Усилители мощности на транзисторах: Усилители мощности на полевых транзисторах

Содержание

Схема усилителя мощности на полевых транзисторах МОСФИТ

   СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ МОСФИТ

   

        Не смотря на примитивную схемотехнику данный усилитель мощности имеет довольно не плохие характеристики, приятное звучание и в середине восьмидесятых был запатентован (инфа по номеру патентаи и автору погибла вместе с жестким диском - пардон). С тех пор элементная база изменилась довольно сильно и схему получилось упростить сохранив саму идею и получив лучшие характеристики без снижения надежности. Принципиальная схема усилителя мощности с использованием полевых транзисторов в оконечном каскаде приведена на рисунке 1.


Рисунок 1 Усилитель мощности МОСФИТ. Принципиальная схема УВЕЛИЧИТЬ

    Усилитель имеет 4 подмодификации, отличающиеся друг от друга выходной мощностью и может на нагрузк 4 Ома выдавать 100, 200, 300 и 400 Вт. Конструктивно усилитель выполнен на печатной плате, причем сколько ватт выдаст усилитель зависит именно от длины платы, поскольку плата выполнена таким образом, что позволяет изменять количество устанавливаемых оконечных транзисторов.

    Данный усилитель мощности имеет предварительный буферный усилитель напряжения, выполненый на операционном усилителе TL071 и двукаскадный двухтактный усилитель мощности - именно мощности, поскольку производится усиление и по току и по напряжению. Схемотехника выходного каскада построена таким образом, что по сути представляет собой два независимых усилителя - для положительной полуволны звукового сигнала (VT1 - драйвер, VT3, VT5, VT7, VT9 - оконечники) и для отрицательной полуволны (VT2 - драйвер, VT4, VT6, VT8, VT10 - оконечники). Оба усилителя охвачены своими местными отрицательными обратными связями: R13-R9 и R14-R10, от соотношения номиналов этих резисторов и зависит коф усиления данного каскада. В данном случае он выбран таким образом, чтобы получить минимальные искажения в этом каскаде и менять номиналы не рекомендуется (R13 и R14 - лучше не менять, R9 и R10 могут быть от 27 до 43 Ом, оптимально - 33 или 39 Ом). Поскольку последний каскад усилителя работает в усилительном режиме, то входя в режим насыщение сопротивление между выходом усилителем и источником питания становится мнимально возможным (0,2-0,5 Ома). Именно это позволяет усилителю по отношению к традиционным усилителям с эмиттерными повторителями на выходе иметь значительно больший КПД, поскольку амплитуда выходного сигнала практически от напряжения питания отличается на пару вольт в отличии от усилителей с эмиттерными повторителями на выходе (рисунок 2-а амплитуда выходного сигнала данного усилителя, 2-б - амплитуда усилителя мощности VL).


Рисунок 2-а

Рисунок 2-б

    Кроме местной отрицательной обратной связи (ООС) весь усилитель охвачен другой веткой ООС - R32-R2, от номиналов которой зависит коф усиления всего усилителя. В данном случае коф усиления при этих номиналах равен Ku = R32 / (R2 + 1) . При указананных на схеме номиналах коф усиления составляет примерно 48 раз или чуть больше 33 дБ, а уровень THD не превышает 0,04% при выходной мощности 300 Вт (4 пары оконечных транзисторов и питание ±65 В).

    Перечень необходимых для самостоятельной сборки усилителя мощности элементов сведен в таблицу:

C4,C3 = 2 x 470.0u х 25V
C9,C10 = 2 x 470.0u x 100V
C6,C7,C2 = 3 x 1.0u x63V
C5 = 1 x 100p
C1 = 1 x 680p
C8 = 1 x 0.1u

R1,R32 = 2 x 47k
R23,R22,R27, R26,R31,R30,R19,R18 = 8 x 5W 0.33
R20,R21,R24, R25,R28,R29,R15,R17 = 8 x 39
R13,R14 = 2 x 820
R9,R10 = 2 x 0.5W 33
R11,R12 = 2 x 0.5W 220
R7,R8 = 2 x 22k
R5,R6 = 2 x 2k
R3,R4 = 2 x 1W-2W 2.7k
R2 = 1 x 1k
R16 = 1 x 1W-2W 3.6

VD2,VD1 = 2 x 15V (стабилитроны на 1,3W)
VD3,VD4 = 2 x 1N4148

VT1 = 1 x BD139
VT2 = 1 x BD140
VT6,VT8,VT10,VT4 = 4 x IRFP240
VT5,VT7,VT9,VT3 = 4 x IRFP9240

X1 = 1 x TL071
X2 = 1 x 4.7k

Усилитель мощности на полевых транзисторах МОСФИТ усилитель на полевых транзисторах для сабвуфера простой усилитель мощности самостоятельная сборка усилителя мощности на полевых транзисторах

    Чертеж печатной платы в формате LAY можно скачать здесь, расположение деталей на плате показано на рисунке 3.


Рисунок 3 Расположение деталей на печатной плате усилителя мощности МОСФИТ УВЕЛИЧИТЬ
ВЗЯТЬ В ФОРМАТЕ LAY

    Внешний вид собранного варианта усилителя мощности на 400 Вт с полевыми транзисторами IRFP240 и IRFP9240 показан на рисунке 4. На плате установлены оригинланые транзисторы и подбирать их по параметрам практически не пришлось - было достаточно, что они из одной партии. В данном усилителе мощности одинаковоть параметров наиболее актуальна, поскольку транзисторы работают в усилительно режиме.


Рисунок 4 Внешний вид усилителя мощности МОСФИТ на 400 Вт

    Как видно из фотографии оконечные транзисторы установлены не совсем традиционно - они развернуты внутрь платы и крепятся к теплоотводу через имеющиеся в плате отвертия, диаметр которых позволяет пропустить через них крепеж вместе с головкой (винты или саморезы диаметром 3 мм). Такая компjновка позволила существенно сократить размеры печатной платы усилителя.

    Из особеностей усилителя так же следует отметить, что фланцы оконечных транзисторов соеденены между собой и выходом усилителя, поэтому при использовании небольших теплоотводов с принудительным охлаждением можно не использовать диэлектрические прокладки а изолировать радиатор от корпуса. При использование теплоотводов с естественной конвекцией воздуха размеры теплоотвода уже становяться довольно большими и подавать на них выход усилителя не рекомендуется - слишком большие наводки он будет создавать, что при неудачном монтаже плат в корпусе может вызвать возбуждение усилителя даже не смотря на его довольно жесткую устойчивость.

        На рисунке 5 и 6 приведены схемы усилителя с картами напряжений для варианта усилителя на 200 Вт при напряжении питания усилителя ±45 В и двумя парами оконечных транзисторов и усилителя на 400 Вт при напряжении питания ±65 В. Оба варианта нагружены на эквивалент акустической системы (желтый прямоугольник) и используют в качестве источника питания не идеальные источники питания, имеющие свое собственное сопротивление.


Рисунок 5 Карта напряжений усилителя мощности на 200 Вт и питании ±45В


Рисунок 6 Карта напряжений усилителя мощности на 400 Вт и питании ±65В

    Пожалуй стоит заметить, что в модели использовались транзисторы IRF640-IRF9640, как ближайшие аналоги IRFP240-IRFP9240, но с меньшей мощностью рассеиваниея кристалом тепла, поскольку имеют корпус ТО-220 против ТО-247. Тем не менее IRF640-IRF9640 в симмуляторе полностью справились с возлагаемыми на них задачами, а так же могут быть использованы в усилителе в качестве оконечных транзисторов. Однако, при использовании корпусов ТО-220 не следует забывать, что можность одного корпуса ТО-220 не должна превышать 60 Вт, в отличии от корпуса ТО-247 - до 100-120 Вт. Другими словами - при использовании в качестве оконечных транзисторов IRF640-IRF9640 с усилителя с четырмя парами снимать более 240 Вт не рекомендуется.

    На рисунках 7 и 8 схемы усилителей с картами токов, потекающих через каждый элемент усилителя в режиме покоя (входной сигнал отсутствует).


Рисунок 7 Карта токов усилителя мощности при напряжении питания ±45 В.


Рисунок 8 Карта токов усилителя мощности при напряжении питания ±65 В.

    Ток покоя оконечного каскада следует выставлять в пределах 30-40 мА - этого вполне достаточно для полного исчезновения искажений "ступенька" и технологического запаса на повышение напряжения питания. Пожалуй об этом стоит сказать отдельно:
    Данный усилитель не имеет ни каких токостабилизирующих цепочек, следовательно при изменении напряжения питания будут изменяться и режимы работы оконечного каскада - при увеличении питания ток покоя будет увеличиваться, при снижении - уменьшаться. Особого значения это не имеет, если напряжение сети изменяется в пределах 5% или для усилителя используется стабилизированный блок питания, но если напряжение питания сети снизится на 10 %, что на перефирии случается довольно часто, то на выходе усилителя уже гарантированно появится ступенька, а если повысится на 10%, то ток покоя уже будет составлять 0,45 А, а выделяемая на каждом транзисторе мощность (при питании ±65 В + 10% и четырех парах оконечников) составит порядка 30 Вт, что в итоге вызовет выделение тепла порядка 200 Вт, причем это на холостом ходу.

    Именно по этой причине рекомендуется этот усилитель использовать в качестве широкополосного при не изменном напряжении питания, либо в качестве усилителя для сабвуфера и установкой тока покоя в пределах 15-20 мА. При снижении питания появившуюся "ступеньку" низкочастотная динамическая головка просто не в состоянии воспроизвести за счет инерционности дифузора, а при повышении ток покоя останеться в пределах допустипого и такого сильного разогрева теплоотвода не произойдет.
    В качестве термостабилизирующих элементов используются диоды VD3-VD4, которые могут быть установлены как на радиатор, так и оставаться на печатной плате - мгновенного разогрева все равно не происходит, поэтому скорости разогрева платы, установленной над радиатором вполне хватает. На рисунке 8 показаны тока, протекающие в каскадах при температуре 20°С, а на рисунке 9 - при температуре 60°С, т.е. температура увеличилась в 3 раза.


Рисунок 8 Токи в каскадах усилителя мощности при температуре 20°С


Рисунок 9 Токи в каскадах усилителя мощности при температуре 60°С

    Поскольку оконечный каскад усилителя имеет свой собственный коф усиления ОЧЕНЬ важно обеспечить на входе этого каскада напряжение максимально приблежонное к нулю, поскольку как видно из рисунков 5 и 6 постоянное напряжение на выходе операционного усилителя величиной в 13 мВ на выходе усилителя уже приобретает величину в 66 мВ, т.е. увеличивается практически в 5 раз. Микросхемы от различных производителей имеют разное напряжение постоянной составляющей на выходе усилителя соответсвенно будет тоже отличаться довольно значительно и если постоянное напряжение на выходе усилителя больше 0,05-0,08 В, то придется либо искать микросхему другого типа, либо другого производителя, причем не гарантия, что новая микросхема будет по этим параметрам лучше той, которая уже стоит.

    Поэтому стоит обратиться в даташнику на TL071, в котором имеется принципиальная схема самого операционного усилителя. Изучив внимаетльно описание становится понятным, что производитель предусмотрел подобную ситуацию и вполне разумно вывел точки балансировки на выводы микросхемы (выводы 1 и 5 рисунка 10).


Рисунок 10 Принципиальная схема операционного усилителя TL071

    Подстроечный резистор лучше выбрать многооборотным и установить его непосредственно на корпус микросхемы распаяв выводы резистора на балансирующие выводы микросхемы, а движок резистора соединить с минусовым выводом питания.
    Мнение о том, что постоянное напряжение может возникать из за разбросов параметров транзисторов драйверного каскада не совсем верно. Усилитель мощности охвачен довольно хорошей ООС и посотянное напряжение остается не изменным даже при использовании не комплементарных пар в драйверном каскаде, а так же при отличии номаналов резисторов R9 и R10 на 10 % относительно необходимых (R9 составлял 36 Ом, а R10 - 30 Ом). Во всех экспериментах только увеличивался уровень THD, но ни как не изменялась величина постоянного напряжения на выходе усилителя.

    Модели для МИКРОКАП-8 можно взять ЗДЕСЬ.

 

        Несколько слов об ошибках монтажа:
    В целях улучшения читаемости схем расмотрим усилитель мощности с двумя парами оконечных полевых транзисторов и питании ±45 В.
    В качестве первой ошибки попробуем "запаять" стабилитроны VD1 и VD2 не правильной полярностью (правильное включение показано на рисунке 11). Карта напряжений приобретет вид, показанный на рисунке 12.


Рисунок 11 Цоколевка стабилитронов BZX84C15 (впрочем и на диодах цоколевка такая же).


Рисунок 12 Схема усилителя с картой напряжений при неправильном монтаже стабилитронов VD1 и VD2.

    Данные стабилитроны нужны для формирования напряжения питания операционного усилителя и выбраны на 15 В исключительно из за того, что это напряжение является для данного операционного усилителя оптимальным. Работоспособность без потери качества усилитель сохраняет и при использовании рядом стоящих по линейке номиналов - на 12 В, на 13 В, на 18 В (но не более 18 В). При неправильном монтаже вместо положенного напряжения питания опреционный усилитель получает лишь напряжение падения на n-p переходе стаблитронов. Ток покая регулируется нормально, на выходе усилителя присутсвует небольшое постоянное напряжение, выходной сигнал отсутсвует.
    Так же возможен не правильный монтаж диодов VD3 и VD4. В этом случае ток покоя ограничивается лишь номиналами резисторов R5, R6 и может достигать критической величины. Сигнал на выходе усилителя будет, но довольно быстрый нагрев оконечных транзисторов однозначно повлечет их перегрев и выход усилителя из строя. Карта напряжений и токов дляэтой ошибки показаны на рисунка 13 и 14.


Рисунок 13 Карта напряжений усилителя при неправильном монтаже диодов термостабилизации.


Рисунок 14 Карта токов усилителя при неправильном монтаже диодов термостабилизации.

    Следующей популярной ошибкой монтажа может быть неправильный монтаж транзисторов предпоследнего каскада (драйверов). Карта напряжений усилителя в этом случае приобретает вид, показанный на рисунке 15. В этом случае транзисторы оконечного касада полностью закрыты и на выходе усилителя наблюдается отсутсвие каких либо признаков звука, а уровень постоянного напряжения максимально приближен к нулю.


Рисунок 15 Схема усилителя с картой напряжений при неправильном монтаже транзисторов драйверного каскада.

    Далее самая опасная ошибка - попутаны местами транзисторы драйверного каскада, причем цоколевка тоже попутана в следствии чего прилагаемое к выводам транзисторов VT1 и VT2 является верным и они работают в режиме эмиттерных повторителей. В этом случае ток через оконечный каскад зависит от положения движка подстроечного резистора и может быть от 10 до 15 А, что в любом случае вызовет перегрузку блока питания и быстрый разогрев оконечных транзисторов. На рисунке 16 показаны токи при среднем положении подстроечного резистора.


Рисунок 16 Карта токов при неправильном монтаже транзистров драйверного каскада, цоколевка тоже попутана.

    Запаять "наоборот" вывода оконечных полевых транзисторов IRFP240 - IRFP9240 врядли получится, а вот поменять их местами получается довольно часто. В этом случае установленные в транзисторах диоды получаются в нелегкой ситуации - прилагаемое к ним напряжение имеет полярность соответсвующую их минимальному сопротивлению, что вызывает максимальное потребление от блока питания и как быстро они выгорят больше зависит от удачи чем от законов физики.
    Фейверк на плате может случиться еще по одной причине - в продаже мелькают стабилитроны на 1,3 Вт в корпусе таком же как у диодов 1N4007, поэтому перед монтажом стабилитронов в плату, если они в черном корпусе стоит повнимательней ознакомиться с надписями на корпусе. При монтаже вместо стабилитронов диодов напряжение питания операционного усилителя ограничено лишь номиналами резисторов R3 и R4 и потребляемым током самого операционного усилителя. В любом случае получившаяся величина напряжения значительно больше максимального напряжения питания для данного ОУ, что влечет его выход из строя иногда с отстрелом части корпуса самого ОУ, ну а дальше возможно появление на его выходе постоянного напряжения, близкого в напряжению питания усилителя, что повлечет появление постоянного напряжения на выходе самого усилителя мощности. Как правило оконечный каскад в этом случае остается работоспособным.
    Ну и на последок несколько слов о номиналах резисторов R3 и R4, которые зависят от от напряжения питания усилителя. 2,7 кОм является наиболее универсальным, однако при питании усилителя напряжением ±80 В (только на 8 Ом нагрузку) данные резисторы будут рассеивать порядка 1,5 Вт, поэтому его необходимо заменить на резистор 5,6 кОм или 6,2 кОм, что снизит выделяемую тепловую мощность до 0,7 Вт.


Э   К   Б BD135;  BD137  

З   И   С IRF240 - IRF9240

    Данный усилитель заслуженно обрел своих поклоников и начал обретать новые версии. Прежде всего изменению подверглась цепочка формирования напряжения смещения первого транзисторного каскада. Кроме этого в схему была введена защита от перегрузки.
    В результате доработок принципиальная схема усилителя мощности с полевыми транзисторами на выходе приобрела следующий вид:


УВЕЛИЧИТЬ

    Варианты печатной платы приведены в графическом формате (необходимо масштабировать). Автором данной печатной платы являюсь не я, поэтому в формате LAY у меня ее нет.

 

 

 

 

    Внешний вид получившейся модификации усилителя мощности приведен на фотографиях ниже:

    Осталось в эту бочку меда плескануть ложку дегтя...
    Дело в том, что используемые в усилителе полевые транзисторы IRFP240 и IRFP9240 прекратила выпуск фирма разработчик International Rectifier (IR), которая прилагала больше внимания к качеству выпускаемой продукции. Основная проблема этих транзисторов - они разрабатывались для использования в источниках питания, но оказались вполне пригодными для звуковой усилительной аппаратуре. Повышенное внимание к качеству выпускамых компонентов со стороны International Rectifier позволяло не производя подбор транзисторов включать параллельно несколько транзисторов не беспокоясь об отличиях характеристик транзисторов - разброс не превышал 2%, что вполне приемлемо.
    На сегодня транзисторы IRFP240 и IRFP9240 выпускаются фирмой Vishay Siliconix, которая не так трепетно относится к выпускаемой продукции и параметры транзисторов стали пригодными лишь для источников питания - разброс "коф усиления" транзисторов одной партии превышает 15%. Это исключает параллельное включение без предварительного отбора, а количество протестированных транзисторов для выбора 4 одинаковы переваливает несколько десятков экземпляров.
    В связи с этим перед сборкой данного усилителя прежде всего следует выяснить какой фирмы транзисторы вы может достать. Если в Ваших магазинах в продаже Vishay Siliconix, то настоятельно рекомендуется отказаться от сборки данного усилителя мощности - Вы рискуете довольно серьезно потратиться и ни чего не добиться.
    Однако и работа по разработке "ВЕРСИИ 2" этого усилителя мощности и отсутствие приличных и не дорогие полевых транзисторов для выходного каскада заставили немного поразмышлять над будущим этой схемотехники. В результате был смоделирована "ВЕРСИЯ 3", использующая вместо полевых транзисторов IRFP240 - IRFP9240 фирмы Vishay Siliconix биполярную пару от TOSHIBA - 2SA1943 - 2SC5200, которые на сегодня еще вполне приличного качества.
    Принципиальная схема нового варианта усилителя вобрала доработки "ВЕРСИИ 2" и притерпела изменения в выходном каскаде, позволив отказаться от использования полевых транзисторов. Принципиальная схема приведена ниже:


Принципиальная схема усилителя с использованием полевых транзисторов в качестве повторителей УВЕЛИЧИТЬ

    В данном варианте полевые транзисторы сохранились, но они используются в качестве повторителей напряжения, что существенно разгружает драйверный каскад. В систему защиты введена небольшая положительная связь, позволяющая избежать возбуждение усилителя мощности на границе срабатывания защиты.
    Печатная плата так и не была разработана до финального варианта, поэтому только могу предложить график измерения THD, полученный МИКРОКАП. Подробнее о данной программе можно почитать ЗДЕСЬ.

        Так же были проведены тесты с использованием одной пары полевиков в оконечном каскаде типа IRF630-IRF9630 и питанием от ±20 вольт. Усилитель позиционировался как усилитель для наушников и показал превосходнийшие результаты - качество звучания впечатлило, прослушивалось на наушниках Sennheiser HD 558 (брал у знакомого) и аудикарте ASUS Xonar DX (это уже своя). Детализация просто потрясающая, ни где ни чего не зажато. В общем пока сидел в наушниках пол закапал слюной, но мне пока такие не по карману...

   

ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА МИКРОСХЕМАХ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

   

 


Адрес администрации сайта: [email protected]
   

 

Усилители мощности 5-10 и 50-100Вт.

В реальной конструкции трансивера применен довольно мощный усилитель, пиковая мощность достигает 100Вт. На сегодня, в связи с существующими ценами на мощные ВЧ транзисторы, это довольно дорогой узел. В предоконечном и оконечном каскадах используются отечественные транзисторы, специально разработанные для линейного усиления диапазона 1,5-30МГц при напряжении питания 13,8В.

Усилители 5-10Вт

схема 5Вт , схема 10Вт

Пока приведу урезанную версию ШПУ выходной мощностью до 5Вт. Себестоимость его не высока, поэтому будет доступен большинству радиолюбителей. Выходная мощность практически одинакова на всех диапазонах. При желании, можно на высокочастотных участках выходную мощность сделать больше чем на НЧ. Это иногда требуется, когда используется внешний РА с завалом на ВЧ Bands. Первый каскад выполнен на транзисторе КТ610. Лучшая ему замена - это КТ939А, такой транзистор специально разработан для линейного усиления в классе А. Существуют более современные транзисторы с еще лучшими характеристиками, но их очень сложно найти. Например 2Т996Б у которого коэффициент комбинационных составляющих на частоте 60 МГц по второй гармонике (М2) не более - 65Дб, а по третьей гармонике (М3) не более - 95Дб, далеко не каждая лампа может обеспечить такие параметры. Транзистор VT1 используется в классе А при токе покоя 120-150мА. Трансформатор Т1 выполнен на ферритовом кольце диаметром 10 мм, проницаемость 1000. Намотка в два провода без скрутки, провод диаметром 0,24-0,30 мм, восемь витков, соединение начала одной обмотки с концом другой образуют средний вывод. Подъем усиления на ВЧ обеспечивает отрицательная обратная связь в цепи эмиттера, подбирается при помощи С1. Общее усиление и наклон АЧХ можно подбирать изменяя номиналы R5,C2. Усиленный сигнал через разделительный конденсатор С6 поступает на оконечный каскад VT2. Замены этому транзистору, без ухудшения характеристик, не удалось найти. Более-менее здесь еще работают КТ920Б,В; КТ925Б,В. Можно применять КТ921А,КТ922Б,КТ934Б,Г но это транзисторы, предназначение для использования при напряжении питания 24В. Поэтому можно предполагать завал коэффициента усиления и частотных свойств при питании 13,8В. На счет линейности тоже трудно что-то сказать, т.к. из всех перечисленных только КТ921А предназначен для этих целей, остальные предназначены для усиления ЧМ сигнала на частотах выше 50Мгц в классе С. Такие транзисторы можно использовать на КВ диапазонах с приемлемой линейностью только при пониженной мощности (не более 40%). Если читателю захочется более подробно ознакомиться с мнением автора по поводу построения транзисторных ШПУ с питанием 24В на отечественной элементной базе - у него можно заказать книжку-описание сетевого трансивера с синтезатором частоты на Z80 и таким усилителем мощности. При применении КТ965А в этом каскаде и питании 13,8-14В можно получить не менее пяти линейных Ватт мощности. При сравнении анализатором спектра СК4-59 5Вт полученных в TRX RA3AO и такой же мощности при применении КТ965А, сразу появилось желание выкинуть узел А21 в “дроздивере”. Двухтактный усилитель на КТ913 (А21) обеспечивает наличие “палок” на экране анализатора до предельной частоты прибора (110МГц), а может и выше, т.к. просто не позволяют разрешающие частотные свойства СК4-59. Транзистор КТ965 не предназначен для работы выше 30МГц, поэтому он просто не “тянет” на таких частотах и следы “палок” можно увидеть только на частотах до 50МГц, гармоники подавлены в худшем случае не менее 25Дб. Таким сигналом можно работать в эфире и возбуждать любой усилитель мощности без всяких фильтров. На рис.6 показан двухзвенный фильтр низкой частоты установленный на выходе усилителя, который обрезает те остатки “палок”, которые еще можно разглядеть на экране анализатора, выше 32МГц (L6,L7,C20,C21, C22). В случае “урезанного” ШПУ этот ФНЧ можно не устанавливать. Ток базы VT2 стабилизируется цепочкой VD1,VD2,VT3. Элементы C4,R8 определяют амплитудно-частотную характеристику каскада. Резисторы отрицательной обратной связи R10,R11 улучшают линейность. Резистор R7 служит для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения и рассчитывается по формуле R=S/2пFгр.Cэ. Ток покоя в пределах 300-350мА, выставляется резистором R9. Трансформатор Т2 можно выполнить на ферритовом кольце диаметром 16-20 мм проницаемостью 300-600 или применить “бинокль” из колец К10 проницаемостью 600-1000, достаточно по 4 кольца в столбике. Если предполагаемая нагрузка 50-75Ом, трансформировать сопротивление нужно 1:4, для этих целей подойдет трансформатор на кольце намотанный бифилярно проводом 0,6-0,8 мм, достаточно 7-9 витков. Средний вывод, образованный соединением начала одной обмотки с концом другой, подсоединяется к коллектору VT2. С одного свободного вывода через разделительный конденсатор емкостью 47-68Н, реактивной мощностью не менее 10 Вт, снимаем полезный сигнал, а на другой конец обмотки подается питающее напряжение. В случае если сопротивление нагрузки может быть более 100Ом или оно неизвестно, лучше применить трансформатор типа “бинокль”, т.к. с таким трансформатором легче менять соотношение трансформируемых сопротивлений. Выполняется он таким образом - нужно склеить из колец два столбика, затем столбики склеить между собой наподобие “бинокля”. Обмотка I может составлять 1-2 витка провода сечением не менее 0,6 мм. При неизвестном сопротивлении нагрузки обмотку II вначале наматывают с заведомо большим количеством витков, например 5, провод можно использовать монтажный многожильный. Затем, руководствуясь показаниями потребляемого тока каскадом на VT2, показаниями лампового вольтметра, включенного параллельно нагрузке, находим оптимальное соотношение витков трансформатора. Нужно проверять значение выходной мощности на самой высокой частоте - 29Мгц, в середине диапазонов - 14Мгц и на 1,8Мгц. Цепочка из резисторов R12,R13 в мощной версии ШПУ именуется “защитой от дурака”. Здесь служит как делитель при измерении выходной мощности. Элементы R14,C15 компенсируют неравномерность измерителя мощности во всем частотном интервале от 1,5 до 30МГц. Резистор R15 служит для градуировки показаний миллиамперметра. Для того, чтобы делитель не отбирал на себя часть полезной мощности , можно пропорционально увеличить сопротивление R12,R13, но тогда функции “защиты” выполняться не будут. Реле Р1 типа РЭС10 или его герметизированный аналог - РЭС34, паспорт 0301, сопротивление обмотки около 600Ом, предварительно проверить на надежность срабатывания от 11-12В. Можно применять 12-ти вольтовые паспорта с сопротивлением обмотки 100-120Ом, но тогда VT4 нужно заменить на более мощный транзистор (КТ815). Дроссели Др1 и Др3 должны выдерживать рабочий ток - Др1 до 150мА, Др3 до 1А.

 

 

Усилитель мощности 50-100Вт.

фото 50Вт , фото 100Вт , схема

Схемотехника транзисторных широкополосных усилителей мощности отработана и если просмотреть схемы импортных трансиверов, как дешевых так и самых дорогих моделей, то различие в построении этих узлов минимальны, отличия только в наименовании транзисторов, номиналах деталей и незначительно в схеме. Если читатель знаком с предыдущей книжкой - описанием сетевого TRX, в котором применен ШПУ на КТ956А, то он может отметить минимальную разницу в построении таких каскадов. Так как трансивер предназначен для работы от источника питания напряжением 13,8В, то поиски были направлены на то, чтобы обеспечить требуемую мощность с минимальным завалом амплитудно-частотной характеристики в высокочастотной области и сохранением линейности при понижении напряжения питания до 11В. Выбор транзисторов отечественного производства для решения этой задачи очень мал. Если еще учесть, что стоимость их как правило выше, чем транзисторов предназначенных для работы от 24-28В и на радиорынках они довольно редко встречаются, то прежде чем браться за изготовление такого усилителя следует задуматься - а нужно ли прилагать героические усилия, чтобы зацикливаться на этих пресловутых, принятых во всем мире 13,8В? Может слепить ШПУ из того “радиобарахла”, что есть в наличии? Есть же КТ960,КТ958,КТ920,КТ925, которые довольно часто применяют радиолюбители.

Чтобы читателю была более ясна позиция автора, остановимся более подробно на выборе типов транзисторов. Если верить тому, что пишут разработчики и изготовители мощных транзисторов, они делят их на три класса:

    •    Низкочастотные (граничная частота до 3МГц)  
    • Высокочастотные (граничная частота до 300МГц)
    • Сверхвысокочастотные (граничная частота выше 300МГц).  

Нас интересует вторая группа, внутри нее транзисторы разделяются на:

    • А) предназначенные для линейного усиления ВЧ сигнала
    • Б) для широкополосного усиления сигнала в классе С на частотах 50-400МГц.

Более подробно о том, как проектируются и изготавливаются те или иные транзисторы лучше прочесть в профессиональной литературе. Здесь же отметим лишь основные отличия подгруппы “А” и “Б”. Группа А, транзисторы предназначенные для связной аппаратуры - это в основном линейные широкополосные усилители, работающие в режиме одной боковой полосы, к транзисторам предъявляются дополнительные требования как по конструктивному исполнению (уменьшение емкости коллектора и индуктивности эмиттерного вывода) так и по линейности. В мощных ВЧ транзисторах для связной аппаратуры амплитуда комбинационных составляющих третьего и пятого порядков в 25-30 раз меньше чем амплитуда основных сигналов (ослабление не менее 27-33Дб). При изготовлении транзисторов этой группы производители основное внимание уделяют параметрам линейности и запасу прочности в предельных режимах эксплуатации. В подгруппе Б больше внимания уделяют частотным свойствам и повышению коэффициента усиления по мощности. Например, два транзистора, рассчитанные на получения одинаковой мощности 20Вт - КТ965А (подгруппа А) и КТ920В (подгруппа Б) отличаются предельными эксплуатационными параметрами. КТ965А - ток коллектора 4А, рассеиваемая мощность 32Вт при питании 13В; КТ920В - соответственно 3А, 25Вт при 12,6В. Так как граничная частота транзисторов, предназначенных для работы ниже 30 МГц, довольно невысокая (до 100МГц), то изготовителю легче произвести прибор с большей перегрузочной способностью. Например, минимальные размеры элементов транзистора на частоты 200-500МГц составляет 1мкм и менее, тогда как для частот 50-100МГц они могут иметь размер 3-4 мкм [4]. В том, что перегрузочная способность транзисторов разработанных для линейного усиления КВ диапазона выше, чем у приборов более высокочастотных, но используемых радиолюбителями на частотах до 30МГц, пришлось убедиться на практике. Например, ШПУ с выходной мощностью 70Вт на КТ956А выдерживает КСВ до 10 в длительном режиме и обладает достаточно хорошей линейностью, чего нельзя сказать о точно таком же усилителе на КТ930Б. RU6MS использует ШПУ на КТ956А с выходной мощностью 100-130Вт в виде приставки к “Катрану” уже несколько лет, нагружая усилитель непосредственно на антенну без всякого согласования. Помеха телевидению, даже при использовании “польских” активных антенн, полностью отсутствует. Перед этим он пытался эксплуатировать усилитель, опубликованный Скрыпником в журнале "Радио" и кроме нервных стрессов после очередной замены КТ930Б, отсутствия возможности работать в эфире когда любимая жена смотрит очередной сериал по телевизору, насколько мне известно, другого опыта получено не было. RK6LB применяет промышленный блок на двенадцати КТ956А (мощность до 500Вт) и спокойно работает в эфире при расстоянии 4 метра между усилителем и головной, формирующей сигналы шести телевизионных каналов, станцией кабельного телевидения. Аналогичные параметры линейности и надежности можно получить, применяя транзисторы предназначенные для питания напряжением 13,8В. К сожалению перечень таких изделий выпускавшихся отечественной промышленностью очень мал - это КТ965А,КТ966А,КТ967А. Более современные типы транзисторов на радиорынках попадаются очень редко. Максимальные значения выходной мощности могут быть получены при применении КТ966А и КТ967А, но рассматривать эти версии ШПУ здесь не будем из-за дефицитности транзисторов. Достаточно линейных 50-60Вт выходной мощности можно получить с более доступными КТ965А. Если предполагается частая работа от аккумулятора, то на этом можно остановиться.

Следует учесть, что основная масса радиолюбителей до сих пор используют в трансивере выходной каскад на ГУ19 с такими же энергетическими параметрами и они не могут оценить великолепную чистоту эфира в моменты отключения электроэнергии. А если ещё происходят ежедневные "плановые" отключения, то пользователям ламповой техники остаётся только посочувствовать. Они теряют не только время, но и громадное удовольствие от прослушивания диапазонов во время отсутствия помех, когда отключается электроэнергия в достаточно большом районе. В том случае, когда нужна мощность не менее 100Вт при 12В аккумуляторе, потребуются КТ966,967 или импортные аналоги таких транзисторов, но тогда резко повышается стоимость трансивера и логичнее приобрести что-то готовое фирменное, нежели “изобретать велосипед”. Можно попытаться применить при низковольтном питании транзисторы, разработанные для 27В - это КТ956А, КТ957А, КТ944А, КТ955А, КТ951Б, КТ950Б но, как показал опыт, придется смириться с ухудшением энергетических характеристик и линейности. Одна из версий трансивера, использованного UA3RQ, была такова - задействованы КТ956А при напряжении питания около 20В, в моменты отключения сети подключаются три последовательно включенных щелочных аккумулятора напряжением 19В. Два типа доступных мощных ВЧ транзисторов - КТ958А и КТ960А предполагают их применение в таком трансивере, т.к. разработаны они под питающее напряжение 12,6В но для класса С. По техническим условиям в случае применения этих приборов в режимах классов А,АВ,В рабочая точка должна находиться в области максимальных режимов, т.е. более предпочтительна работа телеграфом и ограниченным SSB сигналом. Для обеспечения достаточной надежности, выходная мощность не более 40Вт. Желательна работа на согласованную антенную нагрузку, в противном случае линейка ШПУ на таких транзисторах склонна к подвозбуду.

Усилитель выполнен на печатной плате привинченной к задней стенке-радиатору корпуса. Распайка деталей с одной стороны платы на вытравленных площадках. Такой способ монтажа позволяет легко закрепить плату на радиаторе и обеспечивает доступ к замене элементов без переворачивания платы, тем самым упрощается процесс настройки ШПУ. Напряжение питания платы 13,8В, если используется отдельный стабилизированный мощный источник питания для трансивера, то напряжение для этого узла можно поднять до 14,5В, а для остальных каскадов TRX ввести дополнительный стабилизатор на 12-13В. Такая мера позволяет увеличить общий коэффициент усиления и соответственно облегчит задачу получения равномерной АЧХ. Ту же мощность при повышенном напряжении можно будет получить при меньшем токе и за счет этого уменьшить просадку питающего напряжения на подводящих проводах. Не нужно забывать, что при низковольтном питании трансивера и довольно большой выходной мощности, потребляемый ток может достигать значительных значений. При выходной мощности 50-60Вт потребляемый ток превышает 7А. Отрицательно сказываются на стабильности питающего напряжения длинные подводящие провода между блоком питания и трансивером. Например на сетевом “шнурке” длиной 1м от сгоревшего 100Вт паяльника, используемом для подачи питающего напряжения от блока питания к трансиверу, просадка напряжения при токе до 10А может достигать 0,3-0,5В, приплюсуйте сюда просадку на проводах внутри трансивера от разъема до выключателя и обратно к плате ШПУ, в итоге на коллекторах выходных транзисторов при максимальной мощности вместо 13,8В, на которые настроен блок питания, имеем 13-13,3В. Это не улучшает ни линейность усилителя, ни его энергетические показатели.

ШПУ трехкаскадный, первый каскад работает в режиме класса А, второй - класс АВ и оконечный в классе В. Схемотехника подобна применяемой в импортных трансиверах и отечественной связной аппаратуре, т.к. такие узлы хорошо отработаны и нет смысла “удивлять мир” радиолюбительскими конструкциями. Основные задачи при построении транзисторных ШПУ - обеспечение максимально линейной АЧХ, надежности и устойчивой работы на нагрузку, отличающуюся от номинальной. Равномерная отдача мощности во всем рабочем диапазоне частот решается при помощи выбора типов транзисторов, дополнительными частотозависимыми цепочками отрицательной обратной связи, подбора соответствующих широкополосных трансформаторов и конструктивным выполнением. Надежная и устойчивая работа обеспечивается всевозможными защитами по перегрузкам, выбором типов радиоэлементов и конструктивным исполнением.

Первый каскад усилителя выполнен на транзисторе VT1 в качестве которого можно применить КТ610, КТ939 или более современный 2Т996Б. Из доступных транзисторов лучший - это КТ939А, т.к. он специально разработан для работы усилителя в классе А с повышенными требованиями к линейности. Транзистор 2Т996Б по данным завода изготовителя обеспечивает такие цифры линейности в которые трудно поверить - коэффициент комбинационных составляющих на частоте 60МГц по второй гармонике (М2) не более - 65Дб, а по третьей гармонике (М3) не более - 95Дб, далеко не каждая лампа может обеспечить такие параметры. Ток покоя зависит от типа применяемого транзистора и составляет не менее 100-160мА. Первый каскад должен работать в жестком режиме класса А с минимумом “мусора” в выходном сигнале, т.к. от этого будет зависеть не только то, что получим на выходе линейки ШПУ, но и общий коэффициент усиления полезного сигнала. Последующие каскады так же широкополосные и они будут одинаково усиливать все сигналы поступающие на их вход. При большом количестве гармоник во входном сигнале часть мощности будет бесполезно расходоваться на их усиление, за счет комбинационных взаимодействий между ними это еще ухудшит и общую линейность. Если посмотреть анализатором спектра такую ситуацию, то обнаружим на выходе каскада еще больший частокол “палок” гармоник, чем видно во входном сигнале. Ток покоя первого каскада регулируется резистором R2. Максимальную отдачу на частоте 29 МГц регулируют конденсатором С1. Цепочка R5,C1 определяет как общий коэффициент усиления, так и наклон АЧХ. Трансформатор Т1 выполнен на ферритовом кольце К7-10 проницаемостью 1000, намотка бифилярная без скрутки двумя проводами диаметром 0,15-0,18 мм равномерно по всему кольцу, достаточно 7-9 витков. Начало одной обмотки соединено с концом второй и образует средний вывод. Дроссель Др1 должен выдерживать потребляемый транзистором ток . При настройке первого каскада основное внимание нужно уделить линейности работы каскада и максимальной отдаче на 29МГц. Не следует увлекаться повышением коэффициента усиления каскада, уменьшая R3,R4 и увеличивая R5 - это приведет к ухудшению линейности и устойчивости работы всего ШПУ. В зависимости от того, какую мощность хотим получить, ВЧ напряжение на коллекторе VT1 нагруженного на VT2, составляет 2-4В. Далее усиленный сигнал через С6 поступает на второй каскад, который работает с током покоя до 350-400мА. Конденсатор С6 определяет АЧХ и в случае завала на 160 м, его номинал можно увеличить до 22-33Н. Здесь применен транзистор КТ965А. Это на первый взгляд не совсем логичное решение, т.к. транзистор “очень мощный” для такого каскада и используется здесь на 15-20% от того, что в нем “заложено”. Попытки применить более “слабый” транзистор в этом каскаде не дали желаемых результатов. Высокочастотные транзисторы 12В серии из доступных - КТ920, КТ925 с различными буквами если и обеспечивали энергетические параметры, то не давали малого количества “палок” в выходном сигнале на экране анализатора спектра. Транзистор КТ921А при хорошей линейности не обеспечивает требуемую АЧХ при питании напряжением 13,8В и не раскачивает выходной каскад до требуемой мощности на ВЧ диапазонах. Только при применении КТ965А удалось получить до 5Вт линейного сигнала с этого каскада. Кстати, если нет требования получения большой мощности от такого трансивера, то на этом каскаде можно завершить построение ШПУ. Трансформатор Т2 следует включить наоборот, т.е. обмоткой II в цепь коллектора, а обмоткой I в нагрузку. Нужно будет подобрать соотношение витков обмоток для оптимальной согласовки с нагрузкой. Но даже при переключенном Т2 без подбора соотношения витков в обмотках, на нагрузке 50 Ом линейка из транзисторов 2Т355А (плата ДПФов), 2Т939А и 2Т965А обеспечивает 13-16В эффективного напряжения. Потребляемый ток достигает 1,3-1,5А, КПД получается невысокий, но это плата за высокую линейность сигнала. Если не удается найти КТ965А, тогда целесообразно этот каскад выполнить двухтактным на транзисторах КТ921А, рис.8. Придётся смириться с некоторым завалом на частотах выше 21 МГц, выходная мощность с таким каскадом достигает 10Вт. Можно получить спектрально очень чистый сигнал с линейной АЧХ мощностью до 5Вт, увеличивая отрицательные обратные связи элементами R5-R8,R10,C9,R11,C10. На схеме показаны раздельные цепи смещения отдельно для каждого транзистора - это версия для самого "бедного радиолюбителя", у которого нет возможности подобрать пару VT2,VT3 с идентичными характеристиками.

Если предполагается подбор транзисторов, тогда цепи питания баз можно объединить. Предварительно резисторами R14,R15 в цепочках стабилизаторов токов баз нужно выставить ток покоя в пределах 150-200 мА на каждый транзистор, а затем более точно подрегулировать по подавлению ближайшей четной гармоники, которую можно прослушать на дополнительный приемник. Пределы регулировки тока покоя зависят от крутизны применяемых транзисторов и количества последовательно включенных диодов VD1,VD2 и VD3,VD4. Попадаются транзисторы у которых для получения тока покоя до 200мА достаточно одного включенного диода. Цепочки С7,R1 и С8,R2 обеспечивают подъем амплитудно-частотной характеристики на высокочастотных диапазонах. Дроссель Др3 должен обеспечивать требуемый каскаду ток (до 2А) без просадки на нем напряжения. Его можно намотать на небольшом ферритовом кольце проницаемостью 600 и более, проводом диаметром не менее 0,6-0,7 мм, достаточно 10-20 витков.

Трансформатор Т1 выполнен в виде “бинокля” из ферритовых колец диаметром 7 мм, проницаемостью 1000-2000. Столбики “бинокля” склеены из 3-4 колец в зависимости от их толщины, высота столбика 9-11 мм. Первичная обмотка 2-3 витка монтажного провода во фторопластовой изоляции, вторичная 1 виток провода ПЭЛ 0,7-0,8 мм.

Трансформатор Т2 выполнен тоже в виде “бинокля”. Два столбика склеены из ферритовых колец проницаемостью 1000, диаметром 10 мм, столбики высотой 13-16 мм. Также можно использовать кольца проницаемостью 1000-2000 диаметром 7 мм, высота столбиков 10-11 мм. Первичная обмотка - 1 виток из оплетки от тонкого коаксиального кабеля с отводом от середины или один виток из сложенных двух монтажных проводов во фторопластовой изоляции, начало одного соединено с концом второго и образует средний вывод. Виток считается, когда провод входит в один “глазок бинокля” и возвращается из второго. Вторичная обмотка, в случае применения оплетки от коаксиального кабеля для I обмотки, проходит внутри этой оплетки, если же применен монтажный провод для “первички”, то обмотка II пропускается через отверстия столбиков аналогично I обмотке, только выводами в противоположную сторону. Количество витков обмотки II может колебаться от 2 до 5 в зависимости от исполнения обмотки I и их придется подобрать экспериментально по лучшему КПД и оптимальной АЧХ выходного каскада на требуемом сопротивлении нагрузки.

“Бинокли” нельзя приклеивать без изоляции на печатную плату, т.к. некоторые марки ферритов пропускают постоянный ток. Следует отметить, что ФНЧ на элементах С34,L1,C35,L2,C36 рассчитан на сопротивление 50 Ом. Если нагрузка значительно отличается от этого значения, фильтр нужно пересчитать или исключить, т.к. он в этом случае будет вносить неравномерность в АЧХ усилителя. Вернемся к схеме на рис. 9. Резистор R7 служит для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения и рассчитывается по формуле R=S/2пFгрСэ. Ток базы VT2 стабилизируется цепочкой VD1,VD2,VT3,R9,C9. Резистором R9 выставляется ток покоя. При помощи элементов отрицательной обратной связи R8,C4,R10,R11 можно выставить требуемую АЧХ и коэффициент усиления каскада. Устанавливать VT3 на теплоотвод не требуется. Дроссель Др3 должен выдерживать ток до 1,5А.

Настройка каскада заключается в подборе тока покоя резистором R9, коррекции амплитудно-частотной характеристики и коэффициента усиления резистором R8 и в меньшей степени конденсатором С4. Предварительно обмотку I трансформатора Т2 следует намотать 3 витка. Окончательный подбор будет осуществляться при настройке всего ШПУ.

Противофазные сигналы с трансформатора Т2 через цепочки C16,R15,C17,R16 формирующие требуемую АЧХ, поступают на выходные транзисторы VT6,VT5. Резисторы R8,R17 служат для той же цели, что и R7. При помощи С15 обмотка 2 трансформатора Т2 настраивается в резонанс на самой высокой рабочей частоте (29,7Мгц).

По выходным транзисторам VT6,VT5 информация следующая. Тип применяемых транзисторов зависит от предполагаемой выходной мощности. Самые мощные и соответственно дорогие - это КТ967А. С них можно получать выходную мощность более 100Вт с очень высокой надежностью. Возможно применение КТ956А, но при напряжении питания 13,8В у этих транзисторов резко падает усиление на высокочастотных диапазонах и линейность. Выход только один - повышать напряжение питания хотя бы до 18-20В. С транзисторами КТ965А в выходном каскаде возможно получение 50-60Вт с приемлемой надёжностью. Хотя в справочниках указывается выходная мощность 20Вт на один транзистор, но это как раз тот редкий случай, когда указана "штатная" мощность при применении в промышленной и военной технике с большим запасом надёжности. В качестве эксперимента с пары 2Т965А на 50Ом эквиваленте удавалось получить 90Вт на низкочастотных диапазонах. При выходной мощности 40-45Вт усилитель выдерживает практически любой КСВ в длительном режиме, оптимальной такую работу назвать, конечно же, нельзя. Т.к. при длительной работе с высокими значениями КСВ, например, несколько пользователей этой техники упрямо используют одну "проволоку" на все диапазоны (называя это антенной), обычно один-два раза в год они меняют первый транзистор линейки ШПУ - КТ355А. "Отражёнка" блудит по трансиверу и самое слабое место оказалось в первом каскаде. С транзисторами КТ966А можно получать не менее 80Вт выходной мощности, но у них больше завал на ВЧ диапазонах. Как показал опыт длительного применения этих транзисторов при КСВ до 1,5-2 они выдерживают двукратную перегрузку по мощности. Более распространенные и дешёвые транзисторы такие параметры, увы, не обеспечивают. Например, при применении КТ920В,925В можно с натяжкой получить линейных 40Вт, при превышении этой цифры резко падает надёжность и растёт уровень внеполосных излучений.

Дополнительно усиление и АЧХ можно корректировать цепочками R19,C30 и R20,C27. Стабилизатор базового смещения выполнен на элементах VD4,VD5,VT4. Транзистор VT4 через слюдяную прокладку прикручен к радиатору. Дроссель Др4 намотан на ферритовом стерженьке от самых больших и длинных дросселей (ДМ3) или на ферритовом кольце проницаемостью 600-1000, диаметром 14-16мм для удобства намотки, провод диаметром не менее 0,8мм на стерженьке до заполнения, на кольце достаточно 7-10 витков. Дроссели Др5,Др6 можно применить типов ДПМ-0,6 или намотать их на ферритовых колечках диаметром 7мм, проницаемостью 600-1000, достаточно 5 витков провода ПЭЛ 0,35-0,47мм.

Трансформатор Т3 - "бинокль" из колец диаметром 10-12мм, проницаемость 600-1000, длина столбиков 28-24мм. Обмотка 1 - один виток оплётки от коаксиального кабеля, обмотка 2 - два-три витка монтажного провода во фторопластовой изоляции, проложенного внутри первичной обмотки. Точное количество витков вторичной обмотки подбирается при настройке на требуемое сопротивление нагрузки и номинальной выходной мощности по равномерной АЧХ и наилучшему КПД каскада.

Ток покоя по 200-250мА на транзистор, подбирается резистором R24. Более точно ток покоя можно выставить по наибольшему подавлению чётных гармоник, которые можно проконтролировать анализатором спектра или дополнительным приёмником. Выходные транзисторы требуют обязательного подбора пары. Подбор на малом токе не оптимален - нужно проверить характеристики при токах коллектора 50мА, 300мА, 1А. Более того, транзисторы с близкими характеристиками на постоянном токе следует подобрать в пары ещё и на ВЧ по одинаковой отдаваемой мощности. Т.к. например, самые "крутые" на постоянном токе транзисторы очень часто уступают по отдаче на ВЧ транзисторам с параметрами "ниже средних". Задача успешного выбора пары выходных транзисторов достаточно просто решается - если есть в наличии хотя бы десяток транзисторов. Надежды на то, что раздельное питание баз может компенсировать разброс - увы, - "имеет место быть" только при небольшом разбросе. Наша промышленность так безобразно выдавала "на гора" эту продукцию, что разбросы таковы - на постоянном токе при одном и том же базовом смещении ток коллектора может колебаться от 20 до 300мА, а амплитуда ВЧ напряжения на нагрузке при одинаковой "раскачке" может быть и 20, и 30В. Сложно предположить, что будет выдавать ШПУ если в выходном каскаде применить два транзистора с крайними значениями разбросов. Понятно, что удовлетворения от работы такого "чуда" не получит ни сам пользователь, ни слушатели.

В реальной конструкции ШПУ различия параметров выходных транзисторов отражаются снижением выходной мощности, неравномерным нагревом транзисторов (более "крутой" греется сильнее), из-за перекоса плеч повышенное содержание гармоник в выходном сигнале (вплоть до появления TVI), низким КПД. К сожалению, одним тестером подобрать качественно пару транзисторов для выходного каскада не удаётся, поэтому если есть очень большое желание изготовить такой усилитель, но не удаётся приобрести достаточного количества, чтобы подобрать пару, в крайнем случае, можно за помощью обратиться к автору этих строк, не забывайте только, что возможности мои не безграничны.

К выходной обмотке трансформатора Т3 подпаяна "защита от дурака", состоящая из резисторов R21,R22. В случае, если у линейки ШПУ исчезнет нагрузка или будет подключено вместо антенны неизвестное сооружение, то вся мощность будет рассеиваться на этих резисторах. Рано или поздно от этих резисторов пойдёт дух горелой краски - сигнал нерадивому "эксплуататору" - смотри "чего-то не так, горим". Эта простейшая, но действенная защита позволяет, в случае надобности, без особенных опасений включать трансивер на передачу на неизвестную нагрузку. Чем сопротивление нагрузки выше 50ти Ом, тем большая мощность рассеивается на этих резисторах. Ситуации, когда сопротивление нагрузки ниже чем 50Ом возникают намного реже, и как показывает опыт, усилитель легче выдерживает КЗ нагрузки, нежели её отсутствие. Какая низкоомная нагрузка ни была бы, всегда есть реактивное сопротивление коаксиального кабеля, которым она подключена и реактивность ФНЧ, поэтому абсолютное КЗ на выходе УМа получить достаточно сложно, конечно, если специально не имитировать такую ситуацию. Как гласит один из законов Мерфи: "Защита от дурака срабатывает до того момента, пока не появится изобретательный дурак".

Цепочка R24,C37,VD6,C38,R23 служит для измерения выходной мощности. Элементы R24,C37 подобраны таким образом, чтобы компенсировать неравномерность измерения мощности от частоты. Резистором R23 регулируют чувствительность измерителя.

Фильтр нижних частот с частотой среза 32Мгц состоит из C34,L1,C35,L2,C36. Он рассчитан под 50Ом нагрузку. ФНЧ следует дополнительно настроить по наивысшей отдаче на 28Мгц, сдвигая-раздвигая витки катушек L1,L2. В случае применения дополнительного согласующего устройства между трансивером и антенной или при работе с внешним усилителем мощности его достаточно для подавления внеполосных излучений. В правильно изготовленном и настроенном усилителе уровень второй гармоники не более -30Дб, третьей не более -18Дб, комбинационных колебаний третьего порядка в пике огибающей двух тонового сигнала не более -32Дб.

Контакты К1 реле Р1 подключают антенное гнездо к ШПУ в режиме передачи. Реле Р1 управляется через транзисторный ключ VT4 напряжением ТХ. Диод VD3 служит для защиты транзистора VT4 от бросков обратного тока при переключении реле. Р1 типов РЭС10, РЭС34 с сопротивлением обмотки до 400Ом, его предварительно нужно проверить на надёжность срабатывания от 12-13В. Некоторые реле, например РЭС10 паспортов 031- 03 02, 031-03 01 при напряжении питания 13,8В надёжно отрабатывают в течении первых двух-трёх недель, а затем при нагреве отсека УМа, где и расположены эти реле, начинают отказывать - недотягивают контакты и не подключают выход ШПУ к антенне. Возможно - это было связано с низким качеством реле, хотя десяток реле из той же коробки работают безотказно уже несколько лет. Также можно применить РЭС10 с сопротивлением обмотки 120Ом, паспорт 031-04 01, но нужно учесть, что потребляет оно около 110мА, при 13,8В питании TRX греется, что не улучшает общий температурный режим отсека ШПУ, соответственно максимальный коллекторный ток транзистора VT4 должен быть не менее этого значения. При применении РЭС10 выше описанных паспортов, в качестве VT4 можно применять КТ315.

Замечена интересная особенность отечественной элементной базы - она требует предварительного "теста", прогона в течении не меньше одной-двух недель и желательно в различном температурном режиме, т.е. трансивер следует включать-выключать, чтобы он во время работы нагревался и при отключении остывал. Тогда те детали, которые "должны вылететь" из-за их низкого качества "улетят" быстрее и не приведут к "нервному стрессу" в самый неподходящий момент, как это чаще всего бывает. После такого тестирования трансивер при грамотной и аккуратной эксплуатации, как правило, безотказно работает годами.

РадиоКот :: Усилители мощности. Начало

Усилители мощности. Начало

Ну, точнее, не совсем начало, а скорее конец, поскольку, как настоящие индейцы, мы с Котом (Мяу! – здесь и далее примечания Кота) решили начать эту сагу об УМ с выходных каскадов.

Собственно говоря, мне придется отдуваться за двоих, поскольку Коту совершенно непонятно, за коей собакой нам, людям потребовались такие штуковины, как усилители мощности. Ну, им, котам, этого не понять – они и так весьма мощно орут, когда кто то наступит им на хвост. (МЯААААУУ!) Да, да. Извини, я не со зла.

Ну что же, не будем тянуть кота за хвост и начнем.

Что же представляет из себя Усилитель Мощности – далее, для краткости будем называть его УМ. Условно, его структурную схему можно разделить на три части:

Все эти три части выполняют одну задачу – увеличить мощность выходного сигнала до такого уровня, чтобы можно было раскачать нагрузку с низким сопротивлением - динамическую головку или наушники. Как они это делают? Очень просто – берется постоянный ток питания УМ и преобразуется в переменный, но так, что форма сигнала на выходе повторяет форму входного сигнала.

Это как раз продемонстрировано на рисунке. На входе у нас маленький ( мяу! ) сигнал, на выходе большой (МЯУ!). При этом его форма ( мяу! -МЯУ!) совершенно не поменялась. Спасибо Кот.

Но, к сожалению, все хорошо бывает только в теории. На практике же, при конструировании радиоаппаратуры мы применяем неидеальные резисторы, конденсаторы, и в особенности транзисторы. Поэтому форма выходного сигнала может весьма серьезно отличаться от входного и такая беда называется искажения . Свои пять копеек в порчу сигнала вносят все каскады усилителя, но львиную его долю – я бы сказал, целый рубль мелочью, вносит оконечный каскад при его неправильном построении или расчете.

Почему искажения – это плохо? Ну, чтобы не заниматься демагогией, просто вырежьте из этой статьи, скажем, каждое пятое слово. Что получилось? Нет, смысл, конечно, все равно понятен, но уже несколько не то, правда? Таким же образом получается и со звуком.

Итак, давайте рассмотрим различные способы построения оконечных каскадов УМ, которые также называются классами (или режимами работы) усилителей. Слышали наверное – усилитель класса А, усилитель класса АВ – вот это оно и есть.

Начнем с того, что посмотрим на общую принципиальную схему выходного каскада УМ.

Это двухтактный выходной каскад на комплементарных транзисторах. Как видно, в базовые цепи транзисторов включены источники напряжения, формирующие начальное смещение рабочей точки каждого из транзисторов. Так вот как раз от величины этого напряжения и зависит в каком режиме (классе) будет работать тот или иной выходной каскад.

Ну, начнем по порядку – режим А .

Этот режим получится у нас при довольно большом напряжении смещения , таком, что

где I0 – ток покоя каскада. Таким образом, оба транзистора находятся в активной зоне и по мере спада коллекторного тока одного транзистора, увеличивается ток другого. В результате всех этих плясок мы получаем практически идеальную линейность каскада и полное отсутствие нелинейных искажений. НО. Всегда есть некое НО, вы заметили? Во-первых, мощность, потребляемая от источника питания, равна удвоенной мощности выходного сигнала и является величиной постоянной, не зависящей от входного сигнала. То есть, если усилитель развивает максимальную выходную мощность 100 ватт, то потребляемая от источника питания мощность составит 200 ватт, причем, не важно с какой громкостью вы будете слушать музыку. А если усилитель двухканальный, то есть стерео? А если это домашний кинотеатр? Дальше. Выходные транзисторы, как вы знаете имеют дурную привычку греться. То есть, рассеивают некоторую мощность. В случае режима А, рассеиваемая мощность для одного транзистора равна следующему:

где a – размах напряжения на выходе.

Что у нас получается? Еще одна особенность класса А – мощность рассеяния транзисторов тем больше, чем меньше входной сигнал. То есть, если вы оставите работающий усилитель без входного сигнала, он будет греться как печка, так как в отсутствие входного сигнала мощность рассеяния транзистора равна максимальной выходной мощности усилителя. Кстати, хочу сказать, что это проверено на практике – мой Technics A 900 Reference и в самом деле греется сильнее в том случае, если на его вход не подается никакого сигнала – я в свое время очень удивлялся этому обстоятельству и даже хотел тащить его в ремонт. Еще один немаловажный параметр усилителя – КПД. Ну, сами понимаете – с таким нагревом транзисторов никакого человеческого (Мяу!) или кошачьего КПД мы не получим.

КПД считается так:

гда a , как и в прошлой формуле – размах выходного напряжения. Таким образом, КПД не постоянен и увеличивается по мере нарастания входного сигнала, а значит и выходной мощности и максимально достигает значения 50%. ( Хотите выпить бутылку пива? Мяу, ничего не получится – половину бутылки выливаем в унитаз, оставшуюся половину выпиваем и бежим снова за целой.) Да, примерно так и есть, но надо заметить, что пиво это будет просто превосходное. Правда, тем обиднее будет выкидывать половину.

Итак, подытожим – чем же хорош класс А? Прежде всего отличной линейностью и отсутствием искажений – форма сигнала на выходе остается такой же, какой она была на входе. Но за это нам приходится платить убийственной потребляемой мощностью и чрезвычайно низким КПД усилителя. Пойти на такие жертвы могут далеко не все и такой режим работы усилителей применяется только в очень качественных системах класса Hi - End , стоимость которых начинается от 1000 утоптанных енотов и выглядят они при этом форменными гробами.

Следующий класс усилителей – класс В

Так же как и в прошлый раз, рассмотрим двухтактный каскад на комплементарных транзисторах.

Схема немножко упростилась в связи со спецификой работы усилителя в этом режиме. Как можно увидеть – смещения тут нет совсем никакого, то есть транзисторы открываются исключительно от входного сигнала. Таким образом, особенность этого режима заключается в том, что при отсутствии входного сигнала оба транзистора закрыты, и каскад не потребляет от источника питания совершенно ничего – I0 =0. При наличии входного сигнала транзисторы работаю поочередно – для положительных полуволн работает транзистор Т1, а для отрицательных Т2. Давайте посмотрим, как у нас обстоит дело с потребляемой мощностью, КПД, и нагревом транзисторов.

Для начала введем некий коэффициент а – так называемый, коэффициент использования.

то бишь отношение выходного напряжения в данный момент к максимальному выходному напряжению. Если сказать человеческим языком, то эта цифирька показывает загруженность усилителя работой в данный момент – или он электроны ведрами таскает с бешенной скоростью – а=1, или вообще дрыхнет – а=0.

Итак, выходная мощность считается по следующей формуле:

;

мощность рассеяния рабочего транзистора:

потребляемая мощность:

Ну в общем, в случае режима В все по-честному – потребляемая мощность возрастает по мере роста входного сигнала и соответственно, выходной мощности. Максимальная потребляемая мощность при а=1 достигает

КПД также прирастает с ростом уровня сигнала и достигает 78,5%. Ну совсем другое дело. (Мяу! Ну да – вылить 20% пива – это не 50%.)

Так, что то мы пропустили, кажется. Ну точно – про искажения то забыли. А все Кот со своим пивом. Отвлекает.

Так вот, посмотрим на искажения.

Уууу… вот тут то мы и попали – смотрите, что творится. В чистом классе В нас поджидает очень большая ммм… (Мяу! Задница!) ну да, что то в этом роде - нелинейные или, как их еще называют – переходные искажения 1-го рода . Видите – на графике – вместо того, чтобы синусоиде плавно переходить через ноль, как она это делает во входном сигнале, у нас получается вообще провал некоторой ширины – то есть момент, когда сигнал исчезает вообще – нету его. Почему же это происходит? Все дело в том, что транзистору, чтобы открыться и начать работать нужно некоторое пороговое напряжение, подаваемое на базу – для кремниевых биполярных транзисторов оно равно 0,7 вольта.

То есть, что мы получаем. Допустим, величина положительной полуволны начинает убывать. Транзистор Т1 начинает закрываться. И наступает такой момент, когда величина первой полуволны падает ниже 0,7 вольта и Т1 закрывается, но ведь Т2 то еще не открылся, а откроется он только тогда, когда сигнал перейдет в отрицательную полуволну и её величина достигнет напряжения –0,7 вольт. Таким образом, мы получаем дырку в сигнале шириной в 1,4 вольта. Ай ай ай, что же нам делать то теперь, а? (Пиво пить, выливая 20% в унитаз, мяу!)

Ну, чтобы не заканчивать эту часть на грустной ноте, забегу вперед и скажу, что решение этой проблемы найдено, найдено давно и называется оно режим АВ . Некий компромисс между качеством сигнала и мощностными параметрами. Но это мы уже рассмотрим в следующей части. (А еще мы будем рассматривать класс D – цифровой усилитель, мяу!)

ЦЫЦ зараза! Ну вот, все секреты разболтал, ну ладно, что ж с ним сделаешь, пойду покормлю.


Как вам эта статья?

Заработало ли это устройство у вас?


Эти статьи вам тоже могут пригодиться:

Усилитель мощности на трех транзисторах. Простая схема для начинающих.

Самая простая схема усилителя мощности.
Представляет собой двухтактный эмиттерный повторитель, использующий комплементарную пару транзисторов - VT2(n-p-n) и VT3(p-n-p). На транзисторе VT1 выполнен предварительный усилитель.Режим транзистора VT1 задается резистором R1, через который осуществляется стабилизирующая параллельная отрицательная связь по напряжению. Резисторы R3 и R4 вместе с диодами D1, D2 определяют ток покоя выходных транзисторов.

Параметры компонентов схемы:
С1=10мкФ*15В; С2=470мкФ*15В; R1=330кОм; R2=1кОм; R3=2,2Ом.
Транзисторы: VT1 - BC108(лучше - BC548), VT2 - BFY50, VT3 - BC461, диоды D1,D2 - 1N4148.

Российские аналоги: BC108 - КТ342В, выходные транзисторы - любые комплиментарные, средней мощности. Германиевые тоже подойдут(пара ГТ402 - ГТ404, например) при условии изменения значения R2 в большую сторону(его придется подбирать).
При напряжении питания 9 В такая схема обеспечивает выходную мощность 1 Ватт на нагрузке сопротивлением 8 Ом.

Если изменить параметры компонентов схемы следующим образом:
С1=22мкФ*25В; С2=1000мкФ*25В; R1=100кОм; R2=680Ом; R3=0,2Ом. Транзисторы: VT1 - BC337, VT2 - BD131, VT3 - BD132, диоды D1,D2 остаются 1N4148, то при напряжении питания 18 В можно получить мощность 5 Ватт на нагрузке сопротивлением 8 Ом. При увеличении напряжения питания до 25 В мощность увеличится почти до 10 Ватт.
Российские аналоги транзистров: BC337 - КТ660А( при отсутствии подойдут и КТ815, и КТ817),BD131 - КТ943(КТ817 тоже пойдет), BD132 - КТ932(КТ816 в пару к КТ817).

Для балансировки выходного каскада целесообразно вместо резистора R1=100 кОм установить последовательно подключенные постоянное сопротивление 47 кОм и переменное сопротивление 100 кОм. Переменное сопротивление необходимо регулировать таким образом, чтобы напряжение в точке соединения резисторов R3,R4 равнялось половине напряжения питания схемы. Выходные транзисторы следует установить на радиаторе с тепловым сопротивлением не более 10С/Вт.

Максимальное значение мощности, которую можно получить в нагрузке для такой схемы можно рассчитать по формуле:

RL здесь - сопротивление нагрузки, подключаемой через конденсатор С2.

Использованы материалы книги М.Тули - "Карманный справочник радиолюбителя".

На главную страницу

2.2 Усилители мощности

2.2 Усилители мощности

Рассмотренные ранее усилительные каскады обеспечивают получение на выходе сигналов, мощность которых значительно выше мощности входных сигналов, однако, основным показателем работы этих каскадов являются коэффициент усиления по напряжению, а в эмиттерном и истоковом повторителе коэффициент усиления по току.

В том случае, когда в нагрузочном устройстве необходимо выделить максимальную мощность, используются усилители мощности. Они, как правило, являются выходными каскадами многокаскадных усилителей. Основным параметром усилителя мощности является коэффициент усиления по мощности, равный произведению коэффициентов усиления по напряжению и току:

Кр=Кu*Кi

Нагрузочными устройствами усилителя мощности являются обмотки электродвигателей, реле, громкоговорителей и других элементов электрических цепей, имеющие сравнительно небольшие сопротивления (единицы и десятки Ом). При выбранном усилительном элементе усилителя и заданном источнике усиливаемого сигнала получение максимальной мощности в нагрузочном устройстве возможно лишь при условии, что сопротивление нагрузки равно выходному сопротивлению усилительного каскада, т.е. в согласованном режиме.

Рисунок 2.2 1 Схема однотактного усилителя мощности.

 

Для согласования сопротивлений нагрузочного устройства с выходным сопротивлением усилителя мощности используются понижающие трансформаторы. Схема усилительного каскада с трансформатором, нагруженным на резистор Rн, показана на рисунке 2.2.1

Первичная обмотка трансформатора включена в цепь коллектора; сопротивление нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора равно:

R/Н=(W1/W2)2 RНн,

где Wи W2 – число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора. Следовательно при определенном коэффициенте трансформации трансформатора h= W1/Wможно добиться равенства Rвых=R/Н.

Назначение остальных элементов схемы аналогично усилителю напряжения.

Для усилителей мощности важное значение имеет коэффициент полезного действия (КПД.), который зависит от режима работы усилительного элемента. В приведенной схеме, называемой однотактным усилителем мощности, используется режим усиления класса А. При этом нелинейные искажения минимальны, однако КПД низок (не более 50%).

С целью повышения КПД усилительного каскада используется двухтактные усилители мощности, состоящие из двух симметричных плеч (рисунок 2.2.2).Эти усилители работают чаще всего в режиме класса В, что значительно повышает КПД ( до 80 %).

Рисунок 2.2 2 Схема двухтактного усилителя мощности

Транзисторы Т1 и Т1, которые подбирают с максимально близкими характеристиками, работают в одинаковом режиме. Единственным отличием в работе плеч усилителя является противофазность токов и напряжений в цепях баз транзисторов и обусловленная этим противофазность переменных токов и напряжений в коллекторных цепях.

Назначение элементов двухтактного усилителя аналогично назначению соответствующих элементов однотактного усилителя с учетом того, что они обслуживают два транзистора. Входной трансформатор Тр.вх обеспечивает получение двух одинаковых по модулю но противофазных напряжений Uвх1 и Uвых2. Выходной трансформатор Тр.вых суммирует переменные выходные токи и напряжения транзисторов. Ко вторичной обмотке трансформатора

Тр.вых подключен нагрузочный резистор Rн. При этом ток нагрузки состоит из двух полуволн, каждая из которых формируется поочередно одним из плеч двухтактного усилителя, в то время как вторая полуволна отсекается в режиме класса В.

Для простоты предложим, что на вход подано гармоническое напряжение. Тогда на базы транзисторов будут воздействовать напряжения (рисунок 2.2.2).

uбэ1= U   + Uвх1m sin ωt,

uбэ2= U   – Uвх2m sin ωt,

причем Uвх1m= Uвх2m.

В результате воздействия входных напряжений изменяются базовые и соответственно коллекторные токи транзисторов (рис.13)

iк1= I   + Iк1m sin ωt,

iк2= I  – Iк2m sin ωt,

причем Iк1m= Iк2m.

Коллекторные токи будут создавать суммарный магнитный поток Тр вых,

Определяемый магнитодвижущей силой

F=0,5w1iк1 – 0,5w1iк2.

Подставив значения токов и учитывая, что их постоянные и переменные составляющие одинаковы, окончательно получим

F= w1Iк1m sin ωt.

Таким образом, как следует из последнего выражения, постоянное подмагничивание трансформатора отсутствует, а транзисторы работают как бы поочередно, образуя гармоническое выходное напряжение из двух полусинусоид.

Напряжение на нагрузочном резисторе RН пропорционально магнитному потоку, определяемому магнитодвижущей силой F, поэтому напряжение на выходе усилителя также будет гармоническим.

Преимущества двухтактных усилителей мощности – меньшие нелинейные искажения, поскольку высшие гармонические составляющие компенсируются; возможность получения высокого КПД при использовании режима В; меньшая чувствительность к пульсация напряжения питания.

Выходные усилители мощности | Основы электроакустики

Выходные усилители мощности обычно являются выходными каскадами многокаскадного усилителя и предназначены для обеспечения заданной мощности нагрузки РН при заданном сопротивлении нагрузки RН, как правило, низкоомной. Получение на выходе усилителя большой мощности предполагает работу его транзисторов при больших значениях токов и напряжений. Отсюда следует, что одним из основных параметров усилителя становится его КПД. К тому же переменные составляющие токов и напряжений в этом случае соизмеримы с постоянными составляющими сигналов. На свойства усилителя сильно влияют связь параметров транзистора с режимами его работы и нелинейность характеристик.         В выходных усилителях мощности должны использоваться транзисторные каскады с малым выходным сопротивлением, а вводимые цепи ООС должны быть только по напряжению. Это обусловило применение в усилителях мощности только двухтактных схем усиления , обеспечивающих работу транзисторов в режимах класса В и АВ. Усилители, работающих в режиме класса А (выходной транзистор всегда в открытом состоянии), имеют малое КПД, поэтому при больших мощностях сигналов такие схемы используется редко.          На рис. 11.17 показана двухтактная схема усилителя мощности, работающая в режиме класса В. Усилитель, собранный на двух биполярных транзисторах различного типа проводимости, имеющих одинаковые параметры, получил название комплементарный усилитель. Транзистор VT1 открыт при положительных значениях сигнала, а транзистор VT2 – при отрицательных. При нулевом входном напряжении коллекторный ток отсутствует и мощность, рассеиваемая на транзисторах, близка к нулю. При выходной мощности 10 Вт каждый транзистор рассеивает мощность менее 10 Вт, максимально возможный коэффициент полезного действия схемы составляет 78%

Рис. 11.17. Двухтактный усилитель мощности, работающий в режиме класса В 

         Этой схеме присуще следующее свойство: выходной сигнал повторяет входной с разницей на величину падения напряжения UБЭ, на положительном интервале входного сигнала выходное напряжение примерно на 0,6 В меньше, чем входное, на отрицательном интервале наоборот. Для синусоидального входного сигнала выходной будет таким, как показано на рис. 11.11, а. Такое искажение сигнала называется переходным искажением. Для улучшения формы сигнала нужно немного сместить двухтактный каскад в состояние проводимости, как показано на рис.11.18.

Рис.11.18. Двухтактный усилитель, работающий в режиме класса АВ 

         Резисторы смещения R переводят диоды в состояние проводимости, благодаря чему этому напряжение на базе VT1 превышает входное напряжение на величину напряжения на диоде, а напряжение на базе VT2 на величину падения напряжения на диоде меньше, чем входное напряжение. При нулевом входном сигнале оба транзистора немного приоткрыты, их рабочие точки находятся в начале линейного участка входных характеристик (рис. 11.9). Резистор R выбран так, чтобы обеспечивался необходимый базовый ток в выходных транзисторах при пиковых значениях выходного сигнала. В этой схеме несколько увеличивается мощность, рассеиваемая на транзисторах, и уменьшается КПД.        Для улучшения параметров схемы часто используют двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем (рис.11.19). В схеме использована общая отрицательная обратная связь (резисторы R1 и R2), охватывающая оба каскада (на операционном усилителе и на биполярных транзисторах), благодаря которой схема создает настолько малые искажения, что часто не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах VT1 и VT2. Поскольку напряжение на нагрузке RН примерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ.

Рис.11.19. Усилитель мощности с ОУ 

         Рассмотренный выше усилитель имеет один серьезный недостаток: он не обладает температурной стабильностью. При нагревании выходных транзисторов (они нагреваются, так как рассеивают мощность), напряжение uКЭ начинает убывать, а коллекторный ток покоя — возрастать. Выделяющееся при этом дополнительное тепло усугубляет положение и повышает вероятность того, что в схеме получится неконтролируемая тепловая положительная обратная связь (эта вероятность зависит от ряда факторов: насколько велик радиатор для отвода тепла, совпадает ли температура диодов с температурой транзисторов и т.д.). Для исключения этого эффекта используют схему с параметрической температурной стабилизацией режима (рис. 11.20). Для примера здесь показан случай, когда входной сигнал снимается с коллектора предшествующего каскада, резистор выполняет двойную функцию: он является коллекторным резистором транзистора VT1 и формирует ток для смещения диодов и смещающего резистора в основной двухтактной схеме. Резисторы R3 и R4 обычно имеют сопротивление несколько ом и ниже, они уменьшают влияние критического смещения тока покоя: напряжение между базами выходных транзисторов должно быть немного больше, чем удвоенное падение напряжения на диоде, дополнительное падение напряжения обеспечивает регулируемый резистор смещения R2 (иногда его заменяют еще одним диодом).

Рис.11.20. Усилитель с температурной параметрической стабилизацией режима 

         Падение напряжения на резисторах R3 и R4 составляют несколько десятых долей вольта, благодаря этому температурное изменение напряжения UБЭ не приводит к быстрому возрастанию тока (чем больше падение напряжения на R3 и R4, тем менее чувствителен к температуре усилитель) и схема работает стабильно. Стабильность увеличивается, если диоды имеют тепловой контакт с выходными транзисторами (размещены на их корпусе).         Еще одно преимущество схемы состоит в том, что регулировка тока покоя позволит управлять величиной переходных искажений. При выборе тока покоя следует найти компромисс между уменьшением искажений и рассеиваемой мощностью в состоянии покоя.         Составной транзистор. Если соединить транзисторы, как показано на рис. 11.21, то полученная схема будет работать как один транзистор, причем его коэффициент β будет равен произведению коэффициентов β составляющих транзисторов.

Рис.11.21. Составной транзистор 

         Этот прием полезен для схем, работающих с большими токами (например, для стабилизаторов напряжения или выходных каскадов усилителей мощности) или для входных каскадов усилителей, если необходимо обеспечить большой входной импеданс. Для улучшения параметров схемы между базой и эмиттером транзисторов включают резистор R, который предотвращает смещение транзистора VT2 в область проводимости за счет токов утечки транзисторов VT1 и VT2. Сопротивление резистора выбирают таким, чтобы токи утечки создавали на нем падение напряжения, не превышающее падение на диоде в предыдущей схеме, и вместе с тем, чтобы через него протекал ток, малый по сравнению с базовым током транзистора VT2. Обычно сопротивление R составляет несколько сотен ом в мощном составном транзисторе.         Промышленность выпускает составные транзисторы в виде законченных модулей, включающих, как правило, и эмиттерный резистор.

 

Транзисторный КВ усилитель мощности, схема которого показана

Транзисторный КВ усилитель мощности, схема которого показана на рисунке, предназначен для работы в составе любительского КВ трансивера. Его можно использовать и как самостоятельное изделие, в качестве настольного усилителя совместно с маломощным трансивером. Выходная мощность усилителя — 100… 150 Вт, при входной около 1 Вт. В целом это несложная конструкция с хорошими эксплуатационными характеристиками.

Транзисторный КВ усилитель мощности двухкаскадный. Оба каскада выполнены на доступных и недорогих переключающих полевых транзисторах, что выгодно отличает данную конструкцию от многих других. Первый каскад на транзисторе VT1 — однотактный. Согласование входного сопротивления с источником сигнала 50 Ом выполнено не самым лучшим, но простым способом — установкой на входе усилителя резистора R2 сопротивлением 51 Ом. Нагрузкой каскада является первичная обмотка согласующего трансформатора Т1. Для выравнивания частотной характеристики каскад охвачен цепью отрицательной обратной связи — L1, R4, С4. Катушка L1 уменьшает влияние ООС в области верхних частот и тем самым поднимает усиление каскада. Аналогичную функцию выполняет и конденсатор С5, подключенный параллельно резистору R6 в цепи истока транзистора VT1. Второй каскад усилителя — двухтактный.

Он выполнен на двух парах соединенных параллельно транзисторов — VT2, VT3 и VT4, VT5. Для минимизации гармоник напряжение смещения каждого плеча каскада и соответственно токи покоя транзисторов регулируются раздельно подстроечными резисторами R8 и R9. На эти резисторы напряжение подается через электронный коммутатор, выполненный на транзисторе VT6, от стабилизатора — микросхемы DA1. Переключение усилителя в активный режим происходит при замыкании вывода РТТ на общий провод. Каждое плечо второго каскада также охвачено цепью ООС. Нагрузка каскада — трансформатор Т2. Согласование с несимметричной нагрузкой 50 Ом обеспечивает трансформатор ТЗ. Монтаж транзисторный КВ усилитель мощности выполнен на печатной плате из двустороннего фольгированного стеклотекстолита. Одна сторона платы используется как экран, а на второй стороне резаком вырезаны проводники. Плата установлена на большом теплоотводе. В местах крепления к теплоотводу мощных транзисторов в плате сделаны прямоугольные отверстия. Транзисторы установлены через диэлектрические теплопроводные прокладки. Воздушное принудительное охлаждение усилителя весьма желательно.

 

Все постоянные резисторы — МЛТ; подстроечные — СПЗ-19. Выводы резисторов должны иметь минимальную длину для снижения паразитной индуктивности. Можно, в принципе, удалить их полностью, а пайку осуществлять прямо к колпачкам выводов. Особенно это касается резисторов в цепях истока транзисторов. Все конденсаторы в усилителе — для поверхностного монтажа. Конденсаторы С8, С9, а особенно С19 и С20, должны иметь достаточную реактивную мощность. Можно установить несколько конденсаторов, включенных параллельно. Транзисторы IRF510 можно, в принципе, заменить другими, но с ними можно ожидать увеличения завала усиления в области частот выше 20 МГц, так как входная и проходная емкости транзисторов IRF510 минимальные из всей линейки переключающих полевых транзисторов. Если удастся найти транзисторы MS-1307, то можно рассчитывать на значительное улучшение работы усилителя в области высших частот. Но они дорогие… Катушка L1 намотана проводом ПЭЛ 0,31 на оправке диаметром 3 мм, число витков — 10 (подбирается при коррекции АЧХ). Дроссели L2 и L3 намотаны проводом ПЭВ-2 0,8 в один слой до заполнения на кольцевых магнитопроводах типоразмера К16x12x5 из феррита 1000НН.

Качество работы транзисторный КВ усилитель мощности во многом зависит от трансформаторов. Трансформаторы Т1 и Т2 выполнены по классической конструкции одновиткового ШПТ (“бинокль”). Магнитопровод для Т1 набран из десяти колец типоразмера К 12x6x5 из феррита 1000НН (2 столба по 5 колец). Обмотки выполнены проводом МГТФ сечением 0,35 мм. Первичная обмотка содержит 5 витков, вторичная — 2 витка. Хорошие результаты дает выполнение обмоток из нескольких включенных параллельно проводов меньшего сечения. Важным моментом является максимальная плотность заполнения внутреннего объема магнитопровода обмотками. Магнитопровод трансформатора Т2 — ферритовые трубки от сигнальных кабелей компьютерных мониторов. Во внутренние отверстия трубок плотно вставлены отрезки тонкостенных медных трубок, которые и образуют один виток — первичную обмотку. Внутри медных трубок размещена вторичная обмотка, содержащая 4 витка из семи параллельных проводов МГТФ. Трансформатор ТЗ намотан проводом ПЭВ-2 0,9 на кольце К22х12×6,5 из феррита 600НН. Обе обмотки содержат по 7 витков, свитых между собой проводов. Конструкция одного из вариантов транзисторный КВ усилитель мощности показана на фото рисунке.

При испытании двухтоновым сигналом транзисторный КВ усилитель мощности развивал мощность до 150 Вт при сохранении высокой линейности и имел завал АЧХ на наивысшей частоте КВ диапазона около 4 дБ относительно частоты 3 МГц. Настройка усилителя сводится к установке токов покоя транзисторов VT1—VT5 по наименьшей амплитуде гармоник. При отсутствии приборов это можно сделать, прослушивая частоты второй и третьей гармоник контрольным радиоприемником. При питании транзисторный КВ усилитель мощности напряжением менее 40 В истоки транзисторов VT2—VT5 следует соединить с общим проводом. В транзисторный КВ усилитель мощности отсутствуют элементы защиты выходного каскада от высокого КСВ, кроме встроенных в транзисторы конструктивных диодов, которые эффективно защищают от мгновенных перенапряжений на стоках. Защитой от КСВ занимается отдельный узел, построенный на базе КСВ-метра и снижающий питающее напряжение при росте КСВ выше определенного предела. Это — тема отдельной статьи.

Транзисторные усилители

- обзор

Каскады усиления напряжения усилителя мощности

Общие конструктивные системы, используемые в транзисторных каскадах усиления, были рассмотрены в главе 4. Однако для высококачественных усилителей мощности звука более высокие коэффициенты усиления каскада разомкнутого контура и меньшая собственная фаза характеристики сдвига потребуются - чтобы облегчить использование больших количеств общего NFB для линеаризации неоднородностей выходного каскада - чем это необходимо для предыдущих каскадов усиления малого сигнала.

Действительно, с очень многими современными конструкциями аудиоусилителей вся схема предварительного усилителя малых сигналов основана на использовании операционных усилителей на интегральных схемах хорошего качества, число которых постоянно растет, и они совместимы по выводам с популярными TL071 и TL072 с одним и двумя входами на полевых транзисторах op. усилители. Для каскадов напряжения усилителя мощности, ни выходное напряжение, ни фазовый сдвиг, ни переходные характеристики большого сигнала такого op. Для каскадов усилителей мощности «Класса А» основными требованиями к конструкции были хорошая симметрия, высокое произведение коэффициента усиления / ширины полосы, хорошая переходная характеристика, и низкие значения фазового сдвига в пределах звукового диапазона.

Для этой цели использовался широкий спектр схемных устройств, таких как источники постоянного тока, токовые зеркала, активные нагрузки и «пары с длинными хвостовиками» во многих оригинальных схемах. В качестве типичного примера схема, показанная на рис. 5.20, первоначально использованная National Semi-wirectors Inc. в ее операционном усилителе LH0001 и принятая Hitachi в схеме, рекомендованной для использования с ее силовыми полевыми МОП-транзисторами, предлагает высокую степень симметрии. , поскольку Q 3 / Q 4 , действуя как токовое зеркало, обеспечивают активную нагрузку, эквивалентную симметрично работающему транзисторному усилителю, для транзистора оконечного усилителя, Q 6.

Рис. 5.20. Симметричный каскад с высоким коэффициентом усиления.

Эта схема обеспечивает усиление по напряжению около 200 000 на низких частотах, со стабильной фазовой характеристикой и высокой степенью симметрии. Происхождение и развитие этой схемы было проанализировано автором в работе Wireless World (июль 1982 г.).

Альтернативная компоновка схемы, разработанная Хафлером, была описана Э. Борбели ( Wireless World , март 1983 г.) и показана на рис.5.21. Он намеренно выбран полностью симметричным, настолько быстрым, насколько позволяют характеристики транзистора, чтобы свести к минимуму любую тенденцию к ограничению скорости нарастания напряжения, возникающую в результате зарядки или разрядки паразитных емкостей через источники постоянного тока. Однако коэффициент усиления разомкнутого контура / контура несколько ниже, чем у схемы NS / Hitachi на рис. 5.20.

Рис. 5.21. Симметричный пуш-пул-сцена от Borbely.

В конструкции Borbely свободно использовались как эмиттерные резисторы без обхода, так и резисторы с подавлением полного сопротивления базовой цепи для линеаризации передачи и улучшения фазовых характеристик биполярных транзисторов, используемых в этой конструкции, и дальнейшего улучшения линейности выходного сигнала. Вытягивающие пары Дарлингтона (Q 5 / Q 6 / Q 8 / Q 9 ) получают за счет использования каскодно подключенных буферных транзисторов Q 7 и Q l0 .

Особое достоинство каскодной схемы в аудиосистеме состоит в том, что ток, протекающий через каскодный транзистор, почти полностью управляется транзистором драйвера, включенным последовательно с его эмиттером. Напротив, коллекторный потенциал транзистора драйвера остается практически постоянным, что устраняет вредное влияние нелинейных внутренних сопротивлений утечки, зависящих от напряжения, или емкостей коллектор-база от устройства драйвера.

Очень высокая степень проработки, используемая в последних высококачественных японских усилителях с целью улучшения характеристик усилителя, показана в схеме каскада усиления напряжения Technics SE - A100, показанной в несколько упрощенной форме на рис.5.22.

Рис. 5.22. Каскад усиления напряжения Technics.

В этой конфигурации входная пара с длинным хвостом, основанная на транзисторных полевых транзисторах (Q 1 , Q 4 с CC 1 ), чтобы воспользоваться преимуществом высокой линейности этих устройств, изолирована каскодом ( Q 2 , Q 3 ) от схемы токового зеркала (CM 1 ), которая объединяет выходные сигналы входных устройств, чтобы максимизировать усиление и симметрию этого каскада, и управляет парным усилителем PNP Дарлингтона. этап (Q 5 , Q 6 ).

Выходной транзистор Q 6 управляет токовым зеркалом (CM 2 ) через каскодный изолирующий транзистор (Q 7 ) от коллектора Q 6 и дополнительный каскодный каскад усилителя (Q 8). , Q 9 ) от своего эмиттера, для которого активной нагрузкой служит токовое зеркало CM 2 . Транзистор с усиленным диодом, Q 10 , служит для создания потенциала смещения постоянного тока, стабилизированного термистором (TH 1 ), для прямого смещения последующей двухтактной пары эмиттерных повторителей.

В качестве меры эффективности разработки этой схемы приведенные значения гармонических искажений для всего усилителя обычно составляют порядка 0,0002%.

Силовые транзисторы и радиаторы

  • Изучив этот раздел, вы должны уметь:
  • Узнайте о конструкции силового транзистора.
  • • Понять необходимость соединения коллектора и металлического корпуса.
  • Понять взаимосвязь между мощностью и температурой в силовых трансформаторах.
  • • Понижение мощности.
  • Понять необходимость радиаторов.
  • • Способы выбора радиаторов.
  • • Способы установки радиаторов.
  • Рассчитайте требования к тепловому сопротивлению радиаторов.
  • • Узнайте о методах преодоления ограничений в радиаторах.

Силовые транзисторы

Нет четкой разницы между «обычными» транзисторами, используемыми в усилителях напряжения и силовых транзисторах, но в целом силовые транзисторы можно отнести к категории таких, которые могут выдерживать ток коллектора (или сток в случае полевых транзисторов) более 1 Ампер.

Поскольку силовые транзисторы, такие как показанные на рис. 5.1.1, выдерживают большие токи и более высокие напряжения, они имеют конструкцию, отличную от небольших сигнальных устройств.Они должны иметь низкое выходное сопротивление, чтобы они могли передавать большие токи в нагрузку, и хорошую изоляцию перехода, чтобы выдерживать высокие напряжения. Они также должны очень быстро рассеивать тепло, чтобы не перегреваться. Поскольку большая часть тепла генерируется в соединении коллектор / база, площадь этого соединения делается как можно большей.

Мощность и температура

Максимальная номинальная мощность транзистора в значительной степени определяется температурой перехода коллектор / база, как видно из графика снижения мощности на рис.5.1.2. Если рассеивается слишком много мощности, этот переход становится слишком горячим и транзистор будет разрушен, типичная максимальная температура составляет от 100 ° C до 150 ° C, хотя некоторые устройства могут выдерживать более высокие максимальные температуры перехода. Максимальная выходная мощность силового транзистора тесно связана с температурой, и при температуре выше 25 ° C она линейно падает до нулевой выходной мощности при достижении максимально допустимой температуры.

Понижение мощности

Рис 5.1.2 График снижения мощности для TIP31

Например, транзистор, такой как TIP31, с заявленной максимальной выходной мощностью P TOT , равной 40 Вт, может работать только с мощностью 40 Вт. IF температура корпуса (немного ниже температуры перехода) поддерживается ниже 25 ° C. Характеристики силового транзистора во многом зависят от его способности рассеивать тепло, выделяемое на переходе коллектор-база.

Минимизация проблемы нагрева решается двумя основными способами:

  • 1.Работая с транзистором наиболее эффективным способом, то есть выбирая класс смещения, обеспечивающий высокий КПД и наименее расточительный по мощности.
  • 2. Обеспечивая, чтобы тепло, выделяемое транзистором, могло отводиться и эффективно передаваться в окружающий воздух как можно быстрее.

Метод 2, описанный выше, подчеркивает важность взаимосвязи между силовым транзистором и его радиатором, устройством, прикрепленным к транзистору с целью отвода тепла.Таким образом, физическая конструкция силовых транзисторов рассчитана на максимальную передачу тепла к радиатору. Помимо обычного выводного провода коллектора, коллектор силового транзистора, который имеет гораздо большую площадь, чем у малого сигнального транзистора, обычно находится в прямом контакте с металлическим корпусом транзистора или металлической монтажной площадкой. , который затем может быть прикручен или прикреплен непосредственно к радиатору. Типичные силовые транзисторы в металлическом корпусе и металлическом корпусе показаны на рис.5.1.1

Поскольку усилители мощности выделяют значительное количество тепла, которое является потраченной впустую мощностью, они сделаны максимально эффективными. Для усилителей напряжения низкие искажения имеют большее значение, чем эффективность, но с усилителями мощности, хотя искажения нельзя игнорировать, эффективность жизненно важна.

Радиаторы

Рис. 5.1.3 Радиаторы

Радиатор предназначен для отвода тепла от транзистора и его максимально эффективного рассеивания в окружающий воздух.Радиаторы бывают разных форм, например, из оребренных алюминиевых или медных листов или блоков, часто окрашенных или анодированных в черный матовый цвет, чтобы помочь быстрее отводить тепло. Выбор радиаторов показан на рис. 5.1.3.

Очень важен хороший физический контакт между транзистором и радиатором, а перед тем, как закрепить транзистор на радиаторе, на контактную поверхность наносится теплопередающая смазка (радиатор).

Если необходимо обеспечить электрическую изоляцию между транзистором и радиатором, между радиатором и транзистором используется слой слюды.Слюда имеет отличную изоляцию и очень хорошие теплопроводные свойства.

Выбор подходящего радиатора

Рис. 5.1.4 Установка радиатора TO220

Доступно множество радиаторов, подходящих для конкретных типов корпусов транзисторов («корпус» относится к форме и размерам транзистора). На рис. 5.1.4 показаны различные этапы установки типичного зажима на радиатор.

(а) показывает трубку с теплоотводящим компаундом.

(b) показывает зажим TO220 на радиаторе.

(c) показывает транзистор TIP31, который имеет корпус типа TO220, готовый к установке.

(d) показывает металлический корпус транзистора, залитый радиаторным компаундом. Это важно для создания эффективного теплообмена между транзистором и радиатором.

(e) показывает транзистор, установленный на радиаторе.

(f) показывает альтернативный метод монтажа, используемый, когда металлический корпус транзистора (который обычно также является выводом коллектора) должен быть изолирован от радиатора.В этом примере используется слюдяная шайба в форме TO220, а транзистор прикреплен к радиатору болтом, вставленным через небольшую изолирующую втулку.

Типичный

-й рэнд Расчет для:
  • Транзистор TIP31 (корпус TO220), необходимый для рассеивания 5 Вт.
  • Максимальная температура перехода = 150 ° C
  • Температура окружающей среды (воздуха) = 25 ° C.
  • Тепловое сопротивление между переходом и корпусом, рассчитанное по графику снижения мощности Рис.5.1.2.
  • R th j-c = (150 ° C - 25 ° C) / 40 Вт = 3,125 ° C / Вт .
  • Макс. температура корпуса при рассеивании 5 Вт = 150 - (5 x 3,125) = 134 ° C (прибл.).
  • Тепловое сопротивление R th c-hs между корпусом и радиатором (с учетом слюдяной шайбы) = 2 ° C / Вт.
  • Макс. температура радиатора = 134 - (5 x 2) = 124 ° C .
  • Для достижения температуры окружающего воздуха = 25 ° C Термическое сопротивление радиатора должно быть лучше (124 - 25) / 5 = 19.8 ° C / Вт
  • Лучшим выбором, чтобы избежать работы транзистора при максимально допустимой температуре , было бы выбрать радиатор с тепловым сопротивлением примерно от 10 до 15 ° C / Вт.

Расчет необходимого теплового сопротивления R

th для радиатора

Выбранный радиатор должен отводить тепло от транзистора в окружающий воздух достаточно быстро, чтобы температура перехода транзистора не превышала максимально допустимое значение (обычно указывается в паспорте транзистора), обычно от 100 до 150 ° С.

Каждый радиатор имеет параметр, называемый термическим сопротивлением (R th ), измеряемый в ° C / Вт, и чем ниже значение th R, тем быстрее рассеивается тепло. Другие факторы, влияющие на рассеивание тепла, включают мощность (в ваттах), рассеиваемую транзистором, эффективность передачи тепла между внутренним переходом транзистора и корпусом транзистора, а также корпусом к радиатору.

Также необходимо учитывать разницу между температурой радиатора и температурой воздуха вокруг него (температура окружающей среды).Главный критерий - радиатор должен быть достаточно эффективным, слишком эффективный - не проблема.

Следовательно, любой радиатор с тепловым сопротивлением ниже или равным расчетному значению должен быть в порядке, но во избежание постоянной работы транзистора при максимально допустимой температуре или близкой к ней, что почти гарантированно сокращает срок службы транзистора, По возможности рекомендуется использовать радиатор с более низким тепловым сопротивлением.

График снижения мощности транзистора TIP31, показанный на рис.5.1.2 иллюстрирует взаимосвязь между мощностью, рассеиваемой транзистором, и температурой корпуса. Когда транзистор рассеивает 5 Вт, по графику можно оценить, что максимальная температура безопасного корпуса для температуры перехода 150 ° C будет примерно от 134 до 135 ° C, что подтверждает приведенный выше расчет макс. температура корпуса.

Транзистор TIP31 имеет максимальную рассеиваемую мощность P TOT , равную 40 Вт, но из графика на рис. 5.1.2 видно, что это возможно только в том случае, если температура корпуса транзистора может поддерживаться на уровне 25 ° C.Температура корпуса может подниматься до 150 ° C (такая же, как максимальная температура перехода), только если рассеиваемая мощность равна нулю.

Параллельные транзисторы для приложений большой мощности

Рис. 5.1.5 Силовые транзисторы, подключенные параллельно

В приложениях с высокой мощностью может оказаться невозможным найти подходящий радиатор для конкретного транзистора, тогда одним из решений может быть использование другого силового транзистора или другого типа корпуса (корпуса), если таковой имеется.Другой альтернативой является использование двух или более транзисторов, соединенных параллельно, с разделением общей мощности между ними. Это может быть более дешевый вариант, чем один очень дорогой радиатор.

Термический побег

Во многих современных схемах силовые MOSFET предпочтительнее BJT из-за проблемы теплового разгона BJT. Это процесс, при котором ток увеличивается как естественный эффект в полупроводниках при повышении температуры устройства. Это повышение температуры затем приводит к дальнейшему увеличению электрического тока и последующему дальнейшему повышению температуры, пока повышение температуры и тока не выйдет из-под контроля и устройство не будет разрушено.

При параллельном соединении нескольких плохо согласованных транзисторов транзистор, который вначале пропускает наибольший ток, нагревается, в то время как другие транзисторы, пропускающие меньший ток, становятся холоднее. Следовательно, более горячий транзистор может подвергаться опасности теплового разгона, однако тщательно подобранные BJT все же могут быть предпочтительнее полевых МОП-транзисторов для некоторых приложений с высоким напряжением.

Начало страницы

Транзистор усилителя мощности

Ampleon мощностью 500 Вт демонстрирует «лучший в своем классе» КПД на уровне 75%

Компания Ampleon недавно анонсировала BLP05H9S500P, транзистор усилителя мощности, предназначенный для работы в диапазоне частот от 423 МГц до 443 МГц, соответствующем признанному диапазону ISM.

Силовой транзистор Ampleon BLP05H9S500P мощностью 500 Вт для диапазона 433 МГц. Изображение предоставлено Ampleon

Что такое диапазон ISM?

Диапазон ISM относится к промышленному, научному и медицинскому диапазону. Правила различаются в разных юрисдикциях, но частоты в диапазоне ISM варьируются от 423 МГц до 443 МГц. Эти частоты часто используются в промышленных приложениях, таких как приготовление пищи, размораживание, здравоохранение, промышленное отопление и плазменное ВЧ-освещение.

Основные характеристики силового транзистора

Ampleon утверждает, что BLP05H9S500P обеспечивает выходную мощность 500 Вт как в импульсном, так и в непрерывном (CW) режимах. Эффективность слива устройств составляет 75% (тип.), Что, по утверждению компании, является лучшим в своем классе.

Компания также утверждает, что такой уровень эффективности позволит минимизировать необходимую холодопроизводительность, что, в свою очередь, сэкономит место и снизит эксплуатационные расходы.

Внутренняя схема BLP05H9S500P. Изображение любезно предоставлено (PDF) Ampleon

(PDF) BLP05H9S500P представляет собой металл-оксид-полупроводник с латеральной диффузией (LDMOS). В этой технологии часто используются усилители мощности ВЧ и СВЧ.

Как полноценный двухтактный транзисторный усилитель, устройство выдерживает коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН) 10: 1 при 50 В на всех фазах без ухудшения характеристик или повреждений.Это поможет упростить конструкцию системы, включая необходимые схемы защиты.

Выходная мощность

BLP05H9S500P был протестирован на частоте 433 МГц и дал следующие результаты:

  • Как в непрерывном, так и в импульсном режимах максимальная выходная мощность составляет 500 Вт, а максимальное напряжение сток-исток составляет 50 В.
  • В импульсном режиме коэффициент усиления по мощности составляет 25,3 дБ, а эффективность стока составляет 75%. В режиме непрерывной волны соответствующие значения составляют 26,6 дБ и 75.8%.

Также следует отметить, что сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R DS (on) ) имеет типичное значение 0,12 Ом.

Входное и выходное сопротивление

Эти значения указаны для каждой секции при частоте 433 МГц. Также предполагается, что I Dq для каждой секции составляет 25 мА, а V DS - 50 В.

Источник Z : 1,3 - 2,1j

Z нагрузка : 2,8 + 2,4j

Прирост мощности и КПД в зависимости от выходной мощности

Прирост мощности и КПД.Изображение любезно предоставлено (PDF) Ampleon

Как показано на правой вертикальной оси, максимальная эффективность на всех частотах составляет 550 Вт. Максимальное усиление составляет около 350 Вт.

Абсолютные пределы

Максимальное напряжение сток-исток, с которым может работать устройство, составляет 108 В. Предел между затвором и истоком составляет 11 В.

Максимальная температура перехода, которую может выдерживать устройство, составляет 225 ° C, а диапазон температур хранения составляет от -65 ° C до + 150 ℃.

Размер упаковки

Максимальные размеры BLP05H9S500P составляют 20,75 мм x 9,96 мм x 4 мм.

Упрощенная схема BLP05H9S500P. Изображение предоставлено Ampleon

В промышленности

В то время как немногие устройства предназначены для работы в таком небольшом диапазоне частот, область мощных ВЧ транзисторов является весьма конкурентоспособной.

NXP MRF1K50H рассчитан на выходную мощность 1500 Вт и работу в диапазоне 1.От 8 МГц до 500 МГц. Устройство LDMOS, соответствующее RoHS, предназначено для таких задач, как генерация лазера, плазменное травление, МРТ, диатермия и другие приложения, связанные с ISM.

Wolfspeed PTVA035002EV-V1 - это полевой транзистор на основе LDMOS, способный обеспечить мощность 450 Вт в диапазоне частот от 390 до 450 МГц.

Электронные устройства: УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ [часть 1]



ОБЗОР

--1 Усилитель мощности класса A [, эта страница , ниже]

--2 Двухтактные усилители класса B и класса AB [, эта страница , ниже]

-3 Усилитель класса C

-4 Устранение неполадок в работе приложений

ЦЕЛИ

- Объясните и проанализируйте работу усилителей класса А

- Объясните и проанализируйте работу усилителей класса B и класса AB

- Объясните и проанализируйте работу усилителей класса C

- Поиск и устранение неисправностей усилителей мощности

ТЕРМИНОЛОГИЯ

- Класс A

- Класс B

- Класс AB

- Класс C

- Двухтактный

- Прирост мощности

- Эффективность

ПРОСМОТР ДЕЯТЕЛЬНОСТИ ПРИЛОЖЕНИЯ

Активность приложения в этом публичном адресе система.Напомним, что полная система включает предусилитель, усилитель мощности и источник питания постоянного тока. Вы сосредоточитесь усилителя мощности в этом разделе и завершите всю систему, объединение трех составных частей.

ВВЕДЕНИЕ

Усилители мощности - усилители большого сигнала. Обычно это означает, что гораздо большая часть линии нагрузки используется во время работы сигнала чем в усилителе слабого сигнала. В этом разделе мы рассмотрим четыре класса усилителей мощности: класс A, класс B, класс AB и класс C.Эти усилители классификации основаны на процентном соотношении входного цикла, для которого усилитель работает в линейной области. Каждый класс имеет уникальную схему конфигурации из-за того, как она должна работать. Акцент делается на усиление мощности.

Усилители мощности обычно используются в качестве заключительного каскада коммуникационных приемник или передатчик для подачи мощности сигнала к динамикам или к передающему антенна. BJT используются для иллюстрации принципов работы усилителя мощности.

----

1. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ КЛАССА А

Когда усилитель смещен так, что он всегда работает в линейном область, где выходной сигнал является усиленной копией входного сигнала, это усилитель класса А. Обсуждение усилителей в предыдущем разделы применяются к операции класса А. Усилители мощности - это те усилители которые предназначены для передачи мощности на нагрузку. Это означает, что компоненты следует рассматривать с точки зрения их способности рассеивать тепло.

После заполнения этого раздела вы сможете:

- Объясните и проанализируйте работу усилителей класса А

- Обсудить отвод тепла транзистора

- Опишите назначение радиатора

- Обсудите важность центрированной Q-точки

- Опишите взаимосвязь линий нагрузки постоянного и переменного тока с точкой Q

- Опишите влияние нецентрированной точки Q на форму выходного сигнала

- Определить прирост мощности

- Определить мощность покоя постоянного тока

- Обсудить и определить мощность выходного сигнала

- Определение и определение эффективности усилителя мощности

----

В усилителе слабого сигнала переменный сигнал переходит на небольшой процент. общей нагрузки переменного тока.Когда выходной сигнал больше и приближается к В пределах линии нагрузки переменного тока усилитель является сильносигнальным. Оба усилители большого и малого сигналов относятся к классу А, если они все время работают в линейной области, как показано на фиг. 1.

Усилители мощности

класса A - это усилители больших сигналов, предназначенные для подачи питания (а не напряжения) на нагрузку. Как правило большого пальца, усилитель можно рассматривать как усилитель мощности, если он рассчитан на более 1 Вт и необходимо учитывать проблему отвода тепла в компонентах.


РИС. 1 Базовый режим работы усилителя класса А. Выходной сигнал показан не в фазе на 180 ° со входом (перевернутый).

Рассеивание тепла

Силовые транзисторы (и другие силовые устройства) должны рассеивать большое количество внутреннего тепла. Для силовых транзисторов BJT коллектор терминал - критический узел; по этой причине корпус транзистора всегда подключен к клемме коллектора. Корпус всех силовых транзисторов спроектирован так, чтобы обеспечить большую площадь контакта между ним и внешним радиатор.Тепло от транзистора течет через корпус к теплу. тонет, а затем растворяется в окружающем воздухе. Радиаторы различаются по размеру, количество ребер и тип материала.

Их размер зависит от требований к теплоотдаче и максимальной температура окружающей среды, в которой должен работать транзистор. В мощных приложений (несколько сотен ватт) может потребоваться охлаждающий вентилятор.



РИС. 2 Максимальный выход класса A происходит, когда точка Q находится в центре Линия нагрузки переменного тока.


РИС. 3 Q-точка ближе к отсечке. (а) Амплитуда Vce и ​​Ic, ограниченная отсечкой (б) Транзистор приводится в состояние отсечки при дальнейшем увеличении входной амплитуды

.

Центрированная точка Q

Напомним, что линии нагрузки постоянного и переменного тока пересекаются в точке Q. Когда Точка Q находится в центре линии нагрузки переменного тока, максимальный сигнал класса А. может быть получен. Вы можете увидеть эту концепцию, изучив график линия нагрузки для данного усилителя на фиг.2 (а). На этом графике показана нагрузка переменного тока. линия с точкой Q в центре. Коллекторный ток может варьироваться от его значение Q-point, ICQ, до значения насыщения, Ic (sat), и до значения его пороговое значение равно нулю.

Аналогично, напряжение коллектор-эмиттер может колебаться от точки Q значение, VCEQ, до его значения отсечки, Vce (отсечка), и вниз до его насыщения значение около нуля. Эта операция обозначена на фиг. 2 (б). Пик значение тока коллектора равно ICQ, а пиковое значение тока коллектора-эмиттера в этом случае напряжение равно VCEQ.Этот сигнал - максимум, который может получится от усилителя класса А. На самом деле вывод не может достичь насыщенности или отсечки, поэтому практический максимум немного меньше.

Если точка Q не находится в центре линии нагрузки переменного тока, выходной сигнал ограничено. ИНЖИР. 3 показана линия нагрузки переменного тока с точкой Q, смещенной от центр к отсечке. Вариация выхода ограничена отсечкой в ​​этом кейс. Ток коллектора может опускаться только почти до нуля и равного сумма выше аськи.Напряжение коллектор-эмиттер может колебаться только до его значение отсечки и такое же значение ниже VCEQ. Эта ситуация проиллюстрирована на фиг. 3 (а). Если усилитель переместить дальше, чем это, он будет "зажимать" на отсечка, как показано на фиг. 3 (б).

РИС. 4 показана линия нагрузки переменного тока с точкой Q, смещенной от центра к насыщенность. В этом случае изменение выхода ограничено насыщением. Коллекторный ток может колебаться только почти до насыщения и равного сумма ниже аськи.Напряжение между коллектором и эмиттером может только понижаться. до его значения насыщенности и на такое же значение выше VCEQ. Эта ситуация проиллюстрировано на фиг. 4 (а). Если усилитель запускается дальше, он будет «обрезаться» при насыщении, как показано на фиг. 4 (б).


РИС. 4 Q-точка ближе к насыщению. (а) Амплитуда Vce и ​​Ic ограничена насыщением (б) Транзистор приводится в насыщение путем дальнейшего увеличения по входной амплитуде.

Коэффициент усиления

Усилитель мощности подает питание на нагрузку.Коэффициент усиления усилителя это отношение выходной мощности (мощности, передаваемой на нагрузку) к входной власть. В целом прирост мощности составляет

[EQN. 1] Ap = P_L / P_in

где Ap - коэффициент усиления мощности, PL - мощность сигнала, подаваемого на нагрузку, Pin - мощность сигнала, подаваемого на усилитель.

Прирост мощности можно вычислить по любой из нескольких формул, в зависимости от что известно. Часто самый простой способ получить прирост мощности - это входное сопротивление, сопротивление нагрузки и коэффициент усиления по напряжению.2v [Rin / R_L]

EQN. 2

Напомним из Раздела 6, что для усилителя с делителем напряжения,

Rin (tot) = R1 || 7 R2 || Рин (базовый)

, а для усилителя CE или CC -

Rin (базовый) = βac Re

EQN. 2 показывает, что коэффициент усиления по мощности равен коэффициенту усиления по напряжению. в квадрате, умноженное на отношение входного сопротивления к выходному сопротивлению нагрузки. Формула применима к любому усилителю. Например, предположим, что обычный коллектор (CC) усилитель имеет входное сопротивление и сопротивление нагрузки Так как Усилитель CC имеет коэффициент усиления по напряжению примерно 1, коэффициент усиления по мощности составляет:

Для усилителя CC, Ap - это просто отношение входного сопротивления к выходное сопротивление нагрузки.

Мощность покоя постоянного тока

Рассеиваемая мощность транзистора без входного сигнала является продуктом тока и напряжения Q-точки.

P_DQ = I_CQ V_CEQ

Единственный способ, которым усилитель мощности класса A может подавать питание на нагрузку, - это поддерживать ток покоя, по крайней мере, такой же большой, как пиковый ток требование к току нагрузки.

Сигнал не увеличивает мощность, рассеиваемую транзистором, но фактически вызывает меньшее рассеивание общей мощности.Мощность покоя постоянного тока, приведено в EQN. 3 - это максимальная мощность, с которой должен работать усилитель класса А. Номинальная мощность транзистора должна превышать это значение.

Выходная мощность

Как правило, мощность выходного сигнала является произведением среднеквадратичного значения тока нагрузки. и действующее значение напряжения нагрузки. Максимальный сигнал переменного тока без отсечки возникает, когда Точка Q центрируется на линии нагрузки переменного тока. Для усилителя CE с центрированным Q-точка, максимальный размах пикового напряжения:

Vc (макс.) = ICQ Rc

Действующее значение равно 0.707Vc (макс.).

Максимальное пиковое колебание тока составляет

.

Ic (макс.) = V_CEQ / R_C

Действующее значение составляет 0,707Ic (макс.).

Чтобы найти максимальную выходную мощность сигнала, используйте среднеквадратичные значения максимальной выходной мощности. ток и напряжение. Максимальная выходная мощность усилителя класса A:

Pout (макс.) = (0,707Ic) (0,707Vc)

Pout (макс.) = 0,5 ICQ VCEQ

EQN. 4

------------- ПРИМЕР 1

Определите коэффициент усиления по напряжению и коэффициент усиления по мощности усилителя мощности класса А. на фиг.5. Предположим, что βac = 200 для всех транзисторов.


РИС. 5

--------------------

КПД

КПД любого усилителя - это отношение мощности выходного сигнала. подается на нагрузку до полной мощности от источника постоянного тока. Максимальный выход мощность сигнала, которую можно получить, дается EQN. 4. Средняя мощность ток питания ICC равен ICQ, а напряжение питания не менее 2VCEQ.Таким образом, общая мощность постоянного тока составляет

PDC = ICC VCC = 2 ICQ VCEQ

Максимальный КПД усилителя класса A с емкостной связью составляет:

Максимальная эффективность усилителя с емкостной связью класса A не может быть выше 0,25, или 25%, и на практике обычно значительно меньше (около 10%). Хотя КПД можно повысить с помощью трансформатора. При подключении сигнала к нагрузке у трансформаторной связи есть недостатки. К этим недостаткам относятся размер и стоимость трансформаторов, а также потенциальные проблемы искажения, когда сердечник трансформатора начинает насыщаться.В основном, низкая эффективность усилителей класса А ограничивает их полезность небольшими силовые приложения, которым обычно требуется менее 1 Вт.

--------

РАЗДЕЛ 1 ПРОВЕРКА

1. Для чего нужен радиатор?

2. Какой вывод BJT подключен к корпусу?

3. Какие два типа ограничения используются усилителем мощности класса A?

4. Каков максимальный КПД усилителя класса А?

5.Как можно выразить коэффициент усиления мощности CC-усилителя через соотношение сопротивлений?

--------

--------

2. ПУЛЬТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ КЛАССА B И КЛАССА AB

Когда усилитель смещен на отсечке, так что он работает в линейном область для входного цикла и находится в отсечке на 180 °, это класс B усилитель звука. Усилители класса AB имеют тенденцию проводить чуть больше чем 180 °.

Основное преимущество усилителя класса B или класса AB над усилителем класса Усилитель состоит в том, что любой из них более эффективен, чем усилитель класса A; вы можете получить большую выходную мощность при заданном количестве входной мощности.Недостаток класса B или класса AB состоит в том, что сложнее реализовать схему чтобы получить линейное воспроизведение формы входного сигнала. Термин "тяни-толкай" относится к обычному типу схемы усилителя класса B или класса AB, в которой два транзистора используются на чередующихся полупериодах для воспроизведения входного сигнала. форма волны на выходе.

После заполнения этого раздела вы сможете:

- Объясните и проанализируйте работу усилителей класса B и класса AB

- Опишите работу класса B

- Обсудить местонахождение точки Q

- Опишите двухтактный режим класса B

- Обсуждение трансформаторной связи - Объяснение транзисторов с комплементарной симметрией

- Объяснение искажения кроссовера 180 °.

- Двухтактный усилитель смещения для работы класса AB

- Определить класс AB - Объяснить работу сигнала переменного тока класса AB

- Описание двухтактного усилителя с однополярным питанием

- Обсудить мощность класса B / AB

- Расчет максимальной выходной мощности - Расчет входной мощности постоянного тока

- Определить эффективность

- Определение входного сопротивления переменного тока двухтактного усилителя

- Обсудить усилитель Дарлингтона класса AB

- Определить входное сопротивление переменного тока

- Опишите Дарлингтон / дополнительный усилитель Дарлингтона класса AB

------

Класс B Эксплуатация

Работа класса B проиллюстрирована на фиг.6, где форма выходного сигнала отображается относительно входа в единицах времени (t).

Точка Q находится на границе отсечки

Усилитель класса B смещен в точке отсечки, так что ICQ = 0 и VCEQ = VCE (отсечка).

Он выведен из зоны отсечки и работает в своей линейной области, когда входной сигнал приводит транзистор в состояние проводимости. Это проиллюстрировано на фиг. 7 со схемой эмиттер-повторитель, выход которой не является копией входа.


РИС. 6 Базовый режим работы усилителя класса B (неинвертирующий).


РИС. 7 Усилитель с общим коллектором класса B.

Двухтактный режим класса B

Как видите, схема на РИС. 7 проводит только для положительной половины цикла. Чтобы усилить весь цикл, необходимо добавить второй усилитель класса B, работающий на отрицательной половине цикла. В сочетание двух усилителей класса B, работающих вместе, называется двухтактным. операция.

Существует два распространенных подхода к использованию двухтактных усилителей для воспроизведения весь сигнал. Первый подход использует трансформаторную связь. В второй использует два транзистора комплементарной симметрии; это соответствие пара БЮТ npn / pnp.

Трансформаторная муфта

Трансформаторная связь показана на фиг. 8. Входной трансформатор имеет вторичная обмотка с центральным отводом, подключенная к земле, производящая фазу в версии одной стороны по отношению к другой.Входной трансформатор таким образом преобразует входной сигнал в два противофазных сигнала для транзисторов. Обратите внимание, что оба транзистора относятся к типу npn. Из-за инверсии сигнала Q1 будет проводить в положительной части цикла, а Q2 будет проводить в отрицательная часть. Выходной трансформатор объединяет сигналы, разрешая ток в обоих направлениях, даже если один транзистор всегда отключен. Положительный сигнал источника питания подключается к центральному отводу выходной трансформатор.


РИС. 8 Двухтактные усилители с трансформаторной связью. Q1 проводит во время положительный полупериод; Q2 проводит в течение отрицательного полупериода. Два половинки объединены выходным трансформатором.

Транзисторы дополнительной симметрии

РИС. 9 показан один из самых популярных типов двухтактных усилителей класса B. с использованием двух эмиттер-повторителей, а также положительного и отрицательного источников питания. Это дополнительный усилитель, потому что один эмиттер-повторитель использует npn транзистор, а другой pnp, которые проводят с противоположными чередованиями входного цикла.Обратите внимание на отсутствие напряжения смещения базы постоянного тока (VB = 0). Таким образом, только сигнальное напряжение приводит транзисторы в состояние проводимости. Транзистор Q1 проводит в течение положительной половины входного цикла, а Q2 проводит во время отрицательной половины.



РИС. 9 Двухтактный режим работы переменного тока класса B. (а) Во время положительного полупериода (б) Во время отрицательного полупериода.

Кроссовер искажений

Когда базовое напряжение постоянного тока равно нулю, оба транзистора выключены и на входе напряжение сигнала должно превышать VBE, прежде чем транзистор станет проводящим.Из-за это промежуток времени между положительными и отрицательными чередованиями входа, когда ни один из транзисторов не проводит, как показано на фиг. 10. Возникающее в результате искажение формы выходного сигнала называется кроссоверным искажением.


РИС. 10 Иллюстрация кроссоверных искажений в двухтактном усилителе класса B. Транзисторы проводят только на тех участках входа, которые обозначены затененные участки.

Смещение двухтактного усилителя для Класс AB Эксплуатация

Чтобы преодолеть искажение кроссовера, смещение регулируется так, чтобы VBE транзисторов; это приводит к измененной форме работы называется классом AB.В режиме работы класса AB двухтактные ступени смещены. в слабую проводимость, даже при отсутствии входного сигнала. Это может должно быть выполнено с помощью делителя напряжения и диода, как показано на фиг. 11. Когда характеристики диодов D1 и D2 близки к характеристики переходов база-эмиттер транзистора, ток в диодах и ток в транзисторах одинаковые; это называется текущее зеркало. Это текущее зеркало производит желаемый класс AB и устраняет кроссоверные искажения.


РИС. 11 Смещение двухтактного усилителя с помощью смещения токового зеркального диода для устранения кроссоверных искажений. Транзисторы образуют дополнительный пара (один npn и один pnp).

В цепи смещения схемы на фиг. 11, R1 и R2 имеют одинаковую ценность, а также положительное и отрицательное напряжение питания. Это заставляет напряжение в точке A (между диодами) равным 0 В и устраняет необходимость в входной конденсатор связи. Напряжение постоянного тока на выходе также равно 0 В.Предполагая, что оба диода и оба дополнительных транзистора идентичны, падение на D1 равно VBE Q1, а падение на D2 равно VBE Q2. Поскольку они совпадают, ток диода будет одинаковым как аська. Ток диода и ICQ можно найти, применив закон Ома к либо R1, либо R2 следующим образом:

ICQ = [VCC - 0,7 В] / R1

Этот небольшой ток, необходимый для работы класса AB, исключает кроссовер. искажение, но имеет потенциал для тепловой нестабильности, если транзистор Капли VBE не соответствуют диодным каплям или если диоды не включены тепловое равновесие с транзисторами.Нагрев силовых транзисторов снижает напряжение база-эмиттер и имеет тенденцию к увеличению тока. Если столько же прогреты диоды, ток стабилизирован; но если диоды находятся в более прохладной среде, они заставляют ICQ еще больше увеличиваться. Больше тепла вырабатывается в неограниченном цикле, известном как тепловой разгон. Чтобы этого не происходило, диоды должны иметь одинаковую тепловую среду. как транзисторы. В некоторых случаях небольшой резистор в эмиттере каждого Транзистор может уменьшить тепловой пробой.

Кроссоверные искажения также возникают в усилителях с трансформаторной связью, таких как показанный на фиг. 8. Для его устранения в этом случае применяется 0,7 В. к вторичной обмотке входного трансформатора, которая просто смещает оба транзистора в проводку. Напряжение смещения, вызывающее это падение, может быть получено из источник питания с использованием одного диода, как показано на фиг. 12.


РИС. 12 Устранение перекрестных искажений в двухтактных устройствах с трансформаторной связью усилитель звука.Смещенный диод компенсирует падение база-эмиттер транзисторы и производит работу класса AB.


РИС. 13 Нагрузочные линии для двухтактного усилителя с комплементарной симметрией. Показаны только линии нагрузки для npn-транзистора.

Работа переменного тока

Рассмотрим нагрузочную линию переменного тока для Q1 усилителя класса AB на фиг. 11.

Точка Q немного выше порогового значения. (В настоящем усилителе класса B Q-точка находится на отсечении.) Напряжение отсечки переменного тока для работы от двух источников питания находится в VCC с ICQ, как указано ранее. Ток насыщения переменного тока для работа с двумя источниками питания с двухтактным усилителем составляет:

Ic (sat) = VCC / RL [EQN. 5]

Линия нагрузки переменного тока для npn-транзистора такая, как показано на фиг. 13. Постоянный ток линию нагрузки можно найти, нарисовав линию, проходящую через VCEQ и постоянный ток насыщения, IC (насыщ.).

Однако ток насыщения для постоянного тока - это ток, если коллектор на эмиттер закорочен на обоих транзисторах! Предполагалось, что это короткое источники питания, очевидно, вызовут максимальный ток от источников и подразумевает, что линия нагрузки постоянного тока проходит почти вертикально через отсечку как показано.Работа вдоль линии нагрузки постоянного тока, например, из-за теплового разгона, может производить такой высокий ток, что транзисторы выходят из строя.

РИС. 14 (а) показана линия нагрузки переменного тока для Q1 усилителя класса AB. на фиг. 14 (б). В показанном случае применяется сигнал, который в области линии нагрузки переменного тока, выделенной жирным шрифтом. В верхнем конце линия нагрузки переменного тока, напряжение на транзисторе (Vce) минимально, и выходное напряжение максимальное.


РИС. 14 (b) Цепь (a) Линия нагрузки переменного тока для Q1

В максимальных условиях транзисторы Q1 и Q2 управляются попеременно. от почти обрезанного до почти насыщенного. При положительном чередовании входного сигнала, эмиттер Q1 управляется от его значения Q-точки 0 почти до VCC, создавая положительное пиковое напряжение немного меньше, чем VCC. Аналогично, при отрицательном изменении входного сигнала эмиттер Q2 изменяется от значения Q-точки 0 В до значения, близкого к –VCC, создавая отрицательный пиковое напряжение почти равно –VCC.Хотя можно работать близко току насыщения, этот тип операции приводит к увеличению искажение сигнала.

Ток насыщения переменного тока (уравнение 5) также является пиковым выходным током. Каждый Транзистор может работать по всей своей нагрузочной линии. Напомним, что в режиме работы класса А транзистор также может работать на всей нагрузке линия, но со значительной разницей. При работе класса A Q-точка находится около середины, и в транзисторах есть значительный ток даже без сигнала.В режиме работы класса B, когда нет сигнала, транзисторы имеют очень небольшой ток и поэтому очень сильно рассеивают мало мощности. Таким образом, эффективность усилителя класса B может быть намного выше. чем усилитель класса А. Позже будет показано, что максимальная эффективность усилителя класса B составляет 79%.


РИС. 16 Несимметричный двухтактный усилитель.

Двухтактный усилитель с однополярным питанием

Двухтактные усилители, использующие транзисторы с комплементарной симметрией, могут работать от одного источника напряжения, как показано на фиг.16. Схема работы такое же, как описано ранее, за исключением того, что смещение установлено на выходное напряжение эмиттера должно быть VCC 2 вместо нуля вольт, используемого с два припаса. Поскольку выход не смещен при нулевом напряжении, емкостный соединение для входа и выхода необходимо для блокировки напряжения смещения от источника и нагрузочного резистора. В идеале выходное напряжение может качаем с нуля на VCC, но на практике до этого идеала не совсем дотягивает ценности.

Класс B / AB Мощность

Максимальная выходная мощность Вы убедились, что идеальная максимальная пиковая мощность выходной ток для двухтактных усилителей с двойным и однополярным питанием составляет примерно Ic (sat), а максимальное пиковое выходное напряжение составляет примерно V_CEQ. Следовательно, в идеале максимальная средняя выходная мощность составляет

Pout = Iout (среднеквадратичное значение) Vout (среднеквадратичное значение)

Начиная с:

Iout (среднеквадратичное значение) = 0,707 Iout (пиковое значение) = 0.707Ic (сб)

... и:

Vout (среднеквадратичное значение) = 0,707 Vout (пиковое значение) = 0,707 VCEQ

... затем:

Pout = 0,5Ic (насыщ.) VCEQ

При замене VCC 2 на VCEQ максимальная средняя выходная мощность составляет:

PDC = ICC VCC

Pout = 0,5 Ic (насыщ.) VCEQ Vout (среднеквадратичное значение) = 0,707 Vout (пиковое значение) = 0,707 VCEQ

Входная мощность постоянного тока

Входная мощность постоянного тока исходит от источника VCC и составляет

Поскольку каждый транзистор потребляет ток в течение полупериода, ток равен полуволновой сигнал со средним значением

Итак,

КПД Преимущество двухтактных усилителей классов B и AB над классом А - гораздо более высокий КПД.Это преимущество обычно преобладает над сложность смещения двухтактного усилителя класса AB для устранения кроссоверные искажения. Напомним, что эффективность определяется как отношение от выходной мощности переменного тока до входной мощности постоянного тока.

Максимальный КПД для усилителя класса B (класс AB незначительно less) разрабатывается следующим образом, начиная с EQN. 6.

или в процентах

эта макс. = 79%

Напомним, что максимальная эффективность для класса A равна 0.25 (25 процентов).

Входное сопротивление

Дополнительная двухтактная конфигурация, используемая в усилителях класса B / класса AB фактически представляет собой два эмиттера-повторителя. Входное сопротивление эмиттер-повторитель, где R1 и R2 - резисторы смещения, составляет:

Rin = Beta ac (r ’e + RE) || R1 || R2

Поскольку RE = RL, формула:

Rin = Beta ac (r ’e + RL) || R1 || R2

Darlington Class AB Усилитель

Во многих приложениях, где используется двухтактная конфигурация, нагрузка сопротивление относительно невелико.Например, динамик на 8 Ом является обычным нагрузка для двухтактного усилителя класса AB.

Как вы видели в предыдущем примере, двухтактные усилители могут довольно низкое входное сопротивление предыдущего усилителя, который им управляет. В зависимости от на выходном сопротивлении предыдущего усилителя низкий двухтактный входное сопротивление может сильно нагружать его и значительно снижать напряжение прирост. Например, если каждый резистор смещения равен 1 кОм и если дополнительный транзисторы в двухтактном усилителе имеют коэффициент бета переменного тока, равный 50, а нагрузка сопротивление составляет 8 Ом, входное сопротивление (при условии, что r ’e = 1 Ом) составляет:

Если сопротивление коллектора усилителя мощности составляет, например, входное сопротивление двухтактного усилителя снижает эффективный коллектор сопротивление управляющего усилителя (с общим эмиттером) до Rc = RC || Rin = 1.0 к || 236 Ом = 190 Ом.

Это резко снижает коэффициент усиления по напряжению управляющего усилителя, поскольку его усиление составляет Rc / r ’e.

В некоторых приложениях с низкоомными нагрузками используется двухтактный усилитель. с помощью транзисторов Дарлингтона можно использовать для увеличения входного сопротивления подается на усилитель мощности и избегает значительного снижения напряжения прирост. Общий коэффициент ac beta пары Дарлингтона обычно превышает тысяча. Кроме того, резисторы смещения могут быть больше из-за меньшего тока базы требуется для.

В предыдущем случае, например, если для каждого транзистора в Дарлингтоне пара, общая бета переменного тока [...]

Если резисторы смещения являются резисторами, входное сопротивление значительно увеличивается, так как следующий расчет показывает.

Двухтактный усилитель Дарлингтона класса AB показан на фиг. 19. Четыре диода требуются в цепи смещения для согласования с четырьмя переходами база-эмиттер двух пар Дарлингтона.


РИС. 19 Двухтактный усилитель Дарлингтона класса AB.

Дарлингтон / дополнительный усилитель Дарлингтона класса AB

Был представлен дополнительный Дарлингтон, также известный как пара Шиклай. в разделе 6.

Напомним, что она похожа на традиционную пару Дарлингтона, за исключением использует дополнительные транзисторы (один npn и один pnp). Дополнительные Дарлингтона используется, когда определяется, что выходная мощность транзисторов должны использоваться одного и того же типа (оба npn или оба pnp).ИНЖИР. 20 показывает Двухтактный усилитель класса AB с двумя npn-транзисторами выходной мощности (Q2 и Q4). Верхняя часть двухтактной конфигурации - традиционная Дарлингтон, а нижняя часть - дополнительный Дарлингтон.


РИС. 20 Двухтактный усилитель Дарлингтона / дополнительный Дарлингтон класса AB.

----------

РАЗДЕЛ 2 ПРОВЕРКА

1. Где находится точка Q для усилителя класса B?

2.Что вызывает кроссоверные искажения?

3. Каков максимальный КПД двухтактного усилителя класса B?

4. Объясните назначение двухтактной конфигурации для класса B.

5. Чем усилитель класса AB отличается от усилителя класса B?

---------

продолжение к части 2 >>

Подобные статьи

GaN преодолевает барьеры - ВЧ усилители мощности становятся все шире и выше

Abstract

Растущий спрос на более высокие скорости передачи данных в телекоммуникациях и более высокое разрешение в промышленных системах увеличивает частоту работы поддерживающей их электроники.Многие из этих систем работают в широком частотном диапазоне, и дальнейшее увеличение требований к полосе пропускания является обычным требованием для новых проектов. Многие из этих систем стремятся использовать одну сигнальную цепочку для всех частотных диапазонов. Достижения в полупроводниковой технологии привели к прорыву в области создания мощных и широкополосных усилителей. Область, в которой когда-то доминировали лампы бегущей волны, начала уступать место полупроводниковым устройствам благодаря революции GaN, которая охватила отрасль и позволила MMIC, которые генерируют мощность> 1 Вт в течение многих десятилетий полосы пропускания.По мере того, как становятся доступными GaAs- и GaN-транзисторы с меньшей длиной затвора, а также улучшаются методы проектирования схем, становятся доступными новые устройства, которые могут комфортно работать с частотами миллиметрового диапазона, открывая новые приложения, о которых было трудно думать десять лет назад. В этой статье будет кратко описано состояние полупроводниковой технологии, которая делает возможным эти разработки, соображения по проектированию схем для достижения оптимальных характеристик, а также примеры широкополосных усилителей мощности (PA) как на GaAs, так и на GaN, которые демонстрируют современные технологии.

Многие беспроводные электронные системы работают в широком диапазоне частот. В военной промышленности используются диапазоны частот от нескольких сотен МГц до многих ГГц. Для работы в очень широкой полосе частот необходимы системы радиоэлектронной борьбы и радиоэлектронного противодействия. Угрозы могут возникать на разных частотах, например, от МГц до 20 ГГц, или даже на более высоких частотах сегодня. По мере того, как все больше электроники становится доступной на более высоких частотах, потребность в более высокочастотных системах радиоэлектронной борьбы будет расти.В телекоммуникациях базовые станции работают в диапазоне от 450 МГц до ~ 3,5 ГГц и продолжают расти, поскольку потребность в большей полосе пропускания сохраняется. Системы спутниковой связи работают в основном от диапазона C до диапазона Ka. Приборы, используемые для измерения этих различных электронных устройств, должны работать на всех требуемых частотах, чтобы их можно было повсеместно использовать. В результате системный инженер сталкивается с проблемами, пытаясь разработать электронику, охватывающую весь частотный диапазон. Учитывая возможность того, что одна сигнальная цепочка покрывает весь частотный диапазон, большинство системных инженеров и специалистов по закупкам были бы очень взволнованы.Наличие одной сигнальной цепи, охватывающей весь частотный диапазон, дает множество преимуществ, в том числе более простую конструкцию, более быстрое время вывода на рынок, меньшее количество компонентов для управления и многое другое. Проблема с подходом с одной сигнальной цепочкой всегда связана с ухудшением производительности, которое возникает при использовании широкополосного решения по сравнению с узкополосным решением. В основе этой проблемы лежит усилитель мощности, который обычно имеет превосходные характеристики с точки зрения мощности и эффективности при настройке в узкой полосе пропускания.

Полупроводниковые технологии

В прошлые годы усилители на лампах бегущей волны (ЛБВ) доминировали в электронике более высокой мощности в качестве каскада усилителя выходной мощности во многих из этих систем. У ЛБВ есть несколько хороших качеств, в том числе мощность в киловаттах, работа в октавах или даже в нескольких октавах полосы пропускания, высокий КПД в условиях замедления и хорошая стабильность по температуре. У ЛБВ есть некоторые недостатки, в том числе низкая долговременная надежность, низкая эффективность и необходимость в очень высоком напряжении для работы (~ 1 кВ или выше).Учитывая долгосрочную надежность полупроводниковых ИС, в течение многих лет существовала тенденция к развитию этой электроники, начиная с GaAs. Когда это было возможно, многие системные инженеры работали над объединением нескольких GaAs IC для получения большой выходной мощности. Целые компании были созданы полностью на основе объединения технологий и их эффективного использования. Существует много различных типов технологий комбинирования, таких как пространственное комбинирование, корпоративное комбинирование и т. Д. Все эти методы комбинирования постигает одна и та же участь - комбинирование несет потери, и в идеале вам не придется использовать эти методы комбинирования.Это побуждает нас использовать электронику высокой мощности для начала проектирования. Самый простой способ увеличить ВЧ-мощность усилителя мощности - это увеличить напряжение, что сделало технологии транзисторов из нитрида галлия столь привлекательными. Если мы сравним различные технологии обработки полупроводников, то увидим, как обычно увеличивается мощность с применением технологии ИС с высоким рабочим напряжением. В кремниево-германиевой технологии (SiGe) используется относительно низкое рабочее напряжение от 2 В до 3 В, но она очень привлекательна благодаря преимуществам интеграции.GaAs широко используется в усилителях мощности в течение многих лет на микроволновых частотах и ​​имеет рабочее напряжение от 5 В до 7 В. Кремниевый LDMOS-технология, работающая при 28 В, используется в течение многих лет в телекоммуникациях, но в основном полезна на частотах ниже 4 ГГц, поэтому он не так широко используется в широкополосных приложениях. Появление технологии GaN, работающей при напряжении от 28 В до 50 В на подложке с низкими потерями и высокой теплопроводностью, такой как карбид кремния (SiC), открыло ряд новых возможностей. Сегодня использование GaN на кремниевой технологии ограничено диапазоном частот ниже 6 ГГц.Радиочастотные потери, связанные с кремниевой подложкой, и ее более низкая теплопроводность по сравнению с SiC ставят под угрозу коэффициент усиления, эффективность и мощность при увеличении частоты. На рисунке 1 показано сравнение различных полупроводниковых технологий и их сравнение друг с другом.

Рисунок 1. Сравнение технологического процесса силовой электроники микроволнового диапазона.

Появление технологии GaN привело к отходу отрасли от усилителей на ЛБВ и к переходу на усилители на основе GaN в качестве выходных каскадов многих из этих систем.В качестве усилителя-драйвера во многих из этих систем по-прежнему используется GaAs, поскольку большая часть этой технологии уже существует и продолжает совершенствоваться. Далее мы рассмотрим, как с помощью схемотехники извлечь из этих широкополосных усилителей мощности как можно больше мощности, полосы пропускания и эффективности. Безусловно, конструкции на основе GaN обладают более высокой выходной мощностью, чем конструкции на основе GaAs, и конструктивные соображения в основном те же.

Рекомендации по проектированию

Существуют различные топологии и конструктивные особенности, которые разработчик ИС должен использовать при выборе того, как начать разработку, чтобы оптимизировать мощность, эффективность и полосу пропускания.Наиболее распространенным типом конструкции монолитного усилителя является конструкция многокаскадного транзистора с общим истоком, также известная как конструкция каскадного усилителя. Здесь коэффициент усиления умножается на каждом каскаде, что приводит к высокому коэффициенту усиления и позволяет нам увеличивать размеры выходных транзисторов для увеличения ВЧ мощности. GaN предлагает здесь преимущества, потому что мы можем значительно упростить объединители выходных сигналов, снизить потери и тем самым повысить эффективность, а также уменьшить размер кристалла, как показано на рисунке 2. В результате мы можем достичь более широкой полосы пропускания и улучшить представление.Менее очевидным преимуществом перехода на устройства GaN от GaAs является достижение заданного уровня мощности ВЧ, возможно, 4 Вт - размер транзистора будет меньше, что приведет к более высокому коэффициенту усиления на каскад. Это приведет к меньшему количеству этапов проектирования и, в конечном итоге, к повышению эффективности. Проблема с этой техникой каскадного усилителя заключается в том, что трудно достичь полосы пропускания выше октавы без значительного ущерба для мощности и эффективности, даже с помощью технологии GaN.

Рис. 2. Сравнение многокаскадного GaAs PA vs.эквивалентный GaN PA.

Муфта Lange

Одним из подходов к созданию конструкции с широкой полосой пропускания является реализация сбалансированной конструкции с ответвителями Ланге на ВЧ-входе и выходе, показанными на рисунке 3. Здесь возвратные потери в конечном итоге зависят от конструкции ответвителя, так как становится проще оптимизировать усиление и отклик мощности по частоте без необходимости оптимизации обратных потерь. Даже при использовании ответвителей Ланге становится все труднее получить полосу пропускания выше октавы, но они действительно предлагают очень хорошие возвратные потери для конструкции.

Рисунок 3. Симметричный усилитель с использованием ответвителей Ланге.

Распределенный усилитель

Следующая топология, которую следует рассмотреть, - это распределенный усилитель мощности, показанный на рисунке 4. Преимущество распределенного усилителя мощности достигается за счет включения паразитных эффектов транзистора в согласующие цепи между устройствами. Входная и выходная емкости устройства могут быть объединены с индуктивностью затвора и стока соответственно, чтобы сделать линии передачи практически прозрачными, исключая потери в линиях передачи.Таким образом, усиление усилителя должно ограничиваться только крутизной устройства, а не емкостными паразитами, связанными с устройством. Это происходит только в том случае, если сигнал, проходящий по линии затвора, находится в фазе с сигналом, проходящим по линии стока, так что выходное напряжение каждого транзистора складывается по фазе с выходным сигналом предыдущего транзистора. Сигнал, поступающий на выход, будет конструктивно мешать, так что сигнал растет вдоль линии стока. Любые обратные волны будут деструктивно мешать, поскольку эти сигналы не будут синфазными.Оконечная нагрузка линии затвора включена для поглощения любых сигналов, которые не поступают на затворы транзисторов. Терминал дренажной линии включен для поглощения любых обратных бегущих волн, которые могут разрушительно мешать выходному сигналу, и улучшить возвратные потери на низких частотах. В результате можно реализовать несколько десятилетий полосы пропускания от кГц до многих ГГц. Эта топология популярна, когда требуется полоса пропускания более октавы и есть некоторые приятные преимущества, такие как равномерное усиление, хорошие возвратные потери, высокая мощность и т. Д.Пример распределенного усилителя показан на рисунке 4.

Рисунок 4. Упрощенная блок-схема распределенного усилителя.

Одна из проблем распределенных усилителей заключается в том, что их мощность определяется напряжением, подаваемым на устройство. Поскольку нет возможности узкополосной настройки, вы, по сути, обеспечиваете импеданс транзистора 50 Ом или близкий к нему. Когда мы рассматриваем уравнение для средней мощности усилителя мощности, средняя мощность PA, R L или оптимальное сопротивление нагрузки, по существу, становится 50 Ом.Следовательно, достижимая выходная мощность устанавливается напряжением, подаваемым на усилитель, так что если мы хотим увеличить выходную мощность, нам нужно увеличить напряжение, подаваемое на усилитель.

Именно здесь GaN становится очень полезным, поскольку мы можем быстро перейти от напряжения питания 5 В с GaAs к напряжению питания 28 В в GaN, а достижимая мощность повышается с 0,25 Вт до почти 8 Вт, просто переходя с GaAs на GaN. технология. Необходимо учитывать и другие факторы, например, длину затвора процесса, доступного в GaN, и возможность достижения необходимого усиления на высокочастотном конце полосы.Со временем становится доступным больше этих процессов GaN.

Фиксированный резистор R L с сопротивлением 50 Ом для распределенных усилителей отличается от каскадного усилителя, в котором мы изменяем значение сопротивления транзистора путем согласования цепей для оптимизации мощности от усилителя. Преимущество оптимизации значения сопротивления транзистора с каскадными усилителями состоит в том, что это может улучшить ВЧ-мощность. Теоретически мы можем продолжать увеличивать размер периферии транзистора, чтобы продолжать увеличивать ВЧ-мощность, но для этого есть практические ограничения, такие как сложность, размер кристалла и объединенные потери.Согласующие сети также имеют тенденцию ограничивать полосу пропускания, поскольку им становится трудно обеспечить оптимальный импеданс в широких частотах. В распределенном усилителе мощности есть только линии передачи, цель которых состоит в том, чтобы сигналы конструктивно мешали работе усилителя, а не согласующие цепи. Существуют дополнительные методы для дальнейшего повышения мощности в распределенных усилителях, такие как использование топологии каскодного усилителя для дальнейшего увеличения напряжения, подаваемого на усилитель.

Результаты

Мы показали, что существуют различные методы и полупроводниковые технологии, которые предлагают компромиссы в обеспечении оптимальной мощности, эффективности и полосы пропускания. Каждая из этих различных топологий и технологий, вероятно, найдет свое место в мире полупроводников, поскольку каждая из них дает преимущества, поэтому они сохранились до наших дней. Здесь мы сосредоточимся на нескольких результатах, которые, по нашему мнению, показывают, что сегодня возможно с помощью этих технологий для достижения высокой мощности, эффективности и пропускной способности.

Возможности продукта сегодня

Мы рассмотрим распределенный усилитель мощности на основе GaAs, работающий от постоянного тока до 30 ГГц, который является продуктом компании Analog Devices, HMC994A. Эта часть интересна тем, что охватывает многие десятилетия полосы пропускания, множество различных приложений и обеспечивает высокую мощность и эффективность. Рабочие характеристики показаны на рисунке 5. Здесь мы видим выходную мощность в режиме насыщения в диапазоне от МГц до 30 ГГц с мощностью более 1 Вт и КПД добавленной мощности (PAE) 25% от номинального.Этот конкретный продукт также имеет высокие характеристики перехвата третьего порядка (TOI), номинальное значение 38 дБм. Этот результат показывает, что с конструкциями на основе GaAs мы можем достичь КПД, близкого к тому, который возможен при использовании многих конструкций узкополосных усилителей мощности. Учитывая положительную крутизну коэффициента усиления с частотой, высокий PAE, широкополосную мощность и высокие возвратные потери, HMC994A является интересным продуктом.

Рис. 5. Зависимость усиления, мощности и PAE HMC994A от частоты.

Также интересно посмотреть, чего можно достичь с помощью технологии на основе GaN.Analog Devices предлагает стандартный продукт HMC8205BF10, основанный на GaN и сочетающий в себе высокую мощность, эффективность и пропускную способность. Этот продукт работает от источника питания 50 В и обеспечивает мощность ВЧ 35 Вт при номинальном КПД 35% с коэффициентом усиления ~ 20 дБ, охватывающим более чем десятилетнюю полосу пропускания. В этом случае одна ИС может обеспечить примерно в 10 раз больше мощности по сравнению с аналогичными подходами в GaAs. В прошлые годы для этого потребовалась бы сложная комбинационная схема кристалла GaAs, которая не могла бы достичь такой же эффективности.Этот продукт демонстрирует, что возможно с технологией GaN, охватывающей широкую полосу пропускания и обеспечивающей высокую мощность и эффективность, как показано на рисунке 6. Он также демонстрирует прогресс в технологии упаковки электроники высокой мощности, поскольку эта часть размещена во фланцевом корпусе, способном поддерживать непрерывную волну. (CW) сигналы, необходимые для многих военных приложений.

Рисунок 6. Коэффициент усиления мощности HMC8205BF10, P SAT и PAE в зависимости от частоты.

Сводка

Появление новых полупроводниковых материалов, таких как GaN, открыло возможности для достижения более высоких уровней мощности, охватывающих широкую полосу пропускания.GaAs-устройства с меньшей длиной затвора имеют расширенный частотный диапазон от 20 ГГц до 40 ГГц и выше. В литературе показано, что надежность этих устройств превышает 1 миллион часов, что делает их повсеместными в современных электронных системах. Мы ожидаем, что тенденция к увеличению частот и расширению полосы пропускания сохранится и в будущем.

Какие основные классы усилителей мощности?

Усилители мощности - это усилители большого сигнала. По сравнению с усилителями слабого сигнала, во время работы сигнала используется гораздо большая часть линии нагрузки.Существует четыре класса усилителей мощности в зависимости от процента входного цикла, в течение которого усилитель работает в своей линейной области: класс A, класс B, класс AB и класс C. Каждый класс имеет уникальные конфигурации схем и режим работы. Как следует из названия, упор делается на усиление мощности. Усилители мощности обычно используются в качестве заключительного каскада приемника или передатчика связи для обеспечения мощности сигнала громкоговорителям или передающей антенне. BJT используются для иллюстрации принципов работы усилителя мощности.

Усилитель мощности класса A

Когда усилитель смещен так, что он всегда работает в линейной области, где выходной сигнал является усиленной копией входного сигнала, это усилитель класса A; проведение на всех 360 ° цикла. Усилитель класса A использует один переключающий транзистор в стандартной конфигурации схемы с общим эмиттером для создания инвертированного выхода.

Работа усилителя класса А. Выходной сигнал показан сдвинутым по фазе на 180 ° по фазе со входом.Усилители

класса A обладают превосходной линейностью, высоким коэффициентом усиления и низким уровнем искажений сигнала. Благодаря этим преимуществам они используются в конструкциях высококачественных аудиоусилителей. Они редко используются в усилителях высокой мощности из-за соображений теплового источника питания.

Простейший тип схемы усилителя мощности класса А; использует несимметричный транзистор для выходного каскада с резистивной нагрузкой, подключенной непосредственно к клемме коллектора.

Поскольку усилители класса A работают в линейной области, транзисторы должны быть правильно смещены, чтобы обеспечить правильную работу и низкие искажения.Устройство вывода всегда включено и постоянно пропускает ток, поэтому в усилителе постоянно пропадает мощность. Из-за этой непрерывной потери мощности максимальный КПД усилителя класса A с емкостной связью не может быть выше 0,25 или 25%, а на практике обычно значительно меньше (10%).

В целом, низкий КПД усилителей класса A ограничивает их полезность в приложениях с низким энергопотреблением, которые обычно требуют менее 1 Вт. Кроме того, из-за высокого холостого тока усилителя блок питания должен иметь соответствующие размеры и хорошо фильтроваться. во избежание жужжания и шума усилителя.Из-за низкого КПД и проблем с перегревом усилителей класса A были разработаны более эффективные классы усилителей.

Двухтактные усилители класса B и класса AB

Когда усилитель смещен на отсечку так, что он работает в линейной области на 180 ° входного цикла и находится в отсечке на 180 °, это класс B усилитель. Усилители класса AB имеют смещение чуть более 180 °. Другими словами, усилитель класса B смещен так, чтобы проводить более половины формы волны.Используя два транзистора, которые проводят каждую половину цикла, восстанавливается полный сигнал. По сравнению с усилителем класса A теоретический КПД усилителя класса B намного выше и составляет ~ 78%.

В схеме усилителя класса B используются дополнительные транзисторы для каждого полупериода сигнала.

Одним из основных недостатков усилителя класса B является переходное искажение. Это происходит из-за нелинейностей, близких к переключению, когда один транзистор включается, а другой выключается; и более выражен в сигналах низкого уровня ниже 0.Точка 7V (включение VBE). Даже если транзисторы специально подобраны, они не останавливаются или начинают проводить ток в точке перехода. Будет промежуток времени, когда оба транзистора не будут проводить.

Усилители класса AB стремятся преодолеть перекрестные искажения за счет небольшого перекрытия периодов проводимости транзисторов, чтобы обеспечить более плавный переход в точке кроссовера. Это означает, что два транзистора работают чуть больше половины цикла; один уже включен, а другой вот-вот выключится.

Схема усилителя класса AB: имеется (очень маленькое) напряжение смещения диода, которое вызывает слабую проводимость обоих транзисторов даже при отсутствии входного сигнала.

Эта реализация немного менее эффективна, чем операция класса B, но дает лучшую линейность и меньшие искажения. Усилители класса AB - хороший компромисс между эффективностью (класс B) и линейностью (класс A).

Усилитель класса C

Усилители класса C смещены так, что проводимость намного меньше 180 ° (около 90 °).Это приводит к очень высоким уровням искажений, но также обеспечивает очень высокий уровень эффективности. Усилители класса C более эффективны, чем усилители класса A, класса B или класса AB, что означает, что при работе класса C можно получить большую выходную мощность. Амплитуда на выходе является нелинейной функцией входа, поэтому усилители класса C не используются для линейного усиления. Они обычно используются в радиочастотных (RF) приложениях, таких как генераторы с постоянной выходной амплитудой и модуляторы, где высокочастотный сигнал управляется низкочастотным сигналом.

Усилитель класса C: транзистор (который смещен в область выключения) подает импульсы тока в резонансный контур.

В схеме усилителя класса C на выходе используется резонансный LC-контур. Транзистор вырабатывает импульсы тока в соответствии с входным сигналом и заставляет их течь через резонансный контур. Значения L и C выбираются таким образом, чтобы резонансный контур колебался на частоте входного сигнала, а все другие частоты ослаблялись. Гармоники или шум, присутствующие в выходном сигнале, можно устранить с помощью дополнительных фильтров.Теоретическая эффективность может достигать 80%, но на практике можно наблюдать гораздо более низкие значения.

Резюме

Формы сигналов различных классов усилителей

Усилитель класса A имеет самый низкий уровень искажений, но является наименее эффективным из этих классов усилителей. Основное преимущество усилителя класса B или класса AB перед усилителем класса A состоит в том, что любой из них более эффективен, чем усилитель класса A; вы можете получить большую выходную мощность при заданном количестве входной мощности.Недостатком класса B / AB является то, что сложнее реализовать схему, чтобы получить линейное воспроизведение формы входного сигнала. Термин двухтактный относится к обычному типу схемы усилителя класса B / AB, в которой два транзистора используются с чередующимися полупериодами для воспроизведения формы входного сигнала на выходе. Усилитель класса AB предлагает меньше искажений, чем класс B, но менее эффективен. Усилитель класса C является наиболее эффективным среди этих классов усилителей, но он также обеспечивает самые высокие уровни искажений.Хотя усилители класса C обычно не используются для линейных приложений, их можно без проблем использовать для частотной модуляции.

УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ И ИХ МОДЕЛИРОВАНИЕ

Раскрытие информации: мы можем зарабатывать деньги или продукты от компаний, упомянутых в этом сообщении, через партнерские ссылки на продукты или услуги, связанные с содержанием этой статьи

(Последнее обновление: 5 августа 2020 г.)

ВВЕДЕНИЕ В УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ: -

Усилители мощности - Усилитель мощности вырабатывает максимальную мощность для управления нагрузкой (например, громкоговорителем) с заданной скоростью искажений.Он играет ключевую роль в «организации и координации» всей звуковой системы, которая определяет, может ли вся система в той или иной степени обеспечивать звук хорошего качества.

Принцип работы

Мощность источника питания преобразуется в ток, который изменяется в соответствии с входным сигналом, посредством регулировки тока триода или регулировки напряжения полевой трубки. Потому что звуки - это волны разной амплитуды и частоты, то есть ток переменного тока.Коллекторный ток триода всегда в β раз больше тока базы. Если в базу вводится слабый сигнал, ток, протекающий через коллектор, будет в β раз больше, чем у базы, а затем, после того, как сигнал будет изолирован блокирующим конденсатором постоянного тока, большой сигнал, ток (или напряжение) которого равен β. раз по сравнению с исходным, что называется эффектом усиления триода. После непрерывного усиления тока усиление мощности завершается.

Основные классификации

Традиционные системы воспроизведения цифрового голоса состоят из двух основных процессов:

  1. … Преобразование цифровых голосовых данных в аналоговые голосовые сигналы (с использованием высокоточного цифро-аналогового преобразователя DAC).
  2. Процесс использования аналоговых усилителей мощности для усиления аналогового сигнала, например усилителей класса A, класса B и класса AB. С начала 1980-х годов многие исследователи работали над разработкой различных типов цифровых усилителей, которые непосредственно выполняют усиление мощности из цифровых речевых данных без необходимости аналогового преобразования. Такие усилители обычно называют цифровыми усилителями мощности или усилителями класса D.

ДЛЯ МОДЕЛИРОВАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА A И РАСЧЕТА КПД

Цели УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА А: -

  • Для моделирования усилителя класса А.
  • Рассчитайте КПД.
  • Наблюдайте за результатами.

Материал, необходимый для УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА A: -

  • Программное обеспечение Multisim (обновленная версия)
  • Источник питания переменного тока (V1 = 50 мВп)
  • Источник питания (Vcc = 24 В)
  • Транзистор NPN (2N2222)
  • 1 Резистор (100 кОм, 100 кОм, 100 кОм, 300 кОм)
  • Конденсаторы (10 мкФ, 10 мкФ)
  • Соединительные провода
  • Земля
  • MS Word (для записи нескольких наблюдений)

Резюме УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА А: -

Наиболее часто используемым типом конфигурации усилителя мощности является усилитель класса A .Усилитель класса A представляет собой простейшую форму усилителя мощности, в которой используется один переключающий транзистор в стандартной конфигурации схемы с общим эмиттером, как было показано ранее, для получения инвертированного выхода. Транзистор всегда смещен в положение «включено», так что он проводит в течение одного полного цикла формы волны входного сигнала, создавая минимальные искажения и максимальную амплитуду выходного сигнала.

… Это означает, что t he Усилитель класса A Конфигурация является идеальным рабочим режимом, поскольку не может быть кроссовера или искажения при отключении выходного сигнала даже во время отрицательной половины цикла.Выходные каскады усилителя мощности класса A могут использовать один силовой транзистор или пары транзисторов, соединенных вместе, чтобы разделить большой ток нагрузки.

Это простейший тип схемы усилителя мощности класса А. Он использует несимметричный транзистор в качестве выходного каскада с резистивной нагрузкой, подключенной непосредственно к клемме коллектора. Когда транзистор переключается в положение «ВКЛ», он пропускает выходной ток через коллектор, что приводит к неизбежному падению напряжения на сопротивлении эмиттера, тем самым ограничивая отрицательную выходную мощность.

КПД этого типа схемы очень низок (менее 30%) и обеспечивает малую выходную мощность при большом расходе источника питания постоянного тока. Усилительный каскад класса A пропускает тот же ток нагрузки, даже если входной сигнал не подается, поэтому для выходных транзисторов требуются большие радиаторы.

КПД усилителя мощности

Где η - КПД усилителя.

Pout - выходная мощность усилителя, подаваемая на нагрузку.

P dc - мощность постоянного тока от источника питания.

Процедура моделирования УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА A: -

  • Начните с открытия программного обеспечения Multisim

  • Появляется Окно прямой цепи.

  • Нажмите «разместить» в главном меню <Свойства <Выбрать резистор <Задать значение <Нажмите OK.
  • Поместите резистор в область окна и щелкните левой кнопкой мыши, чтобы исправить.

  • Сделайте то же самое для других вещей i.е. Резистор, транзистор истока, конденсатор заземления и т. Д.
  • Их Поместите в любое место, где вы щелкнете слева, чтобы дать их.
  • Теперь. После установки необходимых элементов вы приближаете контур к анкерному материалу и складываете его.
  • Щелкните левой кнопкой мыши на булавке первого объекта, затем щелкните левой кнопкой мыши на булавке объекта для увеличения резкости.
  • Multisim автоматически вставит телефон между двумя выбранными элементами
  • Выберите амперметр и вольтметр из меню и отрегулируйте их в соответствии с текущим циклом сбора данных и режущей кромкой.
  • Цикл готов, теперь он анализирует установку времени. Сохраните и используйте симуляцию.

Принципиальная схема УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА А: -

Моделирование для УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА A: -

Результаты УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА А: -

Источник (v) P (ac) (i) ватт P (dc) ватт (0) η
50 2Vcc 2 Ic 8 vcc Ic 50%
50 2Vcc 2 Ic 6 vcc Ic 66.67%

Согласование импеданса усилителя класса A

Согласование импеданса можно выполнить, сделав выходное сопротивление усилителя равным входному сопротивлению нагрузки. Это важный принцип передачи максимальной мощности (в соответствии с теоремой о передаче максимальной мощности).

Здесь согласование импеданса может быть достигнуто путем выбора количества витков первичной обмотки так, чтобы ее чистый импеданс был равен выходному импедансу транзистора, и выбора количества витков вторичной обмотки так, чтобы ее чистый импеданс был равен входному импедансу громкоговорителя. .

Преимущества усилителя класса А
  • Имеет высокую точность воспроизведения благодаря точной копии входного сигнала на выходе.
  • Улучшен высокочастотный отклик, потому что активное устройство постоянно включено, т.е. не требуется времени для включения устройства.
  • Нет кроссоверных искажений, потому что активное устройство проводит весь цикл входного сигнала.
  • Несимметричная конфигурация может быть легко и практически реализована в усилителе класса А.

Недостатки усилителя класса А

  • Из-за большого блока питания и радиатора усилитель класса A является дорогостоящим и громоздким.
  • Низкая эффективность.
  • Из-за трансформаторной связи частотная характеристика не так хороша.

Применение усилителя класса A

Усилитель класса A больше подходит для уличных музыкальных систем, поскольку транзистор воспроизводит всю звуковую волну без отключения. В результате звук очень чистый и более линейный, то есть содержит гораздо более низкие уровни искажений.

Обычно они очень большие, тяжелые и производят около 4-5 Вт тепловой энергии на 1 Вт мощности. Поэтому они сильно нагреваются и нуждаются в хорошей вентиляции. Так что они совсем не идеальны для автомобиля и редко подходят для дома.

Наблюдения УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА А: -

Выполняя эту лабораторную работу, я наблюдал и изучал различные вещи, например

  • Имеет высокую точность воспроизведения благодаря точной копии входного сигнала на выходе.
  • Улучшен высокочастотный отклик, потому что активное устройство постоянно включено, т.е.е. на включение устройства не требуется времени.

Для моделирования усилителя дополнительной симметрии класса B и расчета эффективности.

Цели усилителя дополнительной симметрии класса B: -

  • Для имитации усилителя дополнительной симметрии класса B.
  • Рассчитайте КПД.
  • Наблюдайте за результатами.

Материал, необходимый для усилителя дополнительной симметрии класса B: -

  • Программное обеспечение Multisim (обновленная версия)
  • Входной источник питания переменного тока (Vcc = 30vpk)
  • Источник питания (V1 = 30В)
  • Источник питания (V2 = 30В)
  • Транзистор ПНП (2N2907A)
  • Транзистор NPN (2N2222)
  • 1 Резистор (1 кОм)
  • Конденсаторы (100 мкФ)
  • Соединительные провода
  • Земля
  • MS Word (для записи нескольких наблюдений)

Краткое описание усилителя дополнительной симметрии класса B: -

Усилители

класса B используют два или более транзистора, смещенных таким образом, что каждый транзистор проводит только в течение одного полупериода входного сигнала.

Для повышения полного энергетического КПД предыдущего усилителя класса A за счет снижения потерь мощности в виде тепла, можно спроектировать схему усилителя мощности с двумя транзисторами в его выходном каскаде, создавая то, что обычно называют усилителем класса B. также известна как конфигурация двухтактного усилителя.

Двухтактные усилители

используют два «дополнительных» или согласующих транзистора, один из которых является NPN-типом, а другой - PNP-типом, причем оба силовых транзистора вместе принимают один и тот же входной сигнал, равный по величине, но в противоположной фазе. Другие.Это приводит к тому, что один транзистор усиливает только половину или 180o цикла входной формы волны, в то время как другой транзистор усиливает другую половину или оставшиеся 180o цикла входной формы волны, в результате чего «две половины» снова соединяются вместе на выходном зажиме.

Тогда угол проводимости для этого типа схемы усилителя составляет всего 180 ° или 50% входного сигнала. Этот толкающий и вытягивающий эффект чередующихся полупериодов транзисторов дает этому типу схемы забавное «двухтактное» название, но более широко известно как усилитель класса B.Схема усилителя класса B, в которой используется сбалансированный входной трансформатор с центральным отводом, который разделяет входящий сигнал формы на две равные половины, сдвинутые по фазе на 180 ° друг с другом.

Усилитель класса B более эффективен, чем усилитель класса A, который тратит половину энергии из-за условий смещения. Усилитель класса А никогда не выключается. Усилитель класса B отключается при обратном импульсе и, следовательно, более эффективен.

Однако, в отличие от усилителя класса A, он использует два активных элемента, обычно транзисторы, но в прошлую эпоху были вакуумными лампами и смещен вокруг нулевого смещения постоянного тока.

Это означает, что форма волны пересекает один активный элемент в другой. А поскольку транзисторы не включаются идеально (кремниевым нужно 0,65–0,70 вольт или около того), это, в свою очередь, приводит к значительным искажениям - фактически, это называется кроссоверными искажениями. На самом деле это фазовое искажение (если вы так думаете).

Усилители

класса B обычно используются для приложений большой мощности. Хорошим примером является система громкой связи для использования в клубе или на большом мероприятии. Причина в том, что они более эффективны, чем класс A, из-за их конфигурации «тяни / толкай».Однако это, возможно, менее желательно в ситуациях, когда требуется линейное усиление. По этой причине вы с большей вероятностью найдете усилители класса A в высококачественном, записывающем и аудиофильском оборудовании. Однако он, как правило, намного менее эффективен.

Приложения Двухтактные усилители

класса B на самом деле работают с небольшой долей класса AB для устранения перекрестных искажений, когда одно устройство переключает проводимость на другое. Несимметричные усилители ВЧ мощности класса B (устройство с одним выходом) также работают немного выше порогового значения, чтобы устранить искажения, вызванные нелинейностями.Они представляют собой класс почти всех линейных усилителей мощности. Слишком низкий холостой ход, ток, переводящий работу в класс B, вызовет серьезные искажения. Лампы и транзисторы всех типов используют этот класс. При управлении мощностью или двигателем класса B искажение может не представлять проблемы.

Усилители класса B намного предпочтительнее, чем конструкции класса A для приложений большой мощности, таких как усилители мощности звука и системы PA

Форма волны входного сигнала заставляет транзисторы нормально работать в их активной области, тем самым устраняя любые перекрестные искажения, присутствующие в конструкциях усилителей чистого класса B.

Раньше они были стандартом для аудиоусилителей и могут использоваться в дешевых усилителях, но они страдают от кроссоверных искажений. Я считаю, что они до сих пор используются в качестве линейных усилителей в некоторых радиочастотных приложениях - раньше они также были стандартом - кроссоверные искажения не являются проблемой, и они хорошо справляются с модуляцией AM и FM. При широкой доступности полевых транзисторов хорошей мощности они, вероятно, не так популярны.

Класс B
Преимущества Недостатки
Очень низкий постоянный ток смещения.Незначительное энергопотребление без сигнала. Создает кроссоверное искажение.
Может использоваться для более мощных выходов, чем класс A Ток питания изменяется с сигналом, может потребоваться стабилизированное питание.
Более эффективен, чем класс A. Больше искажений, чем у класса A.

Процедура усилителя дополнительной симметрии класса B: -

  • Начните с открытия программного обеспечения Multisim

  • Появляется Окно прямой цепи.

  • Нажмите «разместить» в главном меню <Свойства <Выбрать резистор <Задать значение <Нажмите OK.
  • Поместите резистор в область окна и щелкните левой кнопкой мыши, чтобы исправить.

  • Сделайте то же самое для других вещей, например, резистора, транзистора истока, конденсатора заземления и т. Д.
  • Их Поместите в любое место, где вы щелкнете слева, чтобы дать их.
  • Теперь. После установки необходимых элементов вы приближаете контур к анкерному материалу и складываете его.
  • Щелкните левой кнопкой мыши на булавке первого объекта, затем щелкните левой кнопкой мыши на булавке объекта для увеличения резкости.
  • Multisim автоматически вставит телефон между двумя выбранными элементами
  • Выберите амперметр и вольтметр из меню и отрегулируйте их в соответствии с текущим циклом сбора данных и режущей кромкой.
  • Цикл готов, теперь он анализирует установку времени. Сохраните и используйте simulatio

Принципиальная схема усилителя дополнительной симметрии класса B: -

Моделирование усилителя дополнительной симметрии класса B: -

Vcc Ic Vl (p-p)

Формулы усилителя дополнительной симметрии класса B: -

Pdc (i) = VCC (2IC (P) / π)

Pac (o) = (VL (P-P)) 2 / 8RL

η = (Pac (o) / Pdc (i)) X 100

Результаты усилителя дополнительной симметрии класса B: -

Источник (v) P (dc) (i) ватт P (ac) ватт (0) η
30 7070.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *