Усилитель на двух транзисторах: Простой усилитель на двух транзисторах: grodenski — LiveJournal

Усилительные каскады на двух транзисторах

3.6 Усилительные каскады на двух транзисторах

3.6.1 Каскодный усилитель

К усилительным каскадам на двух транзисторах принято относить каскодный усилитель и дифференциальный усилитель. Первый принято использовать там, где схема усилителя ОЭ не удовлетворяет по своим частотным свойствам. В усилителе (рисунок 3.6.1 –а) выход связан со входом

через емкость коллекторного перехода транзистора С_К, что приводит к увеличению входной емкости каскада до значения

                       ,

где К_и ≈ αR_K/R_Э — коэффициент усиления каскада по напряжению. Это ограничивает верхнюю граничную частоту ω_В и может привести к самовозбуждению каскада на высоких частотах.

Для уменьшения влияния емкости С_К на частотные характеристики каскада ОЭ применяется каскодная схема ОЭ-ОБ (рисунок 3. 6.1-б). Здесь транзистор Т1 включен по схеме ОЭ, а транзистор Т2 — по схеме ОБ (потенциал базы транзистора Т2 зафиксирован источником Е). Нагрузкой транзистора Т1 является малое входное сопротивление транзистора Т2

                  

При этом транзистор Т1 работает в режиме, практически близко к короткому замыканию коллекторной цепи, и его коэффициент усиления очень мал:

                           

Благодаря этому практически исключается связь между коллектором транзистора Т1 и его базой через емкость С_К1 и значительно снижается влияние емкости С_К1 на граничную частоту ω_В.

Емкость С_К2 через источник Е соединена с общей шиной. Поэтому обратная связь между выходом и входом каскодной схемы практически отсутствует, что резко снижает опасность самовозбуждения усилителя.

Верхняя граничная частота каскодной схемы без учета частотной зависимости коэффициентов передачи тока α₁ и α₂ определяется, как и для каскада ОБ, емкостью С_К2 и сопротивлением R_К (постоянной времени R_К С_К2) и значительно больше, чем в каскаде ОЭ, где постоянная времени за счет емкости С_К при большем внутреннем сопротивлении источника сигнала R_Г достигает значения С_К (b₀+1)R_К.

Коэффициент передачи тока каскадной схемы:

                                        (3.6.1)

Из (3.6.1) видно, что коэффициент передачи тока в каскодной схеме мало отличается от коэффициента передачи тока α₁ транзистора Т1. Следовательно, коэффициент усиления и входное сопротивление будут такими же, как и в каскаде ОЭ. Таким образом, каскодкая схeмa ОЭ-ОБ, обладая такими же усилительными свойствами, как и каскад ОЭ, имеет более широкую полосу пропускания (как каскад ОБ) и в значительно меньшей степени подвержена самовозбуждению. Благодаря таким свойствам каскодная схема ОЭ-ОБ находит широкое применение в широкополосных и резонансных усилителях и в дифференциальных усилителях для получения большего усиления и хороших частотных свойств.

На рис. 3.6.1 -в приведена каскодная схема ОК-ОБ. Она применяется в составе АИС тогда, когда постоянный уровень выходного напряжения должен быть ниже уровня входного напряжения для обеспечения непосредственной вязи с последующими каскадами. Транзистор Т1 включен по схеме ОК, а транзистор Т2 — по схеме ОБ. Включение Т2 по схеме ОБ позволяет исключить обратную связь через емкость С_К2 между выходом и входом усилителя, что расширяет полосу пропускания и препятствует самовозбуждению. Транзистор Т1, включенный по схеме ОК, обеспечивает большое входное сопротивление.

Коэффициент усиления каскодной схемы, считая коэффициент передачи каскада ОК близким к единице,описывается выражением:

                   

Учитывая, что R_Г = R_ВЫХ.1=r_Э1+ r_Б1(1-α₁) и R_ВХ.2 = r_Э2+ r_Б2(1-α₂) и считая параметры транзисторов одинаковыми, можно записать

                                                      (3.6.2)

Таким образом, усиление каскодной схемы близко к усилению каскада ОЭ. Для получения большего усиления, вместо коллекторной нагрузки R_K включают стабилизатор тока. Каскодная схема ОК-ОБ применяется во входных дифференциальных каскадах операционных усилителей.

3. 6.2 Дифференциальные усилители. Принцип действия и

основные параметры

Дифференциальный усилитель (ДУ) приведен на рисунке 3.6..2. Он

имеет два входа и в общем случае два выхода и служит для усиления разности напряжений, подаваемых на его входы:

ДУ усиливает сигнал, как правило, с постоянной составляющей, т, е. является усилителем постоянного тока (УПТ).

Параметры плеч ДУ одинаковы (R_К1 = R_К2 = R_К), транзисторы Т1 и Т2 идентичны. Общей эмиттерной нагрузкой транзисторов Т1 и Т2 является резистор R_Э. Совместно с источником Е_Э он образует генератор тока I₀. Нагрузка может подключаться к одному из выходов (несимметричный выход) или между коллекторами транзисторов (симметричный выход). При симметричном выходе плечи ДУ (резисторы R_К1 , R_К2 и транзисторы Т1 ,и Т2) образуют сбалансированный мост, в диагональ которого включается нагрузка.

Получение хорошей симметрии плеч ДУ при выполнении его на дискретных элементах затруднено, особенно в широком диапазоне температур. Поэтому транзисторные ДУ не получили широкого распространения. С переходом к интегральной технологии высокая симметрия плеч ДУ в широком диапазоне температур достигается согласованием параметров транзисторов и резисторов технологическим путем. Благодаря этому ДУ получили широкое распространение в АИС.

Рассмотрим принцип работы и получим основные усилительные параметры ДУ. Для этого представим входные сигналы в виде синфазных и дифференциальных (разностных) составляющих:

                                            (3.6.3)

                            (3.6.4)

Полусумма

                           (3.6.5)

называется синфазным входным напряжением (е_СФ, U_ВХ.СФ), а полуразность

                              (3.6.6)

дифференциальным входным напряжением (е_Д, U_{ВХ. Д}).

С учетом принятых определений входные сигналы можно представить следующим образом:

                                                (3.6.7)

             (3.6.8)

Как видно из выражений (3.6.7), (3.6.8), синфазные входные напряжения имеют одинаковую величину и полярность, а дифференциальные — одинаковую величину и разную полярность.

Пример1. Пусть е_Г1 = 0,6В и е_Г2 = 0,3В. Тогда е_СФ = 0,45В и е_Д=0,15В. Если е_Г1 = 0,4В и е_Г2 = 0,1В. Тогда е_СФ = 0,25В и е_Д=0,15В.

В этих примерах дифференциальные сигналы одинаковы, а синфазные — разные. Синфазное входное напряжение е_СФ — это уровень на входах, относительно которого подаются дифференциальные сигналы на первый вход (U_ВХ.Д1= U_ВХ.Д) и на второй вход (U_{ВХ. Д2}= -U_ВХ.Д).

Представим, таким образом, выходные напряжения через синфазные и дифференциальные составляющие. При этом будем учитывать, что выходные напряжения содержат постоянную составляющую U_ВЫХ.01= U_ВЫХ.02= U_ВЫХ.0, которая имеет место при е_Г1 = е_Г2 = 0. С учетом этого переменные составляющие выходных напряжений принимают вид:

                                (3.6.9)

                                               (3.6.10)

Полные значения выходных напряжений с учетом постоянной составляющей U_ВЫХ.0 определяются соотношениями:

        

Введем понятия коэффициентов усиления (передачи): коэффициент передачи синфазного напряжения

 или 

коэффициент усиления дифференциального напряжения

 или 

Оцределим основные параметры ДУ. Для этого рассмотрим три случая.

1. Входные напряжения равны нулю, е_Г1 = е_Г2 = 0 (рис. 3.6.3-а). В этом случае е_СФ = 0В и е_Д=0В и, следовательно, U_ВЫХ.СФ = 0 и U_ВЫХ.Д = 0, а U_ВЫХ.1 = U_ВЫХ.2 = U_ВЫХ.0. Можно определить U_ВЫХ.0 .При е_Г1 = е_Г2 = 0 оба транзистора открыты и общий эмиттерный ток I_{0делится поровну между ними:}

                          

Тогда коллекторные токи будут

                       

Зная коллекторные токи, можно определить

    

Общий эмиттерный ток I₀ определим из рисунка 3.6.2 при е_Г1 = е_Г2 = 0

                         

Тогда

                                              (3. 6.11)

2. На входы поданы только синфазные сигналы (рис. 3.6.3-б)Пусть , е_Г1 = е_Г2 =е_СФ > 0, а е_СФ=0 Тогда эмиттерные токи транзисторов Т1 и Т2(под действием сигнала е_СФ >0 получают приращения

                 

Последнее соотношение позволяет представить ДУ в виде одного каскада ОЭ с эмиттерной нагрузкой 2R_Э (рисунок 3.2.6). Коэффициент усиления такого каскада по аналогии с каскадом ОЭ определяется соотношениями:

 (3.6.12)

      (3.6.13)

Выражения (3.6.12), (3.6.13) справедливы при R_Н >> R_К Если сопротивление нагрузки R_Н сравнимо с R_К, то вместо R_К надо учитывать эквивалентное сопротивление нагрузки

                               

Из выражений (3. 6.12), (3.6.13) видно, что с увеличением R_Э коэффициент передачи синфазного сигнала К_еСФ, К_СФ уменьшается. Это объясняется действием отрицательной обратной связи, создаваемой резистором R_Э.

Синфазное выходное напряжение U_ВЫХ.СФ (рис. 3.6.3,-б) определяется соотношением

           

3. На входы поданы, только дифференциальные сигналы (рис. 3.6.3 — в). Пусть е_Г1 = — е_Г2 . И пусть е_Г1 >0. Тогда е_СФ= 0, а е_Д1 = е_Г1>0, е_Д2 = е_Г2< 0. Ток I_Э1 возрастет на ∆I_Э1 а ток I_Э2 уменьшится на ∆I_Э2. Приращение общего эмиттерного тока ∆I₀ составит ∆I₀= ∆I_Э1 — ∆I_Э2 и при симметрии плеч ДУ

                     ∆I_Э1 = ∆I_Э2 и ∆I₀ = 0.

Падение напряжения на резисторе R_Э от дифференциального сигнала ∆U_ЭД = ∆I₀R_Э= 0. Это означает, что резистор R_Э не создает отрицательной обратной связи для дифференциального сигнала и позволяет представить каждое из плеч ДУ в виде каскада ОЭ (рис. 3.2.4). Тогда коэффициент усиления дифференциального сигнала

      (3.6.14)

                               (3.6.15)

Из выражений (3.6.14), (3.6.15) видно, что коэффициент усиления дифференциального сигнала не зависит от R_Э и три большом сопротивлении R_Э К_е.Д>>К_е.СФ (К_е.Д>>К_е.СФ). Другими словами, ДУ усиливает дифференциальное входное напряжение и ослабляет синфазное.

Зная коэффициенты усиления К_еСФ (или К_СФ), К_{е. Д} (или К_Д) и постоянную составляющую выходного напряжения U_ВЫХ.0 можно определить полные выходные напряжения ДУ:

       

Выходные напряжения, кроме дифференциальной составляющей К_е.Де_Д, являющейся полезным сигналом, содержат синфазную составляющую, которая является ошибкой.

Для уменьшения синфазного сигнала применяют симметричный выход. При этом выходное напряжение

          (3.6.16)

где индексами «1» и «2» обозначены коэффициенты усиления и постоянные составляющие выходных напряжений левого и правого плеч ДУ соответственно. При симметрии плеч выходное напряжение содержит только разностный сигнал

                                     

             

Реальный усилитель всегда имеет асимметрию плеч. Поэтому даже при симметричном выходе выходное напряжение содержит синфазный сигнал и разность постоянных составляющих, которые являются ошибками, а при несимметричном выходе синфазный сигнал на каждом из выходов будет значительно больше. Для уменьшения погрешностей надо ослаблять (подавлять) синфазный сигнал и стабилизировать уровни выходных напряжений U_ВЫХ01 и U_ВЫХ02 . Ослабление синфазного сигнала количественно оценивают коэффициентом ослабления «синфазных входных напряжений

             или

Из соотношений (3.128), (3.129), (ЗЛЗО) и (3.131) получаем

(3.6.17)

а при R_Г=0

(3.6.18)

Из выражений (3.6.17), (3.6.18) видно, что с увеличением сопротивления резистора R_Э возрастает коэффициент ослабления. Для получения большого коэффициента ослабления вместо резистора R_Э включают стабилизатор тока на транзисторах ТЗ, Т4 (рисунок 3.6.4). При низкоомном делителе R4, R5, когда R4R5/ (R4+R5)<<(b₀+1)R3, транзистор Т3 включен по схеме, близкой к ОБ, и динамическое сопротивление стабилизатора определяется сопротивлением коллекторного перехода транзистора ТЗ, т. е. R_СТ=r_K. Подставляя в выражения (3.6.17), (3.6.18) вместо R_Э сопротивление r_К, можно записать

                                                  (3.6.19)

а при R_Г =0

                                                               (3.6.20)

 Пример. Пусть R_Г = 200 Ом, r_Б = 300 Ом, R_Э = 1 кОм, r_Э =10 Ом, α₀ = 0,98, r_К =1 МОм. Тогда для ДУ без стабилизатора тока из выражения (3.6.18)

 или К_ОСЛ(дБ) = 40 дБ

В ДУ со стабилизатором тока из выражения (3.6.19)

  или К_ОСЛ(дБ) = 100 дБ

Как видно из примера, применение стабилизатора тока значительно увеличивает коэффициент ослабления синфазного сигнала. Кроме того, температурная стабилизация тока стабилизатора I_{0с помощью транзистора Т4 в диодном включении обеспечивает стабилизацию уровней выходных напряжений UВЫХ01 и UВЫХ02 . Поэтому ДУ cо стабилизатором тока находят широкое применение в качестве входных каскадов интегральных операционных усилителей.}

Важным параметром ДУ является входное сопротивление для дифференциального сигнала R_ВХ.Д или просто входное сопротивление R_ВХ. Это сопротивление со стороны одного из входов ДУ при заземленном другом входе. Если заземлить вход 2 (рис. 3.6.1), то эмиттерная цепь транзистора Т1 будет нагружена на входное сопротивление транзистора Т2, включенного по схеме ОБ. Входное сопротивление такого каскада при одинаковых параметрах

транзисторов Т1 и Т2 определяется соотношением

           

где

                      

тогда

          

Учитывая, что

                    

получим

                                                          (3.6.21)

Таким образом, входное сопротивление ДУ обратно пропорционально общему эмиттерному току I₀.

Точностные параметры ДУ. При анализе ДУ предполагалось, что аллели его симметричны (параметры плеч одинаковы). В реальных усилителях плечи несимметричны. Поэтому при е_Г1 = е_Г2.=0 выходное напряжение ДУ на симметричном выходе не равно нулю, U_ВЫХ ¹ 0. Кроме того, во входных цепях ДУ протекают входные токи I_ВХ1, I_ВХ2, создавая падения напряжений на «сопротивлениях R_Г1, R_Г2 . Если R_Г1¹R_Г2 или I_ВХ1¹I_ВХ2, что даже при отсутствии входных сигналов (е_Г1 = е_Г2.=0) на входе усилителя появляется дифференциальное напряжение U_ВХ.Д = I_ВХ1R_ВХ1 — I_ВХ2R_ВХ2, которое усиливается усилителем и является погрешностью ДУ. Для характеристики точности работы ДУ вводят точностные параметры.

Напряжение смещения U_CM — это дифференциальное входное напряжение U_СМ = U_{ВХ 1}— U_ВХ2 , при котором U_ВЫХ =0

Входной ток ДУ (средний входной ток) I_ВХ —это среднее арифметическое значение входных токов I_ВХ1 и I_ВХ2 при условии, что U_ВЫХ= 0

                       

Разность входных токов ∆I_ВХ — абсолютное значение разности входных токов, измеренных при U_ВЫХ =0

                      

Обычно разность входных токов на порядок меньше входного тока. К точностным параметрам относится также коэффициент ослабления синфазных входных напряжений К_ОСЛ.

3.6.3 Типы дифференциальных усилителей

Дифференциальные усилители широко применяются в аналоговых устройствах для усиления сигналов как постоянного, так и переменного тока. Их можно разделить на две группы:

— однокаскадные ДУ, которые выполняются в виде законченных ИС и применяются для усиления сигналов постоянного и переменного тока;

дифференциальные усилители, являющиеся входными и последующими каскадами многокаскадных операционных усилителей.

К первой группе относятся различные варианты основной схемы ДУ (рис. 3.6.4), которые используются в качестве усилителей постоянного и переменного тока. Они содержат, как правило, дополнительные элементы и выводы, позволяющие менять режим работы транзистора ТЗ стабилизатора тока (задавать разные значения тока I₀). В некоторых типах усилителей предусмотрена возможность изменять ток I₀ с помощью внешнего управляющего напряжения, подаваемого на базу транзистора Т3. Это позволяет изменять коэффициент усиления в широких пределах за счет изменения входного сопротивления (3.6.21) и используется для создания автоматической регулировки усиления.

Примерами ДУ настоянного тока являются усилители 122УД1,^{К198УТ1 и др. [11]. В усилителе К198УТ1 выходными каскадами являются эмиттерные повторители, что уменьшает выходное сопротивление. В нем предусмотрена также автоматическая регулировка усиления [11].}

Дифференциальный усилитель К175УВ4 предназначен для усиления сигналов высокой частоты в полосе частот до 150 МГц. В качестве коллекторных нагрузок транзисторов включаются внешние навесные резисторы, через которые подается питающее напряжение, и навесной резонансный контур [11].

Во входных каскадах операционных усилителей применяют ДУ двух типов.

В основу первого типа положен ДУ с резистивными нагрузками и стабилизатором тока (рис. 3.6.4). Для расширения полосы пропускания и повышения устойчивости к самовозбуждению вместо транзисторов Т1 и Т2 применяют каскодные схемы ОЭ-ОБ (рис. ?????). Входное сопротивление увеличивают применением составных транзисторов ОК-ОБ (рис. ?????) или входных эмиттерных повторителей. При использовании составных транзисторов входное сопротивление ДУ (3.6.21) возрастает до значения

                       

Однако применение составных транзисторов и эмиттерных повторителей приводит к увеличению напряжения смещения U_СМ и его температурного дрейфа.

В новых типах операционных усилителей применяют входные ДУ с несимметричным выходом. Упрощенная схема такого ДУ приведена на рисунке 3.6.5. Коллекторными нагрузками входных р-п-р траяаисторов Т1, Т2 является стабилизатор тока (транзисторы Т3,Т4). Большое динамическое сопротивление стабилизатора позволяет получить большое усиление при небольшом питающем напряжении -Е_К и требуемом уровне тока I₀. На несимметричном выходе ДУ получается полное изменение дифференциального сигнала в отличие от основной схемы ДУ (рис. 3.6.4), у которой с несимметричного выхода снимается только половина дифференциального сигнала. Достигается это следующим образом. Пусть напряжение U_ВХ1 уменьшилось, а U_ВХ2 увеличилось на ∆U_ВХ. Тогда ток^{левого плеча I_К1 увеличится, а ток правого плеча I_К2 уменьшится на ∆ I относительно тока покоя}

               , 

 В отражателе тока ТЗ, Т4 коллекторный ток транзистора Т4 (выходной ток отражателя I_К4) всегда повторяет коллекторный ток транзистора Т3 (опорный ток I_К3). Но I_К3= I_К1 следовательно,

                 

Выходной ток ДУ

 

Таким образом, в нагрузке получается удвоенное изменение тока, т. е. на несимметричном выходе мы имеем полный дифференциальный сигнал. Полезным является и то, что потенциал на выходе ниже, чем на входе. Это позволяет соединять выход ДУ непосредственно с последующими каскадами без дополнительных устройств смещения уровня.

Для увеличения входного сопротивления вместо транзисторовТ1 и Т2 применяют каскодные схемы ОК-ОК ((рис. !!!!!!в), МОП-1транзисторы или супербета транзисторы, а в качестве нагрузки — отражатель тока . При использовании МОП-транзисторов входные токи уменьшаются до уровня 10^-9 А, а входное сопротивление достигает 10¹¹…10¹³ OM. Недостатками ДУ с MOП транзисторами является сильная зависимость входных токов оттемпературы при изменении температуры на 100°С входные токивозрастают на два порядка), большое напряжение смещения (до30…50 мВ) и большой его температурный дрейф (до 40 мкB/°C).По этой причине в настоящее время отдают предпочтение ДУ с супербета транзисторами, которые имеют коэффициент передачи тока β=3000…5000 и позволяют снизить входные токи до десятков-единиц наноампер.

Контрольные вопросы

         1. Перечислите основные параметры электронных усилителей.

         2. Приведите классификацию электронных усилителей.

         3. При каких условиях нелинейные искажения увеличиваются?

         4. Сравните усилители с ОЭ, ОБ, ОК и с ОИ, ОЗ, ОС по коэффициентам усиления.

         5. Сравните усилители с ОЭ, ОБ, ОК по значениям R_{ВХи RВЫХ. Чем обусловлено их различие?}

    6. Сравните частотные свойства каскадов с ОЭ, ОБ, ОК и с ОИ, ОЗ, ОС, объясните причины различия.

    7. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшим коэффициентом усиления?

    8. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшим  входным сопротивлением, наибольшим выходным сопротивлением?

    9. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшей температурной нестабильностью?

    10. Объясните назначение всех компонентов схем усилителей с ОЭ, ОБ, ОК, ОИ, ОС, 0З.

         11. Каковы основные способы задания режима транзистора в усилительных каскадах  ОЭ, ОБ, ОК?

12. Когда следует применять усилительные каскады, включенные по схеме с ОЭ, ОБ, ОК или с ОС, ОИ, ОЗ?

     13. Объясните влияние температуры на режим работы усилительных каскадов с ОЭ, ОБ, ОК.

14. Какие вы знаете способы температурной стабилизации режима работы усилительных каскадов?

         15. Как влияет ООС на амплитудно-частотную характеристику усилителя?

         16. Приведите схемы усилителей на биполярных и униполярных транзисторах с местными ООС по постоянному току и дайте их краткую характеристику.

17. Перечислите паразитные RC-цепочки в усилителях. Как они влияют на  их АЧХ и форму усиливаемого прямоугольного импульса?

Рекомендуем посмотреть лекцию «4 Общие понятия о подвижном составе».

         18. Какие элементы схем усилителей образуют интегрирующие и дифференцирующие цепи?

         19. За счет чего в каскодных схемах усилителя расширяется полоса пропускания?

20. Чем объясняется свойство дифференциальных усилителей подавлять сигналы помех?

21. Почему в дифференциальных усилителях применяют генераторы тока?

22. Объясните механизм действия ООС по току и по напряжению.

23. Объясните назначение и механизм действия внутрикаскадных и межкаскадных фильтров по питанию.

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока I_c, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=R_i||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=R_iS_макс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где r_к — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.
а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между S_m, U_отс и I_c0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.
а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

r_з>>r_к, то

Uдр ≈ ΔI_з(R_i+r_к)      (5)

где ΔI_з — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э.д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э. д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πC_зс(R_i+r_к) и R_i>>r_к можно считать

S_{c макс} ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения U_упр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 — напряжение на емкости С_з.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

f_макс < U_c/(U_отсπC_з.сR_i),      (8)

где U_c — напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τ_н=R_н(C_н+С_{з. с}) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτ_н) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

S_{с макс} ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.
а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10^-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.
а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи I_п можно осуществить включением дополнительного конденсатора С_к в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор С_п. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и C_з.и=С_з.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;
полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;
большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей.

Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 10⁶; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20. ..60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. — В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. — «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. — «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. — «IЕЕЕ Internat. Conf. Record», 1967, pt. 8.
10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. — «Приборы и системы управления», 1974, №1

BACK MAIN PAGE

Использование частотомера LM-13 в качестве VFO

Использование частотомера LM-13 в качестве VFO — 2 транзисторных буферных усилителя и от 1 до 2 стр. повышающего трансформатора напряжения

Использование частотомера LM-13 в качестве VFO

Грег Латта, AA8V
2-транзисторный буферный усилитель и повышающий трансформатор с 1 на 2 напряжения Страница

Двухтранзисторный буферный усилитель Нажмите на изображение для просмотра в увеличенном виде.

Трансформатор напряжения 1:2 (импеданс 1:4) Щелкните для просмотра крупным планом.

Использование частотомера LM-13 в качестве VFO
Ссылки, выделенные серым цветом, станут активными, когда я заполню эти страницы.

Использование частотомера LM-13 в качестве VFO — главная страница	Замена неона Лампы с трубкой регулятора 0A2
Мощность Поставка	Сетка Блокировка генератора во время приема
2 Транзисторный буферный усилитель и 1-2 повышающих трансформатора напряжения	Схема и схема Описания
Как читать нониус Весы	Производство алюминия Чехол для ЛМ-13
Внешний вид Фотографии	Фото интерьеров
Ресурсы и руководства

---

Буферный усилитель:
Выход LM-13 довольно низкий, около 200 мВ-300 мВ от пика к пику. Это прекрасно, если вы хотите использовать ЛМ-13 по прямому назначению, но до этого далеко низкий для управления винтажными передатчиками, которым обычно требуется до 10 или 20 вольт от пика к пику.

Чтобы использовать LM-13 со старым передатчиком, выход должен быть усиленный.

Оказывается, очень легко собрать двухтранзисторный усилитель, используя пара транзисторов 2N2222. Схема усилителя ниже дает размах на выходе около 5 В, чего может быть достаточно для управления некоторыми винтажными передатчиками. я получил это с веб-сайта N3ZI. Я ввел изменения, которые он предлагает максимизировать выход буферного усилителя до 7 МГц. Скатывается выше 7 МГц, но все же дает полезную мощность даже до 14 МГц.

Двухтранзисторный буферный усилитель

Хотя разъемы RCA были бы лучше для входа и выхода , я была небольшая мини-коробка размером 1,5″ В x 2″ Г x 2 3/4″ Ш, которую я нашел в hamfest, на котором уже были установлены два домкрата 1/4 дюйма, так что это то, что я использовал. Я добавил разъем RCA, чтобы я мог подключить к нему питание от стены 12 В постоянного тока. бородавчатый трансформатор. Я построил свой усилитель на небольшом куске макетной платы ПК и установил его внутри минибокса, как видно на фотографиях ниже:

Щелкните здесь или на изображении, чтобы увеличить его. Это изображение внутренней части усилителя. Разъем питания может быть видно наверху. Вход внизу слева, а выход внизу справа. Разъемы RCA были бы лучшим выбором для входа и выхода , но я получил минибокс на хамфесте, и домкраты 1/4 дюйма уже были установлены на нем, так что это то, что я пошел с.

Щелкните здесь или на изображении, чтобы увеличить его. Усилитель встроен в мини-коробку 1,5″В x 2″Г x 2 3/4″Ш. на этом изображении готового усилителя вход — левый джек 1/4 дюйма, а выход — правый джек 1/4 дюйма. Разъем питания RCA едва виден справа.

От 1 до 2 Напряжение (от 1 до 4 Полное сопротивление) Шаг вверх Трансформер:
Выход с двухтранзисторным усилителем составляет около 5 вольт от пика к пику, и этого достаточно для управления многими винтажными передатчиками. Однако некоторые передатчикам, таким как мой Eico 720, нужно больше драйва. Для управления такими передатчиками вам нужно будет использовать повышающий трансформатор 1-2 напряжения (1-4 импеданса).

Выход двухтранзисторного усилителя имеет низкое сопротивление, и возможно чтобы получить больше выходной мощности, используя трансформатор линии передачи для повышения Напряжение. Очень легко повысить напряжение от 1 до 2 (сопротивление от 1 до 4). трансформатор, и это в значительной степени надежно. Все, что вам нужно, это небольшой провод и правильный тороидальный сердечник.

Мой трансформатор намотан на тороиде FT-50A-61 феррит сердечник (AL=75 мГн/1000 витков). Ядра доступны из нескольких источников, таких как hamfests или онлайн в Amidon Associates:

Специальная ссылка FT-50A-61 Toroid Core
Общая ссылка на Amidon Associates

Не используйте сердечник из порошкового железа. Они не обеспечат достаточную индуктивность. сердечник не критичен по размеру или материалу, если это ферритовый сердечник с значение AL не менее 75 мГн/1000 витков. Если у вас есть неизвестное ядро, это достаточно просто попробовать. Если это работает, хорошо. Если нет, то вам нужно будет попробовать другое ядро.

Я использовал эмалированный магнитный провод #24 для намотки своего трансформатора, но почти любой изолированный провод, достаточно тонкий, чтобы на него можно было намотать 11 бифилярных витков тороид будет работать. Провод сдваиваем, а затем аккуратно наматываем 11 витков на тороид, удерживая провод аккуратным и параллельным самому себе. Первый проход через тороид считается витком номер один. Если вы накрутите дополнительный оборот или два трансформатор будет работать нормально. Зачистите концы четырех проводов. К зачистите эмалированную проволоку, подожгите около 1/2 дюйма зажигалкой и отшлифуйте пепел. Используйте омметр, чтобы определить две обмотки, а затем подключите трансформатор. как показано на схеме и фото ниже:

Повышающий трансформатор с 1 на 2 напряжения

Я встроил свой преобразователь в бутылочку с таблетками, которую купил в местной аптеке. Для вход к трансформатору, я установил розетку RCA на верхней части флакон с таблетками. Это видно слева на фотографиях ниже. Я использовал короткую длину коаксиального кабеля RG-174 с вилкой RCA на конце («пигтейл») для выход с трансформатора. Это видно вверху по центру на фото ниже. Этот кусок коаксиального кабеля должен быть как можно короче. Значение блокировочного конденсатора не критично. Что-нибудь от 0,001 мкФ до 0,01 мкФ будет работать нормально.

Нотное изображение повышающего трансформатора с 1 на 2 напряжения
Щелкните для просмотра крупным планом.

Ниже приведено изображение собранного трансформатора. внутри флакона с таблетками:

Готовый трансформатор, установленный внутри бутылочки с таблетками
Щелкните для просмотра крупным планом.

Используйте коаксиальный кабель 50 Ом для подключения выхода буфера усилителя на вход трансформатора. Этот кабель может быть любым удобным длину, но хорошая практика говорит, что она должна быть как можно короче. Хотя кабель от буферного усилителя к трансформатору можно любой удобный длина, кабель от трансформатора к передатчику должен быть максимально коротким насколько это возможно, не более чем на несколько дюймов , как показано выше. Эта сторона трансформатор имеет высокое сопротивление, и любой излишек кабеля будет емкостной нагрузкой вход передатчика и уменьшить выход. На самом деле это совершенно допустимо монтировать трансформатор внутри передатчика для наилучшего производительность. Я решил сделать это со своим передатчиком Viking Ranger, установив трансформатор внутри внешний ГПД ввод, который я добавил в Ranger.

Использование более одного трансформатора:
Вполне допустимо использовать более одного трансформатора для повышения мощности. напряжение тем более. Например, выход одного трансформатора можно подавать на вход второго трансформатора, чтобы получить коэффициент повышения напряжения от 1 до 4. I обнаружил, что когда я добавил второй трансформатор на вход моего VFO 6AG7 усилитель, который у меня получился гораздо лучше гонять при использовании буферного усилителя на 40м, поэтому я теперь все время использую два трансформатора.

Соединение между трансформаторами должно быть как можно короче, чтобы предотвратить любую емкостную нагрузку. Поможет ли дополнительный трансформатор зависит от уровня сигнала и входного сопротивления каскада. Единственный способ узнать, поможет ли второй (или третий) трансформатор, это попробуйте.

---

© Заявление об авторских правах:
Все изображения, рисунки и материалы на этих веб-страницах являются собственностью Грегори П. Латта и © 2017 г. Грегори П. Латта. Вы можете использовать их для личных целях и в образовательных целях, но любое коммерческое или иное использование строго запрещено без письменного разрешения автора.

---

Назад к доктору Грегу Латте Электротехника и радиолюбительские страницы

---

Вопросы, комментарии и электронная почта

Если у вас есть вопросы или комментарии, вы можете отправить электронное письмо доктору Грегу Латте по адресу glatta@frostburg. edu

Спасибо, что заглянули!

Давайте попробуем схемы усилителя звука на 3 транзисторах (МОНО)

Вам нравится транзистор? Сегодня я перейду к 3-транзисторным схемам усилителя звука.

Зачем использовать транзисторы в усилителе?

Транзисторы представляют собой устройства, изготовленные из полупроводников. Он имеет много преимуществ, но наиболее важным и распространенным является использование его в качестве усилителя. Как? Должен… следить, чтобы увидеть.

Хотя в настоящее время мы будем использовать ИС в большем количестве схем усилителей мощности.

Но транзисторы по-прежнему широко используются. Потому что они небольшого размера. И высокий коэффициент усиления по току и напряжению. Это зависит от смещения, которое можно легко сделать.

Рекомендуется: Изучение электроники для начинающих

Основные принципы работы транзисторов

Простой микрофонный аудиоусилитель

Как это работает?

Составной усилитель Дарлингтона

AM-радиоприемник с 3-х транзисторной схемой усилителя

Как это работает

Схема обратной связи транзисторного усилителя

Способы улучшения схемы

Способы применения0074

Как это работает

Детали, которые вам понадобятся

Похожие сообщения

ПОЛУЧИТЬ ОБНОВЛЕНИЕ ПО ЭЛЕКТРОННОЙ ПОЧТЕ

Основные принципы работы транзисторов

В целом рабочий диапазон транзистора можно разделить на 3 диапазона:

2 5

2

Отсечка (остановка транзистора) Через транзистор не будет протекать ток базы (IB) и ток коллектора (IC). Будут некоторые токи утечки, которые очень редки.

2. Насыщенный диапазон. Через транзистор полностью проходит электричество, пока он не насыщается. И ток больше не увеличится. Что мы можем ограничить ток, протекающий через соединение резисторов.

3. Активный диапазон — это период, в течение которого транзистор работает (проводит ток). За счет управления током коллектора (IC), пропорциональным току базы (IB).

Соотношение этих двух токов. Эти два значения могут найти текущее усиление (hFE) из:

hFE = IC / IB

Следовательно, при использовании транзисторного усилителя звука схема работает в активной фазе. В этом эксперименте вам нужно будет изучить простую схему усилителя. Давайте начнем.

Эти схемы простые усилители другие можно посмотреть ЗДЕСЬ Схемы малых транзисторных усилителей

У нас есть 2 интересных эксперимента.

Аудиоусилитель простого микрофона

Посмотрите на схему ниже. Это процесс эксперимента №1. Мы назвали простой аудиоусилитель. Это увеличит сингл с микрофона.

Рис. 1: Простой аудиоусилитель микрофона Схема

Экспериментальная схема прецессии

1. Подключите оборудование в соответствии со схемой на рис. 1 к макетной плате. Но будьте осторожны с полярностью устройства. Не подключайтесь к неправильной полярности.
2. По завершении подключите положительный и отрицательный провода от источника питания 6 В.
3. Теперь нажмите на MIC1 2-3 раза. Мы услышим «хлопающий» звук из динамика. После этого попробуйте говорить в микрофон. Вы услышите, как ваш звук продлевается через динамики.

Как это работает?

Посмотрите еще раз на рис. 1. Это схема усилителя от микрофона. Когда на MIC1 поступает аудиосигнал.

При поступлении звукового сигнала через микрофон MIC1. И он преобразуется в небольшой электрический сигнал, подаваемый на Q1 в точке A.

Для того, чтобы сначала усилить сигнал. Который мы поставили в качестве усилителя с общим эмиттером.

Имеются R1 и R2 для деления напряжения на смещение на Q1. Но сигнал недостаточно сильный.

В точке Б. При усилении сигнала. Затем отправьте его на Q2 и Q3, которые подключены к схеме составного усилителя Дарлингтона.

Чтобы еще раз усилить сигнал, достаточно сильный, чтобы пройти через динамик.

Подробнее: 3-транзисторный аудиоусилитель

Составной усилитель Дарлингтона

Рис. 2: Составной усилитель Дарлингтона Подключение

На рис. 2 показано соединение транзистора Дарлингтона. Подключаем 2 транзистора с абсолютно одинаковыми характеристиками. По характеристикам схемы как на рис.

Например:

Если коэффициент усиления каждого транзистора равен 100, общий коэффициент усиления будет равен (100×100) = 10 000.

Связанный: Схемы малых усилителей с высоким импедансом

AM-радиоприемник с 3-транзисторной схемой усилителя

Это еще один пример простого эксперимента 2. Посмотрите на рисунок 3. Это простой эксперимент с AM схема радиоприемника.

Как это работает

С помощью катушки L1, намотанной на ферритовый стержень. Один конец подключается к аноду D1. Другой конец катушки заземлен. К этой катушке подключен регулируемый конденсатор (VC1).

Когда значения резонанса L1 и VC1 с этой частотой завершены. Диод D1 обнаруживает только звуковой сигнал. Направить на Q1, усиливая по предыдущим принципам.

Если звук очень тихий. Попробуйте использовать наушники вместо динамиков. Который более отчетливо слышно с радиостанции. И помогает вырезать внешний шум.

Одним из недостатков является то, что эта схема представляет собой простую базовую схему настройки, поэтому настроить станцию ​​может быть сложно.

Читайте также: Очень простая схема усилителя на транзисторе 2N3904

Цепь обратной связи транзисторного усилителя

Дополнительно учимся подключать звуковой транзистор. Мы также изучили, как организовать цепь смещения, чтобы иметь обратную связь. Существует два типа обратной связи:

Способы улучшения схемы

Посмотрите на рис. 5. Мы делим значения R4 на R4A и R4B, при этом C2 подключается в центре обоих R. Затем другая сторона заземлена. Это даст немного больше обратной связи.

Рисунок 5: улучшите схему обратной связи

Что даст хорошие результаты, даже если увеличение несколько уменьшится.

Однако сумма расширений в цепи ограничена. Затем мы добавляем C2, чтобы уменьшить отрицательную обратную связь.

Рекомендуется: схема транзисторного аудиоусилителя мощностью 40 Вт с ПК B

Этот C2 также помогает сделать напряжение на выводе эмиттера или потенциальное напряжение в точке D более плавным (см. рис. 1).

Мы ограничиваем только сумму отзывов. Потому что в базовой схеме усилителя высокое увеличение важнее высокой четкости.

Как это применить

Нам нравится использовать эту схему. Используется в домофоне. Все, что вам нужно, это сделать этот усилитель звука, добавить еще один комплект. Затем подключите кабель от динамика. Но не следует удлинять более чем на 20 метров.

Если вы действительно хотите построить его для использования. Посмотрите на схему ниже.

Читать дальше: простые транзисторные схемы внутренней связи

Только тогда они смогут взаимодействовать друг с другом. Даже находясь далеко друг от друга. Играть совсем не сложно.

Мало того, что у нас еще есть 3 транзисторный усилитель.

Рекомендуем: Аудиоусилитель LM386

Моноусилитель с двумя выходами на динамики с использованием транзисторов

В обычном стереоусилителе есть 2 динамика. А если моноусилитель — это один динамик.

Но эта схема представляет собой специальный монофонический усилитель. Он может управлять 2 динамиками одновременно.

Без параллельного или последовательного доступа. Т.к. это вызывает изменения импеданса динамика.

Но в этой схеме мы продолжаем динамики вместо коллекторного резистора (RC) транзистора.

Итак, Он может усиливать из 2-х динамиков.

Как это работает

Сначала введите питание в схему и аудиосигнал на входной разъем. Затем аудиосигнал, поступающий через C1 и R1, усиливается транзистором Q1.

Q1 — это первый предусилитель с небольшим увеличением сигнала. Перед отправкой в ​​Q2.

Затем Q2 подключается к цепи эмиттерного повторителя. Его функция заключается в том, что усилитель драйвера усиливает сигнал из секции предварительного усилителя. Чтобы получить больше мощности для вождения, Q3 работает хорошо.

А Q3 — это усилитель мощности из динамика.

Он имеет обратную связь звукового сигнала через VR1 и R2 на контакт B Q2. Для контроля стабильности работы на благо.

Эта схема имеет мощность 40 милливатт искажения скорости сигнала на уровне 0,1 процента. И частотный диапазон от 15 Гц до 200 кГц.
Напряжение питания от 9В до 20В.

Вы ищете Моноусилитель. У вас есть много вариантов. Например:

• TDA2005 Мостовая схема усилителя с регулировкой тембра
• 4 Цепи предусилителя на транзисторах
• Главный усилитель OCL 50 Вт

Детали, которые вам понадобятся

Резисторы 0,25 Вт 5 %
R1: 27K

R2: 07K 07K 03 R4: 10 Ом
VR1: 50K Потенциометр

Конденсаторы
C1: 0,22 мкФ, 50 В, керамический
C2: 5 пФ, 50 В, керамический
C3, C4: 10 пФ, 50 В, керамический
C5: 1000 мкФ, 16 В, электролитический, полупроводниковый 7

003 Q1: BC558, 45 В, 0,1 А, PNP-транзистор
Q2: BD140,80V 1.5A PNP Transistor
Q3: TIP2955, 60V, 15A PNP транзистор

Примечание: Я давно публиковал эту схему. Но я не пробовал. Нашел много ошибок. Я нашел этот сайт, поместил этот контент на сайт. И изменить номер транзистора. Это хорошая идея.