Импульсный понижающий преобразователь напряжения
Всем доброго времени суток! Сегодня начнём серию статей об импульсных источниках питания. Широкое распространение данного типа источников питания связанно со стремлением уменьшить массогабаритные характеристики реактивных элементов: трансформаторов, дросселей и конденсаторов.
Основное отличие импульсных источников питания от линейных (или непрерывного действия) заключается в том, что регулирующий элемент, чаще всего транзистор, работает в ключевом режиме (режиме переключений). То есть большую часть периода работы находится в области отсечки или насыщения, а в активной зоне находится только в момент переключения. Следовательно, средняя за период мощность на рассеиваемая транзисторе будет значительно меньше, чем при работе в линейном режиме. Таким образом, импульсные источники питания по сравнению с линейными имеют более высокий КПД и меньшую массу и размеры.
Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.
Первым типом импульсного источника питания, который мы рассмотрим, будет, понижающий преобразователь напряжения.
Схема импульсного понижающего преобразователя
Импульсный преобразователь понижающего типа, в зарубежной литературе имеет название: chopper, buck converter, step-down converter. Он широко применяется в электронных схемах вместо линейных стабилизаторов, которые при токах более 2…3 А имеют уже значительные размеры и невысокое КПД, при этом имеют сопоставимые габариты и малую массу.
Например, для серии стабилизаторов КР142ЕНХХ, при мощностях рассеивания более 1 Вт необходимо использовать радиатор охлаждения, который при 10 Вт рассеиваемой мощности и 50 ℃ рабочей температуры должен иметь площадь не менее 100 см2.
Из недостатков импульсных преобразователей можно отметить усложнение схемы управления, увеличенный уровень помех и пульсаций напряжения, а также ухудшение динамических характеристик.
Схема понижающего преобразователя представлена ниже
Схема импульсного стабилизатора понижающего типа.
На данной схеме приведены основные элементы понижающего стабилизатора. Входной фильтр CВХ осуществляет фильтрацию входного напряжения, которое подаётся на ключевой элемент, в данном случае биполярный транзистор VT. В момент открытия транзистора VT входное напряжение передается в нагрузку и на увеличение энергии в дросселе L. При размыкании ключа на транзисторе VT в дросселе возникает ЭДС, открывающая диод VD, а на разомкнутом транзисторе возникает напряжение равное ЭДС. Энергия, накопленная в дросселе, частично поступает в нагрузку, создавая на выходном сопротивлении RH некоторое выходное напряжение UВЫХ. Сглаживание пульсаций выходного напряжения, из-за пульсаций тока дросселя, осуществляется конденсатором фильтра СФ.
Наличие схемы управления СУ позволяет получить заданное выходное напряжение на нагрузке и его стабильность. Подключение входа управления к нагрузке осуществляется для получения сигнала рассогласования в цепи обратной связи, а его выхода – к ключевому элементу для управления его включением и выключением.
Стабилизация напряжения на нагрузке осуществляется путём изменения скважности импульсов перед сглаживающим фильтром.
В данной схеме выходное напряжение всегда меньше входного, так как при открытом транзисторе энергия от источника питания передаётся в нагрузку и одновременно накапливается в дросселе и конденсаторе. А при закрытом ключевом транзисторе накопленная энергия в дросселе и конденсаторе фильтра поступает в нагрузку, причем энергия дросселя идёт в нагрузку через диод, называемым разрядным.
В зависимости от параметров схемы импульсный преобразователь может работать в двух режимах работы: режиме непрерывных токов и режиме прерывистых токов, протекающих через дроссель. Рассмотрим их подробнее.
Работа понижающего преобразователя в режиме непрерывных токов дросселя
Цикличность работы импульсного понижающего преобразователя в режиме непрерывных токов дросселя можно описать с помощью следующей диаграммы токов и напряжений
Диаграмма изменений токов и напряжений в импульсном преобразователе напряжения понижающего типа в режиме непрерывных токов дросселя.
При поступлении импульса напряжения со схемы управления СУ происходит открытие транзистора VT (на диаграмме точка t1). Из-за не идеальности диода VD, он не может мгновенно закрыться, поэтому входное напряжение оказывается полностью приложено между выводами коллектор – эмиттер транзистора. Поэтому ток через транзистор возрастает до своего максимального значения IVTMAX. Скорость увеличения данного тока зависит от следующих параметров: скорость роста тока базы транзистора IБ, коэффициента усиления по току h21e и частотных свойств транзистора VT. Существенное влияние оказывают также частотные свойства диода VD, в частности, время рассасывания его неосновных носителей tРАС.VD.
В момент времени t2 начинается уменьшение обратного тока диода до значения IОБР, происходит восстановление обратного сопротивления диода, а ток, протекающий через транзистор ICVT, уменьшается до значения ILmin, а напряжение между выводами коллектор-эмиттер UCE – до напряжения насыщения
В течении длительности импульса напряжения от схемы управления (от точки t2 до точки t3), происходит возрастание тока, протекающего через дроссель от минимального значения
ILmin до максимального ILmax.
При этом напряжение на диоде UVD составит
После того как закончится импульс происходит закрытие транзистора через время рассасывания неосновных носителей в базе tРАС, при этом ток дросселя уменьшается из-за открытия диода VD. При этом ток через дроссель L уменьшается до значения ILmin. Напряжение на транзисторе составит
где UПР – падение напряжения на диоде в открытом состоянии.
Далее цикл работы преобразователя повторяется.
Работа понижающего преобразователя в режиме прерывистых токов дросселя
Работа понижающего преобразователя в режиме прерывистых токов дросселя немного отличается от вышеописанного режима непрерывных токов. Диаграмма работы показана ниже
Диаграмма изменений токов и напряжений в импульсном преобразователе напряжения понижающего типа в режиме прерывистых токов дросселя.
Во время действия импульса рост токов и напряжений в режиме прерывистых токов аналогичен режиму непрерывных токов.
Однако после закрытия транзистора (промежуток t1 – t2), ток через дроссель IL падает до нуля.
Далее на интервале конденсатор фильтра СВЫХ также разряжается через сопротивление нагрузки RH, а ток через дроссель L и диод VD отсутствует. В тоже время напряжение на транзисторе UCE уменьшается
где UПР – падение напряжения на диоде в прямом направлении.
При подаче управляющего импульса и открытии транзистора VT (момент времени t3), ток через него IVT начинает возрастать от нуля, но не происходит броска коллекторного тока до значения до максимального значения из-за закрытого диода VD. После чего цикл повторяется.
Режим прерывистых токов является нежелательным, так как на интервале t2 – t3 дроссель фактически выключен из работы и не участвует в фильтрации пульсирующего напряжения. Вследствие чего растёт внутренне сопротивление преобразователя и возрастает переменная составляющая выходного напряжения.
Методика расчёта импульсного понижающего преобразователя
В настоящее время системы управления для импульсных преобразователей представляет собой интегральную микросхему, внутри которой находятся все необходимые элементы: триггеры, генераторы, различные защитные элементы, транзисторные ключи. Поэтому в настоящее время расчёт преобразователя заключается в определении параметров схемы для расчёта элементов фильтра: дросселя L и выходного конденсатора СВЫХ, характеристик диода VD, а также потерь мощности в данных элементах. Так как в маломощных преобразователях (до нескольких десятков Вт) транзистор чаще всего интегрирован в микросхему системы управления СУ, то для расчёта КПД и потерь мощности дополнительно рассчитываются потери в микросхеме СУ.
В общем случае для расчёта параметров схемы понижающего преобразователя напряжения необходимо задаться следующими величинами: входное напряжение (напряжение питания) UВХ, пределы его изменения ΔUВХ; номинальное выходное напряжение UВЫХ и пределы его регулировки ΔUВЫХ; минимальный и максимальный ток нагрузки IHmin и IHmax; максимальная амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке UН~; частоту преобразования fп.
Расчёт будет производиться в следующем порядке:
1. Частоту преобразования fп определяют в зависимости от микросхемы системы управления. Современные понижающие преобразователи способны работать на частотах сотни кГц, а иногда и единицы МГц, при этом их КПД составляет ηп = 0,85 … 0,95.
2. Определяем максимальное Dmax и минимальное Dmin значение коэффициента заполнения импульса на входе фильтра
3. Так как режим прерывистых токов дросселя нежелателен определим минимальную индуктивность дросселя Lmin
Ни данной величины индуктивности дросселя преобразователь переходит в режим прерывистых токов.
4. Для определения ёмкости конденсатора фильтра, определим произведение LCВЫХ по заданной величине пульсаций выходного напряжения
где UН~ — максимальная амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке.
5. Для определения типа конденсатора определяем величину тока, протекающего через конденсатор CВЫХ.
Так амплитуда тока ICmax
Величина действующего тока составит
6. Определяем величины токов: среднее ILср, минимальное ILmin и максимальное ILmax, протекающего через дроссель:
7. Рассчитываем параметры ключевого транзистора: предельные коллекторный ток ICmax и максимальное напряжение коллектор-эмиттер UCEmax. При использовании микросхем для понижающих преобразователей со встроенным ключевым транзистором данный пункт можно пропустить.
8. Определяем требуемые параметры импульсного диода VD: допустимый прямой ток IПР, и максимально допустимое обратное напряжение UОБР
9. Рассчитываем потери мощности на диоде PVD при работе в прямом направлении и в моменты переключения
10. Потери мощности на ключевом транзисторе PVT в режиме насыщения и в моменты переключения PCнас и PCдин
Для преобразователей с интегрированным ключевым транзистором в микросхему, вместо времени включения и выключения транзистора использовать время переключения tf, которое заданно в технической документации на микросхему.
11. Для окончания расчёта необходимо рассчитать параметры дросселя L фильтра, такие как размер и тип сердечника, количество витков провода и его сечение, потери мощности в нём.
Для полноты расчёта можно посчитать КПД преобразователя по выражению
где ΣРПОТ – суммарные потери мощности в преобразователе (в диоде, дросселе, схеме управлении, ключевом транзисторе), кроме вышеописанных потерь мощности сюда можно добавить потери от цепей управления микросхемы преобразователя, различные токи утечки и так далее, которые в сумме могут составлять до 10% от суммарных потерь мощности.
В следующей статье мы разработаем импульсный источник напряжения понижающего типа.
Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБЫВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ
Импульсный преобразователь напряжения понижающий
Обзор для тех, кто умеет держать в руках паяльник.
Преобразователь напряжения — это полезное устройство, преобразующее одно напряжение в другое.
Устройство универсальное и применить его можно например в авто для снижения бортового напряжения с 12-24V до 5V или например для использования 19V БП ноутбука при питании светодиодной подсветки на 12V.
Пришла плата в запечатанном антистатическом пакете.
Собрана схема на базе широко распространённого интегрального импульсного регулируемого стабилизатора LM2596S-ADJ с рабочей частотой 150kHz, выходным током до 3A и КПД 73-93%.
Схема преобразователя стандартная.
Диапазон допустимого входного напряжения микросхемы от 4,5V до 40V, но за счёт применения конденсаторов на 35V, входное напряжение не должно превышать 35V.
Выходной конденсатор — полимерный, что позволяет снизить пульсации выходного напряжения.
Измеренный ESR входного конденсатора на частоте 1кГц — 0,15Ом, выходного полимерного конденсатора почему-то 0,25Ом.
На частоте 150кГц он должен показать себя получше.Диод Шоттки SK34 на 3A/40V, но по габаритам похож скорее на SK24.
Печатная плата очень компактная и полупроводники плохо охлаждаются, поэтому длительный максимальный отдаваемый ток не должен превышать 1,5A, при этом плата всё равно сильно греется за счёт довольно низкого КПД. Если ток превышать — микросхема перегревается и срабатывает её встроенная термозащита — выходное напряжение периодически пропадает на секунду и затем восстанавливается.
Печатная плата не до конца отмыта от флюса, пайка местами неаккуратная.
Выходное напряжение можно регулировать в пределах 1,25V-34V подстроечным многооборотным резистором.
Минимальная разница напряжений вход-выход 1,6V при нагрузке 2А.
Ток потребления без нагрузки при напряжении питания 12V — 7mA.
Подключение входного и выходного напряжений производится посредством пайки. Пятаки только с одной стороны, металлизации нет.
Во время работы, преобразователь тихонько шипит. Это происходит из-за отсутствия компенсационного конденсатора в цепи обратной связи. На плате место под его установку — есть.
После его установки, никаких шумов от преобразователя не слышно.
Измерение температуры микросхемы на разных токах
На токах более 1,8А срабатывает термозащита
В режиме КЗ
ток в начале достигает почти 4А
а затем по мере прогрева падает до 3,2А
При этом диод греется гораздо больше микросхемы (примерно до 180гр). Т.о. в режиме КЗ преобразователь долго не проработает. Ток потребления преобразователем в режиме КЗ — 0,4А при питающих 12V, мощность выделяемая на плате 4,8W
Осциллограммы на выходе — всё печально…
Нагрузка 1А. Частота преобразователя около 65kHz, амплитуда пульсаций 0,2V
Нагрузка 1,5А.
Частота преобразователя около 35kHz, амплитуда пульсаций 0,25V
Нагрузка 2А. Частота преобразователя около 18kHz, амплитуда пульсаций почти 0,40V
Выходит, микросхема LM2596 не является оригинальной — частота работы гораздо ниже и сильно зависит от нагрузки.
Если требуется повышенный ток при высоком КПД преобразования, лучше использовать синхронные преобразователи, типа:
https://aliexpress.com/item/item/DC-DC-Buck-Step-Down-Converter-Module-High-Efficiency-Input-16-40V-Output-1-0-12V/552641779.html
https://aliexpress.com/item/item/Low-ripple-DC-4-30V-to-1-2-30V-Voltage-Step-Down-Converter-Car-LED-Laptop/1337105991.html
https://aliexpress.com/item/item/DC-DC-Buck-Converter-Adjustable-4-30V-to-1-2-30V-Constant-Current-Solar-Charger-LED/1333604459.html
Вывод: простое полезное устройство для умеющих паять экспериментаторов.
Планирую купить +89 Добавить в избранное Обзор понравился
+51 +112
Circuit VR: (почти) практичный понижающий преобразователь
В последней части Circuit VR мы рассмотрели упрощенный понижающий преобразователь.
Основное упрощение заключалось в использовании постоянного ШИМ-сигнала. В результате выходное напряжение представляет собой фиксированную долю входного напряжения. Для регулятора ширина импульса должна зависеть от выходного напряжения, чтобы любые изменения на выходе были самокорректирующими. Итак, на этот раз мы сделаем регулятор, хотя мы по-прежнему будем использовать несколько элементов Spice, которые вам придется заменить в практичной конструкции. В частности, мы предположим, что вы можете сгенерировать треугольную волну, что достаточно просто, и получить стабильное опорное напряжение 2,5 В.
Идея состоит в том, чтобы взять опорное напряжение и сравнить его с выходным сигналом. Мы будем думать о разнице между ними как о напряжении ошибки и использовать компаратор в сочетании с генератором треугольных колебаний для создания ШИМ-сигнала, который пропорционален ошибке и, таким образом, поддерживает постоянное выходное напряжение.
Игра с треугольником
Если вам нужно напомнить, как треугольная волна и компаратор генерируют ШИМ, загляните в последний пост.
Напомню, вот архитектура, на которой я остановился.
В очередной раз я применил метод мусорной корзины — вы, вероятно, могли бы выбрать более качественные компоненты, если бы имели в виду конкретные цели и думали об этом. Я просто взял подходящие части и хотел, чтобы они работали, точно так же, как я просеиваю свой физический ящик для мусора.
Единственная вещь, с которой я выбрал легкий путь, это генератор треугольных волн. Если вы ищете конкретный генератор треугольных волн в Spice, вы будете разочарованы. Но блок PULSE может это сделать. Я установил следующие параметры:
V2 N006 0 PULSE(15 0 0 .0000005 .0000005 0 .000001)
Конечно, вы захотите использовать графический интерфейс LTSpice для ввода этого. Начальное напряжение 15 В, время нарастания 500 нс, время спада также 500 нс. Период составляет 1 мкс. Подумайте об этом на секунду. Поскольку время нарастания составляет половину периода, а время спада — другую половину периода, результат всегда то растет, то падает.
Inside the Circuit
Файлы, как обычно, можно найти на GitHub.
Я запустил напряжение питания (V1) с 15 В. M1, D1, L1, C1 и RL в основном такие же, как и базовая понижающая схема, показанная в прошлый раз. Разница в том, что R2 и R3 образуют делитель напряжения, который делит напряжение пополам и передает его на U2. U2 представляет собой дифференциальный усилитель, сравнивающий напряжение с напряжением V3, которое представляет собой опорное напряжение 2,5 В. В реальной схеме вы должны сделать это опорное напряжение хорошим, поскольку точность источника питания не будет лучше, чем у опорного.
Очевидно, вам не обязательно иметь опорное напряжение 2,5 В. Вы можете установить коэффициент делителя напряжения для преобразования любого более высокого напряжения в любое более низкое опорное напряжение, которое у вас есть. Выход V2 представляет собой треугольную волну, а U1 — компаратор, который вырабатывает управляющий сигнал ШИМ (R1 — это просто подтягивающий сигнал, и, в зависимости от U1, он может не понадобиться).
Я немного жульничаю, потому что я не управляю воротами с более высоким напряжением, что может стоить мне некоторой эффективности. В реальной системе вам, вероятно, также понадобится обходной конденсатор рядом с входной стороной M1, чтобы уменьшить шум, возвращающийся обратно в источник питания, что здесь не имеет большого значения. Я также не показал никакого последовательного сопротивления для V1, V2 или V3, хотя, если вы немного добавите, вы увидите, что на самом деле это не имеет никакого значения.
Производительность
Если вы запустите симуляцию и прощупаете соединение L1 и RL, вы увидите, что в конечном итоге на выходе будет около 5 В с некоторой пульсацией.
Пульсации совсем не плохие, и напряжение стабилизируется примерно через 15 мс.
Я изменил входное напряжение так, чтобы оно переходило между тремя значениями, и перестало рисовать первый бит — до 25 мс — чтобы мы могли сосредоточиться на рабочей области.
Вывод выглядит очень волнистым, пока вы не посмотрите на левую шкалу.
Верхняя кривая соответствует входному напряжению 10 В, средняя кривая соответствует входному напряжению 15 В, а нижняя кривая соответствует входному напряжению 20 В. Не так уж и плохо для нескольких компонентов. Конечно, вы могли бы добиться большего успеха с линейным стабилизатором прохода, но они рассеивают много тепла и обычно имеют довольно узкий диапазон входного напряжения.
Имейте в виду также, что существуют более сложные архитектуры, которые можно оптимизировать по различным критериям, таким как минимизация пульсаций или достижение максимальной эффективности. Эта схема настолько проста, насколько это возможно, и предлагает хорошую отправную точку для изучения других типов импульсных источников питания.
Реальные треугольники
Единственное место, где я не предоставил подробный проект, было для треугольника или генератора рампы. Причина в том, как я упоминал в первом посте, что в реальной жизни вы, вероятно, не должны делать все это в любом случае.
Просто купите импульсный контроллер питания у вашего любимого поставщика и скопируйте конструкцию из его технического описания. Вы потратите часы на создание такой сложной схемы, как та, которую вы можете получить за доллар или два в корпусе IC. Тем не менее, вы можете захотеть понять, что происходит внутри этого контроллера, даже если вам не нужно его создавать.
Если вы хотите сгенерировать треугольную волну, есть много способов сделать это. Источник постоянного тока будет давать красивую прямую линию при зарядке конденсатора. Потребитель постоянного тока также может разряжать конденсатор по прямой линии. Обычно в такой схеме есть триггер для выбора между источником и приемником.
Другой способ сделать это — интегрировать прямоугольную волну. Если вы думаете об интеграле как о площади под кривой, это имеет смысл. Площадь увеличивается до тех пор, пока прямоугольная волна не станет отрицательной. Затем площадь уменьшается с той же скоростью, пока прямоугольная волна снова не станет положительной.
Вот онлайн-симуляция схемы.
Если вы прощупаете выход U1, вы увидите красивую прямоугольную волну. Выход U2 будет интегралом этой прямоугольной волны.
Вперёд
Если вы чувствуете себя смелым, вы можете попробовать заменить линейный генератор разновидностью схемы треугольной волны. Есть много других изменений, которые вы можете попробовать, например, заменить диод другим полевым транзистором, который вы запускаете в противофазе с первым полевым транзистором.
Не так давно [Джулиан] опубликовал видео о разнице эффективности кремниевого диода, диода Шоттки и полевого транзистора. Было бы интересно посмотреть, как симуляция согласуется с его реальными результатами.
В конце концов, нужно помнить две вещи. Во-первых, симуляторы — это здорово, но реальный мир будет другим. Реальные источники ввода не идеальны. Все компоненты демонстрируют поведение, которого вы бы не хотели. Некоторые из них вы можете смоделировать (например, ESR выходного конденсатора), но вы не можете получить все это.
Еще одна вещь, которую следует помнить, это то, что это действительно помогает понять, что происходит. Конечно, вы можете построить операционный усилитель из нескольких транзисторов, но зачем? Просто купите операционный усилитель. То же самое здесь. Я не предлагаю вам использовать собственный преобразователь доллара для коммерческого дизайна. Просто иди купи контроллер — их много вокруг. Но понимание того, что происходит, поможет вам сделать лучший выбор дизайна, а также должно помочь, если у вас возникнут проблемы с тем, чтобы один из этих контроллеров работал так, как вы хотите.
Circuits and Systems, 2010, 1, 59-64 doi:10.4236/cs.2010.12010 Опубликовано в Интернете в октябре 2010 г. (http://www.SciRP.org/journal/cs) Copyright © 2010 SciRes. CS Понижающий преобразователь с пропускной модуляцией импульсов — моделирование и Симуляция Рамамурти Сринивасан, Ванаджа Ранджан Стр. Департамент EEE, Инженерный колледж, Гуинди, Университет Анны, Ченнаи, Индия Электронная почта: [email protected] Поступила в редакцию 23 августа 2010 г.; пересмотрено 19 сентября 2010 г.; принято 25 сентября 2010 г. Реферат Результаты моделирования и симуляции понижающего преобразователя с пропускной модуляцией для применений, включающих источник с широко варьирующимися условиями напряжения с нагрузками, требующими постоянного напряжения от полной нагрузки до нагрузка не представлена. Импульсы, подаваемые на переключатель, блокируются или сбрасываются, когда выходное напряжение превышает заданное значение . Регулятор удовлетворительно работал в широком диапазоне входных напряжений с хорошей переходной характеристикой , но с более высоким содержанием пульсаций. Спектр входного тока указывает на хорошие характеристики электромагнитных помех при скученности компонентов в диапазоне звуковых частот для выбранной частоты переключения. Ключевые слова: преобразователь постоянного тока в постоянный, модуляция с пропуском импульсов, понижающий регулятор, коэффициент модуляции, Электромагнитные помехи 1. Введение Понижающие преобразователи постоянного тока — это прямые преобразователи, используемые для понижения напряжения постоянного тока до желаемого более низкого уровня. Они используются из-за присущей им высокой эффективности в местах, где потери из-за их линейных аналогов недопустимы. Понижающий преобразователь представляет собой соответствующим образом управляемый понижающий преобразователь, который может поддерживать выходное напряжение на желаемом уровне при постоянной нагрузке с изменяющимися условиями входного напряжения, постоянным входным напряжением с изменяющимися условиями нагрузки или с обоими. Напряжение режим ШИМ-контроллера, в котором рабочий цикл изменен, на основе ошибки между заданным напряжением и измеренным выходным напряжением такое, что выходное напряжение преобразователя почти равно желаемому значению, хорошо задокументировано и широко используется [1-4]. на схемах, в которых используется широтно-импульсная модуляция (ШИМ) 9Сигнал 0003 фильтруется с помощью LC сети [5-7]. Кроме поддержания низкого уровня регулировок линии и нагрузки, желательно также поддерживать низкий уровень потерь, особенно в применениях, связанных с источниками с ограниченной энергией. Требуется, чтобы КПД оставался высоким во всем рабочем диапазоне. КПД импульсных ШИМ-регуляторов в целом выше по сравнению с линейными регуляторами, но не постоянен во всем диапазоне нагрузки. КПД ШИМ-регулятора на легких нагрузок значительно меньше по сравнению с почти условиями полной нагрузки. Проблема проявляется в портативных приложениях с низким напряжением . Были предложены различные топологии и методы управления , а также предложена синхронная топология buck с методом ZVS для , минимизирующая коммутационные потери [8-10]. со встроенным диодом Шоттки может еще больше повысить эффективность синхронного преобразователя даже , хотя наблюдается небольшое увеличение сопротивления включению [11]. Преобразователь, работающий с высокой эффективностью при малых нагрузках в дежурном режиме, в котором переносное оборудование работает большую часть времени, когда оно не используется, потребовало значительного внимания исследователей и нескольких были предложены методики, включающие усовершенствованные контроллеры с цифровыми ШИМ , ЧИМ с уменьшенными потерями переключения и проводимости [12-14]. Пропуск пульса Mo- 9Дуулированные преобразователи 0003 работают с более высоким КПД при малых нагрузках с уменьшенными коммутационными потерями за счет пропуска импульсов [15]. Преобразователь постоянного тока в постоянный с пропускной модуляцией исследуется в этой статье на предмет его производительности при различных условиях питания и нагрузки. 2. Понижающий преобразователь с пропускной модуляцией Преобразователь 2.1. Описание Понижающий преобразователь с пропускной модуляцией показан на рис. 1 .0003 диод, катушка индуктивности L, конденсатор C. L и C отфильтровывают пульсации и спроектированы таким образом, чтобы фильтр LC отсекал RAMAMURTHY S. ET AL. Copyright © 2010 SciRes. CS 60 40 кГц V1 0/1V + — VREF L C + — Vin R 40KHZ —Vin R 40KHZ —VIN R 40KHZ —VIN R 40KHZ0003 V1 0/1V + — VREF L C + — VIN R CONTROL Рисунок 1. Сверка -скипкуляции. частота значительно ниже частоты переключения. Цепь обратной связи состоит из логики управления PSM, которая разрешает импульс, генерируемый часами, если фактическое напряжение ниже опорного напряжения, и пропускает импульсы, если 0003 фактическое напряжение превышает опорное напряжение vref. представляет собой импульс с постоянной частотой ширины (CFCW) [16]. Переключатель MOSFET включен, когда тактовый импульс подается в течение фиксированного периода времени , равного рабочему циклу тактового генератора, а ток дросселя возрастает линейно. Переключатель выключен в течение оставшегося периода цикла, и ток падает до более низкого значения , но выше начального значения цикла. падает до значение ниже начального значения, если следующий импульс пропущен и т.д. Таким образом, попеременно допуская p импульсов и пропуская q импульсов, выходное напряжение поддерживается на уровне, близком к опорному значению. Осциллограммы показаны на рисунке 2. Как показано на рисунке 3, компаратор сравнивает v0 и vref, и его выходной сигнал объединяется по И с CLK. Выход вентиля AND устанавливает RS-триггер, который сбрасывается по заднему фронту часы, показанные через вентиль НЕ. триггер используется для управления переключателем преобразователя. На vref > v0 выход компаратора ВЫСОКИЙ, и логический элемент И устанавливает триггер каждый раз, когда CLK переходит в ВЫСОКИЙ уровень, и сбрасывается по заднему фронту. Следовательно, применяются тактовые импульсы S RQ _ Q S 9Рис. 3. Логика управления PSM. PSM Control RAMAMURTHY S. ET AL. Copyright © 2010 SciRes. CS на коммутатор. Это известно как период зарядки. На vrefd < v0 выход компаратора НИЗКИЙ, а выход вентиля И положен НИЗКИЙ независимо от часов и, следовательно, флип флоп не установлен и тактовые импульсы не подаются на переключатель или импульсы пропускаются. Это известно как пропуск периода . 3. Моделирование преобразователя PSM Пусть за p тактов подаются синхроимпульсы, а за q тактов импульсы пропускаются при определенном сопротивлении нагрузки R и входном напряжении Vin. как период зарядки, а продолжительность qT известна как период пропуска ping. В период заряда в каждом цикле переключатель включен в течение времени, равного D, и в течение периода пропуска переключатель находится в положении OFF, так как импульсы не применяются и пропускаются. Преобразователь моделируется [16] с использованием метода усреднения пространства состояний старения, и уравнения пространства состояний, предполагающие непрерывный режим проводимости, получаются, как показано ниже. В период заряда 11 1 в Axe BvtDT yCx (1) 22 2 in Ax BvDTtT yCx (2) в течение периода прохождения, 22 2 в AX BVTT YCX Определение (3) , где 12 12 12 12 1212 12 12 12 12 12 12 12 12 12 12 12 12 12 9000 2 (3) , 12 12 12 (3) . 1 11 л AAA CRC ,L C I XV , 0 YV функциональный , 20B 01C Усреднение пространства после состояния, в P AX BDV PQ Определение (4) Определяющий коэффициент модуляции M, Q MPQ Перема . становится 1IN AXM DBV функциональный коэффициент модуляции является мерой числа пропуска. Когда vin становится выше для того же V0 с постоянным D, M увеличивается, увеличивая количество пропущенных импульсов для поддержания напряжения. Точно так же, когда нагрузка уменьшается, M увеличивается, уменьшая количество переключений . Когда импульсы не пропускаются, тогда M равно нулю , и уравнение сводится к уравнению понижающего преобразователя без обратной связи в установившемся режиме. 4. Моделирование Моделирование понижающего преобразователя PSM DC-DC было выполнено проверено со следующими параметрами. vin = 12 В до 20 В, V0 = 5 В, L = 150 мкГн, C = 20 мкФ, f = 40 кГц. Импульсы пропускаются для регулирования выходного напряжения с увеличением входного напряжения, как показано на рис. 4. Входное напряжение изменяется от 12 В до 20 В, и выходное напряжение отображается на графике. Осциллограмма выходного напряжения для постоянной нагрузки со ступенчатым увеличением входного напряжения показана на рисунке 5. Отклик показал, что преобразователь PSM может принимать широкие изменения входного напряжения, и его скорость отклика была хорошей, как видно из переходной характеристики, а выходное напряжение регулировалось во всем диапазоне. Коэффициент модуляции увеличивается с увеличением напряжения, увеличивая пропущенные импульсы . Нагрузка была уменьшена на шаг, и выходное напряжение показано на рисунке 6. , поскольку нагрузка была уменьшена для регулирования напряжения. пульсация выходного напряжения было выше, так как входное напряжение было увеличено. Аналогичный ответ наблюдался при уменьшении нагрузки . Гармонический спектр входного тока преобразователя с ШИМ показан на рис. 7. Спектр преобразователя с ШИМ-управлением также показан на рис. В случае преобразователя PSM гармонические составляющие распределяются по широкому диапазону частот, снижая среднее значение пиков токов. Отдельные пики меньше, чем у ШИМ-преобразователя. Следовательно, преобразователь PSM имеет лучшие характеристики электромагнитных помех. Из-за снижения средней частоты с пропуском импульсов при малых нагрузках возможны компоненты, попадающие в диапазон звуковых частот , что может привести к возникновению звуковых шумовых помех, которых можно избежать, выбрав частоту коммутации высокий. 5. Выводы Понижающий преобразователь с пропускной модуляцией импульсов был смоделирован и смоделирован. Изучена реакция преобразователя на входное напряжение и скачкообразное изменение нагрузки. Преобразователь быстро реагировал на изменения, а преобразователь , управляемый PSM, регулировал выходное напряжение на всем протяжении RAMAMURTHY S. ET AL. Copyright © 2010 SciRes. КС 62 0.0 2.00 4.00 6.00 8.00 10.00 Puls es Applied to Swit ch 498 .50499.0 0499.5 0500.00 5 00.50501.00 5 01.5050 2.00 Time (ms) 10.00 12.00 14.00 16.00 18.00 20.00 Напряжение питания увеличено с пропуском входного напряжения 4.000 495 .0050 0.00505.0 0510 .00 Время (мс) 2,00 4,00 6,00 8,00 10,00 0 для Vin = 12 В 0 d 2 Vref = 5V Рисунок 5. 4,40 4,60 4,80 5,00 5,209 5,40 Выходной т.0002 1,40 1,60 1,80 2,00 2,20 Ток нагрузки Выходное напряжение Время мс Импульсы, подаваемые на переключатель RAMAMURTHY S. ET AL. Copyright © 2010 SciRes. КС 63 0,0 0,04 0,080.120,16 0,20 9Рис.0,00,0 40,0 80,1 20. 160,2 0 Частота (МГц) 0. 0 0,1 0 0,2 0 0,3 0 0,4 0 Гармоники тока входа — PWM Рисунок 8. Спектр гармоник входного тока – преобразователь ШИМ. диапазон входного напряжения, предназначенного для работы. Спектр гармоник входного тока был изучен и сравнен со спектром преобразователя с ШИМ-управлением. Преобразователь PSM имеет хорошо расширенный спектр с пиковыми значениями отдельных компонентов меньшей амплитуды, что делает его характеристики электромагнитных помех лучше, чем у преобразователя с ШИМ-управлением. есть частотные составляющие, входящие в диапазон звуковых частот из-за средней частоты коммутации ниже с пропуском импульсов, если частота переключения выбрана чуть выше звукового диапазона. 6. Ссылки [1] Р. В. Эриксон и Д. Максимович, «Основы силовой электроники », 2-е издание, Kluwer Academic Pub- lishers, Dordrecht. [2] А. Дж. Форсайт и С. В. Моллоу, «Моделирование и управление преобразователей постоянного тока», IEE Power Engineering Journal, Vol. 12, № 5, 19 октября98, стр. 229-236. [3] J. G. Kassakian, M. F. Schlecht and G. C. Verghese, «Принципы силовой электроники», Addison-Wesley, Reading, June 1992. [4] B. Arbetter, R. Erickson and D. Maksimovic , «Конструкция преобразователя DC-DC для систем с батарейным питанием», IEEE PESC’95. Том. 1, июнь 1995 г., стр. 103-109. [5] А. Дж. Стратакос, С. Р. Сандерс и Р. В. Бродерсон, «А Низковольтный преобразователь постоянного тока в постоянный КМОП для портативного Система с батарейным питанием», Материалы конференции специалистов по силовой электронике , Тайвань, Vol. , стр. 619–626. [6] G. Y. Wei и M. Horowitz, «Полностью цифровой, энергетически эффективный адаптивный регулятор электропитания », IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 35, апрель 2000 г., стр. In ut Гармоники тока-PWM RAMAMURTHY S. ET AL. Copyright © 2010 SciRes. КС 64 520-528. [7] А. П. Дэнси, Р. Амиртараджа и А. П. Чандракасан, «Высокоэффективное преобразование постоянного тока в постоянный с несколькими выходами для низковольтных систем», IEEE Transactions on VLSI, Vol. 8, июнь 2000 г., стр. 252-263. [8] А. В. Петерчев и С. Р. Сандерс, «Цифровые потери — Минимизация управления многорежимным синхронным понижающим преобразователем », 35-я ежегодная конференция IEEE Power Electronics Special- lists Conference, Vol. 6, Ахен, 2004, стр. 369.4-3699. [9] С. Паттнаик, А. К. Панда, К. Арул и К. К. Махапатра, «Новый преобразователь с синхронным переходом при нулевом напряжении для портативного применения», Международный журнал по электротехнике, компьютерам и системам Машиностроение, Том. [10] А. Консоли, Ф. Дженнаро, К. Кавалларо и А. Теста, «Сравнительное исследование различных топологий понижающего преобразователя для высокоэффективных низковольтных приложений », Процесс- ings on Конференция специалистов по силовой электронике, 1999, стр. 60-65. [11] Д. Калафут, «Trench Power MOSFET Lowside Switch с оптимизированным встроенным диодом Шоттки», Труды 16-го Международного симпозиума по силовым полупроводниковым устройствам и интегральным схемам (ISPSD’04), 24- 27 мая 2004 г., стр. 397-400. [12] К. М. Смит и К. М. Смедли, «Сравнение методов мягкого переключения в режиме напряжения для ШИМ Converters», IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 12, № 2, 1997, стр. 376-386. [13] X. W. Zhou, M. Donati, L. Amoroso and F. C. Lee, «Улучшенная эффективность при малой нагрузке для модуля синхронного выпрямителя », IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 826-834. [14] С.-Л. Чен, В.-Л. Хси, В.-Дж. Л. К.-Х. Чен и К.-С. Ван, «Новая технология управления PWM/PFM для Повышение эффективности в широком диапазоне нагрузок», 15-я Международная конференция IEEE по электронике, схемам и системам, Мальта, 2008 г., стр. 962-965. [15] П. Луо, Л. Ю. Луо, З. Дж. Ли и др., «Skip Cycle Modulation in Switching DC-DC Converter», Международная конференция по коммуникациям, цепям и системам , Чэнду. , июнь 2002 г., стр. 1716-1719. [16] П. Луо, Б. Чжан, С.-П. Ван и Ф. Йонг, «Моделирование и анализ модуляции пропуска импульсов», Journal of Electronic Science and Technology of China (китайский), Vol. 4, № 1, март 2006 г. [17] А. Фархади и А. Джалилян, «Моделирование, симуляция и методы уменьшения электромагнитного кондуктивного излучения, обусловленного работой силовых электронных преобразователей», Международная конференция по возобновляемым источникам энергии и качеству электроэнергии (ICREPQ’07), Севилья, март 2007 г. Похожие записи |
Эти преобразователи в основном основаны
МОП-транзистор нижнего плеча
Сгенерированный тактовый импульс
Импульсный выход
Продолжительность pT известна как
Пропущенные импульсы увеличились,
Выходное напряжение для ступенчатого увеличения входного напряжения.
Но
1, июнь 1994 г.,
2, № 2, 2008. С. 115-120.
15, № 5, сентябрь 2000 г., стр.