Каковы основные принципы проектирования широкополосных усилителей на транзисторах. Как выбрать оптимальную схему и рассчитать параметры для достижения максимальной полосы пропускания и усиления. Какие существуют методы коррекции частотной характеристики усилителя.
Основные принципы проектирования широкополосных усилителей
При разработке широкополосных усилителей на транзисторах необходимо учитывать несколько ключевых принципов:
- Выбор оптимальной схемы включения транзистора (с общим эмиттером, общей базой или общим коллектором)
- Расчет цепей согласования входного и выходного сопротивлений
- Применение методов частотной коррекции для расширения полосы пропускания
- Обеспечение температурной стабилизации режима работы транзистора
- Оптимизация режима по постоянному току для получения максимального усиления
Рассмотрим подробнее каждый из этих аспектов проектирования широкополосного усилителя.
Выбор схемы включения транзистора
Для построения широкополосных усилителей наиболее часто используются следующие схемы включения транзисторов:
- С общим эмиттером (ОЭ) — обеспечивает высокий коэффициент усиления по напряжению и току
- С общей базой (ОБ) — позволяет получить широкую полосу пропускания
- С общим коллектором (ОК) — имеет низкое выходное сопротивление
Для достижения оптимального сочетания усиления и ширины полосы чаще всего применяется схема с ОЭ. Она обеспечивает усиление как по току, так и по напряжению. Недостатком является сравнительно узкая полоса пропускания, которую приходится расширять методами частотной коррекции.
Расчет цепей согласования
Важным этапом проектирования является расчет входных и выходных цепей согласования. Они необходимы для согласования входного и выходного сопротивлений усилителя с сопротивлением источника сигнала и нагрузки соответственно.
Для расчета согласующих цепей используются следующие методы:
- Метод коэффициента отражения
- Метод круговых диаграмм полных сопротивлений
- Метод синтеза фильтров-прототипов
Правильно рассчитанные цепи согласования позволяют минимизировать потери сигнала на стыке каскадов и обеспечить максимальную передачу мощности в нагрузку.
Методы частотной коррекции
Для расширения полосы пропускания усилителя применяются различные методы частотной коррекции:
- Высокочастотная коррекция с помощью индуктивности в цепи эмиттера
- Низкочастотная коррекция с использованием разделительных конденсаторов
- Коррекция с помощью отрицательной обратной связи
- Применение сложных многозвенных корректирующих цепей
Выбор конкретного метода коррекции зависит от требуемой ширины полосы пропускания и допустимой неравномерности АЧХ усилителя.
Температурная стабилизация режима
Для обеспечения стабильной работы усилителя в широком диапазоне температур применяются следующие методы:
- Использование термозависимых элементов (термисторов, позисторов) в цепи смещения
- Применение эмиттерной термостабилизации
- Стабилизация рабочей точки с помощью отрицательной обратной связи по постоянному току
Правильно спроектированная схема температурной стабилизации позволяет минимизировать дрейф параметров усилителя при изменении температуры окружающей среды.
Оптимизация режима по постоянному току
Выбор оптимального режима работы транзистора по постоянному току позволяет достичь максимального усиления при минимальных нелинейных искажениях. Для этого необходимо:
- Рассчитать оптимальный ток покоя коллектора
- Выбрать напряжение коллектор-эмиттер в середине линейного участка выходных характеристик
- Обеспечить запас по напряжению для неискаженного усиления максимальной амплитуды сигнала
Оптимизация режима позволяет реализовать потенциальные возможности транзистора по усилению и линейности.
Расчет параметров межкаскадных цепей
Важным этапом проектирования многокаскадного усилителя является расчет параметров межкаскадных цепей. Они обеспечивают:
- Согласование выходного сопротивления предыдущего каскада с входным сопротивлением последующего
- Коррекцию частотной характеристики
- Фильтрацию нежелательных гармоник
Для расчета межкаскадных цепей применяются методы синтеза фильтров и согласующих цепей. Правильно спроектированные межкаскадные цепи позволяют получить требуемую АЧХ усилителя.
Обеспечение устойчивости работы
- Введение цепей нейтрализации для уменьшения внутренней обратной связи транзистора
- Использование резистивных цепей в эмиттерной цепи для увеличения устойчивости
- Применение частотно-зависимых цепей обратной связи
- Расчет запаса устойчивости по коэффициенту Роллета
Обеспечение устойчивости позволяет избежать самовозбуждения усилителя и получить стабильные характеристики во всем рабочем диапазоне частот.
Широкополосный усилитель ВЧ на транзисторах КТ315 (0,5-70МГц)
Широкополосные усилители являются неотъемлемой частью многихрадиотехнических систем и устройств. В ряде случаев помимо прочих к ним предъявляются требования согласования со стандартным 50- либо 75-омным трактом. Одним из наиболее удачных схемных решений построения таких
усилителей является использование перекрестных обратных связей (Л1, Л2, Л3), обеспечивающих согласование по входу и выходу, неизменное значение верхней граничной частоты при увеличении числа каскадов усилителей и высокую повторяемость их характеристик. Кроме того, усилители с перекрестными обратными связями практически не требуют настройки.
Технические характеристики усилителя:
- Полоса рабочих частот.. 0,5-70 МГц.
- Выходное напряжение, не менее … 1 V.
- Коэффициент усиления…..20±1 Дб.
- Входное/выходное сопротивление.. 50 Ом.
- Потребляемый ток …….. 120мА.
- Напряжение питания.
………12В. - КСВН по входу, не более………1,5.
- КСВН по выходу, не более………3.
- Габаритные размеры….. 70×45 мм.
………12В.На рис. 1 приведена принципиальная схема усилителя с перекрестными обратными связями, в котором выходной каскад реализован по схеме Дарлингтона, то есть, использовано последовательно-параллельное включение транзисторов, что позволяет увеличить уровень выходного напряжения (Л.4). На рис.
2 приведен чертеж печатной платы.
Усилитель содержит два предварительных каскада на транзисторах МЕ1 и МЕ2 и выходной каскад на транзисторах МЕЗ и МЕ4, включенных по схеме Дарлингтона.
Все каскады усилителя работают в режиме класса А с токами потребления 27 мА, которые устанавливаются подбором номиналов резисторов R1, R5, R9, R13. Резисторы R3, R7, R10, R14 являются резисторами местной обратной связи. Резисторы R4, R8, R12 — резисторы общей обратной связи.
Рис. 1. Принципиальная схема широкополосного усилителя ВЧ.
Печатная плата (рис. 2) размером 70×45 мм изготавливается из фольгированного с двух сторон стеклотекстолита толщиной 2…3 мм. Пунктирными линиями на рис.
2 обозначены места металлизации торцов, что может быть сделано с помощью металлической фольги, которая припаивается к нижней и верхней части платы.
Рис.2. Печатная плата усилителя ВЧ.
Металлизация необходима для устранения паразитных резонансов, искажающих форму амплитудно-частотной характеристики.
Настройка усилителя состоит из следующих этапов. Вначале с помощью резисторов R1, R5, R9, R13 устанавливаются токи покоя транзисторов усилителя. Затем, варьируя в небольших пределах номиналом резистора R4, минимизируется коэффициент стоячей волны напряжения по входу усилителя.
Коэффициент стоячей волны напряжения по выходу усилителя минимизируется с помощью резистора R12. Изменением номинала резистора R8 регулируется полоса пропускания и коэффициент усиления усилителя.
При необходимости верхняя граничная частота усилителя может быть увеличена.
Для этого следует заменить транзисторы КТ315Г на более высокочастотные. В этом случае для схемы, приведенной на рис.
1, верхняя граничная частота будет составлять величину порядка 0,25…0,3 Fт, где Fт — граничная частота коэффициента передачи тока базы транзистора (Л.5). Использование рассматриваемого схемного решения позволяет осуществлять создание усилителей с верхней граничной частотой до 2 ГГц (Л.2). При их построении следует учитывать, что цепи общей обратной связи, состоящие из элементов С4, R4; С6, R8; С7, R12, должны быть по возможности короче.
Это объясняется необходимостью устранения излишней фазовой задержки сигнала в этих цепях. В противном случае амплитудно-частотная характеристика усилителя в области верхних частот оказывается с подъёмом. При значительном удлинении указанных цепей возможно самовозбуждение усилителя.
Титов А. Рк2005, 1.
Литература :
- Титов А. А. Упрощенный расчет широкополосного усилителя. Радиотехника, 1979, №6, с. 88-90.
- Авдоченко Б.И., Дьячко А.Н. и др. Сверхширокополосные усилители на биполярных транзисторах. Техника средств связи. Сер. Радиоизмерительная техника, 1985, Выл. 3, с. 57-60.
- Абрамов Ф.Г., Волков Ю.А. и др. Согласованный широкополосной усилитель. Приборы и техника эксперимента. 1984. №2, с. 111-112.
- Титов А.А., Ильющенко В.Н.Широкополосной усилитель. Патент по полезную модель №35491 Рос. агентства по патентам и товарным знакам. Опубл. 10.01.2004 Бюл. 1.
- Петухов В.М.Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник в 4 томах.
11.3Аключение
Согласно заданию
на дипломное проектирование и с целью
разработки конкурентно-способного УМ
проведен анализ: схемных решений
построения межкаскадных корректирующих
цепей СУМ и методик их расчета; способов
обеспечения условий получения от
транзистора максимальной отдаваемой
мощности; схем защиты УМ от холостого
хода и короткого замыкания нагрузки,
превышения напряжением питания своего
номинального значения, неверного
подключения источника питания, защита
от перегрузки по входу.
По результатам аналитического обзора, построена схема усилителя мощности. Разработана печатная плата и изготовлен макет.
В схеме применены межкаскадные корректирующие цепи третьего порядка, обеспечивающие высокие технические характеристики усилителя и достаточно простые в конструктивном исполнении и настройке.
Усилитель содержит системы защиты от перегрузки по входу, защиту при превышении источником питания своего номинального значения, схему защиты от перехода усилителя в режим холостого хода и короткого замыкания, схему термозащиты и схему управления вентилятором охлаждения.
На выходе усилителя включен трансформатор импедансов с коэффициентом трансформации 1:4, обеспечивающий оптимальные условия работы транзистора выходного каскада.
При электрическом
расчете схемы был использован метод
параметрического синтеза межкаскадных
цепей, описанный в [62], позволяющий
получить наиболее приближенные к
реальным значениям МКЦ и в значительной
мере сократить время при проектировании.
Согласно расчётам получены следующие результаты:
— полоса пропускания 10…200 МГц;
— неравномерность амплитудно-частотной характеристики +1,5 дБ;
— коэффициент усиления 40 дБ;
— максимальный уровень выходной мощности, не менее 15 Вт;
— сопротивление генератора и нагрузки 75 Ом;
— усилитель сохраняет работоспособность при изменении нагрузки от холостого хода до короткого замыкания;
— потребляемый ток в режиме молчания 2,2 А, в режиме максимальной выходной мощности 7 А;
— напряжение питания 26 В.
Список использованных источников
1 Гельвич Э.А., Лопин М.И. СВЧ — усилители средней и большой мощности нового поколения // Радиотехника. – 1999. – № 4. – С. 18 – 31.
2 Сеславский М.В.
Стратегия развития телерадиовещания
// Электросвязь.
– 2001. – № 1. – С. 9 – 12.
3 Никитин А., Исправников Ю. Усилители мощности ADVANTECH // Технологии и средства связи. – 1999. – № 1. – С. 82 – 83.
4 Гребенников А.В., Никифоров В.В. Транзисторные усилители мощности для систем подвижной радиосвязи метрового и дециметрового диапазонов волн // Радиотехника. – 2000 – № 5. – С. 83 – 86.
5 Титов А.А., Мелихов С.В. Широкополосный усилитель мощности с системой защиты // Приборы и техника эксперимента. – 1993. – № 2. – С. 105 – 107.
6 Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д. Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную нагрузку // Приборы и техника эксперимента. – 1996. – № 2. – С. 68 – 69.
7 Якушевич Г.Н.,
Мозгалев И.А. Широкополосный каскад со
сложением выходных токов транзисторов
// Сб. «Радиоэлектронные устройства СВЧ»
/ Под ред. А.А. Кузьмина. – Томск: изд-во
Том. ун-та, 1992. – С. 118 – 127.
8 Абрамов Ф.Г., Волков Ю.А., Вонсовский Н.Н., Ильющенко И.И., Машинин О.В., Пасхин В.М. Согласованный широкополосный усилитель // Приборы и техника эксперимента. – 1984. – № 2. – С. 111 – 112.
9 Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А.; Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Связь, 1978. – 304 с.
10 Богданович Б.М. Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройствах. – М.: Связь, 1980. – 280 с.
11 Дьяконов В.П. Мощные полевые транзисторы в усилителях мощности низких и высоких частот // Радиотехника. – 1982. – № 9. – С. 13 – 21.
12 Пикосекундная импульсная техника / В.Н. Ильюшенко, Б.И. Авдоченко, В.Ю. Баранов и др.; Под ред. В.Н. Ильюшенко. – М.: Энергоатомиздат, 1993. – 368 с.
13 Рэд Э. Справочное
пособие по высокочастотной схемотехнике:
Схемы, блоки, 50 – омная техника: Пер. с
нем. – М.: Мир, 1990.
– 256 с.
14 Титов А.А. Повышение выходной мощности транзисторных усилителей в режиме А // Радиотехника. – 1985. – № 3. – С. 81 – 83.
15 Левичев В.Г. Транзисторные усилители. – М.: Военное издательство министерства обороны СССР, 1967. – 208 с.
16 Литовченко С.С., Сорокин В.И. Сравнительная оценка схем усилителей мощности с регулируемым электропитанием // Техника средств связи. Сер. Техника проводной связи. – 1981. – Вып. 7. – С. 81 – 84.
17 Титов А.А. Обеспечение повышенного КПД в транзисторных усилителях мощности класса А // Сб. «Приемно-усилительные устройства СВЧ» / Под ред. А.А. Кузьмина. – Томск: Том. гос. ун-т, 1985. – С. 110 – 113.
18 Титов А.А. Нелинейные искажения в мощной широкополосной усилительной ступени с автоматической регулировкой потребляемого тока // Известия вузов. Сер. Радиоэлектроника. – 2001. – № 11 . – С. 71 – 77.
19 Догадин Н.
Б.,
Ногин В.Н. КПД усилителей со ступенчатым
управлением // Радиотехника. – 1996. – №
3. – С. 13 – 14.
20 Кузьмин В.Ф., Розов В.М. Оценка энергетических показателей линейного усилителя с АРР // Электросвязь. – 1973. – № 3. – С. 36 – 40.
21 Ногин В.Н. Усилитель мощности с повышенным КПД // Известия вузов. Сер. Радиоэлектроника. – 1972. – № 5. – С. 556 – 564.
22 Окснер Э.С. Мощные полевые транзисторы и их применение: Пер. с англ. – М.: Радио и связь, 1985. – 288 с.
23 Титов А.А. Широкополосный усилитель мощности с автоматической регулировкой потребляемого тока // Приборы и техника эксперимента. – 1988. – № 3. – С. 126 – 127.
24 Титов А.А. Экономичный широкополосный усилитель // Приборы и техника эксперимента. – 1984. – № 2. – С. 234.
25 Титов А.А.
Компенсация влияния детекторного
эффекта в усилителе с автоматической
регулировкой потребляемого тока.
//
Радиотехника. – 1987. – № 8. – С. 10 – 13.
26 Богданович Б.М. Радиоприемные устройства с большим динамическим диапазоном. – М.: Радио и связь, 1984. – 176 с.
27 Бабак Л.И., Покровский М.Ю., Дергунов С.А. Мощные сверхвысокочастотные транзисторные усилители // Приборы и техника эксперимента. – 1986. – № 5. – С. 112 – 114.
28 Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980. – 368 с.
29 Бабак Л.И., Пушкарев В.П., Черкашин М.В. Расчет сверхширокополосных СВЧ усилителей с диссипативными корректирующими цепями // Известия вузов. Сер. Радиоэлектроника. – 1996. – № 11. — С. 20 – 28.
30 Дьячко А.Н., Бабак Л.И. Расчет сверхширокополосного усилительного каскада с заданными частотными и временными характеристиками // Радиотехника. – 1988. – № 10. – С. 17 – 18.
31 Титов А.А., Мелихов
С.В. Усилитель мощности с защитой от
перегрузок // Приборы и техника
эксперимента.
– 1993. – № 6. – С. 118 – 121.
32 Титов А.А. Анализ работы усилительного каскада с автоматической регулировкой потребляемого тока // Известия Томского политехнического университета – 2003. – № 3. – С 84–88.
33 Титов А.А., Ильюшенко В.Н. Искажения формы импульсного сигнала в многоканальных усилителях с частотным разделением каналов // Материалы всероссийской научно-практической конференции «Проблемы современной радиоэлектроники и систем управления», в 2 томах. Том 1. – Томск, изд-во ТУСУР, 2002. – С. 192 – 194.
34 Титов А.А. Двухканальный усилитель мощности с диплексерным выходом // Приборы и техника эксперимента. – 2001. – № 1. – С. 68 – 72.
35 Титов А.А. Расчет межкаскадной корректирующей цепи многооктавного усилителя мощности на полевых транзисторах. // Радиотехника. – 1989. – № 12. – С. 30 –33.
36 Бахтин Н.А., Шварц
Н.З. Транзисторные усилители СВЧ с
диссипативными выравнивающими цепями.
// Радиотехника и электроника. – 1971. –
№ 8. – С. 1401 – 1410.
37 Титов А.А. Расчет межкаскадной корректирующей цепи многооктавного транзисторного усилителя мощности. // Радиотехника. – 1987. – № 1. – С. 29 – 31.
38 Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности. // Радиотехника. – 1989. – № 2. – С. 88 – 89.
39 Титов А.А. Расчет межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя на полевых транзисторах. // // В сб. «Современная радиоприемная усилительная аппаратура». – М.: Изд-во НТОРЭС им. Попова, 1989. – С. 15
40 Титов А.А. Расчет корректирующей цепи многооктавного транзисторного усилителя мощности. // В сб. «Радиоэлектронные устройства СВЧ». – Томск: Изд-во ТГУ. – 1992. – С. 136 – 142.
41 Проектирование
радиопередатчиков / В.В. Шахгильдян,
М.С. Шумилин, В.Б. Козырев и др.; Под ред.
В.В. Шахгильдяна. – М.
: Радио и связь,
2000. – 656 с.
42 Гудков В.В., Мусатов А.В., Филатов С.Н. Определение оптимальных параметров согласования широкополосных согласующих устройств со всплесками затухания // 5 – я Междунар. науч. – техн. конф. «Радиолокация, навигация, связь», Воронеж, 20 – 23 апр. 1999. Т. 3. – Воронеж. – 1999. – С. 1861 – 1865.
43 Плавский Л.Г., Девятков Г.Н. Расчет цепи с потерями для коррекции широкополосных транзисторных усилителей // В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Связь, 1973. – Вып. 11. – С. 111 – 116.
44 Ангелов И., Стоев И., Уршев Л. Широкополосный малошумящий усилитель для диапазона 0,7-2 ГГц. //Приборы и техника эксперимента. 1985. № 3. С. 129-131.
45 Титов
А.А. Расчет
схемы активной коллекторной
термостабилизации и ее применение в
усилителях с автоматической регулировкой
потребляемого тока. Электронная техника.
Сер. СВЧ-техника.
– 2001. – Вып. 2. – С. 26–30
46 Лондон С.Е., Томашевич С.В. Справочник по высокочастотным трансформаторным устройствам. – М.: Радио и связь, 1984. – 216 с.
47 Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асеев Ю.Н., Гаганов В.В. Модули ВЧ усилителей мощности для портативных средств связи // Электросвязь. – 1997. — № 7. – С. 21 – 22.
48 Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рыжиков А.Б. Мощные транзисторные усилительные модули для УКВ ЧМ и ТВ вещания // Электросвязь. – 1996. – № 3. – С. 28–31.
49 Титов А.А., Григорьев Д.А. Параметрический синтез межкаскадных корректирующих цепей высокочастотных усилителей мощности // Радиотехника и электроника. – 2003. – № 4. – С 442–448.
50 Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и связь, 1987. – 200 с.
51 Брауде Г.З.
Коррекция телевизионных и импульсных
сигналов. // Сб. статей. – М.: Связь, 1967. –
245 с.
52 Титов А.А. Параметрический синтез межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности на полевых транзисторах. // Радиотехника. – 2002. – № 3 — С. 90–92.
53 Мелихов С.В., Титов А.А. Широкополосный усилитель мощности с повышенной линейностью // Приборы и техника эксперимента. – 1988. – № 3. – С. 124 – 125.
54 Конев Ю.И., Машуков Е.В. Параллельное включение транзисторов // Сб. «Электронная техника в автоматике» / Под ред. Ю.И. Конева. – М.: Радио и связь, 1981. – Вып. 12. – С. 204–222.
55 Титов А.А. Расчет элементов высокочастотной коррекции усилительных каскадов на биполярных транзисторах. Учебно-методическое пособие по курсовому проектированию для студентов радиотехнических специальностей. – Томск: Том, гос. ун-т систем управления и радиоэлектроники, 2002. – 45 с.
56 Бабак Л.И. Анализ
широкополосного усилителя по схеме со
сложением напряжений // Сб.
«Наносекундные
и субнаносекундные усилители» / Под
ред. И.А. Суслова. — Томск: Изд-во Том.
ун-та, 1976. – С. 123–133.
57 Мамонкин И.Г. Усилительные устройства. Учебное пособие для вузов. — М.: Связь. 1977. – 360 с.
58 Авдоченко Б.И., Ильюшенко В.Н., Донских Л.П. Пикосекундные усилительные модули на транзисторах с затвором Шотки. //Приборы и техника эксперимента. 1986. № 5. С. 119-122.
59 Алексеевский Д.Д., Макагон В.М., Мелихов С.В. и др. Сверхширокополосные линейные усилители мощности. //Приборы и техника эксперимента. 1991. № 2. С. 109-111.
60 Сверхширокополосный усилитель мощности метрового диапазона с повышенным КПД.. Сборник научных трудов Всероссийской научно-технической конференции 4-12 мая 2006 года, Томск.
61 Красько А.С. Проектирование аналоговых электронных устройств — Томск: ТУСУР, 2000.-29с.
62 Титов А.А.
Параметрический синтез межкаскадной
корректирующей цепи сверхширокополосного
усилителя мощности // Известия вузов.
Сер. Электроника. – 2002. – № 6. – С. 81–87.
63 Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Радио и связь, 1987. – 392 с.
64 Каганов В.И. Радиопередающие устройства. – М.: ИРПО: Издательский центр «Академия», 2002. – 288 с.
65 Титов А.А., Болтовская Л.Г. Высоковольтный транзисторный усилитель однополярных импульсов // Приборы и техника эксперимента. – 1979. – №2. – С. 140–141.
66 Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний / В.В. Заенцев, В.М. Катушкина, С.Е. Лондон, З.И. Модель; Под ред. З.И. Моделя. – М.: Сов. радио, 1980. – 296 с.
67 Серафимович Л.П. Расчет надежности и конструирование радиоэлектронной аппаратуры. Томск, изд. ТГУ, 1972 272 с.
68 Г.В.Смирнов,
Л.И.Кодолова «Безопасность жизнедеятельности»
учебное пособие для дипломников
технических специальностей ТУСУРа 80с,
2003г.
69 «Правила устройства электроустановок» — СПб.: издательство ДЕАН, 2003. — 430с.
70 Министерство здравоохранения и социального развития «Межотраслевые правила по охране труда» (правила безопасности): Сиб.унив. издательство, 2005. — 176с
71 «Правила технической эксплуатации электроустановок потребителей» изд. 2-е Ростов н/Д: издательство «Феникс», 2004. 320с
72 В помощь радиолюбителю. Сборник. Вып. 111. И.Н.Алексеева – М.: Патриот, 1991 – 80 с.
73 Титов А.А. Проектирование цепей коррекции, согласования и фильтрации усилителей мощности радиопередающих устройств: Учебно-методическое пособие по курсовому проектированию для студентов радиотехнических специальностей. – Томск: Томск. гос. ун-т систем управления и радиоэлектроники, 2003. – 64 с.
74 Титов А.А.,
Ильюшенко В.Н. Широкополосный датчик
высокочастотного тока // Свидетельство
на полезную модель № 32883 Российского
агентства по патентам и товарным знакам
– Опубл.
27.09.2003 Бюл. № 27.
Приложение А
Справочные данные транзисторов [72]
КТ970А
— статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ;
rб=0.053 Ом – сопротивление базы
Ск = 180 пФ (Ек = 28В) — емкость коллекторного перехода
Lэ = 0.2 нГн — эмиттерная индуктивность
Lб = 0.7 нГн — индуктивность базы
Uкэ.мах. = 50 В — постоянное напряжение коллектор — эмиттер
Iкмах = 13 А — постоянный ток коллектора
= 34,72 – коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования
КТ930А (КТ930Б)
— статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ;
rб=0.119 (0.078) Ом – сопротивление базы
Ск = 62 пФ (130 пФ) (Ек = 28В) — емкость коллекторного перехода
Lэ = 0.35 нГн (0.24 нГн) — эмиттерная индуктивность
Lб = 1.57 нГн (1.42 нГн) — индуктивность базы
Uкэ.мах. = 50 В — постоянное напряжение коллектор — эмиттер
Iкмах = 10 А — постоянный ток коллектора
= 33,3 – коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования
КТ913Б
— статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ;
rб = 1,5 Ом – сопротивление базы
Ск = 10 пФ (Ек = 28В) — емкость коллекторного перехода
Lэ = 0,25 нГн — эмиттерная индуктивность
Lб = 2,5 нГн — индуктивность базы
Uкэ.
мах.
= 55 В
— постоянное
напряжение коллектор — эмиттер
Iкмах = 1 А — постоянный ток коллектора
= 78.12 – коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования
КТ816Б
-статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ ;
-постоянное напряжение коллектор-эмиттер ;
-постоянный ток коллектора ;
КТ361Б
-статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ ;
-постоянное напряжение коллектор-эмиттер В;
-постоянный ток коллектора мА;
Приложение Б
Таблица нормированных значений для расчета МКЦ [73]
Неравномерность АЧХ | ||||
=0.1 дБ 1. 1.415 0.868 | 0.128 0.126 0.122 0.112 0.09 0.05 0.0 | 1.362 1.393 1.423 1.472 1.55 1.668 1.805 | 2.098 1.877 1.705 1.503 1.284 1.079 0.929 | 0.303 0.332 0.358 0.392 0.436 0.482 0.518 |
=0.25 дБ 2.14 1.75 1.40 | 0.0913 0.09 0.087 0.08 0.065 0.04 0.0 | 1.725 1.753 1.784 1.83 1.902 2.00 2.14 | 2.826 2.551 2.303 2.039 1.757 1.506 1.278 | 0.287 0.313 0.341 0.375 0.419 0.465 0.512 |
=0.5 дБ 2.52 2.01 2.04 | 0.0647 0. 0.0621 0.057 0.047 0.03 0.0 | 2.144 2.164 2.196 2.24 2.303 2.388 2.52 | 3.668 3.381 3.025 2.667 2.32 2.002 1.69 | 0.259 0.278 0.306 0.341 0.381 0.426 0.478 |
=1.0 дБ 3.13 2.26 3.06 | 0.0399 0.0393 0.0375 0.033 0.025 0.012 0.0 | 2.817 2.842 2.872 2.918 2.98 3.062 3.13 | 5.025 4.482 4.016 3.5 3.04 2.629 2.386 | 0.216 0.24 0.265 0.3 0.338 0.38 0.41 |
805
0642Новый взгляд на усиление усилителя и транзистора
Существуют некоторые основные принципы двухпортовых сетевых моделей. Микроволновые усилители, подобные тому, что изображен на блок-схеме на рис.
1, традиционно разрабатывались с параметрами рассеяния с целью усиления мощности в некоторой заданной полосе пропускания. Этот формат модели оправдан, поскольку на высоких частотах S-параметры измеряются гораздо проще и точнее, чем другие представления, основанные на напряжении или токе. Измерение h-параметров, например, было кошмаром в начале 60-х из-за проблем со стабильностью при использовании моста передаточной функции General Radio 1640 или Z-G-диаграммы Rohde & Schwarz. Когда сетевой анализатор стал доступен для широкополосных измерений S-параметров примерно в 1965, однако эта проблема со стабильностью была решена, потому что широкополосный 50? выводы обеспечивали необходимые рассеиваемую мощность и стабильность.
Рис. 1 Блок-схема СВЧ-усилителя, представленного в виде двухполюсной сети с двумя выводами, модель которой представляет собой общую матрицу k-параметров.
За исключением этих проблем измерения, различные формы общих параметров двухпортовой сети абсолютно эквивалентны.
Действительно, обратите внимание, что сходство в формате определения нескольких двухпортовых параметров, таких как импеданс, z-; допуск, у-; гибрид, ч-; или рассеяние, S-параметры,
и
являются естественным следствием того факта, что все они заявляют одну и ту же сетевую характеристику — линейность. Поскольку такая система с двумя входами и двумя выходами является линейной, то есть подчиняется суперпозиции, ее выходы — напряжения (V1, V2), токи (I1, I2) или отраженные волны (b1, b2) — могут быть заданы как простые линейные комбинации входов — токов (I1, I2), напряжений (V1, V2) или падающих волн (a1, a2) — для z-, y- и S-параметров соответственно. Различное расположение входных и выходных переменных определяет, что идентификация каждого из этих наборов параметров требует испытания устройства при определенных граничных условиях: нулевые токи или холостые нагрузки для z-матрицы; нулевое напряжение или короткое замыкание для y-матрицы; сочетание как обрывов, так и коротких замыканий для h-матрицы; и ноль падающих волн или идеально согласованные окончания для S-матрицы.
Указанная эквивалентность между параметрами, основанными на напряжении и токе, как z-, y- и h-матрицами, и падающей и отраженной волнами, как S-матрица, может быть даже более очевидной, если некоторые соотношения представлены для перехода из этих двух различных областей моделирования. На самом деле, используя базовое двухпортовое описание, падающие и отраженные среднеквадратичные волны напряжения могут быть напрямую связаны с напряжениями и токами на каждом порту следующим методом.1 Начиная с модели линии передачи, напряжение и ток на каждом порту, V1,2 и I1,2 можно выразить как суперпозицию падающей Vinc1,2 и отраженной Vref1,2 волн напряжения:
Альтернативно, сложение и вычитание этих уравнений дает
Следовательно, падающая, a1,2, и отраженная, b1,2, волны мощности, нормированные на Z0 — обычно считаются реальными и равными 50 ? — может быть представлено как
. Точно так же, как напряжение и ток могут быть связаны с нормализованной падающей и отраженной волнами мощности, их отношения, импеданс или проводимость, также могут быть даны в терминах отношений между этими нормированными падающей и отраженной мощностью волны, коэффициенты отражения.
Например, снова обратившись к базовой блок-схеме, 9
и
Целью микроволнового усилителя является повышение мощности сигнала. Это обычно достигается в низкочастотных многокаскадных усилителях за счет использования большого коэффициента усиления по напряжению, Av, за которым следует усиление по току, Ai, в каскаде. Это приводит к традиционной архитектуре ненастроенного усилителя, в которой группа Av-блоков с общим истоком (CS) или общим затвором (CG) [FET], или с общим эмиттером (CE), или с общей базой (CB) [биполярные] за которыми следуют одна или две ступени Ai с общим стоком (CD) или общим коллектором (CC). К сожалению, эта стратегия не работает на высоких частотах, потому что внутренние паразитные емкости устройства по отношению к земле уменьшают входное сопротивление, уменьшая, таким образом, коэффициент усиления по напряжению предыдущего каскада, в то время как последовательные катушки индуктивности уменьшают доступный коэффициент усиления по току. Этого удалось избежать в микроволновых усилителях, отстроив эти паразиты и обеспечив межкаскадное согласование импеданса.
В результате все каскады вносят свой вклад в одновременное усиление по напряжению и току, обеспечивая требуемый коэффициент усиления по мощности GP.2,3
Av, Ai или даже другие определения коэффициента усиления, основанные на напряжении и токе, такие как трансадмиттанс, Gm или трансимпеданс, Zm, проще обрабатывать с использованием z-, y- или h-параметров, в то время как GP лучше описывать с помощью нормированные силовые волновые отношения, S-параметры. Поэтому не должно вызывать удивления то, что последним отдавалось предпочтение при проектировании ВЧ и СВЧ усилителей, в то время как первые оставлялись для проектирования низкочастотных модулирующих частот. Однако снижение паразитных характеристик устройств, обеспечиваемое монолитными микроволновыми технологиями, и доступность устройств с очень высоким коэффициентом усиления и пропускной способностью сделали первый шаг к изменению этой ситуации. В последнее время необходимость снижения стоимости, размера и веса беспроводных цепей определила дальнейший путь к более высоким уровням интеграции и более низкому энергопотреблению.
Поскольку было признано, что это может быть достигнуто только за счет исключения реактивных компонентов (любопытно признать, что, несмотря на то, что только транзисторы могут способствовать желаемому усилению мощности, они занимают несравненно меньшую площадь кристалла, чем конденсаторы или катушки индуктивности), Парадигма проектирования настроенных усилителей быстро менялась в сторону более низкочастотной широкополосной ориентации, что вызвало новый интерес к Av, Ai, Zm и Gm и, следовательно, к старым параметрам z, y и h.
Кроме того, гибкость, обеспечиваемая современными полностью настраиваемыми технологиями RF-CMOS, в которых можно довольно свободно выбирать геометрию устройства (в основном ширину канала, W, и длину, L), делала эти представления черного ящика сомнительными в сравнение с эквивалентными схемами, где можно легко учесть влияние этих изменений. В рамках такой модели эквивалентной схемы устройства могут быть лучше всего описаны определениями усиления, связанными с отношениями напряжения и тока на клеммах.
Например, хорошо известно, что биполярные транзисторы описываются усилением тока короткого замыкания — гибридным параметром h31 в уравнении 3 — определяемым как ? = IC/IB в конфигурации CE или как ? IC/IE в конфигурации CB. Точно так же полевой транзистор лучше всего описывается крутизной короткого замыкания CS, gm, представленной в уравнении 2 параметром полной проводимости y21.
Первая цель этой учебной статьи — рассмотреть некоторые важные взаимосвязи между этими альтернативными подходами к моделированию и, таким образом, предоставить новую и полезную информацию о различных форматах усиления транзисторов и усилителей.
Соотношение коэффициента усиления по напряжению, току и мощности в микроволновом усилителе
Коэффициент усиления по напряжению
Исследования усилителей обычно начинаются с коэффициента усиления по напряжению. Когда усилители имеют входную и выходную нагрузку ZG (?G) и ZL (?L), коэффициент усиления по напряжению легко выражается через h-параметры.
Для прототипа СВЧ-усилителя коэффициент усиления по напряжению будет определяться как отношение фактического напряжения, развиваемого на нагрузке, V2, к напряжению на входе усилителя, V1.
Коэффициент усиления по напряжению:
Из этого определения Av и определяющих соотношений h-параметров (уравнение 3) коэффициент усиления по напряжению принимает вид
, где Dh — гибридный определитель устройства, заданный выражением
Примечание 9004 что Av примерно пропорциональна коэффициенту усиления тока короткого замыкания, h31, масштабированному отношением импеданса нагрузки к входному импедансу холостого хода к коэффициентам отражения, Av также может быть выражен через S-параметры. Начиная с осознания того, что из уравнения 9, 10 и 15, Av может быть задана как
и что,4 из уравнения 4
из уравнения 13
и из уравнения 14
В нескольких книгах4 показано, что коэффициент усиления по напряжению может быть окончательно выражен как
Это выражение показывает, что Av часто близок к S21, и это точно S21, когда ?L и S11 равны нулю.
Коэффициент усиления по току
В этом контексте коэффициент усиления по току теперь определяется как отношение между выходным током, протекающим через нагрузку, I2, и входным током, поступающим в устройство, I1.
Коэффициент усиления по току:
Аналогично, коэффициент усиления по току Ai также может быть выражен через h-параметры и S-параметры следующим образом. Начав снова с определения Ai уравнения 20 и формулировки h-параметров уравнения 3, легко сделать вывод, что
Используя снова отношения S-параметров уравнения 4 и окончания ?in и ?L уравнения 13 и 14
, что примерно равно –S21, когда ?L и S11 равны нулю.
Оперативное усиление мощности
Оперативное усиление мощности, или в данном документе просто коэффициент усиления мощности, определяется как отношение между активной мощностью (или активной мощностью), отдаваемой усилителем на его нагрузку, и активной мощностью, отдаваемой источником на вход усилителей.
Следовательно, поскольку усиление по напряжению и току уже получено, усиление по мощности GP может быть рассчитано как
, что показывает, что отношение ?L = Re{1/ZL} к Gin = Re{1/Zin} и коэффициент усиления по напряжению или отношение RL = Re{ZL} к Rin = Re{Zin} и коэффициент усиления по току определяют коэффициент усиления по мощности GP.
В качестве альтернативы, используя выражения Av или Ai из уравнений 19 или 22 и отношение импеданса к коэффициенту отражения из уравнений 11 и 12, коэффициент усиления мощности можно также
выразить через S-параметры при
Коэффициент пропускания и Трансимпедансное усиление
Понятия коэффициента трансадмиттанса (или транскондуктивности) и трансимпеданса (или транссопротивления) применяются всякий раз, когда входные и выходные объекты устройства имеют различную природу. Например, поскольку электронные лампы и твердотельные полевые транзисторы представляют собой устройства с полевым эффектом, их обычно описывают их крутизной, отношением между током анода или стока и напряжением на сетке или затворе, gm.
С другой стороны, оптоэлектронные приемники, например, основаны на широкополосных усилителях, источником которых является фотодиод. Это оптоэлектронный преобразователь, в котором выходной ток пропорционален входящей мощности света. Таким образом, упомянутые усилители более удобно описывать двойным коэффициентом пропускания, трансимпедансом Zm, который определяется как отношение между выходным напряжением холостого хода и доступным током источника.
Таким образом, еще два коэффициента усиления, трансадмитанс и трансимпеданс, будут окончательно определены как следующие отношения: легко выражаются через y- или z-параметры как
Начав с уравнений 25 и 26 и используя уравнения 13 и 14, можно выразить эти коэффициенты пропускания и коэффициента пропускания через S-параметры как
Обратите внимание, что когда ?L и S11 равны нулю, эти выражения упрощаются до Gm = S21/Z0 и Zm = Z0S21.
Обсуждения
При проектировании усилителей результаты обычно рассматриваются с точки зрения коэффициента усиления мощности преобразователя (определяемого как отношение активной мощности, подаваемой на нагрузку, к доступной мощности генератора) в зависимости от частоты.
Однако их транзисторы обычно работают как устройства усиления тока в случае биполярных транзисторов или как преобразователи в полевых транзисторах, по крайней мере, на низких частотах. В обоих случаях эти собственные коэффициенты усиления будут преобразованы в коэффициенты усиления по напряжению и току через выходную нагрузку, а затем в коэффициенты усиления по мощности.
Чтобы проиллюстрировать эти концепции и расчеты, представленные в предыдущем разделе, теперь будут описаны три иллюстрирующих примера усилителей, основанных на различных технологиях микроволновых транзисторов: малошумящий усилитель (LNA) на основе Si BJT, усилитель средней мощности с использованием GaAs MESFET и, наконец, усилитель мощности на основе GaN HEMT.
Малошумящий усилитель на основе Si BJT
Первый пример — схема со слабым сигналом. Это типичная конструкция МШУ с использованием AT 41400 BJT на частоте 4 ГГц, принципиальная схема которого показана на рис. 2.6. Он был разработан для обеспечения усиления мощности преобразователя GT = 11,3 дБ с соответствующим коэффициентом шума NF = 4,8 дБ.
Рис. 2 Типичный МШУ с биполярным транзистором AT 41400 Si на частоте 4 ГГц.
Смещенный для точки покоя IC = 9,4 мА и VCE = 4 В, этот BJT представляет следующий набор S-параметров:
С этими параметрами и сопротивлением нагрузки ZL = 47,7 + j59,5 Ом , были рассчитаны следующие коэффициенты усиления:
Это показывает, что усиление по мощности усилителя в основном получается из усиления по напряжению.
Усилитель средней мощности на основе GaAs MESFET
Другой пример, использующий GaAs MESFET MWT9 на частоте 8 ГГц в приложении средней мощности, приведен на рисунке 3. Коэффициент усиления мощности его преобразователя составляет GT = 7,8 дБ, а точка сжатия в один дБ составляет P1 дБ = 21,8 дБм.
Рис. 3 Усилитель средней мощности с GaAs MESFET MWT9 на частоте 8 ГГц.
Смещенный для точки покоя IDS = 59,1 мА и VCE = 6 В, этот MESFET может быть описан следующим набором S-параметров:
С этими параметрами и полным сопротивлением нагрузки ZL = 67,9+ j4,7 ?, были рассчитаны следующие усиления:
Усилитель мощности на основе GaN HEMT
В третьем примере используется новое устройство GaN HEMT производства Nitronex, показанное на рис.
4. Это усилитель мощности, работающий при 900 МГц, с GT = 16,9 дБ и P1 дБ = 33 дБм.
Этот прототип усилителя мощности был реализован по технологии MIC с использованием подложки из высокочастотного ламината RT/Duroid с ?r = 10,2. На рис. 5 представлена фотография реализованной платы усилителя.
Рис. 5 Реализованная плата PA MIC с использованием GaN HEMT на частоте 900 МГц.
Смещенный для точки покоя IDS = 29,4 мА и VDS = 20 В, этот HEMT представляет следующий набор S-параметров: ?, были рассчитаны следующие коэффициенты усиления:
Заключение
Хотя усилители созданы для усиления мощности, современные КМОП РЧИС заново открывают подходы к усилению напряжения и тока, применяемые в низкочастотных широкополосных конструкциях. Кроме того, работу транзистора также можно лучше понять, рассчитав коэффициент усиления по напряжению, коэффициент усиления по току или даже коэффициент усиления трансадмиттанса или трансимпеданса.
Эти концепции усиления были рассмотрены в этой статье, где были получены различные выражения для параметров напряжения/тока (как z-, y- или h-параметры) и падающих и отраженных нормированных волн мощности (S-параметры).
Затем в качестве иллюстративных примеров были использованы три типичных конструкции микроволновых усилителей, охватывающих различные транзисторные технологии (Si BJT, GaAs MESFET и GaN HEMT) и приложения (малошумящие усилители и усилители мощности).
Благодарности
Авторы хотели бы поблагодарить Чи-Чунг Чиен и Франсиско Мадрис из Университета Санта-Клара за их сотрудничество.
Ссылки
1. Г. Д. Венделин, Проектирование усилителей и генераторов с использованием метода S-параметров, John Wiley & Sons Inc., Somerset, NJ, 1982, стр. 10–11.
2. Янссенс Дж. и Стейарт М. Интерфейсы приемников сотовых КМОП — от спецификаций до реализации. Kluwer Academic Publications, Дордрехт, Нидерланды, 2002.
3. Изюмов Н., Линде Д. Основы радио. , Изд-во Мир, Москва, СССР, 1976.
Павио и У.Л. Роде, Проектирование СВЧ-схем с использованием линейных и нелинейных методов, John Wiley & Sons Inc., Somerset, NJ, 19.90.
5. G. Gonzales, Microwave Transistor Amplifiers — Analysis and Design, Second Edition, Prentice Hall, Upper Saddle River, NJ, 1997.
6. G.D. Vendelin, A.M. Павио и У.Л. Роде, Проектирование СВЧ-схем с использованием линейных и нелинейных методов, второе издание, John Wiley & Sons Inc., Somerset NJ, 2005.
7 часов вечера. Кабрал, Х.К. Педро и Н.Б. Карвальо, «Новая модель нелинейного устройства для сверхвысокочастотных GaN HEMT», Дайджест Международного микроволнового симпозиума IEEE, 2004 г., стр. 51–54.
8 часов вечера Кабрал, Х.К. Педро и Н.Б. Карвалью, «Модель нелинейного устройства GaN HEMT СВЧ-мощности для проектирования усилителей высокой мощности», IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 52, № 11, ноябрь 2004 г., стр. 2585–2592.
Джордж Венделин является адъюнкт-профессором Университета Санта-Клары, Стэнфордского университета, Университета Сан-Хосе и Калифорнийского университета в Беркли, где он преподает курсы электронной инженерии для выпускников. Он был приглашенным профессором в Университете Авейру, Португалия, в 2004 г. и будет преподавать в Национальном Тайваньском университете, Тайвань, в течение одного года, начиная с февраля 2005 г.
Его интересы включают модели и схемы нелинейных транзисторов. Он является членом IEEE Life Fellow.
Хосе К. Педро получил диплом, докторскую и хабилитационную степень в области электроники и телекоммуникаций в Университете Альвейру, Португалия, в 1985, 1992 и 2002 годах соответственно. С 1985 по 1993 год он был ассистентом лектора в Университете Альвейру. В настоящее время он профессор того же университета и научный сотрудник Института телекоммуникаций. Его основные интересы включают моделирование активных устройств, а также анализ и проектирование различных нелинейных микроволновых и оптоэлектронных схем, в частности проектирование высоколинейных усилителей мощности и смесителей с несколькими несущими. Он является автором или соавтором нескольких статей в международных журналах и на симпозиумах, а также выступал в IEEE в качестве рецензента для MTT Transactions и MTT IMS. Он получил премию Маркони для молодых ученых в 1993 и премия Института инженеров-электриков (IEE) за измерение в 2000 году.
Педро М. Кабрал получил степень инженера-электрика в Университете Авейру, Португалия, в 2002 году, и в настоящее время работает над получением докторской степени в области моделирования нелинейных транзисторов в том же университете. Его основные интересы включают нелинейное моделирование и проектирование микроволновых цепей и активных устройств. Он был лауреатом премии 2002 года как лучший студент-электротехник в Университете Авейру, а в 2004 году стал финалистом конкурса студенческих работ, представленного на Международном микроволновом симпозиуме IEEE Microwave Theory and Techniques Society.
Restricted Content
У вас должен быть включен JavaScript для просмотра ограниченного количества статей в течение следующих 7 дней.
Нажмите здесь, чтобы продолжить без JavaScript..
Главная — RF Design
Опубликовано Автор: RF Design
Qorvo представляет передовое решение по питанию для систем с фазированной решеткой Загрузить полностью…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Новые эквалайзеры Pasternack с отрицательным наклоном компенсируют чрезмерные потери на длинном кабеле…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Menlo Micro представляет первую в мире полностью интегрированную петлю…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Фиксированный аттенюатор ATN06-0050CSP1 от Marki Microwave ATN06-0050CSP1 от Marki Microwave.
..
Опубликовано Автор: RF Design
ВЧ-транзистор QPD1425L от Qorvo QPD1425L от Qorvo — это транзистор с высокой подвижностью электронов…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Антенны новой серии работают в широком диапазоне…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
Что такое Waveguide Magic Tee? RF magic tee A Waveguide…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Антенна PEANED1015 от Pasternack Enterprises Inc. PEANED1015 от Pasternack Enterprises Inc…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Анализатор фазового шума HA7062D от Holzworth Instrumentation Анализатор фазового шума HA7062D от Holzworth…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
u-blox представляет JODY-W4, первый автомобильный модуль с поддержкой Wi-Fi 6E…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новые низкопрофильные силовые индукторы Coilcraft обеспечивают сверхнизкий DCR и…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Направленный ответвитель CE10-0R620T от Marki Microwave CE10-0R620T от Marki Microwave.
..
Опубликовано Автор RF Design
Menlo Micro представляет интегрированное решение с низким энергопотреблением для МЭМС-переключателей и высоковольтных…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Сценарии IO Ninja упрощают аппаратную и программную автоматизацию IO Ninja — это…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
ВЧ-транзистор QPD1018 от Qorvo QPD1018 от Qorvo представляет собой GaN-on-SiC…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
ВЧ-усилитель KKa-LNA-1929 от Arralis KKa-LNA-1929 от Arralis представляет собой трехкаскадный.
..
Опубликовано Автор RF Design
Сотовый модуль LARA-L6004D от u-blox AG LARA-L6004D от u-blox представляет собой…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
Описание направленных антенн На самом деле все типы радиочастотных антенн…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Pasternack выпускает новые дипольные, коллинеарные антенны VHF/UHF и антенны Yagi IRVINE,…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новая линейка ВЧ-усилителей поддерживает многочисленные широкополосные приложения IRVINE,.
..
Опубликовано Автор RF Design
Обзор разъема SMA Коаксиальные разъемы SMA или просто SMA…
Читать далееОпубликовано By RF Design
PE7439-10 Переменный ВЧ-аттенюатор от Pasternack Enterprises Inc PE7439-10 от Pasternack…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Nordic Semiconductor представляет многофункциональную ИС управления питанием (PMIC) с уникальным…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
Антенна TW5386 GPS/GNSS от Tallysman Wireless TW5386 от Tallysman — это.
..
Опубликовано Автор: RF Design
ВЧ-усилитель QPA2933 от Qorvo QPA2933 от Qorvo — это мощное…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Фиксированный аттенюатор ATN03-0050CSP1 от Marki Microwave ATN03-0050CSP1 от Marki Microwave…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
Расширение ступенчатых аттенюаторов обеспечивает точное управление ИРВАЙН, Калифорния – Пастернак,…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Сборки коаксиальных кабелей для наружного применения в тяжелых условиях Коаксиальный кабель RF…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новая линия Magnetics компании Taogla Добавление 40 трансформаторов BMS,…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Синтезатор частот серии HSY от Holzworth Instrumentation Серия HSY от Holzworth…
Читать далееОпубликовано By RF Design
PE71S8003 Радиопереключатель от Pasternack Enterprises Inc PE71S8003 от Pasternack…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Tallymatics объединяет антенны Tallysman, приемник u-blox F9x GNSS и…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новая линейка межсоединений обеспечивает передачу видео высокого разрешения ИРВИН, Калифорния —…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Компания u-blox представляет самую маленькую антенную плату Bluetooth с датчиком угла прихода (AoA) для…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
MMD-0415H Удвоитель частоты от Marki Microwave MMD-0415H от Marki Microwave…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
ВЧ-усилитель CMX90G701 от CML Microcircuits CMX90G701 от CML Microcircuits.
..
Опубликовано Автор RF Design
CML объявляет о выпуске маломощных CMX90G701 и CMX90G702…
Читать далееОпубликовано By RF Design
QPC1006 RF Switch от Qorvo QPC1006 от Qorvo — это SP3T…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новые фиксированные радиочастотные аттенюаторы 40 ГГц с разъемами 2,92 мм IRVINE,…
Читать далееОпубликовано Автор RF Design
Модуль GNSS серии ZED-F9K от u-blox AG Серия ZED-F9K от u-blox…
Читать далееОпубликовано By RF Design
CML объявляет о выпуске CMX90A702 28 ГГц 5G…
Читать далееОпубликовано By RF Design
Полосовой фильтр B260MB2S от Knowles B260MB2S от Knowles — это…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Простое добавление сотовой связи к вашим продуктам на основе TPS Вездесущность…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Новейший автомобильный многодиапазонный модуль GNSS u-blox позволяет приложениям ADAS…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Запечатлеть реальность метро с точностью до сантиметра, буквально…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
Партнеры u-blox и GMV разработают готовое к рынку сквозное безопасное позиционирование…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
ВЧ-усилитель AMM-7473PSM от Marki Microwave AMM-7473PSM от Marki Microwave…
Читать далееОпубликовано Автор: RF Design
KKa-TR-DL-1929 Спутниковый приемопередатчик от Arralis KKa-TR-DL-1929 от Arralis работает в диапазоне K/Ka…
Читать далееОпубликовано
