Tl494 плавный пуск 4 вывод керамический конденсатор. Особенности использования микросхемы TL494 в импульсных источниках питания

Как работает микросхема TL494 в импульсных блоках питания. Какие функции выполняет TL494 при формировании ШИМ-сигнала. Как настроить частоту и скважность импульсов с помощью TL494. Какие схемы защиты можно реализовать на базе TL494.

Основные характеристики и назначение микросхемы TL494

Микросхема TL494 является одной из наиболее популярных микросхем для построения импульсных источников питания. Она представляет собой ШИМ-контроллер, предназначенный для управления ключевыми элементами в преобразователях напряжения.

Основные особенности TL494:

• Два выходных транзистора для управления силовыми ключами
• Встроенный генератор пилообразного напряжения
• Два операционных усилителя для организации обратной связи
• Схема ограничения максимальной скважности
• Встроенный источник опорного напряжения 5В
• Возможность синхронизации от внешнего генератора
• Широкий диапазон питающих напряжений: 7-40В

Благодаря этому набору функций TL494 позволяет создавать эффективные импульсные преобразователи с минимумом внешних компонентов.

Принцип работы TL494 в импульсном источнике питания

Рассмотрим основные функциональные узлы TL494 и их роль в формировании ШИМ-сигнала:

1. Генератор пилообразного напряжения задает частоту работы преобразователя. Частота определяется внешними RC-цепями.
2. Компаратор сравнивает пилообразное напряжение с сигналом обратной связи, формируя ШИМ-импульсы.
3. Два операционных усилителя используются для организации петли обратной связи по выходному напряжению.
4. Выходные транзисторы управляют силовыми ключами преобразователя.

Таким образом, TL494 обеспечивает все базовые функции для построения замкнутой системы стабилизации выходного напряжения импульсного источника питания.

Настройка частоты и скважности с помощью TL494

Частота работы преобразователя на TL494 задается RC-цепью, подключенной к выводам RT и CT. Номиналы элементов можно рассчитать по формуле:

F = 1 / (RT * CT)

Где F — частота в Гц, RT — сопротивление в Ом, CT — емкость в Фарадах.

Максимальная скважность импульсов ограничивается внутренней схемой TL494 на уровне примерно 45%. При необходимости получить большую скважность применяют схему с внешним ограничителем.

Схемы защиты на базе TL494

На основе TL494 можно реализовать следующие виды защиты преобразователя:

• Защита от перегрузки по току — с помощью токового шунта и компаратора
• Защита от перенапряжения на выходе — через дополнительную цепь обратной связи
• Тепловая защита — с использованием термистора
• Защита от пониженного входного напряжения — контроль напряжения питания микросхемы

Все эти виды защиты легко интегрируются в схему на TL494 благодаря наличию дополнительных входов управления.

Преимущества использования TL494 в импульсных источниках питания

Микросхема TL494 обладает рядом достоинств, которые обусловили ее широкое применение:

• Простота применения и минимум внешних компонентов
• Высокая надежность и стабильность параметров
• Низкая стоимость
• Возможность работы в широком диапазоне входных напряжений
• Наличие встроенных защитных функций
• Совместимость с различными топологиями преобразователей

Это позволяет создавать на базе TL494 эффективные и недорогие импульсные источники питания для широкого спектра применений.

Типовые схемы включения TL494

Рассмотрим несколько базовых схем использования TL494 в импульсных преобразователях:

Однотактный прямоходовой преобразователь

В этой топологии TL494 управляет одним силовым ключом. Второй выходной транзистор не используется. Обратная связь организуется через один из встроенных операционных усилителей.

Двухтактный полумостовой преобразователь

Здесь задействованы оба выходных транзистора TL494 для управления силовыми ключами. Это позволяет реализовать более эффективную схему с меньшими потерями.

Обратноходовой преобразователь

TL494 также может применяться в обратноходовых топологиях. В этом случае важно правильно организовать обратную связь с учетом особенностей работы схемы.

Заключение

Микросхема TL494 является универсальным решением для построения импульсных источников питания различной мощности и топологии. Она обеспечивает все базовые функции ШИМ-контроллера и позволяет реализовать эффективные преобразователи с минимальными затратами. Понимание принципов работы и особенностей применения TL494 является важным для разработчиков импульсных блоков питания.

Смотри так же Радио №10 2006 стр. 47. Зг на ле5 и 1/2ТМ2

ЗАДАЮЩИЕ ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ В. КОЗЕЛЬСКИЙ, г. Луховицы Московской обл. http://www.radiolub.orsk.info/IBP/zad_generat.htm Смотри так же Радио №10 2006 стр. 47. ЗГ на ЛЕ5 и 1/2ТМ2 При проектировании двухтактных импульсных преобразователей напряжения необходимо принять меры по предотвращению сквозного тока через коммутирующие транзисторы. Обеспечить нормальную работу преобразователей можно, если сформировать для управления транзисторами сигнал специальной формы (отличной от меандра). При конструировании импульсных блоков питания (ИБП), работающих на повышенной частоте, основное внимание уделяют обеспечению их надежности и высокого КПД. Именно этими качествами обладают двухтактные ИБП [1]. Однако без принятия специальных мер по устранению сквозного тока добиться устойчивой работы блоков с приемлемым КПД (80 %) невозможно. Сквозной ток в двухтактных ИБП возникает из-за конечного (ненулевого) времени выключения коммутирующих транзисторов. Дело в том, что время выключения (tвык) большинства мощных транзисторов, применяемых в ИБП, находится в пределах 1,5…8 мкс, а время их включения (tвкл) примерно в десять раз меньше. Это и приводит к тому, что на повышенной частоте форма тока в цепях коллекторов искажается, становится отличной от меандра. В результате увеличивается длительность импульсов тока и уменьшается, особенно на спаде, их крутизна. На рис. 1 представлена форма тока базы транзисторов ИБП (диаграммы а и б) и их коллектора (в и г). Из диаграмм видно, что за время уменьшения тока IК1 увеличивается ток IK2, что как раз и приводит к возникновению сквозного тока. На диаграммах в и г штриховой линией показан сквозной ток на фронтах и спадах импульсов тока коллекторов коммутирующих транзисторов. Радикальный метод устранения сквозного тока — формирование в задающих генераторах (ЗГ) импульсов, отличающихся от меандра и имеющих паузы (tп), длительность которых в первом приближении равна tп = tвык — tвкл. Однако на практике время включения и выключения даже у двух одинаковых транзисторов различно. Зависит оно от напряжения первичного источника питания, температуры переходов, тока коллектора и т. д. Поэтому длительность паузы должна быть больше указанной величины, а лучше — регулируемой. Цель настоящей статьи — предложить наиболее простые способы формирования импульсов в ЗГ, пригодных для управления ИБП. В ней приведены схемы ЗГ различной сложности, обеспечивающих как фиксированную, так и регулируемую длительность паузы. Устройство, схема которого показана на рис. 2, позволяет сформировать импульсную последовательность с регулируемой паузой. Тактовый генератор собран на элементах DD1.1-DD1.3. Он вырабатывает импульсы — меандр удвоенной частоты по сравнению с частотой переключения коммутирующих транзисторов (рис. 3, диаграмма а). Дифференцирующая цепь C2R2 формирует короткие запускающие импульсы высокого уровня, которые управляют работой формирователя длительности пауз на элементах DD2. 1, DD2.2 (рис.3, диаграмма б). С выхода формирователя импульсы поступают на входы элементов DD2.3, DD2.4 и триггера DD3.1, которые выполняют функцию распределителя импульсов. На выходах ЗГ (диаграммы д, е) формируются импульсные последовательности, сдвинутые друг относительно друга на 180°, с паузой длительностью tп. Частота импульсов на выходе ЗГ в два раза меньше, чем на выходе тактового генератора. Длительность паузы регулируют переменным резистором R3. Иногда для управления ИБП необходимо получить импульсы низкого уровня с паузой. В этом случае в схеме рис. 2 элементы DD2.1, DD2.2 микросхемы К561ЛЕ5 заменяют одним элементом микросхемы К561ЛС2, а вместо элементов DD2.3, DD2.4 включают элементы И-ИЛИ по схеме 2ИЛИ. Для этого лишь необходимо на выводы 9 и 14 микросхемы К561ЛС2 подать напряжение высокого уровня. Если требуется увеличить мощность импульсов и крутизну их фронтов и спадов, в выходных ступенях ЗГ следует применять микросхемы ТТЛ и ТТЛШ. На рис. 4 приведена схема ЗГ на микросхемах ТТЛШ. Устройство допускает широтно-импульсное регулирование выходного напряжения ИБП. Узел ШИМ собран на элементах DD2.1, VT1, VT2, R3, С3, R5, R6. Диаграммы напряжения показаны на рис. 5. Здесь: Unop — пороговое напряжение переключения элементов DD1.4 и DD2.1; tпф — фиксированная длительность паузы; tпp — регулируемая длительность паузы; tир — регулируемая длительность импульса; tи maх, tи min — максимальная и минимальная длительности импульса. Интервал регулирования длительности импульса — от 0,2 мкс до 18 мкс (при частоте выходных импульсов 25 кГц). Длительность импульсов регулируют изменением напряжения на базе транзистора VT1, который подключает резистор R5 параллельно R6 и тем самым изменяет постоянную времени дифференцирующей цепи C3R6. Резистор R7 обеспечивает гистерезис и предотвращает самовозбуждение элемента DD2. 1. На вывод Uynp можно подавать сигнал обратной связи от стабилизатора выходного напряжения ИБП. При налаживании ЗГ резистором R2 устанавливают длительность паузы, а резистором R5 — минимальную длительность (tn min) формируемых импульсов (диаграмма к). Следует отметить, что применение ШИМ в ИБП ограничивается тем обстоятельством, что с уменьшением длительности импульсов менее чем tи mах/2 резко снижается КПД ИБП, так как большую часть времени коммутирующие транзисторы находятся в ненасыщенном состоянии. Поэтому применение ИБП с ШИ стабилизацией выходного напряжения ограничено минимальной нагрузкой, обычно не менее 10 % номинальной. Представляет интерес ЗГ (рис. 6), позволяющий устанавливать длительность паузы без времязадающих дифференцирующих цепей с применением счетчиков К561ИЕ8 (К561ИЕ9). Длительность паузы можно устанавливать дискретно изменением частоты тактового генератора и коэффициента деления счетчика в пределах, указанных в таблице для частоты выходного сигнала ЗГ 25 кГц. Из таблицы видно, что длительность импульса равна периоду тактового генератора. В ЗГ использованы микросхемы КМОП, имеющие десятичные счетчики с дешифраторами на выходе, однако это не исключает применение ТТЛ и ТТЛШ микросхем с дешифраторами на выходе. Коэффициент деления изменяют подключением цепи обратной связи (точка е на схеме рис. 6) на вход R счетчика и выхода к распределителю импульсов (точка д) [2]. Частоту тактового генератора регулируют изменением параметров цепи R1C1. Частота тактового генератора, кГц (период, мкс) Коэффициент деления Длительность паузы, мкс Используемый выход счетчика К561ИЕ8 (вывод) 500 (2) 10 2 0(3) 450 (2,2) 9 2,2 8(9) 400 (2,5) 8 2,5 7(6) 350 (2,9) 7 2,9 6(5) 300 (3,3) 6 3,3 5(1) 250 (4) 5 4 4(10) 200 (5) 4 5 3(7) 150(6,6) 3 6,6 2(4) 100(10) 2 10 1(2) В остальном устройство не отличается от вышеописанных. Эпюры напряжения в точках схемы приведены на рис. 7 для частоты выходных импульсов ЗГ 25 кГц, длительности паузы 4 мкс при коэффициенте деления 5. В принципе, во всех рассмотренных ЗГ (кроме ЗГ с дискретно изменяемой длительностью паузы, рис. 6) можно применить ШИ управление введением сигнала обратной связи с выхода ИБП на узел регулирования паузы, предусмотрев соответствующее ограничение минимальной и максимальной длительности импульса. Для гальванической развязки выходного напряжения ИБП от источника первичного напряжения по цепи обратной связи наиболее удобно и просто использовать компараторы в сочетании с оптронами как наиболее простой и дешевый способ. Однако применение ШИМ приводит к усложнению фильтра в цепи постоянного тока на выходе, что иногда сводит на «нет» массогабаритные и экономические показатели, особенно при малой мощности ИБП и требовании малого коэффициента пульсации выходного напряжения. ЛИТЕРАТУРА 1. Колганов А. Импульсный блок питания мощного УМЗЧ. — Радио, 2000, № 2,с.36-38. 2. Бирюков С. А. Применение цифровых микросхем серий ТТЛ и КМОП. — ДМК, 1999. Автогенераторы в импульсных источниках питания. © Маврычев Александр. Нижний Новгород. http://un7ppx.narod.ru/device1/power9.htm   [email protected]     Из анализа известных статей В.Козельского и А.Колганова напрашивается вывод, что тема по разработке хороших мощных импульсных источников питания до сих пор является актуальной. Проблема со сквозным током вроде бы окончательно решена. Недостаток рассмотренных схем заключается только в громоздкости конструкции и несколько устаревшей элементной базе. Но выражаю огромную благодарность за аккуратное описание рассматриваемых в этих статьях технических решений. Предлагаемая конструкция – просто переход на более современную элементную базу. На рис.1 приведена типовая схема полумостового преобразователя напряжения, с одной первичной обмоткой.   Цепи входного выпрямителя определяются выходной мощностью преобразователя. При выходной мощности до 100Вт, в качестве диодного моста можно использовать DB107. При увеличении мощности можно использовать мосты типа BR310 и более мощные. Выпрямитель во вторичной обмотке импульсного трансформатора не представляет интереса и поэтому не показан. Его можно выполнить по любой схеме, в зависимости от параметров и характера нагрузки. Подстроечный резистор предназначен для изменения частоты автогенератора в широких пределах. В качестве автогенератора используется одна микросхема, типа IR2153 (можно использовать практически любую из целого ряда микросхем: IR2151, IR2152, IR2155, IR21531). Если найдете, то желательно с индексом “D” в конце названия. Типовая схема включения показана на рис.2. Автогенератор IR2153 имеет внешнее регулирование частоты, фиксированную паузу на 1,2мкс, миниатюрный DIP-8 и SOIC корпус. Схемно заложенной фиксированной паузы на 1,2мкс достаточно при использовании любых современных мощных MOSFET транзисторов. В автогенераторе встроен стабилитрон на 15,6В, который и стабилизирует напряжение питания, получаемое через мощный токоограничительный резистор от цепи основного питания. Для питания цепи управления верхнего ключа, используется внешний высоковольтный, быстрый диод. В IR2153D этот диод встроен в микросхему. В качестве выходных ключей необходимо использовать мощные MOSFET транзисторы с встроенным диодом защиты, например IRFBC40. При питании от первичной сети ~220В допустимое напряжение сток-исток выбираемого транзистора должно быть не менее 400В. Величина тока выбираемого MOSFET транзистора определяется необходимой мощностью преобразователя. Фактически выходная мощность определяется только применяемыми выходными транзисторами. Если посмотреть каталог фирмы International Rectifier, то видно, что выбор MOSFET транзисторов огромен, диапазон токов — от единиц до сотен ампер.   Токоограничительные резисторы в цепях затвора предназначены для ограничения выходного тока управления при перезаряде входной емкости MOSFET транзисторов. При выходной мощности более 50Вт, все мощные MOSFET транзисторы, конечно же, необходимо устанавливать на радиаторы. Рабочая частота автогенератора задается одной RC-цепью. Рекомендуется использовать резистор номиналом не менее 5..10 кОм. Частота генерации определяется формулой 1. Особое внимание необходимо уделить аккуратной трассировке управляющих и силовых цепей MOSFET транзисторов. Особенности расположения элементов около микросхемы и трассировки земли показаны на рис.3. При сборке платы необходимо обеспечить электростатическую защиту MOSFET транзисторов. Запаивать в плату их надо в последнюю очередь. Выбор рабочей частоты и расчет выходного трансформатора достаточно подробно приведен в различной литературе. Выбранная для примера микросхема IR2153, конечно же не является последним словом техники. Кто хочет в широком диапазоне регулировать время паузы между импульсами, могут поработать с такими автогенераторами, как R2156 или IR21571.     Литература: 1. ЗАДАЮЩИЕ ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ, В. КОЗЕЛЬСКИЙ, г. Луховицы Московской обл. 2. Импульсный блок питания мощного УМЗЧ, Радио» N2 2000 А. КОЛГАНОВ, г. Калуга Полумостовой ИБП http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=29442 Р ассчитываю трансформатор для классического полумоста на полевых транзисторах. Использую драйвер ir2153. Схематично изображено здесь: Частота f=60000 Гц, мощность трансформатора 55W. Выходное напряжение в районе 950 В действующего значения. Нагрузка имеет чисто резистивный характер и может быть любя из диапазона от 16кОм до 110 кОм. Сердечник выбран: EFD30/15/9, N87 все от EPCOS. Расчет начинаю с определения числа витков первичной обмотки (w1). Кладу Bmax=0.130Т, U1=150В. w1 = U1m/(4*q*Bmax*S*f), здесь q = T/(2tи), где tи = T – 2*dtime = T – 2*0.6мкс. (dtime – мертвое время в ir21531). Получаю w1 = 64 витка. Далее рассчитываю количество витков во вторичной обмотки: w2 = U2/(4*sqrt(q)*Bmax*S*f), здесь U2=950В. В итоге получаю w2 = 422 витка. Дальше пытаюсь выбрать необходимый зазор. Вот здесь у меня возникают вопрос, а правильно ли я это делаю? Возьмем максимальный ток текущий через первичную обмотку равным Imax1 = P/150В = 55/150 = 0.366 ~=0.4А (с запасом). Подсчитаем, а чему будет равна магнитная индукция, если я выберу набор ферритов от EPCOS с зазором 0.27 мм. Использую эту формулу B = мю0 * мюe * Imax1*w1/L, здесь из datasheet на EFD30/15/9 для феррита N87 с зазором 0.27 мюe = 256, L = 68 мм (длина средней линии). Подставляем и получаем что B будет равно 0.121 Т . Ура! Сердечник не войдет в насыщение. Более того, даже если я залажусь на ток равный Imax1 = 1А – индукция не превзойдет 300мТ. Но на практике у меня получается что при линейном уменьшении нагрузки и ее приближении к 20 кОм я наблюдаю далеко не линейное увеличение тока через первичную обмотку. Как следствие перегрев транзисторов и трансформатора. Вопрос: Правильно ли я все рассчитал? Скажу сразу, что большого опыта в расчете трансформаторов нет, так что нуждаюсь в вашей помощи. Если я все правильно понимаю, то: Когда нет зазора, эффективная магнитная проницаемость мю_e равна 1610 (взята из описания EFD30). Далее. Предположим, что для нас максимально возможным значением магнитной индукции является значение равное Bmax = 300мТ. Если магнитная индукция превысет данный порог, то считаем, что наш трансформатор вошел в насыщение. Далее смотрим какой ток должен теч через первичную обмотку* , чтобы магнитная индукция стала равной 300мТ, при заданной мю_e равной 1610. Imax = Bmax*L/(мю0*мю_e*w1), получаем Imax = 0.157 А. То есть если ток больше 0.157, то трансформатор перестает быть трансформатором (насыщение). То есть, наш трансформатор может максимум отдать 20W, а не 55W. * Возможно я здесь ошибаюсь и рассчитывать по этой формуле необходимо максимальный ток намагничивания, а не максимальный ток в первичной обмотке. Опять вопрос к знатокам. Правильно ли я рассчитываю зазор в трансформаторе? Очень нужна ваша помощь. Зазор в трансформаторе для прямоходовых преобразователей вообще не нужен и даже вреден, т. 2)/L = 8.4 мГ. Ток на холостом ходу (ток намагничивания) Iмаг = U1*dt/L0 = 0.148А, здесь dt — длина импульса равная около 8мкс. Как я понял, ток намагничивания не зависит от тока нагрузки — найдем чему будет равна магнитная индукция при данном токе намагничивания — B = (Iмаг*w1*мю*мю_e*)/L = (мю_e=1610) = 0.281 мТ. — многовато однако — большие потери в сердечнике будут при частоте 60кГц. Что это за магнитная индукция, которую мы используем в самом начале при рассчете количества витков? В самом начале Вы ошиблись в количестве витков ровно в 2 раза — «четвёрка» в знаменателе уже учитывает, что к первичной обмотке трансформатора прикладывается половина напряжения питания, а Вы его ещё поделили на 2. В итоге, после всех этих сложных вычислений через «мю» должно было бы получиться 0,26 Т, т.е. ровно в 2 раза больше исходного значения. В самом начале всё верно. Используется широко известная формула U=w*S*dB/dt и предполагается, что за время одного полупериода (точнее, за время T/2 — dtime) индукция меняется от -Bmax до +Bmax. 2/2=50 мкДж. B каждом периоде эту энергию надо закачать дважды: чтоб зарядить емкость, а потом чтоб разрядить. При частоте 60 кГц мощность нужна P=E*2*f=6 Вт. Когда вы вводите зазор в сердечник, то увеличиваете индуктивность рассеяния. Индуктивность рассеяния вместе с емкостью вторички образуют последовательный колебательный контур, настроенный на какую-то частоту. При увеличении индуктивности рассеяния резонансная этого контура снижается и становится ближе к собственной частоте преобразователя 60 кГц. Из-за этого несколько бОльшая часть энергии, запасенной в паразитной емкости вторички, будет рекуперирована, поэтому потери уменьшаются, транс греется меньше. Такого же эффекта можно добиться, если влючить последовательно с первичкой дроссель. Индуктивность дросселя можно подобрать, чтобы частота контура была близка к частоте преобразователя, при этом потери будут минимальны. На осциллограммах хорошо видна колебательная природа процессов, особенно при малой нагрузке. Видно, что фронт переключения работает против колебательного контура. Была бы частота у контура поменьше, тогда фронт пришелся бы не на пик, а на провал. Зазор в таком трансе вообще говоря не нужен, разве что как подстраховка от насыщения при «жестком» старте. Почитайте статью ТРАНСФОРМАТОРЫ И ДРОССЕЛИ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ, там все расписано, и примеры расчета есть. http://members.kern.com.au/users/akouz/chokes.html СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ МИКРОСХЕМЫ ДЛЯ ЭЛЕКТРОННЫХ БАЛЛАСТОВ Поляков В.Д., Барышников А.Н. Бурное развитие энергосберегающих технологий в светотехнической промышленности сопровождается появлением и широким внедрением интегральных схем (ИС), предназначенных для управления электронными балластами газоразрядных осветительных ламп [1-8]. Ведущие позиции в области создания специализиро-ванных ИС для управления электронными балластами занимают фирмы Internatinal Rectifier, ST Microelectronics (SGS-THOMPSON Microelectronics) и Motorola. Данная статья является аналитическим обзором и посвящена вопросам использования высоковольтных ИС этих фирм для управления электронным балластом люминесцентных ламп, выполненным на базе полумостового инвертора на МОП-транзисторах. Особенностью этих ИС является наличие интегрированного выходного драйвера плавающего уровня с максимальным рабочим напряжением 600В. ИС серий IR215*(Internatinal Rectifier), МС2151 (Motorola), L6569, L6571 (SGS-THOMPSON Microelectronics), а также микросхемы с интегрированными силовыми транзисторами IR51H*** (Internatinal Rectifier), в силу своих привлекательных качеств, а именно, стабильности характеристик, низкого потребления, отсутствия необходимости в специальном источнике с потенциальной развязкой по цепям управления нижнего и верхнего силовых МОП-транзисторов, а также возможности управления частотой, находят растущий интерес у отечественных разработчиков и производителей электронных пускорегулирующих аппаратов для люминесцентных ламп. Имеются сведения о работах по созданию отечественных аналогов этих популярных микросхем, что позволяет надеяться на их появление в недалеком будущем. Наиболее широко представлены на российском рынке упомянутые выше изделия Internatinal Rectifier. Между тем, Internatinal Rectifier, Motorola и ST Microelectronics практически одновременно заявили о своих новых контроллерах IR2157, MC33157DW и L6574, обладающих расширенными функциональными возможностями [9-11]. Микросхемы IR215*, L6569, L6571 и МС2151 выпускаются в корпусах DIP8 и SO8 (для поверхностного монтажа), имеют сходную структуру и функциональное совпадение по выводам. Блок схема наиболее популярной микросхемы IR2155 приведена на рис.1. Общим для ИС является наличие генератора на базе популярного таймера серии 555 и двух выходных каналов для управления МОП-транзисторами. Один из каналов привязан к общей шине. Второй плавает, обеспечивая работу для стороны высокого напряжения ключа. ИС имеют защиту от сквозных токов за счет временной задержки (1,2 мкс) по каналам управления транзисторов обоих плеч полумоста, узел стабилизации напряжения питания микросхемы и защиту от снижения питающего напряжения. Рис. 1. Блок схема ИС IR2155. Т иповое подсоединение ИС в полумостовом инверторе приведено на рис. 2. Питание микросхем (вывод VСС) осуществляется от силовой цепи через балластный резистор. Частота работы устанавливается путем подключения к выводам RT , CT и СОМ времязадающих резистора и конденсатора. Питание драйвера верхнего уровня (выводы VB и VS), находящегося под плавающим потенциалом, производится от конденсатора, который заряжается через bootstrap-диод от цепи VСС при включении нижнего силового МОП-транзистора. В ИС L6569 bootstrap-диод интегрирован в структуру микросхемы [3]. Рис. 2. Типовое включение ИС драйвера в полумостовом инверторе.

1.2.6. Схемы формирования сигнала POWERGOOD . Устройства импульсного электропитания для альтернативных энергоисточников

Существует определенное разнообразие схем формирования сигнала POWERGOOD как управляющего импульса для выхода ИИП-преобразователя из дежурного режима. Эти схемные решения отличаются сложностью схемотехники и алгоритмом работы.

Так, для формирования сигнала «питание в норме» в различных схемах часто применяется интегральная микросхема типа LM339, структурная схема которой представлена на рис. 1.12.

Рис. 1.12. Структурная схема микросхемы LM339

Разводка выводов приведена для исполнения в пластиковом корпусе типа DIP.

Микросхема содержит четыре одинаковых компаратора напряжений.

Выходные каскады в них содержат транзисторные ключи с открытым коллектором. Для нормального функционирования выход компаратора подключается к источнику положительного напряжения через токоограничительный резистор.

Положительное напряжение питания на все элементы микросхемы подается через вывод 3. Общий провод схемы, соединенный с выводом 12, подключается к отрицательному полюсу источника питания.

Высокий уровень сигнала «питание в норме» устанавливается при достижении вторичными напряжениями номинальных величин.

Используется несколько способов формирования сигнала «питание в норме».

Оно может выполняться прямым измерением пороговым устройством выходного напряжения в канале +5 В или применением каскада, обеспечивающего задержку нарастания основного напряжения на выходе схемы и подачи его на вывод PG.

В схеме, представленной на рис. 1.13, генерация сигнала «питание в норме» происходит в результате косвенной оценки уровня напряжения вторичного канала +5 В.

Рис. 1.13. Схема для генерации сигнала «питание в норме»

В электронном каскаде применены один интегральный компаратор из состава микросхемы LM339 и эмиттерный повторитель напряжения на Q1. Благодаря применению компаратора на шине PG сигнал имеет ступенчатый характер с крутым фронтом. Этим исключается неустойчивая работа цифровых схем нагрузки, возможная при плавном нарастании уровней импульсов.

В начальный момент работы схемы напряжение питания появляется на микросхеме ШИМ-преобразователя — TL494. Внутренний источник опорного напряжения на выводе TL494/14 формирует опорное стабилизированное напряжение +5 В, которое через резистивный делитель на R3, R4 подается на инвертирующий вход усилителя DA3 микросхемы TL494. Пока на выходе вторичного канала +5 В напряжение не достигнет номинального значения, напряжение на выходе усилителя DA3 будет иметь низкий уровень. К выходу TL494/3 подключена база эмиттерного повторителя напряжения.

Низкий уровень с этого выхода микросхемы передается в эмиттерную цепь транзистора и далее на неинвертирующий вход компаратора микросхемы LM339. На втором входе выставлен опорный уровень напряжения, снимаемый с резистивного делителя напряжения на резисторах R9 и RIO.

Резистивный делитель включен между выходом TL494/14 и общим проводом. Напряжение на входе LM339/6 компаратора превышает уровень, установленный на выводе 7.

Напряжение на выходе компаратора низкое.

В процессе «медленного» запуска источника питания происходит постепенное повышение напряжения на выходе канала +5 В, которое передается на вход TL494/1 внутреннего усилителя ошибки DA3. По мере увеличения разности потенциалов между входами усилителя DA3 на его выходе происходит изменение напряжения.

Оно получает положительное приращение и достигает уровня, при котором открывается диод D1. Через открытый диод положительный потенциал проходит на внутренние каскады микросхемы TL494, а также на базу транзистора Q1.

Повышение базового напряжения повторяется на эмиттере Q1 и передается на вход 7 компаратора микросхемы LM339. Когда напряжение на этом входе сравняется с уровнем, установленным на втором входе — выводе 6, произойдет переключение компаратора, и на его выходе возникнет потенциал, близкий по значению выходному напряжению канала +5 В. Напряжение на выходе 1 компаратора появляется с задержкой относительно момента установки выходных уровней во вторичных каналах источника питания. Дополнительная задержка обеспечивается подключением к эмиттеру транзистора Q1 оксидного конденсатора С2. Заряд на конденсаторе нарастает плавно, задержку появления высокого уровня сигнала «питание в норме» можно регулировать как величиной емкости конденсатора С2, так и номиналом резистора R7, через который происходит процесс заряда.

Таким образом, данная схема не содержит элементов слежения за уровнем напряжения непосредственно на выходе канала +5 В (за исключением усилителя DA3 микросхемы TL494). Решение о достижении вторичными напряжениями номинальных уровней принимается по виду сигнала на выводе TL494/3 в момент начала их активной регулировки микросхемой TL494.

В схеме, элементы которой изображены на рис. 1.14, формирование сигнала «питание в норме» производится при предполагаемом условии, что во вторичных цепях все процессы протекают нормально.

Уровни вторичных напряжений в схеме не оцениваются. Схема разработана с учетом последовательности появления напряжений питания каскада ШИМ-управления. Положительный перепад сигнала вырабатывается пороговыми схемами. Выходной каскад выполнен на транзисторном ключе, коллекторная нагрузка которого (резистор R6) подключена к напряжению вторичного канала +5 В.

Принцип работы электрической схемы, приведенной на рис.  1.14, становится понятным, если проследить динамику процесса появления питающих напряжений в каскаде ШИМ-преобразователя.

Рис. 1.14. Электрическая схема ШИМ-управления

Когда источник питания подключается к первичной сети, возбуждается схема обеспечения начального питания каскада ШИМ-управления. Появляется напряжение питания этого каскада, поступающее на TL494/12. При достижении этим напряжением уровня +7 В (примерно) происходит запуск внутренних функциональных узлов схемы ШИМ-преобразователя, а на его вывод 14 поступает опорное напряжение с номинальным уровнем +5 В.

Этим опорным напряжением питается микросхема компаратора, и от него же устанавливается уровень напряжения на выводах 5 и 6. В это время продолжается увеличение потенциала на TL494/14 и, соответственно, на стабилитроне D1. Пока его напряжение не превысит уровня стабилизации, потенциал на резисторе R1 будет оставаться нулевым.

Уровень на выходе верхнего по схеме компаратора также нулевой. На аноде диода D3, соединенном с входом 4 второго компаратора, напряжение имеет значение +0,8 В, до этого уровня через резистор R4 и заряжается конденсатор С1. Так как опорное напряжение на входе 5 больше уровня на входе 4, на выходе второго компаратора устанавливается напряжение, равное опорному.

Высокий уровень инвертируется транзисторным ключом Q1.

Когда происходит «пробой» стабилитрона и напряжение на резисторе R1 достигает уровня опоры, установленной на входе DA1/7, компаратор переключается. Диод D3 оказывается под закрывающим напряжением. Напряжение на аноде D3 плавно повышается благодаря заряду конденсатора С1. Постоянная времени заряда зависит от значения емкости самого конденсатора С1 и резистора R4. Потенциал на С1 нарастает до уровня опорного напряжения. В момент сравнения напряжений на входах DA2/4 и DA2/5 компаратор DA2 опрокидывается, и на его выходе уровень спадает практически до потенциала общего провода. Транзисторный ключ на Q1 закрывается, на его коллекторе напряжение равно уровню, который в данный момент достигнут во вторичном канале +5 В.

Применение компараторов в схеме обеспечивает формирование выходного сигнала с крутым фронтом. Без них изменение напряжения в цепи PG происходило бы плавно, отслеживая нарастание или спад уровня на конденсаторе С1.

На рис. 1.15 показан фрагмент принципиальной схемы вторичной цепи импульсного источника питания.

В состав фрагмента включена цепь выпрямления и фильтрации напряжения канала +5 В, а также узел, вырабатывающий сигнал POWERGOOD, выполненный с применением компараторов из микросхемы LM339.

Рис. 1.15. Фрагмент принципиальной схемы вторичной цепи ИИП

Особенность данной схемы состоит в том, что при включении источника питания происходит формирование сигнала «питание в норме» с задержкой относительно вторичных напряжений, а при отключении блока питания от сети этот служебный сигнал снимается до спада уровней вторичных напряжений.

Для работы узла формирования сигнала «питание в норме» используются только вторичные напряжения источника питания. Питание компараторов микросхемы LM339 осуществляется от стабилизированного напряжения канала +5 В.

Этим же напряжением устанавливаются опорные уровни на входах компаратора. К одному из выводов вторичной обмотки канала +5 В подключен однополупериодный выпрямитель положительного напряжения на диоде D1.

Выпрямитель нагружен на RC-фильтр (элементы RI, С1) и резистивный делитель на резисторах R2 и R3. Керамический конденсатор С1 имеет относительно небольшую емкость (несколько тысяч пикофарад), по сравнению с фильтрующими конденсаторами, установленными на выходе канала +5 В.

Заряд С1 происходит очень быстро и достигает уровня, равного амплитуде действующих на вторичной обмотке импульсов, то есть 10 В.

Когда напряжение на выводе LM339/3 возрастет до минимального уровня питания компараторов, на входе LM339/9 начнет действовать потенциал, превышающий значение напряжения на LM339/8. Напряжение на выходе компаратора DA1/14 в этой ситуации имеет высокий уровень, его абсолютное значение определяется степенью заряда выходных конденсаторов канала +5 В. С некоторой задержкой относительно вывода 9 напряжение нарастает на входе 10, а уровень напряжения на LM339/11 зависит от времени заряда конденсатора С5. Заряд происходит через резистор R9.

Емкость конденсатора С5 может составлять несколько микрофарад, а сопротивление резистора R9 — примерно 50 кОм. Между выводами 9 и 11 включен резистор R7 достаточно большого номинала, благодаря которому обеспечивается развязка, а также разнесение по времени нарастания напряжений на них.

В начальный момент работы схемы, когда заряд на конденсаторе С5 полностью отсутствует и ток, протекающий через него, максимален, напряжение на выводе LM339/11 определяется соотношением сопротивлений резисторов R7 и R8. Сопротивление R8 во много раз меньше, чем у резистора R7, поэтому потенциал в точке их соединения близок к уровню общего провода.

Цепь заряда конденсатора С4 также имеет меньшую постоянную времени, чем цепь заряда конденсатора С5, поэтому более высокий уровень напряжения первоначально появляется на входе LM339/10. Выходное напряжение компаратора DA2 практически сразу после включения источника имеет на выходе низкий уровень. Через сопротивления резисторов R8 и R9 заряжается конденсатор С5. Когда напряжение на нем превысит потенциал на конденсаторе С4, произойдет переключение DA2, и на его выходе скачком появится высокий уровень напряжения.

Конденсаторы цепи фильтрации импульсного напряжения «канала +5 В» имеют относительно большую емкость, чтобы сохранять заряд после отключения источника питания от сети. В цепи выпрямителя на диоде D1 установлен конденсатор небольшой емкости, уровень напряжения на котором быстро изменяется при флуктуациях напряжения на вторичной обмотке трансформатора Т.

В результате исчезновения импульсов напряжения на вторичной обмотке конденсатор С1 быстро разрядится.

В точке соединения резисторов R2 и R3 уровень также упадет раньше, чем это произойдет на входе LM339/8. Уровень на выходе компаратора DA1 изменится от высокого к низкому. Выходной транзистор компаратора DA1 будет открыт, и через него начнется разряд конденсатора С5. Постоянная времени разряда этого конденсатора зависит от его собственной емкости и величины сопротивления резистора R8. Однако она значительно меньше, чем постоянная времени разряда конденсатора С4. Спад напряжения на С5 произойдет быстрее, чем на С4.

На выходе компаратора DA2 высокий уровень также изменится на низкий. Сброс активного уровня на шине «питание в норме» информирует центральный процессор системного блока о необходимости завершения рабочего цикла и остановки.

Схема плавного пуска двигателя ШИМ

для предотвращения чрезмерного энергопотребления при включении питания

by Swagatam 196 Комментарии

В посте объясняется эффективная схема плавного пуска двигателя с ШИМ, которую можно использовать для включения тяжелых двигателей с плавным пуском и, таким образом, предотвращения потребления оборудованием опасных высоких токов.

Двигатели высокой мощности, такие как двигатели насосов или другие виды двигателей тяжелой промышленности, имеют тенденцию потреблять огромный ток во время их первоначального включения питания, что, в свою очередь, воздействует на соответствующие предохранители и выключатели, вызывая их либо перегорание, либо износ в течение долгого времени. Чтобы исправить ситуацию, крайне необходима схема плавного пуска.

В нескольких моих предыдущих статьях мы обсуждали связанную тему, которую вы можете всесторонне изучить из следующих сообщений:

Схема плавного пуска для двигателей насосов

Схема плавного пуска для холодильников

Несмотря на то, что приведенные выше конструкции весьма полезны, их можно считать несколько низкотехнологичными из-за их подхода.

В этой статье мы увидим, как этот процесс может быть реализован с использованием очень сложной схемы контроллера плавного пуска двигателя на основе ШИМ.

Использование концепции ШИМ

Идея состоит в том, чтобы применить постепенно увеличивающуюся ШИМ к двигателю каждый раз, когда он включается. Это действие позволяет двигателю достигать линейно возрастающей скорости от нуля до максимума в течение заданного периода времени, что может быть регулируемым.

Примечание. Используйте конфигурацию Darlington BC547 на выводе № 5 IC2 вместо одного BC547. Это даст более эффективный отклик по сравнению с одним BC547

Пример схемы для контроллера двигателя с переменным напряжением 48 В с плавным пуском

## ПОЖАЛУЙСТА, ПОДКЛЮЧИТЕ 1K ОТ ВЫВОДА 5 IC2 К ЗАЗЕМЛЕНИЮ, КОТОРАЯ ОШИБОЧНО НЕ ПОКАЗАНА НА ПРИМЕРЕ ВЫШЕ. ##

Как это работает

Как показано на рисунке выше, производство ШИМ с линейным приращением достигается с помощью двух микросхем 555, сконфигурированных в их стандартном режиме ШИМ.

Я уже подробно обсуждал эту концепцию в одной из своих предыдущих статей, объясняющих, как использовать IC 555 для генерации ШИМ.

Как видно на диаграмме, в конфигурации используются две микросхемы 555, причем IC1 подключена как нестабильная, а IC2 используется как компаратор.

IC1 генерирует необходимые тактовые сигналы на заданной частоте (определяемой значениями R1 и C2), которые подаются на вывод №2 IC2.

IC2 использует тактовый сигнал для генерации треугольных волн на выводе № 7, чтобы их можно было сравнить с потенциалом, доступным на выводе № 5 управляющего напряжения.

Вывод № 5 получает необходимое управляющее напряжение через каскад эмиттерного повторителя NPN, выполненный с помощью T2 и связанных с ним компонентов.

При включении питания на T2 подается линейное или постепенно возрастающее напряжение на его базе через R9 и за счет пропорционального заряда C5.

Этот линейно изменяющийся потенциал надлежащим образом дублируется на эмиттере T2 по отношению к напряжению питания на его коллекторе, что означает, что базовые данные преобразуются в постепенно увеличивающийся потенциал в диапазоне от нуля почти до уровня напряжения питания.

Это линейное напряжение на выводе № 5 IC 2 мгновенно сравнивается с доступной треугольной волной на выводе № 7 IC2, что преобразуется в линейно возрастающую ШИМ на выводе № 3 IC2.

Процесс линейного увеличения ШИМ продолжается до тех пор, пока C5 не будет полностью заряжен и база T2 не достигнет стабильного уровня напряжения.

Приведенная выше конструкция обеспечивает генерацию ШИМ при каждом включении питания.

Видеоклип:

В следующем видео показаны результаты практических испытаний описанной выше схемы ШИМ, реализованной на двигателе постоянного тока 24 В. На видео показана реакция регулировки потенциометра ШИМ схемы на двигателе, а также реакция светодиода дополнительного индикатора батареи при включении и выключении двигателя.

Интеграция симисторного контроллера пересечения нуля

Для реализации эффекта схемы плавного пуска двигателя с ШИМ выходной сигнал от контакта № 3 микросхемы IC2 необходимо подать на схему силового драйвера симистора, как показано ниже:

На изображении выше показано, как можно реализовать ШИМ-управление плавным пуском включения на тяжелых двигателях по назначению.

На изображении выше мы видим, как изоляторы симисторных драйверов с детектором пересечения нуля могут использоваться для управления двигателями с линейно увеличивающимися ШИМ для выполнения эффекта плавного пуска.

Вышеупомянутая концепция эффективно обеспечивает защиту от перегрузки по току при пуске при включении однофазных двигателей.

Однако в случае использования трехфазного двигателя можно использовать следующую идею для реализации предложенного трехфазного плавного пуска двигателей.

О компании Swagatam

Я инженер-электронщик (dipIETE), любитель, изобретатель, разработчик схем/печатных плат, производитель. Я также являюсь основателем веб-сайта: https://www.homemade-circuits.com/, где я люблю делиться своими инновационными схемами и учебными пособиями.
Если у вас есть какие-либо вопросы, связанные со схемой, вы можете ответить через комментарии, я буду очень рад помочь!

Выбор конденсатора шины постоянного тока для катушек Тесла

Конденсаторы шины постоянного тока являются основным накопителем энергии для инвертора DRSSTC. Важно иметь энергию, необходимую для работы DRSSTC с высоким BPS. Точно так же достаточно высокий среднеквадратический ток, поэтому мы не повреждаем конденсаторы.

Типовой алюминиевый электролитический конденсатор емкостью 5000 мкФ / 450 В будет иметь номинальный среднеквадратический ток только около 28 А. Поэтому часто необходимо параллельное подключение большего количества конденсаторов, чтобы получить требуемый среднеквадратический ток. Чтобы алюминиевые электролитические конденсаторы имели более высокий номинальный ток, они должны быть больше, и, таким образом, емкость и номинальный ток идут рука об руку.

Большой конденсатор звена постоянного тока будет иметь более высокое номинальное напряжение и среднеквадратичное значение тока, чем электролитические конденсаторы. Они предназначены для того, чтобы избежать последовательного соединения. Их гораздо более низкое ESR продлевает срок службы и приводит к меньшему рассеиванию тепла. Низкий ESR позволяет им быстрее обеспечивать высокие пиковые токи. Они даже могут сделать снабберные конденсаторы ненужными, если конструкция сборной шины хороша.

Это глава 4 руководства по проектированию DRSSTC: Конденсатор звена постоянного тока

Распределение напряжения между последовательно соединенными конденсаторами

При обычных напряжениях шины постоянного тока 320, 564 и 800 В постоянного тока не всегда возможно найти подходящие конденсаторы с достаточно высоким номинальным напряжением, чтобы оставить запас для колебаний напряжения и переходных процессов.

Конденсаторы можно соединить последовательно для получения более высокого номинального напряжения, но при этом емкость будет делиться на количество последовательно соединенных конденсаторов. Таким образом, два последовательных конденсатора 450 В 4000 мкФ дадут конденсатор 900 В 2000 мкФ. Распределение напряжения между двумя конденсаторами зависит от их взаимного тока утечки, ниже мы увидим, как его можно сбалансировать.

Показания бывших в употреблении конденсаторов одного и того же типа могут сильно различаться. Необходимо добавить согласованные балансировочные резисторы, чтобы они делили напряжение даже между собой. Балансировочные резисторы также могут использоваться в качестве стабилизирующих резисторов и добавлять функцию безопасности, которая автоматически разряжает конденсаторы.

Балансировочные резисторы

Разность токов утечки в мкА для двух последовательно соединенных конденсаторов при номинальной температуре можно оценить и использовать для определения значения балансировочного сопротивления для каждого конденсатора следующим образом:

Где R в МОм — балансировочное сопротивление, Vm — максимальное напряжение, допустимое для любого конденсатора, Vb — максимальное напряжение шины между двумя конденсаторами, а C — емкость в мкФ для каждого конденсатора. Для трех или более последовательно соединенных конденсаторов используйте следующее, где n – количество последовательно соединенных конденсаторов [2]

. 180 В постоянного тока на каждом.

При напряжении шины 320 В постоянного тока резистор 15 кОм мощностью 5 Вт с емкостью 6 000 мкФ при напряжении 180 В постоянного тока разрядит его до 24 В постоянного тока за 3 минуты, рассеивая при этом 2,16 Вт.

Если у нас есть два последовательно соединенных конденсатора 350 В постоянного тока емкостью 4000 мкФ для напряжения шины 564 В постоянного тока, мы допустим максимум 320 В постоянного тока на каждом.

При напряжении шины 564 В постоянного тока резистор 22 кОм мощностью 8 Вт на емкости 4000 мкФ при напряжении 320 В постоянного тока разрядит его до 24 В постоянного тока за 4 минуты, рассеивая при этом 4,65 Вт.

Вы можете использовать онлайн-калькулятор разряда конденсатора, чтобы найти значения, соответствующие вашим требованиям безопасности или рассеиваемой мощности.

Значения входных конденсаторов полумоста

Конденсаторы делителя напряжения в полумосте — это вопрос потерь, существует большая разница между электролитическими и пленочными конденсаторами в зависимости от частоты коммутации.

Значение емкости должно быть достаточно большим, чтобы центральная точка оставалась стабильной, при этом также важны низкие ESR и ESL. В некоторых переходных условиях центральная точка колеблется, поэтому важно снизить номинал конденсаторов по напряжению. Центральная точка полумостового емкостного делителя смещается либо к входному напряжению, либо к земле. Это приводит к насыщению силового трансформатора и требует, чтобы входные конденсаторы были рассчитаны как минимум на входное напряжение, что дает 50% резерва.

Две предыдущие части о последовательном соединении и балансировочных резисторах относятся к этому.

Разделение тока между параллельно включенными конденсаторами

Конденсаторы могут быть соединены параллельно для увеличения емкости и устойчивости к пульсациям тока. При параллельном соединении конденсаторов важно спроектировать соединительную шину в соответствии с рекомендациями, приведенными в Главе 2: Сборная шина и первичная цепь.

Сопротивление пути к каждому конденсатору должно быть одинаковым, чтобы обеспечить равное распределение тока, как описано в Главе 1: Выпрямители. Ближайший к источнику питания выпрямитель будет проводить наибольший ток, а конденсатор, ближайший к нагрузке, будет проводить наибольший ток. Правило снижения номинального тока на 40 % также можно использовать для параллельных конденсаторов, чтобы скорректировать неравномерное распределение тока.

В то время как ток пульсаций распределяется между конденсаторами пропорционально значениям емкости для низкочастотных пульсаций, ток высокочастотных пульсаций делится обратно пропорционально значениям ESR и сопротивлению пути. [2]

Это означает, что параллельные конденсаторы в приложениях с низкочастотной нагрузкой будут распределять ток в соответствии с емкостью каждого параллельно подключенного конденсатора. В то время как нагрузка, работающая на высокой частоте, как DRSSTC, разделяет ток до значений ESR и сопротивления шин и проводов в цепи.

Расчет тока пульсаций и среднеквадратичного значения тока

Чтобы определить, сколько конденсаторов нам нужно, чтобы не повредить их, очень важно посмотреть на ток пульсаций, генерируемый нашим инвертором.

Сначала нам нужно найти рабочий цикл, и в этом примере используются очень высокие значения, такие как 400 мкс по времени и 500 бит/с. Затраты на фильтрующие конденсаторы не так высоки, поэтому мы хотим разработать их с длительным сроком службы. D является относительным рабочим циклом и рассчитывается по полному периоду прямоугольной волны. D = t1 / t2, где t1 — активная часть периода, а t2 — нерабочая часть.

В качестве примера я буду использовать свой большой DRSSTC Kaizer DRSSTC III. Он резонирует на частоте 38 кГц, имеет первичную индуктивность 33 мкГн и напряжение на шине 564 В постоянного тока.

Из таблицы данных алюминиевых электролитических конденсаторов Siemens 6000 мкФ / 350 В B43566, которые я использую для DRSSTC, можно найти, что номинальный ток при 85ºC с коэффициентом частоты составляет 25 A. Итак, мне нужно два конденсатора, включенных параллельно, чтобы справиться со среднеквадратичным значением тока в самых неблагоприятных условиях. Я использовал два конденсатора последовательно, чтобы номинального напряжения было достаточно, поэтому у меня есть общий номинал 6000 мкФ / 700 В в конденсаторной батарее. [3]

Емкость шины постоянного тока необходима с учетом ожидаемой производительности DRSSTC

В обычном инверторе или резонансном инверторе следующим шагом будет расчет напряжения пульсаций и определение емкости в соответствии с допустимым падением напряжения. Однако эти уравнения не работают для среднего предполагаемого рабочего цикла, когда мы потребляем очень большие токи за очень короткое время. Сетевому питанию просто некогда заполнить резервные конденсаторы, сделав всплеск DRSSTC, это произойдет в первую очередь в выключенном состоянии. Таким образом, при вспышке длительностью 200 мкс напряжение может упасть на несколько десятков и даже до сотен вольт, что может серьезно затруднить рост длинных искр.

Вместо этого мы можем оценить энергию, необходимую для одного взрыва, с помощью трех ключевых параметров конструкции DRSSTC, напряжения на шине постоянного тока, первичного пикового тока и времени включения. Все это цифры, которые можно угадать с определенной точностью, поскольку они зависят от размера катушки и больше похожи на проектные расчеты с большими запасами в реальности.

Я снова буду использовать некоторые числа из моего большого DRSSTC, упомянутого ранее. Напряжение шины 564 В постоянного тока, пиковый ток 2000 А в первичной цепи и время включения 150 мкс.

Затем мы вычисляем энергию, хранящуюся в конденсаторной батарее звена постоянного тока емкостью 6000 мкФ при 564 В постоянного тока. в конденсаторе шины постоянного тока. Эти передаточные числа основаны на нормальной работе DRSSTC. Очень долгое время включения и высокий BPS требуют больше энергии, чтобы напряжение не слишком сильно проседало.

Энергия конденсатора звена постоянного тока фактически находится в нижней части рекомендуемого соотношения, это означает, что мой большой DRSSTC будет страдать от провалов напряжения звена постоянного тока во время длительных всплесков.

Выполняя пакетный анализ, мы можем оценить падение напряжения на конденсаторе звена постоянного тока, вычитая энергию MMC из энергии конденсатора звена постоянного тока, и рассчитать оставшееся напряжение на конденсаторе. Мы можем использовать этот подход, поскольку предполагаем, что у сети недостаточно времени для перезарядки конденсаторов, делающих взрыв. Сначала нам нужно узнать, сколько энергии осталось.

Теперь мы можем рассчитать падение напряжения 6000 мкФ при заряде до 564 В постоянного тока при заряде 954 Дж до 900 Дж.

Падение напряжения составляет чуть менее 3 % и является приемлемым. Если бы я разработал первичный пиковый ток 2500 ампер и время включения 200 мкс, падение напряжения было бы чуть менее 5 %.

Маленькие и большие клеммы для конденсаторов

Если нет возможности найти техническое описание или текущие характеристики определенного конденсатора, который у вас есть под рукой, взгляд на его физическую конструкцию может дать вам подсказку о его подходящем применении.

Длинные конденсаторы с маленькими выводами и большой емкостью предназначены для приложений, требующих очень стабильного напряжения, но с небольшим или умеренным потреблением тока. Короткие конденсаторы с большими выводами сконструированы так, чтобы проводить более высокие среднеквадратичные токи, и поэтому они также должны иметь более низкое ESR.

Емкость и номинальное напряжение — это еще не все, судите о конденсаторе по его физическим размерам и размеру клеммы.

Алюминиевые электролитические монтажные позиции

Алюминиевые электролитические конденсаторы имеют более длительный срок службы при более низких температурах окружающей среды, поэтому размещайте конденсаторы в самом прохладном месте в DRSSTC.

Убедитесь, что алюминиевые электролитические конденсаторы находятся вдали от горячих компонентов, таких как силовые резисторы, силовые транзисторы, диоды и трансформаторы.

Разместите компоненты на достаточном расстоянии друг от друга для циркуляции охлаждающего воздуха. Это особенно важно, когда применяются высокие пульсации тока или нагрузки заряда/разряда.

Конденсаторы с винтовыми клеммами устанавливайте вертикально клеммами вверх или горизонтально, пробкой для сброса давления вверх. Таким образом, при работе вентиляционного отверстия будет удалено наименьшее количество электролита. Не устанавливайте в перевернутом виде клеммами вниз, так как это может сократить срок службы и нарушить работу клапана сброса давления.

Горизонтальная установка алюминиевых электролитических конденсаторов с винтовыми клеммами. Имеются сообщения о том, что при горизонтальной установке положительная клемма должна быть выше отрицательной во избежание коррозии. Горизонтальная установка алюминиевых электролитических конденсаторов с винтовыми клеммами и бумажными накладками при больших токах пульсаций сокращает срок службы.

При нагреве от пульсирующего тока электролит в таких конденсаторах может вытекать из обмотки и скапливаться по стенке банки, где нет бумаги, чтобы впитать его обратно в обмотку. Если ток пульсаций низкий (менее половины от номинального тока при 85 ºC), это не проблема. Но если пульсирующий ток высок, эффект ускоряется как из-за повышения температуры, быстрее выталкивающей электролит, так и из-за высыхания мокрой бумаги, где она вдавливается в дно банки. Высыхание бумаги может термически изолировать элемент, заставляя его нагреваться, а дно банки охлаждаться. На самом деле это может привести к тепловому разгону, который может значительно сократить срок службы конденсатора, иногда на целых 90%. [2]

Алюминиевые электролитические конденсаторы и пленочные конденсаторы

Сравнительная таблица различных свойств электролитических алюминиевых конденсаторов и пленочных конденсаторов. [1]

\	Aluminium electrolytic capacitor	Film capacitor
Capacitance	High energy density, 3 times higher than film	Low
Номинальное напряжение	Максимум 550 В постоянного тока	До 1500 В постоянного тока для конденсаторов звена постоянного тока.
Ripple current at 85ºC	50% of film	200% of electrolytic
Polarity	Must be connected correct with + and –	Non polar
ESR mΩ	Типовое значение в 10-15 раз выше, чем у пленки	Типовое менее 2 мОм
ESL	About the same for both types	About the same for both types
Overvoltage capabilities	50V surge	1.5 times rating for 10 seconds
Max operating temp. при полной пульсации	105ºC	85ºC
Рассеиваемая мощность	Более высокое ESR означает большее выделение тепла	Более низкое ESR означает меньшее выделение тепла0241
Self healing	No	Most types can self heal
Failure mode	Rupture, explosion, short circuit	Fail open circuit
Cost per Joule	0,05 — 0,1 $	0,2 — 0,5 $
Стоимость за Ampere	3 $	1 долл. США

2

22241

2

2222.0033

Как продемонстрировали Эль-Хусейни, Венет, Рожат и Жубер в своей статье «Тепловое моделирование для геометрической оптимизации металлизированных полипропиленовых пленочных конденсаторов», физическая геометрия конденсатора может влиять на температуру конденсатора, потери мощности и срок службы. Они продемонстрировали, что при одном и том же электрическом напряжении более высокие конденсаторы испытывают более высокие температуры и потери, чем более короткие конденсаторы.

Как указано в их статье, в более высоких конденсаторах ток должен проходить большее расстояние через очень тонкие металлические пленки, поэтому общие потери I²R выше по сравнению с коротким конденсатором. Авторы продемонстрировали, что общая мощность потерь в конденсаторе пропорциональна эквивалентному последовательному сопротивлению (ESR) и квадрату истинного среднеквадратичного значения тока.

ESR представляет собой потери на вихревые токи и диэлектрические потери, на которые влияют как частота, так и сила тока. Если ток конденсатора повышен, потери мощности увеличиваются. Точно так же потери мощности в металлизированном пленочном конденсаторе увеличиваются, если увеличивается частота тока. Таким образом, при протекании гармонического тока в металлизированном пленочном конденсаторе потери мощности будут выше, чем если бы протекал чисто синусоидальный ток. [4]

Как показано в следующем уравнении, среднеквадратичное значение тока, протекающего через конденсатор, является наиболее важным параметром при повышении температуры, а слишком высокие температуры резко сокращают срок службы.

Охлаждение конденсаторов принудительным воздухом может быть решением для увеличения срока службы. Приблизительно 2/3 генерируемого подъема тепла уходит в осевом направлении и 1/3 в радиальном направлении. Поэтому наиболее важно охлаждать конденсатор на его выводах, поскольку он не излучает тепло равномерно со всей своей поверхности.

Некоторые конденсаторы имеют металлические монтажные шпильки на противоположном конце выводов, они предназначены для установки в радиаторы или другие материалы, которые могут отводить тепло. Имейте в виду, что металлическая банка и шпилька могут быть не изолированы от отрицательной клеммы, в зависимости от производителя и типа конденсатора.

Термическое сопротивление (Rth) между корпусом и окружающей средой в большинстве спецификаций указано для неподвижного воздуха, поэтому, если используется принудительное воздушное охлаждение, тепловое сопротивление может быть снижено. Некоторые производители предлагают уравнения для расчета точного теплового сопротивления относительно поверхности конденсатора и скорости нагнетаемого воздуха.

Вывод конденсатора звена постоянного тока

Подберите емкость шины таким образом, чтобы она в 20–50 раз превышала энергию в джоулях по сравнению с MMC/емкостным конденсатором DRSSTC. Это необходимо для того, чтобы у нас было достаточно энергии для длинных искровых разрядов.

Всегда имейте хороший запас по номинальному напряжению, это, безусловно, наиболее важно для алюминиевых электролитических конденсаторов. Напряжение питания шины не должно превышать 75–80 % номинального напряжения конденсатора шины.

Используйте пленочные конденсаторы промежуточного контура, если возможно их найти. Они превосходят по рейтингу перенапряжения, текущему рейтингу и низкому ESR. Алюминиевые электролитические конденсаторы на сегодняшний день являются наиболее обычным выбором из-за их низкой стоимости. При использовании электролитов убедитесь, что они имеют как можно более низкое ESR и высокое среднеквадратичное значение тока.

Убедитесь, что конденсаторы звена постоянного тока обладают достаточным среднеквадратичным значением тока, это основная причина сварки и повреждения конденсаторов. Добавьте столько конденсаторов параллельно, сколько необходимо.

Попробуйте найти конденсаторы с короткими выводами и большими выводами. Они будут рассеивать меньше тепла из-за расстояния, на которое распространяется ESR. Большие клеммы лучше рассеивают тепло и могут означать, что они рассчитаны на большие токи.

Крепление Алюминиевый электролитический конденсатор в вертикальном положении для наименьшего рассеивания тепла и максимального срока службы. Если они установлены горизонтально, вентиляционное отверстие должно быть направлено вверх, чтобы обеспечить разбрызгивание минимального количества электролитической жидкости при выходе из строя.

Принудительное воздушное охлаждение является хорошим способом продления срока службы алюминиевых электролитических конденсаторов, когда они должны проводить большие пульсирующие токи. Как для алюминиевых электролитических, так и для пленочных конденсаторов важно оставаться ниже их номинальной температуры в течение длительного срока службы.

Все варианты конструкции конденсаторов звена постоянного тока находятся между стоимостью и сроком службы. Конденсаторы будут деградировать со временем, вопрос только в том, насколько быстро они будут зависеть от того, какой запас мощности мы проектируем. Однако алюминиевые электролитические конденсаторы разлагаются намного быстрее, чем пленочные конденсаторы.