от питающего напряжения, что облегчает работу АРУ.

Рис. 5. Зависимость выходной мощности и КПД от напряжения на стоке

Тепловые характеристики транзистора крайне важны, поэтому их необходимо учитывать при оценке возможности его надежной работы в тех или иных приложениях. В частности, в таблице 3 приведены данные по неравномерности вершины импульса при различной длительности импульса и разных значениях коэффициента заполнения. Судя по данным таблицы, при длительности импульса свыше 200 мкс нагрев приводит к неравномерности вершины импульса, которая становится тем заметнее, чем больше его длительность, однако при коротких импульсах с малыми коэффициентами заполнения неравномерность практически незаметна. Максимальное значение переходного теплового сопротивления для транзистора составляет 0,13 °С/Вт.

Таблица 3. Зависимость неравномерности вершины импульса от его длительности и значения коэффициента заполнения

Длительность импульса, мкс	Коэффициент заполнения, %	Неравномерность вершины импульса, дБ
10	1	+0,07
10	10	+0,06
100	10	–0,08
200	10	–0,17
300	10	–0,22
500	10	–0,31
1000	10	–0,46

Для практических применений очень важна стойкость транзистора к рассогласованию нагрузки. Значительное рассогласование (и, соответственно, большие значения КСВН), несомненно, приведут к выходу транзистора из строя. В ходе проведения тестирования прослеживалась тенденция снижения стойкости к рассогласованию при увеличении коэффициента заполнения, что явно указывает на тепловой механизм отказа транзистора. В данном отношении GaN-транзисторы, работающие при максимальной мощности, менее надежны, чем многие LDMOS-транзисторы, которые часто разрабатывают с учетом возможности работы с постоянным (CW) сигналом там, где GaN-транзистор может обеспечить 1 кВт лишь в импульсном режиме. Тем не менее можно защитить GaN-прибор от рассогласования: достаточно установить циркулятор на выходе.

Однако есть еще одна особенность, которую необходимо принимать во внимание: при относительно небольшом рассогласовании, которое не способно привести к повреждению транзистора, его работа может стать нестабильной, что выражается в значительном искажении формы импульса и появлении нежелательных колебаний. Рассматриваемый нами транзистор показал стабильную работу вплоть до КСВН 3:1.

 

Заключение

В статье были проанализированы характеристики и особенности транзистора для радарных применений S-диапазона с выходной мощностью 1 кВт. Прибор задает новые стандарты для транзисторов, работающих в этом частотном диапазоне. Несмотря на то, что здесь в основном были освещены импульсные применения, этот транзистор можно также использовать в линейных ускорителях (работающих на частоте 2,856 ГГц), а также в медицине, например в установках радиочастотной абляции (Radio Frequency Ablation, RFA), применяемых при лечении раковых заболеваний.

Транзистор, для удобства использования, выполнен в корпусе, обычно применяемом в двухтактных схемах усиления. При таком исполнении обе части транзистора работают параллельно, поскольку соответствующие выводы соединены между собой на печатной плате. Наконец, благодаря высоким значениям выходного импеданса (табл. 2), технически возможно расширение рабочего диапазона частот, по крайней мере до 2,7–3,1 ГГц, и даже несколько шире, при сохранении выходной мощности, близкой к 1 кВт.

Литература

1. http://www.integratech.com/products/IB2729M170.pdf /ссылка утеряна/
2. http://www.integratech.com/products/ILD2731M140.pdf /ссылка утеряна/
3. http://integratech.com/products/IGN2735M250.pdf /ссылка утеряна/
4. Ju-Young Kwack, Ki-Won Kim, Samuel Cho. l kW S-band Solid State Radar Amplifier. IEEE Wireless and Microwave Technology Conference (WAMICON). 18–19 Apr. 2011.

Мощный выходной транзистор в блоке питания

10 августа 2019 — Admin

Продолжаем исследовать схему блока питания с регулируемым предельным током, начало тут. В предыдущей статье мы разобрались с подключением операционного усилителя и научились управлять его коэффициентом усиления.

Не смотря на все достоинства операционного усилителя, его максимальный выходной ток весьма ограничен. Он не способен обеспечить питание мощной нагрузки. Поэтому, после ОУ ставят выходной транзистор, а операционный усилитель лишь управляет этим транзистором.

Вот о чём пойдёт речь далее:

• что такое транзистор Дарлингтона
• зачем нужна защита эмиттерного перехода
• как эта защита реализована в схеме

Герой сегодняшней статьи изображён на самом первом рисунке. Как видно, у этого транзистора предусмотрено крепление на радиатор, так как при больших токах он может заметно нагреваться.

На самом деле, это составной транзистор (состоящий из двух транзисторов и некоторых дополнительных деталей, всё это упаковано в один корпус). Такая схема ещё называется транзистор Дарлингтона, по имени изобретателя:

Схема транзистора КТ829 (транзистор Дарлингтона)

Защита эмиттерного перехода

Посмотрим вот этот участок схемы:

Мощный выходной транзистор в блоке питания

Речь пойдёт о диоде VD4. В описании к схеме указано, что он защищает эмиттерный переход от обратного напряжения, в котором виноват конденсатор С5. Давайте разбираться, что это за напряжение и откуда оно берётся.

Мы помним, что транзистор открывается подачей прямого напряжения на эмиттерный переход. В данном случае, у нас транзитор структуры n-p-n, и прямое напряжение — это плюс на базе относительно эмиттера. Соответственно, обратное напряжение — это плюс на эмиттере относительно базы. Казалось бы, что страшного — транзистор при этом заперт да и всё. Но, считается, что такое напряжение может пробить эмиттерный переход и вывести транзистор из строя. В силу особенностей конструкции транзистора, иногда для пробоя достаточно обратного напряжения всего в несколько вольт. От этой неприятности и защищает диод VD4. Он включён как раз таким образом, что обратное напряжение его открывает. Следовательно, на эмиттере теперь не может оказаться более 0.6 вольт (именно столько падает на открытом кремниевом транзисторе) относительно базы.

Теперь, откуда оно может взяться, это обратное напряжение. Могу предложить целых 3 версии.

• При отключённой нагрузке мы резко поворачиваем ручку R2 в сторону уменьшения напряжения. ОУ тут же начинает уменьшать напряжение на базе транзистора, стараясь его прикрыть. Это процесс очень быстрый. А вот конденсатор С5 — сравнительно инертный элемент. Он ведь заряжен до предыдущего напряжения. Нагрузка отключена, разрядиться он может только через R11-R7, но это медленно. Вот и получается, что своим зарядом он создаёт плюс на эмиттере относительно базы VT2.
• Другая ситуация: резкое отключение мощной нагрузки. Механизм примерно тот же: операционный усилитель начнёт закрывать транзистор, а конденсатор C5 своим остаточным зарядом создаст плюс на его эмиттере.
• Наиболее реалистичная версия. Подключение устройств, содержащих собственный источник питания, напряжение с которого может попасть на нашу схему. Ну, примитивный пример: мы решили использовать наш блок питания, чтобы зарядить аккумуляторы. Напряжение, которое приходит с аккумулятора, как раз будет для нашего транзистора обратным, особенно если выставить собственное напряжение блока питания слишком низким с помощью движка R2.

На практике, я подсоединял осциллограф между базой и эмиттером, всячески крутил ручки резисторов, пробовал подключать и отключать разные нагрузки — но так и не «поймал» сильного скачка обратного напряжения. При отсутствии нагрузки на базе около 0.7 В относительно эмиттера, при большой нагрузке может быть 1.5 — 2 В. Но, максимальный скачок обратного напряжения, который я видел — порядка 0.7 В. Да и транзистор здесь (как уже говорилось) далеко не маломощный, даже не знаю — можно ли пробить транзистор Дарлингтона? Склоняюсь к тому, VD4 здесь включён по инерции, как стандартный элемент защиты в подобных схемах, а на практике он не очень-то и нужен. С интересом почитаю Ваши комментарии на эту тему.

На этом всё, в следующей статье разбираем работу блока защиты от перегрузки.

Поделиться в соцсетях:

Симметричный термостабильный ИТУН

 

 

Сначала появилась эта схема. Начну с ее выходного каскада. Достаточно рассмотреть только одно плечо, второе абсолютно аналогично, только комплиментарно.  Выходной составной транзистор (Q19,Q20) включен по схеме с общим эмиттером. С эмиттерного резистора R22 снимается сигнал местной обратной связи, пропорциональный току в выходной цепи, и подается в базу транзистора Q15 через цепь смещения – переход БЭ Q16 в диодном включении. R16 задает ток смещения через этот переход. Поскольку потенциалы эмиттеров транзисторов Q15 и Q20 примерно равны, то токи через резисторы R10 и R22 обратно пропорциональны их номиналам, и, соответственно, коэффициент усиления по току выходного каскада равен отношению R10/R22. То есть имеем один из вариантов «точного» токового зеркала. Это позволило исключить температурную модуляцию параметров выходного каскада (зависящую от режима работы выходного транзистора), приводящую к тепловым интермодуляционным искажениям. Диоды D1,D3 применяются для предотвращения насыщения выходного каскада при клиппировании – если потенциал коллекторов Q19,Q20 станет выше потенциала базы Q19 через открывшийся диод D3 начнется отвод избыточного входного тока. Выходной транзистор останется в активном режиме. Недостатки данной модификации выходного каскада – модуляция напряжения БЭ Q16 при изменении напряжения питания выходного каскада –> ухудшение коэффициента подавления пульсаций источника питания; из-за динамически отличающихся токов эмиттеров транзисторов Q15 и Q16 (у Q15 ток изменяется синхронно со входным током, а через Q16 – практически не меняется) имеется нелинейность коэффициента передачи «токового зеркала» при изменении входного/выходного тока.

Данные недостатки были устранены в выходном каскаде на этом рисунке путем введения дополнительного токового зеркала на транзисторах Q23,Q24. Это решение было найдено при макетировании ИТУН без ООС в классе «А», с которым можно знакомиться здесь. За счет динамического выравнивания токов через эмиттеры транзисторов Q15,Q16 путем деления выходного тока предыдущего каскада пополам на токовом зеркале Q23,Q24 уменьшена нелинейность коэффициента передачи тока выходным каскадом и исключена модуляция базо-эмиттерного напряжения Q16 напряжением питания выходного каскада. D3 выполняет ту же функцию. D1 исключен, так как его роль играет транзистор Q23 в диодном включении. Уменьшение чувствительности выходного каскада вдвое (из-за деления тока пополам на токовом зеркале Q23,Q24) было скомпенсировано увеличением номинала резистора R10 вдвое.  Входной каскад ничего особенного из себя не представляет, широко известен. Для уменьшения эффекта Миллера коллекторы Q1,Q3 подключены к эмиттерам Q2,Q4. Для второго каскада сигнал снимается с коллекторных резисторов R5,R6. Второй каскад используется для усиления тока. Транзисторы Q11,Q13 (Q14,Q12) включены по схеме ОК-ОБ, чтобы избежать инвертирования сигнала (иначе общую ООС придется заводить в другую точку, а не в эмиттеры транзисторов Q2,Q4). Термостабилизация (и не только) второго каскада выполнена на транзисторах Q8,Q9. Тепловой контакт их корпусов с радиатором выходных транзисторов не нужен. Важнее обеспечить общий тепловой режим транзисторов Q8, Q9, Q12, Q13. Второе назначение транзисторов Q8,Q9 – это обеспечение более линейного переключения токов между Q12, Q13 в нулевой точке (напомню, что усилитель работает в классе АВ). Рассмотрим, например пару транзисторов Q8, Q11. Через коллектор Q8 в базу Q11 заводится местная ООС, так, что на его эмиттере формируется напряжение, логарифмически зависящее от входного тока второго каскада. Далее это напряжение поступает в каскад с ОБ на Q13 и преобразуется опять в линейный выходной ток второго каскада. В коллектора транзисторов Q11, Q14 введены резисторы R32 и R33 для ограничения тока второго каскада при клиппинге. Кроме того с них снимается сигнал частотной коррекции через кондесаторы C6, C7 для обеспечения устойчивости всего усилителя при введении ООС. Выяснилось, что при малом значении импеданса нагрузки и большом входном сигнале транзисторы Q2, Q4 начинают входить в насыщение из-за того, что потенциалы их коллекторов фактически зафиксированы на уровне +/– 1,4В (Uбэ(Q11)+Uбэ(Q13) или Uбэ(Q14)+Uбэ(Q12)), а потенциалы эмиттеров транзисторов Q2, Q4 изменяются синхронно со входным напряжением. Для исключения насыщения транзисторов входного каскада базы транзисторов Q12, Q13 были соединены с верхним концом резистора-датчика тока RBF. Дальнейшая оптимизация заключалась во введении источников тока в коллектора транзисторов Q2, Q4, уточнения режимов работы второго каскада, введении интегратора на Х1 для более точного поддержания «0» на выходе усилителя. При желании можно эту схему еще более усложнить, введя источники тока во входной каскад —

Что показывает симулятор —  пройдемся немного по параметрам.

  Со спектром гармоник и АЧХ  можно ознакомиться по рисункам. THD по результатам моделирования  получается на уровне 0,008% (более поздние варианты схем) и 0,02% –  более ранний вариант. Практические измерения THD представлены на следующем графике (пички в области 7-20КГц — артефакты звуковой карты)

С характеристиками в частотной области можно ознакомиться ниже

Введенная частотная коррекция образует первый  полюс на частоте 15-20 КГц (на рисунке два графика – верхний с  разорванной ОООС, нижний – с задействованной ОООС). Для обеспечения  устойчивости усилителя при работе на реальную нагрузку, параллельно  ей подключается последовательная RC-цепочка с параметрами 33 Ом/0,1МкФ.  Выбор резистора меньшего номинала нежелателен, так как эта цепочка  совместно с индуктивностью звуковой катушки образует параллельный  резонансный контур, и незачем увеличивать его добротность.  Входная часть усилителя питается от стабилизированного источника  +/-15В для уменьшения влияния пульсаций источника питания.  Ток покоя выходного каскада выбирается в пределах 80-90 мА.  Имеется оптимум, при котором третья гармоника минимальна. Предельную выходную мощность можно масштабировать выбором номинала  питающего напряжения для выходного каскада в пределах области безопасной работы выходных транзисторов.  

  Теперь о мостовом ИТУН с перекрестно-симметричной ООС. Исторически (из  представленных) 😉 этот усилитель был собран первым. Не хватало для  сабвуфера мощности обычного ИТУНа при заданном напряжении питания,  решил сделать мост, тем более было интересно поэкспериментировать с  перекрестно-симметричной ООС. За базис была взята эта схема —

  Выходной каскад я уже описывал, небольшое отличие – добавлены  токоограничивающие резисторы R21, R22, R32, R33 на случай клиппинга.  Входной каскад – сдвоенный дифференциальный на Q5, Q6 и Q7, Q8.  Источники тока выполнены для них выполнены на Q1, Q2 и Q3, Q4.  Дифференциальный выходной ток входных каскадов преобразуется в  одиночный на токовых зеркалах Q9, Q10 и Q11,Q12, соответственно, и  втором каскаде (ОБ) на транзисторах Q13, Q14. Диоды D1 и D2 нужны для  смещения потенциала базы транзисторов второго каскада, в противном  случае не избежать насыщения транзисторов Q10 и Q12. Третий каскад  производит перераспределение токов между плечами выходного моста –  поочередно открываются пары транзисторов Q17&Q18 или Q19&Q20. Q15 и Q16 необходимы для обеспечения работы усилителя в режиме АВ и  термостабилизации. Для обеспечения стабильности усилителя при введении  ОООС применена частотная коррекция во втором каскаде – C1R15 и C2R16.  Для поддержания примерно нулевого потенциала на выходах усилителя  введен интегратор на ОУ, вход которого подключен к обоим выходам  усилителя (R41, R46). За счет подключения резисторов смещения R24, R25  и R34, R35 к выходу интегратора происходит балансировка синфазного  напряжения выходного каскада. Разбаланс может быть вызван разбросом  параметров элементов плеч выходного каскада и температурными  воздействиями. По этим же причинам позже (на схеме не показано) каждый  из выходов усилителя (точки соединения коллекторов выходных  транзисторов) был «посажен» на землю через резисторы, номиналом 300  Ом. Очень трудно заставить правильно работать цепь, в которой  последовательно включено два источника тока :-)). Должен заметить, что  для получения минимального THD необходимо очень точно выдержать  согласованность номиналов резисторов перекрестно-симметричной ООС – R1  – R64 и R43||R48 – R40||R45. Кроме этого источник входного сигнала должен быть низкоомным, так как иначе его выходное сопротивление суммируется с резистором R1, внося дисбаланс. С этой целью на входе включен буферный ОУ в режиме повторителя. При отсутствии прецизионных резисторов можно ввести подстроечник в цепь с R64. Ток покоя выходных каскадов выбран примерно 50 Ма подстройкой R2. Имеется оптимум. Огромный плюс мостовой схемы – отсутствие протекания тока нагрузки по цепи «земли» и взаимная компенсация нелинейностей плеч выходного каскада. Общая нелинейность определяется в основном точностью согласования резисторов ООС и степенью подавления синфазной помехи входным каскадом. Расчетная мощность усилителя – 200 Вт на 4 Ом нагрузки. Нелинейные искажения (по симулятору) – 0,032%, полоса частот – до 30 КГц.

Мухамедзянов Наиль (aka Nota Bene) (c)2005 reanimator-h <на> yandex.ru

Усилитель X-диапазона с выходной мощностью не менее 50 Вт

Введение

В передающих каналах аппаратуры различного назначения широко используются МИС, которые, при своих малых габаритах, имеют высокие электрические характеристики, такие как величина выходной мощности, КПД, полоса рабочих частот. Например, одна из ведущих мировых компаний Mimix рекламирует GaAs МИС XP1006 с Рвых 10 Вт при напряжении 8 В в диапазоне частот 8,5–11 ГГц. К настоящему времени отечественных МИС с необходимыми электрическими параметрами нет, импортные МИС труднодоступны из-за ограничительных мер. Альтернативным решением может являться разработка ГИС с применением элементов с высокой диэлектрической проницаемостью ε.

 

Исследуемая конструкция

В представленной работе требовалось создание твердотельного импульсного СВЧ-усилителя с выходной мощностью 50 Вт и коэффициентом усиления 20 дБ при напряжении стока 8 В. Выходная мощность должна быть не менее 50 Вт, при этом предъявлялись жесткие ограничения по ширине канала (9 мм) и размерам корпуса усилителя.

В основе конструкции находятся двухкаскадные усилители мощности, в первом каскаде которых используется один транзистор, а в выходном суммируется мощность четырех транзисторов «Принц 4–70». Данная конструкция выходного каскада позволяет разместить в заданном объеме четыре синфазных канала.

Разработанные нами усилительные каскады уступают МИС примерно на 30% по продольному размеру, для потребителя они не являются критичным, однако сравнимы по электрическим параметрам с МИС. Кроме того, они дешевле в разработке и изготовлении, поскольку здесь используется хорошо отработанная технология ГИС. Для согласования кристаллов транзисторов используется керамика с ε = 80. С целью уменьшения продольного размера выходная схема входного каскада согласована с входом выходного каскада без перехода на 50‑Ом линию.

Параметры делителей и сумматоров мощности были подобраны одновременно с параметрами элементов согласования затворов и стоков элементарных ячеек транзистора. Делители и сумматоры мощности вместе с согласующими цепями, реализованными на керамике БСТ (барий-самарий-титан), с проволоками разварки затворов и стоков элементарных ячеек транзистора представляют собой единую электрическую схему. Для разделения каскадов по постоянному току вместо конденсаторов применен полосовой фильтр на двух связанных микрополосковых линиях. Этот фильтр позволил подавить излишнее усиление схемы на низких частотах и обеспечить устойчивость усилителя вне рабочей полосы частот.

Проектирование выходного усилителя выполнено с помощью методов моделирования, реализованных в программном комплексе компьютерного проектирования AWR. В усилителе установлен мощный транзистор, реализованный на псевдоморфных гетероструктурах с селективным легированием. Для каждой ячейки такого транзистора разрабатывалась нелинейная модель с использованием измеренных сопротивлений истока, стока, затвора, ВАХ и S‑параметров [1]. Также на основе измеренных S‑параметров ячейки определялись параметры ее линейной эквивалентной схемы в нескольких режимах (при разных напряжениях на затворе и стоке).

 

Практические результаты

Полученная таким образом нелинейная модель транзистора использовалась при проектировании усилителя в целом.

После определения характеристик секции была рассчитана схема полного транзистора (рис. 1), с применением керамики из БСТ, обеспечивающей максимальную выходную мощность и минимальные размеры. В этой схеме тестировались транзисторы «Принц 4–70» различных партий.

Рис. 1. Топология тестовой схемы

Электрические характеристики транзистора показаны на рис. 2.

Рис. 2. Электрические характеристики транзистора «Принц 4-70»

На основе полученных характеристик рассчитана [2, 3] схема выходного усилителя (рис. 3).

Рис. 3. Топология двухкаскадного усилителя

На вход четырех каналов подавалась мощность от задающего каскада, который представляет собой однокаскадный усилитель с Рвых = 3 Вт на транзисторе «Принц 4–50» (рис. 4).

Рис. 4. Задающий усилитель мощности

Импульсный режим работы обеспечивается модулятором напряжения стока с четырьмя ключевыми транзисторами IRLML2244 размером 3×1,4×1,1 мм. Выбор импортной комплектации обусловлен тем, что отечественный аналог 2П7165А имеет размеры 18,6×10,7×4,8 мм, что делает его неконкурентоспособным. Модулятор расположен в дне корпуса, подключен ко всем каскадам и управляется генератором импульсов.

Рис. 5. Модулятор напряжения стока

Для уменьшения влияния нагрузки на усилитель и развязки между задающим и выходными усилителями использованы вентили ФПВН2–382 производства ОАО «ФАЗА». Внешний вид модулятора показан на рис. 5. Амплитудно-частотная характеристика каналов приведена на рис. 6, выходная мощность усилителя — на рис. 7.

Рис. 6. Амплитудно-частотная характеристика каналов

Рис. 7. Амплитудно-частотная характеристика усилителя

Суммирование мощности каналов проводилось на симметричном микрополосковом сумматоре.

Разработанный четырехканальный усилитель имеет габариты 74×89×19,5 мм (рис. 8). Потребляемая импульсная мощность: 9 В×32 А.

Рис. 8. Внешний вид усилителя

Параметры задающего импульса:

•  длительность: 1–100 мкс;
•  скважность: 6–10.

 

Заключение

Разработан импульсный усилитель мощности Х‑диапазона частот с Рвых не менее 50 Вт. В СВЧ-части использована комплектация АО «НПП «Исток» им. А. И. Шокина». Применение керамики с высокой ε позволило разместить усилительные каскады в заданном объеме канала и корпуса. Электрические параметры усилителя соответствуют современному мировому уровню для изделий с использованием GaAs активных элементов.

Литература

1. Красник В. М., Манченко Л. В., Пашковский А. Б., Потапова Т. И., Пчелин В. А. Нелинейная модель гетероструктурных полевых транзисторов с субмикронным затвором ФГУП НПП «ИСТОК». 17‑я Международная Крымская конференция «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (КрыМиКо’2007). Севастополь, 10–14 сентября 2007. Материалы конференции. Севастополь, Вебер, 2007.
2. Пчёлин В. А., Корчагин И. П., Малыщик В. М., Галдецкий А. В., Манченко Л. В., Капралова А. А. 
   Двухкаскадный усилитель Х‑диапазона с выходной мощностью 17 Вт на элементной базе ФГУП «НПП «Исток». Материалы 21‑й Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии». Севастополь, Вебер, 2011.
3. Манченко Л. В., Пчелин В. А., Трегубов В. Б. Двухкаскадный усилитель мощности Х‑диапазона на гетероструктурных полевых транзисторах ФГУП «НПП «Исток». Материалы 20‑й Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии». Севастополь, Вебер, 2010.

Как выбрать оптимальные полевые транзисторы для синхронных выпрямителей

16 июня 2017

Применение синхронных выпрямителей – лучший способ снижения потерь во вторичных цепях преобразователей энергии. А полевые транзисторы из линейки OptiMOS™ производства Infineon с напряжением 30…150 В отлично подходят для этой цели.

Постоянное ужесточение требований к удельной мощности и энергосбережению преобразователей электрической энергии требует увеличения эффективности всех ступеней преобразования. Основным видом потерь во вторичных цепях преобразователей с гальванической развязкой являются потери проводимости выпрямительных диодов, которые можно уменьшить, используя синхронное выпрямление (рисунок 1). Замена диодов полевыми транзисторами (MOSFET) приводит к появлению новых задач – оптимизации эффективности системы и предотвращению выбросов перенапряжения.

Принципы синхронного выпрямления

Для правильного выбора транзисторов синхронного выпрямителя необходимо четкое понимание механизма возникновения потерь. В первую очередь необходимо различать потери проводимости (статические потери), зависящие от тока нагрузки, и потери переключения (динамические потери). Потери проводимости напрямую зависят от сопротивления транзисторов в открытом состоянии RDS(on) и падения напряжения на внутренних диодах VSD. Причем увеличение тока нагрузки приводит к увеличению потерь проводимости. Для предотвращения одновременного включения транзисторов синхронного выпрямителя, приводящего к токовым перегрузкам транзисторов, необходимо наличие некоторого времени задержки, при котором один транзистор должен быть гарантированно закрыт перед открытием другого. Именно в этот промежуток времени ток протекает через внутренний диод, и в нем возникают дополнительные потери. Но, поскольку этот период мал (50…100 нс), то в большинстве случаев, когда выходное напряжение значительно больше прямого падения напряжения на внутреннем диоде, данными потерями можно пренебречь.

Рис. 1. Схемы диодного и синхронного выпрямителей

Динамические потери MOSFET также вносят большой вклад в общую картину. Они зависят от частоты коммутации fSW и выходного тока преобразователя IOUT. Для включения транзистора емкость затвора необходимо зарядить до величины Qg, а напряжение на затворе должно достигнуть порога переключения. Для выключения MOSFET емкость «затвор-исток» должна быть разряжена, что означает рассеивание заряда Qg на сопротивлении затвора и внутреннем сопротивлении драйвера. При существующей технологии производства потери управления для транзисторов с малым сопротивлением канала – больше, чем для высокоомных, поскольку увеличение размера кристалла приводит к увеличению заряда затвора Qg.

Другая важная часть динамических потерь связана с наличием выходной емкости Coss и зарядом обратного восстановления Qrr. При выключении транзистора заряд Qrr должен быть рассеян, а выходная емкость Coss заряжена до величины напряжения вторичной обмотки трансформатора VT. В результате этого процесса возникает импульс обратного тока, который протекает через индуктивности коммутируемой цепи, вследствие чего в выходную емкость транзистора передается энергия, приводящая к появлению на стоке транзистора импульса перенапряжения. Этот импульс запускает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностями проводников печатной платы и выходной емкостью транзистора Coss, который демпфируется паразитными сопротивлениями данного контура. Таким образом, энергия выключения зависит от величины емкости Coss MOSFET и, соответственно, от заряда Qoss, накопленного при заряде Coss до напряжения вторичной обмотки трансформатора. Аналогично заряду затвора Qg, заряд выходной емкости Qoss увеличивается с уменьшением сопротивления RDS(on). Таким образом, всегда можно найти баланс между потерями проводимости и потерями на переключение для достижения максимальной эффективности преобразования в целом.

В первом приближении зарядом обратного восстановления Qrr для транзисторов серии OptiMOS™ можно пренебречь, поскольку его вклад в общие потери мощности незначителен. В нашем случае зарядом Qrr считается только заряд восстановления внутреннего диода MOSFET, в то время как величина заряда Qrr, которая указывается в документации, измеряется в соответствии со стандартами JEDEC, и поэтому содержит не только заряд восстановления внутреннего диода, но и некоторые составляющие выходного заряда транзистора. К тому же, при синхронном выпрямлении реальные значения заряда обратного восстановления диода Qrr – меньше значений, указанных в документации. В ней приводятся значения для максимально допустимого тока стока транзистора при условии, что диод находился в проводящем состоянии длительное время, более 500 мкс, и при ограниченной скорости изменения тока di/dt на уровне 100 А/мкс. В реальном устройстве токи транзистора обычно не превышают трети максимально допустимого тока стока, внутренний диод находится в проводящем состоянии 20…100 нс, а скорость изменения тока di/dt достигает 800 А/мкс.

Оптимизация выбора транзисторов синхронного выпрямителя

Оптимальный выбор транзисторов синхронного выпрямителя, направленный на максимальную эффективность, заключается в поиске сбалансированного соотношения потерь проводимости и переключения. При малом токе нагрузки потери проводимости играют второстепенную роль. В этом случае потери переключения, которые приблизительно постоянны во всем диапазоне нагрузок, являются доминирующими. При большом токе нагрузки потери проводимости максимальны и поэтому вносят наибольший вклад в общие потери мощности (рисунок 2).

Рис. 2. Зависимость потерь мощности от выходного тока

При выборе транзисторов особое внимание необходимо уделить выбору сопротивления в проводящем состоянии RDS(on). В качестве примера рассмотрим семейство транзисторов 60 В OptiMOS™, работающих при условиях, приведенных на рисунке 3. На нем видно, что отклонение сопротивления RDS(on) от точки оптимального выбора приводит к увеличению общих потерь пропорционально увеличению RDS(on). В тоже время в приведенном примере уменьшение сопротивления RDS(on) ниже 0,5 мОм приведет к существенному увеличению потерь, обусловленных увеличением выходной емкости. Более того, на рисунке 3 можно увидеть, что диапазон значений RDS(on), при которых значение потерь минимально, достаточно широк. В этом примере общие потери примерно одинаковы в диапазоне 0,75…2,8 мОм, следовательно, для данной ситуации лучше всего подходят транзисторы BSC016N06NS или BSC028N06NS. К тому же, поскольку потери остаются меньше 1 Вт в широком диапазоне (0,55…3,9 мОм), то возможен и выбор BSC039N06NS, хотя данный транзистор лучше использовать в приложениях или с меньшим током нагрузки, или с большей частотой преобразования.

Рис. 3. Зависимость потерь мощности от сопротивления R_DS(on)

В любом случае необходимо помнить, что график на рисунке 3 был построен для конкретных условий, и ситуация может существенно поменяться при изменении частоты преобразования (рисунок 4в, г) или тока, протекающего через транзисторы (рисунок 4а, б).

Если взять в качестве примера рисунок 4а, где ток транзистора уменьшен до 5 А, а частота преобразования осталась 175 кГц, потери переключения теперь составляют значительную часть общих потерь и оптимальным является использование транзистора BSC039N06NS. В другом случае частота преобразования уменьшена до 100 кГц при сохранении тока транзистора на уровне 15 А (рисунок 4в). В этом случае оптимальным решением является выбор транзистора BSC016N06NS, при использовании которого обеспечивается минимальный уровень потерь.

Рис. 4. Зависимость потерь мощности от сопротивления R_DS(on) при различных значениях частоты преобразования f_sw и тока транзистора I_Mosfet

Еще одной важной проблемой оптимизации синхронных выпрямителей является правильный выбор корпуса транзистора. Действительно, повысить эффективность выпрямителя можно простым путем замены корпуса ТО-220 на SuperSO8. Причиной этого является уменьшение доли сопротивления корпуса в величине RDS(on). Уменьшение сопротивления RDS(on) при сохранении выходной емкости на том же уровне приводит к уменьшению произведения FOMQoss = RDS(on) х Qoss, которое является показателем эффективности технологии MOSFET. Уменьшение FOMQoss приведет к уменьшению потерь переключения и, таким образом, увеличит КПД выпрямителя.

При каком токе необходимо оптимизировать транзисторы?

Чтобы получить высокое значение КПД синхронного выпрямителя во всем диапазоне токов нагрузки необходимо правильно выбрать ток MOSFET, воспользовавшись четырехквадрантными оптимизирующими зависимостями. Оптимизация, выполненная для максимальной нагрузки, даст высокое значение КПД при больших выходных токах. Однако в этом случае при небольшой нагрузке выпрямителя значение КПД резко уменьшится, а количество параллельно соединенных транзисторов окажется недопустимо большим. Поэтому необходимо выбрать такое значение тока транзистора, при котором КПД будет иметь относительно постоянное значение во всем диапазоне токов.

Для иллюстрации этой проблемы на рисунке 5 показаны зависимости КПД синхронного выпрямителя с выходным напряжением Vout = 12 В, напряжением вторичной обмотки трансформатора 24 В, напряжением затвора 10 В и частотой преобразования 200 кГц, рассчитанные для различных вариантов оптимизации. Если обратиться к оптимизирующим зависимостям (о методике их использования будет рассказано далее) для 40 В OptiMos BSC010N04LS (рисунок 8), то при оговоренном выше режиме работы (V_T =  24 В, f = 200 кГц) и токе 20 А оптимальным будет применение одного транзистора. В этом случае, в соответствии с рисунком 5, максимум КПД будет располагаться в области небольших токов нагрузки. В случае оптимизации при токе транзистора 40 А оптимальным будет применение двух транзисторов. В этом случае максимум КПД сместится в область больших токов нагрузки. Обычно сбалансированное значение КПД достигается, если оптимизация выполняется при 20…30% от максимальной мощности выпрямителя. Если выпрямитель большую часть времени функционирует при небольших нагрузках – имеет смысл уменьшить ток, при котором выполняется оптимизация, до величины 10…20% от максимального выходного тока. Если же нагрузка такова, что большую часть времени выпрямитель работает при уровне мощности более половины от максимального, оптимизацию необходимо выполнять для тока значением до 60% от максимального выходного тока. Оптимизации для 100% нагрузки следует избегать, поскольку в этом случае с уменьшением нагрузки КПД выпрямителя существенно уменьшается, а количество параллельно соединенных транзисторов значительно возрастает.

Рис. 5. Зависимость КПД от тока нагрузки при различных значениях тока оптимизации

Выбор полевых транзисторов по четырехквадрантным оптимизирующим зависимостям для синхронного выпрямления

Для выбора транзисторов предлагаются оптимизирующие зависимости, которые позволяют легко отыскать наиболее подходящий полевой транзистор для синхронного выпрямителя с использованием всего трех параметров: напряжения вторичной обмотки трансформатора, частоты преобразования и среднего значения тока транзистора. Пример выбора транзистора показан на рисунке 6.

Рис. 6. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям

На первом этапе необходимо выбрать один из транзисторов, присутствующих на графиках. Из точки на оси Х, которая соответствует напряжению вторичной обмотки трансформатора, проводят вертикальную линию вниз до пересечения с линией, соответствующей выбранному транзистору. Из этой точки проводят горизонтальную линию влево до точки пересечения с линией, соответствующей частоте преобразования. После этого проводят вертикальную линию вверх до пересечения с линией, соответствующей выбранному току транзистора. Далее из этой точки проводят горизонтальную линию вправо до пересечения с вертикальной линией, соответствующей выбранному транзистору, по которой можно определить оптимальное число параллельно соединенных транзисторов.

Хорошим соотношением будет уровень тока в 20…30% от полной нагрузки. Оптимальным значением RDS(on) для данного случая будет точка пересечения с положительной частью оси Y. Данную процедуру можно выполнить для разных моделей транзисторов. Наименьшие потери, а следовательно, и максимальное значение КПД выпрямителя будут при использовании тех транзисторов, для которых эквивалентное сопротивление RDS(on) будет наименьшим.

Данная методика рассчитана на работу транзисторов выпрямителя в режиме оптимального переключения. В любом другом случае, например, в случае динамического включения или лавинного пробоя, приведенные зависимости будут неточными. Наилучшие результаты были получены для топологий с жесткой коммутацией. Использование данной методики для резонансных схем с режимами мягкой коммутации приведет к большим расхождениям, поскольку в данном случае динамические потери будут ниже нуля. В этом случае оптимальное значение сопротивления RDS(on) будет меньше расчетного. Обратите внимание на то, что даже при работе первичной стороны в квазирезонансном режиме, например, при использовании мостового инвертора Phase Shift ZVS, синхронный выпрямитель может работать в режиме жесткого переключения и может быть оптимизирован с использованием приведенных зависимостей.

Все оптимизирующие зависимости, приведенные в данной статье (рисунки 7…14), были построены для идеализированных полевых транзисторов. На практике результаты расчетов по идеализированным зависимостям могут отличаться от реального значения потерь. Поэтому полученные результаты необходимо рассматривать не более чем как индикатор наилучшего возможного случая или предупреждение о выборе недостаточного или избыточного количества транзисторов. Если оптимальное количество параллельно соединенных транзисторов, полученное по графикам, находится между двумя значениями, следует помнить, что выбор меньшего количества транзисторов увеличит КПД выпрямителя при меньших токах нагрузки, а большего – при больших. Кроме того, необходимо учитывать наличие снабберных цепей, включенных параллельно транзисторам, которые также могут влиять на выбор транзисторов.

Оптимизация во всем диапазоне токов нагрузки не может быть выполнена с помощью расчета при одном значении выходного тока. Для этого необходимо выполнить несколько тестовых расчетов при различных токах нагрузки, и, анализируя полученные результаты, осуществить выбор модели и количества транзисторов в соответствии с требованиями, предъявляемыми к выпрямителю.

Рис. 7. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 30 В	Рис. 8. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 40 В
Рис. 9. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 60 В	Рис. 10. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 75 В
Рис. 11. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 80 В	Рис. 12. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 100 В
Рис. 13. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 120 В	Рис. 14. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 150 В

•••

Наши информационные каналы

Усилители: Выходной каскад

Во многих усилителях мощности схема операционного усилителя состоит из дискретных компонентов, специально разработанных для более высоких напряжений шины. Выходные транзисторы добавлены для обеспечения дополнительного тока для управления динамиком. У больших выходных транзисторов есть только небольшое усиление по току HFE, поэтому транзисторы драйвера размещаются перед выходными транзисторами, чтобы увеличить общий коэффициент усиления по току примерно до 200. Усилители, использующие силовые полевые МОП-транзисторы, не требуют транзисторов драйвера.Строка смещения теперь может быть помещена в схему драйвера класса А.

Выходные транзисторы можно расположить тремя различными способами. Это описание является основным обзором. Детали электронной конструкции, включая печатные платы для создания усилителей мощности, доступны на sound.whsites.net
Первыми транзисторами были германиевые, которые хорошо подходили для маломощных транзисторных радиоприемников в 1960-х и 1970-х годах. Но германиевые транзисторы были нестабильны и ненадежны. Позднее были изобретены надежные кремниевые транзисторы.Усилители большой мощности можно было построить только на кремниевых транзисторах.

На рисунке ниже показаны параллельные выходные транзисторы. В некоторых больших усилителях мощности используется много параллельных выходных транзисторов. Резисторы с большой проволочной обмоткой 1 / 2Ω (R47) размещены последовательно с эмиттерами. Эти эмиттерные резисторы вынуждают выходные транзисторы равномерно распределять ток и, следовательно, одинаково рассеивают тепло. Поскольку на эмиттерных резисторах теряется небольшая мощность, в некоторых конструкциях усилителей используется 1 / 4Ω (R22).

Дарлингтонский дополнительный — это основной порядок обучения выходного каскада усилителя. Все выходные транзисторы выполнены в виде эмиттерных повторителей. Коллекторы подключаются непосредственно к рельсам. Излучатель следует за сигналом на базе в пределах 650 мВ. Выходные транзисторы не увеличивают размер аудиосигнала. Выходные транзисторы могут только добавлять ток.

Квазикомплементарный используется в большинстве усилителей. Первые большие кремниевые транзисторы (2N3055) позволяли усилителям мощности достигать 50 Вт, но были доступны только как NPN, а не как PNP.Когда стали доступны силовые транзисторы PNP (2N2955), они стали вдвое дороже. Выходные транзисторы на шине -V, похоже, не подключены как эмиттерные повторители. Однако транзистор драйвера PNP управляет выходными транзисторами вместе как единый составной большой эмиттерный повторитель с высоким коэффициентом усиления по току HFE.

Составные комплементарные выходные транзисторы NPN и PNP, разработанные для аудиоусилителей, сейчас доступны от многих производителей. Управляющие транзисторы NPN и PNP совместно управляют выходными транзисторами NPN и PNP как составные одиночные большие эмиттерные повторители с высоким коэффициентом усиления по току HFE.Сложная комплементарная компоновка имеет два преимущества по сравнению с компоновками Дарлингтона и квази-комплементарными. Компонентный комплементар имеет превосходную стабильность смещения покоя, а пик аудиосигнала может приближаться к шинам + — V, поэтому мощность немного больше.

Отрицательная обратная связь должна быть снята с выхода усилителя. Усилители мощности имеют коэффициент усиления сигнала примерно от 20 до 40 (регулируется R1 R2). Но дополнительный драйвер и выходные транзисторы теперь содержатся в контуре отрицательной обратной связи, и это приводит к нестабильности всех усилителей мощности.

Силовой МОП-транзистор

MOS-FET Металлооксидно-полупроводниковые полевые транзисторы представляют собой разновидность биполярных транзисторов и используются в некоторых усилителях. Транзистор функционирует за счет наличия небольшого количества тока между Base_Emitter, чтобы обеспечить больший ток между Collector_Emitter. Для полевых транзисторов требуется только статический электрический заряд в виде напряжения (от 3 до 12 В) на затворе, чтобы обеспечить прохождение тока между Drain_Source.

MOS-FET

можно легко контролировать для включения и выключения на высокой скорости (мегагерц), и они в основном используются для импульсных источников питания в компьютерах и т. Д. И называются вертикальными MOS-FET.MOS-FET с боковой мощностью были разработаны для усилителей звука в 1990-х годах. Основным недостатком полевых транзисторов является то, что они обеспечивают меньшую мощность, чем биполярный транзисторный усилитель, использующий то же напряжение питания. Они дороги, сложны в производстве, и их поставляют всего несколько компаний. Производители усилителей реже используют силовые МОП-транзисторы.

На рисунке выше показана разница между транзисторами и полевыми транзисторами, использующими одно и то же напряжение + — 70 В.

(1) На пике синуса сопротивление транзистора уменьшается с температурой.
На пике синусоиды сопротивление полевого МОП-транзистора увеличивается с температурой.

(2) На пике синусоиды транзисторный эмиттер следует за базой в пределах 0,65 В.
На пике синусоиды источник на полевом транзисторе следует за затвором примерно на 12 В

Источник (выход) будет на 12 В меньше, чем у ворот. С технической точки зрения указанный МОП-транзистор имеет номинальное напряжение Vds (напряжение насыщения, сток в источник) 12 В при полном токе, которое вычитается из значения постоянного тока напряжения питания.В приведенном выше примере усилитель, использующий силовые МОП-транзисторы, будет выдавать на 60 Вт меньше мощности, чем тот же усилитель на транзисторах.

Чтобы решить проблему потерь 12 В, необходимо, чтобы затвор управлялся на 12 В выше напряжения питания шины 70 В на пике синусоидальной волны. Для этого схема драйвера должна быть запитана от отдельного источника питания более высокой шины (например, 90 В), чтобы входной сигнал достиг, по крайней мере, 12 В выше источника питания шины 70 В. Разница в 6 В между пиком синусоидальной волны и питанием шины, показанная на рисунке выше, может быть уменьшена до более низкого напряжения, обеспечивающего большую мощность.Большинство усилителей, использующих силовые МОП-транзисторы, не имеют этой дополнительной схемы.
wikipedia.org / MOS-FET

Существуют паранормальные представления о том, что полевые транзисторы похожи на клапаны, но каковы факты? Единственное сходство с полевыми транзисторами и клапанами заключается в том, что входная сетка клапана и затвор полевого транзистора не требуют тока (в амперах) для работы. Вне этого одноточечные клапаны и полевые транзисторы не имеют никакого сходства. Без предварительной информации невозможно услышать или научно проверить, являются ли устройства вывода в усилителе транзисторами или полевыми МОП транзисторами.Приз в размере 1000000 долларов, предложенный Образовательный фонд Джеймса Рэнди Для любого, кто предоставляет доказательства паранормальных явлений, следует также включить любого аудиофила, который может доказать двойным слепым методом (сравнение A B), чтобы услышать разницу между транзисторами и полевыми транзисторами.

RMS мощность и сжатие музыки

Из предыдущего описания количества тепла, выделяемого транзисторами в радиатор, возникает вопрос — как возможно, чтобы большинство усилителей не вышли из строя из-за перегрева?

Music поддерживает динамический диапазон 60 дБ (1000000: 1).Переходные процессы в музыке очень малы по энергии, но примерно на 20 дБ выше музыкального уровня RMS. Средняя RMS-мощность полностью динамической музыки не может превышать -20 дБ полной мощности усилителя без переходных процессов, ограничивающих питание шины. 20 дБ составляет 100: 1, поэтому 100-ваттный усилитель не должен работать с музыкальным уровнем выше 1 Вт RMS (примерно в течение 1 минуты), чтобы избежать переходных процессов, приводящих к ограничению рельсов. Усилитель на 100 Вт может использоваться только при мощности 1 Вт при полностью динамической музыке.По этой причине усилители мощностью менее 60 Вт не должны считаться аудиофильскими, но, к сожалению, многие из них таковыми являются.

Современная тенденция цифровой записи заключается в динамическом сжатии музыки в попытке удалить весь динамический диапазон, который включает переходные процессы. Динамическое сжатие позволяет воспроизводить музыку с более высокой мощностью без временного ограничения. Однако чрезмерное динамическое сжатие вызывает крайние интермодуляционные искажения. Голоса и инструменты сдавлены и искажены, что делает артикуляцию голосов и инструментов настолько далекой от естественного звучания, что ее часто трудно распознать.Самая большая проблема такого безответственного поведения при записи в поп-музыке, телепрограммах и фильмах заключается в том, что они затрудняют понимание произносимых слов или произносимых диалогов. Интермодуляционные искажения, в том числе устранение артикуляции, вызванной динамическим сжатием музыки, настолько велики (искажение около 30%), что аудиофилы и профессиональные установщики звука, притворяющиеся обеспокоенными неслышными различиями синхронизации времени компонентов драйвера громкоговорителей на перегородке, являются заблуждением. мягко говоря.

Кроме того, динамически сжатая музыка уже настолько искажена динамическим сжатием в процессе записи, что ее можно привести к отсечению шины питания, не заметив его на слух, по сравнению с искажением, создаваемым динамическим сжатием. Максимальный уровень, на котором усилитель может управляться с динамически сжатой музыкой до того, как добавочные искажения, вызванные ограничением питания шины, станут нежелательными, составляет 1/3 эквивалентной энергии синусоидальной волны на полной мощности.Что еще хуже, на большинстве живых концертов музыка подвергается дальнейшему сжатию, поэтому средняя RMS-мощность может быть близка к 1/2 полной мощности от мощности усилителя. В этом состоянии многие профессиональные усилители высокой мощности отключаются из-за перегрева.

Преимущество мостового усилителя

Несимметричный — это 1 усилитель, управляющий динамиком. Односторонний — это наиболее часто используемое приложение. Однако динамик можно подключить между 2 усилителями. Перемычка динамика между двумя усилителями — одна из наименее понятных концепций управления усилителем.Перемычка 1 динамика между 2 усилителями обычно используется в звуковых системах для транспортных средств, где напряжение питания ограничено аккумулятором 12 В.

При питании от источника постоянного тока 12 В 4 В RMS — это максимум, который может быть достигнут от несимметричного усилителя.
4V x 4V / 8R = 2 Вт. Причина, по которой динамики с сопротивлением 8 Ом не используются в автомобилях.
4V x 4V / 4R = 4 Вт. Причина, по которой в транспортных средствах используются динамики с сопротивлением 4 Ом.
Перемычка динамика между 2 усилителями и управление одним усилителем в противофазе 4 В + 4 В = 8 В RMS.
8V x 8V / 4R = 16 Вт. Поэтому многие автомобильные звуковые системы используют мостовые усилители для питания динамиков.

Распространено мнение, что при соединении двух усилителей в 4 раза больше мощности по сравнению с несимметричным соединением. Отчасти это правда, но ничего не бывает даром. На рисунке выше показаны два усилителя мощностью 100 Вт с питанием от шины + — 30 В. Среднеквадратичное значение 20 В является максимальным при питании от шины + — 30 В.

20 В RMS на динамик 8 Ом составляет 50 Вт.
20 В RMS на динамик 4 Ом составляет 100 Вт.

Перемычка двух усилителей 20 В + 20 В = 40 В RMS.
40 В x 40 В / 8R = 200 Вт.

При внимательном рассмотрении мы видим, что в 4 раза больше мощности достигается за счет соединения двух усилителей, передающих 40 В RMS на динамик 8 Ом (200 Вт), если мы сравниваем его с несимметричным усилителем, подающим 20 В RMS на тот же динамик 8 Ом (50 Ватт). Однако при сравнении мостового усилителя, подающего 40 В RMS на динамик 8 Ом (200 Вт), с несимметричным усилителем, передающего 20 В RMS на динамик 4 Ом (100 Вт), мост кажется только вдвое мощнее.

Преимущество моста в том, что он обеспечивает ту же мощность, что и несимметричный усилитель, только с половиной напряжения шины. (40 В RMS на 8R = 200 Вт) 40 В RMS от несимметричного усилителя требует шин + — 60 В, тогда как 40 В RMS от мостовых усилителей требует только + — 30 В. В мостовых усилителях динамик получает питание от обоих источников питания + — V одновременно, а не чередуется между шинами питания, как в случае с несимметричным усилителем. Таким образом, мостовые усилители позволяют более эффективно использовать железнодорожное питание.Также максимальное напряжение на транзисторах вдвое меньше по сравнению с несимметричным усилителем. Мостик — самый эффективный способ управлять динамиком. Единственный минус — более высокая стоимость.

Управление мостом Перемычка динамика между двумя усилителями является наиболее эффективным способом питания динамика. Питание подается от шин + и — V одновременно, что позволяет вдвое увеличить напряжение на динамике по сравнению с использованием одного усилителя. Единственный минус — стоимость.

Двойной операционный усилитель часто используется для создания сбалансированного сигнала. Первый операционный усилитель действует как буфер с единичным усилением. Выходной сигнал буфера отправляется в инвертирующий буфер, чтобы перевернуть сигнал на 180 градусов. Затем на усилители мощности отправляется идеально сбалансированный сигнал.

Существует также альтернативный метод, который не требует двойного операционного усилителя для создания сбалансированного сигнала, который будет отправлен на усилители. Выходной сигнал первого усилителя подается на инвертирующий вход второго усилителя через резистор того же значения, что и R1.Второй усилитель мощности теперь действует как инвертирующий ведомый. Это простейший способ соединить 2 усилителя мостом, поскольку для этого требуется только добавление одного резистора R1. Единственным недостатком является то, что любые искажения в первом усилителе передаются на второй усилитель, что приводит к удвоению искажений.

sound.whsites.net/ amp design Продвинутое необходимое чтение
sound.whsites.net amp звук более продвинутое основное чтение

Класс G Класс H

Разработчики усилителей предприняли множество попыток снизить на 30–50% тепловыделение выходных транзисторов.Поддерживая питание шины близко к пику синусоидальной волны, рассеивание тепла через транзисторы сводится к минимуму. Эти конструкции требуют большей сложности схемы.

Class G имеет 4 фиксированных рельса. 2 шины питания + V и 2 шины питания -V. На каждую шину питания + -V установлено по 2 последовательно соединенных транзистора. На рисунке выше показан только источник питания + V. То же самое применимо и к питанию шины -V. На низком уровне мощность снимается с шины нижнего напряжения 1-м транзистором.По мере увеличения аудиосигнала второй транзистор, подключенный к шине более высокого напряжения, начинает проводить. Весь ток течет через 1-й транзистор к динамику.

Класс H дает результат, аналогичный классу G, и немного более эффективен. Шина + V и шина -V изменяют напряжение и увеличивают при необходимости. Класс H требует, чтобы схема предсказывала, когда вот-вот появится высокий переходный входной сигнал. Напряжение на шине должно увеличиваться перед звуковым сигналом, чтобы он не ограничивался.Поскольку это не всегда возможно, временное искажение клиппирования все же происходит.

И класс G, и класс H иногда используются усилителями высокой мощности, которые, как ожидается, будут использоваться на малой мощности в течение большей части времени, тем самым сводя к минимуму потери тепла за счет возможности альтернативной работы с более высокой на более низкую шину. Напряжение. Класс G также используется для бытовых усилителей с небольшим радиатором.
sound.whsites.net amp-basics
sound.whsites.net amp-design

© 2008-2016 Ленард Аудио.Все права защищены во всем мире.

Усилитель выщелачивания — выходной каскад

Усилитель выщелачивания — выходной каскад

Выходной каскад

Два выхода второго каскада подаются на выходной каскад, показанный на рисунке 1. Схема представляет собой трехкаскадное дополнительное соединение Дарлингтона или усилитель с общим коллектором. Для простоты два выходных транзистора (Q20 и Q21) и элементы схемы защиты не показаны. Топология аналогична классической JBL «T-Circuit», опубликованной Бартом Локанти в 1960-х годах.Я использовал SPICE для моделирования почти всех топологий, используемых для выходных каскадов, и обнаружил, что эта лучше всего. У него самый низкий выходной импеданс из всех рассмотренных мною топологий. Это означает, что он может подавать больший ток на нагрузку громкоговорителя. И это наименее восприимчиво к кроссоверным искажениям.

Рисунок 1. Выходной каскад. Q20, Q21 и схема защиты опускаются.

Q18 — Q21 — это выходные транзисторы, управляющие нагрузкой громкоговорителя.Q18 и Q20 параллельно обеспечивают положительный ток нагрузки, а Q19 и Q21 параллельно обеспечивают отрицательный ток нагрузки. При параллельном подключении транзисторов на каждой стороне схемы номинальный ток выходного каскада удваивается. Выходные транзисторы смещены в режиме класса АВ. Часть режима класса A означает, что все выходные транзисторы проводят ток в режиме покоя, то есть без входного сигнала. Когда выходное напряжение устанавливается положительным, Q18 и Q20 проводят больше тока для подачи положительного тока нагрузки на громкоговоритель, в то время как Q19 и Q21 постепенно отключаются.Когда выходное напряжение становится отрицательным, Q19 и Q21 проводят больше тока для подачи отрицательного тока нагрузки, в то время как Q18 и Q20 постепенно отключаются. Отключение двух транзисторов на чередующихся полупериодах выходного сигнала является частью режима класса B. Когда выходное напряжение проходит через ноль, все четыре выходных транзистора проводят, то есть работают с классом A. Это сводит к минимуму перекрестные искажения или центральное ограничение формы волны выходного напряжения.

Трехкаскадный дополнительный усилитель с общим коллектором обеспечивает очень высокий коэффициент усиления по току, необходимый для управления нагрузкой громкоговорителя без нагрузки второго каскада.Коэффициент усиления по напряжению примерно равен единице. Транзисторы Q14 — Q17 являются транзисторами драйвера, которые управляют базами выходных транзисторов. Транзисторы драйвера подключены так, что все они работают в режиме класса А. Это обеспечивает низкий выходной импеданс для управления четырьмя выходными транзисторами.

Базы выходных транзисторов должны иметь низкий импеданс источника по двум важным причинам. Во-первых, необходимо подать базовые токи на включенные выходные транзисторы.Во-вторых, необходимо быстро истощить заряд, накопленный в базах выключенных выходных транзисторов. Это заставляет выходные транзисторы «плавно» включаться и выключаться, тем самым сводя к минимуму сбои кроссоверных искажений. Токи смещения в Q14 и Q15 устанавливаются примерно на 4 мА напряжением на умножителе В _BE вместе с R34 и R35. Токи смещения в Q16 и Q17 устанавливаются на уровне примерно 4,5 мА с помощью напряжения на умножителе В, _{BE, ,} , и R36.

В некоторых усилителях транзисторы в каскаде драйвера работают с классом AB, поэтому они включаются и выключаются вместе с транзисторами в выходном каскаде. В таких усилителях R36 будет заменен двумя последовательными резисторами. Соединение между ними и соединение между R34 и R35 будет соединяться с соединением между R45 и R46. Это приводит к увеличению кроссоверных искажений и может вызвать проблемы с паразитными колебаниями. У ступени драйвера класса А таких проблем нет.

Токи смещения в выходных транзисторах задаются напряжением на умножителе В _BE вместе с R45 — R48.С потенциометром P1, настроенным так, чтобы каждый канал в спокойном состоянии потреблял 100 мА, ток смещения в каждом выходном транзисторе находится в диапазоне от 40 до 45 мА. Этого тока достаточно для того, чтобы все перекрестные искажения формы выходного напряжения при нагрузке 8 Ом практически исчезли. Это было определено с помощью осциллографа для наблюдения формы выходного сигнала от анализатора искажений, подключенного к усилителю.

R41 — R44 включены последовательно с базами выходных транзисторов для подавления паразитных колебаний, которые могут возникнуть в выходном каскаде.Это всплески колебаний на пиках звукового сигнала. Поскольку у меня никогда не было этих проблем с усилителем Low TIM, в моей исходной схеме не было этих резисторов. Однако у меня были проблемы с паразитными колебаниями с двухствольным усилителем. Я обнаружил, что добавление резисторов 10 Ом последовательно с базой каждого выходного транзистора решает проблему. В то время я добавил их в схему Low TIM на всякий случай.

R45 — R48 — это эмиттерные балластные резисторы, которые обеспечивают равное распределение тока в параллельных выходных транзисторах.Эти резисторы также действуют как резисторы считывания тока для схемы защиты, которая не показана на рисунке 1. R49, L1, R50 и C25 подавляют паразитные колебания, которые могут быть вызваны шунтирующей емкостью в нагрузке громкоговорителя. R50 и C25 монтируются на клеммные колодки выхода громкоговорителя. На первом усилителе, который я построил, они были на печатной плате, где они вызывали сильные колебания, потому что ток через R50 и C25 создавал положительную обратную связь, когда он протекал через провод заземления сигнала печатной платы.Когда возникают колебания, радиаторы сильно нагреваются. Перемещение R50 и C25 на клеммы выхода громкоговорителя решило эту проблему.

Я видел принципиальные схемы усилителя с различными вариациями схемы, образованной R49, L1, R50 и C25. У некоторых есть R50 и C25 на стороне цепи R49 и L1. У некоторых есть последовательный резистор и конденсатор для заземления с обеих сторон от R49 и L1. В одном усилителе, который я видел, был большой индуктор для L1, намотанный на тороидальный сердечник, и не было резистора, включенного последовательно с C25.В усилителе с низким TIM L1 представляет собой очень маленькую катушку индуктивности. Он измеряет около 1 мкГн и выглядит как короткое замыкание для звуковых частот.

На рисунке 2 показано SPICE-моделирование графиков выходного напряжения в зависимости от входного напряжения для каскада драйвера с напряжением смещения и без него на умножителе В _BE . Сопротивление нагрузки для моделирования составляет 8 Ом. Без смещения существует зона нечувствительности примерно 2,8 В, в которой выходное напряжение не изменяется с входным напряжением.Это вызвано отключением всех транзисторов в драйвере и выходных каскадах. Если умножитель V _BE настроен на ток смещения покоя примерно от 40 до 45 мА в каждом выходном транзисторе, зона нечувствительности исчезает. При смещении наклон кривой составляет примерно 0,97. Это соответствует усилению драйвера и выходного каскада. При меньшем сопротивлении нагрузки это усиление немного ниже.

Рисунок 2.Выходное напряжение в зависимости от входного напряжения на каскаде драйвера.

На рисунке 3 показано SPICE-моделирование эмиттерных токов в Q14, Q16, Q18 и Q20 как функции выходного напряжения при нагрузке 8 Ом. На рисунке показано, как драйвер NPN и транзисторы предварительного драйвера работают с классом A. Токи в этих транзисторах никогда не достигают нуля, когда выходное напряжение становится отрицательным. Аналогичные графики будут получены для транзисторов драйвера PNP и предварительного драйвера.

Рисунок 3.Токи драйвера NPN и выходных транзисторов в зависимости от выходного напряжения.

На рис. 4 показано SPICE-моделирование синусоидальной характеристики комбинированного задающего и выходного каскадов без тока смещения. Кривая с меткой Вход — это входное напряжение, которое представляет собой пиковую синусоидальную волну 5 В с частотой 100 Гц. График с надписью Output — это выходное напряжение на нагрузке 8 Ом. Без смещения выходной сигнал демонстрирует кроссоверные искажения.

Рисунок 4.Выходное напряжение показывает кроссоверные искажения.

На рис. 5 показаны те же формы сигналов с умножителем В _BE , настроенным на ток смещения покоя примерно от 40 до 45 мА в каждом выходном транзисторе. Кроссоверных искажений нет. Амплитуда выходного сигнала меньше, чем входного сигнала, поскольку коэффициент усиления схемы составляет 0,97.

Рисунок 5. Форма выходного сигнала со смещением.

Некоторые вещи, которые были написаны о выходных каскадах класса AB, обманчивы и совершенно неверны. Например, некоторые говорят, что крутизна выходного каскада удваивается, когда выходной сигнал проходит через ноль, потому что все выходные транзисторы являются проводящими, и это приводит к увеличению искажений. Это заблуждение привело к введению в заблуждение термина «удвоение крутизны». На самом деле крутизна не является статическим параметром, она зависит от тока транзистора.Крутизна выходного каскада определяется как наклон графика зависимости выходного тока от входного напряжения. Кривые на рисунке 2 представляют собой графики зависимости выходного напряжения от входного напряжения выходного каскада. Поскольку выходной ток — это выходное напряжение, деленное на сопротивление нагрузки, наклон кривых представляет крутизну выходного каскада, умноженную на сопротивление нагрузки. Для кривой на Рисунке 2, обозначенной «Без смещения», наклон кривой равен нулю в области кроссовера, потому что все транзисторы в выходном каскаде отключены.Таким образом, крутизна в области кроссовера равна нулю. Для кривой с надписью «With Bias» наклон постоянный, то есть кривая представляет собой прямую линию, поэтому крутизна постоянна. Выходной каскад класса AB с правильным смещением демонстрирует почти постоянную крутизну. Вы можете узнать больше об удвоении крутизны, щелкнув здесь.

Строители спрашивали меня об увеличении тока смещения усилителя. Я не вижу в этом проблем. Однако я не рекомендую пытаться предвзято относиться к классу А.Если бы он был смещен по классу A для нагрузки 8 Ом, усилитель спокойно рассеивал бы чуть более 600 Вт тепла от радиаторов для двух каналов. Для нагрузки 4 Ом ток смещения пришлось бы удвоить, чтобы два канала в состоянии покоя рассеивали чуть более 1200 Вт. Мало того, что источник питания усилителя не предназначен для подачи этой мощности, но и радиаторы недостаточно велики. рассеивать тепло. Если вы хотите узнать, как это повлияет на ваш счет за электроэнергию, приобретите электрический обогреватель и включите его столько же часов в день, сколько вы используете свой усилитель.Вы будете платить вдвое, если используете кондиционер.

Некоторые строители сказали мне, что они хотели увеличить ток смещения, потому что они не чувствовали, что радиаторы достаточно теплые на ощупь. Если вы хотите увеличить ток смещения, следуйте инструкциям по смещению, чтобы сначала увеличить его с указанного значения 100 мА до 150 мА. Используйте его некоторое время на низких уровнях мощности, следя за температурой радиаторов, время от времени прощупывая их. Если вы используете охлаждающий вентилятор на радиаторах, выключите его.Если вы хотите, чтобы радиаторы были теплее, увеличьте ток до 200 мА и повторите эксперимент. Вы не хотите, чтобы радиаторы были горячими на ощупь, когда усилитель используется на низких уровнях мощности. Нащупывая радиаторы, не прикасайтесь к выходным транзисторам. Вы можете быть шокированы, особенно если одновременно прикоснетесь к транзисторам NPN и PNP. Они имеют около 116 В постоянного тока.

Меня спросили, почему я не использовал полевые МОП-транзисторы в выходном каскаде. Основная причина в том, что оригинальный усилитель был разработан с использованием BJT.Поскольку о полевых МОП-транзисторах было сказано много замечательных вещей, я приобрел их набор, с которым намеревался разработать выходной каскад. Я был разочарован, обнаружив, что в этих устройствах есть проблемы с паразитными колебаниями. Производители рекомендуют ставить резисторы последовательно с затворами, а ферритовые бусины вокруг затвора подавляют эти колебания. Я обнаружил, что эти методы эффективны лишь частично. Поэтому я временно отказался от выходного каскада MOSFET. В настоящее время я склонен согласиться с бывшим студентом, у которого был большой опыт прослушивания усилителей.Он сказал мне, что BJT звучат лучше. Он также сказал мне, что автомобильные усилители, которые рекламируются как «усилители MOSFET», используют BJT в выходном каскаде и MOSFET в импульсном источнике питания. Это может не относиться ко всем автомобильным усилителям.

Некоторые корреспонденты спрашивали меня, почему я не использовал выходной каскад, в котором выходные транзисторы работают в режиме общего эмиттера. Такой каскад показан на рисунке 6, где коллектор выходных транзисторов Q18 и Q19 управляет нагрузкой громкоговорителя. Иногда эту схему называют дополнительным соединением Шиклая.Транзисторы с Q14 по Q17 являются транзисторами драйвера. Каждая сторона выходного каскада состоит из каскада с общим эмиттером (Q14 и Q15), управляющего каскадом с общим коллектором (Q16 и Q17), который управляет каскадом с общим эмиттером (Q18 и Q19). Я видел несколько версий этого этапа, в которых Q16 и Q17 опущены. Эти транзисторы обеспечивают усиление по току для управления базами выходных транзисторов. Без них Q14 и Q15 должны быть смещены на большой ток, что приведет к их перегреву.

Рисунок 6.Выходной каскад с общим эмиттером.

Если переход между R34 и R35 не подключен к выходному проводу, каскад будет иметь высокий коэффициент усиления по напряжению, очень низкую полосу пропускания и очень высокое выходное сопротивление. Общий усилитель будет колебаться, если усиление выходного каскада не будет уменьшено. Чтобы уменьшить усиление каскада, расширить его полосу пропускания и уменьшить его выходное сопротивление, переход между R34 и R35 должен подключаться к выходному проводу. Это добавляет отрицательную обратную связь к каждой половине каскада, чтобы заставить его работать с единичным усилением.Фактически, предварительные драйверы Q14 и Q15 действуют как эмиттерные повторители для установки выходного напряжения, в то время как выходные транзисторы Q18 и Q19 обеспечивают ток нагрузки. Некоторый ток нагрузки также обеспечивается транзисторами драйвера.

Подключение R34 и R35 к выходному проводу может привести к тому, что транзисторы драйвера будут работать с классом AB, а не с классом A, что увеличивает перекрестные искажения. Чтобы увидеть, как это происходит, предположим, что выходное напряжение становится положительным. Ток в Q14 увеличивается, что приводит к увеличению его напряжения база-эмиттер и напряжения на R34.Поскольку умножитель V _BE поддерживает постоянное напряжение между базами Q14 и Q15, напряжение эмиттер-база Q15 уменьшается, вызывая его отключение. Это отсекает Q17 и Q19. Следовательно, нижние три транзистора в выходном каскаде отключены. Когда выходное напряжение становится отрицательным, верхние три транзистора отключаются. В каскаде с общим коллектором на Рисунке 1 только выходные транзисторы работают с классом AB. Все четыре транзистора драйвера работают с классом А.

Поскольку вокруг каждой половины выходного каскада с общим эмиттером имеется локальный контур отрицательной обратной связи, он подвержен паразитным колебаниям, которые могут возникать на высоких частотах, когда фазовые сдвиги в двух контурах обратной связи могут привести к положительному усилению контура. Фактически, эти фазовые сдвиги возникают из-за задержки между временем, когда Q14 и Q15 устанавливают выходное напряжение, и временем, когда Q18 и Q19 подают выходной ток. Эта задержка вызвана внутренними емкостями Q18 и Q19.Поскольку Q18 и Q19 подключены в режиме с общим эмиттером, эффект Миллера приводит к тому, что внутренние емкости намного больше, что замедляет реакцию выходных транзисторов и увеличивает задержку выходных токов их коллектора. Поскольку выходные транзисторы имеют наибольшую внутреннюю емкость и наименьшее произведение коэффициента усиления на полосу пропускания, для меня имеет смысл использовать их только в той конфигурации, которая обеспечивает максимально широкую полосу пропускания. Эта конфигурация представляет собой соединение общего коллектора с единичным усилением.

В те времена, когда были популярны аудиокомплекты, была линейка усилителей под названием Tiger Amps, продаваемая компанией Southwest Technical Products Corporation (SWTPC). В некоторых из этих усилителей использовались выходные каскады с общим эмиттером, которые имели локальную обратную связь вокруг выходного каскада, чтобы заставить его работать с коэффициентом усиления 4 по напряжению. Это было достигнуто путем добавления резисторов от эмиттеров Q14 и Q15 к земле, так что только часть выходного напряжения возвращается на эмиттеры. Эти усилители были очень нестабильными, вызывая колебания, перегрев и сбои в твитерах.Вальтер Юнг протестировал один из усилителей SWTPC Tigersaurus для любителей аудио. Его заключительный комментарий в его обзоре был: «Дэн Мейер, где ты?» Дэн Мейер был основателем SWTPC. Первоначально его компания называлась Demco, но радиовещание General Motors Delco подало на него в суд, чтобы заставить его сменить название компании. Компания вышла из бизнеса после выхода на рынок домашних компьютеров.

Гибридный выходной каскад, в котором используется каскад с общим коллектором для положительного выходного тока и каскад с общим эмиттером для отрицательного выходного тока, показан на рисунке 7.Этот каскад называется квазикомплементарным выходным каскадом. Транзисторы предварительного драйвера — Q14 и Q15, которые являются дополнениями npn и pnp. Транзисторы драйвера — Q16 и Q17. Выходные транзисторы — Q18 и Q19. Это все типы npn. Этот каскад обычно использовался в ранних усилителях, когда отсутствовали прочные сильноточные выходные транзисторы pnp. Серия усилителей Crown DC-300 — хороший тому пример. Этап до сих пор используется в некоторых усилителях. Некоторые версии, которые я видел, опускают Q16 и Q17.Без усиления по току, обеспечиваемого этими транзисторами, Q14 и Q15 должны быть смещены при высоком токе смещения, что приведет к их перегреву.

Рис. 7. Квазикомплементарный выходной каскад.

Я видел один усилитель «high-end», в котором транзисторы в каскаде драйвера были настолько горячими, что печатная плата обугливалась вокруг паяных соединений транзисторов. Если я не могу постоянно держать палец на транзисторе на плате, он слишком горячий.Горячие транзисторы — это рецепт преждевременного выхода из строя. Усилитель «high-end» несколько раз самоуничтожался. В последний раз, когда я видел его, он вынул дорогой набор новых динамиков.

Некоторые люди спрашивали меня, улучшит ли добавление конденсатора параллельно с R36 время переключения транзисторов в выходном каскаде класса AB. Конденсаторы ускорения обычно используются с транзисторными переключателями для улучшения времени отключения переключателя. На рис. 18 (а) показан такой переключатель.Транзистор Q2 — это переключатель. Его коллекторная нагрузка не показана. Когда Q1 отключен, i _B2 течет и отключает транзистор Q2. Поток i _B2 заставляет конденсатор заряжаться до положительного напряжения, то есть v _C > 0. Когда Q1 насыщается, v _C1 = 0, что делает v _B2 = -v _С . Отрицательное напряжение на базе Q2 высасывает заряд, накопленный в базовой области Q2, что заставляет его быстрее отключаться.Когда Q1 выключен, напряжение, до которого заряжается C _B2 , определяется соотношением R _B2 к R _C1 . Если бы эмиттер Q2 был подключен к источнику отрицательного напряжения, то R _B2 и C _B2 можно было бы опустить, потому что v _B2 будет вынужден перейти в отрицательное значение при насыщении Q1. Следовательно, конденсаторы ускорения необходимы только тогда, когда с транзисторными ключами используется источник питания с одной полярностью.

Рис. 8. (a) Транзисторный переключатель. (б) Упрощенный выходной каскад.

На рис. 8 (b) показана упрощенная схема выходного каскада усилителя (драйверные транзисторы опущены) с конденсатором, показанным параллельно R ₃₆ . Поскольку умножитель V _BE поддерживает постоянное напряжение на R ₃₆ , добавление конденсатора не влияет на напряжения на базах Q ₁₈ и Q ₁₉ .Если ограничения ускорения необходимы, их следует добавлять параллельно с R ₄₁ и R ₄₂ . Однако эти резисторы на 10 Ом слишком малы, чтобы ограничители ускорения оказали какое-либо влияние. Кроме того, колпачки нарушили бы цель R ₄₁ и R ₄₂ , которая заключается в подавлении паразитных колебаний. Конденсатор, подключенный параллельно с R ₃₆ , не увеличит скорость переключения выходного каскада.Конденсаторы ускорения не нужны в схемах с биполярными источниками питания, поскольку для управления базами транзисторов доступны напряжения обеих полярностей.

---

Эта страница не является публикацией Технологического института Джорджии, и Технологический институт Джорджии не редактировал и не проверял ее содержание. Автор этой страницы несет полную ответственность за содержание.

Типы выходов ПЛК

| Модули цифрового вывода ПЛК

Типы выходов ПЛК

Выходы

ПЛК бывают двух основных типов:

(1) реле

(2) твердотельное

Релейные выходы представляют собой механические контакты, а твердотельные выходы могут иметь форму транзистора или логики TTL (DC) и симистора (AC).

Релейные выходы обычно используются для управления до 2 ампер или когда требуется очень низкое сопротивление.

Транзисторные выходы представляют собой общий эмиттер с открытым коллектором или эмиттерный повторитель.

Этот тип выхода может управлять лампами и маломощными цепями постоянного тока, такими как небольшие реле постоянного тока.

ТТЛ логических выходов доступны для управления логической схемой. Выходы симистора используются для управления маломощными нагрузками переменного тока, такими как освещение, пускатели двигателей и контакторы.

Как и блоки ввода, блоки вывода доступны с общей клеммой и изолированы друг от друга.

Тип выбранного выходного устройства будет зависеть от управляемых выходов и мощности, доступной для управления этими устройствами.

Как правило, питание для устройств вывода необходимо подавать отдельно, поскольку в зависимости от устройства может существовать широкий диапазон требований.

Релейные выходы

Как указывалось ранее, релейные выходы обычно используются для управления умеренными нагрузками (примерно до 2 А) или когда требуется очень низкое сопротивление.

Релейные контакты

описываются в трех основных схемах или формах. Это три варианта: ФОРМА A, ФОРМА B и ФОРМА C.

.

А ФОРМА Релейный контакт — это однополюсный нормально разомкнутый контакт. Это аналог нормально разомкнутого переключателя с одним контактом.

Релейный контакт FORM B представляет собой однополюсный нормально замкнутый контакт, аналогичный одиночному нормально замкнутому переключателю.

Контакт реле

FORM C представляет собой однополюсный двухходовой контакт. Условные обозначения для трех типов компоновки показаны на рисунке ниже:

Рис. Расположение контактов реле

Модули вывода

PLC доступны со всеми тремя схемами контактов, но обычно используются ФОРМА A и ФОРМА C.

Указав контакт FORM C, можно получить как FORM A, так и FORM B, используя либо нормально открытую часть контакта FORM C в качестве контакта FORM A, либо используя нормально замкнутую часть контакта FORM C в качестве FORM B контакт.

Релейные выходы также доступны с общей клеммой и с изолированными контактами. Блок вывода с тремя контактами FORM C, имеющими общий вывод, показан на рисунке ниже.

Обратите внимание на этот рисунок, что общий вывод каждого из трех реле подключен к одному общему выводу блока вывода, обозначенному OUTPUT COM.

Поскольку все реле имеют одну общую клемму, все источники питания (может быть один или несколько), связанные с управляемыми выходами, должны иметь одно общее соединение.

Обратите внимание, что каждый выход имеет два помеченных выхода: NC (нормально закрытый) и NO (нормально открытый). NC и NO имеют номер, следующий за номером выхода, связанного с терминалом.

Когда выход выключен, клемма OUTPUT COM подключается к клемме NC, связанной с этим выходом.Когда выход включен, клемма OUTPUT COM подключается к соответствующей клемме NO.

Рис. Общий релейный выход

Типовая схема подключения блока релейных выходов с тремя контактами FORM C, имеющими общий выход, показана на рисунке.

На этом чертеже показан источник питания переменного тока, который может составлять 120 В переменного тока в здании. Обратите внимание, что схема подключения на этом рисунке показывает, что лампа LT1 горит только тогда, когда ВЫХОД 1 включен.

Это связано с тем, что лампа подключена к клемме NO для ВЫХОДА 1. Однако лампа LT2 подключена к клемме NC для ВЫХОДА 3. Эта лампа будет гореть всякий раз, когда ВЫХОД 3 выключен.

Это означает, что если бы ПЛК потерял питание, лампа LT2 загорится, так как не будет мощности для включения выходных реле в ПЛК. На лестничной диаграмме ВЫХОД 3 может быть запрограммирован как постоянно включенная катушка.

В результате, пока ПЛК включен и работает, лампа LT2 не будет гореть.Если в ПЛК пропадет питание, загорится лампа LT2, что даст оператору указание на то, что в ПЛК возникла проблема.

Этот метод также может быть предоставлен в качестве инструмента обслуживания, чтобы позволить техобслуживанию быстрее выявлять неисправности и ремонтировать систему. Также на чертеже рисунка катушка K1 показана подключенной к ВЫХОДУ 2.

Это может быть соленоид, который приводит плунжер в ползун, чтобы зафиксировать его на месте, или катушка пускателя двигателя, используемая для управления питанием двигателя, который требует большего тока, чем может безопасно выдержать реле в выходном блоке.

Обратите внимание, что для использования в этой ситуации катушка K1 должна быть рассчитана на использование переменного тока при напряжении, доступном от источника переменного тока.

Подключение этих выходов можно рассматривать как переключатель, управляющий лампочкой. Можно использовать нормально замкнутый переключатель или нормально разомкнутый переключатель.

Выключатель устанавливается последовательно с лампочкой и источником питания для управления током света.

Рис: Общая схема подключения реле

Блок релейных выходов ПЛК с тремя изолированными контактами FORM C показан на рисунке ниже.

В выходном блоке этого типа контакты реле не имеют связи между собой. Эти выходные контакты могут использоваться для любых целей для управления любыми тремя выходными устройствами, не заботясь о соединении между источниками питания.

Каждый выход имеет три клеммы. Клемма C является общей клеммой реле. Клемма NO является нормально разомкнутым контактом, а клемма NC — нормально замкнутым контактом реле.

Клеммы NC и NO имеют номер, следующий за ними, который представляет собой связанный номер выхода, и тот же номер указывается для каждой клеммы C, а также указывает, что она связана с конкретным выходом.

Как и в случае с общим релейным выходным блоком на рисунке общего релейного выхода, нормально разомкнутый контакт замыкается только тогда, когда выход включен, а нормально закрытый контакт размыкается только тогда, когда выход включен.

На рисунке ниже показана типовая схема подключения выходов системы с использованием выходного блока с тремя изолированными выходами FORM C. На рисунке ниже три выхода управляют устройствами с тремя различными требованиями к питанию.

ВЫХОД 1 управляет лампой постоянного тока LT1, которая имеет собственный источник постоянного тока.Обратите внимание, что лампа LT1 будет гореть всякий раз, когда ВЫХОД 1 ВЫКЛЮЧЕН. Возможно, это индикатор неисправности системы.

Лампа LT2 — это лампа переменного тока, имеющая собственный источник переменного тока. LT2 также горит, когда ВЫХОД 3 выключен. Это может использоваться как индикация неисправности.

ВЫХОД 2 подключен к выпускному клапану, который имеет внутренний источник питания, и для срабатывания требуется только замыкание контакта. В этом случае выпускной клапан подключается к нормально закрытому выводу ВЫХОДА 2.

Это соединение обеспечивает, чтобы выпускной клапан находился в состоянии размыкания, если ПЛК потеряет питание. Это может быть требование для обеспечения безопасного состояния машины в случае отказа системы.

Обратите внимание, что в проводке INPUT 1 и INPUT 3, проводка предусматривает источник питания, переключатель и свет, все последовательно, с переключателем, контролирующим поток тока к свету.

Изолированная проводка контактов

Твердотельные выходы

Есть несколько типов твердотельных выходов, доступных с ПЛК.Три популярных типа — транзистор, симистор и TTL. Все три этих выходных блока обычно имеют общий вывод, хотя блоки с симисторным выходом доступны в изолированной конфигурации.

Транзисторные выходные блоки обычно представляют собой открытый коллектор с общей клеммой, подключенной к эмиттерам всех выходов.

Блок транзисторных выходов, обеспечивающий три выхода с открытым коллектором, показан на рисунке ниже. В большинстве, если не во всех транзисторных выходных модулях, транзисторы оптически изолированы от ПЛК.

Транзисторы, показанные на рисунке ниже, являются оптически изолированными устройствами. В этом устройстве все эмиттеры выходных транзисторов подключены к одной общей клемме, обозначенной OUTCOM. Транзисторы, содержащиеся в этом блоке, имеют тип NPN, хотя доступны блоки PNP.

Доступны два разных типа транзисторных блоков, которые описываются как источники и потребители. Блоки NPN называются тонущими, а блоки PNP — источниками.

Блок, показанный на рисунке ниже, имеет выходы с понижением частоты.Это означает, что транзистор сконфигурирован для отвода тока к общей клемме, то есть выходы будут иметь ток, протекающий на клемму.

Рис. Транзисторный выходной блок

Выход типа источника будет пропускать ток через клемму.

Другой способ взглянуть на разницу состоит в том, что выход с понижением напряжения будет тянуть выходное напряжение в отрицательном направлении, а выход источника будет тянуть выходное напряжение в положительном направлении.

Описание источника и опускания соответствует обычному течению тока от положительного к отрицательному. Источник транзисторного выходного блока показан на рисунке ниже.

Обратите внимание, что используемые транзисторы относятся к типу PNP и что общий вывод должен быть подключен к положительному выводу источника питания, чтобы транзистор был правильно смещен.

Это приведет к тому, что выходы будут вытянуты в положительном направлении, когда транзистор включен (выход источника).

Рис. Выход источника транзистора

Схема подключения транзисторного выходного модуля со стоком показана ниже.

На этой схеме показаны три устройства вывода, подключенных к блоку вывода. Лампа LT1 загорится при включении ВЫХОДА 1, поскольку выходной транзистор насыщается при включении выхода.

Насыщенный транзистор будет пропускать ток на вывод OUTCOM, заставляя ток течь в лампе.OUT2 подключен к катушке K1. Это может быть соленоид или реле. Это устройство будет запитано, когда ВЫХОД 2 будет включен, что приведет к насыщению выходного транзистора.

Обратите внимание, что диод CR1 подключен к K1 таким образом, что обычно имеет обратное смещение. Этот диод предотвращает чрезмерное нарастание напряжения на K1 при выключении выходного транзистора. Когда выходной транзистор выключается и магнитное поле в катушке начинает разрушаться, возникает напряжение, противоположное приложенному напряжению.

Без отметки, это напряжение может достигать нескольких сотен вольт. Такое высокое напряжение быстро разрушило бы выходной транзистор. Напряжение не может расти, потому что ток, создаваемый коллапсирующим полем, шунтируется через диод.

Транзисторные блоки вывода теперь обычно имеют этот диод, встроенный в блок вывода для защиты. Также некоторые реле изготавливаются с установленным диодом. Также обратите внимание, что диаграмма на рисунке ниже включает два отдельных источника питания, один обеспечивает питание для LT1, а другой обеспечивает питание для K1 и LT2.

Это типичная ситуация, поскольку могут быть случаи, когда устройства, подключенные к выходному блоку, работают при разных напряжениях. В этом случае LT1 может быть лампой на 5 вольт, а LT2 и K1 могут быть устройствами на 24 вольта.

Единственное требование — два источника питания (PS1 и PS2) должны иметь общую отрицательную клемму, подключенную к клемме OUTCOM.

Рис. Подключение транзисторного выхода

На рисунке ниже представлена ​​схематическая диаграмма выходного блока симистора.Все выходные симисторы имеют одну общую клемму, которая будет подключена к одной стороне источника питания переменного тока, обеспечивающего питание управляемых выходных устройств.

Каждый симистор срабатывает, когда включается связанный с ним выход. Существуют устройства, в которых встроены схемы с нулевым кроссовером, чтобы обеспечить снижение шума, позволяя включать симистор только в то время, когда сигнал питания пересекает нулевое напряжение.

Шум и всплески тока могут возникать при включении симистора, если напряжение переменного тока находится на некотором напряжении, отличном от нуля, поскольку напряжение на управляемом выходном устройстве мгновенно упадет с нуля при выключенном симисторе до любого значения переменного напряжения напряжения. находится при включении.

Если симистор включается в то время, когда напряжение переменного тока проходит через ноль вольт, таких всплесков не будет. Обратите внимание, что выходы симистора, показанные на рисунке ниже, оптически изолированы от ПЛК.

Это позволяет ПЛК управлять очень высокими уровнями напряжения (120 — 240 В переменного тока) с изоляцией этих напряжений от низковольтных цепей ПЛК.

Рис: Блок с симисторным выходом

На рисунке ниже представлена ​​электрическая схема блока с симисторным выходом.Как видно на схеме, общий вывод для симисторов подключен к одной стороне источника переменного тока, питающего выходные устройства, управляемые блоком.

Доступны блоки вывода с различными номинальными значениями напряжения и тока. Устройства, управляемые выходным блоком, показанным на рисунке ниже, выглядят так же, как устройства на рисунке разводки транзисторных выходов.

Разница в том, что все устройства на рисунке схемы транзисторных выходов представляют собой блоки постоянного тока, а все устройства на рисунке ниже работают от переменного тока.Также обратите внимание, что диод на K1 отсутствует на чертеже блока вывода симистора.

Это связано с тем, что симистор выключается, когда приложенный ток пересекает нулевое напряжение. В результате, когда симистор выключается, либо присутствует очень слабое магнитное поле, либо магнитное поле отсутствует, и скачок напряжения, присутствующий в системе постоянного тока, обычно не является проблемой.

Это все еще может быть проблемой, если катушка имеет высокую индуктивность, потому что напряжение и ток будут настолько не в фазе, что некоторое напряжение все еще будет присутствовать, когда ток пересекает ноль.

В этом случае последовательная комбинация сопротивления и емкости подключается параллельно катушке. Эта последовательная цепь R-C называется демпфирующей.

Клемма источника переменного тока, обычно подключенная к общей клемме выходного блока, является нейтральным проводом источника.

Рис: Подключение симисторного выхода

На рисунке ниже показана принципиальная схема блока вывода, содержащего три выхода TTL.Обратите внимание, что эти выходы также оптически изолированы.

В некоторых случаях они могут быть прямыми и не изолированными оптически, но изолированные блоки обеспечивают лучшую защиту ПЛК. Выходы блока TTL имеют общую клемму (OUTCOM), которая должна быть подключена к отрицательной клемме источника питания для внешних устройств TTL, управляемых выходным блоком.

Некоторые блоки вывода TTL требуют, чтобы питание 5 В постоянного тока для выходной цепи было подключено к выходному блоку, чтобы также обеспечить питание для его внутренней схемы TTL.

Подключение этих выходов к внешней схеме TTL будет таким же, как и с любыми другими соединениями TTL. Единственная проблема, связанная с этими выходами, заключается в том, что различные производители ПЛК определяют выходы как с положительной или отрицательной логикой.

Данная спецификация повлияет на то, как это обрабатывается в релейной диаграмме.

Рис: Выходной блок TTL

Как видно из приведенного выше обсуждения устройств ввода и вывода, существует большое разнообразие доступных опций.

Проводка для каждого типа блока имеет решающее значение для правильной работы блока. Следует проявлять особую осторожность, чтобы обеспечить правильную работу блока вывода или ввода без повреждения.

Кроме того, существуют проблемы безопасности, которые необходимо учитывать при планировании и реализации проводки системы, чтобы обеспечить систему, которая не будет представлять опасности для людей, эксплуатирующих и обслуживающих ее.

Если вам понравилась эта статья, подпишитесь на наш канал YouTube с видеоуроками по ПЛК и SCADA.

Вы также можете подписаться на нас в Facebook и Twitter, чтобы получать ежедневные обновления.

Читать дальше:

Функция фиксации ПЛК

Электропроводка сигналов и управления

Релейные диаграммы ПЛК

Нормально открытый или нормально закрытый

Релейная обратная цепь

Драйвер фотоэлектрического МОП-транзистора | Фотовольтаические выходные оптопары

9

2 доллара.7875

10+

$ 1.8983

25+

$ 1.8793

50+

$ 1.8446

100+

$ 1.4206

33 9067 PDIP 9067 SOCVIQI 906D T / T / T 1+

0 руб.5917

10+

0,3963 долл. США

Q817BST1 Оптопара DC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT 4-контактный DIP SMD T / R 5000-63 110 9035 Корпорация Фотоэлектрические выходные оптопары

3 5000-

3

2,906 Ships6a DC

Нет PDIP90 DC DC DC DC DC

FODM217BVDC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT 4-контактная трубка MFP		25 Отгрузка завтра	onsemi	Транзистор и фотовольтаический транзистор		1	3750	-55 ~ 110	130	1.4	80		260	50	400	150	6			Трубка	4	MFP				НЕТ
FODM217CVOptocoupler DC-IN 1-CH Transistor DC-OUT 4-Pin MFP Tube	1+ $ 0,8298 10+ $ 0,5881 $ 0,5881 $ 25+ 100686 496 250+ $ 0,3353	1,760 Отправка завтра	onsemi	Транзисторные и фотоэлектрические выходные оптопары	DC	DC		200	1,4	80		400	50	400	150	6			Трубка	4	MFP			MFP	НЕТ NO
FODM217DVDC-IN 1-CH Транзисторный DC-OUT 4-контактная трубка MFP	1+ $ 0.7945 10+ $ 0,5665 100+ $ 0,3940 500+ $ 0,3901 1000+ $ 0,3216	2,465 Ships4ta Transistor 9029 2,465 Ships3 Постоянный ток	Постоянный ток	Транзистор	1	3750	-55 ~ 110	300	1,4	80		600	50	400							9065	Трубка	4	MFP		Нет	Нет	NO	NO
TLX9000 (TPL, FDC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT T / R
287 Ships6ta 287 Ships4ta Фото Постоянный ток	Постоянный ток	Транзистор	1	3750	-40 ~ 125	100	1,4	40		900	10	400				9066	Лента и катушка				Нет			NO
TLP2719 (D4-TP, EOptocoupler DC-IN 1-CH Transistor With Base Pin PD-OUT 6 R	1+ $ 1.6157 10+ $ 1,0759 100+ $ 0,8773 500+ $ 0,7502	793 Доставка завтра	Транзисторы	С базой	1	5000	-40 ~ 100	20	1,85			55			100	5	0.5	0,5	Лента и катушка	6	PDIP SMD		Нет	Нет		NO
TLP2719 (D4-TP4, транзистор DC-IN-Transistor -OUT 6-контактный PDIP SMD T / R		8 Отгрузка завтра	Toshiba	Транзисторные и фотоэлектрические выходные оптопары	DC	DC	Транзистор 5000	1 ~ 100	20	1.85			55			100	5	0,5	0,5	Лента и катушка	6	PDIP SMD
ISP827SMT и RDC-IN 2-канальный транзистор DC-OUT 8-контактный PDIP SMD T / R		1000 Доставка завтра	Компоненты Isocom	Транзисторы и фотоэлектрические выходы Фотопары DC	3 DC	3	2	5300	-30 ~ 100	50	1.4	35		600	50	200	200	6	18	18	Лента и катушка	8	PDIP SMD	PDIP SMD	NO
4N35GDC-IN 1-канальный транзистор с базой DC-OUT, 6-контактный PDIP	1+ $ 0,4292 10+ $ 0,3872 257+ 0 руб.3314 100+ $ 0,3145	1040 Отправка завтра	Компоненты Isocom	Транзисторные и фотоэлектрические выходные оптопары	DC	DC	100	100	1,5	30			50	300	200	6				6	PDIP		NO
IS281GRDC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT 4-контактный T / R	1+ $ 0.6500 10+ $ 0,5221 25+ $ 0,5035 50+ $ 0,3948 100+ $ 0,3610	6010	пост. Тока	пост.	18	Лента и катушка	4			Нет	Нет		NO
IS281GBDC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT 4-	пост. Тока	пост.	18	Лента и катушка	4	SMD	SMD	Нет	Нет		NO
FODM217AVDC-IN 1-канальный транзисторный контакт 906 DC-OUT 4 906 Tube 906 10 Отправка завтра	onsemi	Транзисторные и фотоэлектрические выходные оптопары	DC 90 103	DC	Транзистор	1	3750	-55 ~ 110	80	1.4	80		160	50	400	150	6				4	МФП		НЕТ	1+ $ 0,1895 10+ $ 0,1410 25+ $ 0,1343 $ 0,1343 9068+ $ 0,1343 9068+0919 100+ $ 0,0835	4500 Отправка завтра	QT-Brightek Corporation	Транзистор и фотоэлектрические выходные оптопары	DC	130	1,4	35		260	50	200	200	6	18	18	Лента и рулон		Неизвестно
Q817COptocoupler DC-IN 1-CH Transistor DC-OUT 4-Pin DIP Tube	1+ $ 0.2496 10+ $ 0,1511 100+ $ 0,0922	3196 Отправка завтра	QT-Brightek Corporation	Транзистор и фотоэлектрические выходы	Фотоэлементы	5000	-55 ~ 110	200	1,4	35		400	50	200	200	6	18	18			IP		№	Неизвестно
Q817B Оптопара DC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT 4-контактный DIP-трубка		5 Shipsorrow	DC	DC	Транзистор	1	5000	-55 ~ 110	130	1.4	35		260	50	200	200	6	18	18	Трубка	4	DIP	Un
TLP2719 (D4-LF4, EOptocoupler DC-IN 1-канальный транзистор с базой DC-OUT 6-контактный PDIP SMD T / R	1+ $ 1,6157 10+ $ 1,0759 100+ 9095 0 руб.8773	230 Отгрузка завтра	Toshiba	Транзисторные и фотоэлектрические выходные оптопары	DC	DC	Транзистор с базой	1			55			100	5	0,5	0,5	Лента и катушка	6	PDIP SMD			PDIP SMD		TLX9300 (TPL, 1-канальный транзистор FDC-IN с базой DC-OUT T / R	1+ $ 2.7875 10+ $ 1.8983 25+ $ 1.8793 50+ $ 1.8605 100+ $ 1.4186	2,442 Ships6ta 2,442 Фотошипы DC	DC	Транзистор с цоколем	1	3750	-40 ~ 125	100	1,4	40		900	10	400 200												Лента и катушка
FODM217BR2VDC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT R1	906 $ 906 916 .7064 10+ $ 0,5656 100+ $ 0,3816 500+ $ 0,3675 1000+ $ 0,3146	2,433 ShipsTas 9029 Фото	Постоянный ток	Постоянный ток	Транзистор	1	3750	-55 ~ 110	130	1,4	80		260	50	400				150	Лента и катушка	4	MFP		Нет		NO	NO
TLX9905 (TPL, FDC-IN 1-CH DC-OUT T / R 9196 2 доллара.626 10+ $ 2,045 25+ $ 2,007 50+ $ 1,987 100+ $ 1,717	2,906 Ships6a 9103	DC		1	3750	-40 ~ 105		1,8						50
FODM217CR2VOptocoupler DC-IN 1-CH Transistor DC-OUT 4-Pin MFP T / R	1+ $	1+ $9170 10+ $ 0,7199 100+ $ 0,4445	733 Доставка завтра	onsemi	Транзистор и фотоэлектрические выходные оптопары	3	-55 ~ 110	200	1,4	80		400	50	400	70	6			Лента и катушка	Лента и катушка	Нет	NO	NO
FODM217DR2VDC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT 4-контактный MFP T / R	1+ $ 0.8602 10+ $ 0,6548 25+ $ 0,6485 100+ $ 0,3713 250+ $ 0,3676	5,106c Постоянный ток	Постоянный ток	Транзистор	1	3750	-55 ~ 110	300	1,4	80		600	50	400							9065	Лента и катушка	4	MFP		Нет		NO	NO
HCPL3700VMAC / DC к логическому интерфейсу Выход оптопары	19 Фотоэлемент																	Трубка	8	PDIP	VOMA618A-2X001TOptocoupler DC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT Автомобильный 4-контактный SOP T / R			Vishay	Транзистор и фотоэлектрический выход Оптопары	DC		DC		DC	3750	-40 ~ 110	63	1.4	80		125	50	400	180	5			Лента и катушка	4	SOP
VOMA618A-4X001TOptocoupler DC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT Автомобильный 4-контактный SOP T / R			Vishay	Транзистор и фотоэлектрические выходные оптопары	29	3750	-40 ~ 110	160	1.4	80		320	50	400	180	5			Лента и катушка	4	SOP
VOMA618A-8X001TOptocoupler DC-IN 1-CH Транзистор DC-OUT Автомобильный 4-контактный SOP T / R			Vishay	Транзистор и фотоэлектрический выход Оптопары	29	3750	-40 ~ 110	130	1.4	80		260	50	400	180	5			Лента и катушка	4	SOP
VOMA618A-3X001TDC-IN 1-канальный транзистор DC-OUT Автомобильный 4-контактный SOP T / R			Vishay	Транзистор и фотоэлектрический выход Оптопары	DC	33	DC	31	31 DC	31 Транзистор постоянного тока 3750	-40 ~ 110	100	1.4	80		200	50	400	180	5			Лента и катушка	4	SOP

Как проверить выходной транзистор с горизонтальной разверткой с помощью мультиметра

Как заядлый пользователь телевизора, знаете ли вы, что в любом телевизоре есть очень важный компонент? Этот компонент представляет собой выходной транзистор строчной развертки (HOT).В этом посте мы оценим некоторые процессы, связанные с измерением и тестированием его результатов.

Вы когда-нибудь пробовали ремонтировать телевизор с неисправными сигналами? Возможно, вы когда-нибудь пытались заменить выходной транзистор строчной развертки только для того, чтобы он снова вышел из строя. К счастью для вас, потому что у нас есть стратегия, которая поможет вам сэкономить огромное количество времени и усилий, а также сэкономить ненужную замену деталей.

Все, что вам нужно сделать, это проверить импульс HOT или сигнал на коллекторе строчного выходного транзистора.Но прежде чем мы перейдем к этому процессу, давайте сначала копнем глубже и ответим на вопрос: «Что такое горизонтальный выходной транзистор?»

Кстати, что такое транзистор с горизонтальным выходом?

Горизонтальные выходные транзисторы (HOT) — это быстрые переключатели, а не линейные. Они созданы для подачи высокого напряжения обратноходовым трансформатором на анод кинескопа. HOT обычно питает основные обмотки линейного выходного трансформатора (LOPT). Имейте в виду, что трансформатор управляет силовым транзистором высокого напряжения и высокой частоты.

Проще говоря, выходной транзистор с горизонтальной разверткой — это переключатель, обеспечивающий путь прохождения тока через первичную обмотку обратного хода и горизонтальное ярмо. Он включается и выключается с помощью сигнала, поступающего на базу.

При наличии силового транзистора требуется ток возбуждения. Этот ток возбуждения обеспечивается трансформатором драйвера и драйвером горизонтальной развертки. Помимо текущей настройки, драйверный трансформатор предлагает согласование импеданса.

Остерегайтесь этих проблем с горизонтальным выходным транзистором

Вы встретите много поломок из-за повышенной надежности шасси телевизора.Однако в высоковольтных и горизонтальных цепях по-прежнему возникает больше проблем, чем в любой другой части телевизора.

Вот некоторые из распространенных проблем HOT, которые необходимо учитывать.

Помните, что негерметичный HOY может перегореть предохранитель и вызвать отключение шасси. Негерметичный демпферный диод также может вызывать те же симптомы. Кроме того, прерывистый выходной транзистор или окружающие его части могут создавать эту систему жестких собак для телевизора. Обрыв выходной цепи может привести к повреждению шасси.

Периодической причиной отказа в ранних схемах обратного хода или горизонтального выходного трансформатора было возгорание между обмотками и искрение на них. Частое повреждение выходного транзистора строчной развертки может быть вызвано утечкой, дугой обратного хода и перегрузкой вторичных цепей.

В самых ранних твердотельных телевизорах демпферный диод был подключен к клемме коллектора HOT, рядом с предохранительным конденсатором. В итоге демпферный диод был установлен в том же корпусе вместе с выходным транзистором.

Вы подозреваете негерметичный ГОРЯЧИЙ? Проведите испытания сопротивления и диодов на его выводах. Оцените принципиальную схему, чтобы определить, находится ли демпферный диод внутри корпуса выходного транзистора, прежде чем проводить какие-либо тесты или изменять сам HOT.

Мы рекомендуем вам проверить номер транзистора в руководстве по замене полупроводников, чтобы определить, находится ли демпферный диод внутри. В другом корпусе телевизора вы можете заметить плоский пластиковый выходной транзистор с горизонтальной разверткой, прикрепленный к большому радиатору.

Как проверить транзистор с горизонтальным выходом?

В прошлом мы слышали от разных начинающих техников и даже нескольких более опытных техников, которые сталкивались с повреждением счетчика при измерении напряжения на металлическом корпусе HOT. Не производите никаких измерений на выходной клемме коллектора, особенно если выходные цепи исправны. В качестве альтернативы можно использовать осциллограф для наблюдения за сигналами на этом выводе.

Один из простых способов проверить выходной транзистор строчной развертки — использовать цифровой мультиметр.Следуйте инструкциям ниже.

1. Возьмите цифровой мультиметр и установите для него сопротивление.

2. Присоедините красный щуп к основанию, а черный щуп к эмиттеру.

3. Его измерение должно быть от 40 до 60 Ом.

4. Поменяйте местами на 40 Ом и снова 60 Ом. Помните, что внутри HOT между базой и эмиттером есть резистор. Вот почему вы видите 45 Ом. Хотя это вполне нормально.

5. Для следующего шага прикрепите красный щуп к коллектору, а черный щуп к эмиттеру. Вы не увидите никаких цифр на цифровом мультиметре. Это нормально, так как у него высокое сопротивление.

6. Переверните красный щуп на эмиттер, а черный щуп на коллектор выходного транзистора строчной развертки. Если вы видите значение 1,3 МОм, это значит, что все в порядке.

Измерение низкого напряжения может указывать на негерметичный выходной транзистор или демпфер, перегрузку горизонтальных цепей или неправильное напряжение возбуждения.Напряжение выше среднего может указывать на открытый выходной транзистор или эмиттерный транзистор, если в цепи есть эмиттерный резистор.

В выходных цепях строчной развертки в некоторых импортных наборах виден небольшой резистор в цепи эмиттера. В качестве предостережения: никогда не используйте цифровой мультиметр для измерения высокого напряжения на анодном выводе кинескопа.

Вы получите неприятный шок, и мультиметр выйдет из строя, что даже не подлежит ремонту.Всегда используйте измеритель высокого напряжения для измерения анодного напряжения кинескопа, предпочтительно такой, который измеряет не менее 40 кОм постоянного тока.

Имейте в виду, что пробник высокого напряжения, подключенный к VTVM, хорошо справляется со своей задачей. Просто убедитесь, что вы подключили заземляющий кабель измерителя к корпусу телевизора.

Последние мысли

Вот и все! В этом руководстве мы попытались показать вам, как провести быстрый и правильный тест при обслуживании ваших горизонтальных выходных транзисторов.Мы также хотели отметить, что вы также можете поучиться у других технических специалистов. Непрерывное обучение может помочь держать вас на правильном пути.

А ты? Готовы ли вы проверить свой выходной транзистор строчной развертки? Мы надеемся, что этот пост окажется для вас информативным и полезным. Поделитесь с нами своими мыслями, оставив свои комментарии ниже!

5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown Другие интегральные схемы Деловые и промышленные электронные компоненты и полупроводники

5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown Другие интегральные схемы Деловые и промышленные электронные компоненты и полупроводники

TO-3 Выходной транзистор Crown 5PCS C8188-2, Бесплатная доставка для многих продуктов, Найдите много новых и подержанных опций и получите лучшие предложения для 5PCS C8188-2 TO-3 Crown Output Transistor по лучшим онлайн-ценам на, Посетите наш интернет-магазин, Удовлетворенных покупок, Доступные товары, С низкими ценами и бесплатной доставкой для соответствующих заказов., Выходной транзистор Crown 5PCS C8188-2 TO-3, 5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown.

новое состояние без функциональных дефектов. Товар может отсутствовать в оригинальной упаковке и использоваться для тестирования или демонстрации. Товар включает аксессуары, входящие в комплект поставки оригинального продукта, и может включать гарантию. См. Список продавца для получения полной информации и описания. См. Все определения условий ： Модель: ： C8188-2 ， Торговая марка: ： Небрендовые / универсальные ： MPN: ： Не применяется ， UPC: Не применяется ，, Найдите много новых и бывших в употреблении опций и получите лучшие предложения для 5PCS C8188- Выходной транзистор 2 TO-3 Crown по лучшим ценам онлайн на! Бесплатная доставка для многих товаров !.Состояние: Новое — Открытая коробка: Товар в отличном состоянии.

5PCS C8188-2 TO-3 Crown Выходной транзистор

3Pin WS20 Водонепроницаемые авиационные разъемы 20 мм M20 вилка и розетка, штекер и розетка, 3 контакта, диаметр 3,9 дюйма, круглая сублимационная пустая стеклянная подставка для теплопередачи в США. Корзина держателя тако, 8 корпусов, фритюрница, приготовление тортильи, прочный кухонный инструмент, 5PCS C8188-2 TO-3 Crown Output Транзистор , обжим провода электрических автомобильных кабелей изолированных стыковых соединителей 100x.КОЛ-ВО 10 ШЕСТИГРАННЫХ БОЛТОВ M7 X 10, ПОЛНОСТЬЮ РЕЗЬБОВЫЕ, 8.8 ВЫСОКОПРОЧНОЕ ЯРКОЕ ЦИНКОВОЕ ПОКРЫТИЕ. Картонные конверты 100-9×11.5 Плоские самозаклеивающиеся фотоотправители. 5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown , 10 шт. GMA1.6 GMA 1.6A Быстродействующий предохранитель 1,6 A 250 В GMA1.6A. USB-кабель для передачи данных для Canon EOS M3.Miller 027267 Fuse Link 300 Amp 250 Volt Miller DU-OP Welder. 5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор с короной , ПРОЗРАЧНЫЙ 5 футов полиолефиновой термоусадочной трубки 2: 1 Коэффициент усадки 1-1 / 2 дюйма I.D,

5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор короны

5PCS C8188-2 TO-3 Корона выходной транзистор

Выходной транзистор Crown 5PCS C8188-2 TO-3, 5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown, 5PCS C8188-2 TO-3 Выходной транзистор Crown.

Electro help: ГОРИЗОНТАЛЬНЫЙ ВЫХОДНОЙ ТРАНЗИСТОР ВЗРЫВАЕТСЯ

Причины данной неисправности:

• Перенапряжение от регулятора мощности SMPS.
• Короткое замыкание обмотки линейного выходного трансформатора [внутреннее].
• Частота горизонтального осциллятора очень высока, чем обычно.
• Неисправный конденсатор свободного хода, подключенный между коллектор горизонтального выходного транзистора к GND.
• Припой к вышеуказанному конденсатору.
• Короткое замыкание обмотки внутри вилки дефекта [Горизонтально отклоняющая обмотка]
• Свободно установленный горизонтальный выходной транзистор для нагрева металла раковина.

Всегда сидите за работой с принципиальной схемой телевизора, который хотите отремонтировать.
Предполагая, что схема секции SMPS работает нормально, мы можно проверить это напряжение на холостом ходу, чтобы убедиться, что все в порядке.В большинстве телевизоров этот вторичный основной выход напряжение будет в диапазоне [от 90 до 135 В постоянного тока] и должно быть стабильным. тоже. Он не должен меняться со временем. Чтобы проверить это, найдите сглаживание конденсатора к этому основному напряжению при основном питающем напряжении вторичной стороны. В значение этого конденсатора будет в пределах от 100 до 220MFD, 160VDC. Это напряжение подается на обмотку LOT, и подается на коллектор горизонтального выходного транзистора. Либо отключите питание LOT, либо отключите выходной транзистор строчной развертки от цепи.Таким образом, мы получаем открытую точку напряжения [No Load]. через вторичное основное напряжение через конденсатор фильтра. Припой два провода от клемм к этому сглаживающему конденсатору и подключите его к патрон лампы. Вставьте [100 Вт 220 В Тип нити] лампы. Никогда не используйте в качестве нагрузки КЛЛ или другие подобные лампы.

Подключите телевизор к сети переменного тока и включите его. Если напряжение есть, лампочка будет светиться слабо [примерно на половину его интенсивности]. Все остальные низкие напряжения от ИИП будет присутствовать.В индикатор питания на передней панели телевизора (если есть) загорится, указывая на то, что присутствует резервное напряжение [5 В постоянного тока]. Измерьте напряжение на подключенном нами соединении. лампочка. Это должно быть правильно, как указано в руководстве по обслуживанию. Сохраняйте набор в этом состоянии не менее 5 минут и еще раз проверьте напряжение, Он ни в коем случае не должен меняться. Допускается разница в 0,3 В постоянного тока. Это в порядке, но если за это время он изменится на 2 В постоянного тока или более, источник питания нестабильный.Проверьте все компоненты на сторона управления мощностью. Обязательно надеть хирургические перчатки при работе с первичной стороной источника питания SMPS, потому что все точки на этой стороне будут ГОРЯЧИМИ. Обратитесь к руководству по обслуживанию для подробности о компонентах, используемых в схемах этого этапа, и обязательно заменить такой же тип и номер; если нужна замена. Если нет колебаний напряжения на отмечен вторичный источник питания, мы можем перейти к следующему этапу поиска и устранения неисправности.

Проверить все паяные клеммы на горизонтальном выходе сцена.Практически это невозможно. чтобы обнаружить эти незакрепленные выводы под пайку, поскольку они будут микроскопическими по своей природе, что мы не можем обнаружить его без лупы. Лучше всего перепаять все подозрительные клеммы под пайку, нанесение немного больше припоя на каждую клемму, без припоя перемычка между соседними точками пайки.

Если обнаружен выходной транзистор строчной развертки Лики, то есть его переход коллектор-эмиттер показывает короткое замыкание [менее 1 Ом], следует заподозрить безынерционный конденсатор. Рекомендуется также заменить его вместе с новым горизонтальным выводом. транзистор. Значение емкости к нему может варьироваться от 3900 до 9500Pf 2000VDC в зависимости от производителя. При замене убедитесь, что текущее значение должно быть ценность замены, потому что этот конденсатор играет важную роль в генерации EHT, напряжения фокусировки и т. д .: — Более того, он определяет ширину рисунок. Если вы используете тот, у которого есть значение емкости больше, чем у используемого, напряжение EHT и Focus уменьшится, и изображение будет больше обычного.Если он упадет, EHT и напряжения фокусировки станут высокими, что, в свою очередь, приведет к возникновению дуги внутри электронно-лучевой трубки, а также к отказу горизонтального выходного транзистора. В некоторых наборах другой конденсатор с очень малой емкостью; скажем, значение [470Pf 200VDC или около того] тоже будет подключены параллельно этому конденсатору свободного хода. Если есть, замените тоже. Обратите внимание на значение этого конденсатора; особенно при обслуживании телевизоров марки Samsung; Потому что Samsung не использует радиаторы для горизонтального выходного транзистора .Когда вы заменяете какой-либо компонент в цепи телевизора Samsung, он должен быть оригинального типа и номера. Если произвести неправильную замену схемы Samsung, результатом будет частый выход из строя выходного транзистора строчной развертки.

Затем возникает проблема короткого замыкания внутри МНОГО. Обычно мы не можем измерить это обычные методы, обмотка EHT внутри ЛОТа есть несколько витков очень тонкой медной проволоки. Даже короткое замыкание на один оборот вызовет поставить большую нагрузку на выходной транзистор строчной развертки, и транзистор будет разогреть.Он нагреется до температура, которую мы не можем даже коснуться пальцем. Наконец, это переход коллектора к эмиттеру будет закорочен. Только посмотрите, здесь схематично коллектор этого транзистора подключен к напряжению + B через обмотки LOT, а его эмиттер подключен к Gnd. Итак, если это Короткое замыкание транзистора означает прямое замыкание на + B и Gnd. В большинстве современных схем ИИП цепь питания будет иметь средство защиты от короткого замыкания, и она будет обнаружение короткого замыкания на вторичных выходах постоянного тока и отправка сообщения на основное управление системой, которое, в свою очередь, отключает все функции ИИП осциллятор и контроль.Набор будет остаются мертвыми, так как предохранитель выходит из строя, но нет. Поэтому, если вы получили комплект в нерабочем состоянии, сначала проверьте, не работает ли сеть переменного тока. перегорел предохранитель. Если он взорвался, сделайте убедитесь, что неисправность находится на стороне [HOT] секции управления регулятора SMPS, а не со вторичной стороной. Если обнаружен открытый предохранитель, проверьте все компоненты на основном регуляторе мощности раздел. Предполагать; во время проверки вы обнаружили, что один из четырех выпрямительных диодов закорочен. Не заменяйте только поврежденный. Замените все четыре [в некоторых наборах будет использоваться переключатель выпрямителя].
Лучший способ устранения неполадок при мертвой установке есть, сначала проверьте сетевой предохранитель. Если оно исправен, распаяйте выходной транзистор строчной развертки. Подключите телевизор к сети переменного тока и включите его. НА. Если неисправность только с горизонтальный выходной транзистор, блок питания включится и перейдет в режим ожидания свет будет светиться. Это верно для всех местных комплектов CTV [китайский]. Тогда узнайте причина взрыва выходного транзистора строчной развертки. В некоторых случаях неплотно установленный транзистор с металлической пластиной радиатора может быть проблема.Когда заменяя транзистор строчной развертки, обязательно прочно закрепите.
Если есть подозрение на ЛОТ, единственный способ проверить это — включить телевизор; после замены всех поврежденных компонентов; установите его на очень короткое время, скажем, на 5 секунд или около того, и выключите его. После отсоединения шнура переменного тока от сетевой розетки почувствуйте температуру выходного транзистора строчной развертки голыми пальцами. Он может быть просто теплым, но не слишком горячим. Если LOT неисправен, выходной транзистор строчной развертки сильно нагреется за это время.Если это так, вам также необходимо заменить ЛОТ.
Если частота горизонтального генератора смещается за пределы установленного предела, выходной транзистор строчной развертки выйдет из строя. Чтобы убедиться в этом, перед тем, как вставить транзистор, проверьте частоту на выводе базы этого транзистора с помощью мультиметра, имеющего диапазон измерения частоты. Проверьте частоту либо на клемме базы выходного транзистора строчной развертки, либо на клемме коллектора транзистора строчной развертки. Он должен измерять в диапазоне 15 кГц.Если нет, убедитесь, что ступень генератора строчной развертки неисправна. В большинстве современных одночиповых схем этот участок находится внутри основной ИС, и замена этой ИС — единственное средство, не требующее ремонта.
Короткое замыкание обмотки внутри отклоняющей вилки — очень редкий случай; один из тысячи; но может случиться и может быть измерено путем измерения сопротивления выводов горизонтальной обмотки. Значение сопротивления этой обмотки будет ниже [3 Ом] для большинства телевизоров. В большинстве случаев причиной, описанной выше, будет отказ выходного транзистора строчной развертки.Устранение неисправностей любого оборудования — это искусство.