Резонансные источники питания: принцип работы, преимущества и особенности LLC-преобразователей

Что такое резонансный источник питания. Как работает LLC-преобразователь. Какие преимущества дает резонансная топология. Какие особенности нужно учитывать при проектировании LLC-преобразователя. Как реализовать резонансный источник питания на практике.

Что такое резонансный источник питания и в чем его преимущества

Резонансный источник питания — это разновидность импульсного преобразователя, в котором используется резонансный контур для преобразования энергии. Основные преимущества такой топологии:

• Высокий КПД за счет снижения коммутационных потерь
• Возможность работы на высоких частотах
• Уменьшение размеров магнитных компонентов
• Снижение уровня электромагнитных помех
• Мягкое переключение силовых ключей (режим ZVS)

Благодаря этим преимуществам резонансные преобразователи позволяют создавать более компактные и эффективные источники питания по сравнению с традиционными ШИМ-топологиями.

Принцип работы LLC-преобразователя

LLC-преобразователь является одной из наиболее распространенных резонансных топологий. Его название происходит от основных компонентов резонансного контура:

• L — индуктивность рассеяния трансформатора
• L — индуктивность намагничивания трансформатора
• C — резонансный конденсатор

Упрощенная схема LLC-преобразователя выглядит следующим образом:

[Здесь можно было бы добавить простую схему LLC-преобразователя]

Принцип работы LLC-преобразователя основан на изменении частоты коммутации силовых ключей относительно резонансной частоты контура. При этом:

• Частота выше резонансной — напряжение на выходе уменьшается
• Частота ниже резонансной — напряжение на выходе увеличивается
• Частота равна резонансной — максимальный КПД преобразования

Таким образом, регулирование выходного напряжения осуществляется изменением рабочей частоты преобразователя.

Особенности проектирования LLC-преобразователя

При разработке LLC-преобразователя необходимо учитывать ряд важных моментов:

1. Выбор резонансной частоты и диапазона регулирования
2. Расчет параметров резонансного контура (L, L, C)
3. Проектирование трансформатора с заданной индуктивностью намагничивания
4. Выбор силовых ключей с учетом режима ZVS
5. Реализация схемы управления с регулированием частоты

Правильный выбор этих параметров позволяет добиться оптимального баланса между КПД, диапазоном регулирования и габаритами преобразователя.

Практическая реализация резонансного источника питания

Рассмотрим основные этапы создания резонансного источника питания на примере LLC-преобразователя мощностью 150 Вт:

1. Выбор контроллера (например, FAN7621 для LLC-топологии)
2. Расчет и изготовление трансформатора
3. Подбор резонансных компонентов (L и C)
4. Выбор силовых ключей (MOSFET) и выпрямительных диодов
5. Разработка печатной платы с учетом высокочастотной топологии
6. Настройка параметров обратной связи и защит

При правильной реализации такой источник питания способен обеспечить КПД более 90% во всем диапазоне нагрузок.

Преимущества резонансной топологии на практике

Практические испытания резонансного источника питания показывают следующие преимущества по сравнению с классическими ШИМ-преобразователями:

• Меньший нагрев силовых компонентов (особенно при высоких нагрузках)
• Снижение уровня электромагнитных помех
• Возможность работы на более высоких частотах
• Улучшенные массогабаритные показатели

Это делает резонансную топологию особенно привлекательной для применений, требующих высокой эффективности и компактности источника питания.

Ограничения и недостатки резонансных преобразователей

Несмотря на очевидные преимущества, резонансные преобразователи имеют ряд ограничений:

• Более сложная схемотехника и настройка
• Необходимость точного расчета магнитных компонентов
• Сложность работы на холостом ходу
• Ограниченный диапазон регулирования выходного напряжения

Эти факторы необходимо учитывать при выборе топологии для конкретного применения. В некоторых случаях классические ШИМ-преобразователи могут оказаться более предпочтительными.

Перспективы развития резонансных источников питания

Развитие технологии резонансных преобразователей идет по нескольким направлениям:

• Совершенствование схем управления и методов регулирования
• Применение новых магнитных материалов
• Интеграция силовых компонентов
• Использование цифровых методов управления

Это позволяет создавать все более эффективные и компактные источники питания для различных применений — от бытовой электроники до промышленного оборудования.

рабочие точки и рабочие режимы

Данная статья является четвертой в серии публикаций, посвященных LLC-преобразователям. Эти статьи написаны для того, чтобы помочь разобраться с LLC-схемой даже тем, у кого нет опыта разработки, моделирования и анализа импульсных источников питания. Обратите внимание на список литературы, который постоянно пополняется. После каждой публикации приводятся только те ссылки, которые используются в конкретной статье. Полный список литературы поможет по «кусочкам» собрать всю картину работы этой сложной схемы.

До сих пор мы рассматривали LLC-конвертер как преобразователь, который формирует постоянное выходное напряжение с помощью выпрямителя и конденсатора. Статья «Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая: Введение» была посвящена объяснению этапов преобразования энергии в LLC-схеме. В обзоре «Резонансные LLC-преобразователи. Часть вторая: от прямоугольных импульсов к синусоидальным сигналам» рассказывалось, как создать синусоидальную волну, используя прямоугольный сигнал традиционного импульсного источника питания.

В статье «Резонансные LLC-преобразователи. Часть третья: работа трансформаторов» была объяснена роль трансформатора в LLC-преобразователе. В третьей части также показано, как получить эквивалентную схему LLC за счет приведения выходной нагрузки к первичной обмотке трансформатора.

Потребовалось три статьи для того, чтобы подойти к уравнению усиления LLC-преобразователя и попытаться объяснить режимы его работы. LLC-преобразователь должен работать на резонансной частоте, создавая синусоидальный ток и поддерживая выпрямительные диоды в режиме непрерывного тока. Как указывалось ранее, такой подход отличается от работы традиционного импульсного преобразователя, который предполагает накопление энергии в индуктивности. Уровень пульсаций на выходе обычного импульсного источника питания будет меньше, если индуктивность работает в режиме непрерывных токов CCM. Чтобы избежать путаницы, еще раз подчеркнем, что режим непрерывных токов в LLC относится к току выпрямительных диодов.

На рисунке 1 показан желаемый синусоидальный сигнал на выходе LLC-схемы. В реальности на входе LLC присутствует не синусоидальный, а прямоугольный сигнал. В статье «Резонансные LLC-преобразователи. Часть вторая» объяснялось, как из прямоугольного сигнала можно получить синусоидальный сигнал с помощью резонансной схемы. Прямоугольный сигнал формируется полумостовым инвертором из постоянного напряжения, как это было показано в статье «Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая». Наконец, в статье «Резонансные LLC-преобразователи. Часть третья» были даны разъяснения относительно импедансов различных составляющих схемы: индуктивности рассеяния трансформатора, индуктивности намагничивания и сопротивления нагрузки.

Рис. 1. Делители напряжения

Коэффициент усиления определяется импедансом делителя напряжения, представленном на рисунке 1а):

Vo = (Vin x X2)/ (X1 + X2),

где, в соответствии с рисунком 3,

X2 = XLm || Rac и X1 = XCr + XLr.

В большинстве публикаций по данной теме обычно сразу переходят к уравнению коэффициента усиления LLC-конвертера и его зависимости от частоты. В данной статье используется иной подход и объясняется, как именно переменный ток передается на вторичную обмотку трансформатора. На рисунке 2 показан трансформатор T1 с индуктивностью намагничивания Lm. Наличие Lm усложняет понимание принципа действия LLC-схемы. Попробуем устранить возникшие «трудности».

Необходимо обеспечить протекание через Lm тока намагничивания, достаточного для правильной работы трансформатора. Переменная составляющая тока передается на вторичную обмотку T1.

Рис. 2. Резонансный DC/DC-преобразователь

В схеме присутствует ток намагничивания, протекающий через индуктивность намагничивания Lm, и переменный ток первичной обмотки трансформатора, протекающий через резонансную цепочку. Это разные токи, которые имеют решающее значение для функционирования тока LLC-схемы. Намагничивающий ток треугольной формы рассчитывается так же, как и в случае традиционного импульсного преобразователя:

намагничивающий ток di/ di = Vprim/ Lm,

где Vprim – это приведенное выходное напряжение постоянного тока.

Теперь нам потребуются знания о работе трансформатора. Для правильной передачи энергии трансформатору необходим ток намагничивания. Когда выходной диод открыт, постоянное выходное напряжение отражается в первичную обмотку, и через индуктивность намагничивания протекает ток треугольной формы. Резонансный контур пытается «создать» переменный ток. Этот переменный синусоидальный ток протекает через первичную обмотку трансформатора.

Для определения тока намагничивания проще использовать постоянное выходное напряжение, а не импульсное входное напряжение, которое дополнительно фильтруется на первичной стороне трансформатора. На рисунке 3 показано разделение токов в LLC-преобразователе.

Рис. 3. Разделение токов резонанса и намагничивания в LLC-преобразователе

Обратите внимание, что ток намагничивания гораздо меньше, чем резонансный ток. В работах по данной теме током намагничивания часто пренебрегают и сразу переходят к определению резонансного тока LLC. Я считаю, что в подобных публикациях о токе намагничивания стоит рассказывать подробнее – это позволит лучше понять принцип работы преобразователя.

В завершение статьи наметим основные режимы работы LLC. В большинстве случаев LLC может рассматриваться как резонансная схема, включающая Lr – индуктивность рассеяния, Lm – индуктивность намагничивания и C – последовательный конденсатор. Это три основных элемента LLC-схемы. Как мы увидим в следующих публикациях, рабочая точка LLC требует рассмотрения индуктивности намагничивания не только как элемента резонансной схемы, но и как параметра трансформатора. В итоге уравнение усиления подразумевает три режима работы, которые мы проанализируем позже. Следующая глва посвящена уравнению усиления.

Предыдущие главы:

• Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая: Вступление
• Резонансные LLC-преобразователи. Часть вторая: от прямоугольных импульсов к синусоидальным сигналам
• Резонансные LLC-преобразователи. Часть третья: работа трансформаторов

Литература

1. “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems”, Bo Yang Dissertation submitted to the Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University in partial fulfillment of the requirements for the degree of Doctor of Philosophy in Electrical Engineering Fred C. Lee, Chairman Dushan Boroyevich Jason Lai Guo-Quan. Lu Alex Q. Huang September 12, 2003 Blacksburg, Virginia
   • Chapter 4 LLC Resonant Converter
   • Bo Yang Dissertation Appendices
2. “Basic Principles of LLC Resonant Half Bridge Converter and DC/Dynamic Circuit Simulation Examples”, On Semiconductor LLC Application Note AND9408/D
3. “RLC Resonant Circuits”, Andrew McHutchon April 20, 2013
4. The Series RLC Resonance Circuit
5. “Resonant LLC Converter: Operation and Design 250W 33Vin 400V out DesignExample“, AN2012-09, Sam Abdel-Rahman, Infineon Technologies North America (IFNA) Corp.
6. “Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers; couldn’t get a website URL; suggest you Google the text in brackets [“Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers]
7. “SIMULATION OF A SERIES HALF BRIDGE LLC RESONANT CIRCUIT”, ECE562: Power Electronics I COLORADO STATE UNIVERSITY Fall 2011
8. “230-V, 400-W, 92% Efficiency Battery Charger w/PFC and LLC for 36-V Power Tools” Texas Instruments Reference Design, TIDA-00355
9. Can you turn a square wave into a sine wave using a low-pass filter?, Signal Processing Stack Exchange is a question and answer site for practitioners of the art and science of signal, image and video processing
10. “Square Wave Signals”, Chapter 7 — Mixed-Frequency AC Signals, All About Circuits website
11. “Chapter 14 Transformers” C. Y. Lee, ISU EE
12. LLC Power Conversion Explained, Part 1: Introduction
13. LLC Power Conversion Explained, Part 2: Sine Wave from a Square Wave
14. LLC Power Conversion Explained, Part 3: Understanding transformers

Автор: Скотт Дейти Перевод: Вячеслав Гавриков, г. Смоленск

Разделы: Демонстрационные платы

Опубликовано: 02.07.2018

Мощный резонансный блок питания на FAN7621. LLC resonant power supply » Журнал практической электроники Датагор

В статье рассматривается чип FAN7621.

С развитием полупроводниковых приборов, особенно в области силовой электроники, в нашу жизнь прочно вошли импульсные источники питания. Насколько мне известно, в Европе уже несколько лет полностью запрещено изготовление устройств с питанием от обычного 50Гц силового трансформатора. И в этом есть масса плюсов. Экономия металла, экономия электроэнергии как экологический аспект, выигрыш в массогабаритных показателях.

Импульсные блоки питания непрерывно совершенствуются. Уже нигде не используется ЧИМ, только ШИМ, на невысоких частотах преобразования вовсю используются гибриды IGBT. Совсем недавно появилась, и начала прочно входить в нашу жизнь, технология резонансных преобразователей.

Содержание / Contents

Камрад, рассмотри датагорские рекомендации

🌼 Полезные и проверенные железяки, можно брать

Опробовано в лаборатории редакции или читателями.

Трансформатор R-core 30Ватт 2 x 6V 9V 12V 15V 18V 24V 30V

Паяльная станция 80W SUGON T26, жала и ручки JBC!

Отличная прочная сумочка для инструмента и мелочей

Хороший кабель Display Port для монитора, DP1.4

Конденсаторы WIMA MKP2 полипропилен

Трансформатор-тор 30 Ватт, 12V 15V 18V 24V 28V 30V 36V

SN-390 Держатель для удобной пайки печатных плат

Панельки для электронных ламп 8 пин, керамика

Как то мне принесли на показ источник питания.
По утверждению даташита этого БП – его мощность достигала 500Вт при очень скромных размерах платы- 100х100 мм. А радиаторы силовых ключей вызвали мой истерический смех…
Как? 500Вт на этих радиаторах? Издеваются???
Полез на сайт производителя и прочитал волшебное слово resonant topology.
Ну как я могу пройти мимо и не пощщупать так сказать!
Изучение этой темы вынудило меня обратиться к сайтам разработчиков полупроводников для силовой электроники. И только в одной конторе еще не всех инженеров подвинули маркетологи — Fairchild Semiconductor. У них нашлось пара интересных для меня вещей.

Контроллер FAN7621 (он единственный из всех в DIP корпусе ) и сборка FSFR2100.
Решил начать с FAN7621.

Для изучения был использован даташит на FAN7621 и application note AN-4151.

Данная конструкция является моей вольной интерпретацией документа по имени AN-4151 от Fairchild Semiconductor — нет, не реклама, даже семплы у них не заказывал! Просто они оказались ближе остальных к людям. Все неточности на моей совести.

Одной из проблем любого ИБП является его КПД. Тепловые и коммутационные потери, потери на обратном восстановлении выпрямительных диодов – вот те немногие факторы, что усложняют жизнь конструторам и разработчикам таких блоков питания.
Одним из вариантом повышения КПД является использования резонансной схемы.
Изначально резонансная схема БП (LC resonant converter ) была предложена для увеличения рабочей частоты преобразователя, снижения коммутационных потерь и уменьшения размеров моточных узлов.
Еще она интересна тем, что форма передаваемого тока в нагрузку близка к синусоиде и ключи в преобразователе работают в режиме “мягкого переключения” (ZVS – zero volage switching ). Как это работает, я до конца не понял и объяснения человеческим языком не нашел, так что пока принцип работы LC resonant converter-а. Это попроще…

Полумостовой преобразователь нагружен на резонансную цепь, в которую входит силовой трансформатор, индуктивность Lr и емкость Cr. У этой цепи есть некая резонансная частота.
На эту цепь подается напряжение Vd, с частотой, близкой к резонансной для этой цепи, тем самым, меняя частоту в сторону резонанса, можно увеличивать напряжение на выходе трансформатора. Соответственно изменяя частоту в противоположную сторону, и уходя от резонанса, можно это напряжение уменьшать. Трансформатор с нагрузками является частью резонансной цепи, и от изменения импеданса всей цепи меняется напряжения на нагрузке. Разработчики называют это изменение DC gain. И оно, для этого варианта конвертера всегда меньше единицы.
Здесь есть одна засада – диапазон регулирования сильно зависит от нагрузки. Поэтому и рекомендуют использовать такую схему при номинальной или близко к номинальной нагрузке.
Теоретически, при стремлении нагрузке к минимуму, необходимо увеличивать частоту контура до бесконечности, что невозможно.
Этот недостаток можно частично устранить, если использовать трансформатор, как часть индуктивности резонансной цепи.
Эта топология называется LLC resonant converter.

Здесь трансформатор зашунтирован индуктивностью Lm. Это снижает эффективность работы схемы, но при работе на “высокой” стороне снижение коммутационных потерь более предпочтительно потерям в индуктивностях. К тому же, эту индуктивность можно конструктивно представить как часть первичной обмотки. Единственное уточнение.
Значение индуктивности Lm в несколько раз больше Lr. Поэтому приходится вводить зазор в сердечник. Но зато можно поддерживать постоянное напряжение на выходе при разных уровнях нагрузки путем незначительного изменения частоты переключения.
Более понятно это видно на графике.

Старт происходит на частоте выше 100кГц, потом частота снижается, приближаясь к резонансной, и поддерживается на нужном уровне обратной связью, как в обычном стабилизированном БП.
В общем фишечка интересна, и ее обязательно надо пощупать.

Вообще, вышеуказанный апнот и даташит написан для тупых вроде меня, и достаточно подробно. Что и послужило толчком для повторения.
Поэтому больше расскажу о том, как и что делал.

Для начала надо определиться, что я буду питать.
Появилась идея заменить в одном из моих усилителей БП на жалком гибриде таймера и драйвера — IR2153.
В общем подопытный кролик выбран — начнем!

Нужно получить двухполярное напряжение +/- 30В для умзч, и +24В для защиты АС.
В принципе ничего сложного.
Единственное уточнение – для УМЗЧ стабилизация ИБП не только не обязательна, но и противопоказана. А нам надо управлять резонансной частотой в зависимости от нагрузки.
Поэтому стабилизировать буду шину защиты АС, а питание мощника пусть будет само по себе.
Рисую схему.

Сама по себе FAN7621 обладает всеми видами защит, и по умолчанию в даташите на нее отрисована схема токовой защиты по одной полуволне в первичной обмотке.
Но там же и рассказано, что можно использовать монитроинг по обоим полуволнам тока.
Вот так:

Исключён фрагмент. Полный вариант доступен меценатам и полноправным членам сообщества.

Или вот так:

Исключён фрагмент. Полный вариант доступен меценатам и полноправным членам сообщества.

Также пришлось видоизменить под свою концепцию питание контроллера.
В даташите нарисовано питание от какого-то стороннего дежурного БП на 16-20В, я же решил применить самопитание и запуск на проверенной схеме от параметрического стабилизатора.
Минимально напряжение для запуска заявлено 14.5В, защита от перенапряжения – 23В.
Вот в этом коридоре и надо работать.
От 15В мы стартуем, потом самопитание подхватывает и за счет диода D2 отсекает пусковой стаб от контроллера. При повышении до 23В мы радостно отключаемся.
Думаю должно работать.

Ну а теперь самое интересное.
Когда-то давно, мне под разбор попался скоропостижно разбитый маленьким ребенком моего коллеги LCD телевизор. Внутри был вполне себе солидный БП, совмещенный с драйвером подсветки.
И я еще тогда удивился, зачем первичка и вторичка на разных катушках, да еще и разнесены на каркасе? Но тогда я был болен лампами и ИБП на TL494, и кроме удивления такой избыточностью, никакого практического интереса это у меня не вызвало…
Вот же дебил какой я был невнимательный! У меня же в руках был резонансник… Причем живой.
А я яростно выкусывал кусачками перегородку и шлифовал надфилем поверхность катушки.

Вот эту перегородку, как на фото.
И только вот недавно я понял, для чего была эта избыточность…
Как я рассказывал выше, для LLC топологии требуется Lm поместить в трансформатор.
Для этого нужно, чтоб обмотка была не только компактно намотана, но и как можно меньше была подвержена влиянию вторичной обмотки.
Нужно получить не только требуемую индуктивность первички, но и невысокую индуктивность рассеяния.
Схема намотки, а также параметры трансформатора указаны в даташите.
В апноте AN-4151 также дан расчет трансформатора. Там немного другие данные.
Расчет довольно большой, зато расписан пошагово и с примерами.

Исключён фрагмент. Полный вариант доступен меценатам и полноправным членам сообщества.

Самое долгое, ожидание контроллера. Почта работает быстро, поэтому не прошло и полутора месяцев, и вот контроллер установлен.
Первое включение естественно через лампочку!
И тишина….
Оказалось, что стабилитрона на 15В маловато для запуска, на ноге питания при старте всего 13.8В при пороге в 14.5В.
Меняю зенера на 16В – и вот:

Ничего не стрельнуло, и даже чего то засветилось!
Идет измерение питащего контроллер напряжения и частота импульсов на нижнем фете.

Пробую крутить регулировку напряжения на выходе. Напряжение меняется, частота тоже.
Работает!
Теперь надо нагрузить вторую обмотку – ту, что 2*30В нерегулируемая.

Сразу закономерность – от нагрузки на другую обмотку меняется напряжение на стабилизированной. В принципе все верно, резонанс распространяется на все обмотки.
Но диапазона регулирования вверх явно не хватает- не могу вытянуть +24В. Минимальная частота – 71кГц.
Пришло время разобрать цепь управления частотой.

Вот эта цепь:
Мы имеем здесь три настраиваемых цепи.
1. Софтстарт.
2. Задание минимальной частоты.
3. Задание максимальной частоты.
Работает оно просто, как табурет. Чем меньше сопротивление между ногой RT и массой, тем выше частота.
Начнем с софт-старта.
Электролит Сss и резистор Rss образуют цепь плавного пуска. В момент подачи питания на контроллер, электролит имеет низкое сопротивление, и резистор Rss подключается параллельно Rmin, который, в свою очередь определяет нижнюю границу частоты контроллера. Общее сопротивление цепи меньше Rmin — частота зависит от общего сопротивления Rss и Rmin. По мере заряда Сss, сопротивление цепи СssRss растет до бесконечности и перестаяет отказывать влияние на общее сопротивление в цепи RT.
В цепи остается только Rmin.
Процесс приближается к резонансу.
Пока на выходе нет напряжения, оптопара полностью закрыта, и резистор Rmax не подключен в цепь RT-масса. Но напряжение растет, пропорционально этому открывается транзистор оптопары, и начинает подключаться резистор Rmax, повышая частоту и удерживая ее значение для требуемого выходного напряжения. Вот таким простым способом реализуется регулировка выходного напряжения.
Так как у меня минимальный порог не достаточен для удержания напряжения в цепи +24В, то нужно мне увеличить сопротивление Rmin.

И заодно, так как БП предстоит заряжать “банки” по шинам питания УМЗЧ, софтстарт сделаю более затяжным, увеличив Css до 22мкф.

с измененными номиналами:

Исключён фрагмент. Полный вариант доступен меценатам и полноправным членам сообщества.

Вперед!

Теперь напряжение подтягивается нормально, есть запас вверх – начинаю мучить его.
В качестве нагрузке по шине 30+30В сначала была гирлянда из лампочек 220В*60Вт.
Три штуки.
При напряжении на них в ~60В суммарная нагрузка на БП всего 18вт, поэтому был добавлен “водоем” для охлажедния ПЭВ-ок, использованных в качестве нагрузки.
ПЭВ-ки включены гирляндой 10+5+5+5+5+10 Ом.
Осциллограммы для разных нагрузок:
Голубой – затвор нижнего ключа.
Желтый – форма тока в первичке (преобразование на резисторах токовой защиты)
Нагрузка 18Вт. (три лампы 220В*60Вт )

Запускаю всю гирлядну.
Нагрузка 96Вт. (40 Ом)

Откидываю одну секцию на 10 Ом.
Нагрузка 127Вт. (30 Ом)

Дальше эксперимент провалился – сработала защита.
От перенапряжения.
На питании контроллера при этом 23.3В – почти порог.
Вода успела нагреться в ведерке градусов до 45.
Также сильно нагрелись диоды выпрямительного моста на шине 30+30В.
Там стоят попарно включенные SF56.
Видимо сюда просятся Шоттки.
По осциллограммам видно, что БП пытается подтянуть “падающую” под нагрузкой напругу, снижая частоту. При этом также растет вторичная напруга на питании контроллера.
Напруга 30+30 проседает, от минимума до максимума – 3в.
С небольшой нагрузкой – 63.2В, при 127Вт – 60.2В.
Получается просадка 1.5В на плечо – довольно неплохо.
Я думал будет хуже.

В общем, решил я продолжить эксперимент. Снизил напряжение на шине, которая мониторится, +24В. У меня стояло 24.5В сделал 23В. При этом напряжении реле на 24В уверенно защелкнулись, но напряжение на шине самопитания не вышло за пределы допустимого.
Заодно случайно потестил защиту от КЗ ( она же токовая перегрузка ).
Дело в том, что провода к нагрузочной лампочке у меня просто припаяны, что видно на фото.
А рядом лежали ножницы. Я начал тянуть к себе щуп прибора – лампочка подвинулась цоколем к ножницам – щелчок и тишина.
БП четко отключился. Защита у него триггерная, поэтому пока не снимется питание контроллера, точнее на упадет ниже 11В, он снова не запускается.
Подождал разрядки кондера в первичке и перезапуск.
Перезапуск прошел успешно,
Нагрузил на 25 Ом и кратковременно на 20 Ом. Все стартует и работает.
Ждал срабатывания токовой, напряжение на ноге CS растет, но до уровня начала ограничения в -0.6В пока не дотягивает. Я больше переживаю за выпрямитель – он сильно начинает греться. Надо срочно найти Шоттки, Вольт, эдак, на 100.

Зато правду говорят. Резонансник хорошо работает под нагрузкой. Если без нагрузки от транса слышен какой-то шорох, и слегка нагреваются силовые ключи, то под нагрузкой наступает полная идиллия – радиаторы комнатной температуры, транс не шуршит.
Правда я его пока не пропитал ничем – может и не будет шуршать после пропитки.

Что-то надо делать с выпрямителем. Есть два варианта переделки – увеличить кол-во диодов или все же поставить Шоттки. Второй вариант победил.

Поменял радиаторы на силовой части и выпрямителе.
На выходе – Шоттки 20А 200В – включенные мостом попарно. С обратной стороны правого радиатора на фото их еще две штуки.
Пропитал трансформатор лаком НЦ.
Ну и проверить надо, что получилось:

Теперь ситуация улучшилась кардинально.
Вот что получается при нагрузке в 125Вт:

И при нагрузке 145Вт.

Самое интересное, что пропали выбросы на токоизмерительном резисторе. С чем это связано – я не могу объяснить.
Погоняю
Нагрузка плавает в ведерке с водой.
Электролизные процессы на оголенных выводах можно наблюдать почти сразу.

Радиатор силовых ключей не поменял температуру. Выпрямитель слегка нагревается, но не так быстро, как на ультрафастах.
Через несколько минут вода в ведре начинает нагреваться уже ощутимо.
Палец окунать уже не комфортно, а на поверхности резисторов образуются пузырьки – там явно уже жарко.

Радиатор выпрямителя нагревается до 40-45 градусов, радиатор силовых ключей холодный, как будто они и не работают. ..
Для БП без обдува на активной нагрузке почти в 150Вт это неплохой результат…
Интересно, как бы себя чувствовал компьютерный БП без обдува в аналогичных условиях?
Ну и для ознакомления намерил всякую чушь по ходу дела.
Форма напряжения до выпрямителя с минимальной нагрузкой

Тоже, с максимальной

Пульсации на выходах + — 30В. После моста по два конденсатора в плече Nichicon PL(M) 470мкф 63В с неизвестным ресурсом (стояли в проработавшем несколько лет в режиме 24*7*365 качественном БП), зашунтированные пленкой 1мкф 250В.
С минимальной нагрузкой:

И тоже самое, с максимальной.

Пульсации с частотой преобразования, поэтому то, что кажет прибор в нижнем углу – от фонаря.
Немного на размах и форму влияет расположение щупов относительно БП и друг-друга, так что результат приблизительный. “Иголки” похоже от коммутации диодов, надо подумать о снабберах. ..

Наверняка у читателей возникнут вопросы.
Где киловатт? Даешь сварочник! Почему не пытал на нагрузке выше 150Вт?
Но я же еще только учусь! (с)
К тому же мне не требуется мощность в нагрузке выше 60Вт, и то при этом стекут на пол радиаторы УМЗЧ, а соседи закидают меня помидорами. Так что реально оно будет работать на 10-15Вт на канал, и то по праздникам.
Резисторы токовой защиты уже установлены на ограничение тока в 2.5А по силовым ключам, и подбирать другой номинал пока не вижу необходимости.

Ради интереса привожу осциллограммы старта:

И остановки:

Голубой – затвор нижнего ключа.
Желтый – питание контроллера.

Ну, а теперь собственно то, для чего делалась плата и БП.

Сразу вылез косяк. БП отказался стартовать на банки по 10000мкФ+2200мкФ в каждом плече каждого канала. Суммарно по 24400 мкФ в плечо. Просто срабатывает токовая.
Пришлось еще сильнее “затянуть” по времени софт-старт.
Теперь конденсатор Css=47мкФ. Но на глаз это не заметно.

В динамиках звенящая тишина. На холостом ходу сильнее греются силовые ключи, трансформатор, и конденсатор резонансного контура. Все около 40 градусов.
Шоттки ледяные. Ну вполне логично, КПД резонансника выше при номинальной мощности, о чем прямо сказано в апноте.

Что понравилось в общем.
1. Интересно. Познавательно.
2. Работа защит контроллера безупречна. Спалить силовые ключи вряд ли удастся. Разве что специально гвоздей насыпать на плату.
3. Хорошо разжеванная документация.
4. Хороший КПД для резонансной топологии.

Из минусов.
1. Без приборов, на глаз – ничего не получится.
2. Намотка многожильным проводом.
3. Транс должен быть секционирован. (хотя можно самому секционировать, но я заказал готовый)

Но я думаю у многих есть LC-метр и осциллогаф? Да, осцилл должен быть развязан от БП гальванически — иначе бабах обеспечен…
Я например применил ТС-180 , включенный с Ктр = 1. Там как раз все обмотки впослед и получим 220-230В.

В планах попробовать FSFR2100 — оно уже в дороге. Попробовать ради интереса резонансник для ламп – чисто экспериментально.

Ну а пока все.

Платы и схемы: 🎁resonant_st.zip  174.44 Kb ⇣ 297
Аппноут AN-4151: 🎁AN-4151.pdf  1.05 Mb ⇣ 267
Даташит FAN7621: 🎁FAN7621.pdf  630.6 Kb ⇣ 251

С уважением, Алексей.

 

Резонансный источник питания сварочной дуги

 

Полезная модель относится к источникам питания сварочной дуги, в частности к инверторным резонансным источникам, и может использоваться в сварочных инверторах с высокими удельными характеристиками — отношениями мощность/масса, мощность/объем и высоким КПД. Технический результат — повышение надежности устройства. Он достигается тем, что в устройство дополнительно введены дифференцирующая RC-цепь, выпрямитель, RC-фильтр, при этом дифференцирующая RC-цепь установлена параллельно конденсатору последовательного резонансного контура, величина емкости конденсатора дифференцирующей цепи составляет не более 1% от емкости последовательного резонансного контура, вход выпрямителя подключен параллельно резистору дифференцирующей RC-цепи, выход выпрямителя соединен со входом устройства управления резонансным источником и с резистором RC-фильтра, параллельно которому соединен конденсатор RC-фильтра.

Полезная модель относится к источникам питания сварочной дуги, в частности к инверторным резонансным источникам, и может использоваться в сварочных инверторах с высокими удельными характеристиками отношениями мощность/масса, мощность/объем и высоким КПД.

Известен сварочный инвертор с использованием резонансного преобразования в режиме больших токов (Патент РФ, 2175595, 2001 г).

Его недостатком является сложная схема управления преобразователем, состоящая в наличии дополнительного силового ключа и порогового устройства, управляющего этим ключом. Кроме того, для устойчивого возбуждения сварочной дуги выходное напряжение источника должно быть не менее 70 В, что обеспечивается только коэффициентом трансформации выходного трансформатора. В случае отсутствия выходного дросселя это неизбежно приведет к уменьшению КПД источника.

Известно также устройство, у которого напряжение холостого хода формируется дополнительными слаботочными обмотками выходного трансформатора (Свидетельство РФ на полезную модель 6736, 1998 г. ). Но такое техническое решение вызывает увеличение массы и габаритов выходного трансформатора, требует дополнительного пространства для размещения дросселей и выпрямительных диодов, формирующих напряжение холостого хода. Это приводит к увеличению габаритов и удорожанию устройства. Для импульсного способа преобразования, принятого в этой модели характерны более высокие потери на переключение силовых ключей, что вызывает применение меньшей частоты преобразования и увеличение габаритов и массы устройства.

Наиболее близким по сути является инверторный источник сварочного тока (см. L.Malesani, P.Mattavelli, L.Rossetto, P.Tenti, W.Marin, A.Pollmann. «Electronic Welder With High-Frequency Resonant Inverter». IEEE Transactions on Industry Applications. Vol.31, No.2, March/April, 1995, pp.273-279.), содержащий сетевой выпрямитель, устройство управления, полумостовой высокочастотный резонансный инвертор с подключенным к нему выходным трансформатором и последовательным резонансным контуром для формирования силового тока, конденсатор, подключенный параллельно первичной обмотке выходного трансформатора, образующего с ней параллельный колебательный контур и силовой выпрямитель

Однако, устройство имеет недостатки:

Резонансный конденсатор включен относительно общего провода, что усложняет конструкцию сварочного источника в части топологии печатной платы и увеличивает размеры и массу устройства. Нижняя граница частотного диапазона задается фазовым детектором, что усложняет схему устройства управления и снижает его помехоустойчивость. Наличие трансформатора тока ухудшает массо-габаритные характеристики и приводит к удорожанию источника сварочного тока.

Задача полезной модели создание простого по конструкции и надежного устройства, обеспечивающего эффективное управление инвертором, улучшение удельных характеристик, определяемых отношениями мощность/масса, мощность/объем и увеличение КПД.

Технический результат — повышение надежности устройства. Он достигается тем, что в устройство дополнительно введены дифференцирующая RC-цепь, выпрямитель, RC-фильтр, при этом дифференцирующая RC-цепь установлена параллельно конденсатору последовательного резонансного контура, величина емкости конденсатора дифференцирующей цепи составляет не более 1% от емкости последовательного резонансного контура, вход выпрямителя подключен параллельно резистору дифференцирующей RC-цепи, выход выпрямителя соединен со входом устройства управления резонансным источником и с резистором RC-фильтра, параллельно которому соединен конденсатор RC-фильтр.

В данной полезной модели используется частотное управление силой выходного тока, причем весь частотный диапазон лежит выше частоты собственного резонанса силового резонансного контура, образованного конденсатором, дросселем и индуктивностью рассеяния трансформатора. При максимальных нагрузках частота преобразования близка к резонансной, что обеспечивает «мягкую» коммутацию силовых ключей. При средних и малых нагрузках сопротивление контура является индуктивным и включение силовых ключей происходит при нулевом напряжении на них, что уменьшает потери на коммутацию в этих режимах.

На чертеже представлена структурная схема резонансного источника питания сварочной дуги (фиг.1).

Устройство содержит сетевой выпрямитель 1, конденсатор фильтра 2, подключенный параллельно выходу сетевого выпрямителя, устройство управления 3, потенциометр для установки тока сварки 4, потенциометр для установки нижней границы частоты преобразования 5, последовательный резонансный конденсатор 6, дроссель 7, параллельный резонансный конденсатор 8, измерительную дифференцирующую цепь из резистора 9 и конденсатора 10, выпрямитель 11, фильтр с конденсатором 12 и резистором 13, выходной трансформатор 14, силовой выпрямитель на диодах 15 и 16, силовые ключи 17 и 18 с подключенными к ним встречно-параллельными диодами 19, 20 и выравнивающими резисторами 21, 22.

При этом выходы устройства управления 3 соединены с управляющими входами силовых ключей 17 и 18, движок потенциометра 5 подключен ко входу установки нижней границы частоты преобразования устройства управления 3, движок потенциометра 4 подключен ко входу установки тока сварки устройства управления 3. К выходам силовых ключей 17 и 18 подключен первичная обмотка выходного трансформатора 14. последовательно с которой соединены дроссель 7 и конденсатор 6 последовательного резонансного контура, а параллельно — конденсатор 8 параллельного резонансного контура.

Дифференцирующая цепь с резистором 9 и конденсатором 10 установлена параллельно последовательному резонансному конденсатору 6. Вход выпрямителя 11 подключен параллельно резистору 9, а выход выпрямителя 11 через фильтр из резистора 13 и конденсатора 12 соединен со входом обратной связи устройства управления 3.

Устройство работает следующим образом.

При подаче питания на источник, устройство управления 3 начинает поочередно подавать импульсы управления на силовые ключи 17 и 18. Частота переключения силовых ключей обратно пропорциональна току сварочной дуги, но не может быть ниже частоты собственного резонанса силового контура и выше частоты безопасной работы силовых ключей.

Нижняя граница частотного диапазона устанавливается потенциометром 5 таким образом, чтобы ни при каких условиях частота преобразования не превысила частоту собственного резонанса силового контура. Верхняя граница частотного диапазона задается параметрами схемы устройства управления 3. Устройство управления 3 задает необходимую характеристику источнику (делает его источником тока), обеспечивает управление силовыми ключами 17, 18 во всем диапазоне нагрузок и выключение силовых ключей в случае их перегрева. Резистором 4 задается ток сварки.

Сила тока в цепи силовых элементов измеряется с помощью дифференцирующей цепи, состоящей из резистора 9 и конденсатора 10 и подключенной параллельно резонансной емкости 6. Величина емкости конденсатора 10 составляет не более 1% от емкости последовательного резонансного конденсатора 6 и выбирается из условия получения достаточной амплитуды напряжения, снимаемого с резистора 9 для работы выпрямителя 11 во всем диапазоне нагрузок.

Вышесказанное можно подтвердить расчетной формулой. Обозначим ток, протекающий через резонансный контур Iк. При соблюдении условия R9C10<0.01/F, где F — максимальная частота преобразования, с достаточной для практики точностью амплитуда тока через дифцепочку будет равна Ir=Iк(С6/С10).

Соответственно,

Ui=IrR9-Ud, где Ud — напряжение, падающее на диоде 11.

Напряжение Ui, пропорциональное силе тока через резонансный контур поступает на устройство управления 3, которое формирует падающую выходную вольтамперную характеристику и ограничивает ток через силовые ключи 17, 18 до безопасного уровня.

Постоянная времени С12, R13 выбрана таким образом, чтобы с учетом параметров устройства управления 3, обеспечить полосу пропускания цепи обратной связи не менее 5 кГц.

Параллельный резонансный конденсатор 8 обеспечивает повышение напряжения на выходе сварочного источника на холостом ходу. Это улучшает стабильность поджига сварочной дуги. Конденсатор образует параллельный колебательный контур с индуктивностью первичной обмотки выходного трансформатора 14, настроенный на частоту, лежащую выше частоты преобразования.

Емкость параллельного резонансного конденсатора 8 выбирается таким образом, чтобы выходное напряжение на холостом ходу составляло 70-90 В, тогда как без нее оно бы не превышало 55 В.

Емкость параллельного резонансного конденсатора 8 составляет 1-2% от емкости последовательного резонансного конденсатора 6 и не приводит к значительному увеличению потерь на переключение и к ухудшению управления устройством на холостом ходу. Чтобы уменьшить влияние этих недостатков, устройство на холостом ходу включается периодически на короткие промежутки времени.

Диоды 19 и 20 защищают силовые ключи 17, 18 от выбросов напряжения с индуктивных элементов, резисторы 21 и 22 обеспечивают половину напряжения питания на последовательном резонансном конденсаторе 6 при выключенных силовых ключах.

При использовании предлагаемой модели при проектировании источника питания сварочной дуги в качестве силовых ключей могут быть применены мощные биполярные транзисторы, мощные полевые или IGBT транзисторы.

Положительный эффект заключается в том, что полезная модель может быть применена для создания сварочных инверторов с высокими удельными характеристиками — отношениями мощность/масса, мощность/объем и высоким КПД. Указанный результат достигается применением в полезной модели резонансной схемы преобразования энергии с последовательным резонансом, что позволяет использовать частоту преобразования 100 кгц и выше и обеспечивает простоту и надежность управления инвертором. Для повышения напряжения холостого хода без увеличения коэффициента трансформации выходного трансформатора используется параллельный резонанс, что улучшает условия возбуждения сварочной дуги. Низкие потери на переключение силовых ключей в резонансном инверторе и невысокий коэффициент трансформации выходного трансформатора увеличивают КПД источника. В полезной модели отсутствует токовый трансформатор, его роль играет дифференцирующая RC цепь, подключенная параллельно резонансному конденсатору. Данный способ измерения тока, протекающего через силовую резонансную цепь, отличается простотой и экономичностью, так как здесь применяются только типовые элементы и отсутствуют трудоемкие трансформаторы тока и дорогостоящие датчики электромагнитного поля. Кроме того, техническое решение упрощает конструкцию источника, уменьшает его габаритные размеры и вес.

Источники информации:

1. Патент РФ 2175595 2001 г.

2. Свидетельство РФ на полезную модель 6736 1998 г.

3. L.Malesani, P.Mattavelli, L.Rossetto, P.Tenti, W.Marin, A.Pollmann. «Electronic Welder With High-Frequency Resonant Inverter». IEEE Transactions on Industry Applications. Vol.31, No.2, March/April, 1995, pp.273-279. (прототип)

Резонансный источник питания сварочной дуги, содержащий сетевой выпрямитель, устройство управления, полумостовой высокочастотный резонансный инвертор с подключенным к нему выходным трансформатором и последовательным резонансным контуром для формирования силового тока, конденсатор, подключенный параллельно первичной обмотке выходного трансформатора, образующего с ней параллельный колебательный контур, и силовой выпрямитель, отличающийся тем, что в него дополнительно введены дифференцирующая RC-цепь, выпрямитель, RC-фильтр, при этом дифференцирующая RC-цепь установлена параллельно конденсатору последовательного резонансного контура, величина емкости конденсатора дифференцирующей цепи составляет не более 1% от емкости последовательного резонансного контура, вход выпрямителя подключен параллельно резистору дифференцирующей RC-цепи, выход выпрямителя соединен со входом устройства управления резонансным источником и с резистором RC-фильтра, параллельно которому соединен конденсатор RC-фильтр.

LLC Резонансные преобразователи поднимают планку энергоэффективности

Загрузите эту статью в формате PDF.

Импульсные источники питания (SMPS) известны своей превосходной эффективностью. И хотя они достигают значительного уровня эффективности, поиски ее дальнейшего повышения продолжаются. Одной из разработок, помогающих достичь этой цели, являются резонансные преобразователи LLC. В этих уникальных импульсных источниках питания используются методы резонансных цепей для уменьшения коммутационных потерь.

Однако, чтобы получить какие-либо выгоды от резонансных методов, требуется сложный контроллер. Теперь такие контроллеры доступны, и они обеспечивают дополнительное энергосбережение, что еще больше повышает эффективность.

Что, черт возьми, резонансный преобразователь LLC?

Переключающие транзисторы подвержены значительным потерям, возникающим во время включения и выключения. Когда транзистор закрыт, мощность не рассеивается. Когда транзистор открыт, его низкое сопротивление во включенном состоянии сводит рассеивание мощности к минимуму. Однако во время переключения транзисторы проходят через свою линейную область, где их сопротивление выше, что означает рассеивание мощности. К счастью, переходные периоды короткие. Сокращение времени переключения существенно снижает энергопотребление.

Время переключения определяется характеристиками транзистора, а также другими характеристиками схемы. Кроме того, имейте в виду, что резкие переходы фронта импульса вызывают переходные процессы, которые генерируют шум и электромагнитные помехи (ЭМП). Поэтому ключевой целью проектирования является сокращение времени переключения за счет использования более высокой частоты переключения. Хотя электромагнитные помехи по-прежнему возникают при более высоких скоростях переключения, наблюдается полезное снижение энергопотребления. Использование резонансных методов LLC может привести к желаемому снижению энергопотребления.

LLC, разумеется, относится к использованию двух индуктивностей (L) и конденсатора (C). Эта комбинация создает резонанс на частоте переключения. В результате переключающие транзисторы видят синусоиду и могут переключаться в точках пересечения нуля или вблизи нуля. Это приводит к уменьшению коммутационных потерь в транзисторах.

Преимущества этого пути заключаются в том, что он позволяет использовать более высокие частоты переключения, что, в свою очередь, уменьшает размер трансформаторов и фильтров (и связанных с ними компонентов), а также минимизирует рассеивание тепла переключающим транзистором и потребность в больших радиаторах. . Все эти преимущества достигаются при одновременном повышении общей эффективности схемы.

Резонанс Пример

1. В этой упрощенной версии LLC резонансного преобразователя постоянного тока последовательный резонанс зависит от резонансного конденсатора C _r и комбинации резонансных индукторов L _r и L _m . L _m – намагничивающая индуктивность первичной обмотки трансформатора.

На рис. 1 показан преобразователь постоянного тока, использующий резонансные методы. Полумостовые транзисторы Q1 и Q2 попеременно выключаются и включаются прямоугольными импульсами с коэффициентом заполнения 50%. Это создает входное напряжение, представляющее собой прямоугольную волну переменного тока, которая возбуждает цепь. Индуктор (L _r ) и конденсатор (C _r ) соединены последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Индуктивность намагничивания первичной обмотки L _m появляется последовательно с L _r , увеличивая общую последовательную индуктивность. Значения L и C выбраны так, чтобы они резонировали на частоте переключения. Резонансная частота определяется по известной формуле:

f _r = 1/2π √(LC)

Помните, что на резонансной частоте X _L отменяет X _C , оставляя только любое последовательное сопротивление для определения добротности цепи: сопротивление отраженной нагрузки.

В то время как приложенное напряжение представляет собой прямоугольную волну переменного тока, первичная цепь является резонансной и «звенит» или колеблется на резонансной частоте, а ток имеет синусоидальную форму.

Сигналы переключения на транзисторы синхронизированы таким образом, что время переключения происходит в точках пересечения нулевого напряжения или тока. При нулевом токе или минимальном токе ток транзистора равен нулю или очень мал, поэтому рассеиваемая мощность во время переходов включено-выключено равно нулю или минимально.

Цифровой контроллер для реализации LLC Resonant SMPS

Компания Texas Instruments UCC256301 представляет собой контроллер LLC, работающий в диапазоне частот от 35 кГц до 1 МГц. Он подходит для использования в цифровых телевизорах, электроинструментах, светодиодном освещении, адаптерах переменного и постоянного тока и других современных источниках питания, где эффективность является наиболее важной. Его функции и преимущества включают встроенный высоковольтный запуск, разрядку x-cap, надежную защиту от сбоев и уникальный метод управления.

Рисунок 2 показан LLC-резонансный преобразователь постоянного тока, использующий UCC256301. Обратите внимание на резонансные составляющие L _r , L _m и C _r . Также обратите внимание на вход сигналов VCR и ISNS на микросхему контроллера и обратную связь (FB) с выхода.

2. Этот практичный резонансный преобразователь LLC использует контроллер UCC256301. Показаны сигналы обратной связи от HHC к контроллеру на выводах ISNS, VCR и FB. (Источник: блог TI «Улучшите свою игру с резонансными преобразователями LLC»)

UCC256301 использует технику управления, называемую гибридным гистерезисным управлением (HHC), для улучшения переходной характеристики. Переходная характеристика относится к тому, как преобразователь LLC реагирует на быстрые изменения нагрузки. Чтобы избежать использования больших нагрузочных конденсаторов для минимизации изменений выходного напряжения, UCC256301 использует комбинацию методов обратной связи управления частотой и управления зарядом.

HHC также обеспечивает низкое энергопотребление в режиме ожидания 40 мВт без нагрузки, что отличает UCC256301 от других контроллеров. Многие, если не большинство электронных устройств потребляют энергию, даже когда они находятся в спящем или ждущем режиме.

Стремясь сократить глобальное энергопотребление, несколько стран ввели обязательные правила, чтобы сделать наш мир более экологичным. Семейство резонансных контроллеров LLC от Texas Instruments помогает удовлетворить растущие требования к мощности новейших разработок.

К UCC256301 прилагается полный набор вспомогательных материалов, таких как оценочные модули, расчетный калькулятор, имитационные модели, техническое описание и соответствующие указания по применению. В одном из обучающих видеороликов TI также обсуждается, как бороться с неуспевающим контроллером LLC.

SMPS: Резонансные преобразователи : The Talema Group

Растущие требования к более легким, компактным и более эффективным электронным изделиям требуют от разработчиков источников питания разработки преобразователей переменного тока в постоянный и постоянного тока с высокой удельной мощностью и эффективностью. Высокая частота переключения и высокая эффективность — два метода, используемые для улучшения плотности мощности и профиля импульсных источников питания (SMPS).

Попытки получить постоянно увеличивающуюся плотность мощности в SMPS были ограничены размерами пассивных компонентов. Работа на более высоких частотах значительно уменьшает размеры пассивных компонентов, таких как трансформаторы и фильтры; однако потери при переключении были препятствием для работы на высоких частотах.

Резонансные методы используются для уменьшения коммутационных потерь в полупроводниковых устройствах и для обеспечения работы на высоких частотах. Эти методы обрабатывают мощность синусоидальным образом, а переключающие устройства мягко коммутируются. Следовательно, потери при переключении и шум могут быть значительно снижены благодаря характеристикам мягкого переключения. Резонансные методы используются как в полумостовых, так и в полномостовых преобразователях.

Три самых популярных резонансных преобразователя:

• Series resonant converter
• Parallel resonant converter
• LLC resonant converter

Series resonant converter

In a series resonant converter (SRC), the resonant inductor ( L _r ) and resonant capacitor ( C _r ) последовательно соединены с нагрузкой. Резонатор и нагрузка действуют как делитель напряжения. Схема резонансного преобразователя серии

Полное сопротивление резонансного резервуара можно изменить, изменяя частоту управляющего напряжения (0004 В _и ).

Входное напряжение будет разделено между этим импедансом и отраженной нагрузкой. Поскольку это делитель напряжения, коэффициент усиления по постоянному току SRC всегда меньше 1 (максимальное усиление происходит на резонансной частоте).

При легкой нагрузке импеданс нагрузки будет очень большим по сравнению с импедансом резонансной сети, и все входное напряжение будет воздействовать на нагрузку. Это затрудняет регулировку мощности при малой нагрузке. Теоретически частота должна быть бесконечной, чтобы регулировать выходную мощность без нагрузки.

Преимущества

• Снижение коммутационных потерь и электромагнитных помех за счет коммутации при нулевом напряжении и повышения эффективности
• Уменьшение размеров магнитных компонентов за счет высокочастотного режима

Недостатки

1 высокое входное напряжение. Они не подходят для таких приложений (интерфейсное приложение DC/DC).

Пульсирующий ток выпрямителя от выходного конденсатора, поэтому ограничение для приложений с высоким выходным током.

Не удается отрегулировать мощность на холостом ходу.

Параллельный резонансный преобразователь

В параллельном резонансном преобразователе (PRC) резонансный конденсатор ( C _r ) размещается параллельно нагрузке, что неизбежно требует больших величин циркулирующего тока. Это затрудняет использование параллельных резонансных топологий в приложениях с высокой плотностью мощности или большими изменениями нагрузки.

Схема параллельного резонансного преобразователя

Полное сопротивление резонансного резервуара можно изменить, изменяя частоту управляющего напряжения ( В _и ). Первичная сторона трансформатора представляет собой конденсатор, поэтому на вторичной стороне добавлена ​​катушка индуктивности для согласования импеданса.

Преимущества

• Отсутствие проблем при регулировании мощности на холостом ходу
• Непрерывный ток выпрямителя от выходного индуктора почти не зависит от состояния нагрузки, значительный ток может циркулировать через резонансную сеть даже в состоянии холостого хода
• При высоком входном напряжении возникает высокая циркулирующая энергия и большие потери при переключении. Они не подходят для таких применений (внешнее приложение DC/DC)

Резонансный преобразователь полумоста LLC

Топология LLC полумоста состоит из генератора прямоугольных импульсов, последовательного резонансного резервуара, трансформатора, выхода схема выпрямителя и выходной фильтр.

Резонансный преобразователь Half-Bridge LLC

Последовательный резонансный резервуар состоит из последовательного резонансного индуктора L _r , последовательный резонансный конденсатор C _r и Lm, образованный намагничивающей индуктивностью трансформатора T ₁ . Последовательный резонансный индуктор может быть внешним компонентом или индуктивностью рассеяния T ₁ . Схема выпрямителя, состоящая из D ₁ и D ₂ , преобразует резонансный ток в однонаправленный. Выходной фильтр C _o модулирует высокочастотный пульсирующий ток.

Резонансный преобразователь LLC использует индуктивность намагничивания трансформатора для генерации еще одной резонансной частоты, которая значительно ниже основной резонансной частоты, включающей в себя резонатор L _r и C _r . Резонансный преобразователь LLC предназначен для работы на частоте коммутации выше резонансной частоты резонансного бака L _r и C _р .

Переключатели S ₁ и S ₂ работают с рабочим циклом 50%, а выходное напряжение регулируется изменением частоты переключения преобразователя. Преобразователь имеет две резонансные частоты: более низкую резонансную частоту Fr ₂ (данные L _m , L _r, и C _{r 1 1 ) и более высокую резонансную частоту 09 r 1 1 1 Пт 1}  (только для Lr и Cr ).

Типичная частотная характеристика резонансного преобразователя LLC:

Типовая частотная характеристика резонансного преобразователя LLC

Две резонансные частоты:

Добротность резонансного резервуара:

RAC = эквивалентное сопротивление переменному току, n = Передаточное отношение

Характеристики резонансного преобразователя LLC можно разделить на три области в зависимости от работы.

Регион 1 аналогичен операции SRC. При частоте коммутации выше Fr ₁ преобразователь работает в области ZVS и индуктивность намагничивания не участвует в резонансе. В этой области, которую также называют областью индуктивной нагрузки, коэффициент усиления по напряжению резонансного преобразователя ООО всегда меньше единицы.

Область 2 — область многорезонансного преобразователя (MRC). Между Пт ₁ и Fr ₂ , режим нагрузки будет определять работу преобразователя в условиях ZVS и ZCS, прирост напряжения преобразователя достигает максимального значения. В этой области энергия, запасенная в магнитных компонентах, вызывает ЗВС для противоположного переключающего устройства.

Район 3 — перегруженный регион. Когда частота коммутации выше Fr ₂ , преобразователь всегда работает в режиме ZCS. Эта область называется областью емкостного режима, переключатели S ₁ и S ₂ находятся в условиях жесткого переключения и имеют высокие потери при переключении. Поэтому всегда следует избегать операции ZCS.

В общем, резонансный преобразователь LLC предназначен для работы в областях 1 и 2 из-за регулирования выходного сигнала и работы ZVS. Переключатели S ₁ и S ₂ могут программно переключаться для всего диапазона нагрузки за счет работы преобразователя в режиме индуктивной нагрузки (зона ZVS). Она может быть как выше, так и ниже резонансной частоты Пт ₁ . Требуемый коэффициент усиления определяется соотношением между входным и выходным напряжением, которое может быть представлено как:

g = коэффициент усиления по напряжению для резонансного преобразователя LLC

В _o = выходное напряжение = Входное напряжение

Из этого уравнения видно, что чем ниже входное напряжение, тем выше коэффициент усиления по напряжению.

Преимущества

• Малый разброс частоты в широком диапазоне линий и нагрузок, что делает эту топологию лучшим выбором для входных приложений постоянного тока.
• Способность ZVS для всего диапазона нагрузки, низкий ток отключения, поэтому потери переключения очень малы.
• Переключение при нулевом напряжении даже без нагрузки
• Все основные паразитные элементы, включая емкости переходов всех полупроводниковых устройств и индуктивность рассеяния трансформатора, используются для достижения плавного переключения.
• Выходной дроссель не требуется, что позволяет сократить расходы
• Встроенные магниты: при использовании трансформатора в LLC-преобразователе индуктивность намагничивания и индуктивность рассеяния можно использовать в резонансном контуре вместо использования отдельного внешнего дросселя
• Высокий КПД > 96% и высокий уровень мощности до 1 кВт.

Недостатки

• Более высокий пульсирующий ток на вторичной обмотке, поэтому требуются конденсаторы с меньшим ESR

Applications

• Светодиодные и ЖК-телевизоры
• Компьютеры и ноутбуки
• Промышленное светодиодное освещение
• Высококачественные аудио
• . Резонансный танк | Артикул

  Tomas Hudson

  ЗАГРУЗИТЬ PDF

  Получайте ценные ресурсы прямо на свой почтовый ящик — рассылка раз в месяц

  Подписка

  Мы ценим вашу конфиденциальность

  Введение

  Резонансные преобразователи LLC стали горячей темой в силовой электронике, поскольку они могут соответствовать жестким требованиям к производительности, предъявляемым современными конструкциями источников питания. LLC является одним из значительно большего семейства топологий резонансных преобразователей, все из которых основаны на резонансных резервуарах. Резонансные резервуары представляют собой цепи, состоящие из катушек индуктивности и конденсаторов, которые колеблются с определенной частотой, называемой резонансной частотой.

  Поскольку они допускают более высокие частоты переключения (f _SW ) и снижают потери при переключении, эти преобразователи постоянного тока в постоянный с режимом переключения часто используются в мощных и высокоэффективных приложениях. Резонансные преобразователи LLC идеально подходят для энергоснабжения чувствительных систем (например, высокотехнологичная бытовая электроника) или энергоемких операций (например, зарядка электромобилей).

  Преобразователь LLC состоит из 4 блоков: силовые ключи, резонансный бак, трансформатор и диодный выпрямитель (см. рис. 1). Во-первых, силовые ключи MOSFET преобразуют входное постоянное напряжение в высокочастотный прямоугольный сигнал. Затем эта прямоугольная волна поступает в резонансный резервуар, который устраняет гармоники прямоугольной волны и выдает синусоидальную волну основной частоты. Синусоидальная волна передается на вторичную обмотку преобразователя через высокочастотный трансформатор, который увеличивает или уменьшает напряжение в зависимости от применения. Наконец, диодный выпрямитель преобразует синусоидальную волну в стабильный выходной сигнал постоянного тока.

  Рис. 1. Принципиальная схема упрощенного LLC-преобразователя

  Способность LLC-преобразователя поддерживать высокий КПД даже при очень высокой мощности обусловлена ​​его резонансной природой. Резонансная природа LLC-преобразователей обеспечивает мягкое переключение как на первичной, так и на вторичной стороне, повышая эффективность за счет снижения коммутационных потерь.

  Кроме того, топология LLC экономит место на плате. Топологии LLC не имеют выходной катушки индуктивности, а это означает, что все катушки индуктивности можно легко интегрировать в единую магнитную структуру для экономии площади и затрат. Когда все индуктивные элементы цепи размещены в одной структуре, улучшается электромагнитная совместимость, так как проще и дешевле экранировать одну структуру, чем три.

  Силовые переключатели

  Силовые переключатели могут быть реализованы в топологиях полного моста или полумоста, и каждый из них имеет уникальную форму выходного сигнала (см. рис. 2).

  Рис. 2. Топологии переключателей питания

  Основное различие между этими топологиями заключается в том, что топологии полного моста генерируют прямоугольную волну без смещения постоянного тока и с амплитудой, равной входному напряжению (V _IN ). Полумостовые топологии излучают прямоугольную волну, которая смещена на (V _IN /2) и, таким образом, имеет половину амплитуды полной мостовой волны.

  Каждая топология имеет свой набор преимуществ и недостатков. Полномостовая топология требует большего количества транзисторов, что делает ее реализацию более дорогой. Кроме того, добавленные транзисторы имеют повышенное последовательное сопротивление (R _DS(ON) ), что может увеличить потери проводимости. С другой стороны, реализация полного моста снижает необходимый коэффициент трансформации трансформатора (N) вдвое, что минимизирует потери в меди в трансформаторе.

  Полумостовая топология более экономична в реализации и имеет дополнительное преимущество, заключающееся в снижении среднеквадратичного значения тока через конденсатор примерно на 15 %, но при этом также увеличиваются коммутационные потери.

  Принимая во внимание эти компромиссы, рекомендуется использовать полумостовую топологию переключателя мощности для приложений с мощностью менее 1 кВт и полный мост для приложений с более высокой мощностью.

  Резонаторный резервуар

  Резонатор состоит из резонансного конденсатора (C _R ) и двух катушек индуктивности: резонансной катушки индуктивности (L _R ), включенной последовательно с конденсатором и трансформатором, и намагничивающей катушки индуктивности (L _M ), параллельно. Роль резервуара состоит в том, чтобы отфильтровать гармоники прямоугольной волны, выводя синусоиду основной частоты переключения на вход трансформатора.

  Рисунок 3: Схема LLC-резервуара с первичной нагрузкой

  Резонансный резервуар имеет коэффициент усиления, который изменяется в зависимости от частоты и нагрузки, приложенной к вторичной стороне (см. Рисунок 4). Конструкторы должны настроить эти параметры, чтобы обеспечить эффективную работу преобразователя в широком диапазоне нагрузок, задав коэффициент усиления бака выше 1 для всех значений нагрузки.

  Рис. 4. Резонансная характеристика усиления в диапазоне нагрузок

  Преобразователь LLC имеет широкий рабочий диапазон и высокий КПД благодаря двойным индукторам резонансного резервуара. Чтобы понять, как это работает, рассмотрим реакцию бака на тяжелые и легкие нагрузки в зависимости от индуктора.

  На рис. 5 показано усиление резонансного резервуара для диапазона нагрузок, если резонансный резервуар состоит только из резонансного конденсатора и намагничивающей катушки индуктивности. При малых нагрузках отчетливо виден пик усиления резонансного резервуара. Однако усиление для тяжелой нагрузки не достигает пика — вместо этого он имеет затухающий отклик и достигает единичного усиления только на очень высоких частотах.

  Рисунок 5: Характеристика усиления и схема для LC-контейнера с параллельным индуктором

  Если резонатор состоит только из резонансного индуктора (L _R ) последовательно с резонансным конденсатором поведение другое. Усиление не превышает 1, но при самой большой нагрузке бак достигает единичного усиления намного быстрее, чем с параллельным индуктором.

  Рис. 6. Характеристика усиления и схема для LC-резервуара с последовательным индуктором

  За счет применения обоих индукторов в резонансном резервуаре результирующая характеристика усиления по частоте гарантирует, что преобразователь может адекватно реагировать на гораздо более широкий диапазон нагрузок — кроме того , он может обеспечить стабильное управление для всего диапазона нагрузки (см. рис. 4). Получившийся резервуар LLC имеет две резонансные частоты (f _R и f _M ), рассчитанные по уравнению (1) и уравнению (2) соответственно.

  $$f_{R} = \frac {1}{2π \sqrt {L_{R} \times C_{R}}}$$ $$f_{M} = \frac {1}{2π \sqrt {L_{M}+L_{R} \times C_{R}}}$$

  Отклик усиления резервуара зависит от трех параметров: нагрузки, нормализованной катушки индуктивности и нормализованной частоты.

  Нагрузка выражается через добротность (Q), которая зависит от нагрузки, подключенной к выходу. Однако использование значения нагрузки не является точным, так как между выходом резонансного бака и нагрузкой находится трансформатор и выпрямитель (см. рис. 1). Следовательно, мы должны использовать первичное значение нагрузки, называемое R 92}{π} \times R_{O}$$ $$Q = \frac {\sqrt {L_{R}/C_{R}}}{R_{AC}}$$

  Нормализованная частота (f _N ) определяется как отношение между частотой переключения MOSFET (f _SW ) и резонансной частотой бака (f _R ). f _N можно рассчитать по уравнению (5):

  $$f_{N} = \frac {f_{SW}}{f_{R}}$$

  Нормализованная индуктивность (L _N ) выражается как отношение между резонансной и намагничивающей катушками индуктивности, оцененное с помощью (уравнение 6): 92}$$

  Обратите внимание, что эти расчеты были выполнены с использованием анализа первой гармоники (FHA). Это применимо, потому что мы предполагаем, что LLC работает в пределах резонансной частоты (f _R ). Применяя анализ Фурье, вход резонансного резервуара представляет собой прямоугольную волну, состоящую из нескольких синусоид с разными амплитудами и частотами. Поскольку резонансный резервуар отфильтровывает все синусоидальные волны с частотами, отличными от основной частоты f _SW , мы можем игнорировать все волны, кроме основной синусоиды, что значительно упрощает наш анализ.

  Мягкое переключение

  Одной из популярных особенностей LLC-преобразователей является их способность к мягкому переключению.

  Мягкое переключение направлено на снижение коммутационных потерь за счет координации с естественным подъемом и спадом тока, а также напряжения в цепи, чтобы гарантировать, что электронные переключатели включаются и выключаются в наиболее эффективных точках. Если переключение происходит, когда ток приблизительно равен нулю, это называется переключением при нулевом токе (ZCS). Если переключение происходит при низком напряжении, это называется переключением при нулевом напряжении (ZVS). Преобразователи LLC могут выполнять как ZVS, так и ZCS из-за их резонансной природы.

  На рис. 7 показаны четыре основных режима работы LLC-преобразователя. Режим 1 и режим 3 показывают стандартную работу LLC, которая уже обсуждалась. В режиме 1 ток подается от источника в резонансный бак и во вторичную обмотку трансформатора (Q1 включен, а Q2 выключен). В режиме 3 оставшаяся мощность, хранящаяся в резонансном баке, передается на вторичную обмотку трансформатора с током, текущим в направлении, противоположном направлению, чем в режиме 1 (Q1 выключен, а Q2 включен). ZVS возникает в режиме 2 и режиме 4, когда оба переключателя выключены. В эти периоды ток протекает через внутренний диод транзистора (например, Q2 в режиме 2 или Q1 в режиме 4), что также называется холостым ходом. 9Рис. 7. Схема режима работы LLC Поскольку это происходит, когда оба сигнала затвора низкие, к тому времени, когда схема переходит из режима 2 в режим 3 или из режима 4 в режим 1, напряжение на транзисторе близко к нулю, что минимизирует коммутационные потери.

  Рис. 8. Сигналы режима работы LLC

  Заключение

  Понимание того, как работает LLC-резонатор, имеет решающее значение при разработке LLC-преобразователя. Резонансные характеристики бака делают преобразователь LLC столь популярным, поскольку этот преобразователь может поддерживать эффективную и стабильную работу в широком диапазоне нагрузок и мощностей. Однако этот резонанс также заставляет разработчиков быть очень осторожными при расчете параметров схемы, поскольку характеристика усиления бака зависит от множества параметров, включая нагрузку и рабочую точку преобразователя (см.