Dc dc преобразователь схема. DC-DC преобразователи напряжения: схемы, принципы работы и улучшение характеристик

В данной схеме ИМЭ выполняет функции и трансформатора, и выходного дросселя, что позволяет упростить конструкцию и улучшить характеристики преобразователя.

Заключение

DC-DC преобразователи напряжения, в частности полумостовые топологии, широко применяются в современной электронике. Однако при работе в широком диапазоне напряжений они могут сталкиваться с рядом проблем. Для улучшения характеристик преобразователей применяются различные методы, включая использование синхронных выпрямителей, резонансных схем, оптимизацию магнитопроводов и применение интегрированных магнитных элементов.

Правильный выбор топологии и методов улучшения характеристик позволяет создавать эффективные и надежные DC-DC преобразователи для широкого спектра применений — от портативной электроники до промышленных систем электропитания.

К вопросу построения мощных DC-DC преобразователей напряжения, питающихся от низковольтных сетей

Мощный DC-DC преобразователь напряжения, работающий от низковольтного (10-50 В) источника питания (аккумуляторные батареи, водородные источники питания и т. д.), преобразует энергию постоянного тока с уровнем в сотни ампер. Не трудно убедиться, что в таких случаях статические потери энергии в полупроводниковых элементах преобразователя напряжения существенно, часто на порядок, превышают динамические. Таким образом, силовая схема преобразователя напряжения должна содержать минимальное количество последовательно включенных в цепь потребляемого тока силовых полупроводниковых приборов. Как правило, это однотактные схемы либо двухтактная схема с выводом нулевой точки первичной обмотки силового трансформатора.

Схема DC-DC преобразователя напряжения, построенного на базе известного инвертора со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора, представлена на рис. 1. В схеме для наглядности выделены индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора. Особенностью данной схемы, а также преобразователей напряжения, построенных на базе однотакт-ных схем, является необходимость вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора на этапах проводимости силовых транзисторов.

Рис. 1. Схема DC-DC преобразователя  напряжения

Для вывода энергии индуктивностей рассеивания в схеме необходимы дополнительные элементы. Если такой вывод энергии не обеспечивается, то ЭДС самоиндукции индуктивности рассеивания трансформатора при запирании силового транзистора схемы может вызвать на нем бросок напряжения, что приведет данный прибор к выходу из строя.

Простейшие устройства, обеспечивающие ограничение напряжения на силовых транзисторах, — это RCD-цепочки, показанные на рис. 1. Помимо ограничения напряжения на силовых транзисторах они снижают потери энергии в транзисторах на этапе выключения, что при низковольтном питании не столь актуально.

Энергия, выводимая из индуктивностей рассеивания в силовые конденсаторы C1, C2, при очередном включении силовых транзисторов VS1, VS2 рассеивается в токоограничивающих резисторах R1, R2, что существенно (как будет показано ниже) снижает КПД устройства.

Режим работы RCD-цепочек, а соответственно, и уровень напряжения на силовых конденсаторах C1, C2 и силовых транзисторах VS1, VS2, в немалой степени зависит от режима работы инвертора, в частности, от коэффициента заполнения ключей, тока нагрузки и т. д. Не вдаваясь в подробности, укажем, что в зависимости от режима работы схемы наибольшее значение напряжения на силовых транзисторах схемы может значительно превышать удвоенную величину напряжения питания. Последнее заставляет использовать в схеме силовые транзисторы с повышенным допустимым напряжением и, как следствие, с увеличенным падением напряжения на силовом транзисторе в проводящем состоянии, что снижает КПД схемы.

Не проводя детального анализа работы схемы, можно оценить соответствующую мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках. Соответственно, эта мощность в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов, может быть приближенно оценена как

где введены следующие обозначения: I_н‘ — ток нагрузки, пересчитанный в первичную обмотку (принимается, что

(1а)

где U_{C MAX}— максимальное напряжение на силовых конденсаторах C1 и C2, E— величина напряжения питания.

Для оценки потерь в RCD-цепочках в соответствии с уровнем тока, частотой и индуктивностями рассеивания силового трансформатора (то есть конструкции трансформатора) необходимо получить зависимость величины индуктивностей рассеивания силового трансформатора от параметров схемы (в упрощенном варианте это могут быть частота, установленная мощность силового трансформатора, величина тока или величина напряжения).

С помощью известных методик расчета силового трансформатора [1, 2], выбрав материал для сердечника и обмоток, можно приближенно оценить величину индуктивности рассеивания обмоток. С учетом материала сердечника (феррит 2000 НМ) и обмоток (медь), конструкции силового трансформатора (броневой) были построены зависимости суммарной индуктивности рассеивания обмоток трансформатора L_{S 1}+L_S3‘ = L_sσ, пересчитанной к первичной обмотке (предполагается, что обмотки несекционированные) от установленной мощности силового трансформатора (S) для трех рабочих частот трансформатора (10, 20 и 30 кГц) для напряжений питания 24 и 12 В (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания силового трансформатора от его установленной мощности: а) E = 24 В, б) E = 12 В

Имея зависимости рис. 2, можно оценить мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках (P_rcd), через установленную мощность силового трансформатора (S). Далее полагаем, что мощность, передаваемая в нагрузку преобразователем напряжения (P), и установленная мощность силового трансформатора связаны известным соотношением

S = Pxk_схемы (2)

где k_схемы— коэффициент, зависящий от схемы и режима работы преобразователя напряжения [3, 4]. КПД преобразователя напряжения (определяемый в предположении, что единственными потерями являются потери, рассеиваемые в RCD-цепочках) равен:

(3)

Можно считать, что расчетная максимальная индукция в сердечнике B(S, f), определяемая рабочей частотой и установленной мощностью силового трансформатора (при принятых для силового трансформатора конструкции и геометрических соотношениях), задает число витков первичной обмотки ω₁ через напряжение на первичной обмотке. Предположим, что режимом с максимальной вольт-секундной площадью будет режим с напряжением на первичных обмотках в форме меандра с периодом, равным T (где T— период работы схемы), и амплитудой, которую можно считать равной напряжению питания E. Тогда можно записать:

(4)

где S_с(S, f) — площадь сечения сердечника, B(S, f) — максимальная индукция в сердечнике. Таким образом, в силу известной приближенной формулы расчета индуктивностей рассеивания [1,2], для суммарной индуктивности рассеивания, пересчитанной к первичной обмотке,

(5)

где k — коэффициент пропорциональности, l_об (S, f) — средняя длина витка обмотки.

Приняв, что КПД преобразователя напряжения определяется только потерями в RCD-цепочках, считая коммутации пренебрежимо малыми, токи обмоток и напряжения на обмотках имеющими прямоугольную форму, ток вторичной обмотки и напряжения на обмотках не имеющими пауз, можно считать, что приведенный к первичной обмотке ток нагрузки преобразователя напряжения равен

(6)

Тогда, пользуясь оценкой мощности, проходящей через индуктивности рассеивания, приведенной выше, можно оценить мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2, подставляя вместо (L_S1+L_S3‘) суммарную индуктивность рассеивания силового трансформатора L_Sσ:

Таким образом, в пределах сделанных предположений, P_RCD не зависит от E.

На рис. 3а приведены полученные зависимости мощности P_RCD для частот 10, 20 и 30 кГц от установленной мощности силового трансформатора. На рис. 3б показаны соответствующие оценки для КПД преобразователя η_RCD.

Рис. 3. Зависимость PRCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности силового трансформатора

Зависимости, приведенные на рис. 3, позволяют сделать вывод о неперспективности применения защитных RCD-цепей в мощных преобразователях напряжения с низковольтным питанием. На практике преобразователи напряжения, выполненные по схеме рис. 1, мощностью более нескольких сотен ватт не применяются.

Естественным решением, расширяющим области применения аналогичных преобразователей напряжения, является вывод энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, в питающую сеть либо в нагрузку. Вывод энергии индуктивностей рассеивания в источник питания имеет то преимущество, что передаваемая таким путем мощность может варьироваться в широких пределах независимо от величины нагрузки преобразователя напряжения. Кроме того, вывод этой энергии в питающую сеть обеспечивается гораздо более простым схемным решением. На рис. 4 показана схема, реализующая указанный принцип. Энергия, накапливаемая в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором во всех режимах работы близко к двойному напряжению питания, всегда оставаясь несколько больше его. При этом максимальные напряжения на силовых транзисторах жестко ограничены напряжением на силовом конденсаторе C1.

Рис. 4. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания

Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 на требуемом уровне обеспечивается за счет работы регулятора первого рода, выполненного на силовом транзисторе VS3, диоде VD3 и дросселе L1. Установленная мощность регулятора первого рода, естественно, меньше установленной мощности основного преобразователя напряжения и определяется энергией, выводимой из индуктивностей рассеивания силового трансформатора.

Оценим мощность, на которую должен быть рассчитан регулятор первого рода, при допущении, что все полупроводниковые элементы схемы — идеальные ключи, потери энергии в элементах схемы отсутствуют.

Эквивалентная схема для этапа вывода энергии из индуктивностей рассеивания в силовой конденсатор C1 изображена на рис. 5. Эта схема справедлива при условии малых пульсаций напряжения на силовом конденсаторе C1. Тогда напряжение на силовом конденсаторе U_C может быть принято постоянным, а конденсатор C1 эквивалентно заменен источником напряжения, равным U_C. Кроме того, предполагаем, что выходной выпрямитель за счет индуктивности в нагрузке стягивается в точку на всем интервале вывода энергии. При этом выводимая энергия будет наибольшей.

Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания

Энергию, выводимую в силовой конденсатор, можно представить как сумму энергии, накопленной к этому времени в индуктивностях рассеивания, и энергии, потребленной от источника питания на этапе вывода энергии в силовой конденсатор. Пренебрегая током индуктивности намагничивания, можно считать, что ток индуктивностей рассеивания спадает от величины I_н‘ до нуля линейно. Обозначая время спада тока как t_сп, можно записать:

(8)

Мощность, потребляемая от источника питания, за время вывода энергии из индуктивностей рассеивания равна:

(9)

Накопленная к моменту запирания силового транзистора в индуктивностях рассеивания энергия может быть оценена следующим образом:

(10)

С учетом выражений (9) и (10) мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, равна:

(11)

где f— частота работы преобразователя напряжения.

При U_C= 2xE мощность P_вспом= 2xfxL_Sσx (I_н‘)², при большем U_C мощность P_вспомменьше.

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 за один цикл вывода энергии из индуктивностей рассеивания может быть оценено из условия, что вся выводимая энергия накапливается в конденсаторе и на интервале вывода передача энергии вспомогательным преобразователем пренебрежимо мала.

Приращение энергии в силовом конденсаторе δ W_Cравно

где AU_C — приращение напряжения на силовом конденсаторе С1. Тогда

(13)

На рис. 6 показаны зависимости мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при U_C ≈2xE.

Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем напряжения, от установленной мощности силового трансформатора (при UC ≈ 2xE)

Для проверки эффективности приведенной выше схемы со вспомогательным преобразователем было проведено моделирование ее работы в системе моделирования MicroCap.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В модели силового трансформатора, рассчитанного по указанной выше методике, учтены индуктивности рассеивания и индуктивность намагничивания. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь напряжения построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). По результатам моделирования КПД схемы — 96%. Полученный КПД, в отличие от η_RCD (3), учитывает также потери в полупроводниковых элементах схемы.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 285 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 324 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

На рис. 7 показаны полученные при моделировании осциллограммы. Преобразователь напряжения работает в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов основного преобразователя напряжения (коэффициент заполнения равен 0,87).

Рис. 7. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем

Моделирование показало, что включение ключа в одном из плеч схемы в то время, как в противоположном плече ток еще не спал, существенно замедляет спад этого тока, а также нарастание тока во включившейся обмотке. Это объясняется трансформацией напряжения на включившейся обмотке в противоположное плечо и трансформацией тока в обмотку включившегося плеча из обмотки противоположного. Поэтому предпочтительно включать ключевой прибор в одном из плеч не раньше, чем в противоположном плече ток спадет до достаточно малой величины.

Очевидно, что при уменьшении индуктивности рассеивания трансформатора снижается мощность вспомогательного источника питания, уменьшается длительность коммутации, что повышает КПД схемы и позволяет реализовать ее работу на более высокой частоте. Широко известным методом снижения индуктивности рассеивания является применение в силовом трансформаторе секционированных обмоток. На рис. 8 показаны зависимости суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при Е = 24 В для силового трансформатора с несекциониро-ванной обмоткой (аналогично рассматриваемому выше), рассчитанного на рабочую частоту 30 кГц, и для трансформаторов с секционированной обмоткой при числе элементов обмоток, равном двум [2], которые рассчитаны на частоты 30 и 50 кГц.

Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности силового трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для силового трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)

Следует заметить, что конструктивно выполнение мощного высокочастотного силового трансформатора с низковольтными (сильноточными) обмотками достаточно сложная задача.

Обычно сильноточные обмотки такого трансформатора выполняются в виде пластин с эффективной поверхностью охлаждения, часто обдуваемых с помощью внешнего вентилятора. В таких силовых трансформаторах организация дополнительного силового вывода либо организация секционирования обмоток практически не усложняет его конструкцию, а следовательно, секционирование обмоток, несомненно, перспективно в этих применениях.

На рис. 9 приведены полученные при моделировании схемы с трансформатором с секционированными обмотками осциллограммы.

Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем. Применен силовой трансформатор с секционированными обмотками

Снижение индуктивностей рассеивания предоставляет возможность сократить длительность интервалов коммутации, что в свою очередь позволяет реализовать работу преобразователя напряжения на большей частоте.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 50 кГц, вспомогательного преобразователя — 100 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1700 Вт. По результатам моделирования КПД схемы достигает 97%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем, — 77 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 97 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования здесь также может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

Недостатком рассмотренной выше схемы со вспомогательным преобразователем является то, что на интервале спада тока в обмотке этот ток протекает через источник питания Е. Вследствие чего энергия, которая поступает во вспомогательный преобразователь после каждого запирания транзистора основного преобразователя напряжения, оказывается больше, чем энергия, накопленная в индуктивности рассеивания силового трансформатора перед запиранием силового транзистора. Если исключить из контура протекания тока обмотки источник питания на интервале спада тока, то энергия, выводимая в источник  питания, уменьшится, то есть уменьшится мощность вспомогательного преобразователя. Схема с таким включением вспомогательного преобразователя показана на рис. 10. Уменьшение мощности вспомогательного преобразователя ведет к снижению стоимости и массо-габаритных показателей его элементов, упрощению его конструкции.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

В схеме на рис. 10 энергия из индуктивностей рассеивания выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором U*_c несколько больше Е. C1 заряжен таким образом, что вывод отрицательной полярности подключен к средней точке силового трансформатора. Предполагается, что пульсации напряжения на C1 пренебрежимо малы по сравнению с величиной напряжения на C1. Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 осуществляется за счет регулятора третьего рода, включающего силовой транзистор VS3, диод VD3 и дроссель L1.

В предыдущей схеме (рис. 4) ток в обмотке силового трансформатора спадал под действием напряжения, равного разности напряжения на входном силовом конденсаторе вспомогательного преобразователя (C1 на рис. 4) и напряжения питания. Эта разность несколько превышала Е. В схеме на рис. 10 ток спадает под действием напряжения, равного напряжению на входном конденсаторе вспомогательного преобразователя, которое в этой схеме несколько превышает Е. Таким образом, скорости спада тока в индуктивностях рассеивания в данных схемах, при одинаковых величинах самих ин-дуктивностей рассеивания, очевидно, равны. Однако ток обмотки на этапе спада в схеме рис. 10 не протекает через источник питания Е. В эквивалентной схеме на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания, в отличие от рис. 5, необходимо учитывать лишь напряжение U*_c. В соответствии со сказанным, W* _потр = 0.

Для мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, можно получить:

P*_вспом= 2xfxW*_нак= fxL_Sσx(I_н‘)². (14)

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 в схеме рис. 10 может быть оценено следующим образом:

(15)

Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при применении таких же трансформаторов, что и для условий рис. 6, приведена на рис. 11. Как видно из (11) и (14), с учетом U_c≈2xE, эта мощность в два раза меньше мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, для условий рис. 6.

Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности

Было проведено моделирование в системе MicroCap работы преобразователя напряжения, построенного по схеме рис. 10.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 также использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преоб разователь построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). Параметры силового трансформатора соответствуют трансформатору с несекционированными обмотками. По результатам моделирования КПД схемы — 96%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 157 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 162 Вт.

На рис. 12 показаны полученные при моделировании осциллограммы.

Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

Выше были описаны возможные пути решения проблемы, возникающей при разработке схем ключевых преобразователей напряжения с выводом нулевой точки трансформатора — необходимости вывода энергии из индуктивностей рассеивания силового трансформатора. Требование повышения КПД преобразователя напряжения делает логичным обеспечение вывода этой энергии в первичный источник питания взамен ее рассеивания в потери. Расчеты величины данной энергии и мощности, передаваемой вспомогательными преобразователями, проведенные для параметров схем, которые можно считать типичными для современных преобразователей напряжения такого типа, позволяют считать эффективным применение описанного решения.

Схема, рассмотренная здесь второй (рис. 10), позволяет снизить мощность вспомогательного преобразователя, не ухудшая режим преобразователя напряжения по сравнению со схемой рис. 4. Поэтому в большинстве случаев применение такой схемы представляется предпочтительным. Но в силу, например, конструктивных особенностей преобразователя напряжения может оказаться целесообразным применение и схемы рис. 4. Разумеется, приведенные оценки определяются выбранными конструкцией и материалами силовых трансформаторов и могут варьироваться в широких пределах в зависимости от применяемых трансформаторов. Однако можно утверждать, что рассмотренные схемы позволяют в широком диапазоне параметров схем с выводом нулевой точки трансформатора существенно повысить КПД схемы, принципиально улучшить режим работы силовых транзисторов основного преобразователя напряжения, жестко ограничивая максимальное напряжение на них вблизи минимально необходимой величины, требуя при этом применения весьма простого дополнительного преобразователя.

Литература

1. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Советское радио. 1971.
2. Горский А. Н., Русин Ю. С, Иванов Н. Р., Сергеева Л. А. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.: Радио и связь. 1988.
3. Моин В. С. Лаптев Н. Н. Стабилизированный транзисторные преобразователи. М.: Энергия. 1972.
4. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника. 1978.

Улучшение свойств несимметричных полумостовых DC/DC

Несимметричные полумостовые DC/DC-преобразователи напряжения обладают рядом неоспоримых достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превышает U_вх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного назначения. Известно несколько топологий DC/DC-преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга главным образом построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с двумя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на основе удвоителя тока; с интегрированным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].

Недостатки DC/DC-преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком диапазоне входных или выходных напряжений. Эти недостатки значительны, и они сужают возможные области применения DC/DC-преобразователей напряжения, ухудшают надежность и не позволяют увеличить удельную мощность источника питания.

Сравнение DC/DC-преобразователей напряжения с другими схемными решениями

Рассмотрим одну из основных топологий DC/DC-преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).

Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Обратные напряжения без учета знака на силовых диодах D1 и D2 определяются следующим образом:

силовой диод D1: U_D1 = U_вых/(1–D), (1)

силовой диод D2: U_D2 = U_вых/D, (2)

где D — коэффициент заполнения импульсов, под которым понимается отношение длительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.

Принимая обычные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W₂₁ = W₂₂, регулированная характеристика (РХ) DC/DC-преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:

M = Uвых/Uвх = 2×D×(1–D)×n, (3)

где n = W₂₁/W1 = W₂₂/W1, 0 ≤ D ≤ 0,5.

Выбор n выполняется для максимального значения D, которое для идеального случая равно 0,5. Используя (3), получим:

n = M_max/(2×0,5× (1–0,5)) = 2×M_max. (4)

Напряжения на силовых диодах могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):

U_D1 = 4U_вхM_maxD, (5)

U_D2 = 4U_вхM_max(1–D). (6)

При проектировании DC/DC-преобразователей напряжения возможны два предельных случая:

1. U_вх изменяется в широком диапазоне, в то время как U_вых стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной.
2. U_вх практически не изменяется (как, например, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как U_вых может изменяться в широких пределах и зависит от состояния и условий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диод D2 в DC/DC-преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в тяжелом режиме по напряжению, то есть к запертому силовому диоду приложено обратное напряжение, превосходящее выходное в несколько раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диод D2, возрастает при уменьшении D.

Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Такое состояние одного из силовых диодов схемы (возрастание тока и обратного напряжения при уменьшении D) характерно для DC/DC-преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.

Можно сравнить обратные напряжения на силовых диодах DC/DC-преобразователей напряжения с напряжениями на диодах в других известных типах конверторов — прямоходовом и мостовом.

На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодах для трех схем в функции относительного коэффициента PX () для двух случаев: стабилизация U_вых, когда U_вх меняется (рис. 2), и изменение U_вых в широких пределах при постоянном значении U_вх (рис. 3). Параметр = M/M_max, M_max = U_вых/U_вхmin в первом случае и M_max = U_выхmax/U_вх во втором.

Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Как в первом, так и во втором случаях напряжение на силовом диоде D2 в DC/DC-преобразователей напряжения значительно превышает напряжение на диодах в других схемах (рис. 2-3). Последнее является существенным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения — тяжелые условия работы одного из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустимым напряжением. В результате ухудшаются основные параметры преобразователя напряжения.

Вторым серьезным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения является потеря включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:

где

L_s, L_μ — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W₁; С_Т — средняя выходная емкость ключа; I_H — ток нагрузки. Из неравенства следует, что снижение D — уменьшение левой части по сравнению с правой — действительно может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, означает возрастание потерь в ключе Т1.

Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC/DC-преобразователей напряжения, что происходит при снижении D, увеличиваются потери в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодах.

Еще один недостаток DC/DC-преобразователей напряжения заключается в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с удвоенной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых или двухтактных. Поэтому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC/DC-преобразователей напряжения приходится либо увеличивать размеры сглаживающего фильтра, либо увеличивать частоту переключения, что в итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — снижению его удельной мощности.

Возможные решения

В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC/DC-преобразователей напряжения и снижение максимального обратного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC/DC-преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки двух силовых трансформаторов [3]. Этот же подход может быть использован в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диода D2. Результат будет аналогичен тому, что получается в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — обратное напряжение на диоде D2 будет уменьшено.

Недостатком описанного метода является возрастающее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В результате последует неодинаковый нагрев компонентов силовой части и снижение КПД. Кроме того, в токе выходного силового конденсатора появляются скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.

Необходимо упомянуть еще раз об одном техническом решении [4], суть которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и последовательно соединенного с ним силового диода (Т3, D3) (рис. 4).

Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодом на первичной стороне

Авторы этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается непосредственно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обычной схемы DC/DC-преобразователей напряжения длительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента заполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) создает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и повышенное напряжение на выходном силовом диоде (в данном случае D2) не появляется. Недостатками схемы являются потери в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Кроме того, требуется усложненный алгоритм управления всеми ключами схемы.

Строго говоря, схема с тремя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по принципу работы скорее напоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.

Все рассмотренные усовершенствования DC/DC-преобразователей напряжения предполагают структуру преобразователя напряжения неизменной, при этом не происходит смены алгоритма работы ключей при уменьшении или увеличении входного (выходного) напряжения.

Существует другой способ устранения недостатков, присущих DC/DC-преобразователям напряжения Н. Он заключается в создании силовой части, адаптивно реагирующей на изменения, которые происходят на входе или выходе преобразователя напряжения. Идея решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при понижении входного напряжения преобразователя напряжения на короткое время (например, пропадание напряжения на один период сети).

Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Авторы указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение U_вх высокое, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда U_вх снижается и достигает определенного порога, ключ Т включается, при этом в работу вступают диоды D3 и D4.

Уменьшение выходных пульсаций в DC/DC-преобразователях напряжения может быть достигнуто изменением соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (например, W₂₁ и W₂₂ на рис. 1) [6, 7].

Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра изменяется, как показано на рис. 6, где n₁, n₂ — отношение витков W₂₁/W₁ и W₂₂/W₁ соответственно. При n₁ = n₂ пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и возрастают по мере снижения D.

Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нaпряжения

В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:

U_вх(1–D)n₁ = U_вхD_n2,

или n₁/n₂ = D/(1–D). (7)

Равенство (7) означает, что можно добиться нулевых выходных пульсаций для любого заданного значения D, то есть для любого входного или выходного напряжения преобразователя напряжения.

При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n₁ < n₂. Выполняя условие (7), необходимо провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтобы не допустить насыщения его сердечника во всех режимах.

Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания I_μ:

I_c = I_μ + I_Hn₁D — I_hn₂(1–D) = 0.

Откуда имеем:

I = I_Н[(1-D)n₂— Dn₁]. (8)

При W₂₁ = W₂₂, то есть при n = n₁ = n₂, из (8) получим:

I = I_Нn (1–2D). (9)

Сравнение (8) и (9) показывает, что, выполняя неравенство n₁ < n₂ для снижения пульсаций на выходе, необходимо учитывать при этом возрастание тока I для одного и того же значения D. Следовательно, может потребоваться увеличение зазора в сердечнике или изменение начальной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из аморфного сплава или материала Cool M_μ).

Предлагаемые решения

Адаптивная структура выходного каскада DC/DC-преобразователей напряжения может быть использована для другого режима преобразователя напряжения, широко используемого, в частности, в телекоммуникациях. В таком применении DC/DC-преобразователь напряжения является второй ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение изменяется очень слабо.

Более того, кратковременные или продолжительные провалы сетевого напряжения не оказывают влияния на выходное напряжение потребителя, если используется аккумуляторная батарея (АБ).

Выходное напряжение DC/DC-преобразователя напряжения должно изменяться в широких пределах, диктуемых АБ, а если происходят значительные перегрузки или короткое замыкание, U_вых может приближаться к нулю.

Характеристики DC/DC-преобразователя напряжения для случая широкого изменения выходного напряжения показаны на рис. 7.

Рис. 7. Выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения при широком диапазоне изменения выходного напряжения

Управление ключом Т (рис. 5) теперь должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких либо затруднений в преобразователе напряжения с любым построением вторичного каскада, включающего, например, два силовых трансформатора или интегрированный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC/DC-преобразователи напряжения с адаптированной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.

Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки

В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного или выходного напряжений преобразователя напряжения в зависимости от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:

M₁ = U_вых/U_вх = D1(1–D1)n₁₁,

где n₁₁ = (W₂₁+W₂₃)/W1.

Коэффициент заполнения D1 изменяется от возможного максимального значения до минимального, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:

M₂ = D2(1-D2)n₂₂,

где n₂₂ = (W₂2+W₂3)/W₁.

В этом случае D2 изменяется от возможного максимального значения, а когда U_вх возрастает или U_вых уменьшается, напряжение на запертом силовом диоде D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для случая U_вх = сonst можно увидеть на рис. 9.

Рис. 9. Эффективность работы DC/DC-преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const

При определенном значении U_вых (то есть при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при этом происходят скачкообразные изменения D и напряжения на запертом силовом диоде.

Еще одна схема DC/DC-преобразователей напряжения, в которой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.

Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки

Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диода выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного или выходного напряжения. Максимальное значение U_вых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора L_S, емкостью силового конденсатора С_вых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной характеристики к другой.

В публикациях [8, 9, 10] показаны различные технические решения, реализующие адаптивный метод при работе DC/DC-преобразователей напряжения от неизменяющегося постоянного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких пределах.

Экспериментальные результаты

Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся второй ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен первоначально на выходную мощность 850 Вт, а затем на 1000 Вт в той же конструкции.

Диапазон рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети изменяется в пределах 85-300 В при полной мощности в диапазоне напряжений сети 175-300 В и со снижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.

Электрическая схема силовой части DC/DC-преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диода в одном корпусе).

При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTh4003 (t = 40 нс). Диод D3 — STTh3003 (850 Вт) и STTh4003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из аморфного железа MP3310LDG. Выходная характеристика ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от микропроцессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.

Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт

На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диоде D3, когда Т включен (рис. 12а U_вых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б U_вых = 45,5 В). Из осциллограмм можно видеть, насколько полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диоде D3 значительно уменьшается (на осциллограммах снижение произошло на 60 В).

Рис. 12. Напряжение на силовом диоде D3 (схема рис. 8):
а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен;
б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен

Режим работы DC/DC-преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что способствует снижению потерь в силовых компонентах.

Для проверки влияния «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в двух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены следующим образом (рис. 8): W₂₁ = 8, W₂₂ = 5, W₂₃ = 8.

Во втором варианте витки были изменены следующим образом: W₂₁ = 6, W₂₂ = 3, W₂₃ = 10. Эффективные значения пульсаций, полученные с помощью измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.

Таблица 1

Можно видеть, что при любых значениях токов нагрузки и любых уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил значительно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Поэтому с запасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, применяемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n₁ < n₂) увеличен зазор в сердечнике — на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).

На рис. 13 показаны плата DC/DC-преобразователя напряжения в сборке и внешний вид транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.

Рис. 13. Плата DC/DC-преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе

В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм³ (габаритные размеры 84×86×300 мм).

Выводы

Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диода и ключа позволяет улучшить все свойства DC/DC-преобразователей напряжения при изменении не только входного, но и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть использована при любой выходной топологии DC/DC-преобразователей напряжения. Эффективным средством снижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC/DC-преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

1. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: «Техносфера». 2005.
2. Korotkov S., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Small-Signal Modeling of Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC-DC Converter». APEG. 1995.
3. Miftakhutdinov R., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Modified Asymmetrical ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 1999.
4. Mao H, Deng S., Abu-Qahoug Y. A., Batarseh I. A Modified ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 2004.
5. Yang B., Xu P., Lee F. Range Winding for Wide Input Range Front End DC/DC Converter. APEG. 2001.
6. Korotkov S., Meleshin V., Miftakhutdinov R., Fraidlin S. Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC/DC Converter: Steady-State Analysis. An Analysis of Switching Processes. Telescon. 1997.
7. Eberle W., Han Y., Lin Y.-F., Ye S. An Ocrall Study of the Asymmetrical Half-Bridge with Unbalanced Transformer Turns under Current Mode Control. APEG. 2004.
8. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2004127696/09 (030 159). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
9. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2005 103939/09 (005 186). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
10. Meleshin V., Ovchinnikov D. Improved Asym-metrical Half-Bridge Converters. PEDS 2005.

Dc dc преобразователь. устройство и принцип работы основных схем

Глава 2 — Ограничения проектирования boost преобразователя

Выходное напряжение не должно превышать входное более, чем в 3…4 раза.
Тут наверняка набегут специалисты и расскажут, как они в часах на ИН-12 с помощью MC34063 повышали напряжение boost-ом из +5В аж в целых +180В! Это конечно замечательно, но давайте прикинем коэффициент заполнения для данного случая, чтобы поднять напряжение из 5В в 180В надо заставить работать преобразователь при коэффициенте около 0,972(!). Думаю не надо рассказывать, что это плохая идея, что на большой частоте переходные процесс при коммутации транзисторов будут иметь сопоставимую длительность, а может даже и большую.
Так же при таком коэффициенте заполнения получается, что транзистор открыт почти всегда, а значит через него протекает ток и мы получаем максимально возможное значение статических потерь, а значит и низкий КПД.
К чему это собственно ведет… на малой мощности (тот самый случай с mc34063) гарантирована нестабильная работа, низкая надежность, пульсации тока и низкий КПД в совокупности с повышенным нагревом силовых элементов

На большой мощности — бабах.
Для примера обратите внимание на PFC, все они работают при соотношение максимум 1:4, а именно тот самый универсальный вход 85…265VAC или же стабилизатор напряжения с их 90…310VAC. Так же в качестве примера можно рассмотреть сетевые инверторы с MPPT, там при выходе 800В на вход подается 200…600VDC, то есть соотношение 1:4;

Напряжение на транзисторе

Данное ограничение тесно связано с тезисом о соотношение выше и вот почему… Транзистор VT1 должен иметь напряжение сток-исток равное минимум выходному напряжению, а в реальных устройствах иметь еще и запас хотя бы 20% на пульсации. Высоковольтные ключи имеют большое сопротивление канала, а при большом соотношении напряжений и ток на входе будет очень большим, что приведет к большим потерям на транзисторе;

Напряжение диода. Если внимательно посмотреть на схему преобразователя, то станет понятно, что к диоду VD1 прикладывается напряжение равное выходному, то есть если у вас выход 400В, то и диод должен выдерживать эти 400В.
В связи с этим у данной топологии есть интересный «плюс», т.к. диод высоковольтный и в нем протекает ток в разы ниже, чем ток через транзистор, то во многих решениях применение диода Шоттки или SiC-диода позволит получить меньшие потери, чем применение синхронной топологии (полумост на транзисторах). Это касается решений с выходом от 200В и более, а синхронный вариант топологии в основном актуален лишь до напряжения около 100В;

Напряжение конденсаторов. Вроде очевидный момент, но на всякий случай уточню — выходной конденсатор должен выдерживать напряжение равное выходному, что во многих задачах, где применяют boost может составлять и 400, и 800 и даже 1500VDC.

Примеры повышателей

XL4016

Рассмотрим 4 модели, которые у меня есть в наличии. Тратить время на фото не стал, взял и продавцов.

Характеристики.

У меня большой опыт работы с китайскими товарами, большинство из них сразу имеют недостатки. Перед эксплуатацией их осматриваю и дорабатываю для увеличения надежности всей конструкции. В основном это проблемы сборки, которые возникают при быстрой сборке  изделий.  Дорабатываю светодиодные прожекторы, лампы для дома, автомобильные лампы ближнего и дальнего света, контроллеры для управления дневными ходовыми огнями ДХО. Рекомендую это делать всем, за минимум потраченного времени срок службы можно увеличить вдвое.

Реальная мощность зависит от режима, в спецификациях указывают максимальную. Характеристики конечно у каждого производителя будут отличаться, они ставят разные диоды, дроссель мотают проводом разной толщины.

Схема dc-dc преобразователя

На главную страницу

   Это DC-DC преобразователь напряжения с 5-13 В на входе, до 12 В выходного постоянного тока 1,5 А. Преобразователь получает меньшее напряжение и дает более высокое на  выходе, чтобы использовать там где есть напряжение меньшее требуемых 12 вольт. Часто он используется для увеличения напряжения имеющихся батареек. Это по сути интегральный DC-DC конвертер. Для примера: есть литий-ионный аккумулятор 3,7 В, и его напряжение с помощью данной схемы можно изменить, чтобы обеспечить необходимые 12 В на 1,5 А.
Схема DC-DC преобразователя на MC34063A
   Преобразователь легко построить самостоятельно. Основным компонентом является микросхема MC34063, которая состоит из источника опорного напряжения (температурно-компенсированного), компаратора, генератора с активным контуром ограничения пикового тока, вентиля (элемент «И»), триггера и мощного выходного ключа с драйвером и требуется только несколько дополнительных электронных компонентов в обвязку для того чтобы он был готов. Эта серия микросхем была специально разработана, чтобы включены их в состав различных преобразователей.
Достоинства микросхемы MC34063A 
Работа от 3 до 40 В входа
Низкий ток в режиме ожидания
Ограничение тока
Выходной ток до 1,5 A
Выходное напряжение регулируемое
Работа в диапазоне частот до 100 кГц
Точность 2%

Описание радиоэлементов

R — Все резисторы 0,25 Вт.

T — TIP31-NPN силовой транзистор. Весь выходной ток проходит через него.

L1 — 100 мкГн ферритовые катушки. Если придётся делать самостоятельно, нужно  приобрести тороидальные ферритовые кольца наружным диаметром  20 мм и внутренним диаметром 10 мм, тоже 10 мм высотой и проволоку 1 — 1,5 мм толщиной на 0,5 метра, и сделать 5 витков на равных расстояниях. Размеры ферритового кольца не слишком критичны

Разница в несколько (1-3 мм) приемлема. 

D — диод Шоттки должен быть использован обязательно

TR — многовитковый переменный резистор, который используется здесь для точной настройки выходного напряжения 12 В. 

C — C1 и C3 полярные конденсаторы, поэтому обратите внимание на это при размещении их на печатной плате.
Список деталей для сборки
Резисторы: R1 = 0.22 ом x1, R2 = 180 ом x1, R3 = 1,5 K x1, R4 = 12K x1
Регулятор: TR1 = 1 кОм, многооборотный 
Транзистор: T1 = TIP31A или TIP31C
Дроссель: L1 = 100 мкГн на ферритовом кольце
Диод: D1 — шоттки 1N5821 (21V — 3A), 1N5822 (28V — 3A) или MBR340 (40В — 3A) 
Конденсаторы: C1 = 100 мкФ / 25V, C2 = 0.001 мкФ , C3 = 2200 мкФ / 25V
Микросхема: MC34063 
Печатная плата 55 x 40 мм  

   Заметим, что необходимо установить небольшой алюминиевый радиатор на транзистор T1 — TIP31, в противном случае этот транзистор может быть поврежден из-за повышенного нагрева, особенно на больших токах нагрузки. Даташит и рисунок печатной платы прилагается

   Схемы блоков питания

Порядок вывода комментариев: По умолчанию Сначала новые Сначала старые 1Дмитрий   (22.02.2016 17:47)
а такая микросхема подойдет mc34063ag

2MAESTRO   (22.02.2016 17:59)

Да, пойдёт.

3Дмитрий   (23.02.2016 15:22)

резистор на 0.22 ом,можно заменить на какой нибудь другой? если да то на какой?

4MAESTRO   (23.02.2016 15:43)

Можно из нескольких по 1 Ому паралллельно составить его.

5Дмитрий   (25.03.2016 07:53)

Прошу помощи или совета: собрал микросхему все работает,выдает 12в, подключаю лампочку на 12в горит, замечательно! Но как только я подсоединяю усилитель НЧ С РАБОЧИМ НАПРЯЖЕНИЕМ 6-18в (ток потребления 60-150 mA )начинает что то пищать, ну пусть бы пищало, только этот писк передается в динамики.да и еще заметил если прибавить звука побольше писк пропадает и в динамиках и в схеме. Не подскажешь в чем может быть проблема или может посоветуешь что нибудь?

6воин2010   (07.04.2016 17:38)
либо конденсатор плохой , либо нужно повысить рассеивающую мощность резисторов , начни с кондюков , их всего 3 , легче и быстрей проверишь. 7воин2010   (10.04.2016 16:00)
вопросик ,собрал схему но выдаёт макс 1.7 вольт , где совершил ошибку подскажите

• Снижение расхода топлива в авто
• Ремонт зарядного 6-12 В
• Солнечная министанция
• Самодельный ламповый
• Фонарики Police
• Генератор ВЧ и НЧ

• 2009-2020, «Электронные схемы самодельных устройств». Электросхемы для самостоятельной сборки радиоэлектронных приборов и конструкций. Полезная информация для начинающих радиолюбителей и профессионалов. Все права защищены.

• Вход
• Почта
• Мобильная версия

DC-DC преобразователи

Преобразователь с задающим генератором-мультивибратором

Для получения выходного напряжения величиной 30…80 В
П. Беляцкий использовал преобразователь с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора с выходным каскадом, нагруженным на индуктивный накопитель энергии — катушку индуктивности (дроссель) L1 (рис. 7).

Рис. 7. Схема преобразователя напряжения с задающим генератором на основе несимметричного мультивибратора.

Устройство работоспособно в диапазоне питающих напряжений 1,0. ..1,5 В и имеет КПД до 75%. В схеме можно применить стандартный дроссель ДМ-0,4-125 или иной с индуктивностью 120.. .200 мкГн.

Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения показан на рис. 8. При подаче на вход каскада управляющих сигналов прямоугольной формы 7777-уровня (5 В) на выходе преобразователя при его питании от источника напряжением 12 В
получено напряжение 250 В
при токе нагрузки 3…5 мА
(сопротивление нагрузки около 100 кОм). Индуктивность дросселя L1 — 1 мГн.

В качестве VT1 можно использовать отечественный транзистор, например, КТ604, КТ605, КТ704Б, КТ940А(Б), КТ969А и др.

Рис. 8. Вариант выполнения выходного каскада преобразователя напряжения.

Рис. 9. Схема выходного каскада преобразователя напряжения.

Аналогичная схема выходного каскада (рис. 9) позволила при питании от источника напряжением 28В
и потребляемом токе 60 мА
получить выходное напряжение 250 В
при токе нагрузки 5 мА
, Индуктивность дросселя — 600 мкГч. Частота управляющих импульсов — 1 кГц.

В зависимости от качества изготовления дросселя на выходе может быть получено напряжение 150…450 В при мощности около 1 Вт и КПД до 75%.

Преобразователь напряжения, выполненный на основе генератора импульсов на микросхеме DA1 КР1006ВИ1, усилителя на основе полевого транзистора VT1 и индуктивного накопителя энергии с выпрямителем и фильтром, показан на рис. 10.

На выходе преобразователя при напряжении питания 9В
и потребляемом токе 80…90 мА
образуется напряжение 400…425 В
. Следует отметить, что величина выходного напряжение не гарантирована — она существенно зависит от способа выполнения катушки индуктивности (дросселя) L1.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с генератором импульсов на микросхеме КР1006ВИ1.

Для получения нужного напряжения проще всего экспериментально подобрать катушку индуктивности для достижения требуемого напряжения или использовать умножитель напряжения.

На XL6009

Стабилизатор преобразователь XL6009

Представитель современных эффективных преобразователей, как и устаревшие модели на LM2596 выпускается с нескольких вариантах, от миниатюрных до  моделей с индикаторами напряжения.

Пример эффективности:

92% при преобразовании 12V в 19V, нагрузка 2А.

В даташите сразу указана схема использования в качестве питания ноутбука в автомобиле от 10V до 30V. Так же на XL6009 легко реализовать двуполярное питания на +24 и -24В. Как у большинства преобразователей КПД снижается, чем выше разница напряжений и больше Ампер.

Типовая схема включения XL6009

Классификация Dc Dc преобразователей

Вообще Dc Dc преобразователи можно разделить на несколько групп.

Понижающий, по английской терминологии step-down или buck

Выходное напряжение этих преобразователей, как правило, ниже входного: без особых потерь на нагрев регулирующего транзистора можно получить напряжение всего несколько вольт при входном напряжении 12…50 В. Выходной ток таких преобразователей зависит от потребности нагрузки, что в свою очередь определяет схемотехнику преобразователя.

Еще одно англоязычное название понижающего преобразователя chopper. Один из вариантов перевода этого слова – прерыватель. В технической литературе понижающий преобразователь иногда так и называют «чоппер». Пока просто запомним этот термин.

Повышающий, по английской терминологии step-up или boost

Выходное напряжение этих преобразователей выше входного. Например, при входном напряжении 5 В на выходе можно получить напряжение до 30 В, причем, возможно его плавное регулирование и стабилизация. Достаточно часто повышающие преобразователи называют бустерами.

Универсальный Dc Dc преобразователь – SEPIC

Выходное напряжение этих преобразователей удерживается на заданном уровне при входном напряжении как выше входного, так и ниже. Рекомендуется в случаях, когда входное напряжение может изменяться в значительных пределах. Например, в автомобиле напряжение аккумулятора может изменяться в пределах 9…14 В, а требуется получить стабильное напряжение 12 В.

Инвертирующий Dc Dc преобразователь — inverting converter

Основной функцией этих преобразователей является получение на выходе напряжения обратной полярности относительно источника питания. Очень удобно в тех случаях, когда требуется двухполярное питание, например для питания ОУ (операционных усилителей).

Все упомянутые преобразователи могут быть стабилизированными или нестабилизированными, выходное напряжение может быть гальванически связано с входным или иметь гальваническую развязку напряжений. Все зависит от конкретного устройства, в котором будет использоваться преобразователь.

Чтобы перейти к дальнейшему рассказу о Dc Dc преобразователях следует хотя бы в общих чертах разобраться с теорией.

Схема устройства

Схема простейшая, в пояснениях не нуждается, заработала сразу, добавлю только, что ферритовое колечко лучше взять от энергосберегающей лампочки – не подведёт, а вместо диода 1N4148 поставить диод Шоттки 1N5817 или 1N5819 – на них меньшее падение напряжения, R2 мощностью 1 Вт.

Замена 9-ти вольтового питающего аккумулятора на аккумулятор напряжением 1,2 вольта удобство фантастическое… НО, где его разместить, опять в штатном отсеке? Это как поменять «шило на мыло». Вот и углядел в защитном кожухе подходящее место и главное прорезь уже есть и внутри её, в продолжении, горизонтальные цилиндрические выемки – как раз под установку контактов.

Приложил аккумулятор – чуть великоват по длине.

Помогла пилка по металлу и напильник, а для того чтобы аккумулятор «не высовывался» по высоте немного срезал буртики имеющейся прорези под углом 45 градусов и он стал по месту.

Ставить дополнительный выключатель не захотел и к уже имеющемуся тандемом решил приспособить дополнительный с самостоятельной функцией отключения «мизинчикового» аккумулятора от преобразователя. Нашёл подходящий, не фиксирующийся выключатель (на фото видно — стоит на  ЖК индикаторе). Сделал под него разметку, благо на плате рядом с кнопкой включения было свободное место и установил.

Подпаял провода и вывел через заднюю стенку наружу корпуса.

Непосредственно к клавише приклеил пластмассовое дополнение в виде овала с резьбовым отверстием и регулировочным винтом внутри его.

Кнопку на место, а винт выставил так, чтобы было необходимое замыкание контакта на дополнительном выключателе при нажатии на его клавишу регулировочным винтом.

Плату с преобразователем поместил в штатный отсек питания, подсоединил, собрал корпус, а к проводам, идущим к новому отсеку питания, припаял соответствующие контакты.

Вот такой вид имеет действующий отсек питания:

Аккумулятор установлен в отведённое место. Мультиметр готов к работе

Обращу внимание на то, что ни в облике мультиметра, ни в порядке действий по его включению ничего не изменилось, а вот функционировать он стал как бы даже пошустрее, ибо получает полноценное питание предписанное изготовителем. Эту статью написал Babay, который никогда не сможет оставить не выключенным дополнительный выключатель))

Схемы блоков питания

Простейший повышающий DC-DC преобразователь

Рубрики:
Своими руками

Yuriy

Здравствуйте, дорогие друзья. Сегодня я хочу поделиться с вами еще одной, гениальной в своей простоте, схемой повышающего DC-DC преобразователя (о первой схеме я писал в статье Простейшая схема питания светодиода от батарейки АА или ААА). Основываясь на этой схеме, я собрал два устройства. Первое устройство я обозвал «Модуль Чаплыгина«. Изображение этого модуля вы видите выше. Второе устройство представляет собой имитацию батареи «Крона«.

Автором приведенной ниже схемы (в несколько измененном виде) является А. Чаплыгин. Смотрите: А. Чаплыгин «ПРОСТОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ», журнал «Радио» №11 2001г.

Двухтактный генератор импульсов, в котором за счет пропорционального токового управления транзисторами существенно уменьшены потери на их переключение и повышен КПД преобразователя, собран на транзисторах VT1 и VT2 (КТ837К). Ток положительной обратной связи протекает через обмотки III и IV трансформатора Т1 и нагрузку, подключенную к конденсатору С2.  Роль диодов, выпрямляющих выходное напряжение, выполняют эмиттерные переходы транзисторов. Особенностью генератора является срыв колебаний при отсутствии нагрузки, что автоматически решает проблему управления питанием. Проще говоря, такой преобразователь будет сам включаться тогда, когда от него потребуется что-нибудь запитать, и выключаться, когда нагрузка будет отключена. То есть, батарея питания может быть постоянно подключена к схеме и практически не расходоваться при отключенной нагрузке! При заданных входном UВx. и выходном UBыx. напряжениях и числе витков обмоток I и II (w1) необходимое число витков обмоток III и IV (w2) с достаточной точностью можно рассчитать по формуле:  w2=w1 (UВых. — UBх. + 0,9)/(UВx — 0,5). Конденсаторы имеют следующие номиналы. С1: 10-100 мкф, 6.3 В. С2: 10-100 мкф, 16 В.

Транзисторы следует выбирать, ориентируясь на допустимые значения тока базы (он не должен быть меньше тока нагрузки!!!) и обратного напряжения эмиттер — база (оно должно быть больше удвоенной разности входного и выходного напряжений!!!).

Модуль Чаплыгина я собрал для того, чтобы сделать устройство для подзарядки своего смартфона в походных условиях, когда смартфон нельзя зарядить от розетки 220 В. Но увы… Максимум, что удалось выжать, используя 8 батареек соединенных параллельно, это около 350-375 мА зарядного тока при 4.75 В. выходного напряжения! Хотя телефон Nokia моей жены удается подзаряжать таким устройством. Без нагрузки мой Модуль Чаплыгина выдает 7 В. при входном напряжении 1.5 В. Он собран на транзисторах КТ837К.

А. Чаплыгин «ПРОСТОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ», журнал «Радио» №11 2001г.

Самодельный импульсный преобразователь напряжения из 1,5 в 9 Вольт для мультиметра

Порядок намотки импульсного трансформатора.

Намотать прокладку на кольцевой сердечник столь малых размеров очень сложно, а мотать провод на голый сердечник неудобно и опасно. Изоляция провода может повредиться об острые грани кольца.
Чтобы предотвратить повреждение изоляции, притупите острые кромки магнитопровода, как описано .

Чтобы во время укладки провода, витки не «разбегались», полезно, покрыть сердечник тонким слоем клея «88Н» и просушить до намотки.

Вначале мотаются вторичные обмотки III и IV (см. схему преобразователя). Их нужно намотать сразу в два провода. Витки можно закрепить клеем, например, «БФ-2» или «БФ-4».

У меня не нашлось подходящего провода, и я вместо провода расчётного диаметра 0,16мм использовал провод диаметром 0,18мм, что привело к образованию второго слоя в несколько витков.

Затем, так же в два провода, мотаются первичные обмотки I и II. Витки первичных обмоток также можно закрепить клеем.

Преобразователь я собрал методом навесного монтажа, предварительно связав х/б нитью транзисторы, конденсаторы и трансформатор.

Вход, выход и общую шину преобразователя вывел гибким многожильным проводом.

Схема двуполярного импульсного преобразователя

Для питания многих электронных устройств требуется источник двухполярного напряжения, обеспечивающий положительное и отрицательное напряжения питания. Схема, приведенная на рис. 11, содержит гораздо меньшее число компонентов, чем аналогичные устройства, благодаря тому, что она одновременно выполняет функции повышающего и инвертирующего индуктивного преобразователя.

Рис. 11. Схема преобразователя с одним индуктивным элементом.

Схема преобразователя (рис. 11) использует новое сочетание основных компонентов и включает в себя генератор четырехфазных импульсов, катушку индуктивности и два транзисторных ключа.

Управляющие импульсы формирует D-триггер (DD1.1). В течение первой фазы импульсов катушка индуктивности L1 запасается энергией через транзисторные ключи VT1 и VT2. В течение второй фазы ключ VT2 размыкается, и энергия передается на шину положительного выходного напряжения.

Во время третьей фазы замыкаются оба ключа, в результате чего катушка индуктивности вновь накапливает энергию. При размыкании ключа VT1 во время заключительной фазы импульсов эта энергия передается на отрицательную шину питания. При поступлении на вход импульсов с частотой 8 кГц схема обеспечивает выходные напряжения ±12 В
. На временной диаграмме (рис. 11, справа) показано формирование управляющих импульсов.

В схеме можно использовать транзисторы КТ315, КТ361.

Преобразователь напряжения (рис. 12) позволяет получить на выходе стабилизированное напряжение 30 В. Напряжение такой величины используется для питания варикапов, а также вакуумных люминесцентных индикаторов.

Рис. 12. Схема преобразователя напряжения с выходным стабилизированным напряжением 30 В.

На микросхеме DA1 типа КР1006ВИ1 по обычной схеме собран задающий генератор, вырабатывающий прямоугольные импульсы с частотой около 40 кГц.

К выходу генератора подключен транзисторный ключ VT1, коммутирующий катушку индуктивности L1. Амплитуда импульсов при коммутации катушки зависит от качества ее изготовления.

Во всяком случае напряжение на ней достигает десятков вольт. Выходное напряжение выпрямляется диодом VD1. К выходу выпрямителя подключен П-образный RC-фильтр и стабилитрон VD2. Напряжение на выходе стабилизатора целиком определяется типом используемого стабилитрона. В качестве «высоковольтного» стабилитрона можно использовать цепочку стабилитронов, имеющих более низкое напряжение стабилизации.

Преобразователь напряжения с индуктивным накопителем энергии, позволяющий поддерживать на выходе стабильное регулируемое напряжение, показан на рис. 13.

Рис. 13. Схема преобразователя напряжения со стабилизацией.

Схема содержит генератор импульсов, двухкаскадный усилитель мощности, индуктивный накопитель энергии, выпрямитель, фильтр, схему стабилизации выходного напряжения. Резистором R6 устанавливают необходимое выходное напряжение в пределах от 30 до 200 В.

Аналоги транзисторов: ВС237В — КТ342А, КТ3102; ВС307В — КТ3107И, BF459—КТ940А.

Простой повышающий преобразователь напряжения dc dc

Устройствами с батарейным питанием сейчас уже никого не удивишь, всевозможных игрушек и гаджетов питающихся от аккумулятора или батарейки найдется с десяток в каждом доме. Между тем, мало кто задумывался над количеством разнообразных преобразователей, которые используются для получения необходимых напряжений или токов от стандартных батарей. Эти самые преобразователи делятся на несколько десятков различных групп, каждая со своими особенностями, однако в данный момент времени мы говорим про понижающие и повышающие преобразователи напряжения, которые чаще всего называются AC/DC и DC/DC преобразователями. В большинстве случаев для построения таких конвертеров используются специализированные микросхемы, позволяющие с минимальным количеством обвязки построить преобразователь определенной топологии, благо микросхем питания на рынке сейчас великое множество.

Рассматривать особенности применения данных микросхем можно бесконечно долго, особенно с учетом целой библиотеки даташитов и аппноутов от производителей, а также бесчисленного числа условно-рекламных обзоров от представителей конкурирующих фирм, каждая из которых старается представить свой продукт наиболее качественным и универсальным. В этот раз мы будем использовать дискретные элементы, на которых соберем несколько простейших повышающих DC/DC преобразователей, служащих для того, чтобы запитать небольшое маломощное устройство, к примеру, светодиод, от 1 батарейки с напряжением 1,5 вольт. Данные преобразователи напряжения можно смело считать проектом выходного дня и рекомендовать для сборки тем, кто делает свои первые шаги в удивительный мир электроники.

Итак, схема первая:

На данной схеме представлен релаксационный автогенератор, представляющий собой блокинг-генератор со встречным включением обмоток трансформатора. Принцип работы данного преобразователя следующий: при включении , ток протекающий через одну из обмоток трансформатора и эмиттерный переход транзистора – открывает его, в результате чего он открывается и больший ток начинает течь через вторую обмотку трансформатора и открытый транзистор. В результате в обмотке, подключенной к базе транзистора наводится ЭДС, запирающая транзистор и ток через него обрывается. В этот момент энергия, запасенная в магнитном поле трансформатора, в результате явления самоиндукции, высвобождается и через светодиод начинает протекать ток, заставляющий его светиться. Затем процесс повторяется.

Компоненты, из которых можно собрать этот простой повышающий преобразователь напряжения, могут быть совершенно различными. Схема, собранная без ошибок, с огромной долей вероятности будет корректно работать. Мы пробовали использовать даже транзистор МП37Б – преобразователь отлично функционирует! Самым сложным является изготовление трансформатора – его надо намотать сдвоенным проводом на ферритовом колечке, при этом количество витков не играет особой роли и находится в диапазоне от 15 до 30. Меньше – не всегда работает, больше – не имеет смысла. Феррит – любой, брать N87 от Epcos не имеет особого смысла, также как и разыскивать M6000НН отечественного производства. Токи в цепи протекают мизерные, поэтому размер колечка может быть очень небольшим, внешнего диаметра в 10 мм будет более чем достаточно. Резистор сопротивлением около 1 килоома (никакой разницы между резисторами номиналом в 750 Ом и 1,5 КОм обнаружено не было). Транзистор желательно выбрать с минимальным напряжением насыщения, чем оно меньше – тем более разряженную батарейку можно использовать. Экспериментально были проверены: МП 37Б, BC337, 2N3904, MPSh20. Светодиод – любой имеющийся, с оговоркой, что мощный многокристальный будет светиться не в полную силу.

Собранное устройство выглядит следующим образом:

Размер платы 15 х 30 мм, и может быть уменьшен до менее чем 1 квадратного сантиметра при использовании SMD-компонентов и достаточно маленького трансформатора. Без нагрузки данная схема не работает.

Вторая схема – это типовой степ-ап преобразователь, выполненный на двух транзисторах. Плюсом данной схемы является то, что при её изготовлении не надо мотать трансформатор, а достаточно взять готовый дроссель, но она содержит больше деталей, чем предыдущая.

Принцип работы сводится к тому, что ток через дроссель периодически прерывается транзистором VT2, а энергия самоиндукции направляется через диод в конденсатор C1 и отдается в нагрузку. Опять же, схема работоспособна с совершенно различными компонентами и номиналами элементов. Транзистор VT1 может быть BC556 или BC327, а VT2 BC546 или BC337, диод VD1 – любой диод Шоттки, например, 1N5818. Конденсатор C1 – любого типа, емкостью от 1 до 33 мкФ, больше не имеет смысла, тем более, что можно и вовсе обойтись без него. Резисторы – мощностью 0,125 или 0,25 Вт (хотя можно поставить и мощные проволочные, ватт эдак на 10, но это скорее расточительство чем необходимость) следующих номиналов: R1 – 750 Ом, R2 – 220 КОм, R3 – 100 КОм. При этом, все номиналы резисторов могут быть совершенно свободно заменены на имеющие в наличии в пределах 10-15% от указанных, на работоспособности правильно собранной схемы это не сказывается, однако влияет на минимальное напряжение, при котором может работать наш преобразователь.

Самая важная деталь – дроссель L1, его номинал также может отличаться от 100 до 470 мкГн (экспериментально проверены номиналы до 1 мГн – схема работает стабильно ), а ток на который он должен быть рассчитан не превышает 100 мА. Светодиод – любой, опять же с учетом того, что выходная мощность схемы весьма невелика.Правильно собранное устройство сразу же начинает работать и не нуждается в настройке.

Напряжение на выходе можно стабилизировать, установив стабилитрон необходимого номинала параллельно конденсатору C1, однако следует помнить, что при подключении потребителя напряжение может проседать и становиться недостаточным. ВНИМАНИЕ! Без нагрузки данная схема может вырабатывать напряжение в десятки или даже сотни вольт! В случае использования без стабилизируещего элемента на выходе, конденсатор C1 окажется заряжен до максимального напряжения, что в случае последующего подключения нагрузки может привести к её выходу из строя!

Преобразователь также выполнен на плате размером 30 х 15 мм, что позволяет прикрепить его на батарейный отсек типа размера AA. Разводка печатной платы выглядит следующим образом:

Обе простые схемы повышающих преобразователей можно сделать своими руками и с успехом применять в походных условиях, например в фонаре или светильнике для освещения палатки, а также в различных электронных самоделках, для которых критично использование минимального количества элементов питания.

Казалось бы, всё просто как бублик: слепили из простых и доступных ингредиентов генератор, присовокупили к нему повышающий трансформатор, мостик, всякие там дела. Вот, собственно, и всё – дело сделано, сказка сказана, можно закрывать тему.

– Но мы же не можем прямо тут. У нас же есть какие-то морально-этические принципы.
– Так сегодня ж понедельник!
– Понедельник, конечно, но не до такой же степени. Поэтому говорить будем много, нудно и обстоя- тельно.

А обсудим мы на этой странице повышающие преобразователи напряжения, не омрачённые такими редко любимыми в радиолюбительских кругах моточными изделиями, как силовые (или импульсные) трансформаторы.

Начнём с устройств, выполненных на цепях диодно-конденсаторных умножителей напряжения.

Рис.1

Простой преобразователь напряжения на одной К561ЛН2-микросхеме с минимальным числом навесных элементов можно собрать по схеме, приведённой на Рис.1. Преобразователь содержит задающий генератор, реализованный на первых двух инверторах КМОП микросхемы DD1, и буферного выходного каскада, предназначенного для увеличения выходного тока преобразователя и выполненного на включённых параллельно оставшихся элементов ИМС.
Диоды VD1, VD2, а так же конденсаторы С2, С3 образуют цепь удвоения напряжения.
При указанных на схеме номиналах элементов – генератор импульсов, работает на частоте 10 кГц. При напряжении питания 10В – выходное напряжение составляет 17В при токе нагрузки 5мА, 16В при токе 10мА, 14,5В при токе 15мА.
Значение КПД и величину выходного напряжения преобразователя можно увеличить за счёт использования в выпрямителе-умножителе напряжения германиевых диодов, либо диодов Шоттки.
А для получения отрицательного выходного напряжения – элементы удвоителя напряжения следует включить в соответствии с правой частью рисунка Рис.1.

Для увеличения мощности повышающих преобразователей между генератором и умножителем вводятся дополнительные биполярные или полевые транзисторы с максимальным допустимым током, превышающим ток нагрузки.

Рис.2

Устройство, представленное на Рис.2, образуют задающий генератор, собранный на логических элементах DD1.1 и DD1.2, буферные ступени DD1.3, DD1.4, усилители тока VT1, VT2 и выпрямитель-удвоитель напряжения на диодах VD1, VD2 и конденсаторах С2, СЗ.
При питании преобразователя от источника постоянного тока напряжением 12 В его выходное напряжение при токе нагрузки 30 мА будет около 22 В (напряжение пульсаций — 18 мВ).
При токе нагрузки 100 мА выходное напряжение уменьшается до 21 В, а при 250 мА — до 19,5 В.
Без нагрузки преобразователь потребляет от источника питания ток не более 2 мА.
Транзисторы VT1 и VT2 преобразователя могут быть любыми из указанных на схеме серий, а также ГТ402В или ГТ402Г, ГТ404В или ГТ404Г. С германиевыми транзисторами выходное напряжение преобразователя будет больше примерно на 1 В.

Для получения больших выходных напряжений применяются схемы преобразователей напряжения с многокаскадными умножителями.

Рис.3

На Рис.3 приведена схема экономичного преобразователя напряжения для питания варикапов, опубликованная в журнале Радио №10, 1984, И. Нечаевым.
«Преобразователь не содержит намоточных деталей, экономичен и прост в налаживании. Устройство состоит из генератора прямоугольных импульсов на микросхеме DD1, умножителя напряжения на диодах VD1-VD6 и конденсаторах СЗ-С8, параметрического стабилизатора напряжения на транзисторах VT1-VT3.
В качестве стабилитронов используются эмиттерные переходы транзисторов. Режим стабилизации наступает при токе 5. 10мкА.
Помимо указанных на схеме, в преобразователе можно использовать микросхемы К176ЛЕ5 и К176ЛА9, транзисторы КТ315, КТ316 с любым буквенным индексом, диоды Д9А, Д9В, Д9Ж. Конденсаторы С1-С7 – КЛС или KM, C8 – К50-6 или К50-3, резисторы МЛТ или ВС.
Налаживание преобразователя сводится к подбору транзисторов VT1 – VT3 с требуемым напряжением стабилизации.
При изменении напряжения питания приёмника от 6,5 до 9В потребляемый преобразователем ток увеличивается с 0,8 до 2,2мА, а выходное напряжение – не более чем на 8. 10мВ.
При необходимости выходное напряжение преобразователя можно повысить, увеличив число звеньев умножителя напряжения и число транзисторов в стабилизаторе».

В последнее время для преобразования напряжения всё чаще применяют импульсные преобразователи с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие преобразователи отличаются высоким КПД и обладают возможностью получения повышенного, пониженного или инвертированного выходного напряжения.
Как это работает?

Рис.4

На рисунке Рис.4 (слева) изображён импульсный повышающий преобразователь напряжения, способный повышать выходное напряжение от напряжения источника питания до величины в десятки раз превышающей его.

При замыкании ключа, выполненного на транзисторе Т, через цепь: источник питания – индуктивность – замкнутый ключ начинает протекать ток. При этом, в связи с явлением самоиндукции, ток через индуктивность не может измениться моментально, так как в это время идёт постепенный запас энергии (ЭДС) в магнитном поле катушки.

При размыкании ключа – ток начинает течь по другому контуру: источник питания-индуктивность-диод-нагрузка. Поскольку источник питания и катушка в этой цепи соединены последовательно, то их ЭДС складываются. Таким образом происходит повышение напряжения.

Величина выходного напряжения подобных преобразователей малопредсказуема и зависит от нескольких факторов: сопротивления нагрузки, добротности катушки, и энергии, которая успела запастись в ней за время замыкания ключа. Именно поэтому напряжение в цепи без нагрузки может достигать значительных величин, порой приводящих к пробою ключевого транзистора.

Так как же регулировать напряжение на выходе таких преобразователей?
Очень просто – запасать в дросселе ровно столько энергии, сколько необходимо для того, чтобы создать необходимое напряжение на нагрузке. Производится это посредством регулировки длительности импульсов открывающих транзистор (временем в течении которого открыт транзистор).

Уровень выходного напряжения преобразователя описывается формулой U_вых = K×U_вх/(1-D), где
D – это величина, обратная скважности, и равная отношению периода времени, когда ключ открыт, к общему периоду импульсного сигнала, управляющего ключевым транзистором, а
К – коэффициент, прямо пропорциональный сопротивлению нагрузки и обратно пропорциональный сопротивлению открытого ключа, а также сопротивлению потерь катушки индуктивности.
У данного типа преобразователей полярность выходного напряжения, совпадает с полярностью входного.

На рисунке Рис.4 (справа) приведена упрощённая схема инвертирующего преобразователя напряжения, имеющего полезное свойство – работать как в режиме понижения напряжения, так и в режиме повышения.
Полярность его выходного напряжения противоположна полярности входного.

Так же как и в предыдущем случае, во время замыкания ключа Т происходит процесс накопления энергии катушкой индуктивности. Диод Д препятствует попаданию напряжению от источника питания в нагрузку.
Когда ключ закрывается, энергия индуктивности начинает перетекать в нагрузку. При этом ЭДС самоиндукции, направлена таким образом, что на концах катушки формируется полярность, противоположная первичному источнику питания. Т. е. на верхнем конце обмотки катушки формируется отрицательный потенциал, на противоположном конце – положительный.

Уровень выходного напряжения равен: U_вых = K×U_вх×D/(1-D).

С теорией завязываем, резко переходим к схемам электрическим принципиальным повышающих преобразователей напряжения с индуктивными накопителями на борту.

Рис.5

На Рис.5 приведена очень простая и красивая схема преобразователя напряжения 1,5 в 15 вольт, содержащая всего 2 транзистора, выполняющих как функцию генератора сигнала, управляющего ключевым транзистором, так и самого ключевого транзистора.
Вот что пишет автор конструкции, приведённой в зарубежном издании.

«В качестве источника используется элемент питания напряжением 1,5 В, а на выходе схемы получается напряжение 15 В. Схема ещё хороша тем, что очень проста для повторения и не имеет дефицитных деталей.
Рассмотрим принцип работы. Итак, при замыкании тумблера SA1 на резисторе R1 возникает падение напряжения. Как следствие, через базу транзистора VT1 потечёт ток и оба транзистора (VT1, VT2) будут находится в открытом состоянии. В начальный момент времени, на коллекторе VT2 будет практически нулевое напряжение и через него и катушку L1 потечет нарастающий ток. Этот ток будет непрерывно увеличиваться пока транзистор VT2 не перейдет в режим насыщения. Следствием это будет увеличение напряжения на коллекторе транзистора VT2, что неизменно приведет к возрастанию напряжения на резисторе R2. В результате, транзистор VT1 закроется, после чего закроется и второй транзистор VT2.
После того, как ток прекратит движение через катушку L1, на коллекторе транзистора VT2 образуется большое положительного напряжения, которое двигаясь через диод Шоттки VD1, будет заряжать конденсатор C1. Стабилитрон VD2 в схеме преобразователя напряжения играет роль ограничителя зарядного напряжения на конденсаторе C1 и поддерживает его на уровне 15 В.
После того, как магнитное поле катушки L1 исчезает, напряжение на транзистора VT2 падает до уровня источника питания, т. е. до 1,5 Вольт. После чего оба транзистора переходят в открытое состояние, а через катушку L1 снова потечет нарастающий ток.
Частота работы устройства около 10 кГц. При исправных деталях и правильном монтаже, простой преобразователь напряжения начинает работать сразу. Допускается замена деталей очень близких по характеристикам».

Много разнообразных преобразователей напряжения реализуется на базе интегрального таймера NE555.

Рис.6

Схема одного из вариантов такого преобразователя приведена на Рис.6. Для получения высоковольтных импульсов он использует накопительный дроссель.
«На таймере DA1 собран генератор импульсов с частотой повторения около 40 кГц (она определяется сопротивлением резисторов R1, R2 и емкостью конденсатора С1). Эти импульсы поступают на транзистор VT1, работающий в режиме переключения. Когда он открыт, в катушке индуктивности L1 накапливается энергия за счет протекающего через VTI тока. Когда транзистор закрывается, на катушке L1 возникает импульс напряжения, амплитуда которого в несколько раз превышает напряжение питания (в авторской конструкции она была около 80 В). Эти импульсы напряжения выпрямляются диодом VD1, а выпрямленное напряжение фильтруется, а затем стабилизируется стабилитроном VD2.
Транзистор VT1 желательно подобрать из числа предназначенных для использования в переключающих схемах. Он, в частности, должен иметь высокое допустимое напряжение коллектор-эмиттер (не ниже 100 В). Высокое обратное допустимое напряжение должен иметь и диод VD1.
Стабилитрон VD2 — малой мощности на требуемое выходное напряжение (в авторской конструкции — на 30 В). Таймер DA1 имеет аналог отечественного производства — КР1006ВИ1. Подробной информации о катушке индуктивности в первоисточнике нет. Отмечается лишь, что она выполнена на незамкнутом броневом магнитопроводе из материала с высокой начальной магнитной проницаемостью медным проводом диаметром 0,1 мм.
При налаживании конструкции может возникнуть необходимость подобрать резистор R3 по наибольшему выпрямленному напряжению».

Рис.7

«Ещё одна схема очень простого преобразователя постоянного напряжения с минимумом элементов, обеспечивающего несколько миллиампер тока напряжением 400. 425В при потребляемом токе 80. 90 мА от источника 9 В, приведена на Рис.7.
На таймере NE555 выполнен мультивибратор на частоту 14 кГц. КПД устройства сильно зависит от добротности катушки индуктивностью 1 мГн.
Дроссель имеет индуктивность 1000мкГн. Толщина провода не столь важна, поскольку выходной ток схемы ничтожный. Такое устройство может быть пригодно для тех приборов, где нужно получить повышенное напряжение, но размеры ограничены».

Достаточно часто приходится видеть устройства преобразователей на NE555 со встроенной схемой стабилизации выходного напряжения. Однако, кто интересуется, тот знает, что импульсные преобразователи со стабилизацией гораздо лучше работают на недорогих микросхемах серии UC384x, которые представляют из себя широтно-импульсные контроллеры и специально спроектированы для работы в преобразователях постоянного напряжения. Схема такого устройства приведена на Рис.8.

Рис.8

L1 намотана на кольце из порошкового железа d=24мм и содержит 24 витка провода диаметром 1мм. Выходная частота работы микросхемы при указанных номиналах элементов работы – 75-80 кГц.

Устройство было изготовлено и довольно подробно протестировано в сравнении с аналогичным преобразователем на микросхеме NE555 уважаемым Александром Сорокиным на странице форума https://www.drive2.ru/c/470856784697885156/.
Вот что пишет автор:

«Стабилизация выходного напряжения на микросхеме UC3845 работает прекрасно во всем диапазоне нагрузок. Напряжение холостого хода в пределах нормы (19.2 вольта для ноутбука), при 10Вт на выходе напряжение 18,94в, при 85Вт 18,8в т.е. просадка всего 0,1в и это прекрасно».

Ну и конечно не следует обходить вниманием специализированные микросхемы, представляющие собой практически готовые повышающие DC-DC преобразователи. Примером такой ИМС является TL499A (Рис.9).

Рис.9

С помощью этого импульсного источника питания можно получить напряжение от 1,5 до 15V при выходном токе до 50мА, для питания портативной аппаратуры от источника напряжением ЗV (два элемента «АА» или один литиевый элемент).
В основе схемы DC/DC конвертор на микросхеме TL499A. У микросхемы есть два входа, в данном случае используется только один – вывод 3, для подачи входного напряжения с целью его повышения.
Кстати, это напряжение не обязательно должно быть ЗV, может быть и 5V, а может быть и 1,5V (при работе от одного гальванического элемента), потому что минимальное входное напряжение микросхемы 1,1V, а максимальное 10V. При этом выходное напряжение поддерживается стабильным.
Установка и стабилизация выходного напряжения происходит при помощи компаратора (вывод 2), наблюдающего за выходным напряжением, которое поступает на него через делитель на резисторах R2 и R3. Подстроечным резистором R2 выставляется уровень выходного напряжения в диапазоне от 1,5 до 15V.

Двухтактный генератор импульсов, в котором за счет пропорционального токового управления транзисторами существенно уменьшены потери на их переключение и повышен КПД преобразователя, собран на транзисторах VT1 и VT2 (КТ837К). Ток положительной обратной связи протекает через обмотки III и IV трансформатора Т1 и нагрузку, подключенную к конденсатору С2. Роль диодов, выпрямляющих выходное напряжение, выполняют эмиттерные переходы транзисторов.

Особенностью генератора является срыв колебаний при отсутствии нагрузки, что автоматически решает проблему управления питанием. Проще говоря, такой преобразователь будет сам включаться тогда, когда от него потребуется что-нибудь запитать, и выключаться, когда нагрузка будет отключена. То есть, батарея питания может быть постоянно подключена к схеме и практически не расходоваться при отключенной нагрузке!

При заданных входном UВx. и выходном UBыx. напряжениях и числе витков обмоток I и II (w1) необходимое число витков обмоток III и IV (w2) с достаточной точностью можно рассчитать по формуле: w2=w1 (UВых. – UBх. + 0,9)/(UВx – 0,5). Конденсаторы имеют следующие номиналы. С1: 10-100 мкф, 6.3 В. С2: 10-100 мкф, 16 В.

Транзисторы следует выбирать, ориентируясь на допустимые значения тока базы ( он не должен быть меньше тока нагрузки. ) и обратного напряжения эмиттер – база ( оно должно быть больше удвоенной разности входного и выходного напряжений. ).

Модуль Чаплыгина я собрал для того, чтобы сделать устройство для подзарядки своего смартфона в походных условиях, когда смартфон нельзя зарядить от розетки 220 В. Но увы. Максимум, что удалось выжать, используя 8 батареек соединенных параллельно, это около 350-375 мА зарядного тока при 4.75 В. выходного напряжения! Хотя телефон Nokia моей жены удается подзаряжать таким устройством. Без нагрузки мой Модуль Чаплыгина выдает 7 В. при входном напряжении 1.5 В. Он собран на транзисторах КТ837К.

На фото выше изображена псевдокрона, которую я использую для питания некоторых своих устройств, требующих 9 В. Внутри корпуса от батареи Крона находится аккумулятор ААА, стерео разъем, через который он заряжается, и преобразователь Чаплыгина. Он собран на транзисторах КТ209.

Трансформатор T1 намотан на кольце 2000НМ размером К7х4х2, обе обмотки наматывают одновременно в два провода. Чтобы не повредить изоляцию об острые наружные и внутренние грани кольца притупите их, скруглив острые края наждачной бумагой. Вначале мотаются обмотки III и IV (см. схему) которые содержат по 28 витков провода диаметром 0,16мм затем, так же в два провода, обмотки I и II которые содержат по 4 витка провода диаметром 0,25мм.

Удачи и успехов всем, кто решится на повторение преобразователя! 🙂

Высоковольтный DC-DC преобразователь своими руками

Схема преобразователя

Изготовление преобразователя

Первый запуск и настройка

Простейший повышающий DC-DC преобразователь

Автором приведенной ниже схемы (в несколько измененном виде) является А. Чаплыгин. Смотрите: А. Чаплыгин «ПРОСТОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ», журнал «Радио» №11 2001г.

Особенностью генератора является срыв колебаний при отсутствии нагрузки, что автоматически решает проблему управления питанием. Проще говоря, такой преобразователь будет сам включаться тогда, когда от него потребуется что-нибудь запитать, и выключаться, когда нагрузка будет отключена. То есть, батарея питания может быть постоянно подключена к схеме и практически не расходоваться при отключенной нагрузке!

При заданных входном UВx. и выходном UBыx. напряжениях и числе витков обмоток I и II (w1) необходимое число витков обмоток III и IV (w2) с достаточной точностью можно рассчитать по формуле:  w2=w1 (UВых. — UBх. + 0,9)/(UВx — 0,5). Конденсаторы имеют следующие номиналы. С1: 10-100 мкф, 6.3 В. С2: 10-100 мкф, 16 В.

Транзисторы следует выбирать, ориентируясь на допустимые значения тока базы (он не должен быть меньше тока нагрузки!!!) и обратного напряжения эмиттер — база (оно должно быть больше удвоенной разности входного и выходного напряжений!!!).

Модуль Чаплыгина я собрал для того, чтобы сделать устройство для подзарядки своего смартфона в походных условиях, когда смартфон нельзя зарядить от розетки 220 В. Но увы… Максимум, что удалось выжать, используя 8 батареек соединенных параллельно, это около 350-375 мА зарядного тока при 4.75 В. выходного напряжения! Хотя телефон Nokia моей жены удается подзаряжать таким устройством. Без нагрузки мой Модуль Чаплыгина выдает 7 В. при входном напряжении 1.5 В. Он собран на транзисторах КТ837К.

Трансформатор T1 намотан на кольце 2000НМ размером К7х4х2, обе обмотки наматывают одновременно в два провода. Чтобы не повредить изоляцию об острые наружные и внутренние грани кольца притупите их, скруглив острые края наждачной бумагой. Вначале мотаются обмотки III и IV (см. схему) которые содержат по 28 витков провода диаметром 0,16мм затем, так же в два провода, обмотки I и II которые содержат по 4 витка провода диаметром 0,25мм.

Удачи и успехов всем, кто решится на повторение преобразователя! 🙂

Первоисточники:

А. Чаплыгин «ПРОСТОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ», журнал «Радио» №11 2001г.

Смотрите также:

Схемы Источников питания — Паятель.Ру

Анализ четырех преобразователей постоянного тока в равновесном состоянии

Эта техническая статья посвящена анализу четырех основных преобразователей постоянного тока (или прерывателей) в равновесии. Для анализа рассматриваются четыре основных преобразователя постоянного тока в постоянный: понижающий преобразователь, повышающий преобразователь, понижающий-повышающий преобразователь и понижающий преобразователь.

Рекомендуемый уровень

Начальный

На основе соотношения напряжения и тока были получены факторы, влияющие на равновесие преобразователя, такие как пульсации напряжения конденсатора и условие баланса второго напряжения катушки индуктивности.

Аналогичный анализ можно провести и для других типов преобразователей. Принципиальная электрическая схема всех основных преобразователей показана на рисунке 1. Они состоят из одних и тех же основных элементов. Строительными блоками этих преобразователей являются источник постоянного тока Vs, нагрузка, диод D, переключатель силовой электроники S, катушка индуктивности L и конденсатор C.

Следует отметить, что любые преобразователи работают в двух различных режимах относительно тока индуктора: в режиме непрерывной проводимости (CCM) и режиме прерывистой проводимости (DCM).Когда ток катушки индуктивности всегда больше нуля, он находится в CCM. Когда средний ток катушки индуктивности слишком низкий из-за высокого сопротивления нагрузки или низкой частоты коммутации, преобразователь находится в режиме постоянного тока.

CCM предпочтительнее для высокоэффективного и эффективного использования полупроводниковых переключателей и пассивных компонентов. DCM требует особого управления, поскольку динамический порядок преобразователя снижается. Таким образом, требуется выяснить минимальное значение индуктора для поддержания ККМ.

Предположим, что катушка индуктивности и конденсатор чистые (т. Е. Без резистивной составляющей). Однако есть еще то, что мы называем приближением малой пульсации. В эффективном преобразователе пульсации выходного напряжения невелики. Предполагается, что нагрузка является резистивной, а постоянная составляющая выходного напряжения не имеет пульсаций, или просто выход постоянного тока имеет фиксированное значение, как показано на рисунке 2, для облегчения анализа.

Итак,

∆V _O = 0 и V _O = V.

Как показано на рис. 3, понижающий преобразователь состоит из источника постоянного тока или выпрямленного переменного тока, двух переключателей, то есть D (диод) и S (могут быть полууправляемыми или полностью управляемыми переключателями силовой электроники), двухполюсного низкого уровня. -проходной фильтр (L и C) и нагрузка.Пусть скважность переключателя S составляет

$$ D \, = \, \ frac {T_ {ON}} {T} $$

где

T = T _ВКЛ + T _ВЫКЛ .

в основном используется в системах приводов постоянного тока, например. электромобили, электротяга и станки.

Эту схему можно изучать в двух разных режимах. Первый режим — это когда переключатель S включен, а второй режим — когда переключатель S выключен. Принципиальные схемы при включенном и выключенном переключателе S приведены на рис.4 и 5 соответственно.

$$ Напряжение \, через \, \, индуктор \, = \, V_ {L} \, = \, L \ frac {dI} {dt} $$, где I = I _C + I _O .

$$ Load \, Current \, = \, I_ {O} = \ frac {V_ {O}} {R} $$

Когда переключатель S включен и применяя закон напряжения Кирхгофа (KVL), мы можем получить,

$$ V_ {S} = V_ {L} + V_ {O} $$

$$ \ Rightarrow V_ {S} \, = \, L \ frac {di} {dt} + V_ {O} \; \; и \; \; V_ {O} = V_ {C}.

Когда переключатель S выключен, KVL на рисунке 5 дает

$$ V_ {L} + V_ {O} = 0 $$

$$ \ Rightarrow V_ {O} \, = \, — L \ frac {di} {dt}. $$

Поскольку выходное напряжение предполагается постоянным в приближении малых пульсаций,

$$ \ Rightarrow L \ frac {di} {dt} \, = \, константа $$

$$ \ Rightarrow \ frac {di} {dt} \, = \, константа $$

$$ \ Угол наклона правой стрелки \, \, \, индуктор \, ток \, равен \, постоянный.

Осциллограммы напряжения и тока в течение периода одного цикла показаны на рис. 6.

Как

$$ V_ {L} = L \ frac {di} {dt}, $$

$$ \ Rightarrow (I_ {max} -I_ {min}) _ {SWITCH-ON} \, = \, \ frac {V_ {S} -V_ {O}} {L} DT $$ [Уравнение 1]

и

$$ (I_ {min} -I_ {max}) _ {SWITCH-OFF} \, = \, — \ frac {V_ {O}} {L} (1-DT) $$

$$ \ Rightarrow Average \, Индуктор \, Ток = \ frac {I_ {max} + I_ {min}} {2} = I $$

Из рис.6, и с точки зрения установившегося состояния, величина приращения тока индуктора во время включения равна уменьшению тока индуктора во время выключения; т.е. $$ \ left | (I_ {max} -I_ {min}) _ {SWITCH-ON} \ right | = \ left | (I_ {max} -I_ {min}) _ {SWITCH-OFF} \ right |. $$

$$ \ Rightarrow | \ frac {V_ {S} -V_ {O}} {L} DT | \, = \, | — \ frac {V_ {O}} {L} (1-DT) | $$

$$ \ Rightarrow V_ {O} \, = \, DV_ {S} $$

В случае понижающего преобразователя выходное напряжение напрямую зависит от рабочего цикла и входного напряжения.{T} V_ {L} dt = 0; $$

$$ \ Rightarrow $$ Область под напряжением индуктора и временем равна нулю. Это называется балансом вольт-сек индуктивности для одного цикла напряжения по отношению ко времени в установившемся состоянии.

$$ \ Rightarrow (V_ {S} -V_ {O}) DT \, — \, V_ {O} (1-DT) = 0 $$

$$ \ Rightarrow V_ {O} = DV_ {s} $$ [Уравнение 2]

Теперь средний ток конденсатора равен нулю для полного цикла из-за баланса заряда конденсатора .{T} \ frac {I_ {C}} {C} dt = 0; $$

Следовательно, общая площадь под кривой тока и времени конденсатора должна быть равна нулю. Это означает, что для полного цикла средний ток конденсатора I _C = 0;

$$ \ Rightarrow I_ {O} \, = \, \ frac {V_ {O}} {R} \, = \, I + I_ {C} = I {;} $$
$$ \ Rightarrow I \ , = \, I_ {O} \, = \, \ frac {V_ {O}} {R} \, = \, \ frac {I_ {max} + I_ {min}} {2} $$ [Уравнение 3 ]

Из уравнений 1 и 3 мы можем получить,

$$ I_ {max} \, = \, DV_ {S} (\ frac {1} {R} \, + \, \ frac {1-D} {2L} T) {;} $$ [Уравнение 4 ]

и

$$ I_ {min} \, = \, DV_ {S} (\ frac {1} {R} \, — \, \ frac {1-D} {2L} T) {;} $$ [Уравнение 5 ]

Ток конденсатора является переменным для постоянного тока катушки индуктивности, как показано на рис.7.

Получается пульсация напряжения в конденсаторе, которая зависит от площади под кривой зависимости тока от времени. {2} $$ [Уравнение 6]

Принципиальная схема повышающего преобразователя представлена ​​на рис.8. Одно из применений повышающего преобразователя — для радаров или систем зажигания.

Эквивалентная схема во время включения и выключения переключателя S показана на Рис. 9 и Рис. 10 соответственно.

Когда переключатель S включен,

В _S = V _L

$$ \ Rightarrow L \ frac {di} {dt} \, = \, V_ {S} \, = \, Constant \, supply \, Voltage $$
$$ \ frac {di} {dt} = constant $$
$$ \ Rightarrow Current \, увеличивается \, с \, постоянным \, наклоном. $$

Когда переключатель S выключен,

$$ \ Rightarrow V_ {S} \, = \, V_ {L} \, + \, V_ {C} $$

$$ \ Rightarrow L \ frac {di} {dt} \, = \, V_ {S} \, — \, V_ {C}; $$

$$ \ Rightarrow \ frac {di} {dt} \, = \, \ frac {(V_ {S} -V_ {C})} {L}.

Теперь ток уменьшается и должен достигнуть значения, равного значению тока на начальном этапе, когда переключатель S только что включен в соответствии с установившейся стабильностью.

Приращение тока при включении

$$ = \, I_ {max} \, — \, I_ {min} \, = \, \ frac {V_ {S}} {L} DT $$ [Уравнение 7]

Уменьшение тока при выключении

$$ = \, I_ {min} \, — \, I_ {max} \, = \, \ frac {V_ {S} \, — \, V_ {C}} {L} (1-D) T $$ [Уравнение 8]

Согласно балансу вольт-сек индуктивности ,

$$ V_ {S} . {2}} {2} TR $$ [Уравнение 14]

Пульсации напряжения на конденсаторе

$$ = ∆V_ {C} = \ frac {∆Q} {C} $$

Где, ∆ Q — заряд, накопленный во время включения.

$$ \ Rightarrow ∆V_ {C} = {DT} \ frac {V_ {O}} {R}. \ Frac {1} {C} $$

$$ \ Rightarrow ∆V_ {C} = \ frac {DTV_ {S}} {(1-D) RC} $$ [Уравнение 15]

Этот преобразователь представляет собой инвертирующий преобразователь постоянного тока в постоянный, т.е. полярность выходного напряжения обратная по сравнению с входным напряжением. Таким образом, это повышающий преобразователь с отрицательным выходом.

Дайте конденсатору полностью зарядиться перед включением переключателя S. Когда переключатель S замкнут, как показано на рис. 13,

-V _S + V _L = 0

$$ \ Rightarrow V_ {S} = V_ {L} = L \ frac {di} {dt} $$

Также,

-V _C + V _O = 0

$$ \ Rightarrow V_ {O} = V_ {C} $$

Теперь, когда переключатель S разомкнут, как показано на рис. 14,

+ V _L + V _C = 0

$$ L \ frac {di} {dt} + V_ {C} = 0 $$
$$ \ frac {di} {dt} = — \ frac {V_ {C}} {L} $$

Осциллограммы напряжения и тока повышающего преобразователя показаны на рис. 15.

Теперь, судя по осциллограммам, приведенным на рис.15,

Когда переключатель S включен,

$$ Rise \, in \, the \, Inductor \, Current = I_ {max} -I_ {min} = \ frac {V_ {S}} {L} DT $$ [Уравнение 16]

А, когда переключатель S выключен,

$$ Fall \, in \, the \, Inductor \, Current = I_ {min} -I_ {max} = — \ frac {V_ {C}} {L} (1-D) T $$ [Уравнение 17 ]

Приравнивая уравнения 16 и 17, мы можем получить,

$$ \ frac {V_ {S}} {L} DT = \ frac {V_ {C}} {L} (1-D) T $$

$$ \ Rightarrow V_ {O} = V_ {C} = \ frac {D} {1-D} V_ {S} $$ [Уравнение 18]
$$ Среднее \, индуктор \, ток = \ frac {I_ {min} + I_ {max}} {2} $$
Поскольку в состоянии отключения нет тока питания,

$$ Вход \, Мощность = P_ {IN} = \ frac {I_ {max} + I_ {min}} {2} DV_ {S} $$

А,

$$ Выход \, Мощность = P_ {OUT} = \ frac {{V_ {O}} ^ {2}} {R} $$

Если нет потери переключения,

P _ВХОД = P _ВЫХОД

$$ \ Rightarrow I_ {max} + I_ {min} = 2D \ frac {V_ {S}} {R (1-D) ^ {2}} $$ [Уравнение 19]

Из уравнений 17 и 19 мы можем получить,
$$ I_ {min} = D \ frac {V_ {S}} {R (1-D) ^ {2}} — \ frac {V_ {S}} { 2L} D $$ [Уравнение 20]

и

$$ I_ {max} = D \ frac {V_ {S}} {R (1-D) ^ {2}} + \ frac {V_ {S}} {2L} DT $$ [Уравнение 21]

Для CCM, I _{мин. {2} TV_ {S}} {(1-D) RC} $$
как}

$$ V_ {O} = \ frac {D} {(1-D)} V_ {S} $$

Примечание:

Когда D <0.5, он действует как понижающий преобразователь или понижающий преобразователь.

Когда D> 0,5, он действует как повышающий преобразователь или повышающий преобразователь.

А когда D = 0,5, входное и выходное напряжения одинаковы, то есть V _O = V _S .

Вот почему повышающе-понижающие преобразователи также называют трансформаторами постоянного тока из-за той же роли, что и в случае с переменным током.

Обсуждаемый выше преобразователь является повышающим преобразователем с отрицательным выходом. Но в некоторых приложениях изменение полярности не допускается.В таких случаях нам потребуется преобразователь с положительным выходом, конфигурационная схема которого приведена ниже:

Преобразователь uk может быть получен путем каскадирования повышающего преобразователя, за которым следует понижающий преобразователь.Он также имеет отрицательную полярность на выходе, как и в случае простого повышающего преобразователя. Но здесь мы предположили, что полярность выхода положительная.

Когда переключатель S включен, цепь сокращается, как показано на рис. 18.

Из Фиг.18,

В _S = V _L

$$ \ Rightarrow \ frac {di} {dt} = \ frac {V_ {S}} {L} $$ (Текущее увеличение)
$$ \ Rightarrow ∆I_ {L} = V_ {S}.\ frac {DT} {L} $$ [Уравнение 22]

Для индуктора L _O ,

V _C + V _Lo + V _O = 0

$$ \ Rightarrow \ frac {dI_ {Lo}} {dt} = — \ frac {1} {L} (V_ {C} + V_ {O}) $$ (текущий прирост)

Если полярности VC и VCO имеют направление, обратное рассматриваемому контуру, и ток должен увеличиваться, ток должен фактически увеличиваться в направлении, противоположном предполагаемому направлению.

Когда переключатель S выключен, схема будет уменьшена до конфигурации, показанной на рисунке 19.

На рис. 19,

-V _S + V _L + V _C = 0

$$ \ Rightarrow \ frac {di} {dt} = \ frac {- (V_ {C} -V_ {S})} {L} $$ (текущее уменьшение)

Для индуктора Lo,
В _Lo -V _Co = 0

$$ \ Rightarrow \ frac {dI_ {Lo}} {dt} = \ frac {V_ {Co}} {L} $$ (текущее уменьшение)

Обратите внимание, что ток фактически уменьшается в противоположном направлении.{(1-D) T} I_ {C} dt = I_ {S} \ frac {(1-D) T} {C} $$ [Уравнение 23]

(As I _C = I _S из Рис.19)

По балансу вольт-сек ,

$$ V_ {S} .DT = (V_ {C} -V_ {S}). (1-D) T $$

$$ \ Rightarrow V_ {C} = \ frac {1} {(1-D)} V_ {S} $$ [Уравнение 24]

А, $$ (V_ {C} + V_ {Co}) DT = -V_ {Co} (1-D) T $$

$$ \ Rightarrow V_ {C} D = -V_ {Co} $$

Из уравнения 23,

$$ \ Rightarrow V_ {Co} = — \ frac {D} {1-D} V_ {S} $$

Также, V _O = -V _Co

$$ V_ {O} = \ frac {D} {(1-D)} V_ {S} $$ [Уравнение 25]

Из условия баланса заряда конденсаторов и из Рис.19,
I _L = I _S и I _Lo = I _O

Теперь предположим, что в преобразователе отсутствуют коммутационные потери,

P _IN = V _S I _S

P _ВЫХОД = V _O I _O

$$ \ Rightarrow V_ {S} I_ {S} = \ frac {D} {1-D} V_ {S} I_ {O} $$

$$ \ Rightarrow I_ {S} = \ frac {D} {(1-D)} I_ {O} $$ [Уравнение 26]

Где $$ I_ {O} = \ frac {V_ {O}} {R} $$

Согласно приближению малой пульсации, рябь, вызванная самой нагрузкой, незначительна.Итак, ∆I _Co = ∆I _Lo .

На рис. {2} R} {2D} T $$

Аналогично из рис.20, для CCM

$$ ∆I_ {Lo} = 2I_ {Loavg} = 2 I_ {O} = 2 \ frac {V_ {O}} {R} $$

Где I _Loavg — средний ток через катушку индуктивности L _O .

As,

$$ ∆I_ {Lo} = DV_ {S} \ frac {T} {L_ {Lo}} $$

$$ \ Rightarrow L_ {Lo_ {min}} = \ frac {(1-D) RT} {2} $$

Если V _C — среднее напряжение конденсатора на C, CCM с рис. 20,

Конденсатор (C) Пульсации напряжения = ∆V _C = 2 В _O = 2 I _O R

Из уравнения 23,

$$ \ Rightarrow \ frac {I_ {S} (1-D) T} {C} = 2I_ {O} R $$

$$ C_ {min} = \ frac {DT} {2R} $$

В СКК с рис.{2} = 2V_ {O} = 2 \ frac {D} {1-D} V_ {S} $$

$$ \ Rightarrow Co_ {min} = \ frac {1} {8R} T $$

Основным преимуществом преобразователя uk является то, что вы можете контролировать постоянный ток как на входе, так и на выходе преобразователя, поскольку он основан на передаче энергии через конденсатор. Он имеет низкие потери при переключении, что делает его более эффективным. Обратной стороной этого преобразователя является то, что он включает в себя большое количество реактивных компонентов (L и C) и сильные токовые нагрузки на компоненты. А поскольку конденсатор C обеспечивает передачу энергии, пульсации тока конденсатора (C) являются высокими.

Универсальный преобразователь постоянного тока в постоянный

Введение: Это простой универсальный преобразователь постоянного тока в постоянный (схема, преобразующая постоянное напряжение в другое постоянное напряжение). Входное напряжение может составлять от 9 до 18 В, а выходное напряжение может быть выбрано по мере необходимости в диапазоне от 3 до 50 В. Выходное напряжение может быть как ниже, так и выше входного. Он подходит для самых разных целей, например, для силового оборудования. (ноутбуки, усилители, портативные телевизоры, USB-устройства на 5В, бытовые приборы на 24В…) от бортовой сети автомобильного аккумулятора 12В или солнечной батареи, зарядка аккумуляторов от солнечных батарей и т. д.
Описание цепи: Инвертор DC / DC построен в топологии интегрированного магнитного инвертора Cuk (в моем статья о преобразователях является топологией F). В качестве схемы управления IO1 используется известный UC3843 (щелкните, чтобы увидеть техническое описание в PDF). В инверторе используется трансформатор (если нужен двойной дроссель) Тр1. У него должен быть коэффициент поворота ровно 1: 1. Он наматывается двумя одинаковыми проводами одновременно на железопорошковый (железная пыль) тороидальный сердечник (кольцо).Подходит желто-белая сердцевина (материал 26) или зелено-синяя сердцевина (материал 52). Оба материала имеют проницаемость 75. Ядра могут быть получены, например, из комплекта поставки ПК. AT или ATX, или от других SMPS или импульсных преобразователей мощности. Диаметр провода, количество витков и размер жилы зависят от выходного напряжения и мощности. Пример тринасформера вы можете увидеть на фотографиях ниже. Выходное напряжение определяется резистором R1. Вы можете рассчитать желаемое выходное напряжение по формуле:
R1 = (U _из — 2.5). 1880 г.
Напряжение в вольтах, сопротивление в Ом. Осторожно — Никогда не включайте питание без R1! Номинальное напряжение C8 и C9 выбирается в соответствии с выходным напряжением. Емкость C1, C2, C6, C8 и C9 можно регулировать в зависимости от желаемой мощности инвертора. C1, C6 и C8 должны быть типа с низким СОЭ. T1 — это низковольтный полевой МОП-транзистор N-типа с минимально возможным сопротивлением в закрытом состоянии. T1 и D1 во время работы воспринимают сумму входного и выходного напряжения и должны иметь номинальное значение не менее 1.В 25 раз больше максимального предполагаемого напряжения. Рабочая частота около 90-95 кГц. Инвертор подходит для мощности от нескольких ватт до десятков ватт. Требуемые параметры должны быть адаптированы к силовым компонентам (D1, T1, Tr1 и электролиты). Для большей мощности также поместите T1 и D1 на радиаторе. R2 определяет порог ограничения тока. Если этот порог выбран в соответствии с используемыми силовыми компонентами и охлаждения, преобразователь DC / DC устойчив к перегрузкам и короткому замыканию.

преобразователь с выходным напряжением 5В.

Испытание преобразователя постоянного / постоянного тока с входным напряжением 12 В, выходным напряжением 5 В и током 3 А, мощностью 15 Вт. T1 — 09N03LA (SMD), D1 — SBL2045CT.

Тестирование преобразователя — входное напряжение 12 В, выходное напряжение 15 В и ток 4 А, выходная мощность 60 Вт.

Тестирование преобразователя постоянного / постоянного тока — входное напряжение 12 В, выходное напряжение 5 В и ток 8 А, выход 40 Вт.T1 = 09N03LA (SMD), D1 = SBL2045CT, R2 = 0R068, C8 = 2x 10 В 4700u

Плата преобразователя DC / DC

Мой трансформатор Тр1 из использованного на фото выше. Он намотан на тороидальный сердечник из желто-белого порошка железа. Имеет 2х24 витка, диаметр проволоки 1мм. Индуктивность каждой обмотки 60 мкГн. Я использовал ядро ​​ATX, с которого раскручивал ненужные обмотки, оставив только эти две.

Добавлен: 4. 12. 2011
дом

Что такое преобразователь постоянного тока в постоянный? — х-инженер.org

Преобразователь постоянного тока — это электрическая система (устройство), которая преобразует источники постоянного тока (DC) с одного уровня напряжения на другой. Другими словами, преобразователь постоянного тока в постоянный принимает входное напряжение постоянного тока и выдает другое напряжение постоянного тока. Выходное напряжение постоянного тока может быть на выше, на или на ниже, чем на , чем входное напряжение постоянного тока. Как следует из названия, преобразователь постоянного тока работает только с источниками постоянного тока (DC), но не с источниками переменного тока.

Преобразователь постоянного тока в постоянный также называется преобразователем постоянного тока , стабилизатором напряжения или .

Изображение: Принцип работы преобразователя постоянного тока в постоянный

Если у нас есть две электрические системы, работающие на разных уровнях напряжения, одна с высоким уровнем (140 В), а другая с низким уровнем (14 В), DC-DC преобразователь может преобразовывать напряжение между ними, с высокого на низкое или с низкого на высокое. Преобразование с одного уровня напряжения на другой рычаг напряжения выполняется с потерями мощности . В зависимости от рабочей точки преобразователя постоянного тока (напряжение и ток) и типа преобразователя КПД может составлять от 75% до 95% или более.

Преобразователь постоянного тока в постоянный ток в электромобиле с аккумуляторной батареей (BEV) используется для преобразования высокого напряжения аккумулятора (например, 400 В) в низкое напряжение постоянного тока (например, 12 В) для обычных нагрузок 12 В (свет, мультимедиа, питание окна и т. д.).

Преобразователь постоянного тока в постоянный — это преобразователь мощности, который преобразует источник постоянного тока (DC) с одного уровня напряжения на другой, временно сохраняя входную энергию и затем высвобождая эту энергию на выход с другим напряжением. Хранение электрической энергии может осуществляться либо в компонентах хранения магнитного поля (индукторы, трансформаторы), либо в компонентах хранения электрического поля (конденсаторы).

КПД преобразователей постоянного тока

Электрическая мощность P [Вт] является произведением между напряжением U [В] и электрическим током I [A] .

Если, например, входное напряжение U _в = 120 В и максимальный ток I _в = 5 А , это будет задайте входную мощность:

Поскольку электрическая мощность сохраняется ( P _из = P _в ), и мы предполагаем что преобразователь DC-DC не имеет потерь (КПД 100%), для выходного напряжения U _out = 14 В , мы можем рассчитать выходной ток как:

В действительности при преобразовании будут возникать некоторые потери, а максимальный выходной ток будет меньше, чем рассчитанный для 100% эффективности.

КПД преобразователя постоянного тока рассчитывается как:

Там есть несколько типов преобразователей постоянного тока в постоянный. Наиболее распространенная классификация основана на соотношении входного и выходного напряжения:

• повышающие преобразователи постоянного тока
• понижающие преобразователи постоянного тока

В повышающем преобразователе постоянного тока , выходное напряжение выше входного.Из-за энергосбережения (если не учитывать потери) выходной ток будет ниже входного.

Изображение: Принцип работы повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный

Для этого примера эффективность повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный составляет:

В понижающем DC-DC преобразователе выходное напряжение ниже входного. Из-за энергосбережения (если не учитывать потери) выходной ток будет выше входного.

Изображение: Принцип работы понижающего преобразователя постоянного тока

Для этого примера эффективность понижающего преобразователя постоянного тока составляет:

Классификация преобразователей постоянного тока в постоянный

Существует несколько типов преобразователей постоянного тока в постоянный. Самая простая форма преобразователя постоянного тока в постоянный — это линейный преобразователь, также называемый линейным регулятором напряжения .

Линейный регулятор напряжения может работать только как понижающий преобразователь постоянного тока в постоянный, что означает, что он будет только понижать более высокий уровень напряжения.Будучи регулятором, он также гарантирует, что выходное напряжение поддерживается на определенном уровне, даже если выходная нагрузка является переменной.

Более эффективным типом преобразователей постоянного тока является импульсный преобразователь постоянного тока . Существует несколько топологий коммутации DC-DC преобразователей, наиболее распространенная из которых представлена ​​на изображении ниже.

Изображение: Классификация преобразователей постоянного тока в постоянный

До импульсных преобразователей постоянного тока в постоянный обычно использовались линейные преобразователи. Линейный стабилизатор напряжения (преобразователь постоянного тока в постоянный) имеет две основные топологии: шунтирующий стабилизатор напряжения и регулятор напряжения серии .В регуляторах напряжения этого типа транзисторы работают в активной области как зависимые источники тока с относительно высокими падениями напряжения при больших токах, рассеивая большое количество энергии. Из-за большой рассеиваемой мощности КПД линейного регулятора напряжения обычно невысокий. Линейные регуляторы обычно тяжелые и большие, но обладают тем преимуществом, что имеют низкий уровень шума и подходят для аудиоприложений.

В _с — напряжение питания (вход)
R ₁ — резистор
R ₂ — нагрузочный резистор (напряжение на его выводе является выходным напряжением)
DZ — стабилитрон
Q — транзистор

Простой шунтирующий стабилизатор напряжения , просто называемый шунтирующим регулятором, представляет собой тип регулятора напряжения, в котором регулирующий компонент шунтирует ток на земля.Шунтирующий регулятор работает, поддерживая постоянное напряжение на своих выводах, и он принимает дополнительный ток для поддержания напряжения на электрической нагрузке. Один из наиболее распространенных элементов шунтирующего регулятора содержит простую схему стабилитрона, в которой стабилитрон играет роль шунтирующего элемента.

Простой последовательный регулятор напряжения , также называемый последовательным регулятором напряжения, является наиболее распространенным подходом для обеспечения окончательного регулирования напряжения в линейно регулируемом источнике питания.Последовательный линейный стабилизатор характеризуется высокими характеристиками выходного напряжения с точки зрения низких пульсаций и шума.

Изображение: Линейный преобразователь постоянного тока в постоянный
Кредит: Microchip

Линейный преобразователь постоянного тока в постоянный преобразует только более высокие напряжения в более низкие. Что касается рассеиваемой мощности, давайте рассмотрим пример. Если входное напряжение составляет 42 В, выходное напряжение 12 В и выходной ток 5 А, рассеиваемая мощность P [Вт] рассчитывается как:

Вся рассеиваемая мощность будет преобразована в тепло.Без надлежащего охлаждения линейный преобразователь постоянного тока в постоянный может перегреться и разрушиться. По этой причине линейные преобразователи постоянного тока в постоянный обычно используются для приложений с низким энергопотреблением.

В импульсных DC-DC преобразователях транзисторы работают как переключатели, что означает, что они рассеивают гораздо меньше энергии, чем транзисторы, работающие как зависимые источники тока. Падение напряжения на транзисторах очень мало, когда они проводят большой ток, а транзисторы проводят почти нулевой ток, когда падение напряжения на них велико.Следовательно, потери проводимости низкие, а КПД импульсных преобразователей высокий, обычно выше 80% или 90%. Однако коммутационные потери снижают эффективность на высоких частотах, чем выше частота коммутации, тем выше потери мощности.

Преобразователи постоянного тока в постоянный импульсного типа имеют более высокий КПД по сравнению с линейными преобразователями, поскольку они не рассеивают мощность непрерывно.

Изображение: Схема понижающего преобразователя постоянного тока

Понижающий преобразователь постоянного тока , также называемый понижающим преобразователем постоянного тока, представляет собой преобразователь питания постоянного тока, который снижает выходное напряжение, одновременно увеличивая выход Текущий.Он состоит как минимум из четырех компонентов:

• силовой транзистор, используемый как переключающий элемент (S)
• выпрямительный диод (D)
• индуктор (L) как элемент накопления энергии
• конденсатор фильтра (C)

Соотношения между входным и выходным напряжением, током и мощностью следующие:

• U _out in
• I _out > I _in
• P _out = P _in — P _Потеря

В электромобилях понижающие преобразователи постоянного тока используются для понижения высокого напряжения основной батареи (например,грамм. 400 В) до более низких значений (12-14 В), необходимых для вспомогательных систем автомобиля (мультимедиа, навигация, радио, освещение, датчики и т. Д.).

Изображение: Схема повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный

Повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный , также называемый повышающим преобразователем постоянного тока в постоянный, представляет собой преобразователь постоянного тока в постоянный, который увеличивает выходное напряжение и снижает выходной ток. Он содержит те же компоненты, что и понижающий преобразователь постоянного тока, но имеет другую топологию.

Соотношения между входным и выходным напряжением, током и мощностью следующие:

• U _out > U _in
• I _out in
• P _out = P _in — P _потеря

В некоторых применениях гибридных электромобилей (HEV) повышающие преобразователи постоянного тока используются для повышения напряжения от аккумулятора с 202 В до 500 В.Напряжение батареи в приложении гибридного электромобиля (HEV) ограничено количеством элементов батареи, подключенных последовательно. Из-за ограниченного пространства количество аккумуляторов ограничено, поэтому ограничено и выходное напряжение. Используя повышающие преобразователи постоянного тока в постоянный, напряжение батареи может быть увеличено до более высокого напряжения, необходимого для электрической машины.

Изображение: Схема DC-DC преобразователя Buck-Boost (инвертирующая топология)

В DC-DC преобразователях Buck выходное напряжение всегда меньше входного.С другой стороны, в преобразователях DC-DC Boost выходное напряжение всегда больше входного. DC-DC преобразователь Buck-Boost сочетает в себе эти два и может иметь выходное напряжение как выше, так и ниже по сравнению с входным напряжением, в зависимости от продолжительности включения, приложенной к переключателю.

Понижающий-повышающий преобразователь постоянного тока с инвертирующей топологией выдает напряжение с противоположной полярностью по сравнению с входным напряжением. Выходное напряжение регулируется функцией рабочего цикла переключающего элемента (транзистора).

Изображение: Схема преобразователя постоянного тока Ćuk

Преобразователь постоянного тока Ćuk — это еще один тип повышающего преобразователя, который выводит ток с нулевой пульсацией. Преобразователь uk можно рассматривать как комбинацию повышающего преобразователя и понижающего преобразователя, имеющую одно переключающее устройство и общий конденсатор для передачи энергии. Подобно повышающему-понижающему преобразователю с инвертирующей топологией, выходное напряжение неизолированного понижающего преобразователя обычно инвертируется с более низкими или более высокими значениями по сравнению с входным напряжением.Обычно в преобразователях постоянного тока в постоянный индуктивность используется в качестве основного элемента накопления энергии, в то время как в преобразователе Жук основным элементом накопления энергии является конденсатор [8].

Изображение: Схема преобразователя постоянного тока SEPIC

Односторонний первично-индукторный преобразователь (SEPIC) постоянного тока преобразователя позволяет электрическому потенциалу (напряжению) на его выходе (U _out ) быть больше или меньше чем входное напряжение (U _в ). Выходной сигнал преобразователя SEPIC DC-DC регулируется рабочим циклом переключателя управления (S).

SEPIC состоит из повышающего преобразователя, за которым следует инвертированный понижающий-повышающий преобразователь, поэтому он аналогичен традиционному понижающе-повышающему преобразователю, но имеет преимущества наличия неинвертированного выхода (выход имеет ту же полярность напряжения, что и входной). ), использующий последовательный конденсатор для передачи энергии от входа к выходу (и, таким образом, может более изящно реагировать на выход короткого замыкания), и способность к истинному отключению: когда переключатель S выключен достаточно, выход (U _из ) падает до 0 В после довольно значительного временного сброса заряда [9].

Изображение: схема преобразователя Zeta DC-DC

Подобно топологии преобразователя постоянного тока в постоянный ток SEPIC, топология преобразователя Zeta DC-DC обеспечивает положительное выходное напряжение от входного напряжения, которое изменяется выше и ниже выходного напряжения. Преобразователю Zeta также требуются две катушки индуктивности и последовательный конденсатор, иногда называемый летающим конденсатором. В отличие от преобразователя SEPIC, который сконфигурирован со стандартным повышающим преобразователем, преобразователь Zeta сконфигурирован из понижающего контроллера, который управляет полевым транзистором PMOS высокого уровня.Конвертер Zeta — еще один вариант для регулирования нерегулируемого источника питания на входе [10].

В преобразователе постоянного тока в постоянный переключающие устройства (S) должны размыкать и замыкать электрическую цепь. Следовательно, они выполняют две роли: как электрический проводник для замыкания цепи, а также как электрический изолятор для размыкания / размыкания цепи. Эта двойная функция определяет, что такое полупроводник: устройство, способное эффективно проводить ток, а также блокировать его.

Полупроводники рассчитаны на максимальное напряжение, с которым они могут работать и при этом вести себя как изолятор, а также на максимальный ток, который может проходить через них без повреждения устройства.Максимально допустимый ток зависит не только от номинала модуля, но и от тепловых свойств полупроводника. Таким образом, в зависимости от упаковки силового модуля и используемого радиатора максимально допустимый ток может варьироваться для одного и того же устройства.

Для автомобильных приложений преобразователь постоянного тока в постоянный должен соответствовать нескольким конструктивным требованиям, например:

• легкий вес
• высокая эффективность
• малый объем
• отклонение электромагнитных помех
• низкая пульсация выходного тока

В следующих статьях мы собираемся обсудить режимы работы DC-DC преобразователей, вывести их математические модели и выполнить моделирование с использованием Scilab / Xcos.

Ссылки :

[1] Али Эмади, Advanced Electric Drive Vehicles, CRC Press Taylor & Francis Group, 2015.
[2] Шереф Сойлу, Моделирование и моделирование электромобилей, IntechOpen, 2011.
[3] Бранко Л. Докич, Бранко Блануша, Преобразователи и регуляторы силовой электроники, 3-е издание, Springer, 2015.
[4] Мариан К. Казимерчук, Силовые преобразователи постоянного тока с широтно-импульсной модуляцией, 2-е издание, Wiley, 2016.
[5] Нараянасвами П.Р. Айер, Силовые электронные преобразователи — Интерактивное моделирование с использованием Simulink, CRC Press, 2018.
[6] Седдик Бача и др., Моделирование и управление силовыми электронными преобразователями с помощью тематических исследований, Springer, 2014.
[7] Эрик Шальц, Проектирование и моделирование электрических транспортных средств, IntechOpen, 2011.
[8] https: // en .wikipedia.org / wiki /% C4% 86uk_converter
[9] https://en.wikipedia.org/wiki/Single-ended_primary-inductor_converter
[10] Джефф Фалин, Проектирование преобразователей постоянного тока в постоянный ток на основе топологии ZETA, Техас Instruments, 2010.

Преобразователь постоянного тока в постоянный — обзор

8.1.6 Контроллер заряда с отслеживанием максимальной мощности

Трекер MPP — это высокочастотный преобразователь постоянного тока в постоянный. Он берет вход постоянного тока, от солнечных панелей в нашем случае, и меняет его на высокочастотный переменный ток, а затем выпрямляет его обратно до другого постоянного напряжения и тока, чтобы точно согласовать панели с батареями. Контроллер MPPT «ищет» точку, где возникает резкий пик (ниже), а затем выполняет преобразование напряжения / тока, чтобы изменить его до точных значений, необходимых для батареи.На самом деле пик всегда будет меняться из-за изменений условий освещения и погоды. Применение MPPT в реальном мире зависит от массива, климата и сезонной нагрузки. Если мы ищем повышение тока, нам нужно условие, при котором Vpp более чем примерно на 1 В выше, чем напряжение батареи. В идеале это наиболее эффективно, когда зимой холодно; из-за высокого энергопотребления в жилых районах будет значительный прирост энергии. В теплую погоду мы не сможем выполнить условие Vpp, если батареи не будут разряжены.Преимущество высокочастотных цепей также может способствовать его недостатку. Эти схемы могут быть спроектированы с использованием трансформаторов с очень высоким КПД и небольших компонентов. Однако, поскольку части схемы работают так же, как радиопередатчик, и «транслируют» сигналы, вызывающие радио- и телевизионные помехи, шумоизоляция и подавление становятся очень важными для высокочастотной схемы. Технология MPPT используется как преимущество в различных условиях окружающей среды из-за разных углов и воздействия солнца.

Алгоритм P&O, также известный как метод «восхождения на холм», очень популярен и чаще всего используется на практике из-за его простоты в алгоритме и простоте реализации. Самая основная форма алгоритма P&O работает следующим образом. Кривая выходной мощности фотоэлектрического модуля является функцией напряжения (кривая P – V) при постоянной освещенности и постоянной температуре модуля, предполагая, что фотоэлектрический модуль работает в точке, удаленной от точки MPP. В этом алгоритме рабочее напряжение фотоэлектрического модуля изменяется с небольшим приращением, и в результате наблюдается изменение мощности P.Если P положительный, то предполагается, что он переместил рабочую точку ближе к MPP. Таким образом, дальнейшие возмущения напряжения в том же направлении должны перемещать рабочую точку в сторону MPP. Если P отрицательно, рабочая точка сместилась от MPP, и направление возмущения должно быть изменено на обратное, чтобы вернуться к MPP. На рис. 8.19 показана блок-схема этого алгоритма.

Рисунок 8.19. Схема.

Сердцем аппаратного обеспечения MPPT является импульсный преобразователь постоянного тока в постоянный.Он широко используется в источниках питания постоянного тока и приводах двигателей постоянного тока с целью преобразования нерегулируемого входного постоянного тока в управляемый выход постоянного тока с желаемым уровнем напряжения. MPPT использует один и тот же преобразователь для другой цели: для регулирования входного напряжения на PV MPP и обеспечения согласования нагрузки для передачи максимальной мощности. На рис. 8.20 показана схема моделирования, а на рис. 8.21 показана усредненная модель понижающего преобразователя. Кодирование алгоритма P&O показано на рис. 8.22. На рис. 8.23 ​​приведены параметры блока управления преобразователем источника напряжения (VSC).Рис. 8.24–8.26 показывает результат моделирования.

Рисунок 8.20. Схема моделирования.

Рисунок 8.21. Схема моделирования средней модели понижающего преобразователя.

Рисунок 8.22. Кодирование алгоритма.

Рисунок 8.23. Параметры блока управления VSC.

Рисунок 8.24. Результат моделирования.

Рисунок 8.25. Выходная мощность.

Рисунок 8.26. Выходное напряжение.

Примечание. Моделирование начинается со стандартных условий испытаний (25 ° C, 1000 Вт / м ² ).

От t = 0 до 0,3 с, рабочий цикл повышающего преобразователя является фиксированным (D = 0,5, как показано на фотоэлектрической панели). Таким образом, результирующее напряжение фотоэлектрической системы равно V = (1 — D) * Vdc = (1 — 0,5) * 500 = 250 В (см. График V_PV на фотоэлектрической осциллографе). Выходная мощность фотоэлектрической матрицы составляет 96 кВт (см. График Pmean), тогда как указанная максимальная мощность при освещенности ² 1000 Вт / м составляет 100,7 кВт. Замечено, что в области сети напряжение и ток фазы A на шине 25 кВ совпадают по фазе (единичный коэффициент мощности).

При t = 0,3 с MPPT включен.Регулятор MPPT начинает регулировать напряжение фотоэлектрической панели, изменяя рабочий цикл для извлечения максимальной мощности. Максимальная мощность (100,7 кВт) достигается при рабочем цикле D = 0,453.

От t = 0,3 до 0,5 с фотоэлектрическая матрица работает в стандартных условиях испытаний (25 ° C, 1000 Вт / м ² ). Рабочий цикл D варьируется от 0,450 до 0,459. Напряжение фотоэлектрического модуля = 273,5 В (Nser * Vmp = 5 * 54,7 = 273,5 В) и средняя мощность = 100,7 кВт, как ожидается из технических характеристик фотоэлектрического модуля.

С t = 0,5 до 1,0 с яркость солнечного излучения снижается с 1000 до 250 Вт / м ² .Можно видеть, что этот тип контроллера MPPT отслеживает максимальную мощность только при постоянной освещенности.

От t = 1,0 до 1,5 с, когда энергетическая освещенность остается постоянной и равна 250 Вт / м ² , рабочий цикл D изменяется от 0,466 до 0,474. Соответствующие фотоэлектрические напряжение и мощность: V_PV = 265 В и Pmean = 24,4 кВт.

От t = 1,5 до 6,0 с солнечное излучение восстанавливается до 1000 Вт / м ² , а затем температура изменяется от 50 до 0 ° C, чтобы наблюдать влияние температуры.Обратите внимание, что максимальная выходная мощность PV (107,5 кВт) достигается при минимальной температуре (0 ° C).

Упрощение определения характеристик преобразователя постоянного тока | Tektronix

Введение