Фильтр на операционном усилителе: Расчёт активных фильтров. Онлайн калькулятор.

Содержание

Расчёт активных фильтров. Онлайн калькулятор.

И начнём мы с активных фильтров нижних частот (ФНЧ) и фильтров верхних частот (ФВЧ) 2-го и 3-го порядков имени товарищей Бесселя, Баттерворта и Пафнутия нашего Чебышева.

Эко нас понесло! Почему бы не удовлетвориться одним учёным мужем? К примеру, привычный с детства Баттерворт совсем не плох, к тому же широко известен в узких кругах.

Согласен, с какой стороны не возьми, Баттерворт - хорошая штука. Тут тебе и максимально гладкая АЧХ на частотах полосы пропускания, и приличный спад характеристики в полосе подавления, однако...
Если на первый план выдвигается линейность фазо-частотной характеристики в полосе пропускания фильтра (например, в аудио-кроссоверах), то пальма первенства в АЧХ-строении переходит к обратному многочлену профессора Фридриха Вильгельма Бесселя, ну а если ФЧХ нам до фени, а в приоритете максимально крутой спад характеристики на частотах полосы подавления, то как ни крути, придётся с головой окунуться в полиномы Пафнутия Львовича Чебышёва.

Фильтры построим на основе повторителей, они просты в расчётах, к тому же легко могут быть реализованы не только на операционных усилителях, но и на транзисторах.

А желающим спроектировать активный фильтр нижних частот 3-6-го порядка с перестраиваемой частотой среза, следует посетить страницу ссылка на страницу .


Рис.1

На Рис.1 приведены схемы активных фильтров нижних частот (ФНЧ) 2-го и 3-го порядка на ОУ и, для примера, реализация фильтра на биполярном транзисторе, отличающаяся от схем на операционниках только наличием двух резисторов, задающих необходимое напряжение смещения на базе.

Крутизна спада АЧХ этих фильтров в полосе подавления для Бесселя - около 5 дБ/октаву на каждый порядок фильтра, для Баттерворта - 6 дБ/октаву и около 8 дБ/октаву для Чебышёва.
Коэффициент передачи в полосе пропускания К=1, а номиналы рассчитываются исходя из формул:
C1=КС1/(2π*F*R) &nbsp C2=КС2/(2π*F*R) &nbsp C3=КС3/(2π*F*R), где коэффициенты КС1, КС2 и КС3 зависят как от порядка фильтра, так и от его принадлежности к той или иной фамилии.


К примеру для фильтров Баттерворта 2-го порядка КС1=1,114, КС2=0,707, а для фильтров Баттерворта 3-го порядка КС1=1,393, КС2=3,549, КС3=0,202.

Критерии выбора величины сопротивления R, такие же, как и в пассивных фильтрах, она должна быть на порядок больше выходного импеданса предыдущего каскада и на порядок меньше входного сопротивления ОУ или ЭП (на практике 1-100 кОм).

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ АКТИВНЫХ ФНЧ БЕССЕЛЯ, БАТТЕРВОРТА И ЧЕБЫШЕВА

Плавно переходим к активным фильтрам верхних частот (ФВЧ) 2-го и 3-го порядка на ОУ (Рис.2). В транзисторной реализации резисторы, задающие напряжение смещения на базе, уже участвуют в формировании необходимой АЧХ фильтра, поэтому значение Rб1 ll Rб2 должно равняться значению резистора R2 в ФВЧ 2-го порядка, либо R3 в ФВЧ 3-го порядка.


Рис.2

Номиналы элементов рассчитываются исходя из следующих формул:
R1=КR1/(2π*F*C)   R2=К

R2/(2π*F*C)   R3=КR3/(2π*F*C)   Rrб1llRrб2=R2 для фильтров 2-го порядка, либо Rrб1llRrб2=R3 для 3-го.
Для фильтров Баттерворта 2-го порядка КR1=0,707, КR2=1,414, а для фильтров Баттерворта 3-го порядка КR1=0,717, КR2=0,282, КR3=4,950.
И опять же, изначально надо определиться с номиналом R1, исходя из принципов, описанных в предыдущих схемах.

ТАБЛИЦА ДЛЯ РАСЧЁТА АКТИВНЫХ ФВЧ БЕССЕЛЯ, БАТТЕРВОРТА И ЧЕБЫШЕВА

И наконец, мы подобрались к схеме полосового активного фильтра.
Здесь всё несколько сложнее, поскольку, при расчёте фильтра, помимо значения центральной частоты, нам не стоит забывать и про такие немаловажные вещи, как коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания, да и собственно ширину самой полосы пропускания.

Формулы, для расчёта элементов:
C1=C2=C
R1=Q/(2πF*Kп*C)
R2=Q/((2πF*C*(2Q²-Kп))

R3=2Q/(2πF*C)
Q=F/Bпр, где

Q-добротность фильтра,
Впр-полоса пропускания по уровню -3дБ,
F-центральная частота фильтра,
Кп-коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания.
Рис.3

В фильтре, приведённом на рисунке, не стоит слишком усердствовать с высокими значениями добротности и коэффициента передачи. Как показывает практика, и тот и другой параметр следует ограничить сверху на уровне 5-6 единиц.

Как всегда, начинаем с выбора номинала резистора R1, который как минимум в 10 раз должен быть выше выходного импеданса предыдущего каскада.

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ АКТИВНОГО ПЛОСОВОГО ФИЛЬТРА 2-го ПОРЯДКА


ВНИМАНИЕ!!! Для правильной работы этого фильтра должно соблюдаться условие К<2*Q². При несоблюдении этого условия, значение R2 в таблице примет отрицательное значение.

А что делать, если полученные значения элементов не попадают в стандартную сетку?
Не беда, нарисуем ещё одну таблицу, но до этого надо поиграться коэффициентом передачи фильтра в небольших пределах (например, сделать не 1,5, а 1,45, или 1,55) до достижения значения R3 величины, попадающей в сетку.

Номинал R1 мы уже выбрали, исходя из соображений приемлемого входного импеданса.

Предположим, нам надо рассчитать фильтры для 10-полосного эквалайзера.
Фильтры у нас получаются октавные, стандартное значение добротности для них Q=1,41.
R1 выберем номиналом 30кОм, Кпер = 1,5. Произведём расчёт для частоты 1000 Гц.
Подставив эти цифры в верхнюю таблицу, получаем С=4987пФ, R2=18,173кОм, R3=90кОм.
Пошебуршав туда-сюда Кпер, понимаем, что для получения стандартного значения R3=91кОм, коэффициент передачи фильтра должен быть равен 1,517, что для нашего случая вообще не принципиально, тем более, что это значение Кпер будет сопровождать все фильтры, независимо от частоты.
Итак, подставляем в нижнюю таблицу R1=30кОм, R3=91кОм, R2=18кОм, стандартное значение ёмкости С=5100пФ и естественным образом видим, что значение резонансной частоты у нас съехало до 975Гц.

Но у нас было с собой, а именно замечательное сопротивление R2, которое никак не влияет на Кпер, и весьма скромно - на добротность.
Покрутив номинал этого резистора, получаем - 16,7кОм, центральную частоту - 999Гц и добротность - 1.46. Всё, расчёт фильтра - завершён.

ЕЩЁ ТАБЛИЦА ДЛЯ АКТИВНОГО ПОЛОСОВОГО ФИЛЬТРА

Для желающих рассчитать параметры и элементы многополосных графических эквалайзеров следует посетить страницу ссылка на страницу , а на следующей странице мы рассмотрим универсальный перестраиваемый активный фильтр с регулировкой частоты и добротности.

 

Пассивные и активные режекторные фильтры. Онлайн расчёт.

Режекторный фильтр - не частый гость в наших краях. Зверь редкий, нелюдимый, но для радиолюбительского хозяйства - весьма полезный. Внешне напоминает полосовых собратьев, но охотится исключительно за сигналами вокруг центральной частоты и мало активен на частотах, выходящих за пределы отведённого ему диапазона.

Для начала определимся с терминологией.

Полосно-заграждающий фильтр (он же - режекторный фильтр, он же - фильтр-пробка) — электронный или любой другой фильтр, не пропускающий сигналы со входа на выход в определённой полосе частот, но имеющий близкий к единице коэффициент передачи при более низких и более высоких частотах.
Эта полоса подавления характеризуется шириной полосы заграждения и расположена вокруг центральной частоты подавления fо.
Заграждающий фильтр, предназначенный для подавления одной определённой частоты, называется узкополосным заграждающим фильтром или фильтром-пробкой.

Для описания режекторных фильтров используют следующие параметры:
центральная частота подавления fо;
две граничных частоты – нижняя fн и верхняя fв, при которых Кu = 0,7mах;

диапазон частот Δf = fв − fн, называемый полосой задержания;
параметр Q = (fв + fн)/(2Δf), называемый добротностью.

Простейшие Т-образные фильтры и их амплитудно-частотная характеристика приведены на Рис.1.


Рис.1

Центральная частота подавления этих фильтров рассчитывается по формуле: fо = 1/(2π*R*C) при R1=R2=R, C1=C2=C. Глубина режекции - всего 10 дБ, а полоса задержания составляет значение, в 5-6 раз превышающее fо.

Именно в силу указанных выше хилых характеристик - подобные простейшие цепи уступили позиции двойным Т-образным RC-фильтрам (Рис.2), часто называемым 2ТФ.


Рис.2 Рис.3

Двойной Т-образный RC-фильтр при определённых условиях (симметрия моста, точный подбор элементов, согласование входа и выхода) почти полностью подавляет центральную частоту fo. Глубина режекции (подавления частоты fo) при работе на высокоомную нагрузку достигает 50 дБ. Добротность Q - около 0,3.

На Рис.2 приведена классическая схема двойного Т-образного режекторного фильтра, на Рис.3 - с возможностью плавной регулировки центральной частоты подавления.

Начнём с нерегулируемой схемы.
Обычно выбираются следующие соотношения элементов R2=R1, R3=R1/2.
Номиналы этих резисторов должны быть на порядок больше выходного импеданса предыдущего каскада и на порядок меньше входного сопротивления последующего.
Ничего не изменилось, центральная частота вычисляется по формуле fо = 1/(2π*R*C).

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ ДВОЙНЫХ Т-ОБРАЗНЫХ RC-ФИЛЬТРОВ

При желании ввести регулировку центральной частоты подавления fо с диапазоном перекрытия по частоте более чем в 2 раза, при сохранении параметров, присущих двойным Т-образным режекторным фильтрам, имеет смысл воспользоваться схемой, приведённой на Рис.3.

Значение резистора R1 должно в 6 раз превышать суммарную величину R2, R3 и R4, поэтому его следует выбирать номиналом - не менее 100 кОм.
Формула для расчёта частоты подавления fо = 1/(2πС√3×R3_1

×R3_2), где R3_1 - сумма сопротивлений слева от регулирующего вывода R3, а R3_2 - справа.

Рисуем таблицу и для таких фильтров.

ТАБЛИЦА ДЛЯ ПЕРЕСТРАИВАЕМЫХ РЕЖЕКТОРНЫХ RC-ФИЛЬТРОВ

Дальнейшего улучшения параметров режекторных фильтров можно добиться введением в схему на Рис.2 положительной обратной связи, подаваемой в точки, идущие к земляной шине.
В результате подобных действий фильтры становятся активными и приобретают следующий вид.


Рис.4 Рис.5

На Рис.4 приведена схема активного режекторного фильтра на основе простого двойного Т-моста.

Значение добротности определяется отношением значений резисторов K=R5/R4. При изменении этого отношения в диапазоне К=0.01-0.2 добротность Q меняется практически линейно и принимает значения от 30 до 2. Дальнейшее увеличение параметра К не приветствуется, в связи с ухудшением неравномерности АЧХ в полосе пропускания.

Для желающих же регулировать значение добротности в более широких пределах на Рис.

5 приведена схема активного режекторного фильтра на двух операционных усилителях. Здесь переменный резистор R4 позволяет изменять добротность в пределах 50 - 0.3.

А при необходимости получить перестраиваемый по частоте активный режекторный фильтр, регулирующий вывод переменного резистора R3 на Рис.3, точно таким же образом подключается к выходу операционного усилителя. Результатом является схема, изображённая на Рис.6 .


Рис.6 Рис.7

На Рис.7 приведена схема режекторного фильтра, позволяющая регулировать как частоту подавления, так и добротность в широких пределах.

Обе таблицы для расчёта частотозадающих элементов остаются в силе!

Ну, да и хватит, на следующей странице будем мурыжить режекторные LC фильтры.

 

Эксперименты с приемниками прямого преобразовании. Часть 5.

РадиоКот >Обучалка >Аналоговая техника >Собираем первые устройства >

Эксперименты с приемниками прямого преобразовании. Часть 5.

ППП с ЧМ и фильтрами на ОУ

Теперь решил попробовать сделать ППП с ЧМ с активными фильтрами, но на этот раз активные фильтры сделать на ОУ. Схема приемника мало отличается от схемы с активными фильтрами на транзисторах, что делал в выше в "Части 3", только вместо комбинации ФНЧ и ФВЧ сделал полосовой фильтр на ОУ. Схему и расчет фильтров взял отсюда.

https://www.joyta.ru/7299-polosovoj-filtr-na-ou-raschet-polosovogo-filtra/

 

Решил поставить два фильтра последовательно. Один с резонансной частотой 8 кГц, а второй 10 кГц. Задался конденсаторами 10 нанофарад. Для первого фильтра задался усилением равным трем. Добротностью равной трем. Сдвиг частоты второго фильтра сделал изменением резистора R16. Т.к. номиналы резисторов брал из ряда сопротивлений, то резонансные частоты получились немного не совпадающие с расчетными, но нам это не так важно. ОУ брал такой, что у меня был, а именно КР1434УД1А. В принципе это не важно. Можно и другой.

В итоге получил такую схему.

 

Первым делом конечно с помощью пробника ГКЧ посмотрел полученную АЧХ приемника. Осциллограф подключил на выход второго фильтра.

 

 

Все как обычно для простого ППП. Избирательности по зеркальному каналу нет и мы можем настроиться или выше частоты гетеродина или ниже. В данном случае у меня частота передатчика ниже где то на 10 кГц. Просто так удобнее было сделать с имеющимися у меня кварцами. Заодно подстраиваем катушку L1 в УВЧ по максимуму.

Дальше все как и в приемнике, что описан в "Части 3" данной статьи. Разница только в том, что в данном случае получились более качественные фильтры.

Теперь перейдем к передатчику, т.к. он потребуется нам для настройки приемника.

Схема стандартная. Кварц взял на 20 МГц. Вытащил из старой сетевой карточки, хотя можно было бы поставить и тот, что в приемнике, т. е. гармониковый на 40 МГц из старой видеокарточки и возбудить его на основной гармонике 13,33 МГц, а потом умножать частоту в три раза. Т.е. в первом случае умножение идет в два раза, во втором в три и в этом вся разница. Также можно и в приемнике поставить кварц на 20 МГц и удвоить частоту, как это сделано в передатчике ниже. Т.о. при желании и в приемнике и в передатчике можно поставить одинаковые кварцы. Кстати, вопрос удвоения частоты рассматривает В.Т. Поляков в своей книжке, ссылку на которую давал в «Части 1» данной статьи.

С передатчиком все стандартно.

Задался напряжением питания 6 вольт.

Задался мощностью порядка 0,3 вт.

Исходя из этого взял транзистор на выходе КТ3117Б. Если поставить транзистор КТ603, КТ608, КТ635, то выходную мощность можно увеличить до 0,5 вт. КТ3117 при такой мощности начинает греться и пришлось мощность ограничить. Всего удобнее поставить транзистор КТ635, т.к. на него можно даже небольшой радиатор приспособить, но я не стал.

 

Схема получилась такая.

 

Про настройку подобной схемы можно почитать здесь.

https://radiokot.ru/start/analog/practice/08/

Для настройки в качестве модулятора поставил просто генератор на КМОП. Частота в пределах 100 – 200 Гц.

Можео увидеть, что за основу взят этот передатчик-маячек, что делали в «Части 3» данной статьи.

 

В принципе настраивать приемник можно и с помощью этого маячка, но я решил попробовать спаять передатчик полностью, хотя начинал с этого маячка и определился с напряжением смещения варикапа и параметрами катушки, что включена последовательно с кварцем. Варикапы уже закончились и я поставил сам не знаю какой. Просто выпаял из старого приемника на К174ХА34. Цвет у него какой то «ядовито-желтый» . Какой он там, я не знаю, да это и не важно. Поставить можно практически любой и настроить передатчик под наши параметры.

Все катушки намотаны на каркасах диаметром 6 мм. В них вворачиваются сердечники из карбонильного железа. В принципе можно сердечники сделать из латуни, меди, алюминия. Только в этом случае нужно увеличить количество витков где то на 20%

Катушки L2, L4, L6 имеют по 10 витков провода диаметром 0,4 мм. Особо копировать нет смысла. Просто все контура в передатчике настроены на 40 МГц. Там, где есть отводы, то они делаются от половины витков.

Катушки L3, L5 по 2 витка.

Катушка L7 удлиняющая. Её параметры зависят от длины антенны. Как её настраивать и какое должно быть у неё количество витков подробно написано здесь.

https://radiokot.ru/start/analog/practice/06/

Только волномер лучше сделать по такой схеме с катушкой.

 

В общем там все написано. Там в статье также и про настройку передатчика на максимум мощности подробно описан. Сначала резистор R8 ставим 100 – 150 Ом. На выход передатчика ставим резистор R9 равный 51 Ом. Он будет у нас эквивалентом антенны. Крутим сердечники катушек L2, L4, L6 и добиваемся максимума.

 

При этом пальцем контролируем температуру транзистора VT4. Хотя с большим резистором R8 он не будет греться. После этого уменьшаем резистор R8 и подстраивая катушки добиваемся увеличения показания напряжения после ВЧ диодного пробника. У меня можно было получить порядка 6 вольт, но при этом начинает сильно греться транзистор VT4. Его можно поставить мощнее. Уже писал. Также можно поставить два транзистора и соединить их а параллель, как это сделано в этой статье.

https://radiokot.ru/start/analog/practice/11/

Резисторы в эмиттерах можно и не ставить.

Я же просто уменьшил мощность и сделал с помощью резистора R8 напряжение 4,5 вольта, что соответствует мощности 200 мвт.

Для настройки приемника я антенну подключил к коллектору VT1, а все остальное отключил.

Включаем приемник и наш «усеченный» передатчик или передатчик-маячек. Варикап для начала удобнее заменить на подстроечный конденсатор.

Модулятор отключаем.

Осциллограф на выход второго фильтра на ОУ. Должны увидеть сигнал частотой в пределах 3 – 20 кГц. Частота меняется сердечником катушки и подстроечным конденсатором, если его поставили вместо варикапа. Вот их крутим и находим частоту при которой сигнал имеет максимальную амплитуду. У меня получилось 10 кГц. В виду того, что детали в фильтрах имеют большой разброс, то эта частота у вас может отличаться на несколько килогерц, но это не важно. Это будет наша средняя частота и относительно её частота будет колебаться при наличии модуляции. Можно попробовать изменять частоту в обе стороны. У меня амплитуда практически не меняется при изменении частоты на 3 кГц в обе стороны. Ставим варикап на место. Включаем модулятор. Резистор R8 для начала ставим на максимум, т.е. девиация частоты пока минимальная. На осциллографе всего вернее увидим такую картинку.

 

 Крутим сердечник катушки L1, что стоит последовательно с кварцем и добиваемся такой картинки.

 Если такой картинки добиться невозможно, то придется менять катушку L1 или менять стабилитрон, что создает смещение варикапа.

Если добились, то уменьшаем резистор R8 и вероятно картинка станет, как  вначале, т.е. неравномерная. Тогда подкручиваем катушку L1 и добиваемся картинки, что ниже. Наша задача найти максимум девиации, но не более +/-3 кГц и при этом неравномерность была бы небольшая, не более 5%. В какой то момент при уменьшении R8 неравномерность будет такая, что уже никакой подстройкой не будет убираться. Это будет предел. 

Остальная настройка ничем не отличается от настройки приемника, что настраивали в «Части 3» этой статьи, да и в других частях этот вопрос уже описывали.

Вот на выходе частотного детектора, т.е. на эмиттере VT8 я получил такой сигнал.

 В принципе сигнал можно немного опустить уменьшив конденсатор С2, но я не стал. После частотного детектора сделал простейший каскад сдвига уровня и при этом немного усилив сигнал.

 А с него подал на триггер Шмидта. Уровень срабатывания триггера Шмидта нужно выбрать порядка 2 вольта.

 На этом закончил, т.к. целью было сделать приемник в котором бы не было дефицитных деталей и его можно было бы сделать из того, что есть под рукой, хотя была мысль задавить ненужную зеркальную частоту фазовым методом, но это уже сильно усложнит настройку, да и конца не будет, а нужно все таки вовремя и остановиться.

 


Все вопросы в Форум.


Как вам эта статья?

Заработало ли это устройство у вас?

Поваренная книга разработчика аналоговых схем: Операционные усилители 15

21 марта 2019

Тим Грин, Пит Семиг, Колин Веллс (Texas Instruments)

Перед вами – глава из «Поваренной книги разработчика аналоговой электроники», созданной инженерами компании Texas Instruments (TI). Поваренная книга – сборник рецептов, а данный цикл статей – сборник стандартных схем с операционными усилителями. Каждой схеме посвящена отдельная статья, содержащая пример типового расчета с указанием формул и последовательности действий. Результаты расчетов дополнительно проверяются в программе SPICE-моделирования. Расчеты выполнены для конкретных усилителей из производственной линейки TI. Разработчик может использовать и другие изделия, широкий выбор которых представлен на страницах каталога компании КОМПЭЛ. От читателя требуется понимание базовых принципов работы операционных усилителей. Если же знаний недостаточно, следует вначале ознакомиться с учебными курсами TI Precision Labs (TIPL). Авторы обещают обновлять и дополнять статьи цикла.

Мы публикуем главы Поваренной книги на нашем сайте регулярно – дважды в месяц.

Подписаться на получение уведомлений о публикации новых глав

Активный полосовой фильтр

Исходные данные к расчету представлены в таблице 44.

Таблица 44. Исходные данные к расчету

Вход Выход Питание Граничные частоты
ViMin ViMax VoMin VoMax Vcc Vee Vref fl fh
100 мВ (размах) 50 В (размах) 1 мВ (размах) 500 мВ (размах) 15 В -15 В 0 В 10 Гц 100 кГц

Описание схемы

Данный полосовой фильтр (рисунок 51) обеспечивает пропускание входных сигналов в диапазоне 10…100 кГц с ослаблением -40 дБ. Опорный сигнал, подаваемый на неинвертирующий вход, позволяет подстраивать постоянную составляющую выходного сигнала. Полюсы частотной характеристики данной схемы выбраны за пределами целевого частотного диапазона (10…100 кГц), чтобы минимизировать искажения полезного сигнала.

Рис. 51. Активный полосовой фильтр

Рекомендуем обратить внимание:

  • напряжение на неинвертирующем входе должно находится в рамках разрешенного диапазона синфазных напряжений для выбранного ОУ;
  • сопротивление резистора R3 должно быть минимально возможным, чтобы обеспечивать высокую нагрузочную способность и не сталкиваться с проблемами стабильности;
  • частота второго полюса (fp3) должна быть как минимум в два раза выше, чем частота первого полюса (fp2). 

Порядок расчета

  • Рассчитываем сопротивления R1 и R2 с учетом требуемого коэффициента усиления по формуле 1:

$$GAIN=-\frac{R_{2}}{R_{1}}=-0.01\frac{В}{В}=-40\:дБ\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Выбираем значение R1 = 100 кОм.

Тогда R2 = 0,01, R1 = 1 кОм.

  • Выбираем частоту среза фильтра верхних частот. Значение должно быть меньше, чем fl:

fl = 10 Гц; fp1 = 2,5 кГц.

  • Выбираем частоты полюсов фильтра нижних частот. Значение должно быть больше, чем fh:

fh = 100 кГц; fp2 = 150 кГц; fp3 ≥ 2fp2 = 300 кГц; fp3 = 300 кГц.

  • Рассчитываем С1 с учетом fp1 = 16 Гц (формула 2):

$$C_{1}=\frac{1}{2\pi \times R_{1}\times f_{p1}}=\frac{1}{6.28\times 100\:кОм\times 2.5\:Гц}=0.636\:мкФ=1\:мкФ\:(номинал)\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

  • Рассчитываем номиналы пассивных компонентов в соответствии со значениями fp3 и fp2. R3 = 8,2 Ом, что обеспечивает стабильность для емкостной нагрузки до 100 нФ (формула 3):

$$C_{2}=\frac{1}{2\pi \times (R_{2}+R_{3})\times f_{p2}}=\frac{1}{6.28\times 1008.2\:Ом\times 150\:кГц}=1025\:пФ=1200\:пФ\:(номинал),\\C_{3}=\frac{1}{2\pi \times R_{3}\times f_{p3}}=\frac{1}{6. 28\times 8.2\:Ом\times 300\:кГц}=64.7\:нФ=68\:нФ\:(номинал)\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Моделирование схемы

Данный полосовой фильтр пропускает постоянную составляющую входного сигнала, приложенного к неинвертирующему входу, в рамках синфазного диапазона напряжений используемого ОУ (±13 В).

АЧХ схемы представлена на рисунке 52.

Рис. 52. АЧХ полосового фильтра

Осциллограмма переходных процессов представлена на рисунке 53.

Рис. 53. Осциллограммы переходных процессов

Рекомендации

Для получения подробной информации следует обратиться к руководству TIPD185.

Параметры ОУ, используемого в расчете, приведены в таблице 45.

Таблица 45. Параметры ОУ, используемого в расчете

OPA1612
Vcc 4,5…36 В
VinCM Vee + 2 В…Vсс – 2 В
Vout Vee + 0,2 В…Vсс – 0,2 В
Vos 100 мкВ
Iq 3,6 мА
Ib 60 нА
UGBW 40 МГц
SR 27 В/мкс
Число каналов 1, 2

В качестве альтернативы может использоваться ОУ, параметры которого представлены в таблице 46.

Таблица 46. Параметры альтернативного ОУ

OPA172
Vcc 4,5…36 В
VinCM Vee – 100 мВ…Vсс – 2 В
Vout Rail-to-rail
Vos 200 мкВ
Iq 1,6 мА (на канал)
Ib 8 пА
UGBW 10 МГц
SR 10 В/мкс
Число каналов 1, 2, 4

Оригинал статьи

Список ранее опубликованных глав

  1. Поваренная книга разработчика аналоговых схем: Операционные усилители
  2. Инвертирующий усилитель
  3. Неинвертирующий усилитель
  4. Инвертирующий сумматор
  5. Дифференциальный усилитель
  6. Интегратор
  7. Дифференциатор
  8. Трансимпедансный усилитель
  9. Однополярная схема измерения тока
  10. Биполярная схема измерения тока
  11. Однополярная схема измерения тока с широким рабочим диапазоном (3 декады)
  12. ШИМ-генератор на ОУ
  13. Инвертирующий усилитель переменного напряжения (активный фильтр высоких частот)
  14. Неинвертирующий усилитель переменного напряжения (активный фильтр высоких частот)

Перевел Вячеслав Гавриков по заказу АО КОМПЭЛ

•••

Наши информационные каналы

Фильтр низкой частоты для сабвуфера

Фильтр низкой частоты для сабвуфера выполнен на распространенных операционных усилителях (LM324, LM358). Неотфильтрованный сигнал подается по двум каналам (правый и левый), а в дальнейшем суммируется, фильтруется и поступает на один выход фильтра.

Особенностью схемы фильтра низкой частоты является его балансный вход, который позволяет подключить источники звука как с дифференциальным выходом (трехпроводным каналом), так и с классическим выходом (двухпроводным). Также есть возможность включения фильтра как после предварительного усилителя, так и после усилителя мощности звуковой частоты (УМЗЧ), в таком случае на входе схемы сигнал ослабляется резисторами.

Фильтру для сабвуфера придают универсальность широкий диапазон напряжения питания, а также ручки регулировки частоты среза ФНЧ, сдвига угла фазы сигнала и коэффициента усиления.

Основные характеристики фильтра низкой частоты для сабвуфера

Напряжение питания Uпит (DC) …… 3…30В

Ток, потребляемый схемой ….. 50мА

Входное напряжение ….. 0…Uпит

Полоса пропускания ….. 20…250Гц

Нижняя частота среза …. . 20Гц-25Гц-30Гц

Верхняя частота среза ….. 30…250Гц

Коэффициент усиления ….. -20дБ…+20дБ

Регулировка фазы ….. 0…360 градусов

Схема фильтра низкой частоты для сабвуфера

Эту схему можно встретить практически среди всех производителей и распространителей наборов для самостоятельной сборки, собственно, откуда она и была взята.

Резисторы R1-R4 ослабляют сигнал, если он подан с выхода усилителя мощности звуковой частоты.

Балансные блоки выполнены на операционных усилителях (ОУ) U1.1-U1.2 и U1.3-U1.4, которые включены как повторители напряжения с единичным коэффициентом усиления, усиливая сигнал по току. ОУ U2.1 представляет собой сумматор.

Сигнал с выхода сумматора поступает на фильтр верхних частот C5, C7, C8, R23, R25, R26, U2.3, который срезает сигнал в области инфранизких частот. Частота среза будет зависеть от подключенного перемычкой XP1 резистора R23, R25 или R26 и равняться 30Гц, 25Гц или 20Гц.

Далее сигнал поступает на фильтр нижних частот, главным образом состоящий из ОУ U2. 4 и его пассивных элементов. Изменяя сопротивление резистора R19, плавно изменяется частота среза в диапазоне 30-250Гц.

Таким образом, образуется изменяемая полоса пропускания, которая будет находиться в диапазон 20Гц-250Гц.

Вращая ручку потенциометра R16, происходит  изменение коэффициента усиления, а также изменение угла фазы сигнала. Когда ручка R16 в среднем положении, коэффициент усиления равен -20дБ. В крайних положениях коэффициент усиления равен +20дБ, а угол фазы 0 градусов и 180 градусов соответственно.

Фазовращатель U3.1 позволяет повернуть фазу еще на угол 0-180 градусов.

Регулирование угла фазы позволяет правильно настроить акустическую систему в целом, так как активные фильтры всегда изменяют угол фазы, а в УМЗЧ без фильтров данного эффекта не происходит.

Резистивный делитель R33 и R34 создает среднюю точку питания.

Компоненты схемы фильтра низкой частоты для сабвуфера

При прослушивании музыкальной программы на сабвуфере (тем более в автомобиле) тяжело судить о качестве усиления и о наличии каких-либо искажений. Поэтому, нет необходимости применять дорогостоящие ОУ или пленочные конденсаторы.

Все конденсаторы керамические, за исключением полярных электролитических конденсаторов C14 и C17. Резисторы мощностью 0.25Вт.

Емкости C1-C4 и C18 могут быть как электролитическими полярными, так и неполярными керамическими или пленочными.

В качестве ОУ U1 и U2 можно применить LM324, LM124, MC3403, LM2902, а в качестве U3 можно применить LM358, LM258 или LM2904.

Подключение фильтра низкой частоты для сабвуфера

Подключение фильтра будет зависеть от источника сигнала. Во-первых, это может быть неусиленный (слаботочный) сигнал со звуковой карты или предварительного усилителя. Во-вторых, сигнал на вход фильтра низкой частоты можно подать уже усиленным УМЗЧ. Также, в первом и во втором случае выходы могут быть балансными, это очень редкий случай, но все же.

Когда на вход фильтра подключается неусиленный сигнал по двухпроводной линии (сигнал и земля), то сигнальные провода нужно подключать на X1 (левую) и X3 (правую) клеммы, а клеммы X5 и X7 нужно соединить с минусом питания. Земли сигнальных проводов (правого и левого канала) также нужно соединить с минусом питания.

Если подключение происходит от УМЗЧ, то левый канал подается на X2, правый на X4, а клеммы X5 и X7 необходимо также как и в предыдущем варианте соединить с минусом питания.

Подключая источник с неусиленным дифференциальным выходом (балансный), левый канал - X1 и X5, правый канал - X3 и X7.

Дифференциальный усиленный сигнал подается на клеммы X2 и X6 - левый канал, X4 и X8 - правый канал.

Печатная плата

Печатная плата фильтра низкой частоты для сабвуфера разведена по оригинальной плате из конструктора, идущей в комплекте для самостоятельной сборки. Разведена она не мной. На ней имеются несколько элементов, которые не нужно устанавливать. Я их отметил желтым цветом. Эти элементы совместно с U3.2 образуют генератор прямоугольных импульсов для светодиода. Светодиод мигает, сигнализируя о работе фильтра низкой частоты. Кстати, в комплекте конструктора и на схеме, приложенной к нему, эти элементы отсутствуют. Я собрал сначала с ними, мигающий светодиод раздражает, а в акустической системе слышны помехи. После чего я эти элементы демонтировал.

Размеры печатной платы 100×40мм.

Рекомендации по сборке фильтра низкой частоты для сабвуфера

В первую очередь необходимо установить на плату все семь перемычек. После чего выполняется монтаж остальных компонентов.

После выполнения пайки нужно в обязательном порядке смыть остатки флюса или канифоли, иначе фильтр низкой частоты будет иметь серьезные искажения или вовсе будет работать неисправно.

Также хочу заострить внимание на заземление корпусов переменных резисторов. Настоятельно рекомендую соединить все три корпуса медным проводом и припаять его к отрицательному выводу питания. Если этого не сделать, то в акустической системе будет слышен значительный фон, особенно при касании потенциометров рукой.

Печатная плата фильтра низкой частоты для сабвуфера СКАЧАТЬ


Похожие статьи

Активные фильтры: теория и практика

Аудио-фильтры на пассивных компонентах в наши дни используют редко. RC-фильтры не могут обеспечить крутизны АЧХ больше 6 дБ на октаву. Этого недостатка лишены LC-фильтры. Однако на частотах 0-20 кГц им требуются катушки индуктивности на десятки-сотни миллигенри. Такие катушки делают, но они сравнительно дороги, а выбор номиналов ограничен. Поэтому обычно используют активные фильтры, речь о которых и пойдет далее.

Теория: простые фильтры

Активные фильтры, как несложно догадаться, используют активные компоненты. Обычно это операционные усилители. Для примера рассмотрим простой фильтр нижних частот. Его можно сделать, добавив конденсатор в обычную неинвертирующую схему включения операционного усилителя:

Без C1 схема просто увеличивает амплитуду сигнала в 1 + R2 / R1 раз, что в нашем случае соответствует:

>>> from math import log10
>>> 20*log10(1+10/5.1)
9.428135423904662

… примерно 9.5 дБ. На низких частотах C1 ничего не делает, и схема работает как обычно. Но чем выше частота, тем большая часть сигнала обходит R2 через C1, и тем меньше усиление. Получаем ни что иное, как фильтр нижних частот.

Рассчитаем АЧХ этого фильтра с помощью LTspice:

Аналогично можно сделать фильтр высоких частот, соединив конденсатор параллельно с R1. Фильтры на основе инвертирующей схемы включения ОУ делаются по тому же принципу. Но инвертирующая схема неудобна тем, что имеет низкий входной импеданс, а неинвертирующая схема имеет минимальное усиление 0 дБ. Не во всех задачах нужно, чтобы фильтр усиливал сигнал.

Теория: топология Саллена-Ки

Поэтому были придуманы другие топологии активных фильтров. О них хорошо рассказано в статье об активных фильтрах на Википедии и далее по ссылкам. Мы рассмотрим лишь самую популярную, топологию Саллена-Ки (Sallen–Key topology).

Так выглядит схема фильтра нижних частот:

На низких частотах C1 и C2 имеют высокий импеданс. В результате схема превращается в повторитель напряжения (буфер). С ростом частоты импеданс C1 падает, и все меньшая часть сигнала попадает на неинвертирующий вход операционного усилителя. Как следствие, падает уровень выходного сигнала. Теперь C2 почти что подключен к земле. В итоге схема работает, как два последовательно соединенных RC-фильтра, и достигает крутизны АЧХ в 12 дБ на октаву.

А почему бы просто не использовать два RC-фильтра? Так иногда делают, но у этого подхода есть проблема. Первый RC-фильтр в цепочке видит второй фильтр, как нагрузку, соединенную параллельно с конденсатором. Поэтому второй фильтр должен иметь высокий импеданс, а его нагрузка — еще более высокий. Активные фильтры не накладывают таких ограничений.

Вернемся к нашему фильтру. Его частота среза приходится:

>>> from math import pi, sqrt
>>> R1 = 1000
>>> R2 = R1
>>> C1 = 15/1000/1000/1000
>>> C2 = 47/1000/1000/1000
>>> 1/(2*pi*sqrt(R1*R2*C1*C2))
5994.121932819674

… приблизительно на 6 кГц:

Можно заметить, что на некоторых частотах в полосе пропускания фильтр имеет небольшое усиление. Насколько будет гладкой АЧХ в полосе пропускания определяется величиной Q. Она также вычисляется из R1, R2, C1 и C2:

>>> sqrt(R1*R2*C1*C2)/((R1+R2)*C1)
0.8850612031567836

Чем больше Q, тем больше пик при переходе от полосы пропускания к полосе подавления.

Топология и принцип работы фильтра высоких частот аналогичны, только R и C меняются местами:

Частота среза определяется по той же формуле:

>>> C1 = 100/1000/1000/1000/1000
>>> C2 = C1
>>> R1 = 220*1000
>>> R2 = 470*1000
>>> 1/(2*pi*sqrt(R1*R2*C1*C2))
4949.483288837733

Q вычисляется немного иначе:

>>> sqrt(R1*R2*C1*C2)/((C1+C2)*R1)
0.7308152359460695

Фильтр обладает следующей АЧХ:

Q получился меньше, чем в прошлый раз. Теперь никакого усиления в полосе пропускания не наблюдается.

Практика

Все три приведенных фильтра были спаяны на макетной печатной плате:

Здесь использованы операционные усилители LM741 (даташит [PDF]). Выбор ОУ не принципиален. NE5532 и LM358 должны работать не хуже.

Если раньше вы не использовали LM741, у вас может возникнуть вопрос, к чему подключать выходы offset null, пины 1 и 5. В приведенных схемах, да и в целом при работе с AC-сигналами, эти пины не используются и ни к чему не подключаются. Они нужны при работе с DC-сигналами, и то не во всех схемах. Дело в том, что при равности напряжений на инвертирующем и неинвертирующем входах выход ОУ должен быть нулевым. Но поскольку транзисторы в ОУ не идеальны, это свойство нарушается. LM741 можно подстроить, включив потенциометр между пинами 1 и 5.

Фильтры были проверены при помощи осциллографа Rigol DS1054Z и генератора сигналов MHS-5200A. Их поведение соответствует моделям с точностью до погрешности в номиналах компонентов.

Заключение

Само собой разумеется, все варианты активных фильтров в рамках одного поста рассмотреть невозможно. При проектировании нового фильтра помогают LTspice, а также различные калькуляторы фильтров. Например, есть онлайн-калькулятор от компании Analog Devices. Также калькулятор активных фильтров есть в открытом приложении Qucs. Читателям, которые хотят больше углубиться в теорию, можно порекомендовать книгу Op Amp Applications Handbook.

Все модели, использованные в статье, вы найдете в этом архиве. А доводилось ли вам делать активные фильтры? В каких задачах вы их использовали и каким образом рассчитывали?

Дополнение: Измеренная АЧХ фильтра нижних частот приводится в обзоре генератора сигналов и частотомера Rigol DG4162. Еще один фильтр вы найдете в статье Активный фильтр для приема телеграфа.

Метки: Аудио, Электроника.

Цепь активного фильтра высоких частот операционного усилителя

»Примечания по электронике

Фильтры верхних частот операционного усилителя

очень легко спроектировать с использованием нескольких электронных компонентов и простых уравнений для характеристики Баттерворта.


Учебное пособие по операционному усилителю Включает:
Введение Сводка схем Инвертирующий усилитель Суммирующий усилитель Неинвертирующий усилитель Усилитель с переменным усилением Активный фильтр высоких частот Активный фильтр нижних частот Полосовой фильтр Режекторный фильтр Компаратор Триггер Шмитта Мультивибратор Бистабильный Интегратор Дифференциатор Генератор моста Вина Генератор фазового сдвига


Фильтры верхних частот операционного усилителя легко реализовать, используя всего несколько электронных компонентов, используемых в различных электронных устройствах и схемах для устранения гула и других шумов.

Хотя можно выбрать любую форму отклика фильтра, отклик Баттерворта упрощает уравнения, и процесс электронного проектирования, производящий значения электронных компонентов, может быть выполнен за очень короткое время.

Несмотря на простоту конструкции, фильтры верхних частот операционного усилителя способны обеспечить высокий уровень производительности всего лишь относительно небольшого количества электронных компонентов, что делает их очень привлекательным предложением для низкочастотных схем.

Что такое фильтр высоких частот

Как следует из названия, фильтр высоких частот - это фильтр, который пропускает более высокие частоты и отклоняет более низкие частоты.

Кривая отклика фильтра верхних частот

Форма кривой имеет значение. Одна из самых важных характеристик - частота среза. Обычно это точка, в которой отклик упал на 3 дБ.

Еще одна важная особенность - окончательный уклон ската. Как правило, это зависит от количества «полюсов» фильтра. Обычно на каждый конденсатор или катушку индуктивности в фильтре приходится по одному полюсу.

При построении графика в логарифмической шкале окончательный спад становится прямой линией, а отклик падает с максимальной скоростью спада.Это 6 дБ на полюс внутри фильтра.

Преимущество использования схемы операционного усилителя для фильтра верхних частот состоит в том, что многополюсная схема может быть сделана с использованием только конденсаторов и резисторов, а не катушек индуктивности, которые в противном случае могли бы потребоваться.

Однополюсный фильтр высоких частот для ОУ

Простейшая схема фильтра верхних частот с использованием операционного усилителя может быть получена путем последовательного включения конденсатора с одним из резисторов в схеме усилителя, как показано.Реактивное сопротивление конденсатора увеличивается с падением частоты, и в результате он формирует фильтр нижних частот CR, обеспечивающий спад на 6 дБ на октаву.

Однополюсные фильтры на операционном усилителе верхних частот

Частоту среза или точку излома фильтра можно очень легко вычислить, вычислив частоту, при которой реактивное сопротивление конденсатора равно сопротивлению резистора. Этого можно добиться по формуле:

Где:
Xc - емкостное реактивное сопротивление в Ом
равно 3.142
f - частота в герцах
C - емкость конденсатора в фарадах

Двухполюсный активный фильтр высоких частот

Несмотря на то, что с помощью операционных усилителей можно спроектировать широкий спектр фильтров с разными уровнями усиления и разными характеристиками спада, фильтр, описанный на этой странице, будет хорошим надежным решением. Он предлагает единичное усиление и отклик Баттерворта (самый ровный отклик в диапазоне, но не самый быстрый для достижения максимального спада вне диапазона).

Схема активного фильтра ОУ высоких частот

Расчеты значений схемы очень просты для сценария Баттерворта и единичного усиления. Для схемы требуется критическое демпфирование, и это определяет соотношение значений резистора.

R1 = R2

C1 = 2C2

f = 24 π R c2

При выборе значений убедитесь, что значения резистора находятся в диапазоне от 10 кОм до 100 кОм. Это рекомендуется, потому что выходное сопротивление цепи растет с увеличением частоты, и значения за пределами этой области могут повлиять на производительность.

Электронные компоненты для активных фильтров высоких частот

Выбор электронных компонентов, используемых в активном фильтре верхних частот, является ключом к успешной работе схемы.

Важно, чтобы полоса пропускания фильтра верхних частот была правильной. Изменения значений электронных компонентов в результате их допуска могут изменить полосу пропускания. В некоторых случаях это может быть не критично, но в других может быть. В процессе проектирования электронной схемы это должно быть оценено, и значения и типы электронных компонентов должны быть соответственно выбраны.

На сегодняшний день металлопленочные резисторы доступны в виде выводов и устройств поверхностного монтажа. Эти резисторы не только малошумные, но их также можно купить с жесткими допусками. Обычно они доступны в версиях 1%, 2% или иногда 5%. Поскольку разница в стоимости зачастую невелика, хорошим выбором будет использование 2% резисторов. Также можно использовать резисторы других типов, если они доступны, но убедитесь, что допуск подходит для конкретной рассматриваемой конструкции электронной схемы.

Что касается конденсаторов, то алюминиевые электролитические конденсаторы - не лучший выбор.Они не только поляризованы, но и их переносимость очень плохая. Обычно алюминиевые электролитические конденсаторы имеют допуск от -20% до + 80%, поэтому они совсем не точны. Танталовые электролитические конденсаторы также могут не подойти. Их переносимость лучше, но, как правило, не так хороша, как необходимо, а также они поляризованы.

Керамические конденсаторы

обладают хорошим уровнем производительности и обычно доступны в требуемых диапазонах. Они также доступны как для выводов, так и для поверхностного монтажа.В зависимости от фактического керамического диэлектрика доступны конденсаторы с очень высоким допуском, хотя, опять же, фактический необходимый допуск будет зависеть от области применения.

Пластиковые пленочные конденсаторы - еще один хороший выбор, так как многие типы имеют хорошие допуски. Однако пленочные конденсаторы обычно доступны только как устройства с выводами, а не как устройства для поверхностного монтажа.

При использовании активного фильтра верхних частот операционного усилителя более высокие уровни затухания и более крутой спад могут быть достигнуты путем каскадирования ряда цепей.Конструкцию также можно изменить, чтобы приспособить к ней различные формы фильтра, хотя расчеты усложняются.

Другие схемы и схемотехника:
Основы операционных усилителей Схемы операционных усилителей Цепи питания Конструкция транзистора Транзистор Дарлингтона Транзисторные схемы Схемы на полевых транзисторах Условные обозначения схем
Вернуться в меню «Конструкция схемы». . .

Операционный усилитель малой мощности: маломощный фильтр, новый взгляд на драйвер наушников

Новое семейство операционных усилителей отличается лучшими в отрасли характеристиками зависимости скорости от тока питания. Семейство LTC6261 / LTC6262 / LTC6263 (одиночное, двойное, четырехканальное) обеспечивает частоту 30 МГц при низком потребляемом токе 240 мкА, с максимальным напряжением смещения 400 мкВ, а также входом и выходом между шинопроводами. В сочетании с питанием от 1,8 В до 5,25 В эти операционные усилители позволяют использовать приложения, требующие бескомпромиссной производительности с низким энергопотреблением и низким напряжением.

Низкий ток питания при широкой полосе пропускания и шумовые характеристики обеспечивают отличную точность воспроизведения при малой доле рассеиваемой энергии в портативном аудиооборудовании. Как и в случае с активными фильтрами, пересмотр драйверов наушников портативного аудиооборудования - рациональное предприятие, учитывая уникальные возможности LTC6261.

Диапазон сопротивлений динамиков наушников от 32 Ом до 300 Ом; их ответственность, от 80 дБ до 100 дБ SPL на 1 мВт и выше. В качестве примера, рассмотрим динамик для наушников с 90 дБ звукового давления на 1 мВт, для достижения 110 дБ звукового давления требуется 100 мВт. При 32 Ом среднеквадратичный ток составляет 56 мА и напряжение 1,8 В; с 120 Ом, 29 мА и 3,5 В.

Рисунок 1. Драйвер моста для аудионаушников

При напряжении питания 3,3 В и выходе одного усилителя LTC6261 мощности привода может быть недостаточно для выработки 100 мВт.Однако комбинации двух фазированных 180-градусных усилителей достаточно, чтобы обеспечить необходимый привод для достижения передаваемой мощности более 100 мВт. Дублирование этой мостовой схемы управления позволяет подавать питание как на левую, так и на правую сторону.

LTC6263 содержит четыре усилителя в одном небольшом корпусе. Данные от LTC6262 с двумя усилителями, который управляет тем, что может быть левым или правым, показаны на рисунках 2 и 3. Базовый ток потребления двух усилителей с входом 1 В P-P , но без нагрузки, составляет 500 мкА.

Рис. 2. КНИ и шум драйвера моста LTC6262 при различных нагрузках в зависимости от частоты

Рис. 3. КНИ и шум драйвера моста LTC6262 при различных нагрузках в зависимости от амплитуды на частоте 1 кГц

Схема состоит из первого, инвертирующего каскада с коэффициентом усиления = 1,5 и последующего инвертирующего каскада. Комбинация инвертирующих каскадов обеспечивает усиление несимметричного входа и дифференциального выхода 3.

При входе 500 мВ P-P выход 1,5 В P-P или 0.75 В макс. Или 0,53 В RMS . При 50 Ом вход 500 мВ дает примерно 5,6 мВт поставляемой мощности. На входе 1V P-P схема выдает 22,5 мВт. Обратите внимание, что помогает то, что выход LTC6261 может качаться близко к железнодорожной магистрали с нагрузкой.

Первая сборка этой схемы в лаборатории давала значительный тон на нескольких сотнях Гц. Оказалось, что положительный вход не был хорошо заземлен как «заземление переменного тока» на всех частотах, потому что напряжение не было сильно ограничено. Необходимость привязки напряжения возникает при использовании одинарного источника питания, а не двойного.При однополярном питании V M не заземляется, а скорее создается напряжение средней шины, чтобы обеспечить правильную работу инвертирующих топологий. Резисторный делитель, который создает V M , имеет большие значения сопротивления (например, два последовательно соединенных 470 кОм), чтобы минимизировать дополнительный ток питания. Большой конденсатор обеспечивает надежное заземление на низких частотах. Действительно, добавление большого конденсатора (1 мкФ, который образует полюс с параллельно включенными резисторами 470 кОм) устранило загадочный звук искажения.

Несмотря на низкий ток покоя, этот драйвер обеспечивает низкий уровень искажений для наушников. При достаточно высокой амплитуде искажения резко возрастают, поскольку выходной сигнал операционного усилителя ограничивается. Ограничение происходит раньше при большей нагрузке, так как на выходных транзисторах заканчивается текущий коэффициент усиления.

Одна из серьезных проблем портативного устройства - разрядка аккумулятора. Музыка играет громко или музыкальный выбор слушателей влияет на скорость разряда батареи. Конечное использование устройства находится вне контроля дизайнера.А вот ток покоя - нет. Поскольку большую часть времени устройство может проводить в режиме ожидания, ток покоя имеет большое значение, поскольку он постоянно разряжает батареи. Низкий ток покоя LTC6261 увеличивает время разряда батареи.

Показанные здесь приложения используют преимущества уникального сочетания функций, доступных в семействе операционных усилителей LTC6261. Низкий ток покоя этих устройств не снижает их способность работать на уровнях, обычно предназначенных для более энергоемких частей.Железнодорожный ввод и вывод, останов и выбор пакета - это функции, которые делают их универсальными.

Применение OP-Amp в качестве суммирующего усилителя, интегратора и дифференциатора

Суммирующий усилитель

Выходное напряжение суммирующего усилителя пропорционально отрицательной величине алгебраической суммы его входных напряжений. Отсюда и название суммирующий усилитель. Суммирующий усилитель - это инвертированный операционный усилитель, который может принимать два или более входов.

На рис.1 показан суммирующий усилитель с тремя входами.

Рис.1

Три напряжения V 1 , V 2 и V 3 подаются на входы и создают токи I 1 , I 2 и I 3 .

Инвертирующий вход OP-Amp находится на виртуальной земле (0 В), и на входе нет тока.

Итак, три входных тока I 1 , I 2 и I 3 объединяются в точке суммирования A и образуют общий ток I f , который проходит через R f , как показано на рис.1.

Когда задействованы все три входа, выходное напряжение равно

Если R 1 = R 2 = R 3 = R, то имеем

Таким образом, выходное напряжение пропорционально алгебраической сумме входных напряжений.

Если R f = R1 = R 2 = R 3 = R, то имеем

Таким образом, когда коэффициент усиления суммирующего усилителя равен единице, выходное напряжение представляет собой алгебраическую сумму входных напряжений.

Применение суммирующего усилителя

Суммирующие усилители используются во многих областях. Здесь мы обсудим следующие два приложения:

  1. Как усредняющий усилитель
  2. В качестве вычитателя
1. В качестве усилителя усреднения

Используя правильные значения входного сопротивления и резистора обратной связи, можно разработать суммирующий усилитель, обеспечивающий выходное напряжение, равное среднему значению входных напряжений.

Суммирующий усилитель будет действовать как усредняющий усилитель, если выполняются оба следующих условия:

  • Все входные резисторы (R 1 , R 2 и т. Д.) Равны по номиналу.
  • Отношение любого входного резистора к резистору обратной связи равно количеству входных цепей.

На рис.2 представлена ​​схема усредняющего усилителя.

Рис.2

Здесь все входные резисторы равны по номиналу (3 кОм).Если мы возьмем отношение любого входного резистора к резистору обратной связи, мы получим 3 кОм / 1 кОм = 3. Это равно количеству входов в схему.

На рисунке 1 выходное напряжение определяется по формуле:

Сейчас,

Обратите внимание, что выход V равен среднему значению трех входов. Отрицательный знак показывает смену фаз.

2. Как вычитатель

Суммирующий усилитель может использоваться для получения выходного напряжения, равного разности двух напряжений.

Такая схема называется Вычитателем и показана на рис.3.

Рис.3

Как мы видим, эта схема обеспечивает выходное напряжение, равное разнице между V 1 и V 2.

Напряжение V 1 подается на стандартный инвертирующий усилитель с единичным усилением.

Из-за этого выходной сигнал инвертирующего усилителя будет равен –V 1 .

Этот выходной сигнал затем подается на суммирующий усилитель, также имеющий единичное усиление вместе с V 2 .

Таким образом, выходной сигнал второго операционного усилителя будет иметь следующий вид:

.

Коэффициент усиления второго каскада в вычитателе можно изменять, чтобы получить выходной сигнал, пропорциональный разнице между входными напряжениями.

Интегратор операционного усилителя

Интегратор - это схема, которая выполняет интегрирование входного сигнала. Наиболее важное применение интегратора - создание пилообразного выходного напряжения.

На рис.4 показана схема интегратора OP-Amp.

Рис.4 (i) Рис.4 (ii)
Когда сигнал подается на вход этой схемы, форма сигнала выходного сигнала будет объединением формы сигнала входного сигнала. Он состоит из OP-Amp, входа резистор R и конденсатор обратной связи C.

Анализ цепей

Поскольку точка A на рис.4 (i) находится на виртуальной земле, эквивалентная схема виртуальной земли рабочего интегратора будет такой, как показано на рис. 4 (ii).

Из-за виртуального заземления и бесконечного импеданса OP-Amp весь входной ток проходит через конденсатор, т.е.

Сейчас

Также напряжение на конденсаторе

Итак,

С,

Итак,

или

Чтобы узнать выходное напряжение, мы интегрируем обе части приведенного выше уравнения и получаем

Это уравнение показывает, что выход представляет собой интеграл от входа с инверсией и масштабным множителем 1 / RC.

Выходное напряжение

Если на вход интегратора подается фиксированное напряжение, выходное напряжение увеличивается с течением времени, обеспечивая линейное нарастание напряжения.

Выходное линейное напряжение противоположно полярности входного напряжения и умножается на коэффициент 1 // RC.

Дифференциатор операционного усилителя

Дифференциатор - это схема, которая выполняет дифференцирование входного сигнала. Это означает, что дифференциатор создает выходное напряжение, пропорциональное скорости изменения входного напряжения.

Его важное применение - создание прямоугольного выходного сигнала из линейного входа.

На рис.5 (i) показана схема дифференциатора OP-Amp.

Рис. 5 (i) Рис. 5 (ii)

Он состоит из операционного усилителя, входного конденсатора C и резистора обратной связи R.

Можно отметить, что размещение конденсатора и резистора отличается от схемы интегратора.

Анализ цепей

Поскольку точка A на рис. 5 (i) находится на виртуальной земле, эквивалентная схема виртуального заземления рабочего дифференциатора будет такой, как показано на рис. 5 (ii).

Из-за виртуального заземления и бесконечного импеданса OP-Amp весь входной ток i c протекает через резистор обратной связи R.

т.е.

и

Также

Приведенное выше уравнение показывает, что выход представляет собой дифференцирование входа с инверсией и масштабным множителем RC.

Если входное напряжение постоянно, dv i / dt равно нулю, а выходное напряжение равно нулю.

Чем быстрее изменяется входное напряжение, тем больше величина выходного напряжения.

Компаратор

Часто нам нужно сравнить одно напряжение с другим, чтобы увидеть, какое из них больше. В этой ситуации можно использовать компаратор.

Компаратор представляет собой схему OP-Amp без отрицательной обратной связи, в которой используется очень высокий коэффициент усиления по напряжению без обратной связи.

Компаратор имеет два входных напряжения и одно выходное напряжение.

Из-за высокого коэффициента усиления по напряжению разомкнутого контура OP-Amp очень небольшая разница напряжений между двумя входами приводит усилитель к насыщению. Это ключевой момент в работе компаратора.

На рис.6 показано действие компаратора. Входные напряжения V 1 (сигнал) и v 2 (опорное напряжение).

Фиг.6

Если дифференциальный вход положительный, цепь переходит в насыщение, а выходное значение достигает максимального положительного значения.

Обратный ход происходит, когда дифференциальный вход становится отрицательным, т.е. теперь выход максимально отрицательный.

Эта схема называется компаратором, потому что она сравнивает v 1 с v 2 для получения насыщенного положительного или отрицательного выходного напряжения.

Схемы компаратора

Схема компаратора имеет следующие две характеристики:

  1. В нем не используется обратная связь, поэтому коэффициент усиления по напряжению равен коэффициенту усиления по напряжению без обратной связи OP-Amp.
  2. Работает в нелинейном режиме
Заявка
1. Как генератор прямоугольных сигналов:

Компаратор может использоваться для получения прямоугольного сигнала на выходе из синусоидального сигнала.

На рис.7 показана схема компаратора для получения выходного сигнала прямоугольной формы.

Рис.7

Можно отметить, что инвертирующий вывод заземлен, и сигнал v в подается на неинвертирующий вывод.

Поскольку коэффициент усиления компаратора равен A OL , практически любая разница напряжений на входах приведет к тому, что выход перейдет на одну из ступеней насыщения и останется там до тех пор, пока разница напряжений не будет устранена.

Полярность входного разностного напряжения будет определять, до какого уровня насыщения перейдет выход компаратора.

Когда входной сигнал становится положительным, выходное напряжение подскакивает примерно до +13 В. Когда входное напряжение становится отрицательным, выходное напряжение увеличивается примерно до -13 В.

Выход быстро меняется от -13 В до +13 В и наоборот. Это изменение настолько быстрое, что мы получаем прямоугольный выходной сигнал для входного синусоидального сигнала.

2. В качестве детектора пересечения нуля:

Когда один вход компаратора соединен с землей, это называется детектором пересечения нуля, потому что выход изменяется, когда вход пересекает 0 В.

Схема перехода через нуль показана на рис.8 с формами входных и выходных сигналов.

Фиг.8 (i) Рис. 8 (ii)

Когда входной сигнал положительный, на выходе устанавливается положительное максимальное значение. Когда входной сигнал пересекает нулевую ось и начинает становиться отрицательным, на выходе устанавливается отрицательное максимальное значение.

3. Как датчик уровня:

Когда компаратор используется для сравнения амплитуды сигнала с фиксированным постоянным током. Уровень (опорное напряжение), схема известна в качестве детектора уровня.

Мы можем изменить нулевую схему детектора пересечения построить детектор уровня, подключив фиксированное опорное напряжение V REF на инвертирующий вход операционного усилителя, как показано на рис. 9 (я) .A более практичное расположение показано на рис.9 (II) с использованием делителя напряжения, чтобы установить опорное напряжение следующим образом:

Рис.9 (i) Рис.9 (ii)

Действие цепи

Предположим, что вход v в является синусоидальным. Когда входное напряжение меньше, чем опорное напряжение, выход переходит к максимальному уровню отрицательного. Он остается здесь до тех пор, пока v в не превысит V REF .

Когда входное напряжение превышает опорное напряжение, то выход идет до максимального положительного состояния. Он остается здесь до тех пор, пока v в не станет ниже V REF . Эта схема используется для обнаружения ненулевого уровня. На рис.10 показаны формы входных / выходных сигналов.

Рис.10



Пожалуйста, помогите мне развить этот сайт, подписавшись на меня в Google Plus. Вы можете подписаться на меня, нажав кнопку ниже.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *