Усилитель мощности на транзисторной комплементарной паре: Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Транзисторный усилитель мощности низкой частоты без ООС

Алексей Зызюк, г.Луцк

В последнее время конструкторы усилителей мощности низкой частоты всё чаще обращаются к ламповой схемотехнике, которая позволяет при сравнительной простоте конструкции достигать хорошего звучания. Но не следует полностью «списывать» транзисторы, поскольку при определенных обстоятельствах транзисторный УМЗЧ все-таки способен работать довольно неплохо, а часто и лучше ламп… Автору этой статьи довелось перепробовать большое количество УМЗЧ. Один из таких наиболее удачных «биполярных» вариантов и предлагается на суд читателей. В основе идеи хорошей работы лежит условие симметричности обоих плеч УМЗЧ. Когда обе полуволны усиливаемого сигнала претерпевают подобные преобразовательные процессы, можно ожидать удовлетворительной работы УМЗЧ в качественном отношении.

SRC=»»>

Еще в недалеком прошлом непременным и достаточным условием хорошей работы любого УМЗЧ считалось обязательным введение глубоких ООС. Бытовало мнение о невозможности создания высококачественных УМЗЧ без глубоких общих ООС. К тому же авторы конструкций убедительно уверяли, что, мол, нет необходимости в подборе транзисторов для работы их в парах (плечах), ООС все скомпенсирует и разброс транзисторов по параметрам на качество звуковоспроизведения не влияет!

Эпоха УМЗЧ, собранных на транзисторах одной проводимости, например, популярных КТ808. предполагала включение выходных транзисторов УМЗЧ уже неравноправно, когда один транзистор выходного каскада был включен по схеме с ОЭ, второй же — с ОК. Такое асимметричное включение не способствовало качественному усилению сигнала. С приходом КТ818, КТ819, КТ816. КТ817 и др., казалось бы, проблема линейности УМЗЧ решена. Но перечисленные комплементарные пары транзисторов «по жизни» слишком далеки от истинной комплементарности.

Не будем углубляться в проблемы некомплементарности вышеперечисленных транзисторов, которые весьма широко используются в различных УМЗЧ. Следует лишь подчеркнуть тот факт. что при равных условиях (режимах) этих транзисторов обеспечить их комплементарную работу в двухтактных усилительных каскадах достаточно сложно. Хорошо об этом сказано в книге Н.Е.Сухова [1].

Я вовсе не отрицаю возможность достижения хороших результатов при создании УМЗЧ на комплементарных транзисторах. Для этого нужен современный подход в схемотехнике таких УМЗЧ, с обязательным тщательным подбором транзисторов для работы в парах (ключах). Доводилось мне конструировать и такие УМЗЧ, которые являются своеобразными продолжениями высококачественного УМЗЧ Н.Е.Сухова [2], но о них — как нибудь в другой раз. Касаясь симметричности УМЗЧ, как главного условия хорошей его работы — следует сказать следующее. Оказалось, что более высокими качественными параметрами обладает УМЗЧ, собранный по

действительно симметричной схеме и непременно на транзисторах одинакового типа (с обязательной подборкой экземпляров). Подбирать же транзисторы намного легче, если они из одной партии. Обычно экземпляры транзисторов из одной партии имеют довольно близкие параметры против «случайно» приобретенных экземпляров. Из опыта можно сказать, что из 20 шт. транзисторов (стандартное количество одной пачки) почти всегда можно отобрать две пары транзисторов для стереокомплекса УМЗЧ. Были случаи и более «удачного улова» — по четыре пары из 20 штук. О подборе транзисторов расскажу несколько позже.

Принципиальная схема УМЗЧ изображена на рис.1. Как видно из схемы, она довольно простая. Симметричность обоих плеч усилителя обеспечена симметричностью включений транзисторов.

Известно, что дифференциальный каскад обладает многими преимуществами перед обычными двухтактными схемами. Не углубляясь в теорию, следует подчеркнуть, что в данной схеме заложено правильное «токовое» управление биполярными транзисторами.

Транзисторы дифференциального каскада обладают повышенным выходным сопротивлением (намного большим традиционной «раскачки» по схеме с ОК), поэтому их можно рассматривать как генераторы тока (источники тока). Таким образом реализуется токовый принцип управления выходными транзисторами УМЗЧ. Очень точно сказано о влиянии согласования по сопротивлениям между транзисторными каскадами на уровень нелинейных искажений в [3]: «Известно, что нелинейность входной характеристики транзистора Iб=f(Uбэ) в наибольшей степени проявляется тогда, когда усилительный каскад работает от генератора напряжения, т.е. выходное сопротивление предыдущего каскада меньше входного сопротивления последующего. В этом случае выходной сигнал транзистора — ток коллектора или эмиттера — аппроксимируется экспоненциальной функцией напряжения база эмиттер Uбэ, а коэффициент гармоник порядка 1% достигается при величине этого напряжения, равном всего 1 мВ (!). Это объясняет причины возникновения искажений во многих транзисторных УМЗЧ. Очень жаль. что этому факту практически никто не уделяет должного внимания. Что уж там, транзисторы «умирают» в УМЗЧ (как динозавры?!), словно нет никакого выхода из сложившихся обстоятельств, кроме как применения ламповых схем…

Но прежде чем приступить к намотке трудоемкого выходного трансформатора, стоит все-таки повозиться и с симметричной транзисторной схемой УМЗЧ. Забегая вперед, скажу еще о том, что по аналогичной схемотехнике были собраны и УМЗЧ на полевых транзисторах, об этом поговорим как-нибудь в другой раз.

Еще одна особенность схемы рис.1 — это повышенное (по сравнению с традиционными УМЗЧ) количество источников питания. Не следует этого бояться, поскольку емкости фильтрующих конденсаторов попросту разделяются на два канала в равной степени. А разделение источников питания в каналах УМЗЧ лишь улучшают параметры стереокомплекса в целом. Напряжения источников E1 и E2 не стабилизированы, а в качестве EЗ необходимо использовать стабилизатор напряжения (40 вольт).

Говоря о теоретических проблемах двухтактных схем и транзисторных УМЗЧ вообще, необходимо проанализировать еще один каскад (или несколько таковых каскадов) — фазоинвертор. Продолжительные эксперименты подтверждают факт существенного ухудшения качества звуковоспроизведения из-за этих каскадов. Собрав совершенно симметричную схему, да еще и с кропотливо подобранными деталями, приходится столкнуться с проблемой схем фазоинверторов. Было установлено, что эти каскады способны вносить очень большие искажения (различие формы синусоиды для полуволн можно было наблюдать на экране осциллографа даже без использования каких-либо дополнительных схем). Сказанное в полной мере относится и к простым схемам ламповых вариантов усилителей-фазоинверторов. Вы подбираете номиналы в схеме с тем, чтобы получить равенство амплитуд обеих полуволн (синусоиды) противофазного сигнала по высококлассному цифровому вольтметру, а субъективная экспертиза требует (на слух !) поворота движков подстроечных резисторов в сторону от этого «приборного» способа регулировки уровней.

Всматриваясь в форму синусоиды на экране осциллографа, удается увидеть «интересные» искажения — на одном выходе фазоинвертора они шире (по оси частот), на другом — «тоньше», т.е. площадь фигуры синусоид различна для прямого и фазоинверсного сигналов. Слух это четко улавливает, приходится «разрегулировать» настройку. Выравнивать же синусоиду в фазоинверсных каскадах глубокими ООС крайне нежелательно. Устранять нужно причины асимметрии в этих каскадах другими схемотехническими путями, в противном случае фазоинверсный каскад может вносить весьма заметные на слух «транзисторные» искажения, уровень которых будет сопоставим с искажениями выходного каскада УМЗЧ (!). Вот так и случается, что фазоинвертор является основным узлом асимметрии для любых двухтактных УМЗЧ (будь-то транзисторных, ламповых или комбинированных схем УМЗЧ), если, конечно же, усилительные элементы в плечах заранее отобраны с близкими параметрами, иначе нет смысла вообще ожидать от таких схем хорошего звучания.

Из самых простых в реализации фазоинверсных схем, которые хорошо работают, являются ламповые варианты. Более простыми их «аналогами» являются полевые транзисторы, которые (только !) при грамотном схемотехническом подходе вполне способны конкурировать с ламповыми усилителями. И если уж аудиофилы не боятся применения согласующих трансформаторов в выходных каскадах, где это «железо» все равно «звучит», то уж и в предыдущих каскадах можно со спокойной совестью применять трансформаторы. Я имею в виду фазоинверсные каскады, где амплитуда тока (а именно эта составляющая пагубно влияет на «железо») невелика, а амплитуда напряжения достигает значения всего лишь в несколько вольт.

Бесспорно, что любой трансформатор — это своеобразный шаг назад в схемотехническом отношении в век гигагерцовых Pentium’ов. Но есть несколько «но», о которых весьма уместно иногда вспомнить. Первое — грамотно изготовленный переходной или согласующий трансформатор никогда не внесет столько нелинейных искажений, сколько могут внести самых разнообразных искажений несколько «неправильных» усилительных каскадов. Второе — трансформаторный фазоинвертор действительно позволяет достигнуть реальной симметрии противофазных сигналов, сигналы с его обмоток по-настоящему близки друг к другу как по форме, так и по амплитуде. К тому же он — пассивный, и его характеристики не зависят от питающих напряжений. И если ваш УМЗЧ реально симметричен (в данном случае имеются в виду его входные импедансы), то асимметрия УМЗЧ будет уже определяться более разбросом параметров радиокомпонентов в плечах УМЗЧ, чем фазоинверсным каскадом. Поэтому не рекомендуется использовать в таком УМЗЧ радиоэлементы с допусками более 5% (исключения лишь составляют цепи генератора тока, питающего дифференциальный каскад). Следует отдавать себе отчет, что при разбросах параметров транзисторов в плечах УМЗЧ более 20% точность резисторов уже теряет свою актуальность. И наоборот, когда используются хорошо подобранные транзисторы, имеет смысл применять резисторы с допуском 1%.

Их конечно же, можно и подобрать с помощью хорошего цифрового омметра.

Одна из наиболее удачных схемотехнических разработок фазоинвертора представлена на рис.2.

Кажущаяся слишком простой, она все же требует пристального внимания к себе, поскольку имеет несколько «секретов». Первый из таких — это правильный выбор транзисторов по параметрам. Транзисторы VT1 и VT2 не должны иметь значительных утечек между электродами (имеется в виду переходы затвор-исток). Кроме того, транзисторы должны иметь близкие параметры, особенно это касается начального тока стока — сюда наиболее подходят экземпляры с Iс.нач. 30-70 мА. Напряжения питания должны быть стабилизированы, правда коэффициент стабилизации блока питания существенной роли не играет, к тому же, отрицательное напряжение можно взять и со стабилизатора УМЗЧ. Чтобы электролитические конденсаторы поменьше вносили своих искажений, они зашунтированы неэлектролитическими — типа К73-17.

Немного подробнее рассмотрим особенности изготовления главного узла в этой схеме — фазорасщепительного (фазоинверсного) трансформатора. От аккуратности его изготовления зависит как индуктивность рассеяния, так и диапазон эффективно воспроизводимых частот, не говоря уже об уровне различных искажений. Так вот, два основных секрета технологического процесса изготовления этого трансформатора таковы. Первое — необходимость отказаться от простой намотки обмоток. Привожу два использованных мною варианта намотки этого трансформатора. Первый — изображен на рис.3, второй — на рис.4. Суть метода такой намотки заключается в следующем. Каждая из обмоток (I, II или III) состоит из нескольких обмоток, содержащих строго одинаковое количество витков. Необходимо избегать какой бы то ни было ошибки в количестве витков, т.е. разницы в витках между обмотками. Поэтому решено было производить намотку трансформатора давно проверенным способом. По рис.3 используется шесть проводов (например, ПЭЛШО-0,25). Заранее рассчитывают необходимую длину обмоточного провода (не всегда же и не у каждого радиолюбителя окажется под рукой шесть бухт провода одного диаметра), складывают шесть проводов вместе и производят намотку всех обмоток одновременно. Далее необходимо лишь найти отводы нужных обмоток и соединить их попарно-последовательно.

По рис.4 использовалось девять проводников для этого варианта. И еще, мотать необходимо так, чтобы провода одного витка не расходились в разные стороны далеко-широко один от другого, а держались общего рулона вместе. Мотать же отдельными проводами недопустимо, трансформатор будет буквально «звенеть» во всем диапазоне звуковых частот, индуктивность рассеяния увеличится, возрастут и искажения УМЗЧ из-за асимметрии сигналов на выходах трансформатора.

Да и ошибиться очень легко можно при отдельных способах намотки симметричных обмоток. А ошибка в несколько витков дает о себе знать несимметричностью противофазных сигналов. Если уж продолжать откровенно, то был изготовлен трансформатор фазоинвертора (в единственном роде, экземпляре) в … 15 жил. Был эксперимент, который вошел в коллекцию прекрасно звучащих конструкций УМЗЧ. Еще раз хочется сказать о том, что не трансформаторы виноваты в плохой работе некоторых схем, а их конструкторы. Во всем мире весьма расширилось производство ламповых УМЗЧ, их подавляющее большинство содержит разделительные трансформаторы (вернее, согласующие), без которых ламповый каскад (типовая схема двухтактного выходного каскада содержит 2-4 лампы) просто невозможно согласовать с низкоомными акустическими системами. Есть, конечно же, и экземпляры «суперламповых» УМЗЧ, где нет выходных трансформаторов. Их место заняли либо мощные комплементарные пары полевых транзисторов или … батарея мощных ламповых триодов, соединенных параллельно. Но эта тема уже выходит за рамки данной статьи. В нашем случае все гораздо проще. Транзистор VT1 (рис.2) МОП-типа, включенный по схеме с общим стоком (истоковый повторитель) работает на генератор тока (источник тока), выполненный на транзисторе VT2. Применять мощные полевые транзисторы типа КП904 не следует, у них повышенные входные и проходные емкости, что не может не сказаться на работе этого каскада.

Еще один камень преткновения, серьезная проблема в создании широкополосного трансформатора ожидает конструктора при выборе магнитопровода. Здесь уместно кое-что добавить к тому, что можно встретить в доступной радиолюбителю литературе. Различные варианты конструкций как у радиолюбителей, так и у профессионалов предлагают использование разных материалов магнитопроводов трансформаторов, которые не доставляли бы хлопот как при их приобретении, так и при их использовании. Суть методов такова.

Если ваш УМЗЧ будет работать на частотах выше 1 кГц, то можно смело использовать ферритовые сердечники. Но отдавать предпочтение следует экземплярам магнитопроводов с наибольшей магнитной проницаемостью, очень хорошо работают сердечники от строчных трансформаторов телевизоров. Следует предостеречь конструкторов от использования сердечников, которые уже находились длительное время в эксплуатации. Известно, что ферритовые изделия теряют с «возрастом» свои параметры, в том числе и начальную магнитную проницаемость, «неповторимая» старость их убивает не меньше, чем, например, магниты длительно эксплуатируемых громкоговорителей, о чем почему-то почти все умалчивают.

Далее о сердечниках — если УМЗЧ используют в качестве басового варианта, то смело можно применять традиционные Ш-образные пластинчатые варианты магнитопроводов. Необходимо подчеркнуть, что экранировка всех таких трансформаторов почти везде была необходимостью и потребностью. Что уж тут поделаешь, за все необходимо расплачиваться. Обычно было достаточным изготовление «кокона» из обычной кровельной жести толщиной 0,5 мм.

На НЧ хорошо работают и тороидальные сердечники. Кстати, их использование упрощает уничтожение всевозможных наводок со стороны сетевых трансформаторов. Здесь сохраняется «обратимость» преимущества тороидального сердечника — в сетевом варианте он отличается малым внешним полем излучения, во входных же (сигнальных) цепях — он малочувствителен к внешним полям. Что же касается широкополосного варианта (20 — 20 000 Гц), то наиболее правильным будет применение двух разных видов сердечников, размещенных рядом, в одном окне каркаса для намотки обмоток трансформатора. При этом устраняется завал как на высоких частотах (здесь работает ферритовый сердечник), так и на низких частотах (здесь работает трансформаторная сталь). Дополнительного улучшения звуковоспроизведения в области 1-15 кГц добиваются покрытием пластин стального сердечника лаком, как это делают в ламповых УМЗЧ. При этом каждая пластина «работает индивидуально» в составе сердечника, чем и достигается уменьшение всевозможных потерь на вихревые токи. Нитролак высыхает быстро, тонким слоем его наносят простым окунанием пластины в посуду с лаком.

Многим может показаться слишком кропотливой такая технология изготовления трансформатора в фазоинверторе, но поверьте на слово — «игра стоит свеч», ибо «что посеешь, то и пожнешь». А насчет сложности, «нетехнологичности» можно сказать следующее — за один выходной день удавалось без спешки изготовить два таких трансформатора, да и распаять их обмотки в необходимом порядке, что не скажешь о выходных трансформаторах для ламповых УМЗЧ.

Теперь несколько слов о количестве витков. Теория требует увеличения индуктивности первичной обмотки (I), с ее увеличением расширяется диапазон воспроизводимых частот в сторону более низких частот. Во всех конструкциях вполне достаточной была намотка обмоток до заполнения каркаса, диаметр провода применялся 0,1 — для 15 жил, 0,15 — для 9 жил и 0,2 для 6-жильного варианта. В последнем случае использовался и имеющийся ПЭЛШО 0,25.

Для тех же. кто не переносит трансформаторы :-), есть и бестрансформаторный вариант — рис.5.

Это простейший. но вполне звучащий вариант схемы фазоинверторного каскада, который использовался не только в симметричных схемах УМЗЧ, но и в мощных мостовых УМЗЧ. Простота зачастую обманчива, поэтому ограничу себя в критике подобных схем, но осмелюсь сказать, что площади синусоид отсимметрировать довольно сложно, зачастую необходимо вводить дополнительные цепи смещения и балансировок, а качество звуковоспроизведения при этом оставляет желать лучшего. Несмотря на вносимые трансформаторами фазовые, амплитудно-частотные искажения, они позволяют достигнуть практически линейной АЧХ в области звуковых частот, т.е. во всем диапазоне 20 Гц — 20 000 Гц. От 16 кГц и выше могут сказаться емкости обмоток, но частично уйти в сторону от этой проблемы позволяет дополнительно увеличенная площадь сечения магнитопровода. Правило простое, подобное сетевым трансформаторам: увеличив площадь сечения магнитопровода сердечника трансформатора, например, в два раза. смело уменьшают количество витков обмоток в два раза и т.д.

Расширить область эффективно воспроизводимых частот вниз, т.е. ниже 20 Гц, можно следующим способом. Полевые транзисторы (VT1, VT2 — рис.2) применяют с большими значениями Iс.нач. и увеличивают емкость конденсатора C4 до 4700 мкф. Электролитические конденсаторы работают значительно чище, если к ним приложено прямое поляризующее напряжение в несколько вольт. Очень удобно в этом случае поступать следующим образом. Устанавливают в верхний (по схеме) транзистор VT1 экземпляр с начальным током стока большим, нежели у транзистора VT2. Можно поступить и еще более «эффективно», применив балансировочный резистор для транзистора VT2, фрагмент схемы с таким резистором показан на рис.6.

Первоначально движок подстроечного резистора R2′ находится в нижнем (по схеме) положении, перемещение его движка вверх вызывает увеличение тока стока транзистора VT2, потенциал на положительной обкладке конденсатора C4 становится более отрицательным. Обратный процесс происходит при противоположном перемещении движка резистора R2. Таким образом можно отрегулировать каскад по наиболее подходящим режимам, особенно, когда нет транзисторов (VT1 и VT2) с близкими значениями Iс.нач., а устанавливать приходится то, что есть под рукой…

Довольно подробно я остановился на такой как будто бы очень простой схеме. Она-то простая, но не примитивная. Есть у нее и неоспоримые преимущества по сравнению с «всепропускающими» гальванически соединенными схемами усилителей-фазоинверторов. Первый такой плюс — это подавление инфранизкочастотных помех (например в ЭПУ), второй же — «отсечка» ультразвуковых помех вроде мощных радиостанций, различных ультразвуковых установок и др. И еще одно положительное свойство такой схемы следует подчеркнуть особо. Речь идет об отсутствии каких-либо проблем при стыковке отличных симметричных схем с асимметричным входом. Стоит взглянуть на рис.5, и сразу становится понятно (если человек имел с этим дело!), что проблема потенциалов здесь просто не решена никак. Частично ее решают заменой электролитического конденсатора на батарею параллельно соединенных неэлектролитических, мол временная задержка подключения АС все решит. Задержка во времени подключения акустических систем к УМЗЧ щелчки и выбросы при включении действительно устраняет, но вопрос возникновения дополнительных искажений изза разных потенциалов и разных выходных импедансов фазоинвертора решить она никак не может. Данная схема усилителя-фазоинвертора (рис.2) успешно использовалась с различными УМЗЧ, в том числе и с ламповыми симметричными.

В последнее время в периодических изданиях можно найти схемы УМЗЧ на мощных КП901 и КП904. Но не упоминают авторы о том, что полевые транзисторы следует отбраковывать на токах «утечки». Если, к примеру, VT1 и VT2 (в схеме рис.2) однозначно необходимо использовать высококачественные экземпляры, то в каскадах с большими амплитудами напряжений и токов, а главное — там, где входное сопротивление МОП транзистора (его уменьшение) роли не играет, можно применять и худшие экземпляры. Достигнув максимальных значений утечек, МОП транзисторы, как правило, стабильны в будущем и дальнейшего ухудшения их параметров уже не наблюдается со временем (в большинстве случаев).

Число транзисторов с повышенными утечками в цепи затвора, например, в одной пачке (стандарт — 50 шт.) может колебаться от 10 до 20 шт. (а то и более). Отбраковать мощные транзисторы не составляет большого труда — достаточно собрать своеобразный стенд, например, по рис. 6 и включить в цепь затворов цифровой амперметр (стрелочные приборы в этом случае слишком чувствительны к перегрузкам и неудобны из-за необходимости многократных переключений с диапазона на диапазон).

Отличными следует считать экземпляры МОП транзисторов (речь идет применительно к схеме рис.2 — VT1, VT2), у которых ток затвора менее 10 мкА, лучшие экземпляры вообще не обнаруживают этого тока (на пределе 100 мкА).

А теперь, когда фазоинвертор уже изготовлен, можно приступать и к схеме рис.1, т.е. вернуться непосредственно к УМЗЧ. Широко распространенные разъемы (гнезда) СШ-3, СШ-5 и им подобные вообще использовать нельзя, как это делают многие конструкторы и делали заводы-изготовители. Контактное сопротивление такого соединения значительно (0,01 — 0,1 Ом!) и еще колеблется в зависимости от протекающего тока (с увеличением тока сопротивление растет!). Поэтому следует применять мощные разъемы (например, от старой военной радиоаппаратуры) с малым сопротивлением контактов. То же касается и контактов реле в блоке защиты АС от возможного появления на выходе УМЗЧ постоянного напряжения. И не надо их охватывать (контактные группы) какими-либо обратными связями для уменьшения искажений. Поверьте на слово, что на слух (субъективная экспертиза) их практически не слышно (при достаточно малых сопротивлениях контактов), чего не скажешь об «электронных» искажениях, вносимых всеми усилительными каскадами, конденсаторами и другими компонентами УМЗЧ, которые непременно вносят яркие краски в общую картину звуковоспроизведения. Свести к минимуму всевозможные искажения можно рациональным использованием усилительных каскадов (особенно это касается усилителей напряжения — чем их меньше, тем лучше качество усиленного сигнала). В данном УМЗЧ всего один каскад усиления напряжения — это транзистор VT3 (левое плечо) и VT4 (правое плечо). Каскад на транзисторах VT6 и VT5 всего лишь согласующие (токовые) эмиттерные повторители. Транзисторы VT3 и VT4 отбирают с h31э более 50, VT6 и VT5 — более 150. В этом случае никаких проблем при работе УМЗЧ на больших мощностях возникать не будет. Напряжение отрицательной обратной связи по постоянному и переменному току поступает на базы транзисторов VT6 и VT5 через резисторы R24 и R23. Глубина этой ОС всего около 20 дБ, поэтому динамические искажения в УМЗЧ отсутствуют, но такой ОС вполне достаточно для поддержания режимов выходных транзисторов VT7 и VT8 в необходимых пределах. УМЗЧ достаточно устойчив к ВЧ самовозбуждению. Простота схемы позволяет его быстро размонтировать, поскольку допускается независимое отключение питания (-40 В) драйвера и оконечных транзисторов (2 x 38 В). Полная симметрия усилителя способствует снижению нелинейных искажений и снижению чувствительности к пульсациям питающего напряжения, а также дополнительному подавлению синфазных помех, поступающих на оба входа УМЗЧ. Недостаток усилителя состоит в значительной зависимости нелинейных искажений от h31э примененных транзисторов, но если транзисторы будут иметь h31 вых = 70 Вт) равно 1,7 В (эффективное значение).

На транзисторах VT1 и VT2 выполнен источник (генератор тока), питающий дифференциальный каскад (драйвер). Величину этого тока 20…25 мА устанавливают подстроечным резистором R3 (470 Ом). Поскольку от этого тока зависит и ток покоя, то и для термостабилизации последнего транзистор VT1 размещен на теплоотводе одного из транзисторов выходного каскада (VT7 или VT8). Увеличение температуры теплоотвода выходного транзистора соответственно передается размещенному на этом теплоотводе транзистору VT1, при нагревании же последнего происходит снижение отрицательного потенциала на базе транзистора VT2. Это призакрывает транзистор VT2, ток через него уменьшается, что соответствует уменьшению тока покоя выходных транзисторов VT7 и VT8. Таким образом и осуществляется стабилизация тока покоя выходных транзисторов при значительном нагревании их теплоотводов. Несмотря на кажущуюся простоту реализации такой термостабилизации, она достаточно эффективна и никаких проблем в надежности УМЗЧ не было. Очень удобно контролировать токи дифференциальных транзисторов (VT3 и VT4) по падению напряжения на резисторах R7 и R15 или R21 и R26. Подстроечный резистор R11 — балансировочный, служит для установки нулевого потенциала на громкоговорителе (на выходе УМЗЧ).

Схема узла защиты громкоговорителей (рис.7) выполнена по традиционной схеме.

Поскольку была выбрана конструкция размещения УМЗЧ в раздельных корпусах, то и узлы защиты акустических систем у каждого УМЗЧ были свои. Схема защиты АС проста и надежна, этот вариант прошел длительную проверку во многих конструкциях и зарекомендовал себя как хороший и надежный, не раз «спасающий» жизнь дорогостоящих громкоговорителей. Удовлетворительной работой схемы можно считать срабатывание реле К1 при подаче постоянного напряжения 5 В между точками А и Б. Очень просто это проверить с помощью регулируемого блока питания (с изменяемым выходным напряжением). В разных конструкциях применялись различные типы реле, так же изменялось и напряжение блока питания этого узла в пределах 30-50 В (для больших значений этого напряжения следует заменить транзисторы VT1 и VT2 на более высоковольтные экземпляры, например КТ503Е и др.)

Предпочтение для использования в блоке защиты следует отдавать экземплярам реле с наиболее сильноточными группами контактов, с большой площадью поверхностей соприкосновения контактов. А вот реле РЭС-9 или РЭС-10 вообще применять не следует — при больших выходных мощностях УМЗЧ они начинают вносить свои «неповторимые» окраски в усиленный сигнал. Блок защиты АС питают от отдельного выпрямителя, причем необходимо исключить какие-либо гальванические соединения этого блока с УМЗЧ, за исключением лишь датчиков выходных напряжений — точки А и Б подключены к выходам УМЗЧ.

Драйверы обоих каналов можно запитать от одного общего стабилизатора напряжения. При этом оба канала УМЗЧ объединяют в один корпус, а блоки питания собраны в другом корпусе. Естественно, здесь широкое поле выбора для каждого конкретного случая, кому что более подходит в конструктивном исполнении. Схема одного из вариантов стабилизатора для питания драйверов изображена на рис.8.

На транзисторе VT1 собран генератор тока, питающий транзистор VT2, необходимое напряжение на выходе стабилизатора устанавливают подстроечным резистором R6. Следует подчеркнуть, что от напряжения этого стабилизатора зависит в первую очередь максимальная выходная мощность УМЗЧ. Но увеличивать напряжение свыше 50 В не рекомендуется из-за возможного выхода из строя транзисторов VT3 и VT4 драйвера. Суммарное напряжение стабилизации стабилитронов должно быть в пределах 27-33 В. Ток через стабилитроны подбирается резистором R4. Резистор R1 ограничительный (по току), предотвращает выход из строя регулирующего транзистора VT2. Последнее вполне вероятно в процессе налаживания, при этом повышение питания драйвера сможет вывести весь УМЗЧ из строя. После налаживания УМЗЧ резистор R1 в стабилизаторе можно замкнуть отрезком провода, а можно этого и не делать, поскольку драйверы потребляют ток всего лишь немногим более 50 мА — влияние резистора R1 на параметры стабилизатора незначительны при малых нагрузочных токах.

При блочной конструкции придется полностью разделять питания обоих УМЗЧ, в том числе и драйверов. Но в любом случае для питания драйвера необходим отдельный выпрямитель со своей обмоткой в трансформаторе. Схема выпрямителя изображена на рис.9.

В каждом канале УМЗЧ используется свой трансформатор питания. Такой вариант конструктивного исполнения имеет несколько преимуществ по сравнению с традиционным использованием одного трансформатора. Первое, что удается, так это уменьшить высоту блока в целом, поскольку размеры (высота) сетевого трансформатора значительно снижается при раздетых питающих трансформаторах для каждого УМЗЧ. Далее, легче производить намотку, поскольку диаметр намоточных проводов без ущерба для мощности УМЗЧ можно снижать в 1,4 раза. В связи с этим и сетевые обмотки можно включать противофазно для уменьшения сетевых наводок (это очень помогает компенсировать излучение полей трансформаторов, особенно при размещении в одном корпусе с УМЗЧ других схем усилителей — блоков тембров, регулировки громкости и т. п.). Разделение питающих цепей выходных транзисторов УМЗЧ позволяет увеличить и качество воспроизводимого сигнала, особенно на низких частотах (переходные искажения в каналах на НЧ также снижаются). Для снижения уровня интермодуляционных искажений, вызываемых сетевым питанием, в трансформаторы введены электростатические экраны (один слой провода, намотанного виток к витку).

Во всех вариантах конструкций УМЗЧ использованы тороидальные магнитопроводы для трансформаторов. Намотка производилась вручную с помощью челноков. Можно порекомендовать и упрощенный вариант конструкции блока питания. Для этого используют фабричный ЛАТР (хорошо подходит девятиамперный экземпляр). Первичная обмотка как самая трудная в процессе намотки — уже готовая, необходимо лишь намотать экранную обмотку и все вторичные и трансформатор прекрасно будет работать. Окно у него достаточно просторное для размещения обмоток для обоих каналов УМЗЧ. Кроме того, при этом можно драйверы и усилителифазоинверторы запитать от общих стабилизаторов, «сэкономив» в этом случае две обмотки. Недостаток такого трансформатора — большая высота (кроме, конечно же, и вышеперечисленных обстоятельств).

SRC=»»>

Теперь о деталях. Устанавливать низкочастотные диоды (вроде Д242 и им подобных) для питания УМЗЧ не следует — увеличатся искажения на высоких частотах (от 10 кГц и выше), кроме того в схемы выпрямителей были дополнительно внесены керамические конденсаторы, позволяющие снизить интермодуляционные искажения, вызываемые изменением проводимости диодов в момент их коммутации. Таким образом снижается влияние сетевого питания на УМЗЧ при его работе на высоких частотах звукового диапазона. Еще лучше обстоит дело с качеством при шунтировании электролитических конденсаторов в сильноточных выпрямителях (выходные каскады УМЗЧ) неэлектролитическими. При этом на слух и первое и второе дополнение схем выпрямителей достаточно отчетливо воспринималось субъективной экспертизой — проверкой на слух работы УМЗЧ, отмечалась более естественная его работа при воспроизведении нескольких ВЧ-составляющих разных частот.

О транзисторах. Заменять транзисторы VT3 и VT4 худшими по частотным свойствам экземплярами (КТ814, например) не стоит, коэффициент гармоник возрастает при этом не менее, чем в два раза (на ВЧ-участке и того более). На слух это очень хорошо заметно, средние частоты воспроизводятся неестественно. С целью упрощения конструкции УМЗЧ в выходном каскаде использованы составные транзисторы серии КТ827А. И хотя они, в принципе, достаточно надежны, их все же необходимо проверять на максимально выдерживаемое (у каждого экземпляра оно свое) напряжение коллектор-эмиттер (имеется в виду прямое напряжение Uкэmax. для закрытого транзистора). Для этого базу транзистора соединяют с эмиттером через резистор 100 Ом и подают, плавно увеличивая, напряжение: на коллектор — плюс, на эмиттер — минус. Экземпляры, обнаруживающие протекание тока (предел амперметра — 100 мкА) для Uкэ = 100 В не пригодны для данной конструкции. Они могут работать, но это не надолго… Экземпляры же без таких «утечек» работают надежно годами, не создавая никаких проблем. Схема стенда для испытаний изображена на рис.10.

Естественно, что параметры серии КТ827 желают быть лучшими, особенно это касается их частотных свойств. Поэтому их заменяли «составными» транзисторами, собранными на КТ940 и КТ872. Необходимо лишь отобрать КТ872 с возможно большим h31э, поскольку у КТ940 недостаточно велик Iкmax. Такой эквивалент просто отлично работает во всем звуковом диапазоне, а особенно на высоких частотах. Схема включения двух транзисторов вместо одного составного типа КТ827А изображена на рис.11. Транзистор VT1 можно заменить на КТ815Г, a VT2 — практически любым мощным (Pк > 50 Вт и с Uэ > 30.

Резисторы применены типов С2-13 (0,25 Вт), МЛТ. Конденсаторы типов К73-17, К50-35 и др. Налаживание правильно (без ошибок) собранного УМЗЧ заключается в установке тока покоя транзисторов выходного каскада УМЗЧ — VT7 и VT8 в пределах 40-70 мА. Очень удобно контролировать значение тока покоя по падению напряжения на резисторах R27 и R29. Ток покоя задают резистором R3. Близкое к нулевому постоянное выходное напряжение на выходе УМЗЧ устанавливают балансировочным резистором R11 (добиваются разности потенциалов не более 100 мВ).

Л И Т Е Р А Т У Р А

1. Сухов Н.Е. и др. Техника высококачественного звуковоспроизведения — Киев, «Техника», 1985
2. Сухов Н.Е. УМЗЧ высокой верности. — «Радио», 1989 — №6, №7.
3. Сухов Н.Е. К вопросу об оценке нелинейных искажений УМЗЧ. — «Радио», №5. 1989.

© Радиохобби, №4, 2000 г.

Размещено на нашем сайте по официальному разрешению Николая Сухова и журнала Радиохобби.

Транзисторные усилители мощности своими руками. Две схемы унч на транзисторах. Частотная характеристика усилителя

Схема № 1

Выбор класса усилителя . Сразу предупредим радиолюбителя — делать усилитель класса A на транзисторах мы не будем. Причина проста — как было сказано во введении, транзистор усиливает не только полезный сигнал, но и поданное на него смещение. Проще говоря, усиливает постоянный ток. Ток этот вместе с полезным сигналом потечет по акустической системе (АС), а динамики, к сожалению, умеют этот постоянный ток воспроизводить. Делают они это самым очевидным образом — вытолкнув или втянув диффузор из нормального положения в противоестественное.

Попробуйте прижать пальцем диффузор динамика — и вы убедитесь, в какой кошмар превратится при этом издаваемый звук. Постоянный ток по своему действию с успехом заменяет ваши пальцы, поэтому динамической головке он абсолютно противопоказан. Отделить же постоянный ток от переменного сигнала можно только двумя средствами — трансформатором или конденсатором, — и оба варианта, что называется, один хуже другого.

Принципиальная схема

Схема первого усилителя, который мы соберем, приведена на рис. 11.18.

Это усилитель с обратной связью, выходной каскад которого работает в режиме В. Единственное достоинство этой схемы — простота, а также однотипность выходных транзисторов (не требуется специальные комплементарные пары). Тем не менее, она достаточно широко применяется в усилителях небольшой мощности. Еще один плюс схемы — она не требует никакой настройки, и при исправных деталях заработает сразу, а нам это сейчас очень важно.

Рассмотрим работу этой схемы. Усиливаемый сигнал подается на базу транзистора VT1. Усиленный этим транзистором сигнал с резистора R4 подается на базу составного транзистора VT2, VT4, а с него — на резистор R5.

Транзистор VT3 включен в режиме эмиттерного повторителя. Он усиливает положительные полуволны сигнала на резисторе R5 и подает их через конденсатор C4 на АС.

Отрицательные же полуволны усиливает составной транзистор VT2, VT4. При этом падение напряжения на диоде VD1 закрывает транзистор VT3. Сигнал с выхода усилителя подается на делитель цепи обратной связи R3, R6, а с него — на эмиттер входного транзистора VT1. Таким образом, транзистор VT1 у нас и играет роль устройства сравнения в цепи обратной связи.

Постоянный ток он усиливает с коэффициентом усиления, равным единице (потому что сопротивление конденсатора C постоянному току теоретически бесконечно), а полезный сигнал — с коэффициентом, равным соотношению R6/R3.

Как видим, величина емкостного сопротивления конденсатора в этой формуле не учитывается. Частота, начиная с которой конденсатором при расчетах можно пренебречь, называется частотой среза RC-цепочки. Частоту эту можно рассчитать по формуле

F = 1 / (R×C) .

Для нашего примера она будет около 18 Гц, т. е. более низкие частоты усилитель будет усиливать хуже, чем он мог бы.

Плата . Усилитель собран на плате из одностороннего стеклотекстолита толщиной 1.5 мм размерами 45×32.5 мм. Разводку печатной платы в зеркальном изображении и схему расположения деталей можно скачать . Видеоролик о работе усилителя в формате MOV скачать для просмотра можно . Хочу сразу предупредить радиолюбителя — звук, воспроизводимый усилителем, записывался в ролике с помощью встроенного в фотоаппарат микрофона, так что говорить о качестве звука, к сожалению, будет не совсем уместно! Внешний вид усилителя приведен на рис. 11.19.

Элементная база . При изготовлении усилителя транзисторы VT3, VT4 можно заменить любыми, рассчитанными на напряжение не менее напряжения питания усилителя, и допустимым током не менее 2 А. На такой же ток должен быть рассчитан и диод VD1.

Остальные транзисторы — любые с допустимым напряжением не менее напряжение питания, и допустимым током не менее 100 мА. Резисторы — любые с допустимой рассеиваемой мощностью не менее 0.125 Вт, конденсаторы — электролитические, с емкостью, не менее указанной на схеме, и рабочим напряжением на менее напряжения питания усилителя.

Радиаторы для усилителя . Прежде чем попробовать изготовить нашу вторую конструкцию, давайте, уважаемый радиолюбитель, остановимся на радиаторах для усилителя и приведем здесь весьма упрощенную методику их расчета.

Во-первых, вычисляем максимальную мощность усилителя по формуле:

P = (U × U) / (8 × R), Вт ,

где U — напряжение питания усилителя, В; R — сопротивление АС (обычно оно составляет 4 или 8 Ом, хотя бывают и исключения).

Во-вторых, вычисляем мощность, рассеиваемую на коллекторах транзисторов, по формуле:

P рас = 0,25 × P, Вт .

В-третьих, вычисляем площадь радиатора, необходимую для отвода соответствующего количества тепла:

S = 20 × P рас, см 2

В-четвертых, выбираем или изготавливаем радиатор, площадь поверхности которого будет не менее рассчитанной.

Указанный расчет носит весьма приблизительный характер, но для радиолюбительской практики его обычно бывает достаточно. Для нашего усилителя при напряжении питания 12 В и сопротивлении АС, равным 8 Ом, «правильным» радиатором была бы алюминиевая пластина размерами 2×3 см и толщиной не менее 5 мм для каждого транзистора. Имейте ввиду, что более тонкая пластина плохо передает тепло от транзистора к краям пластины. Хочется сразу предупредить — радиаторы во всех остальных усилителях тоже должны быть «нормальных» размеров. Каких именно — посчитайте сами!

Качество звучания . Собрав схему, вы обнаружите, что звук усилителя не совсем чистый.

Причина этого — «чистый» режим класса В в выходном каскаде, характерные искажения которого даже обратная связь полностью скомпенсировать не способна. Ради эксперимента попробуйте заменить в схеме транзистор VT1 на КТ3102ЕМ, а транзистор VT2 — на КТ3107Л. Эти транзисторы имеют значительно больший коэффициент усиления, чем КТ315Б и КТ361Б. И вы обнаружите, что звучание усилителя значительно улучшилось, хотя все равно останутся заметными некоторые искажения.

Причина этого также очевидна — больший коэффициент усиления усилителя в целом обеспечивает большую точность работы обратной связи, и больший ее компенсирующий эффект.

Продолжение читайте

Источник питания должен выдавать стабильное или нестабильное двуполярное напряжение питания ±45V и ток 5А. Эта схема УНЧ на транзисторах весьма проста, так как в выходном каскаде используется пара мощных комплементарных транзисторов Дарлингтона . В соответствии с справочными характеристиками эти транзисторы могут коммутировать ток до 5А при напряжении эмиттерном-коллекторном переходе до 100V.

Схема УНЧ представлена на рисунке чуть ниже.

Сигнал требующий усиления через предварительный УНЧ подается на предварительный дифферециальный усилительный каскад построенный на составных транзисторах VT1 и VT2. Использование дифференциальной схемы в усилительном каскаде, снижает шумовые эффекты и обеспечивает работу отрицательной обратной связи. Напряжение ОС поступает на базу транзистора VT2 с выхода усилителя мощности. ОС по постоянному току реализуется через резистор R6. ОС по переменной состовляющей осуществляется через резистор R6, но её величина зависит от номиналов цепочки R7-C3. Но следует учитовать, что слишком сильное увеличение сопротивления R7 приводет к возбуждению.

Режим работы по постоянному току обеспечивается подбором резистора R6. Выходной каскад на транзисторах Дарлингтона VT3 и VT4 работает в классе АВ. Диоды VD1 и VD2 нужны для стабилизации рабочей точки выходного каскада.

Транзистор VT5 ппредназначен для раскачки выходного каскада, на его базу поступает сигнал с выхода дифференциального предварительного усилителя, а так же постоянное напряжение смещения, которое определяет режим работы выходного каскада по постоянному току.

Все конденсаторы схемы должны быть рассчитаны на максимальное постоянное напряжение не ниже 100V. Транзисторы выходного каскада рекомендуется закрепить на радиаторы площадью не меньше 200 см в квадрате

Рассмотренная схема простого двухкаскадного усилителя разработана для работы с наушниками или для использования в простых устройствах с функцией предварительного усилителя.

Первый транзистор усилителя подсоединен по схеме с общим эмиттером, а второй транзистор с общим коллектором. Первый каскад предназначен для базового усиления сигнала по напряжению, а второй каскада усиливает уже по мощности.

Малое выходное сопротивление второго каскада двухкаскадного усилителя, называемого эмиттерным повторителем, позволяет подсоединять не только наушники с большим сопротивлением, но и другие виды преобразователей акустического сигнала.

Эта тоже двухкаскадная схема УНЧ выполненная на двух транзисторах, но уже противоположной проводимости. Ее главная особенность в том, что связь между каскадами непосредственная. Охваченная ООС через сопротивление R3 напряжение смещения со второго каскада проходит на базу первого транзистора.

Конденсатор СЗ, шунтирует резистор R4, уменьшает ООС по переменному току, тем самым уменьшающая усиление VT2. Путем подбора номинала резистора R3 задают режим работы транзисторов.

УМЗЧ на двух транзисторах

Этот достаточно легкий усилитель мощности звуковой частоты (УМЗЧ) можно спаять всего на двух транзисторах. При напряжении питания 42В постоянного тока выходная мощность усилителя достигает 0,25 Вт при нагрузке 4 Ом. Потребляемый ток всего 23 mA. Усилитель работает в однотактном режиме «А».

Напряжение низкой частоты от источника сигнала подходит к регулятору громкости R1. Далее через защитный резистор R3 и конденсатор C1 сигнал оказывается на базе биполярного транзистора VT1 включенного по схеме с общим эмиттером. Усиленный сигнал через R8 подается на затвор мощного полевого транзистора VT2 включенный по схеме с общим истоком и его нагрузкой служит первичная обмотка понижающего трансформатора К вторичной обмотке трансформатора можно подключить динамическую головку или акустическую систему.

В обоих транзисторных каскадах присутствует местная отрицательная обратная связь по постоянному и переменному току, так и общей цепью ООС.

В случае увеличения напряжения на затворе полевого транзистора сопротивление сток исток его канала уменьшается и напряжение на его стоке уменьшается. Это влияет и на уровень сигнала поступающий на биполярный транзистор, что снижает напряжения затвор-исток.

Совместно с цепями местной отрицательной обратной связи, таким образом, стабилизируются режимы работы обоих транзисторов даже в случае незначительного изменения питающего напряжения. Коэффициент усиления зависит от соотношения сопротивлений резисторов R10 и R7. Стабилитрон VD1 предназначен для предотвращения выхода полевого транзистора из строя. Питание усилительного каскада на VT1 производится через RC фильтр R12C4. Конденсатор C5 блокировочный по цепи питания.

Усилитель может быть собран на печатной плате размерами 80×50 мм,на ней расположены все элементы кроме понижающего трансформатора и динамической головки

Наладку схемы усилителя осуществляют при том напряжении питания, при котором он будет работать. Для тонкой настройки рекомендуется использовать осциллограф, щуп которого подключают к выводу стока полевого транзистора. Подав на вход усилителя синусоидальный сигнал частотой 100 … 4000 Гц, с помощью регулировки подстроечного резистора R5 добиваются того, чтобы отсутствовали заметные искажения синусоиды при как можно большем размахе амплитуды сигнала на выводе стока транзистора.

Выходная мощность усилителя на полевом транзисторе небольшая, всего 0,25Вт, напряжение питания от 42В до 60В. Сопротивление динамической головки 4 Ома.

Аудио сигнал через переменное сопротивление R1, затем R3 и разделительную емкость C1 поступает на усилительный каскад на биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером. Далее с этого транзистора усиленный сигнал через сопротивление R10 проходит на полевой транзистор.

Первичная обмотка трансформатора является нагрузкой для полевого транзистора, а к вторичной обмотки подключен четырех омная динамическая головка. Соотношением сопротивлений R10 и R7 задаем степень усиления по напряжению. С целью защиты униполярного транзистора в схему добавлен стабилитрон VD1.

Все номиналы деталей имеются на схеме. Трансформатор можно использовать типа ТВК110ЛМ или ТВК110Л2, от блока кадровой развертки старого телевизора или аналогичный.

УМЗЧ по схеме Агеева

Наткнулся на эту схему в старом выпуске журнала радио, впечатления от нее остались самыми приятными,во первых схема настолько проста, что ее сможет собрать и начинающий радиолюбитель,во вторых при условии рабочих компонентов и правильной сборки наладки она не требует.

Если вас заинтересовала эта схема, то остальные подробности по ее сборке вы сможете найти в журнале радио №8 за 1982 год.

Высококачественные транзисторные УНЧ

Появилось желание собрать более мощный усилитель «А» класса. Прочитав достаточное количество соответствующей литературы и выбрал из предлагавшегося самую последнюю версию. Это был усилитель мощностью 30 Вт соответствующий по своим параметрам усилителям высокого класса.

В имеющеюся трассировку оригинальных печатных плат никаких изменений вносить не предполагал, однако, ввиду отсутствия первоначальных силовых транзисторов, был выбран более надежный выходной каскад с использованием транзисторов 2SA1943 и 2SC5200. Применение этих транзисторов в итоге позволило обеспечить большую выходную мощность усилителя. Принципиальная схема моей версии усилителя далее.

Это изображение плат собранных по этой схеме с транзисторами Toshiba 2SA1943 и 2SC5200.

Если присмотреться, то сможете увидеть на печатной плате вместе со всеми компонентами стоят резисторы смещения, они мощность 1 Вт углеродного типа. Оказалось, что они более термостабильны. При работе любого усилителя большой мощности выделяется огромное количества тепла, поэтому соблюдение постоянства номинала электронного компонента при его нагреве является важным условием качественной работы устройства.

Собранная версия усилителя работает при токе около 1,6 А и напряжении 35 В. В результате чего 60 Вт мощности непрерывного рассеивается на транзисторах в выходном каскаде. Должен заметить, что это только треть мощности, которую они способны выдержать. Постарайтесь представить, сколько тепла выделяется на радиаторах при их нагреве до 40 градусов.

Корпус усилителя сделан своими руками из алюминия. Верхняя плита и монтажная плита толщиной 3 мм. Радиатор состоит из двух частей, его габаритные размеры составляют 420 x 180 x 35 мм. Крепеж — винты, в основном с потайной головкой из нержавеющей стали и резьбой М5 или М3. Количество конденсаторов было увеличено до шести, их общая ёмкость 220000 мкФ. Для питания был использован тороидальный трансформатор мощностью 500 Вт.

Блок питания усилителя

Хорошо видно устройство усилителя, которое имеет медные шины соответствующего дизайна. Добавлен небольшой тороид, для регулируемой подачи под управлением схемы защиты от постоянного тока. Так же имеется ВЧ фильтр в цепи питания. При всей своей простоте, надо сказать обманчивой простоте, топологии платы этого усилителя и звук им производится как бы без всякого усилия, подразумевающего в свою очередь возможность его бесконечного усиления.

Осциллограммы работы усилителя

Спад 3 дБ на 208 кГц

Синусоида 10 Гц и 100 Гц

Синусоида 1 кГц и 10 кГц

Сигналы 100 кГц и 1 МГц

Меандр 10 Гц и 100 Гц

Меандр 1 кГц и 10 кГц

Полная мощность 60 Вт отсечение симметрии на частоте 1 кГц

Таким образом становится понятно, что простая и качественная конструкция УМЗЧ не обязательно делается с применением интегральных микросхем — всего 8 транзисторов позволяют добиться приличного звучания со схемой, собрать которую можно за пол дня.

Недавно обратился некий человек с просьбой собрать ему усилитель достаточной мощности и раздельными каналами усиления по низким, средним и высоким частотам. до этого не раз уже собирал для себя в качестве эксперимента и, надо сказать, эксперименты были весьма удачными. Качество звучания даже недорогих колонок не очень высокого уровня заметно при этом улучшается по сравнению, например, с вариантом применения пассивных фильтров в самих колонках. К тому же появляется возможность довольно легко менять частоты раздела полос и коэффициент усиления каждой отдельно взятой полосы и, таким образом, проще добиться равномерной АЧХ всего звукоусилительного тракта. В усилителе были применены готовые схемы, которые до этого не раз были опробованы в более простых конструкциях.

Структурная схема

На рисунке ниже показана схема 1 канала:

Как видно из схемы, усилитель имеет три входа, один из которых предусматривает простую возможность добавления предусилителя-корректора для проигрывателя винила (при такой необходимости), переключатель входов, предварительный усилитель-тембролок (также трёхполосный, с регулировкой уровней ВЧ/СЧ/НЧ), регулятор громкости, блок фильтров на три полосы с регулировкой уровня усиления каждой полосы с возможностью отключения фильтрации и блок питания для оконечных усилителей большой мощности (нестабилизированный) и стабилизатор для «слаботочной» части (предварительные каскады усиления).

Предварительный усилитель-темброблок

В качестве него была применена схема, не раз проверенная до этого, которая при своей простоте и доступности деталей показывает довольно хорошие характеристики. Схема (как и все последующие) в своё время была опубликована в журнале «Радио» и затем не раз публиковалась на различных сайтах в интернете:

Входной каскад на DA1 содержит переключатель уровня усиления (-10; 0; +10 дБ), что упрощает согласование всего усилителя с различными по уровню источниками сигнала, а на DA2 собран непосредственно регулятор тембров. Схема не капризна к некоторому разбросу номиналов элементов и не требует никакого налаживания. В качестве ОУ можно применить любые микросхемы, применяемые в звуковых трактах усилителей, например здесь (и в последующих схемах) пробовал импортные ВА4558, TL072 и LM2904. Подойдёт любая, но лучше, конечно, выбирать варианты ОУ с возможно меньшим уровнем собственного шума и высоким быстродействием (коэффициентом нарастания входного напряжения). Эти параметры можно посмотреть в справочниках (даташитах). Конечно, здесь вовсе не обязательно применять именно эту схему, вполне можно, например, сделать не трёхполосный, а обычный (стандартный) двухполосный темброблок. Но не «пассивную» схему, а с каскадами усиления-согласования по входу и выходу на транзисторах или ОУ.

Блок фильтров

Схем фильтров, также, при желании можно найти множество, так как публикаций на тему многополосных усилителей сейчас достаточно. Для облегчения этой задачи и просто для примера, я приведу здесь несколько возможных схем, найденных в различных источниках:

— схема, которая была применена мной в этом усилителе, так как частоты раздела полос оказались как раз такие, которые и нужны были «заказчику» — 500 Гц и 5 кГц и ничего пересчитывать не пришлось.

— вторая схема, попроще на ОУ.

И ещё одна возможная схема, на транзисторах:

Как уже писал ваше, выбрал первую схему из-за довольно качественной фильтрации полос и соответствии частот разделения полос заданным. Только на выходах каждого канала (полосы) были добавлены простые регуляторы уровня усиления (как это сделано, например, в третьей схеме, на транзисторах). Регуляторы можно поставить от 30 до 100 кОм. Операционные усилители и транзисторы во всех схемах можно заменить на современные импортные (с учётом цоколёвки!) для получения лучших параметров схем. Никакой настройки все эти схемы не требуют, если не требуется изменить частоты раздела полос. К сожалению, дать информацию по пересчёту этих частот раздела я не имею возможности, так как схемы искались для примера «готовые» и подробных описаний к ним не прилагалось.

В схему блока фильтров (первая схема из трёх) была добавлена возможность отключения фильтрации по каналам СЧ и ВЧ. Для этого были установлены два кнопочных переключателя типа П2К, с помощью которых просто можно замкнуть точки соединения входов фильтров — R10C9 с их соответствующими выходами — «выход ВЧ» и «выход СЧ». В этом случае по этим каналам идёт полный звуковой сигнал.

Усилители мощности

С выхода каждого канала фильтра сигналы ВЧ-СЧ-НЧ подаются на входы усилителй мощности, которые, также, можно собрать по любой из известных схем в зависимости от необходимой мощности всего усилителя. Я делал УМЗЧ по известной давно схеме из журнала «Радио», №3, 1991 г., стр.51. Здесь даю ссылку на «первоисточник», так как по поводу этой схемы существует много мнений и споров по повод её «качественности». Дело в том, что на первый взгляд это схема усилителя класса «B» с неизбежным присутствием искажений типа «ступенька», но это не так. В схеме применено токовое управление транзисторами выходного каскада, что позволяет избавиться от этих недостатков при обычном, стандартном включении. При этом схема очень простая, не критична к применяемым деталям и даже транзисторы не требует особого предварительного подбора по параметрам К тому же схема удобна тем, что мощные выходные транзисторы можно ставить на один теплоотвод попарно без изолирующих прокладок, так как выводы коллекторов соединены в точке «выхода», что очень упрощает монтаж усилителя:

При настройке лишь ВАЖНО подобрать правильные режимы работы транзисторов предоконечного каскада (подбором резисторов R7R8) — на базах этих транзисторов в режиме «покоя» и без нагрузки на выходе (динамика) должно быть напряжение в пределах 0,4-0,6 вольт. Напряжение питания для таких усилителей (их, соответственно, должно быть 6 штук) поднял до 32 вольт с заменой выходных транзисторов на 2SA1943 и 2SC5200, сопротивление резисторов R10R12 при этом следует также увеличить до 1,5 кОм (для «облегчения жизни» стабилитронам в цепи питания входных ОУ). ОУ также были заменены на ВА4558, при этом становится не нужна цепь «установки нуля» (выходы 2 и 6 на схеме) и, соответственно меняется цоколёвка при пайке микросхемы. В результате при проверке каждый усилитель по этой схеме выдавал мощность до 150 ватт (кратковременно) при вполне адекватной степени нагрева радиатора.

Блок питания УНЧ

В качестве блока питания были использованы два трансформатора с блоками выпрямителей и фильтров по обычной, стандартной схеме. Для питания НЧ полосных каналов (левый и правый каналы) — трансформатор мощностью 250 ватт, выпрямитель на диодных сборках типа MBR2560 или аналогичных и конденсаторы 40000 мкф х 50 вольт в каждом плече питания. Для СЧ и ВЧ каналов — трансформатор мощностью 350 ватт (взят из сгоревшего ресивера «Ямаха»), выпрямитель — диодная сборка TS6P06G и фильтр — два конденсатора по 25000 мкф х 63 вольт на каждое плечо питания. Все электролитические конденсаторы фильтров зашунтированы плёночными конденсаторами ёмкостью 1 мкф х 63 вольта.

В общем, блок питания может быть и с одним трансформаторм, конечно, но при его соответствующей мощности. Мощность усилителя в целом в данном случае определяется исключительно возможностями источника питания. Все предварительные усилители (темброблок, фильтры) — запитаны также от одного из этих трансформаторов (можно от любого из них), но через дополнительный блок двуполярного стабилизатора, собранный на МС типа КРЕН (или импортных) или по любой из типовых схем на транзисторах.

Конструкция самодельного усилителя

Это, пожалуй, был самый сложный момент в изготовлении, так как подходящего готового корпуса не нашлось и пришлось выдумывать возможные варианты:-)) Чтобы не лепить кучу отдельных радиаторов, решил использовать корпус-радиатор от автомобильного 4-канального усилителя, довольно больших размеров, примерно такой:

Все «внутренности» были, естественно, извлечены и компоновка получилась примерно такой (к сожалению фотографию соответствующую не сделал):

— как видно, в эту крышку-радиатор установились шесть плат оконечных УМЗЧ и плата предварительного усилителя-темброблока. Плата блока фильтров уже не влезла, поэтому была закреплена на добавленной затем конструкции из алюминиевого уголка (её видно на рисунках). Также, в этом «каркасе» были установлены трансформаторы, выпрямители и фильтры блоков питания.

Вид (спереди) со всеми переключателями и регуляторами получился такой:

Вид сзади, с колодками выходов на динамики и блоком предохранителей (поскольку никакие схемы электронной защиты не делались из-за недостатка места в конструкции и чтобы не усложнять схему):

В последующем каркас из уголка предполагается, конечно, закрыть декоративными панелями для придания изделию более «товарного» вида, но делать это будет уже сам «заказчик», по своему личному вкусу. А в целом, по качеству и мощности звучания, конструкция получилась вполне себе приличная. Автор материала: Андрей Барышев (специально для сайта сайт ).

Усилитель способен выдать 2kW мощности пиково, и 1.5kW продолжительно, что означает что этот усилитель способен сжечь большинство известных Вам динамиков. Чтобы представить такую мощность в действии Вы можете подключить (Что делать я крайне не советую) два последовательно соединенных 8-ми омных динамика в сеть переменного тока 220В. При этом на одном динамике будет 110V действующего напряжения на нагрузке 8 ом — 1,500W. Как Вы думаете, долго ли проработает в таком режиме акустика. Если все еще не отпало желание заняться этим усилителем – переходим дальше…

Описание усилителя

Сначала, давайте посмотрим на требования, для достижения 1.5kW на 4 ома. Нам нужно 77.5V действующего напряжения, но мы должны иметь некоторый запас, потому что напряжение питания снизится под нагрузкой, и всегда будет некоторое падение напряжения на коллектор-эмиттерных переходах и эмиттерных резисторов.

Итак напряжение питания должно быть…

VDC = VRMS * 1.414
VDC = 77.5 * 1.414 = ±109.6V постоянного напряжения

Так как мы не учли потери, мы должны добавить около 3-5V для оконечника усилителя, и дополнительно 10V на падение напряжения питания под полной нагрузкой.

Трансформатор в 2 x 90V даст напряжение без нагрузки ±130V (260V между крайними точками выпрямителя), так что с источником питания нужно работать с особой осторожностью

Биполярные транзисторы были отобраны как наиболее соответствующими для выполнения оконечного каскада усилителя. Это, прежде всего, продиктовано напряжением питания, которое превышает граничное напряжение для большинства MOSFET транзисторов. Это так же много и для биполярных транзисторов, но MJ15004/5, или MJ21193/4 соответствуют требованию по максимальному напряжению, и значит, мы на них остановимся.

P = V ? / R = 65 ? / 4 = 1056W

То есть равно среднестатистическому электрообогревателю…
Помните, что при работе на активную нагрузку с 45 ° фазовыми сдвигами мощность рассеивания почти удваивается. Исходя из этого следует, что хорошее охлаждение жизненно необходимо для этого усилителя, Вам понадобятся хорошие радиаторы, вентиляторы для принудительного охлаждения (естественная конвекция не поможет).

MJ15024/5 (или MJ21193/4) транзисторы в корпусе К-3 (железный с двумя выводами как КТ825/827), и рассчитаны на рассеивание 250W при температуре 25°C. Корпус К-3 транзистора выбран, потому что он имеет самую высокую номинальную мощность рассеивания, потому что тепловое сопротивление ниже чем у любого другого транзистора в пластмассовом корпусе.

MJE340/350 в каскаде усилителя напряжения гарантирует хорошую линейность. Но даже при токе через каскад 12mA, мощность — 0.72W, так что Q4, Q6, Q9 и Q10 должен иметь теплоотводы. Транзистор (Q5) , определяющий смещение оконечного каскада, должен быть установлен на общем радиаторе с оконечником и иметь надежный тепловой контакт.

Схема защиты от короткого замыкания (Q7, Q8) ограничивает ток на уровне 12А и мощность выделяемую одним транзистором около 175W, при этом длительная работа усилителя в таком режиме не допустима.
Схема профессионального усилителя 1500W.

Дополнительные элементы обратной связи (R6a и C3a, показанный пунктирным) являются опциональными. Они могут быть необходимы, при возникновении самовозбуждения усилителя. Обратные диоды (D9 и D10) защищают транзисторы усилителя от обратной ЭДС при работе на активную нагрузку. Диоды серии 1N5404 могут выдержать пиковый ток до 200A. Номинальное напряжение должно быть по крайней мере 400V.

Резистор VR1 100 омо используется для балансировки усилителя по постоянному току. С номиналами компонентов указанных на схеме, начальное смещение должно быть в пределах ±25mV, перед настройкой. Резистор VR2 используется для установки тока покоя оконечного каскада. Настраивают ток покоя измеряя напряжение на резисторе R19 или R20 которое должно быть в пределах 150mV.
Чувствительность входного каскада — 1.77V для 900W на 8 ом, или 1800W на 4 ом.

Источник питания:

Источник питания, необходимый для усилителя требует серьезного подхода в проектировании. Во первых Вам необходим понижающий трансформатор мощностью как минимум 2kW,. Конденсаторы фильтра питания должны быть рассчитаны на 150V и выдерживать до 10A пульсирующего тока. Конденсаторы не соответствующим этим требованиям могут попросту взорваться при работе усилителя на полную мощность.

Немаловажная деталь — мостовой выпрямитель. Хотя мосты на 35A, казалось бы, могут справится с поставленной задачей, но пиковый повторяющийся ток превышает паспортные данные мостов. Я советую использовать два параллельно включенных моста как показано на схеме. Номинальное напряжение мостового выпрямителя должно быть минимумом 400V, и они должны быть установлены на достаточном для охлаждения теплоотводе.
Схема блока питания для усилителя 1500W.

На схеме показаны конденсаторы составленные из четырех низковольтных так как их легче найти, и выпрямитель так же состоит из двух параллельно включенных моста.

Дополнительные источники напряжения в 5V можно исключить при этом пиковая мощность снизится с 2048W до 1920W что несущественно.
Модуль P39 является системой мягкого запуска и состоит из реле, параллельно контактам которого включены резисторы суммарной мощностью в 150W и результирующим сопротивлением в 33 Ом.

Транзисторный усилительный каскад » Схемы электронных устройств

В выходных каскадах УЗЧ применяются мощные усилительные каскада, или «усилители мощности» (УМЗЧ). Основными требованиями, предъявляемыми к таким каскадам, является получение необходимой мощности, отдаваемой в нагрузку, при допустимых искажениях сигнала и наибольшем КПД. Последнее (КПД) наиболее важно для портативной аппаратуры. Каскады, рассмотренные на прошлом занятии обычно используются как каскады предварительного усиления. Эти каскады однотактные. В выходных каскадах усилителей мощности ЗЧ, рассчитанных на работу на динамик, акустическую систему или головные телефоны, обычно применяются двухтаткные выходные каскады. Трансформаторные транзисторные каскады в УЗЧ сейчас уже не применяются, поэтому разговор пойдет о бестрансформаторных двухтактных УЗЧ. На рисунке 1 показана типовая схема двухтактного усилителя мощности на транзисторах разной структуры. Если обратите внимание, оба транзистора включены по схемам с общим коллектором. Можно сказать, что это два эмиттерных повторителя, выполненных на транзисторах разной структуры и включенных последовательно по питанию. Что это дает, по сравнению с обычным эмиттерным повторителем. На вход каскада поступает переменное напряжение входного сигнала, и вот что происходит, — на положительной полуволне открывается транзистор VT1 и через динамик протекает ток в направлении, соответствующем его полярности и его мембрана движется относительно спокойного состояния в одну сторону. На отрицательной полуволне открывается VT2 и ток через динамик течет уже в обратном направлении. И мембрана динамика движется относительно спокойного состояния уже в другую сторону. Таким образом, размах движения мембараны получается в два раза больше, чем в однотактной схеме (с одним эмиттерным повторителем). Схема, показанная на рисунке 1 требует применения в выходном каскаде разноструктурных транзисторов, но одинаковых, по электрическим параметрам, транзисторов (комплементарная пара). В том случае, если необходим усилитель мощности, в котором на выходе установлены два одинаковых транзистора, одной и той же структуры, требуется некоторое схемное «ухищрение», показанное на рисунке 2. Получается, как бы, два усилительных каскада с непосредственной связью, включенных последовательно по питанию. Рис.2 Причем, один каскад на одноструктурных транзисторах, а другой на разноструктурных. Нижний, по схеме, каскад как был эмитерным повторителем, так им и остался, а вот верхний (по схеме) «превращен» в аналог эмиттерного повторителя при помощи дополнительного транзистора. Недостаток схемы, показанной на рисунке 1 (и рис. 2) в том, что источник питания двуполярный (со средней нулевой точкой). Если усилитель питается однополярным источником питания, то и его выходной каскад должен работать от такого же источника. Здесь может быть несколько вариантов решения. На рисунке 3 А и 3 Б показана схема с применением разделительного конденсатора на выходе. Динамик подключается к одному из полюсов источника питания, а переменное напряжение с выхода усилителя мощности на него подается через разделительный конденсатор. Такая схема применяется наиболее часто, но у неё есть существенный недостаток, — сопротивление катушки динамика, её индуктивность, и емкость разделительного конденсатора образуют фильтр, который создает завал характеристики на низких частотах. Бороться с этим явлением в такой схеме, можно, в основном, только увеличением емкости переходного конденсатора. Рис. 3А и 3Б Но, есть и более радикальный метод, позволяющий не только получить гладкую АЧХ избавившись от переходного конденсатора, но и существенно повысить мощность, отдаваемую в нагрузку. Однако, эта схема, называемая «мостовой», требует в два раза (и более) большего числа деталей (рисунок 4). Фактически, это два одинаковых усилителя, таких как на рисунке 3, и между их выходами включен динамик. Для того, чтобы такой усилитель функционировал, на входы входящих в его состав усилителей нужно подавать противофазные сигналы, например, при помощи дополнительного каскада на транзисторе VT3. В этом случае, можно получить выходную мощность почти в два раза больше чем в схеме на рис. 1. Дело в том, что на одной и той же полуволне входного сигнала будут открываться разные по значению транзисторы, например, VT1 и VT3. Рис.4 На другой полуволне — VT2 и VT4. В результате, динамик будет все время, как бы, переворачиваться, подключаясь к источнику питания то в одном направлении, то в обратном. В результате, фактический размах напряжения на динамике будет в два раза больше, чем в схеме на рисунке 3 при том же напряжении питания. Значит, и мощность на выходе будет больше. Рис.5 Конечно, можно подать сигнал только на вход одного из этих усилителей (рисунок 5), а второй усилитель использовать только как достаточно мощный источник напряжения, равного половине напряжения питания («ноль» при двуполярном питании). Такая схема (с источником средней точки питания) часто применяется в усилителях, от которых не требуется большой выходной мощности, но требуется хорошее воспроизведение по НЧ и нет места для большого выходного конденсатора (например, усилитель для наушников в аудиоплеере).

Изготовление качественного усилителя мощности

   В предыдущей части мы ознакомились со схемой качественного усилителя мощности звука, сегодня мы поговорим про особенности строения усилителей этого класса. Как уже было сказано, схема из себя представляет полностью транзисторный усилитель класса АВ. Оконечник собран на паре мощных биполярных транзисторов, которые являются комплементарной парой. Подбор выходных транзистотов схемы не достаточно критичен, поэтому пару 2SA1943 2SC5200 не желательно заменять, все остальные активные и пассивные компоненты не критичны. Транзистор BD139 можно заменить отечественным аналогом КТ815Г, а маломощные транзисторы на другие, близкие по параметрам. 
Резисторы 0,22 ом могут быть заменены на 0,33 ом, мощность 5 ватт, на них рассеивается немалая мощность, в следствии чего последние перегреваются, это вполне нормально. 

   Стабилитроны практически любые на 15 вольт с мощностью 0,5-1,5 ватт, отлично подходят стабилитроны типа 1N4744A (1w) или BZX55C15 (0.5 Вт). Монтаж делается на заранее приготовленной печатной плате, при наличии самой платы и всех компонентов, усилитель собирается за час. 

   На резистор 3,9 ом 2 ватт мотается катушка, которая содержит 10 витков провод 0,8 мм, катушка мотается на каркасе с диаметром 12 мм  — можно использовать пальчиковую батарейку размера ААА. Далее катушку намазываем суперклеем, затем вставляем резистор в катушку, выводы катушки очищаем от лака и припаиваем к выводам резистора. 

   Входной конденсатор имеет емкость 1 мкф, можно применить конденсаторы от 0,47 до 2,2 мкф, он зашунтован конденсаторами в 22 мкф 25 вольт, если усилитель предназначен для широкополосной акустики, то конденсаторы 22 мкф можно убрать, а для питания канала сабвуфера, они просто необходимы. Теперь мы поговорим про монтаж и регулировку усилителя.

   Монтаж усилителя начинается с мелких компонентов, сначала на плату нужно припаять резисторы и мелкие конденсаторы, затем уже электолитические и в последнюю очередь транзисторы, все, кроме выходных. Переменной резистор 1 кОм, многооборотный, типа 3296W, он удобен тем, что им более точно можно настроить ток покоя усилителя, также ручка находится сверху. Перед сборкой важно проверять все детали на работоспособность, нерабочая деталь может сжечь много компонентов!

   После запаивания всех деталей — перемычек, пассивных и активных компонентов, включаем питания. Для начала желательно использовать двухполярный источник постоянного напряжения на 30 вольт, После включения проверяем все компоненты на перегрев, если он есть, но малый, то оставляем схему включенной в течении 10 минут, после чего выключаем. За это время детали не должны перегреваться еще больше, могут перегреваться только некоторые резисторы. Запаиваем первую пару выходных транзисторов и подключаем к выходу унч динамическую головку 10-20 ватт и опять включаем питание. Сигнал на вход усилителя, лучше подавать от ПК или мобильный телефон. Для начала выходникам теплоотвод не нужен. Если слышим музыку, значит все нормально и можно запаивать вторую пару выходных транзисторов. После этого нужно поискать теплоотвод, он нужен большой, можно использовать теплоотводы от отечественных усилителей радиотехника. Все транзисторы укрепляются на теплоотвод через изолирующие прокладки. 

   Далее питание можно повышать до 60 вольт и разогнать усилитель на полную мощность. При таком питании он отдаст более 300 ватт на нагрузку в 4 ом. После этого нужно задать ток покоя усилителя, это делается медленным вращением переменного регулятора. Итак для установления тока покоя дадим усилителю поработать минут 20, затем вход нужно закоротить с землей, те звук у нас отключится. Ток покоя можно узнать, если измерить падение напряжения на паре эмиттерных резисторов выходных транзисторов (резисторы 0,22ом 5ватт). Затем медленно вращаем регулятор, пока мультиметр не покажет ток 70-100ма. Этим усилитель полностью настроен. Теперь можно наслаждаться транзисторным звуком. На этой ноте мы заканчиваем нашу беседу.

Понравилась схема — лайкни!

ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УНЧ

Смотреть ещё схемы усилителей

       УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ          УСИЛИТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ  

   

УСИЛИТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ          СТАТЬИ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ   

    

Лаборатория звуковой техники: «Симметричный» транзисторный усилитель мощности.

В процессе вечного холивара «усилитель vs лампа» одной из точек преткновения называют отрицательную обратную связь, которую вводят в усилителях, как это считается «для обеспечения линейности (=уменьшения нелинейных искажения)». Транслировать в бложек все эти изыскания я не буду, вы сами сможете их найти.

Но вот о чём почему-то упоминается далеко не в первую очередь — так о куда более важной функции обратной связи, в поддержании постоянной «рабочей точки» — т.е. напряжения на выходе усилителя, равного нулю относительно средней точки питания. И на деле задача эти оказывается весьма непростой: из-за большого коэффициента усиления и наличия непосредственной (гальванической) межкаскадной связи малейшие любые изменения, не связанные с полезным сигналом (например, температурного режима или питания) выводят схему из баланса. И выглядит этот процесс довольно просто: вы включаете схему, и спустя какое-то время или мгновенно в неё на выходе в отсутствие сигнала появляется постоянное напряжение.

Попытки сделать стабильный транзисторный усилитель без ООС делали многие, в том числе и я. Ниже пойдёт речь о моём опыте разработки (доработки?) такой конструкции во всех подробностях.

Под катом — схема и описание

Итак, прототипом стала схема в журнали Радио №1 за 1980 год и похожая на неё, более современная, найденная на просторах интернета. Они будут приведены ниже. Особенностью из была полностью симметричная структура, т.е. на входе стояли два абсолютно одинаковых дифференциальных усилителя с источниками тока, только на транзисторах разной проводимости. Входы соединялись параллельно, выходы раскачивали разные половинки усилителя напряжения, соответственно — так же разной проводимости, включённые в одну цепь. А далее — всё, как в обычном усилителе. Мощный выходной каскад: в одной модификации он был на полевых транзисторах, в другой — на биполярных, включённых по схеме Дарлингтона и Шиклаи. Вторая как раз была напечатана в журнале Радио и в прилагавшейся к ней статье было написано, что из-за «полной симметричности схемы» (что, собственно, так и было) она способна работать без ООС: т.е. температурным изменениям в равной степени подвергаются все каскады, и возникающие отклонения в одном компенсируются такими же по значению, но противоположными по знаку в другом.

Конечно же, я «купился» на эту заманчивую симметричность и решил схему собирать, предварительно доработав. От полевых транзисторов решил отказаться сразу (как в выходном каскаде, так и в источниках тока для ДУ), так же как и от множества каскадов, как в первом прототипе на выходе. Вообще все транзисторы взял из тех, что были под рукой. Так, все маломощные — комплиментарные 2SA1015 и 2SC1815, усилитель напряжения на BD139/BD140, предвыходной каскад можно реализовать на них же, а можно взять транзисторы помощнее. В выходном каскаде — опять де комплиментарная пара 2SA1943 и 2SC5200. Можно использовать и не комплементарную пару, например два одинаковых NPN транзистора. В этом случае одно плечо выходного каскада будет соединено по схеме Дарлингтона, другое — по схеме Шиклаи. Если кому-то будет интеренсо — выложу и её. В своей модификации я сделал обратную связь отключаемой с возможностью регулировать её глубину. Так же изначально в конструкции несколько увеличил токи покоя дифференциальных каскадов, желая этим получить запас по входному напряжению и увеличить динамический диапазон. Схема получилась такой.

Запуск показал сдеюующее: без обратной связи и с завышенным током покоя усилитель сразу уходит в насыщение. Добиться стабильной работы можно, только включив обратную связь и снизив токи покоя дифф. каскадов (подбор резисторов R4 и R10). В такой вариации схема работает хорошо. Так же в моей пробной конструкции отсутствовали R18 и R19 что, впрочем, на работоспособность не влияло.

Итак, пара слов для тех, кто захочет её собрать. Значения указаны те, при которых схема стабильно работает. Особенность её, которая во многом должна быть привлекательной для начинающих радиолюбителей — она позволяет использовать замену практически для всех её элементов, на случай, если каких-то не окажется под рукой. Главное при этом — соблюдать симметричность.

Так, во входных дифференциальных усилителях может быть применена почти любая комплиментарная пара маломощных транзисторов со следующими параметрами:

Uce>Uпит.

Iс>100mA

h31>50

При замене необходимо будет подобрать резисторы R4 и R10 — они отвечают за ток покоя дифференцилаьных усилителей. Так, если будут использоваться более мощные транзисторы или при большем, чем 35В напряжени питания (которое, кстати, тоже можно менять в пределан от 20В до 45В) их сопротивление можно незначительно уменьшить. Если же усилитель даже с ООС будет сразу уходить в насыщении или будут нагреваться входных транзисторы — R4 и R10 следует взять не мене 1кОм. Транзисторы в коллекторной цепи дифференциального каскада отвечают за его коэффициент усиления и так же могут быть изменены в небольших пределах, главное — чтобы все четыре были одинаковы.

Транзисторы в усилителе напряжения так же подлежат замене на аналоги па параметрам. Что же касается транзисторов Q10 и Q11 — их мы можем взять такими же, как и Q7 и Q9 или более мощными, если на выходе будут использованы мощные транзисторы (Q12 и Q13) с небольшим коэффициеном передачи тока и вообще.

Ток покоя выходных транзисторов задаётся потенциометром VR2, глубина ООС — потенциометром VR1.

Свою конструкцию я питал напряжением ±35В, подбором глубины обратной связи при указанных ниже элементах (в частности, транзисторах) можно добиться максимальной мощности около 100Вт. Опять же, тот факт, что моя конструкция «отказывается» работать без обратной связи — возможно, проблема не структуры схемы, а выбранных в ней режимов. Вы можете «поиграться» с ними подбором резисторов в коллекторных цепях транзисторов входных каскадов и эмиттерных цепях источников тока для них.

Внешний вид конструкции:

Стерео вариант, уже в корпусе

В общем, надеюсь, мой опыт кому-нибудь пригодится. Пишите, если что. Мой вариант печатной платы — ниже

Скачать файл печатной платы в формате Sprint Layout

Список деталей

Схема — крупная картинка

Схемы усилителей мощности низкой частоты автор акулиничев. Схема транзисторного умзч с глубокой оос и однополярным питанием (24вт)

Усилитель прост и обеспечивает довольно хорошие параметры, прежде всего, за счет введения глубокой ООС.

Особо следует отметить его высокую линейность на высших звуковых частотах, низкий уровень тока покоя, возможность работы без специального устройства защиты громкоговорителя от постоянной составляющей тока, сохранение работоспособности при снижении напряжения питания.

Параметры усилителя:

• Номинальная выходная мощность УМЗЧ на нагрузке 8 Ом — 16 Вт,
• Номинальная выходная мощность УМЗЧ на нагрузке 4 Ом — 24 Вт;
• диапазон воспроизводимых частот — 20…20000Гц;
• коэффициент гармоник, измеренный селектором дефект — сигнала, на частоте 1 кГц — 0,005%,
• на частоте 20 кГц — 0,008% при максимальном уровне выходного сигнала.

Принципиальная схема

Рис. 1. Принципиальная схема транзисторного УМЗЧ с глубокой ООС и однополярным питанием (24Вт).

Предоконечный усилитель УМЗЧ — двухкаскадный с высокоомным инвертирующим входом. Транзисторы VT1, VT2 первого каскада предоконечного усилителя включены по схеме составного эмиттерного повторителя.

Оконечный каскад усилителя построен на комплементарных парах транзисторов, включенных по схеме с общим коллектором.

Для стабилизации токового режима и демпфирования коммутационных процессов на входе оконечного усилителя УМЗЧ включен транзисторный шунт VT7, VT8, управляемый напряжением на базах транзисторов выходного каскада VT11, VT12.

Такой способ стабилизации обеспечивает работоспособность УМЗЧ при трехкратном снижении напряжения его питания.

Детали

Питается УМЗЧ от автономного выпрямителя, подключенного к отдельной обмотке сетевого трансформатора. Катушка L1 намотана на резисторе R15 и содержит 30 витков провода ПЭЛ 0,8. Подробно этот усилитель описывается в .

Литература: Николаев А.П., Малкина М.В. — 500 схем для радиолюбителей. 1998, 143 с.

ЗВУКОТЕХНИКА

Для реализации линеаризующих возможностей широкополосной ООС было решено отказаться от многокаскадного УМЗЧ и ограничить число его каскадов лишь крайне необходимым. Кроме того, пришлось отказаться и от применения элементов, создающих запаздывание усиливаемого сигнала, что дало возможность использовать ООС в частотном спектре коммутационных искажений В результате с помощью ООС, действующей в диапазоне 40…60 кГц, удалось добиться снижения коэффициента нелинейных искажений на частоте 20 кГц до 005.Д01 % при использовании режима работы выходного каскада с нулевым током покоя.

Этот усилитель длительно использовался в качестве контрольного при сравнительных испытаниях неинвертирующих вариантов УМЗЧ Он был повторен заинтересовавшимися его схемой конструкторами и в настоящее время надежно работает в нескольких стереокомплексах

Принципиальная схема УМЗЧ с широкополосной ООС приведена на рис. 1.

Предоконечный усилитель напряжения построен на двух транзисторах VT1 и VT2. Через конденсатор С1 на базу транзистора VT1 поступает входной сигнал, а через резисторы R3, R4 — балансирующее напряжение источника питания. Для гарантии стабильной работы усилителя емкости конденсаторов Cl. С6 и С8 не должны отличаться от указанных на принципиальной схеме более +50%. С целью защиты от случайных токовых перегрузок в коллекторную цепь транзистора VT1 включен резистор R7.

Каскад на транзисторе VT2 обеспечивает основное усиление сигнала. Резисторная цепочка R11R12 с традиционной вольтодобавкой через конденсатор С8 дает прирост амплитуды усиливаемого сигнала на 10…12%. Синхронность функциональных процессов в плечах усилителя обеспечивает конденсатор С5.

Оконечный усилигельтока построен на комплементарной паре транзисторов VT5-VT8, включенных по схеме с общим коллектором Соединенные между собой эмиттерами транзисторы VT3, VT4 подключены базами к базам транзисторов VT7, VT8, а коллекторами — к базам транзисторов VT5, VT6 С помощью включенного в цепь токовой обратной связи «переменного резистора R13 подстраивается напряжение на базах транзисторов VT3, VT4 и, таким образом, обеспечивается установка напряжения на базах транзисторов VT7, VT8 на 0,1…0,2 В ниже обычного и работа оконечных транзисторов в режиме усиления с нулевым током покоя

Питается УМЗЧ от автономного выпрямителя без гальванической связи с общим проводом. Благодаря этому удалось надежно защитить АС от постоянной составляющей тока оконечных транзисторов, не вводя в усилитель сложных релейно-транзисторных устройств защиты.

УМЗЧ выполнен в едином блоке с выпрямителем. Его габариты (135x90x60 мм) определяются размерами теплоотводов и конденсаторов фильтров Масса блока — 560 г Смонтирован блок на двух пластинах размерами 130×58, между которыми зажаты теплоотводы и фильтрующие конденсаторы На одной из пластин размещены выпрямительные

с широкополосной ООС

«В свое время мною было опробовано в работе множество УМЗЧ описанных в журнале «Радио». В настоящее время слушаю музыку через УМЗЧ, предложенный И. Акулиничевым. Никакого подбора деталей (транзисторов) не производил, уменьшил только емкость конденсатора С2 с 5 до 1 мкФ._ Честно говоря, я «ошалел» от этого УМЗЧ — у него очень большие преимущества, если не брать во внимание 24-ваттную выходную мощность. Но меня она устраивает. Большое спасибо Ивану Тимофеевичу».

Приведенное здесь благодарственное письмо радиолюбителя из г. Ревда Свердловской области Г. Хаматнурова не единственное после публикации статьи члена редколлегии журнала И. Акулиничева «УМЗЧ с глубокой ООС» («Радио», 1989, №10, с. 56-58). В настоящее время на базе этого усилителя Иван Тимофеевич разработал еще более простой УМЗЧ, параметры которого не хуже прототипа. Этот усилитель он длительное время использовал в качестве контрольного при сравнительных испытаниях различных вариантов УМЗЧ. В публикуемой ниже статье вниманию читателей предлагается его описание.

Основная особенность нового УМЗЧ — использование в нем широкополосной ООС, частотная характеристика которой, в отличие от ООС обычных многокаскадных УМЗЧ, не имеет глубокого среза на высших звуковых частотах.

Для проверки параметров собранного усилителя и эффективности использованных в нем технических решений рекомендуется собрать селектор дефект-сигнала. Его схема приведена на рис. 2. Переменные резисторы — R1 и R8 обеспечивают балансировку и компенсацию запаздывания контролируемого сигнала.

Поскольку селектор приспосабливался для контроля работы УМЗЧ с коэффициентом усиления 10 и с минимальным запаздыванием выходного сигнала, пределы его настройки сознательно ограничены. Использование его для контроля неинвертирующих вариантов усилителей с коэффициентом усиления 15-20 потребует подключения последовательно резистору R2 постоянного или переменного резистора сопротивлением 1…2 кОм Многокаскадные УМЗЧ обычно создают значительное запаздывание выходного сигнала и потому в этих случаях может потребоваться увеличить емкость конденсатора СЗ до 350 .500 пФ или включить вместо него конденсатор переменной емкости.

И в заключение хочется отметить: если УМЗЧ с широкополосной ООС заинтересует радиолюбителей. то автор будет считать полезным свой вклад в преодоление ими боязни режима усиления с нулевым током покоя.

И. АКУЛИНИЧЕВ

с. Архангельское Московской обп

1- се 200 нк че в

диоды и выходные цепи, а на другой — все транзисторы, конденсаторы и резисторы Большинство соединений сделаны собственными выводамм комплектующих элементов.

Резистор R6, конденсаюры С11 С12, входные цепи и цепи нагрузки соединены с общим проводом в одной точке. Если рекомендация моноблочного построения УМЗЧ не будет ис пользована, то потребуется блокировка цепей питания конденсаторами емкостью 0,1 мкФ.

Начну с того, что я не фанат «направленных проводов и ламповых усилителей» и думаю, что любые «чудеса звучания» можно объяснить с научной точки зрения. Занимаюсь радиоэлектроникой без малого 20 лет. Усилители профессионально никогда не собирал, так как не было нормальных приборов для настройки (из лучшего были советский осциллограф и китайский мультиметр). Здесь я подведу итог своих изысканий на тему «какой усилитель/источник лучше». Именно «какой», а не «который». Так как оцениваться в итоге будет сложное устройство, предназначенное в первую очередь для получения удовольствия от прослушивания. УМЗЧ с глубокой ООС Акулиничева И., опубликованный в журнале «Радио», 1989г. №10, стр. 56.

УМЗЧ Акулиничева — это первый собранный мною усилитель. Точный год сборки уже не помню, это были 90-е. «Играл» очень хорошо на колонках из двух 5ГДН. Несколько лет спустя я заменил выходные транзисторы на полевики IRF540/IRF9540. Стоили они как весь остальной усилитель. Звук стал мягче. Так и оставил. Далее была покупка более хороших колонок (как тогда считал) — Defender Mercury 55A, нескольких звуковых карт (остановился на [email protected]). Купил книгу «Г. С. Гендин. Высококачественные ламповые усилители звуковой частоты. 2-е издание»

Собрал однотактный ламповый усилитель на 6П14П/ТВЗ 1-9. Что говорить, после усилителя Акулиничева ламповый меня порадовал детальностью. Басов было несколько меньше. Меня это насторожило, так как везде пишут, что у трансформатора ТВЗ плохо с басами.
Звучал он у меня долго. Далее была покупка хороших колонок — Acoustic Energy Aelite Three

Большой мощности для колонок AE Aelite Three не надо. Чувствительность 89дБ(!) в помещении 20кв.м. Позволяет комфортно (даже громко, если вечером) прослушивать 2×2Вт. И со временем — звуковой E-MU0404 USB, так как отказался компьютера в пользу HTPC + ноутбук. На работе работы не было, поэтому решил собрать усилитель на микросхеме и сравнить звучание с ламповым.
После долгих изысканий выбор пал на микросхему TDA1555Q и схему в мостовом включении.

Несмотря на относительно малую мощность в 2×22Вт она для качественного звучания требует или стабилизированного питания или же мощный трансформатор в БП. В фильтре БП достаточно поставить конденсаторы 2×10000 мкФ, а выпрямительные диоды (или диодную сборку) зашунтировать пленочными конденсаторами емкостью 0.1мкФ. В итоге сравнения микросхемного и лампового усилителей последний отправился на покой.
Случайно мне достался современный трансляционный усилитель Show AMP-1600 мощностью 1600Вт. Разобрав его, обнаружил 7 пар выходных транзисторов 2SC5200/2SA1943. Прочитав даташит на них, захотел собрать усилитель и сравнить с микросхемным. В это время у меня уже был цифровой осциллограф и нормальное паяльное оборудование. Долгие поиски информации дали результат — решено было собирать однотактный усилитель класса А на основе схемы «John Linsley-Hood Class-A amplifier» на выходных транзисторах одинаковой проводимости (NPN). Заодно сравнить советские транзисторы КТ819Г с импортными 2SC5200. Схема JLH-2005 была изменена. Усилитель заработал сразу, без возбуждения. Резисторы, задающие режим работы транзисторов, впаяны подстроечные многооборотные. Запуск усилителя JLH с расчетными значениями резисторов и советскими КТ819Г сразу отправил усилитель на микросхеме TDA1555Q в нокдаун. А замена транзисторов на 2SC5200 отправила советские КТ819Г в нокдаун. Далее последовали эксперименты с напряжением питания и током покоя. Кратко:
1. Для транзисторов КТ819Г следует брать ток покоя 0.3-0.6А — это наиболее оптимальный интервал. Ниже — заметно падения качества. Выше — не заметен прирост качества, только дополнительно конденсаторы в фильтр требуются. Напряжение питания было от 15 до 30 вольт. Разницы замечено не было, кроме нагрева транзисторов и увеличенной мощности. 2. Для транзисторов 2SC5200 — важно напряжение питания. При напряжении 30В и мощности от 1 Вт стали заметны дополнительные нюансы фонограммы по сравнению с питанием в 15В. Ток покоя 0.5А при напряжении 30В и использовании радиаторов от компьютера (70x75x45) — это наиболее оптимальный вариант по соотношению температура/качество. Само качество перестает расти при токе покоя более 1.3А. В этом случае радиаторы в ближайшей к транзистору точке нагреваются до 65-70 0С. Соответственно, кристалл транзистора — на 20 0С больше. Критическая температура 125 0С. Так что такой режим нежелателен. Надо либо увеличивать площадь радиатора либо принудительно отводить от него тепло.
В данный момент собираю версию усилителя класса А на комплиментарных транзисторах. О результатах напишу.

Основная особенность публикуемого ниже УМЗЧ – использование в нем широкополосной ООС, частотная характеристика которой, в отличие от ООС обычных многокаскадных УМЗЧ, не имеет глубокого среза на высших звуковых частотах. Для реализации линеаризующих возможностей широкополосной ООС было решено отказаться от многокаскадного УМЗЧ и ограничить число его каскадов лишь крайне необходимым. Кроме того, пришлось отказаться и от применения элементов, создающих запаздывание усиливаемого сигнала, что дало возможность использовать ООС в частотном спектре коммутационных искажений. В результате с помощью ООС, действующей в диапазоне 40..60 кГц, удалось добиться снижения коэффициента нелинейных искажений на частоте 20 кГц до 0,05…0,01 % при использовании режима работы выходного каскада с нулевым током покоя.

Предоконечный усилитель напряжения построен на двух транзисторах УТ1 и

VT 2. Через конденсатор С1 на базу транзистора VT 1 поступает входной сигнал, а через резисторы R 3, R 4 – балансирующее напряжение источника питания. Для гарантии стабильной работы усилителя емкости конденсаторов С1, С6 и С8 не должны отличаться от указанных на принципиальной схеме более, чем на 50%. С целью защиты от случайных токовых перегрузок в коллекторную цепь транзистора УП включен резистор R 7. Каскад на транзисторе VT 2 обеспечивает основное усиление сигнала. Резисторная цепочка Rl 1 R 12 с традиционной вольтодобавкой через конденсатор С8 дает прирост амплитуды усиливаемого сигнала на 10..12 %. Синхронность функциональных процессов в плечах усилителя обеспечивает конденсатор С5.

Оконечный усилитель тока построен на комплементарной паре транзисторов

VT 5- VT 8 , включенных по схеме с общим коллектором. Соединенные между собой эмиттерами транзисторы VT 3, VT 4 подключены базами к базам транзисторов VT 7, VT 8, а коллекторами – к базам транзисторов VT 5, VT 6. С помощью включенного в цепь токовой обратной связи переменного резистора R 13 подстраивается напряжение на базах транзисторов VT 3, VT 4 и, таким образом, обеспечивается установка напряжения на базах транзисторов VT 7, VT 8 на 0,1..0,2 В ниже обычного и работа оконечных транзисторов в режиме усиления с нулевым током покоя. Питается УМЗЧ от автономного выпрямителя без гальванической связи с общим проводом. Благодаря этому удалось надежно защитить АС от постоянной составляющей тока оконечных транзисторов, не вводя в усилитель сложных релейно-транзисторных устройств защиты.

УМЗЧ выполнен в едином блоке с выпрямителем. Его габариты (135Х90Х60 мм) определяются размерами теплоотводов и конденсаторов фильтров. Масса блока – 560 г. Смонтирован блок на двух пластинах размерами 130Х58, между которыми зажаты теплоотводы и фильтрующие конденсаторы. На одной из пластин размещены выпрямительные диоды и выходные цепи, а на другой – все транзисторы, конденсаторы и резисторы.

Большинство соединений сделаны собственными выводами комплектующих элементов. Резистор R 6, конденсаторы С11 и С12, входные цепи и цепи нагрузки соединены с общим проводом в одной точке. Если рекомендация моноблочного построения УМЗЧ не будет использована, то потребуется блокировка цепей питания конденсаторами емкостью 0,1 мкФ.

Для проверки параметров собранного усилителя и эффективности, использованных в нем технических решений, рекомендуется собрать селектор дефект-сигнала. Его схема приведена на рисунке. Переменные резисторы –

R 1 и R 8 обеспечивают балансировку и компенсацию запаздывания контролируемого сигнала.

Особая благодарность за печатную плату и подготовку в описании хочу выразить своему другу и просто хорошему человеку под ником Chetlanin .

Блок питания:

Качество можно улучшить применив транзисторы лучше на выходники, к примеру КТ814-815 на 2SC4793-2SA1837, а вместо КТ818-819 поставить KTB688-KTD718 или 2SD718-2SB688. Правда эти выходники в корпусе ТО247, понадобится корректировка платы.

В программе на максимальной мощности усилитель потребляет (не превышая): 1,6-1,7 А.

Проволочный резистор нужен при первом включении, чтобы не убить выходные транзисторы, если есть какой косяк в монтаже.

При первом включении с резистором, если все путем, то его убираем и выставляем настройки, выставили, ставим предохранитель, включаем и слушаем.

Предохранитель (или вместо него джампер не важно) требуется именно для моей разводки платы, так как для настройки нужно разрывать + шину питания.

Печатные платы (.lay) и схема усилителя (.spl) находятся .

Транзисторы для УМЗЧ — Интерлавка

 При разработке транзисторного усилителя мощности (УМ) первым делом необходимо подобрать подходящие транзисторы, а затем подходящие методики расчёта. Последнее очень важно, так как в противном случае будет выполнен формальный расчёт режима транзистора, и рассчитанные параметры будут существенно отличаться от практических результатов.

      Выбор транзистора для выходного (оконечного) каскада УМ осуществляется на основании заданной мощности P~н в полезной нагрузке и рабочей частоты f (или диапазона рабочих частот fмин – fмакс) УМ.

      При разработке УМ на биполярном транзисторе рекомендуется, чтобы рабочая частота УМ (в случае диапазонного или полосового УМ его нижняя рабочая частота) составляла не менее 20…30 \% от граничной рабочей частоты транзистора fгр, независимо от схемы включения транзистора: с общим эмиттером (ОЭ) или с общей базой (ОБ). При этом верхняя рабочая частота УМ при включении транзистора с ОЭ обычно принимается не превышающей fгр и (2…3)fгр при включении транзистора с ОБ

      Как известно качество усилителя мощности на прямую зависит от используемых компонентов. Так же известно, что далеко не всегда под рукой есть необходимые для реонта или изготовления компоненты. По этой причине и была создана сводная таблица параметров комплементарных транзисторов:

model	pnp compl.	builder	VCE,V	IC,A	FT,MHz	PD,W	HFE	remarks
КТ8101A	КТ8102A	Rus	200	16	10 min	150	20 min
КТ8101Б	КТ8102Б	Rus	160	16	10 min	150	20 min
КТ864A	КТ865A	Rus	200	10	15 min	150	40…200	не производятся (?)
КТ850А	КТ851А	Rus	250	2	40…200	25	20 min
КТ850Б	КТ851Б	Rus	300	2	20 min	25	20 min
КТ850В	КТ851В	Rus	180	2	20 min	25	20 min
	КТ639Г	Rus	60	1.5	80 min	12.5	40…100
	КТ639Д	Rus	60	1.5	80 min	12.5	63…160
	КТ639Е	Rus	100	1.5	80 min	12.5	40…100
	КТ639Ж	Rus	100	1.5	80 min	12.5	63…160
КТ683А		Rus	150	1	50 min	8	40..120
КТ683Б		Rus	120	1	50 min	8	80…240
КТ683В		Rus	120	1	50 min	8	40…120
КТ683Г		Rus	100	1	50 min	8	40..120
КТ683Д		Rus	60	1	50 min	8	80…240
КТ683Е		Rus	60	1	50 min	8	160…480
КТ961А		Rus	100	1.5	50 min	12.5	40..100
КТ961Б		Rus	80	1.5	50 min	12.5	63..160
КТ961В		Rus	60	1.5	50 min	12.5	100…250
КТ940А	КТ9115A	Rus	300	0.1	90 min	10	25 min	Единственная высоковольтная высокочастотная советская пара средней мощности
КТ940Б		Rus	250	0.1	90 min	10	25 min
КТ940В		Rus	160	0.1	90 min	10	25 min
КТ698А	КТ6127А	Rus	90	1	200 min	0.8	30 min	HFE 20min для 698А
КТ698Б	КТ6127Б	Rus	70	1	200 min	0.8	30 min	HFE 20min для 698А
КТ698Ж	КТ6127Ж	Rus	120	1	200 min	0.8	30 min
КТ698И	КТ6127И	Rus	160	1	200 min	0.8	30 min
КТ698К	КТ6127К	Rus	200	1	200 min	0.8	30 min
КТ3102АМ		Rus	50	0.1	150 min	0.25	100…200	F — коэффициент шума — 10 dB max
КТ3102БМ		Rus	50	0.1	150 min	0.25	200…500	F — коэффициент шума — 10 dB max
	КТ3107А	Rus	50	0.1	200 min	0.3	70…140	F — коэффициент шума — 10 dB max
	КТ3107Б	Rus	50	0.1	200 min	0.3	120…220	F — коэффициент шума — 10 dB max
MJL3281A	MJL1302A	Motorola	200	15	30 typ	150	60…175
MJ3281	MJ1302	Motorola	200	15	30 typ	250	60…175
MJ15020	MJ15021	Motorola	250	4	20 min	150	30 min
MJ15030	MJ15031	Motorola	150	8	30 min	50	20 min
MJ15032	MJ15033	Motorola	250	8	30 min	50	50 min
MJE340	MJE350	Motorola	300	0.5	?	20.8	30..250
MJE182	MJE172	Motorola	80	3	50 min	12.5	50..250
BD139	BD140	Philips	80	1.5	190 typ	8	40..250
BF420	BF421	Philips	300	0.05	60 min	0.83	50 min
BF422	BF423	Philips	250	0.05	60 min	0.83	50 min
BF469	BF470	Philips	250	0.1	60 min	1.8	50 min
BF471	BF472	Philips	300	0.1	60 min	1.8	50 min
BC546	BC556	Philips	60	0.1	100 min	0.62	110…450	low noise
2N5550	2N5540	Philips	140	0.3	100 min	0.63	60 min
2SC4468	2SA1695	Sanken	140	10	20 typ	100	50 min
2SC3856	2SA1492	Sanken	180	15	20 typ	130	50 min
2SC3857	2SA1493	Sanken	200	15	20 typ	150	50 min
2SC3858	2SA1494	Sanken	200	17	20 typ	200	50 min
2SC2837	2SA1186	Sanken	150	10	60 typ	100	50 min	«LAPT»
2SC3284	2SA1303	Sanken	150	14	50 typ	125	50 min	«LAPT»
2SC3519 (A)	2SA1386 (A)	Sanken	160 (180)	15	40 typ	130	50 min	«LAPT»
2SC3263	2SA1294	Sanken	230	15	50 typ	130	50 min	«LAPT»
2SC2921	2SA1215	Sanken	160	15	60/50 typ	150	50…140	«LAPT»
2SC2922	2SA1216	Sanken	180	17	50/40 typ	20	30…180	«LAPT»
2SC3264	2SA1295	Sanken	230	17	35/60 typ	200	50…140	«LAPT»
2SC2983	2SA1225	Toshiba	160	1.5	100 typ	15	70…240	Для предвыходного каскада (Drivers)
2SC3421	2SA1358	Toshiba	120	1	120 typ	10	100…320	Для предвыходного каскада (Drivers)
2SC4793	2SA1837	Toshiba	230	1	70 typ	20	100…320	Для предвыходного каскада (Drivers)
2SC5171	2SA1930	Toshiba	180	2	200 typ	20	100…320	Для предвыходного каскада (Drivers)
2SC5199	2SA1942	Toshiba	160	12	30 typ	120	100…320
2SC5200	2SA1943	Toshiba	230	15	30 typ	150	55…160
2SC5242	2SA1962	Toshiba	230	15	30 typ	130	55…160
2SC4689	2SA1804	Toshiba	120	16	30 typ	70	55…160
2SC5358	2SA1986	Toshiba	230	15	30 typ	150	55…160
2SC5359	2SA1987	Toshiba	230	15	30 typ	180	55…160

      Более подробную информацию по транзисторам, используемым в усилителях мощности можно взять в подборке даташитов. В архиве подобраны наиболее популярные пары. В названиях папок указаны критические параметры комплементарной пары — максимальное напряжение и ток. Внутри папки — PDF файлы с подробнейшей информацией от завода-производителя.

Понравилась статья? Поделиться с друзьями:

Усилители мощности с дополнительной симметрией

Усилители мощности с дополнительной симметрией
следующий: каскад предусилителя Up: Рекомендации по проектированию Предыдущее: Power to Load

В большинстве приложений, где мощность переменного тока управляет нагрузкой, дополнительный используется симметричный (двухтактный) усилитель мощности. Этот усилитель обычно имеет коэффициент усиления по напряжению, равный единице, и большой коэффициент усиления по току. Это самый эффективная конфигурация для преобразования мощности постоянного тока от источника питания к источнику переменного тока, приводящему в действие нагрузку.

Базовый усилитель мощности BJT с комплементарной симметрией показан на рис. 3.1.

Рисунок 3.1: Базовый усилитель мощности с дополнительной симметрией

Биполярные транзисторы обеспечивают усиление по току и низкое выходное сопротивление. Когда вход положительный и больше 0,7 В, npn BJT включен, а pnp выключен. В этих условиях npn действует как эмиттерный повторитель, принимая входной ток от базы, умножив его на, для обеспечения тока и низкого сопротивления источника для управления нагрузкой.Конечно, дополнительный ток, полученный от умножения имеет свое происхождение на положительном источнике постоянного тока.

Когда входное напряжение меньше -0,7 В, npn выключен, а pnp выключен. на. В этих условиях pnp действует как эмиттерный повторитель, принимая входной ток от базы, умножив его на, для поглощения тока и обеспечения низкого сопротивления источника для снижения нагрузки. Здесь дополнительный ток, необходимый для умножения, имеет свое происхождение при отрицательном источнике питания постоянного тока.

Выходное сопротивление R _out задается параллельным выходом сопротивление npn и pnp ( R _на || R _op ).За положительную сторону цикла, так как pnp выключен,. Итак, в этих условиях выходное сопротивление такое же, как у npn, которое

(59)

Во время отрицательного цикла, который дает следующее для отрицательного выходного сопротивления цикла:

(60)

Где g _mn , g _mp , а крутизны малых сигналов и коэффициенты усиления по току npn и pnp BJT соответственно.(Обратите внимание на знак приближения. Это потому что, строго говоря, мы не имеем дело с малыми сигналами поэтому использование единственного значения г _м является лишь приблизительным.)

Чтобы понять, как мощность преобразуется из источника питания цепи, учтите следующее. Каждый блок питания обеспечивает ток в течение только половины цикла. Во время положительного цикла положительный источник постоянного тока является источником тока, в то время как во время отрицательная часть цикл отрицательного источника постоянного тока втекает ток.Следовательно, средний ток, обеспечиваемый положительным источником питания, равен

(61)

что для синусоидальной формы сигнала дает

(62)

Во время отрицательной части цикла совершенно аналогичный анализ применим, но для отрицательного тока питания I _{— питания} . чтобы дать тот же результат.

Средняя мощность для полного цикла затем получается следующим образом: добавление мощности из каждого полупериода:

P питание = В CC I + питание + В EE I — питание

(63)

Поскольку мы принимаем значения источников постоянного тока равными, у нас есть

(64)

Эффективность преобразования мощности, которая дает меру того, насколько хорошо мощность передается от источника питания к нагрузке, определяется соотношением мощности нагрузки P _L мощности, обеспечиваемой расход P _расход :

(65)

Таким образом, на полную катушку, эффективность преобразования энергии дополнительная симметрия достигает максимального значения примерно 75%.этот номер намного больше, чем у однонаправленного эмиттерного повторителя что мы обсуждали ранее.

Вы могли заметить, что конфигурация дополнительной симметрии есть небольшая проблема, заключающаяся в том, что сигнал не может распространяться когда -0,7 < В _с <0,7, потому что оба BJT в это время выключены. Эту область часто называют областью кроссовера между циклы npn и pnp. Следовательно, сопровождаемое искажение, которое приводит к часто называют перекрестным искажением.Чтобы избежать перекрестных искажений, разработчики схем часто смещают два транзистора немного в передней активной области с диодами. Например, посмотрите схему на рис. 3.2.

Рисунок 3.2: Дополнительный симметричный усилитель смещен для устранения перекрестных искажений

Диоды в сочетании с резисторами R ₁ и R ₂ , составляют сеть предубеждений, чтобы убедиться, что они всегда на обоих транзисторах.Таким образом, один BJT всегда включен, и перекрестная область устранена.

---

следующий: каскад предусилителя Up: Рекомендации по проектированию Предыдущее: Power to Load

Нил Голдсман
23.10.1998

MJF44h21 — Дополнительные силовые транзисторы

% PDF-1.4 % 1 0 obj > эндобдж 5 0 obj / ModDate (D: 20201016102310 + 08’00 ‘) / Производитель (Acrobat Distiller 8.1.0 \ (Windows \)) / Название (MJF44h21 — Дополнительные силовые транзисторы) >> эндобдж 2 0 obj > эндобдж 3 0 obj > транслировать application / pdf

ON Semiconductor

MJF44h21 — Транзисторы комплементарной мощности

Дополнительные силовые транзисторы общего назначения

усиление и переключение, такие как выходные или драйверные каскады в

приложений, таких как импульсные регуляторы

преобразователи и силовые

усилители.

2009-04-21T09: 56: 23-07: 00BroadVision, Inc.2020-10-16T10: 23: 10 + 08: 002020-10-16T10: 23: 10 + 08: 00 Acrobat Distiller 8.1.0 (Windows) Дополнительная мощность транзисторы для питания общего назначения усиление и переключение, такие как выходные или драйверные каскады в такие приложения, как импульсные регуляторы, преобразователи и силовые ampifiers.uuid: ffd81551-242a-4a46-85eb-01180385e52buuid: 218583d7-dbe9-4f62-8963-f898ede460b3 конечный поток эндобдж 4 0 obj > эндобдж 6 0 obj > эндобдж 7 0 объект > эндобдж 8 0 объект > эндобдж 9 0 объект > эндобдж 10 0 obj > эндобдж 11 0 объект > эндобдж 12 0 объект > эндобдж 13 0 объект > эндобдж 14 0 объект > транслировать HVMoFz 䯘 # X ~ mQ ׶ VDzsT [zgwI} Meo ޼ y +% M \ O Q) E! $ 1ia & rU «,), i {K 1 ‘r! 99 eŧ (xUZ «! 2`V լ ^ Ϸn ^ m [w-wmT = RDHn9 \ F [O & BMS- # HyD $,% @ {(% & 1 4s) ӌ ؔ> W \ #Y} b $ b # aYʮ [3н. nWXIl08] zs5Wi4Ey: qa` $ aBPjò «& vr {4rSc 恾?» On’g} Y $ LK ZP + 1cDe4.f0 = .AcdEl? = \ CCˁ tiQCFr6M_ ާ mE; k @ E7c] 1 = {4 ~ g4RX | # @ f: .an6Fbrm%

Усилители мощности класса AB

• Изучив этот раздел, вы сможете:
• Общие сведения об усилителях класса AB.
• • Дополнительная операция.
• • Стабилизация смещения постоянного тока.
• • Температурная стабилизация.
• • Регулировка средней точки.
• • регулировка кроссовера.
• • Отрицательная обратная связь переменного тока.
• • Начальная загрузка.
• Поймите необходимость усилителей Quasi AB.

Рис. 5.5.1 Смещение класса AB

Усилители мощности класса AB

Двухтактная выходная схема класса AB немного менее эффективна, чем класс B, потому что в ней используется небольшой протекающий ток покоя для смещения транзисторов чуть выше точки отсечки, как показано на рис.5.5.1, но перекрестное искажение, создаваемое нелинейным участком кривой входной характеристики транзистора, близким к отсечке в классе B, преодолевается. В классе AB каждый из двухтактных транзисторов проводит немного больше, чем полупериод проводимости в классе B, но намного меньше, чем полный цикл проводимости класса A.

По мере того, как каждый цикл формы сигнала пересекает нулевое напряжение, оба транзистора на мгновение становятся проводящими, и изгиб характеристики каждого из них устраняется.

Еще одно преимущество класса AB состоит в том, что использование комплементарной согласованной пары транзисторов в режиме эмиттерного повторителя также дает более дешевую конструкцию. Схема фазоделителя не требуется, поскольку противоположная полярность пары NPN и PNP означает, что каждый транзистор будет проводить на противоположных полупериодах сигнала. Низкое выходное сопротивление, обеспечиваемое соединением эмиттерного повторителя, также устраняет необходимость в выходном трансформаторе согласования импеданса.

Согласование коэффициента усиления по току и температурных характеристик комплементарных (NPN / PNP) транзисторов, однако, сложнее, чем с одним типом транзистора, используемым в работе класса B.Также при отсутствии эмиттерных резисторов из-за использования режима эмиттерного повторителя труднее поддерживать температурную стабильность. Следовательно, класс AB может иметь большую тенденцию к тепловому разгоне.

Рис. 5.5.2 Применение смещения класса AB

На рис. 5.5.2 показан метод приложения смещения класса AB к комплементарной паре транзисторов. Два резистора R1 и R2 подают напряжение на базы выходного транзистора, так что база Tr1 (NPN) примерно на 0,6 В положительнее, чем ее эмиттер, а база Tr2 (PNP) равна примерно 0.На 6V больше отрицательного, чем у его эмиттера, который составляет половину V _CC .

Чтобы преодолеть перекрестное искажение, необходимо точно установить смещение на базе каждого транзистора, чтобы транзисторы начали проводить, как только начнется их соответствующий полупериод, поэтому обычно R2 можно настраивать.

Дополнительный двухтактный выходной каскад класса AB

Выходная схема, показанная на рис. 5.5.3, включает в себя многие функции и методы, описанные в модулях усилителей с 1 по 5.Он показывает выходной каскад класса AB (Tr2 и Tr3) и аудиодрайвер класса A (усилитель напряжения) Trl. Схема имеет отрицательную обратную связь по переменному току для уменьшения искажений и шума и расширения полосы пропускания, а также отрицательную обратную связь по постоянному току для стабилизации смещения постоянного тока. Также есть положительная обратная связь, применяемая для увеличения входного импеданса и повышения эффективности. Другие важные особенности включают использование диодов для обеспечения термической стабильности и некоторые регулировки смещения для минимального искажения.

Рис. 5.5.3 Выходной каскад класса AB

Операция

Управляющий транзистор

Tr1 представляет собой усилитель напряжения класса A, на который подается аудиосигнал переменной амплитуды со входа через регулятор громкости VR1. Смещение для Tr1 обеспечивается через делитель потенциала R2, Vr2 и R3 от соединения эмиттеров Tr2 и Tr3, которые будут составлять половину напряжения питания.

Стабилизация смещения постоянного тока

Смещение для Tr2 и Tr3 обеспечивается током, протекающим через громкоговоритель (который также является выходной нагрузкой для усилителя), R5 и VR3.Это обеспечивает соответствующий базовый ток на Tr2 и Tr3, чтобы эмиттеры Tr2 и Tr3 (средняя точка) составляли половину напряжения питания. Поскольку базовое смещение для Tr1 (через R2, VR2 и R3) берется с эмиттеров Tr2 и Tr3, если напряжение в средней точке увеличивается, смещение на базе Tr1 также увеличивается, вызывая более сильную проводимость Tr1. Следовательно, напряжение коллектора на Tr1 будет падать, что также приведет к падению напряжения на базах Tr2 и Tr3. Поскольку Tr2 — это NPN, а Tr3 — это PNP, это приведет к выключению Tr2 и включению Tr3, уменьшая напряжение в средней точке до тех пор, пока оно не вернется к своему правильному значению, равному половине питания.

Если напряжение в средней точке падает слишком сильно, это приведет к снижению напряжения смещения на Tr1, его выключению и увеличению его напряжения коллектора, а также к базовым напряжениям Tr2 и Tr3. Это действие увеличит проводимость (NPN-транзистор) Tr2 и уменьшит проводимость (PNP-транзистор) Tr3, снова повысив среднюю точку до правильного напряжения.

Температурная компенсация

D1 и D2 — это два кремниевых диода, имеющих такой же потенциал перехода, что и Tr2 и Tr3.Они подключаются через переходы база / эмиттер выходных транзисторов для повышения термостабильности. Когда Tr2 и Tr3 нагреваются, их потенциалы перехода база / эмиттер естественным образом падают. Это привело бы к чрезмерному смещению и большему току в транзисторах, что в конечном итоге привело бы к тепловому разгоне. D1 и D2 обычно устанавливаются на тех же радиаторах, что и выходные транзисторы. Следовательно, по мере нагрева Tr2 и Tr3 будут нагреваться D1 и D2.

У диодов тоже падает потенциал перехода, и они начинают проводить.Поскольку напряжение между двумя базами выходных транзисторов установлено VR1 на 1,2 В в холодных условиях, D1 и D2 изначально просто отключены. Однако, если эти потенциалы диодных переходов упадут из-за нагрева, они начнут проводить и уменьшаться до напряжения между базами Tr1 и Tr2. Таким образом, это уменьшит смещение на выходных транзисторах и, таким образом, поддержит правильные условия смещения класса AB.

Регулировка средней точки

Важно, чтобы напряжение в средней точке поддерживалось точно на уровне половины питания, чтобы получить максимальный выходной сигнал от пика до пика без ограничения какого-либо пика формы волны.VR2 сделан регулируемым, чтобы можно было точно установить напряжение средней точки. Эта регулировка может потребоваться только после изготовления или замены каких-либо компонентов. При отсутствии сигнала вольтметр, подключенный к средней точке, и VR2 настраивается на половину напряжения питания.

Регулировка кроссовера

VR3 — это «регулятор кроссовера», который регулируется синусоидальным сигналом, подаваемым на вход усилителя и наблюдаемым на осциллографе, подключенном к выходной нагрузке, чтобы обеспечить минимальные искажения кроссовера.VR3 можно отрегулировать либо во время производства, либо после замены компонентов, чтобы разница напряжений между базами Tr2 и Tr3 была такой, что небольшой постоянный ток (покоя) протекал через базы как Tr2, так и Tr3. Таким образом, напряжение на VR3 будет около 0,6 x 2 = 1,2 В.

Поскольку эффекты VR2 и VR3 взаимодействуют друг с другом, регулировки обычно необходимо повторять несколько раз, каждый раз с уменьшением величины регулировки до тех пор, пока оба не будут правильными, с минимальным напряжением средней точки при половинном питании и перекрестными искажениями.

В коммерческом оборудовании правильный метод регулировки VR2 и VR3 обычно приводится в руководстве производителя, и эти инструкции следует точно соблюдать. Регуляторы средней точки и кроссовера являются предустановленными регуляторами, и после регулировки во время производства обычно не подлежат повторной регулировке, за исключением случаев, когда компоненты были заменены.

Отрицательная обратная связь переменного тока

Отрицательная обратная связь

переменного тока обеспечивается C2 для увеличения полосы пропускания и особенно для уменьшения искажений.Это важно, поскольку невозможно полностью устранить искажения кроссовера только осторожным смещением.

Начальная загрузка

Tr2 и Tr3 смещены в классе AB, поэтому они должны быть смещены непосредственно перед отключением (т.е. с 0,6 В между базой и эмиттером). Схема резисторов смещения для этих транзисторов также образует резистивную нагрузку для Tr1. Следовательно, значение R5 и VR3 определяется напряжениями постоянного тока, необходимыми для правильного смещения базы TR2 и Tr3.

Чтобы обеспечить высокий коэффициент усиления в каскаде драйвера Tr1 класса A, нагрузка коллектора должна иметь как можно большее сопротивление; это противоречит требованиям постоянного тока для смещения Tr2 и Tr3.Однако резистор нагрузки коллектора Tr1 фактически должен иметь только высокое сопротивление сигналам переменного тока; Если можно найти способ придать R5 и VR3 высокий импеданс на звуковых частотах и ​​при этом сохранить соответствующее (гораздо более низкое) сопротивление на постоянном токе, можно увеличить усиление в каскаде драйвера Tr1.

Для достижения этого увеличения усиления, положительная обратная связь по переменному току (самонастройка) обеспечивается C2, который возвращает выходной сигнал переменного тока к вершине R5. Этот сигнал переменного тока находится в фазе с сигналом на базах Tr2 и Tr3, и положительная обратная связь обычно вызывает колебания, но этому препятствует тот факт, что Tr2 и Tr3 работают в режиме эмиттерного повторителя, а коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя меньше. чем 1 (обычно около 0.9).

Рис. 5.5.4 Квазикласс AB

Это означает, что какой бы ни была амплитуда напряжения сигнала на коллекторе Tr1, около 0,9 этого сигнала появляется в верхней части R5, поэтому напряжение переменного тока, развиваемое на VR3 и R5, составляет только одну десятую от сигнала на коллекторе Tr1, следовательно, значение сопротивления (переменный ток) VR3 и R5 оказывается в десять раз выше, чем оно есть на самом деле, что дает увеличение усиления Tr1 в 10 раз без какого-либо изменения сопротивления постоянному току VR3 и R5.

Квазикласс AB

Дополнительные выходные каскады могут эффективно использоваться для усилителей мощности, но по мере увеличения мощности выше нескольких ватт становится все труднее найти транзисторы PNP и NPN с характеристиками, достаточно близкими для обеспечения равного усиления положительных и отрицательных полупериодов. Одним из решений является использование квазикомплементарного выходного каскада, как показано на рис. 5.5.4. В этой схеме комплементарная пара малой мощности (Tr1 и Tr2) используется для управления парой выходных транзисторов NPN высокой мощности (Tr3 и Tr4).

Начало страницы

Квазикомплементарные усилители мощности @ AmpsLab

Квазикомплементарный вывод c200.1 похож на c200 за исключением выходного каскада. Уведомление что все выходные транзисторы типа NPN. Эта конфигурация вывода известен как «квази-дополнительный». Почему Квази-дополнительные? Квази-дополнительные результаты появились в первые годы твердотельных конструкций, где транзисторов pnp было мало, дорого и не совсем дополняют свои npn-аналоги.В настоящее время с современные комплементарные транзисторы, обладающие схожими свойствами, это топология вывода не всегда одобряется. Одна причина, вероятно, связана из-за недостаточной производительности ранних разработок, что оставило плохой впечатление. Тем не менее, квазидополнительные результаты имеют свои преимущества, наиболее очевидным из которых является то, что все выходные транзисторы идентичны, в отличие от npn и pnp, что на самом деле никогда не бывает тоже самое. Реализация Квази-дополнительный Ключ находится в 8 квартале.Иногда называется «дополнительным фазоделитель », на самом деле это скорее переключатель уровня. Вместе с выходными транзисторами они образуют пару Шиклая. Производительность Фактор Квази-комплементарный уступает ли более распространенному эмиттер-повторителю? конфигурация? Я так не думаю, по крайней мере, в терминах THD. В стабильность усилителя, он так же стабилен, как и любой хорошо спроектированный усилитель с выходами EF, в отличие от пар составной обратной связи, что иногда бывает сложно сделать стабильным.Характеристики клипа похожи на c200 (версия EF), без признаков искажения и нестабильность при испытании нагрузок 8 и 4 Ом до номинальных значений власть. С точки зрения звука я не могу отличить два. Короче говоря, он так же хорош и надежен, как и конструкция EF. На самом деле, мысль об идентичности всех выходов — это очень привлекательное предложение.

THD квазикомплементарного выхода c200.1 Смещение выходных транзисторов Все показания THD были сняты с выходами, смещенными на 12 мВ на 0.Эмиттерный резистор 22 Ом. Это работает примерно до 55 мА. на выходной транзистор в состоянии холостого хода. Наслаждайтесь !!!! 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 Next — Sziklai Выходы

Электронные устройства: УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ [часть 1]

---

---

ОПИСАНИЕ

—1 Усилитель мощности класса A [ эта страница , ниже]

—2 Двухтактные усилители класса B и класса AB [, эта страница , ниже]

-3 Усилитель класса C

-4 Устранение неполадок в работе приложений

ЦЕЛИ

— Объяснить и проанализировать работу усилителей класса А

— Объясните и проанализируйте работу усилителей класса B и класса AB

— Объяснить и проанализировать работу усилителей класса C

— Поиск и устранение неисправностей усилителей мощности

ТЕРМИНОЛОГИЯ

— класс А

— Класс B

— Класс AB

— Класс C

— Двухтактный

— Прирост мощности

— Эффективность

ПРОСМОТР ДЕЯТЕЛЬНОСТИ ПРИЛОЖЕНИЯ

Активность приложения в этом публичном адресе система.Напомним, что полная система включает предусилитель, усилитель мощности и источник питания постоянного тока. Вы сосредоточитесь усилителя мощности в этом разделе и завершите всю систему, объединение трех составных частей.

ВВЕДЕНИЕ

Усилители мощности — это усилители большого сигнала. Обычно это означает, что гораздо большая часть линии нагрузки используется во время работы сигнала чем в усилителе слабого сигнала. В этом разделе мы рассмотрим четыре класса усилителей мощности: класс A, класс B, класс AB и класс C.Эти усилители классификации основаны на процентном соотношении входного цикла, для которого усилитель работает в линейной области. Каждый класс имеет уникальную схему конфигурации из-за того, как она должна работать. Акцент делается на усиление мощности.

Усилители мощности обычно используются в качестве завершающей ступени связи. приемник или передатчик для подачи мощности сигнала к динамикам или к передающему антенна. BJT используются для иллюстрации принципов работы усилителя мощности.

—-

1. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ КЛАССА А

Когда усилитель смещен так, что он всегда работает в линейном область, где выходной сигнал является усиленной копией входного сигнала, это усилитель класса А. Обсуждение усилителей в предыдущем разделы относятся к операции класса А. Усилители мощности — это те усилители которые предназначены для передачи мощности на нагрузку. Это означает, что Компоненты следует рассматривать с точки зрения их способности рассеивать тепло.

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Объяснить и проанализировать работу усилителей класса А

— Обсуждение тепловыделения транзистора

— Опишите назначение радиатора

— Обсудите важность центрированной точки Q

— Опишите взаимосвязь линий нагрузки постоянного и переменного тока с точкой Q

— Опишите влияние нецентрированной точки Q на форму выходного сигнала

— Определить прирост мощности

— Определить мощность покоя постоянного тока

— Обсудить и определить мощность выходного сигнала

— Определение и определение эффективности усилителя мощности

—-

В усилителе слабого сигнала сигнал переменного тока смещается на небольшой процент общей нагрузки переменного тока.Когда выходной сигнал больше и приближается В пределах линии нагрузки переменного тока усилитель является сильносигнальным. И то и другое усилители большого и малого сигналов относятся к классу А, если они все время работают в линейной области, как показано на фиг. 1.

Усилители мощности класса A — это усилители больших сигналов, предназначенные для подачи питания (а не напряжения) на нагрузку. Как правило большого пальца, усилитель можно рассматривать как усилитель мощности, если он рассчитан на более 1 Вт и необходимо учитывать проблему отвода тепла в компонентах.

РИС. 1 Базовый режим работы усилителя класса А. Выходной сигнал показан не в фазе на 180 ° со входом (перевернутый).

Рассеивание тепла

Силовые транзисторы (и другие силовые устройства) должны рассеивать большое количество энергии. внутреннего тепла. Для силовых транзисторов BJT коллектор терминал — критический узел; по этой причине корпус транзистора всегда подключен к клемме коллектора. Корпус всех силовых транзисторов спроектирован так, чтобы обеспечить большую площадь контакта между ним и внешним радиатор.Тепло от транзистора течет через корпус к теплу. тонет, а затем растворяется в окружающем воздухе. Радиаторы различаются по размеру, количество ребер и тип материала.

Их размер зависит от требований к теплоотдаче и максимальной температура окружающей среды, в которой должен работать транзистор. В мощных приложений (несколько сотен ватт) может потребоваться охлаждающий вентилятор.

РИС. 2 Максимальный выход класса A происходит, когда точка Q находится в центре Линия нагрузки переменного тока.

РИС. 3 Q-точка ближе к отсечке. (а) Амплитуда Vce и ​​Ic, ограниченная отсечкой (b) Транзистор работает в режиме отсечки из-за дальнейшего увеличения входной амплитуды

Центрированная точка Q-Point

Напомним, что линии нагрузки постоянного и переменного тока пересекаются в точке Q. Когда Точка Q находится в центре линии нагрузки переменного тока, максимальный сигнал класса А. может быть получен. Вы можете увидеть эту концепцию, изучив график линия нагрузки для данного усилителя на фиг.2 (а). На этом графике показана нагрузка переменного тока. линия с точкой Q в центре. Коллекторный ток может варьироваться от его значение Q-point, ICQ, вплоть до значения насыщения, Ic (sat), и вплоть до его значение отсечки равно нулю.

Аналогичным образом, напряжение коллектор-эмиттер может колебаться от точки Q значение, VCEQ, до его значения отсечки, Vce (отсечка), и вниз до его насыщения значение около нуля. Эта операция обозначена на фиг. 2 (б). Пик значение тока коллектора равно ICQ, а пиковое значение тока коллектора-эмиттера в этом случае напряжение равно VCEQ.Этот сигнал — максимум, который может получится от усилителя класса А. Собственно, вывод не может достичь насыщенности или отсечки, поэтому практический максимум немного меньше.

Если точка Q не находится в центре линии нагрузки переменного тока, выходной сигнал ограничено. ИНЖИР. 3 показана линия нагрузки переменного тока с точкой Q, смещенной от центр к отсечке. Вариация выхода ограничена отсечкой в ​​этом кейс. Ток коллектора может опускаться только почти до нуля и равного сумма выше аськи.Напряжение коллектор-эмиттер может колебаться только до его значение отсечки и такое же значение ниже VCEQ. Эта ситуация проиллюстрирована на фиг. 3 (а). Если усилитель переместить дальше, чем это, он будет «зажимать» на отсечка, как показано на фиг. 3 (б).

РИС. 4 показана линия нагрузки переменного тока с точкой Q, смещенной от центра к насыщенность. В этом случае изменение выхода ограничено насыщением. Коллекторный ток может колебаться только почти до насыщения и равного сумма ниже аськи.Напряжение между коллектором и эмиттером может только понижаться. до его значения насыщения и на такое же значение выше VCEQ. Эта ситуация проиллюстрировано на фиг. 4 (а). Если усилитель запускается дальше, он будет «обрезаться» при насыщении, как показано на фиг. 4 (б).

РИС. 4 Q-точка ближе к насыщению. (а) Амплитуда Vce и ​​Ic ограничена насыщением (б) Транзистор приводится в насыщение путем дальнейшего увеличения по входной амплитуде.

Коэффициент усиления

Усилитель мощности подает питание на нагрузку.Коэффициент усиления усилителя это отношение выходной мощности (мощности, передаваемой на нагрузку) к входной власть. В целом прирост мощности составляет 900 · 10

[EQN. 1] Ap = P_L / P_in

где Ap — коэффициент усиления мощности, PL — мощность сигнала, подаваемого на нагрузку, Pin — мощность сигнала, подаваемого на усилитель.

Прирост мощности можно вычислить по любой из нескольких формул, в зависимости от что известно. Часто самый простой способ получить прирост мощности — это входное сопротивление, сопротивление нагрузки и коэффициент усиления по напряжению.2v [Rin / R_L]

EQN. 2

Напомним из Раздела 6, что для усилителя с делителем напряжения,

Rin (tot) = R1 || 7 R2 || Рин (база)

, а для усилителя CE или CC —

Rin (база) = βac Re

EQN. 2 показывает, что коэффициент усиления по мощности равен коэффициенту усиления по напряжению. в квадрате, умноженное на отношение входного сопротивления к выходному сопротивлению нагрузки. Формула применима к любому усилителю. Например, предположим, что обычный коллектор (CC) усилитель имеет входное сопротивление и сопротивление нагрузки Так как Усилитель CC имеет коэффициент усиления по напряжению примерно 1, коэффициент усиления по мощности составляет:

Для усилителя CC, Ap — это просто отношение входного сопротивления к выходное сопротивление нагрузки.

Мощность покоя постоянного тока

Рассеиваемая мощность транзистора без входного сигнала является продуктом тока и напряжения Q-точки.

P_DQ = I_CQ V_CEQ

Усилитель мощности класса A может подавать питание на нагрузку только через поддерживать ток покоя, по крайней мере, такой же большой, как пиковый ток требование к току нагрузки.

Сигнал не увеличивает мощность, рассеиваемую транзистором, но фактически вызывает меньшее рассеивание общей мощности.Мощность покоя постоянного тока, приведено в EQN. 3 — это максимальная мощность, с которой должен работать усилитель класса А. Номинальная мощность транзистора должна превышать это значение.

Выходная мощность

Как правило, мощность выходного сигнала является произведением среднеквадратичного значения тока нагрузки. и действующее значение напряжения нагрузки. Максимальный сигнал переменного тока без отсечки возникает, когда Точка Q центрируется на линии нагрузки переменного тока. Для усилителя CE с центрированным Q-точка, максимальный размах пикового напряжения:

Vc (макс.) = ICQ Rc

Действующее значение равно 0.707Vc (макс.).

Максимальное пиковое колебание тока составляет

Ic (макс.) = V_CEQ / R_C

Действующее значение составляет 0,707Ic (макс.).

Чтобы найти максимальную выходную мощность сигнала, используйте среднеквадратичные значения максимальной выходной мощности. ток и напряжение. Максимальная выходная мощность усилителя класса A:

Pout (макс.) = (0,707Ic) (0,707Vc)

Pout (макс.) = 0,5 ICQ VCEQ

EQN. 4

————- ПРИМЕР 1

Определите коэффициент усиления по напряжению и коэффициент усиления по мощности усилителя мощности класса А. на фиг.5. Предположим, что βac = 200 для всех транзисторов.

РИС. 5

———————

КПД

КПД любого усилителя — это отношение мощности выходного сигнала подается на нагрузку до полной мощности от источника постоянного тока. Максимальный выход мощность сигнала, которую можно получить, задается EQN. 4. Средняя мощность ток питания ICC равен ICQ, а напряжение питания не менее 2VCEQ.Следовательно, общая мощность постоянного тока составляет 900 · 10

PDC = ICC VCC = 2 ICQ VCEQ

Максимальный КПД усилителя класса A с емкостной связью составляет:

Максимальная эффективность усилителя с емкостной связью класса A не может быть выше 0,25, или 25%, и на практике обычно значительно меньше (около 10%). Хотя КПД можно повысить с помощью трансформатора. При подключении сигнала к нагрузке у трансформаторной связи есть недостатки. К этим недостаткам относятся размер и стоимость трансформаторов, а также потенциальные проблемы искажения, когда сердечник трансформатора начинает насыщаться.В целом, низкая эффективность усилителей класса A ограничивает их полезность небольшими силовые приложения, для которых обычно требуется менее 1 Вт.

———

РАЗДЕЛ 1 ПРОВЕРКА

1. Для чего нужен радиатор?

2. Какой вывод BJT подключен к корпусу?

3. Какие два типа ограничения используются усилителем мощности класса A?

4. Каков максимальный КПД усилителя класса А?

5.Как можно выразить усиление мощности CC-усилителя через соотношение сопротивлений?

———

———

2. УСИЛИТЕЛИ КЛАССА B И КЛАССА AB

Когда усилитель смещен на отсечке, так что он работает в линейном область для входного цикла и находится в отсечке на 180 °, это класс B усилитель. Усилители класса AB имеют тенденцию проводить чуть больше чем 180 °.

Основное преимущество усилителя класса B или класса AB над усилителем класса Усилитель состоит в том, что любой из них более эффективен, чем усилитель класса A; вы можете получить большую выходную мощность при заданном количестве входной мощности.Недостаток класса B или класса AB состоит в том, что сложнее реализовать схему чтобы получить линейное воспроизведение формы входного сигнала. Термин «тяни-толкай» относится к обычному типу схемы усилителя класса B или класса AB, в которой два транзистора используются на чередующихся полупериодах для воспроизведения входного сигнала. форма волны на выходе.

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Объясните и проанализируйте работу усилителей класса B и класса AB

— Опишите работу класса B

— Обсудить расположение точки Q

— Описать двухтактный режим класса B

— Обсуждение трансформаторной связи — Объяснение транзисторов с комплементарной симметрией

— Объяснение искажения кроссовера 180 °.

— Двухтактный усилитель смещения для работы класса AB

— Определить класс AB — Объяснить работу сигнала переменного тока класса AB

— Описание двухтактного усилителя с однополярным питанием

— Обсудить мощность класса B / AB

— Расчет максимальной выходной мощности — Расчет входной мощности постоянного тока

— Определить КПД

— Определение входного сопротивления переменного тока двухтактного усилителя

— Обсудить усилитель Дарлингтона класса AB

— Определить входное сопротивление переменного тока

— Опишите Дарлингтон / дополнительный усилитель Дарлингтона класса AB

——

Класс B Эксплуатация

Работа класса B проиллюстрирована на фиг.6, где форма выходного сигнала отображается относительно входа в единицах времени (t).

Точка Q находится на границе отсечки

Усилитель класса B смещен в точке отсечки, так что ICQ = 0 и VCEQ = VCE (отсечка).

Он выведен из зоны отсечки и работает в своей линейной области, когда входной сигнал приводит транзистор в состояние проводимости. Это проиллюстрировано на фиг. 7 со схемой эмиттер-повторитель, выход которой не является копией входа.

РИС. 6 Базовая работа усилителя класса B (неинвертирующий).

РИС. 7 Усилитель с общим коллектором класса B.

Двухтактный, класс B

Как видите, схема на РИС. 7 проводит только для положительной половины цикла. Чтобы усилить весь цикл, необходимо добавить второй усилитель класса B, работающий на отрицательной половине цикла. В сочетание двух усилителей класса B, работающих вместе, называется двухтактным. операция.

Существует два распространенных подхода к использованию двухтактных усилителей для воспроизведения весь сигнал. Первый подход использует трансформаторную связь. В второй использует два транзистора комплементарной симметрии; это соответствие пара БЮТ npn / pnp.

Трансформаторная муфта

Трансформаторная связь показана на фиг. 8. Входной трансформатор имеет вторичная обмотка с центральным отводом, подключенная к земле, производящая фазу в версии одной стороны по отношению к другой.Входной трансформатор таким образом преобразует входной сигнал в два противофазных сигнала для транзисторов. Обратите внимание, что оба транзистора относятся к типу npn. Из-за инверсии сигнала Q1 будет проводить в положительной части цикла, а Q2 будет проводить в отрицательная часть. Выходной трансформатор объединяет сигналы, разрешая ток в обоих направлениях, даже если один транзистор всегда отключен. Положительный сигнал источника питания подключается к центральному отводу выходной трансформатор.

РИС. 8 Двухтактные усилители с трансформаторной связью. Q1 проводит во время положительный полупериод; Q2 проводит в течение отрицательного полупериода. Два половинки объединены выходным трансформатором.

Транзисторы дополнительной симметрии

РИС. 9 показан один из самых популярных типов двухтактных усилителей класса B. с использованием двух эмиттер-повторителей, а также положительного и отрицательного источников питания. Это дополнительный усилитель, потому что один эмиттер-повторитель использует npn транзистор, а другой pnp, которые проводят с противоположными чередованиями входного цикла.Обратите внимание на отсутствие напряжения смещения базы постоянного тока (VB = 0). Таким образом, только сигнальное напряжение приводит транзисторы в состояние проводимости. Транзистор Q1 проводит в течение положительной половины входного цикла, а Q2 проводит во время отрицательной половины.

РИС. 9 Двухтактный режим работы переменного тока класса B. (а) Во время положительного полупериода (б) Во время отрицательного полупериода.

Кроссовер искажений

Когда базовое напряжение постоянного тока равно нулю, оба транзистора выключены и на входе напряжение сигнала должно превышать VBE, прежде чем транзистор станет проводящим.Из-за это промежуток времени между положительными и отрицательными чередованиями входа, когда ни один из транзисторов не проводит, как показано на фиг. 10. Возникающее в результате искажение формы выходного сигнала называется кроссоверным искажением.

РИС. 10 Иллюстрация кроссоверных искажений в двухтактном усилителе класса B. Транзисторы проводят только на тех участках входа, которые обозначены затененные участки.

Смещение двухтактного усилителя для Class AB Operation

Чтобы преодолеть искажение кроссовера, смещение настраивается так, чтобы VBE транзисторов; это приводит к измененной форме работы называется классом AB.В режиме работы класса AB двухтактные ступени смещены. в слабую проводимость, даже при отсутствии входного сигнала. Это может должно быть выполнено с помощью делителя напряжения и диода, как показано на фиг. 11. Когда характеристики диодов D1 и D2 близки к характеристики переходов база-эмиттер транзистора, ток в диодах и ток в транзисторах одинаковые; это называется текущее зеркало. Это текущее зеркало производит желаемый класс AB и устраняет кроссоверные искажения.

РИС. 11 Смещение двухтактного усилителя с помощью смещения токового зеркального диода для устранения кроссоверных искажений. Транзисторы образуют дополнительный пара (один npn и один pnp).

В цепи смещения схемы на фиг. 11, R1 и R2 имеют одинаковую ценность, а также положительное и отрицательное напряжение питания. Это заставляет напряжение в точке A (между диодами) равным 0 В и устраняет необходимость в входной конденсатор связи. Напряжение постоянного тока на выходе также равно 0 В.Предполагая, что оба диода и оба дополнительных транзистора идентичны, падение на D1 равно VBE Q1, а падение на D2 равно VBE Q2. Поскольку они совпадают, ток диода будет одинаковым как аська. Ток диода и ICQ можно найти, применив закон Ома к либо R1, либо R2 следующим образом:

ICQ = [VCC — 0,7 В] / R1

Этот небольшой ток, необходимый для работы класса AB, исключает кроссовер. искажение, но имеет потенциал для тепловой нестабильности, если транзистор Капли VBE не соответствуют диодным каплям или если диоды не включены тепловое равновесие с транзисторами.Нагрев силовых транзисторов снижает напряжение база-эмиттер и имеет тенденцию к увеличению тока. Если столько же прогреты диоды, ток стабилизирован; но если диоды находятся в более прохладной среде, они заставляют ICQ еще больше увеличиваться. Больше тепла вырабатывается в неограниченном цикле, известном как тепловой разгон. Чтобы этого не происходило, диоды должны иметь одинаковую тепловую среду. как транзисторы. В некоторых случаях небольшой резистор в эмиттере каждого Транзистор может уменьшить тепловой пробой.

Переходные искажения также возникают в усилителях с трансформаторной связью, таких как показанный на фиг. 8. Для его устранения в этом случае применяется 0,7 В. к вторичной обмотке входного трансформатора, которая просто смещает оба транзистора в проводимость. Напряжение смещения, вызывающее это падение, может быть получено из источник питания с использованием одного диода, как показано на фиг. 12.

РИС. 12 Устранение перекрестных искажений в двухтактных устройствах с трансформаторной связью усилитель.Смещенный диод компенсирует падение база-эмиттер транзисторы и производит работу класса AB.

РИС. 13 Нагрузочные линии для двухтактного усилителя с комплементарной симметрией. Показаны только линии нагрузки для npn-транзистора.

Работа от переменного тока

Рассмотрим нагрузочную линию переменного тока для Q1 усилителя класса AB на фиг. 11.

Точка Q немного выше порогового значения. (В настоящем усилителе класса B Q-точка находится на отсечении.) Напряжение отсечки переменного тока для работы от двух источников питания находится в VCC с ICQ, как указано ранее. Ток насыщения переменного тока для работа с двумя источниками питания с двухтактным усилителем составляет:

Ic (sat) = VCC / RL [EQN. 5]

Линия нагрузки переменного тока для npn-транзистора такая, как показано на фиг. 13. Постоянный ток линию нагрузки можно найти, нарисовав линию, проходящую через VCEQ и постоянный ток насыщения, IC (насыщ.).

Однако ток насыщения для постоянного тока — это ток, если коллектор на эмиттер закорочен на обоих транзисторах! Предполагалось, что через источники питания, очевидно, вызовут максимальный ток от источников и подразумевает, что линия нагрузки постоянного тока проходит почти вертикально через отсечку как показано.Работа вдоль линии нагрузки постоянного тока, например, из-за теплового разгона, может производить такой высокий ток, что транзисторы выходят из строя.

РИС. 14 (а) показана линия нагрузки переменного тока для Q1 усилителя класса AB. на фиг. 14 (б). В показанном случае применяется сигнал, в области линии нагрузки переменного тока, выделенной жирным шрифтом. В верхнем конце линия нагрузки переменного тока, напряжение на транзисторе (Vce) минимально, и выходное напряжение максимальное.

РИС. 14 (b) Цепь (a) Линия нагрузки переменного тока для Q1

В максимальных условиях транзисторы Q1 и Q2 управляются попеременно. от почти обрезанного до почти насыщенного. При положительном чередовании входного сигнала, эмиттер Q1 управляется со значением точки Q, равным 0 почти до VCC, создавая положительное пиковое напряжение немного меньше, чем VCC. Аналогично, при отрицательном изменении входного сигнала эмиттер Q2 перемещается от значения точки Q, равного 0 В, до значения, близкого к –VCC, создавая отрицательный пиковое напряжение почти равно –VCC.Хотя можно работать близко току насыщения, этот тип операции приводит к увеличению искажение сигнала.

Ток насыщения переменного тока (уравнение 5) также является пиковым выходным током. Каждый Транзистор может работать по всей своей нагрузочной линии. Напомним, что в режиме работы класса А транзистор также может работать на всей нагрузке линия, но со значительной разницей. При работе класса A Q-точка находится около середины, и в транзисторах есть значительный ток даже без сигнала.В режиме работы класса B, когда нет сигнала, транзисторы имеют очень малый ток и поэтому очень сильно рассеивают мало мощности. Таким образом, эффективность усилителя класса B может быть намного выше. чем усилитель класса А. Позже будет показано, что максимальная эффективность усилителя класса B составляет 79%.

РИС. 16 Несимметричный двухтактный усилитель.

Двухтактный усилитель с однополярным питанием

Двухтактные усилители, использующие транзисторы с комплементарной симметрией, могут работать от одного источника напряжения, как показано на фиг.16. Схема работы такое же, как описано ранее, за исключением того, что смещение установлено на выходное напряжение эмиттера должно быть VCC 2 вместо нуля вольт, используемого с два припаса. Поскольку выход не смещен при нулевом напряжении, емкостный соединение для входа и выхода необходимо для блокировки напряжения смещения от источника и нагрузочного резистора. В идеале выходное напряжение может качаем с нуля на VCC, но на практике до этого идеала не совсем дотягивает значения.

Класс B / AB Мощность

Максимальная выходная мощность Вы видели, что идеальная максимальная пиковая мощность выходной ток для двухтактных усилителей с двойным и однополярным питанием составляет примерно Ic (sat), а максимальное пиковое выходное напряжение составляет примерно V_CEQ. Следовательно, в идеале максимальная средняя выходная мощность составляет

Pout = Iout (среднеквадратичное значение) Vout (среднеквадратичное значение)

Начиная с:

Iout (среднеквадратичное значение) = 0,707 Iout (пиковое значение) = 0.707Ic (сб.)

… и:

Vout (среднеквадратичное значение) = 0,707 Vout (пиковое значение) = 0,707 VCEQ

… затем:

Pout = 0,5Ic (насыщ.) VCEQ

При замене VCC 2 на VCEQ максимальная средняя выходная мощность составляет:

PDC = ICC VCC

Pout = 0,5Ic (насыщ.) VCEQ Vout (среднеквадратичное значение) = 0,707Vout (пиковое значение) = 0,707VCEQ

Входная мощность постоянного тока

Входная мощность постоянного тока исходит от источника VCC и составляет

Поскольку каждый транзистор потребляет ток в течение полупериода, ток равен полуволновой сигнал со средним значением

Итак,

КПД Преимущество двухтактных усилителей класса B и класса AB над классом А — гораздо более высокий КПД.Это преимущество обычно отменяет сложность смещения двухтактного усилителя класса AB для устранения кроссоверные искажения. Напомним, что эффективность определяется как отношение От выходной мощности переменного тока до входной мощности постоянного тока.

Максимальный КПД для усилителя класса B (класс AB незначительно less) разрабатывается следующим образом, начиная с EQN. 6.

или в процентах

эта макс. = 79%

Напомним, что максимальный КПД для класса A равен 0.25 (25 процентов).

Входное сопротивление

Дополнительная двухтактная конфигурация, используемая в усилителях класса B / класса AB фактически представляет собой два эмиттера-повторителя. Входное сопротивление эмиттер-повторитель, где R1 и R2 — резисторы смещения, составляет:

Rin = Beta ac (r ’e + RE) || R1 || R2

Поскольку RE = RL, формула:

Rin = Beta ac (r ’e + RL) || R1 || R2

Darlington Class AB Усилитель

Во многих приложениях, где используется двухтактная конфигурация, нагрузка сопротивление относительно невелико.Например, динамик на 8 Ом является обычным нагрузка для двухтактного усилителя класса AB.

Как вы видели в предыдущем примере, двухтактные усилители могут представлять собой довольно низкое входное сопротивление предшествующего усилителя, который им управляет. В зависимости от на выходном сопротивлении предыдущего усилителя низкий двухтактный входное сопротивление может сильно нагружать его и значительно снижать напряжение прирост. Например, если каждый резистор смещения равен 1 кОм и если дополнительный транзисторы в двухтактном усилителе имеют коэффициент бета переменного тока, равный 50, а нагрузка сопротивление составляет 8 Ом, входное сопротивление (при условии, что r ’e = 1 Ом) составляет:

Если сопротивление коллектора усилителя мощности составляет, например, входное сопротивление двухтактного усилителя снижает эффективный коллектор сопротивление управляющего усилителя (с общим эмиттером) до Rc = RC || Rin = 1.0 к || 236 Ом = 190 Ом.

Это резко снижает коэффициент усиления по напряжению управляющего усилителя, поскольку его усиление составляет Rc / r ’e.

В некоторых приложениях с низкоомными нагрузками используется двухтактный усилитель. с помощью транзисторов Дарлингтона можно использовать для увеличения входного сопротивления подается на усилитель мощности и избегает значительного снижения напряжения прирост. Общий коэффициент ac beta пары Дарлингтона обычно превышает тысяча. Кроме того, резисторы смещения могут быть больше из-за меньшего тока базы необходимо.

В предыдущем случае, например, если для каждого транзистора в Дарлингтоне пара, общая бета переменного тока […]

Если резисторы смещения являются резисторами, входное сопротивление значительно увеличивается, так как следующий расчет показывает.

Двухтактный усилитель Дарлингтона класса AB показан на фиг. 19. Четыре диода требуются в цепи смещения для согласования с четырьмя переходами база-эмиттер двух пар Дарлингтона.

РИС. 19 Двухтактный усилитель Дарлингтона класса AB.

Дарлингтон / Дополнительный усилитель Дарлингтона класса AB

Был представлен дополнительный Дарлингтон, также известный как пара Шиклай. в Разделе 6.

Напомним, что она похожа на традиционную пару Дарлингтона, за исключением использует дополнительные транзисторы (один npn и один pnp). Дополнительные Дарлингтона используется, когда определяется, что выходная мощность транзисторов должны использоваться того же типа (оба npn или оба pnp).ИНЖИР. 20 показывает Двухтактный усилитель класса AB с двумя npn-транзисторами выходной мощности (Q2 и Q4). Верхняя часть двухтактной конфигурации — традиционная Дарлингтон, а нижняя часть — дополнительный Дарлингтон.

РИС. 20 Двухтактный усилитель Дарлингтона / дополнительный Дарлингтон класса AB.

———-

РАЗДЕЛ 2 ПРОВЕРКА

1. Где находится точка Q для усилителя класса B?

2.Что вызывает кроссоверные искажения?

3. Каков максимальный КПД двухтактного усилителя класса B?

4. Объясните назначение двухтактной конфигурации для класса B.

5. Чем усилитель класса AB отличается от усилителя класса B?

———

продолжение к части 2 >>

Подобные статьи

Учебное пособие и схемы для дополнительного двухтактного усилителя

— Переходные транзисторы

Иногда трудно понять поведение схемы, когда транзисторы перевернуты.

На диаграмме A, когда напряжение базы идет к шине + (становится более положительным), напряжение коллектора уходит от шины + (становится менее положительным).

На диаграмме B, когда напряжение базы приближается к шине — (становится более отрицательным), напряжение коллектора уходит от шины — (становится менее отрицательным).

На диаграмме C, когда базовое напряжение уходит от — rail (становится более положительным), напряжение коллектора идет к — rail (становится менее положительным).

На диаграмме D, когда базовое напряжение уходит от + шины (становится более отрицательным), напряжение коллектора идет в сторону + шины (становится менее отрицательным).

TR2 и TR3 дополняют друг друга. У них одинаковые характеристики, но одна — NPN, а другая — PNP.

NPN имеет + на коллекторе и менее положительный на эмиттере.

PNP имеет + на эмиттере и ноль на коллекторе.

Следовательно, оба имеют правильную полярность напряжения. Напряжение на стыке R3 и R4 составляет половину напряжения питания.

Если R2 заменить проводной перемычкой, а R1 выбран так, чтобы он давал половину напряжения питания на базах TR1 и TR2, то они оба будут смещены в классе B и оба будут непроводящими.

Посмотрите на формы сигналов на основе выходной пары. В течение первой половины цикла сигнал становится менее положительным. Это реверсирует смещение NPN-транзистора и увеличивает прямое смещение на PNP-транзисторе. Это означает, что NPN остается отключенным, а PNP проводит в течение этого первого полупериода. В следующем полупериоде сигнал на базах теперь увеличивается в более положительном направлении. В течение этого полупериода NPN проводит, а PNP отключен.

Итак, NPN выключен, а PNP включен в течение первого полупериода, и ток течет через громкоговоритель по мере зарядки C1.

NPN включен, а PNP выключен во время второго полупериода, и ток течет в обратном направлении через громкоговоритель по мере разряда C1.

R2 добавлен для создания небольшого прямого смещения для обоих транзисторов, что позволяет избежать кроссоверные искажения. (см. страницу о двухтактных усилителях мощности).

Дополнения — PS Audio

Одна из причин, по которой людям нравится звук усилителей для одного устройства, заложена в самой их конструкции: устройство для одного «пола». Под «полом» мы имеем в виду тип устройства (точно так же, как мы могли бы описать мужской vs.женщина). У ламп только один «пол», а у транзисторов — два: положительный и отрицательный. Когда устройства обоих полов используются для формирования усилителя, мы иногда называем эту топологию дополнительной симметрией из-за использования в ней транзисторов обоих полов для усиления музыки.

Классический усилитель с дополнительной симметрией может иметь множество форм, но наиболее распространенной является выходной каскад усилителя. Обычно это каскад усиления тока, и его простая схема выглядит так:

Подавляющее большинство современных усилителей и предусилителей используют версию этой классической конструкции для своего выходного каскада.Не все согласны с тем, что это лучшая топология по звучанию.

Я помню, как читал статью Нельсона Пасса о красоте разработки однополого усилителя. Он упомянул, что этот усилитель больше похож на музыку, чем любой из тех, что он когда-либо слышал раньше.