Бестрансформаторный усилитель мощности: Бестрансформаторный усилитель — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

alexxlabУсилител

Содержание

Бестрансформаторный усилитель — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

Cтраница 1


Однотактный трансформаторный усилитель мощности со скользящей рабочей точкой.| Двухтактный усилитель мощности без выходного трансформатора.  [1]

Бестрансформаторные усилители наиболее целесообразно строить по двухтактной схеме с режимом В и включением транзисторов с ОЭ или с ОК. Схема с ОК, так как в ней существует глубокая отрицательная связь, менее требовательна к идентичности транзисторов, но дает меньшее усиление по мощности.  [2]

S. Принципиальная схема бестрансформаторного усилителя с выходной группой на вазикомплементарных транзисторах.| Принципиальная схема двухтактного.  [3]

Широкополосные бестрансформаторные усилители при наличии подходящих транзисторов могут выполняться по схемам на рис. 6.11, 6.13 и 6.14. А при использовании транзисторов — одной и той же структуры, например, по схеме на рис. 6.16. Особенностью данного каскада является последовательное возбуждение ( управление) усилительных элементов, при котором входное напряжение поступает на базу ведущего транзистора 1 / 2, при этом напряжение сигнала, снимаемое с коллектора V2, оказывается инвертированным по отношению к действующему на входе; поэтому транзисторы 1 / 2 и 1 / з работают противофазно, что и требуется для двухтактного каскада.  [4]

Так бестрансформаторные усилители работают в режиме А. Кроме того, они могут работать в режимах В и АВ. Основными достоинствами этих усилителей является отсутствие согласующего трансформатора, так как выходное сопротивление транзисторов, включенных с ОК, составляет несколько ом, и управление двумя транзисторами общим сигналом, а недостаток — необходимость в двух одинаковых источниках питания, Такую схему применяют для высококачественных усилителей мощности.

 [5]

Вариантов бестрансформаторных усилителей НЧ много, но принципы построения их сводят в основном к двум видам: с фазоинверс-ным каскадом предварительного усиления и с дополнительной симметрией. Схема усилителя первого вида показана на рис. 42, а. Транзистор Т обеспечивает получение сигналов разной полярности ( рис. 42, б, в), которые через разделительные конденсаторы CPi и См поступают на базы транзисторов выходного каскада, включенных последовательно. Динамическая головка Гр подключена к точке соединения этих транзисторов через конденсатор С2 большой емкости.  [6]

Для бестрансформаторных усилителей класса В отечественной промышленностью не только освоен выпуск специальных комплементарных пар ( ГТ402 — ГТ404; КТ816 — КТ817; КТ818 — КТ819) с мощностью рассеяния до нескольких десятков ватт, но и разработаны функционально законченные узлы усилителей в интегральном исполнении о диапазоном выходных мощностей до нескольких десятков ватт.

 [7]

Эти преимущества бестрансформаторных усилителей достигаются в основном за счет усложнения их выходных каскадов и некоторого увеличения расхода энергии на их питание.  [8]

Выходной каскад представляет собой двухтактный бестрансформаторный усилитель с последовательным включением транзисторов ( Т8 и Т9 типа. Нагрузкой выходного каскада служит выносной громкоговоритель с сопротивлением 4 5 Ом. Для коррекции частотной характеристики усилителя НЧ последние пять каскадов охвачены отрицательной обратной связью.  [9]

Двухтактный усилитель на транзисторах дополнительных типов. а — схема, поясняющая принцип действия. б — принципиальная схема.  [10]

Главный недостаток данной схемы бестрансформаторного усилителя состоит в трудности подбора двух транзисторов дополнительных типов с характеристиками, близкими на всем диапазоне значений выходного сигнала. Вместо схемы, приведенной на рис. 10.23, часто применяют схему, показанную на рис. 10.24, с выходными транзисторами одного типа.  [11]

Упражнение 6.9. Каких видов существуют бестрансформаторные усилители; показать направления и пути прохождения постоянных и переменных составляющих токов транзисторов.  [12]

Принципиальная схема бестрансформаторного усилителя низкой яастоты на транзисторах.  [13]

На рис. 4 — 22 показана схема бестрансформаторного усилителя

на шести транзисторах с выходной мощностью 300 мет при номинальном входном напряжении 10 мв.  [14]

Принципиальная схема электронного Соловья ( правая часть.  [15]

Страницы:      1    2

5.5. Бестрансформаторные усилители мощности

В режиме В плечи двухтактного каскада работают поочередно. При указанной полярности сигнала верхнее плечо схемы на рис. 5.3 реагирует на положительную половину периода входного сигнала, а нижнее – на отрицательную. Выходные токи обоих плеч, суммируясь в нагрузке, создают на ней усиленный неискаженный сигнал.

Отсюда следует, что при анализе двухтактный трансформаторный каскад можно рассматривать как однотактный, работающий в течение всего периода сигнала на нагрузку, приведенную к половине первичной обмотки трансформатора.

Однако трансформаторный усилитель мощности имеет и целый ряд недостатков: технологическая сложность изготовления, большие габариты и вес, высокая стоимость, большие частотные и нелинейные искажения, невозможность изготовления в интегральном исполнении. Поэтому трансформаторные каскады на транзисторах в настоящее время не используются. Высококачественные трансформаторные усилители сигналов низкой частоты на электронных лампах по-прежнему широко востребованы.

Как известно, трансформаторные усилители мощности обладают многими недостатками и в настоящее время вытесняются бестрансформаторными.

Большие габариты, вес и стоимость трансформаторов заставляют отказываться от них, особенно при создании малогабаритной аппаратуры. Этому способствуют и дополнительные нелинейные искажения, возникающие из-за нелинейности характеристик намагничивания сердечников, и значительные частотные и фазовые искажения, связанные со сравнительно узкой полосой пропускания трансформатора.

Транзисторные бестрансформаторные усилители мощности в настоящее время нашли самое широкое применение как в дискретном, так и в интегральном исполнении, особенно при усилении сигналов звуковых частот. Физические свойства транзисторов, позволяющие использовать их при малых напряжениях и больших токах, делают эти активные элементы незаменимыми в каскадах, работающих на низкоомную нагрузку, включенную непосредственно в выходную цепь усилителя.

203

Наибольшее распространение в настоящее время получила схема оконечного двухтактного усилителя мощности, в которой используются транзисторы разной проводимости, включенные по схеме с общим коллектором, соединенные последовательно по постоянному току (рис. 5.5, а).

 

 

 

 

E0

E0

VT1

 

Е0/2

VT1

Е0/2

Кл1

 

 

 

 

 

 

 

UИ

 

Е0/2

ЕИ

RH

 

 

CP

 

VT2

 

Е0/2

VT2

RH

Кл2 RH

 

а

 

 

б

в

 

 

 

Рис. 5.

5

 

 

Благодаря своим качествам эта схема используется при проектировании большинства современных усилителей мощности. Данный каскад выполнен по двухтактной схеме и обладает всеми ее достоинствами. В нем можно использовать экономичный режим В, постоянный ток через нагрузку не протекает, четные гармоники сигнала в нагрузке компенсируются. Комплиментарная пара транзисторов образует двухтактный эмиттерный повторитель, который благодаря 100 %-ой отрицательной обратной связи по напряжению, последовательной по входу имеет низкий уровень нелинейных искажений, широкую полосу пропускания, малое выходное и большое входное сопротивления. Малое выходное сопротивление позволяет получить большую выходную мощность на низкоомной нагрузке. Неудобство, связанное с необходимостью использования двухполярного источника питания, легко устраняется путем подключения нагрузки к выходу через разделительный конденсатор (рис. 5.5, б).

При отсутствии сигнала конденсатор СР в схеме на рис. 5.5, б благодаря идентичности транзисторов VT1 и VT2 заряжается до напряжения Е0/2. Отсутствие смещения на базах транзисторов VT1 и VT2 свидетельствует о том, что транзисторы работают в режиме В, т.е. в течение полупериода сигнала один из них открыт, а второй – заперт. В следующй полупериод состояния транзисто-

204

ров меняются на противоположные. Это обстоятельство позволяет представить транзисторы в виде двух ключей, замыкающихся поочередно (рис. 5.5, в). При положительной полуволне сигнала на входе ключ Кл1 оказывается замкнут, а Кл2 – разомкнут. В этом случае напряжение на нагрузке, согласно второму закону Кирхгофа и с учетом заряда конденсатора СР до уровня Е0/2, становится равным

UН = E0 − E0 / 2 = E0 / 2 .

(5.16)

В следующй полупериод Кл1 размыкается, а Кл2 переходит в замкнутое состояние. Конденсатор СР в этом случае оказывается подключенным параллельно сопротивлению нагрузки. Следовательно, на нагрузке появляется напряжение, равное напряжению заряда конденсатора Е0/2. При этом полярность сигнала на сопротивлении нагрузки меняется на противоположную по сравнению с предыдущим случаем. Таким образом в течение отрицательной половины периода сигнала конденсатор СР, заряженный до Е0/2, является источником выходного тока в нагрузке. Чтобы разряд конденсатора не влиял на величину выходного тока, состояние конденсатора не должно меняться в течение половины периода самого низкочастотного сигнала, входящего в полосу пропускания каскада. Следовательно, постоянная времени разряда конденсатора СРRН должна быть существенно больше периода сигнала с нижней граничной частотой. Обычно величина СР рассчитывается исходя из уровня допустимых частотных искажений и значения сопротивления нагрузки. Емкость СР в реальных усилителях сигналов низкой частоты достигает нескольких тысяч микрофарад и увеличивается с уменьшением сопротивления нагрузки. Следует отметить, что амплитуда напряжения сигнала на нагрузке в схемах на рис. 5.5, а и 5.5, б не может превышать величину Е0/2.

205

IK1

iH

IK1

iH

UCM

UБ2

UБ1

t UБ2

UБ1

t

 

0

 

 

 

 

uВХ

uВХ

 

 

IK2 t

t

IK2

а

 

б

 

Рис. 5.6

 

Отсутствие смещения на базах транзисторов VT1 и VT2 в схемах на рис. 5.6 приводит к появлению в токе выходного сигнала специфических нелинейных искажений типа ступеньки (рис. 5.6, а). Для устранения этих искажений между базами VT1 и VT2 необходимо ввести напряжение смещения UCM, которое приоткроет оба транзистора и изменит вид общей проходной характеристики (рис. 5.6, б), сделав ее более линейной. В этом случае несколько увеличится постоянный ток, протекающий через транзисторы при отсутствии сигнала, и уменьшится КПД каскада. Напряжение смещения в таких схемах создается за счет постоянного тока делителя (рис. 5.7, а), протекающего по сопротивлению RCM.

Сигнал от источника ЕИ непосредственно поступает на базу VT1. На базу транзистора VT2 сигнал проходит через сопротивление RСМ. Чтобы амплитуда сигнала не уменьшалась на базе VT2 по сравнению с базой VT1, сопротивление RСМ должно быть небольшой величины, т.е. делитель получается низкоомным. Такой способ подачи смещения называется смещением постоянным напряжением базы, и уже был нами рассмотрен ранее [16,Ч.2]. Из-за высокой температурной нестабильности подача смещения фиксированным напряжением базы в чистом виде не применяется в схемах, работающих в сравнительно широком диапазоне температур. Поэтому в подобных каскадах, как правило, используется термокомпенсация рабочей точки.

206

 

Е0

 

 

 

 

R1

 

 

1

 

VT1

 

 

1

R3

1

1

R1

 

 

ЕИ

СР

 

 

 

RCM

UCM

 

D1

 

 

Rt

R

 

VT

 

R4

 

D2

R2

1

RН

 

D3

 

 

VT2

 

 

 

R2

1

1

1

 

 

 

 

 

б

в

г

 

а

 

 

 

Рис. 5.7

В этом случае двухполюсник, включенный между контактами 1 — 1, выполняется с помощью термозависимых элементов (рис.5.7, б, в, г). Использование схемы (см. рис. 5.7, б) ограничивается трудностями, связанными с расчетом и наладкой. Температурная зависимость у терморезистора существенно выше, чем у транзисторов. Чтобы выровнять эти зависимости и получить приемлемую стабильность в диапазоне температур, приходится шунтировать терморезистор обычным сопротивлением и тщательно его подбирать.

Заметно лучшие результаты получаются при использовании схемы на рис. 5.7, в. Необходимое число диодов при заданном токе делителя определяется вольтамперной характеристикой диодов и заданным напряжением смещения UCM. Сопротивление диода переменному току, равное отношению приращения напряжения на диоде к приращению тока через него, имеет небольшую величину. По этой причине общее сопротивление всей цепочки диодов для переменной составляющей оказывается незначительным, а амплитуды сигнала на базах транзисторов практически одинаковыми. При изменении температуры вольт-амперная характеристика p-n-перехода у диода и у транзистора (база-эмиттер) сдвигается примерно на 2,2 мВ/С0 [1]. С ростом температуры напряжение на диодах уменьшается (при постоянном токе делителя) и транзисторы подзапираются. При снижении температуры

207

происходит обратное явление. Так как температурные зависимости у транзисторов и диодов практически одинаковые, стабильность тока через транзисторы получается высокой.

Аналогично работает и схема на рис. 5.7, г. Напряжение UCM между коллектором и эмиттером транзистора VT обычно не превышает 1,5–2,5 вольт. Характеристики транзистора при столь малых напряжениях идут очень круто, следовательно, сопротивление участка коллектор-эмиттер для переменного тока оказывается незначительным и потери сигнала на нем практически отсутствуют. Изменение температуры окружающей среды приводит к изменению сопротивления участка коллектор-эмиттер транзистора VT и соответственно всего двухполюсника 1–1. Температурные изменения сопротивления двухполюсника 1-1 приводят к изменению напряжения смещения на базах транзисторов VT1 и VT2, а значит, и к изменению положения их рабочей точки. Остается добавить, что для лучшей термостабилизации все двухполюсники 1–1 конструктивно крепятся на радиаторе транзисторов VT1 и VT2.

Известно, что положительные качества двухтактных каскадов реализуются только в схемах с хорошей симметрией плеч. В схеме (см. рис. 5.7, а) для улучшения симметрии в цепь эмиттеров VT1 и VT2 введены дополнительные сопротивления R3 и R4, создающие отрицательную местную обратную связь. К сожалению, сделать такую связь достаточно глубокой не представляется возможным, так как на этих сопротивлениях выделяется значительная часть выходной мощности и соответственно снижается КПД каскада. По этой причине в цепи эмиттеров оконечного каскада не ставят сопротивления больше, чем 0,05–0,1 RН. Одновременно сопротивления R3 и R4 используются в качестве защиты от короткого замыкания в цепи нагрузки. При коротком замыкании нагрузки ток выходных транзисторов становится недопустимо большим и они выходят из строя. Сопротивления R3 и R4 в какой–то степени ограничивают чрезмерное увеличение тока выходных транзисторов.

Рассматриваемый оконечный каскад является двухтактным эмиттерным повторителем и имеет коэффициент усиления по напряжению, близкий к единице. Усиление по мощности обеспечивается здесь за счет усиления по току и численно равно величине h31 выходных транзисторов. При сравнительно большой выходной мощности предоконечный каскад, работающий в режиме А, должен также развивать значительную мощность. Такая ситуация сильно сни-

208

жает энергетические показатели всего усилителя. Для повышения КПД основное усиление мощности лучше перенести в оконечный каскад.

С этой целью в выходном эмиттерном повторителе очень часто используют составные транзисторы (рис. 5.8, а). Еще одно достоинство такой схемы заключается в том, что на ее выходе используются мощные транзисторы одной проводимости. В этом случае легче подобрать симметричную пару транзисторов.

VT1

 

Е0

 

 

ЕИ

VT2

 

 

 

VD1

 

VT3

 

 

VD2

R3

С

R4

 

VD3

 

 

VT4

 

 

VT5

 

 

 

R1

 

VT5

VT4

 

СР

R4

RН

UВХ

 

R2

 

RН

UВЫХ

 

 

 

 

а

 

 

б

 

 

 

Рис. 5.8

 

 

Оконечный каскад на составных транзисторах обладает очень большим коэффициентом усиления по мощности, примерно равным произведению коэффициентов усиления по току последовательно включенных транзисторов VT2 и VT3. Мощность, необходимая для раскачки такого каскада, лежит обычно в пределах 20 – 100 мВт, что позволяет использовать на месте VT1 транзистор сравнительно малой мощности.

Нижнее плечо выходного каскада собрано на двух транзисторах VT4 и VT5, включенных по схеме с общим эмиттером, и охвачено 100 % — ой отрицательной обратной связью по напряжению последовательной по входу. Эквивалентная схема, демонстрирующая наличие этой обратной связи, представлена на рис. 5.8, б. Из этой схемы следует, что все усиленное транзисторами VT4 и

209

VT5 напряжение выделяется на сопротивлении нагрузки RН и вводится в цепь эмиттера транзистора VT4. Благодаря такой ОС свойства двухкаскадного усилителя на VT4, VT5 не отличаются от свойств составного эмиттерного повторителя (VT2, VT3) в верхнем плече.

Смещение в схеме на рис. 5.8, а создается постоянным током коллектора транзистора VT1 на последовательно включенных диодах. Этот ток задается напряжением смещения на базе транзистора VT1 и практически не зависит от сопротивлений, включенных в его коллекторную цепь.

Для улучшения раскачки оконечного каскада желательно, чтобы весь переменный ток коллектора VT1 поступал в базы транзисторов VT2 или VT4 и не ответвлялся в сопротивление R1. С этой целью нижнее плечо делителя выполняется из двух сопротивлений R1 и R2. Точка их соединения через конденсатор СР подключается к выходу усилителя. Благодаря тому что выходной каскад является сложным эмиттерным повторителем с коэффициентом усиления по напряжению, равным единице, переменные напряжения на верхнем и нижнем концах сопротивления R1 относительно общего провода оказываются равными по величине и имеют одинаковую фазу. В результате падение переменного напряжения на сопротивлении R1 становится равным нулю, т.е. выходной ток транзистора VT1 по R1 не протекает, а весь втекает в базы транзисторов VT2 и VT4. Чтобы цепь СР R2 дополнительно не нагружала выход усилителя, сопротивление R2 выбирается достаточно большой величины (в 10 – 100 раз больше сопротивления нагрузки). К СР предъявляются такие же требования, как и к обычному разделительному конденсатору.

Обычно усилитель мощности представляется в виде нескольких каскадов, непосредственно связанных между собой, охваченных единой обратной связью. Такой усилитель, который может выступать как самостоятельное устройство, представлен на рис. 5.9. В настоящее время эта схема усилителя мощности с теми или иными вариациями получила наибольшее распространение и используется в усилителях различной степени сложности в дискретном и интегральном исполнении.

210

R3

 

1

 

 

 

C1

 

 

VT3

 

E0

R1 R4

 

2

 

 

VT5

VT1

VT2

 

 

C4

 

 

 

C2

 

3

R7

R8

VT6

 

 

 

 

VT4

R14

RИ

 

R6

 

R12

 

 

 

 

R9

C6

EИ

 

 

 

 

VT7

 

 

 

 

 

R2

R5

C3

R10

VT8

 

 

 

 

C5

RH

 

 

 

 

R11

R13 R15

 

 

4

 

 

 

Рис. 5.9

Общие тенденции довольно ясно просматриваются в этой схеме. Оконечный каскад, выполняющий основное усиление по мощности, строится на одиночных или составных транзисторах по схеме с общим коллектором.

Эта схема удобна при работе на низкоомную нагрузку, дает малые нелинейные искажения, имеет широкую полосу пропускания, обладает большим входным сопротивлением, но требует для раскачки большой амплитуды входного сигнала. Правда, последнее требование выполняется довольно легко.

Каскад на транзисторе VT3 (см. рис. 5.9) может обеспечить очень большое усиление по напряжению (больше тысячи), благодаря тому что нагрузкой для него является большое входное сопротивление оконечного каскада. При таком усилении на эмиттерном переходе VT3, который является основным источником нелинейных искажений, действует сравнительно малая амплитуда сигнала. Нелинейные искажения в этом каскаде даже при значительных амплитудах выходного напряжения оказываются сравнительно небольшими.

211

Это позволяет строить каскад на VT3 даже без сопротивления в цепи эмиттера (без местной ООС).

 

 

1

 

С4

 

 

 

 

 

 

 

R3

2

VT1

VT3

VT5

 

R1

 

 

VT6

 

VT1

RИ

Е0

R7

 

 

С1

3

VT2

 

 

RИ

R2 R6

ЕИ

 

С6

 

R6

 

 

 

 

 

ЕИ

С3

4

R5

С3

RН

 

 

 

 

 

 

а

 

 

б

 

 

 

 

Рис. 5.10

 

 

Каскад на VT1 представляет собой еще один предварительный усилитель напряжения, выполненный на половине дифференциального каскада. Вторая половина задействована в петле отрицательной ОС по напряжению последовательной по входу, охватывающей все три каскада по переменному и постоянному току. Коэффициент петлевого усиления в ней равен произведению коэффициентов усиления каскадов на VT1 и VT3, коэффициента передачи оконечного эмиттерного повторителя, делителя напряжения на сопротивлениях R7 и R6, коэффициента передачи эмиттерного повторителя на транзисторе VT2 и зависит от сопротивления источника сигнала RИ. Эта петля обратной связи выделена на рис. 5.10, б. Большое усиление в петле позволяет получить очень глубокую обратную связь. В свою очередь глубокая отрицательная обратная связь по переменной составляющей позволяет снизить нелинейные искажения всего усилителя до сотых и даже тысячных долей процента. Эта же ООС по постоянной составляющей стабилизирует режим работы всех транзисторов.

Каскад на транзисторе VT3 (см. рис. 5.9) охвачен частотно-зависимой ООС по напряжению параллельной по входу, создаваемой конденсатором С3. Эта местная ООС сужает частотную характеристику петли обратной связи и устраняет возможность самовозбуждения усилителя мощности на высоких частотах.

212

Сопротивление R5 в схеме (см. рис. 5.9), особенно в усилителях, выполненных по интегральной технологии, заменяется генератором стабильного тока, как это обычно делается в дифференциальных каскадах. Такая замена повышает температурную стабильность усилителя и уменьшает чувствительность к синфазной помехе.

Входная часть усилителя мощности, ограниченная линией, проходящей по контактам 1 — 4, в отдельных случаях может быть заменена более простой схемой, представленной на рис. 5.10, а. Качественные показатели усилителя при этом ухудшаются незначительно.

Использование двухполярного источника питания, как в схеме на рис. 5.5, а, позволяет несколько упростить схему усилителя мощности (см. рис. 5.9). Прежде всего отпадает необходимость в конденсаторе С6, так как точка подключения нагрузки в этом случае имеет нулевой потенциал. Входная цепь усилителя

также упрощается. Постоянный потенциал базы транзистора VT1 не отличается от потенциала общего провода, следовательно, отпадает надобность в сопротивлениях делителя R1 и R2, что ведет к увеличению входного сопротивления усилителя. Если при этом источник сигнала не содержит постоянной составляющей, то конденсатор С1 также может быть исключен из схемы.

Как следует из рис. 5.5, в, амплитуда напряжения на нагрузке не может быть больше, чем Е0/2. Следовательно, мощность, отдаваемая в нагрузку рассматриваемыми усилителями мощности, не превышает величины

 

 

 

Е

0

2

 

 

 

E2

 

Р

2МАХ

≤

 

 

R

Н

=

0 .

(5.17)

2

2

 

 

 

 

 

8R Н

 

Для увеличения этой мощности необходимо повышать напряжение питания Е0, что не всегда возможно. Увеличить отдаваемую мощность можно путем использования мостовой схемы. В мостовой схеме обычно используют два усилителя мощности, подобных схеме, представленной на рис. 5.9. На рис. 5.11 представлена мостовая схема, в которой для простоты изображены только оконечные каскады.

В этой схеме нагрузка включается между выходами двух усилителей мощности, которые возбуждаются от симметричного источника сигнала.

213

 

R1

Е0

 

R8

 

 

VT1

VT3

 

ЕИ1

R4

RН

R6

ЕИ2

 

R2

 

 

R9

 

R5

 

R7

 

 

 

VT2

VT4

 

 

R3

 

 

R10

Рис. 5.11

Будем считать, что транзисторы открываются полностью при подаче на базу напряжения соответствующей полярности. Представим открытые транзисторы в виде замкнутых ключей, как и в случае, рассмотренном на рис. 5.5, в. При полярности сигналов, указанной на рис. 5.11, открытыми оказываются транзисторы VT1 и VT4, ток через нагрузку протекает слева направо, и на ней выделяется напряжение, равное Е0, с плюсом с левой стороны (для упрощения не учитывается падение напряжения на сопротивлениях R4, R5, R6, R7). Следующие полпериода открываются транзисторы VT2 и VT3. На нагрузке снова выделяется напряжение, равное Е0, но с полярностью, изменившейся на противоположную, так как ток через нее протекает уже справа налево. Таким образом, амплитуда напряжения на нагрузке в мостовой схеме стремится к величине Е0 (увеличивается в два раза). Выходная мощность в такой схеме приближается к значению

Р2 =

Е2

 

0

.

(5.18)

 

 

2R Н

 

Из сравнения (5.24) и (5.25) следует, что мостовая схема позволяет в четыре раза увеличить выходную мощность.

214

Бестрансформаторный усилитель мощности звуковых частот (стр. 1 из 4)

1) Введение

2) Исходные данные для проектирования

3) Общая теория и сведения

4) Расчет выходного каскада УМЗЧ

5) Расчет предоконечного каскада УМЗЧ

6) Расчет каскада предварительного усилителя

7) Расчет цепи отрицательной обратной связи

8) Расчет разделительных конденсаторов

9) Заключение о результатах проектирования

10) Список использованной литературы

1). Введение.

В данном курсовом проекте по дисциплине «Электронные цепи и приборы» производится расчет и выборка транзисторов для усилительного устройства, а также подвергнуть данное устройство детальной проработки.

В процессе выполнения курсового проекта необходимо составить принципиальную схему усилителя мощности звуковых частот (в ходе дальнейшего анализа — УМЗЧ), причем никаких ограничений на принципы ее построения и сложностей нет. Единственное условие – усилитель должен быть бестрансформаторным.

Используя приводимые расчетные соотношения и справочный материал , можно рассчитать несколько вариантов УМЗЧ без использования какой-либо другой литературы.

Выбор варианта задания на курсовое проектирование соответствует порядковому номеру студента в журнале группы.

Варианты задания на курсовое проектирование составлены в соответствии с требованиями ГОСТ.

При выполнении курсового проекта необходимо использовать справочную литературу, где приведены данные по основным параметрам резисторов, конденсаторов, диодов и транзисторов.

Среди возможных вариантов построения бестрансформаторных усилителей мощности наибольшее распространение получили усилители с использованием в двухтактном выходном каскаде эмиттерных повторителей на комплиментарных биполярных транзисторах (транзисторы структуры p-n-p и n-p-n с одинаковыми параметрами).

В различных модификациях усилителей используется дифференциальные каскады, операционные усилители. Наиболее высококачественные и мощные усилители работают от двух источников питания.

2)Исходные данные для проектирования

Выходная мощность (Вт) 6
Нижняя рабочая частота (Гц) 80
Верхняя рабочая частота (кГц) 8
Нестабильность напряжения на выходе (D%) 7
Сопротивление нагрузки (Ом) 16
Напряжение источника питания (В) 9
Внутреннее сопротивление источника сигнала (Rн, кОм) 3

3)Общая теория и сведения.

Входной сигнал подается на предоконечный усилитель (УС) и затем через цепь создания начального смещения (СМ) на выходные эмиттерные повторители, работающие в режиме класса АВ. При использовании комплементарных транзисторов отпадает нужда в фазоинверсном каскаде. Параметры элементов цепи смещения обычно термозависимы, т.е. сама цепь является частью схемы термокомпенсации тока покоя выходного каскада. Далее сигнал через элемент связи (ЭС) в виде переходного конденсатора (если используется один источник питания) или непосредственно (если используются два источника питания) подается на звукопроизводящее устройство.

УМЗЧ – это усилитель, в котором обычно используются непосредственные связи между каскадами и нагрузкой, а в некоторых случаях используется и емкостная связь с нагрузкой. Для обеспечения высокой стабильности работы выходного каскада и улучшения качественных показателей усилителя он весь охватывается цепью отрицательной обратной связи (ООС). По этой причине для обеспечения устойчивости усилителя число каскадов обычно не превышает двух-трех.

В реальном усилителе могут включаться различные цепи коррекции. Для ознакомления с такими схемотехническими решениями необходимо проработать приведенную литературу.

Промышленностью освоен выпуск УМЗЧ на мощности до 20-50 Вт в виде интегральных схем, на дискретных элементах, а также в виде смешанных конструкций. Наиболее высококачественные усилители выполняются на дискретных элементах, поскольку в таком варианте легче удается подобрать выходные транзисторы с близкими параметрами, обеспечить оптимальный режим работы каскадов и использовать транзисторы с заметно большей граничной частотой

, чем транзисторы интегральных схем. Это, в свою очередь, позволяет применять и более глубокую ООС.

Существует несколько стандартных схемотехнических решений УМЗЧ. На рис.2 и рис.3 приведены две простейшие схемы усилителей мощности, имеющих один источник питания.

Транзистор VT1 (рис.2) включен по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Каскад на основе VT1 охвачен местной последовательной ООС по току за счет падения напряжения сигнала на R4. Весь УМЗЧ, включая VT1, охвачен общей последовательной ООС по напряжению за счет R5, R4 и С1. Позднее будет показано, что сопротивление R5 много больше R4, а сопротивление С1 пренебрежимо мало. Коэффициент усиления каскада на VT1 незначителен, так как в каскаде действует ООС, а нагрузкой в основном является низкое входное сопротивление VT2.

Основное усиление обеспечивается за счет каскада на VT2, включенном по схеме с ОЭ. Его нагрузкой являются R7 и выходное сопротивление эмиттерного повторителя. За счет терморезистора R6 обеспечивается начальное смещение для эмиттерных повторителей (ЭП) на VT3 и VT4, которые поочередно работают почти от полного открывания до полного закрывания.

У ЭП коэффициент усиления по напряжению

.

Поэтому с целью наиболее полного использования напряжения питания VT2 работает также в режиме от почти полного открывания до почти полного закрывания. Однако и при этом оконечные транзисторы VT3 и VT4 недоиспользуются по напряжению питания и отдаваемой мощности, что снижает коэффициент полезного действия (КПД) усилительного каскада.

На рис.2 условно показаны осциллограммы для переменной составляющей сигнала в отдельных точках анализируемой схемы. При поступлении первого положительного полупериода сигнала на VT3 и VT4 ток VT3 увеличивается, а ток VT4 уменьшается. Импульсный выходной ток VT3

(штрих-пунктир) проходит через С2 и сопротивление нагрузки

. Конденсатор заряжается до напряжения Ео/2. Полярность указана на схеме. Во время второго отрицательного полупериода сигнала С2 разряжается через открытый транзистор VT4 и нагрузку импульсом тока

~.

Для наиболее полного использования напряжения источника питания в режиме покоя напряжение в точке А должно быть равным 0,5Ео. Его стабильность зависит от глубины общей ООС по постоянному току. Поэтому выход усилителя непосредственно соединяется с первым каскадом через R5.

Глубина ООС по переменному току определяется заданным коэффициентом усиления, коэффициентом нелинейных и частотных искажений, нестабильностью напряжения на выходе. Коэффициент передачи цепи ООС по переменному току задается подбором сопротивлений резисторов R4 и R5. В этом случае емкость конденсатора С1 должна выбираться такой, чтобы его сопротивление на нижней рабочей частоте было бы много меньше сопротивления R4.

Схема усилителя проста, но всегда имеет место спад амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в области нижних частот за счет С2 и есть некоторая асимметрия плеч выходного сигнала. Ток покоя VT4 несколько больше тока VT3. Через транзистор VT4 протекает и ток покоя VT1 (штриховая линия на рис.2). Еще один недостаток состоит в том, что расчетная величина сопротивления резистора R7 оказывается достаточно малой, поскольку она однозначно определяется режимами работы VT2, VT4 по постоянному току. Напряжение в точке В равно (

) = 0,5Ео, а ток покоя VT2 определяется амплитудой выходного тока ЭП и током, протекающим через R7. Амплитуды сигналов возбуждения VT3 и VT4 несколько отличны за счет падения напряжения сигнала на R7.

Несколько лучшими показателями отличается более сложный усилитель, схема которого представлена на рис.3. Принцип ее работы аналогичен. Остановимся лишь на отличиях.

Первое отличие состоит в том, что в качестве элемента схемы термокомпенсации тока покоя вместо терморезистора R6 (см. рис.2) используются диоды VD1 и VD2. Они крепятся непосредственно на радиатор одного из выходных транзисторов. При увеличении температуры диода его вольт-амперная характеристика (ВАХ) смещается влево примерно на уровень 2,2 мВ/°С (рис.4).

Рис.3

Токи покоя баз транзисторов VT4 и VT5 в несколько десятков раз меньше тока покоя коллектора VT3. Поэтому ток диода можно считать практически постоянным, величина которого определяется режимом работы транзистора VT3. В случае повышения температуры радиаторов транзисторов VT4 и VT5 падение напряжения ни диоде уменьшается

(см.рис.4). Соответственно призакрываются выходные транзисторы. По причине схожести изменения ВАХ диода и входной характеристики транзистора последнее решение оказывается более эффективным, чем использование терморезистора.

Считается, что в первом каскаде используется дифференциальный каскад. Это не совсем так, хотя графическое сходство имеется. В данном случае проще полагать, что на эмиттер транзистора VT1 также, как и в схеме представленной на рис. 2. Подается сигнал по цепи общей ООС, но через эмиттерный повторитель, собранный на VT2. т.е. в цепь ООС включен активный элемент. Ток покоя VT1 протекает через R4, а не через выходной транзистор. В этом случае улучшается симметрия плеч выходного каскада.

Бестрансформаторные усилители мощности — КиберПедия

Навигация:

Главная Случайная страница Обратная связь ТОП Интересно знать Избранные

Топ:

Установка замедленного коксования: Чем выше температура и ниже давление, тем место разрыва углеродной цепи всё больше смещается к её концу и значительно возрастает…

Определение места расположения распределительного центра: Фирма реализует продукцию на рынках сбыта и имеет постоянных поставщиков в разных регионах. Увеличение объема продаж…

Марксистская теория происхождения государства: По мнению Маркса и Энгельса, в основе развития общества, происходящих в нем изменений лежит. ..

Интересное:

Влияние предпринимательской среды на эффективное функционирование предприятия: Предпринимательская среда – это совокупность внешних и внутренних факторов, оказывающих влияние на функционирование фирмы…

Наиболее распространенные виды рака: Раковая опухоль — это самостоятельное новообразование, которое может возникнуть и от повышенного давления…

Искусственное повышение поверхности территории: Варианты искусственного повышения поверхности территории необходимо выбирать на основе анализа следующих характеристик защищаемой территории…

Дисциплины:

Автоматизация Антропология Археология Архитектура Аудит Биология Бухгалтерия Военная наука Генетика География Геология Демография Журналистика Зоология Иностранные языки Информатика Искусство История Кинематография Компьютеризация Кораблестроение Кулинария Культура Лексикология Лингвистика Литература Логика Маркетинг Математика Машиностроение Медицина Менеджмент Металлургия Метрология Механика Музыкология Науковедение Образование Охрана Труда Педагогика Политология Правоотношение Предпринимательство Приборостроение Программирование Производство Промышленность Психология Радиосвязь Религия Риторика Социология Спорт Стандартизация Статистика Строительство Теология Технологии Торговля Транспорт Фармакология Физика Физиология Философия Финансы Химия Хозяйство Черчение Экология Экономика Электроника Энергетика Юриспруденция

⇐ ПредыдущаяСтр 5 из 5

В настоящее время наибольшее распространение находят бестрансформаторные усилители мощности. Рассмотрим двухтактный усилитель мощности на биполярных транзисторах различного типа проводимости (комплементарный эмиттерный повторитель, усилитель с дополнительной симметрией) (рис. 2.10). Транзисторы усилителя работают в режиме класса В. При поступлении на вход усилителя положительной полуволны напряжения uвх транзистор Т1 работает в режиме усиления, а транзистор Т2 – в режиме отсечки. При поступлении отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями.

Рис. 2.10. Бестрансформаторный двухтактный усилитель мощности

Для уменьшения нелинейных искажений обеспечивают некоторое начальное смещение на входах транзисторов и тем самым переводят их в режим класса АВ (рис. 2.11). При этом коэффициент полезного действия несколько уменьшается.

Рис. 2.11. Двухтактный усилитель АВ-класса

Рассмотрим двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем (рис. 2.12). В схеме использована общая отрицательная обратная связь (резисторы R1 и R2), охватывающая оба каскада (на операционном усилителе и на биполярных транзисторах), благодаря которой схема создает настолько малые нелинейные искажения, что часто не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах Т1 и Т2.

Рис. 2.12. Двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем

Поскольку напряжение на нагрузке Rн примерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе всего усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ.

Бестрансформаторный усилитель мощности с дополнительной симметрией (рис. 2.13), являющийся двухтактным усилителем, обычно собирают из транзисторов разных типов электропроводности: T2 — типа p—n—p и T3 — типа n—p—n.

Рис. 2.13. Схема бестрансформаторного усилителя мощности с дополнительной симметрией

 

Транзисторы часто включают по схеме с общим коллектором, так как это обеспечивает минимальное выходное сопротивление, что особенно важно при работе на низкоомное нагрузочное устройство. Независимо от схемы включения, транзисторы должны быть подобраны одинаковыми. Диоды Д1, Д2 и резисторы R1, R2 обеспечивают выбранный режим работы транзисторов T2, T3, а также осуществляют параметрическую температурную стабилизацию. Конденсатор C1 разделяет по постоянному току источник сигнала и входную цепь усилителя мощности, а конденсатор C3 — нагрузочный резистор и эмиттерные цепи транзисторов.

На базы транзисторов воздействует одно и то же переменное напряжение uк1 (падением напряжения на диодах пренебрегаем). Однако в силу различной структуры транзисторов токи в их цепях противофазны. Нагрузочный резистор Rн подключен к общей точке транзисторов, поэтому переменные токи в нем имеют одно и то же направление, а результирующий ток в два раза превышает переменный ток одного транзистора. Бестрансформаторный усилитель мощности с дополнительной симметрией может работать как в режиме A, так и в режиме B. Основное его преимущество — отсутствие выходного и входного трансформаторов, что особенно важно для портативной аппаратуры. Недостаток его — трудность подбора одинаковых транзисторов разных типов: p—n—p и n—p—n.

 

 

 

⇐ Предыдущая12345

Папиллярные узоры пальцев рук — маркер спортивных способностей: дерматоглифические признаки формируются на 3-5 месяце беременности, не изменяются в течение жизни…

Опора деревянной одностоечной и способы укрепление угловых опор: Опоры ВЛ — конструкции, предназначен­ные для поддерживания проводов на необходимой высоте над землей, водой…

Кормораздатчик мобильный электрифицированный: схема и процесс работы устройства…

Общие условия выбора системы дренажа: Система дренажа выбирается в зависимости от характера защищаемого…



Схемы двухтактных бестрансформаторных усилителей — Студопедия

Поделись  


В транзисторных усилителях мощности для согласования низкоомной нагрузки и выходного сопротив­ления можно не использовать трансформаторы (рис. 62, 63). Основными достоинствами этих усилителей является отсутствие согласую­щего трансформатора, так как выходное сопротивление тран­зисторов, включенных с ОК, мало, и управ­ление двумя транзисторами общим сигналом.

Схема усилителя мощности на двух транзисторах противо­положных типов электропроводности, но с одинаковыми пара­метрами (комплементарная пара) показана на рис. 62. Режи­мы транзисторов по постоянному току задаются базовым дели­телем R1R2 и выбираются такими, чтобы потенциал U0 общей точки транзисторов был равен напряжению Ек. В этом случае постоянного тока в нагрузке не будет.

Входной сигнал Uc через разделительный конденсатор С од­новременно поступает на базы транзисторов VT1 и VT2. Поло­жительный полупериод 1 сигнала увеличивает ток базы тран­зистора VT1 и уменьшает ток базы транзистора VT2. При этом увеличивается ток коллектора транзистора VT1 и уменьшается ток коллектора транзистора VT2, что равносильно появлению в этих токах переменных составляющих, которые совпадают по направлению и суммируются в нагрузке. В полупериод 2 увели­чиваются базовый и коллекторный токи транзистора VT2, а эти токи транзистора VT1 уменьшаются. В нагрузке вновь происхо­дит сложение переменных составляющих токов коллекторов, т. е. образуется второй полупериод выходного напряжения. Так бестрансформаторные усилители работают в режиме А.

Рисунок 62 – Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности с двумя ИП

Кроме того, они могут работать в режимах В и АВ.

Схема усилителя с одним источником питания показана на рис. 63. Каскад на транзисторе VT3 обеспечивает двухтактный режим работы выходных транзисторов VT1 и VT2. Резисторы R1 и R2 задают режим работы транзисторов по постоянному току.

При приходе отрицательной полуволны Uвх ток коллектора VT3 увеличивается, что приводит к увеличению напряжения на базах транзисторов VT1 и VT2. При этом VT2 закрывается, а через VT1 протекает ток коллектора по цепи: +Uп, переход К-Э VT1, С2 (при этом заряжается), Rн, корпус.

При приходе положительной полуволны Uвх VT3 подзакрывается, что приводит к уменьшению напряжения на базах транзисторов VT1 и VT2 – VT1 закрывается, а через VT2 протекает ток коллектора по цепи: +С2, переход Э-К VT2, корпус, Rн, -С2.

Таким образом обеспечивается протекание тока обоих полуволн входного напряжения через нагрузку. Для согласования выходных сопротивлений транзисторов и сопротивления нагрузки, транзисторы VT1 и VT2 включены по схеме с общим коллектором.

Рисунок 63 – Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности с одним ИП

Для современных силовых электронных устройств характерно широкое использование интег­ральных схем, позволяющее снять ограничения на сложность электронной схемы, не вызывая увеличения объема и массы устройства. Это, в свою очередь, ведет к улучшению качественных характеристик электронных устройств.

Типовая схема включения интегральной микросхемы К174УН7 показана на рис. 64.

Рисунок 64 — Типовая схема включения ИМС К174УН7

Входной сигнал поступает на вывод 8 микросхемы с движка потенциометра R1 — регулятора громко­сти, а нагрузка подключается к выводу 12 через разделительный конденсатор С8, предотвращающий попадание в нее постоянного напряжения. Корректирующая цепь С2, R2 обеспечивает пере­дачу сигнала ООС с выхода усилителя на его вход, а цепь С4, С5, С7, R4 служит для коррекции АЧХ частотозависимой ООС с выхода усилителя на вход одного из его промежуточных кас­кадов. При неравно­мерности амплитудно-частотной характеристики не более 3 дБ полоса пропускания усилителя равна от 40 Гц до 20 кГц; напря­жение источника питания +18 В.

В последнее десятилетие в схе­мотехнике усилителей мощности звуковых частот (УМЗЧ) получили развитие два взаи­моисключающих направления:

— улучшение субъективного качества воспроизведения звука, как прави­ло, за счёт уменьшения экономич­ности (КПД) усилителя;

— повышение экономичности усили­теля и уменьшение его размеров при сохранении высоких качест­венных показателей.

Первое направление характерно использованием в выходных каска­дах УМЗЧ мощных полевых транзи­сторов и радиоламп (Hi-End), рабо­тающих очень часто в режимах клас­са А. Второе направление характерно для носимой и автомобильной звуко­воспроизводящей аппаратуры. Имен­но в реализации этого направления широко используются усилители класса D, а в высококачественной зву­ковоспроизводящей стационарной аппаратуре класс D используется ча­ще всего в усилителях для сабвуфера.

Как уже говорилось, всего существует пять основных классов режимов работы активных элементов (транзисторов или ламп).

Режим работы класса А

Активный элемент (транзистор или лампа) открыт весь период сиг­нала. Усилители мощности класса А вносят минимальные искажения в усиливаемый сигнал, но имеют очень низкий КПД. Они используются в однотактных и двухтактных УМЗЧ, где особенно важно, чтобы уро­вень нелинейных искажений был низким. Усилители класса А — самые дорогие.

Режим работы класса В

Активный элемент (транзистор или лампа) открыт только один полу­период входного сигнала. Усилители класса В имеют высокий КПД, но и коэффициент нелинейных искаже­ний у них заметно выше.

Режим работы класса АВ

Активный элемент (транзистор или лампа) в этом режиме открыт один полупериод полностью и часть друго­го полупериода входного сигнала. Ре­жим класса АВ — это нечто среднее ме­жду классами А и В. Усилители класса АВ имеют более высокий КПД, чем усилители клас­са А, но вносят в сигнал меньшие нелинейные ис­кажения, чем усилители класса В. Это наиболее распространенный класс массовых УМЗЧ.

Режим работы класса D

В режиме работы класса D происходит преобразо­вание входного сигнала в импульсы прямоугольной формы одинаковой амплитуды, длитель­ность которых пропорциональна значению сигнала в каждый задан­ный момент времени (т.н. ШИМ — широтно-импульсная модуляция). Ак­тивные элементы выходного каскада при этом работают в ключевом режи­ме и имеют два состояния: транзи­стор или заперт, или полностью открыт. Усилители класса D имеют максимальный КПД, т.к. основные по­тери энергии на выходных мощных ключах происходят только в момент переключения, в открытом состоя­нии потери энергии минимальны и будут тем меньше, чем меньше сопро­тивление открытого ключа. Обычные усилители класса D имеют КПД более 90% и достаточно большой коэффи­циент нелинейных искажений (око­ло 10%), но применение новых тех­нологий позволяет снизить коэффициент не­линейных искажений до долей про­цента. Это заметно расширило об­ласть применения класса D в совре­менных УМЗЧ.

Основные принципы работы УМЗЧ класса D

Принципиальная схема простейше­го УМЗЧ класса D показана на рис. 65. Он состоит из широтно-импульсного модулятора (ШИМ) на транзи­сторе Q1, двухтактного мощного транзисторного ключа Q2, Q3 и фильтра нижних частот (ФНЧ), кото­рый отфильтровывает импульсные высокочастотные составляющие то­ка через громкоговоритель.

Делитель на резисторах R1 и R2 задаёт напря­жение смещения Q1 и симметрию всей схемы. R4, С4 — цепь эмиттерной термостабилизации этого транзистора. С1 — конденсатор филь­тра питающего напряжения. С5, R5, L1, С6 — фильтр нижних частот (ФНЧ). С7 — разделительный конден­сатор.

В состав усилителя класса D входит также генератор треугольного или пилообразного напряжения. Частота работы этого генератора лежит, как правило, в пределах 200…600 кГц. Размах «пилы» от гене­ратора и коэффициент усиления кас­када на Q1 выбраны так, чтобы вы­ходные транзисторные ключи Q2 и Q3 открывались попеременно до на­сыщения при переходе напряжения «пилы» через ноль.

Рисунок 65 — Принципиальная схема простейшего УМЗЧ класса D

Эпюры напряже­ний, поясняющие работу этой схемы, показаны на рис. 66. До момента вре­мени t1 (см. рис. 66) звуковой сигнал на входе отсутствует. «Пила» абсолютно симметрична, и на эмиттерах транзи­сторов Q2 и Q3 образуются симмет­ричные прямоугольные импульсы — меандр. При подаче на вход усилителя сигнала НЧ «пила» будет смещаться вверх или вниз. Изменятся моменты отпирания транзисторов и, как следст­вие, длительность выходных импуль­сов и пауза между ними (см. рис. 66). Эти параметры будут изменяться по закону входного низкочастотного (звукового) сигнала. Полученный им­пульсный сигнал с переменной скважностью называют широтно-импульсным, или ШИМ-сигналом, а процесс его получения — широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). ШИМ-сигнал содержит НЧ-составляющую, по форме повторяющую мо­дулирующий сигнал. Если ШИМ-сиг­нал с выхода транзисторных ключей пропустить через ФНЧ, то он пропус­тит эту составляющую на громкого­воритель и подавит ВЧ-составляющие ШИМ-сигнала. За счёт неполно­го подавления ВЧ-составляющей переменное напряжение на громко­говорителе будет несколько изрезан­ным, что можно увидеть на увеличен­ном фрагменте к нижнему графику рис. 66.

Рисунок 66 — Эпюры напряжений простейшего УМЗЧ класса D

Усилители класса D на биполярных транзисторах ушли в прошлое. Осно­вой современного УМЗЧ класса D яв­ляются мощные ключи на МДП-транзисторах, отличающиеся высоким быстродействием и низким сопро­тивлением канала в открытом со­стоянии. При использовании таких транзисторов в ключевом режиме достигается высокий КПД. Специализи­рованные микросхемы, называемые драйверами, обеспечивают управление внешними ключами на МДП-транзисторах.

Следующим этапом в развитии УМЗЧ класса D стало создание мик­росхем, в которые интегрирован не только драйвер, но и выходные клю­чи на МДП-транзисторах. Именно к таким микросхемам относятся МР7720 фирмы MPS (Monolithic Power Systems).

Микросхема УМЗЧ МР7720

УМЗЧ на этой микросхе­ме имеет номинальную мощность 20 Вт при сопротивлении нагрузки 4 Ом и напряжении питания 24 В. Диапазон воспроизводимых частот -20 Гц….20 кГц. Он имеет КПД 90% при нелинейных искажениях не более 0,1% для всего диапазона частот и выходной мощности 1 Вт (0,06…0,07% для частоты 1 кГц). Напряжение питания 7,5…24 В.

В микросхему встроены два выходных ключа на МДП-транзисторах, которые включены последовательно по пита­нию (полумост). Типовая принципи­альная схема УМЗЧ класса D на микро­схеме МР7720 изображена на рис. 67, а назначение выводов этой микросхемы приведено в таблице 3.

Рисунок 67 — Принципиальная схема УМЗЧ класса D на микросхеме МР7720

Таблица 3 — Назначение выводов микросхемы МР7720

Схема включения этой микро­схемы очень напоминает ОУ или УМЗЧ на микросхемах, которые ра­ботают в привычных режимах клас­сов А, В или АВ. Микросхема U1 МР7720 имеет дифференциальный вход (выводы 1 и 2), его положитель­ный (неивертирующий) вывод в дан­ной схеме используется как вход на­пряжения смещения, который задаёт режим микросхемы, а главное — сим­метрию схемы. Напряжение смеще­ния на неивертирующем входе (вы­вод 1) должно быть равно половине напряжения питания, оно формиру­ется делителем R3, R2. Конденсатор С2 блокирует этот вывод по перемен­ному напряжению. Следует заметить, что асимметрия схемы может при­вести к увеличению нелинейных ис­кажений и даже к перегреву одного из выходных ключей и выходу мик­росхемы из строя. Входной сигнал поступает на инвертирующий вход микросхемы (вывод 2) через разде­лительный конденсатор С1 и ограни­чивающий резистор R1. Коэф­фициент усиления по напряжению микро­схемы определяется соотношением номи­налов резисторов це­пи ООС R1 и R4 и мо­жет быть рассчитан по формуле: KU=R4/R1.

Для повышения раз­маха выходных импуль­сов микросхемы используется известная по обычным двухтактным бестрансформаторным усилителям схема повышения КПД с конденсатором вольтодобавки С7, ко­торый включён между выходом (выво­дом 7) и входом цепи вольтодобавки (вывод 5). Для защиты внутренних цепей мик­росхемы от перегрузки параллельно С7 подключён стабилитрон D2 с на­пряжением стабилизации 6,2 В. Для выделения усиленного сигнала и по­давления высокочастотных импульс­ных составляющих в нагрузке к вы­ходу (вывод 7) подключён ФНЧ, со­стоящий из дросселя L1 и конденса­тора С8. Конденсатор С9 — раздели­тельный.

Диод Шоттки D1 гасит ин­дукционные токи и выбросы ЭДС, возникающие в L1 в моменты пере­ключения выходных ключей, когда оба ключа заперты. Частота ШИМ-преобразования задаётся цепью об­ратной связи R4, СЗ, и при указанных на схеме номиналах она составляет 600 кГц. При большей частоте увеличиваются потери мощности, а при меньшей — нелинейные искажения. С4 — конденсатор ООС по высокой частоте. Конденсаторы Сб, С5 — раз­вязывающие фильтра питания.



Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности

Усилители мощности — это выходные оконченные каскады, к которым подключается внешняя нагрузка. В режимах класса В и АВ усилитель мощности выполняют по двухтактной схеме с использованием двух транзисторов. Каждый из транзисторов служит для усиления соответствующей полуволны входного сигнала. Выходной двухтактный каскад при этом имеет более высокий к.


Поиск данных по Вашему запросу:

Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

  • Усилители мощности и их классификация
  • Бестрансформаторный двухтактный усилитель мощности для радиоприемника
  • Расчёт двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности
  • Please turn JavaScript on and reload the page.
  • Схема и принцип работы усилителя мощности на транзисторах
  • Двухтактный выходной бестрансформаторный каскад

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Усилитель мощности звуковой частоты. Часть 1. Схемотехника.

Усилители мощности и их классификация


Требуемое максимальное значение коллекторного тока 3. Минимальное напряжение в цепи коллектор — эмиттер определим по выходным характеристикам транзисторов. Остаточное напряжение Uост должно отсекать нелинейную часть характеристик. Выбираем мощные транзисторы Т1 и Т3 по значению отдаваемой мощности Р и максимальному напряжению на коллекторе.

Подходящими транзисторами с противоположным типом проводимости так называемой комплиментарной парой являются транзисторы типа КТБ и КТБ. Потенциал базы транзистора Т2 в состоянии покоя выберем, исходя из необходимого начального тока через транзисторы Т2 и Т3 и вида входных характеристик.

Пусть Iк. Примем ток делителя Iд равным 8 мА, тогда 8 Рассчитываем каскад предварительного усиления на транзисторе Т1. Проектирование автоматического измерителя артериального давления Важным компонентом клинического мониторинга, определяющим состояние сердечнососудистой системы и организма в целом, является контроль кровяного давления.

Построение проверяющих и диагностических тестов К системам железнодорожной автоматики, телемеханики и связи ЖАТС предъявляют высокие требования по надежности работы. В то же время системы ЖАТС об Ошибки позиционирования GPS-приемников в условиях полярных геомагнитных возмущений Определение своего положения с помощью GPS навигатора, отдельного прибора, или устройства, встроенного в карманный компьютер или сотовый тел Разделы сайта Главная Электроника: интересно и познавательно Организация производства радиоэлектронной техники Телефонные переговоры по технологии IP-телефонии Информационно-компьютерная система службы видеонаблюдения Физические основы электроники Автоматические системы управления Цифровые устройства и приемники.

Расчёт двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности.


Бестрансформаторный двухтактный усилитель мощности для радиоприемника

Исходные данные. Рассчитать усилитель звуковой частоты. Uвх, мВ. Теоретическая часть.

Такие каскады называют двухтактными усилителями мощности. Причем они Рис. Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности.

Расчёт двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности

Рассмотрим двухтактный усилитель мощности на биполярных транзисторах различного типа проводимости комплементарный эмиттерный повторитель, усилитель с дополнительной симметрией рис. Так как напряжение между базой и эмиттером открытого транзистора мало около 0,7 В , напряжение uвых близко к напряжению u вх. Однако выходное напряжение оказывается искаженным из-за влияния нелинейностей входных характеристик транзисторов. Для рассматриваемого усилителя максимально возможная амплитуда напряжения на нагрузке U m равна Е. Рассмотрим двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем рис. В схеме использована общая отрицательная обратная связь резисторы R 1 и R 2 , охватывающая оба каскада на операционном усилителе и на биполярных транзисторах , благодаря которой схема создает настолько малые нелинейные искажения, что часто не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах T 1 и Т 2. Поскольку напряжение на нагрузке R H примерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе всего усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ. Save my name, email, and website in this browser for the next time I comment.

Please turn JavaScript on and reload the page.

Бестрансформаторные УМ низкой частоты реализуют по двухтактным схемам на транзисторах, как типа p—n—p , так и типа n—p—n рис. Каскады, в которых использованы транзисторы с разным типом проводимости и близкими параметрами, называются каскадами с дополнительной симметрией, а соответствующую пару транзисторов называют комплементарной. Двухтактные УМ могут иметь два раздельных или один общий вход, а также два или один источника питания. В схеме двухтактного УМ, приведенного на рис.

В этом каскаде транзисторы используются в схеме с общим коллектором, при которой коэффициент передачи по напряжению близок и несколько меньше 1.

Схема и принцип работы усилителя мощности на транзисторах

Принципиальная схема ДТУМ представлена на рис. Транзисторы включены по схеме с ОК, имеется внутренняя отрицательная обратная связь. Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности Расчет схемы производится для одного плеча и последовательность расчета следующая. Расчет первой пары транзисторов. По заданным величинам и определяем амплитудные значения тока и напряжения в нагрузке по формулам 2. Определяем напряжение питания по формуле Напряжение на данном этапе расчета принимается равным , после выбора транзистора и построения нагрузочной прямой по переменному току может быть уточнено.

Двухтактный выходной бестрансформаторный каскад

Бестрансформаторный усилитель мощности может работать как в режиме А, так и в режиме В. В бестрансформаторных усилителях мощности необходимо, чтобы разнотипные транзисторы имели строго одинаковые параметры. Основное преимущество бестрансформаторного усилителя мощности — отсутствие выходного и входного трансформаторов, что особенно важно для портативной аппаратуры. Сейчас все больше применяются бестрансформаторные усилители мощности. Их выполняют на дискретных элементах и в микроэлектронном виде.

Рассмотрим двухтактный усилитель мощности с трансформаторной связью (рис. 40). Двухтактные бестрансформаторные усилители мощности.

Конструкция транзисторного усилителя НЧ низких частот предполагает наличие нескольких усилительных транзисторных каскадов минимум При этом есть один выходной последний в цепочке и один или несколько предварительных каскадов. Предварительные каскады обеспечивают увеличение напряжения звуковых частот до того уровня, который требуется для нормального функционирования выходного каскада.

Компьютерные сети Системное программное обеспечение Информационные технологии Программирование. Все о программировании Обучение Linux Unix Алгоритмические языки Аналоговые и гибридные вычислительные устройства Архитектура микроконтроллеров Введение в разработку распределенных информационных систем Введение в численные методы Дискретная математика Информационное обслуживание пользователей Информация и моделирование в управлении производством Компьютерная графика Математическое и компьютерное моделирование Моделирование Нейрокомпьютеры Проектирование программ диагностики компьютерных систем и сетей Проектирование системных программ Системы счисления Теория статистики Теория оптимизации Уроки AutoCAD 3D Уроки базы данных Access Уроки Orcad Цифровые автоматы Шпаргалки по компьютеру Шпаргалки по программированию Экспертные системы Элементы теории информации Главная Тексты статей Добавить статьи Контакты Расчет схемы двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности Дата добавления: ; просмотров: ; Нарушение авторских прав. Для нормальной работы двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности необходимо включение предоконечного каскада. На рис.

Методы расчета усилителя мощности низкой частоты.

Всем доброго времени суток! В прошлом посте я рассказал про некоторые характеристики входных транзисторных усилителей включённых по схеме с общим эмиттером и с общим коллектором. Ниже я расскажу о выходных и предоконечных каскадах усиления на транзисторах. Прежде всего, выходные каскады предназначены для создания необходимой мощности в нагрузке усилителя. Вообще же не всякий усилитель является усилителем мощности. Что бы усилитель считался таким необходимо, чтобы выходная мощность усиленного сигнала была сопоставима с мощностью, которую подводят от источника питания. Усилители мощность в большинстве случаев работают в режиме класса усиления B или AB, но встречаются также и выходные усилители работающие в классе А особенно в маломощной переносной аппаратуре.

В этом случае постоянного тока в нагрузке не будет. При этом увеличивается ток коллектора транзистора VT1 и уменьшается ток коллектора транзистора VT2, что равносильно появлению в этих токах переменных составляющих, которые совпадают по направлению и суммируются в нагрузке. Так бестрансформаторные усилители работают в режиме А. Схема усилителя с одним источником питания показана на рис.


PA-4300DX-48V Купить Цифровой усилитель мощности / Бестрансформаторный

  • Системы громкой связи
  • Усилители мощности
  • Цифровые усилители мощности
  • ПА-4300ДХ

PA-4300DX

PA-4300DX


НОВИНКА! Цифровой усилитель мощности PA-4300DX isa 4-канальный усилитель мощности с 4 x 300 / 2x 600 Вт мощности за счет разделения мощности, четыре независимых выхода громкоговорителей 100 В, IEC 268-3 и блок питания 230В/AC и 24В DC в корпусе 1U.

Общая выходная мощность системы составляет 1,2 кВт

— и это при весе всего 5,9 кг!

Сверхлегкий блок питания без трансформатора: Малый вес облегчает транспортировку полностью укомплектованных 19-дюймовых кабинетов и позволяет «обслуживать одного человека» при обслуживании чрезвычайно мощной системы .

Каждый модуль усилителя мощности имеет отдельный аудиовход . Каждому из этих входов может быть назначен собственный сигнал NF .

Каждый модуль усилителя имеет собственный импульсный источник питания . В случае неудачи, т.е. блока усилителя мощности или импульсного источника питания, оставшиеся каналы усилителя, таким образом, не затрагиваются отказом (автономная установка) .

Усилитель мощности имеет плавающих и бестрансформаторных 4 х 100В прямых выхода без выходного трансформатора.

Контакты управления расположены на задней панели усилителя мощности: StandBy IN, StandBy THRU, выход индикатора неисправности.

Усилитель мощности имеет различных схем защиты , таких как защита от короткого замыкания, защита от постоянного напряжения, защита от перегрузки и защита от радиопомех, контроль вентилятора с автоматическим отключением системы в случае ухудшения.

При полной работе усилитель мощности имеет КПД более 90% и, следовательно, особенно энергоэффективен . Активная резервная схема обеспечивает низкое энергопотребление.

Усилитель мощности имеет выход неисправности через беспотенциальный контакт .

Светодиодные дисплеи предоставляют информацию о сигналах и рабочих состояниях, таких как вход сигнала и защита.

Четыре терморегулируемых вентилятора обеспечивают эффективное охлаждение усилителя при непрерывной неограниченной работе и полной производительности.

Усилитель был разработан для использования в диапазоне общедоступных адресов , т.е. для озвучивания офисных зданий, торговых центров, супермаркетов, баров и общественных помещений, для работы с акустической линией 100В .

Устройства соответствуют Директиве по электромагнитной совместимости 89/336/EEC и Директиве по низкому напряжению 73/23/EEC.

Рис.: Пример применения

Специальные


  • Цифровой усилитель мощности ELA 100 В
  • 4 x 300 / 2 x 600 Вт мощности за счет разделения питания
  • Общая выходная мощность системы составляет 1,2 кВт — и это при весе всего 5,9 кг!
  • Низкая высота: 1 ЕВ
  • Вес только прибл. 6 кг
  • Бестрансформаторный без замыкания на землю
  • Чрезвычайно мощный
  • Терморегулируемый вентилятор
  • Энергосбережение за счет активного режима ожидания
  • Выходной контакт для сообщений об ошибках
  • Выходная мощность и схемы защиты согласно IEC 268-3
  • КПД более 90% при полной эксплуатации
  • Защита от короткого замыкания, защита от постоянного напряжения, защита от перегрузки, защита от радиопомех, контроль вентилятора
  • Функция SLEEP в аварийном режиме
  • Светодиодные индикаторы спереди

ТЕХНОЛОГИИ: Цифровой
БРЕНД: ФЕНИКС Профессиональное аудио
ФУНКЦИИ: Бестрансформаторный цифровой усилитель мощности класса D
МОНТАЖ: 19 дюймов (1U)
СЕРИИ: ФЕНИКС серии PA-DX

Технические детали

Рабочее напряжение переменного тока 190–265 В при 50/60 Гц
Рабочее напряжение постоянного тока 21,5-28,5В
Размер 484 х 330 х 44 мм
Частотная характеристика 65 Гц — 20 кГц (+/- 3 дБ)
Входная чувствительность/импеданс 760 мВ/16 кОм сбалансированный
Максимальная выходная мощность 2 x 600 Вт (1,2 кВт), каналы 1 и 3
Блок питания 230 В перем. тока/24 В пост. тока
Защита Высокая температура, перегрузка, короткое замыкание
Номинальная выходная мощность 4 х 300 Вт
Выходное номинальное напряжение 100 В
Отношение сигнал/шум >85 дБ
ТГД <0,1% при 1 кГц, 1/3 номинальной мощности
Вес ок. 6 кг

Средний обзор продукта

Напишите свой первый отзыв и помогите другим принять решение о покупке:

Аксессуары

БС-165-6

Потолочные и настенные громкоговорители для громкой связи мощностью 6 Вт/100 В. Корпус из МДФ со стальной передней решеткой. Класс защиты: IP-54.

69,00 € *

ДАЛ-165-10 Вт

Накладной громкоговоритель, металлический, круглый, 10 Вт/100 В, RAL 9010

79,00 € *

К1-60

Профессиональные колонки направленного звука, 60 Вт/100 В, регулятор громкости, L=1100 мм, диапазон: 95 дБ на 10 м, 92 дБ на 12 м

585,00 € *

903:50 К4-40Ф

Пассивные направленные колонки,
3,5-дюймовое ферритовое шасси, 40 Вт/100 В, частота: 130–18 000 Гц (-3 дБ), угол раскрытия @[H]/[V]: 120/35 градусов (-6 дБ@). 1кГц-8кГц)

579,00 € *

К5-160Ф

Высокоэффективные полнодиапазонные динамики,
4 x 5″, ферритовое шасси, 160 Вт/100 В, частота: 75–20 000 Гц

769,00 € *

ЛИ-1

LINE INPUT, регулируемый, с входами типа «тюльпан»

59,00 € *

Это может вас заинтересовать

ПА-4600DX-24В

Цифровой бестрансформаторный усилитель мощности с мощностью 4 x 600 Вт/100 В, 24 В постоянного тока, 1 HE, IEC 268-3

3. 429,00 € *

903:50 ПА-4600DX-48В

Цифровой бестрансформаторный усилитель мощности с мощностью 4 x 600 Вт/100 В, 48 В постоянного тока, 1 HE, IEC 268-3

3.429,00 € *

ВМ-200ДТ

Цифровой усилитель мощности с синусоидальным выходом 200 Вт/100 В и эквалайзером без 24 В постоянного тока. 1 ЕВ

1.239,00 € *

ВМ-400ДТ

Цифровой усилитель мощности с синусоидальным выходом 400 Вт/100 В и эквалайзером без 24 В постоянного тока. 1 ЕВ

1.389,00 € *

WM-600DT

Цифровой усилитель мощности с синусоидальным выходом 600 Вт/100 В и эквалайзером без 24 В постоянного тока. 1 ЕВ

1.509,00 € *

Возможны ли безопасные бестрансформаторные усилители? | diyAudio

Форель
Участник

#1