Усилитель мощности вч на транзисторах. Усилитель мощности ВЧ на транзисторах: принцип работы и схемотехника

alexxlabУсилител
Как устроен транзисторный усилитель мощности ВЧ для радиолюбительских диапазонов. Каковы особенности схемотехники таких усилителей. Какие компоненты используются в ВЧ усилителях на транзисторах. Как настроить и отладить транзисторный усилитель мощности.

Содержание

Принцип работы транзисторного усилителя мощности ВЧ

Транзисторный усилитель мощности высокой частоты (ВЧ) предназначен для увеличения мощности сигнала в радиопередатчиках. Основные особенности таких усилителей:

  • Работа в диапазоне частот 1-30 МГц
  • Выходная мощность от десятков до сотен ватт
  • Использование мощных ВЧ транзисторов
  • Широкополосное согласование входа и выхода
  • Наличие цепей защиты от перегрузки

Типовая схема усилителя содержит следующие основные блоки:

  1. Входной согласующий трансформатор
  2. Каскад предварительного усиления (драйвер)
  3. Выходной каскад на мощных транзисторах
  4. Выходной согласующий трансформатор
  5. Фильтр нижних частот
  6. Цепи смещения и термокомпенсации
  7. Схема защиты

Особенности схемотехники ВЧ усилителей на транзисторах

При разработке транзисторных усилителей мощности ВЧ необходимо учитывать ряд важных особенностей:


  • Использование специальных ВЧ транзисторов с высокой граничной частотой
  • Применение широкополосных трансформаторов на ферритовых кольцах
  • Тщательное согласование входных и выходных импедансов
  • Обеспечение устойчивости усилителя во всем рабочем диапазоне
  • Эффективный теплоотвод от мощных транзисторов
  • Защита от перегрузки по току и напряжению

Важнейшим элементом является выбор рабочей точки транзисторов. В большинстве случаев используется режим класса AB, обеспечивающий хороший компромисс между линейностью и КПД.

Ключевые компоненты ВЧ усилителя на транзисторах

Основные компоненты, применяемые в транзисторных усилителях мощности ВЧ:

  • Мощные ВЧ биполярные или полевые транзисторы (КТ920, КТ930, КТ940 и т.п.)
  • Ферритовые кольца для широкополосных трансформаторов
  • Керамические конденсаторы большой емкости для цепей питания
  • Катушки индуктивности с высокой добротностью
  • Мощные резисторы для цепей смещения
  • Быстродействующие диоды для защитных цепей

Правильный выбор и применение этих компонентов во многом определяет характеристики усилителя.


Схема типового транзисторного усилителя мощности ВЧ

Рассмотрим схему типового транзисторного усилителя мощности ВЧ с выходной мощностью около 100 Вт:

«`
T1 VT1 VT2 VT3 T2 ФНЧ
Смещение Смещение Схема защиты «`

Ключевые элементы схемы:

  • T1, T2 — широкополосные трансформаторы на ферритовых кольцах
  • VT1 — транзистор драйвера (например, КТ920)
  • VT2, VT3 — мощные выходные транзисторы (например, КТ930)
  • ФНЧ — фильтр нижних частот на выходе
  • Цепи смещения для задания рабочей точки транзисторов
  • Схема защиты от перегрузки и рассогласования

Настройка и отладка транзисторного усилителя мощности

Процесс настройки усилителя мощности ВЧ включает следующие этапы:

  1. Установка токов покоя транзисторов
  2. Проверка устойчивости во всем рабочем диапазоне частот
  3. Настройка входного и выходного согласования
  4. Оптимизация линейности в режиме SSB
  5. Настройка цепей защиты
  6. Проверка выходной мощности и КПД

При настройке важно использовать качественные измерительные приборы — анализатор спектра, измеритель мощности, осциллограф.


Преимущества и недостатки транзисторных усилителей мощности ВЧ

Основные преимущества транзисторных усилителей по сравнению с ламповыми:

  • Более высокий КПД
  • Меньшие габариты и вес
  • Отсутствие высоковольтных источников питания
  • Более широкая полоса рабочих частот
  • Лучшая линейность в режиме SSB

К недостаткам можно отнести:

  • Меньшую устойчивость к перегрузкам
  • Сложность получения очень больших мощностей (более 1 кВт)
  • Необходимость эффективного теплоотвода

Перспективные направления развития транзисторных ВЧ усилителей

Основные тенденции в развитии транзисторных усилителей мощности ВЧ:

  • Применение транзисторов на основе нитрида галлия (GaN)
  • Использование цифровых методов линеаризации
  • Внедрение схем адаптивного согласования
  • Повышение рабочих частот до единиц ГГц
  • Увеличение выходной мощности до единиц кВт

Эти технологии позволят существенно улучшить характеристики транзисторных усилителей мощности ВЧ в ближайшем будущем.


Транзисторный усилитель мощности • HamRadio

Транзисторный усилитель мощности (ШПУ) отработана и мало чем отличается в различных промышленных конструкциях, что говорит о практическом отсутствии «белых пятен» в данной области радио конструирования. И все же радиолюбители довольно редко применяют самодельные конструкции на мощности более 30-40 Вт. Это, конечно, связано с дефицитностью качественных мощных транзисторов для линейного усиления ВЧ сигнала в диапазоне 1-30 Мгц.
Возможно и то, что основной способ настройки любительской техники — «метод научного тыка» для таких конструкций не подходит, поэтому сегодня более популярны ламповые усилители. Неоднократное применение различных типов транзисторов в ШПУ трансиверов показало их явные преимущества в сравнении с ламповыми на такие же мощности (речь, конечно, идет о Рвых.< 200 Вт). При изготовлении и эксплуатации транзисторный усилитель мощности нужно учитывать определенные особенности, которые не возникают либо менее выражены в ламповом. Вот некоторые из них:

1.Нужно использовать транзисторы, специально разработанные для линейного усиления на частотах 1,5-30 МГц.

  1. Выходная мощность двухтактного ШПУ не должна превышать максимального значения мощности применяемых транзисторов, хотя они и выдерживают перегрузки. Например, в военной технике этот показатель не превышает 25-50% от максимального значения.
  2. Хотя бы один раз заглянуть в справочник и внимательно ознакомиться с параметрами используемого транзистора.
  3. Нельзя превышать ни один из предельно допустимых параметров.
  4. Во время предварительной настройки следует использовать безындукционную нагрузку в виде эквивалента сопротивлением 50-75 Ом соответствующей мощности, но ни в коем случае не электролампочку, как это многие делают при настройке лампового усилителя.
  5. Наконец-то, напрячься и сделать раз и навсегда качественный КСВ-метр в одной коробке с коммутатором антенн и фильтром TVI с обязательным отключением антенн в нерабочем состоянии. Тем самым Вы избавите себя от нервных стрессов при общении с соседями — любителями сверхдальнего телевизионного приема на комнатную антенну и спешного поиска резиновых перчаток для откручивания разъема антенны с началом каждой грозы.
  6. Если Вы заражены «стрелочной болезнью» или любите «держать микрофон» пока из него не закапает «конденсат» — не нужно экономить на размерах корпуса и радиатора. Аксиома -«надежный усилитель — это большой усилитель».

В противном случае обязательно введение дополнительного обдува.

  1. Не нужно браться за постройку такого транзисторный усилитель мощности, если смутно представляете себе разницу между трансформаторами типа «бинокль» и с «объемным витком». В этом случае лучше приобрести готовую конструкцию (в чем Вам может помочь автор статьи) или импровизировать с лампами.

Транзисторный усилитель мощности, предлагаемый в данной статье, работает в любом участке КВ диапазона, согласующее устройство позволяет использовать антенны с сопротивлением 50 Ом и более (рис. ).

Мощность раскачки не превышает 1 Вт. Максимальная выходная мощность определяется типом применяемых транзисторов, для КТ957А — до 250 Вт. Коэффициент усиления по мощности до 25 дБ на низкочастотных диапазонах. Входное сопротивление 50 Ом. Уровень гармоник на выходе не более 55 дБ.
Транзисторный усилитель мощности (ШПУ) отработана и мало чем отличается в различных промышленных конструкциях, что говорит о практическом отсутствии «белых пятен»
Максимальный ток потребления до 18-19 А. В связи с тем, что на радиостанции использовалась одна антенна на все диапазоны (треугольник периметром 160 м) было решено ввести в усилитель согласующее устройство с КСВ-метром. Габаритные размеры усилителя определялись размерами используемого трансивера (RA3AO) и составляют 160x200x300 мм. В эти габариты не удалось «уложить» источник +24 В, который выполнен в отдельном корпусе. Для того, чтобы усилитель не перегревался в летнее время, введен принудительный обдув радиатора. В итоге получилась довольно удачная конструкция небольших габаритов, которая может использоваться при работе с возбудителем небольшой мощности, это могут быть трансивер на базе Р399А, трансиверы «Роса», RA3AO с пониженной выходной мощностью и т. д. Аналогичную конструкцию используют RK6LB, UR5HRQ, a RU6MS уже несколько лет эксплуатирует выходной каскад на КТ956А с Р399А.

Сигнал с трансивера поступает на трансформатор Т1 (рис.),

это обычный «бинокль», который понижает входное сопротивление и обеспечивает два одинаковых противофазных сигнала на входе драйвера VT1, VT2. Цепочки C4R2 и C5R3 служат для формирования амплитудно-частотной характеристики с подъемом в высокочастотной области. Смещение подается отдельно на каждый транзистор с источника +12В (ТХ). В качестве VT1, VT2 нужно использовать транзисторы, которые служат для линейного усиления ВЧ сигнала. Наиболее подходящие и недорогие КТ921 и КТ955. Если есть возможность подобрать пару, тогда цепи смещения можно объединить. Резисторы отрицательной обратной связи в цепи эмиттеров улучшают устойчивость и линейность работы каскада.

«Фильтр-дырку» C10R10 можно заменить на несколько обычных блокировочных конденсаторов разного номинала (например 1000 пф; 0,01 мк; 0,1 мк), включенных параллельно. Элементы C14, C18, R11 …R14 формируют требуемую АЧХ выходного каскада. Резисторы R15, R18 служат для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения. Их можно рассчитать по формуле R = (βmin/(6,28*frp*C3) для других типов транзисторов. Трансформатор Т2 («бинокль») согласовывает относительно высокое выходное сопротивление первого каскада с более низким сопротивлением входных цепей оконечного.

Трансформатор ТЗ обеспечивает подачу питания на VT4, VT5 и симметрирует форму напряжения на коллекторах транзисторов с целью снижения уровня четных гармоник. Дополнительно с помощью контура, образованного обмоткой II и конденсатором С19, реализуется подъем АЧХ усилителя в области 24…30 МГц.

Выходной трансформатор Т4 согласовывает низкое сопротивление выходного каскада с сопротивлением нагрузки 50 Ом. Резистор R21 рассеиваемой мощностью не менее 2 Вт (его можно набрать из нескольких) имеет условное обозначение — «защита от дурака». Наличие этого резистора имеет решающее значение в случае отсутствия какой-либо нагрузки для усилителя. В такой момент вся выходная мощность будет рассеиваться на этом резисторе и от него пойдет «дух горелой краски» — вывод нерадивому пользователю — «горим!». Транзисторы такую экзекуцию выдерживают — по данным завода-изготовителя степень рассогласования нагрузки при Рвых=70 Вт для одного транзистора в течение 1 с — 30:1. В нашем случае имеем 10:1, поэтому можно предположить, что за 3 секунды с транзисторами ничего не произойдет. Как показали эксперименты и многолетний опыт применения такой «защиты», транзисторы ни разу не выходили из строя от перегрузки по выходу.

Даже после прямого попадания молнии в антенну одного из пользователей такой техники вышел из строя только один транзистор, а резистор R21 рассыпался на мелкие кусочки. Реле К1 коммутирует антенну в режимах прием/передача (RX/TX). Желательно применять новое надежное герметизированное реле с малым временем срабатывания. Включение К1 происходит напряжением +12В (ТХ) через транзисторный ключ VT6. Цепь смещения VT4,VT5 объединена, т. к. была возможность подобрать пары этих транзисторов, в противном случае цепи смещения лучше выполнить раздельно, как это сделано, например, в [1]. Для температурной стабилизации тока покоя желательно обеспечить тепловой контакт хотя бы одного из диодов VD1 ,VD3 с ближайшим транзистором.

С выхода транзисторный усилитель мощности сигнал подается на КСВ-метр (рис.). Схема таких устройств (рис.) неоднократно описывалась в литературе.

Следует лишь отметить, что в качестве сердечника Т1 можно использовать практически любое ферритовое кольцо независимо от проницаемости. С увеличением проницаемости уменьшаем количество витков обмотки II. Подстроечные конденсаторы С1 и С8 должны выдерживать напряжение не менее 120 В и не изменять свои параметры при нагреве.

Узел ФНЧ (АЗ) (рис.4) состоит из шести фильтров нижних частот 5-го порядка, которые переключаются с помощью реле РЭС34 или РЭС10. Их входные и выходные нагрузочные сопротивления 50 Ом. Данные этих фильтров приведены в табл. 1, они немного отличаются от расчетных. Это связано с тем, что усилитель слегка расстраивает фильтры и пришлось дополнительно подбирать элементы при максимальной выходной мощности. Это довольно рискованное мероприятие, но другой реальной методики как учесть, просчитать и компенсировать влияние усилителя на ФНЧ в рабочем режиме автору не известно. Фильтры переключаются подачей питающего напряжения на реле с «галетника» SB2 (рис.1).

Отфильтрованный сигнал подается на согласующее устройство (рис.), состоящее из катушек L1,L2 и емкостей С9,С10. При такой схеме включения элементов возможно согласование с нагрузкой >50 Ом. Это полностью соответствовало поставленной задаче — согласовать с рамкой периметром 160 м. Входное сопротивление такой антенны не было меньше 70 Ом ни на одном из диапазонов. Если потребуется согласование с нагрузками ниже 50 Ом, нужно ввести еще один галетный переключатель, который позволит менять конфигурацию устройства. Или хотя бы переключатель конденсатора С10 с выхода устройства на его вход. Очень сложно подобрать вариометр подходящих размеров для такой конструкции, да к тому же с возможностью изменения индуктивности в пределах 0…1 мкГн.

Шаровые вариометры не подходят, т.к. редко изменяют индуктивность на малых пределах, катушки с «бегунком» имеют большие габариты. Поэтому применен простейший вариант — бескаркасная катушка, свернутая в кольцо и своими выводами припаянная на контактные лепестки обычного керамического галетного переключателя на 11 положений. Отводы у катушек сделаны по-разному для того, чтобы более точно подобрать общую индуктивность согласующего устройства. Например, у L1 от 1, 3, 5, 7, 9, 13, 17, 21, 25, 30 витков, а у L2 от 2, 4, 6, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 витков. Такой дискретности будет достаточно, чтобы точно подобрать требуемую индуктивность.

Например, в антенных тюнерах трансиверов TS-50 и TS-940 фирмы Kenwood используются катушки с семью отводами. Если сопротивление антенны не превысит 360…400 Ом, можно оставить одну катушку на 40…44 витка. Зазор между пластинами С10 должен быть не менее 0,5 мм, подойдут конденсаторы от старых ламповых радиоприемников. Для работы на 160 м, а иногда и на 80 м подключается дополнительный конденсатор С9.

При изготовлении транзисторный усилитель мощности следует обратить внимание на качество деталей и их электрическую прочность. Выводы элементов в ВЧ цепях должны иметь минимальную длину. По возможности, нужно подобрать пары транзисторов, хотя бы по простейшей методике.

Например, транзисторам задают одинаковые смещения на базе, измеряют коллекторные токи (по крайней мере при трех различных значениях напряжений смещения) и по более близким токам коллекторов отбирают пары транзисторов. Т.к. транзисторы мощные, нужно проводить измерения, задавая токи коллектора ориентировочно 20…50 мА, 200..          .400 мА и 0,9…1,3 А, а напряжение на коллектор подавать близкое к рабочему, хотя бы 18…22 В. Транзисторам при больших токах потребуется временный теплоотвод или измерения нужно проводить быстро, т. к. при прогреве растет крутизна транзистора. Конденсаторы лучше применять керамические, проверенные в аппаратуре, электролитические конденсаторы — танталовые.

Дроссели в базовых цепях можно использовать типов ДМ, ДПМ с минимальным внутренним сопротивлением, чтобы не создавалось на них дополнительное автосмещение, т.е. расчитанные на большой ток (для драйвера не менее 0,4 А, для выходных транзисторов не менее 1,2 А). Еще лучше намотать их на ферритовых кольцах диаметром 7. ..10 мм проницаемостью 600. ..2000, достаточно будет 5… 10 витков провода диаметром 0,4…0,7 мм. «Бинокли» изготавливались по «упрощенной технологии», т.е. внутри столбиков из ферритовых колец протягивается виток посеребряной оплетки от коаксиального кабеля, а уже внутри этой оплетки располагается провод вторичной обмотки в термостойкой изоляции. Каких-либо отличий в работе таких трансформаторов от «биноклей» с медными трубками замечено не было.

Немного сложнее подобрать качественный феррит для ТЗ. В аналогичных усилителях промышленного изготовления отечественного и зарубежного производства рекомендуемая проницаемость феррита для таких трансформаторов 100…125НН. В одном из усилителей авторского изготовления была попытка применить кольцо 125НН диаметром 22 мм, но такой трансформатор имел паразитный резонанс около 4 МГц, что резко ухудшило параметры усилителя на диапазоне 80 метров. Не было «проколов» с ферритами проницаемостью 400… 1000.

Более качественные параметры трансформатор имеет при его намотке скруткой из тонких проводов. Например, в промышленном УМ на КТ956А этот трансформатор намотан скруткой из 16 проводов ПЭВ-0,31, разделенных на 2 группы из 8 проводов. При выборе транзисторов для такого усилителя в первую очередь нужно обратить внимание, для каких целей предназначены эти транзисторы.

Не будет проблем с TVI при максимальной мощности, если применить транзисторы, предназначенные для линейного усиления сигнала в диапазоне 1 …30 МГц — это КТ921,927, 944, 950, 951,955, 956, 957, 980 и т.д. Такие приборы позволяют получать максимально возможную мощность без ухудшения надежности и с минимальной нелинейностью. Для таких транзисторов нормируется коэффициент комбинационных составляющих третьего и пятого порядков и далеко не каждая лампа может соперничать с ними по этим показателям.

Применение КТ930, 931,970 и им подобных в таком усилителе не имеет смысла. Чтобы не загружать читателя излишней информацией по поводу тех или иных транзисторов, нужно только отметить, что транзисторы, предназначенные для частот выше 60 МГц, как правило, изготавливаются по иной технологии и работают в классе С, усиливая частотно-модулированный сигнал. При использовании таких транзисторов на частотах ниже 30 МГц они склонны к возбуждению, не позволяют получать максимальной мощности из-за резкого снижения надежности и повышенных TVI. Более или менее сносно работают только КТ971А, да и то при пониженной мощности.

НАСТРОЙКА усилителя сводится к выставлению токов покоя – по 300…400 мА на VT1 , VT2 и по 150…200 мА на VT4,VT5. Эта процедура выполняется при помощи R1, R4, которые могут быть в пределах 390 Ом…2 кОм и R5 (680 Ом…10 кОм). Если не удается получить требуемых токов, можно добавить по одному диоду последовательно с VD2, VD4, и VD1, VD3.

Нагружаем усилитель на эквивалент, подсоединив его параллельно R21 при отключенных ФНЧ и подав на вход 0,5 Вэфф частотой 29 МГц, контролируем ламповым вольтметром ВЧ напряжение на эквиваленте и потребляемый ток. По отсутствию возбуждения убеждаемся в правильности подключения выводов витка связи в ТЗ. Подбором С19 устанавливается максимальный коэффициент усиления на 29 МГц. Включив параллельно резисторам в эмиттерах VT1, VT2 конденсаторы емкостью 1200…3300 пФ, можно еще немного поднять усиление на высокочастотных диапазонах. Затем проверяем отсутствие паразитных возбуждений, плавно увеличивая напряжение на входе усилителя, при этом выходное напряжение на эквиваленте должно расти так же плавно и без резких скачков. Мощность возбуждения не следует увеличивать более 1 Вт (7 Вэфф).

Правильное соотношение витков в трансформаторах при предполагаемой максимальной мощности проверяют, подсоединив ФНЧ и переключив нагрузку к выходу фильтров. Заметив значения выходного напряжения и потребляемого тока на диапазонах 28, 14, 3,5 МГц, изменяют на один виток II обмотку Т4. Нужно оставить такое количество витков, когда будут минимальные показания измерителя тока при максимальных или тех же значениях выходного напряжения. Как правило, изначально можно намотать 3 витка, а в процессе настройки уменьшить на виток. Аналогичную процедуру проводим с Т1 и Т2.

Для компенсации неравномерности транзисторный усилитель мощности, которая обычно наблюдается на разных диапазонах, возможно потребуется дополнительный подбор C4,R2,C5,R3,R11,…R14,C14,C18. Если транзисторы предварительно не подбирались, желательно подкорректировать токи покоя по максимальному подавлению четных гармоник, уровень которых контролируют анализатором спектра или приемником.

ПЕЧАТНАЯ ПЛАТА (рисунок.) выполнена из двухстороннего стеклотекстолита толщиной не менее 1,2 мм при помощи острого ножа, металлической линейки и резака для нарезания контактных «пятачков».

Снизу платы некоторые «пятачки» соединены между собой или печатными дорожками, или монтажным проводом (показано пунктиром на рис.5). Для упрощения обозначены только основные радиоэлементы. Общую земляную шину «верха и низа» платы следует соединить пропаянными перемычками в нескольких точках по всему периметру платы. Плата установлена на металлических стойках на радиаторе размером 200×160 мм с ребрами высотой 25 мм. Под транзисторы в плате просверлены отверстия, а для лучшего теплового контакта посадочные места под транзисторы в радиаторе профрезерованы и смазаны теплопроводящей краской.

ФНЧ, выполненные по данным приведенным в таблице 1, в настройке практически не нуждаются.

Конденсаторы должны выдерживать реактивную мощность не менее 200 Вар. Можно использовать КСО или КМ размером не менее 10×10 мм. Допускается параллельное включение конденсаторов меньшей мощности. Катушки диапазонов выше 10 МГц намотаны с шагом, равным диаметру провода, на низкочастотные — виток к витку. Для переключения ФНЧ можно использовать реле или галетный переключатель. Во втором случае элементы фильтров нужно расположить так, чтобы исключить «пролезание» сигнала через соседние, т.к. их входы/выходы в этом случае остаются незаземленными.

Схему согласующего устройства можно изменить или ввести дополнительный переключатель для коммутации различных вариантов включения элементов. Это зависит от конструкции используемых антенн. Необходимо обязательно обеспечить возможность изменения индуктивности в малых пределах, в противном случае могут возникнуть проблемы при настройке согласующего устройства на высокочастотных диапазонах.

Вентилятор М1 для обдува радиатора — от блока питания компьютера. Все блокировочные конденсаторы — керамические, хорошего качества, с выводами минимальной длины. Электролитичекие конденсаторы — типов К53, К52. Диод VD1 имеет тепловой контакт с VT5.

Стабилизатор напряжения 24…27 В должен быть с ограничением максимального потребляемого тока. Можно рекомендовать схему, которая применяется на протяжении последних лет в трансиверах с транзисторными выходными каскадами и зарекомендовала себя как «надежная и простейшая» (рис.).

Это обычный параметрический стабилизатор с защитой от КЗ и перегрузки по току. Для получения требуемого тока применено параллельное включение двух мощных составных транзисторов с выравнивающими резисторами в цепи эмиттеров.

Регулировка выходного напряжения осуществляется резистором R6, а установка тока, при котором срабатывает защита, — R4 (чем выше его сопротивление, тем меньше ток). R5 служит для надежного запуска стабилизатора. В момент, когда выходной каскад не работает и ток потребления источника +24 В равен нулю, напряжение на выходе стабилизатора может повышаться до входного уровня. Чтобы этого не произошло, включен нагрузочный резистор R7, номинал которого зависит от утечки VT2, VT3 и R5. Собранный стабилизатор следует нагрузить на мощное проволочное сопротивление и выставить ток, при котором срабатывает защита. Достоинство этой схемы еще и в том, что регулирующие транзисторы крепятся к шасси (радиатору) без изолирующих теплопроводящих прокладок. При покупке КТ827А обязательна проверка транзисторов на утечку, т.к. очень много попадается брака.

Транзисторный усилитель мощности намоточные данные.

Согласующее устройство (рис.1). L1, L2 — бескаркасные, диаметр провода 1 …1,2 мм, диаметр оправки 16…18 мм, по 35 витков с отводами. С10 — от старых ламповых радиоприемников, зазор не менее 0,5 мм.

Усилитель мощности, А1 Т1 — «бинокль» (два столбика из 4-х тороидальных сердечников каждый, 1000…2000 НМ, К7). I — два витка, провод МПО-0,2; II — 1 виток, провод МПО-0,2.

Т2 — «бинокль» (два столбика из 5-ти сердечников каждый, 1000НМ, К7). 1 — 2 витка по 2 провода МПО-0,2, с отводом от точки соединения конца 1-го провода с началом 2-го; II — 1 виток оплетки коаксиального кабеля диаметром 3…5 мм (желательно посеребренной), или медная трубка. Обмотка I располагается внутри обмотки II, при этом ее оплетка должна плотно облегать витки первой обмотки.

ТЗ — один тороидальный сердечник, 100…600НМ, К16…18. I — 6 витков из 12 скрученных проводов ПЭВ 0,27…0,31, разделенных на 2 группы из 6-ти проводов, с отводом от точки соединения концов проводов первой группы с началом второй. II -1 виток провода МПО-0,2.

Т4 — «бинокль» (два столбика из 7-ми тороидальных сердечников каждый, 400…1000НН, К14…16. I — виток оплетки от коаксиального кабеля диаметром 5…9 мм или медная трубка. II — 2 витка из скрученных 4…5-ти проводов МПО-0,2. Обмотка II — внутри I.
L3 — один тороидальный сердечник, 1000НМ, К10…12, 5 витков провода ПЭВ 0,4…0,5 мм.
L6 — два тороидальных сердечника, 400…1000НМ, К10…12, 8 витков провода ПЭВ 0,9…1,2 мм или скрутки из 5…7 проводов ПЭВ 0,4…0,5 мм.
L1, L2, L4, L5 — стандартные дроссели типа ДМ, L4, L5 индуктивностью 10…15 мкГн на ток не менее 0,4 А.

КСВ-метр, А2

Т1 — тороидальный сердечник 20…50ВЧ, К16…20. I — отрезок коаксиального кабеля, оплетка которого служит электростатическим экраном и заземляется только с одной стороны. II — 15…20 витков ПЭВ 0,2…0,4 мм.

200 Ваттный усилитель мощности на транзисторах UT1DA

200 Ваттный усилитель мощности на транзисторах UT1DA

200 Ваттный усилитель мощности на транзисторах

       Схему этого усилителя совсем не давно прислал мне HA0LU. Он недавно его собрал и проводит его испытание, но уже мог мне рассказать о многих положительных результатах. Из них можно отметить следующих. Схема простая и для раскачки требуется QRP мощность, около 6 – 8 Ватт. HA0LU раскачал от базовой станции «Эфир – М» и на 50 Ом нагрузке получил 200 Ватт на выходе. Коммутация прием – передача осуществляется ВЧ VОХ – ом. В схеме усилителя предусмотрена многократная защита транзистора VT4. Устройство защиты надежно защищает транзисторов от высокой КСВ, перегрев и перенапряжения на стоке транзистора. Усилитель был опробован на двух диапазонах, 160 м и 80 м. Граничная частота данного типа транзистора позволило бы работу на 40 м – вом диапазоне, но там пока не было опробовано. Естественно, если применить транзисторов с более высокой граничной частотой, так можно добиться к работе на всех РЛ диапазонах. В таком варианте схема не меняется, за исключением диапазонных ФНЧ. Их нужно подобрать на каждый диапазон соответственно.

      Схему можно рассмотреть на рисунке 1. Сам усилитель представляет собой однокаскадный широкополосный усилитель собранный из шести параллельно включенных мощных полевых транзисторов VT4 (2SK2769) с общим истоком. Режим работы усилителя класс AB, и это позволяет работу как в CW так и в SSB. На выходе усилителя включен ФНЧ (С21 – C26; L1 – L4) для согласования выхода усилителя с 50 Омнной нагрузкой в диапазоне 160 и 80 м.


Рис. 1.
Для полноразмерного просмотра кликните по рисунке.


       Для защиты от высокого уровня КСВ на выходе ФНЧ включен КСВ метр. Он выполняет две функции. При передаче меряет выходную мощность с помощью откалиброванного стрелочного индикатора 100 Мка. Калибровка прибора устанавливается подстроечным резистором R19. Вторая функция КСВ метра подавать сигнал на защитно — отключающее устройство. Выпрямленный диодом VD18 сигнал через фильтр C27; R17; C28 и дроссель Ft2, поступает на катод стабилитрона VD7. Этот диод ограничивает уровень напряжения при слишком высоких уровнях напряжения. При увеличении КСВ на резисторах R4; R5 падение напряжения увеличивается. Через подстроечный потенциометр напряжение подается на управляющий электрод тиристора Т1.

При достижении порога открывания тиристора он откроется и подключает базу транзистора VT2 к «минусу» питания. Транзистор закрывается и ВЧ VОХ переключится в режим приема. При срабатывании защиты светит красный светодиод. Возвратить схему в исходное положение можно кратковременным нажатием на кнопку S3. Порог срабатывания защиты устанавливается потенциометром R5. Измерительная головка КСВ метра может быть любой конструкции из описанных в различных литературах, с расчетом на ВЧ мощности до 200 Ватт.

       Работа ВЧ VOX очень просто. При переключении базовой станции на передачу, на диодах VD1 и VD2, включенные по схеме удвоения напряжения появится, ВЧ напряжение. Через фильтр образующий цепочкой C2; R1; C3 выпрямленное напряжение поступает на базу составного транзистора. Транзистор при этом откроется, реле К1 срабатывает и своими контактами коммутирует ВЧ сигнал на входе и на выходе усилителя. В место указанной на схеме транзистора, (2SC5694) можно использовать схему составного транзистора собранного из двух транзисторов. Такие схемы можно найти в различных источниках литературы.

       При работе УМ можно вводить три разных режимов работы. Режим работы можно выбрать с помощью переключателя S1, ручка привода которого выведена на передний панель усилителя.

      Рассмотрим отдельно каждого режима:

    1. Режим QRP. При этом переключатель S1 отключает реле К1 ВЧ VOX и ВЧ сигнал от базовой станции через нормально замкнутые контакты реле поступает без усиления через ФНЧ на антенну.

    2. Режим средней мощности. При этом ВЧ VOX работает, сигнал раскачки на затвор транзистора VT4 поступает через поглощающий резистор R9, развязывающий конденсатор С17 и резистор R10-1.

    3. Режим максимальная мощность. В этом режиме ВЧ VOX работает, сигнал раскачки на затвор транзистора поступает через конденсатор С17 и резистор R10-1.

       Для защиты транзисторов VT4 от перегрев в схеме приято общеизвестный способ. Диоды VD10 – VD12 приклеены к корпусу одного из транзисторов или к радиатору который служит теплоотводом для транзисторов. При нагревании на диодах падает уровень напряжения, что вызовет падение напряжения на эмиттере транзистора VT3. Таким способом уровень напряжения на затворах транзисторов регулируется в зависимости от их уровня нагревании, что вызовет автоматическую регулировку тока покоя. Большую роль играет в защите транзисторов стабилитрон VD14. При перекачке или по какой то другой причине на затворах транзисторов этот диод не дает больше допустимого уровня поднять напряжение. Кроме того без этого стабилитрона если происходит пробой одного транзистора и на затворах транзисторов появляется напряжение стока (+80В), то неизбежно пробились бы все транзисторы.

      Еще нужно обратить внимание на диоды VD15 – VD17, которые не допускают поднять уровень напряжения на стоках транзисторов к опасной степени. Дело в том, что при плохой согласовании антенны, несмотря на защиту от высокого уровня КСВ на стоках транзисторов может возникнуть, хотя бы кратковременно перенапряжение, опасное для них.

       Для питания УМ требуется серозный блок питания обеспечивающий напряжение +80В на выходе при токе нагрузки около 3А. Сетевой трансформатор должен иметь мощность не меньше 300 Вар. Можно питать усилитель от 50 В напряжения. В таком случае на выходе усилителя можно получить 100 Ватт. Выходную мощность можно увеличить и высшее 200 Ватт, с поднятием уровня питающего напряжения, но в таком случае уже нужно параллельно включить больше количество транзисторов.

       Дополнение к описанию и усовершенствованный вариант усилителя можете прочитать переходя на эту ссылку.

Фото усилителя:



73! de UT1DA


Large Visitor Globe

Используются технологии uCoz

Russian HamRadio — Усилитель мощности на МОП

Современные мощные МОП транзисторы работоспособны в широком интервале частот (1,8. ..175 МГц) н позволяют получить выходную мощность более 30 Вт. Эти транзисторы обеспечивают усиление по мощности 15…18 дБ и имеют превосходные интермодуляционные характеристики. Новые серии полевых МОП-транзисторов, выпускаемые фирмой Motorola и рядом японских производителей, обладая приведенными выше достоинствами, позволяют получить мощность до 100 Вт на одном транзисторе. По стоимости они сравнимы с обычными выходными лампами.

Преимуществом применения мощных полевых транзисторов в усилителях является их устойчивость в случае отключения антенны или нагрузки, что позволяет обойтись без цепей защиты при увеличении КСВ. Вероятность выхода из строя в такой ситуации мощного полевого транзистора

гораздо меньше, чем биполярного.

Входная и выходная емкости МОП-транзисторов не изменяются в зависимости от рабочей частоты или уровня входного сигнала, что упрощает проектирование усилителей мощности па полевых транзисторах, способных отдавать постоянную мощность в широком интервале частот.

Благодаря высокому входному импедансу полевого транзистора (более 1 МОм по постоянному току) разработка схемы входной цепи достаточно проста. В этом случае для достижения требуемой величины входного имепеданса (50…100 Ом) используют резистор, включаемый параллельно входу.

Резистор между затвором полевого транзистора н корпусом служит также частью делителя для подачи на затвор напряжения смещения. Данный вид соединения является более удобным, чем применение входного широкополосного трансформатора с импедансом 50 Ом. По сравнению с полевым транзистором, биполярный обладает меньшим входным импедансом (порядка 10 Ом), в силу чего более сложным становится обеспечение его согласования с трансформатором.

Внутреннее сопротивление полевого транзистора в проводящем состоянии мало (0,25…1 Ом), что дает значительное уменьшение рассеиваемой мощности.

Следует отметить, что для полной раскачки усилителя на полевых транзисторах требуется не­большая мощность подаваемого сигнала. Так, например двухтактный каскад на транзисторах MRF-13S обеспечивает на частоте 7 МГц достижение выходной мощности 60 Вт при мощности входного сигнала всего лишь 288 мВт.

Кое-что о недостатках.

В первую очередь следует отметить вероятность самовозбуждения в области ОВЧ, обусловленную очень широкой полосой рабочих частот полевых МОП-транзисторов. Например для серии MRF усиление составляет около 15…18 дБ на частоте 30 МГц и уменьшается до 10 дБ при 175

МГц.

Для предотвращения самовозбуждения на ОВЧ принимают те же меры, что и для каскадов на лампах уменьшение входного импеданса, последовательное включение в цепь затвора резистора и установка ферритовой трубочки в цепи стока. Следует обратить внимание на хорошую развязку входных и выходных цепей. Полевой транзистор может выйти из строя быстрее, чем биполярный, так как он весьма чувствителен к большим напряжениям затвора и стока, в частности, к перенапряжениям, возникающим в случае самовозбуждения.

Для защиты транзистора можно установить стабилитроны между затвором и корпусом (рис.1), однако это приводит к некоторому увеличению входной емкости. Рекомендуется подключить диоды защиты на этапе экспериментального монтажа, и затем снять их после создания окончательного варианта схемы и устранения любой возможности самовозбуждения.

Разработка и изготовление усилите­ля мощности на полевых МОП-транзисторах не вызывают затруднений, если четко выполняются предупреди­тельные меры. В первую очередь следует обратить внимание на печатную плату. При размещении деталей на ней необходимо позаботиться, чтобы входные цепи оказались максимально уда­лены от выходных.

Токопроводящие дорожки печатной платы должны быть короткими, желательно избегать их изгибов под прямыми углами. В зависимости от того, насколько рационально продумай рисунок печатной платы, паразитная емкость дорожки относительно шины земли может иметь величину от 5 до 50 пФ.

Если для диапазона ОВЧ подобные значения емкости являются значительными, то в области ВЧ (1,5. ..30 МГц) их наличие не порождает проблем. Фактически на этих частотах паразитные емкости оказываются даже полезными. уменьшая возможность самовозбуждения на ОВЧ.

В схеме, показанной на рис.2, приняты меры по устранению вероятности самовозбуждения. Резисторы R1 н R2 определяют входной импеданс каскада VT1 и служат делителем напряжения смешения транзистора. Уменьшение величины R2 улучшает устойчивость работы схемы. Элементы R3, С1 и С2 образуют стабилизирующую RC-развязку, причем С1 играет свою роль для диапазона ВЧ, а С2 — для ОВЧ. Z1 представляет собой маленькую ферритовую трубочку (бусинку), надетую на проводник вблизи затвора полевого транзистора, которая в сочетании с R4 препятствует самовозбуждению схемы на ОВЧ. Можно также использовать 2…3 бусинки из феррита с большей магнитной проницаемостью (125…900).

Сопротивление резистора R4 может быть в пределах 10…27 Ом. Конденсатор СЗ устанавливается в усилителе, проектируемом для работы в одном частотном диапазоне. Реактивное сопротивление СЗ должно быть больше учетверенной величины выходного импеданса. Например для диапазона 3,5 МГц его емкость составляет 680 пФ, С4…С7 н L1 образуют цепь развязки стока от источника питания.

Регулировка выходной мощности каскада на полевом транзисторе может проводиться без изменения уровня входного сигнала путем изменения напряжения смещения затвора. Так, например максимальная выходная ВЧ мощность усилителя, равная 125 Вт, может быть уменьшена всего до I Вт изменением напряжения смещения затвора с +3 В до -10 В. Это весьма удобно в усилителях CW и FM, но не рекомендуется для режима SSB из-за уменьшения линейности.

Может возникнуть вопрос: делать усилитель широкополосным или узкополосным? Очевидно, лучше использовать ВЧ-усилитель на мощных полевых транзисторах в узкой полосе час­тот, подобно ламповым усилителям, из-за более высокого значения КПД.

Например усилитель на мощном полевом транзисторе VN67AS, работающий в диапазоне 28 МГц в режиме класса С, имеет КПД порядка 85%, а для широкополосного двухтактного каскада в режиме класса В величина КПД составляет 72,6%. Для широкополосного усилителя в режиме класса АВ КПД уменьшается до 40…50%.

Усилитель, схема которого приведена на рис.3, имеет выходную мощность 60 Вт. Его транзисторы работают в режиме класса В при напряжении питания 28 В. На частоте 7 МГц при токе потребления 2,95 А КПД усилителя равен 72,6%. Транзисторы работают при напряжении смешения затвора около +1 В. Коэффициент усиления по мощности составляет 23 дБ.

Усилитель может использоваться в диапазонах от 160 м до 10 м при смене только выходного фильтра.

Четыре резистора по 220 Ом определяют величину межзатворного импеданса порядка 210 Ом. Трансформатор Т1 на фсррнтовом кольце с коэффициентом трансформации 4:1 понижает входной импеданс усилителя до 50 Ом. Параллельно включенные резисторы 3,3 кОм и 2,7 кОм образуют с резисторами затворов делитель для получения необходимого напряжения смешения. Для предотвращения самовозбуждения затворы подключены через резисторы по 15 Ом с надетыми на один из их выводов фсрритовымн бусинками.

Т2 представляет собой высокочастотный дроссель с противофазным включением обмоток, намотанных на ферритовом кольце.

ТЗ является широкополосным трансформатором, преобразующим импеданс 25 Ом между стоками в требуемый для одноднапазонного фильтра 50-омпый. Для увеличения импеданса соотношение витков должно быть 1,5:1 (2 витка первичной обмотки и 3 витка вторичной).

Выходной ФНЧ обеспечивает по­давление гармоник на 70 дБ.

При переводе усилителя в режим класса С на затворы транзисторов по­дается пулевое напряжение смешения. В этом случае при прежней мощности возбуждения выходная мощность каскада составляет 52 Вт, ток потребления — 2,75 А. Немного увеличив входной сигнал, можно восстановить прежнюю величину (60 Вт) выходной мощности. Коэффициент полезного действия для класса С — 67,5%.

Конструкция.

Усилитель был разработан для работы и одном диапазоне. В силу этого выходной фильтр установлен на общей с остальными деталями печатной плате. При желании использовать усилитель для работы на нескольких диапазонах печатная плата может быть укорочена (по пунктирной линии на рис.5)

, и в этом случае фильтры монтируются на другой плате вблизи переключателя диапазонов.

Т1 — согласующий трансформа­тор 4:1, изготавливается трифилярной намоткой 10 витков медного провода в эмалевой изоляции диаметром 0,33 мм сквозь 2 ферритовые трубочки, склеенные эпоксидным клеем, или 12 витков трифилярной намотки на сердечнике FT50-43;

Т2 — дроссель с противофазными обмотками, имеет 12 витков бифилярной намотки медного провода в эмалевой изоляции диаметром 0,65 мм на тороидальном сердечнике FT50-43:

ТЗ — широкополосный трансформатор, первичная (два витка провода диаметром 1 мм в пластиковой пли тефлоновой изоляции) и вторичная (3 витка такого же провода) об­мотки намотаны сквозь отверстия двух ферритовых трубочек, склеенных между собой эпоксидным клеем.

Катушки фильтра L1…L4 намотаны проводом диаметром 0,65 мм на тороидальных сердечниках Т68-6, число витков для L1 и L4 с индуктивностью 0,79 мкГн — 13, а для L2 н L3 с индуктивностью 1,74 мкГн — 19.

Печатная плата усилителя на рис 4.

Расположение деталей на печатной плате рис 5.

Печатная плата усилителя крепится над радиатором с зазором между ними около 3 мм. Это позволяет установить транзистор с минимальной механической нагрузкой на его корпус. Радиатор имеет те же габариты, что н плата. Излучающую поверхность радиатора лучше сделать ребристой.

Входной и выходной коаксиальные разъемы крепятся к радиатору с помощью уголков.

Катушки индуктивности выходных фильтров наматываются на ферритовых кольцах, а конденсаторы этих фильтров могут быть полистироловыми для частот менее 14 МГц или слюдяными для частот более 14 МГц. Выводы конденсаторов максимально укорачиваются для уменьшения их индуктивности.

Элементы Z1 …7.1 изготовлены продеванием проводника или вы­вода соответствующего резистора сквозь отверстия одной или, что лучше, нескольких ферритовых бусинок с внешним диаметром от 2 до 5 мм.

 

Перевод М. Сидоренко.

По материалам QST

N3/83.

 

материал подготовил А. Кищин (UA9XJK)

Усилитель мощности класса F с новой конфигурацией схемы

Введение

Высокочастотные усилители класса F из-за присущей им высокой эффективности находят самое широкое применение в современных портативных устройствах, а также в качестве усилителей мощности для передатчиков базовых станций мобильной связи. Если рассматривать идеальную модель, описывающую функционирование усилителя мощности класса F, то высоко­частотное напряжение на стоке (или коллекторе) имеет прямоугольную форму, а ток стока (или коллектора) имеет форму синусоидальной полуволны [1, 2], как это показано на рис.  1.

Рис. 1. Идеализированная форма тока стока и напряжения в усилителях мощности класса F

Перекрытия между пиками напряжения и тока стока нет, что означает отсутствие рассеиваемой мощности в транзисторе и теоретический КПД на уровне 100%. Если предполагается, что транзистор работает в ключевом режиме, то форму сигнала на стоке можно менять, управляя гармониками напряжения и тока стока. Это управление достигается использованием в схеме согласования выхода усилителя мощности с его нагрузкой резонаторов, настроенных на гармоники тока и напряжения. Эти резонаторы, установленные непосредственно на выходе транзистора, должны представлять собой разомкнутую цепь для нечетных гармоник и короткое замыкание для четных [3]. Соответственно, напряжение на стоке транзистора выходного усилителя будет содержать только нечетные гармоники, в то время как ток стока будет содержать только лишь четные гармоники.

Форму напряжения стока, показанную на рис. 1, в целом можно описать как [4]:

,        (1)

где: Vdc — постоянное напряжение на стоке; Vd1 — амплитуда первой гармоники напряжения стока; Vdn — амплитуда n‑й нечетной гармоники напряжения стока.

Аналогично сигнал тока стока можно записать в виде:

, (2)

где: Idc — постоянный ток стока; Id1 — амплитуда первой гармоники тока стока; Idn — амплитуда n‑й четной гармоники тока стока.

Из уравнений (1) и (2) следует, что между основными составляющими напряжения на стоке и током имеется фазовый сдвиг на 180°.

Используя разложение в ряд Фурье, можно доказать, что:

 , (3)

 , (4)

, (5)

 , (6)

где: Vdd — напряжение питания стока; Im — максимальный, или пиковый, ток стока транзистора.

Полное сопротивление (импеданс) стока на основной частоте может быть определено как:

. (7)

Подставляя уравнения (4) и (6) в уравнение (7), получим:

 , (8)

где: Ropt — оптимальное сопротивление линии подключения нагрузки для режима работы усилителя, соответствующего классу F.

Максимальный ток стока Im может быть определен по техническим характеристикам транзистора, приведенным в его спецификации, или путем моделирования его выходной ВАХ, то есть зависимости тока стока от напряжения стока для постоянного тока.

Чтобы избежать искажения импульса тока стока, напряжение стока не должно опускаться ниже напряжения насыщения, поэтому уравнение (8) изменяется на уравнение, приведенное в [5]:

, (9)

где: Vsat — напряжение насыщения выходной ВАХ транзистора.

Необходимыми условиями для достижения оптимального входного импеданса нагрузки стока выходного транзистора являются:. (10)

Традиционная схема усилителя мощности с выходным транзистором, работающим в режиме класса F, представлена на рис. 2 [6].

Рис. 2. Упрощенная электрическая принципиальная схема обычного усилителя мощности класса F

Предполагается, что входной сигнал представляет собой прямоугольный сигнал возбуждения, достаточный для последующего переключения транзистора из выключенного состояния в область насыщения и отсечки. В этой схеме нагрузочное согласующее звено состоит из четвертьволновой линии передачи (в технической литературе известна как λ/4 линия передачи, обычно выполняется из отрезка коаксиального кабеля с учетом коэффициента укорочения) и параллельного колебательного контура, настроенного на основную частоту. Как известно, параллельный колебательный контур имеет высокий импеданс (представляет собой идеально разомкнутую цепь) на частоте резонанса и короткое замыкание на всех других гармонических частотах. Поэтому такой трансформатор линии передачи идеально работает как короткозамкнутый λ/4‑шлейф на всех гармониках, кроме первой. Таким образом, при преобразовании сопротивления нагрузки RL в нагрузку для выходного транзистора усилителя мощности оно представляет собой повторяющееся короткое замыкание на четных гармониках и повторяющуюся разомкнутую цепь на нечетных гармониках, чем и обеспечивает оптимальное сопротивление линии подключения нагрузки для усилителя класса F на основной частоте.

Общепринятый в настоящее время метод проектирования согласующих каскадов для усилителей мощности класса F основан на использовании элементов с сосредоточенными параметрами, как это показано в [7]. В этой методике каскад сопряжения транзистора усилителя мощности с нагрузкой синтезируются как схема, обеспечивающая бесконечное полное сопротивление на основной частоте и ее третьей гармонике, а также низкоий импеданс на второй гармонике. Аналогичный подход был также описан и с новыми вариантами реализации схемы сопряжения усилителей мощности класса F с нагрузкой, в которых используются одновременно как элементы с сосредоточенными параметрами (дискретные катушки индуктивности и конденсаторы), так и элементы с распределенными параметрами (микрополосковые линии или отрезки коаксиальных кабелей) [8]. В этой публикации в явной форме были получены выражения для оценки влияния каждого элемента схемы в цепи формирования сопряжения с нагрузкой. Однако, для того чтобы иметь надлежащий импеданс нагрузки транзистора на основной частоте, в этих схемах должно быть добавлено еще и отдельное согласующее звено. Кроме того, рассмотренные выше варианты реализации усилителей ориентированы в основном на узкополосные усилители мощности класса F.

Имеется еще один вариант возможной реализации рассматриваемого режима работы. Решение заключается в использовании встроенных фильтров нижних частот [9]. В этом методе индуктивность и выходная емкость высокочастотного транзистора являются частью схемы сопряжения с нагрузкой. Недостаток этого подхода заключается в том, что здесь трудно определить аналитически номиналы элементов согласующего звена, и следовательно, такое решение требует компьютерной оптимизации. Для одновременного согласования и гармонической настройки, необходимой для согласования с нагрузкой, используются полосовые фильтры Чебышева [10]. К сожалению, последний метод достаточно сложен и требует крайне трудоемких вычислений.

 

Предлагаемая топология нагрузочного согласующего звена

Согласующее звено нагрузки для традиционного усилителя мощности класса F должно представлять собой разомкнутую цепь для нечетных гармоник основной частоты и короткое замыкание для четных гармоник. При всем этом необходимо еще и обеспечивать требуемое согласование импеданса при подключении нагрузки на основной частоте, то есть ее первой гармонике. На рис. 3 показана обобщенная блок-схема решения, которое предлагается для использования в качестве нагрузки усилителя мощности класса F.

Рис. 3. Общая топология решения для подключения нагрузки

Входной импеданс нагрузочной сети Zload должен удовлетворять условиям Zd, указанным в уравнении (10). Контур гармонического управления, иногда называемый схемой компенсации пиков импеданса, предназначен для подавления частоты второй гармоники и для максимизации уровня нечетных гармоник выходного напряжения. Согласующая схема предназначена также для преобразования сопротивления нагрузки, которое обычно равно 50 Ом, в требуемое для работы транзистора в оптимальном режиме сопротивление. Это обеспечивает реализацию класса F на основной частоте и гарантирует высокий импеданс для всех других гармонических составляющих основной частоты. Такой высокий импеданс согласующей цепи необходим для того, чтобы избежать паразитной нагрузки на схему управления на гармонических частотах, которая в противном случае может вызывать смещение частотной характеристики этой цепи. Полоса пропускания схемы согласования зависит от ее добротности, которая может выступать в качестве одного из важных параметров в процессе синтеза согласующего звена.

В обычных усилителях класса F для управления гармониками на стоке транзистора усилителя мощности используется короткозамкнутый четвертьволновый шлейф. В данной работе приводится новое решение в части получения пиков импеданса. Оно представлено на рис. 4 и состоит из двух параллельных λ/8 шлейфов, разомкнутого и короткозамкнутого, имеющих одинаковое характеристическое сопротивление Zo.

Рис. 4. Предлагаемое решение цепи для получения пиков импеданса

Входной импеданс закороченной линии передачи может быть выражен как [11]:

. (11)

Входной импеданс открытого шлейфа представляется как:

 , (12)

где θ — электрическая длина обеих линий передачи.

Входной импеданс такого звена Zpeak представляет собой параллельное включение импедансов Z1 и Z2:

 . (13)

После небольшого математического преобразования уравнения (13) получаем:

. (14)

Учитывая, что:

 , (15)

уравнение (14) можно упростить:

 . (16)

Импеданс Zpeak может быть выражен как функция от частоты. Это выполняется подстановкой значения θ = βℓ, где β — это фазовая постоянная, которая задается как 2π/λ, а ℓ = λo/8. Здесь λo представляет собой длину волны первой гармоники основной частоты. Основываясь на этих соображениях, формулы для импеданса Zpeak можно записать так:

 , (17)

где fo — основная рабочая частота радиосигнала.

Уравнение (17) показывает, что эквивалентный импеданс звена управления гармониками аналогичен эквиваленту обычного четвертьволнового короткозамкнутого шлейфа, но с коэффициентом 0,5.

На рис. 5 дано сравнение частотных характеристик в части входного импеданса схемы подавления гармонических составляющих по отношению к поведению импеданса короткозамкнутого четвертьволнового шлейфа. Данные приведены для частот от 0 до 2,6 ГГц при основной частоте fo = 500 МГц. Как ясно видно из приведенного рисунка, отклик импеданса предлагаемой схемы на нечетных гармониках основной частоты является более резко выраженным. Это даст дополнительное уменьшение сигналов на частотах, расположенных рядом с первой гармоникой рабочей частоты.

Рис. 5. Сравнение частотных характеристик входного импеданса схемы подавления гармонических составляющих и короткозамкнутого четвертьволнового шлейфа

Согласующая цепь с высоким импедансом по отношению к гармоническим составляющим, представленная на рис. 3, может быть легко синтезирована для преобразования импеданса нагрузки усилителя 50 Ом на основной рабочей частоте в оптимальное сопротивление нагрузки линии Ropt. Она, как это отмечалось выше, должна иметь высокий импеданс на гармонических составляющих основной частоты. Это необходимо для того, чтобы не нагружать гармонический контур на этих частотах. Добротность этой схемы согласования также может управлять полосой пропускания схемы всего усилителя. Основываясь на этих соображениях, для выполнения желаемых требований здесь может быть использовано обычное для этой области техники Т‑образное согласующее звено, показанное на рис. 6, выполняющее роль трансформатора сопротивлений. Высокий реактивный импеданс на гармонических частотах обеспечивают две катушки индуктивности L1 и L2.

Рис. 6. Т-образное согласующее звено

Значения элементов схемы согласования после выбора требуемой добротности могут быть определены следующим образом [12]:

 , (18)

 , (19)

 , (20)

 , (21)

где f0 — основная рабочая частота; A — вычисленная постоянная; RL — сопротивление нагрузки 50 Ом.

В качестве альтернативного подхода значения элементов схемы согласования могут быть определены графически по круговой диаграмме импедансов (диаграмма Смита или круговая диаграмма полных сопротивлений) с помощью постоянной Q‑окружности. Полная топология согласующего звена нагрузки представлена на рис. 7.

Рис. 7. Предлагаемая конфигурация согласующего звена усилителя класса F

Схема согласования на основе T‑образного LC-звена может нагружать гармонический пиковый контур на нечетных гармониках, что, в свою очередь, может привести к незначительному сдвигу в точках максимума импеданса вокруг этих частот. Этот сдвиг частоты в основном зависит от добротности Q согласующей цепи. Чем выше Q, тем меньше смещение максимумов подавления гармонических частот.

 

Проектирование схемы высокочастотного усилителя  (UHF) мощностью 10 Вт

Для того чтобы подтвердить обоснованность и реализуемость предлагаемого согласования нагрузки, автором статьи была разработана схема усилителя мощности класса F с основной рабочей частотой 500 МГц. В этой конструкции был использован современный мощный высокочастотный транзистор CGh50010 [15] класса HEMT, выполненный на базе нитрида галлия (GaN). Транзистор при напряжении питания 28 В постоянного тока может обеспечить мощность более 10 Вт на частотах до 4 ГГц. Этот транзистор также обеспечивает высокое усиление мощности в широкой полосе частот. Высокое рабочее напряжение полупроводниковой технологии GaN HEMT обусловлено ее относительно высокой энергией запрещенной зоны и соответствующей этому возможностью выдерживать высокую напряженность электрического поля до пробоя. Кроме того, высокая плотность мощности, предлагаемая GaN-технологией, позволяет создавать миллиметровые по размерам кристалла устройства с выходной мощностью в несколько ватт [13].

Полученная в результате моделирования передаточная характеристика высокочастотного GaN HEMT транзистора CGh50010 представлена на рис. 8. Для этого использовалась SPICE-модель транзистора CGh50010 для режима большого сигнала. Приведенная характеристика показывает, что значение порогового напряжения затвор-исток для данного транзистора равно примерно –2,5 В. Это значение VGS принимается за рабочую точку режима работы класса F.

Рис. 8. Зависимость тока стока от напряжения затвора для GaN HEMT транзистора CGh50010

На рис. 9 представлена выходная ВАХ транзистора CGh50010. Как следует из рис. 9, напряжение насыщения сток-исток (или точка излома его выходной ВАХ) является относительно высоким и составляет порядка 4 В. Максимально допустимый ток стока для этого транзистора, указанный изготовителем в технической спецификации [15], составляет 1,5 А. Следовательно, оптимальное сопротивление нагрузки стока на основной рабочей частоте Ropt, полученное из уравнения (9), для данного типа транзистора равно 40 Ом.

Рис. 9. Зависимость тока стока от напряжения сток-исток для GaN HEMT транзистора CGh50010

Для проектирования схемы сопряжения с нагрузкой сначала необходимо определить добротность согласующей цепи. Фактически она зависит от требуемой полосы пропускания схемы усилителя мощности и может быть определена как:

. (22)

Поскольку основная рабочая частота схемы f0 составляет 500 МГц, то для желаемой полосы пропускания BW в 100 МГц добротность Q получается равной 5. Исходя из практических соображений, для того чтобы учесть влияние остальных элементов схемы, что может уменьшить общую полосу пропускания, добротность необходимо выбирать меньше ее расчетного значения. Элементы схемы согласования для преобразования импеданса нагрузки 50 Ом в значение Ropt, которое на основной частоте и для данной добротности, как это было определено выше, равно 40 Ом, рассчитываются по уравнениям (18–21). Для Q = 2 значения элементов схемы согласования равны: L1 = 25 нГн, L2 = 27 нГн и C = 6 пФ.

На рис. 10 приведен график зависимости импеданса согласующего звена нагрузки для двух значений добротности Q. Несмотря на то, что обе схемы имеют одинаковый импеданс (40 Ом) на основной частоте, здесь имеется небольшой сдвиг в отклике на частоте третьей гармоники (1,5 ГГц). При Q = 5 схема согласования с нагрузкой имеет импеданс на третьей гармонике 556 Ом, но при Q = 2 она уменьшается до 216 Ом. Однако при такой добротности обеспечивается и более широкая полоса пропускания. Так что здесь требуется некий компромисс.

Рис. 10. Зависимость импеданса согласующего звена нагрузки для двух значений добротности

Блок-схема усилителя мощности класса F показана на рис. 11. Входная согласующая цепь спроектирована так, чтобы обеспечить высокий входной импеданс для сигнала на затворе HEMT от источника с импедансом 50 Ом. Для обеспечения стабильности входная схема представляет собой резистивную (с потерями) схему, используемую для предотвращения возникновения паразитных колебаний и увеличения, таким образом, устойчивости усилителя в целом [14].

Рис. 11. Блок-схема высокочастотного усилителя мощности

Для проектирования согласующей входной цепи входное сопротивление мощного HEMT должно быть оценено по требуемой ширине полосы с учетом схемы согласования с нагрузкой и элементами обеспечения стабильности. На рис. 12 представлена электрическая принципиальная схема усилителя мощности без входной согласующей цепи. Выход усилителя нагружен на две микрополосковые линии, которые выполнены непосредственно на подложке стеклотекстолита марки FR‑4 с диэлектрической постоянной 4,5 и толщиной 1,6 мм. Напряжение питания стока подается на HEMT через короткозамкнутый шлейф цепи нагрузки, который, в свою очередь, подключается к ВЧ-заземлению через блокировочный конденсатор емкостью 470 пФ.

Рис. 12. Электрическая принципиальная схема усилителя мощности без входной согласующей цепи

Резистор R1 и катушка индуктивности L3 представляют собой стабилизирующую сеть, обеспечивающую нормальное функционирование усилителя во всем желаемом диапазоне частот. Значения R1 и L3 были оптимизированы с использованием возможностей моделирования симулятора ADS. Для оценки входного импеданса по затвору транзистора в полосе частот от 440 до 540 МГц при входной мощности 1 Вт схема была проанализирована с использованием алгоритма гармонического баланса.

Входной импеданс затвора HEMT в полосе частот представлен на рис. 13. Этот график показывает, что на частоте, близкой к 500 МГц, сопротивление затвора носит емкостной характер со значением Zg = 11–j46 Ом.

Рис. 13. Зависимость входного импеданса от частоты, полученная в результате моделирования

Для минимизации КСВН всей схемы усилителя мощности применена схема согласования из последовательно включенной катушки индуктивностью 23 нГн и конденсатора емкостью 8,2 пФ. Полная электрическая принципиальная схема усилителя мощности представлена на рис. 14.

 

Результаты моделирования 

Представленная на рис. 14 схема усилителя мощности была промоделирована с помощью симулятора гармонического баланса из пакета программного обеспечения ADS.

Рис. 14. Электрическая принципиальная схема усилителя мощности

На рис. 15 представлена форма напряжения на стоке HEMT, а на рис. 16 показана форма его тока на частоте 500 МГц при уровне входной мощности 1 Вт.

Рис. 15. Форма напряжения на стоке транзистора на частоте 500 МГц, полученная в результате компьютерного моделирования

Эти формы в дополнение к нелинейной выходной емкости и индуктивности выводов силового ВЧ-транзистора формируются еще и за счет отражения сигнала от схемы согласования с нагрузкой. Ток стока представляет собой аппроксимацию полуволновых синусоидальных импульсов и находится в противофазе с напряжением на стоке, что уменьшает мощность рассеивания на стоке HEMT и тем самым увеличивает КПД усилителя мощности.

Рис. 16. Форма тока стока транзистора на частоте 500 МГц, полученная в результате компьютерного моделирования

На рис. 17 приведена форма выходного напряжения схемы усилителя мощности. Чисто синусоидальный характер этого сигнала обусловлен эффективной фильтрацией в выходном каскаде согласования.

Рис. 17. Выходной сигнал усилителя мощности на частоте 500 МГц, полученный в результате компьютерного моделирования

На рис.  18 показан график выходной мощности относительно уровня входной мощности в значениях дБм при частоте моделирования 500 МГц.

Рис. 18. Зависимость выходной мощности от входной мощности

Усилитель обеспечивает выходную мощность более 40 дБм (10 Вт) при уровне входной мощности 30 дБм (1 Вт). ВЧ-транзистор находится в глубоком насыщении на этом уровне мощности. Коэффициент усиления по мощности усилителя представлен на рис. 19 и составляет около 11 дБ при уровне входной мощности 30 дБм. Точка компрессии 1 дБ достигается при входной мощности 15 дБм, при этом, как мы видим, коэффициент усиления по мощности быстро падает.

Рис. 19. Зависимость усиления по мощности от входной мощности усилителя

КПД по стоку усилителя (Drain Efficiency) в зависимости от мощности приведен на рис. 20 вместе с коэффициентом PAE* (КПД с добавленной мощностью). При уровне входной мощности 1 Вт усилитель имеет КПД по стоку 84,8% и КПД с добавленной мощностью 78,2%.

Рис. 20. Зависимость эффективности от входной мощности

Эффективность по стоку рассчитывается по формуле:

, (23)

где: Pout — выходная мощность по ВЧ; Pdc — мощность, потребляемая от источника питания постоянного тока, определяемая как:

 . (24)

Здесь Vdd представляет напряжение питания стока, а Idc — постоянная составляющая тока стока (ток потребления).

Коэффициент PAE рассчитывается как:

 . (25)

После завершения первого этапа компьютерного моделирования, выполненного на основной рабочей частоте, было проведено компьютерное моделирование в полосе рабочих частот 440–540 МГц при входной мощности, поддерживаемой постоянной на уровне 1 Вт.

Рис. 21. Зависимость усиления по мощности от частоты

На рис. 21 представлена зависимость усиления по мощности от частоты. Коэффициент усиления мощности составляет около (10±1) дБ во всей полосе.

Рис. 22. Зависимость выходной мощности усилителя от частоты

На рис. 22 показана зависимость выходной мощности от рабочей частоты, а рис. 23 отображает КПД стока и PAE схемы.

Рис. 23. Зависимость КПД усилителя от частоты

В рабочей полосе частот усилитель имеет КПД более 80%, а КПД усилителя с добавленной мощностью PAE составляет более 75%. Возвратные потери, приведенные на рис. 24, показывают достаточно приемлемое согласование в области рабочих частот.

Рис. 24. Зависимость обратных потерь от частоты

Выводы

В данной статье предложена и детально проанализирована топология сопряжения нагрузки для выходных каскадов высокочастотных усилителей мощности класса F. Основными особенностями схемы согласования являются простота ее конструкции, управляемая пропускная способность и предсказуемое поведение. Предложенное решение было проверено в ходе проектирования усилителя мощности класса F с выходной мощностью 10 Вт, работающего в полосе частот 440–540 МГц, который был выполнен с использованием современного высокочастотного мощного HEMT.  Результаты моделирования показывают, что КПД по стоку такого усилителя на частоте 500 МГц составил более 84% при коэффициенте усиления 11 дБ на номинальном уровне выходной мощности. Хотя схема сочетает в себе элементы как с сосредоточенными, так и с распределенными параметрами, ее можно модифицировать заменой Т‑образной схемы согласования импедансов на эквивалентную схему на отрезках линий передачи. Это может увеличить рабочую частоту схемы до диапазона гигагерц. При тщательной разработке с использованием предлагаемой топологии согласования может быть получена достаточно плоская АЧХ усилителя мощности в приемлемом диапазоне частот.

Литература

  1. L. Krauss, C.W. Bostian, and F. H. Raab. Solid State Radio Engineering. New York: Wiley, 1980.
  2. H. Raab. An Introduction to Class-F Power Amplifiers. RF Design, Vol. 19. 1996, № 5.
  3. K. Kazimierczuk. RF Power Amplifiers. John Wiley & Sons, 2008.
  4.  Grebennikov, N.  Sokal, and M. Franco. Switchmode RF and Microwave Power Amplifiers. 2nd edition, Elsevier, 2012.
  5.  Cripps. RF Power Amplifiers for Wireless Communications. 2nd edition, Artech House, 2006.
  6. H. Raab. FET Power Amplifier Boosts Transmitter Efficiency. Electronics, Vol. 49. 1976, № 6.
  7.  Trask. Class-F amplifier loading networks: a unified design approach. Proceedings of the 1999 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Anaheim, CA. 1999, June.
  8.  Grebennikov. Load network design for high-efficiency class-F power amplifiers. Proceedings of the 2000 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Vol. 2, Boston, MA, 2000, June.
  9. A. Beltran. Class-F and inverse class-F power amplifier loading networks design based upon transmission zeros. 2014 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS), Tampa, FL. 2014, June.
  10. Wu and X. Liu. A 3.4–3.6‑GHz high efficiency Gallium Nitride power amplifier using bandpass output matching network. Proceedings of the 2015 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS), Phoenix, AZ. 2015, May.
  11.  Ludwig and G. Bogdanov. RF Circuit Design: Theory and Applications. 2nd Edition, Upper Saddle River, NJ: Pearson Educations, 2009.
  12.  Becciolini. Impedance Matching Networks Applied to RF Power Transistors. Application Note AN721, Freescale Semiconductor, 2005.
  13.  Rezaei, L. Belostotski, and F.M. Ghannouchi. 1.6 GHz — 3 GHz, 10W, 60% Efficiency Class-J PA for Cognitive Radio Applications. Proceedings of the 2013 56th IEEE International Midwest Symposium on Circuits and Systems. 2013, August.
  14.  Grebennikov. Load Network Design Technique for Class F and Inverse Class F Pas. High Frequency Electronics, Vol. 10, № 5. 2011, May.
  15. CGh50010 10 W, DC — 6 GHz, RF Power GaN HEMT, Rev.4.0 — May 2015, Cree Inc. http://www.wolfspeed.com/ downloads/ dl/file/id/317 /product/ 117/cgh50010.pdf /ссыка утеряна/

ADPA7001-Die Техническое описание и информация о продукте

ADPA7001-Die Техническое описание и информация о продукте | Analog Devices
  1. Продукты
  2. Усилители
  3. ВЧ усилители
  4. Усилители мощности
  5. ADPA7001-Die
Enable javascript



  • Особенности и преимущества
  • Подробнее о продукте

Особенности и преимущества

  • Коэффициент усиления: 14. 5 дБ, тип., от 50 ГГц до 70 ГГц
  • S11: 22 дБ, тип., от 50 ГГц до 70 ГГц
  • S22: 19 дБ, тип., от 50 ГГц до 70 ГГц
  • P1dB: 17 дБм, тип., от 50 ГГц до 70 ГГц
  • Мощность насыщения (PSAT): 21 дБм, тип.
  • OIP3: 25 дБм, тип., от 70 ГГц до 90  ГГц
  • Питание: 3.5 В, 350 мА
  • Согласованные с 50 Ом вход и выход
  • Размеры кристалла: 2.5 мм × 3.32 мм × 0.05 мм

Подробнее о продукте

ADPA7001CHIPS — это производимая по арсенид-галлиевой (GaAs) технологии изготовления псевдоморфных транзисторов с повышенной подвижностью электронов (pHEMT) монолитная интегральная схема СВЧ балансного усилителя средней мощности с интегрированным термокомпенсированным детектором мощности, которая работает в диапазоне частот от 50 ГГц до 95 ГГц. В нижней части диапазона, от 50 ГГц до 70 ГГц, ADPA7001CHIPS обеспечивает коэффициент усиления 14.5 дБ (типичное значение), точку пересечения с характеристикой интермодуляционных искажений третьего порядка по выходу (OIP3) 25. 5 дБм и точку компрессии выходной мощности по уровню 1 дБ, равную 17 дБм. В верхней части диапазона, от 70 ГГц до 90 ГГц, ADPA7001CHIPS обеспечивает коэффициент усиления 14 дБ (типичное значение), OIP3 по выходу 25 дБм и точку компрессии выходной мощности по уровню 1 дБ, равную 17.5 дБм. Компонент потребляет ток 350 мА от источника напряжения питания 3.5 В. Входы/выходы усилителя ADPA7001CHIPS имеют внутреннее согласование с 50 Ом, что упрощает его интеграцию в многокристальные модули. Все характеристики в техническом описании получены при подключении ленточным соединителем минимальной длины (0.076 мм/3 мил).

Области применения

  • Контрольно-измерительная аппаратура
  • Оборонная и космическая техника
  • Инфраструктура телекоммуникационных систем

Данный продукт выпущен на рынок. Техническое описание содержит окончательные характеристики и рабочие параметры продукта. Для новых разработок ADI рекомендует применение данных продуктов.

{{#each lists}}

{{/each}}

  • Показать все (3)
  • Техническое описание (1)
  • Статьи по применению (2)

Техническое описание (1)

ADPA7001-Die: 50 GHz to 95 GHz, GaAs, pHEMT, MMIC, Wideband Power Amplifier Data Sheet (Rev. B)

Статьи по применению (2)

Thermal Management Calculations for RF Amplifiers in LFCSP and Flange Packages (Rev. 0) AN-1363: Meeting Biasing Requirements of Externally Biased RF/Microwave Amplifiers with Active Bias Controllers

Sys-Parameters

Sys-Parameter Models for Keysight Genesys

Sys-Parameter models contain behavioral parameters, such as P1dB, IP3, gain, noise figure and return loss, which describe nonlinear and linear characteristics of a device.

S-параметры

ADPA7001CHIPS S-Parameters

Инструменты проектирования

ADIsimRF

С помощью инструмента проектирования ADIsimRF компании Analog Devices можно рассчитать наиболее важные параметры ВЧ сигнальных цепочек, такие как покаскадный коэффициент усиления, параметры шумов, IP3, точку компрессии 1 дБ и полную потребляемую мощность.

  • Показать все (1)
  • Руководство по выбору компонента (1)

Руководство по выбору компонента (1)

Руководство по выбору микросхем ВЧ-, СВЧ- и КВЧ-диапазона

Компания Analog Devices всегда уделяла повышенное внимание обеспечению максимальных уровней качества и надежности предлагаемых продуктов. Для этого мы внедряем контроль качества и надежности на каждом этапе проектирования технологических процессов и продуктов, а также на этапе производства. Нашим принципом является обеспечение «полного отсутствия дефектов» поставляемых компонентов.

Запросить уведомления об изменении продуктов/технологических процессов

Закрыть

  • Сохранить в myAnalog Войти в myAnalog
{{#ifCond pcn.length 0}} {{else}} {{#each pcn}} {{/each}}

{{../labels.pcn}}

{{. ./labels.title}}

{{../labels.publicationDate}}
{{number}} {{#ifCond applicable false}}
Уведомления PDN больше не применяются для этого компонента. Он отсутствует в данной версии PDN {{/ifCond}}
    {{#each links}}
  • {{title}}
    • {{/each}}
{{title}} {{publishDate}}
{{/ifCond}} {{#ifCond pdn. length 0}} {{else}} {{#each pdn}} {{/each}}

{{../labels.pdn}}

{{../labels.title}}

{{../labels.publicationDate}}
{{number}} {{#ifCond applicable false}}
Уведомления PDN больше не применяются для этого компонента. Он отсутствует в данной версии PDN {{/ifCond}}
    {{#each links}}
  • {{title}}
    • {{/each}}
{{title}} {{publishDate}}
{{/ifCond}}

Приведенные цены действительны в США и указаны только для примерного бюджетного рассчета. Цены указаны в долларах США (за штуку в указанном размере партии) и могут быть изменены. Цены в других регионах могут отличаться в зависимости от местных пошлин, налогов, сборов и курсов валют. Для уточнения стоимости обращайтесь в местные офисы продаж Analog Devices, или к официальным дистрибьюторам. Цены на оценочные платы и наборы указаны за штуку независимо от количества.

Помощь

 

 

Микросхема усилитель мощности высокой частоты. Высокочастотные генераторы

Потребляемый ток — 46 мА. Напряжение в цепи смещения V bjas определяет уровень выходной мощности (коэффициент передачи) усилителя

Рис.33.11. Внутреннее строение и цоколевка микросхем TSH690, TSH691

Рис. 33.12. Типовая включения микросхем TSH690, TSH691 в качестве усилителя в полосе частот 300- 7000 МГц

и может регулироваться в пределах 0-5,5 (6,0) В. Коэффициент передачи микросхемы TSH690 (TSH691) при напряжении смещения V bias =2,7 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом в полосе частот до 450 МГц составляет 23(43) дБ, до 900(950) МГц — 17(23) дБ.

Практическая включения микросхем TSH690, TSH691 приведена на рис. 33.12. Рекомендуемые номиналы элементов: С1=С5=100- 1000 пФ; С2=С4=1000 пФ; С3=0,01 мкФ; L1 150 нГн; L2 56 нГн для частот не свыше 450 МГц и 10 нГн для частот до 900 МГц. Резистором R1 можно регулировать уровень выходной мощности (можно использовать для системы автоматической регулировки выходной мощности).

Широкополосный INA50311 (рис. 33.13), производимый фирмой Hewlett Packard, предназначен для использования в аппаратуре подвижной связи, а также в бытовой радиоэлектронной аппаратуре, например, в качестве антенного усилителя или усилителя радиочастоты. Рабочий диапазон усилителя 50-2500 МГц. Напряжение питания — 5 В при потребляемом токе до 17 мА. Усредненный коэффициент усиления

Рис. 33.13. внутреннего строения микросхемы ΙΝΑ50311

10 дБ. Максимальная мощность сигнала, подводимого к входу на частоте 900 МГц, не более 10 мВт. Коэффициент шума 3,4 дБ.

Типовая включения микросхемы ΙΝΑ50311 при питании от стабилизатора напряжения 78LO05 приведена на рис. 33.14.

Рис. 33.14. широкополосного усилителя на микросхеме INA50311

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. — СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.

Усилитель мощности 10 вт

Усилитель расчитан на работу с трансвером, имеющим Р вых до 1 ватта. Нагрузкой возбудителя, обеспечивающей стабильную работу на всех диапазонах, является резистор R1. Настройка заключается в установке тока покоя VT2 в пределах 0,3 A (при отсутствии сигнала на входе).

Сигнал напряжением в 1 вольт на входе увеличивает выходную мощность в антене до 10 ватт. Коммутация прием-передача осуществляется от внешней цепи управления, которая замыкается на корпус при переходе на передачу. При этом срабатывает реле К1 и подключает антенну к выходу усилителя мощности. При разрыве управляющей цепи, на базе VT1 появляется положительное напряжение, открывающее его. Соответственно на колекторе VT1 около нуля. Транзистор VT2 закрывается. Реле типа РПВ2/7 паспорт РС4.521.952 Дроссели L1 и L2 типа Д1(на 1А) индуктивностью 30 и 10 мкГ соответственно. Диаметр каркаса L3- 15 мм провод ПЭВ2 1,5мм

Широкополосный усилитель мощности

Дроздов В В (RA3AO)

Для работы совместно с вседиапазонным KB трансивером можно использовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого дана на рис. 1. В диапазонах 1,8-21 МГц его максимальная выходная мощность в телеграфном режиме при напряжении источника питания +50 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом — около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц — около 80 Вт. Пиковая выходная мощность в режиме усиления однополосных сигналов при уровне интермодуляционных искажений менее -36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно. При хорошо подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники менее — 36 дБ, третьей — менее — 30 дБ в режиме линейного усиления и менее — 20 дБ в режиме максимальной мощности.

Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах VT1, VT2. Трансформатор типа длинной линии Т1 обеспечивает переход от несимметричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада. Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной коаксиальной линией при КСВ не более 1,5 в диапазоне 1,8 -30 МГц. Их низкое сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбуждению. Для установки начального смещения, соответствующего работе транзисторов в режиме В, служит цепь Rl, R2, R5. Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 совместно с конденсатором С7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защиты транзисторов от перенапряжений в стоковой цепи. Порог срабатывания этой цепи определяется в основном напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В. Диоды VD5-VD8 служат для «мгновенной» защиты стоковой цепи от перенапряжений. Трансформатор типа длинной линии Т3 обеспечивает переход от симметричного выхода усилителя к несимметричной нагрузке. Чтобы облегчить требования к широкополосности этого трансформатора и ослабить возможные выбросы напряжения в стоковой цепи, перед трансформатором включен симметричный ФНЧ C8L1C10,C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц.

Монтаж усилителя навесной. Усилитель собран на ребристом радиаторе-теплоотводе из дюралюминия размерами 110х90х45 мм. Ребра профрезерованы с обеих сторон радиатора, их число — 2х13, толщина каждого 2 мм, высота — 15 мм со стороны установки транзисторов и 20 мм со стороны гаек их крепления. На продольной оси радиатора на расстоянии по 25 мм от поперечной оси профрезерованы площадки диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с обратной стороны — для гаек крепления. Между транзисторами на ребра радиатора уложена шина «общий провод», вырезанная из листовой меди толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами на расстояниях по 10 мм от его краев. Размеры шины — 90х40 мм. К шине прикреплены монтажные стойки. Катушки L1 и L2 — бескаркасные и намотаны голым медным проводом диаметром 1,5 мм на оправке диаметром 8 мм. При длине намотки 16 мм они имеют по пять витков. Трансформатор Т1 намотан двумя скрученными проводами ПЭЛ.ШО 0,31 с шагом скрутки около трех скруток на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН типоразмера К10х6х5 и содержит 2х9 витков. Трансформаторы Т2 и Т3 намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита той же марки типоразмера К32х20х6. Трансформатор Т2 содержит 2х5 витков скрутки из проводов ПЭЛШО 0,8 с шагом две скрутки на сантиметр, Т3-2х8 витков такой скрутки. Конденсаторы Cl — С3 — типа КМ5 или КМ6, С4-С7-КМ4, С8-С11-КТ3.

Налаживание правильно собранного усилителя при исправных деталях сводится к подстройке индуктивностей катушек L1 и L2 по максимуму отдачи в диапазоне 30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и к установке начального смещения с помощью резистора R1 по минимуму интермодуляционных искажений в режиме усиления однополосного сигнала.

Нужно отметить, что уровень искажений и гармоник в значительной степени зависит от точности подбора транзисторов. Если нет возможности подобрать транзисторы с близкими параметрами, то для каждого транзистора следует сделать отдельные цепи установки начального смещения, а также по минимуму гармоник подобрать один из резисторов R3 или R4 путем подключения параллельно ему дополнительных.

В режиме линейного усиления в диапазонах 14-28 МГц благодаря наличию ФНЧ C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает допустимой нормы 50 мВт, и его можно подключать к антенне непосредственно. В диапазонах 1,8-10 МГц усилитель следует подключать к антенне через простейший ФНЧ, аналогичный по схеме C8L1C10, причем достаточно двух фильтров, одного- для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другого — для диапазонов 7 и 10 МГц. Емкость обоих конденсаторов первого фильтра — по 2200 пф, второго — по 820 пф, индуктивность катушки первого — около 1,7 мкГн, второго — около 0,6 мкГн. Катушки удобно изготовить бескаркасными из голого медного провода диаметром 1,5 — 2 мм, намотав на оправке диаметром 20 мм (диаметр катушек около 25 мм). Катушка первого фильтра содержит 11 витков при длине намотки 30 мм, второго — шесть витков при длине намотки 25 мм. Настраивают фильтры растяжением и сжатием витков катушек по максимуму отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется в перенапряженном режиме, следует на каждом диапазоне включать отдельные фильтры.

Вход усилителя можно согласовать и с 75-омной коаксиальной линией. Для этого номиналы резисторов R3, R4 берут по 39 Ом. Мощность, потребляемая от возбудителя, при этом уменьшится в 1,3 раза, но может увеличиться завал усиления на высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конденсаторами С1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индуктивностью, которая должна быть около 0,1-0,2 мкГн.

Усилитель можно непосредственно нагружать и на сопротивление 75 Ом. Благодаря действию петли ALC линейный недонапряженный режим его работы сохранится, но выходная мощность уменьшится в 1,5 раза.

Усилитель мощности на КП904

Е. Иванов (RA3PAO)

При повторении усилителя мощности UY5DJ (1) выяснилось, что наиболее критичный узел, снижающий надежность всего усилителя, — выходной каскад. После экспериментов на различных типах биполярных транзисторов пришлось перейти к полевым.

За основу был взят выходной каскад широкополосного усилителя UT5TA (2). Схема показана на рис.1. новые детали выделены утолщенными линиями. Небольшое количество деталей позволило смонтировать каскад на печатной плате и радиаторе от UY5DJ на месте деталей и транзисторов усилителя UY5DJ. Ток покоя транзисторов — 100…200 мА.

Высокочастотные усилители мощности строят по схеме, содержащей каскады усиления, фильтр и цепи автоматики. Усилители характеризуются номинальной выходной и минимальной входной мощностями, диапазо­ном рабочих частот, КПД, чувствительностью к измене­нию нагрузки, уровнем нежелательных колебаний, устой­чивостью и надежностью работы, массой, габаритами, стоимостью.

Получаемые в настоящее время максимальные зна­чения выходной мощности на частотах до 100 МГц со­ставляют несколько десятков киловатт. При существен­но меньшей мощности, отдаваемой отдельными транзи­сторами (не более 200 Вт), эти значения достигаются специальными устройствами сложения сигналов, среди которых наиболее распространены делители и суммато­ры мощности . Существует множество разновидно­стей этих устройств . По величине фазово­го сдвига их делят на синфазные (с фазовым сдвигом суммируемых сигналов ф=0), противофазные (ф = я), квадратурные (ф = п/2) и др.; по виду исполнения — с распределенными и сосредоточенными элементами; по способу соединения с нагрузкой — на последователь­ные и параллельные и т. д.

Одним из основных требований, предъявляемых к устройствам сложения сигналов, является обеспечение наименьшего взаимного влияния отдельных модулей, мощности которых суммируются (так называемая раз­вязка модулей). Посмотрим, как выполняется это требование в простом синфазном сумматоре на транс­форматорах. Схема такого сумматора на трансформа­торах Т4 — Т6 вместе с делителем (на трансформато­рах Т1 — ТЗ) и суммируемыми каскадами (на транзи­сторах VT 1 и VT 2) без цепей смещения и питания показана на рис. 5.4. Трансформаторы Т4 — Т6 имеют коэффициенты трансформации соответственно 1,1 и 1/V2 (здесь r н — сопротивление нагрузки, R Б — бал­ластный резистор, сопротивление которого равно 2г н). При нормальных условиях работы, когда напряжения на коллекторах синфазны и их амплитуды равны, ток в балластном резисторе отсутствует. Трансформатор Т6 приводит к двум последовательно соединенным об­моткам трансформаторов Т4 и Т5 сопротивление 2r н, так что на коллекторе каждого транзистора сопротив­ление нагрузки составляет r н. Представим теперь, что коллектор транзистора VT 2 оказался замкнутым с его эмиттером. В таком случае вторичная обмотка транс­форматора Т5 представляет собой крайне малое сопротивление для ВЧ сигнала, так что сопротивление 2r н, приведенное к первичной обмотке трансформатора Т6, полностью приводится ко вторичной обмотке трансфор­матора Т4, а следовательно, и к коллектору транзисто­ра VT 1. Но параллельно VT 1 при этом оказывается подключен балластный резистор такого же сопротивле­ния, т. е. несмотря на изменение режима работы, во втором каскаде условия работы первого каскада не изменились — он по-прежнему работает на нагрузочное сопротивление r н. Но, поскольку половина его мощно­сти теперь поступает в балластный резистор, в нагруз­ке остается только половинная мощность одного каска­да, что в 4 раза меньше мощности, отдаваемой усили­телем в нагрузку до изменения нормальных условий работы. Чем большее число каскадов используется для получения выходной мощности, тем меньше сказывает­ся изменение условий работы в том или другом каскаде на общей мощности в нагрузке. Например, в усилите­ле с выходной мощностью 4,5 кВт, получаемой в ре­зультате суммирования мощностей 32 транзисторных каскадов, при отказе одного каскада выходная мощ­ность снижалась всего лишь до 4,3 кВт. Таким образом, очень малое взаимное влияние каскадов в устрой­стве сложения мощностей позволяет, максимально используя усилительные свойства каждого транзистора, обеспечить высокую надежность его работы, а следовательно, безотказную работу усилителя мощности в целом.

Рис. 5.4. Схема усилителя со сло­жением мощности на трансформато­рах

Суммирующее устройство выбирается исходя из ха-рактера и условий работы усилителя, поскольку при решении главной задачи — сложения сигналов — можно, используя те или иные особенности конкретного вида сумматора, улучшить другие характеристики уси­лителя, например ослабить некоторые виды нежела­тельных колебаний или уменьшить чувствительность к рассогласованию нагрузки.

Удовлетворительная развязка модулей, а также ма­лый уровень нежелательных колебаний третьего по­рядка, низкая чувствительность к изменению нагрузки и слабое влияние суммируемых каскадов на предвари­тельный усилитель получаются при использовании квадратурных сумматоров мощности. Противофазные сумматоры при удовлетворительной развязке подавля­ют нежелательные колебания второго порядка. Чередо­вание квадратурных и противофазных устройств сло­жения, например, когда два модуля складываются противофазно, а объединенные таким образом пары мо­дулей — квадратурно, в значительной степени сочетает достоинства обоих видов суммирующих устройств. По этим причинам квадратурные и противофазные сумма­торы и делители мощности, выполненные, например, на длинных коаксиальных или полосковых линиях, трансформаторах, получили широкое распространение в усилителях с выходной мощностью от 10 Вт и выше.

Следующий параметр усилителя — минимальная входная мощность — определяется допустимым уров­нем шума и устойчивостью работы и в этой связи за­висит от схемы, режима работы и конструкции усили-теля. Влияние шума на чувствительность усилителя объ­ясняется следующим. Известно, что приводимая к входу усилителя мощность шума определяется по формуле Р ш = = 4kTF ш Дf , где k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; F m — коэффициент шума;

Af — ширина полосы частот, в которой определяется

Р ш. Но при заданном отношении сигнал/шум К ш на выходе усилителя мощность входного сигнала Р с не должна быть меньше, чем Р Ш К Ш . Отсюда следует, что минимально допустимое значение входного сигнала, характеризующее таким образом чувствительность уси­лителя, определяется как Р С тш=4kTF щ K ш Дf. При за­данных К ш и Af все входящие в это выражение вели­чины известны, за исключением F JI . С помощью обще­известных соотношений нетрудно показать, что в не­линейном усилителе, каким в общем случае является усилитель мощности, при достаточно большом коэффициенте усиления по мощности первого каскада

где F ш1 — коэффициент шума первого каскада; у т+1 — отношение коэффициентов усиления мощности шума к коэффициенту усиления мощности сигнала в (m+1)-м каскаде усилителя, содержащего п каскадов. В зави­симости от режима работы каскада это отношение оп­ределяется по формуле

входящие в эту формулу коэффициенты находятся по таблицам . Например, для четырехкаскадного уси­лителя мощностью 50 Вт при F m 1 = 6, Y 2 =1,6, Yз=1,7, Y 4 =1,9 имеем F ш =31, что при K ш =120 дБ, Дf=20 кГц и 4kT = 1,62*10- 20 Вт/Гц дает Р Ш =1*10 -14 Вт и P cmin =10 МВт, т. е. при оговоренных условиях мини­мально допустимое значение входного сигнала характе­ризуется напряжением около 1 В на сопротивлении 75 Ом. Заметим, что указанное определение чувстви­тельности справедливо, если на входе усилителя дей­ствует сигнал, в котором мощность шума, по крайней мере, на порядок ниже, чем приведенная к входу мощ­ность собственного шума усилителя Р ш, так как иначе не будет получено приемлемое отношение сигнал/шум Kш. Если эта разница в величинах шума на входе не соблюдается, то для обеспечения требуемого значения K ш между источниками сигнала и усилителем должна быть установлена селективная цепь, приводящая к не­обходимому подавлению шума при заданной расстрой­ке от рабочей частоты.

Рис. 5.7. Схема усилителя с выходной мощностью 15 Вт для диапазона частот 2 — 30 МГц

Таблица 5.1

Параметр

Значение

Выходная мощность, Вт, не менее

Напряжение питания, В

Сопротивление нагрузки, Ом

Входное сопротивление (с КСВ

Входное напряжение, В, не менее

Уровень второй гармоники, дБ, не более

Уровень третьей гармоники, дБ, не более

Уровень комбинационных колебаний третьего порядка в пике огибающей двухтонового испытательного сигнала, дБ, не более

Уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка по отношению к величине, вызвавшей эти колебания помехи в цепи на­грузки, дБ, не более

Ток потребления при номинальной выходной мощности в режиме однотонового испытатель­ного сигнала, А, не более

Диапазон рабочих температур окружающей среды (при температуре корпуса транзисто­ров не более +110°С), град

Рис. 5.8. Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2 — 30 МГц

Таблица 5.2

Обозначение

Число витков в первичной f и вторич­ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности кшструкцин

Т1 {см. рис. 5.7)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ XL,5

I — 3 витка проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II

Т2 (см. рис. 5.7)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ X1, 5

I — 6 витков проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II

{см. рис. 5.7)

1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К 12Х6Х4, 5

I, II — 6 витков из 12 скру­ченных проводов ПЭВ-0,14, разделенных на 2 группы по 6 проводов; III — 1 виток про­вода МГШВ-0,35 длиной 10см

{см. рис. 5.7)

1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К20Х 12X6

I — 2 секции по 3,5 витка проводом МГТФЭ-0,14; II-5,5 витка проводом МГТФЭ-0,14

L 3, L 4 {см. рис. 5.7, рис. 5.8)

1 тороидальный сер­дечник, ЮООНМ-ЗБ, К 10X6X3

I — 5 витков провода ПЭВ-0,43

L 5

{см. рис. 5.8)

2 тороидальных сер­дечника, 400НН-4, К 12X6X4, 5

I — 8 витков провода ПЭВ-0,43

Т1 {см. рис. 5.8)

2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К5Х

1 — 2 витка проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I — обмотка расположе­на внутри II

Т2 {см. рис. 5.8)

2 столбика из 5 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К7Х Х4Х2

I — 2 витка по 2 провода МПО-0,2 с отводом от точки соединения конца 1 провода с началом 2; II — 1 виток труб­чатой конструкции с отводом от середины; I обмотка рас­положена внутри II

Окончание табл. 5.2

Обовначение

Конструкция сердечника трансформатора или дросселя, вид материала и типоразмер

Число витков в первичной I и втерич-ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности конструкции

ТЗ (см. рис. 5.8)

1 тороидальный сер­дечник, 100НН-4, К 16X8X6

I — 6 витков из 16 скрученных проводов ПЭВ-0,31, разделен­ных на 2 группы по 8 прово—дов, с отводом от точки сое­динения конца 1 группы с на­чалом 2; II — 1 виток прово­да МГШВ-0,35 10 см

Т4 (см. рис. 5.8)

2 столбика из 7 то­роидальных сердеч­ников каждый, 400НН-4, К 16X8X6

I — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; II — 2 витка из 10 прово­дов МПО-0,2, включенных па­раллельно; II обмотка распо­ложена внутри I

Ширина полосы частот при больших уровнях мощ­ности в значительной степени определяется межкаскад­ными согласующими цепями, в качестве которых ис­пользуются широкополосные трансформаторы специ­альной конструкции, а также цепями коррекции амплитудно-частотной характеристики и цепями обрат­ной связи. Так, на рис. 5.7 и 5.8 показаны схемы уси­лителей с выходной мощностью 15 и 80 Вт для радио­передатчиков мощностью 10 и 50 Вт, работающих в диапазоне 2 — 30 МГц. Их основные характеристики приведены в табл. 5.1, а данные используемых транс­форматоров и дросселей — в табл. 5.2. Особенности этих усилителей — относительно низкий уровень неже­лательных колебаний и сравнительно малая неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики. Эти параметры, например, в усилителе на 80 Вт достига­ются применением частотно-зависимой отрицательной обратной связи в выходном каскаде (со вторичной об­мотки трансформатора ТЗ через резисторы R 11 и R 12 на базы транзисторов VT 3 и VT 4) и в предоконечном каскаде (с помощью резисторов R 4 — R 7), а также корректирующими цепями C 2 R 2, C 3 R 3 и R 1 L 1 C 1.

Уменьшить неравномерность усиления в полосе ча­стот можно также, используя цепи коррекции на входе оконечного каскада (конденсатор С7 и индуктивности проводников АБ и ВГ, представляющих собой полоски фольги длиной 30 и шириной 4 мм) и на выходе уси­лителя (индуктивность трансформатора Т4 и конден­сатор С13). Широкополосные трансформаторы, приме­ненные в этих усилителях, способны обеспечить удов­летворительное согласование не только в диапазоне 2 — 30 МГц, но и на более высоких частотах. Однако на частотах выше 30 МГц лучшие характеристики полу­чаются с трансформаторами на полосковых линиях без ферритовых материалов. Такие трансформаторы, например, были использованы в усилителе с выходной мощностью 80 Вт в диапазоне 30 — 80 МГц (табл. 5.3), схема которого показана на рис. 5.9. Особенность это­го усилителя — применение одновременно биполярных и полевых транзисторов. Такое сочетание позволило улучшить шумовые характеристики по отношению к использованию только биполярных транзисторов, а в сравнении с применением только полевых приборов улучшить энергетические характеристики усилителя .

Таблица 5.3

Обозначение

Конструкция трансформатора

Т7, Т 6

Направленный ответвитель в виде микрополоско-вой линии длиной 720 мм и шириной 1,5 мм, вы­полненной на двустороннем фольгированном стеклотекстолите размером 75X20X0,5 мм и по­мещенной между двух стеклотекстолитовых пла­стин, каждая из которых фольгирована с внеш­ней стороны. Общие габариты 75X20X3,5 мм

Т2, ТЗ

6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К7Х4ХЗ

Т4, Т5

6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ2-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К12Х7Х6

I обмотка из 1 витка печатного проводника ши­риной 5 мм и II обмотка из 2 витков печатного проводника шириной 2 мм, размещенные друг против друга с разных сторон пластины из двустороннего фольгированного стеклотекстолита размером 80X18X0,5 мм, заключенной между изолирующими стеклотекстолитовыми обкладками

Печатный проводник общей длиной 370 мм и шириной 10 мм на расстоянии 168 мм и шири­ной, плавно меняющейся от 10 до 3 мм, на рас­стоянии 168 — 370 мм, выполненный на стекло­текстолите ФТС — 1 — 35 — Б — 0,12. Первой обмот­кой является первая часть проводника длиной 168 мм; вторая обмотка начинается от середины первой и заканчивается концом проводника. Весь проводник намотан в виде спирали на диэлект­рическом каркасе

Рис. 5.9 Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 30—80 МГц

Важным параметром ВЧ усилителя является его КПД. Этот параметр зависит от назначения усилителя, условий его работы и, как следствие, от схемы пост­роения и используемых полупроводниковых приборов. Он составляет 40 — 90 % для усилителей сигнала с по­стоянной или коммутируемой амплитудой (например, при частотной и фазовой модуляции, частотной и амп­литудной телеграфии) и 30 — 60 % для линейных уси­лителей сигналов с амплитудной модуляцией. Более низкие из указанных значений объясняются использо­ванием энергетически невыгодных, но обеспечивающих линейное усиление недонапряженных режимов во всех каскадах, а также режима А в предварительных, а ча­сто и в предоконечном каскаде усилителя. Более высо­кие значения характерны для ключевого режима уси­ления сигналов с постоянной или коммутируемой амп­литудой (80 — 90 %) или для амплитудно-модулирован-ных сигналов (50 — 60 %) при использовании метода раздельного усиления составляющих сигнала . На­пример, КПД не ниже 80 % был получен в широкопо­лосном усилителе на 4,5 кВт с выходным каскадом на 32 транзисторах, построенном с учетом общих реко­мендаций для ключевого режима и при приня­тии мер по устранению сквозных токов . Однако, несмотря на очевидные энергетические преимущества ключевого режима работы, он еще сравнительно редко используется в ВЧ усилителях. Это объясняется рядом особенностей, к которым, например, относятся критич­ность к изменению нагрузки, высокий уровень нежелательных колебаний, большая вероятность превышения предельно допустимых напряжений транзистора и сложность регулировки при получении необходимых фазочастотных характеристик, стабильность которых должна обеспечиваться в условиях изменяющейся на­грузки, напряжения питания и температуры окружаю­щей среды. Кроме того, для реализации ключевого ре­жима на высоких частотах необходимы транзисторы с крайне малой длительностью переходных процессов при включении и выключении.

Перспективным направлением повышения энергети­ческих характеристик усилителей амплитудно-модули-рованного сигнала является квантование сигнала по уровню с раздельным усилением дискретных состав­ляющих и последующим их суммированием с учетом фазовых сдвигов .

В повышении эффективности работы усилителей важную роль играет качество согласования с нагрузкой с учетом возможности ее изменения. В настоящее вре­мя этот вопрос просто ив то же время наиболее ре­зультативно решается применением ферритовых венти­лей и циркуляторов. Однако так обстоит дело на срав­нительно высоких частотах, по крайней мере, выше 80 МГц. С понижением частоты эффективность исполь­зования ферритовых развязывающих устройств резко падает. В этой связи представляют интерес изучение и последующее промышленное освоение обладающих свойствами циркуляторов полупроводниковых невзаим­ных устройств , принципиально допускающих рабо­ту и на низких частотах. Если применение вентилей или циркуляторов невозможно, удовлетворительные ре­зультаты получаются при сочетании обычных согла­сующих устройств с автоматическим управлением ре­жимом работы усилителя. Так, увеличивая напряже­ние питания с ростом сопротивления нагрузки (при неизменном или слегка уменьшенном возбуждении) и снижая его с уменьшением сопротивления нагрузки при увеличении возбуждения, можно получить не только постоянную выходную мощность, но и сохранить в ус­ловиях изменяющейся нагрузки то высокое значение КПД, которое было получено в номинальном режиме. Возможности такого способа стабилизации выходной мощности, однако, ограничены предельно допустимыми токами и напряжениями используемого транзистора, а также техническими возможностями согласования ма­лых сопротивлений. По этим причинам реализуемая в настоящее время область нагрузочных сопротивлений, в которой таким путем еще можно добиться сравни­тельно стабильной выходной мощности, ограничена, как показали испытания усилителя с выходной мощ­ностью 4,5 кВт, значением КСВН, не превышающим 3.

Эффект малой чувствительности к рассогласованию нагрузки можно получить и при построении усилителя по схеме сложения мощностей с использованием квад­ратурных сумматоров и делителей мощности . При соответствующем напряжении возбуждения такого уси­лителя можно добиться, несмотря на изменение режи­ма работы каждого из суммируемых каскадов, незна­чительного изменения общего тока потребления и сум­марной выходной мощности. При испытаниях таких усилителей было отмечено, что изменение выходной мощности при рассогласовании нагрузки получается таким же, как и в линейных цепях, т. е. описывается выражением, близким к Р/Р н =4р/(1+р) 2 , где Р н и Р — мощности в номинальной и рассогласованной на­грузке, ар — КСВН, характеризующий степень рассо­гласования. Такое изменение в среднем, как показали сравнительные испытания, примерно вдвое меньше, чем у усилителя, построенного, например, по двухтакт­ной схеме.

Существуют и другие способы уменьшения чувст­вительности усилителя к рассогласованию нагрузки, однако все они в той или иной степени уступают рас­смотренным.

К числу основных параметров усилителя в послед­нее время стали относить уровень нежелательных ко­лебаний, возникающих в процессе усиления полезного сигнала. Такие колебания появляются в усилителе мощности вследствие нелинейных процессов под влия­нием полезного сигнала f и помех, поступающих из тракта формирования сигнала (f ф), источника пита­ния (f п) и антенны радиопередатчика (f а). Посторон­ние колебания (помехи) из тракта формирования сиг­нала приводят к нежелательным излучениям радиопере­дающего устройства не только на частотах этих коле­баний fф, но и на частотах, образующихся под их влия­нием комбинационных колебаний mf ± nf ф . Уровень та­ких излучений определяется относительным уровнем нежелательных колебаний на выходе тракта формиро­вания, его изменением (преобразованием) в усилителе мощности, а также фильтрующими и излучающими свойствами следующих за усилителем узлов радиопе­редающего устройства. Изменение отношения помеха/ сигнал в усилителе (K у) определяется схемой вклю­чения транзистора, режимом работы каскадов, значе­нием и частотой полезного сигнала и помехи.

Наибольшее изменение отношения помеха/сигнал наблюдается в усилителе с ОЭ, а также при малом вы­ходном сопротивлении источника сигнала r г в усили­теле с ОБ и при малом сопротивлении нагрузки r н в усилителе с ОК. С увеличением r г в усилителе с ОБ и r н в усилителе с О»К K у ->1. При работе усилителя в режимах А и В с любым включением транзистора относительный уровень помехи не изменяется; смеще­ние режима работы в сторону режима С приводит к росту, а в сторону режима АВ, наоборот, к уменьше­нию относительного уровня помехи; при этом рост бо­лее заметен, чем уменьшение. Повышение напряжен­ности режима уменьшает относительный уровень поме­хи. Чем больше значение полезного сигнала, тем при одном и том же режиме работы больше изменяется от­ношение помеха/сигнал. С ростом частоты сигнала и помехи изменение отношения помеха/сигнал уменьша­ется.

Возникающие под действием помехи комбинацион­ные колебания особенно опасны при работе усилителя в режиме С, где их уровень на выходе усилителя со­измерим с уровнем помехи. С изменением режима ра­боты от С к А уровень комбинационных колебаний вто­рого порядка (f±fф) монотонно убывает, а третьего (2f±fф) проходит через 0 в режиме В и по достиже­нии минимума в области отрицательных значений, сви­детельствующей об изменении фазы колебаний на про­тивоположную, при приближении к режиму А стремит­ся к 0.

При прочих равных условиях наибольшим подавле­нием комбинационных колебаний отличается усилитель с ОК, а затем усилители с ОБ и ОЭ. В многокаскад­ном усилителе, в отличие от однокаскадного, помехой для каждого следующего каскада, начиная со второго, являются не только усиленные нежелательные колеба­ния тракта формирования, но и комбинационные, а также гармонические колебания предыдущих каскадов. Осо­бенно велико влияние второй гармоники; она увеличивает уровни комбинационных колебаний второго и третьего порядков и уменьшает отношения помеха/сигнал. Это в основном проявляется в режиме С и фактически отсут­ствует в А. Под ее действием линейный режим работы (K у =1) смещается из режима В в С. Эти изменения прямо противоположны, если фазу второй гармоники как-то искусственно изменить на л.

Малый уровень комбинационных колебаний, незна­чительное ухудшение отношения помеха/сигнал и одно­временно приемлемые энергетические характеристики характерны для усилителя, предварительные каскады которого работают в режимах А — В, а выходной — в В — С. При включении транзисторов по схеме ОК ре­жимы В — С можно использовать и в предварительных каскадах, но в выходном каскаде включение по схеме ОК неприемлемо из-за высокой восприимчивости уси­лителя к сигналам посторонних радиопередатчиков. Наилучшим для выходного каскада является включе­ние прибора по схеме ОБ или ОЭ. При этом ухудшение отношения помеха/сигнал в усилителе при малом уровне комбинационных колебаний может составить максимум 3 дБ. Но при неграмотном проектировании усилителя это значение может возрасти до 20 дБ, а наибольший уровень нежелательных колебаний будет не только на частоте по­мехи, но и на частотах, обусловленных этой помехой ком­бинационных колебаний.

При расстройке по частоте между полезным сигна­лом и помехой наиболее эффективно подавляются по­мехи в усилителях с фильтрами. Подавление реализу­ется как при электронно-коммутируемых фильтрах, так и путем построения усилителя на основе мощного авто­генератора, управляемого с помощью системы фазовой автоподстройки частоты. В последнем случае удается получать ослабления нежелательных составляющих — до 70 — 80 дБ, начиная уже с 5-процентной отстройки их час­тоты от частоты полезного сигнала .

Существующие в настоящее время транзисторы в недонапряженном режиме работы каскада позволяют получить уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка — (15 — 30) дБ по отношению к вы­звавшей их помехе при включении по схеме ОЭ, при­мерно на 15 дБ меньше при включении по схеме ОБ и, наоборот, на 15 дБ больше при включении по схеме ОК . Дополнительное подавление около 15 — 20 дБ мож­но получить, используя квадратурное суммирование сигналов модулей в выходном каскаде и еще, как минимум, 15 дБ, применяя на выходе усилителя ферри-товый вентиль или циркулятор .

Наибольший уровень нежелательных колебаний на­блюдается на гармониках полезного сигнала. В одно-каскадном усилителе без принятия каких-либо мер по их подавлению этот уровень для второй и третьей гар­моник составляет обычно — (15 — 20) дБ. Включением каскадов по схеме сложения мощностей с применением квадратурных и противофазных сумматоров и делите­лей его удается снизить до — (30 — 40) дБ. Если за уси­лителем устанавливается блок фильтров, то этот уро­вень уменьшается еще на величину затухания соответ­ствующего фильтра в полосе задержания.

С помощью фильтров можно добиться высокого уровня подавления гармонических составляющих. Од­нако следует подчеркнуть, что ослабить гармоник;! до уровня ниже — 120 дБ можно только при очень тща­тельном экранировании ВЧ каскадов и устранении в тракте после усилителя мощности различных кон­тактных соединений, в том числе и ВЧ разъемов, в ко­торых могут образоваться гармонические колебания с тем же уровнем.

Как видно, существующие технические решения обеспечивают высокое подавление нежелательных ко­лебаний. Однако в ряде случаев оно все же оказыва­ется недостаточным для нормальной работы аппарату­ры. Так, при сближении расположенных на подвижных средствах приемопередатчиков или при работе в соста­ве радиокомплексов, где самая разнообразная аппара­тура сосредоточена и должна функционировать в усло­виях крайне ограниченного пространства, радиоприемники нередко не могут работать со своими корреспон­дентами, как только включается расположенный побли­зости радиопередатчик другой линии связи. Такая си­туация возникает вследствие воздействия на приемни­ки некоторых нежелательных излучений радиопередат­чика. К ним в первую очередь относятся шумы. Не­смотря на малый уровень, именно они пролетавляют

наибольшую опасность в указанных условиях, так как, обладая непрерывным спектром и слабо меняющейся с расстройкой спектральной плотностью, могут, если не принять необходимых мер, практически полностью парализовать работу расположенных рядом приемни­ков .

Большую опасность в рассматриваемой ситуации представляют помехи из тракта формирования сигнала передатчика и образованные ими в усилителе мощно­сти комбинационные колебания, которые, как и шумы, занимают обширную область частот и не поддаются существенной минимизации при построении усилителя по рассмотренному ранее принципу прямого покаскад­ного усиления мощности.

Продолжаем разговор о транзисторном приемнике прямого усиления, начатый еще на седьмом практикуме. Соединив тогда детекторный приемник с однокаскад-ным усилителем НЧ, ты тем самым превратил их в приемник 0-V-1. Потом собрал однотранзисторный рефлекс- ный приемник, а на предыдущем практикуме добавил к нему двухкаскадный усилитель НЧ — получился приемник 1-V-3. Теперь попробуй добавить к нему каскад предварительного усиления модулированных колебаний высокой частоты (ВЧ), чтобы он стал приемником 2-V-3. Чувствительность в этом случае будет достаточной для приема на магнитную антенну не только местных, но и отдаленных радиовещательных станций.

Что потребуется для такого однокаскадного усилителя ВЧ? В.основном — маломощный высокочастотный транзистор любой из серий П401…П403, П416, П422, ГТ308, лишь бы он был исправным, несколько конденсаторов, резистор и кольцо из феррита марки 600НН с внешним диаметром 8… 10 мм. Коэффициент h31Э транзистора, может быть в пределах 50…100. Использовать транзистор с большим статическим коэффициентом передачи тока не следует — опытный усилитель будет склонен к самовозбуждению.

Принципиальная схема усилителя изображена на рис. 56. Собственно усилитель образуют только транзистор V 1 и резисторы R 1, R 2. Резистор R 2 выполняет роль нагрузки, а базовый резистор R 1 определяет режим работы транзистора. Коллекторной нагрузкой транзистора может быть дроссель высокой частоты — такой же, как в рефлексном приемнике.

Настраиваемый контур L 1 C 1 и катушка связи L 2 относятся к входной цепи, конденсатор С2 — разделительный. Эта часть — точное повторение входной части уже испытанного тобой приемника. Конденсатор Сраз, резистор R , диод V 2, телефоны В1 с блокирующим их конденсатором Сбл образуют детекторную цепь, необходимую для проверки усилителя.

Как работает такой усилитель? Принципиально так же, как однокаскадный усилитель НЧ. Только усиливает он колебания не звуковой частоты, как тот усилитель, а модулированные колебания высокой частоты, поступающие к нему с катушки связи L 2. Высокочастотный сигнал, усиленный транзистором, выделяется на нагрузочном ре-зисторе R 2 (или другой коллекторной нагрузке) и может быть подан на вход второго каскада для дополнительного усиления или к детектору для преобразования его в низкочастотный сигнал.

Детали усилителя смонтируй на временной (картонной) плате, как показано справа на рис. 56. Сюда же перенеси и соедини с усилителем детали входного контура (L1C1) и катушку связи (L2) приемника. Не забудь включить в цепь катушки связи разделительный конденсатор С2. Подключи батарею напряжением 9 В и, подбирая базовый резистор R 1, установи коллекторный ток транзистора в пределах 0,8…1,2 мА. Не забудь: сопротивление базового резистора должно быть тем больше, чем больше статический коэффициент передачи тока транзистора (номинал этого резистора, указанный на схеме, Соответствует коэффициенту h 21Э транзистора около 50).

Теперь на отдельной небольшой картонке смонтируй детекторную цепь, соединив последовательно телефоны B1 с блокировочным конденсатором Сбл емкостью 2200. .3300 пФ, точечный диод V 2 любой серии и разделитель ныу конденсатор Сраз емкостью 3300…6800 пФ, Сопротивление резистора R может быть 4,7…6,8 кОм. Эту цепь включи между коллектором и эмиттером транзистора, то есть к выходу усилителя, а к входному контуру L1C1 подключай наружную или комнатную антенну и, конечно, заземление. При настройке входного контура на волну местной радиостанции ее высокочастотный сигнал будет усилен транзистором VI , продетектирован диодом V 2 и преобразован телефонами В1 в звук. Резистор R в этой цепи необходим для нормальной работы детектора. Без него телефоны будут звучать тише и с искажениями звука.

Дня следующего опыта с усилителем ВЧ нужен высокочастотный понижающим трансформатор (рис. 57). Намотай его на кольце из феррита марки 600НН (таком же, как сердечник высокочастотного дросселя рефлексного каскада приемника). Его первичная обмотка L 3 должна содержать 180. .200 витков провода ПЭВ или ПЭЛ 0,1…0,12, а вторичная L4 60…80 витков такого же проводе.

Обмотку L3 высокочастотного трансформатора включи в- коллекторную цепь транзисторе вместо нагрузочного резисторе, а к его обмотке L 4 подключи такую же детекторную цепь, как к в предыдущем опыте, но без разделительного конденсатора и резистора, которые сейчас не нужны. Как теперь звуча? телефоны? Громче. Объясняется это лучшим, чем в первом опыте, согласованием выходного сопротивления усилителя и входного сопротивления детекторной цели.

А теперь, пользуясь схемой, изображенной на рис. 58, соедини этот однокаскадный усилитель с входом транзистора рефлексного приемника 1-V-З. Усилитель ВЧ приемника стал двухкаскадным. Связующим элементом между каскадами стала катушка L 4 высокочастотного трансформатора, включенная в цепь базы транзистора V2 (в приемнике 1-V-З выл транзистором W1) вместо катушки связи (была L 2) с бывшим входным настраиваемым контуром. Теперь внешняя антенна и заземление не нужны — прием ведется на магнитную антенну W1. роль которой: выполняет ферритовый стержень с находящейся на нем катушкой L 1 входного настраиваемого контура L 1 C 1.

Итак, вместе с двухкаскадным усилителем НЧ подучился четырехтранзисторный приемник прямого усиления 2-У-З. Приемник, возможно, самовозбуждается. Это потому, что он, во-первых, рефлексный, а рефлексные приемники вообще склонны к самовозбуждению, во-вторых, проводники, соединяющие опытный усилительный каскад с рефлексным каскадом, длинны. Если новый каскад вместе с магнитной антенной смонтировать компактно на той же плате приемника, делая цепи по возможности короче, причин для самовозбуждения будет меньше. Этому способствует и ячейка развязывающего фильтра R 2 C 3 в минусовой цепи питания первого транзистора усилителя ВЧ, которая устраняет связь между каскадами через общий источник литания и тем самым предотвращает самовозбуждение высокочастотного тракта приемника.

Но второй каскад усилителя ВЧ может быть таким, как первый, то есть не рефлексным, и связь между ними может быть не трансформаторная, Схема возможного варианта усилителя изображена нa рис. 59. Здесь нагрузкой транзистора V 1 первого каскада, как и в первом опыте этого практикума (см. рис. 56), служит резистор R2; Создающееся на нем напряжение высокочастотного сигнала через конденсатор СЗ подается на базу транзистора V 2 второго каскада, точно такого же, как первый. Сигнал, дополнительно усиленный транзистором второго каскада, снимается с его нагрузочного резистора R 4 (такого же; как R2) и через конденсатор C4 (такой же, как СЗ) поступает к детектору на диоде V3, детектируется им, а колебания низкой частоты, создающиеся на его нагрузочном резисторе R 5, подаются на вход усилителя НЧ.

В этом варианте второй каскад и детектор представляют собой как бы развернувшийся рефлексный каскад предыдущего варианта. Но транзистор усиливает только высокочастотные колебания. И если его соединить с двухкаскадным усилителем НЧ, то получится приемник прямого усиления 2- V -2. Усиление низкочастотного сигнала несколько уменьшится, телефоны или головка громкоговорителя на выходе такого приемника будут звучать немного тише, зато уменьшится опасность самовозбуждения его высокочастотного тракта. Этот проигрыш можно частично скомпенсировать увеличением напряжения низкочастотного сигнала на выходе детектора, включив в детекторный каскад второй диод (на рис. 59 — показанный штриховыми линиями V 4), как это ты делал в одном из опытов седьмого практикума (см. рис. 50), или использовать в детекторном каскаде транзистор.

Попробуй поэкспериментировать с вариантами усилителя НЧ, сравни качество их работы к сделай соответствующие выводы на будущее.

Еще один совет. Экспериментируя с тем или иным вариантом приемника, черти и запоминай его полную принципиальную схему. Зачем? Радиолюбитель, даже начинающий, должен по памяти чертить, схемы таких устройств. Принципиальная схема, кроме того, поможет тебе лучше усвоить работу приемника в целом и его деталей, облегчит поиск неисправности в нем.

Литература: Борисов В. Г. Практикум начинающего радиолюбителя.2-е изд., перераб. и доп. — М.: ДОСААФ, 1984. 144 с., ил. 55к.

Some cookies are required for secure log-ins but others are optional for functional activities. Our data collection is used to improve our products and services. We recommend you accept our cookies to ensure you’re receiving the best performance and functionality our site can provide. For additional information you may view the . Read more about our .

The cookies we use can be categorized as follows:

Strictly Necessary Cookies: These are cookies that are required for the operation of analog.com or specific functionality offered. They either serve the sole purpose of carrying out network transmissions or are strictly necessary to provide an online service explicitly requested by you. Analytics/Performance Cookies: These cookies allow us to carry out web analytics or other forms of audience measuring such as recognizing and counting the number of visitors and seeing how visitors move around our website. This helps us to improve the way the website works, for example, by ensuring that users are easily finding what they are looking for. Functionality Cookies: These cookies are used to recognize you when you return to our website. This enables us to personalize our content for you, greet you by name and remember your preferences (for example, your choice of language or region). Loss of the information in these cookies may make our services less functional, but would not prevent the website from working. Targeting/Profiling Cookies: These cookies record your visit to our website and/or your use of the services, the pages you have visited and the links you have followed. We will use this information to make the website and the advertising displayed on it more relevant to your interests. We may also share this information with third parties for this purpose.

Механизм усиления РЧ-мощности

Усиление РЧ-мощности (PA) является ключом к удовлетворению требований беспроводных приложений, таких как широко распространенные коммуникационные технологии и радары. Чтобы понять взаимосвязь компромиссов с требованиями, включая эффективность и потребляемую мощность, диапазон и линейность, в первой части этой серии статей, посвященных основам ВЧ-усилителя, были рассмотрены основные формы сигналов и формулы для расчета подаваемой мощности, выходной ВЧ-мощности и эффективности. . В этой статье предполагались идеальные формы сигналов — отсутствие выбросов или провалов — и идеальный транзистор.

Мы продолжим эти предположения в этой, второй части, когда мы рассмотрим механизм усиления, как можно классифицировать усилители по схемам, необходимым для генерации сигналов различной формы, и как форма выходного сигнала влияет на эффективность.

Рисунок 1: Механизм усиления

Механизм усиления

Назначение ВЧ-усилителя — увеличить мощность входного ВЧ-сигнала. Это достигается подачей на затвор сигнала, скажем, синусоиды с размахом напряжения 3 В, что влияет на напряжение сток-исток (В ds ) и тока (I ds ) так, что размах их напряжения намного больше, скажем, >60 В ( Рисунок 1 ).

Отношение между сигналом на выходе и сигналом на входе является мерой усиления, называемой усилением. Его можно выразить как отношение входного к выходному напряжению, току и мощности, чтобы выразить напряжение, ток и усиление мощности соответственно.

Обратите внимание, что в Рисунок 1 входной и выходной сигналы различаются только коэффициентом усиления, а форма выходного сигнала практически не изменяется. Тем не менее, это не всегда так.

Один из способов классификации усилителей — по их режимам работы или классам, которые представляют часть или угол проводимости полного цикла синусоидального входного сигнала, при котором усилитель остается активным. Эти классы усилителей различаются по способу работы, эффективности и линейности.

В этой статье сравниваются некоторые распространенные классы усилителей, начиная с наиболее линейного, но наименее эффективного класса A и заканчивая все еще линейным (из-за идеального транзистора), но более эффективным классом F и обратным F.

Класс A

На основании графика зависимости Ids от Vgs на Рисунке 1 сохранение линейного усиления означает, что синусоидальные колебания напряжения и тока должны оставаться в пределах линейного наклона кривой крутизны и избегать резкого ограничения на краях. Смещение транзистора в центре этой линейной области позволяет усилителю обеспечить наибольший размах (выходную мощность), оставаясь при этом линейным (, рис. 2, ). Это усилитель класса А, который используется, когда требуется высокая линейность и усиление.

Усилитель класса А проводит полный цикл или 360º (2π) входного сигнала и поэтому эквивалентен источнику тока. Форма волны стока и тока в идеале должны быть синусоидальными.

Поскольку точка смещения покоя находится в центре диапазона тока, 0,5 А в этом примере, усилители класса А всегда проводят постоянный ток стока, даже когда нет размаха ВЧ. Это означает более высокое энергопотребление постоянного тока и влияет на их эффективность. При наибольшем размахе RF эффективность определяется как:

Рис. 2. При смещении затвора в центре линейной области транзистора усилитель класса А всегда проводит ток.

С параметрами, показанными в Рисунок 2 в качестве примера,

Мощность постоянного тока = 50 В × 0,5 А = 25 Вт,
ВЧ-мощность = 1/2 (50 В × 0,5 А) = 12,5 Вт и
Эффективность (%) = (12,5/50) × 100 = 50 %

Даже при идеальном устройстве и полном размахе ВЧ это теоретическая наилучшая производительность, которую мы можем получить от усилителей класса А.

Класс В

Усилители класса B решают проблему эффективности класса A. Они делают это, смещая затвор в точке отсечки на характеристической кривой, где транзистор просто выключается, а ток стока равен нулю — это идеальный транзистор, после всего.

Рис. 3. В классе B смещение затвора в точке отсечки транзистора означает, что он проводит половину цикла. Обратите внимание на четно-гармонические составляющие выходного тока.

Таким образом, транзистор проводит половину времени во время размаха ВЧ, и ток стока теперь представляет собой наполовину выпрямленную синусоиду. Напомним, что полувыпрямленная синусоида состоит из четных гармоник. Следовательно, на этих гармониках требуется очень низкий импеданс (короткое замыкание), чтобы поддерживать полувыпрямленную форму выходного тока стока. Выходное напряжение остается синусоидальным, как и в классе A.

Поскольку мы предполагаем идеальный транзистор с резкой характеристикой включения, амплитуда тока стока пропорциональна амплитуде возбуждения, создавая линейное усиление.

Для достижения той же амплитуды, что и полная синусоида на выходе усилителя класса А, или для того, чтобы занять ту же линейную область характеристик транзистора, размах входной волны должен быть в два раза больше, чем для класса А. Это означает что усилители класса B имеют более низкое усиление, чем усилители класса A.

Напомним, что постоянный ток полусинусоидальной волны определяется как:

Подключив это к нашим расчетам эффективности,

Мощность постоянного тока = 50 В × 1/π A = 15,9 Вт,
ВЧ-мощность = 1/2 ( 50 В × 0,5 А) = 12,5 Вт,
и
КПД (%) = (12,5/15,9) × 100 = 78,5% Усилитель имеет более низкий постоянный ток стока во время полного размаха ВЧ из-за полувыпрямленной синусоидальной формы волны и отсутствия тока покоя. Это приводит к значительному повышению эффективности по сравнению с пределом класса А, но ценой этого является выигрыш. В следующей статье мы увидим, что линейность также является компромиссом по сравнению с классом A.

Рисунок 4: Смещение транзистора ниже отсечки приводит к усилению класса C.

Класс C

Усиление класса C возникает, если транзистор смещен ниже порогового значения, так что он активен менее половины цикла (<π).

В этом случае текущий сигнал начинает выглядеть так, как будто он состоит из серии импульсов ( Рисунок 4 ). Таким образом, постоянная составляющая дополнительно снижается по сравнению с классом B. Выходное напряжение остается синусоидальным, как и в классах A и B.

Эффективность класса C может быть увеличена с 78,5%, как у класса B, до 100% за счет уменьшения угла проводимости с увеличением отрицательного смещения затвора. Однако это происходит за счет гораздо более низкого и нелинейного усиления. Выходная мощность не увеличивается линейно с входной мощностью. Как правило, конструкции класса C соглашаются на компромиссы, которые приводят к эффективности 85%.

Классы F и инвертированные F

Усилитель класса F использует математическую зависимость составного прямоугольного сигнала от его основной синусоиды — амплитуда основной гармоники выше амплитуды составного — как обсуждалось в первой части настоящего руководства. серии.

В классе F полупериодная выпрямленная синусоида для ВЧ-тока уменьшает постоянную составляющую (такую ​​же, как в классе B), а прямоугольная волна для ВЧ-напряжения увеличивает V mag основной гармоники, что способствует повышению эффективности ( Рисунок 5 ).

Рисунок 5: Возведение выходного напряжения в квадрат увеличивает Vmag его основной гармоники, в то время как выходной ток с полувыпрямленной синусоидой представляет то же значение постоянного тока, что и в классе B.

Использование значений, показанных в Рисунок 5 1/π (1 А) = 15,9Вт,
ВЧ-мощность = 1⁄2 ((4/π × 50 В) × 0,5 А) = 15,9 Вт,
и
КПД (%) = 15,9 Вт / 15,9 Вт = 100%

Возведение напряжения стока в квадрат таким образом, достигается невероятная 100% эффективность в идеальном случае. Эффективность 100% достижима только при наличии бесконечного числа гармоник. Если вы ограничены только 3-й гармоникой, то максимально достижимый КПД составляет 88%.

Значительное сглаживание формы волны напряжения может быть достигнуто путем добавления третьей гармоники (и нечетных гармоник более высокого порядка) волны. Но поскольку входное напряжение представляет собой чистую синусоиду, оно не имеет гармоник.

Для генерации гармоник входное напряжение увеличивается таким образом, чтобы выходной ток ограничивался путем перевода транзистора в состояние насыщения ( рис. 6 ). Затем напряжение третьей гармоники строится за счет того, что ВЧ-нагрузка имеет бесконечно высокий импеданс (разомкнутая цепь) по отношению к току третьей гармоники.

Рис. 6. Ток третьей гармоники генерируется при наличии достаточно большого размаха входного напряжения для ограничения тока стока. Затем напряжение третьей гармоники «извлекается» из тока путем представления его с бесконечно высоким импедансом.

В инвертированном усилителе F-класса напряжение представляет собой полувыпрямленную синусоидальную волну, а ВЧ-ток представляет собой прямоугольную волну.

Рассмотрим плоскость генератора тока, например, показанную на рис. 6 для класса F. Работа с инверсией F достигается за счет представления вместо короткого замыкания разомкнутой цепи на второй гармонике. Это развивает напряжение второй гармоники и формирует полувыпрямленное напряжение. Кроме того, короткое замыкание представлено третьей гармонике, чтобы сохранить ток третьей гармоники и построить прямоугольную форму волны тока.

Это не влияет на КПД, так как значения постоянного тока и ВЧ для напряжения и тока просто меняются местами, как показано ниже:

RF Voltage

0.71

0.71

0.9

DC Voltage

1

1

1

RF Current

0. 71

0.71

0.71

DC Current

1

0.64

0.64

RF Power

0.5

0.5

0.64

DC Power

1

0.64

0.64

Efficiency

50%

78.5%

100%

Таблица 1: Сравнение классов усилителей ) × 50 В) = 15,9Вт,
и
КПД (%) = 15,9 Вт / 15,9 Вт = 100 %

Таким образом, в классах F используется тот факт, что присутствие третьей гармоники позволяет увеличить амплитуду основной составляющей. Поскольку пиковое напряжение транзистора имеет максимально допустимый размах, V max , класс F предлагает полезный способ увеличения мощности в пределах этого ограничения.

Конец идеальности

Существует множество классов усилителей, некоторые из которых обсуждались здесь ( Таблица 1 ). Мы подсчитали, что класс B более эффективен, чем класс A, из-за более низкой составляющей постоянного тока. Класс F сохраняет это преимущество и увеличивает радиочастотную мощность для достижения максимальной эффективности среди трех классов.

Однако помните, что в этом обсуждении предполагался идеальный транзистор с характеристиками, которые включают линейную область, окруженную сильно нелинейными пределами при отсечке и насыщении. О токе покоя можно не беспокоиться. Нет «колена» возле насыщения или мягкого включения.

Следующая часть положит конец этим предполагаемым идеалам для рассмотрения снижения эффективности.

Дополнительные ресурсы, подобные этим, можно найти в Центре знаний Wolfspeed.

[PDF] Оценка транзисторов Si-LDMOS для ВЧ-усилителя мощности в диапазоне частот 2–6 ГГц title={Оценка транзисторов Si-LDMOS для ВЧ-усилителя мощности в диапазоне частот 2–6 ГГц}, автор={Григорий Доудоров}, год = {2003} }

  • Григорий Дудоров
  • Опубликовано в 2003 г.
  • Физика

В этой диссертации модели транзисторов Si-LDMOS были исследованы с помощью Agilent EEsof ADS версии 2002a для работы в диапазоне частот 2-6 ГГц. Первый — Motorola (MRF21010 … 

diva-portal.org

LDMOS-усилители мощности L-диапазона на основе архитектуры обратного класса F

Два усилителя мощности (УМ) обратного класса F, работающие на частотах 1 и 1,8 ГГц. , соответственно, УМ используют LDMOS-транзистор в качестве активного элемента для обеспечения высокого КПД с…

Физическое моделирование больших сигналов Si LD-MOS транзистора для применения в радиочастотах

  • A. Syed

  • Инженерное дело

  • 2004

Развитие средств автоматизированного проектирования устройств и схем транзисторов повысило интерес к точным моделирование в микроволновых приложениях. Во все более расширяющемся беспроводном…

Влияние параметров процесса на выходные характеристики устройства LDMOS

  • M. Malakoutian, V. Fathipour, M. Fathipour, A. Mojab, M.M. Allame, M. Moradinasab

  • Engineering

  • 2010

cs устройства. Скорость изменения электрических параметров, таких как частота среза, пробой…

Широкополосный усилитель мощности класса AB с хорошей неравномерностью усиления для мобильной связи

Проект усилителя мощности и моделирование с полосой пропускания 200 МГц на частоте 2,1 ГГц был реализован, и была получена стабильная и хорошая неравномерность усиления за счет получения выходной мощности 38 дБм.

Конструкция комбинированного усилителя мощности с использованием технологии SIGe HBT 0,35 мкм для стандарта IEEE 802.11a

  • Nilüfer Tonga. Karakaş

  • Информатика

  • 2007

Усилитель мощности предназначен для работы в классе A для достижения высокой линейности, и точки смещения выбираются соответствующим образом для сохранения линейности после проектирования однокаскадного усилителя мощности, чтобы Для достижения более высокой выходной мощности и улучшения линейности используется метод объединения мощностей Уилкинсона.

Цепь смещения для ВЧ-усилителей мощности

  • Feven Yohannes Worku

  • Физика

  • 2012

Цепи смещения часто влияют на мгновенную полосу пропускания (ширину полосы пропускания сигнала, которая принимается через PA) в течение заданного времени которые предыскажитель может линеаризовать выходной сигнал передатчика…

Анализ устройства LDMOS с гетеропереходом истока и напряженным кремниевым каналом

В этой статье мы предлагаем новый мощный полевой МОП-транзистор, использующий гетеропереход истока и стока, а также тонкий слой напряженного кремния на верхняя часть канала и области N-Drift. Обсуждаем физику…

Влияние характеристик процесса

  • М. Малакутян, В. Фатипур, М. Фатипур, А. Моджаб, М. М. Алламе, М. Морадинасаб

  • Материаловедение

  • 2014
  • 0 исследовали влияние изменения параметра на электрические характеристики устройства. Скорость изменения электрических параметров, таких как частота среза, пробой…

    Высокоэффективные ВЧ и СВЧ твердотельные усилители мощности

    • П. Колантонио, Ф. Джаннини, Э. Лимити

    • Машиностроение

    • 2009

    Предисловие. Об Авторах. Благодарности. 1 Основы усилителя мощности. 1.1 Введение. 1.2 Определение параметров усилителя мощности. 1.3 Параметры искажения. 1.4 Условие соответствия мощности. 1.5…

    ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ БАЗОВЫХ СТАНЦИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ТЕХНИКИ DOHERTY

    • V. Viswanathan

    • Физика

    • 2004

    В рамках данного исследования был изучен новый метод, улучшающий эффективность стока линейного усилителя мощности, такого как класс A или AB, для более широкого диапазона выходной мощности.

    ПОКАЗАНЫ 1–10 ИЗ 14 ССЫЛОК

    СОРТИРОВАТЬ ПОРелевантности Наиболее влиятельные статьиНедавность

    Плотность ВЧ-мощности 1 Вт/мм на частоте 3,2 ГГц для двухслойного транзистора RESURF LDMOS

    В этом письме мы представляем современное состояние дел производительность с точки зрения плотности выходной мощности для высокочастотного LDMOS-транзистора. Новая структура устройства имеет двухслойный RESURF области дрейфа,…

    Нелинейные микроволновые и радиочастотные схемы

    • С. Маас

    • Физика

    • 2003

    и активные микшеры.

    ВЧ-усилители мощности для беспроводной связи

    • S. Cripps

    • Инженерное дело

    • 1999

    Линейный усилитель мощности. Обычные высокоэффективные режимы усилителя. УМ класса AB на частотах ГГц. Практическое проектирование УМ класса АВ. Овердрайв и режим класса F. Импульсные усилители для ВЧ…

    Передовые методы проектирования ВЧ-усилителей мощности

    • С. Криппс

    • Физика

    • 2002

    Режимы ВЧ-усилителей мощности Доэрти и Ширикса, обратная связь, вариации мощности без искажений, темы и предыскажения, обратная связь, нелинейность, темы в PA конструкция усилителя.

    Моделирование, анализ и проектирование устройств РЧ LDMOS с использованием моделирования устройства гармонического баланса

    • F. Rotella, G. Ma, Z. Yu, R. Dutton

    • Engineering

    • 2000

    В этом документе описывается, как можно использовать моделирование устройств для моделирования, анализа и проектирования радиочастотных (RF) транзисторов металл-оксид-полупроводник (LDMOS) с поперечной диффузией. Улучшения в…

    Проектирование и моделирование высокочастотных LDMOS-транзисторов

    • Л. Вестлинг

    • Физика

    • 2002

    при переключении приложений. В последнее время все большее значение приобретает использование в качестве высокочастотного устройства…

    Моделирование и применение микроволновых полевых транзисторов

    • C. Fager

    • Инженерное дело

    • 2003

    Эта диссертация посвящена трем отдельным темам в области моделирования, анализа и проектирования схем с микроволновыми полевыми транзисторами (полевые транзисторы). Во-первых, извлечение слабосигнальной модели FET…

    Electronic Devices

    • J. G. Thomas

    • Education

      Nature

    • 1967

    Low Noise Electronics Автор: W. P. Jolly. (Вводные научные тексты.) Стр. vii + 149. (Лондон: The English Universities Press, Ltd., 1967). 25с. сеть.

    Bretchko, RF Circuit Design Theory and Application, Prentice

    • 2000

    Нелинейные микроволновые и радиочастотные схемы, микроволновая библиотека Artech House

      Главная страница

      Наше портфолио
      Охватывает бесчисленное количество инновационных продуктов2, но последовательных приложений4 905 для широкого спектра приложений, таких как мобильная широкополосная инфраструктура, радио- и телевещание, CO2-лазеры и плазма, МРТ, ускорители частиц, радар и управление воздушным движением, несотовая связь, радиочастотное приготовление пищи и размораживание, радиочастотный нагрев и плазменное освещение. Глобальная команда экспертов обеспечивает превосходную поддержку приложений для решения сложных задач наших клиентов.

      Подробнее

      Специальные устройства для широкого спектра применения

      Мы специализируемся на ВЧ-мощностях и предлагаем широкий ассортимент транзисторов в виде дискретных устройств, MMIC, поддонов и модулей в LDMOS, а также по технологии GaN. Наши продукты предназначены для работы в различных частотных диапазонах и поставляются с полной линейкой пакетов. Вот уже более 50 лет наши клиенты доверяют нашей надежной и проверенной продукции с высочайшим уровнем рентабельности производства.

      Подробнее

      Расширение возможностей мобильной связи нового поколения

      Более чем 50-летний практический опыт и высококачественные конструкции позволяют нам адаптировать наше портфолио радиочастотных устройств к широкому спектру приложений с высокой и малой мощностью. Наши первоклассные и удобные в использовании ВЧ-решения предлагают наилучшее соотношение размера и производительности на системном уровне, а бескомпромиссная надежность в сочетании с отличными тепловыми характеристиками позволяют нашим продуктам работать в самых сложных условиях. Нужна помощь в выборе решения? Мы предлагаем вам лучшую в своем классе поддержку приложений и моделей.

      Подробнее

      Macro

      Линейка решений Ampleon Macro, состоящая из многодиапазонных высокомощных усилителей мощности Driver и Final PA, безупречно работает вместе и охватывает широкий спектр мобильных стандартов, включая LTE и 5G. Чтобы обеспечить лучшие качества продуктов Macro, Ampleon использует лучшие в своем классе, надежные и безопасные технологии RF Power, недорогую упаковку с выдающимися тепловыми свойствами, передовые методологии проектирования и высокоавтоматизированные возможности масштабирования.

      Подробнее

      Massive MIMO

      Ассортимент Massive MIMO от Ampleon, основанный на интегрированных решениях Doherty LDMOS, обеспечивает высокую стабильную производительность при компактных размерах. Обеспечение экономической эффективности и простоты использования в 4G и 5G mMIMO PA.

      Подробнее

      Small Cell

      Прорыв в технологии LDMOS на рынке малых сот, доминирующем на GaAs, предлагает мгновенную полосу пропускания до 300 МГц, более высокую выходную мощность для увеличения покрытия, более высокую линеаризуемую эффективность, превосходную линеаризацию DPD и очень компактное семейство продуктов в стандартизированном исполнении. размер пакета для простоты развертывания.

      Узнать больше

      Сделать мир более предсказуемым

      Компания Ampleon имеет более чем 50-летний опыт работы на рынке аэрокосмической и оборонной промышленности (A&D) и сочетает в себе уникальные решения GaN и LDMOS, не содержащие ITAR, с отличной компетенцией в области радиолокации и электронного противодействия. и проблемы дизайна коммуникаций. Приверженность Ampleon долгосрочной поддержке рынка A&D с помощью специальных программ обеспечения долговечности гарантирует непрерывность поставок в течение всего срока службы вашего оборудования.

      Подробнее

      Радар

      Компания Ampleon имеет более чем 50-летний опыт работы на рынке аэрокосмической и оборонной промышленности (A&D) и сочетает уникальные решения GaN и LDMOS, не содержащие ITAR, с отличной компетентностью в области применения для решения задач проектирования радаров. Приверженность Ampleon долгосрочной поддержке рынка A&D с помощью специальных программ обеспечения долговечности гарантирует непрерывность поставок в течение всего срока службы вашего оборудования.

      Подробнее

      Электронное противодействие

      Компания Ampleon имеет более чем 50-летний опыт работы на аэрокосмическом и оборонном рынке (A&D) и сочетает уникальные решения GaN и LDMOS, не содержащие ITAR, с отличной компетенцией в области приложений для решения задач проектирования средств противодействия. Высокая мощность имеет решающее значение для этого приложения наряду с высокой эффективностью. Приверженность Ampleon долгосрочной поддержке рынка A&D с помощью специальных программ обеспечения долговечности гарантирует непрерывность поставок в течение всего срока службы вашего оборудования.

      Подробнее

      Военная связь

      Компания Ampleon имеет более чем 50-летний опыт работы на рынке аэрокосмической и оборонной промышленности (A&D) и сочетает в себе уникальные решения GaN и LDMOS, не содержащие ITAR, с отличной компетентностью в области приложений для решения задач проектирования средств связи. Приверженность Ampleon долгосрочной поддержке рынка A&D с помощью специальных программ обеспечения долговечности гарантирует непрерывность поставок в течение всего срока службы вашего оборудования.

      Подробнее

      Усиливая будущее телевидения и радиовещания

      Компания Ampleon является основным мировым поставщиком радиовещательных транзисторов, рассчитанных на номинальное напряжение 50 В и 65 В во всех диапазонах частот FM, VHF и UHF. Основываясь на последовательных поколениях как симметричных, так и асимметричных LDMOS-транзисторов, ampeon постоянно обновляет свой портфель, чтобы обеспечить наиболее эффективные в отрасли узкополосные и сверхширокополосные архитектуры Догерти (UWD).

      Подробнее

      УВЧ/D-ТВ

      Компания Ampleon является основным мировым поставщиком транзисторов для телевизионного вещания, рассчитанных на номинальное напряжение 50 В во всем диапазоне частот УВЧ от 470 до 860 МГц. Основываясь на последовательных поколениях как симметричных, так и асимметричных LDMOS-транзисторов, ampeon постоянно обновляет свой портфель, чтобы обеспечить наиболее эффективные в отрасли узкополосные и сверхширокополосные архитектуры Догерти (UWD).

      Подробнее

      FM/HDR/DAB-радио

      Ampleon предлагает обширный ассортимент сверхпрочных транзисторов на 50 В и 65 В для приложений FM-радиовещания на основе новой технологии Advanced Rugged Technology (ART) и хорошо зарекомендовавшей себя линейки XR. транзисторы. Эти устройства тщательно разработаны для работы во всем диапазоне частот FM/HDR и DAB и обеспечивают высокую мощность в сочетании с лучшими показателями эффективности, превышающими 85%.

      Подробнее

      VHF/D-TV

      Компания Ampleon предлагает обширный ассортимент сверхпрочных транзисторов на 50 и 65 В для приложений УКВ-вещания. Эти устройства тщательно разработаны для работы во всем диапазоне частот ОВЧ и обеспечивают высокую мощность в сочетании с лучшими показателями эффективности, превышающими 85%.

      Подробнее

      Надежные решения для работы в суровых и чувствительных условиях

      Компания Ampleon возглавляет преобразование промышленных, научных и медицинских (ISM) систем в широкополосные, надежные и интеллектуальные твердотельные системы, работающие на частотах до 2,4 ГГц. Мы предлагаем полные линейки, основанные на обширном портфолио чрезвычайно прочных транзисторов и модульных модулей на 50 В и 65 В, которые обеспечивают лучшие в своем классе профили мощности и эффективности во всем диапазоне частот, выдерживая самые суровые условия несоответствия.

      Подробнее

      CO2-лазеры и плазма

      Компания Ampleon возглавляет преобразование систем радиочастотной плазменной генерации и CO2-лазеров из устаревших ламповых систем в широкополосные, надежные и интеллектуальные твердотельные системы, работающие на частотах до 2,4 ГГц. Мы предлагаем полные линейки, основанные на обширном портфолио чрезвычайно прочных транзисторов и модульных модулей на 50 В и 65 В, которые обеспечивают лучшие в своем классе профили мощности и эффективности во всем диапазоне частот, выдерживая самые суровые условия несоответствия.

      Подробнее

      Здравоохранение / МРТ

      Компания Ampleon возглавляет преобразование систем магнитно-резонансной томографии (МРТ) в надежные и интеллектуальные твердотельные системы, работающие на частотах до 256 МГц. Мы предлагаем полные линейки, основанные на обширном портфолио чрезвычайно прочных пластиковых транзисторов на 65 В и модулей поддонов, которые обеспечивают лучшие в своем классе профили мощности и эффективности во всем диапазоне частот, выдерживая самые суровые условия рассогласования.

      Подробнее

      Ускорители частиц

      Компания Ampleon предлагает лучшие в своем классе усилители мощности для ускорения частиц, работающие на частоте 1,3 ГГц и обеспечивающие мощность непрерывной волны 750 Вт. Мы предлагаем полные линейки, основанные на обширном портфолио устройств LDMOS и вскоре GaN-устройств, которые обеспечивают лучшие в своем классе характеристики мощности и эффективности, выдерживая условия несоответствия.

      Подробнее

      Промышленное отопление

      Компания Ampleon возглавляет преобразование систем промышленного отопления в надежные и интеллектуальные твердотельные системы, работающие на частотах до 2,4 ГГц. Мы предлагаем полные линейки, основанные на обширном портфолио защищенных транзисторов и модулей поддонов, которые обеспечивают лучшие в своем классе характеристики мощности и эффективности во всем диапазоне частот, выдерживая самые суровые условия рассогласования.

      Подробнее

      Революция в приготовлении пищи

      Компания Ampleon революционизирует традиционные методы приготовления пищи и размораживания с помощью всеобъемлющей дорожной карты мощных решений RF Si LDMOS и GaN. Мы тесно сотрудничаем с нашими клиентами и партнерами и предоставляем им превосходную техническую поддержку и передовые идеи, чтобы обеспечить создание более быстрых и интеллектуальных микроволновых печей на основе твердотельных компонентов.

      Подробнее

      Профессиональная кулинария (B2B)

      Ampleon поддерживает профессиональные приложения для приготовления пищи с частотой от 433 МГц до 2,4 ГГц с полным набором самых передовых высокомощных предварительно согласованных силовых ВЧ-транзисторов и интегрированных модулей.

      Подробнее

      Домашняя кулинария (B2C)

      Ampleon поддерживает профессиональные приложения для приготовления пищи с частотой от 433 МГц до 2,4 ГГц с полным набором самых передовых высокомощных предварительно согласованных силовых радиочастотных транзисторов и интегрированных модулей.

      Подробнее

      Размораживание

      Ampleon поддерживает приложения размораживания с частотой от 433 МГц до 915 МГц с полным набором самых передовых высокомощных предварительно согласованных силовых ВЧ-транзисторов и интегрированных модулей.

      Подробнее

      Привнесение РЧ-энергии в свет

      Ampleon — технологический новатор, разрабатывающий мощные RF Si LDMOS-решения, которые используются для разработки следующей революции в источниках света, т. е. плазменного РЧ-освещения. Эти инновационные источники света питаются от направленного радиочастотного излучения, которое воспламеняет газовые смеси и создает очень яркую плазму со спектром излучения, подобным солнечному свету. Решения Ampleon направлены на решение строгих задач, связанных с эффективностью и надежностью, необходимых для обеспечения энергией этого нового источника света.

      Подробнее

      Расширение возможностей мобильной связи следующего поколения

      Наши решения RF Power и 50-летний опыт работы с LDMOS заложили прочную основу для мобильных широкополосных приложений. Мы предлагаем вам полный и надежный портфель RF Power, охватывающий все стандарты сотовой связи, включая LTE Advanced и 5G. Выберите идеальное решение из всей линейки мощных радиочастотных транзисторов, работающих в диапазоне частот от 400 МГц до 4,2 ГГц.

      Подробнее

      Транзисторы 0,4–1,0 ГГц

      Высоковольтные, мощные, прочные транзисторы с бескомпромиссной эффективностью и отличными тепловыми характеристиками. Ищете бесспорное и надежное радиопокрытие? Выберите свое решение из нашего полного портфеля мобильных широкополосных сетей LDMOS, предназначенных для работы в диапазоне 0,4–1 ГГц.

      Подробнее

      Транзисторы 1,4–2,2 ГГц

      Наш постоянно развивающийся портфель ВЧ-мощностей 1,4–2,2 ГГц поднимает эффективность системы на самый высокий уровень без каких-либо компромиссов по размеру и надежности. Мы поддержим вас широким ассортиментом широкополосных ВЧ-транзисторов с линейной характеристикой, подходящих для всех стандартов сотовой связи и мобильных приложений.

      Подробнее

      Транзисторы 2,3–2,7 ГГц

      Наш постоянно развивающийся портфель ВЧ-мощностей 2,3–2,7 ГГц поднимает эффективность системы на самый высокий уровень без каких-либо компромиссов по размеру и надежности. Ищете исключительное широкополосное усиление и эффективность при небольшой площади? Мы поддержим вас широким ассортиментом широкополосных ВЧ-транзисторов с линейной характеристикой, подходящих для всех стандартов сотовой связи и мобильных приложений.

      Подробнее

      Транзисторы 3,3–4,2 ГГц

      Наши широкополосные и эффективные решения в диапазоне 3,3–4,2 ГГц помогут вам повысить производительность вашей системы. Выберите идеальное решение для радиосвязи из широкого спектра компактных радиочастотных устройств, подходящих для всех приложений 5G.

      Подробнее

      Импульсные радары

      Ampleon опирается на свой многолетний опыт в области радиочастотной энергетики и предлагает широкий спектр линейки усилителей мощности для аэрокосмической и оборонной промышленности с лучшей в отрасли надежностью в течение всего срока службы и производительностью по оптимальной структуре затрат. .

      Подробнее

      Авионика

      Компания Ampleon предлагает силовые транзисторы, предназначенные для импульсной работы во всем диапазоне частот авионики от 1030 до 1090 МГц и от 960 до 1215 МГц для приложений авионики, таких как IFF, DME, Mode-S, ELM и ADS. -Б. Новейшие продукты основаны на последних поколениях технологий Ampleon, которые раздвигают границы, обеспечивая превосходные форм-факторы и показатели эффективности.

      Подробнее

      ВЧ, ОВЧ, УВЧ

      Компания Ampleon предлагает мощные транзисторы, предназначенные для работы в импульсном режиме во всех диапазонах частот ВЧ, ОВЧ и УВЧ до 800 МГц. Новейшие продукты основаны на технологии Ampleon 9.Технология LDMOS th поколения, которая раздвигает границы плотности мощности LDMOS, обеспечивая самые высокие в отрасли показатели эффективности.

      Подробнее

      L-диапазон, S-диапазон, C-диапазон

      Ampleon предлагает линейки усилителей, предназначенные для импульсной работы во всем диапазоне частот от 900 до 3500 МГц, чтобы удовлетворить очень высокие требования современных импульсных радиолокационных приложений. на основе технологий GaN и LDMOS следующего поколения с долгосрочными обязательствами по долговечности.

      Подробнее

      Matched — ISM, Cooking and Defrosting

      Компания Ampleon имеет успешный опыт предоставления усилителей мощности, соответствующих определенной частоте и уровню мощности, предназначенных для промышленных, научных, кулинарных и размораживающих приложений. Дорожная карта интеграции Ampleon будет и впредь позволять клиентам улучшать показатели размера, веса и мощности, а также вести переход к системам следующего поколения.

      Подробнее

      433 МГц

      Компания Ampleon предлагает полную линейку предварительно согласованных усилителей мощности, предназначенных для удовлетворения жестких требований промышленных приложений и систем размораживания в диапазоне частот 433 МГц. Наши последние технологические достижения позволили добиться самых исключительных в отрасли результатов в области мощности, эффективности и надежности при хорошо оптимизированной структуре затрат.

      Подробнее

      915 МГц

      Ampleon предлагает полную линейку предварительно согласованных усилителей мощности, предназначенных для удовлетворения жестких требований промышленных и кулинарных приложений в диапазоне частот ISM 915 МГц. Наши последние технологические достижения позволили добиться самых исключительных в отрасли результатов в области мощности, эффективности и надежности при хорошо оптимизированной структуре затрат.

      Подробнее

      1300 МГц

      Ampleon предлагает лучшие в своем классе предварительно согласованные усилители мощности, предназначенные для удовлетворения жестких требований промышленных и научных приложений в диапазоне частот 1,3 ГГц. Наши последние технологические достижения как в LDMOS, так и в GaN открыли самые исключительные в отрасли уровни эффективности и надежности при хорошо оптимизированной структуре затрат.

      Читать далее

      2450 МГц

      Сегодня компания Ampleons предлагает самый полный и согласованный в мире портфель предварительно согласованных драйверов, оконечных усилителей и референс-проектов киловаттных систем, специально разработанных для промышленных, бытовых и профессиональных кулинарных приложений на частоте 2,4 ГГц. диапазон частот. Мы предлагаем лучшие в своем классе мощность, эффективность и тепловые характеристики в различных корпусах из керамики и литого пластика с длительным сроком службы.

      Подробнее

      УВЧ-вещание

      Являясь мировым лидером в области решений высокой мощности для вещания, компания Ampleon продвигает инновации, позволяющие использовать самые передовые в отрасли узкополосные и сверхширокополосные архитектуры Догерти (UWD) для радиовещательных передатчиков.

      Подробнее

      470-860 МГц

      Компания Ampleon является основным мировым поставщиком транзисторов для ТВ-вещания, рассчитанных на номинальное напряжение 50 В во всем диапазоне частот УВЧ от 470 до 860 МГц. Основываясь на последовательных поколениях как симметричных, так и асимметричных LDMOS-транзисторов, ampeon постоянно обновляет свой портфель, чтобы обеспечить наиболее эффективные в отрасли узкополосные и сверхширокополосные архитектуры Догерти (UWD).

      Подробнее

      Чрезвычайно прочная конструкция

      Компания Ampleon предлагает самый широкий в отрасли ассортимент сверхпрочных транзисторов, предназначенных для работы при напряжении 50 В и 65 В, основанных на новой технологии Advanced Rugged Technology (ART) и хорошо зарекомендовавшей себя линейке транзисторов XR. Эти устройства тщательно разработаны для работы во всем диапазоне частот от ВЧ до 650 МГц и могут выдерживать самые суровые условия с коэффициентом стоячей волны по напряжению 65:1 (КСВН). Чрезвычайно прочные решения Ampleon сегодня можно найти повсеместно в области генерации плазмы, драйверов CO2-лазеров и приложений магнитно-резонансной томографии (МРТ).

      Подробнее

      50 В

      Компания Ampleon является мировым лидером, предлагающим широкий ассортимент чрезвычайно защищенных транзисторов на 50 В, основанных на новой технологии Advanced Rugged Technology (ART) и хорошо зарекомендовавшей себя линейке транзисторов XR. Новая линейка 50-вольтовых ART-транзисторов Ampleon обеспечивает более высокое напряжение пробоя и лучший уровень эффективности по сравнению с предшествующим семейством 50-вольтовых транзисторов XR. Новые устройства ART 50 В могут обеспечивать мощность от 30 до 1500 Вт во всем диапазоне частот от ВЧ до 650 МГц и поставляются в различных керамических и пластиковых корпусах с долгосрочными обязательствами по долговечности.

      Читать далее

      65 В

      Компания Ampleon поставляет передовые чрезвычайно прочные транзисторы на 65 В, основанные на новой технологии Advanced Rugged Technology (ART), которая открывает неиспользованные до сих пор уровни чрезвычайной прочности и сверхвысокого напряжения пробоя в отрасли. Новые транзисторы на 65 В могут обеспечивать мощность от 30 до 2000 Вт во всем диапазоне частот от ВЧ до 650 МГц и поставляются в различных керамических и пластиковых корпусах с долгосрочными обязательствами по долговечности. Чрезвычайно прочные 65-вольтовые решения Ampleon сегодня используются повсеместно в плазменной генерации, драйверах CO2-лазеров и магнитно-резонансной томографии (МРТ).

      Подробнее

      Широкополосные усилители общего назначения

      Компания Ampleon предлагает наиболее полный в отрасли портфель широкополосных усилителей на 12 В, 32 В и 50 В, способных работать в непрерывном (CW) и импульсном режиме во всем диапазоне частот от ВЧ до 1500 МГц. . Эти широкополосные устройства размещены в различных керамических и пластиковых корпусах, предназначенных для различных приложений, таких как промышленные, научные, импульсные радары, средства электронного противодействия и несотовая связь. Новейшие продукты поставляются с долгосрочными обязательствами по долговечности, основанными на технологиях LDMOS и GaN следующего поколения.

      Подробнее

      50 В

      Компания Ampleon является надежным поставщиком широкополосных усилителей на 50 В, способных работать с непрерывными (CW) и импульсными сигналами во всем диапазоне частот от ВЧ до 1500 МГц. Эти широкополосные 50-вольтовые устройства обеспечивают мощность от 10 до 1900 Вт в различных керамических и пластиковых корпусах, предназначенных для различных приложений, таких как промышленные, научные, импульсные радары, средства электронного противодействия и несотовая связь. Новейшие продукты 50 В поставляются с долгосрочными обязательствами по долговечности, основанными на технологиях LDMOS и GaN следующего поколения.

      Подробнее

      32 В

      Компания Ampleon предлагает широкий ассортимент широкополосных усилителей на 32 В, способных работать с непрерывными (CW) и импульсными сигналами во всем диапазоне частот от ВЧ до 1500 МГц. Эти широкополосные устройства обеспечивают мощность от 10 до сотен ватт в различных керамических и пластиковых корпусах. Новейшие продукты на 32 В поставляются с долгосрочными обязательствами по долговечности, основанными на технологиях LDMOS и GaN следующего поколения.

      Подробнее

      12,5–14 В

      Компания Ampleon предлагает самые прочные в отрасли LDMOS-транзисторы на 12–14 В, предназначенные для коммерческих, общественных и оборонных мобильных радиостанций. Эти устройства сочетают в себе простоту использования и чрезвычайную надежность и выдерживают экстремальные уровни несоответствия напряжения с коэффициентом стоячей волны (КСВН) более 65:1 без ущерба для производительности. Новая линейка продуктов LDMOS на 12 В предназначена для работы во всех диапазонах частот ОВЧ и УВЧ до 941 МГц и обеспечивает выходную мощность от 8 до 70 Вт в различных керамических и пластиковых корпусах.

      Подробнее

      Патент США на мощные высокочастотные транзисторы с цепями согласования импеданса и способы их изготовления. Патент (Патент № 10,951,180, выдан 16 марта 2021 г.) 35 США § 119 к заявке на европейский патент № 17306857.8, поданной 20 декабря 2017 г., содержание которой включено в настоящий документ посредством ссылки.

      ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

      Варианты осуществления предмета, описанного в настоящем документе, в целом относятся к корпусным полупроводниковым устройствам и, более конкретно, к корпусным радиочастотным (РЧ) полупроводниковым устройствам, которые включают схемы согласования импеданса.

      УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

      Типичное полупроводниковое устройство высокой мощности, работающее на радиочастотах (РЧ), может включать один или несколько входных выводов, один или несколько выходных выводов, один или несколько транзисторов, соединительные провода, соединяющие входной(ые) вывод(а) с транзистором( s) и соединительные провода, соединяющие транзистор(ы) с выходным проводом(ами). Соединительные провода имеют значительное индуктивное сопротивление на высоких частотах, и такие индуктивности учитываются при разработке цепей согласования входного и выходного импеданса устройства. В некоторых случаях схемы согласования входного и выходного импеданса могут находиться в одном корпусе, в котором находится транзистор(ы) устройства. Более конкретно, внутрикорпусная схема согласования входного импеданса может быть подключена между входным выводом устройства и управляющим выводом (например, затвором) транзистора, а внутрикорпусная схема согласования выходного импеданса может быть подключена между током проводящая клемма (например, сток) транзистора и выход устройства.

      Доступны упакованные полупроводниковые ВЧ-устройства, которые имеют достойную производительность при использовании в относительно узкополосных приложениях с относительно низкой мгновенной шириной полосы сигнала (ISBW) (например, ISBW 150 мегагерц (МГц) или меньше). Однако повышенная ISBW (например, ISBW 200 МГц или более) становится основным требованием для усилителей радиочастотной связи (например, усилителей инфраструктуры радиочастотной связи). Это требование связано с тем фактом, что более высокая скорость загрузки информации в секунду становится важной функцией включения. Таким образом, тенденции в индустрии ВЧ-связи включают разработку полупроводниковых ВЧ-устройств в корпусах с все более широкополосным режимом работы и относительно высоким значением ISBW.

      Разработка ВЧ-усилителей с высоким значением ISBW является сложной задачей. Например, на ISBW устройства может непосредственно влиять низкочастотный резонанс (LFR), вызванный взаимодействием между подачей смещения устройства и выходными цепями, которые электрически соединены между транзистором (транзисторами) устройства и его выходным проводом (выводами). В частности, индуктивность соединительных проводов, соединяющих различные компоненты выходной цепи, может ограничивать LFR устройства.

      КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

      Более полное понимание предмета может быть получено путем обращения к подробному описанию и формуле изобретения при рассмотрении в сочетании со следующими фигурами, на которых одинаковые ссылочные номера относятся к аналогичным элементам на всех фигурах.

      РИС. 1 представляет собой принципиальную схему ВЧ-усилителя со схемами согласования входного и выходного импеданса и согласования частоты огибающей в соответствии с примерным вариантом осуществления;

      РИС. 2 представляет собой вид сверху примера упакованного ВЧ-усилителя, который воплощает в себе схему, показанную на фиг. 1, в соответствии с примерным вариантом осуществления;

      РИС. 3 представляет собой вид сбоку в поперечном сечении РЧ-усилителя, показанного на фиг. 2 по линии 3 — 3 ;

      РИС. 4 представляет собой вид сверху узла интегрированного пассивного устройства (IPD), который включает в себя часть схемы согласования выходного импеданса и схему согласования частоты огибающей, в соответствии с примерным вариантом осуществления на фиг. 1;

      РИС. 5 представляет собой вид сбоку в разрезе узла IPD, показанного на фиг. 4 по линии 5 — 5 ;

      РИС. 6 иллюстрирует конфигурацию моделирования импеданса h3 для анализа эффекта в плоскости C ds ;

      РИС. 7 представляет собой диаграмму Смита, сравнивающую развертку импеданса h3, наблюдаемую в плоскости C ds с предварительным согласованием, контролируемым гармониками, и без него;

      РИС. 8 представляет собой блок-схему способа изготовления корпусного РЧ-устройства в соответствии с примерным вариантом осуществления;

      РИС. 9 представляет собой принципиальную схему ВЧ-усилителя со схемами согласования входного и выходного импеданса и согласования частоты огибающей в соответствии с другим примерным вариантом осуществления; и

      РИС. 10 представляет собой вид сверху узла IPD, который включает в себя часть схемы согласования выходного импеданса и схему согласования частоты огибающей, в соответствии с примерным вариантом осуществления на фиг. 9.

      ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

      РИС. 10 представляет собой вид сверху узла IPD, который включает в себя часть схемы согласования выходного импеданса и схему согласования частоты огибающей, в соответствии с примерным вариантом осуществления на фиг. 9.

      Схема согласования выходного импеданса в обычном ВЧ усилителе мощности может включать в себя, среди прочего, шунтирующую схему, которая функционирует как каскад согласования верхних частот. Например, обычная шунтирующая цепь может включать катушку индуктивности (здесь «шунтирующая катушка индуктивности» или L , шунт ) и конденсатор (здесь «шунтирующий конденсатор» или C , шунт ), соединенные последовательно между токопроводящей клеммой (например, стоком) транзистора и опорным узлом заземления. В обычном устройстве «холодная радиочастотная точка» расположена между шунтирующей катушкой индуктивности и шунтирующим конденсатором. По сути, холодная РЧ-точка представляет собой узел, который может функционировать как виртуальное опорное напряжение земли для электрических РЧ-сигналов.

      Усилители на основе нитрида галлия (GaN) были представлены для макробазовых станций сотовой связи с целью повышения эффективности и рабочей полосы пропускания. Транзистор GaN имеет несколько преимуществ по сравнению с транзистором из оксида металла и полупроводника с поперечной диффузией на основе кремния (Si-LDMOS) в качестве мощного оконечного усилителя. Например, транзистор GaN может иметь в 10 раз более высокую плотность мощности по сравнению с транзистором Si-LDMOS. Однако компромиссом со значительно увеличенной плотностью мощности является то, что GaN-транзистор компенсирует низкую емкость сток-исток (C ds ), что создает несколько проблем при проектировании.

      Первая проблема проектирования заключается в том, что для заданной частоты (Fo) низкая емкость C ds требует большой выходной шунтирующей индуктивности (L шунт ), чтобы компенсировать ее мнимую часть, как показано в уравнениях [1]. ] и [2]:
      Fo= 1/(2*π*√{квадратный корень из ( L шунт* Cds )})  [1]
      L шунт=1/(4*π 2 *Fo 2 *Cds )  [2].

      Примеры вариантов осуществления настоящего изобретения обеспечивают низкую компенсацию мнимой части емкости C ds благодаря реализации, в которой используется печатная катушка с большим значением (индуктивность).

      Вторая проблема проектирования, которую необходимо решить, — управление тепловым режимом большой выходной индуктивности. Примерные варианты осуществления настоящего изобретения направлены на решение этой проблемы с помощью нового подхода к реализации шунтирующей индуктивности путем разделения индуктивности как на индуктивность массива проводов, так и на одну или несколько печатных катушек интегрированного пассивного устройства (IPD), как показано на фиг. . 4 и 10. Предпочтительно, разделение обеспечения шунтирующей индуктивности как на индуктивности массива проводов, так и на одной или нескольких печатных катушках IPD создает промежуточную точку, которая может обеспечить тепловой путь для охлаждения провода.

      В некоторых реализациях третьей проблемой проектирования, которую необходимо решить, является контроль гармоник для технологии, чувствительной к гармоническим нагрузкам. Примерные варианты осуществления настоящего изобретения направлены на решение этой проблемы путем введения дополнительной промежуточной шунтирующей емкости (например, емкости 174 или C 1 , показанной на фиг. 1), которая оптимизирована для управления выходной гармонической нагрузкой. Меньшее значение дополнительной промежуточной емкости (например, емкость 174 ) (например, порядка <10% от C ds ), чем значение, используемое для короткого замыкания гармоники 2 nd , выбирается для сохранения ширины полосы компенсации на основной частоте.

      Кроме того, при использовании схем с полосой пропускания видео возникает четвертая проблема проектирования. Чтобы улучшить низкочастотный резонанс (LFR) устройства и, таким образом, увеличить мгновенную полосу пропускания сигнала устройства (ISBW), устройство также может включать в себя «схему согласования частоты огибающей» (или «схему полосы пропускания видеосигнала») в схема согласования выходного сопротивления. По сути, правильно спроектированная цепь полосы пропускания видео имеет низкий импеданс на частотах огибающей, так что ток огибающей может легко проходить через цепь полосы пропускания видео на землю, а не передаваться на выходной провод устройства. В обычном устройстве цепь полосы пропускания видеосигнала электрически связана с холодной точкой РЧ (например, с узлом между шунтирующей индуктивностью и емкостью), так что цепь полосы пропускания видео, вероятно, подвергается воздействию только минимального количества ВЧ-энергии вблизи центральная рабочая частота.

      Примеры вариантов осуществления настоящего изобретения обеспечивают низкочастотную развязывающую схему, в которой используется большая емкость (HiC), как показано на фиг. 1, с емкостью 144 или емкость (C 2 ) 166 Связанный через резистор (R 2 ) 164 и индуктивность проволоки (L 2 ) 160 и индуктивность проволоки (L 2 ) 1609090 9OR 8.

      160 8083110833 310833 310833 и проволока (L 2 ). 138 и индуктивность проводов 136 к холодной точке ВЧ 168 созданной C шунт емкость 142 . В других примерах осуществления проволочная индуктивность , 160, или проволочная индуктивность , 136, могут быть реализованы в виде печатного индуктора на IPD.

      Варианты осуществления предмета изобретения включают РЧ-усилители и корпусированные полупроводниковые устройства (например, корпусированные РЧ-устройства на мощных транзисторах), которые сконфигурированы так, чтобы включать в себя более идеальную холодную РЧ-точку, чем обычное устройство, а именно за счет размещения печатных катушек, разделенных между шунтирующая индуктивность 135 и улучшенная индуктивность ВЧ холодной точки 935 , как показано на РИС. 9. Другими словами, варианты осуществления РЧ-усилителей и устройств включают в себя холодную РЧ-точку, в которой во время работы присутствует значительно меньше РЧ-энергии на центральной рабочей частоте по сравнению с РЧ-энергией, которая может присутствовать в холодной РЧ-точке в обычный радиочастотный усилитель или устройство. Кроме того, варианты осуществления включают в себя схему полосы пропускания видеосигнала, которая подключена к такой «более идеальной» точке холода РЧ.

      С холодной точкой РЧ в различных вариантах осуществления конструкция схемы полосы пропускания видеосигнала не ограничивается необходимостью блокировать значительные количества РЧ-энергии вблизи центральной рабочей частоты, и, таким образом, может быть разработана с относительно небольшой катушкой индуктивности, но при этом достигается относительно низкий импеданс основной полосы частот (например, 1,0 Ом или менее до LFR устройства). Без значительной ВЧ-энергии в более идеальной холодной ВЧ-точке устройство может избежать ухудшения характеристик эффективности стока из-за нежелательного рассеивания ВЧ-мощности в резисторе огибающей. Более конкретно, при минимальной радиочастотной энергии, присутствующей в холодной точке радиочастоты, через огибающий резистор может рассеиваться меньшая мощность.

      В соответствии с вариантом осуществления холодная точка РЧ улучшается путем разделения индуктивности шунта на три индуктивности (Lshunt- 1 , Lshunt- 2 и Lshunt- 3 , как показано на фиг. 9), например проволочная решетка 134 , печатная катушка 135 и высокочастотная индуктивность 935 для улучшения холодной точки (которая в некоторых примерах может быть реализована в виде печатной катушки). В частности, шунтирующая индуктивность достигается за счет комбинации проволочной решетки и выходного IPD с печатными катушками и оптимизированным емкостным контролем гармоник. Также предусмотрена холодная радиочастотная точка для подключения цепи полосы пропускания видеосигнала (развязки).

      При наличии меньшего количества радиочастотной энергии в новой холодной точке радиочастоты цепь полосы пропускания видеосигнала может быть спроектирована с относительно низкой индуктивностью огибающей и, таким образом, уменьшенным импедансом основной полосы частот вплоть до LFR. Кроме того, меньший ВЧ-ток, протекающий через резистор огибающей , 138, , может привести к повышению эффективности стока и уменьшению вероятности выхода из строя резистора огибающей из-за чрезмерного рассеивания мощности.

      В соответствии с примерными вариантами осуществления изобретения описана схема формирования выходного предсогласованного импеданса для мощного радиочастотного усилителя мощности, при этом схема формирования выходного предсогласованного импеданса содержит компенсационную (шунтирующую) индуктивность, имеющую первую часть, которая содержит массив проволочных соединений, и вторую часть, расположенную на IPD и реализованную, по меньшей мере, с одной печатной катушкой, например, с использованием печатных катушек на IPD с высоким удельным сопротивлением.

      Примеры вариантов осуществления изобретения находят особое применение в архитектуре инвертированного усилителя Догерти, где имеется сдвиг фазы на 90° на предварительном согласовании выхода несущей, что до сих пор еще не рассматривалось в качестве приемлемого варианта в инвертированном усилителе Догерти. который включает в себя GaN-транзистор заключительного каскада.

      Хотя примерные варианты осуществления изобретения описаны со ссылкой на GaN-транзисторное устройство, в других примерных вариантах осуществления предусмотрено, что концепции, описанные здесь, могут использоваться с другими технологиями, такими как LDMOS.

      В соответствии с примерными вариантами осуществления изобретения высокомощный радиочастотный усилитель мощности может представлять собой усилитель на основе GaN, в котором используется схема согласования выходного импеданса с предварительным согласованием. Усилитель на основе GaN со схемой формирования выходного импеданса перед согласованием, как описано здесь, компенсирует низкую выходную емкость (C ds ) с большой реализацией индуктивности.

      Реализация выходной компенсационной шунтирующей индуктивности может помочь в управлении тепловым режимом и достигается за счет разделения выходной индуктивности на две или более последовательно соединенных индуктивности, включая, по крайней мере, первую компенсационную шунтирующую индуктивность проволочного массива и вторую шунтирующую индуктивность компенсации печатной катушки IPD. , с контактной площадкой IPD между индуктивностью массива проводов и индуктивностью IPD. Промежуточная точка контактной площадки IPD обеспечивает тепловой путь для охлаждения провода. В соответствии с примерными вариантами осуществления изобретения мощный радиочастотный усилитель мощности имеет более широкую полосу пропускания (из-за C ds шунтом L , который традиционно не используется для GaN из-за присущей ему низкой C ds ) и улучшенным контролем гармоник.

      Таким образом, в примерах описывается высокомощный GaN-транзистор дискретного типа, в котором используется комбинация массива проволочных соединений и IPD в качестве формирователя выходного импеданса с предварительным согласованием, подходящего для высокоэффективных широкополосных усилителей Догерти.

      В некоторых примерах реализации промежуточная точка соединительной площадки IPD обеспечивает путь теплового охлаждения для массива проволочных соединений из-за распределенного характера индуктивности компенсационного шунта. Контактная площадка IPD также позволяет подключить шунтирующий конденсатор на 2 nd или 3 rd заказ контроля частоты гармоник.

      В некоторых примерах реализации может использоваться дополнительная промежуточная емкость для оптимизации и контроля гармонической нагрузки на выходе. Значение емкости ниже значения, используемого для короткого замыкания гармоники 2 и , выбирается для сохранения ширины полосы компенсации на основной частоте.

      В некоторых примерах осуществления холодная точка РЧ предусмотрена для реализации схемы развязки низкочастотного видеосигнала, например, высокая емкость, подключенная через проволочную индуктивность к холодной точке РЧ, созданной на IPD с помощью C шунтирует емкость.

      РИС. 1 представляет собой принципиальную схему устройства 100 РЧ-усилителя мощности. Устройство 100 включает в себя входной вывод 102 , схему согласования входного сопротивления 110 , транзистор 120 , схему 149 полосы пропускания видеосигнала, схему согласования выходного сопротивления 3 150 908 и выход 4. в варианте осуществления. Схема полосы пропускания видео 149 и схема согласования выходного импеданса 150 в совокупности может называться «выходной цепью». Хотя транзистор 120 и различные элементы схем согласования входного и выходного импедансов 110 , 150 и схема 149 полосы пропускания видеосигнала показаны как отдельные компоненты, изображение предназначено только для простоты объяснения. Специалистам в данной области техники будет понятно, исходя из приведенного здесь описания, что транзистор , 120, и/или некоторые элементы схем согласования входного и выходного импеданса 110 , 150 и схема 149 полосы пропускания видео могут быть реализованы как несколько компонентов (например, соединенных параллельно или последовательно друг с другом), и примеры таких вариантов осуществления проиллюстрированы на других фигурах и описаны ниже. . Например, варианты осуществления могут включать в себя одноканальные устройства (например, включающие в себя один ввод, вывод, транзистор и т. д.), двухканальные устройства (например, включающие в себя два входных и выходных вывода, транзисторы и т. д.) и /или многолучевые устройства (например, включающие два или более входных, выходных, транзисторов и т. д.). Кроме того, количество выводов ввода/вывода может не совпадать с количеством транзисторов (например, может быть несколько транзисторов, работающих параллельно для данного набора выводов ввода/вывода). Описание транзистора 120 и различные элементы цепей согласования входного и выходного импеданса 110 , 150 и схемы полосы пропускания видеосигнала 149 , приведенные ниже, таким образом, не предназначены для ограничения объема предмета изобретения только проиллюстрированными вариантами осуществления. .

      Входной провод 102 и выходной провод 104 включают проводник, конфигурация которого позволяет устройству 100 быть электрически соединенным с внешней схемой (не показана). Точнее, входные и выходные провода 102 , 104 физически расположены между внешней и внутренней частью упаковки устройства. Цепь согласования входного импеданса 110 электрически соединена между входным выводом 102 и первым выводом транзистора 120 (например, затвором), который также расположен внутри устройства. Точно так же схема согласования выходного импеданса , 150, и схема , 149 полосы пропускания видеосигнала электрически соединены между вторым выводом транзистора 9.0832 120 (например, слив) и вывод 104 .

      Согласно варианту осуществления транзистор 120 является основным активным компонентом устройства 100 . Транзистор 120 включает управляющую клемму и две токопроводящие клеммы, где токопроводящие клеммы пространственно и электрически разделены каналом с переменной проводимостью. Например, транзистор 120 может быть полевым транзистором (FET) (например, металл-оксид-полупроводник FET (MOSFET)), который включает в себя затвор (управляющий вывод), сток (первый токопроводящий вывод) и источник (вторая токопроводящая клемма). Например, транзистор 120 может включать транзистор с высокой подвижностью электронов из нитрида галлия (HEMT) или кремниевый МОП-транзистор с боковой диффузией (LDMOS). В качестве альтернативы транзистор 120 может быть транзистором с биполярным переходом (BJT). Соответственно, ссылки здесь на «затвор», «сток» и «исток» не предназначены для ограничения, поскольку каждое из этих обозначений имеет аналогичные функции для реализации BJT (например, база, коллектор и эмиттер соответственно). ). В соответствии с вариантом осуществления и с использованием номенклатуры, обычно применяемой к полевым МОП-транзисторам без ограничений, затвор транзистора 120 соединен со схемой согласования входного сопротивления 110 , сток транзистора 120 соединен со схемой согласования выходного сопротивления 150 и схемой полосы пропускания видеосигнала 149 , а исток транзистора 3 23 932 8 соединен с землей (или другим опорным напряжением). За счет изменения управляющих сигналов, подаваемых на затвор транзистора 120 , ток между токопроводящими выводами транзистора 120 можно модулировать.

      Цепь согласования входного импеданса 110 соединена между входным выводом 102 и управляющим выводом (например, затвором) транзистора 120 . Схема согласования входного импеданса 110 сконфигурирована для повышения импеданса устройства 100 до более высокого (например, промежуточного или более высокого) уровня импеданса (например, в диапазоне от примерно 2 до примерно 10 Ом или выше). Это выгодно тем, что позволяет интерфейсу согласования на уровне печатной платы (уровня печатной платы) от каскада драйвера иметь импеданс, который может быть достигнут при крупносерийном производстве с минимальными потерями и вариациями (например, «удобное для пользователя» согласование). интерфейс).

      В соответствии с вариантом осуществления схема 110 согласования входного полного сопротивления включает в себя два индуктивных элемента 112 , 116 (например, два набора соединительных проводов) и шунтирующий конденсатор 114 . Первый индуктивный элемент 112 (например, первый набор соединительных проводов) соединен между входным проводом 102 и первым выводом конденсатора 114 , а второй индуктивный элемент 116 (например, второй набор соединительных проводов ) соединен между первым выводом конденсатора 114 и клемма управления транзистором 120 . Второй вывод конденсатора 114 соединен с землей (или другим опорным напряжением). Комбинация индуктивных элементов 112 , 116 и шунтирующего конденсатора 114 работает как фильтр нижних частот. В соответствии с вариантом осуществления последовательная комбинация индуктивных элементов 112 , 116 может иметь значение в диапазоне от примерно 50 пикогенри (pH) до примерно 3 наногенри (nH) и шунтирующего конденсатора 9.0832 114 может иметь значение в диапазоне от примерно 5 пикофарад (пФ) до примерно 80 пФ.

      Цепь согласования выходного импеданса 150 соединена между первой токопроводящей клеммой (например, стоком) транзистора 120 и выходным выводом 104 . Схема согласования выходного импеданса 150 сконфигурирована для согласования выходного импеданса устройства 100 с входным импедансом внешней схемы или компонента (не показан), который может быть подключен к выходному проводу 9.0832 104 . Согласно варианту осуществления, схема сопоставления выходного импеданса 150 включает в себя четыре индуктивных элемента 132 , 134 , 135 , 140 и три конденсации 142 ,

      ,

      , 9083, 9083, 9083, 9083, 9083,

      ,

      ,

      , 146 146 146, . Конденсатор 174 здесь может называться Cshunt. Первый индуктивный элемент 132 (например, третий набор соединительных проводов), который может упоминаться здесь как «последовательный индуктор» или серия L , соединен между первой токопроводящей клеммой (например, стоком) транзистора 120 и выходным выводом 104 . Второй индуктивный элемент 134 (например, четвертый набор соединительных проводов, встроенный индуктор или другая индуктивная структура), который может упоминаться здесь как «первый шунтирующий индуктор» или L шунт1 , соединен между первым токопроводящий вывод транзистора 120 и промежуточного узла 148 в варианте осуществления. Третий индуктивный элемент 135 выполнен в виде интегрированной катушки индуктивности, которая может упоминаться здесь как «вторая шунтирующая катушка индуктивности» или L шунт2 , соединена между промежуточным узлом 148 и первым выводом первого конденсатора 142 , который может упоминаться здесь как «шунтирующий конденсатор».

      Наконец, четвертый индуктивный элемент 140 (например, пятый или шестой комплект соединительных проводов), который может упоминаться здесь как «согласующий индуктор нижних частот», может использоваться в реализации GaN и может быть соединен между выходным проводом 104 и первый вывод второго конденсатора 146 , который может упоминаться здесь как «согласующий конденсатор нижних частот». Вторые выводы шунтирующих и низкочастотных согласующих конденсаторов , 142, , , 146, , , 174, соединены с землей (или с другим опорным напряжением) в варианте осуществления.

      В показанном варианте индуктивность провода 134 не доминирует над индуктивностью 135 в контексте общей индуктивности шунта. Индуктивность провода 134 обеспечивает индуктивность подключения к IPD, поэтому встроенная шунтирующая индуктивность IPD 135 считается основной согласующей индуктивностью. В некоторых примерах разница между значениями индуктивности проволочной индуктивности 134 и интегрированной шунтирующей индуктивности 135 может находиться в диапазоне от: 50%:50% до 10%:90%. Большие значения интегральной индуктивности шунта 135 могут быть достигнуты, поскольку он напечатан или сформирован из части (частей) одного или нескольких структурированных проводящих слоев IPD. Следует отметить, что в некоторых примерных вариантах осуществления тепло рассеивается на подложку, на которой установлено IPD (например, фланец корпуса, который функционирует как радиатор) через корпус IPD.

      Первая и вторая шунтирующие катушки индуктивности 134 , 135 и шунтирующий конденсатор 142 соединены последовательно между токопроводящим выводом транзистора 120 и опорным узлом заземления, и эта комбинация функций элементов согласования импеданса в качестве первого (высокочастотного) каскада согласования. Соответственно, комбинация шунтирующих катушек индуктивности , 134, , , 135, и шунтирующих конденсаторов , 142, может упоминаться здесь как высокочастотная согласующая схема 9.0832 143 , а также упоминается в настоящем документе как шунтирующая схема формирования предматчевого выходного импеданса. В соответствии с вариантом осуществления последовательная комбинация шунтирующих катушек индуктивности , 134, , 135, может иметь значение в диапазоне от примерно 100 pH до примерно 3 нГн, а шунтирующий конденсатор , 142 может иметь значение в диапазоне от примерно 50 пФ примерно до 500 пФ, хотя эти компоненты также могут иметь значения за пределами этих диапазонов.

      В некоторых примерах холодная точка RF 168 присутствует в узле между вторым шунтирующим дросселем 135 и шунтирующим конденсатором 142 . Как обсуждалось ранее, холодная РЧ-точка 168 представляет собой точку с низким импедансом в цепи для РЧ-сигналов. Как будет описано более подробно позже в связи с фиг. 2-10, различные варианты осуществления устройств ВЧ-усилителей могут включать в себя по меньшей мере один узел интегрированного пассивного устройства (IPD) (например, узел IPD 400 , 1000 , фиг. 4, фиг. 10), который включает части выходного сигнала. схема. Более конкретно, каждая сборка IPD может включать полупроводниковую подложку с одним или несколькими встроенными пассивными компонентами. В конкретном варианте осуществления каждая сборка IPD может включать в себя второй шунтирующий индуктор 9.0832 135 , холодная радиочастотная точка 168 , шунтирующий конденсатор 142 и части цепи видеополосы 149 . В других вариантах осуществления некоторые или все из этих частей схемы согласования выходного импеданса , 150, и схемы 149 полосы пропускания видеосигнала могут быть реализованы как отдельные/дискретные компоненты или как части других типов сборок (например, устройство с обожженной керамикой (LTCC), небольшая сборка печатной платы и т. д.). В других вариантах осуществления некоторые или все из этих частей схемы 9 согласования выходного импеданса0832 150 , и схема 149 полосы пропускания видеосигнала могут быть соединены и/или интегрированы в полупроводниковый кристалл, который содержит транзистор 120 . Приведенное ниже подробное описание вариантов осуществления, включающих в себя сборки IPD, не следует рассматривать как ограничение предмета изобретения, а термин «подложка пассивного устройства» означает любой тип конструкции, который включает в себя пассивное устройство, включая IPD, устройство LTCC, кристалл транзистора, сборка печатной платы и так далее.

      Цепь полосы пропускания видео 149 подключается между холодной точкой РЧ 168 и землей (или другим опорным напряжением). Схема 149 полосы пропускания видео предназначена для улучшения LFR устройства 100 , вызванного взаимодействием между схемой согласования выходного импеданса 150 и источниками смещения (не показаны), обеспечивая низкий импеданс на частотах огибающей и высокий импеданс на частоты РФ. Цепь полосы пропускания видеосигнала 149 по существу «невидима» с точки зрения согласования ВЧ, поскольку она влияет на выходной импеданс только на частотах огибающей (т. е. цепь полосы пропускания видеосигнала 9).0832 149 обеспечивает согласование частот огибающей устройства 100 ).

      В соответствии с вариантом осуществления схема 149 полосы пропускания видео включает в себя индуктивность 136 , резистор 138 и конденсатор 144 , соединенные последовательно. В соответствии с вариантом осуществления индуктивность 136 , L env может быть реализована в виде набора соединительных проводов, соединяющих холодную точку RF 168 с огибающим резистором 138 , R env . В таком варианте осуществления индуктивность оболочки 136 может иметь значение в диапазоне от примерно 5 до примерно 2000 рН. В другом варианте осуществления, который будет обсуждаться более подробно в связи с фиг. 2-10, индуктивность огибающей 136 может быть выполнена без соединительных проводов между холодной точкой 168 и другими компонентами схемы 149 полосы пропускания видеосигнала (например, резистором 138 и конденсатором 9).0832 144 ). В частности, другие варианты осуществления ВЧ-усилителей также могут включать огибающую индуктивности 136 , огибающий резистор 138 и огибающий конденсатор 144 в вышеупомянутых вариантах осуществления узлов IPD (например, узел IPD 400 , ). 1000 на фиг. 4, фиг. 10), или в кристалл, который включает в себя транзистор 120 . В сборке IPD (или внутри кристалла транзистора) схема 9 полосы пропускания видеосигналаКомпоненты 0832 149 могут быть соединены друг с другом и с землей (или другим источником опорного напряжения) с соединениями, имеющими очень низкую и строго контролируемую индуктивность. Точное управление индуктивностью огибающей , 136, достигается в соответствии с различными вариантами осуществления путем подключения огибающего резистора , 138, и огибающего конденсатора , 144, к холодной точке RF 168 (например, к узлу холодной точки RF 468 , фиг. 4) посредством фотолитографически сформированных соединений внутри сборки IPD (например, токопроводящие дорожки и переходные отверстия), а не посредством соединительных проводов. Узлы IPD различных вариантов осуществления могут существенно уменьшать и контролировать значение индуктивности огибающей 9.0832 136 , тем самым уменьшая общую индуктивность, включенную в цепь полосы пропускания видеосигнала 149 . Это может иметь эффект улучшения как LFR, так и ISBW устройства 100 .

      Согласующая катушка индуктивности нижних частот 140 и согласующий конденсатор нижних частот 146 соединены последовательно между выходным проводом 104 и землей (или другим опорным напряжением), и эта комбинация элементов согласования импеданса функционирует как второй (низкочастотный) согласующий каскад. Соответственно комбинация низкочастотного согласующего дросселя 140 и согласующий конденсатор нижних частот 146 могут называться здесь схемой согласования нижних частот 147 . В соответствии с вариантом осуществления согласующая катушка нижних частот , 140 может иметь значение в диапазоне от примерно 50 pH до примерно 1 нГн, а согласующий конденсатор нижних частот 146 может иметь значение в диапазоне от примерно 1 пФ до около 50 пФ, хотя эти компоненты также могут иметь значения за пределами этих диапазонов. Согласно альтернативному варианту осуществления схема 9 согласования нижних частот0832 147 можно вообще исключить из устройства 100 .

      РИС. 2 представляет собой вид сверху примера упакованного РЧ-усилителя , 200, , который воплощает в себе схему, показанную на фиг. 1, и включает в себя схему , 243, согласования выходного импеданса с узлом , 248 РЧ-холодной точки, к которому подключена схема , 249 полосы пропускания видео, в соответствии с примерным вариантом осуществления. Напротив, на фиг. 9, который будет подробно рассмотрен позже, иллюстрирует примерный вариант осуществления с улучшенной точкой охлаждения RF. Промежуточная точка соединительной площадки IPD действует как путь теплового охлаждения для массива проводных соединений, а именно промежуточный узел для теплового охлаждения, расположенный между шунтирующей индуктивностью 9 печатной катушки.0832 135 и соединительной проволоки 134 на РИС. 9. Контактная площадка IPD позволяет также подключить шунтирующий конденсатор для управления частотой гармоник 2 nd или 3 rd .

      Для лучшего понимания на РИС. 2 следует рассматривать вместе с фиг. 3, который представляет собой вид сбоку в разрезе полупроводникового устройства , 200, по фиг. 2 по линии 3 — 3 . Более конкретно, фиг. 3 представляет собой сечение входного провода 202 9.0833 , схема согласования входного сопротивления 210 , транзистор 220 , схема согласования выходного сопротивления 243 и выходной провод 204 . ИНЖИР. 3 также показана крышка 310 , которая может быть реализована в вариантах осуществления упаковки с воздушной полостью для герметизации внутренних компонентов устройства 200 внутри воздушной полости 312 .

      Устройство 200 включает ввод 202 (например, ввод 102 , фиг. 1), вывод 204 (например, вывод 104 , фиг. 1), фланец 206 (или «подложка устройства»), изолирующая структура 208 , один или несколько транзисторов 220 (например, транзистор , фиг. 1), схему согласования входного импеданса 210 (например, схему согласования входного импеданса 110 , фиг. 1), схему 249 полосы видеосигнала (например, схему 149 полосы видеосигнала, фиг. 1), и схема согласования выходного сопротивления 243 (например, схема согласования выходного импеданса 150 , фиг. 1), все из которых могут быть упакованы вместе как части устройства. В примере на фиг. 2, устройство 200 включает в себя три транзистора 220 , которые по существу работают параллельно, хотя другое полупроводниковое устройство также может включать в себя один или два транзистора или более трех транзисторов. Кроме того, устройство 200 включает в себя три входных конденсатора 214 и три блока IPD 242 , которые также работают параллельно. Следует понимать, что также может быть реализовано большее или меньшее количество конденсаторов , 214, и/или сборок IPD , 242 . Для ясности, транзисторы , 220, , входные конденсаторы , 214, и сборки IPD , 242, могут упоминаться в единственном числе ниже, как и аналогичные компоненты на других, описанных ниже фигурах. Следует понимать, что описание конкретного компонента устройства в единственном смысле относится к набору всех таких компонентов. В соответствии с вариантом осуществления перемычки (не показаны) могут быть электрически соединены между несколькими транзисторами 9.0832 220 , входные конденсаторы 214 и сборки IPD 242 , чтобы обеспечить низкочастотные тракты между соответствующими компонентами.

      According to an embodiment, device 200 is incorporated in an air cavity package, in which transistors 220 and various impedance matching and video bandwidth elements 212 , 214 , 216 , 232 , 234 , 240 и 242 расположены внутри закрытой воздушной полости 312 . В основном воздушная полость ограничена фланцем 206 , изоляционной конструкцией 208 и крышкой 310 , расположенной над изоляционной конструкцией 208 и контактирующей с ней, и выводами 202 , 303 . На фиг. 2 примерный периметр колпачка 310 обозначен пунктирной рамкой 218 . В других вариантах осуществления устройство может быть включено в литой корпус (т. е. корпус, в котором электрические компоненты в области активного устройства герметизированы непроводящим формовочным компаундом, и в котором части выводов 202 , 204 , и вся или часть изолирующей конструкции 208 также могут быть покрыты формовочной смесью).

      Фланец 206 включает жесткую электропроводящую подложку, толщина которой достаточна для обеспечения структурной поддержки электрических компонентов и элементов устройства 200 . Кроме того, фланец 206 может выполнять функцию радиатора для транзисторов 220 и других устройств, установленных на фланце 9.0832 206 . Фланец 206 имеет верхнюю и нижнюю поверхности (на фиг. 2 видна только центральная часть верхней поверхности) и по существу прямоугольный периметр, соответствующий периметру устройства 200 (например, периметру изоляционной конструкции 208 , описанной ниже).

      Фланец 206 изготовлен из проводящего материала и может использоваться для заземления устройства 200 . Например, различные компоненты и элементы могут иметь выводы, электрически соединенные с фланцем 9.0832 206 и фланец 206 могут быть электрически соединены с заземлением системы, если устройство 200 включено в более крупную электрическую систему. По крайней мере, поверхность фланца 206 сформирована из слоя проводящего материала, и, возможно, весь фланец 206 сформирован из объемного проводящего материала. В качестве альтернативы фланец 206 может иметь один или несколько слоев непроводящего материала под своей верхней поверхностью. В любом случае, фланец 206 имеет токопроводящую верхнюю поверхность. Фланец 206 в более общем смысле можно назвать подложкой с проводящей поверхностью.

      Изолирующая конструкция 208 крепится к верхней поверхности фланца 206 . Например, изолирующая конструкция 208 может включать слой металлизации 320 на своей нижней поверхности, который может быть припаян или иным образом прикреплен к верхней поверхности фланца 206 . Изолирующая конструкция 208 изготовлен из жесткого электроизоляционного материала (т. е. материала с диэлектрической проницаемостью в диапазоне от примерно 2,0 до примерно 10,0, хотя могут использоваться материалы с более высокой или более низкой диэлектрической проницаемостью) и имеет верхнюю поверхность и противоположную сторону. нижняя поверхность. Термин «изолирующая конструкция», используемый здесь, относится к конструкции, которая обеспечивает электрическую изоляцию между проводящими элементами устройства (например, между выводами 202 , 204 и фланцем 206 9). 0833). Например, изолирующая структура 208 может быть сформирована из неорганических материалов (например, керамики, такой как оксид алюминия, нитрид алюминия и т. д.) и/или органических материалов (например, одного или нескольких полимеров или материалов на основе печатных плат). В варианте осуществления, в котором изолирующая структура 208 содержит материалы печатной платы (например, изолирующая структура 208 по существу включает однослойную или многослойную печатную плату), токопроводящие слои (например, медные слои) могут быть включены на верхнюю и нижнюю поверхности. изоляционной конструкции. В еще одном варианте осуществления проводящий слой на верхней поверхности изолирующей конструкции 208 может быть нанесен рисунок и вытравлен для формирования выводной рамки (включая выводы 202 , 204 ) для устройства 200 , а проводящий слой на нижней поверхности изолирующей конструкции 208 может быть соединен с фланец 206 . В других вариантах осуществления проводящие слои могут быть исключены из верхней и/или нижней поверхности изолирующей конструкции 208 . В таких вариантах осуществления выводы (например, выводы , 202, , , 204, ) могут быть соединены с изолирующей конструкцией 9.0832 208 с помощью эпоксидной смолы (или других клеящих материалов) и/или изолирующая конструкция 208 может быть соединена с фланцем 206 с помощью эпоксидной смолы (или других клеящих материалов). В других вариантах осуществления изолирующая конструкция , 208, может быть фрезерована на той части ее верхней поверхности, к которой прикреплен вывод.

      Изолирующая конструкция 208 имеет форму рамы, в варианте осуществления, который включает по существу закрытую четырехстороннюю конструкцию с центральным отверстием. Изоляционная конструкция 208 может иметь по существу прямоугольную форму, как показано на фиг. 2, или изолирующая конструкция 208 может иметь другую форму (например, кольцевую, овальную и т. д.). Изолирующая конструкция 208 может быть выполнена как единая цельная конструкция, или изолирующая конструкция 208 может быть сформирована как комбинация нескольких элементов. Кроме того, изолирующая конструкция 208 может быть изготовлена ​​из однородного материала или изолирующая конструкция 208 может состоять из нескольких слоев.

      Входные и выходные провода 202 , 204 монтируются на верхней поверхности изоляционной конструкции 208 на противоположных сторонах центрального отверстия, таким образом, входные и выходные провода 202 , 204 приподняты над верхней поверхностью фланца 206 и электрически изолированы от фланца 206 . Например, выводы ввода и вывода 202 , 204 могут быть припаяны или иным образом прикреплены к металлизации 203 , 205 на верхней поверхности изоляционной конструкции 208 . Металлизация 203 , 205 может рассматриваться как токопроводящие контактные площадки, к которым присоединены входные и выходные провода 202 , 204 . Как правило, входные и выходные выводы 202 , 204 ориентированы таким образом, чтобы можно было прикрепить соединительные провода (например, соединительные провода 212 , 232 , 240 ) между входными и выходными выводами 9.0832 202 , 204 и узлы и элементы в пределах центрального отверстия изоляционной конструкции 208 .

      Транзисторы 220 и различные элементы 214 , 242 цепей согласования входного и выходного импедансов 210 , 243 и цепей полосы пропускания видеосигнала обычно монтируются на верхней части центральной части

      24 фланец 206 , выходящий через отверстие в изоляционной конструкции 208 . В соответствии с вариантом осуществления транзисторы , 220, расположены в пределах активной области устройства , 200, вместе с элементами , 214, , , 242 полосы пропускания видеосигнала. Например, транзисторы 220 , конденсаторы 214 и сборки IPD 242 могут быть соединены с фланцем 206 с использованием токопроводящей эпоксидной смолы, припоя, припоя, спекания и/или эвтектических соединений.

      Транзисторы 220 могут быть транзисторами на основе GaN в некоторых вариантах осуществления или транзисторами на основе кремния в других вариантах осуществления. Каждый транзистор , 220, имеет управляющий вывод (например, затвор) и два токопроводящих вывода (например, сток и исток). Клемма управления каждого транзистора , 220, соединена со схемой согласования входного импеданса , 210, . Кроме того, одна токопроводящая клемма (например, сток) соединена со схемой согласования выходного импеданса 9.0832 243 и к выходному проводу 204 . Другая токопроводящая клемма (например, источник) соединена с фланцем 206 (например, с землей) в варианте осуществления.

      Схема согласования входного сопротивления 210 (например, схема согласования входного сопротивления 110 , фиг. 1) подключена между входным проводом 202 (например, входным проводом 102 , фиг. 1) и блоком управления. вывод транзистора 220 (например, транзистор 120 , РИС. 1). В устройстве , 200, по фиг. 2, the input impedance matching circuit 210 includes two inductive elements 212 , 216 (e.g., inductive elements 112 , 116 , FIG. 1) and a capacitor 214 (e. g., capacitor 114 , фиг. 1). Каждый индуктивный элемент , 212, , , 216, сформирован из множества параллельных, близко расположенных наборов соединительных проводов в варианте осуществления. Например, первый индуктивный элемент 212 (например, индуктивный элемент 112 , фиг. 1) содержит множество соединительных проводов, соединенных между входным выводом 202 и первым выводом конденсатора 214 (например, конденсатор 114 ), фиг. и второй индуктивный элемент 216 (например, индуктивный элемент 116 , фиг. 1) включает в себя множество соединительных проводов, соединенных между первым выводом конденсатора 214 и управляющим выводом транзистора 220 . Второй вывод конденсатора 214 соединяется с фланцем 206 (например, с заземлением). Конденсатор 214 может быть, например, дискретным кремниевым конденсатором, дискретным керамическим конденсатором или конденсатором другого типа. Соединительные провода 212 , 216 прикреплены к токопроводящей верхней пластине на верхней поверхности конденсатора 214 .

      Схема согласования выходного импеданса 243 (например, схема согласования выходного импеданса 143 , 150 , фиг. 1) соединена между первой токопроводящей клеммой (например, стоком) транзистора 220 (например, транзистор 120 , фиг. 1) и вывод 204 (например, вывод 104 , фиг. 1). В устройстве , 200, по фиг. 2, the output impedance matching circuit 243 includes four inductive elements 232 , 234 , 235 (FIG. 3), 240 (e.g., inductors 132 , 134 , 135 , 140 , рис.1) и два конденсатора 342 , 346 (например, конденсаторы 142 , 146 , фиг. 1). Как более ясно показано на фиг. 3, конденсаторы , 342, , , 346, схемы согласования выходного импеданса , 243, могут быть включены в узел , 242 IPD в соответствии с вариантом осуществления. В других вариантах осуществления конденсаторы , 342, и/или 346 могут не составлять часть сборки IPD, а вместо этого могут быть дискретными конденсаторами, которые отличаются друг от друга, или конденсаторами, которые сформированы в сборке другого типа (например, , сборка LTCC). В других альтернативных вариантах осуществления один или оба конденсатора 342 , 346 могут быть интегрированы в кристалл транзистора (например, кристалл, который включает в себя транзистор 220 ). Конденсаторы , 342, , 346, как часть узла , 242, IPD будут проиллюстрированы и описаны более подробно в связи с фиг. 5 и 7. В варианте осуществления, в котором согласующая схема 147 нижних частот исключена, узел IPD 242 может не включать конденсатор 346 (например, конденсатор 146 , фиг. 1).

      Индуктивные элементы 232 , 234 , 240 , каждый из которых может быть сформирован из множества параллельных близко расположенных наборов соединительных проводов в одном варианте осуществления. Например, последовательный индуктивный элемент 232 (например, последовательный индуктор 132 , фиг. 1) включает в себя множество соединительных проводов, соединенных между первой токопроводящей клеммой (например, стоком) транзистора 220 и выходным выводом. 204 . Первый шунтирующий индуктивный элемент 234 (например, первый шунтирующий индуктор 134 , фиг. 1) может включать в себя множество соединительных проводов, соединенных между первым токопроводящим выводом транзистора 220 и промежуточным узлом 248 , которые могут быть реализованы в виде проводящей площадки. прокладка на верхней поверхности узла IPD 242 в варианте осуществления. Как будет описано более подробно в связи с фиг. 4-7 второй шунтирующий индуктивный элемент выполнен в виде интегрированного индуктора 235 . Второй шунтирующий индуктивный элемент , 235, электрически соединен между узлом РЧ холодной точки , 268, и первым выводом шунтирующего конденсатора , 342 (например, шунтирующего конденсатора 142 , фиг. 1).

      Низкочастотный согласующий индуктивный элемент 240 (например, низкочастотный согласующий индуктор 140 , фиг. 1) содержит множество соединительных проводов, соединенных между выходным выводом 204 и другой проводящей посадочной площадкой на верхней поверхности сборки ИПД 242 , который, в свою очередь, электрически соединен с первым выводом согласующего конденсатора нижних частот 346 (например, согласующего конденсатора нижних частот 146 , фиг. 1). Вторые выводы конденсаторов 342 , 346 электрически соединены с фланцем 206 (например, с землей).

      Вариант осуществления по фиг. 2 соответствует устройству с двумя выводами (например, устройству, имеющему один ввод , 202, и один вывод , 204 , фиг. 2). Такое устройство может быть включено в более крупную электрическую систему путем физического соединения устройства с печатной платой, электрического соединения входного вывода с источником сигнала и электрического соединения выходного вывода с нагрузкой. Плата может дополнительно включать в себя один или несколько выводов смещения (например, каждый длиной лямбда/4 или какой-либо другой длины) с проксимальными концами, расположенными рядом с соединением (соединениями) печатной платы с выводом вывода и/или выводом ввода. Блокировочный конденсатор на дальнем конце каждого провода смещения может вызвать короткое замыкание на заданной радиочастоте, которое при преобразовании через провод смещения выглядит как разомкнутая цепь.

      Другие варианты осуществления включают устройства с несколькими входными выводами и/или несколькими выходными выводами (например, один ввод/вывод для каждого транзистора). Другие варианты осуществления включают в себя устройства с выводами смещения, сформированными как неотъемлемые части устройства, и дополнительными проводящими элементами, которые соединяют выводы смещения с сетью(ями) согласования импеданса. Кроме того, хотя проиллюстрированные варианты осуществления изображают один каскад усиления (т. е. один силовой транзистор , 220, ) вдоль каждого тракта усиления, другие варианты осуществления устройства могут включать в себя многокаскадные усилители (например, транзисторный кристалл с предусилителем и мощным усилителем). транзисторы усилителя соединены каскадом). Кроме того, в других вариантах осуществления некоторые из различных компонентов схем согласования входного и выходного импедансов и схем полосы пропускания видеосигнала могут быть интегрированы в кристалл транзистора (или соединены с ним).

      Как будет показано и объяснено более подробно ниже в связи с фиг. 4-7, элементы схемы , 249 полосы пропускания видео (например, схема 149 полосы пропускания видео, фиг. 1) могут быть включены как части узла 242 IPD в варианте осуществления. Более конкретно, в варианте осуществления огибающая индуктивность (например, огибающая индуктора 136 , фиг. 1), огибающая резистора (например, огибающая резистора 138 , фиг. 1) и огибающая конденсатора (например, огибающая конденсатора 144 , РИС. 1) расположены в узле IPD 242 или на нем и электрически соединены с остальной частью схемы согласования выходного импеданса 243 через узел RF холодной точки 268 . В других вариантах осуществления некоторые или все элементы схемы , 249, полосы пропускания видеосигнала могут быть реализованы как отдельные компоненты, которые не образуют часть сборки IPD.

      РИС. 4 показан первый вид сверху узла IPD , 400 (например, узла IPD 9).0832 242 , РИС. 2) подходит для использования в выходной схеме (например, схеме согласования выходного импеданса 150 , 243 и схеме полосы пропускания видео 149 , 249 , фиг. 1, 2) в корпусном ВЧ-усилителе (например, , устройство 200 , фиг.2), в соответствии с примерным вариантом осуществления. Для лучшего понимания на фиг. 4 следует рассматривать вместе с фиг. 5, на котором показан вид сбоку в разрезе узла IPD 400 по линии 9.0832 5 — 5 .

      В соответствии с вариантом осуществления узел 400 IPD включает в себя подложку 410 IPD и узел RF 468 точки охлаждения. Первая шунтирующая индуктивность 434 (например, первая шунтирующая индуктивность 134 , 234 , фиг. 1, 2) в виде множества перемычек соединена между транзистором (например, транзистором 120 , 220 , фиг.1, 2) и первый промежуточный узел 448 , который представляет собой посадочную площадку для крепления проволочным соединением на фиг. 4. Кроме того, и электрически связанный с промежуточным узлом 448 , сборка ИПД 400 включает вторую шунтирующую индуктивность 435 в виде шунтирующей индуктивности ИПД, шунтирующий конденсатор 442 (например, конденсатор 142 , фиг. 9083 90 8 4 43), конденсаторы оболочки2. (например, два параллельных экземпляра конденсатора 144 , фиг. 1), огибающие резисторы 438 (например, два параллельных экземпляра резистора 138 , фиг. 1) и согласующий конденсатор нижних частот 446 ( например, конденсатор 146 , РИС. 1). Шунтирующий конденсатор низкой емкости 474 подключен к посадочной площадке 448 .

      В проиллюстрированном варианте осуществления вторая шунтирующая индуктивность 435 реализована в виде одной или нескольких интегрированных катушек индуктивности, которые электрически соединены между первым промежуточным узлом 448 и вторым проводящим элементом, который содержит узел 468 холодной точки РЧ и открывается на верхней поверхности подложки IPD 410 . Хотя фиг. 4 показаны четыре интегрированных индуктора 9.0832 435 , подключенных параллельно между узлом 448 и шунтирующими конденсаторами 442 , может быть реализовано большее или меньшее количество встроенных катушек индуктивности 435 .

      Индуктивность второго шунта 435 реализована в виде одного или нескольких интегрированных индукторов (например, печатная катушка, образованная из одного или нескольких узорчатых проводящих слоев), значение которых рассчитывается для достижения терморегулирования предварительного согласования выхода шунта L. Синтез индуктивности с реализацией только проводника может не соответствовать требованиям терморегулирования (например, когда температура проводника может быть выше 200°C во время работы), и варианты осуществления изобретения вместо этого реализуют интегрированную вторую шунтирующую индуктивность 9.0832 435 . В проиллюстрированном варианте осуществления, в частности, для усилителя, использующего технологию GaN и использующего топологию предварительного согласования с низкой C ds , проводная индуктивность 434 не доминирует над индуктивностью 435 в контексте общей индуктивности шунта (т.е. , индуктивность провода 434 относительно мала по сравнению с индуктивностью 435 ).

      Вторая проводящая площадка электрически соединена с шунтирующим конденсатором 9 (или образует его часть)0832 442 . В одном варианте осуществления шунтирующий конденсатор , 442 , огибающие резисторы , 438 и согласующие конденсаторы нижних частот , 446 выполнены как единое целое в подложке 410 IPD, а огибающие конденсаторы , 444 представляют собой дискретные компоненты, которые установлены на поверхность подложки IPD 410 . В альтернативном варианте осуществления конденсатор оболочки , 444, также может быть интегрирован в подложку , 410, IPD. В варианте осуществления, в котором низкочастотная согласующая схема 147 исключается, сборка IPD 400 может не включать согласующий конденсатор нижних частот 446 (например, конденсатор 146 , рис. 1).

      Подложка IPD 410 включает базовую полупроводниковую подложку 510 с верхней и нижней поверхностями 512 , 514 . Базовая полупроводниковая подложка 510 может быть сформирована из любого из множества полупроводниковых материалов, включая, помимо прочего, кремний, арсенид галлия, нитрид галлия и т.д. Множество проводящих слоев 520 , 522 and dielectric layers 526 , 528 are formed over the top surface 512 of the substrate 510 , and an additional conductive layer 524 is formed on the bottom surface 514 базовой полупроводниковой подложки , 512, для облегчения физического и электрического прикрепления к нижележащей структуре согласно варианту осуществления. Например, проводящий слой 524 может быть слоем золота (или другого металла), что облегчает формирование эвтектической связи между подложкой ИПД 410 и отдельная проводящая подложка (например, фланец 206 , фиг. 2). Альтернативно, проводящий слой , 524, может быть металлическим слоем, который облегчает спекание (например, спекание серебра) подложки 410 IPD с отдельной проводящей подложкой. Изолирующий слой , 526, предназначен для избирательной электрической изоляции проводящих слоев , 520, , , 522, .

      Ссылаясь на РИС. 4 и 5, и, как упоминалось выше, сборка IPD 400 включает вторую шунтирующую индуктивность 435 , выполненную в виде одного или нескольких интегрированных индукторов, которые электрически соединены между проводящей посадочной площадкой промежуточного узла 448 и узлом РЧ-холодной точки 468 . Вторая шунтирующая индуктивность , 435, , первая шунтирующая индуктивность , 434, и шунтирующий конденсатор , 442, образуют последовательный резонансный контур с резонансной частотой, близкой к центральной рабочей частоте РЧ-усилителя мощности, в варианте осуществления. Точнее, индуктивность второго шунта 435 и шунтирующий конденсатор 442 настроены на значения индуктивности и емкости соответственно, что вызовет резонанс последовательной комбинации на частоте, близкой к центральной рабочей частоте устройства, в дополнение ко второй индуктивность шунта 435 , имеющая значение, которое преобладает над индуктивностью соединительного провода 434 в суммарном общем значении индуктивности шунта. Используемый здесь и согласно варианту осуществления термин «в непосредственной близости от центральной рабочей частоты» означает «в пределах 20 процентов от центральной рабочей частоты». Соответственно, например, когда устройство имеет центральную рабочую частоту 2,0 гигагерца (ГГц), частота, которая находится «близко к центральной рабочей частоте», соответствует частоте, находящейся в диапазоне от 1,8 ГГц до 2,2 ГГц. Хотя в качестве примера центральной рабочей частоты приводится 2,0 ГГц, устройство также может иметь центральную рабочую частоту, отличную от 2,0 ГГц. В альтернативных вариантах осуществления термин «вблизи центральной рабочей частоты» может означать «в пределах 10 процентов от центральной рабочей частоты» или «в пределах 5 процентов от центральной рабочей частоты».

      Хорошее приближение резонансной частоты F R последовательного резонансного контура, включающего первый шунт индуктивности 434 , L шунт1 , второй шунт индуктивности 435 , L шунт2 , L шунт2 , шунт конденсатор 442 , C шунт (на рис. 4) определяется как:

      FR=12⁢π⁢√(Lshunt⁢Cshunt)=12⁢π⁢√((Lshunt⁢⁢1+⁢Lshunt⁢⁢2) ⁢Cshunt)(Eqn. ⁢1)

      Соответственно, например, когда устройство рассчитано на среднюю рабочую частоту около 2,0 ГГц, L шунт3 может иметь значение индуктивности около 39,5 pH, а шунт C может иметь значение емкости около 160 пФ, хотя могут использоваться и другие значения. В таком варианте разумные приблизительные значения для других компонентов схемы согласования выходного импеданса , 243, и схемы , 249, полосы пропускания видеосигнала могут быть выбраны следующим образом: серия L 232 = 333 pH; R env 238 =0,5 Ом; C env =30 нФ; Л env =70 рН; и L шунт1 +L шунт2 =209,5 рН. Конечно, можно выбрать и другие значения, особенно если центральная рабочая частота устройства отличается от 2,0 ГГц.

      Согласно варианту осуществления, шунтирующий конденсатор 442 и согласующий конденсатор нижних частот 446 реализованы как конденсаторы металл-изолятор-металл (MIM) (например, с параллельными металлическими пластинами, электрически разделенными тонким диэлектриком (например, тонкий нитрид или оксид)). Соответственно, в варианте осуществления шунтирующий конденсатор 442 включает верхний электрод конденсатора 542 , образованный из части проводящего слоя 522 , нижний электрод конденсатора 544 , образованный из части проводящего слоя 520 и выровненный по вертикали с верхним электродом конденсатора 832 342 , и диэлектрический материал 543 , сформированный из части изолирующего слоя 526 . Точно так же согласующий конденсатор нижних частот , 446, включает в себя верхний электрод 9 конденсатора.0832 546 , сформированный из части проводящего слоя 522 , нижний электрод конденсатора 548 , сформированный из части проводящего слоя 520 и выровненный по вертикали с верхним электродом конденсатора 546 , и диэлектрический материал 837, сформированный из части изоляционного слоя 526 .

      В соответствии с вариантом осуществления подложка IPD 410 также включает в себя первый и второй наборы проводящих сквозных отверстий подложки (TSV) 550 , 552 проходит между верхней и нижней поверхностями 512 , 514 подложки 510 . Первый набор TSV 550 электрически соединен с нижним электродом 544 конденсатора шунтирующего конденсатора 442 , а второй набор TSV 552 электрически соединен с нижним электродом 548 конденсатора нижних частот. согласующий конденсатор 446 . Кроме того, как первый, так и второй комплекты ТСВ 550 , 552 электрически соединены с проводящим слоем 524 на нижней поверхности 514 подложки 510 . В альтернативном варианте осуществления проводящие площадки или шарики могут быть соединены с концами TSV 550 , 552 , копланарными с нижней поверхностью 514 подложки 510 , а не электрически соединены с проводящим слоем. 524 . В еще одном альтернативном варианте осуществления TSV 550 и/или 552 могут быть заменены краевым покрытием или зубцами на боковой поверхности (поверхностях) подложки IPD 410 , которые проходят между верхней и нижней поверхностями подложки 510 .

      Подложка IPD 410 также включает третью токопроводящую посадочную площадку 447 , открытую на верхней поверхности подложки IPD 410 для облегчения соединения низкочастотного согласующего конденсатора 446 с внешней схемой (например, выходным проводом 9).0832 104 , 204 , фиг. 1, 2). Более конкретно, посадочная площадка 447 электрически соединена с верхним электродом 546 конденсатора низкочастотного согласующего конденсатора 446 , а посадочная площадка 447 выполнена с возможностью присоединения одного или нескольких соединительных проводов (например, соединительных проводов). 440 ). Посадочные площадки 447 , 448 могут быть сформированы из того же проводящего слоя 522 , что и верхние электроды 542 9.0833, , 546 , как показано на фиг. 5, или посадочные площадки , 447, , , 448, , могут быть сформированы из проводящих слоев, отличных от верхних электродов , 542, , , 546, .

      Несмотря на то, что электроды 542 , 544 , 546 , 548 из шунтирования и низкоэтапных контактов с 10832 442 . , слои 520 , 522 ), электроды 542 , 544 , 546 , 548 из конденсаторов 442 , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , . различные слои, чем изображенные на фиг. 5 (например, один или несколько других проводящих слоев, не показанных, могут находиться ниже или выше проводящих слоев , 520, , , 522, , из которых конденсаторы , 442, , 446 ). Кроме того, хотя каждый из конденсаторов 442 , 446 показан как простые конденсаторы с параллельными пластинами, состоящие из одного верхнего электрода и одного нижнего электрода, один или оба конденсатора 442 , 446 могут иметь другие типы конденсаторов. также конденсаторные структуры (например, электроды могут состоять из нескольких чередующихся проводящих структур и т. д.).

      Как упоминалось выше, блок IPD 400 также включает в себя одну или несколько последовательно соединенных схем полосы пропускания видеосигнала (например, цепь 9 полосы пропускания видеосигнала).0832 149 , РИС. 1). В проиллюстрированном варианте осуществления узел IPD 400 включает в себя два экземпляра цепей полосы пропускания видеосигнала, каждый из которых включает огибающий резистор 438 (например, резистор 138 , фиг. 1), огибающий конденсатор 444 (например, конденсатор ). 144 , рис. 1), и относительно небольшая индуктивность оболочки (например, индуктивность 136 , рис. 1), состоящая из последовательной комбинации небольших последовательных индуктивностей от проводящих площадок 430 , 432 , и проводящие TSV , 436 (обозначены пунктирными кружками на фиг. 4), которые проходят между контактными площадками , 432, и нижней поверхностью , 514, подложки IPD , 410, . Преимущество вариантов осуществления, показанных на фиг. 4 и 5 заключается в том, что индуктивность оболочки может быть уменьшена до пренебрежимо малой величины индуктивности (например, <100 pH), что может улучшить рабочие характеристики за счет улучшения низкочастотной резонансной частоты устройства.

      В варианте осуществления, показанном на фиг. 4, первая схема полосы пропускания видео (например, схема 9 полосы пропускания видео0832 143 , 243 , фиг. 1, 2) расположен на первом конце проводящей площадки 448 и электрически соединен с ним. Вторая схема полосы пропускания видеосигнала (например, схема 149 , 249 полосы пропускания видеосигнала, фиг. 1, 2) расположена и электрически соединена между первым концом второго проводящего элемента, эквивалентного узлу 468 РЧ холодной точки, и эталон заземления (например, проводящий слой 524 на нижней поверхности 514 подложки 510 ). Две цепи соединены параллельно между проводящей площадкой , 448, и проводящим слоем , 524, (или опорной точкой заземления). В других вариантах осуществления схема полосы пропускания видео может включать только одну последовательно соединенную цепь (например, только один конденсатор , 444, и один резистор , 438, ) или более двух последовательно соединенных цепей (например, более двух конденсаторов , 444, ). и резисторы 438 ).

      Резистор(ы) огибающей 438 может быть интегрирован как часть подложки IPD 410 . Например, каждый огибающий резистор 438 может быть поликремниевым резистором, образованным из слоя поликремния, покрывающего полупроводниковую подложку 510 , и электрически соединенного между второй проводящей площадкой, образованной шунтирующими конденсаторами , 442 , и ВЧ-холодной точкой 468 . узел и 430 (например, с использованием проводящих переходных отверстий и, возможно, других проводящих слоев, не показаны). В других альтернативных вариантах осуществления резистор(ы) огибающей 438 могут быть изготовлены из силицида вольфрама или другого материала, могут быть толстопленочными или тонкопленочными резисторами или могут быть дискретными компонентами, соединенными с верхней поверхностью подложки IPD 410 .

      В соответствии с вариантом осуществления, огибающий конденсатор(ы) 444 может иметь относительно высокое номинальное напряжение (например, от примерно 40 до примерно 150 вольт, хотя номинальное напряжение может быть выше или ниже, в других вариантах осуществления ). Каждый из огибающих конденсаторов 444 может быть, например, дискретным конденсатором, который соединен (например, с помощью припоя, проводящей эпоксидной смолы или другими средствами) с верхней поверхностью подложки IPD 410 . Более конкретно, первая клемма , 443, каждого конденсатора , 444, может быть соединена с первой контактной площадкой , 430, , которая открыта на верхней поверхности подложки , 410, IPD, и вторая клемма , 445, каждого конденсатора. конденсатор 444 может быть подключен ко второй контактной площадке 432 , который открыт на верхней поверхности подложки IPD 410 .

      Каждый конденсатор 444 может быть многослойным конденсатором (например, многослойным керамическим конденсатором) с параллельными чередующимися электродами и закрученными концевыми выводами 443 , 445 . Альтернативно, каждый конденсатор 444 может образовывать часть отдельного IPD (например, MIM-конденсатор, сформированный на полупроводниковой подложке), или может быть другим конденсатором (например, траншейным или другим типом конденсатора), сформированным внутри IPD-подложки 9.0832 410 . В качестве альтернативы, каждый конденсатор , 444, может быть реализован как конденсатор другого типа, способный обеспечить желаемую емкость и напряжение для схемы полосы пропускания видеосигнала.

      Контактные площадки 430 , 432 могут быть сформированы, например, из того же проводящего слоя 522 , что и проводящие площадки 447 , 448 , хотя они также могут быть сформированы из других проводящих слоев. В соответствии с вариантом осуществления подложка 9 IPD0832 410 также включает наборы TSV 436 , которые электрически соединяют контактную площадку(и) 432 с проводящим слоем 524 (например, с опорным узлом заземления). TSV 436 , по существу, обеспечивают электрическое соединение между контактной площадкой(ями) 432 и нижней поверхностью 514 подложки 510 . В альтернативном варианте осуществления к концам TSV , 436 , копланарным с нижней поверхностью 9, могут быть присоединены проводящие прокладки или шарики.0832 514 подложки 510 , а не электрически соединенной с проводящим слоем 524 . В еще одном альтернативном варианте осуществления TSV 436 могут быть заменены краевым покрытием или зубцами на боковой поверхности (поверхностях) подложки 410 IPD, которые проходят между верхней и нижней поверхностями подложки 410 IPD.

      Узел IPD 400 включает в себя множество встроенных катушек индуктивности 435 для обеспечения второй шунтирующей индуктивности (например, второй шунтирующей индуктивности 135 , РИС. 1), при этом каждый интегрированный индуктор , 435, сформирован из проводящей катушки, которая реализована с использованием одного или нескольких проводящих слоев , 520, , , 522, , покрывающих полупроводниковую подложку , 510, . Первый конец каждой катушки электрически соединен с узлом 448 , а второй конец каждой катушки электрически соединен с узлом 468 точки охлаждения RF, который, в свою очередь, может функционировать как верхняя пластина шунтирующего конденсатора 9.0832 442 . Таким образом, каждый интегрированный индуктор , 435, электрически соединен между узлом , 448, и шунтирующим конденсатором , 442, .

      Вариант осуществления, показанный на РИС. 4 включает в себя две последовательно соединенные схемы, расположенные вблизи противоположных сторон подложки , 410, IPD, каждая из которых содержит огибающий резистор , 438 и огибающий конденсатор , 444 . В других вариантах осуществления блок IPD , 400, может иметь только одну последовательно соединенную цепь с одним огибающим резистором и одним огибающим конденсатором или может иметь более двух таких последовательно соединенных цепей.

      Кроме того, каждый из огибающих резисторов 438 и огибающих конденсаторов 444 может быть выполнен в виде нескольких компонентов (соединенных последовательно и/или параллельно), и/или последовательное расположение может быть другим (например, огибающий конденсатор ). 444 может быть подключен к проводящему элементу или узлу, эквивалентному узлу РЧ холодной точки 468 ), а огибающий резистор 438 может быть подключен между огибающим конденсатором 444 и проводящим слоем 9. 0832 524 (или наземный ориентир). Кроме того, последовательно соединенные цепи резистора и конденсатора огибающей могут быть расположены в разных местах на подложке , 410, IPD.

      РИС. 9 и 10 показаны схематическая диаграмма и вид сверху сборки IPD , 1000, соответственно, которая воплощает в себе более идеальную холодную точку RF. Более конкретно, фиг. 10 показан вид сверху альтернативного варианта осуществления узла ИПД , 1000, (например, узла ИПД 9).0832 242 , РИС. 2) подходит для использования в выходной схеме (например, схеме согласования выходного импеданса 150 , 243 и схеме полосы пропускания видео 149 , 249 , фиг. 1, 2) в корпусном ВЧ-усилителе (например, , устройство 200 , фиг.2), в соответствии с примерным вариантом осуществления. Ссылаясь на обе фиг. 9 и 10, узел IPD , 1000, может обеспечить более идеальный узел , 968, точки холодной РЧ, который расположен между первыми интегрированными индукторами 9. 0832 435 (например, Lshunt- 2 , фиг. 9) и вторые интегрированные катушки индуктивности 935 (например, Lshunt- 3 , фиг. 9), где вторые интегрированные катушки индуктивности 935 введены для обеспечения лучшая холодная точка РЧ, к которой может быть подключена схема ограничения частоты огибающей (например, содержащая катушку индуктивности 160 , резистор 164 и конденсатор 166 ).

      Возвращаясь к РИС. 4, хотя подложка IPD 410 показан как включающий только два проводящих слоя 520 , 522 и два диэлектрических слоя 526 , 528 , лежащих поверх верхней поверхности 512 подложки 3 510 908 одна и та же функциональность может включать более двух проводящих и/или диэлектрических слоев. Кроме того, хотя сборка IPD 400 иллюстрирует вариант осуществления, включающий один шунтирующий конденсатор 442 , два огибающих конденсатора 444 , два огибающих резистора 438 и один согласующий конденсатор нижних частот 446 , альтернативные варианты осуществления могут включать более одного шунтирующего и/или согласующего конденсатора нижних частот 442 , 446 (например, с наборами конденсаторов одного типа, расположенными параллельно или последовательно), и/или одним или более чем двумя конденсаторами огибающей , 444 и/или резисторами огибающей , 438 . Кроме того, хотя на фиг. 4 показаны схемы, в которых шунтирующие и низкочастотные согласующие конденсаторы 442 , 446 расположены по направлению к одной стороне узла IPD 400 , а узел RF Cold Point 468 расположен по направлению к другой стороне узла IPD 400 , различные компоненты могут быть расположены по-разному. , в других вариантах осуществления (например, узел RF холодной точки 468 может быть расположен между шунтирующими и низкочастотными согласующими конденсаторами 442 , 446 и/или может быть расположен ближе к выходному проводу 204 (РИС. 2), чем шунтирующий конденсатор 442 ).

      РИС. 6 иллюстрирует пример конфигурации моделирования импеданса h3 600 для анализа влияния в плоскости C ds 604 линейной модели 602 ВЧ-усилителя GaN (такого как транзистор 120 на фиг. 1). Выход линейной модели 602 подключается к смоделированной внутренней схеме предварительного согласования 606 , которая затем иллюстрирует эффект РЧ-усилителя GaN с предварительным согласованием в плоскости выводов 9.0832 608 . Для моделирования импедансы h3, представленные на плоскости выводов 608 , учитывают эффект подачи смещения при обычном согласовании внешней цепи. Результатом моделирования импеданса h3 600 является пример диаграммы Смита 610 свипирования импеданса.

      РИС. 7 иллюстрирует примерную диаграмму Смита 700 , сравнивающую развертку импеданса h3, наблюдаемую в плоскости C ds для ВЧ-усилителя GaN (такого как транзистор 9).0832 120 на РИС. 1). Примерная диаграмма Смита 700 сравнивает рабочие характеристики GaN RF-усилителя с предварительным согласованием с управлением гармониками 702 в соответствии с вариантом осуществления с рабочими характеристиками GaN RF усилителя без предварительного согласования с управлением гармониками 704 . ВЧ-усилитель GaN с предварительным согласованием, управляемым гармониками (результат 702 ), включает в себя раздельную шунтирующую индуктивность, при этом вторая индуктивность разделенной шунтирующей индуктивности представляет собой интегрированную индуктивность. Напротив, ВЧ-усилитель GaN без предварительного согласования с управлением гармониками (результат 704 ) включает один шунтирующий L-провод. Как показано, площадь диаграммы Смита меньше в случае предварительного согласования с контролируемой гармоникой 702 , т. е. окончание второй гармоники будет находиться в этой области импеданса независимо от импеданса второй гармоники внешнего мира, представленного в опорной плоскости выводов стока.

      РИС. 8 представляет собой блок-схему способа изготовления корпусного РЧ-устройства (например, устройства 200 , фиг. 2) с модифицированным расположением шунтирующих индукторов, которое включает в себя относительно большую шунтирующую индуктивность второго IPD для обеспечения низкой C ds с компенсацией емкости и улучшенным тепловым трактом в соответствии с примерным вариантом. В примерных вариантах осуществления значение C 1 ниже, чем значение, необходимое для короткого замыкания гармоники 2 и на выходе ВЧ-усилителя GaN (такого как транзистор 120 на фиг. 1), устанавливается для поддержания компенсации. полоса пропускания на основной частоте. В примерных вариантах осуществления схема развязки полосы пропускания низкочастотного видеосигнала выполнена с крышкой HiC C 2 9.0833 166 , подключенный через индуктивность провода L 2 160 к холодной точке ВЧ 168 , создаваемой на IPD шунтирующей емкостью C 142 на РИС. 1.

      Способ может начинаться в 802 — 806 с формирования одного или нескольких узлов IPD. Например, по адресу 802 может быть сформирован один или несколько ИПД (например, ИПД 410 на фиг. 4 или 1000 на фиг. 10), которые включают в себя один или несколько встроенных конденсаторов (например, шунтирующий конденсатор 9).0832 442 и согласующий конденсатор нижних частот 446 , РИС. 4-5, 10) и один или несколько огибающих резисторов (например, резистор 438 , фиг. 4, 10). В альтернативных вариантах осуществления каждый IPD может исключать согласующий конденсатор нижних частот и/или резистор(ы) огибающей (например, резистор(ы) огибающей могут быть реализованы в виде дискретных компонентов, впоследствии устанавливаемых на каждый IPD). Кроме того, в другом варианте осуществления IPD также может включать в себя один или несколько встроенных высоковольтных огибающих конденсаторов большой емкости. В дополнение к формированию пассивных компонентов каждого IPD формирование каждого IPD также включает формирование различных проводящих элементов (например, проводящих слоев и переходных отверстий), которые облегчают электрическое соединение между различными компонентами каждого узла IPD.

      Формирование IPD также включает формирование узла RF Cold Point (например, узла RF Cold Point 468 , фиг. 4-5, 10), который может быть или не быть доступным на поверхности IPD. В 804 , а также со ссылкой на фиг. 4, 5, 9 и 10, формирование IPD также может включать формирование и соединение одного или нескольких интегрированных индукторов (например, соответствующих второму шунтирующему индуктору 135 , 235 , 435 , 935 , фиг. 1 , 3, 4, 9, 10) между входным узлом IPD (например, узел 448 ), узел холодной точки РЧ (например, узел холодной точки РЧ 468 ) и шунтирующий конденсатор (например, шунтирующий конденсатор 442 ).

      В 806 , в вариантах осуществления, в которых конденсатор оболочки не интегрирован с IPD, используются один или несколько дискретных высоковольтных конденсаторов оболочки большой емкости (например, конденсаторы 444 , фиг. 4, 10). соединены с каждым IPD последовательно с резистором(ами) огибающей. Как описано ранее, это приводит к формированию одной или нескольких сборок IPD, каждая из которых включает в себя, по меньшей мере, узел холодной точки RF (например, узел 9 точки холода RF).0832 468 ), вторую шунтирующую индуктивность (например, встроенные катушки индуктивности 435 , 935 ), шунтирующий конденсатор (например, шунтирующий конденсатор 442 ) и одну или несколько цепей полосы пропускания видеосигнала, соединенных параллельно между Узел холодной радиочастотной точки и эталон земли (например, проводящий слой , 524, , фиг. 5).

      В 808 для варианта с воздушной полостью изолирующая конструкция (например, изолирующая конструкция 208 , фиг. 2) соединена с подложкой устройства (например, фланцем 9).0832 206 ). Кроме того, одно или несколько активных устройств (например, транзисторы 220 ), элементы схемы согласования входного импеданса (например, конденсаторы 214 ) и сборки IPD (например, сборки IPD 242 , 400 2,

      ) соединены с частью верхней поверхности подложки, открытой через отверстие в изоляционной конструкции. Выводы (например, входные и выходные выводы , 202, , , 204, и провода смещения, если они включены) соединены с верхней поверхностью изолирующей конструкции. В альтернативном варианте осуществления проводящий слой на верхней поверхности изолирующей конструкции может быть сформирован и протравлен для формирования выводной рамки (например, перед соединением изолирующей конструкции с фланцем). Для формованных (например, инкапсулированных) вариантов устройства изолирующая структура может быть исключена, а подложка и выводы могут образовывать части выводной рамки.

      В 810 входной провод(а), входной конденсатор(ы), транзистор(ы), блок(и) IPD и выходной провод(ы) электрически соединены друг с другом. Например, электрические соединения могут быть выполнены с использованием соединительных проводов между различными компонентами и элементами устройства, как обсуждалось ранее. Наконец, в 812 устройство закрывается (например, колпачком 310 ) или герметизируется (например, компаундом для формования, не показано). Затем устройство может быть включено в более крупную электрическую систему.

      Снова обратимся к фиг. 9 проиллюстрирована схематическая диаграмма РЧ-усилителя со схемами согласования входного и выходного импеданса и согласования частоты огибающей в соответствии с примерным вариантом осуществления. ИНЖИР. 9 сравнима со схемой на фиг. 1, и, таким образом, для общих компонентов повторение текста здесь повторяться не будет. В частности, фиг. 9 показана схема, обеспечивающая более идеальную холодную точку РЧ, в которой выходной шунт L разделен на три индуктивных элемента, а именно: соединительный провод 134 вместе со встроенной катушкой индуктивности 135 на IPD и второй встроенной катушкой индуктивности 935 на IPD, которая представляет собой улучшенную индуктивность RF в холодной точке.

      В некоторых примерах на фиг. 9, соединительный провод 134 обеспечивает индуктивное соединение, а основная индуктивность может быть встроена в индуктор 135 . Последовательный резонансный контур включает в себя, на фиг. 9 в первом примере первая индуктивность шунта 134 , L шунт1 , вторая индуктивность шунта 135 , L шунт 2 , третий шунт индуктивности 935 (индуктивность улучшения холодной точки РФ), L шунт 3 , и шунтирующий конденсатор 142 , C шунт . Последовательный резонансный контур включает в себя, на фиг. 9 Во втором альтернативном примере 143 ′, индуктивность первой шунта 134 ′, L Shunt1 , Индуктивность второй шунтирования 135 ′, L Shunt2 , третий Shunt Inductance 935 33333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333333н. и шунтирующий конденсатор 142 ′, C шунт . В этом втором альтернативном примере 143 ‘ холодная РЧ-точка 168 ‘ остается с третьей индуктивностью шунта 935 ‘ и шунтирующим конденсатором 142 ‘, причем С шунт перевернут.

      Хотя индуктивность оболочки 136 , 164 представлена ​​на фиг. 1, в действительности индуктивность огибающей 136 может состоять из нескольких небольших индуктивностей от нескольких соединений с низкой индуктивностью в цепи согласования частоты огибающей 149 . В соответствии с вариантом осуществления первый вывод огибающего резистора 138 соединен с холодной точкой РЧ 168 , 168 ‘, 968 через первое соединение с низкой индуктивностью (например, часть проводящего элемента). ), которая представляет собой первую часть индуктивности оболочки 136 , 160 . Второй вывод огибающего резистора 138 соединен с первым выводом огибающего конденсатора 144 , 166 через второе соединение с низкой индуктивностью (например, контактную площадку 430 , фиг. 4), которое представляет вторую часть индуктивности огибающей 136 , 160 . Второй вывод огибающего конденсатора 144 соединен с землей (или другим опорным напряжением) в варианте осуществления через третье соединение с низкой индуктивностью (например, контактную площадку 432 и переходные отверстия 436 , фиг. 4). что составляет треть индуктивности оболочки 136 , 160 . Резистор огибающей 138 , 164 может иметь значение в диапазоне от примерно 0,1 Ом до примерно 5,0 Ом, а конденсатор огибающей 144 , 166 может иметь значение в диапазоне от примерно 5 нанофарад (нФ) до около 1 микрофарад (мкФ), хотя эти компоненты также могут иметь значения за пределами этих диапазонов. Индуктивность огибающей 136 , 160 за счет малоиндуктивных соединений между шунтирующими конденсаторами 142 , резистор 138 , 164 , конденсатор 144 , 166 и заземление (или другое опорное напряжение) могут иметь значение менее примерно 500 pH в варианте осуществления (например, всего 50 pH, в одном из вариантов или, возможно, даже ниже).

      РИС. 10 представляет собой вид сверху узла IPD , 1000, , который включает в себя часть схемы согласования выходного импеданса и схему согласования частоты огибающей, в соответствии с примерным вариантом осуществления на фиг. 9. ИНЖИР. 10 сравним с видом сверху узла IPD на фиг. 4, и, таким образом, для общих компонентов повторение текста здесь повторяться не будет. В частности, фиг. 10 показана схема, обеспечивающая более идеальную холодную точку РЧ, в которой выходной шунт L разделен на три индуктивных элемента, а именно: соединительный провод 134 вместе с первым интегрированным индуктором 135 на IPD 1000 и вторым встроенный индуктор 935 на IPD 1000 , где второй встроенный индуктор 935 представляет индуктивность для улучшения холодной точки.

      Вариант осуществления РЧ-усилителя включает в себя транзистор с клеммой управления и первой и второй токоведущими клеммами, а также шунтирующую цепь, соединенную между первой токоведущей клеммой и опорным узлом заземления. Шунтирующая цепь включает в себя первую шунтирующую индуктивность, образованную из соединительных проводов, вторую шунтирующую индуктивность, образованную печатной катушкой, и последовательно соединенные шунтирующий конденсатор. Вторая шунтирующая индуктивность и шунтирующий конденсатор образуют последовательный резонансный контур вблизи центральной рабочей частоты усилителя, и между второй индуктивностью и шунтирующим конденсатором имеется узел холодной точки РЧ. РЧ-усилитель также включает в себя схему полосы пропускания видеосигнала, соединенную между узлом холодной РЧ-точки и эталонным узлом земли.

      Вариант осуществления корпусного РЧ-усилителя включает в себя подложку устройства, транзистор, соединенный с подложкой устройства, и шунтирующую цепь, соединенную с подложкой устройства. Транзистор включает в себя управляющую клемму и первую и вторую токоведущие клеммы. Шунтирующая цепь соединена с подложкой устройства между первой токоведущей клеммой и опорным узлом заземления. Шунтирующая цепь включает в себя первую шунтирующую индуктивность, образованную из соединительных проводов, вторую шунтирующую индуктивность, образованную печатной катушкой, и последовательно соединенные шунтирующий конденсатор. Вторая шунтирующая индуктивность и шунтирующий конденсатор образуют последовательный резонансный контур вблизи центральной рабочей частоты ВЧ-усилителя, и между второй индуктивностью и шунтирующим конденсатором имеется узел холодной точки РЧ. Устройство также включает в себя схему полосы пропускания видеосигнала, соединенную с подложкой устройства между узлом холодной радиочастотной точки и эталонным узлом земли.

      Вариант осуществления способа изготовления устройства РЧ-усилителя включает соединение транзистора с подложкой устройства, где транзистор включает в себя управляющий вывод и первый и второй токоведущие выводы. Способ также включает подключение шунтирующей цепи к подложке устройства между первым токоведущим выводом и опорным узлом заземления. Шунтирующая цепь включает в себя первую шунтирующую индуктивность, образованную из соединительных проводов, вторую шунтирующую индуктивность, образованную печатной катушкой, и последовательно соединенные шунтирующий конденсатор. Вторая шунтирующая индуктивность и шунтирующий конденсатор образуют последовательный резонансный контур вблизи центральной рабочей частоты ВЧ-усилителя, и между второй индуктивностью и шунтирующим конденсатором имеется узел холодной точки РЧ. Способ также включает соединение цепи полосы пропускания видеосигнала с подложкой устройства между узлом холодной радиочастотной точки и эталонным узлом земли.

      Таким образом, примеры изобретения предлагают кремниевый IPD и транзистор GaN с вышеупомянутой топологией согласования выходов.

      Линии, показанные на различных фигурах, содержащихся в данном документе, предназначены для представления примерных функциональных взаимосвязей и/или физических связей между различными элементами. Следует отметить, что в варианте осуществления предмета изобретения могут присутствовать многие альтернативные или дополнительные функциональные отношения или физические соединения. Кроме того, некоторые термины также могут использоваться в данном документе только для целей ссылки и, таким образом, не предназначены для ограничения, а термины «первый», «второй» и другие подобные числовые термины, относящиеся к структурам, не подразумевают последовательность или порядке, если это явно не указано в контексте. Предыдущее подробное описание носит исключительно иллюстративный характер и не предназначено для ограничения вариантов осуществления предмета или применения и использования таких вариантов осуществления. Используемое здесь слово «примерный» означает «служащий примером, экземпляром или иллюстрацией». Любая реализация, описанная здесь как иллюстративная, не обязательно должна рассматриваться как предпочтительная или выгодная по сравнению с другими реализациями. Кроме того, нет намерения быть связанным какой-либо выраженной или подразумеваемой теорией, представленной в предшествующей технической области, предпосылках или подробном описании.

      Связывание таких числовых терминов, относящихся к структурам, не подразумевает последовательность или порядок, если это явно не указано в контексте.

      Используемый здесь термин «узел» означает любую внутреннюю или внешнюю контрольную точку, точку соединения, соединение, сигнальную линию, проводящий элемент и т.п., в которых данный сигнал, логический уровень, напряжение, шаблон данных, ток или количество присутствует. Кроме того, два или более узлов могут быть реализованы одним физическим элементом (и два или более сигналов могут быть мультиплексированы, модулированы или иным образом различены, даже если они принимаются или выводятся в общем узле).

      Вышеприведенное описание относится к элементам, узлам или функциям, которые «соединены» или «соединены» вместе. Используемый здесь, если прямо не указано иное, «соединенный» означает, что один элемент непосредственно соединен (или непосредственно сообщается) с другим элементом, и не обязательно механически. Аналогичным образом, если прямо не указано иное, «связанный» означает, что один элемент прямо или косвенно соединен (или прямо или косвенно сообщается, электрически или иным образом) с другим элементом, и не обязательно механически. Таким образом, хотя схема, показанная на фигурах, изображает одно примерное расположение элементов, в варианте осуществления изображенного предмета могут присутствовать дополнительные промежуточные элементы, устройства, признаки или компоненты.

      Хотя в предшествующем подробном описании был представлен по меньшей мере один примерный вариант осуществления, следует понимать, что существует огромное количество вариантов. Также следует понимать, что иллюстративный вариант осуществления или варианты осуществления, описанные в настоящем документе, не предназначены для ограничения объема, применимости или конфигурации заявленного предмета изобретения каким-либо образом. Скорее, приведенное выше подробное описание предоставит специалистам в данной области удобную дорожную карту для реализации описанного варианта осуществления или вариантов осуществления. Следует понимать, что в функцию и расположение элементов могут быть внесены различные изменения, не выходя за пределы объема, определяемого формулой изобретения, которая включает известные эквиваленты и предполагаемые эквиваленты на момент подачи настоящей патентной заявки.

      Что такое ВЧ усилитель мощности?

      Роуз

      14 декабря 2021

      796

      Всем привет, я Роуз. Сегодня я познакомлю вас с радиочастотным усилителем мощности. Радиочастотный усилитель мощности (RF PA) является важным компонентом многих беспроводных передатчиков, и его значение очевидно.

      Как спроектировать ВЧ-усилитель мощности: основы

      Ⅰ. Что такое ВЧ усилитель мощности?

      1. Определение

      Радиочастотный усилитель мощности (RF PA) является важным компонентом многих беспроводных передатчиков, и его значение очевидно. Мощность радиочастотного сигнала, генерируемого схемой генератора модуляции в цепи предварительного каскада передатчика, очень мала, и он должен пройти ряд ступеней усиления (буферная ступень, промежуточная ступень усиления, окончательная ступень усиления мощности) для получения достаточной радиочастотной мощности, прежде чем ее можно будет подать на антенну. Радиочастота 9Усилитель мощности 0832 требуется для получения достаточной выходной мощности радиочастоты. Радиочастотно-модулированный сигнал усиливается РЧ-УМ до необходимой мощности после того, как он генерируется модулятором, а затем передается антенной через согласующую сеть.

       

      2. Принцип

      Внимательно посмотрите на зеленую этикетку. Сначала радиочастотный сигнал поступает слева, проходит усиление, получает «сигнал тела», а затем отделяет «сигнал головы» от «сигнала тела» и переключает его через переключатель. Это называется «усилением первого уровня». Кто угодно может интерпретировать его как «обширный».

      После этого мы подошли к усилителю RF Power AMP. Эта отметка является обязательным знанием для студентов, изучавших аналоговые схемы. Радиочастотный сигнал усиливается мощностью 10 кВт в этой части, которую мы можем назвать «вторичным усилением».

      Наконец, мы используем переключатель для разделения ВЧ выходов «BODY / HEAD». Основная функция этого переключателя заключается в том, чтобы контролировать, когда происходят «выход головы» и «выход тела». Могу с уверенностью заявить, что два канала не будут работать одновременно.

       

      3. Классификация

      В соответствии с различными условиями работы усилители мощности классифицируются следующим образом:

      Традиционные линейные усилители мощности имеют очень высокую рабочую частоту, но их полоса частот относительно ограничена. Частотно-избирательная сеть обычно используется в качестве контура нагрузки в радиочастотных усилителях мощности. В соответствии с углом проводимости тока усилители мощности радиочастоты можно разделить на три типа рабочих состояний: A (A), B (B) и C (C). Ток усилителя класса А имеет угол проводимости 360°, что идеально подходит для маломощного усиления слабых сигналов. Ток усилителя класса B имеет угол проводимости 180°, в то время как ток усилителя класса C имеет угол проводимости менее 180°. И класс B, и класс C идеально подходят для условий работы с высокой мощностью, при этом рабочие условия класса C имеют максимальную выходную мощность и эффективность из трех. Большинство ВЧ-усилителей мощности работают в классе C, но усилители класса C имеют слишком большие искажения формы волны тока и могут использоваться только для увеличения резонансной мощности нагрузки с помощью контура настройки. Ток и напряжение контура по-прежнему близки к синусоидальной форме, а искажения низки благодаря фильтрующей способности контура настройки.

      Изменение режима Электронные гаджеты работают в режиме переключения благодаря PA и SMPA. Часто используются усилители класса D (D) и класса E (E). Усилители класса D имеют более высокий КПД, чем усилители класса C. В режиме переключения SMPA управляет активными транзисторами. Транзисторы либо включены, либо выключены, когда они используются. Поскольку формы сигналов напряжения и тока во временной области не перекрываются, потребляемая мощность постоянного тока равна нулю, а оптимальный КПД может достигать 100 %.

      Традиционные линейные усилители мощности имеют большой коэффициент усиления и линейность, но низкий КПД, в то время как импульсные усилители мощности обеспечивают превосходный КПД, но плохую линейность. Подробности можно найти в таблице ниже:

      Работа усилителя заключается в усилении и выводе принимаемого материала. Содержание входа и выхода, которое мы называем «сигналом», часто выражается в терминах напряжения или мощности. «Вклад» такой «системы», как усилитель, заключается в повышении того, что она «поглощает», до определенного уровня и «выводе» этого во внешний мир. Если усилитель может работать хорошо, он сможет дать больше, отражая свою собственную «ценность». Если усилитель имеет определенные неисправности, он больше не сможет предлагать какой-либо «вклад» после начала работы или работы в течение определенного периода времени, но могут быть некоторые непредвиденные «колебания», которые по-прежнему является усилителем для внешнего мира. . Это все само по себе катастрофа.

       

      Ⅱ. Состав схемы

      Существуют различные типы усилителей. Для упрощения схема усилителя может быть составлена ​​из следующих частей: транзисторы, схемы смещения и стабилизации, входные и выходные согласующие цепи.

       

      1-1. Транзистор

       

      Транзисторы бывают разных форм и размеров, а также изобретение транзисторов с различными архитектурами. Работа транзистора, по сути, заключается в том, что он является регулируемым источником тока или напряжения, а его рабочий механизм заключается в преобразовании содержания энергии постоянного тока в «полезный» выходной сигнал. Энергия постоянного тока захватывается из окружающей среды, потребляется транзисторами и преобразуется в полезные компоненты. Различные транзисторы имеют разные «возможности», такие как их способность выдерживать мощность из-за их различной способности получать энергию постоянного тока; например, их скорость отклика варьируется, определяя, насколько широко и высоко они могут работать. Например, в частотном диапазоне входное и выходное сопротивления различаются, как и способность реагировать на внешние факторы, что влияет на сложность согласования.

       

      1-2. Схема смещения и схема стабилизации

       

      Хотя схемы смещения и стабилизации представляют собой две разные схемы, их можно описывать вместе, поскольку их часто трудно идентифицировать, и они имеют схожие конструктивные цели.

       

      Транзистор должен работать при определенных условиях смещения, которые мы называем статической рабочей точкой. На этом фундаменте построен транзистор и его собственное «позиционирование». Каждый транзистор имеет уникальное расположение, определяющее режим его функционирования. Различное расположение также приводит к разным характеристикам. Некоторые точки позиционирования имеют небольшие колебания, которые подходят для работы с небольшими сигналами; некоторые точки позиционирования имеют большие колебания, которые подходят для высокой мощности; некоторые точки позиционирования требуют меньшего спроса, чистого выпуска, который подходит для работы с низким уровнем шума; некоторые точки позиционирования, транзисторы имеют большие колебания, которые подходят для большой выходной мощности; некоторые точки позиционирования, транзисторы имеют большие колебания, которые подходят для большой выходной мощности; некоторые точки позиционирования, транзисторы имеют большие колебания, которые подходят для большой выходной мощности; некоторые точки позиционирования. На стадии включения-выключения я всегда колеблюсь между насыщенностью и отсечкой. Основой нормальной работы является адекватная точка смещения. Цепь смещения оказывает большее влияние на характеристики схемы при проектировании широкополосного усилителя мощности или при высокой рабочей частоте. Цепь смещения теперь следует рассматривать как компонент схемы согласования.

      Пассивные и активные сети смещения представляют собой два типа сетей смещения. Чтобы обеспечить достаточное рабочее напряжение и ток для транзисторов, пассивные сети (также известные как сети с автосмещением) часто состоят из цепей резисторов . Его основной недостаток заключается в том, что он чрезвычайно чувствителен к изменениям настроек транзистора и имеет плохую температурную стабильность. Сеть с активным смещением может улучшить стабильность статической рабочей точки, а также температурную стабильность, но она имеет несколько недостатков, включая увеличенный размер схемы, повышенную сложность компоновки схемы и повышенное энергопотребление.

      Поскольку транзистор должен иметь схему стабилизации как часть самого себя перед контактом с внешним миром, схема стабилизации должна предшествовать схеме согласования. Транзистор со стабилизирующей схемой — «новый» транзистор в глазах внешнего мира. Стабильности она достигала, принося определенные «жертвы». Механизм стабилизации схемы может обеспечить плавную и устойчивую работу транзистора.

       

      1-3. схема согласования входов и выходов

       

      Задача согласующей схемы — выбрать подходящий подход. Прием и вывод всего сигнала — это путь для транзисторов, которые хотят обеспечить большее усиление. Это означает, что связь между отдельными транзисторами более плавная благодаря интерфейсу схемы согласования. Схема согласования — это не просто стратегия проектирования «полного принятия» для различных типов усилителей. Некоторые короткие трубки с неглубоким основанием и небольшим ДК более склонны принимать определенный блок для улучшения шумовых характеристик. Однако они не могут блокировать слишком много; в противном случае их вклад будет поврежден. Вы должны быть осторожны при работе с некоторыми огромными силовыми лампами, потому что они более нестабильны, хотя в то же время определенная степень удержания позволяет им излучать более «неискаженную» энергию.

      L-согласование, согласование и T-согласование являются примерами распространенных цепей согласования импеданса. Согласование L уникально тем, что оно имеет простую структуру и всего две степени свободы, L и C. Значение добротности сети (полоса пропускания) получается после измерения коэффициента преобразования импеданса и резонансной частоты. Одним из преимуществ согласующей цепи -образной формы является то, что она может поглощать любую паразитную емкость, связанную с ней. Поскольку он доминирует во многих практических обстоятельствах, это приводит к общему применению согласующей сети -образной формы. Емкость является паразитным элементом позиции. Т-образная симметрия. Т-образное согласование можно использовать для поглощения паразитных параметров в сети, когда паразитные характеристики источника питания и клемм нагрузки в основном индуктивны.

       

      Ⅲ. Как правильно выбрать ВЧ-усилитель?

      При выборе ВЧ-усилителя для определенного применения следует учитывать такие факторы, как коэффициент усиления, шум, полоса пропускания и эффективность.

      В этой статье будут рассмотрены самые популярные ВЧ-усилители и обсуждено, как коэффициент усиления, шум, полоса пропускания, эффективность и другие функциональные свойства влияют на выбор усилителя для различных приложений.

      РЧ-усилители выпускаются различных форм и размеров для различных применений. Однако выбор подходящего ВЧ-усилителя для желаемого применения затруднен из-за большого количества доступных ВЧ-усилителей. Хотя коэффициент усиления является важной характеристикой практически всех ВЧ-усилителей, это не единственный критерий, который следует учитывать при выборе устройства, а во многих случаях даже не самый важный.

      Усиление — это отношение выходной мощности к входной мощности, которое определяет степень усиления сигнала, которую может обеспечить усилитель (в дБ). Он часто указывается для линейного режима работы усилителя (в котором изменение выходной мощности пропорционально изменению входной мощности) (см. рис. 1). Если вы продолжите увеличивать мощность входного сигнала РЧ-усилителя, устройство перейдет в нелинейный режим и будет излучать паразитные частотные компоненты. Гармоники и продукты интермодуляции (HD2, HD3, IMD2 и IMD3 на рис. 2), отражающие интермодуляционные искажения (IMD), возникающие на выходе ВЧ-усилителя, входят в число составляющих помех. Способность ВЧ-усилителя выдерживать различные уровни входной мощности без значительных искажений отражается в его характеристиках линейности, которые могут быть выражены различными характеристиками (см. рис. 1), включая:

      Выходная мощность при уменьшении усиления системы на 1 дБ известна как выходная точка сжатия 1 дБ (OP1dB).

      Насыщенная выходная мощность (PSAT) — это выходная мощность, при которой изменения входной мощности не влияют на выходную мощность.

      Уровни мощности входного (IIP2, IIP3) и выходного (OIP2, OIP3) сигналов представлены точкой интермодуляции второго порядка (IP2) и точкой интермодуляции третьего порядка (IP3) соответственно. В этих местах присутствуют соответствующие ошибочные компоненты. Сила будет равна силе основного волнового компонента.

      Рис. 1. Характеристики выходной мощности ВЧ усилителя мощности и его нелинейные параметры

      Рис. 2. Гармонические и интермодуляционные составляющие.

      Ⅳ. В чем разница между различными ВЧ усилителями мощности?

      Хотя коэффициент усиления является основной целью ВЧ-усилителя, линейность и другие свойства играют важную роль при выборе ВЧ-усилителя. На самом деле выбор типа ВЧ-усилителя всегда требует компромисса между многими критериями проектирования. Вот краткое руководство по выбору подходящего типа ВЧ-усилителя для вашего приложения.

      Усилитель с низким уровнем шума

      В приемниках малошумящие усилители (МШУ) часто используются для усиления слабых сигналов на переднем конце сигнальной цепи, взаимодействующей с антенной. При выполнении этой задачи РЧ-усилитель такого типа предназначен для внесения в сигнал наименьшего количества шума. Минимизация шума особенно важна на первых этапах сигнальной цепочки, поскольку эти этапы оказывают наибольшее влияние на общий коэффициент шума системы.

      Усилитель с низким фазовым шумом

      Усилители с низким фазовым шумом имеют очень небольшой избыточный фазовый шум, что делает их идеальными для цепей радиопередачи, где требуется высокая целостность сигнала. Шум близкой несущей, проявляющийся как джиттер, характеризуется незначительными флуктуациями фазы сигнала во временной области и называется фазовым шумом. В результате усилитель с низким фазовым шумом хорошо подходит для использования в гетеродинной сети с высокоскоростными тактовыми генераторами и высокопроизводительными синтезаторами частоты с ФАПЧ.

      Усилитель мощности

      Усилитель мощности (УМ) предназначен для приложений с высокой мощностью, таких как передающие системы, и оптимизирован для работы с мощностью. Эти усилители обычно имеют высокие характеристики OP1dB или PSAT и отличный КПД, что позволяет рассеивать мало тепла.

      Усилитель с высокой линейностью

      В большом диапазоне входной мощности усилитель с высокой линейностью используется для получения высокой точки интермодуляции третьего порядка с очень низким уровнем паразитных составляющих. Для коммуникационных приложений, использующих сложные модулированные сигналы, этот тип устройства является популярным выбором. Для таких приложений требуются ВЧ-усилители, которые могут выдерживать высокие коэффициенты амплитуды с минимальными искажениями сигнала, сохраняя при этом низкий уровень битовых ошибок.

      Усилитель с переменным усилением

      Усилители с переменным усилением (VGA) используются в приложениях, требующих модификации с переменным усилением для адаптации к изменениям уровня сигнала. VGA достигает этого, позволяя настраивать усиление. У VGA с цифровым управлением коэффициент усиления можно изменять постепенно, а у VGA с аналоговым управлением его можно изменять непрерывно. Автоматическая регулировка усиления (АРУ) и компенсация дрейфа усиления, вызванного изменением температуры или характеристик других компонентов, являются обычными приложениями для усилителей этого типа.

      Широкополосный усилитель

      Широкополосные усилители могут обеспечивать среднее усиление в широком диапазоне частот (обычно много октав), что полезно для различных широкополосных приложений. Продукты с большим коэффициентом усиления обеспечиваются за счет посредственной эффективности и шумовых характеристик этих усилителей.

      Получить блок

      Модули усиления, широкая категория ВЧ-усилителей, которые могут охватывать различные частоты, полосы пропускания, коэффициенты усиления и уровни выходной мощности, также могут использоваться в других ВЧ-приложениях общего назначения. Характеристика усиления этих усилителей обычно ровная, а обратные потери малы. Его конструкция часто содержит схемы согласования и смещения, что позволяет интегрировать его в сигнальную цепь с небольшим количеством внешних компонентов, что сокращает трудозатраты.

      Выходная мощность и эффективность ВЧ-усилителей мощности являются наиболее важными техническими показателями. Фундаментальные цели проектирования ВЧ усилителей мощности заключаются в повышении выходной мощности и эффективности. LC-резонансный контур можно использовать для выбора основной частоты или конкретной гармоники в радиочастотном усилителе мощности, чтобы обеспечить усиление без искажений. Кроме того, чтобы избежать помех другим каналам, гармонические составляющие на выходе должны быть как можно меньше.

      Поделиться этой публикацией

      Часто задаваемые вопросы

      • 1. Что такое ВЧ-усилитель мощности?

         ВЧ-усилитель мощности является важной частью различных беспроводных передатчиков. В предкаскадной схеме передатчика мощность радиочастотного сигнала, генерируемого схемой генератора модуляции, очень мала, и он должен пройти через ряд усилений, буферный каскад, промежуточный усилительный каскад и конечный каскад. каскад усилителя мощности для получения достаточной ВЧ-мощности, прежде чем ее можно будет подать. Излучайте на антенну.  Чтобы получить достаточно большую выходную мощность радиочастоты, необходимо использовать усилитель мощности радиочастоты. ВЧ-усилители можно разделить на усилители с высоким коэффициентом усиления, малошумящие усилители и усилители средней и высокой мощности. Основой схемы усилителя является СВЧ-транзистор.

      • 2. Какие факторы влияют на коэффициент усиления усилителя мощности? После того, как трубка определена, на коэффициент усиления влияют условия работы. Например: цепь согласования входа и выхода, ситуация несоответствия нагрузки, рабочая температура кристалла. Кроме того, тип работы усилителя мощности (класс А, АВ, С) также будет влиять на его коэффициент усиления.

      • 3. Для чего используется радиочастотный усилитель в радаре?

         Поскольку амплитуда сигнала, принимаемого электромагнитной волной через антенну, очень мала, его необходимо усилить усилителем мощности для управления цепью более низкого уровня, такой как схема демодуляции и т.  д.

      Посмотреть больше

      Микроволновые печи101 | Дизайнер усилителей мощности101!

      Нажмите здесь, чтобы перейти на нашу главную страницу об усилителях

      Нажмите здесь, чтобы перейти на нашу страницу об эффективности

      Нажмите здесь, чтобы перейти на нашу страницу о полевых транзисторах

      На этой странице представлены инструкции в электронной таблице, которые помогут вам спланировать усилитель мощности! Под «планом этажа» мы подразумеваем определение правильной периферии (размеров) транзистора и точек смещения для достижения заданного уровня мощности при максимальной эффективности. Даже с этим инструментом вам, возможно, придется спроектировать несколько неудач, прежде чем вы прибьете дизайн. Как сказала Аланис Моррисетт, ты проигрываешь, ты учишься!

      Файл Excel, который мы обсудим, находится в нашей области загрузки. Прежде чем мы начнем, имейте в виду, что планирование усилителя мощности составляет менее 10% работы, необходимой для фактического выполнения проекта, если только вы не используете предварительно согласованные транзисторы. Полный проект потребует использования дорогостоящего программного обеспечения EDA для проектирования согласующих цепей и компоновки схемы. Но правильное составление плана этажа является важной частью упражнения, без сомнения.

      На этой странице можно просмотреть расчеты эффективности.

      Новинка от ноября 2015 г. : есть много аспектов проектирования усилителя мощности. Эта страница, которую вы читаете, была написана для проектировщиков усилителей мощности с некоторым уровнем опыта, которые уже что-то понимают в формах сигналов, определениях и уравнениях мощности (постоянного и ВЧ), анализе частотной и временной области, а также линиях нагрузки, и это лишь некоторые из них. Нужна быстрая переподготовка? Все эти темы представлены в приведенном ниже видео, снятом нашими друзьями из Keysight. Наслаждаться!

       

      Как спроектировать усилитель мощности: основы, Мэтт Озалас, Keysight есть какие-то особые соображения по поводу линейности. В радаре не имеет большого значения, если ваш усилитель мощности имеет компрессию на шесть дБ, но в системе связи это имеет большое значение. А пока возьмем случай с радаром.

      Некоторые определения

      Давайте сначала определим несколько терминов на этой странице:

      Технологическая платформа
      Эта фраза появляется, когда вы обсуждаете, какой полупроводник использовать. Технологическая платформа может быть, например, SiGe HBT, GaAs PHEMT или InP PHEMT. Пока мы говорим о технологии, давайте проясним одну вещь. Любой, кто использует термин «технология» вместо слова «технология», является легковесом и должен быть уволен во время третьей рецессии Буша. Тогда у них будет больше времени, чтобы сидеть и читать PopSci или другие тупые научные публикации, которые существуют в основном для продажи продуктов для улучшения мужского здоровья одиноким потенциальным гикам. Приберегите фразу «высокие технологии» для одноразовых гаджетов, а не для настоящей дизайнерской работы. 92). Мы будем использовать соглашение, что мы имеем дело с полевыми транзисторами, вы не можете угодить всем!

      Соотношение периферии
      Отношение размеров ступени N к ступени N-1, чем выше соотношение периферии, тем спортивнее дизайн. пламя, потому что тебе не хватает драйва до финальной стадии.

      Плотность мощности
      Это мера мощности, деленная на размер транзистора. В случае полевых транзисторов это выражается в ваттах/мм. В старые времена GaAs MESFET изо всех сил пытались достичь удельной мощности выше 1 Вт/мм. Вскоре мы увидим в производстве GaN-транзисторы с плотностью мощности более 10 Вт/мм. Это прогресс!

      Насыщенная выходная мощность (PSAT)
      Это выходная мощность, при которой наклон кривой Pin/Pout достигает нуля. Это максимум, что вы можете получить!

      Выбор технологической платформы

      Необходимо учитывать, какую технологию будет использовать ваш усилитель мощности, а также коэффициент усиления, эффективность, удельную мощность и т. д., которые он может обеспечить. Возможности включают MESFET, PHEMT или HBT. Попробуйте придумать что-то, что может обеспечить доступное усиление слабого сигнала не менее 10 дБ (GMAX), иначе ваша эффективность будет низкой. Имея коэффициент усиления 10 дБ, обычно не составляет труда получить согласующие сети с полосой пропускания 10–20 %, которые обеспечат усиление слабого сигнала не менее 7–8 дБ и, возможно, 5–6 дБ при насыщении. Вы также должны получить некоторые кривые нагрузки-тяги Pin/Pout (включая коэффициент усиления и эффективность) репрезентативной технологии, чтобы вы знали, какой наилучший КПД вы можете ожидать. Посетите нашу страницу о загрузке, чтобы вы знали, о чем мы говорим.

      Какое сжатие должно быть на каждой ступени?

      Выходной каскад должен демонстрировать максимальное сжатие усиления, запланируйте не менее 2 дБ, чтобы приблизиться к максимальной мощности (Psat). Предпоследняя ступень также нуждается в компрессии, но вы хотите иметь некоторый расчетный запас, поэтому спроектируйте ее так, чтобы она работала со сжатием только в один дБ, когда она насыщает последнюю ступень. Увеличьте размер предыдущих ступеней, чтобы они работали линейно или слегка сжимались.

      Сколько потерь в соответствующих сетях?

      Резистивные потери в линиях передачи неизбежны. Но его можно минимизировать.

      Подробнее об этом позже…

      Резисторы в сетях стока?

      Многие усилители используют резисторы в линиях стока питания (спасибо Крису, который указал, что клемма стока на самом деле не смещает усилитель), чтобы уменьшить напряжение на более ранних каскадах или улучшить радиочастоту. стабильность. В усилителе мощности резисторы смещения снижают эффективность, но все же это компромисс, верно? В любом случае мы подумали, что вы, возможно, захотите использовать резисторы смещения, когда мы будем составлять электронную таблицу.

      Насколько близко к максимальной эффективности я могу работать на каждой ступени?

      Вот что мы рекомендуем: выходной каскад — это единственный каскад, который вы должны попытаться использовать с максимальной эффективностью. Если технологическая платформа способна обеспечить эффективность стока 55% при сжатии усиления на 2 дБ, это хорошая цель для финальной стадии. Затем уменьшите эффективность третьей ступени до 40 %, второй ступени до 30 % и первой ступени до 20 %. Это необходимо, потому что почти невозможно спроектировать идеальные согласующие сети, которые обеспечат оптимальную нагрузку на центральной частоте и обеспечат стабильную работу от постоянного тока до света.

      Теперь к электронной таблице!

      Существует, наверное, тысяча вариантов такой таблицы, и у каждого дизайнера свои предпочтения. Мы сделали две версии, чтобы попытаться удовлетворить более широкую аудиторию. Не стесняйтесь оставлять нам отзывы, если у вас есть идея получше.

      Каждая ступень в электронной таблице включает полевой транзистор (или несколько параллельно подключенных полевых транзисторов), входную согласующую цепь, выходную согласующую цепь и резистор смещения. Входная и выходная согласующие цепи вносят вклад в ВЧ-потери (которые вводятся в дБ), в то время как резистор смещения вносит вклад в падение постоянного напряжения, еще одну потерю мощности, которая снижает эффективность.

      Вот все переменные в версии, представленной на Листе 1:

      • Выходная мощность (Вт)
      • Периферия полевого транзистора в миллиметрах (количество пальцев х единица ширины пальца)
      • Напряжение смещения в вольтах
      • Плотность тока смещения в мА/мм
      • Сопротивление сети смещения в Ом
      • Потери в сети согласования входа в дБ
      • Потери в сети согласования выхода в дБ
      • Коэффициент усиления транзистора в дБ
      • Сжатие усиления транзистора в дБ

       

      Из этих переменных рассчитываются эффективность стока и эффективность добавленной мощности каждой ступени. Вам решать, что является разумным для каждого каскада, только потому, что вы можете спланировать усилитель с каждым каскадом, работающим с эффективностью 40%, не означает, что вы можете его построить.

      Второй рабочий лист (Лист2) выполняет те же расчеты, но эффективность слива теперь является независимой переменной. Вы вводите эффективность стока (а не периферию устройства), и электронная таблица вычисляет ток стока и плотность тока. Опять же, вы должны вводить реалистичные значения.

      Время для примера!

      Предположим, вы планируете использовать усилитель с частотой 20 ГГц, использующий технологию pHEMT 0,25 микрона. Вы пойдете в литейный цех и получите информацию о кривых IV, рабочем напряжении и максимально доступном усилении. Вот некоторая информация, которую мы почерпнули из Интернета от компании «T-word». Если они решат спонсировать страницу здесь, мы пойдем навстречу им и даже раскроем их имя.

      Вот несколько кривых IV. При нормировании к периметру 1 мм мы видим, что IDSS (VGS=0 вольт) составляет 240 мА/мм, IMAX около 470. Возьмем рабочую точку

       

      Вот доступное усиление. Хотя оно не измеряется при «смещении мощности», мы предполагаем, что коэффициент усиления не сильно изменится, когда вы увеличите напряжение до 8 вольт (максимально рекомендуемое напряжение составляет 9 вольт, но зачем испытывать удачу… ) На частоте 20 ГГц мы видим усиление 12 дБ, достаточное усиление для эффективного усилителя.

Похожие записи

04.09.2023 0

Масштабирующий усилитель: принцип работы, типы схем и применение

22.08.2023 0

Ba5406 усилитель. BA5406: Мощный двухканальный аудиоусилитель для качественного стереозвучания

15.08.2023 0

Собрать усилитель из китайских плат: Подборка проверенных плат с хорошим звуком для сборки своего усилителя мощности / Подборки товаров с Aliexpress и не только / iXBT Live

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *